Acrobat Distiller, Job 6

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Endstufen – Schaltungstechnik Kapitel 1/2

http://www.pegasus-sys.net/scripts/

1. Modelle und Verzerrungen

– Signalverzerrungen (Realisierungen schwanken 3 Zehnerpotenzen).

+ Verstärker sollte möglichst linear sein – open loop characteristics.

– Allgemein Verbesserung der Eigenschaften durch NFB.

– Mehrere Quellen von Verzerrungen – 7 grundlegende Punkte zu THD

1.1. Modellverstärker

Definition eines Modelverstärkers für Betrachtungen.

+ Minimale Anzahl von aktiven Elementen – einfachstmöglicher Aufbau.

+ Allgemein dreistufiger Aufbau.

Differenzverstärker – transconductance amplifier

dI

g

M

=

dU

C

BE

Spannungsverstärker – VAS Lokale Rückkopplung durch C DOM

Ausgangsstufe – Spannungsverstärkung ~1

Betriebsbereiche LF und HF – grundlegend unterschiedliche Eigenschaften.

NF konstante Verstärkung bis zur dominierenden Polfrequenz P 1 – open loop gain

a

LF −GAIN

= gM

⋅ β ⋅

R

LOAD

β

Stromverstärkung von VAS Treiber (Tr4)

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R LOAD

Lastwiderstand des VAS Treibers.

– Stromverstärkung β schlecht definiert – starke Variation von a LF .

+ Anderen Größen schaltungstechnisch bestimmt.

HF konstante abnehmende Verstärkung bis zur sekundären Polfrequenz P 2 – 6db/oct

a

HF−GAIN

= g

M

1


w⋅C

DOM

f

P1

=

2π ⋅C

DOM

1

⋅ β ⋅ R

+ Vollständig schaltungstechnisch bestimmt.

– P 1 Stromverstärkung β schlecht definiert – starke Variation von P 1 .

LOAD

R LOAD im allgemeinen durch Stromquelle realisiert. HF Bereich shunted durch C DOM .

+ Entkopplung zwischen VAS und Ausgangsstufe.

+ Für optimierte Linearität von Modelverstärker A Stufe am Ausgang.

1.2. Ursachen der Verzerrungen

Kleinsignalverstärkerstufen erzeugen ebenfalls Verzerrungen.

– Signalverzerrungen nicht nur zufolge der B Endstufe.

– Differenzverstärker und VAS zeigen bei schlechter Dimensionierung starke

Verzerrungen.

Hauptsächlich 7 Ursachen für Verzerrungen:

– 1: Nichtlinearitäten der Eingangsstufe. Vollständig balanciert nur 3te Harmonische im

HF Bereich 18dB/oct. Nicht vollständig ausbalancierter Differenzverstärker 2te und 3te

Harmonische 12dB/oct.

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– 2: Nichtlinearitäten der VAS. Im allgemeinen untergeordnet. Oberhalb von P 1

ansteigend mit 6dB/oct.

– 3: Nichtlinearitäten der Ausgangsstufe. Für B Stufen komplexe Nichtlinearitäten und

Übernahmeverzerrungen – hohe Anzahl Harmonischer. Anstieg mit 6dB/oct oberhalb P 1 .

Stark von Last abhängig.

– 4: Belastung von VAS. Eingansgimpedanz der Ausgangsstufe ist stark nicht linear.

Abhilfe durch Bufferung.

– 5: Nicht lineare Signaleinkopplung über Siebkondensatoren in GND Leitungen.

Vor allem im LF Bereich bei großen Aussteuerungen.

– 6: Einkopplung von Klasse B Versorgungsstrom in Ausgangs, Eingang oder NFB.

– 7: Falscher NFB Abgriff. Nur durch Layout bestimmt und einfach korrigierbar.

Verzerrungen von untergeodneter Wichtigkeit. Im allgemeinen können THD+N Werte von <

0,001% (1kHz) ohne Beachtung unten angeführter Verzerrungsquellen erreicht werden.

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+ Common mode Verzerrungen. (Nur wichtig bei Anwendungen als unity gain follower).

Vermeidung durch Stromquelle im Differenzverstärker.

+ Versorgungsspannungs induzierte Verzerrungen. – PSRR im allgemeinen > 100dB

+ Thermische Verzerrungen.

1. Konventioneller Schaltungsansatz:

+ Differenzverstärker – gepaarte Transistoren im Eingangspaar. Nahezu konstante

Spannung – kein Miller Effekt. Keine reale Spannungsverstärkung.

+ VAS Stufe gesamte Spannungsverstärkung. C DOM Frequenzgangskompensation.

+ Pole Splitting. VAS zu niederen Frequenzen. Eingangsstufe zu hohen Frequenzen.

Bei richtiger Dimensionierung steigt THD bei hohen Frequenzen an – fehlende NFB. (Für B Stufen

stärker ausgeprägt).

1.3. Linearitätsbestimmung

Für gezielte Verbesserung der Linearität muß die open loop gain bestimmt werden.

Verzerrungsverbesserungen können auch durch Erhöhung der NFB bedingt sein.

+ Bestimmung der Fehlspannung. Anstieg mit +6dB/oct.

+ P 2 unterhalb der unity gain als Bedingung für Stabilität.

2. Eingangsstufe – balanced differential pair

+ Differenzbildung zwischen Eingangssignal und rückgekoppelten Ausgangssignal.

Im allgemeinen als differentielle Steilheits- (transconductance) Verstärker Stufe aufgebaut. Steilheit

g M bestimmt HF Stabiltätsreserve.

Vorteile differentieller Eingangsstufen:

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+ geringer DC offset durch Kompensation von U BE der Eingangstransistoren.

+ Ruhestrom fließt nicht durch Rückkoppelnetzwerk.

+ Wesentlich bessere Linearität als Eintransistor Lösung. (vollständig balanciert keine 2te

Harmonische)

– Einzellösung nur für lowest cost Designs. Keine Auslöschung der 2ten Harmonischen.

– 12dB/oct Anstieg durch Eingangsstromverdopplung /oct für VAS Stufe + 6dB/oct NFB

– Nur 3 te Harmonische (fällt über 40kHz aus Messbandweite)


2.1. Realisierungen

Die einfache Widerstandsrealisierung ist hinsichtlich CMRR und PSRR sehr schlecht und im

allgemeine nicht zu empfehlen.

Verbesserung durch Stromquelle Tr 1 – Probleme mit ungleichen Paarströme.

Einsatz von Stromspiegel – Erhöhung von g M .

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– Differenzverstärker muß C DOM treiben. Oberhalb von P1 erhöht sich Strombedarf.

Verdopplung pro Dekade.

I

PEAK

= 2 πf

⋅C

DOM

⋅V

PEAK

+ Linearisierung von g M für Stromschwankungen über Emitterdegeneration R E .

– SID – (slew induced distortions) durch C DOM .

+ Übertragungsfunktion des Differenzverstärkers ist vom Transistortyp unabhängig.

I

U

tanh −

IN

OUT

= I

SRC


U T = 25,8mV @ 25°C

2U

T

1. Eingangsstufenbalance

Beide Kollektorströme müssen exakt gleich sein um Auslöschung der 2 ten Harmonischen zu

erreichen.

2% IC1 ≠ IC2 THD 0,01% → 0,016%

10% IC1 ≠ IC2 THD 0,01% → 0,055%

+ DC Balance über R 2 einstellbar. Kollektorlast R 2 verschlechtert open loop gain.

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+ Symmetrierung über Stromspiegel – Transistor mit hohem β / Wilson Spiegel ~ β 2

+ Stromspiegel symmetriert slew rate (zusätzlich Verdopplung der slew rate)

2. Linearität

Reduzierung der HF Verzerrungen – Steigerung der Linearität von g M – Transconductance.

+ Erhöhung von IC steigert g M .

I

g

M

=

U

+ Emitter Degeneration Linearisierung von g M – Erhöhung der Linearität durch R E

Serienschaltung.

C

T

+ Transistor Nichtlinearität interner Emitterwiderstand r E .

r

E

25

= mit I C in mA und r E in Ω

I

C

+ Drastische Reduzierung von THD ohne Veränderung von open loop gain.

+ CFP in der Eingangsstufe.

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+ Erhöhung der slew rate durch Erhöhung des Ruhestromes und Einsatz eines Stromspiegels.

Notwendige slew rate:

SR

d

[ V ⋅sin(

ωt)

]

P

MAX

= = VPω

⋅sin(

ωt)

t=

0

= VPω

=

dt

20kHz @ 35V RMS → SR = 6,22 V/µs

– Eingangsstufe muß C DOM laden & entladen können – obiges Beispiel I SS = +/- 0,6 mA

High End Anwendungen – matched pair in der Eingangsstufe

http://www.national.com/pf/LM/LM394.html

3. Spannungsverstärker – VAS

2πf

VAS Liefert gesamten Spannungshub – ist transresistance Verstärker.

– Eingangssignal: Ausgangsstrom des Differnzverstärkers

MAX

V

P

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– Ausgangssignal: Spannung für Endstufe Belastung Verzerrung #4

Bei optimaler Dimensionierung THD Einfluß vernachlässigbar.

– VAS Verzerrungen steigen mit 6dB/Oct durch NFB Reduktion oberhalb P 1 .

1. Stromgesteuerte Emittergrundschaltung.

– Spannungsverstärkung abhängig von β und Kollektorlast R C – schlecht definiert.

+ Lokale Rückkopplung über C DOM . (Nyquist Stability)

Verzerrungen durch Exponentiallen Zusammenhang I C / U BE . THD → 2te Harmonische.

Resistive Kollektorlast R C nicht geeignet – aktive Stromquellen Realisierung.

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– Early Effekt reduziert Ausgangswiderstand r CE .

dU

CE

r

CE

= Näherung

dIC

U

r

CE

=

I

U Y Early Spannung – bei PNP 40 ... 150V, NPN 80 ... 200V

+ Entkopplung von aktiver Last und VAS Treiber über Kaskode.

Möglichkeiten der Erhöhung der internen open loop gain der VAS Stufe:

+ Darlington Treiber Tr 4 .

+ Kaskodenentkopplung von R C . Erhöhung ~ Faktor 10 – Limitierung durch Early Effekt.

Y

C

Erhöhung von RC ist limitiert durch:

– Early Effekt reduziert Ausgangswiderstand r CE .

– Belastung durch Ausgangsstufe – B Stufen zeige nicht lineare Belastung – THD.

2. VAS Stufen Bufferung

+ B Stufen Entkopplung – Verhindert Verzerrung #4.

+ Reduzierung von β Unterschieden der Ausgangsstufen Treiber bei B Stufen.

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+ Ausnutzung der hohen Kollektorlast R C bei Kaskoden.

3. Open loop gain

– Begrenzung der open loop gain, Verschiebung von P 1 bis 20kHz.

Reduzierung der open loop gain verschlechtert THD im LF Bereich durch Reduzierung von NFB.

+ Rechte Variante – lokale Rückkopplung zur Linearisierung R NFB 220k ... 1M00 (THD >).

– Linke Variante sollte vermieden werden.

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4. Ausgangsstufe

+ Fast immer Spannungsverstärkung von ~1. Designkriterium ist Stromverstärkung.

+ Möglichst geringe Rückwirkung auf VAS.

Verzerrung #3 kann in drei Teilfehler aufgeteilt werden:

– Large signal nonlinearity – Durch die stark variierenden Ausgangsströme bedingt.

– Crossover distortion – Stromübernahme für positive und negative HW. Nur für B Stufen

relevant.

– Switch off distortion – Bedingt durch Speicherladungen in den Endstufen Transistoren.

Klassen: A, B, AB (bedingt geeignet).

Für Klasse A ausschließlich LSN Verzerrungen. Es gibt keine Übernahmeverzerrungen.

+ Ausgangstrieber leitet zu 100%

+ Ebenfalls keine Verzerrungen #4, #5 #6, #7

– Extrem uneffizient. Limit ~50W Ausgangsleistung

1. Class B – underbiased 150W at 8Ω

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2. Class B – optimal biased 150W at 8Ω

3. Class B – overbiased (class AB) 150W at 8Ω

Für Aufbau von B Stufen – möglichst gepaarte Leistungstransistoren.

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4.2. EF – Emitter follower

4.3. CFP – complementary feedback pair

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4.4. Tipple configuration

4.5. FET outputs

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5. Weiterführende Literatur

/1/ John C. Morris, Analogue Electronics – Second edition, Arnold Publications, London

Sydney Auckland 1999

/2/ John L. Hood, Audio Electronics – Second edition, Newnes Oxford Auckland 1995, ISBN

07506 4332 3

/3/ Douglus Self, Self on Audio – Second edition, Newnes Oxford Auckland 2000, ISBN 07506

4765 5

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