Projekt

pilgaardnielsen.dk

Projekt

Det Teknisk-Naturvidenskabelige Fakultet

Aalborg Universitet

Basisuddannelsen

Titel: PWM audioforstærker

Tema: Modellernes virkelighed

Projektperiode:

P2,

4. februar - 27. maj, 2002

Storgruppe:

0132

Projektgruppe:

C216

Gruppemedlemmer:

Andreas Popp

Christian D. Larsen

Mark M. Pedersen

Martin Green

Michael P. Nielsen

Thomas Thorsen

Hovedvejleder:

Holger Elberg

Bivejleder:

Lars H. Johansen

Oplag: 10

Sideantal: 117

Bilag:

1 - CD-ROM

Synopsis:

Denne projektrapport handler om udviklingen

af en PWM audioforstærker til konsummarkedet.

Vi har undersøgt PWM-teknologien og de traditionelle

analoge forstærkerklasser. Derudover

har vi undersøgt det menneskelige øres

opfattelse af lyd. Vi har opstillet forskellige

kundegrupper, og derudfra valgt vores målgruppe.

Samtidig har vi undersøgt i hvilke audioprodukter

PWM-teknologien er anvendt på

markedet. Endvidere har vi undersøgt hvilke

lovkrav og standarder, der skal eller bør overholdes

i forbindelse med udviklingen af en forstærker.

Vi har også set på hvilke måleteknikker,

der skal benyttes til at måle på digitale

forstærkere. Herefter har vi set på hvilke standarder,

der bruges til digital audiotransmission

samt egenskaberne for en dynamisk højttaler.

Det samlede system konverterer et digitalt

S/PDIF-audiosignal til et PWM-signal, som

kan drive en dynamisk højttaler.

Til konverteringen til PWM benyttes der en

kreds fundet gennem markedsundersøgelsen.

Til effektforstærkning benyttes en komplet Hbro

med driver, der på udgangen har et LCfilter

til at fjerne uønskede frekvenser. For at

styre hele systemet bruges der en microcontroller,

som også kommunikerer med brugeren

gennem et LCD-display og styreknapper.

Efter at have arbejdet med vores problemstilling,

kan vi konkludere, at det konstruerede system

virker efter hensigten, dog med støj på

udgangen.


Forord

Denne projektrapport er udarbejdet som en del af vores produkt af P2-projektet på 2. semester

på den Teknisk-Naturvidenskabelige Basisuddannelse på Aalborg Universitet. Rapporten

henvender sig til alle studerende, der ønsker et større kendskab til PWM audioforstærker

og de teknologier, der ligger bag dette princip. Endvidere er rapporten henvendt til vores

hovedvejleder Holger Elberg og vores bivejleder Lars H. Johansen.

I forbindelse med projektets tilbliven vil vi gerne takke følgende personer, der har været os

behjælpelige: Gudrun Hansen fra AUB, der har været behjælpelig med informationssøgning,

Lektor Hans Chr. Christiansen fra institut 14 på AAU for hjælp med LaPlace beregninger

og Tekniker Claus Vestergaard Skipper fra institut 8 på AAU for udlån af CD-afspiller og

test CD. Rapporten er opbygget således, at kilder er angivet efter Harvard metoden. Dette

betyder, at kilder er angivet i kantede paranteser med efternavn og årstal og henviser til

kildefortegnelsen bagerst i rapporten. Endvidere er figurer og tabeller, samt udregninger

nummereret fortløbende efter kapitelnummer.

Aalborg, 27. Maj 2002

——————————————– ——————————————–

Andreas Popp Christian D. Larsen

——————————————– ——————————————–

Mark M. Pedersen Martin Green

——————————————– ——————————————–

Michael P. Nielsen Thomas Thorsen


Indhold

Indledning 1

1 Videnindsamling og analyse 5

1.1 Pulsbreddemodulation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5

1.2 Forstærkerklasser . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 6

1.3 Ørets opfattelse af lyd . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11

1.4 Segmentering af audioforstærkermarkedet . . . . . . . . . . . . . . . . . . 12

1.5 Markedsundersøgelse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15

1.6 Standarder og love . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 18

1.7 Måleteknikker . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20

1.8 Problemformulering . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 24

1.9 Projektafgrænsning . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 25

2 Systembeskrivelse 26

2.1 Grænseflade for input . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26

2.1.1 Standarder for lydkilden . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26

2.1.2 Signalets opbygning . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27

2.2 Grænseflade for output . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 29

2.2.1 Den elektrodynamiske højttaler . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 29

2.3 Produktprincip . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 31

2.3.1 Indgangstrin . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 32

2.3.2 Signalbehandling . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 32

2.3.3 Udgangstrin . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33

2.3.4 Styresystem og brugerflade . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33

3 Design af Forstærker 34

3.1 Indgangstrin . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 34

3.1.1 Beskrivelse og valg af S/PDIF-dekoder . . . . . . . . . . . . . . . 34

3.1.2 Design af indgangstrin . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 35

3.1.3 Test af indgangstrin . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 38

3.2 Signalbehandling . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 39

3.2.1 Valg af chipteknologi . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 39

3.2.2 Design af signalbehandling . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 41

3.2.3 Test af signalbehandling . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 46

3.3 Udgangstrin . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 46

3.3.1 Løsningsmuligheder . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 47

3.3.2 Design og simulering . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 54

3.3.3 Konstruktion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 59

3.3.4 Test og kalibrering . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 60

III


INDHOLD

3.4 Styresystem og brugerflade . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 60

3.4.1 Analyse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 61

3.4.2 Design af hardware . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 65

3.4.3 Firmware . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 72

3.4.4 Test af styresystem . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 74

3.5 Test af samlet forstærker . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 74

4 Konklusion 75

4.1 Perspektivering . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 76

Kildefortegnelse 78

A Udgangsfilter 82

B Bootstrap 85

C LCD Tegntabel 86

D Inter Integrated Circuit bus 87

E Firmware 90

F Målejournal for indgangstrin 94

G Målejournal for udgangstrin 97

H Målinger på den samlede forstærker 102

I Diagrammer 106

IV

Bilag 1 116


Indledning

I lyset af den udvikling, der foregår indenfor naturvidenskaben, er det bemærkelsesværdigt

at området, der dækker udstyr til forstærkning og reproduktion af lyd, bevæger sig i

et mere moderat tempo. Opfindelsen af transistoren har medført tekniske forbedringer, der

har revolutioneret lydindustrien og bragt elektronikken ud til en bred gruppe af forbrugere.

Opfinderne af denne simple komponent har næppe forestillet sig alle de anvendelser den

gennem tiden har fundet.

Siden 1947, hvor transistoren blev opfundet, har man søgt at presse transistorforstærkerne til

at yde deres optimale. Herigennem er der dannet en række faste og foretrukne metoder til at

koble transistoren, så den opfører sig som en forstærker for audiosignaler. Af disse er der en

mindre anvendt metode, som skiller sig væsentligt ud. Princippet kaldes pulsbreddemodulation,

eller PWM 1 . PWM lover højere effektivitet, mindre volumen og færre omkostninger.

På trods af disse åbenlyse fordele, har der ikke været en gennemslagskraft i form af lydkvalitet,

og teknologien har i mange år været henvist til en plads i hobbyværkstedet, når det

gælder forstærkning af lyd.

Indenfor de seneste par år er interessen for PWM-baserede forstærkere genopstået. Dette

skyldes, at det i dag er muligt at fremstille komponenter med egenskaber, der muliggør

en forbedring i lydkvalitet på denne platform. Med den nu presserende digitaliseringsbølge,

opstår der også nogle problemer i forbindelse med gengivelse af lyd fra digitale signalkilder,

som PWM-teknologien tilsyneladende har lettere ved at overkomme. Selvom teknologien

absolut ikke er ny, er det først i dag at den begynder at vinde indpas; ganske enkelt fordi den

fremviser et stigende antal fordele i takt med den teknologiske udvikling.

Vi mener, at tiden er moden til, at den næste revolution indenfor forstærkere til lyd kan

skubbes igang. I dette projekt vil vi tage udgangspunkt i at mængden af PWM-baserede

forstærkere til lyd, som eksisterer på markedet, er forsvindende lille. Vores indgangsvinkel

til projektet bliver således en undren eller en mulighed. Dette kan opsummeres i følgende

sætning:

Fordelene ved PWM er ikke udnyttet tilstrækkeligt i audioforstærkere til konsummarkedet.

Vi vil træffe den beslutning, at vi kun vil beskæftige os med almindelige stationære audioforstærkere

til hjemmebrug. Vi vil således ikke komme nærmere ind på mobilt udstyr, car-fi,

PA 2 eller lignende. Vi vil i det følgende foretage en videnindsamling og analyse af infor-

1 Engelsk forkortelse: Pulse Width Modulation

2 Public Adress; audioudstyr til større forsamlinger

1


. INDLEDNING

mation, som skal føre os frem til en problemformulering. Det er vores ønske at udvikle en

PWM audioforstærker til konsummarkedet, og vi vil gennem analysen skabe fundamentet

for at tage de rigtige beslutninger i denne sammenhæng.

Metoder til videnindsamling og analyse

Vi vil i dette afsnit gøre rede for vores valg af metoder til videnindsamling og analyse af den

fundne information.

Pulsebreddemodulation

Først og fremmest vil vi indsamle og analysere information om PWM-princippet, for at få en

dybere forståelse for vores overordnede emne. Dermed har vi et godt grundlag for at kunne

sætte den information, vi senere finder, i relation til det aktuelle emne, vi behandler, og

dermed udnytte denne viden på en mere fornuftig måde. Vi vil primært benytte Internettet

til at finde information om PWM, da vi på forhånd ved at litteratur om emnet er meget

sparsomt.

Klasseprincippet

Vi vil først redegøre for klasseprincippet og definere karakteristika for de traditionelle analoge

forstærkerklasser, A, B, A/B og C, samt klasse D, der anvendes i forbindelse med

PWM. Vi ved, der findes en stor mængde litteratur på området for analoge forstærkerklasser.

Derfor vil vi benytte den typiske metode til videnindsamling; dvs. litteratur, her i form

af bøger og magasiner som High Fidelity. Kilden til information om klasse D, vil her være

Internettet, da der som nævnt ikke eksisterer meget litteratur på området.

Ørets opfattelse af lyd

I dette afsnit vil vi beskrive, hvordan det menneskelige øre opfatter lyd, da dette kan have

betydning for konstruktionen af en audioforstærker. Viden til dette afsnit indhentes gennem

litteratur i form af bøger og artikler.

Produktets målgruppe

En af de åbenbare fordele ved PWM er den væsentligt højere effektivitet. En hurtig overslagsberegning

viser dog, at prisen for at drive en højttaler med musik 2 timer om dagen i et

år, er en ubetydelig brøkdel af den samlede investering i et musikanlæg og musikmateriale:

2timer 20W 365dage 0¡ 002kr ¢ W h £ 29¡ 20kr

Ud fra en global betragtning er der naturligvis muligheder for energibesparelser, men fra en

kundes synspunkt er småbesparelser på årsplan irellevante i en købssituation for denne type

2


produkt, og det er netop kunden, der skal bære denne teknologi ind i hverdagen. Vi vælger

derfor, at vi ikke vil behandle emnet i forbindelse med dette projekt yderligere. I stedet vil

vi fokusere på de præferencer potentielle købere kan have til et produkt. En kortlægning af

disse præferencer kan gribes an på flere forskellige måder:

1. Iværksætte en undersøgelse af et repræsentativt udsnit af befolkningen

2. Benytte eksisterende undersøgelser

3. Undersøge populære eller typiske produkter på markedet

Første metode er kostbar og tidskrævende. Anden metode er sandsynligvis kostbar; der er

ikke store chancer for at den slags informationer er frit tilgængelige, da de som regel udføres

af private markedsanalysefirmaer. Den tredje metode er enkel og ikke kostbar. Vi vurderer,

at mulighederne i anden metode bør undersøges, men tredje metode giver os det bedste

kompromis mellem indsats og udbytte, hvis anden metode kun gennem store udgifter eller

besvær kan benyttes. Vi kan ved at undersøge markedet danne os et godt billede af hvilke

krav, forbrugerne stiller til en forstærker. Ulempen ved metoden er, at vi gentager de eventuelle

fejl, konkurrenterne begår. Vi vil udforme denne undersøgelse som en markedssegmentering,

hvor vi deler markedet ind i segmenter med forskellige præferencer. Resultatet

af undersøgelsen bliver et valg af målgruppe og en prioritetsrække for udviklingen af et

forstærkerprodukt baseret på målgruppens præferencer.

PWM-teknologiens placering på markedet

Selvom vi allerede nu kan observere, at udvalget af denne typer produkter er sparsomt, er

det interessant i en markedsmæssig sammenhæng at undersøge markedet for produkter for

at skabe et bedre fundament for beslutninger. Målet er at give en idé om, hvor markedet

befinder sig og hvor det er på vej hen. Denne undersøgelse kan gennemføres ved at undersøge

produkter hos forhandlere og gennemsøge Internettet for anmeldelser af produkter og

artikler om emnet.

Metoder til vurdering af forstærkeres lydkvalitet

For at kunne vurdere lydkvaliteten og skabe sammenlignelige resultater, skal man benytte

anerkendte metoder til måling af lydkvalitet. Disse metoder kan deles op i objektive og

subjektive. De objektive metoder kan defineres og præciseres gennem standarder, enten officielle

standarder eller de-facto standarder for industrien. Metoder til subjektiv vurdering

af lydkvalitet kan ikke defineres og præciseres, da god lyd er et individuelt begreb. Vi vil i

denne del af analysen opstille en række objektive måleteknikker, som kan bruges til at vurdere

en forstærkers lydkvalitet. Denne viden bør tilegnes ved at studere accepterede standarder

for måling af lydudstyr.

3


Standarder og Love

. INDLEDNING

Vi vil også undersøge, om udviklingen af en audioforstærker er underlagt nogle specielle

lovkrav, og i denne forbindelse hvilke standarder det så kræves, at vi underlægger produktet.

Til dette formål er Internettet også den fortrukne kilde til information, da vi her kan finde

både standarder, love og tredjeparters vurdering af dem, og information om hvordan de

lettest implementeres.

4


Kapitel 1

Videnindsamling og analyse

1.1 Pulsbreddemodulation

Lineære forstærkere og strømforsyninger benytter sig af transistorer til forstærkning, hvor

transistoren benyttes til at forstærke variable spændinger. Dette er ikke optimalt, da der så

er et effekttab i transistoren.

Da en transistor ideelt set har en uendelig stor modstand i lukket tilstand, og en uendelig

lille modstand i åben tilstand, vil det være optimalt, hvis man kunne lade transistoren være

enten helt åben eller helt lukket og benytte den som kontakt. Derved er der teoretisk set ikke

effekttab i transistoren. Dette ses ud fra Ohms effektlov, P £ R I 2 . I lukket og åben tilstand

er hhv. strømmen og modstanden lig nul, og derfor vil der ikke være noget effekttab. For

at kunne benytte transistorer som kontakter til effektforstærkning, har man udviklet PWMprincippet.

Principppet består i, at man på udgangen, i stedet for en variabel spænding, benytter to

diskrete spændingsniveauer. I stedet for spændingen reguleres pulsbredden og derved signalets

dutycycle, som er forholdet mellem pulstiden og periodetiden.

I forbindelse med forklaringen af pulsbreddemodulation forestiller vi os, at vi ønsker at

modulere en sinuskurve. Selve modulationen kan foregå ved, at man sender et savtaksignal

med en fast frekvens, som kaldes bærefrekvensen, ind på en komparators inverterende

indgang. På komparatorens ikke-inverterende indgang sendes en sinuskurve. Komparatoren

sammenligner savtaksignalet og sinuskurven. Når sinuskurven overstiger savtaksignalet, vil

udgangssignalet fra komparatoren være højt og når sinuskurven er under savtaksignalet, vil

udgangssignalet være lavt. Derved opnås en modulation som er illustreret på figur 1.1.

Da en højttaler ikke direkte kan modtage PWM-signalet og gengive lyd, er man nødt til at

demodulere PWM-signalet, så signalet igen fremstår som en sinuskurve. Dette gøres ved at

lade PWM-signalet gå gennem et lavpasfilter, som filtrerer bærefrekvensen fra. Den stiplede

sinuskurve på figur 1.1 er den sinuskurve som fremkommer efter lavpasfilteret på udgangen.

Derfor skal bærefrekvensen være højere end det signal, som skal moduleres, så man i

lavpasfilteret kan filtrere bærefrekvensen fra, uden at det går ud over sinuskurven.

Da der ideelt set ikke er effekttab i transistorerne i en PWM-forstærker, vil den have en

5


V

V

KAPITEL 1. VIDENINDSAMLING OG ANALYSE

Figur 1.1: Eksempel på PWM-princippet

teoretisk virkningsgrad 1 på 100%. I praksis er dette ikke muligt, bl.a. fordi transistorer har

en endelig modstand i åben tilstand. Desuden tager transistorer lidt tid om at skifte tilstand

fra åben til lukket. Dette resulterer i, at der i en kort periode er et effekttab i transistoren,

da der er en spændingsforskel over den, mens der løber en strøm gennem den. I praksis vil

virkningsgraden for forstærkere opbygget efter PWM-princippet derfor ligge omkring 90%.

1.2 Forstærkerklasser

Vi vil i dette afsnit først prøve at skabe et overblik over, hvad et komplet forstærkersystem

består af, for derefter at se mere specifikt på forskellen mellem de mest almindelige forstærkertyper.

¦ ¡£¢¥¤

¨£© §





Figur 1.2: Et komplet forstærkersystem

t

t

¤ ¦ ¢£¤ ¦

§

Et komplet forstærkersystem består af flere dele, som ses på figur 1.2. Signalerne fra forskellige

inputkilder sendes ind på forforstærkerens indgange. På forforstærkeren vælges indgang

6

1 Forholdet mellem nytteenergi og tilført energi.


1.2. FORSTÆRKERKLASSER

og der reguleres f.eks. bas, diskant og volume. Derefter kommer effektforstærkeren, hvis opgave

er at forstærke det signal, der kommer fra forforstærkeren. Udgangstrinet, der er det

sidste trin i effektforstærkeren, har til opgave at levere effekten til højttalerne. I mange tilfælde

er forforstærker og effektforstærker integreret i et kabinet. Det er, hvad man i daglig

tale kalder en forstærker.

Forstærkere er inddelt efter et klassesystem, hvor det er udgangstrinet i effektforstærkeren,

der er afgørende for hvilken klasse, den enkelte forstærker tilhører. Når man sammenligner

de enkelte forstærkerklasser, ser man på hvordan transistoren drives. Dette er afgørende for

effektforbruget for de enkelte forstærkere. Vi vil i dette afsnit prøve at give en kort beskrivelse

af de traditionelle forstærkerklasser; A, B, A/B og C samt den mindre traditionelle

klasse D. Det skal dog nævnes, at flere fabrikanter laver varianter af disse forstærkertyper,

og giver dem derefter en klassebetegnelse, der kun henviser til egne produkter.

Beskrivelse af forstærkerklasser

I dette afsnit vil vi undersøge simple opbygninger af de ovenstående forstærkerklassers udgangstrin,

for at forstå forskellen mellem de enkle forstærkeres udgangstrin, og hvilke fordele

og ulemper der er ved dem. Vi starter med at undersøge den ideelle bipolare transistor.

Ved den ideelle transistor er der en lineær sammenhæng mellem den strøm, der løber ind

på basis og den strøm, der løber mellem kollektor og emitter. Dette kaldes transistorens

strømforstærkning.

Der er ikke noget spændingsfald over basis-emitter og collector-emitter, og derfor ingen

effektafsættelse i transistoren.

¢¡ £ ¤ £



© ¨



¥¢¦§¤ ¨ ¨ ©

Figur 1.3: En bipolær NPN-transistor

Der findes i praksis to typer bipolare transistorer. NPN-transistoren bruges til at forstærke

strømme, der løber ind på transistorens basis. PNP-transistoren bruges til at forstærke strømme,

der løber ud af transistorens basis.

Transistorens største ulempe er, at der er et spændingsfald over basis-emitter på ca. 0¡ 6V .

Denne spændingsforskel er kritisk for en forstærker, da dette fører til forvrængning omkring

zero-crossing, hvilket ødelægger svagere passager i musikken. Denne forvrængning kaldes

en crossoverforvrængning. En anden ulempe ved transistoren er, at når den leder en strøm,

afsættes der effekt i transistoren, hvilket gør, at den bliver varmere. Derfor er det nødvendig

med en køleplade, der kan lede varmen væk fra transistoren for ikke at ødelægge den.




7


KAPITEL 1. VIDENINDSAMLING OG ANALYSE

Derefter er der et par generelle udtryk, som ligeledes gælder for udgangstrinene:

Single-ended forstærker betyder, at den kun består af én transistor, hvilket er den absolut

mest simple måde, en forstærker kan opbygges på.

Komplementær forstærker betyder, at der benyttes to transistorer, der er hinandens modsatte,

deraf komplementær. Dvs. en NPN-transistor og PNP-transistor.

Vi vil nu beskrive karakteristika ved de forskellige udgangstrin opstillet i rækkefølge efter

den mest simple først.

Klasse C

Det mest simple udgangstrin er et single-ended Klasse C udgangstrin. Det karakteristiske

ved dette udgangstrin er, at det består af det færreste antal komponenter, det er muligt at

opbygge en forstærker af. Det er ikke muligt kun at bruge en transistor som forstærker, så

man indsætter en modstand RE således, at man har en spændingsdeler. Spændingen mellem

de to komponenter bestemmes ved forholdet mellem modstanden RE og strømmen i transistoren.

Man kan nu variere spændingsniveauet mellem de to komponenter ved at variere

strømmen i transistoren. Strømmen i transistoren varieres ved at variere spændingen på basis.

Kondensatoren på udgangen forhindrer DC over højttaleren. R1 gør os i stand til at holde

indgangens hvilespænding på 0V . Modstanden RE er en tilbagekobling. På figur 1.4 ses et

Klasse C udgangstrin.

I n d g a n g

R 1

R E

+V CC

Figur 1.4: Et single-ended klasse C udgangstrin

Dette er et simpelt udgangstrin, der kan bruges som forstærker, men det har den store

ulempe, at det kun forstærker under halvdelen af audiosignalet. I dette tilfælde er det den

positive del af audiosignalet. Dette medfører voldsom forvrængning og gør udgangstrinet

ubrugeligt til audio. Virkningsgraden af en klasse C forstærker er ca. 70% [Jørgensen(98)].

Klasse A

Det næste udgangstrin er et single-ended klasse A udgangstrin, der ligner et klasse C udgangstrin.

I et single-ended klasse A udgangstrin indsættes en spændingskilde på indgangen, hvormed

man løfter spændingen på basis. Man tvinger på den måde transistoren til at lede en

8


I n d g a n g

R 1

R E

+V CC

Figur 1.5: Et single-ended klasse A udgangstrin

1.2. FORSTÆRKERKLASSER

strøm hele tiden. Ved denne forspænding er man nu i stand til at forstærke den negative

del af audiosignalet. Ved et negativt inputsignal vil der stadig være mere end 0V på basis.

Derved kan vi forstærke et komplet audiosignal. For at få størst udnyttelse af udgangstrinet

skal spændingen over modstanden RE være lig med spændingen over transistoren, dvs. at

forspændingen skal være halv forsyningsspænding.

Ulempen ved klasse A udgangstrinet er at transistorerne konstant leder en strøm, også selv

om det ikke får et signal ind. Dvs. at varmeudviklingen er ekstra stor i dette udgangstrin.

Virkningsgraden for en klasse A forstærker findes ved udregning 1.1. Samtidig kan udgangstrinet

ikke levere mere strøm end tomgangsstrømmen.

Pin £ VCC IC £ 2VCE IC

Iout

Voutmax

Poutmax

RMS¡ £

IC

¢ 2

VCE ¢ £

2

RMS¡

VCE ¢ £

2

ρmax £ Pout

Pin

£

¢ £

IC

2 VCE

£

IC

2

1

4

25% (1.1)

Hvor Pin er indgangseffekten og Poutmax er den maksimale udgangseffekt. Iout er den strøm

der løber ud af systemet og Voutmax er den maksimale spænding på udgangen. VCE er den

spænding der ligger over emitter og kollektor. ρmax er virkningsgraden.

Klasse B

Klasse B udgangstrinet er teoretisk set det ideelle udgangstrin, da man har et komplementært

udgangstrin uden forspænding. Ved at fjerne forspændingen vil man kunne mindske

effekttabet i transistorerne og derved øge effektiviteten. Virkningsgraden for et klasse B

9


I n d g a n g

R 2

udgangstrin findes ved udregning 1.2.

£ Pin VCC 2

π

Pout £

ρmax £

KAPITEL 1. VIDENINDSAMLING OG ANALYSE

R 3

R 1

- V CC

Figur 1.6: Et klasse B udgangstrin

VCC

Pout

¢ 2

Pin

Imax

Imax

¢ £

2 VCC Imax

2

£ VCC Imax

2

π

2VCC Imax

£ π

4

+V CC

78% (1.2)

Pin er indgangseffekten og Pout er udgangseffekten. ρmax er virkningsgraden. Imax er den

maksimale udgangsstrøm og VCC er forsyningsspændingen.

I praksis er klasse B udgangstrinet ikke ideelt. På grund af transistorens ulinearitet vil der

være en cross-over forvrængning på alt signal under 0¡ 6V , hvilket betyder at svage passager

i musikken vil blive forvrænget. Dette gør klasse B forstærkeren mindre egnet til musik.

Klasse A/B

Klasse A/B er, som navnet antyder, en mellemting mellem et klasse A og B udgangstrin. Problemet

med klasse B udgangstrinet var, at der var et ulineært område omkring 0V , hvilket

gav forvrængning, men samtidig havde klasse A udgangstrinet et stort effekttab i transistorerne.

Problemet er så at finde en måde, hvorpå man kan kombinere de to klasser med

hinanden, så man får en forstærker med en højere virkningsgrad end klasse A forstærkeren

og mindre forvrængning i området omkring 0V som i klasse B forstærkeren.

Man kombinerer de to klasser ved at bruge en tomgangsstrøm, som i klasse A udgangstrinet.

Denne afbrydes ved en forudbestemt spænding, således at trinet skifter over til at være

et klasse B udgangstrin ved større signaler. Ved at bruge tomgangsstrømmen fjerner man

forvrængningen i området omkring 0V . Problemet med et klasse A/B udgangstrin er at dimensionere

tomgangsstrømmen således, at man undgår det store effekttab i transistorerne

fra klasse A forstærkeren. Igen er der en tomgangsstrøm og det går igen ud over virkningsgraden,

men dog ikke i samme omfang som en klasse A forstærker, da den ikke er konstant.

Virkningsgraden er for klasse A/B udgangstrinet ca. 50% [Jørgensen(98)].

10


Klasse D

1.3. ØRETS OPFATTELSE AF LYD

Klasse D forstærkeren skiller sig ud fra de andre klassetyper ved at benytte pulsbreddemodulation.

Dermed bruges transistoren som kontakt i stedet for, som i de tre foregående klassetyper,

at bruge transistoren til at lede en strøm af variabel størrelse. Princippet er beskrevet

i afsnit 1.1 på side 5.

Til audioformål ligger frekvensen på 20 20000Hz, derfor skal der anvendes en komparator,

som kan arbejde med højere frekvenser, da man skal have mulighed for at filtrere bærefrekvensen

fra i lavpasfilteret, da højttaleren ikke skal modtage et PWM-signal. Normalt

har PWM-signalet en bærefrekvens på 75 250kHz.

Som nævnt i afsnit 1.1 har PWM-baserede forstærkere en virkningsgrad på ca. 90%, dette

gør det til den forstærkertype, som har det laveste effektab.

1.3 Ørets opfattelse af lyd

For at kunne konstruere en audioforstærker, er vi også nødt til at gøre nogle overvejelser

omkring, hvordan det menneskelige øre opfatter lyd, og dette beskrives i det følgende afsnit.

Det menneskelige øres minimumsgrænse for opfattelse af lyd ligger ved en forskel i lufttrykket

på 20µPa, mens smertegrænsen ligger ved en forskel på 20Pa. Man har valgt at

bruge den logaritmiske enhed decibel, ¡ dB¢ , som en enhed for relativ lydstyrke i forhold til

minimumsgrænsen. Den relative lydstyrke, dBa, udregnes på følgende måde:

dBa¢

p

20 log

¡

£

20µPa

hvor p er det lydtryk, man ønsker at udregne den relative lydstyrke for.

(1.3)

Smertegrænsen ligger altså ved 120dBa. Man har fundet ud af, at øret ikke er særlig effektiv

til at opfatte forskelle i lydtrykket. Den relative lydstyrke skal hæves 3dB inden øret kan

registrere en ændring. For at ændringen kan opfattes som en fordobling eller halvering af

lydstyrken, skal lydstyrken hæves eller sænkes 10dB. Derudfra kan man sige, at hvis en audioforstærker

afsætter en bestemt effekt i en højttaler, og vi ønsker at fordoble den opfattede

lydstyrke, skal audioforstærkerens effekt 10-dobles, da der gælder flg. dB-sammenhæng for

effekt: ¡ dB¢ £ 10 log P2

P1 , hvor P1 og P2 er de effekter, man ønsker sammenlignet.

Desuden opfatter øret også lydtrykket forskelligt, alt efter hvilken frekvens lyden har. Følsomheden

er størst ved 4kHz, mens øret i lavfrekvensområdet ikke opfatter lyden så godt.

Man siger også normalt, at det menneskelige øre kan opfatte lyd i frekvensområdet 20

20000Hz. Det er dog et overslag, bl.a. fordi det varierer fra person til person og nedsættes

kraftigt med alderen [Vibe(81)].

Vi kan konkludere, at en forstærker bør have en logaritmisk volumekontrol, således at den

opfattede lydstyrke følger volumekontrollen liniært.

11


KAPITEL 1. VIDENINDSAMLING OG ANALYSE

1.4 Segmentering af audioforstærkermarkedet

Vi vil nu segmentere audioforstærkermarkedet i grupper, efter hvilke typiske præferencer

forbrugerne har. Formålet med at segmentere det valgte marked er at danne et grundlag for

et valg og en specificering af målgruppen. Dette vil give os mulighed for at målrette udviklingen

af produktet og skabe et bedre beslutningsgrundlag for afgørelser, som påvirker

produktets egenskaber. Markedet, vi vil segmentere, er markedet for stationære stereoforstærkere

til hjemmebrug.

Vi vil efter egen vurdering inddele forbrugerne i nogle grupper, som passer til forskellige

forbrugertyper. Der vil altid være kundetyper, som ikke kan placeres i en sådan generaliseret

kategori. I og med at vi opstiller de mest sandsynlige typer af forbrugere, mener vi, at vi

kan dække en så tilstrækkelig stor del af forbrugerne, at resultatet af segmenteringen kan

være til nytte. Selve segmenteringen er foretaget, dels ved at observere hvilke produkter, der

allerede findes på markedet, og dels gennem ræsonnementer. Denne metode skyldes til dels,

at det ikke har været muligt at benytte andre virksomheders bestræbelser på at segmentere

markedet, men med det givne mål mener vi, at denne fremgangsmåde giver tilstrækkeligt

udbytte til at nå målet.

For at kunne karakterisere de enkelte segmenter, har vi opstillet en række parametre, som

dækker de områder grupperne prioriterer forskelligt.

Lydkvalitet dækker kun over en ren subjektiv vurdering af apparatets soniske ydelse.

Strømforbrug beskriver apparatets energimæssige effektivitet.

Størrelse beskriver i hvor høj grad produktet optager plads.

Specifikationer er objektive vurderinger af forstærkerens tekniske ydelse.

Pris er apparatets salgspris.

Design dækker kun over den æstetiske og kunstneriske udformning af apparatet.

Kvalitet omfatter udelukkende holdbarhed, og ting som har indflydelse herpå.

Funktioner er indstillingsmuligheder og tilslutninger til apparatet.

Karakteristisk for de 4 førstenævnte parametre er, at det er områder, hvor der er muligheder

for at PWM-teknologien kan give betydelige forbedringer. Vi mener, at Lydkvalitet er det

område, hvor der er det største potentiale for forbedringer. Dette baseres på den positive

omtale af de få PWM-forstærkere, der findes på markedet, sammenholdt med at teknologien

først inden for de seneste år er blevet udbredt indenfor audioteknik, og mulighederne er

derfor helt sikkert ikke fuldt udnyttet endnu. Se eventuelt uddragene fra anmeldelserne af

nogle PWM-forstærkerprodukter i afsnit 1.5 på side 15. Strømforbrug og Størrelse er to

parametre, som er lette at minimere ved at indføre PWM-teknologi, fordi effektiviteten er

højere, og dermed sparer man både strøm og køleanordninger. Specifikationer kan til en hvis

grad optimeres, fordi udgangseffekten let kan øges på grund af den højere effektivitet. Til

gengæld er andre specifikationer, som støj, typisk højere i PWM-forstærkere. Slutteligt er

det vores opfattelse, at Pris til en hvis grad kan minimeres, ved at benytte PWM-teknologi,

fordi selve signalbehandlingen uden problemer kan integreres i en enkelt kreds, og fordi der

12


1.4. SEGMENTERING AF AUDIOFORSTÆRKERMARKEDET

ikke skal benyttes så stor en køleanordning. De 3 sidstnævnte parametre er upåvirkede af

en implementering af PWM-teknologi, og Design er et område, som vi slet ikke vil berøre i

udviklingen af selve forstærkeren.

Overordnet har vi inddelt markedet i tre segmenter efter i hvor høj grad forbrugeren er villig

og i stand til at afsætte penge til at købe en forstærker:

Højt Personer, som enten er villige til at betale, for det de vil have eller ikke betragter pris

som en faktor, når der handles forstærkere.

Mellem Gennemsnitsdanskere, der i modsætning til dem der er villige til at afsætte mange

penge, betragter pris som en faktor, simpelt hen fordi de er nødt til det, eller fordi de

ikke er villige til at betale for det bedste.

Lavt Personer, som ikke har midlerne til at lade andre parametre spille ind under valg af

forstærker, eller folk, som ikke er villige til at afsætte mere end hvad der absolut er

nødvendigt for at anskaffe sig en forstærker.

Ved hjælp af de tidligere nævnte parametre har vi underinddelt de tre segmenter i en række

personligheder, som dækker og beskriver et bredt udsnit af de personer som køber audioforstærkere.

Resultatet ses i tabel 1.1.

Segment Budget 1. Prioritet 2. Prioritet 3. Prioritet

Hi-Society Højt Design Kompakt Kvalitet

Hi-End Højt Lydkvalitet Kvalitet Design

Hi-Fi Mellem Lydkvalitet Pris Kvalitet

Pop Mellem Funktioner Specifikationer Pris

Værdi Mellem Pris Lydkvalitet Kvalitet

Low-Fi Lavt Pris Funktioner Lydkvalitet

Tabel 1.1: Segmentering af audioforstærkerområdet

High-Society I dette segment er image og udstråling vigtige, og derfor kommer Design i

første række. Udstyret må gerne være kompakt for på den måde lettere at kunne glide

diskret ind i hjemmets stil. Derudover ses Kvalitet som en vigtig parameter, da denne

gruppe ikke er interesseret i teknikken bag, men blot at udstyret virker hver gang.

Hi-End Denne gruppe er bevidste nydere af musik, og de bestræber sig udelukkende på at

opnå den bedste Lydkvalitet. Kvalitet og Design kommer for denne gruppe i anden

række, men det er to parametre, der forventes at følge med dyrt udstyr; det skal holde

i mange år, og man må ikke blive træt af designet.

Hi-Fi I lighed med Hi-End segmentet er dette segment interesseret i at optimere Lydkvalitet,

men er per definition ikke bemidlet til at købe det bedste. Derfor er denne gruppes

anden prioritet Pris. Målet er at få det bedste lydudstyr til de penge, der er til rådighed.

Derudover er Kvalitet vigtig, for man vil nødigt fejlplacere den ikke uanselige del af

sin økonomi i et produkt, som ikke har en acceptabel holdbarhed.

Pop Her er det primært Funktioner og Specificationer, der er interessante parametre. Apparatet

må gerne have mange indstillinger f.eks. af bas og diskant og eventuelt en digitalt

13


KAPITEL 1. VIDENINDSAMLING OG ANALYSE

styret equaliser, med foruddefinerede indstillinger med farverige navne. Af Specifikationer

er især udgangseffekten en vigtig parameter for dette segment, og målgruppen

rammes ofte ved at bruge useriøse, men ganske kreative, beregninger, f.eks. PMPO 2

og "musikwatt", for at opnå en højere effektangivelse. Pris er også en vigtig parameter

for dette segment, da midlerne per definition er begrænsede.

Værdi Har generelt de samme præferencer som Hi-Fi segmentet, men prisen er prioriteret

højere. Denne gruppe har typisk en forestilling om, hvor mange penge de vil bruge,

og finder derefter et produkt, som passer til disse forventninger. Lydkvalitet er stadig

vigtig men dog sekundær i forhold til Pris. I lighed med Hi-Fi segmentet er Kvalitet

også højt prioriteret, fordi produktet skal holde sin værdi i så lang tid som muligt.

Low-Fi Denne gruppe er på grund af den begrænsede bemidling interesseret i at få så meget

som muligt for investeringen, og derfor er Funktioner højt prioriteret næst efter Pris.

Derudover vil det også, hvis det overhovedet er muligt, være ønskeligt med så god

Lydkvalitet som muligt, så denne har tredje prioritet.

Pop, Low-Fi og Hi-Society er de tre segmenter, som PWM-teknologien vil bidrage mindst

til, fordi 1. prioriteterne her ligger på parametre, som er mere eller mindre uberørte af en

implementering. Derimod er Værdi, Hi-Fi og Hi-End markederne mere interessante. Fælles

for dem er, at Lydkvalitet er 1. eller 2. prioritet, og at dette er kombineret med enten Kvalitet

eller Pris. Det bedre bemidlede segment, Hi-End, skiller sig ud fra de 2 andre, ved at Design

er mellem topprioriteterne.

Det er vores opfattelse, at de største segmenter af disse tre er Hi-Fi og Værdi, og givet at

deres idealprodukt kan skaleres op til Hi-End, ved at tilføje mere vægt til Design og Kvalitet

på bekostning af mindre vægt på Pris, virker det naturligt at tage udgangspunkt i disse to

almindeligt bemidlede grupper, for på den måde at holde døren åben for at skabe et Hi-End

produkt i en senere sammenhæng, baseret på eksisterende design.

En anden ikke uvæsentlig side af sagen er, at potentielle kunder skal gøres åbne og modtagelige

for en helt ny og anderledes type teknologi. Derfor kan det være en forretningsmæssig

fordel at sigte på en kundegruppe, der forventes at besidde en hvis indsigt i elektronikken,

og dermed også en nysgerrighed og åbenhed for ny teknologi. Denne beskrivelse opfatter vi

som bedst passende til Hi-End og Hi-Fi gruppen.

Ud fra disse overvejelser udvælger vi Hi-Fi segmentet som vores primære målgruppe. Dermed

mener vi, at vi har særdeles gode muligheder for at ramme både denne gruppe og Værdi

segmentet, ved at udforme billigere og mere skrabede udgaver af produkterne. Derudover er

der heller ikke langt til Hi-End segmentet, hvor der stilles større krav til Kvalitet og Design.

Dermed bliver nøgleordene i vores produktudvikling følgende prioriterede rækkefølge:

14

1. Lydkvalitet

2. Pris

3. Kvalitet

2 Peak Music Power Output


1.5 Markedsundersøgelse

1.5. MARKEDSUNDERSØGELSE

Ved at undersøge hvilke produkter, der findes på markedet for audioforstærkere, som benytter

PWM-teknologi, kan vi skabe et bedre fundament for beslutninger i en konkurrencemæssig

sammenhæng. Denne undersøgelse skal give den fornødne information til at kunne

fastlægge, hvor markedet befinder sig.

Vi har gennemsøgt markedet for at finde audioforstærkerprodukter, som benytter PWMteknologi.

I det følgende vil vi kun behandle PWM-audioforstærkere, og hvis ikke andet er

nævnt, refererer det kortere udtryk "forstærker"til denne undergruppe. Vi har medtaget både

konsumforstærkere, forstærkermoduler til indbygning samt chipteknologier. Med chipteknologier

forstås integrerede kredsløb, som varetager en del af den funktion, en forstærker

udfører.

Vi vil frasortere produkter, som vi ikke finder egnede til at yde den lydkvalitet, man forventer

af en moderne Hi-Fi forstærker. Som en følge heraf frasorterer vi en del ældre produkter.

Det skyldes, at det først er i de seneste år, at det er blevet muligt at designe en PWMaudioforstærker

med en tilfredsstillende lydkvalitet. Derudover har vi frasorteret chipteknologier,

der implementerer en hel forstærker i en enkelt chip, da vi ikke mener, at de er i stand

til at levere den ønskede lydkvalitet.

Overordnet er resultatet inddelt i tre kategorier: Chipteknologier, konsumforstærkere og forstærkermoduler.

Herudover kan resultatet inddeles i analoge og digitale produkter. Ved analog forstås der, at

signalet på et tidspunkt i signalkæden fra kilden til udgangstrinet optræder på den klassiske

analoge form, hvor spændingens amplitude beskriver den ækvivalente lydbølges amplitude.

Det er dog både de analoge og digitale forstærkeres mål at afgive en sådan analog spænding

efter udgangstrinet. Der kan også argumenteres for, at et PWM-signal er analogt, men

i denne sammenhæng vil vi, i lighed med de fleste producenter, opfatte det som digitalt,

for at gøre det lettere at skelne mellem de traditionelle analoge PWM-forstærkere og de

fundamentalt anderledes digitale PWM-forstærkere.

Resultatet af undersøgelsen, med opdeling, ses af figur 1.7.

Som det ses, har vi ikke medtaget analoge konsumforstærkere, ganske enkelt fordi vi ikke

har været i stand til at finde produkter i denne kategori. I kategorien for digitale modulforstærkere

har Powerhouse et produkt, kaldet "ICEpower Digital", som har været annonceret

gennem de sidste 2 år, dog uden ændringer i beskrivelserne, så der er tvivl om hvorvidt den

nogensinde færdiggøres. De analoge PWM-audioforstærkere har været teknologisk mulige

siden 50’erne, men de har aldrig ydet en tilfredsstillede lydkvalitet, så de er nærmest ikke

eksisterende på markedet for konsumforstærkere.

Indenfor chipteknologier findes en stor mængde produkter, som foretager den nødvendige

signalbehandling mellem signalkilde og udgangstrin. En enkelt af disse producenter, Tripath,

producerer en analog chip, som er baseret på det, de kalder "Digital Power Processing".

Digital henviser her til at produktet i den interne behandling benytter digitalteknik,

men på indgangsgrænsefladen accepteres kun analoge signaler. Efter Tripaths eget udsagn

er lydkvaliteten på niveau med klasse A/B forstærkere, og virkningsgraden er op mod 90%

[Tripath].

15


D igita l

C i rrus L o g i c

C S4 4 2 10

Texas Instruments

TAS5015 TAS5000

TAS5012 TAS5001

TAS5100 TAS5010

Z eni th

D A3 52 0

S p ec tro n

D i g i t a l

M u s i c i a n

Tr o u b a d o u r

A p o g ee

D D X 2 000

D D X 2 06 0

D D X 4 100

D D X 2 100

P ul sus

P S9 6 04

P S9 7 02

Tac T A ud i o

M i l l e n i u m

M & S2 150

P ul sus

D 3 00

P o w erh o use

I C E p o w e r D i g i t a l

KAPITEL 1. VIDENINDSAMLING OG ANALYSE

Chipteknologier

K ons u m f ors tæ rkere

M od u lf ors tæ rkere

Tri p ath

TA0102 A

TA0103 A

TA0104 A

TA3 02 0

L C A ud i o

Z a p p u l s e

Figur 1.7: Resultat af markedsundersøgelse

A na log

P o w erh o use

I C E p o w e r

Udvalget af de digitale chipteknologier er noget større, men ved nærmere undersøgelse er

der meget lille forskel på de enkelte teknologier. Deres primære opgave er at omsætte et

digitalt PCM 3 signal fra f.eks. en CD-afspiller til et PWM-signal der kan drive udgangstrinet.

Apogee og Texas Instruments producerer ud over selve signalbehandlingsdelen også en

chip med udgangstrinet og de drivkredsløb, der er nødvendige. Texas Instruments var først

på markedet med denne type teknologi. Dette opnåede de ved at opkøbe danske Toccata

Technology og dermed deres patenterede Equibit teknologi og derfor har de efterhånden

en veletableret serie af reviderede og optimerede kredse. Apogee benytter en teknologi, der

driver udgangstrinet anderledes og dermed mindsker støjudstråling og hæver effektiviteten.

Dette kaldes ternary pulse width modulation [Apogee]. Fælles for Pulsus og Cirrus Logic er

at deres produkter tilsyneladende ikke er tilgængelige på markedet. Pulsus fokuserer mest

på at udvikle integrerede forstærkere, der benytter deres proprietære teknologi, fremfor at

skubbe teknologien ud til andre forstærkerproducenter. Cirrus har tilsyneladende trukket deres

kreds tilbage fra markedet efter mindre end et år, for derefter at erstatte den med en kreds,

der er rettet mod det mobile marked. Man kan således ikke længere finde produktinformation

eller datablade for CS44210 på Cirrus Logic’s officielle webside.

I gruppen af konsumforstærkere er der nogle produkter, der benytter nogle af de beskrevne

chipteknologier, hvilket øger muligheden for at vurdere disse. Zenith DA3520 benytter Apogees

kreds, og TacTs produkter er baseret på den oprindelige Equibit teknologi. Som tidligere

nævnt laver Pulsus også integrerede forstærkere og deres D300 er naturligvis baseret

på deres egen kreds. Spectron afslører intet om, hvad der gemmer sig i deres forstærkeres

16

3 Engelsk forkortelse: Pulse Code Modulation


indre.

1.5. MARKEDSUNDERSØGELSE

To danske producenter, Powerhouse og LC Audio, producerer begge analoge forstærkermoduler.

De er beregnet til indbygning, og derfor er de meget kompakte. LC Audio udtaler

selv, at lyden fra deres modul er af samme kvalitet som deres egne, meget roste, klasse A

forstærkere.

Vi vil til dels basere vores vurdering af teknologierne på uvildige anmeldelser af færdige

produkter. Der findes desværre endnu ikke nogle anmeldelser af hverken Zappulse eller

ICEpower, så det er endnu for tidligt at sige noget konkret om hvilken lydkvalitet, man kan

opnå ved at benytte analog signalbehandling. Set fra et historisk perspektiv må mulighederne

betragtes som begrænsede.

Indenfor de digitale konsumforstærkere er Spectrons og TacTs forstærkere anmeldt af mange

forskellige personer, og der er en bred enighed om, at det er en hel ny og meget anderledes

lyd. Der hvor meningerne deles, er hvor det skal vurderes, om det er en bedre eller en dårligere

lyd. Det er dog sådan, at langt de fleste anmeldere er enige om, at der er en revolution

på vej. Situationen kan sammenlignes med de første CD-afspillere. Ikke mange LP kendere

ville skifte til udstyr med en så "digital" lyd, og i dag er der stadig en mængde personer,

der holder fast i LP’er. Resten af verden benytter digitale medier, ganske enkelt fordi de

giver bedre lydkvalitet i forhold til prisen på udstyret. Her er nogle uddrag af anmeldelser i

det anerkendte magasin Soundstage af TacT Millenium og Spectron Digital, som er meget

sigende for de reaktioner, der har været på de få digitale forstærkere [SStage]:

Spectron Digital - "This amplifier can’t be doing the things that we are hearing. The Spectron

1KW was presenting us with an incomprehensible amount of stunningly musical information

that we had never heard before."

Spectron Digital - "I started with Pat Metheny’s Letter From Home and dialed up the first

cut. The next thing that I knew, the CD was over and I was picking up my jaw from

off the floor. There’s no way that this amplifier is that good!! This disk never sounded

like this. The air. The space. The depth. The ease. It just immersed me."

TacT Millenium - "Truth is, the Millennium plays so cleanly and with no discernible distortion

products that it leaves all other amplification far behind. It’s more than the

proverbial "open window."You can simply listen so much more deeply into the recording

space as well as details of the mixing and mastering. But the Millennium is never

sharp or tizzy"

TacT Millenium - "In case any doubt persists, let me state clearly that I consider the TacT

Millennium a true milestone product both in terms of technology and performance,

and I can without hesitation nominate it as my amplifier of the year – and perhaps

quite a few years to come."

Der er altså ingen tvivl om at teknologien har potentiale. Zeniths produkt er anderledes,

fordi det i modsætning til de andre producenter er placeret i en lav prisklasse, og i øvrigt

er en integreret surroundforstærker med indbygget DVD-afspiller. Her er et uddrag fra en

anmeldelse [CNET(01)] af Zenith DA3520:

Zenith DA3520 - "Bombastic war films such as Saving Private Ryan audibly distort; the

DA3520 just can’t muster enough juice to convey home-theater dynamic impact. Still,

17


KAPITEL 1. VIDENINDSAMLING OG ANALYSE

the sound quality, if not quantity, equals that of Pioneer’s HTZ-77DV, which sells for

twice as much."

Det ser ud til, at Zenith er en lidt for billig implementation af teknologien, men den skiller

sig alligevel ud, for den leverer tilsyneladende bedre lydkvalitet end konkurrenter, som er

væsentligt dyrere. Hvis den havde de samme evner til at levere strøm til belastningen, som

Tact Millenium og Spectron Digital har, ville den formentligt være i stand til at levere den

samme lydkvalitet ved højere lydtryk.

Det er klart indenfor de digital PWM-forstærkere, at fremtiden ligger. Dette underbygges

også af forbrugernes tillid til digitale produkter, så markedet er åbent i kraft af forbrugernes

holdning, vel at mærke hvis tilliden gengældes af forbedringer i lydkvalitet.

Ved at basere et forstærkerprodukt på de bestående chipteknologier, kan man drage nytte

af de erfaringer tidligere forskerteams har gjort sig. Texas Instruments’s chipteknologi har

været igennem flere generationsskifte, og derfor må disse betragtes som meget modne produkter

uden de sædvanlige børnesygdomme, som en ny teknologi altid gennemlever.

Denne undersøgelse har derudover vist at teknologien i sig selv ikke bærer vellyd med sig,

men måden hvorpå teknologien implementeres har stor betydning for resultatet.

1.6 Standarder og love

Det er en god ide at kende de standarder, man skal overholde, før man går igang med selve

produktdesignet, da man så kan designe efter at overholde standarderne fremfor at modificere

det ellers færdigkonstruerede produkt.

Hvis der tages udgangspunkt i, at forstærkeren skal sælges i Danmark, findes der en række

love og standarder, som skal overholdes. Gældende standarder er fastsat af Den Europæiske

Union (EU) og Danmark.

For at få en overblik over hvad dette handler om, ser vi først lidt på den historiske baggrund.

I 1958 blev Rom-traktaten udarbejdet. Et af formålene med denne var, at sikre borgernes

sikkerhed og sundhed. I 1987 kom Den Europæiske Fælles Akt for at indføre Det Indre

Marked, som er en handelsaftale, der skal sikre fri handel mellem landende, der er medlem

af EØS 4 . EØS er en aftale, som dækker EU og EFTA-landende 5 pånær Schweiz. Der kom

hermed også nogle fælles standarder og love, som et produkt skal overholde.

Ansvaret for at følge de regler, der gælder, ligger hos producenten. Der er altså ikke nogen

instans, der kontrollerer, at vores forstærker opfylder kravene. Der bliver dog lavet stikprøver

på produkterne. I tilfælde af mangler er det producentens ansvar at få disse bragt i orden.

For at gøre det let at finde rundt i reglerne, er de opdelt i hovedgrupper, også kaldet direktiver,

hvorunder de enkelte standarder findes. Hvis et produkt skal følge flere standarder, som

omhandler det samme, er det den med de skrappeste krav, der er gældende. Det en god idé

at benytte en tjek-liste til udvikling af produktet [Eurocenter(00), side 15].

18

4 Europæiske Økonomiske Samarbejdsområde

5 En sammenslutning Norge, Schweiz, Island og Liechtenstein


1. Afgræns de direktiver, der gælder for forstærkeren.

2. Fastlæg de væsentlige krav, der relaterer til forstærkeren.

3. Find relevante standarder.

4. Fastlæg den relevante/egnede procedure for attesteringen.

5. Udarbejd den nødvendige tekniske dokumentation.

6. Lav en brugsanvisning.

7. Udfyld overensstemmelseserklæring.

8. Foretag CE-mærkning.

Direktivafgrænsning

Der er to direktiver som forstærkeren er underlagt.

1.6. STANDARDER OG LOVE

89/336/EØF Electro Magnetic Compatibility

Også kendt som EMC. Alle elektroniske produkter er omfattet dette direktiv, pånær

medicinsk udstyr, der har sine egne regler (93/42EØF og 98/79/EF).

EMC dækker to hovedområder [Løvstrøm(94), side 108]:

Immunitet. Hvor følsomt produktet er for udefra kommende støj.

Emission. Den mængde elektriske støj produktet selv udsender.

73/23/EØF Lavspænding

Lavspændingsdirektivet dækker produkter, der har spændinger på 50 1000VAC og

75 1500VDC. Ligesom EMC-direktivet er de fleste elektriske produkter også omfattet

af dette [Løvstrøm(94), side 116].

Væsentlige krav

Vi har ikke fundet væsentlige krav, da der på området kun findes vejledende standarder.

Europæiske standarder

Alle standarder har et nummer. Første del af nummeret er bogstaver, disse beskriver hvem

der ejer standarden, inden for EU hedder dette EN 6 . Næste del er et løbenummer, som også

viser, hvilket direktiv standarden hører under. Til sidst kommer et årstal, der fortæller, hvornår

standarden er trådt i kraft.

Vi vil nu undersøge hvilke standarder, der er relevante for vores forstærker.

EMC [Eurolex-EMC(02)]

6 Europæisk Norm

19


KAPITEL 1. VIDENINDSAMLING OG ANALYSE

EN 50065-1:2001 Generelle krav for lavspændingsinstallationer i frekvensområdet

3 148¡ 5kHz.

EN 55014-1:2000 Generelle regler for den tilladte emmission fra apperater i hjemmet.

EN 61000-3-2:1995 Grænser for harmonisk emmission.

EN 61000-3-2:2000 Modifikation til EN 61000-3-2:1995.

Lavspænding [Eurolex-LS(02)]

EN 60065:1998 Sikkerhedskrav for audio/video udstyr.

Attestering

Efter forstærkeren er færdigdesignet, skal der skrives en overensstemmelseserklæring. Denne

fungerer som kontrakt på at de forskellige standarder er overholdt. Her findes en standardformular

(DS/EN 45014).

Teknisk dokumentation

Den tekniske dokumentation skal foreligge, hvis myndighederne, som har ansvaret for de

forskellige direktiver, ønsker at udføre kontrol på vores forstærker. Den tekniske dokumentation

skal indeholde beskrivelse af forstærkeren i form af specifikationer, diagrammer og

resultater af de forskellige målinger. Dette svarer til indholdet af de tekniske dele af denne

rapport. Endvidere skal den indeholde brugsvejledning for forstærkeren.

Produkt mærkning

Til sidst skal forstærkeren mærkes, dette gøres med at såkaldt CE-mærke, som er vist på

figur 1.8. CE står for Communautés Européennes. CE-mærket skal sidde et synligt sted på

forstærkeren, forstået således at man ikke skal åbne forstærkeren for at finde mærket.

1.7 Måleteknikker

Figur 1.8: CE-mærkets grafiske udformning [Eurocenter(00), side 14]

Formålet med dette afsnit er at opstille en række objektive måleteknikker til at vurdere en

digital forstærkers soniske ydelse. Derudover skal afsnittet også beskrive nogle enkelte begreber,

så som out-of-band noise og total harmonic distortion and noise (THD+N), som vi

er stødt på under vores gennemarbejdning af emnet.

20


Støj i digitale forstærkere

1.7. MÅLETEKNIKKER

Digitale forstærkere tilfører et signal en mængde støj og forvrængning. Den digitale støj

opstår i konverteringsprocessen, hvor der, for at mindske den totale støj i audiobåndet (20

20000Hz), bruges oversampling og noise shaping [SLAA114]. Dette vil vi dog kun redegøre

kort for. Støjen spredes over et større spektrum, og flytter det meste støj til højere

frekvenser, som ikke kan høres af det menneskelige øre, også kaldet out-of-band noise.

Resultatet af dette er et bredere frekvensbånd, hvor støjen under de 20kHz er betydeligt

reduceret. Det samlede resultat er, at støjniveauet over de 20kHz stiger som vist på figur

1.9.

Figur 1.9: Grafen viser støjen i audiobåndet og dens stigning i out-of-band området [Korzeniowski(02), side 5].

Der opstår et problem, når der skal måles på forvrængningen, når testudstyret er bygget til

at måle på analoge forstærkere og måske har en målebåndbredde på 200kHz eller mere. Ved

test med disse instrumenter vil man lægge out-of-band støjen og den meget mindre støj i

audiobåndet sammen og derved få en ukorrekt måling. Hvis man f.eks. måler på THD+N

eller signal/støj forholdet (SNR), vil instrumentet måle på alle frekvenser til 200kHz, og

derved betragte den samlede målte støj, som værende støj i audiobåndet.

Løsning på støjproblemet

På grund af forholdene omkring målinger på støj, udgav Audio Engineering Society (AES)

specificationen AES17 [AES17], som beskriver de standardmetoder, der bruges til at måle

på digitale forstærkere. For at måle på støjen i digitale forstærkere, forskriver AES17, at

der indsættes et såkaldt AES17-filter i serie med måleudstyret. Dette filter giver en skarp

afskæring ved 20kHz, der vil reducere out-of-band frekvenser over 24kHz med mere end

60dB. Den skal indsættes mellem en balanceret differentiel indgang 7 , og det kredsløb man

vil teste [AES17].

7 Der måles differentielt på indgangssignalet for at undgå commonmode støj.

21


Standardmålinger på digitale forstærkere

KAPITEL 1. VIDENINDSAMLING OG ANALYSE

De efterfølgende målemetoder vil påkræve brugen af en balanceret differentiel indgang og

et AES17-filter ved målinger. Det er nogle af de mest anvendte og specificerede målinger,

men man vil kunne finde flere i AES17-specifikationen.

Total Harmonic Distortion and Noise

THD+N målinger giver et billede af, hvor godt kredsløbet fungerer, fordi målingen inkluderer

de harmoniske forvrængninger såvel som grundstøj og intermodulations forvrængning

[SLAA114]. Afhængigt af målingens båndbredde varierer støjen som beskrevet. For at få

en korrekt måling, skal båndbredden sættes til 20 20000Hz. Målingen kan udføres ved at

sende en 1kHz sinustone ind i en digital forstærker, for derefter at fjerne den igen på udgangen

ved hjælp af et notch-filter 8 . Derefter måles der med et RMS-voltmeter på det resterende

signal. Ud fra figur 1.10 ses, at der sendes en veldefineret tone ind, som er markeret som den

høje peak på figuren. Ud fra denne tone skabes en harmonisk forvrængning markeret ved de

efterfølgende peaks. Alt hvad der ligger i det sorte område, er så et billede af hvordan støjen

kan se ud på en digital forstærkers udgang.

Figur 1.10: Her ses et billede af TDH+N. [SLAA117A, side 18]

THD+N kan nu udregnes med formel 1.4.

THD N £ 100

¡ S 2 1

¡ S 2 2

S 2 2

(1.4)

Her er S1 RMS-værdien af indgangstonen og S2 er RMS-værdien af de harmoniske forvrængninger

plus støj.

Dynamic Range

Dynamic range (DR) testen er baseret på en THD+N måling på et signal på 60dB i forhold

til fuld lydstyrke. Der lægges så 60dB til måleresultatet, for at finde afstanden mellem fuld

output (0dB) og forstærkerens grundstøj. For at give et brugbart resultat, skal målingen

foretages inden for det hørbare område [SLAA114].

22

8 Et filter som fjerner en bestemt tone; sugefilter.


1.7. MÅLETEKNIKKER

Eksempel: Hvis målingen med et 60dB input giver en THD+N måling på 53dB, så vil

dynamic range for forstærkeren være 53 60¡ dB £ 113dB.

Signal/støj forhold

SNR for en forstærker er forholdet mellem det maksimale udgangssignal og støjniveauet

ved kortsluttet indgang. En SNR-måling giver ingen mening, hvis der ikke medfølger en

specifikation af båndbredden, der blev målt i. Man måler normalt i det hørbare område.

Ved at bruge et AES17 filter og et RMS-voltmeter, kan man udregne SNR som forholdet

mellem spændingen ved to målinger: FS-output måling (full scale) og en output måling ved

kortsluttet indgang [SLAA114].

Vi har nu set på hvilke forbehold, vi må tage os af ved senere målinger, og vi er nu også i

stand til at foretage målinger, hvor vi kan opnå nogle brugbare resultater.

23


1.8 Problemformulering

KAPITEL 1. VIDENINDSAMLING OG ANALYSE

Vi vil her samle op på vidensindsamlingen og analysen for at kunne definere, hvad vi vil

arbejde videre med.

I afsnittet om forstærkerklasser indså vi, at der er fordele ved en klasse D forstærker i forhold

til konventionelle forstærkertyper, bl.a. en højere virkningsgrad.

I afsnittet om segmentering blev der dannet grundlag for valg og specificering af målgruppen.

Forskellige kundegrupper blev analyseret, og ud fra valg af målgruppe blev der opstillet

følgende prioritering af produktparametre i forbindelse med konstruktionen af en digital

audioforstærker:

1. Lydkvalitet

2. Pris

3. Kvalitet

I markedsundersøgelsen fandt vi ud af, at digital audioforstærkerteknologi har et stort potentiale.

Der blev også konkluderet, at lydkvaliteten ved digitale audioforstærkere kan stå

mål med analoge audioforstærkere, og på længere sigt overgå dem.

I afsnittet om standarder og love fandt vi ud af hvilke direktiver, vi skal overholde for at

forstærkeren må sælges i Danmark. Heriblandt EMC- og lavspændingsdirektiverne.

Vi fandt også ud af, hvilke objektive måleteknikker man skal benytte, når man måler på en

digital effektforstærker, så vi har mulighed for at vurdere forstærkerens soniske ydelse.

Ud fra de informationer vi har tilegnet os gennem analysen kan vi opstille en problemformulering,

som skal danne grundlag for det videre projektarbejde.

Hvordan kan vi konstruere en digital PWM audioforstærker, baseret på en eksisterende

digital chipteknologi, som kan drive en højttaler?

I produktudviklingen skal følgende punkter prioriteres højest, i nævnte rækkefølge.

1. Lydkvalitet

2. Pris

3. Kvalitet

Lydkvalitet dækker kun over en ren subjektiv vurdering af apparatets soniske ydelse.

Pris er apparatets salgspris. Kvalitet omfatter udelukkende holdbarhed, og ting som har

indflydelse herpå.

Under produktudviklingen skal der tages højde for at forstærkeren skal overholde EMCog

lavspændingsdirektiverne.

24


1.9 Projektafgrænsning

1.9. PROJEKTAFGRÆNSNING

Efter at have skaffet os et overblik over problemets omfang, er det nødvendigt for os at

afgrænse vores projekt til et mindre område af problemformuleringen.

Da vi er en gruppe på seks studerende og projektperiode der er begrænset til fire måneder,

hvoraf en del af denne tid allerede er gået med vidensindsamling og analyse, har vi valgt at

nedprioterere eller undlade følgende punkter i projektarbejdet:

Pris Eftersom der på nuværende tidspunkt er et begrænset udvalg af chipteknologier indenfor

det valgte emne, og vores første prioritet er lydkvalitet, vil vi undlade at komme ind

på det færdige produkts pris. Endvidere vil dette også være afhængig af produktionsmæssige

omkostninger, hvilket vi har valgt heller ikke at beskæftige os med.

Kvalitet Da den ønskede konstruktion kun er tænkt som en prototype, vil vi ikke gøre

overvejelser omkring konstruktionens holdbarhed.

Lovgivning Vi vil under designet af forstærkeren sigte mod at overholde relevante direktiver.

Da vi er underlagt visse bestemmelser i laboratoriearbejde, vil lavspændingsdirektiverne

være pålagt os at overholde. EMC-direktiverne vil vi kun sigte mod at overholde, hvilket vil

sige, at under designfasen af projektet vil vi tage EMC i betragtning i form af overvejelser,

men vi vil ikke lave beregninger og målinger, der kan påvise, at vi faktisk overholder disse.

Forsyning Til forsyning af vores forstærker har vi valgt at benytte laboratoriestrømforsyninger.

Da vi mener, at en konstruktion af en sådan går ud over projektbeskrivelsen. Vi har

derfor også valgt ikke at konstruere en strømforsyning.

Vi vil herefter arbejde med design og målinger af forstærkeren, hvilket vil sige: Konstruktion

af en forstærker, der kan omdanne digitale signaler til et signal, som kan drive en højttaler

ved hjælp af PWM-teknologien, og herunder sigte efter en høj lydkvalitet.

25


Kapitel 2

Systembeskrivelse

2.1 Grænseflade for input

I dette afsnit beskrives signalinterfacet fra en digital kilde til forstærkeren. Afsnittet vil tage

udgangspunkt i AES3 og S/PDIF standarderne, der beskriver det format, som bl.a en typisk

europæisk CD-afspiller benytter.

2.1.1 Standarder for lydkilden

Inden for digital audiotransmission findes der forskellige standarder, som kan opdeles i

forbruger- og professionelle standarder.

På forbrugersiden kaldes standarden for digital audiotransmission S/PDIF, som er en forkortelse

af Sony/Philips Digital Interface Format [Dunn(01)]. Dette kommer af, at denne

standard blev udviklet af Sony og Philips i starten af 80’erne, samtidig med at disse to selskaber

udviklede CD-afspilleren og hele teknologien bag denne. Det er også denne standard

der benyttes, når der indspilles CD’er til konsummarkedet. Derfor er det denne standard, der

er mest interessant for den forstærker, vi vil udvikle.

Den professionelle standard, AES3, blev udviklet på samme tid af Audio Engineering Society

(AES), og minder meget om S/PDIF standarden, i den måde signalet er kodet på.

Denne standard blev udarbejdet med henblik på brug i lydstudier og andet udstyr indenfor

den professionelle lydverden [AES3].

I dag er begge disse standarder samlet under en international standard benævnt IEC60958,

ofte refereret til som IEC958. Her er IEC60958-3 forbrugerstandarden og IEC60958-4 den

professionelle standard. Udover disse standarder findes der også en japansk standard, EIAJ

CP340/1201, som vi ikke vil undersøge nærmere, da denne ikke vil være interessant med

henblik på et dansk/europæisk marked [Dunn(01)].

26


2.1.2 Signalets opbygning

2.1. GRÆNSEFLADE FOR INPUT

I det følgende beskrives, hvorledes signalet fra kilden er opbygget. Denne beskrivelse tager

udgangspunkt i både S/PDIF og AES3 standarden, da signalernes opbygning er meget

ensartede.

Signalet er opbygget som et PCM-signal og informationerne fra lydkilden bliver transmitteret

serielt. Signalet er endvidere asynkront, idet der ikke transmitteres en seperat clock med

signalet.

Signalstrukturen for PCM-signalet er opbygget omkring en biphase-Mark kode, hvilket betyder,

at signalet ikke indeholder DC og derfor kan betragtes som et AC-signal. Biphase-

Mark koden benytter det mønster, at der ved logisk "1" sker et skifte i midten af signalet,

mens dette ikke sker for logisk "0". Samtidig sker der også et skifte, for hver bit der sendes

[Waggener(98)]. Derved er polariteten af signalet irrelevant . Dette er også illustreret ved

figur 2.1.

Figur 2.1: Biphase-Mark kode[AN22, side 2]

Ved samtidig at benytte dette kodningssystem, er det også muligt at genskabe den frekvens

audiosignalet blev samplet med. Dette gøres ved at receiveren "tæller" hvor mange bit den

modtager over et sekund hvorved sampleraten1 antal bit

kan findes som: 64bit . De 64 bit er længden

af en frame, som beskrives senere i dette afsnit. Dette betyder, at med en CD-afspiller, der

benytter 1kHz samplerate som kilde, vil receiveren modtage 44¡ 2822400bit ¢ sek.

Signalet, som kommer fra lydkilden, er på 32 bit og opbygget som vist på figur 2.2.

Figur 2.2: Opbygningen af PCM-signalet [AN22, side 2]

Denne streng kaldes også en subframe og indeholder information om lyden for én kanal.

Dette betyder, at der skal 2 subframes til for at have information om lyden i begge kanaler.

Disse 2 subframes sammen benævnes en frame. Endvidere er signalet opdelt i blokke, hvor

1 Den frekvens, hvormed det oprindelige analoge signal er blevet digitaliseret.

27


KAPITEL 2. SYSTEMBESKRIVELSE

hver blok indeholder 192 frames. Figur 2.3 viser denne sammenhæng mellem subframes,

frames og blokke.

Figur 2.3: Sammenhængen mellem subframes, frames og blokke [AN22, side 2]

Opbygningen af subframe

De fire første bit i en subframe er en preamble, som beskriver, hvilken kanal der sendes information

om og hvornår en ny blok begynder. Dette giver i alt tre forskellige typer preambles.

De tre preambles benævnes X, Y og Z, hvor X fortæller det er kanal A, Y det er kanal B, og

Z det er kanal A samt starten af en blok. Disse er endvidere specielle idet de bryder biphase-

Mark mønstret, hvilket giver receiveren mulighed for at påbegynde låsning og dekodning af

signalet inden for en subframe.

De næste 4 bit er auxiliary audiobit, som kan benyttes i AES3 standarden til forskellige

formål, men de bruges ikke i S/PDIF standarden. De efterfølgende 20 bit repræsenterer det

samplede audiosignal med LSB først. Men eftersom en normal CD kun er indspillet med 16

bit, vil de første 4 bit være udfyldt med nuller. Ved AES3 kan opløsningen blive op til 24

bit, idet de 4 auxiliary bit også benyttes til audiosignalet.

De sidste 4 bit kaldes kontrolbit. Validity bit kan af transmitteren sættes, hvis en sample er

fejlbehæftet eller hvis det oprindelige audiosignal ikke er lineært, hvorfor receiveren så skal

mutes for at undgå, at den blot konverterer et rent støjsignal. User bit benyttes til forskellige

formål, alt efter hvilket udstyr der er tale om. Denne vil dog ikke have indflydelse på det

udstyr, vi skal arbejde med, da vi kun skal modtage signalet. Derfor kan vi ikke vide hvilken

transmitter der benyttes og dermed ikke hvilken mening, der tilskrives user bit i ethvert

tilfælde. Channel status bit dekodes for hver blok og indeholder derfor 2 192 £ 384bit.

Dog benytter typiske CD-afspillere kun de 192 bit, hvorfor disse bit i begge subframes for

en frame er ens. Den første bit i channel status fortæller receiveren hvilken standard, der

skal dekodes efter, henholdsvis forbruger eller professionel. I typiske CD-afspillere benyttes

forbrugerstandarden, som endvidere indeholder information om hvilken samplerate signalet

er indspillet med, samt om der er benyttet forbetoning 2 , hvilket der skal kompenseres for

i receiveren [AN22]. Endvidere er der en række andre specifikationer, som ikke vil blive

omtalt yderligere, da disse ikke har betydning for os. Den sidste bit er en paritets bit, som

bliver sat således, at der altid er et lige antal overgange mellem høj og lav i hver subframe.

For S/PDIF standarden ligger spændingsniveauet på 0¡ 5Vpp og standarden foreskriver, at

receiveren skal have en følsomhed på minimum 200mVpp. Receiveren skal endvidere have

en indgangsimpedans på 75Ω. Signalet er ubalanceret og skal overføres gennem et coaxialkabel

[Dunn(01)].

28

2 En dæmpning af diskantområdet under indspilning. På engelsk kaldes dette emphasis.


2.2. GRÆNSEFLADE FOR OUTPUT

For AES3 standarden gælder det, at signalet skal være 2 7Vpp, samt at indgangsimpedansen

skal være 110Ω. Endvidere er signalet balanceret og benytter twisted pair kabel

[Dunn(01)].

Således transmitteres signalerne fra en digital signalkilde til en receiver. Det betyder, at

denne skal have en indgangsimpedans på 75Ω, hvis der benyttes en CD-afspiller, som følger

S/PDIF standarden. Samtidig skal det også sikres, at der ikke er DC-offset på signalet.

2.2 Grænseflade for output

Audioforstærkerens output går normalt til en højttaler, og vi vil derfor undersøge og beskrive

den elektrodynamiske højttaler. Der findes også elektrostatiske højttalere samt horn

(der i princippet er en elektrodynamisk højttaler), men disse benyttes ikke så ofte til konsummarkedet,

og vi vil derfor ikke behandle disse yderligere.

2.2.1 Den elektrodynamiske højttaler

Højttaleren har til formål at omforme den elektriske energi leveret af effektforstærkeren til

lydbølger, som kan opfattes af det menneskelige øre.

Den elektrodynamiske højttaler er den mest almindelige højttalertype inden for konsummarkedet.

Den genererer lyd ved at sætte en membran i svingninger, og dermed sætter membranen

luftmolekyler i svingninger. Luftmolekyler i svingninger kaldes lydbølger. Dette opfattes

af det menneskelige øre som beskrevet i afsnit 1.3 på side 11.

Figur 2.4: Et tværsnit af en elektrodynamisk højttaler [Vibe(81), side 22]

En elektrodynamisk højttaler er opbygget af et chassis, hvori der er ophængt en membran,

der normalt er lavet af pap eller plast. Membranen skal være let, så den kan svinge hurtigt.

Samtidig skal den være stiv, så den kan sætte luftmolekyler i bevægelse uden at blive bøjet,

da dette skaber forvrængninger.

29


KAPITEL 2. SYSTEMBESKRIVELSE

På membranens bagside sidder en svingspole, der er viklet om et rør. Svingspolen ligger

inde mellem magnetens nord- og sydpoler.

Når der sættes en vekselspænding over svingspolen, vil den flytte sig i forhold til magneten,

og derved bevæges membranen. Membranen vil svinge med samme frekvens som vekselspændingen,

og derved genereres der lydbølger med samme frekvens som vekselspændingen.

Der gælder også den sammenhæng, at lydbølgens amplitude er proportional med

vekselspændingens amplitude.

En elektrodynamisk højttaler har som regel en virkningsgrad på 1-5%, resten af energien

bliver til varme [Brixen(89), Side 44].

Musik har ikke en konstant frekvens, men består af mange lydbølger med forskellige frekvenser.

Det optimale vil derfor være en højttaler, som kan generere lyd i hele det frekvensområde,

som det menneskelige øre kan opfatte.

Af Newtons 2. lov FRES £ m a ses det, at det kræver en mindre kraftpåvirkning at accelerere

en let membran frem for en stor membran. Dermed kan man lettere få en let membran til at

svinge hurtigere end en tung membran. Dette er grunden til, at man bruger højttalere med

små membraner til det høje frekvensområde, da høje frekvenser kræver en høj hastighed og

derved en høj acceleration for membranen. Omvendt benytter man store membraner til det

lave frekvensområde, for at kunne give et tilstrækkeligt lydtryk. For at undgå forvrængning

sætter man flere højttalere med forskellig membranstørrelse sammen, så en højttaler kan

levere lyd i et større frekvensområde. Ved at indsætte et delefilter undgår man, at en højttaler

beregnet til basområdet forsøger at gengive lyd i diskantområdet og omvendt. Et sådan

system kaldes et højttalersystem.

En højttaler skal monteres i et lukket kabinet, som forhindrer akustisk kortslutning mellem

membranens for- og bagside. Ved kortslutning forstås, at de lydbølger som udsendes fra

membranens bagside går i modfase med de lydbølger som udsendes fra membranens forside.

Højttalerspecifikationer

For at kunne sammenligne højttalere må man finde nogle målbare data, som man kan sammenligne.

Vi vil her kun medtage de specifikationer, som har interesse i forbindelse med

vores applikation.

t¡ £ t¡ R¡

Impedans En højttaler kan omskrives til et ækvivalentkredsløb, der består af spoler, kondensatorer

og modstande. Et eksempel på et simpelt ækvivalentkredsløb kan være af RCLtypen.

Der kan så opstilles flg. formel: u 1 i jωL og det kan her ses, at

Z t¡ £

t¡ u

t¡ i

er kompleks, og derfor er en impedans. Ved professionelt lydudstyr angiver man

som regel højttalerens mindste impedans ZMIN¡ , der er den mindste målte impedans i det

frekvensområde, som højttaleren er beregnet til at operere i [AES2, side 4]. Dette er vigtigt,

da det angiver forstærkerens maksimale belastning.

Man angiver også den nominelle impedans, som bliver forklaret ved figur 2.5. Denne ligger

normalt på 4 8Ω.

Ud fra oplysningerne om højttaleren kan vi konkludere, at forstærkeren bør være dimensio-

30

jωc


2.3. PRODUKTPRINCIP

Figur 2.5: Impedanskurve(nederst) for et højttalersystem. Den tilhørende skala ses til venstre. Øverst ses fasekurven.

Fasen angives i grader og den tilhørende skala ses til højre. Frekvensen angives på 1. aksen på en

logaritmisk skala [HiFi-nr8(97)]. Man finder den nominelle impedans ved at finde de frekvenser, hvor fasen er

lig nul, og aflæse impedansen for den tilsvarende frekvens.

neret til nominelle impedanser på 4 8Ω.

2.3 Produktprincip

Vi har nu defineret omgivelserne for produktet i form af grænsefladebeskrivelser for input

og output. Vi vil nu beskrive, hvordan produktet er opbygget. Denne beskrivelse vil tage

udgangspunkt i et overordnet principdiagram, vist på figur 2.6, som i det følgende beskrives,

først overordnet, derefter specifikt for de enkelte blokkes funktion. Det er hensigten, at dette

afsnit skal give et overblik over produktet.

I n d g a n g stri n Si g n a l b eh a n d l i n g U d g a n g stri n

B ru g erf l a d e

Styresystem

Figur 2.6: Principdiagram for digital audioforstærker

På principdiagrammet på figur 2.6 er der 5 blokke, der er forbundet med hinanden. Tykke ledere

angiver hovedsignalet, som bærer det digitale lydsignal gennem indgangstrin, signalbe-

31


KAPITEL 2. SYSTEMBESKRIVELSE

handling og udgangstrin. De tynde ledere angiver styresignaler. Styresystemet kontrollerer

de blokke, som lydsignalet passerer. Brugerfladen udøver en vis kontrol over styresystemet,

og dermed over hele systemet. Styresystemet besidder en vis autonomitet i og med at en del

af dennes opgaver udføres uden indblanding fra brugerfladen.

2.3.1 Indgangstrin

Dette trin modtager et S/PDIF-signal, som er beskrevet i afsnit 2.1 på side 26. Dette trin

opdeler signalet i lyd- og kontrolinformation. Til signalbehandlingstrinet sendes lydsignalet

som et synkront audiodatasignal, og relevante kontrolinformationer gøres tilgængelige for

styresystemet.

Indgangstrinets grænseflade til Signalbehandling

Indgangstrinets grænseflade til signalbehandling består af et synkront audiodatasignal. Signalet

ses på figur 2.7. Det synkrone audiodatasignal indeholder 3 signaler, der er beskrevet

herunder.

DATA Dette signal indeholder audiodata, og er enten højt eller lavt, alt efter hvilken

bit-værdi signalet har.

SCLK Shift clock, denne clock angiver hvornår DATA udtages. Det foregår ved, at

når SCLK er høj, læses DATA.

LRCLK Left/right clock. Denne clock angiver, om der sendes på venstre eller højre

kanal. Hvis LRCLK er høj, sendes der på venstre kanal, og hvis LRCLK er

lav, sendes der på højre kanal.

DATA

S C L K

2.3.2 Signalbehandling

udlæsning

L R C L K left r i g h t

Figur 2.7: Synkront audiodatasignal

Her modtages lydsignalet, som et synkront audiodatasignal, og det ønskes omdannet til et

PWM-signal, som skal styre H-broen i udgangstrinet. Det er også i signalbehandlingen, at

volume-, bas- og diskantregulering skal foregå.

32


Signalbehandlingens grænseflade til Udgangstrin

2.3. PRODUKTPRINCIP

Grænsefladen til udgangstrinet er et differentielt PWM-signal, som kontrollerer H-broen

i udgangstrinet. Princippet består i, at der er 4 signaler for hver kanal, et signal for hver

transistor i H-broen. Disse signaler bestemmer så, hvornår der skal tændes for den enkelte

transistor. Når signalet er højt, skal transistoren være åben, og når det er lavt, skal den være

lukket.

2.3.3 Udgangstrin

Dette trin modtager PWM-signalet, som gennem et drivertrin skal styre H-broen. Som en del

af trinet indgår yderligere et lavpasfilter, som filtrerer bærefrekvensen fra udgangssignalet.

2.3.4 Styresystem og brugerflade

Dette trin danner de styresignaler, som indgangstrin og signalbehandling kræver. Herunder

bl.a. ændringer i signalbehandlingen på foranledning af input fra brugeren.

33


Kapitel 3

Design af Forstærker

3.1 Indgangstrin

I n d g a n g stri n Si g n a l b eh a n d l i n g U d g a n g stri n

B ru g erf l a d e

Styresystem

Indgangstrinet har til formål at dekode det asynkrone S/PDIF-signal, der er beskrevet i afsnit

2.1 på side 26. Dekodningen består i at konvertere S/PDIF signalet, som indeholder både

kontrol- og audiodata til et synkront audiodatasignal, hvilket består af 1 datasignal samt 2

clocksignaler, som beskrevet i afsnit 2.3.1 på side 32.

Indgangstrinets grænseflader består således af et S/PDIF-signal med en amplitude på 0¡ 5Vpp

som input og et synkront audiodatasignal som output. Dette er vist på figur 3.1.

¥

¡ ¢ £ ¤

¡ ¢ £ ¤

§ ¨ © ©

¦

¦




Figur 3.1: Interfacedefinition for indgangstrinet

3.1.1 Beskrivelse og valg af S/PDIF-dekoder

Til konvertering/dekodning af det asynkrone S/PDIF-signal til et synkront serielt datasignal,

har vi valgt at benytte integrerende kredse. Til dette formål har vi fundet DIR1701 fra Texas

Instruments og CS8414 fra Cirrus Logic egnede.

Begge kredse modtager et S/PDIF-signal og konverterer dette til et synkront audiodatasignal.

Samtidig dekoder de også channel status bit og user bit, beskrevet i afsnit 2.1.2, side 28.

34


3.1. INDGANGSTRIN

Endvidere har begge kredse et ben til at indikere forbetoning (emphasis) med. Begge kredse

genererer også en masterclock, som er en overordnet reference clock for de serielle data.

Forskellen mellem de to kredse er måden hvorpå de styres, samt præcisionen 1 af deres masterclock.

Masterclockens præcision har indflydelse på den senere signalbehandlings evne

til at konvertere det digitale signal nøjagtigt. For Cirrus Logics CS8414 er jitter opgivet til

at være 200 psRMS [CS8414], mens for Texas Instruments DIR1701 er denne 80 psRMS

[DIR1701].

Som dekoder har vi derfor valgt at benytte Texas Instruments DIR1701 på grund af dens

lave jitter, samt at den er mere enkel i sit interface til et styresystem.

Internt i DIR1701 er den overordnede signalvej som vist på figur 3.2. Kredsen virker ved at

en PLL 2 låser på inputsignalet. SpAct 3 clockestimatoren gendanner herefter den sample frekvens,

som inputsignalet er samplet med. Dette sker ved, at den får en intern 100Mhz clock

fra PLL1, som er dannet fra oscillatorkredsløbet med et eksternt krystal. Ud fra SpAct’en

genererer PLL2 masterclocken. I audioclock og datagenerator opdeles S/PDIF-signalet i

kontrol- og audioinformation, og sendes ud af kredsen.


¡ ¢ £ ¤ ¥¤

¢ £ ¤ ¥ ¡

§ ¨ © ¦ § ¦


3.1.2 Design af indgangstrin

¢


¢


¦ ©


£

§ § ©

Figur 3.2: Blokdiagram af DIR1701



© © ¦

¨ ©

© ¦

Vi har nu valgt, hvilken kreds vi vil benytte til dekodningen i indgangstrinet, og vil nu

designe dette.

DIR1701 skal have et indgangssignal med logisk høj på mindst 2 3V og logisk lav på maksimalt

1V [DIR1701, side 5]. Da S/PDIF-standarden foreskriver et signalniveau på 0 5Vpp,

er vi nødt til at indsætte en niveaukonverter.

Til denne niveaukonvertering benytter vi en komparator. De vigtigste parametre for denne

er, at den har meget lave stige- og faldetider og lavt propagationdelay 4 , således at denne

niveaukonvertering har mindst mulig indflydelse på S/PDIF signalet.

Til dette formål har vi fundet Maxims MAX999 komparator anvendelig, da denne tilbyder

stige- og faldetider på typisk 2 3ns og et propagationdelay på typisk 4 5ns [MAX999].

Komparatoren kobler vi således, at dens niveauskifte ligger på 0V på indgangen og logisk

1 Præcisionen af en clock kaldes også jitter. Jitter måles som den gennemsnitlige afvigelse i tid fra den

optimale/teoretiske clock. Jitter angives i tidRMS [sRMS]

2 Phase Locked Loop; faselåst sløjfe

3 SpACT, Sampling Period Adaptive Controlled Tracking system. System til at genskabe clocken fra et

S/PDIF signal. Systemet er specielt udviklet af Texas Instruments og er proprietært

4 Propagationdelay; Den tid det tager fra et skifte på indgangen bliver overført og sker på udgangen

35


KAPITEL 3. DESIGN AF FORSTÆRKER

høj er 3¡ 3V og logisk lav er 0V . Komparator kredsløbet er vist på figur 3.3.

¡ ¢ £¥¤ ¦§¤ ¨

¥¨ £

©




¡ ¢ £©¤ ¦¥

Figur 3.3: Komparator kredsløb

Vi vil nu bestemme hvilke signaler indgangstrinet skal afgive/modtage til signalbehandlingen

og styresystemet. Vi har mulighed for at benytte følgende signaler:

Synkront serielt audiosignal bestående af DOUT, LRCKL og SCKL 5 .

Masterclock, MCLK 6 , samt eksternt krystal

Emphasis flag (forbetoning), EMFLG

Audio/data flag, ADFLG

PLL lock/Paritets flag, UNLOCK

Reset, RESET

Bitrate, BRATE0 og BRATE1

Seriel user bit output, URBIT

Seriel channel status bit output, CSBIT

Vi skal nu vælge hvilket dataformat DIR1701 skal benytte på den serielle audioudgang,

for at den efterfølgende signalbehandling kan modtage det. DIR1701 giver mulighed for at

vælge mellem ét 16-bit dataformat og 3 forskellige 24 bit dataformater.

Her kan vi kun benytte 16 bit dataformatet, da den valgte TAS3001 i afsnit 3.2.1 side 39

i signalbehandlingen, kun kan modtage et 16 eller 20 bit signal. Dette betyder, at FMT0

og FMT1 på DIR1701 begge skal forbindes til logisk lav for at vælge dette dataformat.

Opbygningen af det valgte dataformat ses på figur 3.4.

Masterclocken skal forbindes videre til signalbehandlingen, som den overordnede referenceclock.

I afsnit 3.2.1 på side 39 ses, at TAS5012 skal have en masterclock med en frekvens

på 256 gange sampleraten, og TAS3001 skal have en masterclock på enten 256 eller 512

gange sampleraten. Dette betyder, at DIR1701 skal generere en masterclock på 256 gange

sampleraten. Derfor skal SFC0 være logisk lav og SCF1 logisk høj på DIR1701. Dette betyder

også, at det eksterne krystal til DIR1701 skal være på 12MHz [DIR1701, side 7].

5 Vi har valgt at bruge disse signalnavne i stedet for dem, som er angivet i databladet for DIR1701, hhv.

DOUT, LRCKO og BCKO, fordi både TAS3001 og TAS5012 bruger disse.

6 Angives som SCKO i databladet for DIR1701

36


LRCLK

SCLK

DATA

3.1. INDGANGSTRIN

14 15 16 0 0 1 2

15 16 0 0 1 2

15 16 0

1/f S

left right

MSB LSB MSB LSB

Figur 3.4: Opbygning af 16 bits dataformat, MSB first, right justified

EMFLG på DIR1701 fortæller, om der er benyttet forbetoning under indspilning af kilden.

Hvis dette er tilfældet, skal der i signalbehandlingen tages højde for dette, hvorfor dette

signal sendes dertil. Samtidig har vi valgt at sætte en indikator, i form af en lysdiode, på

denne.

For at kunne sætte indikatorer på signalet, skal vi indsætte en driver, da udgangen på DIR1701

ikke kan levere strøm nok til at drive dioden. Til dette formål har vi indsat en 74HC244 buffer,

som kan levere 35mA [74HC244]. Samtidig forsyner vi kredsen med 5V , hvilket betyder

at der skal indsættes en formodstand, da dioden vil lyse normalt ved 2V og 15mA.

R £ VForsyning VDiode

IDiode

£

5V 2V

15mA

£ 200Ω 180Ω (3.1)

ADFLG- og UNLOCK-signalerne skal begge sendes til styresystemet. ADFLG for at udgangen

skal mutes, i tilfælde af at det indkomne S/PDIF signal ikke indeholder audio. Dette

er tilfældet når ADFLG er logisk høj. UNLOCK-signalet sendes til styresystemet, så dette

kan registrere, når der er paritetsfejl. I disse tilfælde vil UNLOCK være logisk høj.

RESET-signalet til DIR1701 skal komme fra styresystemet for at opsætte kredsen til en

kendt tilstand efter power-on.

De to bitrateben, BRATE0 og BRATE1, som indikere sampleraten på det indkommende

signal, forbinder vi til indikatorer i form af lysdioder. Disse forbindes efter samme måde

som EMFLG. De to channel status og user bit har vi valgt ikke at benytte, da de ikke

indeholder informationer, der er relevante for vores forstærker.

Til PLL-filteret for DIR1701 har vi valgt at benytte de værdier, der er oplyst i databladet for

kredsen [DIR1701, side 16], da der ikke er oplyst nogen måde, hvorpå dette beregnes.

Ved spændingsforsyningen til DIR1701s PLL skal vi være opmærksomme på støj, da dette

kan have indflydelse på jitter. Dette skyldes, at støj på spændingsforsyningen kan forårsage,

at de interne PLL-kredsløb ikke kan låse nøjagtigt, og derved vil der skabes mere jitter på

de clocksignaler kredsen genererer. Derfor har vi valgt at forsyne kredsens analoge spændingsforsyning

med sin egen spændingsregulator. Dette skyldes, at spændingsregulatoren

undertrykker støj på dens udgangsspænding set i forhold til dens forsyningsspænding.

Til dette formål har vi valgt at benytte en LM1117T, 3¡ 3V spændingsregulator, da denne

undertrykker ripple med typisk 75dB [LM1117T, side 5]. Dette betyder, at vi indsætter

37


KAPITEL 3. DESIGN AF FORSTÆRKER

kredsløbet vist på figur 3.5 som analog forsyning til DIR1701. Den analoge forsyning trækker

4¡ højest 7mA [DIR1701, side 5] og derfor bliver spændingsregulatoren kun opvarmet

£ ΔT U I £ 4¡ ΘJA 1¡ 7mA 7V 136 C ¢ 1¡ W 09 C og derfor kan vi benytte denne spændingsregulator

i et SOT-223 hus uden køleplade [LM1117T, side 5].

Figur 3.5: Analog forsyning til DIR1701

Vi har valgt at afkoble den digitale spændingsforsyning til DIR1701 med en 100nF kondensator

til at fjerne højfrekvent støj, der løber tilbage fra kredsen og en 10uF elektrolytkondensator

til at fjerne evt. ripple fra forsyningen.

Dette er hvorledes DIR1701 skal forbindes. Det færdige diagram over indgangstrinets opbygning

kan ses i appendiks I.

3.1.3 Test af indgangstrin

For at teste indgangstrinet har vi udført målinger, som er dokumenteret i målejournalen, der

findes i appendiks F. I denne er beskrevet formål, fremgangsmåde og resultater af målingerne.

Her vil vi diskutere resultaterne og foretage konklusioner.

Diskussion

Resultatet af målingen på niveaukonverteren viste, at udgangssignalet fra CD-afspilleren

ikke overholdt S/PDIF-standarden med hensyn til spændingsniveauer. På trods af dette var

niveaukonverteren i stand til at generere et signal som DIR1701 er i stand til at modtage, dog

med en hvis ringning. På figur F.2, som er resultatet af målingen på indgangs- og udgangssignalet,

kan det ses, at propagationdelayet er ubetydeligt i forhold til pulsernes længde,

samt at niveauerne på udgangen stemmer overens med de opsatte krav til denne.

Målingen på indgangstrinet viste, at DIR1701 modtog signalet fra niveaukonverterkedsløbet

og låste fint på dette, da UNLOCK var lav. Målingen af MCLK gav en frekvens der afveg

fra den forventede med 0.0124. Dette må anses for at være ubetydeligt. Udgangssignalet,

som ses på figur F.3 har en betydningsløs afvigelse fra de forventede niveauer.

38


Konklusion

3.2. SIGNALBEHANDLING

Udfra de foretagede målinger kan vi konkludere, at den benyttede CD-afspiller ikke helt

overholdt de niveauer, S/PDIF standarden foreskriver. Vi kan konkludere niveaukonverterkredsløbet

virker efter hensigten og at propagationdelayet er ubetydeligt lavt. DIR1701 låste

fint på signalet fra komparatoren og gav den korrekte MCLK ud, samtidig var DOUTsignalet

meget klart defineret uden udpræget ringning og støj.

3.2 Signalbehandling

I n d g a n g stri n Si g n a l b eh a n d l i n g U d g a n g stri n

B ru g erf l a d e

Styresystem

Mellem indgangstrinet og udgangstrinet skal selve signalbehandlingen foregå. Det er beskrevet

i produktprincippet, at input er et synkront audiodatasignal og at output er et differentielt

PWM-signal.

Signalbehandlingen vil bestå af 2 blokke. På figur 3.6 ses grænsefladerne samt de enkelte

blokke i signalbehandlingen.

D A T A

S C L K

L R C L K

B eh a nd l ing/

f il ter

S igna l b eh a nd l ing

Konvertering

til P W M

4

4

left

r i g h t

PWM

Figur 3.6: Oversigt over signalbehandling samt dens grænseflader.

Behandling/filter Denne del skal behandle signalet, herunder kontrol af volumeniveau. Filtrene

skal sørge for regulering af bas/diskant.

Konvertering til PWM Signalet skal konverteres til et PWM-signal, som udgangstrinet

kan arbejde med.

3.2.1 Valg af chipteknologi

Fra markedsundersøgelsen på side 15 ved vi, at der er fire producenter af chipteknologier,

som vi kan benytte. Dog er der reelt set kun Texas Instruments og Apogee, der er leveringsdygtige.

I tabel 3.1 ses sammenligningsparametre for deres produkter.

THD+N er den parameter, der er vigtigst for udvælgelsen, da denne har direkte betydning

for lydkvaliteten. Dog stammer disse tal fra en måling, som fabrikanten har foretaget på et

39


Texas Instruments

Produkt THD+N Andre funktioner

TAS5000 < 0.08 % Mute

TAS5001 < 0.08 % Mute

TAS5010 < 0.08 % Mute

TAS5012 < 0.06 % Mute

TAS5015 < 0.01 % Mute

Apogee

Produkt THD+N Andre funktioner

KAPITEL 3. DESIGN AF FORSTÆRKER

DDX2000 0.08-0.18 % Mute, volumekontrol

Tabel 3.1: Sammenligningstabel for chipteknologier.

samlet forstærkersystem, hvor den pågældende kreds indgår, og derfor er der nødvendigvis

forskelle mellem fabrikanterne.

Som det ses i tabel 3.1, er det tydeligt, at Texas Instruments har den bedste THD+N, og giver

dermed de bedste muligheder for høj lydkvalitet. Da TAS5000 serien ikke har indbygget

volumekontrol, er vi dog nødt til at implementere dette i de foregående kredsløb.

Det ses også i tabellen, at det vil være lettest at benytte Apogees DDX2000, da den har

volumekontrol indbygget, og vi derfor kan undgå at implementere denne som en seperat

kreds. DDX2000 har dog en lidt højere THD+N.

Vi vil gerne benytte Apogee, på grund af den indbyggede volumekontrol, men det har ikke

været muligt for os at fremskaffe denne kreds. Vi har derfor valgt at benytte TAS5012 i stedet

for, da det er den af Texas Instruments kredse med det laveste THD+N, som umiddelbart

kunne skaffes.

På figur 3.7 ses interfacedefinition for TAS5012.

Volumekontrol

S y n k r o n

a u d i o -

d a ta

D A T A

S C L K

L R C L K

TAS5012

Figur 3.7: Interfacedefinition for TAS5012

4

4

PWM - left

PWM - r i g h t

For at kunne opfylde vores ønske om en volumekontrol, har vi valgt at benytte Texas Instruments

TAS3001, da denne kreds foreslås af TI [TAS5012, Side 1]. Kredsen tilbyder

volume-, bas- og diskantkontrol samt mulighed for digitale filtre til f.eks. højttalerequalizering

eller rumkorrektion. Kredsen modtager et synkront audiodatasignal og afgiver ligeledes

et synkront audiodatasignal. Bas-, diskant- og volumekontrollen skal styres af en microcontroller

ved hjælp af et serielt kontrolinterface I 2 C 7 . Det er også gennem dette I 2 C-interfacet

7 Inter Integrated Circuit Bus. Kommunikationsprotokol som kan bruges til kommunikation mellem flere

integrerede kredse. Protokollen er også beskrevet i appendix D.

40


TAS3001 sættes op til forskellige dataformater for input og output.

Synkron

a u d i o-

d a t a

D A T A D A T A

L K L K

L R C L K L R C L K

SC SC

TAS3001

I 2

C t i l kont rol

a f v ol u m e n/

b a s / d i s ka nt

Figur 3.8: Interfacedefinition for TAS3001

3.2. SIGNALBEHANDLING

Synkron

Vi har nu fået valgt hvilke kredse, der skal indgå i de enkelte blokke i signalbehandlingen.

3.2.2 Design af signalbehandling

I dette afsnit designes signalbehandlingen. Vi vil i designfasen holde de 2 kredse TAS3001

og TAS5012 adskilt.

TAS3001

Funktioner

M C L K

DATA

S C L K

L R C L K

DATA

S C L K

TAS3001 TAS5 012

L R C L K

a u d i o-

d a t a

P W M - l e f t

P W M - r i g h t

TAS3001 understøtter samplefrekvenser på 32, 44.1, 48 og 96kHz, og der understøttes 10

serielle dataformater med 16, 18 og 20 bit samples. For input og output skal wordlængden 8

være den samme, men audioformatet behøver ikke være det samme [TAS3001].

Dynamic Range Compression, DRC, er en teknik der regulerer signalet i tilfælde hvor dette

ellers ville overskride dynamikområdet, og dermed skabe en hørbar forvrængning i udgangssignalet.

Dette foregår ved, at der indføres en lineær dæmpning, som først er aktiv, når signalet

overskrider en bestemt tærskelværdi. Denne værdi kan indstilles ved at programmere

TAS3001.

TAS3001 bruger en systemclock, som internt genereres af en PLL. Denne fungerer kun, hvis

den forsynes med en ekstern masterclock på 256 gange samplingfrekvensen. Kredsen kan

både køre i master- og i slavemode. I mastermode genererer kredsen selv systemclocksignaler,

mens kredsen i slavemode modtager systemclocksignaler fra et andet kredsløb.

Der skal både tilføres 3¡ 3V forsyning til kredsen og en tilsvarende til den interne PLL.

Kredsen har en powerdown-funktion, som kan benyttes for at spare strøm, mens der ikke er

8 Antal audiobit i hver sample

41


audio-input.

Funktionsprincip

TAS3001 fungerer som illustreret på figur 3.9.

I 2 C

DATA

SCLK

LRCLK

Serielt

audio

input

Kontrol-

system

Mixer Filtre

KAPITEL 3. DESIGN AF FORSTÆRKER

Treble/

bass

Figur 3.9: Funktionsprincip for TAS3001

Volumen

Det serielle input sendes først til mixeren, som kan kombinere signalet med et andet digitalt

input. Derefter går signalet gennem 6 kaskadekoblede filtre. Herefter er der diskant- og

baskontrollen og til sidst volumekontrollen.

Designovervejelser

Vi har valgt at dele signaler og ben på TAS3001 op i grupper, som er listet herunder:

Masterclock, MCLK

Serielt audioinput, SDIN1, SDIN2, SCLK, LRCLK.

Serielt audiooutput, SDOUT, SCLKOUT, LRCLKOUT.

Strømforsyning og eksternt PLL-filter, AVDD_PLL, AVSS_PLL og

CAP_PLL.

DATA

Kommunikation med styresystem gennem I 2 C-bus, samt konfiguration af kredsens

adresse på bussen, CS1, CS2, SDA og SCL.

Reset af kreds, RESET

Strømforsyning samt powerdownfunktion, DVDD, DVSS og POWERDOWN

For at kunne fungere, kræver TAS5012 en masterclock (MCLK) med en frekvens på 256

gange sampleraten. TAS3001 benyttes i slavemode og MCLK kommer fra SCKO-benet på

DIR1701.

42


3.2. SIGNALBEHANDLING

Fra indgangstrinet modtages et synkront audiodatasignal, som er beskrevet i afsnit 2.3.1

på side 32. Det indeholder en shift clock (SCLK) med en frekvens på 64 gange sampleraten,

som kommer fra BCKO-benet på DIR1701. Endvidere kommer der en left/rightclock

(LRCLK) med samme frekvens som sampleraten. Denne clock kommer fra LRCKObenet

på DIR1701 til LRCLK-benet på TAS3001. SDIN1-benet forbindes til DOUT-benet

på DIR1701. SDIN2-benet forbindes til GND, da der kun modtages signal fra én kilde.

Spændingsniveauerne for logisk 0 skal ligge mellem 0¡ 3V og 0¡ 8V og logisk høj skal

ligge mellem 2V og 3¡ 6V . Dette bliver opfyldt af signaler fra DIR1701, så der kan forbindes

direkte med DIR1701.

Selve datasignalet har dataformatet 16-bit, right-justified, da det er det eneste format som

DIR1701 og TAS3001 begge kan hhv. afsende og modtage. Signalet kan ses på figur 3.4 på

side 37. Dataformatet skal sættes op i hovedkontrolregisteret (MCR) via I 2 C-registeret på

adressen 0x01. For det ønskede format skal værdien være 0x54.

TAS3001 køres i slavemode, og derfor forbindes dens clockoutput (SCLKOUT, LRCLKOUT)

ikke. Til efterfølgende kredse føres MCLK, LRCLK og SCLK videre fra DIR1701s udgange

hhv. SCKO, BCKO og LRCKO. Digitaludgangen SDOUT føres videre til indgangen på

TAS5012. Spændingsniveauet for SDOUT ligger under 0¡ 4V for logisk lav og mellem 2¡ 4V

og 3¡ 3V for logisk høj.

Den interne PLL skal forsynes med 3¡ 3V . Vi har afkoblet denne forsyning, som databladet

foreskriver [TAS3001, side 6-2]. CAP_PLL skal forbindes til et eksternt filter. Dette er

designet som beskrevet i databladet [TAS3001, side 6-2].

Kommunikationen med styresystemet foregår gennem en I 2 C-bus. I2C_SCL fra styresystemet

forbindes til SCL og I2C_SDA forbindes til SDA. I 2 C-adressebit A0 og A1 sættes begge

til 0 ved at forbinde CS1 og CS2 til GND, da det kun er denne slavekreds, der er tilkoblet

I 2 C-bussen.

TAS3001 skal efter power-on resettes. Reset-funktionen styres af styresystemet, og aktiveres

ved at TAS3001 forsynes med en MCLK, og RESET holdes lav i minimum 10 MCLKperioder.

Derefter skal hovedkontrolregisteret (MCR) sættes op via I 2 C-bussen.

TAS3001 skal forsynes med en spænding på 3¡ 3V på DVDD. DVSS forbindes til GND. Vi har

også her valgt at afkoble forsyningen. Forbindelsen er den samme som forsyningen til PLL

beskrevet i datablad [TAS3001, side 6-2]. Powerdown-funktionen ønskes ikke benyttet, og

POWERDOWN-benet sættes derfor logisk lav.

Ud fra de ovenstående overvejelser er det muligt at forbinde TAS3001. Med hensyn til videre

oplysninger om forbindelsen henvises til diagrammet i appendiks I. Vi vil herefter designe

kredsløbet omkring TAS5012.

43


TAS5012

Funktioner

M C L K

DATA

S C L K

L R C L K

DATA

S C L K

TAS3001 TAS5 012

L R C L K

KAPITEL 3. DESIGN AF FORSTÆRKER

P W M - l e f t

P W M - r i g h t

TAS5012 er en digital PWM-processor. Den modtager et synkront audiodatasignal og konverterer

det til et 3¡ 3V PWM-signal.

TAS5012 understøtter samplefrekvenser på 32, 44.1, 48, 88.2, 96, 176.4 og 192kHZ. Kredsen

har de-emphasisfunktion for 44.1 og 48kHz samplerate.

Derudover har TAS5012 en powerdown-funktion, som kan benyttes, hvis man vil spare

strøm. Der er også en mute-funktion, som kan benyttes, hvis man ønsker at mute udgangssignalet.

Funktionsprincip

Principdiagrammet ses på figur 3.10. TAS5012 har, ligesom TAS3001, en intern PLL, som

genererer interne clocksignaler til kredsen. Princippet for TAS5012 består i, at de serielle

audiodata kommer ind af SDIN, hvor de sendes videre til et digitalt interpolationsfilter 9 .

Derefter videreføres signalet til en Equibitmodulator 10 , som konverter dette til PWM. Til

sidst kommer PWM-signalerne i en buffer, inden de sendes ud.

DATA

SCLK

LRCLK

Seriel

audio

input

Designovervejelser

Digitalt

interpola-

tionsfilter

Equibit

modulator

Figur 3.10: Funktionsprincip for TAS5012

Buffer

Vi har valgt at dele signaler og ben på TAS5012 op i grupper, som er listet herunder:

PWM - left

PWM - right

Masterclock og krystal, MCLK_IN, MCLK_OUT, M_S og XTL_IN, XTL_OUT.

9 Interpolationsfilteret oversampler 2-8 gange til et 24 bit signal med en samplerate på 352 8kHz eller

384kHz, som Equibitmodulatoren arbejder med.

10 Teknologi udviklet af Toccata Technologi Aps, som er blevet opkøbt af Texas Instruments

44


Serielt audioinput, SDIN, SCL og LRCLK.

Valg af audiodataformat, DBSPD, MOD0, MOD1 og MOD2.

3.2. SIGNALBEHANDLING

PWM-output, left og right, PWM_AP_R, PWM_AM_R, PWM_BP_R, PWM_BM_R,

PWM_AP_L, PWM_AM_L, PWM_BP_L og

PWM_BM_L.

Indikering om output er gyldigt, VALID_L og VALID_R.

Strømforsyning og eksternt PLL-filter, AVDD1, AVSS1, AVDD2, AVSS2,

PLL_FLT _OUT, PLL_FLT _RET og OSC_CAP.

De-emphasisfilter, DEM_SEL og DEM_EN.

Reset af kredsen samt mute-funktion, MUTE og RESET

Strømforsyning samt powerdownfunktion, DVDD1, DVSS1, DVDD2, DVSS2,

DVDD3_R, DVSS_R, DVDD3_L, DVSS_L, STEST, FTEST og PDN.

Vi vælger at benytte TAS5012 i slavemode, da der den forsynes med clocksignaler fra

DIR1701. Desuden er der ikke behov for at TAS5012 afgiver clocksignaler til andre dele

af systemet. Derfor skal kredsen modtage en masterclock, MCLK, på 256 gange sampleraten

for at kunne fungere. Masterclocken sendes ind på MCLK_IN og kommer fra SCKO

på DIR1701. Da masterclock kommer på MCLK_IN, skal XTL_IN være logisk lav. Når

TAS5012 køres i slavemode skal M_S være logisk lav og forbindes derfor til GND. XTL_OUT

forbindes ikke.

TAS5012 modtager et synkront audiodatasignal. Den modtager 2 clocksignaler fra DIR1701.

Shift clock (SCLK) har en frekvens på 64 gange sampleraten og indsættes på SCLK. SCLK

kommer fra BCKO på DIR1701. Der kommer også en left/right-clock (LRCLK) med samme

frekvens som sampleraten. Denne clock kommer fra LRCKO på DIR1701 og går til LRCLK

på TAS5012.

Spændingsniveauerne for logisk lav ligger mellem 0V og 0¡ 8V og for logisk høj ligger

spændingen mellem 2V og 3¡ 3V . Da dette opfyldes af output fra TAS3001 og DIR1701,

kan kredsene forbindes direkte.

Fra SDOUT på TAS3001 kommer audiosignalet ind på SDIN på TAS5012. Dataformatet er

16-bit, right-justified, og vha. MOD0, MOD1 og MOD2 indstilles TAS5012 til dette dataformat.

For 16-bit, right-justified, skal MOD0, MOD1 og MOD2 være logisk lave, og skal

forbindes til GND. Da vi vil benytte en samplerate på 44¡ 1kHz, skal DBSPD forbindes til

GND.

PWM-outputtet er delt op i en højre og en venstre kanal. Der er 4 signaler for hver kanal, og

det er differentielt. Spændingsniveauet for outputtet ligger på under 0¡ 4V for logisk lav og

over 2¡ 4V for logisk høj. For venstre kanal hedder signalerne PWM_AP_L, PWM_AM_L,

PWM_BP_L og PWM_BM_L, mens de for højre kanal hedder PWM_AP_R, PWM_AM_R,

PWM_BP_R og

PWM_BM_R.

VALID_L og VALID_R indikerer om outputsignalet er gyldigt. Signalet er ikke gyldigt hvis

kredsen ikke modtager en masterclock eller denne ikke er synkron med audiosignalet. Dette

45


KAPITEL 3. DESIGN AF FORSTÆRKER

har vi valgt at indikere vha. lysdioder på samme måde som beskrevet i afsnittet om design

af indgangstrin.

Den interne PLL skal forsynes med 3¡ 3V på AVDD1, AVSS1, AVDD2 og AVSS2. Afkoblingen af

forsyningen designes som Texas Instruments anbefaler [SLAA117A, Appendix A]. Texas

Instruments anbefaler at PLL_FLT_OUT og PLL_FLT_RET sættes til et filter som placeres

over et separat groundplane, samt at OSC_CAP ikke forbindes. Filteret er beskrevet i en

application note fra Texas Instruments [SLAA117A, Appendix A].

EMFLG på DIR1701 indikerer om kildematerialet er indspillet med forbetoning (emphasis).

EMFLG forbindes derfor til DEM_EN på TAS5012. DEM_EN bliver derved høj, når

dette er tilfældet. DEM_SEL forbindes til GND, og dermed vælges samplingraten for deemphasisfilteret

fast til 44¡ 1kHz.

Når TAS5012 startes, skal PDN være logisk høj, da kredsen ellers vil have powerdownfunktionen

aktiveret. Derefter skal kredsen resettes af styresystemet.

Hvis man ønsker at benytte mutefunktionen, skal MUTE sættes lav. Derved får PWMoutputtet

en dutycycle på 50%. Når man ønsker at deaktivere mutefunktionen igen, sættes

MUTE høj igen, og efter højest 5ms, kommer der igen normalt PWM-output.

TAS5012 skal forsynes med 3¡ 3V på DVDD1 og DVSS1. Vi har valgt at afkoble forsyningen

med en kondensator på 100nF, samt en elektrolytkondensator på 10µF.

DVDD2, DVSS2, DVDD3_R, DVSS_R, DVDD3_L og DVSS_L er digital spændingsforsyning til

PWM-delen, og disse forbindes direkte til GND og 3¡ 3V . Der sættes en kondensator på

100nF mellem spændingsforsyningen og GND for at undgå støj. STEST og FTEST forbindes

til GND, da dette foreskrives i databladet for TAS5012. Da vi ikke ønsker at benytte

powerdown-funktionen, sætter vi PDN logisk høj.

Da både TAS3001 og TAS5012 er forbundet, er der nu designet et færdigt signalbehandlingssystem.

3.2.3 Test af signalbehandling

Vi har valgt ikke at udføre en decideret analytisk test af selve signalbehandlingen alene. Derimod

har en samlet test af hele systemet vist, at signalbehandlingen fungerer som forventet.

Denne test er dokumenteret i appendiks H.

3.3 Udgangstrin

46

I n d g a n g stri n Si g n a l b eh a n d l i n g U d g a n g stri n

B ru g erf l a d e

Styresystem


3.3. UDGANGSTRIN

Da en højttaler er en hård belastning for et forstærkerkredsløb, skal vi have noget der kan

drive den. Dette gøres med et udgangstrin, som vi her vil belyse nærmere.

Vi vil først undersøge, hvilke specifikationer vi har for ind- og udgang.

Ingangsspecifikationer Fra signalbehandlingen får vi 2 4 parvise differentielle PWMsignaler,

henholdsvis PWM_AP, PWM_AM, PWM_BP og PWM_BM for hver kanal. Karakteristikkerne

for disse signaler er vist i tabel 3.2.

Parameter Min. Typisk Maks.

Frekvens - 352¡ 8kHz -

Dutycycle 10% - 90%

Logisk høj 2¡ 4V - -

Logisk lav - - 0¡ 4V

Tabel 3.2: Inputkarakteristik

Udgangsspecifikationer Udgangstrinet skal drive en højttaler. Dvs. at udgangen skal have

en båndbredde svarende til det hørbare område. Outputbelastningen er nominelt 4 8Ω,

også nærmere beskrevet i afsnit 2.2.1 på side 30. Ud over dette ønskes så lille en udgangsimpedans

fra forstærkeren som muligt.

3.3.1 Løsningsmuligheder

Vi vil her belyse, hvilke muligheder vi har for at konvertere PWM-signalet til det ønskede

analoge signal.

Det er ikke tilrådeligt at drive højttalerne direkte med et PWM-signal, da signalbærende

ledninger kan komme til at virke som radiosender, hvor sendeeffekten er afhængig af strømmen.

Hermed vil vi ikke kunne overholde EMC-reglerne. Endvidere vil frekvenser afledt af

bærefrekvensen blive overført til højttaleren og forringe lydkvaliteten. Vi er derfor nødt til

at fjerne de uønskede signaler, det vil sige frekvenser der ligger over 20kHz. Dette gøres

ved hjælp af et lavpasfilter.

Filtertyper

Den type filter, der skal bruges, er et passivt lavpasfilter, da der skal overføres store mængder

energi. Det idelle lavpasfilter fungerer ved, at det fjerner alle frekvenser over en fastsat

grænse og leder de ønskede frekvenser igennem uden tab. Vi vil her undersøge, hvilke muligheder

vi har for at lave det mest optimale filter for vores forstærker.

RC-filter Et RC-lavpasfilter består, som navnet antyder, af en modstand og en kondensator.

RC-filteret er koblet som vist på figur 3.11.

47


Overføringsfunktionen for et RC-filter er:

Figur 3.11: Diagram af et RC-lavpasfilter.

H s¡ £ Vout

Vin

£

i 1

s C¡

i R 1

s C¡

KAPITEL 3. DESIGN AF FORSTÆRKER

£

1

1 s R C

(3.2)

Dette vil sige, at det er et 1. ordens filter, hvilket betyder at filteret har en dæmpning på 6dB

pr. oktav 11 [Rasmussen(89)]. Udgangsimpedansen for filtret bliver det samme som R, da

denne sidder i serie med udgangen. Indgangsimpedansen i filteret er summen af modstanden

og kondensatorens impedans.

Kondensatoren har den egenskab, at man ikke kan ændre spændingen over den momentant.

Dette vil have den indflydelse på PWM-signalet, som består af momentane ændringer i

spændingen, at disse ændringer vil blive glattet ud, således at udgangen vil ligne det oprindelige

lydsignal.

Formelen der beskriver reaktansen 12 for en kondensator er:

XC £

1

ω C

(3.3)

hvor ω er vinkelfrekvensen, givet ved ω £ 2 π f , og C er kondensatorens værdi. Formel

3.3 viser at reaktansen er faldende for stigende frekvens. Herved vil impedansen for kondensatoren

ved bærefrekvensen være meget lille, da bærefrekvensen ligger højt i forhold til det

hørbare frekvensområde. Derfor vil RC-filteret ved høje frekvenser være en stor belastning

for det foregående kredsløb og høje frekvenser vil derfor blive afsat som varme i filteret.

RC-filteret kan skære de uønskede frekvenser væk. Vi får dog et uønsket effekttab, da strømmen

til udgangen skal passere modstanden R.

LR-filter LR-filteret, som er vist på figur 3.12, benytter en spole til at fjerne de uønskede

frekvenser.

48

11 Fordobling/halvering af frekvensen.

12 Vekselsstrømsmodstand.

Figur 3.12: Diagram af et LR-lavpasfilter.


Overføringsfunktionen for et LR-filter er:

H s¡ £ Vout

Vin

£

i R

i L s R¡ £

1

1 s L

R

3.3. UDGANGSTRIN

Dette er et 1. ordens filter, hvilket betyder at filteret har en dæmpning på 6dB pr. oktav.

Udgangsimpedansen bliver det samme som spolens impedans.

(3.4)

Spolens egenskaber minder meget om kondensatorens, her er det bare strømmen gennem

spolen, der ikke kan ændres momentant. Dette resulterer i, at PWM-pulserne også her vil

blive glattet ud, hvorved vi kan opnå det ønskede signal.

Spolens reaktans er beskrevet i formlen:

XL £ ω L (3.5)

Vi kan heraf se, at reaktansen er stigende for stigende frekvenser. Man vil derfor opnå en lav

udgangsimpedans inden for det hørbare område.

Filterets indgangsimpedans er hele filterets seriemodstand. Ved bærefrekvensen vil spolen

have en høj reaktans, og der vil derfor være en høj udgangimpedans i filteret. Derfor vil

LR-filteret være en lille belastning for det foregående kredsløb.

Ved brug af LR-filteret vil udgangimpedansen være lav, indenfor det frekvensområde forstærkeren

skal arbejde ved, og bærefrekvensen vil blive filtreret væk.

LC-filter LC-filteret består af en spole og en kondensator. Dette ses på figur 3.13

Overføringsfunktionen for et LC-filter er:

H s¡ £ Vout

Vin

Figur 3.13: Diagram af et LC-lavpasfilter.

£

i 1

s C¡

i s L 1

s C¡

£

1

1 s 2 L C

(3.6)

Udfra formlen 3.6 kan man se det er et 2. ordens filter, da der er et 2. ordens polynomium i

nævneren. Ved et sådan har man en dæmpning på 12dB pr. oktav [Rasmussen(89)], hvilket

er det dobbelte af et 1. ordens filter.

Udgangsimpedansen bliver lav, ligesom i LR-filteret, da vi også her har en spole i serie

med udgangen. Indgangsimpedansen vil blive mindre end et LR-filter, men stadigvæk høj.

Belastningen ved bærefrekvensen vil derfor, ligesom LR-filteret, være lav.

For at skabe overblik ved valg af filter, har vi opstillet fordele og ulemper ved de 3 løsningsmuligheder

i tabel 3.3.

49


Løsning Fordele Ulemper

KAPITEL 3. DESIGN AF FORSTÆRKER

Stor effektafsættelse i modstanden

RC-filter - Stor belastning ved høje frekvenser

Dårlig frekvensafskæring

RL-filter Lavt effekttab Dårlig frekvensafskæring

LC-filter Lavt effekttab -

God frekvensafskæring

Tabel 3.3: Tabellen viser fordele og ulemper ved de enkelte løsningsmuligheder for filter.

LC-filteret er at foretrække, da dette vil medvirke til at opnå meget skarpere skæring af de

uønskede frekvenser, samt at det ikke belaster unødvendigt.

Vi har dog stadig ikke mulighed for at drive effekt nok ud i højttaleren, da TAS5012 ikke kan

levere tilstrækkeligt strøm. Det er derfor nødvendigt at indføre et effekttrin, som kan levere

den strøm og spænding, som er krævet for at give en acceptabel lyd. Vi vil også undgå at

lave den samme fejl, som Zenith gjorde med deres DA3520, som beskrevet i afsnit 1.5 på

side 17.

Effekttrin

Her vil vi undersøge hvilke muligheder, der er for at forøge forstærkerens evne til at afsætte

effekt i højttaleren. Ved at bruge en kontakt, kan man styre en stor strøm med en lille strøm

eller spænding. Vi har fundet følgende muligheder for at lade PWM-signalet styre nogle

kontakter:

Simpelt switchtrin Her sættes højttaleren i serie med en kontakt over en forsyningsspænding

og stel, som vist på figur 3.14. Switchtrinet vil dog ikke sende et symmetrisk signal ud

over højtaleren. Vi vil få et signal, der vil have et dc-offset på halvdelen af forsyningsspændingen.

Dette er illustreret på figur 3.15. Der vil sandsynligvis også opstå et problem, når

kontakten er åben, da spændingen på den ene side af højttaleren ikke er defineret her.

¤ ¥ ¥

¡ ¢ £

Figur 3.14: Diagram af et simpelt switchtrin.

Halv H-bro Vi sætter her højttaleren mellem stel og to kontakter, som det ses på figur

3.16. Vi kan her betragte to forskellige scenarier. Et hvor der under kontakten K02 bliver

lagt et stelpunkt og et hvor der samme sted bliver lagt Vcc. Det første scenario vil dog

give samme resultat, som det simple switchtrin, dog uden definitionsproblemet. Sætter vi

derimod Vcc på, vil vi på højttaleren få et symmetrisk signal omkring stel, som illustreret

på figur 3.17. Der skal dog anvendes en symmetrisk spændingsforsyning. Der vil også, i

forhold til det simple switchtrin, være en firedobling af effekten, da £ V P 2

R . Man vil ved en

fordobling af forsyningsspændingen, få en firdobling af effekten.

50


©

¡ ¢ £ ¤ ¥ £ ¦

¨

Figur 3.15: Illustration af udgangssignalet på et simpelt switchtrin.






Figur 3.16: Diagram af en halv H-bro.

§ ¥ ¤

3.3. UDGANGSTRIN

H-bro Her bruges 4 kontakter, i en geometri der ligner bogstavet H, som det kan ses på

figur 3.18. Kontakterne K1 og K4 opererer som et par ligesom K2 og K3. Når K1 og K4

er sluttede, leder de strømmen den ene vej gennem højttaleren og modsat ved K2 og K3.

Dette giver os den samme virkning, som fås ved at bruge en halv H-bro med både positiv

og negativ forsyning. Vi undgår dog i H-broen at bruge en symmetrisk spændingsforsyning,

og vi opnår samme effekt. Dog vil der, i praksis, være et større effekttab, da strømmen skal

løbe gennem en ekstra kontakt.

For at få overblik, opstiller vi nu fordele og ulemper ved de forskellige løsningsmuligheder.

Løsning Fordele Ulemper

Simpelt switchtrin

Kræver kun én kontakt DC-offset, lav effekt i forhold til

forsyning, spændingsniveauet er

ikke altid defineret

DC-offset, lav effekt i forhold til

forsyning

Intet DC-offset, høj effekt i for- Kræver symmetrisk forsyning

hold til forsyning

Halv H-bro med

enkelt forsyning

Halv H-bro med

symmetrisk forsyning

H-bro Intet DC-offset, høj effekt i forhold

til forsyning, kræver kun én

forsyning

Kræver fire kontakter, større effekttab

Tabel 3.4: Tabellen viser fordele og ulemper ved de enkelte løsningsmuligheder for valg af effekttrin.

51


©

©

¡ ¢ £ ¤ ¥ £ ¦

¨

KAPITEL 3. DESIGN AF FORSTÆRKER

Figur 3.17: Illustration af udgangssignalet på en halv H-bro.




Figur 3.18: Diagram af en H-bro

Vi vælger at bruge en H-bro, da vi her vil få et symmetrisk signal og en høj effekt. Samtidig

undgår vi at bruge ressourcer på at implementere en negativ forsyning. Vi skal nu have valgt

en kontakt, der kan skifte tilstand hurtigt nok, og kan holde til den strøm vi senere vil kræve

i udgangstrinet.

Kontakt

Vi vil her undersøge hvilke kontakter, der vil kunne anvendes i en H-bro. Det er vigtigt for

kontakterne, at de skal have:

Høj indgangsimpedans på styreben.

Lav on-modstand.

Hurtig stige- og faldetid.

Evne til at håndtere frekvenser over 352¡ 8kHz.

Vi vil her kun undersøge kontakter, som muligvis kan opfylde ovenstående krav. Her ses

eksempelvis bort fra relæer, da disse er meget langsomme.

Bipolær Junktion Transistor En Bipolær Junktion Transistor (BJT) kræver en relativ høj

basisstrøm for at gå on, hvilket vil belaste det foregående trin. Den har en relativ langsom

stige- og faldetid på grund af indre kondensatoreffekter, også kaldet Millereffekten. En BJT

52

§ ¥ ¤


3.3. UDGANGSTRIN

har en tendens til termisk run-away, hvor arbejdspunktet flytter sig, ved at transistoren opvarmer

sig selv på grund af en positiv temperaturkoefficient. Når strømmen vokser over en hvis

værdi, begynder mætningsspændingen over collector-emitter, at vokse [Rasmussen(89)].

Field Effect Transistor Field Effect Transistoren (FET) er spændingsstyret og ikke strømstyret.

Den har en negativ temperaturkoefficient, som forhindrer termisk run-away. On-modstanden

har ingen teoretisk nedre begrænsning, hvilket medfører en lav drain-source spænding. Metal

Oxide Semiconductor FET (MOSFET) er en FET-variant, som har en lavere on-modstand

end f.eks. Junktion FET (JFET) [Rasmussen(89)]. MOSFET har en body-drain diode, som

beskytter transistoren mod eventuelle, men dog begrænsede friløbsstrømme 13 . Sammenlignet

med BJT har MOSFET en lavere Millereffekt. MOSFET bruges hovedsageligt indenfor

disse betingelser [IR]:

Høje frekvenser ( 200kHz)

Store belastningsvariationer

Lave spændinger (¡ 250V )

¡ 500W output power

MOSFET anvendes ofte i switch-mode strømforsyninger (switching 200kHz) og batteriladere.

Insulated Gate Bipolær Transistor Insulated Gate Bipolær Transistor (IGBT) er en hybrid

mellem BJT og MOSFET. Den har switch- og ledekarakteristikker som en BJT, men

er spændingsstyret som en MOSFET. Det betyder, at den har et konstant VCE, når en hvis

strøm nås, som ved en BJT. Dog har den stadig ulempen ved en relativ høj stige- og faldetid,

og den har ingen body-drain diode. IGBT bruges ofte indenfor følgende betingelser[IR]:

Lave frekvenser (¡ 20kHz)

Relativt små belastningsvariationer

Høje spændinger ( 1000V )

5kW output power

IGBT ses ofte anvendt i svejseapparater og konstantbelastnings strømforsyninger

(¡ 50kHz).

Vi vælger her hvilken kontakt, der vil være mest hensigtsmæssig at benytte til vores formål.

Vi vælger MOSFET, da det er den kontakttype, der passer bedst til vores behov.

13 Når strømmen i en spole ophører, vil det opbyggede elektromagnetiske felt induceres i spolen, som en

friløbsstrøm.

53


Driver

Løsning Fordele Ulemper

KAPITEL 3. DESIGN AF FORSTÆRKER

Lang slukketid

BJT Konstant VCE Strømstyret

Høj termisk run-away

Spændingsstyret

MOSFET Body-drain diode VDS varierer med ID

Højfrekvent brug

IGBT Konstant VCE Høj termisk run-away

Spændingsstyret Lavfrekvent brug

Tabel 3.5: Fordele og ulemper for de enkelte kontakttyper.

Vi skal nu sørge for, at transistorne i H-broen bliver tændt ved de rigtige spændingsniveauer,

og at vi undgår, at to transistorer i samme side af H-broen bliver tændt samtidigt, og dermed

kortvarigt kortslutter strømforsyningen. Dette skyldes at transistorens Millereffekt kan skabe

en forsinkelse i tænd- og sluksignalerne. Vi er derfor nødt til at indføre en driver, som kan

kontrollere dette. Vi vil se på de krav, vi stiller til en driver.

Driveren skal kunne godtage under 0¡ 4V som et logisk lav, og godtage over 2¡ 4V som et

logisk høj, da dette er de niveauer, som signalbehandlingen sender ud. Endvidere skal den

kunne håndtere en frekvens på mindst 352¡ 8kHz. Udgangsspændingen skal kunne drive en

MOSFET transistor helt on. Endvidere skal den på udgangen kunne levere en strøm som kan

oplade gatekapaciteterne i transistoren, således at Millereffekten får en mindre indflydelse

på stige- og faldetiderne.

Princip for udgangstrin

På figur 3.19 ses hvilke blokke udgangstrinet skal bestå af. Herefter er vi nu klar til at designe

og simulere kredsløbet.

P W M -

l e f t / r i g h t

4

D ri v e r

3.3.2 Design og simulering

S t y r e -

s i g n a l e r

4

H-bro

P o w e r

Figur 3.19: Principdiagram over udgangstrin.

3

F i l t e r

Under design og dimensionering af udgangstrinet vil vi foretage relevante simuleringer,

enten i form af beregning eller ved at benytte MatLab. Vi vil, som i vores systemanalyse,

starte med filteret.

54

A u d i o

2


Filter

P W M -

l e f t / r i g h t

4

D ri v e r

S t y r e -

s i g n a l e r

4

H-bro

P o w e r

3

F i l t e r

A u d i o

2

3.3. UDGANGSTRIN

Filteret skal tilpasses H-broen, hvorved vi er nødt til at lave 2 ens filtre til hver side af Hbroen.

Dette er i overensstemmelse med artiklen: "System Design Considerations for True

Digital Audio Power Amplifiers"af Texas Instruments [SLAA117A], hvor det anbefales, at

man benytter et Butterworthfilter, som ses på figur 3.20.

L

L

C

C

C L

Figur 3.20: Diagram over Butterworthfilter.

I artiklen findes også formler til beregning af komponentværdier.

CL £

R L

1

2π ¢ £

2 RL fco

(3.7)

C 10% CL (3.8)

L £

¢ 2 RL

4π fco

(3.9)

Hvor RL er højttalerens belastning, L er spolens størrelse og fco er den ønskede skæringsfrekvens.

Vi har valgt en skæringsfrekvens, der ligger højt i forhold til det hørbare område, ud

fra den betragtning, at vi herved vil få den mest lineære frekvensgang indenfor det hørbare

område. Vi har derfor valgt en skæringsfrekvens på 50kHz. Vi får derved følgende værdier

ved 8Ω højttaler:

CL £

ved en 4Ω højttaler vil vi få følgende værdier:

CL £

1

2π ¢ £

¢ £ £

£ £

2 8Ω 50kHz

281nF 220nF

C 10% 220nF 22nF

L

2 8Ω

4π fco

18µH 22µH

1

2π ¢ £

¢ £ £

£ £

2 4Ω 50kHz

562nF 470nF

C 10% 470nF 47nF

L

2 4Ω

4π fco

9µH

55


KAPITEL 3. DESIGN AF FORSTÆRKER

Komponentværdierne er valgt ud fra, hvad der er muligt at få hos leverandøren.

Vi må derfor konkludere, at det ikke kan lade sig gøre at konstruere udgangstrinet således,

at det med tilfredsstillende resultat bliver muligt at drive både en 8Ω og en 4Ω højttaler. For

at muliggøre dette, er man nødt til at bruge flere filtre, som skal skiftes mellem, afhængig af

hvilken impedans højttaleren har. Vi vælger her kun at realisere filteret til en 4Ω højttaler,

da det for os at se i dag er den mest anvendte højttalerimpedans.

Vi kan nu beregne udgangsimpedansen ved at bruge formel 3.5 for spolens reaktans og

hertil lægges spolens jævnstrømsmodstand. Eftersom der nu sidder 2 spoler i kredsløbet, må

vi gange dette med 2. Vi har valgt en spole fra Epcos, som er viklet på en ferritkerne. Den

er rated til 6A kontinuerligt og jævnstrømsmodstanden, RDC, er 0¡ 012Ω. Da impedansen er

afhængig af frekvensen, vil vi her kun undersøge det tilfælde, hvor der er størst impedans

inden for det hørbare område, som er ved 20kHz og kan beregnes:

Z f ilter £ 2 ω L RDC¡ £ 2 2π 20kHz 9µH 0¡ 012Ω¡

2¡ 286Ω (3.10)

Ud fra filteranalyse, som kan ses i appendiks A, har vi ved hjælp af LaPlacetransformation

fundet følgende formel:

H s¡ £

RL

RL L C 2CL¡ s 2 2L s RL

(3.11)

Vi indsætter nu de fundne værdier, C £ 47nF, CL £ 470nF, L £ 9µH og RL £ 4Ω, og får

derfor:

H s¡ £

10 15

8883s 2 45 10 8 s 10 15

(3.12)

Her har vi så brugt MatLab til at finde dæmpningen samt fasedrejningen i filteret, vh.a. et

bodeplot. Resultatet ses på figur 3.21.

Vi kan ud fra formel 3.12 finde dæmpningen ved hhv. det øverste grænse af det hørbare

område og ved bærefrekvensen:

20 log H 2π 20¡ 000¡ ¡ £

20 log H 2π 352¡ 800¡ ¡ £

1015 8883 20¡ 000¡ 2π 2 45 108 20¡ 000¡ 2π 1015 64dB 4¡

1015 8883 352¡ 800¡ 2π 2 45 108 352¡ 800¡ 2π 1015 75dB 34¡

Vi finder dette tilfredsstillende, da bærefrekvensen er kraftigt undertrykt og det hørbare område

er kun meget svagt berørt ved de øverste frekvenser.

Herefter vil vi begynde at designe H-broen.

56


LTIresponseLines

H-bro

Phase (deg) Magnitude (dB)

10

0

−10

−20

−30

−40

−50

0

−45

−90

−135

−180

10 4

Bode Diagram

Frequency (Hz)

Figur 3.21: Dæmpning og fasedrejning på udgangsfilter.

P W M -

l e f t / r i g h t

4

D ri v e r

S t y r e -

s i g n a l e r

4

H-bro

P o w e r

3

10 5

F i l t e r

A u d i o

2

3.3. UDGANGSTRIN

Som kontakt til H-broen har vi valgt en STD17N05 N-kanal MOSFET. Ifølge databladet

[STD17n05] er den velegnet til audioforstærkere, høje strømme og højhastighedsswitching.

Transistoren kan klare en vedvarende drainstrøm på 17A ved 25 C, og på 12A ved

100 C. Desuden kan den klare peakstrømme på op til 68A. Transistoren har R on¡ DS på

0¡ maks. 085Ω, ved en temperatur på 25 C.

På grund af H-broens opbygning vil der opstå et problem, når den øverste transistor i en af

siderne i H-broen skal tændes. Problemet ligger i at VS vil gå fra 0V til Vcc når den åbnes. Vi

vil derfor få en VGS på Vcc VG, hvilket vil resultere i at transistoren vil stabilisere sig på et

ikke-on niveau. Dette vil sige, at transistoren ikke vil fungere som en kontakt. Dette problem

kan afhjælpes med bootstrapprincippet, som er nærmere beskrevet i appendiks B. Herfra ved

vi, at bootstrapkondensatoren skal være 10 gange større end transistorens gatekapaciteter.

Fra databladet har vi at gatekapaciteten for STD17N05 typisk er 700 pF [STD17n05, side

2]. Derfor vælger vi en bootstapkondensator på den nærmeste standardværdi på 6¡ 8nF

For at sikre at forsyningen kan levere tilstrækkelig peakstrøm, har vi indsat en elektrolytkondensator.

Da vi ønsker at kunne levere rigeligt med strøm, har vi valgt at benytte en

meget stor kondensator på 1000µF til dette formål.

57


KAPITEL 3. DESIGN AF FORSTÆRKER

H-broens spændingsforsyning Eftersom forsyningerne, vi har mulighed for at benytte,

kun kan levere 30V , og vi ikke må arbejde med spændinger højere end 40V , vælger vi 30V ,

da dette giver en mere simpel testopstilling. Det vil i produktionsmæssig sammenhæng være

muligt at designe efter ønsket effekt. Til dette har vi brugt formlen for spændingsforsyning

fra "System Design Considerations for True Digital Audio Power Amplifiers"[SLAA117A].

Da vi ønsker at finde den maksimale effekt, isolerer vi her Pmax.

Pmax £

M 2 RL V 2

cc

2 RDS on¡ RL Z f ilter¡ 2

(3.13)

Hvor M er den maksimale dutycycle for PWM-signalet og Pmax er den ønskede maksimale

udgangseffekt. Vi kan derfor vh.a. formel 3.13 finde effekten der opnås med en forsyning på

30V .

Pmax £

0¡ 9 2 4Ω 30V 2

2 0¡ 085Ω 4Ω 2¡ 286Ω¡ 2

Der vil derfor gå en RMS strøm ved maksimal effekt på

IRMS max £ PMAX

URMS

Herefter vil vi designe drivertrinet.

Driver

P W M -

l e f t / r i g h t

4

D ri v e r

S t y r e -

s i g n a l e r

4

£

35W

30V 0¡ 9 ¢ 2

H-bro

P o w e r

3

F i l t e r

35W (3.14)

917mA (3.15)

Vi kender nu data på vores transistor, og kan således vælge vores driver. En søgning efter

drivere resulterede i, at vi valgte en HIP4081A-driver til hver kanal. HIP4081A og dens

lillebror HIP4080 var de eneste der var i stand til at drive en hel H-bro og samtidig implementerer

dødtidkontrol 14 og bootstrap. Vi har dog valgt HIP4081A, da vi med denne har

mulighed for at kontrollere alle transistorerne i H-broen separat. Dette mener vi vil være

mest korrekt, da det måske kan lade sig gøre, at TAS5012, som en del af dens modulering,

vil tænde de to nederste transistorer i H-broen samtidigt.

Vi får et problem med interface til signalbehandlingen, da kredsen mindst skal bruge 2¡ 5V

for at godtage et indgangssignal som logisk høj [HIP4081A, side 3], og TAS5012 kan udsende

logisk høj på kun 2¡ 4V . Vi vil derfor benytte en komparator, som gør det muligt at

garantere mindst 2¡ 5V på indgangsbenene på HIP4081A. Dette giver også mulighed for at

undertrykke commonmode-støj på signalerne fra TAS5012.

Det vigtigste krav til komparatoren er et ensartet propagationdelay, da dette vil medføre et

DC-offset på højttaleren. Vi fandt MAX942 som en brugbar løsning. Ifølge databladet har

58

14 Håndtering af pause ved tilstandsskift på transistorerne for at forhindre kortslutning af strømforsyningen.

A u d i o

2


3.3. UDGANGSTRIN

den et typisk propagationdelay på 80nS for både højt og lavt niveauskifte [MAX942]. Vi

vælger at forsyne kredsen med 3¡ 3V , da vi allerede har denne spænding til rådighed fra

signalbehandlingen.

Vi benytter ikke alle indgange på HIP4081A, men dette vil ikke være et problem, da kredsen

har indbygget logik, der kun tillader en korrekt parvis åbning af transistorerne i H-broen. Vi

benytter stadig alle signaler fra signalbehandlingen.

Kredsen gør det også muligt at styre død-tiderne ved hjælp af to eksterne modstande. Da

forstærkerkonstruktionen er en forsøgsopstilling, vil vi gerne have mulighed for at justere

denne tid nøjagtigt. Vi har derfor valgt at bruge multiturnpotentiometre med værdier på

250kΩ.

Det samlede kredsløbsdiagram ses i appendiks I.

Alternativt udgangstrin Driver og H-bro er indbygget i Apogee’s DDX2100 kreds. Vi

ville ved at bruge denne kreds kunne undgå problemet med de forskellige logiske niveauer,

så vi derved kan undlade komparatoren. Der skulle også bruges en HIP4081A per kanal,

men med DDX2100 er der mulighed for drive begge kanaler med samme kreds. DDX2100

har mulighed for en udgangseffekt på 2 50W eller 1 100W [DDX2100]. Dog kunne det

ikke lade sig gøre at skaffe DDX2100 på grund af et halvt års leveringstid.

3.3.3 Konstruktion

Vi har valgt at lægge print ud, og i den forbindelse har vi gjort nogle overvejelser omkring

EMC og store strømme.

For at afskærme kredsløbet mod indstråling af støj, som bl.a. kan stamme fra spolerne i

udgangsfilteret, har vi lavet et groundplane på oversiden af printet med driver og H-bro.

Ved brug af dette groundplane afskærmes undersiden af printet, og eventuel støj vil blive

afkoblet til stel. Der kan dog være et problem med groundplanes, da der kan opstå groundloops

15 . Herved kan der opstå potentialeforskelle på groundplanet, og derved opstår uønskede

strømme. Vi vil under printudlægningen tage hensyn til dette.

I udgangen vil der gå store strømme, hvorfor vi har valgt at lave disse baner brede. Hvor der

er plads til det, har vi lavet et kobberplan omkring banerne, så vi derved vil få større areal,

som strømmen kan løbe igennem. Vi har valgt, at lægge de to kanaler på hver sit print, og

endvidere lægge filtrene på et print for sig, i håb om at gøre evt. fejlfinding lettere.

Printudlæggene kan ses på bilag 1.

Efter udgangstrinet er samlet, vil vi teste den før den bliver sat sammen med det resterende

system.

15 Opstår når strømmen kan løbe flere veje til et stelpunkt.

59


3.3.4 Test og kalibrering

KAPITEL 3. DESIGN AF FORSTÆRKER

Selve testen af kredsløbet findes i appendiks G. Resultaterne vil blive diskuteret i det følgende.

Varme Driver og MOSFET bliver, ved vedvarende RMS-belastning på 2A, så varme, at

man knapt kan holde fingeren derpå. Dette kan vi sammenholde med, at 2A er det dobbelte

at den beregnede maksimale strøm. Derfor kan temperaturstigningen i driver og MOSFET

anses for værende ubetydeligt for det færdige produkt.

Tomgangsspænding DC Vi fandt, at der ved 50% dytycycle, var en spænding på ca.

19mV over modstanden på filterudgangen. Dette vil resultere i, at højttaleren vil give et

lille udsving, når der tændes for forstærkeren. Dette vil sandsynligvis komme til udtryk ved

et "dunk" fra højttaleren.

Tomgangsspænding AC Vi fandt ved 50% dutycycle en AC-spænding på 492mV , hvilket

er en afvigelse på 58mV fra den teoretisk udledte. Denne afvigelse bevirker at filteret rent

faktisk dæmper mere end beregnet. Ved udregning fås en dæmpning på 20 log 0 492V

30V ¡ £

35¡ 7dB. En af grundene til, at vi får denne afvigelse, er at vi ikke har taget højde for spolernes

ohmske modstand under beregninger af filterets teoretiske dæmpning, da vi ikke anså

denne for værende ubetydelig lille. En anden årsag kan tilskrives filterkomponenternes tolerancer.

Spændingsniveau ved 45% dutycycle Dette spændingsniveau var en halv procent lavere

end forventet. Dette skyldes tab i filteret. Tabet kan reduceres ved at designe filteret til en

højere frekvensafskæring. Herved vil vi kunne benytte lavere komponentværdier i filteret,

men samtidig vil dette forårsage en ringere dæmpning af bærefrekvensen.

Vi forventer ud fra de foretagne målinger, at udgangstrinet vil kunne levere en acceptabel

lydkvalitet i den samlede konstruktion.

Herefter vil vi se på styresystemet til forstærkeren.

3.4 Styresystem og brugerflade

60

I n d g a n g stri n Si g n a l b eh a n d l i n g U d g a n g stri n

B ru g erf l a d e

Styresystem


3.4. STYRESYSTEM OG BRUGERFLADE

Formålet med denne blok i systemet er todelt. Den skal levere de signaler, der er påkrævet

for at de andre trin kan fungere under alle produktets brugsfaser, herunder powerup, drift og

powerdown. Derudover skal trinet danne en brugergrænseflade, så en bruger kan indstille de

parametre, der stilles til rådighed for denne.

3.4.1 Analyse

I denne analyse vil vi beskrive og undersøge de arbejdsopgaver styresystemet skal varetage.

På baggrund af dette vil vi foretage et valg af brugerflade og microcontroller.

Arbejdsopgaver

Den vigtigste opgave er at styre TAS3001, der er i stand til at foretage en digital signalbehandling,

og dermed manipulere nogle nøgleparametre i den digitale datastrøm, der gennemløber

den:

1. Volume

2. Bas og Diskant

3. Dynamic Range Compression

4. 6 kaskadekoblede digitale biquad-filtre

Vi vil implementere volume-, bas- og diskantkontrol. Biquad-filtrene vil vi ikke beskæftige

os med. I vores tilfælde kan Dynamic Range Compression, DRC, være aktuelt fordi tonekontrollerne

er i stand til at hæve signalet ud over dynamikområdet med helt op til +18dB;

et problem der begrænses ved at benytte DRC [TAS3001].

De forskellige parametre i TAS3001 programmeres via en I 2 C-bus, der består af 2 signalbærende

ledere. Denne bustype skal derfor implementeres i styresystemet for at gøre det muligt

at programmere TAS3001. I appendiks D er denne bustype beskrevet mere detaljeret.

Ud over disse 2 signaler optræder der mellem styresystemet og resten af systemet 2 kontrolsignaler,

som styresystemet genererer, og 2 kontrolsignaler som styresystemet modtager og

reagerer på:

MUTE Sendes fra styresystemet til systemet for at angive, at udgangstrinet skal ophøre

med at drive højttalerne.

RESET Bruges til at resette både TAS3001, TAS5012 og DIR1701, og dermed bringe disse

komponenter i en kendt tilstand. Dette gøres ved at trække det globale RESET-signal

lavt mindst 10ms efter, at spændingen har nået 3¡ 3V , og derefter holde den lav i

minimum 10µs. Når RESET-signalet igen sættes høj vil systemet efter minimum 5ms

være i en kendt tilstand.

61


KAPITEL 3. DESIGN AF FORSTÆRKER

ADFLG Angiver om datastrømmen, der forlader DIR1701, indeholder audio, der er beregnet

på gengivelse i et hifi system. Hvis ikke dette er tilfældet, skal styresystemet anbringe

systemet i en mutetilstand, hvor udgangstrinnet ikke driver højttalerne. Denne

information kan også gøres tilgængelig for brugeren, for at gøre opmærksom på, hvorfor

der ikke kan høres lyd på højttaleren.

UNLOCK Angiver om indgangstrinet er låst på en indkommende datastrøm. Derudover

vil dette signal være højt, mens DIR1701 i tilfælde af paritetsfejl sender den forrige

sample endnu en gang. Styresystemet skal ikke reagere på dette signal, men informationer

om antal paritetsfejl kan udlæses til brugeren.

Givet denne mængde af signalmæssigt komplicerede arbejdsopgaver, herunder især I 2 Cbussen,

er det mest nærliggende at benytte en microcontroller som kerne i styresystemet.

Dette vil i høj grad mindske antallet af fysiske komponenter og gøre det lettere at videreudvikle

brugerfladen. Dermed er det også lettere at tilpasse produktet til andre kundegrupper

end den valgte, i henhold til overvejelserne i markedssegmenteringen i afsnit 1.4.

Central spændingsregulering

Da både indgangstrin, signalbehandling og udgangstrin benytter 3¡ 3V som forsyningspænding,

har vi fundet det praktisk, at der på styresystemets print placeres en central 3¡ 3V

regulering, der kan forsyne de dele af systemet, der har behov for denne spænding.

Brugergrænseflade

Det skal fra brugerens side være muligt at indstille, volume, bas, diskant og

mute/standby.

Derfor skal informationer om volumeniveau, bas- og diskantindstilling gøres tilgængelige

for brugeren. Herudover skal audio/non-audio kilde indikeres og antal indtrufne paritetsfejl

udlæses.

UNLOCK-signalet vil, som nævnt, afgive pulser ved paritetsfejl, og derfor vil en tæller

tilsluttet dette signal indeholde antallet af paritetsfejl siden sidste nulstilling. Denne information

mener vi ikke er relevant for en slutbruger, men vi vil medtage den i vores produkt,

for at kunne vurdere kvaliteten af signalkilden.

Valg af brugergrænseflade

Til brugergrænsefladen har vi overvejet og vurderet følgende løsningsmuligheder:

62

Analoge drejekontroller kombineret med lysdiode

7-segmentdisplays, lysdiode og knapper

Alphanumerisk 16 LCD-modul, og knapper

16 Et display, der både kan udlæse tal og bogstaver


3.4. STYRESYSTEM OG BRUGERFLADE

Analoge drejekontroller viser direkte indstilling af volume, bas og diskant og kombineret

med en lysdiode, som indikerer audio/non-audio, er alle ønskede informationer, pånær paritetsfejl,

tilgængelige for brugeren. På grund af systemets digitale natur er det dog en omfattende

opgave at omdanne drejekontrollernes stilling til en digital værdi, der kan bruges til at

programmere TAS3001. Fleksibiliteten i denne løsning er også lav, hvilket besværliggører

tilpasninger til andre kundegrupper, som blev nævnt i markedssegmenteringen.

En serie af 7-segmentdisplays kan udlæse volume, bas, diskant og paritetsfejl og en lysdiode

kan indikere audio/non-audio. Denne løsning er ganske omfattende på grund af den store

mængde af drivkredsløb til diodesegmenterne. Denne løsning er ligesom den forrige også

infleksibel.

Et alphanumerisk LCD-modul har mulighed for at udlæse store mængder af information

uden brug af komponenttunge driverkredsløb. Herudover er det enkelt at implementere et

menusystem, og derfor er mængden af informationer og indstillinger, der gøres tilgængelige,

næsten kun begrænset af den microcontroller, der styrer displayet. Dette giver en meget høj

grad af fleksibilitet.

På baggrund af dette vælger vi at benytte et alphanumerisk LCD-modul.

Da der ved et LCD-modul er mulighed for let at implementere et menusystem, kan vi begrænse

mængden af kontroller i forhold til, hvis der skal være dedikerede kontroller til alle

funktioner. Vi har valgt at benytte tre knapper; Vælg bruges til at skifte menu, Op og Ned

har en funktion, der afhænger af hvilken menu, man befinder sig i. På denne måde bliver

brugerinterfacet enkelt, men funktionelt.

Beskrivelse af LCD-modul

Vi vælger her at bruge et Optrex DMC16230 LCD-modul, hvor der i afsnittet vil blive brugt

tilhørende datablad [DMC16230].

LCD-modulet er et standard dot-matrix LCD-modul, med en Hitachi 44780 controller.

I controlleren er der en character generator ROM 17 (CG ROM), hvor der findes foruddefinerede

tegn, som er mulige at vise på displayet. Disse tegn kan ses på tegntabellen i appendiks

C. Der findes ligeledes en character generator RAM 18 (CG RAM), hvor der er plads til at

lægge op til 8 specialtegn. Til sidst er der en display data RAM(DD RAM), hvor de tegn der

ønskes vist på displayet kopieres til fra enten CG RAM eller CG ROM. Controlleren har to

interne registre. Et instruktionsregister(IR) og et dataregister(DR). IR bruges, når der sendes

instruktioner til LCD-modulet og DR bruges, når der sendes data. Der vælges mellem

disse to registre med RegisterSelect-benet(RS), hver gang der sendes data til modulet. De

instruktioner, man kan sende til LCD-modulet, kan ses i databladet [HD44780, side 191].

Vi vil nu se på LCD-modulets benforbindelser. Modulet har 14 ben, som ses i tabel 3.6.

Hvis man vælger at køre LCD-modulet med 8 bit datastreng, skal man bruge 11 benforbindelser

på en microcontroller. 8 ben(DB0 DB7) skal bruges til data og 3 ben(RS, R ¢ W

og E) til kontrol. Det er også muligt at sætte LCD-modulet op til at kunne modtage en 4

17 Read Only Memory

18 Random Access Memory

63


Ben Symbol Funktion

KAPITEL 3. DESIGN AF FORSTÆRKER

11-14 DB4 DB7 High-order databen.

7-10 DB0 DB3 Low-order databen. Bruges ikke ved 4 bit datastreng

6 E Strobe - Start overførsel af data til LCD-modul

5 R ¢ W Valg af læse fra eller skrive til LCD-modulet.

4 RS Valg af register. IR eller DR

3 Vee Forsyning til LCD-displayets celler

2 Vcc Forsyning til logik

1 Vss GND

Tabel 3.6: LCD-modulets benforbindelser

bit datastreng. Dette betyder, at en 8 bit streng skal læses ind på modulet ad to omgange.

I så fald skal DB0 DB3 ikke forbindes. Dermed skal der kun bruges 3 ben til kontrol og

4 ben(DB4 DB7) til data. Vælger man at ikke kunne læse fra LCD-modulet og dermed

sætter R ¢ W fast til GND, er man nede på at skulle bruge 6 ben.

Det vil sige, at det kræver mellem 6 og 11 ben at kommunikere med LCD-modulet.

Det er muligt at designe op til 8 specialtegn. Hvert tegn består af 8 linier og hver linie er

opbygget af et 8 bit mønster. Et 1-tal påtrykker det pågældende felt på displayet en spænding

og det vil blokere for lysets reflektion og et 0 lader feltet være gennemsigtigt. Første linie

i det første tegn sendes til den første adresse i CG RAM og anden linie i det første tegn til

adresse anden adresse og så fremdeles. Der vises et eksempel på et tegn på figur 3.22.





§


©

¨








¡

¡

¡

¡

¡

¡

¡¢¡

¡¢¡

¡ ¡

¡ ¡£¡

¡¢¡ ¡

¡¢¡¢¡¤¡¥¡

Figur 3.22: Et eksempel på et 5 7 dot tegn(højttaler)

¢¢ ¨©¢


Som det ses på figur 3.22 bruges bit 5-7 ikke og det skyldes, at displayet kun kan vise 5 7

dot tegn, hvilket betyder at tegnet er 5 bit bredt og 7 linier højt. Grunden til at 8. linie holdes

gennemsigtigt er, at den er forbeholdt cursoren. 8. linie kan godt bruges i det tilfælde, hvor

cursoren ikke bruges, men så skal man tage højde for, at afstanden mellem 7. og 8. linie er

større end afstanden mellem de andre linier.

Disse specialtegn vises på displayet på samme måde som de foruddefinerede tegn. Specialtegnene

ligger i første kolonne på tegnsættabellen, som ses i appendiks C. Det vil sige, at de

ligger i adresseområdet 0x0000-0x0111.

Vi vil nu vælge, hvilken microcontroller vi vil benytte.

64

§

¦


Valg af microcontroller

3.4. STYRESYSTEM OG BRUGERFLADE

Vi har gennem søgning på Internet fundet 3 microcontrollere, vist i tabel 3.7, der er de mest

almindelige til mindre styringsopgaver.

Produkt RAM [byte] PROM [kbyte] I/O-ben Pakning

Atmel 89S51 128 4 32 40-pin DIP

PIC16LF84A 68 1 13 18-pin DIP

MC68HC11D 192 4 26 40-pin DIP

Tabel 3.7: Microcontroller kandidatliste

RAM angiver mængden af bytes, der kan lagres i hukommelsen under drift, herunder registre

til at indstille microcontrollerens virkemåde. PROM er mængden af programmable read

only memory, der indeholder programkoden. Mængden af PROM sætter en begrænsning for

størrelsen af den firmware microcontrolleren programmeres med.

Den mindste af microcontrollerne er Microchip PIC16LF84A. Den har kun 18 ben og af

disse er 13 dedikerede I/O ben. Vi har til vores styressystem behov for en begrænset mængde

I/O ben:

2 stk. - I 2 C Bus

4 stk. - RESET, MUTE, ADFLG og UNLOCK

3 stk. - Inputknapper, op, ned og vælg.

Der er således 4 I/0 ben ledige til at drive det alphanumeriske LCD-modul. Et almindeligt

LCD-modul med en HD44780 controller styres med 6 til 11 I/O ben, men gennem et serielt

interface kan dette enkelt begrænses til 4 eller endnu færre ben.

Herudover er det af praktiske årsager enkelt for os at benytte PIC16LF84A, fordi vi allerede

har erfaring med den, og fordi udstyr til programmering er tilgængelig. Derfor vælger vi

PIC16LF84A som microcontroller til styresystemet.

3.4.2 Design af hardware

For at skabe en god struktur i designfasen har vi udformet et blokdiagram, der deler styresystemet

op i nogle blokke, som kan designes seperat. Resultatet ses i figur 3.23.

I det følgende vil disse blokke blive beskrevet hver for sig.

PIC16LF84A

PIC16LF84A er en singlechip microcontroller med 13 individuelle I/O ben. En del af disse

har ekstra funktionalitet. Figur 3.8 viser en oversigt over samtlige ben, grupperet efter funktion.

65


K r y s t a l

o s c i l l a t o r

S Y S T E M

PIC16LF84A

B e t j e n i n g s -

k n a p p e r

Ben Funktion

8

3

3 . 3 V

KAPITEL 3. DESIGN AF FORSTÆRKER

S p æ n d i n g s

r e g u l e r i n g

LCD

D r i v e r

Figur 3.23: Blokdiagram for styresystemet

RA0 RA3 RB1 RB3 Almindelige I/O ben

RA4 Kan som input forbindes til en intern 8 bit tæller.

Output er open-drain 19

RB0 Kan generere interrupt 20 ved tilstandsskift

RB4 RB7 Almindelige I/O ben; kan generere fælles interrupt

7

5 V

LCD

M o d u l

VSS

ved tilstandsskift

VDD

Forsyning

MCLR Reset af PIC16LF84A

OSC1 OSC2 Eksterne tilslutninger til krystaloscillator

Tabel 3.8: Oversigt over ben på PIC16LF84A

Forsyningen VDD tilsluttes 3¡ 3V og VSS tilsluttes GND. En enkelt lokal 100nF afkoblingskondensator

benyttes til at filtrere spændingen tæt på VDD benet.

PIC16LF84A har en speciel sleep tilstand, hvor krystaloscillatoren lukkes ned og programafviklingen

standses. I denne tilstand er strømforbruget lavt. Forskellige hændelser kan få

kredsen til at vågne igen, herunder er de interrupts der bl.a. kan genereres ved tilstandsskift

på nogle af I/O-benene. Denne feature vil vi benytte til at styre programflowet. Derfor skal

de signaler, som skal kunne vække kredsen fra sleep, forbindes til porte, som kan generere

et interrupt. ADFLG-signalet forbindes til RB0. De tre knapper fra brugerfladen, med signalnavnene

OP, NED og SEL, forbindes til RB4 RB5 og RB6. Dermed kan disse 4 signaler

vække kredsen fra sleep.

Da RA4 er forbundet til en intern 8 bit tæller, TMR0, forbindes UNLOCK signalet til denne.

Dermed vil tælleren TMR0 indeholde antallet af paritetsfejl, siden den sidst blev nulstillet.

Da der kun er tale om en 8 bit tæller, kan vi kun tælle 255 paritetsfejl, før timeren generere

et overflow og starter fra 0 igen. Vi vil ikke adressere dette problem på dette tidspunkt

i udviklingsfasen, men vente til vi ved hvor mange paritetsfejl, der kan forventes under

virkelige forhold.

RESET og MUTE skal forbindes til almindelige I/O-ben. Af designmæssige årsager forbin-

66


3.4. STYRESYSTEM OG BRUGERFLADE

des de til henholdsvis RA2 og RA3. I 2 C-bussens to signaler, I2C_SDA og I2C_SCL, forbindes

til RB2 og RB3. Som det beskrives senere, skal der bruges to signaler til LCD-driveren,

LCD_SDA og LCD_SCL, og de forbindes til RA0 og RA1. Forbindelsen af disse 6 signaler

til de nævnte portben bevirker, at I/O-ben til resten af systemet fysisk er placeret fortrinsvist

på den modsatte side af kredsen i forhold til I/O-ben, der forbindes til styresystemets egne

kredsløb.

MCLR er permanent forbundet til VDD, da vi ikke har behov for eksternt at resette microcontrolleren.

I tabel 3.9 er kredsens I/O benforbindelser gengivet.

Ben Retning Tilslutning

RA0 O LCD_SDA

RA1 O LCD_SCL

RA2 O RESET

RA3 O MUTE

RA4 I UNLOCK

RB0 I ADFLG

RB1 O Reserveret

RB2 O I2C_SCL

RB3 O I2C_SDA

RB4 I OP

RB5 I NED

RB6 I SEL

RB7 I Reserveret

Ben Tilslutning

1 Reserveret

2 I2C_SDA

3 I2C_SCL

4 Reserveret

5 ADFLG

6 UNLOCK

7 MUTE

8 RESET

9 5V

10 3.3V

11 GND

Tabel 3.9: I/O-forbindelser til PIC16LF84A og Systeminterface

Systemconnector Fra styresystemet udgår en connector, med 11 ben, til resten af systemet.

Ud over de 6 omtalte signaler har vi videreført 3¡ 3V , og 5V til den lokale regulering

til PLL’en i indgangstrinet og lysdiodeindikatorerne. Systeminterfacet er defineret i tabel

3.9. Ben 1 og 4 er forbundet til henholdsvis RB7 og RB1 på microcontrolleren, og disse

sættes i firmwaren som udgange med lavt niveau. Disse kan i fremtiden bruges til f.eks.

indgangsvælger, eller andre udvidelser af designet.

Krystaloscillator

PIC16LF84A indeholder en krystaloscillator, der kun behøver et eksternt krystal samt to

kondensatorer. Frekvensen kan være op til 20MHz. PIC16LF84A har en instruktionscyklus

der består af 4 trin, og derfor vil der for hver 4. clockpuls blive udført en instruktion. Dette

bevirker, at der med et 4MHz krystal vil blive afviklet en operation for hvert µs, hvilket gør

det let at beregne tidsintervaller under programudviklingen. Herudover er der intet behov

for at foretage mange eller hurtige beregninger, så vi vælger et krystal på 4MHz. Dette gør

det også muligt at benytte en billigere 4MHz version af PIC16LF84A. Selve opkoblingen er

vist på diagrammet i appendiks I. De to kondensatorer skal være på 22 pF [PIC16f8X, tabel

8-1].

67


LCD-Driver

KAPITEL 3. DESIGN AF FORSTÆRKER

Da der kun er 4 ben fri på microcontrolleren til at styre LCD-modulet, og der skal bruges

6 ben for at LCD-modulet kan drives, vil vi bruge et skifteregister til at indlæse data serielt

og udlæse dem parallelt. Dermed er vi nede på at bruge 1 ben til seriel data(LCD_SDA),

1 ben til en seriel clock(LCD_SCL) og 2 ben(E og RS) til kontrol. Det er dog muligt at

fjerne yderligere 2 ben, ved at lade de to kontrolben indgå som en del af datastrengen i

skifteregisteret.

Vi skal derfor bruge et SIPO 21 -skifteregister, og vi vælger en standardtype fra 74 serien,

som hedder 74HC164. Dette er et 8 bit register med data- og clock input, og parallelt output.

Symbol Funktion

CLOCK Clock input LCD_SCL

A B Data input(LCD_SDA)

QA H Parallelle outputben

CLEAR Bruges til at slette data i skifteregistret

GND VCC Forsyning

Tabel 3.10: Skifteregisterets benforbindelser

VCC og GND tilsluttes en 5V spændingsforsyning, hvor der bruges en 100nF afkoblingskondensator.

A og B kobles sammen til LCD_SDA fra microcontrolleren og CLOCK forbindes

til LCD_SCL. I vores tilfælde bruges CLEAR ikke og den forbindes til VCC.

Måden et skifteregister bruges på er, at de enkelte bit clockes ind efter hinanden og derved

flyttes det enkelte bit, hver gang et nyt bit clockes ind. Dette betyder, at skifteregistret er

opbygget efter FIFO 22 -princippet. Dette kan ses på figur 3.24, hvor bittene clockes ind fra

venstre.

Da E indgår i datastrengen til skifteregisteret, bliver man nødt til at tage højde for, at E på

LCD-modulet ikke må gå høj, før data på de andre ben har været tilstede i mindst 80ns

[HD44780, side 52]. Måden dette styres på, er at benytte en AND-gate hvor E fra skifteregisteret

AND’es med LCD_SDA og når de begge går høj, vil LCD-modulets E-ben gå høj.

Dette betyder, at vi kan kontrollere E med LCD_SDA, og dermed forsinke strobesekvensen.

Ved at lade det første bit i skifteregistret stå ubenyttet, kan vi sikre os, at E på LCD-modulet

ikke går høj, lige efter DB4 er clocket ind i det tilfælde, at denne er høj, og dataene til

LCD-modulet dermed ikke får tid til at blive sat op.

Opbygningen af skifteregistret, og dermed rækkefølgen dataene skal stå på i registret, kan

ses på figur 3.24.

Skriverutinen, der skal bruges, når der skrives til registret, kan ses i tabel 3.11:

Vi vil herefter se på, hvordan vi rent praktisk konstruerer vores AND-gate.

68

21 Seriel Input Parallel Output

22 First In First Out


§¡ £¡

§¡ §

3.4. STYRESYSTEM OG BRUGERFLADE

¡£¢ ¤¥¡£¢ ¦¥¡§¢ ¨¥¡£¢ ©

Figur 3.24: Dataenes placering i skifteregisteret

1 LCD_SDA sættes lav

2 Der clockes 8 nuller ind for at tømme registeret

3 E clockes ind. Den sættes altid 1

4 R ¢ S clockes ind. 1=Data, 0=Instruktion

5 DB7 DB4 clockes ind

6 Der clockes ét 0 ind for at rykke dataene på plads

7 Der gives en puls på LCD_SDA for at strobe dataene ind på LCD-modulet

Tabel 3.11: Skriverutinen til LCD-modulet.

AND-gate I stedet for at bruge en aktiv AND-gate fra 74 serien, som indeholder 4 gates,

vil vi i dette tilfælde designe en simpel passiv AND-gate. Dette er muligt, da HD44780

controllerens E-ben, som tilsluttes udgangen af AND-gaten, er en CMOS-indgang, som kun

trækker en, i dette tilfælde, ubetydelig lækstrøm.

Under udformningen af denne AND-gate skal der tages hensyn til, at arbejdsforholdene er

usædvanlige. Der kan opstilles følgende arbejdsbetingelser og krav for gaten:

1. Indgangen, der er tilsluttet PIC16LF84A, vil have 3¡ 3V ved logisk høj

2. Indgangen, der er tilsluttet skifteregisteret, vil have 5V ved logisk høj

3. Udgangen må højest være 0¡ 6V ved logisk lav, og mindst 2¡ 2V ved logisk høj [HD44780,

side 51]

På figur 3.25 er en simpel passiv AND-gate vist. Vi vil nu undersøge, hvordan denne opfører

sig med de forskellige input, der kan påtrykkes denne. Vi vil i disse beskrivelser gå ud fra,

at A og B har samme niveau ved logisk høj, og senere undersøge hvilken betydning det har,

at dette ikke er tilfældet.

A=0, B=0 - Da der er tale om et passivt kredsløb, vil der her ikke være nogen spændingskilde,

som kan hæve spændingen over GND.

A=1, B=0 - D1 vil være forspændt i spærreretningen og der vil ikke gå nogen strøm gennem

R1, som kan hæve spændingen til et niveau, hvor D2 leder, og dermed hæve

spændingen over R2.


69


A

B

D1

R 1

Figur 3.25: Simpel passiv AND-gate

D2

KAPITEL 3. DESIGN AF FORSTÆRKER

A=0, B=1 - Der vil gå en strøm gennem D1, og spændingen ved anoden på D2 vil stige til

ca. 0¡ 7V . Denne spænding vil dog blive reduceret gennem D2, da R2 vil trække strøm

gennem denne. De to diodestræks spændingsfald vil således ophæve hinanden, og ved

X vil der være logisk lav.

A=1, B=1 - Da A er hævet, vil der ikke gå nogen strøm gennem R1 og D1, og spændingen

på B vil være til stede på anoden på D2, hvilket resulterer i, at spændingen ved X vil

være spændingsdelingen mellem R1, D2 og R2.

Da spændingen ved X er en spændingsdeling mellem R1, D2 og R2, når udgangen skal være

høj, er størrelsesforholdet mellem R2 og R1 betydende for, hvor høj spændingen på X er

i denne tilstand. I den tilstand hvor spændingsfaldet over D2 skal udligne spændingsfaldet

over D1 (A=0,B=1), er summen af R1 og R2 bestemmende for hvor stor en strøm, der

trækkes gennem D2, og dermed spændingsfaldet over denne. Det er derfor nødvendigt, at

R2 er betydeligt større end R1. Dette gør, at der i tilfældet, hvor kun B er høj, ikke vil blive

skabt et ligeså stort spændingsfald over D2 som over D1. Der skal derfor findes en balance i

forholdet mellem R1 og R2. I disse overvejelser bør det også medtages, at selv et beskedent

strømtræk i en diode kan få spændingsfaldet til at nærme sig 0¡ 7V . Ud fra disse overvejelser

har vi valgt R1 til 10kΩ og R2 til 100kΩ. Til D1 og D2 anvendes 1N4148 dioder.

Da virkemåden af denne konstruktion er kraftigt afhængig af diodens spændingsfald, og

fordi vi benytter gaten under usædvanlige arbejdsforhold, har vi valgt at lave en simulering i

PSpice i stedet for at lave manuelle beregninger. Denne simulering skal også klarlægge om

valget af modstande er tilfredsstillende. I tabel 3.12 ses en sandhedstabel med resultaterne

af simuleringen.

A [V] B [V] X [mV]

0 0 0

3.3 0 0.0004952

0 5 251.0

3.3 5 3347

5 0 0.0005299

0 3.3 232.2

5 3.3 2610

Tabel 3.12: Resultat af simulering af passiv AND-gate

Resultatet viser, at AND-gaten lever op til de krav, der stilles til den. Herudover vil det være

fordelagtigt at forbinde microcontrollerens LCD_SDA til A-indgangen og skifteregisterets

E-bit til B-indgangen, da dette giver spændinger, som er tættest på det ideelle.

70

R 2

X


Vi vil nu se på opsætningen af LCD-modulet.

3.4. STYRESYSTEM OG BRUGERFLADE

Opstart af LCD-modul Ved power-on resettes LCD-modulet og opsættes til en standardopsætning

med 8 bit datastreng og 1 linie tekst og et slukket display. Det er derfor

nødvendigt med en opsætning af LCD-modulet, da vi ønsker, at LCD-modulet skal køres

med 4 bit datastreng og to liniers tekst. Dette gøres ved at sende 4 bit instruktionerne i tabel

3.13 i nævnte rækkefølge.

DB70 DB6 DB5 DB4 Funktion

0 0 1 0 Display med 4 bit datastreng

0 0 1 0 4 bit datastreng, 2 linier

1 0 0 0 5 7 dot skrift

0 0 0 0 Tænd display

1 1 0 0

Tabel 3.13: Startsekvenserne der skal bruges til at få displayet til at køre som ønsket.

Spændingsregulering

Som tidligere nævnt, har vi fundet det praktisk at implementere en central 3¡ 3V spændingsregulering.

I styresystemet skal der ud over 3¡ 3V forsyning også bruges en 5V spændingskilde.

Vi har derfor valgt at forsyne styresystemet med 5V fra en ekstern spændingskilde,

som vi ikke vil behandle yderligere i dette projekt. Denne forsyner LCD-driveren, LCDmodulet

og de to spændingsregulatorer, som leverer 3¡ 3V til resten af systemet. Denne

topologi fremgår af figur 3.23.

Vi har valgt at benytte en National Semiconductor LM1117T, som er en lineær spændingsregulator,

der kan levere 800mA. Ved £ IOUT 800mA og over hele temperaturområdet, 40 C

til 125 C, er drop-out23 1¡ højest 4V [LM1117T, side 6], og derfor er det muligt at regulere

de 5V ned 3¡ til 3V .

Der er 7 kredse i systemet, som forsynes af den 3¡ centrale 3V regulator, og de har tilsammen

et typisk forbrug på ca. 80mA. Den termiske modstand fra junction til fri luft, θJA, for

LM1117T i TO220 hus er 79 C ¢ W [LM1117T, side 5], derfor vil komponentens opvarmning

være givet ved denne beregning:

£ ΔT θJA ΔV £ I 79 C ¢ W 3¡ 3¡ 5 V £ 10¡ 80mA 74 C (3.16)

Det er derfor ikke nødvendigt at udstyre LM1117T med køling.

Den eksterne 5V forsyning skal ud over de 80mA til regulatoren, levere strøm til LCDmodulet,

LCD-driveren og den lokale regulator på indgangstrinet. LCD-modulet bruger

1¡ 5mA [DMC16230, side 3]. LCD-driveren bruger 8µA [74HC164, side 3]. Som nævnt i

afsnit 3.1 skal regulatoren til PLL’en i indgangstrinet forsynes med 4¡ 7mA. Herudover er

23 Den spændingsforskel mellem indgang og udgang, hvor regulatoren ophører med at regulere mod yderligere

fald i indgangsspændingen [LM1117T, side 7, note 7]

71


KAPITEL 3. DESIGN AF FORSTÆRKER

der 6 lysdioder, der hver skal forsynes med 15mA. Derfor skal den eksterne 5V forsyning

være dimensioneret til at forsyne ca. 175mA kontinuerligt.

3.4.3 Firmware

Firmware er betegnelsen for noget, som ikke er hardware, men heller ikke helt er software.

I vores tilfælde dækker firmware over den maskinkode, som programmeres ned i microcontrolleren.

Dennes maskinkode kaldes PIC-assembler og består af 35 forskellige maskinkodeinstruktioner.

Disse er beskrevet i databladet [PIC16f8X, afsnit 9]. Til udviklingen har vi

brugt Microchips egen MPLAB, der er en PC-applikation, der kan simulere forskellige PICmicrocontrollere,

herunder PIC16LF84A. Til selve kompileringen af maskinkoden bruges

MPASM ligeledes fra Microchip.

Vi vil ikke her gå i detaljer med kildekoden, men udelukkende beskrive den overordnede

struktur. I appendiks E er kildekodens struktur og opbygning detaljeret beskrevet og et flowchartdiagram

illustrerer programforløbet. Det anbefales, at det følgende afsnit læses først.

Derefter kan appendiks E læses med henblik på at tilegne sig en dybere indsigt i firmwaren.

Selve kildekoden er rigt dokumenteret i form af kommentarer, og derfor er kildekoden dokumentation

for virkemåden af de enkelte funktioner. Denne er af pladshensyn vedlagt på

CD i bilag 1.

Menusystemet

For at kunne imødekomme ønsket om at kunne regulere volume, diskant, bas og sætte forstærkeren

i standby gennem brugerfladen, har vi valgt at indrette brugerfladen, så den indeholder

4 menuer. Disse benævnes volume-, bas-, diskant- og standbymenu. Herudover

er der en ekstra paritetsfejlsmenu. I disse menuer kan de tilsvarende parametre indstilles

eller forstærkeren kan sættes i standby. I paritetsfejlsmenuen kan antallet af paritetsfejl fra

TMR0-registeret udlæses.

Volume- og bas/diskant-regulering

Volumeniveauet på TAS3001 kan indstilles til en vilkårlig 24 bit værdi ved at sende tre bytes

til volumeregisteret. Da volumeregulering skal foregå logaritmisk, jævnfør afsnit 1.3 på side

11, skal der udvælges nogle diskrete niveauer, der passer ind i en logaritmisk funktion. I

databladet, til TAS3001, er der en tabel over diskrete niveauer fra 70dB til 18dB, med

spring på en halv dB [TAS3001, tabel A-6]. Vi har ikke behov for at forstærke signalet, men

kun dæmpe det, og derfor kan vi af tabellen udlede, at vi kun behøver at sende en 16 bit

værdi. Vi har valgt at benytte 69 trin fra 68dB til 0dB med spring på 1dB. Det sidste trin

er mute. Disse trin kan ses i figur 3.26.

Diskant og basreguleringen er valgt på samme måde ud fra databladet [TAS3001, tabel A-7

og A-8], og de enkelte trin ses af figur 3.27

72


3.4. STYRESYSTEM OG BRUGERFLADE

Trin Dæmpning[dB] Lowbyte Highbyte Trin Dæmpning[dB] Lowbyte Highbyte

1 Mute 0x00 0x00 36 -34 0x1C 0x05

2 -68 0x1A 0X00 37 -33 0xBB 0x05

3 -67 0x1D 0X00 38 -32 0x6E 0x06

4 -66 0x21 0X00 39 -31 0x37 0x07

5 -65 0x25 0X00 40 -30 0x18 0x08

6 -64 0x21 0X00 41 -29 0x15 0x09

7 -63 0x2E 0X00 42 -28 0x31 0x0A

8 -62 0x34 0X00 43 -27 0x6F 0x0B

9 -61 0x3A 0X00 44 -26 0xD5 0x0C

10 -60 0x42 0X00 45 -25 0x65 0x0E

11 -59 0x4A 0X00 46 -24 0x27 0x10

12 -58 0x53 0X00 47 -23 0x20 0x12

13 -57 0x5D 0X00 48 -22 0x56 0x14

14 -56 0x68 0X00 49 -21 0xD1 0x16

15 -55 0x75 0X00 50 -20 0x9A 0x19

16 -54 0x83 0X00 51 -19 0xB9 0x1C

17 -53 0x93 0X00 52 -18 0x3A 0x20

18 -52 0xA5 0X00 53 -17 0x29 0x24

19 -51 0xB9 0X00 54 -16 0x93 0x28

20 -50 0xCF 0X00 55 -15 0x86 0x2D

21 -49 0xE9 0X00 56 -14 0x14 0x33

22 -48 0x05 0x01 57 -13 0x50 0x39

23 -47 0x25 0x01 58 -12 0x4E 0x40

24 -46 0x48 0x01 59 -11 0x27 0x48

25 -45 0x71 0x01 60 -10 0xF4 0x50

26 -44 0x9E 0x01 61 -9 0xD5 0x5A

27 -43 0xD0 0x01 62 -8 0xEA 0x65

28 -42 0x09 0x02 63 -7 0x5A 0x72

29 -41 0x48 0x02 64 -6 0x4E 0x80

30 -40 0x8F 0x02 65 -5 0xF6 0x8F

31 -39 0xDF 0x02 66 -4 0x86 0xA1

32 -38 0x39 0x03 67 -3 0x3C 0xB5

33 -37 0x9E 0x03 68 -2 0x59 0xCB

34 -36 0x0F 0x04 69 -1 0x29 0xE4

35 -35 0x8D 0x04 70 0 0xFF 0xFF

Opbygning af kildekode

Figur 3.26: Trin på volumeregulering

Bas Diskant

Trin dB HEX HEX

0 -18 86h 96h

1 -15 76h 90h

2 -12 6Bh 8Ah

3 -9 5Dh 84h

4 -6 55h 7Eh

5 -3 4Bh 78h

6 0 3E 72h

7 3 35h 6Bh

8 6 2Bh 62h

9 9 21h 55h

10 12 16h 42h

11 15 0Dh 28h

12 18 01h 01h

Figur 3.27: Trin på bas- og diskantregulering

Kildekoden er overordnet delt ind i to dele. Første del indeholder direktiver, som har indflydelse

på hvordan MPASM kompilerer den resterende maskinkode. I denne del defineres microcontrollerens

navn og at der benyttes hexadecimal notation, og der inkluderes en fil, som

definerer symbolske navne for microcontrollerens registre. Herefter defineres nogle symbolske

navne for registre, der bruges som variabler, og til sidst nogle symbolske navne for

enkelte bit i forskellige registre. Formålet med den første del er således at gøre maskinkoden

overskuelig, let at vedligeholde og læsbar. Vi vil ikke behandle denne del yderligere.

Anden del er selve maskinkodeinstruktionerne. Denne del er beskrevet i appendiks E.

73


3.4.4 Test af styresystem

KAPITEL 3. DESIGN AF FORSTÆRKER

Selve hardwaren har vist sig gennem en simpel afprøvning at fungere efter hensigten. Det vil

sige, at kommunikationen til LCD-modulet gennem LCD-driveren fungerer. Brugerfladen

reagerer som planlagt. Fejl og mangler i forbindelse med firmwaren vil blive udbedret i

forbindelse med at de opdages, sammen med de test vi vil foretage af forstærkeren som

helhed. Derfor vil vi ikke foretage en decideret analytisk test af styresystemet alene.

3.5 Test af samlet forstærker

Efter at de enkelte dele af forstærkeren er designet, og det er sandsynliggjort, at disse fungerer

efter hensigten, har en test af hele konstruktionen vist at forstærkeren, som helhed er

funktionsdygtig og i stand til at gengive lyd på højttalere tilsluttet udgangen. Efter vores

egen subjektive vurdering er lydkvaliteten god.

Desværre kan vi observere en tydelig overlejret støj i det hørbare område. Denne støj afhænger

af størrelsen af den spænding udgangstrinet forsynes med, og er konstant ved alle

indstillinger på den digitale volumekontrol, og er således uafhængig af det tilførte digitale

audiosignal. Derudover har vi observeret, at hvis TAS5012 sættes i en mutetilstand, ved

at anbringe systemet i standby, ophører støjen, på trods af at i denne tilstand er PWMmoduleringen

stadig aktiv, med en konstant dutycycle på 50%.

For at finde kilden til denne støj, har vi foretaget en serie målinger på forstærkeren. Disse

målinger er dokumenteret i appendiks H.

Det har ikke indenfor projektperioden været muligt tilvejebringe et AES17 filter, så vi har

valgt ikke at måle THD+N og SNR for forstærkeren. Det har ligeledes ikke været muligt

indenfor projektperioden at foretage en frekvensanalyse af støjen, som kan klarlægge dennes

natur, og dermed føre til indikation af hvor denne stammer fra.

Vi må konkludere at vi med vores nuværende viden og med den afsatte projekttid, ikke har

været i stand til at finde kilden til støjen.

74


Kapitel 4

Konklusion

For at løse det problem vi har opstillet i problemformuleringen, har vi først defineret forstærkerens

grænseflader for indgang og udgang. På den måde har vi tilegnet os nødvendig

viden om digital audiotransmission og den dynamiske højttaler.

Derefter har vi udformet et principdiagram for produktet, som deler forstærkeren op i logiske

blokke. Principdiagrammet tager udgangspunkt i, at produktet skal bygges op om en

eksisterende digital chipteknologi. Ud fra dette har vi sideløbende analyseret og designet

følgende blokke, der samlet udgør vores produkt:

Indgangstrin - Modtager det digitale signal fra en signalkilde

Signalbehandling - Regulerer lyd og konverterer til PWM

Udgangstrin - Filtrerer audiosignalet og driver højttalere

Styresystem - Skaber et interface til brugeren

De enkelte blokke er, hvor det er muligt, blevet simuleret, enten gennem beregninger eller

ved brug af simuleringprogrammer. Herefter er blokkene blevet konstrueret og testet. Ud fra

disse målinger kan vi konkludere, at hver enkelt blok fungerer efter hensigten.

Efterfølgende er systemet blevet samlet, og forstærkeren har vist sig at fungere efter hensigten.

Det vil sige, at den er i stand til at gengive musik fra en digital signalkilde i en højttaler.

Lydkvaliteten er efter vores egen subjektive vurdering meget tilfredsstillende. Da vi ikke har

foretaget en lyttetest med kvalificerede uvildige testpersoner, har vi ikke yderligere grundlag

for at vurdere den subjektive lydkvalitet.

Dog må vi konkludere, at den ellers uforvrængede lyd er overlejret med en svag støj, der er

afhængig af forsyningsspændingen på udgangstrinet. Støjen er ved normal forsyningsspænding

hørbar, mens den er på grænsen til det hørbare ved lavere forsyningsspænding.

For at begrænse EMC har vi under udlægning af print anvendt groundplanes og brede signalbaner.

Vi har, som beskrevet i projektafgrænsningen, ikke foretaget en undersøgelse af

konstruktionens EMC egenskaber, og vi kan derfor ikke konkludere om dette har haft en

effekt.

75


KAPITEL 4. KONKLUSION

Indenfor projektets rammer har vi ikke haft mulighed for at vurdere den objektive lydkvalitet

i form af målinger af støj og forvrængning, men det er tydeligt hørbart, at forstærkerens

støjniveau er betydeligt over det, man finder i forstærkere på konsummarkedet.

Det har ikke været muligt for os at pege på den konkrete kilde til støjproblemet.

Afsluttende kan vi derfor konkludere, at det opstillede løsningsforslag, hvis der ses bort fra

det nævnte støjproblem, løser det opstillede problem på en tilfredstillende måde.

4.1 Perspektivering

For at kunne sælge audioforstærkeren til den valgte målgruppe, er det nødvendig at færdiggøre

denne.

I forbindelse med færdiggørelse af det samlede produkt, vil det være relevant at implementere

en samlet strømforsyning. Det vil være oplagt at konstruere en strømforsyning baseret

på PWM-princippet, da dette giver mulighed for en fysisk mindre strømforsyning end konventionelle

lineære strømforsyninger.

Derudover vil det være relevant at implementere en analog indgang for at sikre bagudkompabilitet.

Hermed vil et køb af det færdige produkt ikke forudsætte, at køberen allerede har

en digital signalkilde. Det vil også være oplagt at designe en indgangsvælger til forstærkeren,

således at køberen kan skifte mellem flere signalkilder til forstærkeren.

For at lave et produkt, der henvender sig til Hi-Fi-segmentet, som er den målgruppe vi har

udvalgt, er vi nødt til at optimere produktet med hensyn til pris og kvalitet, da dette er parametre,

som vi ikke har taget hensyn til under udviklingen. Vi har også mulighed for at rette

produktet mod High-End-segmentet ved at fokusere yderligere på lydkvalitet og kvalitet på

bekostning af pris. Ved at minimere prisen ved at gå på kompromis med lydkvalitet og kvalitet,

har vi mulighed for at rette produktet mod Værdi-segmentet. Endvidere vil det også

være nødvendigt at færdigdesigne forstærkeren med hensyn til indkapsling og æstetik.

Det vil også være fremtidsperspektiv i et produkt, som har mulighed for at gengive lyden i

surround, hvilket også vil rette produktet mod en anden målgruppe.

Da den konstruerede forstærker har et støjproblem, vil det være nødvendigt at fjerne dette

problem, før vi forsøger at sælge produktet. Det vil også være nødvendigt at sikre, at produktet

overholder EMC- og lavspændingsdirektiverne. Dette skal gøres for at få tilladelse til

at sælge produktet.

For nyligt har det vist sig, at det nu er muligt at forbedre og komprimere signalbehandlingen,

for dermed samtidigt at udvide forstærkerens anvendelsesområde. Dette er muligt, da STMicroelectronics

for nyligt har lanceret deres STA500 og STA505 kredse. I disse er indbygget,

hvad vi benævner indgangstrin, signalbehandling og udgangstrin i to kredse.

Da produktet endnu ikke er færdigdesignet, er det svært at sammenligne det med konkurrenternes

eksisterende produkter. Hvis vi vil gå på markedet med et færdigt produkt, vil vi

være nødt til at foretage målinger, for at det for en evt. køber vil være muligt at sammenligne

produktet med de eksisterende. Dette vil også gøre det muligt for os at afdække, om der skal

foretages ændringer af produktet.

76


4.1. PERSPEKTIVERING

I forbindelse med markedsføring af produktet bør det overvejes, hvilken prispolitik man

ønsker at føre. Det kunne være en mulighed at bruge penetration-price, som betyder, at man

sælger produktet til en lav introduktionspris, som ligger væsentligt under markedsprisen,

for at tage kunder fra etablerede konkurrenter. Det kunne også være en mulighed at bruge

skimming-price, ved at tage en høj pris for produktet. Dette er muligt, da et produkt af

samme type som vores er forholdsvist nyt på markedet. Man vil derfor kunne tage en høj

pris, da der ikke findes et stort udvalg af konkurrerende produkter.

Der er således gode muligheder for at videreudvikle forstærkeren til et særdeles konkurrencedygtigt

produkt, da det både er nyskabende og leverer en lydkvalitet, der efter vores

mening tilsvarer eller overgår analoge forstærkere.

77


Litteratur

[74HC164] Fairchild Semiconductor. Fairchild 74HC164.

URL: http://www.acfr.usyd.edu.au/teaching/4th-year/

mech4710-uP/material/ref/%components/TTL/MM74HC164.

pdf.

Downloadet d. 14/5-02.

[74HC244] Texas Instruments. SN54HC244/SN74HC244.

URL: http://www-s.ti.com/sc/ds/sn74hc244.pdf.

Downloadet d. 10/5-02.

[AES17] Audio Engineering Society Inc. AES standard method for digital

audio engineering - Measurement of digital audio equipment, 1998.

URL: http://aessec.aessc.aes.org/pub/aes17-1998.pdf.

Downloadet d. 14/3-02.

[AES2] Audio Engineering Society Inc. AES Recommended Practice Specification

of Loudspeaker Components Used in Professional Audio

and Sound Reinforcement, 1984.

URL: http://aessec.aessc.aes.org/pub/aes2-1984.pdf.

Downloadet d. 20/2-2002.

[AES3] Audio Engineering Society Inc. AES Recommended practice for digital

audio engineering-Serial transmission format for two channel

linearly represented digital audio data, 1993.

URL: http://aessec.aessc.aes.org/pub/aes3-1992.pdf.

Downloadet d. 1/3-02.

[AN22] Cliff Sanchez og Roger Taylor. Overview of digital audio interface

data structures, Februar 1998.

URL: http://cirrus.com/pubs/an22.pdf.

Downloadet d. 3/3-02.

[AN9405] Intersil Corporation. AN9405.3 - application note.

URL: http://www.intersil.com/data/AN/AN9/AN9405/

AN9405.pdf.

Downloadet d. 8/5-02.

[Apogee] Apogee.

URL: http://www.apogeeddx.com.

Downloadet d. 4/5-02, Producent af digitale chipteknologier.

78


LITTERATUR

[Brixen(89)] Eddy Bøgh Brixen og Jan Voetmann. Praktisk elektroakustik. Teknisk

Forlag A/S, 1989, 1. udgave. ISBN 87-571-0985-0.

[CNET(01)] Steve Guttenberg. Cnet review af Zenith DA3520, 2001.

URL: http://www.cnet.com/electronics/

0-6342376-1305-8080237.html.

Downloadet d. 24/2-02, Uafhængig anmeldelse af Zenith DA3520.

[CS8414] Cirrus logic. Cirrus logic CS8414.

URL: http://www.cirrus.com/pubs/8413-4.pdf.

Downloadet d. 18/4-02.

[DDX2100] Apogee Technology Inc. DDX-2100.

URL: http://www.metatech.com.hk/datasheet/apogee/pdf/

DDX-2100ds.pdf.

Downloadet d. 10/4-02.

[DIR1701] Texas Instruments. Digital Audio Interface Receiver, April 2001.

URL: http://www-s.ti.com/sc/ds/dir1701.pdf.

Downloadet d. 6/4-02, Datablad for DIR1701.

[DMC16230] Optrex. Optrex DMC16230.

URL: http://www.optrex.com/SiteImages/PartList/SPEC/

16230aae.pdf.

Downloadet d. 14/5-02.

[Dunn(01)] Julian Dunn. The AES3 and IEC60958 Digital Interface, 2001.

URL: http://www.audioprecision.com/ftp/publications/

technotes/Tn-26.pdf.

Downloadet d. 5/3-2002.

[Eurocenter(00)] EuroCenter. CE-mærkning. 2000, 1. udgave.

[Eurolex-EMC(02)] Official Journal of the European Communities. Commission communication

in the framework of the implementation of the Council

Directive 89/336/EEC, Januar 2002.

URL: http://europa.eu.int/eur-lex/en/dat/2002/c_062/

c_06220020309en00020015.%pdf.

Downloadet d. 6/4-02.

[Eurolex-LS(02)] Official Journal of the European Communities. Commission communication

in the framework of the implementation of Council Directive

73/23/EEC, Januar 2002.

URL: http://europa.eu.int/eur-lex/en/dat/2002/c_057/

c_05720020304en00010097.%pdf.

Downloadet d. 6/4-2002.

[HD44780] Hitachi. HD44780.

URL: http://semiconductor.hitachi.com/hd44780.pdf.

Downloadet d. 13/5-02.

[HiFi-nr8(97)] High Fidelity. Købers marked... Michael Madsen og Johnny Sørensen.

nr. 8. 1997. side 8. ISSN 0108-657X.

79


LITTERATUR

[HIP4081A] Intersil Corporation. HIP4081A, November 1996.

URL: http://www.intersil.com/data/fn/fn3/fn3659/

FN3659.pdf.

Downloadet d. 6/4-02.

[i2c-microchip] Microchip. I2C Master Mode.

URL: http://www.microchip.com/download/lit/suppdoc/

toots/i2c.pdf.

Downloadet d. 14/5-02.

[i2c-philips] Philips Semiconductors. The I2C-bus specification v. 2.0 jan. 2000.

URL: http://www.semiconductors.philips.com/acrobat/

various/I2C_BUS_SPECIFICA%TION_3.pdf.

Downloadet d. 14/5-02.

[IR] Carl Blake og Chris Bull. IGBT or MOSFET: Choose Wisely.

URL: http://www.irf.com/technical-info/whitepaper/

choosewisely.pdf.

Downloadet d. 15/4-02.

[Jørgensen(98)] Benny Peter Jørgensen. Byg din egen forstærker, 1998.

URL: http://hjem.get2net.dk/bencar/bdef/index.htm.

Downloadet d. 9/2-2002.

[Korzeniowski(02)] Ken Korzeniowski. Testing DDX Digital amplifiers, Februar 2002.

URL: http://www.microtek.co.jp/product/apogee/pdf/

TestingNote.PDF.

Downloadet d. 14/3-02.

[LM1117T] National Semiconductor. LM1117T-3.3.

URL: http://www.national.com/ds/LM/LM1117.pdf.

Downloadet d. 13/5-02.

[Løvstrøm(94)] Søren Løvstrøm Sørensen. Vejen til CE-mærket. Teknisk Forlag

A/S, 1994, 1. udgave, 1. oplag. ISBN 87-571-1617-2.

[MAX942] Maxim Integrated Circuits. MAX941/MAX942/MAX944.

URL: http://pdfserv.maxim-ic.com/arpdf/MAX941-MAX944.

pdf.

Downloadet d. 10/4-02.

[MAX999] Maxim Integrated Circuits. MAX961-MAX964/MAX997/MAX999.

URL: http://pdfserv.maxim-ic.com/arpdf/1481.pdf.

Downloadet d. 10/5-02.

[PIC16f8X] Microchip Technologi Inc. 18-Pin Flash/EEPROM 8-Bit Microcontrollers.

URL: http://www.microchip.com/download/lit/pline/

picmicro/families/16f8x/304%30c.pdf.

Downloadet d. 6/4-02, Datablad for PIC16f8X.

[Rasmussen(89)] Egon Rasmussen. Analog teknik. Industriens forlag, 1998, 1. udgave.

ISBN 87-600-0125-9.

80


LITTERATUR

[SLAA114] Claus Neesgaard. Digital Audio Measurements, Januar 2001.

URL: www.ti.com.

Downloadet d. 14/3-02.

[SLAA117A] Kim Madsen og Ron Alexander. System Design Considerations for

True Digital Audio Power Amplifiers, November 2001.

URL: http://www-s.ti.com/sc/psheets/slaa117a/

slaa117a.pdf.

Downloadet d. 14/3-02.

[SStage] Soundstage.

URL: http://www.soundstage.com.

Downloadet d. 24/3-02.

[STD17n05] SGS-Thomson Microelectronics. STD 17N05 / STD 17N06.

URL: http://eu.st.com/stonline/books/pdf/docs/3089.

pdf.

Downloadet d. 10/4-02.

[TAS3001] Texas Instruments. TAS3001C Digital Audio Processor - Data Manual,

August 2001.

URL: http://www-s.ti.com/sc/ds/tas3001.pdf.

Downloadet d. 6/4-02.

[TAS5012] Texas Instruments. True Digital Audio Amplifier - TAS5012 Digital

Audio PWM Processor, December 2001.

URL: http://www-s.ti.com/sc/ds/tas5012.pdf.

Downloadet d. 6/4-02.

[Tripath] Tripath.

URL: http://www.tripath.com.

Downloadet d. 4/5-02, Producent af analoge chipteknologier.

[Vibe(81)] Palle Vibe. Bogen om højttalere. Clausen Bøger, 1981, 1. udgave

udgave, 1. oplag. ISBN 87-11-04050-5.

[Waggener(98)] William N. Waggener. Pulse Code Modulation system design. Artech

House Inc., 1998, 1. udgave, 1. oplag. ISBN 0-89006-776-7.

81


Appendiks A

Udgangsfilter

Vi vil her udlede formler, der kan benyttes ved design af et LC-lavpasfilter til brug i et klasse

D udgangstrin.

Vores kredsløb ser ud som på figur A.1.

L

L

C

C

C L

Figur A.1: Diagram over udgangsfilteret.

Vi har defineret nogle strømme, som vil gøre senere beregninger lettere. På diagrammet

udgør modstanden RL vores højttaler. Det ses på figur A.1, at kredsløbet er symmetrisk i

forhold til de to indgange. Da disse to signaler er i modfase, vil der opstå et virtuelt stel midt

i modstanden RL og kondensatoren CL. Man kan derfor nøjes med at foretage beregninger

på det halve kredsløb. Kredsløbet er vist på figur A.2.

L

C

2C L

Figur A.2: Diagram over det opdelte udgangsfliter.

Vi fører nu dette diagram over i tidsdomænet ved hjælp af LaPlacetransformation. Ækvivalentdiagrammet

kommer således til at se ud som på figur A.3. Da vi kun betragter kredsløbet

rent AC-mæssigt har vi ikke medtaget de spændingskilder man normal medtager, når man

overfører en kondensator eller en spole til tidsdomænet.

82

R L

R L

2


s L

s C

1

Figur A.3: Udgangsfilterets ækvivalentdiagram i laplace.

Vi kan nu ud fra figur A.3 lave et diagram, hvor vi ækvivalerer parallelforbindelsen mellem

de to kondensatorer C og 2CL, som vist på figur A.4.

s L

s ( C + 2C

Figur A.4: Parallelforbindelserne mellem kondensatorne i figur A.3 ækvivaleret med en kondensator.

Parallelforbindelsen mellem kondensatoren og modstanden kan nu omskrives til en samlet

impedans, som ses på figur A.5.

i i

sL

Figur A.5: Parallelforbindelsen i figur A.4 ækvivaleret med en impedans.

Impedansen Z1 er således givet ved:

Z1 £

1

s 2CL¡ C

Herefter kan vi beregne kredsløbets samlede impedans, som vil være givet ved:

Z £ Z1

RL

2 £

1

Z L

)

L

1

s 2C

L

R L

2

R L

2

1

s C 2CL¡ 2

RL

(A.1)

s L (A.2)

Vi kan nu definere nogle udtryk for strømme og spændinger i filteret. Vi vil gerne ende med

et udtryk for spændingen over impedansen Z1,

og spændingen ud, som ligger over Z1:

VIN £ i Z (A.3)

VOUT £ i Z1 (A.4)

Nu kan vi opstille en formel for VOUT i forhold til VIN, som vi vil kalde H s¡ .

83


84

H s¡ £

H s¡ £

VOUT

VIN £

i Z1

i Z £

APPENDIKS A. UDGANGSFILTER

Z1

Z

RL

RL L C¡ 2CL¡ s 2¡ 2L s¡ RL

(A.5)

(A.6)


Appendiks B

Bootstrap

Vi vil her forklare princippet bag bootstrap. Dette gøres ud fra figur B.1, som viser, hvordan

bootstrap benyttes i forbindelse med en H-bro.

Figur B.1: Diagram over bootstrapprincippet i forbindelse med en H-bro.

Driverdelen til Q1 bliver forsynet gennem dioden D. Samtidig vil kondensatoren C blive

opladet. Når transistoren Q1 tændes, ændrer punktet B potentiale fra GND til Vcc. Dette skifte

bevirker, at punktet A’s potentiale også forhøjes med samme niveauskifte, da spændingen

over en kondensator ikke kan ændres momentant. Der vil nu ligge en spænding på V¡ Vcc

mellem A og GND. Herved opnår vi, at driverdelen får sin forsyning fra kondensatoren C,

da dioden D vil spærre. Derfor får transistoren Q1 spændingen V¡ Vcc på dens gate. VGS

vil nu være V¡ på , da der i forvejen ligger Vcc på dens source.

Når transistoren Q1 går off og Q2 går on, vil man igen ændre potentialet i punktet B til stel

og dermed også punktet A til en spænding lidt lavere end V¡ , da kondensatoren vil blive

afladet af driverkredsløbet, mens Q1 er tændt. Kondensatoren C vil, mens Q2 er tændt, igen

blive opladet gennem dioden D.

Kondensatoren skal dimensioneres således, at den kan levere strøm til driverkredsløbet og

transistorens Millerkapaciteter. Da driverkredsen og MOSFET’en kun bruger en ubetydelig

mængde strøm, kan bootstrapkondensatoren dimensioneres efter MOSFET’ens Millerkapacitet.

Ifølge application note 9405 [AN9405, side 5] skal bootstrapkondensatoren være 10

gange større end Millerkondensatoren.

85


Appendiks C

LCD Tegntabel

86

Figur C.1: Tegntabel for LCD-modul. Specialtegn er indlæst i venstre kolonne.


Appendiks D

Inter Integrated Circuit bus

Dette appendiks har til formål at give et overblik over, hvad en Inter Integrated Circuit bus

er.

Der vil i følgende appendiks blive refereret til følgende datablade: [i2c-philips] og [i2c-microchip].

Inter Integrated Circuit bus, der forkortes til I 2 C-bus, er udviklet af Philips for næsten 20 år

siden. Hele ideen med I 2 C-bussen er at lette udvikling for designere af elektroniske kredsløb

med flere kredse, der skal kommunikere med hinanden. I 2 C-bussen har et serielt interface,

som består af en seriel datastreng(SDA) og en seriel clockstreng(SCL). På disse to strenge

er det muligt at tilkoble integrerede kredse. Antallet af kredse og længden af signalvejene

begrænses ved, at der maks. må være en kapacitet på 400pF på bussen.

Bussen giver mulighed for at reducere antallet af benyttede I/O-ben, da tilkoblede kredse

kun skal bruge ét databen og ét clockben for at kunne kommunikere med en vilkårlig kreds

på bussen.

Et eksempel på en I 2 C-bus kan ses på figur D.1.



§ ¥

¤

¦

£ §

¥


§


©


¦

¦

¨

¢ ¡

Figur D.1: Eksempel på et I 2 C-bus system

I 2 C-bussen er opbygget efter en master-slave protokol, hvilket betyder, at man har en master,

normalt en microcontroller, der initierer kommunikationen til en slave, f.eks. en kreds som

TAS3001.

¡











87


APPENDIKS D. INTER INTEGRATED CIRCUIT BUS

I 2 C-bussen er også en synkroniseringsprotokol, hvilket betyder, at under dataoverførselen

mellem en master og en slave vil clocken blive synkroniseret automatisk. Kommunikationen

styres af masterens clock, men slaven har mulighed for at trække masterens clock lav og

derved pause dataoverførslen, hvis slaven f.eks. skal behandle de data, den har modtaget.

Derefter kan slaven slippe clocken igen og dermed lade masteren fortsætte dataoverførslen.

Dette er kendt som et waitstate.

I 2 C-bussen har tre datahastigheder:

Standard-mode Fra 0 til 100 kbit/s

Fast-mode Op til 400 kbit/s

High-speed Op til 3.4 Mbit/s

På grund af den før omtalte clocksynkronisering, er det muligt at bruge en standard-mode

IC i et fast-mode system.

I 2 C-bussen er en bidirectional protokol, hvilket vil sige, at der er mulighed for to-vejs kommunikation.

Det er muligt både at sende data fra master til slave og omvendt. Det vil sige,

at der både er master transmitter og receiver og ligeledes slave transmitter og receiver.

Under dataoverførsel må SDA kun skifte tilstand, når SCL er lav. Skiftes SDA mens SCL er

høj, vil der enten blive genereret en start- eller stoptilstand.

Start(S) Startsekvensen bruges af master til at starte kommunikation med en slave. Dette

gøres ved, at SDA trækkes lav samtidig med, at SCL er høj. Dette ses på figur D.2a.

Stop(P) Stopsekvensen bruges af master til at stoppe kommunikation med en slave. Dette

gøres ved, at SDA går høj samtidig med, at SCL er høj. Dette ses på figur D.2b.

SDA

SC L

SDA

SC L

( a ) ( b )

Figur D.2: På a) vises en startsekvens og på b) vises en stopsekvens

Restart(R) Restartsekvensen bruges, når en master ønsker fortsat kommunikation uden, at

en anden master overtager bussen. Dette gøres ved, at masteren genererer en stopsekvens

efterfulgt af en startsekvens. Dette kan ses på figur D.3a.

Acknowledge(ACK) Genereres af receiveren for at meddele transmitteren, at data er modtaget

korrekt. Dette gælder både for en master- og slavereceiver. Acknowledge sendes

af receiveren for hver 8. bit, altså efter hver sendt byte. Acknowledgesekvensen ses

på figur D.3b.

Der kommunikeres på I 2 C-bussen ved hjælp af adressering. Adressen sendes af master lige

efter startsekvensen og hver enkelt kreds har sin unikke 7 bit adresse således, at master

88


SDA

SC L

SDA

SC L

( a ) ( b )

Figur D.3: På a) viser en restartsekvens og b) viser et acknowledge

altid kommunikerer med den ønskede kreds. Der bruges på I 2 C-bussen enten 7 eller 10 bit

adresser. Den 8. bit bruges til at vælge om master vil læse fra eller skrive til slave.

Måden dataoverførslen foregår på, er som følgende. Først sender masteren en startsekvens

og derefter en adresse. Når adressen modtages af slaven, sendes et ACK til masteren. Efter

masteren har modtaget et ACK sendes en datastreng efterfulgt af et ACK fra slaven.

Ønskes kommunikationen afsluttet, sendes en stopsekvens. Dataoverførslen kan også fortsættes,

hvis dette ønskes. Et eksempel på en datatransmission kan ses på figur D.4.

¦

¡£§©¨

¡£¢¥¤

Figur D.4: Et eksempel på en datatransmission

89


Appendiks E

Firmware

I dette appendiks vil vi beskrive selve maskinkoden, som PIC16LF84A er programmeret

med. Vi vil først beskrive opbygningen af koden. Herefter vil vi beskrive programflowet

under drift, og til sidst vil der være en beskrivelse af alle relevante funktioner.

Koden er delt op i 7 sektioner som vist i figur E.1.

0 x 0 0 0

0 x 0 0 1

0 x 10 0

RESET VECTOR

TA B EL F U N K TI ON ER

TXT_M1 V o l _L o w B y t e

TXT_M2 V o l _H i g h B y t e

TXT_M3 B a s B y t e

TXT_M4 A D i s k a n t B y t e

TXT_M4 B

L OW L EVEL F U N K TI ON ER

L C D _D a t a I 2 C _S D A _L o w

L C D _O u t I 2 C _S D A _H i g h

L C D _I n s I 2 C _S C L _H i g h

I 2 C _S e n d B y t e

I 2 C _S t a r t

I 2 C _S t o p

M A K ROF U N K TI ON ER

I 2 C _S C L _L o w

D i s p _MV o l u m e D i s p _V K n o p

D i s p _MB a s D i s p _B a r

D i s p _MD i s k a n t

D i s p _MS t a n d b y S e t _V o l u m e

D i s p _MP E r r o r S e t _D i s k a n t

L C D _C h a r l o a d

D EL A Y F U K TI ON ER

S e t _B a s

D e l a y U 4 0 D e l a y M10

D e l a y M2 D e l a y M14 0

D e l a y M5 D e l a y M2 5 0

I N I TI A L I SERI N G

H OVED P ROG RA M

MV o l u m e S t a r t

MB a s S k i f t Me n u

MD i s k a n t Ty p e m a t i c

MS t a n d b y I n a c t i v e

MP E r r o r S t a n d b y

Figur E.1: Maskinkodens opbygning

Reset Vector Ved adressen 0x00 indledes maskinkodeudførslen umiddelbart efter poweron-reset.

Kontrollen sendes herfra direkte videre til initialisering.

Tabelfunktioner Disse funktioner bruges som tabelopslagsfunktioner til volume, bas, diskant

og tekster til displayet. Dette fungerer ved at addere en variabel til programcounteren,

PCL, som så vil dirigere programkontrollen frem i koden til en position i tabellen,

90


hvor den værdi man ønsker returneret, befinder sig. På den måde kan man opbevare

data i programkoden i stedet for i en seperat hukommelseskreds. Det faktum at der

højest kan adderes en 8 bit værdi medfører, at disse tabeller skal ligge indenfor adresserne

0x00 til 0xFF.

Lowlevelfunktioner Dette er funktioner, som foretager kommunikation med periferienheder.

De bliver kaldt af makrofunktioner og fra hovedprogrammet, og de kan kalde

hinanden. Disse funktioner manipulerer ikke med variabler, der ikke specifikt er oprettet

til dem.

Makrofunktioner Dette er større funktioner, der udfører sekvenser af kald til lowlevelfunktioner.

Disse funktioner deler arbejdsvariabler og derfor skal en makrofunktion

kun med forsigtighed kalde andre makrofunktioner.

Delayfunktioner Dette er funktioner med det ene formål at pause programafviklingen i en

bestemt tid.

Initialisering Her foretages opsætning af registre og reset af system. Efter initialisering

sendes programkontrollen videre til hovedprogrammet.

Hovedprogram Her befinder programafviklingen sig under normal drift. Virkemåden er

beskrevet i følgende afsnit.

Programflow

Umiddelbart efter power-on-reset sendes programkontrollen til den adresse, hvor initialiseringen

finder sted, og herfra videre til hovedprogrammet. Herfra gennemløber microcontrolleren

det programflow, som er illustreret i figur E.2.

Initialisering

Inac tiv e S tart

M S tand b y

S k if tM enu

M V o lu m e

M B as

M D isk ant

M P E rro r

Figur E.2: Hovedprogramflow

S tand b y

Disse titler går igen i figur E.1, under hovedprogram, og angiver de labels, der er oprettet

i hovedprogrammet. Med en goto kommando kan programkontrollen viderestilles til et af

disse punkter, og på denne måde styres programflowet. Her følger en beskrivelse af den

aktivitet, der finder sted i hver af blokkene.

Initialisering Der henvises til selve programkoden, hvor kommentarerne dokumenterer

hvilke opgaver denne blok varetager.

91


APPENDIKS E. FIRMWARE

Inactive Microcontrolleren sættes i en sleep tilstand, hvor krystaloscillatoren ophører med

at oscillere. Denne tilstand ophæves, når enten ADFLG skifter tilstand eller en af

knapperne betjenes. Ved sådan en hændelse sendes programkontrollen til start. Før

microcontrolleren sættes i sleep, undersøges det om en af betjeningsknapperne holdes

nede, og i så fald sendes programkontrollen videre til start, for at undersøge, om der

skal handles på dette input. Uden denne rutine vil microcontrolleren gå i sleep, mens

en bruger holder knappen nede, i stedet for at forsætte med at udføre den ønskede

funktion.

Start Først undersøges tilstanden på ADFLG, uanset om det var et tilstandsskift på denne

der forårsagede wake-up, og MUTE-signalet indstilles efter om det er Audio eller

Non-Audio, der modtages i indgangstrinet. Efter en pause på 10ms tages en kopi

af betjeningsknappernes tilstand. Pausen filtrerer effektivt kontaktprel. Herefter undersøges

om der er trykket på vælg knappen, og i så fald sendes programkontrollen

videre til SkiftMenu. Hvis det er op- eller ned knappen, der er trykket på, sendes programkontrollen

videre til den kode, der hører til den menu, brugeren befinder sig i.

Hvis heller ikke dette er tilfældet sendes programkontrollen videre til Inactive; Dette

finder sted, hvis det er et tilstandsskift på ADFLG, der har genereret wake-up. Dette

kan også finde sted, hvis kontaktprel varer i over 10ms, eller hvis en bruger holder

en knap nede og slipper den lige før der tages en kopi. Normalt vil Inactiveblokken

opfange tilfældet med ekstrem kontaktprel, hvis knappen stadig holdes nede, når der

returneres hertil og kontakttrykket vil alligevel blive registreret i andet omløb.

SkiftMenu Den aktuelle menu skiftes til den næste i rækkefølgen, og der returneres til

Inactive.

MStandby I denne menu undersøges det om der er trykket på enten op eller ned, og i så

fald sendes programkontrollen videre til Standby. Hvis ikke returneres til Inactive.

MVolume Der undersøges først, om brugeren holder begge knapper nede og i så fald udføres

et softmute, der i princippet svarer til, at der skrues ned til trin 1 med det samme.

Ellers incrementeres volume hvis brugeren kun har trykket op og volume decrementeres

hvis der kun er trykket ned.

MBas og MDiskant Bas/diskant indstilling decrementeres eller incrementeres afhængigt

af, om der er trykket på ned eller op.

MPError Denne menu er kun til udvikling, og den udskriver værdien i TMR0 registeret til

displayet i hexadecimal notation. Hvis der trykkes på op, nulstilles tælleren, og hvis

der trykkes på ned opdateres displayet.

Standby I standby sættes volume til trin 1, hvilket får TAS3001 til langsomt at skrue ned

for lyden. Herefter sætte MUTE-signalet lavt, hvilket medfører at udgangen placeres

i mute. Displayet slukkes og microcontrolleren placeres i sleep indtil der trykkes på en

af betjeningsknapper. Derefter sættes MUTE-signalet højt og volume rampes tilbage

til den oprindelige værdi, og displayet tændes. Herefter fortsætter programkoden til

Inactive.

92


Beskrivelse af funktioner

Funktion Beskrivelse

TABELFUNKTIONER

TXT_M1 Tabel med tegnkoderne til overskriften i volumemenu

TXT_M2 Tabel med tegnkoderne til overskriften i basmenu

TXT_M3 Tabel med tegnkoderne til overskriften i diskantmenu

TXT_M4A Tabel med tegnkoderne til øverste linie i standbymenu

TXT_M4B Tabel med tegnkoderne til nederste linie i standbymenu

Vol_LowByte Tabel med LSB af volume for hvert trin på volumeregulering

Vol_HighByte Tabel med MSB af volume for hvert trin på volumeregulering

BasByte Tabel med de bytes der skal sendes til TAS3001

DiskantByte Tabel med de bytes der skal sendes til TAS3001

LOWLEVELFUNKTIONER

LCD_Data Sender data i W 1 til LCD-modulet

LCD_Ins Sender instruktion i W til LCD-modulet

LCD_Out Send nederste 4 bit i W til LCD-modulet (RS hentes i

carry)

I2C_SDA_High I2C_SDA sættes som indgang

I2C_SDA_Low I2C_SDA sættes som udgang med lavt niveau

I2C_SCL_High I2C_SCL sættes som indgang

I2C_SCL_Low I2C_SCL sættes som udgang med lavt niveau

I2C_Start Genererer en I 2 C start-sekvens og sender en adressebyte til

TAS3001

I2C_Stop Genererer en I 2 C stop-sekvens

I2C_SendByte Sender en byte til I 2 C bussen

MAKROFUNKTIONER

Disp_MVolume Viser volumemenuen

Disp_MBas Viser basmenuen

Disp_MDiskant Viser diskantmenuen

Disp_MStandby Viser standbymenuen

Disp_MPError Viser paritetsfejlmenuen

LCD_Charload Indlæser specialtegn i LCD-modulets CG RAM

Disp_VKnop Tegner en virtuel tonekontrol - værdien i W angiver position

(0-12)

Disp_Bar Tegner en bar - værdien i W angiver længden (0-69)

Set_Volume Opdaterer TAS3001 med aktuel volume

Set_Bas Opdaterer TAS3001 med aktuel bas

Set_Diskant Opdaterer TAS3001 med aktuel diskant

93


Appendiks F

Målejournal for indgangstrin

Formål

Formålet med denne målejournal er følgende:

1. Måle om niveaukonverteren på indgangstrinet udfører den ønskede funktion, herunder

signalniveau og propagationdelay.

2. Undersøge om DIR1701 er i stand til at modtage og låse på et S/PDIF-signal, samt

måle om masterclocken er 11¡ 2896MHz.

Fremgangsmåde

Niveaukonverter

Til test af niveaukonverter skal der bruges:

CD-afspiller med digital coaxial udgang

Storage oscilloskop med 2 kanaler

3¡ 3V strømforsyning

Test af niveaukonverterkredsløbet foretages ved, at CD-afspilleren kobles til det opbyggede

kredsløb, som vist på figur F.1. Kredsløbet forsynes med 3¡ 3V og CD-afspilleren sættes i

gang. Der måles med oscilloskopet på komparatorens ind- og udgang samtidig. Det forventede

resultat af denne måling vil være et signal fra CD-afspilleren på indgangen, med dennes

beskrevne spændingsniveauer, og et udgangssignal med spændingsniveauer på 0V og 3¡ 3V .

94


Indgangstrin

¡£¢ ¤


¤ ¡








©

¥§¦ ¨

Figur F.1: Niveaukonverterkredsløb

Til test af DIR1701 benyttes opstillingen fra testen af niveaukonverteren og det opbyggede

DIR1701 kredsløb, samt en 20MHz frekvenstæller.

Til denne test skal der først laves en modifikation på DIR1701 kredsløbet. RESET skal forbindes

til forsyningen på 3¡ 3V gennem en 10kΩ modstand og i starten lægges der kortvarigt

GND på RESET for at DIR1701 kan resettes.

Først måles med et oscilloskop på UNLOCK, for at finde ud af om DIR1701 låser på det

indkomne S/PDIF signal. Det forventes at denne vil være lav. Dernæst måles SCKO med

frekvenstælleren og der undersøges om denne er 11¡ 2896MHz. Der måles nu på DOUT

med oscilloskopet. Det forventede resultat af denne måling vil være et pulstog med spændingsniveau

på 3¡ 3V .

Udstyr til målinger

Til at udføre målingerne med blev følgende instrumenter fra E-lab på Institut 8 benyttet.

Apparat Udstyr LB Nr.

Oscilloskop Agilent 54621A 33852

2 kanals storage oscilloskop

Strømforsyning Hameg HM7042 33050

Strømforsyning (2 0 30 V og 1 2¡ 7 5¡ 5 V )

Frekvenstæller Philips PM6667 08093

CD-afspiller Marantz CD-32 33885

Digital coaxial udgang

Måleresultater

Resultaterne af målingen på niveaukonverteren ses på figur F.2. Spændingsniveauerne på

indgangen er ca. 800mVpp og er på udgangen 0¡ 25V og 3¡ 1V .

95


APPENDIKS F. MÅLEJOURNAL FOR INDGANGSTRIN

Figur F.2: Oscilloskopbillede af indgang (nederst) og udgang (øverst) på komparatoren

Ved målingen på indgangstrinet blev UNLOCK-signalet målt til logisk lavt. Masterclocken

blev målt til at være 11.28974 MHz. Resultatet af målingen på DOUT ses på figur F.3.

Spændingsniveauerne på DOUT er 0V og 3 4V .

96

Figur F.3: Oscilloskopbillede af DOUT på DIR1701


Appendiks G

Målejournal for udgangstrin

Vi vil i den målejournal redegøre for vores målinger og kalibrering af udgangstrinet.

Formål Vi vil med disse målinger sikre os at udgangstrinet virker som forventet, samt

kalibrere dødtiderne i H-broen.

Til disse målinger blev der brugt følgende udstyr fra E-lab på Frederik Bajers vej 7:

Apparat Udstyr LB Nr.

Oscilloskop 1 Textronics 2245A

4 kanals 100MHz oscilloskop

08393

Oscilloskop 2 Agilent 54621A

2 kanals storage oscilloskop

33863

Strømforsyning 1 B& O SN16A 33050

strømforsyning (2 0 30V og 1 5V )

Strømforsyning 2 B& O SN17 08165

strømforsyning (1 0 30V )

Multimeter Fluke & Philips 8842A

digital multimeter

08468

Pulsgenerator Philips PM5713 pulsgenerator 08644

Effektmodstand Danoterm 16Ω 250W , maks. 4A trimmodstand -

Vi har opbygget testen således, at den følger signalvejen gennem kredsløbet.

Komparator

Formålet med denne måling var, at undersøge om de logiske niveauer på komparatorens

udgang overholder specifikationerne, som er logisk høj på min. 2¡ 5V og logisk lav maks.

0¡ 4V . Derudover skulle målingen konstatere om koparatoren havde et ensartet propagation

delay.

For at kunne undersøge dette blev der sendt et pulstog ind fra en pulsgeneratoren, der var

symmetrisk om stel, med en amplitude på 1¡ 78Vpp. Dette gjorde vi, da vi ikke havde mulig-

97


APPENDIKS G. MÅLEJOURNAL FOR UDGANGSTRIN

hed for at påtrykke et differentielt signal. Komparatoren blev forsynet med 3¡ 3V fra strømforsyning

1.

Logiske niveauer Resultatet af denne måling kan ses på figur G.1, hvor niveauet for logisk

høj lå på 3¡ 25V og logisk lav på 125mV .

Figur G.1: Oscilloskopbillede af signalerne på ind- og udgang på komparatoren (ch.1 (øverst) = +indgang og

ch.2 (nederst) = udgang).

Propagation delay På figur G.2A kan man se, at propagation delayet for en positiv gående

puls er ca. 86¡ 0ns. På figur G.2B ses at propagation delayet for en negativ gående puls er på

ca. 58¡ 8ns. Der er således en differens på 27¡ 2ns.

Figur G.2: Oscilloskopbillede af propagation delay mellem komparatorens ind- og udgang (ch.1 (øverst) =

+indgang og ch.2 (nederst) = udgang).

Driver

Formålet med denne del af testen er, at finde ud af om driveren giver de rigtige signaler og

niveauer ud til transistorerne i H-broen. Herunder kalibrering af død-tider for at sikre så små

død-tider som muligt, samt at forhindre kortslutning af H-bro ved spændingstilslutning.

Driveren blev først testet uden spænding på H-broen for at sikre de korrekte signaler til

denne. Komparatorerne blev koblet op således, at de to udgange var inverteret i forhold

til hinanden med samme signal fra pulsgeneratoren. Signalet ud af komparatorerne sendte

98


vi ind på driveren, som blev forsynet med 12V af strømforsyning 1. Herefter blev de fire

udgange målt med oscilloskop 2.

Her var der, som ventet, et højt niveau på 12V og et lavt niveau på 0V , i et pulstog svarende

til signalet sendt ind på de to komparatorer. De to sider blev, også som ventet, tændt parvis

på kryds.

Kalibrering af død-tider Død-tiden blev målt ved at måle VGS på de to transistorer i den

ene side af H-broen. Da oscilloskopets kanaler har fælles stel, og sourcen i den øverste

transistor ændrer niveau alt efter hvilken transistor, der er tændt, kunne vi ikke klare denne

måling med oscilloskop 2. Oscilloskop 1 måtte derfor bruges til denne måling, da vi her kan

lægge to signaler matematisk sammen. Dette blev gjort ved, at vi med kanal 1 målte gatespændingen

på den øverste transistor, og med kanal 2 målte source-spændingen. Kanal 2

blev herefter i oscilloskopet inverteret og lagt sammen med kanal 1. Herved opnås et udtryk

for VGS på den øverste transistor. Kanal 3 blev brugt til at måle VGS på den nederste transistor.

Denne opstilling er også vist i figur G.3.

Figur G.3: Testopstilling af død-tids måling.

Resultatet af målingen af død-tiden for den øverste transistor, før kalibreringen, ses på figur

G.4. Man kan se den lange tid der går fra Q2 går off til Q1 går on.

Figur G.4: Måling af død-tid før kalibrering.

Nu kalibreres død-tiden på trimmepotentiometeret til der næsten ingen død-tid er. Der skal

99


APPENDIKS G. MÅLEJOURNAL FOR UDGANGSTRIN

dog tages højde for, at død-tiden kan blive mindre når temperaturen falder [HIP4081A, side

9]. Resultatet ses på figur G.5.

Figur G.5: Måling af død-tid efter kalibrering.

Vi har valgt at lade død-tiderne, til transistorene begynder at gå ON, være ca. 15 ns. Vi får

derfor pga. stigetiden, som er ca. 5 ns, en død-tid på ca. 20 ns.

Herefter skal denne kalibreringsproces gentages for død-tiden på den nederste transistor.

H-bro

Formålet med denne test er at sikre at H-broen kan arbejde med forsyningspændingen samt

tåle at blive belastet.

Der blev påtrykt 30V på H-broen med strømforsyning 2. På H-broen blev monteret effektmodstanden.

Effektmodstanden blev justeret indtil strømforsyningen viste et strømforbrug

på 2A. Dette er valgt, da strømforsyningen ikke kan levere mere. Dutycyclen på PWMsignalet

blev også justeret til ca. 60%, da det ellers ikke var muligt at få opstillingen til at

trække den ønskede strøm. Under belastningen målte vi signalet ud af H-broen. Vi forventede

på udgangen et inverteret signal, i forhold til indgangen, med et spændingsniveau på

30V .

Resultatet, som ses på figur G.6, viser at det ønskede resultat er opnået. Der er dog med en

hvis ringning. Under testen observerede vi at driver og transistorer blev varme.

Filter

Formålet var, at undersøge om filteret dæmpede PWM-signalets bærefrekvens tilfredsstillende,

samt om det genererede den ønskede udgangsspænding i mute-tilstand. Kredsløbet

blev forsynet, som i testen af H-bro. Pulsgeneratoren blev justeret til at give 50% dutycycle.

På filteret blev en 4Ω, 4W modstand monteret. Vi ønskede derved at opnå en spænding over

100


Figur G.6: Oscilloskopbillede af H-broens ind- og udgang med 30V forsyning (ch.1 (nederst) = udgang og ch.2

(øverst) = indgang).

modstanden på 0VDC. Den forventede AC-spænding findes ud fra formel G.1 til 0¡ 55V .

Vin

¡ dB¢ £ 20 log Vout

Vout £ Vin 10

¢

dB¡

20

Vout £ 30V 10 £

75 34¤

20

¡

55V (G.1)


Ved en DC-måling med multimeteret fandt vi, at der var en spænding på ca. 19mV over

modstanden. Denne spænding ændredes efter et stykke tid.

Ved AC måling med multimeteret viste det sig, at der lå 492mV over modstanden.

Vi foretog en måling af DC-spændingsniveauet på udgangen ved en dutycycle på 45%, da

dette gerne skulle resultere i, at der over modstanden skulle ligge 10% af forsyningsspændingen

fra strømforsyning 2. Resultatet blev, ved måling med multimeteret, at der over modstanden

var en spænding på 2¡ 85V .

101


Appendiks H

Målinger på den samlede forstærker

Formål

Formålet med disse målinger er til dels at undersøge kvaliteten af udgangssignalet, dels at

undersøge kilden til den hørbare støj. Vi vil foretage 3 forskellige målinger på forstærkeren:

1. DC på udgangen

2. Oscilloskopmåling af PWM-signalets flanker

3. Oscilloskopmåling af udgangssignalet med en testtone

Måling 1 foretages udelukkende med henblik på at undersøge, om det er tilrådeligt at tilslutte

forstærkeren til højttalere, der ikke er beregnet til forsøg. Forsøg 2 og 3 foretages for at

vurdere kvaliteten af signalerne, og danne et grundlag for at finde kilden til den overlejrede

støj.

Fremgangsmåde

Til målingerne bruges et Agilent 54622D oscilloskop, serienummer MY40001081, og et

Fluke Multimeter 37, LBNR: 08316. Herudover benyttes "Test CD-1" fra CBS records til at

levere en 1kHz sinus tone.

1 Multimeteret sættes til at måle mV DC, og forstærkerens volumeniveau reguleres til trin

1. Dette svarer til at kortslutte indgangen på en analog forstærker. Herefter måles over

begge udgange med multimeteret. Målingen udføres både ved en forsyningsspænding

på 30V og 10V .

2 Her måles med oscilloskopet på en af de differentielle udgange fra TAS5012. Der udtages

et billede både når forstærkeren er i standby og når forstærkerens digitale volumekontrol

er sat til trin 1 (softmute).

102


3 Test CD’en afspiller en 1kHz sinus testtone, og på udgangen måles denne sinuskurve med

oscilloskopet. Der udtages et billede både ved 10V og 30V forsyningsspænding. Ved

10V sættes volumereguleringen på trin 60 ( 10dB), og ved 30V sættes den på trin

40 ( 30dB).

Resultater

I forsøg 1 blev der for venstre og højre kanal ved 10V målt hhv. 42¡ 6mV og 42¡ 8mV . Ved

30V blev der målt hhv. 176¡ 2mV og 192¡ 1mV .

På figur H.1 og H.2 ses resultatet af forsøg 2.

Figur H.1: Oscilloskopbillede af PWM-signalets faldende flanke ved standby (konstant 50% dutycycle)

Figur H.2: Oscilloskopbillede af PWM-signalets faldende flanke ved softmute

På figur H.3 og H.4 ses resultatet af forsøg 3.

Diskussion

1 Ved 10V er DC-niveauet tilfredsstillende. Ved 30V begynder DC-niveauet at nærme sig

et kritisk niveau, det er dog stadig acceptabelt, men det er tvivlsomt, om forsyningen

kan hæves over 30V , uden at der skal indføres en løsning til at bekæmpe den stigende

mængde DC. Med det open-loop design, der bruges til forstærkeren, findes der

ikke nogen umiddelbar løsning på problemet, men problemet kan undgås ved ikke at

benytte komparatorerne, som er indført mellem signalbehandling og udgangstrin, da

103


APPENDIKS H. MÅLINGER PÅ DEN SAMLEDE FORSTÆRKER

Figur H.3: Oscilloskopbillede af gengivet sinussignal ved 10V forsyning

Figur H.4: Oscilloskopbillede af gengivet sinussignal ved 30V forsyning

disse med deres uens stige- og faldetider indfører en fejlspænding. Dette vil dog gøre

at commonmode-støj, der indstråles mellem signalbehandling og udgangstrin, ikke

længere vil blive undertrykt.

2 Det første oscilloskopbillede er taget i standbytilstand, hvor der er et 50% dutycyclesignal

på alle differentielle udgange fra TAS5012. I denne tilstand kan vi observere, at

der ikke er hørbar støj på udgangen. Oscilloskopbilledet fortæller os, at dutycyclen

er konstant, da der altid trigges på den samme position. Dette er ikke tilfældet i det

andet oscilloskopbillede, som er taget i en tilstand, hvor det synkrone audiosignal fra

TAS5012 indeholder ene 0’er. I teorien skulle der ikke være forskel på de 2 tilstande,

men som det ses fra oscilloskopbilledet opnås 50% dutycycle ved at variere dutycyclen

i nøjagtige trin lige omkring midterpositionen. På stregernes tykkelse kan vi se,

at der er gennemsnitligt 50% dutycycle. Det er ikke muligt ud fra de udførte forsøg

at klarlægge den konkrete kilde til støjen, men det må antages at signalbehandlingen

leverer et signal, som med det rette udgangstrin og filter kan producere et støjfrit udgangssignal.

Det vil være ønskeligt at foretage en frekvensanalyse på udgangstrinet,

for at afsløre hvilke diskrete frekvenser den hørbare støj er opbygget af, for dermed at

kunne få et bedre grundlag for at vurdere kilden til støjen.

3 Ved 10V ses en fornuftig gengivelse af sinussignalet, hvor den overlejrede støj knap nok

er synlig. Ved 30V er støjen mere tydelig. Det meste af den synlige støj er dog ikke

hørbar, da den består af høje frekvenser. Rent lydopfattelsesmæssigt er der lille forskel

ved de to spændingsforsyninger. Det er dog tydeligt, at støjen ligger over det niveau

man finder ved almindelige forstærkere på konsummarkedet.

104


Konklusion

Der bør ikke benyttes forsyningsspænding over 30V , da dette vil medføre et kritisk niveau

af DC på udgangen.

Vi kan ikke gennem de udførte målinger pege på den konkrete kilde til den hørbare støj

på udgangen, men vi har sandsynliggjort at støjen skyldes samspillet mellem den måde

TAS5012 modulerer PWM-signalet på, og udgangstrinets virkemåde. En frekvensanalyse af

udgangssignalet kan eventuelt afsløre flere informationer, der kan føre til en løsning.

Signalkvaliteten på en testtone viste sig at være tilfredsstillende ved 10V og 10dB dæmpning,

men ved 30V og 30dB dæmpning er støjens indflydelse på sinustonens udseende

meget udtalt.

105


Appendiks I

Diagrammer

I dette appendiks ses de færdige diagrammer for forstærkeren.

Diagram 1 viser opbygningen af indgangstrinet.

Diagram 2 viser opbygningen af signalbehandlingen.

Diagram 3 viser opbygningen af udgangstrinet.

Diagram 4 viser opbygningen af styresystemet.

106


Bilag 1

Vi har vedlagt en CD-rom til rapporten, som indeholder:

Datablade Anvendte datablade til alle brugte kredse er vedlagt, da der refereres til disse

og det skal for læseren være muligt at få adgang til disse på original form:

(1)DIR1701 (6)MAX942 (11)MM74hc164

(2)TAS3001 (7)STD17n05 (12)LM1117

(3)TAS5012 (8)HIP4081a (13)DMC16230

(4)SN74hc244 (9)PIC16LF84a

(5)MAX999 (10)HD44780

PIC-program Maskinkoden til PIC16LF84a er her vedlagt. Programmet er døbt Forstærkerens

ARbejds System (FARS).

(14)FARS

Diagrammer Samtlige diagrammer til forstærkeren er her vedlagt.

(15)Indgangstrin

(16)Signalbehandling

(17)Udgangstrin

(18)Styresystem

Print Samtlige printudlæg og komponentplaceringer er her vedlagt.

(19)Indgangstrin og signalbehandling

(20)Udgangstrin

(21)Styresystem

Kilder Relevante kilder er vedlagt, da dette vil lette gennemlæsningen af rapporten og

samtidigt sikre, at læseren har adgang til de brugte kilder i original form.

116


(22)[AES17] (28)[CS8413] (34)[I2C-philips]

(23)[AES2] (29)[DDX2100] (35)[IR]

(24)[AES3] (30)[Dunn(01)] (36)[Jørgensen(98)]

(25)[AN22] (31)[Eurolex-EMC(02)] (37)[Korzeniowski(02)]

(26)[AN9405] (32)[Eurolex-LS(02)] (38)[SLA114]

(27)[CNET(01)] (33)[I2C-microchip] (39)[SLA117A]

Programmer Dette er et link til et program, som kan bruges til visning af PDF-filer. Dette

program er et freeware-program, hvilket betyder at det er offentligt tilgængeligt og er gratis.

Licens fra Adobe medfølger.

(40)Acrobat Reader 5.0

Det skal pointeres, at det ikke har betydning for forståelsen af rapporten, at man ikke læser

det vedlagte materiale på denne CD-ROM. Vi vil ligeledes gøre opmærksom på, at alt vedlagt

materiale er af formatet PDF, pånær PIC-programmet, som kan læses med en standard

teksteditor.

117

More magazines by this user
Similar magazines