Füllstandmessung mit Radar - Vega

Füllstandmessung mit Radar
Leitfaden für die Prozessindustrie
Peter Devine
© VEGA Grieshaber KG
Alle Rechte vorbehalten.Das Werk und seine Teile sind urheberrechtlich geschützt.
Jede Verwertung bedarf der vorherigen schriftlichen Einwilligung des Herausgebers.
VEGA Grieshaber KG , Am Hohenstein 113, 77761 Schiltach.
Devine, Peter
Füllstandmessung mit Radar - Leitfaden für die Prozessindustrie
ISBN 3-00-008216-6
Umschlaggestaltung: LinkDesign, Schramberg.
Druck: BaurOffset, Villingen-Schwenningen
Autor
Peter Devine
Technische Beratung
Karl Grießbaum
Satz und Layout
Liz Moakes
Zeichnungen und Illustration
Evi Brucker

Inhalt
Vorwort ix
Danksagung xi
Einleitung xiii
Teil I
1. Geschichte des Radars 1
2. Physikalische Grundlagen des Radars 13
3. Radartypen 33
1. CW-Radar 33
2. FMCW-Radar 36
3. Pulsradar 39
Teil II
4. Radar-Füllstandmessung 47
1. FMCW-Radar 48
2. Pulsradar 54
3. Frequenzwahl 62
4. Genauigkeit 68
5. Leistung 74
5. Radarantennen 77
1. Hornantennen 81
2. Dielektrische Stabantennen 92
3. Standrohrantennen 101
4. Parabolantennen 106
5. Planarantennen 108
Richtcharakteristik von Antennen 110
6. Installation 115
A. Mechanischer Einbau 115
1. Flüssigkeitsanwendungen - Hornantenne 115
2. Flüssigkeitsanwendungen - Stabantenne 117
3. Allgemeine Einbauhinweise 120
4. Standrohre und Bypass-Rohre 127
5. Messung durch Behälterwand und Radarfenster 134
6. Messung von Schüttgütern mit Hornantennen 139
B. Elektrische Anschlussvarianten 141
1. Nicht-Ex-Anwendungen 141
2. Geräte für Ex-Anendungen 144

Aufgrund der Verschiedenheit und
Komplexität der vorhandenen Anwendungen,
wie Flüssigkeiten, Pulver
und Feststoffe, wäre es unrealistisch
und unverantwortlich, irgend ein Füllstandmessverfahren
als „universell" zu
bezeichnen. Allerdings legt die
Geschwindigkeit, mit der sich
Radarsensoren in den letzten Jahren
etabliert haben nahe, dass diese
Technologie näher an jener Definition
ist, als es irgendein ein anderes
Verfahren jemals war.
Ich selbst bin in den letzten zwanzig
Jahren an Entwicklung, Anwendung,
Verkauf und Marketing von Füllstandsensoren,
Controllern und Indikatoren
der meisten Typen beteiligt gewesen. In
dieser Zeit hat meiner Meinung nach
kein Verfahren annähernd die
Bedeutung des Radars erlangt. Dies gilt
speziell für seine umfassende Eignung
nicht nur für konventionelle, sondern
auch für extreme Prozessanwendungen
für die überwiegende Mehrheit von
Substanzen fast jeglicher Größe oder
Komplexität.
Dieses einmalige Prinzip in
Verbindung mit der bestehenden
Signalverarbeitungssoftware, den
Herstellungsmaterialien, der Einfachheit
der Installation und der digitalen
Kommunikation ermöglicht es, dass
dieses Verfahren als „erste Wahl" für
Füllstandmessungen in Betracht
kommt. Während es noch vor kurzer
Zeit als teuer und spezialisiert betrachtet
wurde - ist dies ist nicht länger der
Fall.
Vorwort
Der Zweck dieser Veröffentlichung
ist wirklich spezifisch. Es sollen einige
komplizierte Prinzipien erklärt werden,
und es soll gezeigt werden, dass durch
die Betrachtung einiger einfacher
Regeln eine offensichtlich hochentwickelte
Technologie einfach und
zuverlässig für einen großen Bereich
von Industrie- und Prozessanwendungen
benutzt werden kann.
Wir hoffen, dass dieses Handbuch
dazu anregt, sich für Radar zu interessieren,
falls Sie nicht bereits Radar
benutzen, oder eine größere Wissenstiefe
vermittelt, falls Sie bereits etwas
Erfahrung haben. Wir freuen uns, von
Ihnen zu hören.
Mel Henry
Geschäftsführung
Vega Controls Ltd.
ix

Beim Schreiben und Zusammenstellen
dieses Buch hatte ich die
unschätzbare Hilfe einiger Kollegen,
sowohl in der Entwicklungsabteilung
als auch innerhalb des Produktmanagements,
von VEGA in Schiltach.
Ein besonderer Dank gilt Karl
Grießbaum für seine genaue
Erläuterung der „Geheimnisse" des
Pulsradars, seinen Einblick in die
Funktionsweise des FMCW-Radars
und die Zeichnungen zu den
Erklärungen. Ein Dank auch an Jürgen
Skowaisa und Jürgen Motzer für ihre
technischen Beiträge zum Buch.
Die Veröffentlichung dieses Buches
ist eine Zusammenfassung des
Produktwissens und der Erfahrung bei
Radar-Füllstandanwendungen in der
VEGA-Firmengruppe und den Vertriebspartnern
weltweit.
Diese Erfahrung hat sich mit dem
Beginn der VEGAPULS 50 Serie,
den Zweileiter-Radar-Füllstandmessgeräten,weiter
vergrößert.
Ich möchte mich bei all jenen
bedanken, die zu den Kapiteln der
Radaranwendungen beitrugen. Dies
schließt Doug Anderson, Dave
Blenkiron, Chris Brennan, Graeme
Cross und John Hulme in
Großbritannien, Paal Kvam von
Hyptech in Norwegen, Doug Groh und
seine Kollegen von Ohmart VEGA in
USA, und Jürgen Skowaisa und Roger
Ramsden von VEGA Deutschland ein.
Ein Dank auch an die VEGA-
Vertriebsabteilungen in Deutschland
und Großbritannien für ihre Hilfe beim
Danksagung
Anfertigen und Redigieren von Bildern
und Fotos.
Ein Dank an alle anderen ungenannten
Mitwirkenden.
Schließlich sind die wichtigsten
Mitwirkenden an diesem Buch alle
Anwender der VEGA-Radar-Füllstandmessgeräte
weltweit, ohne die unser
hohes Fachwissen in der Prozessradar-
Füllstandmesstechnik nicht möglich
wäre.
Peter Devine
Produktmanager
Vega Controls Ltd.
xi

Für die Füllstandmessung hat die
Radartechnik viele technische Vorteile.
Radar ermöglicht berührungslose
Sensoren, die praktisch unbeeinflusst
von Änderungen der Prozesstemperatur,
des Drucks oder der Gas- und
Staubschichten innerhalb eines Behälters
sind.
Außerdem wird der Messwert nicht
durch Änderungen der Dichte, der
Leitfähigkeit und der Dielektrizitätszahl
des zu messenden
Produktes oder von der Luftbewegung
über dem Produkt beeinflusst.
Diese Vorteile wurden für die
Prozessindustrie mit der Entwicklung
des Zweileiter-Radar-Füllstandmessgerätes,
das wenig kostet und hohe
Anforderungen erfüllt, immer mehr
von Bedeutung.
Dieser Durchbruch im Sommer
1997 erzeugte einen einmaligen Boom
in der Verwendung von berührungslosem
Mikrowellenradar für Füllstandanwendungen
bei Flüssigkeiten und
Feststoffen.
Dieses Buch soll ein Fachbuch für
all jene sein, die an der Technologie,
der Anwendung und der praktischen
Installation von Radar-Füllstandsensoren
interessiert sind. Hochgenaue,
eichfähige Messungen werden in diesem
Buch nur am Rande behandelt.
Es werden die Geschichte des
Radars, die physikalischen Grundlagen
und Verfahren, sowie verschiedene
Einleitung
Radarantennen, mechanische und elektrische
Installationen dargestellt.
Radar wird mit anderen Prozess-
Füllstandmessverfahren verglichen,
und es werden viele Beispiele der
unzähligen Anwendungsmöglichkeiten
des Radarsensors in der Industrie gegeben.
Die Radar-Füllstandsmessung ist
„erwachsen" geworden. Wir hoffen,
dass dieses Buch Ihnen helfen wird,
das Potential dieser neuesten und fast
universellen Füllstandmesstechnik zu
erkennen.
Mehr als alles andere hoffe ich, dass
es Ihnen gefällt, in den Seiten dieses
Buches zu blättern.
Peter Devine
Produktmanager
Vega Controls Ltd
xiii

Teil I
Geschichte des Radars
Physikalische Grundlagen des Radars
Radartypen
xv

1. Geschichte des Radars
James Clerk Maxwell sagte bereits
1864 in seiner Theorie des Elektromagnetismus,
die Existenz von
Funkwellen vorher. Mathematisch zeigte
er, dass sich alle elektromagnetischen
Wellen, unabhängig von ihrer
Wellenlänge, mit der gleichen
Geschwindigkeit im freien Raum ausbreiten.
Diese Geschwindigkeit liegt
etwa bei 300.000 Kilometern pro
Sekunde, der Lichtgeschwindigkeit.
Heinrich Rudolf Hertz bestätigte
Maxwells Theorie durch seine
Experimente, die er von 1886 bis 87 an
der Technischen Universität Karlsruhe
durchführte. Er benutzte einen Elektrodenabstandssender
zur Erzeugung
von Entladungsstößen hochfrequenter
elektromagnetischer Schwingungen
(Wellen) bei 455 MHz bzw. einer
Wellenlänge von 0,66 Metern.
Hertz bestätigte, dass diese elektromagnetischen
Funkwellen dieselbe
Geschwindigkeit wie Licht haben, und
durch metallische und nichtleitende
Körper reflektiert werden können.
Zusätzlich zu den Reflexionseigenschaften
zeigte Hertz, dass Funkwellen,
genauso wie Licht, über Brechung,
Beugung, Polarisation und Interferenzen
verfügen. Wie wir heute wissen,
waren diese frühen Experimente mit
reflektierenden Funkwellen an metallischen
Platten die ersten Formen des
Radars.
Der deutsche Ingenieur Christian
Hülsmeyer stellte den ersten Vorläufer
des Radargeräts her. 1904 wurde es in
verschiedenen Ländern unter dem
Namen „Telemobiloskop” patentiert,
und wurde beschrieben als „ein
Hertz`sche Wellen erzeugender und
empfangender Apparat, der zur
Anzeige von und dadurch zur Warnung
vor der Gegenwart eines metallischen
Körpers (wie Schiff oder Zug), in der
Ausbreitungsrichtung solcher Wellen
dient”.
Bild 1.1 - J.C.M.F: James Clerk Maxwell -
sagte die Existenz von Funkwellen in seiner
Theorie des Elektromagnetismus vorher.
Bild 1.2 - I.N.T.: Heinrich Hertz -
Hertz bestätigte durch Experimente, dass
elektromagnetische Funkwellen dieselbe
Geschwindigkeit wie Licht haben und durch
metallische und nichtleitende Körper reflektiert
werden können.
1

Bild 1.3 - D.M.M.: Christian Hülsmeyer
produzierte den ersten patentierten Vorläufer
des Radargerätes 1904
Ein zusätzliches Patent im gleichen
Jahr beschreibt „Verbesserungen im
Hertz`sche Wellen erzeugenden und
empfangenden Apparat zur Bestimmung
der Position und des Abstandes
metallischer Gegenstände”.
Eine erfolgreiche Vorführung des
Telemobiloskops auf dem Internationalen
Schifffahrtskongress in Rotterdam
und der deutschen Marine fand 1904
statt. Das Telemobiloskop wurde
jedoch als unausgereift angesehen und
war kein kommerzieller Erfolg.
Guglielmo Marconi wurde als
Pionier der transatlantischen Funkverbindung
berühmt. 1922 erkannte
Marconi außerdem die Möglichkeit
der Nutzung des Kurzwellenfunks zur
Erkennung von metallischen Gegenständen.
Marconi stellte sich den
Nutzen des Funks zur Schiff-Schiff-
2
Erkennung bei Nacht und im Nebel
vor. Leider hatte er zu diesem
Zeitpunkt nicht die Unterstützung und
die Hilfsmittel diese Ideen weiter auszuführen.
Vor dem 2. Weltkrieg wurde das
Radar unabhängig voneinander in verschiedenen
Ländern wie Großbritannien,
Deutschland, Italien, den
Vereinigten Staaten, Frankreich und der
Sowjetunion weiter entwickelt.
1934, nach einer Serie von Experimenten
in den Marineforschungslaboratorien
der Vereinigten Staaten,
wurde ein Patent für Taylor, Young und
Hyland für ein „System zur Gegenstandserkennung
durch Funk” bewilligt.
Bild 1.4 - GEC Marconi Guglielmo Marconi -
erkannte 1922 die Möglichkeit der Nutzung
des Kurzwellenfunks zur Erkennung von
metallischen Gegenständen.

Bild 1.5 - I.W.M.: Sir Robert Watson-
Watt - spielte in den Dreißiger- und
Vierzigerjahren des 20. Jahrhunderts
eine entscheidende Rolle in der
Entwicklung des britischen Radars.
Der britische Wissenschaftler Robert
Watson-Watt überreichte im Februar
1935 einen Artikel dem „Tizard
Committee for the Scientific Survey of
Air Defence” über „die Erkennung und
Ortung von Flugzeugen mittels
Funkmethoden”.
Danach wurde ein praktischer Versuch
mit Hilfe eines BBC Rundfunksenders
in Daventry durchgeführt. In
ca. 9 km Entfernung wurde ein getrennter
Empfänger, der an ein Oszilloskop
angeschlossen war, zur Erkennung
eines Flugzeuges, das zwischen
Sender und Empfänger flog, benutzt.
Sowohl das amerikanische System
als auch das Watson-Watt Experiment
waren CW-Radarsysteme (CW: continuous
wave - kontinuierliche Wellen).
Eine konstante einzelne Frequenz wird
von einem Punkt übertragen und von
einem Empfänger an einer anderen
Stelle detektiert, dies bezeichnet man
als CW-Welleninterferenzradar oder als
bistatisches CW-Radar. Der Empfänger
kann auch Frequenzverschiebungen,
1. Geschichte des Radars
verursacht durch den Dopplereffekt,
des vom Zielobjekt reflektierten
Signals erkennen. Die Interferenz zwischen
der Frequenz des direkten und
des reflektierten Signals bei einer
geringfügig unterschiedlichen Frequenz
zeigt die Gegenwart eines Zielobjektes
an.
Man kann diesen Effekt auch am
Fernsehbildschirm beobachten, falls
man unglücklicherweise in der Einflugschneise
eines Flughafens wohnt. Das
Bild am Bildschirm kann mit regelmäßigen
horizontalen Streifen flimmern,
die sich vertikal über den Bildschirm
schieben, wenn ein Flugzeug im
Anflug ist. Dieser Effekt verringert
sich, wenn das Flugzeug direkt darüber
ist, und verstärkt sich wieder, wenn das
Flugzeug weiterfliegt. Das CW-
Welleninterferenzradar in Daventry war
kein praktisches Gerät. Es konnte zwar
das Vorhandensein, aber nicht die Position
eines Zielobjektes erkennen.
Die britischen Bemühungen setzten
sich nach Daventry in Orford Ness und
dann in der Nähe von Bawdsey Manor
an der Suffolk Küste fort. Es war klar,
dass man ein Pulsradar benötigt, um
die benötigte Entfernungs- und Richtungsinformation,
die für ein Verteidigungssystem
wichtig sind, zu liefern.
Unter der Leitung von Watson-Watt
entwickelten die Briten ein Verteidigungssystem
von CH- (chain home)
Radarstationen, die schließlich alle
Küstenanflüge auf England erfassten.
Die normalen „Chain Home Radars”
hatten eine relativ niedrige Frequenz,
die zwischen 22 und 33MHz lag.
(Wellenlänge zwischen 10 und 13,5
Metern) Sie hatten eine Sendeleistung
von 200 kW und eine Reichweite von
190 km.
3

Bild 1.6 - I.W.M.: Britische „Chain Home
Radar” Antennen - Radar war während des
2. Weltkriegs ein wichtiges Werkzeug in der
Verteidigung Großbritanniens.
Die CH-Radarsysteme mit ihrer
hohen Reichweite waren jedoch
unfähig tieffliegende Flugzeuge zu
erfassen, deshalb wurden sie von CHL
(Chain Home Low) Radarsendern
ergänzt, diese hatten eine kürzere
Reichweite und deckten die geringeren
Höhen ab, die von den CH-
Transmittern übersehen wurden. Sie
wurden bei 200 MHz betrieben.
(Wellenlänge 1,5 Meter)
Es ist erwiesen, dass das CH- und
CHL-Netzwerk von Radarstationen im
Sommer 1940 eine entscheidende Rolle
in der Schlacht um England spielte.
Dies ermöglichte es, die Jagdflugzeuge
der Royal Air Force an den Orten einzusetzen,
wo sie gebraucht wurden. So
wurde die begrenzte Anzahl der Piloten
und deren Maschinen nicht mehr für
lange Patrouillenflüge „verschwendet”.
Die deutsche Radarentwicklung in
den späten 1930ern wurde ebenso im
4
Geheimen durchgeführt. Während in
Großbritannien die Entwicklungsanstrengungen
auf die Luftverteidigung
konzentriert waren, wurden in Deutschland
verschiedene Radarentwicklungen
für die Marine, Armee und die Luftwaffe
durchgeführt.
In die deutsche Marineforschung
einbezogene Firmen produzierten eine
Reihe von Seeaufklärungs-Radarempfängern,
Seetakt genannt, die auf
Schiffen montiert wurden. Sie wurden
bereits 1938 geliefert, hatten eine
Frequenz von 366 MHz (Wellenlänge
82 cm), und waren auf namhaften
Schlachtschiffen wie Bismarck und
Graf Spee installiert.
Die deutsche Marineentwicklung
produzierte die „Freya-Reihe” von
Aufklärungsradar, die mit 125 MHz
arbeiteten (Wellenlänge 2,4 m). Diese
stellte sich als wirksames Langstreckenradar
für Flugzeuge heraus, und
wurde daher zur Frühwarnung an die
Luftwaffe geliefert. Allerdings konnte
es keine Höheninformationen liefern.
Andere bekannte deutsche Radarsysteme
waren die Parabolantennen-
Sender „Würzburg” und „Würzburger
Riese”. Die normalen „Würzburgs”
wurden im allgemeinen zur
Ausrichtung von Suchscheinwerfern
und Abwehrgeschützen genutzt und die
„Würzburger Riesen” zum Aufspüren
von Eindringlingen und zur Führung
von Nachtjagdflugzeugen, die jene
abfangen sollten.
In gleicher Weise wie das britische
„Chain-Home-System” bildeten die
Deutschen ein Verteidigungsnetzwerk
mit „Himmelbett”-Radarstationen. Die
vier „Pfosten” des Betts, bestanden aus
einem Freya-Frühwarnradar, einem
Würzburg-Radar zur Aufspürung von

eindringenden Flugzeugen, einem
Würzburg-Radar um die Nachtkampfflugzeuge
zum Eindringling zu führen
und einem „Seeburgtisch” um das
Abfangen darzustellen.
Bild 1.7 - I.W.M.: Oben - die berühmte
Aufklärungs-Luftaufnahme einer deutschen
Würzburg-Radarantenne bei Bruneval in
Nordfrankreich. Diese Aufnahme alarmierte
die Briten, die dadurch von der Existenz und
dem fortgeschrittenen Stadium des deutschen
Abwehrradars erfuhren, und führte zu einem
Angriff, bei dem einzelne Teile des Radars
zur Analyse nach England gebracht wurden.
Bild 1.8 - P.D.: Rechts - das deutsche
Würzburg-Radar wurde zur Ausrichtung von
Suchscheinwerfern und Abwehrgeschützen
zur Aufspürung von einzelnen Eindringlingen
und zur Führung von Nachtjagdflugzeugen
genutzt.
1. Geschichte des Radars
Dieses Verteidigungssystem, benannt
nach dem für die Nachtkampfflugzeuge
verantwortlichen General, wurde als
„Kammhuber-Linie” bekannt.
5

Sowohl Großbritannien als auch
Deutschland entwickelten Flugzeugradar
zum Abfangen von Kampfflugzeugen
bei Nacht. 1937 starteten
britische Versuche für Flugzeugradar
mit der Produktion des „AI Mark I”,
welches im Mai 1939 „in die Luft”
ging. Das erste praktische britische
Flugzeug-Abfang-Radar war das „AI
Mark IV”, das zum ersten Mal im
August 1940 getestet wurde.
In Deutschland war das Lichtenstein-Flugzeug-Radar
Mitte 1941 verfügbar.
Die charakteristische äußere
Radarantennengruppe der Lichtenstein
verursachte einen merklichen aerodynamischen
Luftwiderstand. Dies konnte
die Flugzeuggeschwindigkeit um fast
40 km/h reduzieren. 1943 war die
Reichweite bis zu 6000 Metern erweitert
worden.
Bild 1.9 - I.W.M.:Britisches Flugzeugradar -
AI Mark IV, entwickelt zum Abfangen von
Kampfflugzeugen bei Nacht.
6
Es wurde den Radarforschern klar,
dass eine kürzere „zentimetrische”
Wellenlänge nützlicher für eine Anzahl
von Anwendungen wäre. Die höhere
Frequenz könnte für eine
Bodenabbildungs Radareinheit genutzt
werden, um Städte und andere geographische
Merkmale zu lokalisieren.
Die Problematik bestand darin, ein
Verfahren zu finden, das genügend
Leistung bei der gewünschten
Wellenlänge von 10 Zentimetern
erzeugte.
Bild 1.10 - I.W.M.: Deutsches Flugzeugradar
„Lichtenstein”,Verfügbar Mitte 1941 . Die äußeren
Radarantennen verursachten einen merklichen
aerodynamischen Luftwiderstand.

Im späten Februar 1940 gelang John
Randall und Harry Boot (Forscher an
der Universität Birmingham) der entscheidende
Durchbruch, als sie die
weltverändernde Erfindung, das Hohlraum-Magnetron
testeten.
Das Herz dieses Hohlraum-Magnetrons
war ein einfacher fester Kupferblock
mit sechs eingefrästen Hohlräumen.
Im Zentrum war die Kathode.
Legte man ein starkes Magnetfeld und
Hochspannung zwischen dem Kupferblock
und der Kathode an, schwang der
Elektronenstrom synchron innerhalb
der Hohlräume mit, anstatt direkt zur
Kupferblockanode zu fließen. Die
Schwingungsfrequenz wurde mit ungefähr
3 GHz berechnet (10 Zentimeter
Wellenlänge).
Die theoretischen Berechnungen des
Prototyps des Hohlraum-Magnetrons
waren richtig. Die eigentliche
Wellenlänge wurde mit 9.87 Zentimeter
bestimmt und die Leistung des
Prototyps war 400 Watt.
1. Geschichte des Radars
Bild 1.11 - GEC: Hohlraum-Magnetron - die
weltverändernde Erfindung erfunden 1940 von
John Randall und Harry Boot.
Die Fabrikation des Hohlraum-
Magnetrons folgte sehr schnell und die
Ausgangsleistung wurde merklich
vergrößert. Großbritannien entwickelte
Flugzeugabfang-Radargeräte für Nacht
kämpfe mit einen verbesserten Fernund
Nahbereich. Es war das
AI Mark VII , das Mitte 1942 eingeführt
wurde. Das verbesserte AI Mark
VIII ging in die Massenproduktion und
wurde vielfältig genutzt.
Bild 1.12&1.13 - H.R.A.: Das Hohlraum-Magnetron wurde im zentrimetrischen „Mikrowellen”-
Flugzeugradar benutzt und erzeugte einen Quantensprung in der Leistung. Die Radar-
Parabolantenne wurde in einer Nasenanordnung aus Kunststoff geschützt.
7

Großbritannien benutzte das Hohlraum-Magnetron
auch in der Entwicklung
eines H2S genannten Bodenabbildungsradars.
Dieses Gerät ermöglichte
es, Flugzeuge genau zu ihren
Bestimmungsorten zu navigieren, ohne
die Hilfe von am Boden befindlichen
Funkfeuern oder Leitstrahlen.
Großbritannien teilte diese geheime
Mikrowellentechnologie mit den
Vereinigten Staaten, wo zusätzliche
Entwicklungen im Strahlungs-Labor
des Massachusetts Institute of
Technology (MIT) stattfanden. Durch
die am MIT durchgeführte Arbeit wurden
weitere Flugzeugabfang- und
Feuerleitradargeräte produziert und an
die alliierten Truppen geliefert. Das
amerikanische SCR-720 (als AI Mark
X in Großbritannien bekannt) wurde
Ende 1942 zuerst an die US-Luftwaffe
geliefert.
Diese Radareinheit war noch lange
nach Kriegsende ein Standardgerät.
Geheimhaltung zu Kriegszeiten
bedeutete, dass man Funkerfassungsgeräten
kodierte Namen gab. In
Großbritannien wurde das „Chain
8
Home Radar“, in der Hoffnung seine
wirkliche Funktion zu verschleiern, als
RDF, nach den bestehenden Funkpeilsystemen,
bezeichnet. Radar als
„Dezimeter-Telegrafie” oder „De-Te”
verschleiert.
Die Amerikaner führten das allgemein
benutzte Palindrom RADAR oder
„Radio Detection and Ranging” ein.
Die Geschichte der Entwicklung des
Radars im Laufe des Zweiten Weltkrieges
ist ein riesiges Themengebiet.
Viele Geräte wurden entwickelt. Maßnahmen
und Gegenmaßnahmen wurden
im Radarkrieg unternommen.
Seit 1945 wird Radar mehr und
mehr für zivile Anwendungen genutzt.
Die riesigen Würzburg-Parabolantennen
wurden später als Radioteleskope
genutzt.
Die Entwürfe wurden weiterentwickelt
und vergrößert, und können am
Jodrell-Bank-Observatorium nahe
Manchester besichtigt werden. Das
dortige Radarsystem hat einen Parabolspiegeldurchmesser
von 75 Metern.
Bild 1.14 - P.D: „AWAC” Frühwarnflugzeug mit Radarsystem. Ziele können auch über weite
Entfernungen erfasst werden.

Der Planet Venus ist, von der Erde
aus gesehen, einer der hellsten
Himmelskörper. Allerdings konnten
die Rätsel unseres nahen Nachbarn im
Sonnensystem nur mit der Hilfe des
Radars aufgedeckt werden. Die
Oberfläche der Venus ist in dichte
Dunstwolken gehüllt, die aus
Kohlendioxydgas, mit einem Druck
von 90 Bar und einer durchschnittlichen
Temperatur von 750 K, bestehen.
Um den Radius der Umlaufbahn der
Venus zu bestimmen wurden erdgebundene
Pulsradarmessungen über
einen längeren Zeitraum durchgeführt.
Doppler-Verschiebungsmessungen von
der Oberfläche wurden benutzt um die
Umlaufgeschwindigkeit des „eingehüllten
Planeten” zu bestimmen. Der
„Venus-Tag” wurde mit 243 Erden-
Tagen ermittelt.
Während der Siebzigerjahre des
20. Jahrhunderts wurden durch Radarvermessungen
des Planeten Oberflächenmerkmale
wie Krater entdeckt.
1. Geschichte des Radars
Bild 1.15 - P.D: Jodrell Bank - das Observatorium
in der Nähe von Manchester - mit einem
Parabolspiegeldurchmesser von 75 Metern.
Bild 1.16 - P.D: Ortung durch Radar ist nicht immer wünschenswert. Riesige Geldsummen wurden
ausgegeben, um die Tarnung des F117 Jagdflugzeuges zu verbessern und die Radarreflexion zu
minimieren.
9

Radar-Technologie ist ein Teil unseres
täglichen Lebens. Das Hohlraum-
Magnetron wird in Mikrowellenherden
benutzt. CW-Radar (Dauerstrichradar)
wird zur automatischen Türerkennung
und Fahrzeug-Geschwindigkeitsmessung
benutzt. Andere bekannte zivile
Radar-Anwendungen sind Luftverkehrsüberwachung,
Schifffahrt und
Wetterradar.
In den Dreißiger Jahren entwickelte
Funk-Höhenmesser benutzten eine
Radarform, die als FM-CW oder als
frequenzmoduliertes Dauerstrichradar
bezeichnet wird.
Das gleiche FM-CW-Messverfahren
wurde in den Siebzigern des 20.
Jahrhunderts zur Produktion des ersten
Radar-Füllstandmessgerätes benutzt.
Anfänglich wurden diese Radar-Füllstandmessgeräte
benutzt, um Erdölerzeugnisse
in Supertankern zu messen.
Weiterentwicklungen der FM-CW-
Füllstandmessgeräte führten Mitte der
80er zu ihrer Verwendung in
Lagertanks an Land. Diese teuren, hoch
genauen Systeme waren ursprünglich
für eichfähige Messungen von
10
Edölerzeugnissen vorgesehen. Später
wurden FM-CW-Radarsender mit
geringer Genauigkeit auch für die
Fertigungsindustrie verfügbar.
In den späten 80ern wurden Pulsradar-Füllstandmessgeräte
für Anwendungen
der Prozessmesstechnik weiterentwickelt.
Die Verfügbarkeit von
geeigneten Dioden und Festkörperkomponenten
wie GaAs-FET-Oszillatoren
ermöglichte es, kostengünstige Radar-
Füllstandmessgeräte auf den Markt zu
bringen.
1997 wurde eine bedeutende
Verbesserung bei der Spezifikation
erzielt: VEGA produzierte das erste
eigensichere Zweileiter-Radarfüllstandmessgerät
der Welt. Damit war zum
ersten Mal ein Radar-Füllstandmessgerät
verfügbar, das die hohen
Anforderungen erfüllte und preisgünstig
war.
Es ist anzunehmen, dass diese
Entwicklung im neuen Jahrtausend
weitergeht, und dass Radar-Füllstandmessgeräte
ebenso gebräuchlich werden
wie z.B. Differenzdruck-Messumformer.
Bild 1.17 - VEGA: Im Bereich der
Radar-Füllstandmessungen ergaben
sich technologische Fortschritte durch
eigensichere Zweileitersensoren.

Vergleich: Früher - Heute
Bild 1.18 & 1.19 - I.W.M: Eine unbearbeitete Echokurve auf dem
Oszilloskop musste von geübten Bedienungspersonal interpretiert
werden, die das britische „Chain Home Low”-Radar benutzten.
Bild 1.20 - VEGA: Umfassende Informationen sind bei der PC-
Echokurve des neuesten Zweileiter-Füllstandmessgerätes verfügbar.
1. Geschichte des Radars
11

Inhalt
Vorwort ix
Danksagung xi
Einleitung xiii
Teil I
1. Geschichte des Radars 1
2. Physikalische Grundlagen des Radars 13
3. Radartypen 33
1. CW-Radar 33
2. FMCW-Radar 36
3. Pulsradar 39
Teil II
4. Radar-Füllstandmessung 47
1. FMCW-Radar 48
2. Pulsradar 54
3. Frequenzwahl 62
4. Genauigkeit 68
5. Leistung 74
5. Radarantennen 77
1. Hornantennen 81
2. Dielektrische Stabantennen 92
3. Standrohrantennen 101
4. Parabolantennen 106
5. Planarantennen 108
Richtcharakteristik von Antennen 110
6. Installation 115
A. Mechanischer Einbau 115
1. Flüssigkeitsanwendungen - Hornantenne 115
2. Flüssigkeitsanwendungen - Stabantenne 117
3. Allgemeine Einbauhinweise 120
4. Standrohre und Bypass-Rohre 127
5. Messung durch Behälterwand und Radarfenster 134
6. Messung von Schüttgütern mit Hornantennen 139
B. Elektrische Anschlussvarianten 141
1. Nicht-Ex-Anwendungen 141
2. Geräte für Ex-Anendungen 144

2. Physikalische Grundlagen
Die Lichtgeschwindigkeit im freien
Raum ist 299.792.458 Meter pro
Sekunde, aber wer kann die Zeit so
genau messen? Die Berechnungen in
diesem Buch werden mit 300.000
Kilometer pro Sekunde oder 3×108 Elektromagnetische Wellen
Meter pro Sekunde durchgeführt.
Maxwells Theorien vom Elektromagnetismus
wurden durch die Versuche
von Heinrich Hertz bestätigt. Das
zeigte, dass sich alle Formen von
elektromagnetischer Strahlung mit
Lichtgeschwindigkeit im freien Raum
ausbreiten. Dies bezieht sich ebenso
auf Langwellenrundfunkübertragungen,
Mikrowellen, auf infrarotes, sichtbares
und ultraviolettes Licht, sowie auf
Röntgen- und Gammastrahlen.
Maxwell zeigte, dass die Ausbreitungsgeschwindigkeit
von Licht im
freien Raum durch folgende Gleichung
bestimmt wird:
c o
=
Amplitude
1
( µ o x ε o
Abb. 2.1
(Gl. 2.1)
C o Geschwindigkeit der elektromagnetischen
Welle im Vakuum in
Meter/Sekunde
µ o
ε o
die Permeabilität im freien Raum
(4 π x 10 -7 Henry / Meter)
die Dielektrizitätskonstante im freien
Raum (8.854 x 10 -12 Farad / Meter)
)
Die Geschwindigkeit einer elektromagnetischen
Welle ist das Produkt aus
der Frequenz und der Wellenlänge.
c
=
f x λ
c Geschwindigkeit der
elektromagnetischen Welle in
Meter/Sekunde
f Geschwindigkeit von
elektromagnetischen Wellen in
Sekunde -1
λ Wellenlänge in Meter
Das ursprüngliche Hohlraum-Magnetron
hatte eine Wellenlänge von
9,87 Zentimetern. Dies entspricht einer
Frequenz von 3037,4 MHz
(3,0374 GHz).
Die Frequenz eines Pulsradar-
Füllstandmessgerätes ist z.B. 26 GHz
oder 26·10 9 Schwingungen pro
Sekunde. Dies entspricht einer
Wellenlänge von 1,15 Zentimetern.
Die elektromagnetischen Wellen
haben einen elektrischen Vektor und
einen magnetischen Vektor, die
senkrecht zueinander und senkrecht zur
Ausbreitungsrichtung der Welle stehen.
Dies wird im Abschnitt über die
Polarisation weiter erörtert und
veranschaulicht. Der elektrische Vektor
hat eine wichtige Bedeutung bei Radarmessungen.
λ Richtung der Welle
(Gl. 2.2)
13

Das elektromagnetische Spektrum
14
Die Mikrowellenfrequenzen des
elektromagnetischen Spektrums.
Der Bereich für Radar-Füllstandmessungen
liegt zwischen 6,3 GHz
(4,7 cm) und 26 GHz (1,15 cm).

2. Physikalische Grundlagen des Radars
Abb. 2.2: Elektromagnetisches Spektrum
Alle elektromagnetischen Wellen breiten sich mit Lichtgeschwindigkeit im freien Raum
aus. Dieses Spektrum zeigt die Frequenzbereiche und die Wellenlängen von elektrischen
Wellen bis zu Gammastrahlen.
15

Dielektrizitätskonstante Permeabilität µ oder
relative Permeabilität µ r
In der Elektrostatik hängt die Kraft
zwischen zwei Ladungen von der
Stärke, der Trennung der Ladungen und
der Zusammensetzung des Mediums
zwischen den Ladungen ab. Die
Dielektrizitätskonstante ε ist die Eigenschaft
des Mediums, welche die Größe
der Kraft bewirkt. Je größer die Dielektrizitätskonstante
ist, desto niedriger ist
die Kraft zwischen den Ladungen. Der
Wert der Dielektrizitätskonstanten im
freien Raum (im Vakuum) ist:
ε 0 = 8.854 x 10 -12 Farad / Meter.
Relative Dielektrizitätskonstante
oder Dielektrizitätszahl
ε r
Das Verhältnis der Dielektrizitätskonstanten
eines Mediums zu der
Dielektrizitätskonstante im freien
Raum ist eine dimensionslose Kennzahl,
die als „relative Dielektrizitätskonstante”
oder als „Dielektrizitätszahl“
bezeichnet wird. Zum Beispiel ist
die Dielektrizitätszahl von Luft bei
20ºC nahe der des Vakuums (ca.
1.0005), während die Dielektrizitätszahl
von Wasser bei 20ºC ca. 80 ist.
(DK als Abkürzung für die Dielektrizitätszahl
ist weit verbreitet.)
Die Dielektrizitätszahl des zu
messenden Produktes ist für Radar-
Füllstandmessungen sehr wichtig. In
nichtleitenden Stoffen dringt ein Teil
der Mikrowellenenergie durch das
Produkt und der Rest wird von der
Oberfläche reflektiert.
Diese Eigenschaft von Mikrowellen
kann vorteilhaft benutzt werden, sie
kann aber auch in einigen Fällen Messprobleme
verursachen.
16
Der magnetische Vektor einer
elektromagnetischen Welle hat auch
Einfluss auf die Geschwindigkeit von
elektromagnetischen Wellen. Betrachtet
man die Geschwindigkeit in
nichtmagnetischen Gasen und
Dämpfen, so ist dieser Einfluss
vernachlässigbar. Verglichen mit den
Effekten der relativen Dielektrizitätskonstanten
oder der Dielektrizitätszahl
hat die relative Permeabilität des zu
messenden Produktes keinen wichtigen
Einfluss auf das reflektierte Signal. Bei
nicht magnetischen Gasen, die dem zu
messenden Produkt überlagert sind, ist
die relative Permeabilität µ r = 1.
Frequenz, Geschwindigkeit
und Wellenlänge
Wie bereits erwähnt, hängen die Frequenz
(f), Geschwindigkeit (c) und
Wellenlänge (λ) der elektromagnetischen
Wellen über die Gleichung
c = f x λ zusammen. Die Frequenz
bleibt von Änderungen im Ausbreitungsmedium
unbeeinflusst. Allerdings
können sich die Geschwindigkeit und
Wellenlänge je nach den elektrischen
Eigenschaften des Ausbreitungsmediums
ändern. Die Ausbreitungsgeschwindigkeit
wird berechnet (Gl. 2.3):
c Geschwindigkeit der elektromagnetischen Welle im
Medium in Meter/Sekunde
c o
c
µ r
εr =
c o
(µ r x ε r
Geschwindigkeit von elektromagnetischen Wellen
im freien Raum
Die relative Permeabilität (µ Medium / µ 0 )
Die Dielektrizitätszahl
)
(Gl. 2.3)

2. Physikalische Grundlagen des Radars
Änderungen der Wellenlänge und
Geschwindigkeit von Mikrowellen sind
in manchen Radar-Füllstandanwendungen
vorhanden. Änderungen der
Temperatur, des Druckes und der
Gaszusammensetzung haben nur einen
geingen Einfluss auf die Laufzeit von
Mikrowellen, da sich die Dielektrizitätszahl
des Ausbreitungsmediums
ändert.
Radar-Füllstandmessgeräte können
zur Messung von leitenden Flüssigkeiten
durch dielektrische “Fenster”
mit niedrigem ε r , wie Glas, Polypropylen
und PTFE, verwendet
werden. Die optimale Dicke des
dielektrischen Fensters ist λ/2 oder ein
Vielfaches von λ/2.
Polypropylen hat z.B. eine Dielektrizitätszahl
von 2.3, λ/2 ist 16 mm bei
einer Frequenz von 6,3 GHz,
verglichen mit λ/2 von ca. 26 mm im
Vakuum. Daraus ergibt sich auch, dass
die Geschwindigkeit von Mikrowellen
in Polypropylen nur ca. zwei Drittel der
Leerer Behälter: großes Echo vom
Metallboden
Geschwindigkeit in Luft beträgt.
Nichtleitende Flüssigkeiten mit
niedriger Dielektrizitätszahl können
mehr Energie absorbieren als sie von
der Oberfläche reflektieren. Die
Geschwindigkeit der Mikrowellen
innerhalb der Flüssigkeit ist langsamer
als im Gasraum darüber.
Sind zum Beispiel ca. 0.5 Meter
Lösungsmittel auf dem Boden eines
metallischen Behälters, dann erkennt
ein Radar-Füllstandmessgerät ein größeres
Echo vom Boden des Behälters,
als vom Produkt. Dieses große Echo
erscheint durch die geringere
Aubreitungsgeschwindigkeit innerhalb
des Lösungsmittels weiter entfernt als
es wirklich ist. Um sicherzustellen,
dass das Radar dem Füllstand des
Lösungsmittels folgt und nicht dem
Behälterboden, der sich bei der Befüllung
nach unten bewegt, muss dieser
Effekt von der Echoverarbeitungs-
Software berücksichtigt werden!
Abb. 2.3: Auswirkung der Dielektrizitätszahl auf die Laufzeit des Radars
Wenn der Behälter mit
Lösungsmittel gefüllt
ist, werden zwei Echos
empfangen.
Das Echo vom Boden
des Behälters scheint
durch die geringere
Laufgeschwindigkeit
des Mikrowellensignals
im Lösungsmittel weiter
weg.
Flüssigkeits-Echo
17

Der gleiche Effekt tritt auf, wenn man die Trennschichtmessung von Öl und
Wasser oder Lösungsmittel und auf Wasser basierende Flüssigkeiten mittels
Füllstandmessgeräten mit geführter Mikrowelle betrachtet.
Auswirkungen auf die Ausbreitungsgeschwindigkeit
von Mikrowellen
Radar-Füllstandmessgeräte können
fast universell eingesetzt werden, weil
sie so gut wie unbeeinflusst durch
Prozesstemperatur, Temperaturgradienten,
Vakuum und normale Druckschwankungen,
Gas oder Dunstzusammensetzung
und Bewegung des
Ausbreitungsmediums sind.
Allerdings verursachen Veränderungen
dieser Prozesszustände leichte
Schwankungen in der Ausbreitungsgeschwindigkeit,
weil sich die
Dielektrizitätszahl des Ausbreitungsmediums
verändert.
18
Öl-Echo
Referenzecho
(Wasser ohne Öl)
Wasser-Echo
Abb. 2.4: Trennschichtmessung
von Öl/Wasser
mittels Füllstandmessgeräten
mit geführter Mikrowelle.
Beachten Sie, dass das Echo
des Wassers eine geringere
Amplitude hat und weiter
weg erscheint. Die
Ausbreitungsgeschwindigkeit
des Mikrowellensignals in Öl
ist langsamer als in Luft.
Berechnung der Ausbreitungsgeschwindigkeit
von
Mikrowellen
Temperatur, Druck und die Gaszusammensetzung
des Gasraumes
haben Auswirkung auf die
Dielektrizitätszahl des Ausbreitungsmediums.
Dies beeinflusst die Ausbreitungsgeschwindigkeit
und damit
die Laufzeit der Radarwellen
Die Dielektrizitätszahl oder die
relative Dielektrizitätskonstante können
wie folgt berechnet werden:
εr = 1 + (εrN - 1) x
θN x P
θ x PN (Gl. 2.4)
εr berechnete Dielektrizitätszahl (relative
Dielektrizitätskonstante)
εrN Dielektrizitätszahl von Gas/ Dampf unter
Normalbedingungen (Temperatur 273K, Druck 1 bar
absolut)
θN Temperatur unter Normalbedingungen, 273 Kelvin
PN Druck unter Normalbedingungen, 1 bar absolut
θ Prozesstemperatur in Kelvin
P Prozessdruck in bar absolut

2. Physikalische Grundlagen des Radars
Aus Gleichung 2.4 und Gleichung
2.3 kann man den prozentualen Fehler,
der durch Schwankungen in der
Dielektrizitätszahl von unterschiedlichen
Gasen und den relativen Folgen
von Änderungen der Prozesstemperatur
und des Druckes verursacht wird,
berechnen.
Gase und Dämpfe
Definitionsgemäß ist die Dielektrizitätszahl
im Vakuum gleich 1. Die
Dielektrizitätszahlen der Gase und
Dämpfe über dem Produkt
Gas/Dampf
ε rN (Dielektrizitätszahl
unter Normal -
bedingungen)
unterscheiden sich davon, haben aber
nur eine geringe Auswirkung auf die
Genauigkeit des Radars.
Radar-Füllstandmessgeräte werden
üblicherweise in Luft kalibriert. Aus
diesem Grund zeigt folgende Tabelle
1. Dielektrizitätszahl von unterschiedlichen
Gasen bei normaler
Temperatur und Druck (273 K,
1 bar)
2. Prozentualer Fehler der Laufzeit in
Gasen verglichen mit Luft
%-Fehler gegenüber
Luft (bei normaler
Temperatur und Druck)
Vakuum 1.0000 + 0.0316
Luft 1.000633 0.0
Argon 1.000551 + 0.0041
Ammoniak / NH 3 1.006976 + 0.3154
Bromwasserstoff HBr 1.002994 - 0.1178
Chlorwasserstoff HCl 1.004078 - 0.1717
Kohlenmonoxid / CO 1.000692 - 0.00295
Kohlendioxid / C0 2 1.000985 - 0.0176
Äthan / C 2H6 1.001503 - 0.0434
Äthylen / C 2H4 1.001449 - 0.0407
Helium 1.000072 + 0.0280
Wasserstoff / H 2 1.000275 + 0.0179
Methan / CH 4 1.000878 - 0.0122
Stickstoff / N 2 1.000576 + 0.00285
Sauerstoff / O 2 1.000530 + 0.0052
Tabelle 2.1: Die Dielektrizitätszahlen unter Normalbedingungen, εε rN und der
prozentuale Fehler der durch die Dielektrizitätszahlen von typischen Prozessgasen
unter Normalbedingungen verursacht wird.
19

Temperatur
Hohe Temperaturen oder große Temperaturgradienten haben eine sehr geringe
Wirkung auf die Laufzeit von Mikrowellen innerhalb von Luft oder eines
Gasraumes. Bei einer Temperatur von 2000ºC ist die Abweichung nur 0.026 % des
Messwertes bei 0ºC. Radar-Füllstandmessgeräte mit Luft- oder Stickstoffkühlung
werden, z.B. für flüssiges Metall und Stahlanwendungen benutzt.
% Fehler
Abb. 2.5: Temperatureffekt bei Radarmessungen unter Normaldruck
20
0.03
0.025
0.02
0.015
0.01
0.005
0.0
0
250 500 750 1000 1250 1500 1750 2000
Temperatur in °C

2. Physikalische Grundlagen des Radars
Druck
Druck hat einen geringen aber merklichen Einfluss auf die Geschwindigkeit von
elektromagnetischen Wellen. Bei einem Druck von 30 Bar ist der Fehler nur
0.84 %. Bei steigendem Druck wird dieser Einfluss stärker und bei einem Druck
von 100 Bar ergibt sich bereits eine Geschwindigkeitsänderung von 2.8 %. Wenn
sich der Druck zwischen dem Luftdruck und maximal 100 Bar laufend verändert,
können die Geschwindigkeitsschwankungen durch Verwendung eines Drucksensors
kompensiert werden.
% Fehler
10
8
6
4
2
0
0
50 100 150 200 250 300 350 400
Druck in bar (absolut)
Abb. 2.6: Der Einfluss des Drucks auf Radarmessungen in Luft bei einer konstanten
Temperatur von 273K.
21

Hohlleiter, Standrohre und Bypass-Rohre
In den vorausgehenden Gleichungen
haben wir angenommen, dass sich die
Mikrowellen im „freien Raum“ im
Vakuum fortbewegen. In der Praxis hat
die Nähe von metallischen
Behälterwänden und anderen Strukturen
Einfluss auf die Ausbreitungsgeschwindigkeit
der Mikrowellen. Dies
gilt besonders dann, wenn Radar-
Füllstandmessgeräte in Bypass-Rohren
oder Standrohren eingebaut sind oder
wenn eine Hornantenne mit einer
Hohlleiterverlängerung eingebaut ist.
Leitende Produkte
Heinrich Hertz zeigte mittels eines
Elektrodenabstandsenders, dass elektromagnetische
Wellen von Metallgegenständen
und Objekten mit relativ
hoher Dielektrizitätszahl reflektiert
werden.
Radarsensoren messen leitende
wässrige Flüssigkeiten wie z.B. Säuren
und Laugen, wie auch andere leitende
Produkte zuverlässig: Von flüssigem
Metall bis zu Kohlestaub reichen seine
Einsatzgebiete.
Das elektrische Feld E wird kurzgeschlossen,
wenn die Mikrowellen des
Radars auf eine leitende Oberfläche
treffen. Der resultierende Strom im
leitenden Produkt bewirkt, dass die
Mikrowellen zurückgeleitet oder von
22
Wenn sich Mikrowellen innerhalb
eines metallischen Rohres ausbreiten,
dann scheint es, dass die
Aubreitungsgeschwindigkeit geringer
wird, weil die Mikrowellen von der
Innenwand des Rohres reflektiert
werden und Ströme auf der Innenfläche
des Rohres entstehen. Ist eine
Füllstandmessung mit Standrohr von
Vorteil, wird der sogenannte Hohlleitereffekt
durch Kalibrierung
ausgeglichen. Dieser Effekt wird später
genauer in den Kapiteln über Antennen
und mechanischen Installationen
besprochen.
Elektromagnetische Wellen zeigen die gleichen Eigenschaften
wie Licht
· Reflexion · Brechung
· Polarisation · Interferenz
· Beugung
Reflexion der elektromagnetischen Wellen
der Oberfläche reflektiert werden.
Radar-Füllstandmessgeräte messen
leitfähige Flüssigkeiten und Festkörper
besonders gut, weil die Mikrowellen,
mit Frequenzen zwischen 6,3 GHz und
26 GHz, von den leitenden Oberflächen
reflektiert werden und dadurch relativ
große Echos erzeugen.
Nichtleitende Produkte
Der Wert der Dielektrizitätszahl
(relative Dielektrizitätskonstante ε r )
wird umso wichtiger, wenn eine
Flüssigkeit oder ein Festkörper
nichtleitend ist. Die theoretische
Summe der Reflexionen an einer
dielektrischen Schicht kann mit
Gleichung 2.5 berechnet werden:

2. Physikalische Grundlagen des Radars
Sendeleistung: P1
Reflektierte Leistung: P2
Dielektrizitätszahl: ε r
Der Anteil an reflektierter Leistung an der
dielektrischen Schicht,
Toluon
Flüssigkeit mit einer niedrigen
Dielektrizitätszahl, ε r = 2.4
100
80
60
40
20
0
Π
=
0
P2
P1
Als Beispiel zwei typische Flüssigkeiten:
Π x 100% reflektierte Leistung
Π = 1-
Aceton
Flüssigkeit mit einer Dielektrizitätszahl,
ε r = 20
10 20 30 40 50 60 70 80
Abb. 2.7: Die reflektierte Radarleistung hängt von der Dielektrizitätszahl des zu
messenden Produktes ab.
Π
=
1-
4 x ε r
4 x 2.4
4 x
Π = 1-
( 1 + 2.4 ) 2
( 1 + εr) 2
(Gl. 2.5)
4,46 % der Leistung wird reflektiert. 40 % der Leistung wird reflektiert.
Dielektrizitätszahl ε r
20
( 1 + 20 ) 2
23

Bei Radar-Füllstandmessungen wird die von der Produktoberfläche reflektierte
Energie ab einer Dielektrizitätszahl ε r kleiner 5 kritisch. Das folgende Diagramm
zeigt diesen wichtigen Bereich.
Die meisten elektrisch leitenden Produkte oder Produkte mit einer Dielektrizitätszahl
größer 1,5 können mit Radar-Füllstandmessgeräten gemessen werden.
Standrohre können verwendet werden, die Mikrowellen für Produkte mit niedrigen
Dielektrizitätszahlen zu bündeln.
24
Π x 100% reflektierte Leistung
Dämpfung L, dB
20
15
10
5
0
1.0
1.5 2.0 2.5 3.0 3.5 4.0 4.5 5.0
Dielektrizitätszahl εr Abb. 2.8: Die reflektierte Radarleistung hängt von der Dielektrizitätszahl des zu
messenden Produktes ab. Dieses Diagramm zeigt den kritischen Bereich.
0
- 10
- 20
- 40
- 60
1.0 1.5 2.0 2.5 3.0 3.5 4.0 4.5 5.0
Dielektrizitätszahl ε r
Abb. 2.9: Reflexionsdämpfung in dB: Dämpfung L = 10 log P

2. Physikalische Grundlagen des Radars
Polarisation
Die elektromagnetischen Wellen
haben einen elektrischen Vektor E und
einen magnetischen Vektor B, die in
Phase aber rechtwinklig zueinander
stehen. Die Ausbreitungsrichtung der
Wellen ist senkrecht zu den
elektrischen und magnetischen
Vektoren,
Diagramm.
wie im nachfolgenden
Die Polarisation definiert die
Ausrichtung der elektromagnetischen
Wellen und bezogen auf die Richtung
des elektrischen Vektors. Die meisten
Prozess-Radar-Füllstandmessgeräte
B
E
zeigen lineare Polarisation wie im
Diagramm. Die Richtung der linearen
Polarisation wird durch die
Ausrichtung der Antenneneinkopplung
festgelegt. Die Eigenschaften der
Polarisation von Mikrowellen können
bei der Anwendung von Radar für
Füllstandmessungen wichtig sein.
In der Fernseh- und Mikrowellentechnik
wird die lineare Polarisation je
nach der relativen Ausrichtung der
Antennen, auch als horizontale oder
vertikale Polarisation, bezeichnet.
Ausbreitungsrichtung
der Mikrowellen
Abb. 2.10: Das Diagramm zeigt die lineare Polarisation und die relative Ausrichtung des
elektrischen Vektors E, des magnetischen Vektors B und die Ausbreitungsrichtung der
Mikrowellen.
25

Eine andere Polarisationsform ist die
elliptische Polarisation. Eine bestimmte
elliptische Polarisationsform ist die
kreisförmige Polarisation, dort drehen
sich der elektrische Vektor E und der
magnetische Vektor B um 360º im
Bereich einer einzigen Wellenlänge.
Die Polarisationsrichtung wird umgedreht,
wenn ein linear oder kreisförmig
polarisiertes Signal reflektiert wird. Es
ist bei kreisförmiger Polarisation möglich,
durch die Umkehrung der Polarisation
zwischen einem direkten Echo
und einem zweifach reflektierten Echo
zu unterscheiden.
Abb. 2.11: Die kreisförmige Polarisation hat zur Folge, dass sich die elektrischen und
magnetischen Vektoren innerhalb einer Wellenlänge um 360º drehen.
26
λ
Kreisförmige Polarisation kann auch
in Suchradars benutzt werden, um die
Reflexionen von Flugzeugen oder
Schiffen von Interferenzechos des
Regens zu unterscheiden. Die fast
kugelförmigen Regentropfen verursachen
eine bestimmte Umkehrung der
Polarisation, die leicht von der
Empfangsantenne unterdrückt werden
kann. Allerdings liefern die gestreuten
Reflexionen eines Schiffes oder
Flugzeuges ungefähr die gleiche
Summe von gedrehter und nicht
gedrehter Energie, die die Erkennung
ermöglicht.

2. Physikalische Grundlagen des Radars
Bei Radargeräten kann die lineare
Polarisationen benutzt werden, um die
Auswirkung von “falschen Echos” in
Prozessbehältern minimieren. Diese
Störechos können z.B. von Sonden,
Schweißnähten, Rührwerken und
Leitblechen stammen.
Die Auswirkung von Störechos
innerhalb eines Behälters kann, in einigen
Anwendungen, durch Drehen des
Radargerätes im Verbindungsflansch
oder Einschraubstutzen merklich
reduziert werden. Das Prinzip wird
unten veranschaulicht und im Abschnitt
der mechanischen Installationen in
Kapitel 6 ausführlich behandelt.
Polarisation kann zur Reduzierung der Amplitude von Störechos
benutzt werden.
B
Abb. 2.12: Wenn ein metallischer oder hoch dielektrischer Gegenstand in der gleichen
Ebene wie der elektrische Vektor der polarisierten Mikrowellen ausgerichtet wird,
empfängt das Radar-Füllstandmessgerät ein Echo mit großer Amplitude empfangen.
B
E
E
Ausbreitungsrichtung
der Mikrowellen
Ausbreitungsrichtung
der Mikrowellen
Abb. 2.13: Wenn der gleiche Gegenstand rechtwinklig zur Ebene des elektrischen
Vektors ausgerichtet wird, hat das empfangene Echo eine kleinere Amplitude.
Großes Echo
Kleines Echo
27

Beugung
Der Strahlungswinkel wird oft in
Verbindung mit Radarsendern diskutiert.
Dies erweckt den Eindruck,
dass die Radarantenne einen fein
gebündelten Strahl gegen ein Ziel
richtet. Das ist nicht der Fall.
Eigentlich dazu entwickelt, einen
gerichteten Strahl zu erzeugen, strahlt
eine Radarantenne etwas Energie in
alle Richtungen. Die Form des Strahls
Antenne
erinnert an eine Keule. Die Hauptkeule
ist für den größten Teil der
abgestrahlten Leistung verantwortlich.
In der kleineren Nebenkeule wird
schwächere Energie abgestrahlt. Dieses
Phänomen wird teilweise von der
Beugung verursacht. Außerdem
verursachen Auslöschungen die
Nullpunkte oder Kerben, die die
charakteristischen Nebenkeulen bilden.
Abb. 2.14: Die Keulenstruktur des Antennenstrahls wird durch Beugung und Auslöschung
hervorgerufen.
Brechung
Mikrowellen werden, in der gleichen
Weise wie Licht an einer Luft/Glasoder
Luft/Wasser-Schnittstelle, durch
eine Änderung des Dielektrikums
gebrochen. Dies kann ein Fenster
(PTFE/Glas/Polypropylen) oder eine
nichtleitende Flüssigkeit wie z.B. ein
Lösungsmittel sein.
28
Nebenkeulen
reflektierte
Energie
gebrochene
Energie
Auslöschung
a
β
Hauptkeule
Der Brechungswinkel hängt vom
Winkel der einfallenden Welle und vom
Verhältnis der Dielektrizitätszahlen an
der Schnittstelle ab.
Man kann die Brechungseigenschaften
von elektromagnetischen
Wellen ausnutzen, um eine
dielektrische Linse herzustellen, die
Mikrowellen fokussiert.
a
Mikrowelle
Schnittstelle
dielektrisches Fenster /
Produkt
Abb. 2.15:
Brechung & Reflexion

2. Physikalische Grundlagen des Radars
Interferenz - Phase
Problematische Interferenzeffekte werden hauptsächlich durch ungewolltes
Mischen von phasenverschobenen Signalen verursacht. Mikrowellensignale haben
eine sinusförmige Wellenform.
Phasenwinkel
45°
Abb. 2.16: In dieser Abbildung haben beide Sinussignale die gleiche Frequenz und
Amplitude, aber das zweite Signal ist um 45º phasenverschoben
Interferenz kann „konstruktiv“ sein, wo phasengleiche Signale ein Signal mit
einer höheren Amplitude erzeugen, oder sie kann destruktiv sein, wo sich um 180º
phasenverschobene Signale tatsächlich auslöschen.
phasengleiche Signale
180º phasenverschobene Signale
konstruktive Interferenz
destruktive Interferenz (Auslöschung)
Abb. 2.17: Schemazeichnung von konstruktiver und destruktiver Interferenz
29

Interferenz
Mikrowellen haben die gleiche
Interferenzcharakteristik wie Licht.
Dies kann möglicherweise Messprobleme
verursachen. Die Ursachen
für Interferenzen sollten beachtet und
bei Auswahl und Installation
berücksichtigt werden.
Folgende Fehler können zu
Signalinterferenzen führen: unzweckmäßige
Antennenform, falsche Montage
des Sensors, Einbau in einem
Stutzen oder zu nahe an der
30
A
C
B’
B B”
Behälterwand bzw. an Behältereinbauten.
Das Kapitel über die
Montage sollte dem Benutzer von
Radar-Füllstandmessgeräten helfen,
Fehlerquellen zu umgehen.
Allerdings nutzen wir die Vorteile
der destruktiven Interferenz, wenn in
leitende oder hoch dielektrische
Flüssigkeiten durch ein „dielektrisches
Fenster“, gemessen wird.
+ =
Abb. 2.18: Interferenz verursacht durch eine Antenne, die zu nahe an der Behälterwand
positioniert ist. Wird ein Radar-Füllstandmessgerät zu nahe an einer Behälterwand
positioniert, können Interferenzen vorkommen. Bei der indirekten Reflexion A B' B'' C
kann die Phase um 180º gegenüber der direkten Reflexion A B C verschoben sein. Aus
diesem Grund können sich Mikrowellen teilweise durch destruktive Interferenz aufheben.

2. Physikalische Grundlagen des Radars
Die Dicke des dielektrischen
Fensters muss der halben Wellenlänge
des Fenstermaterials entsprechen.
Bie der halben Wellenlänge heben
sich die Reflexionen der oberen un
unteren Fensteroberfläche gegenseitig
auf.
Es gibt eine 180º Phasenverschiebung
zwischen diesen Reflexionen und
ausgesendete
Welle
Kunststoffbehälter-Decke
ausgesendete Welle
Reflexion mit Phasenverschiebung
von der oberen Oberfläche
Reflexion ohne Phasenverschiebung
von der inneren Oberfläche
sie heben sich auf. Diese Installationsart
wird in Kapitel 6 über die Montage von
Radar-Füllstandmessgeräten erklärt.
Dort finden Sie eine Tabelle, die die
optimale Dicke der wichtigsten
Kunststoff- und Glasarten zeigt, die für
die Durchdringung mit Radarsensoren
geeignet sind.
Reflexion mit Phasenverschiebung
von der oberen Oberfläche
Reflexion ohne Phasenverschiebung
von der inneren Oberfläche
Abb. 2.19: Die Auslöschung ist ein Vorteil beim Einsatz von Radarsensoren, um durch ein
niedrig dielektrisches Fenster zu messen. Die Reflexion von der oberen Fensteroberfläche
und die Reflexion von der inneren zweiten Fensteroberfläche löschen sich gegenseitig
aus, wenn die Fensterdicke eine halbe Wellenlänge beträgt.
D
31

Inhalt
Vorwort ix
Danksagung xi
Einleitung xiii
Teil I
1. Geschichte des Radars 1
2. Physikalische Grundlagen des Radars 13
3. Radartypen 33
1. CW-Radar 33
2. FMCW-Radar 36
3. Pulsradar 39
Teil II
4. Radar-Füllstandmessung 47
1. FMCW-Radar 48
2. Pulsradar 54
3. Frequenzwahl 62
4. Genauigkeit 68
5. Leistung 74
5. Radarantennen 77
1. Hornantennen 81
2. Dielektrische Stabantennen 92
3. Standrohrantennen 101
4. Parabolantennen 106
5. Planarantennen 108
Richtcharakteristik von Antennen 110
6. Installation 115
A. Mechanischer Einbau 115
1. Flüssigkeitsanwendungen - Hornantenne 115
2. Flüssigkeitsanwendungen - Stabantenne 117
3. Allgemeine Einbauhinweise 120
4. Standrohre und Bypass-Rohre 127
5. Messung durch Behälterwand und Radarfenster 134
6. Messung von Schüttgütern mit Hornantennen 139
B. Elektrische Anschlussvarianten 141
1. Nicht-Ex-Anwendungen 141
2. Geräte für Ex-Anendungen 144

1a. CW, Dauerstrichradar
Beim Dauerstrich- oder CW-Radar
wird eine kontinuierliche unmodulierte
Frequenz übertragen und dessen Echos
werden vom Zielgegenstand empfangen.
Ist der Zielgegenstand ortsfest, ist
die Frequenz des Rückkehrechos gleich
der übertragenen Frequenz. Die
Entfernung des Gegenstandes kann
nicht gemessen werden.
Allerdings ändert sich die Frequenz
des Rückkehrechos eines beweglichen
Gegenstandes je nach der Geschwindigkeit
und Richtung des Gegenstandes.
Dies ist der bekannte „Doppler-
Effekt“. Der Doppler-Effekt wird an
der Änderung des Sirenentons eines
Notfahrzeuges, das an einem Fußgänger
vorbei rast, offensichtlich. Die
Tonhöhe des Sirenentons wird höher,
Empfangsfrequenz f t + f dp
3. Radartypen
wenn es sich dem Hörer nähert und
wird niedriger, wenn es sich entfernt.
Der Doppler-Effekt wird von Astronomen
auch zur Überwachung der
Expansion des Universums benutzt.
Durch das Messen der „Rotverschiebung“
des Spektrums entfernter Sterne
und Galaxien kann die Geschwindigkeit
der Expansion gemessen und das
Alter von entfernten Gegenständen
geschätzt werden.
Die Frequenz eines reflektierten
Signals ist höher, als die Frequenz des
gesendeten Signals, wenn sich ein
Gegenstand dem cw-Radarsender
nähert. Die Echo-Frequenz ist
niedriger, wenn sich der Gegenstand
vom Sender entfernt.
Frequenz des Sendesignals f t , Wellenlänge λ
Geschwindigkeit des
Zielobjektes v
Abb. 3.1: CW-Radar verwendet die Doppler-Verschiebung um Geschwindigkeitsmessungen
abzuleiten.
33

In Abb. 3.1 bewegt sich das Flugzeug
zum CW-Radar hin. Deshalb ist die
empfangene Frequenz höher als die
übertragene Frequenz und das Vorzeichen
von f dp ist positiv. Wenn sich
das Flugzeug vom Radar mit der
gleichen Geschwindigkeit fort bewegen
würde, wäre die empfangene Frequenz
f t - f dp .
v
1b. CW-Welleninterferenzradar oder bistatisches CW-Radar
1c. Mehrfrequenz-CW-Radar
Dauerstrichradar wird für Geschwindigkeitsmessungen
benutzt, aber
die Entfernung zu einem ortsfesten
Gegenstand kann nicht berechnet
werden. Allerdings gibt es eine Phasenverschiebung
zwischen dem
übertragenen Signal und dem
reflektierten Signal. Wenn die
Startposition des Objektes bekannt ist,
kann das CW-Radar durch Messen der
Phasenverschiebung des Echosignals
eine Änderung der Position bis zur
halben Wellenlänge (λ/2) der
34
λ x fdp = =
2
c x f dp
2 x f t
[Gl. 3.1]
Das CW-Radar wurde in frühen
Radar-Erkennungsversuchen benutzt,
wie z. B. bei dem berühmten Daventry-
Experiment von Robert Watson-Watt
und seinen Kollegen. Bei diesem
Experiment waren Sender und Empfänger
mit einen beachtlichen Abstand
voneinander entfernt. Ein beweglicher
Gegenstand wurde vom Empfänger
erkannt, weil es Interferenzen zwischen
der direkt vom Sender empfangenen
Die Geschwindigkeit des Zielobjektes
in der Richtung des Radars wird mit
Gleichung 3.1 berechnet.
c Geschwindigkeit der
Mikrowellen
v Geschwindigkeit des Zielobjekts
ft Frequenz des Sendesignals
fdp Doppler-Überlagerungsfrequenz, sie
ist proportional zur Geschwindigkeit
ft ± fdp Empfangsfrequenz,
das Vorzeichen von fdp hängt
davon ab, ob sich das Zielobjekt
nähert oder entfernt
Frequenz und der vom Zielobjekt
reflektierten Dopplerverschiebungs-
Frequenz gab. Obwohl man die
Anwesenheit des Gegenstandes
entdecken kann, können seine Position
und die Geschwindigkeit nicht
berechnet werden.
Diese Interferenzen treten z.B. auf,
wenn ein tieffliegendes Flugzeug das
Bild auf einem Fernsehschirm
beeinträchtigt. Siehe Abb. 3.2.
übertragenen Frequenz erkennen.
Obwohl die weitere Bewegung
detektiert wird, ist die Position
unbestimmt. Der nutzbare Messbereich
ist dadurch sehr eingeschränkt. Der
eindeutige Bereich ist gleich λ/2 der
Differenzfrequenz, wenn die Phasenverschiebungen
zweier leicht
unterschiedlicher CW-Frequenzen gemessen
werden. Diese Technik
beschränkt sich auf ein einzelnes Ziel.
Anwendbar bei Vermessungs- und
Objektküberwachungsaufgaben.

Reflektor
reflektiertes Signal
(frequenzverschobener
„Doppler-Effekt“)
Sendesignal
indirekter Übertragungsweg
3. Radartypen
Sendesignal
(direkter Übertragungsweg)
Fernsehempfangsinterferenz
Sender
Abb. 3.2: Die Auswirkungen eines tieffliegenden Flugzeuges beim Fernsehempfang sind
ähnlich der Erkennungsmethode durch ein CW-Welleninterferenzradar .
35

2. FMCW, frequenzmoduliertes Dauerstrichradar
Ein Einzelfrequenz-CW-Radar kann
nicht für Entfernungsmessungen benutzt
werden, weil es keinen Zeitbezugspunkt
gibt, um die Verzögerung
der Rückkehrechos vom Ziel zu
berechnen. Ein Zeitbezugspunkt kann
durch die Modulierung der Frequenz
erreicht werden.
Betrachtet man die Frequenz des
Sendesignals als linear aufsteigende
Rampe, dann ist die Differenz der
Sendefrequenz und der Frequenz des
reflektierten Signals proportional zur
Entfernung zum Ziel.
Ist R die Entfernung zum Ziel und
c die Lichtgeschwindigkeit, dann ist die
Laufzeit:
36
Frequenz
∆t
Abb. 3.3: Das Prinzip des FMCW-Radars.
f d
∆t =
Allerdings ist dieses Verfahren auf
die Messung eines einzelnen Zieles
beschränkt.
In Abb. 3.3 kann man sehen, dass
man die Zeit ∆t berechnen und daraus
die Entfernung R ableiten kann, wenn
die lineare Änderungsgeschwindigkeit
des Sendesignals bekannt ist und man
die Differenz zwischen der gesendeten
und empfangenen Frequenz f d misst.
gesendete Frequenz
2 x R
c
empfangene Frequenz
∆t =
2 x R
c
Zeit
(Gl. 3.2)

In der Praxis muss das FMCW-
Signal zwischen zwei unterschiedlichen
Frequenzen zyklisch sein.
Funk-Höhenmesser modulieren zwischen
4.2 GHz und 4.4 GHz. Radarfüllstandmessgeräte
modulieren typischer-
3. Radartypen
FMCW-Kurvenformen Sendefrequenz
Empfangsfrequenz
4.4GHz
4.2GHz
10 GHz
9 GHz
Frequenz
Frequenz
Frequenz
Zeit
weise zwischen ca. 9 GHz und 10 GHz
oder 24 GHz und 26 GHz.
Die zyklische Modulation von
FMCW-Radarsendern hat unterschiedliche
Formen, diese sind Sinus, Sägezahn
oder Dreieck.
Zeit
Zeit
Abb. 3.4:
Sinus-Schwingung
Wird üblicherweise in
Flugzeug-Funkhöhenmessern
zwischen
4.2 und 4.4 GHz
benutzt.
Abb. 3.5
Dreieckschwingung
Wird in FMCW-
Radarsendern benutzt.
Abb. 3.6
Sägezahnschwingung
Wird in den meisten
FMCW-Prozessradar-
Füllstandmessgeräten
benutzt.
37

Betrachtet man eine Dreieckschwingung
kann man eine Unterbrechung im
Ausgangssignal der Differenzfrequenz
f d erkennen. In der Praxis überlagert
man das empfangene Signal mit einem
Teil der gesendeten Frequenz, um eine
positive Differenzfrequenz zu
erzeugen, unabhängig davon ob sich
38
Frequenz
Differenz-
Frequenz
f d
die Modulation vergrößert oder
verkleinert.
Das untenstehende Diagramm setzt
voraus, dass sich die Entfernung des
Ziels nicht ändert. Wenn sich das Ziel
bewegt, würde sich eine Doppler-
Verschiebung in der Differenzfrequenz
ergeben.
Abb. 3.7 und 3.8: Der Richtungswechsel zwischen der steigenden und fallenden
Frequenzrampe verursacht eine kurze Unterbrechung im Messwert der Differenzfrequenz.
Dies muss ausgefiltert werden. Die gesendete Frequenz wird durch die rote
Linie und die empfangene Frequenz durch die dunkelblaue Linie dargestellt. Die
Differenzfrequenz wird im unteren Diagramm in hellblau gezeigt.
Zeit
Zeit

3. Pulsradar
a. Einfaches Pulsradar
Pulsradar wird und wurde für
Entfernungsmessungen seit den ersten
Anfängen der Radar-Technologie verwendet.
Die Grundform des Pulsradars
ist eine reine Laufzeitmessung. Man
sendet kurze Pulse im Millisekundenoder
Nanosekundenbereich und misst
die Laufzeit zum und vom Ziel.
Die Pulse eines Pulsradars sind
keine Monopulse mit einer einzelnen
3. Puls
gesendeter Puls
Abb. 3.9: Einfaches Pulsradar
Das Pulswiederholintervall t (die
Zeit zwischen zwei aufeinander
folgenden Pulsen) ist der Kehrwert der
Pulsfolgefrequenz f r oder PRF (engl.
Pulse Repetition Frequency). Die Pulsdauer
oder auch Impulsbreite τ ist ein
Bruchteil des Pulswiederholintervalls.
Das Pulswiederholintervall t
definiert den tatsächlich größmöglichen
Bereich des Radars.
Beispiel:
Die Pulsfolgefrequenz (PRF) ist wie
folgt definiert:
t
Ziel:
fr =
1
t
R =
τ
3. Radartypen
elektromagnetischen Energiespitze,
sondern sie sind kurze Wellenpakete.
Die Anzahl der Wellen und die Länge
des Pulses hängt von der Pulsdauer und
der benutzten Trägerfrequenz ab.
Um das Rückkehrecho zu
empfangen ist zwischen den
regelmäßig wiederkehrenden Pulsen
eine relativ lange Zeitverzögerung,
bevor der nächste Puls gesendet wird.
2. Puls 1. Puls
Ist das Pulswiederholintervall t zum
Beispiel 500 Mikrosekunden, dann ist
die Pulsfolgefrequenz zweitausend
Pulse pro Sekunde. In 500 Mikrosekunden
werden sich die Radarpulse
150 Kilometer weit ausbreiten. Beachtet
man die Rückkehr eines Echos, das
vom Ziel reflektiert wird, so erhält man
eine größtmögliche theoretische Reichweite
von 75 Kilometern.
Ist die benötigte Zeit für die
Rückkehr T, und c die Lichtgeschwindigkeit,
dann ist die Entfernung zum
T x c
2
(Gl. 3.3)
39

. Puls-Doppler-Radar
Die von einem Standard-Pulsradar
übertragenen Pulse können als sehr
kurze Stöße eines Dauerstrichradars
betrachtet werden. Man hat eine
unmodulierte Einzelfrequenz während
der Dauer des Pulses.
Ist die Frequenz der Wellen des
übertragenen Pulses ft und bewegt sich
das Ziel mit der Geschwindigkeit v
zum Radar hin, dann ist die Frequenz
des Rückkehrpulses ft + fdp , wobei fdp die Doppler-Überlagerungsfrequenz ist.
Dies wurde bereits beim CW-Radar
beschrieben. Genauso verhält es sich
mit der empfangenen Frequenz. Sie ist
ft - fdp , wenn sich das Ziel vom Radar
fort bewegt. Deshalb kann man das
Puls-Doppler-Radar zur Geschwindigkeits-,
Entfernungs- und Richtungsmessung
verwenden.
Die Fähigkeit eines Puls-Doppler-
Radars Geschwindigkeiten zu messen,
ermöglicht es, ortsfeste Ziele zu
ignorieren. Dies wird als MTI-Radar
(engl. moving target indication)
bezeichnet.
Im Allgemeinen kann man mit
einem MTI-Radar genaue Entfernungsmessungen
und ungenaue Geschwindigkeitsmessungen
machen, während
man mit einem Puls-Doppler-Radar
genaue Geschwindigkeitsmessungen
und ungenaue Entfernungsmessungen
machen kann.
40
Die Geschwindigkeit des Radarziels
wird in Gleichung 3.4 berechnet:
c
=
Dies ist die gleiche Berechnung wie
beim CW-Radar. Die Entfernung zum
Ziel wird über die Laufzeit des Pulses
berechnet:
R
λ x fdp 2
=
=
T x c
2
c x fdp 2 x ft (Gl. 3.4)
(Gl. 3.3)
Das Puls-Doppler-Radar wird zur
Überwachung von zivilen und
militärischen Flugzeugbewegungen genutzt.
Auch bei der Wettervorhersage
kommt das Pulsradar zum Einsatz:
Eine Doppler-Verschiebung wird
innerhalb Gewitterwolken gemessen,
die man dadurch von der Erdoberfläche
unterscheiden kann.
Das Puls-Doppler-Radar wird auch
auch benutzt, um die extremen Windgeschwindigkeiten
innerhalb eines
Tornados oder Wirbelsturmes zu
messen.

Puls-Doppler-Radar
f t + f dp f t
R
3. Radartypen
Abb. 3.10: Das Puls-Doppler-Radar liefert die Geschwindigkeit, Entfernung und Richtung eines Ziels.
41

c. Pulskompression und Chirp-Radar
Eine kürzere Pulsdauer ermöglicht
beim Pulsradar eine bessere Zielauflösung
und somit eine höhere
Genauigkeit. Allerdings benötigt ein
kürzerer Puls eine merklich höhere
Spitzenleistung, wenn die Bereichsleistung
erhalten bleiben soll. Ein
kurzer Puls wird unvermeidlich zu
einem reduzierten Bereich führen, da es
eine Grenze der maximalen
verfügbaren Leistung gibt.
Bei einer begrenzten Spitzenleistung
wird eine längere Pulsdauer τ mehr
42
Frequenz
Amplitude
f1
f2
t1 t2
t1 t2
τ
abgestrahlte Energie und deswegen
mehr Reichweite haben (mit einem
Standard-Pulsradar), dies aber auf Kosten
der Auflösung und der Genauigkeit.
Pulskompression innerhalb eines
Chirp-Radars (chirp = piepsen,
zwitzschern, zirpen) ist eine Methode,
um die Genauigkeit eines kurzen
Pulsradars und die Leistung eines
längeren Pulses zu erreichen. Im
Wesentlichen ist das Chirp-Radar eine
Kreuzung zwischen einem Pulsradar
und einem FMCW-Radar.
Abb. 3.11: Chirp-Radar-Kurvenform. Chirp ist eine Kreuzung zwischen einem Pulsradar
und einem FMCW-Radar.
Zeit
Zeit

Jeder Puls eines Chirp-Radars hat
eine lineare Frequenzmodulation und
eine konstante Amplitude.
Der Echoimpuls wird durch einen
Filter bearbeitet, der das Echo
komprimiert. Die Zeitverzögerung ist
umgekehrt proportional zur Frequenz.
langer frequenzmodulierter Echopuls
Eine andere Methode der Echokompression
verwendet die binäre Phasenmodulation.
Dabei wird das
übertragene Signal mit Segmenten des
Pulses in Phase oder um 180°
phasenverschoben verschlüsselt. Die
Rückkehrechos werden von einem
Filter entschlüsselt, der eine höhere
Amplitude und ein komprimiertes
Signal erzeugt.
Die Bezeichnung Chirp-Radar
kommt von der kurzen schnellen Frequenzänderung
des Pulses, die analog
zum Zwitschern (engl. chirp) eines
Vogels ist.
3. Radartypen
Deswegen wird die zuerst
eintreffende niedrige Frequenz am
meisten verlangsamt und die
nachfolgenden höheren Frequenzen
holen mit der Erzeugung eines
schärferen Echosignals und einer
verbesserten Echoauflösung auf.
Zeitverzögerung
Abb. 3.12: Pulskompression des Chirp-Radarechosignals.
Filter
Frequenz
Pulskompression des Chirp-Radarechosignals
komprimiertes
Signal
Die genannten Methoden der Radarerkennung
werden in großem Umfang
bei Langstreckenentfernungen oder zur
Geschwindigkeitsmessung benutzt. Im
nächsten Kapitel sehen wir, welche
dieser Methoden bei den speziellen
Problemen bei der Messung flüssiger
oder fester Pegel innerhalb eines
Prozessgefäßes und Silos angewendet
werden können.
43

Teil I
Inhalt
Vorwort ix
Danksagung xi
Einleitung xiii
1. Geschichte des Radars 1
2. Physikalische Grundlagen des Radars 13
3. Radartypen 33
1. CW-Radar 33
2. FMCW-Radar 36
3. Pulsradar 39
Teil II
4. Radar-Füllstandmessung 47
1. FMCW-Radar 48
2. Pulsradar 54
3. Frequenzwahl 62
4. Genauigkeit 68
5. Leistung 74
5. Radarantennen 77
1. Hornantennen 81
2. Dielektrische Stabantennen 92
3. Standrohrantennen 101
4. Parabolantennen 106
5. Planarantennen 108
Richtcharakteristik von Antennen 110
6. Installation 115
A. Mechanischer Einbau 115
1. Flüssigkeitsanwendungen - Hornantenne 115
2. Flüssigkeitsanwendungen - Stabantenne 117
3. Allgemeine Einbauhinweise 120
4. Standrohre und Bypass-Rohre 127
5. Messung durch Behälterwand und Radarfenster 134
6. Messung von Schüttgütern mit Hornantennen 139
B. Elektrische Anschlussvarianten 141
1. Nicht-Ex-Anwendungen 141
2. Geräte für Ex-Anendungen 144

4. Radar-Füllstandmessung
Die Vorteile des Radars für die
Füllstandmesstechnik sind bekannt.
Radar ermöglicht berührungslose
Füllstandsenoren, die praktisch unbeeinflusst
von Änderungen der
Prozesstemperatur, des Drucks oder
Gas- und Staubschichten innerhalb
eines Behälters sind.
Außerdem ist die Messgenauigkeit
unbeeinflusst von Änderungen der
Dichte, der Leitfähigkeit und der
Dielektrizitätszahl des zu messenden
Produktes oder von Luftbewegungen
über dem Produkt.
Um das Mikrowellenradar bei der
Füllstandmessung in Lager- und
Prozesstanks einsetzen zu können,
mussten erst einige technische
Probleme berücksichtigt werden.
Die Lichtgeschwindigkeit beträgt
ungefähr 300.000 Kilometer pro
Sekunde, das Radarsignal 6,7 Nanosekunden
oder 0,0000000067 Sekunden,
um sich 1 Meter und zurück auszubreiten.
Wie kann man diese geringe
Laufzeit messen und damit genaue
Informationen über den Inhalt eines
Behälters bekommen?
Gegenwärtig gibt es zwei gebräuchliche
Messverfahren für Füllstandmessungen.
Diese sind das frequenzmodulierte
Dauerstrichradar (FMCW-
Radar) und das Pulsradar.
In diesem Kapitel werden FMCWund
Pulsradar-Füllstandmessverfahren
erklärt und miteinander verglichen. Wir
betrachten die verschiedenen
Frequenzen, die Genauigkeit und die
technischen Fortschritte besonders bei
den Zweileiter-Füllstandmessgeräten.
47

1. FMCW, frequenzmoduliertes Dauerstrichradar
Das FMCW-Radarmessverfahren
wird seit den Dreißigerjahren bei
militärischen und zivilen Flugzeugfunkhöhenmessern
verwendet. Diese
Methode wurde in den frühen 70ern zur
Füllstandmessung von Rohöl in
Supertankern entwickelt. Anschließend
wurde das gleiche Verfahren für eichfähige
Füllstandmessungen in großen
Lagertanks an Land benutzt. FMCW-
Sender sind unlängst für Anwendungen
in Prozessbehältern angepasst worden.
FMCW- oder frequenzmoduliertes
Dauerstrich-Radar ist eine indirekte
Methode zur Entfernungsmessung. Die
übertragene Frequenz wird zwischen
zwei bekannten Werten f 1 und f 2 moduliert,
und der Unterschied zwischen
dem übertragenen Signal und dem
Echosignal f d wird gemessen. Diese
Differenzfrequenz ist direkt proportional
zur Laufzeit und somit zur
Entfernung. (Beispiele für Modulationsfrequenzen
von FMCW-Radar-
48
f 2
Frequenz
∆ t
gesendetes Signal
Füllstandmessgeräten sind 8,5 bis 9,9 GHz,
9,7 bis 10,3 GHz und 24 bis 26 GHz.)
Die Theorie des FMCW-Radars ist
einfach. Allerdings gibt es bei
Anwendungen in Prozessbehältern
viele praktische Probleme, die angesprochen
werden müssen.
Ein FMCW-Radar-Füllstandmessgerät
benötigt einen spannungsgesteuerten
Oszillator (VCO) um das Signal
zwischen den beiden übertragenen
Frequenzen f 1 und f 2 sägezahnförmig
zu modulieren. Der Frequenzdurchlauf
muss gesteuert werden und so linear
wie möglich sein. Eine lineare
Frequenzmodulation wird entweder
durch eine genaue Frequenzmessung
mit geschlossenem Regelkreis des
Ausgangs oder durch sorgfältige
Linearisierung einschließlich Temperaturkompensation
des VCO-Ausgangs
erreicht.
f1 t1 Zeit
Abb. 4.1: Die FMCW-Radartechnik ist eine indirekte Methode der Füllstandmessung.
fd ist proportional zu ∆t, welches proportional zur Entfernung ist.
f d
empfangenes
Signal

spannungsgesteuerter Oszillator
f (t + ∆t)
Richtkoppler
Richtkoppler
f(t)
f (t + ∆t)
Linearisierungssteuerung
V(t)
Mischer
f(t)
Spannungsregler Frequenzmessung
4. Radar-Füllstandmessung
Filter
linearer Sägezahngenerator
Zwischenfrequenzverstärker
Abstastung und
Fast Fourier Transformation
(FFT)
Steuerung
Mikroprozessor
Abb. 4.2: Typisches Blockschaltbild eines FMCW-Radars. Es wird eine sehr genaue Linearisierung benötigt.
49

FMCW-Blockschaltbild (Abb. 4.2)
Der wesentliche Bestandteil eines
frequenzmodulierten Dauerstrichradars
ist der Linearisierungsregelkreis.
Ein linearer Sägezahngenerator speist
einen Spannungsregler, der die
Frequenz des spannungsgesteuerten
Oszillators sägezahnförmig moduliert.
Es wird eine sehr genaue Linearisierung
benötigt. Die Ausgangsfrequenz
wird als Teil der geschlossenen
Schleifensteuerung gemessen.
Einfache Lagertankanwendungen
haben üblicherweise große ruhige
Oberflächen keine bedeutenden Störechos
von Einbauten im Tank und eine
relativ langsame Füllstandänderung.
Für diese idealen Zustände wurde das
FMCW-Radar ursprünglich entwickelt.
Die Bedingungen bei Prozessbehältern
sind jedoch ganz anders und
stellen hohe Anforderungen an jede
Füllstandmessung.
Signale mit kleiner Amplitude und
50
Das frequenzmodulierte Signal
wird zur Radarantenne geleitet und
somit zum Produkt im Behälter. Die
empfangenen Echofrequenzen werden
mit einem Teil des Sendesignals
gemischt. Die Differenzfrequenzen
werden gefiltert und vor der Fast
Fourier Transformation (FFT) verstärkt.
Die FFT-Analyse erzeugt ein
Frequenzspektrum, das Basis für die
Echoverarbeitung, sowie für die
Auswahlscheidung der Echos ist.
Bild 2:
Typischer emaillierter
Prozessbehälter mit
Rührwerk. Ein Radar-
Füllstandmessgerät
muss verschiedenste
Störechos von Rührwerksflügeln
und anderen
Einbauten verarbeiten
können.
vielfältigen Störechos sind in chemischen
Reaktoren mit Bewegung und
niedrig-dielektrischen Flüssigkeiten
alltäglich.
Schüttgutanwendungen können
durch die innere Struktur der Silos und
welligen Produktoberflächen Mehrfachechos
erzeugen und somit
Probleme verursachen.
Ein FMCW-Radar-Füllstandsensor
sendet und empfängt Signale
gleichzeitig.

f 2
f 1
fd1 , -f d2 , -fd3 , -fd4 , -fd5 gesendetes Signal
Füllstandecho
Störechos
In einem aktiven Prozessbehälter
werden diese verschiedenen Echos als
unterschiedliche Frequenzen empfangen.
Diese Signale mit verschiedenen
Frequenzen werden von der Antenne
gleichzeitig empfangen. Die Amplitude
des Füllstandechosignals ist im
Verhältnis zum gesendeten Signal
klein. Ein Störecho vom Ende der
Antenne kann eine deutlich größere
Amplitude haben, als das wirkliche
Füllstandecho. Das System muss diese
gleichzeitigen Signale trennen und
erkennen, bevor die Echos verarbeitet
werden und eine Echoentscheidung
durchgeführt wird.
Die Trennung der verschiedenen
empfangenen Echofrequenzen wird mit
Hilfe der Fast Fourier Transformation
(FFT) realisiert. Dies ist ein mathema-
t 1
4. Radar-Füllstandmessung
Abb. 4.3a: FMCW-Radar-Füllstandmessgerät in einem aktivenProzessbehälter.
Radarsensor
tisches Verfahren, welche das Durcheinander
von verschiedenen Frequenzen
im Zeitbereich in ein Spektrum im
Frequenzbereich umwandelt.
Die relative Amplitude jedes Frequenzanteils
im Frequenzspektrum ist
proportional zur Größe des Echos und
die Differenzfrequenz selbst ist proportional
zur Entfernung vom Sender.
Die Fast Fourier Transformation
benötigt eine erhebliche Verarbeitungsleistung
und ist ein relativ langwieriges
Verfahren.
Eine Echoanalyse kann nur nach
einer vollendeten FFT-Berechnung
durchgeführt werden, erst dann kann
eine Echoentscheidung zwischen dem
echten Füllstandecho und einer Anzahl
möglicher Störechos getroffen werden.
51

Mischung von Empfangsfrequenzen eines FMCW-Radars
Amplitude Amplitude
f d1 ,f d2 ,f d3 ,f d4 ,f d5 usw. gemischt
Abb. 4.3b: gemischte Echos werden gleichzeitig empfangen.
Überlagerung verschiedener Differenzfrequenzen
empfangen von einem FMCW-Radar
Abb. 4.3c: Die einzelnen Frequenzen müssen aus dem gleichzeitig
empfangenen Frequenzpaket herausgefiltert werden.
52
Einzelne Differenzfrequenzen fd1 ,fd2 ,fd3 sind dargestellt.

Frequenzspektrum der Echos
Jedes Echo bildet eine Hüllkurve
Amplitude
Komplexe Prozessbehälter und
Schüttgutanwendungen können sich als
zu schwierig für einige FMCW-Radars
herausstellen. Sogar ein einfacher horizontaler
zylindrischer Tank kann ein
ernstes Problem darstellen. Ein zylindrischer
Tank erzeugt viele große
Vielfachechos. Diese werden durch den
Parabolspiegeleffekt des zylindrischen
Tankdaches verursacht. Manchmal sind
die Amplituden der Vielfachechos
4. Radar-Füllstandmessung
Frequenz
Abb. 4.4: FMCW-Frequenzspektrum nach der FFT Analyse.
Der FFT-Algorithmus wandelt die Signale aus dem Zeitbereich in den Frequenzbereich
um. Das Ergebnis ist ein Spektrum der Differenzfrequenzen. Die relative Amplitude jedes
Frequenzanteiles ist proportional zur Größe des Echos, und die Frequenz ist proportional
zur Entfernung zum Sender. Ein Echo besteht nicht aus einer einzelnen Frequenz, sondern
aus einem Frequenzband.
größer als das tatsächliche Füllstandecho.
Die Prozessoren, welche die FFT-
Analyse durchführen, werden gleichzeitig
von unterschiedlichen Signalen,
verteilt über den kompletten
Dynamikbereich, beschäftigt. Dadurch
kann das FMCW-Radar das richtige
Echo nicht identifizieren.
Wir werden noch sehen, dass diese
Probleme beim alternativen Pulsradarverfahren
nicht auftreten.
53

2. Pulsradar-Füllstandmessgeräte
Pulsradar-Füllstandmessgeräte bestimmen
die Distanz durch direkte
Messung der Laufzeit des Mikrowellenpulses,
abgestrahlt vom Sender
und reflektiert von der Oberfläche des
zu messenden Produktes.
Pulsradar-Geräte arbeiten im Zeitbereich
und benötigen deswegen keine
Fast Fourier (FFT) Analyse, die ein
FMCW-Radar charakterisiert.
Wie schon erwähnt, liegt die
Laufzeit für eine Entfernung von ein
paar Metern im Nanosekundenbereich.
Aus diesem Grund benötigt man ein
besonderes Zeittransformationsverfahren
um diese extrem kurzen Zeiten
54
genau messen zu können. Es wird eine
Zeitlupenaufnahme der Mikrowellenpulse
mit einer gedehnten Zeitachse
benötigt. Gedehnt bedeutet in diesem
Fall Millisekunden anstelle von
Nanosekunden.
Das Pulsradar benutzt ein gleichförmiges
periodisch wiederkehrendes
Signal mit einer hohen Pulswiederholfrequenz
(PRF). Durch ein
sequenzielles Samplingverfahren können
die äußerst schnellen und gleichförmigen
Signale in ein verwertbares,
gedehntes Zeitsignal transformiert
werden.
Abb. 4.5: Ein Pulsradar arbeitet im reinen Zeitbereich. Millionen von Pulsen werden
proSekunde abgestrahlt, eine spezielle Samplingtechnik wird zur Erzeugung eines
gedehnten Ausgangssignals verwendet.

Um dieses Prinzip zu veranschaulichen,
betrachtet man das Sinus-
Signal in Abb. 4.6. Es ist ein gleichförmig
wiederkehrendes Signal mit einer
Periodendauer T1. Wird die Amplitude
(Spannungswert) der Sinus-Schwingung
mit einer Periodendauer T2, abge-
Signalperiode
(Sinuskurve)
Samplingsignal
Zeitgedehntes
Signal
Ein bekanntes Beispiel für dieses
Prinzips ist die Verwendung eines
Stroboskops, um die schnellen periodischen
Bewegungen von drehenden
oder sich hin und her bewegenden
Maschinen zu verlangsamen.
4. Radar-Füllstandmessung
tastet, die geringfügig größer ist als T1,
wird am Ausgang ein zeitgedehntes
Abbild der ursprünglichen Sinus-
Schwingung erzeugt. Der Zeitmaßstab
der gedehnten Ausgangsspannung wird
durch die Zeitdifferenz zwischen T1
und T2 bestimmt.
Abb. 4.6: Ein Beispiel für das sequenzielle Sampling einer Sinusschwingung.
Die Samplingzeit T2 ist geringfügig größer als die Signalperiode T1. Am Ausgang ergibt
sich ein zeitgedehntes Abbild des Originalsignals.
Signalperiode
(Radar-Echo)
Samplingsignal
T1
T2
T1
Sendepuls Echo
T2
Abb. 4.7 zeigt, wie das Prinzip des
sequenziellen Samplings bei der
Pulsradar-Messung angewendet wird.
Das Beispiel zeigt einen VEGAPULS-
Sender mit einer Mikrowellenfrequenz
von 6,3 GHz.
Abb. 4.7: Sequenzielles Sampling eines Pulsradar-Echos. Millionen von Pulsen pro
Sekunde produzieren ein periodisch wiederkehrendes Signal. Ein Sampling-Signal mit
einer geringfügig größeren Wiederholfrequenz erzeugt ein zeitgedehntes Abbild der
gesamten Echokurve.
55

Dieses periodische Signal besteht
aus dem eigentlichen Sendepuls und
einem oder mehreren Echopulsen.
Diese sind Echos von der Produktoberfläche,
Störechos oder Vielfachechos.
Die Sendepulse und deshalb
auch die Echopulse haben eine Sinusform,
die von der Pulsdauer abhängt.
Ein 6,3 GHz Puls von 0,8 ns Dauer
wird in Abb. 4.8 gezeigt.
Die Pulswiederholdauer ist als Zeit
T1 in Abb. 4.7 dargestellt. Die Periode
Beispiel:
Das Pulsradar-Füllstandmessgerät VEGAPULS 50 mit einer Sendefrequenz von
6,3 GHz besitzt folgende Pulswiederholfrequenzen.:
Sendepuls 3,58 MHz T1 = 279,32961 ns
Abtastpuls 3,58 MHz - 43,7 Hz T2 = 279,33302 ns
Hierdurch ist der Zeitdehnungsfaktor
81920, dies ergibt eine gedehnte
Pulswiederholperiode von 22,88 ms.
Es gibt ein praktisches Problem
beim Abtasten der kurzen (0,8 ns)
Sende-/Echopulse von 6,3 GHz. Ein
elektronischer Schalter müsste sich
innerhalb von Pikosekunden öffnen
und schließen um eine genügend
genaue Probe aus der 6,3 GHz-Sinus-
Schwingung zu entnehmen. Dies
müssten sehr spezielle und teure
Bauteile sein.
56
T1 ist für Sende- und Empfangspuls
identisch.
Allerdings wiederholt sich das
Sampling-Signal mit der Periode T2,
sie ist etwas länger als die Zeit T1.
Dies ist das gleiche Zeitdehnungsverfahren
durch sequenzielles Sampling
wie bereits für eine Sinus-
Schwingung beschrieben. Der Faktor
der Zeitdehnung wird bestimmt durch
T1 / (T2-T1).
Abb. 4.8: Sendepulspaket.
Die Form des 6,3 GHz Pulses
mit einer Pulslänge von 0,8 ns.
Die Lösung ist das sequenzielle
Sampling mit einer Kreuzkorrelation zu
verbinden.
Anstelle von sehr schnellen Probeentnahmen
wird ein Samplingsignal
von genau der gleichen Form wie der
Sendepuls, aber mit einer geringfügig
größeren Periodendauer, verwendet.
Abb. 4.9 vergleicht sequenzielles
Sampling durch schnelles Schalten mit
sequenziellem Sampling durch Kreuzkorrelation
mit einem Samplepuls.

Sampling mit Pikosekunden
Sendepuls /Echo
Sampling
Anstelle der Verwendung einer
kurzen Spannungsprobe bedeutet die
Kreuzkorrelation die Multiplikation
eines Punktes des Sendesignals oder
des Echos mit dem entsprechenden
Punkt aus dem Samplingpuls. Diese
Multiplikation führt zu einem Punkt
des resultierenden Signals. Alle diese
Multiplikationsergebnisse, nacheinander,
führen zur Bildung des vollständigen
Multiplikationssignals.
Abb. 4.10 zeigt eine kurze Folge
von Multiplikationen zwischen dem
empfangenen Signal (E) und dem
Samplingpuls (M). Die resultierenden
E x M-Kurven werden auf Seite 58
gezeigt.
Dann wird die E x M-Kurve integriert
und auf der gedehnten Kurve als
ein Punkt dargestellt. Das Vorzeichen
4. Radar-Füllstandmessung
Sampling durch Kreuzkorrelation
Abb. 4.9: Vergleich zwischen Sampling mit Schalten und Kreuzkorrelation.
Das Pulsradar verwendet Kreuzkorrelation mit einem Samplepuls. Dadurch ist die
Entnahme einer Probe im Pikosekundenbereich nicht nötig.
und die Amplitude des zeitgedehnten
Signals ergeben sich aus der Summe
der Signale aus der E x M über und
unter der Nulllinie. Der integrierte Wert
entspricht direkt der Zeitposition des
empfangenen Pulses E relativ zum
Samplingpuls M.
Das empfangene Signal E und das
Samplesignal M in Abb. 4.10 sind vergleichbar
mit dem periodischen Signal
(Sinus) und Samplesignal in Abb. 4.6.
Das Ergebnis der Integration von
E x M in Abb. 4.10 ist direkt vergleichbar
mit dem gedehnten Zeitsignal in
Abb. 4.6.
57

Integral
E x M
E
M
E x M
Abb. 4.10: Kreuzkorrelation zwischen dem empfangenen Signal E und dem
Samplingsignal M. Das Produkt aus E x M wird integriert und bildet das gedehnte
Zeitsignal. Dieses Verfahren erzeugt ein komplettes Abbild der Echokurve.
Das Pulsradar-Auswählverfahren ist
mathematisch kompliziert, aber technisch
sehr einfach zu verwirklichen.
Die Erzeugung eines Referenzsignals
mit einer geringfügig unterschiedlichen
Periodendauer, die Multiplikation mit
dem Echosignal und die Integration des
resultierenden Signals sind Funktionen,
die ohne großen Aufwand mit analoger
Technik realisiert werden können.
Standardbauteile wie Diodenmischer
zur Multiplikation und Kondensatoren
können verwendet werden.
58
max
0
min
Diese Methode transformiert das
hochfrequente Empfangssignal in ein
genaues Abbild mit einer beachtenswert
gedehnten Zeitachse. Das Ausgangssignal
des Mikrowellenmoduls ist
eine Zwischenfrequenz, ähnlich einem
Ultraschallsignal. Der 6,3 GHz Mikrowellenpuls
wird so z.B. zu einer
Zwischenfrequenz von 76 kHz. Die
Pulswiederholfrequenz (PRF) von 3,58 MHz
reduziert sich auf ca. 44 Hz.

Pulsechos in einem Behälter sind zeitlich getrennt
Amplitude
Sendeimpuls
t 1 t 2 t 3 t 4 t 5
4. Radar-Füllstandmessung
Abb. 4.12: Bei einem Pulsradar sind alle Echos (Nutz- und Störechos) zeitlich getrennt.
Vielfachechos, die durch Reflexionen eines parabolischen Tankdeckels verursacht werden,
können dadurch einfach getrennt und ausgewertet werden.
Das Pulsradar funktioniert vollständig
im Zeitbereich und benötigt nicht
die beim FMCW-Radar benötigten
schnellen und teuren Prozessoren. Es
muss keine Fast Fourier Transformation
(FFT) durchgeführt werden.
Die komplette Pulsradar-Signalverarbeitung
muss lediglich die
Echoanalyse durchführen.
Ein Teil des Sendepulses wird als
Referenzpuls genutzt und ermöglicht so
eine automatische Temperaturkompensation
innerhalb des Mikrowellenmoduls.
Die Echos eines Pulsradars sind
einzeln und zeitlich getrennt. Dies
bedeutet, dass das Pulsradar besser zur
Handhabung von Vielfachechos und
Störechos geeignet ist, die oft in
Prozess- und Schüttgutbehältern vorkommen.
Das Pulsradar nimmt buchstäblich
jede Sekunde Millionen von „Schüs-
Zeit
sen“ vor. Die Echos der Produktoberfläche
werden nach der zuvor beschriebenen
Methode „gesampelt“. Durch
dieses Verfahren verfügt das Pulsradar
über eine ausgezeichnete Mittelwertbildung.
Dies ist in schwierigen
Anwendungen, in denen nur geringe
Energiemengen von einem Produkt mit
niedrigen DK-Wert oder einer
bewegten Produktoberfläche reflektiert
werden, besonders wichtig.
Die Mittelwertbildung des Pulsverfahrens
reduziert das Grundrauschen,
wodurch auch schwächere Echos
detektiert werden können. Eine
sorgfältig konzipierte Schaltung mit
hochwertigen Bauteilen kann Echos
über einen Dynamikbereich von ungefähr
80 dB detektierten. Dies kann den
Unterschied zwischen einer zuverlässigen
und einer unzuverlässigen
Messung ausmachen.
59

60
Antenne
Abb. 4.11: Blockschaltbild eines Pulsradar Mikrowellenmoduls

Radar-Blockschaltbild (Abb. 4.11)
Das Puls-Ausgangssignal (Zwischenfrequenz)
des Mikrowellenmoduls
ist in Frequenz und Wiederholrate
ähnlich einem Ultraschallsignal.
Dieses Pulsradarsignal wird durch
Hardware erzeugt. Im Gegensatz zum
FMCW-Radar, benutzt das Pulsradar
keine FFT-Analyse. Deswegen
benötigt es keine teuren und energieverbrauchenden
Prozessoren.
Das Mikrowellenmodul erzeugt
zwei identische Pulsfolgen mit geringfügig
unterschiedlicher Periodendauer.
Ein stabiler Oszillator und
Pulsformer erzeugt Pulse mit einer
Frequenz von 3,58 MHz. Ein zweiter
veränderlicher Oszillator und Pulsformer
wird auf eine Frequenz von
4. Radar-Füllstandmessung
3,58 MHz - 43,7 Hz, und damit
einer geringfügig längeren
Periodendauer, geregelt. GaAs-FET-
Oszillatoren werden zur Erzeugung
der Mikrowellenpulse benutzt.
Die erste Pulsfolge wird über die
Antenne zum zu messenden Produkt
geführt. Die zweite Pulsfolge sind die
zuvor genannten Samplepulse.
Die von der Antenne empfangenen
Echosignale werden verstärkt und mit
dem Samplingpuls gemischt um die
zeitgedehnte Zwischenfrequenz zu
erzeugen.
Ein Teil des Sendesignals wird als
Referenzpuls benutzt, dies ermöglicht
eine automatische Temperaturkompensation
der Mikrowellenmodulelektronik.
Bild 3: Zweileiter-Pulsradar-Füllstandmessgerät eingebaut in einen Prozessbehälter.
61

3. Frequenzwahl
Radar-Füllstandmessgeräte für Prozessbehälter
arbeiten bei Mikrowellenfrequenzen
zwischen 6,3 GHz und ca.
26 GHz. Die Frequenzen wurden von
den Herstellern aus unterschiedlichen
Gründen gewählt, wie z.B. Lizenzüberlegungen
und Zulassungsmöglichkeiten,
die Verfügbarkeit von Mikrowellenbauteilen
und zu erwartende
technische Vorteile.
62
6,3 GHz
Es gibt Argumente für hochfrequente
und niederfrequente Radarfrequenzen,
sowie allen Frequenzen
dazwischen. In der Praxis ist keine der
Frequenzen für jede Anwendung
geeignet. Vergleicht man 6,3 GHz und
26 GHz-Radar miteinander, kann man
die wichtigsten Vorteile der beiden
Frequenzen erkennen.
26 GHz
Abb. 4.14: Vergleich der Antennengröße eines 6,3 GHz und eines 26 GHz-Radars.
Beide Geräte haben fast identische Öffnungswinkel der Antennen. Aber dies ist nicht
allein ausschlaggebend, wenn es um die Wahl der Radarfrequenz geht.

Je höher die Frequenz eines Radar-
Füllstandmessgerätes ist, umso gebündelter
ist die abgestrahlte Energie
(Öffnungswinkel) bei gleicher Antennengröße.
Hornantennen mit kleineren Öffnungswinkeln
können damit auch in
kleineren Stutzen benutzt werden.
Eine 1½" (40 mm) Hornantenne bei
26 GHz hat ungefähr den gleichen Öffnungswinkel
wie eine 6" (150 mm)
Hornantenne bei 6,3 GHz.
Aber das ist nur eine Eigenschaft der
Antennengröße. Der Antennengewinn
einer Antenne ist abhängig vom
Quadrat des Durchmessers der Antenne
und umgekehrt proportional zum
Quadrat der Wellenlänge.
4. Radar-Füllstandmessung
Antennengröße - Öffnungswinkel
Der Antennengewinn ist proportional
zu:
Durchmesser 2
Wellenlänge2 Fokussieren bei verschiedenen Frequenzen
Der Vorteil einer Antenne hängt
auch vom Apertur-Wirkungsgrad der
Antenne ab. Deshalb besitzt eine kleine
Antenne bei einer hohen Frequenz
nicht unbedingt den gleichen
Wirkungsgrad wie eine größere
Antenne bei einer niedrigeren
Frequenz. Eine 4" (100 mm) Hornantenne
bei einem 26 GHz Radar
besitzt eine ausgezeichnete Strahlfokussierung.
Eine komplette Beschreibung des
Antennengewinns und des Öffnungswinkels
von Radarantennen finden Sie
in Kapitel 5.
5 GHz 10 GHz 15 GHz 20 GHz 25 GHz
Abb. 4.13: Bei gleichem Antennendurchmesser ergibt sich bei einer höheren Frequenz
eine bessere Fokussierung.
63

Strahlfokussierung und Störechos
Eine Antennencharakteristik bei
26 GHz bietet einen enger gebündelten
Strahl, was in manchen Anwendungen
vorteilhaft ist.
64
Die Wellenlänge eines 26 GHz-
Radars beträgt nur 1,15 cm, bei einer
Frequenz von 6,3 GHz beträgt sie
4,8 cm.
Abb. 4.15a:
Ein niederfrequentes Radar besitzt einen
größeren Öffnungswinkel.
Ist die Installation nicht optimal, wird es
deswegen mehr Störechos wahrnehmen.
Abb. 4.15b:
Ein Hochfrequenzradar hat bei einer
vorgegebenen Antennengröße einen viel
kleineren Öffnungswinkel.
Dies ist wichtig, da die kürzere
Wellenlänge der höheren Frequenz, z.B.
26GHz, stärker von der inneren
Behälterstruktur, z.B. Schweißnähte,
Flansche oder Rührwerke, reflektiert
wird. Die engere Bündelung umgeht
dieses Problem.

Radarsender mit hoher Frequenz
sind durch Streuung von bewegten
Oberflächen beeinflussbar. Dies ist
bedingt durch das Verhältnis zwischen
Wellenlänge und Größe der Oberflächenschwankung.
Das Hochfrequenzradar empfängt
von einer bewegten Flüssigkeitsoberfläche
deutlich weniger Signal als
ein gleichwertiges 6,3 GHz-Radar.
4. Radar-Füllstandmessung
Bewegte Oberflächen und Schüttgutmessungen
Kondensation und
Anhaftungen
Hochfrequenz-Radarsensoren werden
durch Kondensation und
Anhaftungen an der Antenne stärker
beeinflusst. Bei höheren Frequenzen,
wie z.B. 26 GHz, ergibt sich eine stärkere
Signaldämpfung. Bei einer kleineren
Antenne hat der gleiche Überzug
oder der gleiche Kondensationsniederschlag
natürlich einen größeren
Einfluss auf die Funktionalität.
Eine 6" (150 mm) Hornantenne bei
6,3 GHz wird durch Kondensation
absolut nicht beeinflusst. Auch gegenüber
Produktanhaftungen ist sie unempfindlicher.
Niederfrequente Sender werden von
bewegten Oberflächen weniger beeinflusst.
Wichtig ist, unabhängig von der
Frequenz, dass die Radarelektronik und
die Signalverarbeitungssoftware sehr
kleine Signale verarbeiten können. Wie
bereits erwähnt, hat das Pulsradar hier,
unabhängig von der Frequenz, einen
Vorteil.
Abb. 4.16:
Hochfrequenz-Radarsensoren werden
durch Amplitudenschwankungen von
bewegten Oberflächen beeinträchtigt. Dies
ist bedingt durch das Verhältnis zwischen
Wellenlänge und Größe der
Oberflächenschwankung. Wichtig ist, dass
die Radarelektronik und die Signalverarbeitungssoftware
sehr kleine Signale
verarbeiten können. Ein 6,3 GHz-Radar
wird vergleichsweise wenig von einer
bewegten Oberfläche beeinflusst. Ein
niederfrequentes Radargerät ist im
Allgemeinen besser für Schüttgutanwendungen
geeignet.
Dampf und Staub
Tiefere Frequenzen wie z.B.
6,3 GHz werden auch nicht durch
starke Staub- oder Dampfentwicklung
beeinträchtigt. Diese Frequenzen werden
sehr erfolgreich bei Messungen
wie z.B. in Zement, Flugasche, Hochöfen
und Dampfkesseln eingesetzt.
In dampfhaltiger und staubiger
Atmosphäre leidet ein höherfrequentes
Radar an zunehmender Signalabschwächung.
65

Schaum
Die Wirkung von Schaum auf
Radarsignale ist schwer zu definieren.
Es hängt viel von der Art des Schaums
ab einschließlich der Schaumdichte,
Dielektrizitätszahl und Leitfähigkeit.
Generell detektieren niederfrequente
Radarmessgeräte, z.B. 6,3 GHz,
Schäume geringer Dichte besser, als
Radarmessgeräte mit höheren Frequenzen,
z.B. bei 26 GHz.
Ein 26 GHz-Radarsignal wird z.B.
von einer sehr dünnen Schicht Reinigungsmittelschaum
komplett absorbiert.
Ein 6,3 GHz-Radarsignal wird
durch diese Art von Schaum hindurch
die Flüssigkeitsoberfläche messen,
auch wenn die Schaumhöhe dicker als
150 mm oder sogar 250 mm ist.
Allerdings wird sich abhängig von der
Abb. 4.17: Bündelung abhängig von der Radarfrequenz.
Schaumdicke ein kleiner Messfehler ergeben,
da die Mikrowellen im Schaum
verlangsamt werden.
Bei Messungen mit Schaum ist es
wichtig, so viele Informationen wie
möglich über die Anwendung zu erhalten.
Mindestabstand
Verglichen mit niederfrequenten
Radargeräten haben Geräte mit einer
hohen Frequenz einen geringeren
Mindestabstand. Dies ist bei Messungen
in kleinen Behältern und in
Standrohren ein zusätzlicher Vorteil.
Bessere Bündelung bei höheren Sendefrequenzen bedeutet:
Bündelung
66
- Höherer Antennengewinn (Richtfaktor)
- weniger Störechos
- kleinere Antennengröße
5 GHz 10 GHz 15 GHz 20 GHz 25 GHz
Frequenz

Signalamplitude
Signalamplitude
4. Radar-Füllstandmessung
Verringerte Signalamplitude aufgrund
von Dämpfung bei höheren Sendefrequenzen
verursacht durch:
- Kondensation
- Anhaftungen
- Dampf und Staub
5 GHz 10 GHz 15 GHz 20 GHz 25 GHz
Frequenz
Abb. 4.18: Signalstärke abhängig von der Radarfrequenz.
Höhere Signaldämpfung verursacht
durch bewegte Produktoberfläche:
- Wellenbewegung
- Kegelförmige Materialanhäufungen
bei Schüttgütern
- Signalschwankungen
5 GHz 10 GHz 15 GHz 20 GHz 25 GHz
Frequenz
Abb. 4.19: Signalstärke von bewegten und welligen Oberflächen abhängig von der
Radarfrequenz.
67

4. Genauigkeit Bandbreiten bei Pulsradar-
Es gibt keine grundlegenden Genauigkeitsunterschiede
zwischen FMCWund
Pulsradar-Füllstandmessgeräten.
In diesem Buch wird im Wesentlichen
die Messung in Prozessbehältern
behandelt, bei denen „Prozessgenauigkeit“
und kostengünstige Lösungen
gefragt sind.
Die erreichbare Genauigkeit eines
Prozessradars ist abhängig von der Anwendung,
dem Antennendesign, der
Qualität der Elektronik sowie der verwendeten
Signalverarbeitungssoftware.
Der Bereich „Eichfähige Messungen“
für Füllstandanwendungen wird in
diesem Buch nicht behandelt.
Eichfähigen Radarsysteme werden in
großen Lagertanks der Petrochemie
verwendet. Große Parabolantennen
oder planare Antennengruppen erzeugen
ein scharf gebündeltes Signal. Es
wird viel Verarbeitungsleistung und
Vorortkalibrierung benötigt, um die
hohe Genauigkeit zu erreichen. Auch
eine Temperatur- und Druckkompensation
wird durchgeführt.
Auflösung und Bandbreite
In der Prozess-Füllstandmesstechnik
arbeitet sowohl FMCW- als auch
Pulsradar mit einer „Echohüllkurve“.
Die Breite der Echos, hängt von der
Bandbreite des Radarsenders ab. Eine
größere Bandbreite führt zu schmaleren
Echos und verbessert dadurch die
Auflösung. Die Auflösung ist eine von
vielen Faktoren, die die Genauigkeit
von Prozessradar-Füllstandmessgeräten
beeinflussen.
68
Geräten
Die Trägerfrequenz eines Pulsradars
liegt üblicherweise im Bereich zwischen
6,3 GHz und ca. 26 GHz.
Die Pulsdauer ist ein wichtiger
Faktor, wenn es darum geht, zwei
angrenzende Echos zu trennen. Ein
Puls von 1 ns hat z.B. eine Länge von
ungefähr 300 mm. Daher ist es für
Radarsensoren schwierig, zwischen
zwei Echos zu unterscheiden, die
weniger als 300 mm voneinander
getrennt sind. Eine kürzere Pulsdauer
bedeutet deshalb eindeutig eine bessere
Auflösung.
Eine kürzere Pulsdauer benötigt eine
größere Bandbreite bzw. ein größeres
Spektrum von Frequenzen.
Beträgt die Pulslänge z.B. 1 ns bei
einer Trägerfrequenz von 6,3 GHz, so
ergibt sich ein Spektrum von
Frequenzen über und unter der
nominellen Trägerfrequenz. Der
Amplitudenverlauf des Spektrums
bildet eine
sin x
x
Kurve.
Der Verlauf dieser Kurve wird in
Abb. 4.21 gezeigt.
Die Bandbreite von Nulldurchgang
zu Nulldurchgang BW nn des Pulsradars
ist:
2
τ
wobei τ die Pulsdauer ist.
Aus der Kurve ist ersichtlich, dass
sich die Amplituden abseits der
Hauptpulsfrequenz deutlich reduzieren.

kürzerer Puls
bessere Auflösung
Abb. 4.20: Auflösung eines Pulsradars.
Die Mindestauflösung wird durch die
Pulslänge definiert. Ein kürzerer Puls hat
eine größere Bandbreite und eine bessere
Auflösung.
Hüllkurve des Pulsradars
In Abb. 4.22 wird gezeigt, wie eine
Pulsradar-Echokurve in der Prozessfüllstandmessung
verwendet wird.
Eine höhere Pulsfrequenz mit einer
kürzeren Pulsdauer führt zu besserer
Auflösung und zu besserer Genauigkeit,
weil die Vorderflanke der Hüllkurve
steiler ist.
4. Radar-Füllstandmessung
5.4 GHz
Pulsfrequenz 6.3 GHz
Bandbreite BW nn,
2
gleich τ
7.2 GHz
Abb. 4.21: Die Bandbreite von
Nulldurchgang zu Nulldurchgang eines
Pulsradars.
BW nn entspricht 2/ττ, wobei ττ die
Pulslänge ist. Ein 6,3 GHz-Radar mit
einer Pulslänge von 1 ns hat z.B. eine
Bandbreite von 2 GHz.
Abb. 4.22: Hüllkurve eines Pulsradars.
Höhere Frequenz
kurze Pulsdauer
Niedrigere Frequenz mit
längerer Pulsdauer
Abb. 4.23: Eine kürzere Pulsdauer führt zu einer besseren Auflösung.
Eine Kombination aus kürzerer Pulsdauer und höherer Frequenz
führt zu einer steileren Hüllkurve und ermöglicht dadurch eine
bessere Genauigkeit.
69

FMCW-Radar-Bandbreite
Die Bandbreite eines FMCW-Radars
ist die Differenz zwischen der Anfangsund
Endfrequenz des linearen Frequenzhubs.
Im Gegensatz zum Pulsradar sind
die Amplituden des FMCW-Radars
über den ganzen Frequenzbereich
konstant.
Fequenz
Amplitude
70
∆F
T s
f d
∆f d
f d
Fast Fourier Transformation
Zeit
Frequenz
Eine größere Bandbreite erzeugt
kleinere Differenzfrequenzen für jedes
Echo aus dem Frequenzspektrum. Dies
führt genauso wie die Verkürzung der
Pulsdauer beim Pulsradar zu einer
verbesserten Auflösung.
Dies wird in den folgenden Diagrammen
und Gleichungen erklärt.
f d =
∆F x 2R
Ts x c
(Gl. 4.1)
DF Frequenzhub (sweep)
Ts sweep-Zeit
R Distanz
fd Differenzfrequenz
c Lichtgeschwindigkeit
Die FAST FOURIER
TRANSFORMATION erzeugt für
jedes Echo ein Frequenzspektrum
vergleichbar dem bei fd .
Es ergibt sich eine Mehrdeutigkeit
∆fd für jedes Echo fd .
∆f d
= 2
T s
(Gl. 4.2)

Amplitude
Aus Gleichung 4.3 wird ersichtlich,
dass die Auflösung bei einem FMCW-
Radar ∆R gleich
ist.
Beispiele:
Ein linearer Frequenzhub von 2 GHz
hat eine Auflösung von 150 mm,
während eine 1GHz-Bandbreite zu
einer Auflösung von 300 mm führt.
In Prozessanwendungen wird jedes
Echo aus dem Frequenzspektrum mit
einer Hüllkurve bearbeitet. Die obigen
Gleichungen (Gleichungen 4.1 bis 4.3)
zeigen, dass die Fast Fourier
R
∆R
4. Radar-Füllstandmessung
Entfernung
Abb. 4.24 - 4.26: Auflösung beim FMCW-Radar
c
∆F
Die Mehrdeutigkeit der Entfernung
R ist ∆R
∆R
R
∆R
R
∆R
R
=
=
=
∆R =
∆f d
f d
2
T s
∆F x 2 R
Ts x c
c
∆F x R
c
∆F
(Gl. 4.3)
Transformation (FFT) in Prozessradar-
Anwendungen keine einzelne
Differenzfrequenz für jedes Echo im
Behälter erzeugt. Statt dessen erzeugt
sie einen Differenzfrequenzbereich ∆f d
für jedes Echo innerhalb einer
Hüllkurve. Dies führt zu Mehrdeutigkeiten.
71

FMCW-Radar Frequenzspektrum - Bandbreite und Auflösung
Frequenzspektrum - kleine Bandbreite des Frequenzhubs
Amplitude
Frequenzspektrum - große Bandbreite des Frequenzhubs
Amplitude
Wie beschrieben, verwenden sowohl
FMCW- als auch Puls-Prozess-Radarsensoren
zur Messung eine Hüllkurve.
Eine größere Bandbreite führt zu einer
besseren Auflösung. Das entsprechend
kurze Echo hat einen steileren Anstieg,
wodurch eine genauere Messung
ermöglicht wird. Andere Einflüsse auf
die Genauigkeit sind das Signal-
Rausch-Verhältnis und Interferenzen.
Hüllkurven der
Echos
Frequenz
Hüllkurven der
Echos
Abb. 4.28: Darstellung der Hüllkurve des Frequenzspektrums bei einem FMCW-Radar.
Die gleichen 4 Echos werden für Radarsender unterschiedlicher Bandbreite dargestellt.
Eine größere Bandbreite im Frequenzhub verbessert die Auflösung.
Andere Einflüsse auf die Genauigkeit
72
Frequenz
Ein größeres Signal-Rausch-Verhältnis
ermöglicht eine genauere
Messung. Interferenzen hingegen
führen zu einer Verformung der wirklichen
Echokurve und verursachen so
Ungenauigkeiten in der Messung.
Um eine optimale Genauigkeit zu
erzielen sind die wichtigsten Faktoren
die Wahl der Antenne und die mechanische
Installation.

Hochgenaues Radar
Im Allgemeinen ist eine hohe
Genauigkeit von ±1 mm in aktiven
Prozessbehältern oder Schüttgutsilos
nicht sinnvoll.
Ein typischer Reaktorbehälter in der
Chemie hat z.B. Rührwerke, Stromstörer
und andere Einbauten, sowie sich
ständig verändernde Produkteigenschaften.
Obwohl Anwendungen mit „Eichfähigen“
Geräten in diesem Buch nicht
behandelt werden, wird in diesem
Abschnitt beschrieben, wie eine höhere
Genauigkeit erreicht werden kann.
Pulsradar
Für die meisten Prozessanwendungen
ist die Messung der Hüllkurve hinreichend
genau. Wenn die Oberfläche
einer Flüssigkeit ruhig und eben ist,
und das Echo ein ausreichendes Signal-
Rausch-Verhältnis hat, ist es allerdings
auch möglich, innerhalb der Hüllkurve
die Phase jeder einzelnen Schwingung
zu betrachten.
Abb. 4.29: Bei einem Pulsradar kann eine
höhere Genauigkeit durch das Vermessen
der Phase einer einzelnen Schwingung
innerhalb der Hüllkurve erreicht werden.
Dies ist nur bei Anwendungen mit
langsamer Füllstandsänderung möglich.
4. Radar-Füllstandmessung
Die Hüllkurve eines Hochfrequenzradars
mit einer kurzen Pulsdauer ist
allerdings steil genug, um einen sehr
genauen und kostengünstigen Füllstandsensor
für Lagerbehälter zu realisieren.
FMCW-Radar
Um ein genaues FMCW-Radar zu
erreichen, ist ein möglichst linearer
Frequenzhub nötig.
Wie beim Pulsradar kann die
Hüllkurve des Frequenzspektrum auch
beim FMCW-Radar betrachtet werden,
wenn die Anwendung ein einzelnes
Echo, z.B. in einem Lagertank, erzeugt.
Dies wird durch das Messen des
Phasenwinkels der Differenzfrequenz
erreicht. Dies ist allerdings nur bei
„Eichfähigen“ Messungen praktikabel,
bei denen schnelle und teure Prozessoren
mit Temperatur- und Druckkompensation
verwendet werden.
f 2
f 2
Frequenzfehler
t 1
Abb. 4.30: Die Linearität des Frequenzhubs
eines FMCW-Radars muss genau
überwacht werden.
73

5. Leistung
Mikrowellenleistung
Radar ist eine ungefährliche Art der
Füllstandmessung. Die Mikrowellen-
Spitzenleistung der meisten Prozess-
Radar-Füllstandmessgeräte ist geringer
als 1 mW. Diese Sendeleistung ist für
Behälter und Silos bis 40 m Höhe oder
mehr ausreichend.
Die durchschnittliche Sendeleistung
hängt beim FMCW-Radar von der
Länge und der Wiederholrate des
Frequenzhubs und beim Pulsradar von
der Pulslänge und der Pulswiederholungsfrequenz
ab.
Eine Erhöhung der Mikrowellenleistung
erzeugt größere Signalamplituden.
Allerdings wird gleichzeitig mit
der Amplitude des eigentlichen Echos
der Produktoberfläche auch die Amplitude
der Störechos sowie das Rauschen
ansteigen. Die durchschnittliche Mikrowellensendeleistung
eines Pulsradars
beträgt nur 1µW.
Verarbeitungsleistung
Ein FMCW-Radar benötigt mehr
Verarbeitungsleistung. Diese Verarbeitungsleistung
wird benötigt, um mit
dem FFT-Algorithmus das Echofrequenzspektrum
zu berechnen. Dieser
Mehrbedarf an Verarbeitungsleistung
hat die Möglichkeiten der Hersteller
von FMCW-Radars eingeschränkt, zuverlässige,
eigensichere Zweileiter-
Radarsensoren zu bauen.
Pulsradar-Sensoren arbeiten im Zeitbereich,
sie brauchen deshalb keine
leistungsfähigen Prozessoren zur FFT-
Analyse.
74
Sicherheit
Die geringe Leistungsabgabe von
Mikrowellenradarsendern bedeutet
auch, dass Radar eine äußerst sichere
Methode zur Füllstandmessung ist.
Zweileiter-Radar
Pulsradar
Der geringe Energiebedarf des Pulsradars
ermöglichte den ersten eigensicheren
Zweileiter-Radarsensor zur
Füllstandmessung. Es wurde Mitte
1997 erstmals auf den Markt gebracht.
Die Geräte der Serie VEGAPULS 50
haben bewiesen, dass sie auch unter
schwierigen Bedingungen, z.B.
Prozessanwendungen, sicher arbeiten.
Die Fähigkeiten der Zweileiter-
4 … 20 mA-Sensoren sind gleichwertig
mit den bisher bekannten Vierleiter-
Geräten.
Das Pulsmikrowellenmodul benötigt
nur eine 3,3 Volt Stromversorgung bei
einem maximalem Leistungsverbrauch
von 50 mW. Dieser fällt auf 5 mW ab,
wenn es sich im Standby-Modus
befindet. Der Unterschied zwischen
dem Zweileiter- und dem Vierleitersensor
ist, dass der Zweileiter-Radarsensor
immer nur Pulspakete sendet
und den Ausgang ca. 1 mal pro Sekunde
aktualisiert. Der Vierleitersensor
sendet kontinuierlich Pulse und aktualisiert
den Ausgang 2 mal pro Sekunde.
Der komplette 4 … 20 mA Sensor,
mit seiner hochwertigen Elektronik,
arbeitet selbst mit einer Versorgungsspannung
von nur 14 V Gleichspannung.
Dadurch können andere
Messprinzipien problemlos eingesetzt
werden.

Gepulstes FMCW-Radar
Der niedrige Leistungsbedarf des
Pulsradars ermöglichte es, leistungsfähige
Zweileitergeräte herzustellen.
Ein FMCW-Radar benötigt hingegen
mehr Verarbeitungsleistung und Zeit,
um die FFT-Analyse durchzuführen.
Sogenannte „gepulste“ FMCW-Radars
konnten durch die Energieeinsparung
zweileiterfähig gemacht werden.
Allerdings bleibt solch ein Gerät auf
Anwendungen in einfachen Lagertanks
beschränkt, da die Aktualisierungszeit
zu lang ist und die Verarbeitungsleistung
sich als zu begrenzt
für schwierige Prozessanwendungen
erweist.
4. Radar-Füllstandmessung
Zusammenfassung der Radar-Technologien
FMCW- (frequenzmoduliertes Dauerstrich-) Radar
Ist eine indirekte Methode zur Füllstandmessung.
Benötigt eine Fast Fourier Transformation (FFT), um die Signale in ein
Frequenzspektrum umzuwandeln
Die FFT-Analyse benötigt viel Verarbeitungsleistung und deswegen sind
FMCW-Prozessradars auf Vierleiter-Versorgung beschränkt und
nicht Zweileiterfähig.
Das FMCW-Radar muss eine große Zahl von Vielfachechos
(verursacht durch die parabolischen Wirkungen von horizontalen
zylindrischen oder ausgewölbten Behältern) aufwändig verarbeiten.
PULS-Radar
Ist eine direkte Laufzeitmessung.
Benutzt ein spezielles Sampling-Verfahren, um eine
zeitgedehnte Zwischenfrequenz zu erzeugen.
Die Zwischenfrequenz wird durch Hardware erzeugt und benötigt
keine FFT-Analyse.
Durch die niedrige Verarbeitungsleistung ist es möglich, ein
eigensicheres 4 … 20 mA-Zweileiterradar auch für schwierige
Prozessanwendungen zu verwenden.
75

Teil I
Inhalt
Vorwort ix
Danksagung xi
Einleitung xiii
1. Geschichte des Radars 1
2. Physikalische Grundlagen des Radars 13
3. Radartypen 33
1. CW-Radar 33
2. FMCW-Radar 36
3. Pulsradar 39
Teil II
4. Radar-Füllstandmessung 47
1. FMCW-Radar 48
2. Pulsradar 54
3. Frequenzwahl 62
4. Genauigkeit 68
5. Leistung 74
5. Radarantennen 77
1. Hornantennen 81
2. Dielektrische Stabantennen 92
3. Standrohrantennen 101
4. Parabolantennen 106
5. Planarantennen 108
Richtcharakteristik von Antennen 110
6. Installation 115
A. Mechanischer Einbau 115
1. Flüssigkeitsanwendungen - Hornantenne 115
2. Flüssigkeitsanwendungen - Stabantenne 117
3. Allgemeine Einbauhinweise 120
4. Standrohre und Bypass-Rohre 127
5. Messung durch Behälterwand und Radarfenster 134
6. Messung von Schüttgütern mit Hornantennen 139
B. Elektrische Anschlussvarianten 141
1. Nicht-Ex-Anwendungen 141
2. Geräte für Ex-Anendungen 144

Die Antenne eines Radar-
Füllstandmessgeräts hat die Aufgabe,
die maximale Mikrowellenenergie in
Richtung des zu messenden Füllstands
abzustrahlen und die maximale Energie
des Echos zur Analyse in der
Elektronik zu empfangen.
Es gibt fünf Antennen-Grundformen
in der Füllstandmessung:
· Hornantenne (Konusantenne)
· Dielektrische Stabantenne
· Standrohrantenne
· Parabolantenne
· Planarantenne
Hornantennen und dielektrische
Stabantennen werden bei Prozess-
Füllstandmessungen standardmäßig
verwendet. Wir gehen im folgenden
noch genauer auf die Entwicklungen
im Antennendesign und des Antennen-
Wirkungsgrads ein. Gerade für
schwierige Prozessbedingungen werden
die Hornantenne und Sonderversionen
der dielektrischen Stabantenne
auch in Standrohranwendungen
in der Prozessindustrie benutzt.
Parabolantennen und Planar-Antennen
werden eher für „eichfähige
Messungen“ als für Füllstandmessungen
in Prozessbehältern eingesetzt. Wir
gehen auf die Eigenheiten dieser
Antennen ein, obwohl ihre
Einsatzmöglichkeiten in Prozessbehältern
derzeit noch sehr gering sind.
5. Radarantennen
Grundlagen
Eine wichtige Funktion einer
Antenne ist die Richtwirkung. Die
Richtwirkung ist die Fähigkeit einer
Antenne, die größtmögliche Menge der
abgestrahlten Mikrowellenenergie
gegen die zu messende Flüssigkeit oder
den zu messenden Festkörper zu richten.
Es wird immer etwas Mikrowellenenergie
in jede Richtung abgestrahlt
werden, egal wie gut einen Antenne
entworfen wird. Das Ziel ist es, diese
Richtwirkung zu maximieren.
Abb. 5.1 zeigt das Strahlungsdiagramm
einer typischen Hornantenne.
Eine 250 mm (10") Hornantenne, die
bei einer Frequenz von 6,3 GHz
arbeitet.
Die Messungen werden in einiger
Entfernung zur Antenne gemacht. Dies
wird als Fernfeld bezeichnet. Es ist eindeutig,
dass die meiste Energie in der
Hauptkeule enthalten ist, aber es gibt
auch beachtliche Energiemengen in den
verschiedenen Nebenkeulen.
Technische Informationen und Verkaufsliteratur
von Radar-Füllstandmessgeräten
definieren den Öffnungswinkel
für unterschiedliche Antennen
einheitlich nicht als direkt gebündelten
Strahl. Definitionsgemäß wird der
Winkel bestimmt, bei dem sich die
Mikrowellenenergie auf 50 Prozent des
Wertes an der zentralen Achse des
Strahls reduziert hat.
In Dezibel angegeben ist das der
-3dB-Punkt.
77

Umfang der gemessenen Mikrowellenenergie die
Hauptkeule und Nebenkeulen zeigen.
Der -3dB-Punkt ist der Öffnungswinkel, bei dem die
Energie auf 50% reduziert ist.
Energie der Nebenkeule
78
Max.:
180
20,4 dB
150
150
main lobe direction
angular width (3dB)
side lobe suppression
120
120
:
:
:
Farfield E_Abs (Theta); Phi=90,0 deg.
0,0 deg.
14,9 deg.
21,6 dB
90
90
0
0 10 20 30
Abb. 5.1: Typisches Strahlungs-Diagramm eines Radar-Füllstandsenders.
Die Strahlungs-Diagramme unterschiedlicher Antennen und Radarfrequenzen werden
am Ende dieses Kapitels verglichen.
60
60
30
30

Das Maß, wie effektiv die Antenne
die Mikrowellenenergie ausrichtet,
wird als „Antennengewinn“ bezeichnet.
Der Antennengewinn ist das Verhältnis
zwischen der abgestrahlten
isotrope Energie/Strahler
Isotroper Strahler (Kugelstrahler), die abgestrahlte
Leistung ist in allen Richtungen gleich.
Gerichtete Leistung von der Antenne
Abb. 5.2: Illustration des Antennengewinns.
Der Antennengewinn "G" kann wie folgt berechnet werden:
Mit: η = Antennenwirkungsgrad
D = Antennendurchmesser*
A = Antennenfläche*
λ = Wellenlänge*
( )
* verwenden Sie immer die gleiche Einheit
5. Radarantennen
Leistung je Raumwinkel in einspezielle
Richtung, und der abgestrahlten Leistung
je Raumwinkel, wenn die Leistung
isotrop abgestrahlt würde, das
heißt, in allen Richtungen gleich.
gerichtete Energie/Strahler
2
π x D
4π x A
G = η x = η x 2
λ λ
(Gl. 5.1)
Antennenwirkungsgrade zwischen
η = 0.6 und η = 0.8 sind für
Radarfüllstandantennen typisch.
Durch Gleichung 5.1 ist ersichtlich,
dass sich die Richtwirkung proportional
mit der Antennenfläche
verbessert. Eine größere Antenne hat
bei einer vorgegebenen Frequenz
einen kleineren Öffnungswinkel.
79

Öffnungswinkel/Strahlwinkel
in Grad (-3dB)
Außerdem kann man sehen, dass der
Antennengewinn und somit die Richtwirkung
umgekehrt proportional zum
Quadrat der Wellenlänge ist.
Bei einer vorgegebenen Antennengröße
wird der Öffnungswinkel bei
höheren Frequenzen kleiner werden
(kürzere Wellenlängen). Zum Beispiel
ist der Öffnungswinkel eines 6,3 GHz-
Radars mit einer 200 mm (8") Hornantenne
fast gleich groß, wie bei einem
26 GHz-Radar mit einer 50 mm (2")
Das folgende Diagramm zeigt den
Zusammenhang zwischen Hornantennendurchmesser
und dem Öff-
80
Öffnungswinkel
80
60
40
20
0
φ = 70° x λ
D
Antennenöffnungswinkel (Durchmesser / Frequenz)
Hornantenne. Dies bedeutet, dass eine
26 GHz-Antenne mit gleichem Öffnungswinkel
leichter und einfacher zu
installieren ist. Dies ist nicht der
einzige Gesichtspunkt, wie bereits in
Kapitel 4 erwähnt, bei der Auswahl des
Sensors.
Für eine Standard-Hornantenne kann
der Öffnungswinkel F nach der
Gleichung 5.2 berechnet werden. Das
ist der Winkel bei -3 dB Leistungsabfall.
(Gl. 5.2)
nungswinkel der gebräuchlichsten
Radarfrequenzen. Diese sind
6,3 GHz, 10 GHz und 26 GHz.
6.3 GHz
10 GHz
26 GHz
50 75 100 125 150 175 200 225 250
Antennendurchmesser in Millimeter
Abb. 5.3: Der Graph zeigt den Zusammenhang zwischen dem Hornantennendurchmesser
und dem Öffnungswinkel für 6,3 GHz, 10 GHz und 26 GHz-Radar.

1. Hornantennen
Die metallische Hornantenne oder
Konusantenne hat sich in der
Prozessindustrie als geeignet gezeigt.
Das Horn ist mechanisch stabil und im
Allgemeinen praktisch unbeeinflusst
durch Kondensation und Produktanhaftungen,
besonders bei niedrigeren
Radarfrequenzen wie 6,3 GHz.
Es gibt verschiedene Ausführungen
von Hornantennen. Die Mikrowellen,
die im Mikrowellenmodul erzeugt werden,
werden über ein Hochfrequenzkabel
zur Einkopplung in einen Hohlleiter
übertragen. Der Metallhohlleiter führt
die Mikrowellen zum Horn der
Antenne. Ein Material mit geringem
Dk-Wert wie PTFE, Keramik oder Glas
wird oft im Inneren des Hohlleiters
benutzt.
5. Radarantennen
Am Übergang vom Hohlleiter zum
Horn der Antenne wird dieses Material
zu einem spitzen Kegel geformt. Der
Winkel dieses Kegels hängt von der
Dielektrizitätszahl des Materials ab.
Keramik hat zum Beispiel einen
spitzeren Winkel als PTFE.
Die Mikrowellen werden von
diesem spitzen Kegel kontrolliert ausgestrahlt
und dann durch das
Metallhorn auf das Ziel fokussiert.
Nach der Reflexion von der Produktoberfläche
werden die Echos
innerhalb der Hornantenne für die Verarbeitung
in der Elektronik gesammelt.
Abb. 5.4: Der Übergang der
Mikrowellen vom niedrig
dielektrischen Hohlleiter in
das metallische Horn, wo sie
gegen das zu messenden
Produkt fokussiert werden.
81

Hornantenne Ausführung 1
Abb. 5.5 1. HF-Kabel
2. Signaleinkopplung
In diesem ersten Designbeispiel
einer Hornantenne wird die HF-Energie
über ein Kabel in einen mit Luft gefüllten
Hohlleiter mit rechteckigem
Querschnitt eingekoppelt. Danach folgt
ein Übergang von rechteckigem zu
kreisförmigem Querschnitt. Ab diesem
Punkt ist der Hohlleiter mit PTFE
gefüllt. Zur Anpassung dient ein λ/4-
Transformator. Nun folgt eine Sektion
in der der Hohlleiter mit Glas gefüllt
ist. Am Übergang zum Horn wechselt
die Füllung dann wieder zurück zu
PTFE. Ein PTFE Kegel dient zur
Anpassung an die luftgefüllte Antenne
und den Freiraum. Das metallische
Horn fokussiert die Mikrowellen zum
zu messenden Gegenstand.
82
1
2
3
4
5
6
7
8
9
3. Hohlleiter (luftgefüllt),
Übergang
von rechteckigem
zu kreisförmigem
Querschnitt
4. PTFE Anpassung
5. glasgefüllter
Hohlleiter
6. Metallgitter
7. Dichtung zwischen
Glas und PTFE
8. PTFE Konus
9. metallische
Hornantenne
Eine Antenne mit diesem Aufbau
kann bis zu einer Prozesstemperatur
von 250ºC und bis zu einem Druck von
300 Bar eingesetzt werden.
Die prozessseitige Abdichtung zwischen
PTFE und Glas stellt in diesem
Design ein potentielles Problem dar. Da
die Wärmeausdehnung von Glas und
PTFE unterschiedlich ist, kann es zu
Kondensation zwischen dem Glas und
PTFE kommen. Dies würde das Aussenden
und Empfangen der Mikrowellen
beeinflussen.
Die explosionsgeschützte Ausführung
solch einer Antenne benötigt an
der Verbindungsstelle von Gehäuse und
Flansch ein metallisches Gitter um die
Glasfüllung des Hohlleiters herum.

Hornantenne Ausführung 2
Abb. 5.6:
Bei diesem Antennendesign wird die
HF-Energie direkt in die PTFE-Füllung
des Hohlleiters eingekoppelt. Der
Metallhohlleiter wird in den Flansch
geschweißt, zwischen dem Metallhohlleiter
und der PTFE-Füllung wird mit 2
O-Ringen abgedichtet. Diese Dichtungen
schützen die Einkoppelstelle vor
aggressiven Medien. Als Dichtmaterial
kann z.B. VITON für V4A-Hornantennen
oder KALREZ für Hastelloy-
Hornantennen verwendet werden.
Die Mikrowellen werden nur innerhalb
eines einzelnen Stückes aus PTFE
geführt, dieses endet zur Anpassung an
1
2
3
4
5
6
5. Radarantennen
1. HF-Kabel:
2. Signaleinkopplung
3. Hohlleiter
(PTFE gefüllt)
4. Prozessabdichtung,
VITON oder
KALREZ
5. PTFE-Konus
6. metallische
Hornantenne
das Horn in einem Konus. Der PTFE-
Kegel und das metallische Horn fokussieren
die Mikrowellen im Sende- und
Empfangsfall.
Eine Antenne dieses Designs kann
bis zu einer Prozesstemperatur von
+150°C und einem Prozessdruck von
40 bar eingesetzt werden.
Wird die Antenne mit Luft oder
Stickstoff gekühlt, kann sie auch noch
bei sehr hohen Produkttemperaturen
unter geringem Druck eingesetzt werden.
83

Hornantenne Ausführung 2a
Abb. 5.7: Sehr hohe Temperaturen, Normaldruckbedingungen.
Luft/Stickstoffkühlung durch den Flansch.
Diese Abwandlung der vorherigen
Antenne ermöglicht eine Kühlung mit
Luft oder Stickstoff.
Hierzu werden zwei Löcher, 180°
versetzt, seitlich durch den Flansch in
die Hornantenne nahe an den PTFE-
Kegel gebohrt. Der konstante Fluss von
Luft oder Stickstoff hindert heiße Gase
daran, das PTFE und die VITON-
Dichtung zu beschädigen. Der komplette
Flansch und Hornantennenbereich
werden gleichzeitig effektiv
gekühlt.
Dieses Verfahren wird erfolgreich
bei sehr hohen Temperaturen, z.B. bei
+1500°C, in der Stahlindustrie eingesetzt.
Anwendungen sind z. B. die
84
Luft / N 2
1
2
3
4
5
1. HF-Kabel
2. Signaleinkopplung
3. Hohlleiter PTFE
gefüllt
4. Bohrungen zur
Luft/Stickstoffkühlung
der
Antenne
5. metallisches Horn
Standmessung in Hochöfen oder die
Messung von flüssigem Stahl in
Gusspfannen. Die Mikrowellen werden
durch die Luftbewegung innerhalb des
Horns nicht beeinflusst.
Zusätzlich zum Kühlen wird dieses
Verfahren des Lufteinblasens auch bei
Schüttgutanwendungen benutzt. In
Anwendungen mit sehr viel leitfähigem
Staub, z.B. Kohle, entstehen
Anhaftungen im Inneren des Horns,
was eine Abschwächung des
Messsignals verursachen würde.
Wenn starke Produktanhaftungen
erwartet werden, kann auch mit Wasser
gespült werden.

Hornantenne Ausführung 3
Abb. 5.8: Emaillierte Antenne.
Diese Antenne ist ebenfalls eine Abwandlung
der Abb. 5.6.
Hohlleiter, PTFE-Übergang und
Prozessflansch sind Standardteile. Der
Flansch ist PTFE plattiert. Der Unterschied
liegt in der Verwendung eines,
mit Email (Glas) beschichteten Horns.
Dies führt zu ausgezeichneten Produktbeständigkeiten
ohne auf teure Metalle
wie z.B. Tantal ausweichen zu müssen.
Die äußere Form der Antenne ist ein
einfacher Zylinder. Die Innenmaße der
Antenne sind identisch mit einer
standardmäßigen Hornantenne mit
130 mm Durchmesser. An der Unterseite
der Antenne befindet sich ein
großer Radius als Übergang zwischen
dem äußeren Zylinder und dem inneren
Horn.
1
2
3
4
5
6
7
5. Radarantennen
1. Signaleinkopplung
2. PTFE- Hohlleiter
3. PTFE-Plattierung
4. Teflondichtung
5. Flansch
6. Stahlkern
7. Email-
Beschichtung
Die Oberseite des Zylinders besitzt
einen Flansch zur Abdichtung zwischen
dem PTFE beschichteten Geräteflansch
und dem Horn, sowie der emaillierten
Antenne und dem Behälterflansch. Die
emaillierte Antenne wird an den
Geräteflansch geschraubt, zur internen
Abdichtung wird zusätzlich eine
Teflondichtung verwendet.
Die Antenne wird aus kohlenstoffhaltigem
Stahl mit blauem Emailüberzug
hergestellt; das identisches
Email wird auch bei der Herstellung
von emaillierten Behältern verwendet.
Diese Ausführung kombiniert die sehr
guten Eigenschaften einer Hornantenne
mit hervorragender Produktverträglichkeit.
85

Hornantenne Ausführung 4
Abb. 5.9: Hochtemperatur / Hochdruck Antenne mit keramischem Hohlleiter.
Die obige Antenne wurde sowohl für
Hochtemperatur- als auch für Hochdruckanwendungen
entworfen. Die
mechanische Festigkeit und Dichtungsfähigkeit
von PTFE verschlechtert sich
bei Erhöhung der Temperatur und ist
deswegen auf 200ºC begrenzt.
Diese Sonderausführung des Radars
hat einen chemisch und thermisch stabilen
keramischen (Al 2 O 3 ) Hohlleiter
innerhalb einer Edelstahl- oder Hastelloy-C-Hornantenne
und des Flansches.
Der keramische Hohlleiterkonus wird
durch ein spezielles Hartlötverfahren
mit einer VACON-Stahlbuchse verschmolzen.
Man verwendet VACON,
weil es einen Wärmeausdehnungskoeffizienten
ähnlich wie Keramik hat,
während normaler Edelstahl sich dop-
86
1
2
3
4
5
6
1. Verbindung zum
HF-Kabel vom
Mikrowellenmodul
2. Koaxialleitung zur
Signaleinkopplung
3. Signaleinkopplung
im keramischen
Hohlleiter
4. VACON / Keramik
Hartlötung
5. Grafitdichtung
6. keramischer
Hohlleiterkonus
pelt so stark wie Keramik ausdehnt.
Eine Grafitdichtung dichtet auf der
Prozessseite zwischen Edelstahl und
Keramik ab. Die ganze Hohlleiteranordnung
ist dichtgeschweißt um
sicherzustellen, dass die Einkopplung
gasdicht und die unterschiedlichen
Wärmeausdehnungen nicht zu
Undichtheiten führen.
Um ständigen Prozesstemperaturen
von 400ºC zu widerstehen, wird das
Elektronikgehäuse des Radars mechanisch
von der hohen Prozesstemperatur
über ein Distanzrohr isoliert. Das
Mikrowellenmodul wird über das HF-
Kabel und eine luftgefüllte Koaxialleitung
mit der Einkopplung im
keramischen Hohlleiter verbunden.

Abb. 5.10: Schnittbild einer Keramikeinkopplung.
Abb. 5.11: Dieses Antennendesign mit
Grafitdichtung kann bis zu 160 bar bei
400°C widerstehen. Es hat sich gezeigt,
dass Grafitdichtungen Metalldichtungen
aus Tantal überlegen sind.
Einkopplung in Keramik
VACON / Keramik Hartlötung
Grafit- / Tantaldichtung
1
2
3
4
5
6
7
5. Radarantennen
1. koaxialer Leiter
2. Signlaeinkopplung
3. Keramik-Hohlleiter
4. Hartlötung
zwischen Keramik
und VACON
5. VACON-Hülse
6. Grafitdichtung
7. metallische
Hornantenne
87

Anwendungen mit Hornantennen
a. Messung durch eine Teflonscheibe
Eine Anwendungsmöglichkeit eines
Hornantennenradars ist die Messung
durch ein dielektrisches Fenster mit
niedrigem Dielektrizitätswert.
Hastelloy-, Tantal- und die besonders
beschichtete Email-Hornantenne
wurden bereits besprochen. Zur Mes-
88
sung von leitfähigen Flüssigkeiten oder
Füllgütern mit einem DK-Wert >10 ist
auch die Messung durch eine dielektrische
Scheibe oder Linse möglich.
Bei einigen Antennen ist die PTFE-
Scheibe bereits Teil der Konstruktion.
Antennengehäuse
Hornantenne
Prozessflansch
PTFE-Fenster
Abb. 5.12: Radargerät mit Gehäuse um die Hornantenne und Prozessabtrennung
mit PTFE-Scheibe.
Abb. 5.13: Zur besseren Funktion kann die Scheibe auch konisch geformt sein.
Die Spitze kann sowohl in die Antenne als auch zum Prozess gerichtet sein.

. Hornantenne mit
Rohrverlängerung
Im ersten Abschnitt von Kapitel 6
wird genauer beschrieben , wie ein
Hornantennenradar installiert werden
sollte. Es wird empfohlen, das Ende der
Antenne mindestens 10 mm in den
Behälter ragen zu lassen. Eine
Hornantenne mit einem Durchmesser
von 150 mm ist 205 mm lang.
Ist der Stutzen länger als 200 mm,
sollte eine Hohlleiterverlängerung zwischen
dem Radarflansch und der
Hornantenne eingesetzt werden. Hohlleiterverlängerungen
sollten nur bei
sehr gut reflektierenden Produkten
benutzt werden.
c. Gebogene Hohlleiterverlängerungen
Ebenso wie gerade Hohlleiterverlängerungen
sind auch gebogene Ausführungen
möglich. Hiermit kann auch
noch bei ungünstigen Messbedingungen
oder bei seitlich eingebauten
Flanschen gemessen werden.
Eine einfache 90º-Biegung oder eine
„S“-förmige Biegung des Rohres sind
möglich.
Die Hohlleiterverlängerung sollte
frei von inneren Schweißnähten sein
und der minimale Biegeradius von
200 mm darf nicht unterschritten
werden.
Abb. 5.15: Gebogene
Hohlleiterverlängerungen.
Die Polarisation der Geräte ist wichtig.
5. Radarantennen
Abb. 5.14: Hornantennenverlängerungen
ermöglichen die Messung durch lange
Stutzen oder dicke Behälterwände bzw.
Isolierungen.
Hohlleiterverlängerung
mit „S“-Biegung
Hohlleiterverlängerung
mit 90°-Bogen
89

Radarantennen für hochfrequente Radargeräte
Die meisten der in diesem Kapitel
beschriebenen Antennen wurden für
Mikrowellenfrequenzen zwischen
6,3 GHz und 10 GHz entworfen. Im
Verlauf dieses Kapitels wird auch die
Verwendung von Radar in Messrohren
besprochen. Dort gibt es einen minimalen
kritischen Durchmesser für jede
Frequenz. Ein Messrohr ist ein
Hohlleiter. Der minimale theoretische
Rohrdurchmesser für ein 6,3 GHz-
Radar ist 31 mm.
Bei einer höheren Frequenz ist der
minimale Durchmesser des Hohlleiters
kleiner.
Knapp über diesem minimalen
Durchmesser breiten sich die Mikrowellen
innerhalb des Hohlleiters mit
einem einzelnen Mode und daher einer
einzigen Geschwindigkeit aus.
Vergrößert man den Hohlleiterdurchmesser,
breiten sich mehr Moden
bei einer vorgegebenen Frequenz aus.
Eine mehrmodige Ausbreitung in
einem Messrohr führt zu Messproblemen.
Verursacht wird dies dadurch,
dass sich unterschiedliche Moden mit
unterschiedlichen Geschwindigkeiten
im Messrohr ausbreiten, hierdurch wird
das Ziel in mehreren Echos abgebildet.
Die Messung wird ungenau oder
unmöglich.Aus diesem Grund muss die
Einkopplung eines Hochfrequenz-
Radars in einen kleinen Hohlleiter
90
erfolgen. Die kleinen Hohlleiterbaugruppen
eines Hochfrequenz-
Radars sind jedoch anfälliger für
Verunreinigungen durch Kondensation
und Anhaftungen, verglichen mit tieferen
Frequenzen wie 6,3 GHz.
Ein patentiertes Hochfrequenz-
Antennendesign von VEGA minimiert
die potenziellen Probleme bei kleinen
Hohlleiterbaugruppen.
Eingekoppelt wird in einen dünnen
und deswegen einmodigen mit PTFE
gefüllten Hohlleiter. In Richtung zum
Horn befindet sich eine sorgfältig
dimensionierte Verdickung der Hohlleiterfüllung,
der Einmodebetrieb wird
hier beibehalten.
Der vergrößerte Durchmesser des
PTFE-Hohlleiters reduziert die ungünstigen
Wirkungen von Kondensation
und Anhaftung an der kegelförmigen
Spitze der Einkopplung am Übergang
zum Horn.
Vergleichen Sie diese Ausführung
mit der Hornantennenausführung 2,
Abb. 5.6. Das 6,3 GHz-Radar benötigt
keine Verdickung im Hohlleiterdurchmesser
und der Winkel des metallischen
Hornes ist nicht so spitz wie
beim Hochfrequenzradar.
Ein Viton- oder Kalrez-O-Ring
dichtet zwischen dem PTFE und dem
Edelstahlkörper des Hohlleiters ab.

Abb. 5.16: Hornantennen-Ausführung für hohe Frequenzen (26 GHz).
1
2
3
4
5
6
5. Radarantennen
1. HF-Kabel vom
Mikrowellenmodul
2. Signaleinkopplung in
die PTFE gefüllte Hohlleiteranordnung
mit
kleinerem Durchmesser
3. Sorgfältig dimensionierter
Übergang vom kleinen
Durchmesser zum
größeren Durchmesser
ohne Einfluss auf den
Hohlleitermode
4. VITON oder KALREZ
Prozessdichtungen zwischen
PTFE und
Edelstahlkörper des
Hohlleiters
5. Konusförmiger PTFE-
Körper zum Übergang
in das metallische Horn
der Antenne
6. Metallische
Hornantenne des
Hochfrequenzradars.
Sie hat einen spitzeren
Winkel als bei niederfrequenten
Radars.
91

2. Dielektrische Stabantennen
Die dielektrische Stabantenne ist
eine äußerst nützliche Variante bei der
Füllstandmessung in Prozessbehältern.
Die Radarsensoren können in 40 mm
(1½") kleinen Behälterstutzen verwendet
werden und können auch in vorhandene
Behälteröffnungen eingebaut werden.
Dielektrische Stabantennen werden
aus PP, PTFE oder Keramik
hergestellt, die kostengünstigen Materialien
dieser Antenne sind mit den
meisten aggressiven Flüssigkeiten einschließlich
Säuren, Laugen und
Lösungsmittel verträglich.
Das Design der dielektrischen
Stabantennen ist in den letzten Jahren
verbessert worden. Im Wesentlichen
werden die Mikrowellen vom Mikrowellenmodul
mit einem HF-Kabel zum
Signalkoppler in den Hohlleiter eingespeist.
Der Hohlleiter kann, wie die
Hornantenne, mit Luft oder einem
niedrig dielektrischem Material wie
PTFE gefüllt sein.
Der Hohlleiter führt die Mikrowellen
zur Antenne. Die Mikrowellen
breiten sich entlang des parallelen
Stababschnitts aus, bis sie den konisch
zulaufenden Abschnitt des Stabs erreichen.
Der konisch zulaufende Stababschnitt
hat die Funktion einer Linse
92
und fokussiert die Mikrowellen in
Richtung des zu messenden Produktes.
Die Größe und Form des dielektrischen
Stabs hängt von der zu übertragenden
Frequenz der Mikrowellen ab. Die
Echos werden in gleicher Weise zur
Auswertung in der Radarelektronik
empfangen.
Bei der Anwendung des Stabantennenradars
gibt es einige wichtige Überlegungen.
Zuallererst muss der konisch zulaufende
Abschnitt des Stabs ganz im
Behälter sein.
Wenn der konisch zulaufende Abschnitt
in einem Stutzen ist, wird er ein
„Klingeln“ bzw. Rauschen verursachen,
welches das Radar beeinträchtigt.
Dies wird in Kapitel 6
genauer erklärt.
Bilden sich an der Stabantenne
viskose, leitfähige und klebende
Produktanhaftungen (Abb. 5.17), verschlechtert
sich der Antennenwirkungsgrad.
Produktanhaftungen sind bei Hornantennen
kein Problem, bei Stabantennen
wirken sie allerdings der
zuverlässigen Funktion des Radars entgegen.

Abb. 5.17: Dielektrische Stabantenne.
5. Radarantennen
Die Mikrowellen bewegen sich am inaktiven,
parallelen Abschnitt des Stabes entlang
zum konisch zulaufenden Abschnitt.
Der konisch zulaufende Abschnitt des
Stabes fokussiert die Mikrowellen gegen
die zu messende Flüssigkeit.
Es ist sehr wichtig, dass sich der komplette
konisch zulaufende Abschnitt des Stabs im
Behälter befindet.
Es sollte vermieden werden, dass die
Stabantenne ins Produkt eintaucht.
Wenn eine Stabantenne mit viskosen, leitfähigen
und klebenden Produkten benetzt
wird, verschlechtert sich der Antennenwirkungsgrad.
93

Stabantennen-Ausführung 1
Abb. 5.18: Stabantenne für kurze Behälterstutzen.
Dies ist ein einfacher und kostengünstiger
Aufbau der Stabantenne, er
ermöglicht ein Radar-Füllstandmessgerät
mit guter Beständigkeit. Sie
ist ideal für drucklose oder bei
niedrigem Druck arbeitende Behälter
wie z.B. Säure- und Laugentanks. Sie
empfiehlt sich für die Verwendung in
kurzen 1½" NPT oder G-Prozessanschlüssen.
Die Stutzenhöhe sollte
60 mm nicht überschreiten.
Das Einschraubgewindeteil ist aus
94
1
2
3
4
5
1. HF-Kabel
2. PVDF
Einschraubgewinde
3. Signaleinkopplung
im PP/PTFE
gefüllten Hohlleiter
4. Inaktiver Teil mit
Füllung und Hülle
aus PP/PTFE
5. Massiver konischer
Teil aus PP/PTFE,
fokussiert die
Mikrowellen
PVDF, die Antenne aus Polypropylen
(PP) oder PTFE (Teflon) hergestellt.
Das HF-Kabel vom Mikrowellenmodul
koppelt in einen PTFE/PP
gefüllten Hohlleiter ein. Dieser metallische
Hohlleiter ist innerhalb des parallelen
aus PTFE/PP hergestellten Abschnitts
der Antenne komplett gekapselt.
Der metallische Hohlleiter leitet
die Mikrowellen direkt zum konisch
zulaufenden Abschnitt der Antenne, wo
sie zum Füllgut fokussiert werden.

Stabantenne-Ausführung 2
Abb. 5.19: Stabantenne für kurze Behälterstutzen.
Bei dieser Ausführung einer Stabantenne
geschieht die Einkopplung der
Mikrowellen in einen luftgefüllten
Hohlleiter. Die Mikrowellen werden so
zur Antenne geleitet. Mittels eines
kleinen Konus geht die Füllung in
Teflon über. Die Mikrowellen breiten
sich durch den PTFE-Hohlleiter zum
dielektrischen Stab aus. Der konisch
zulaufende Abschnitt des Stabs
fokussiert die Mikrowellen zum
Füllgut.
1
2
3
4
5
6
7
5. Radarantennen
1. HF-Kabel
2. Signaleinkopplung
3. luftgefüllter
Hohlleiter
4. PTFE-Konus
5. Prozessverbindung
6. massiver paralleler
PTFE-Abschnitt,
der verlängert werden
kann
7. massiver konisch
zulaufender PTFE-
Abschnitt
Wenn diese Antennenart in einem
langen Stutzen verwendet wird, dann
wird der parallele Abschnitt erweitert
um sicherzustellen, dass der konisch
zulaufende Abschnitt gänzlich innerhalb
des Behälters ist.
Eine verlängerte massive PTFE-
Stabantenne kann ein „Klingeln“ erzeugen,
was durch unerwünschte Abstrahlung
von Mikrowellen innerhalb des
Stutzen verursacht wird. Siehe
Abb. 5.20.
95

Abb. 5.20: Verlängerte, massive Stabantenne aus PTFE.
Diese Ausführung leidet unter erhöhtem „Klingeln“, Rauschen im Nahbereich, verursacht
durch unerwünschte Abstrahlung von Mikrowellen am parallelen Teil der Antenne.
Dies kann zu Resonanzen im Stutzen führen.
Theoretisch bewegen sich die
Mikrowellen innerhalb des parallelen
Abschnitts auf der ganzen Länge ohne
Abstrahlung fort. In der Praxis wird
jedoch etwas Mikrowellenenergie an
den parallelen Seiten abgestrahlt, bevor
der konische Teil erreicht wird.
Bei einigen PTFE-Stabantennen
kann die Länge der Antenne durch
anschraubbare Teile verändert werden.
Zusätzlich zum beschriebenen
„Klingel“ Problem kann diese
Ausführung durch Kondensation zwischen
den verschraubten Teilen stark
96
gedämpft werden. Das PTFE dehnt sich
bei hohen Temperaturen und unter
gewissen Prozesszuständen aus. Dies
führt zu einer Trennung der
Stababschnitte.
Die potenziellen Probleme von massiven
PTFE-Stabantennen sind durch
Weiterentwicklungen verhindert worden.
Es ist wichtig, einen vollkommen
inaktiven parallelen Abschnitt innerhalb
eines Stutzens zu haben. Dies wird
durch Abschirmung des Antennenteils
im Stutzen realisiert.

Stabantennen-Ausführung 3
Abb. 5.21: Verlängerte Stabantenne mit inaktivem Teil und Einkopplung
unter dem Stutzen.
Diese Antenne wird für Stutzen der
Länge 100 mm oder 250 mm eingesetzt.
Alle medienberührenden Teile der
Antenne sind aus PTFE. Der parallele
Abschnitt, der sich innerhalb des
Stutzens befindet, hat einen PTFE-
Überzug auf einem Metallrohr.
Unter diesem parallelen Abschnitt
befindet sich der aktive Teil der
Antenne, er ist aus massivem, konisch
zulaufenden Teflon gefertigt.
Das HF-Kabel vom Mikrowellenmodul
speist die Mikrowellen über eine
axiale Einkopplung in den gefüllten
Hohlleiter ein. Die parallel und konisch
1
2
3
4
5
5. Radarantennen
1. HF-Kabel
2. Verguss für
Explosionsschutz
3. Signaleinkopplung
im inaktiven Teil
4. Inaktiver Bereich
5. Konischer, aktiver
Teil der Antenne,
massives PTFE
zulaufenden Abschnitte sind miteinander
verbunden und können einer
Prozesstemperatur von 150ºC widerstehen
.
Diese Antennenausführung wird mit
1½"-Einschraubgewinde oder Teflon
beschichtetem Flansch verwendet.
Die flanschbeschichtete Version
wurde für größtmögliche chemische
Beständigkeit gegen Säuren, Laugen
und Lösungsmittel konzipiert. Die
Flanschauflage aus PTFE ist dichtungsfrei
mit der Beschichtung des Stabs
verbunden.
97

Verlängerte Stabantenne für
Stutzenlängen bis 250 mm
Abb. 5.22: Verlängerte Stabantenne mit inaktivem Teil und Einkopplung unterhalb des
Stutzens. Alle medienberührenden Teile sind aus PTFE gefertigt.
Für Anwendungen in weniger aggressiver Umgebung wird ein Edelstahlverlängerungsrohr
anstelle des PTFE beschichteten Rohres benutzt. Der konisch
zulaufende Abschnitt der Antenne wird aus PPS hergestellt
98
Verlängerte Stabantenne für
Stutzenlängen bis 100 mm
Abb. 5.23: Verlängerte Stabantenne mit inaktivem Teil aus Edelstahl und PPS Antenne.
Verwendbar für chemisch weniger aggressives Füllgut.

Stabantennen-Ausführung 4
Diese Stabantenne wird zusammen
mit Teflon plattierten Flanschen verwendet.
Die Mikrowellen werden in einen
PTFE gefüllten Hohlleiter eingekoppelt,
der diese zur Stabantenne führt.
Hohlleiterfüllung und Atennenstab sind
über ein PTFE Gewinde miteinander
verbunden. Der Antennestab wird mit
der Flanschauflage aus einem Teil
hergestellt. Die Flanschauflage sowie
die obere Schicht des inaktiven
Antennenteiles bestehen aus kohlenstoffhaltigem
und somit leitfähigem
PTFE.
5. Radarantennen
Abb. 5.24: Verlängerte Stabantenne mit eingelegtem Metallgitter als inaktivem Teil.
Die Flanschplattierung und die Beschichtung des inaktiven Teil sind aus leitfähigem
Teflon hergestellt. Der eigentliche Antennenstab ist aus reinem PTFE hergestellt.
1
2
3
4
5
6
7
8
1. HF-Kabel
2. Signaleinkopplung
3. PTFE gefüllter
Hohlleiter
4. Geschraubte Verbindung
5. Leitfähige Beschichtung
(Flansch und inaktiver
Teil)
6. Eingelegtes metallisches
Gitter. Schirmt den
inaktiven Teil ab
7. PTFE Füllung
8. Konische, aktive
Antennenspitze
Der aus PTFE bestehende parallele
Teil der Antenne ist, unter der leitfähigen
Schicht, mit einem metallischen
Gitter belegt, um wie ein Hohlleiter zu
wirken.
Am Ende des parallelen Abschnitts
geht das kohlenstoffhaltige PTFE in
reines PTFE über. Ab hier beginnt der
aktiv strahlende, konische Teil der
Antenne, hergestellt aus massivem
PTFE.
Mit dieser Antenne hat man die
Möglichkeit in 100 mm oder 250 mm
langen Stutzen zu arbeiten. Wie bereits
erwähnt, muss der konisch zulaufende
Abschnitt gänzlich innerhalb des
Behälters sein.
99

Stabantennen-Ausführung 5
Abb. 5.25: Dies ist eine keramische Hochtemperaturstabantenne.
Es gibt eine Temperaturtrennung zwischen der Elektronik und der Mikrowelleneinkopplung
(ähnlich der Hochtemperatur-Hornantenne in Abb. 5.10). Der keramische
Stab hat einen kleineren Durchmesser als der gleichwertige PTFE-Stab.
Stabantennen können auch mit
einem dielektrischen, aus Keramik
(Al 2 O 3 ) hergestellten Stab gebaut werden.
Keramik hat gute Chemikalien- und
Wärmebeständigkeit. Allerdings muss
100
1. Signaleinkopplung
2. Keramik gefüllter Hohlleiter
3. Abdichtung (Graphit oder
Tantal)
4. Aktiv abstrahlender,
konischer Keramikstab
bei der Installation sorgfältig vorgegangen
werden, da sie zerbrechlich ist und
somit unabsichtlich beschädigt werden
kann.
1
2
3
4

3. Standrohrantennen
Für allgemeine Messungen in der
Prozessindustrie sind konische Hornantennen
und dielektrische Stabantennen
weit verbreitet.
Im Allgemeinen sind Hornantennen
mechanisch und elektrisch robuster, sie
behalten ihre guten Messeigenschaften
auch bei Anhaftungen oder Kondensation.
Andererseits sind dielektrische
Stäbe kleiner, wiegen weniger und können
aus kostengünstigeren Materialien
wie z.B. PP oder PTFE hergestellt
werden.
• Stark bewegte Oberflächen: Bei der
Messung in einem Rohr „sieht“ das
Radar immer eine ruhige Oberfläche
ohne Messwertschwankungen
Flüssigkeiten mit niedrigem DK-Wert
(z.B. Flüssiggas): Ein Messrohr konzentriert
und lenkt die Mikrowellen auf
eine kleine Fläche. Dies ergibt die
größtmögliche Signalstärke, insbesondere
bei Flüssigkeiten mit niedrigem
DK-Wert, bzw. schlechten Reflexionseigenschaften.
Giftige und gefährliche Chemikalien:
Die Installation in einem Standrohr
ermöglicht den Einsatz eines Kugelhahns.
Dadurch kann der Behälter
auch bei abgenommenem Gerät dicht
verschlossen werden.
5. Radarantennen
Allerdings gibt es Anwendungen
innerhalb der Prozessindustrie, bei
denen das Radargerät aus Gründen des
Behälteraufbaus oder der Funktionalität
nicht direkt im Behälter montiert werden
kann. In diesen Fällen ist ein
Messrohr (Bypassrohr oder ein Standrohr
innerhalb des Behälters) eine
Alternative.
Bypass- und Standrohre werden aus folgenden Gründen eingesetzt:
Kleine Behälter: Standrohre oder
Bypass-Rohre können für die
Messung in sehr kleinen Prozessgefäßen
benutzt werden. Hier kann
für die Montage einer Horn- oder
Stabantenne nicht genug Raum vorhanden
sein. Für das Standrohr
genügt eine kleine Öffnung.
Schaum: In einem Standrohr kann
Schaum die Messung kaum beeinflussen.
Ersetzt Schwimmer oder Verdränger:
Das Radargerät kann direkt in bestehende
Bypassrohre installiert werden.
101

Standrohrantennen Typ 1: Hornantennen
Abb. 5.26: Installation einer Hornantenne in einem Stand- oder Bypassrohr.
In den meisten Standrohrmessungen
werden Hornantennen verwendet. Der
Innendurchmesser eines Messrohres
liegt üblicherweise zwischen 40 mm
und 150 mm. Es sind aber auch größere
Durchmesser möglich.
Bei Radargeräten mit 6,3 GHz
benötigen 40 mm und 50 mm Rohre
kein Horn. Der PTFE oder Keramik-
Konus der Einkopplung genügt als
Anpassung, das Gerät kann direkt ins
Rohr installiert werden.
102
DN50
DN80 DN100 DN150
∅ 50 ∅ 80 ∅ 100 ∅ 150
Für 80 mm und größer wird die
geeignete Hornantenne, angepasst an
den Rohrdurchmesser, benötigt.
Wie bereits in Kapitel 2 „Physikalische
Grundlagen des Radars" erwähnt,
verwenden Radargeräte eine
lineare Polarisation. Diese muss zu
Löchern, Schlitzen (bessere Durchmischung)
oder seitlichen Abgängen
ausgerichtet werden (siehe auch
Kapitel 6).

Standrohrantenne Typ 2: Stabantenne
Abb. 5.27: Stabantenne für den Einsatz in 50 mm und 80 mm Rohren.
Die standardmäßigen Stabantennen
sollten nicht innerhalb von Messrohren
installiert werden. Dies würde zu einem
hohen „Klingeln“ führen und die Messung
stark beeinflussen, bzw. unmöglich
machen.
Allerdings kann eine Sonderausführung,
eine kurze Stabantenne auf
Standrohren, mit einem Durchmesser
von 50 mm und 80 mm verwendet
werden.
1
2
3
4
5. Radarantennen
1. HF-Kabel
2. Signaleinkopplung
3. Teflon Flanschauflage
4. Kurze Stabantenne
Diese Ausführung ähnelt der
Konstruktion vom Stabantennendesign
3. Alle medienberührenden Teile sind
aus PTFE und die kurze Antenne ist
außerhalb des Flanschzentrums montiert.
Dieses asymmetrische Design
verbessert das Signal/Rauschverhältnis
innerhalb eines Messrohrs.
103

Laufzeit innerhalb eines Messrohrs
Die Geschwindigkeit der Mikrowellen
innerhalb eines Messrohrs ist langsamer,
verglichen mit der Geschwindigkeit
im freien Raum. Der Faktor um
den sich die Laufzeit verlangsamt,
hängt vom Durchmesser des Rohrs und
der Wellenlänge des Signals ab.
k [%] = - (100 ·(1 - 1 - x ))
104
d 2
Die Mikrowellen induzieren Ströme
in die Seiten des Rohrs. Für ein rundes
Rohr oder einen Hohlleiter wird die
Geschwindigkeitsänderung k abhängig
von den Messfrequenzen nach der folgenden
Gleichung berechnet:
Messfrequenz 6,3 GHz: x = 777,85
Messfrequenz 26 GHz: x = 45,67
d: Durchmesser des Rohres in mm
(Gl. 5.3)
Abb. 5.28: Die Laufzeit der Mikrowellen
innerhalb eines Standrohrs ist langsamer
als in Luft. Dieser Fehler muss von der
Software des Radar-Füllstandmessgerätes
ausgeglichen werden.

Mikrowellen breiten sich innerhalb
eines Hohlleiters mit unterschiedlichen
Moden aus. Ein wichtiger Wert ist der
minimale Durchmesser des Rohrs, ab
welchem die Ausbreitung der Mikrowellen
im Rohr überhaupt erst möglich
ist.
Dieser Wert des kritischen Durchmessers
d c hängt von der Wellenlänge
der Mikrowellen ab: Je höher die
Frequenz der Mikrowellen, desto kleiner
die Wellenlänge und somit der minimale
Durchmesser des zu verwendenden
Messrohrs.
Ausbreitungsgeschwindigkeit in %
der Lichtgeschwindigkeit c
100
80
60
40
20
0
5. Radarantennen
Gleichung 5.4 zeigt die Beziehung
zwischen kritischem Durchmesser und
der Wellenlänge.
Zum Beispiel: 6.3 GHz hat eine
Wellenlänge von ~ 47 mm. Der minimale
theoretische Rohrdurchmesser ist
d c = 28 mm.
Bei einer Frequenz von 26 GHz,
einer Wellenlänge von 11,5 mm, ist der
minimale Rohrdurchmesser
d c = 6,75 mm. In der Praxis sollte der
Durchmesser höher sein. Der
Durchmesser für 6,3 GHz sollte mindestens
40 mm betragen.
Abb. 5.29: Hier ist die Abhängigkeit zwischen Rohrdurchmesser und Laufzeit
zu erkennen.
Höhere Frequenzen, wie z.B.
26 GHz, führen bei Durchmessern
>80 mm zu mehrmodiger Ausbreitung
und somit zu Messfehlern.
d c =
λ
1.71
(Gl.. 5.4)
0.6 0.8 1.0 1.2 1.4 1.6 1.8 2.0 2.2 2.4 2.6 2.8 3.0
Rohrdurchmesser/Wellenlänge d / λ
Die Installationsanforderungen von
Radar-Füllstandmessgeräten in Standrohren
werden im nächsten Kapitel erklärt.
105

4. Parabolantenne
Abb. 5.30: Typische Parabolantenne
Thema dieses Buches ist die Radarfüllstandmessung
in Prozessbehältern.
Obwohl sie üblicherweise bei eichfähigen
Messungen und nicht bei Prozessbehältern
eingesetzt werden, wird
hier der Vollständigkeit halber auch die
Parabolantenne erwähnt.
Die Parabolantenne ist jedem gut
bekannt: Die parabolische Form wird
von Satellitenantennen, Radioteleskopen
bis hin zu Autoscheinwerfern
und Taschenlampenreflektoren
benutzt.
Das Hauptmerkmal einer parabolischen
Antenne ist der parabolische
Hauptreflektor. Dies ist üblicherweise
106
1
2
3
4
1. Sinaleinkopplung
2. Parabolischer
Hauptreflektor
3. Primärstrahler
4. Subreflektor, fokussiert
auf Hauptreflektor
eine Edelstahlkonstruktion und wird
verwendet um die Mikrowellen so gut
wie möglich zu fokussieren.
Die Mikrowellen werden durch das
Zentrum der Antenne zum Hauptstrahler
oder Erreger geführt, dieser
befindet sich in der Nähe des Brennpunkts
des Parabols.
Die Mikrowellenenergie wird vom
Erreger abgestrahlt, der Subreflektor
stahlt sie zum Hauptreflektor. Dieser
bündelt die Energie und strahlt sie ab.
Die empfangene Energie wird vom
Hauptreflektor auf den Subreflektor
und von dort zurück in den Erreger
gestrahlt.

Parabolantennen werden hauptsächlich
bei eichfähigen Messungen in
großen Lagertanks eingesetzt. Der
Nutzen von parabolischen Antennen in
diesen Anwendungen ist klar. Die gute
Fokussierung durch die parabolische
Form ergibt einen hohen Antennengewinn.
Dies wiederum führt zu
engeren Öffnungswinkeln und höherer
Empfindlichkeit.
Allerdings sind Parabolantennen
groß, schwer, relativ komplex und teuer
in der Herstellung. Diese Faktoren
beschränken den Einsatz von parabolischen
Antennen in den meisten Prozessanwendungen.
Der zentral zum Hauptreflektor im
Brennpunkt der Antenne sitzende
Subreflektor führt zu Abschattungen.
Dies kann den Antennenwirkungsgrad
reduzieren.
5. Radarantennen
Parabolische Antennen wurden z.B.
in Bitumenlagertanks eingesetzt. Dort
führte ein Materialniederschlag auf
dem Hauptreflektor zu einer geringeren
Signalabschwächung. Sobald jedoch
der Subreflektor vom Produkt überzogen
wurde, führte dies zu einer drastischen
Verschlechterung der Antenneneigenschaften.
Zusammenfassend kann gesagt werden,
dass die Parabolantenne ein
Nischenprodukt für den Einsatz bei
eichfähigen Messungen in Lagertanks
mit langsamen Füllstandänderungen ist.
Sie ist nicht für die schwierigeren
Einsatz- und Umgebungsbedingungen
in den meisten Prozessbehältern geeignet.
Bild: Parabolantennen gibt es seit den
ersten Radargeräten.
107

5. Planarantenne
Abb. 5.31: Seitenansicht einer Planarantenne.
Planar- oder Elementantennen wurden
ursprünglich für Raumfahrtradaranwendungen
entworfen und gebaut.
Entfernt man die Nasenspitze eines
modernen Kampfflugzeugs, kommt
eine flache kreisförmige mit dielektrischem
Material beschichtete planare
Antenne zum Vorschein. Sie ist mit
kleinen Schlitzen versehen und ersetzt
die traditionelleren parabolischen Antennen.
Diese Antenne ist ein typisches
Beispiel für die Planarantennen, die
auch für die Verwendung auf Radar-
Füllstandmessgeräten entwickelt worden
sind.
Verglichen mit parabolischen Antennen
haben Planarantennen den Vorteil,
108
1
2
3
1. Elektronikgehäuse
2. Prozessflansch
3. Antennenspeisung
4. Grundträger aus rostfreiem
Stahl
5. Mikrowellendurchlässiges
Material
6. Antennenelemente
(Array)
7. PTFE-Abdichtung
relativ klein und besonders leicht zu
sein.
Die Konstruktion einer planaren
Array-Antenne für ein Radar-
Füllstandmessgerät ist komplex. Die
Antenne wird mit einer runden
Edelstahlplatte, dem Grundträger, nach
hinten abgeschlossen. Diese gibt der
Konstruktion Stabilität. Die Stahlplatte
ist mit einem mikrowellendurchlässigen
Material beschichtet. Die Dicke
dieses Materials stellt sicher, dass keine
Mikrowellenenergie nach hinten abgestrahlt
wird. Durch möglichst optimale
Anpassung wird das „Klingeln“ der
Antenne und das Abstrahlverhalten
optimiert.
4
5
6
7

Die Mikrowellen gelangen über ein
HF-Kabel zur Mikrowellenleiterplatte.
Hier sorgt ein genau dimensioniertes
Speisenetzwerk für die phasengleiche
Ansteuerung der vielen kleinen
Antennenelemente.
Die einzelnen Antennenelemente
sind in einem bestimmten Muster auf
der Leiterplatte aufgebracht. Manche
von ihnen sind zu Untergruppen
zusammengefasst. Durch Überlagerung
der Richtcharakteristik jedes einzelnen
Antennenelements ergibt sich die
Gesamtcharakteristik der Antenne.
Durch eine entsprechend große Zahl
von Einzelelementen ergibt sich so eine
sehr gute Richtwirkung.
5. Radarantennen
Abb. 5.32: Schnittbild einer Planarantenne eines Radar-Füllstandmessgerätes.
1
2
3
4
5
1. Edelstahlplatte, die der
Antenne Stabilität gibt
2. HF-Kabel zur
Mikrowellenleiterplatte
3. Isolationsschicht zwischen
Stahlplatte und
Leiterplatte
4. Antennenelemente, die
auf dielektrischem
Material aufgebracht
sind, fokussieren die
Mikrowellenenergie
5. PTFE-Prozessdichtung
mit antistatischen
Elementen
Um gute chemische Resistenz zu
gewährleisten wird die Antenne mit
PTFE ummantelt. Eine Beschichtung
mit antistatischem Material ermöglicht
auch den Einsatz in explosionsgefährdeten
Bereichen.
Planare Antennen besitzen bei einer
entsprechend hohen Anzahl von Einzelelementen
eine sehr gute Richtcharakteristik
mit geringen Nebenaussendungen.
Dies benötigt jedoch eine
große Grundfläche und beschränkt den
Einsatz solcher Antennen hiermit auf
hochfrequente Geräte. Diese Antennen
werden für Anwendungen direkt im
Behälter, aber auch für Standrohre
eingesetzt.
109

Richtcharakteristik von Antennen
· Am Anfang dieses Kapitels wurde
der Öffnungswinkel einer Antenne folgendermaßen
definiert: Der Öffnungswinkel
ist der Winkel, bei dem sich die
Leistung der abgestrahlten Mikrowellenenergie
auf 50 % oder -3 dB
reduziert hat.
Wir haben die Richtwirkung und
den Antennengewinn behandelt und
erläutert, dass sogar die besten
Antennen Nebenkeulen besitzen. Das
Ziel ist die Richtwirkung zu max-
imieren und die Größe der
Nebenkeulen zu minimieren.
Die metallische Hornantenne und
die dielektrische Stabantenne sind die
am häufigsten eingesetzten Antennen
bei Radar-Füllstandmessgeräten. Die
folgenden Seiten zeigen Antennendiagramme
für unterschiedliche Antennentypen,
Frequenzen und Größen.
Die Ergebnisse können folgendermaßen
zusammengefasst werden :
1.Abhängigkeit des Öffnungswinkels vom Horndurchmesser
Die folgenden Diagramme zeigen die unterschiedlichen Richtcharakteristiken von
Hornantennen mit 100 mm, 150 mm und 250 mm Durchmesser bei 6,3 GHz.
110
· Größere Hornantennen haben einen kleineren Öffnungswinkel.
· Dielektrische Stabantennen besitzen stärkere Nebenkeulen als
Hornantennen.
· Je höher die Frequenz umso kleiner der Öffnungswinkel bei gleicher
Antennengröße.
Max.: 14,3 dB
180
150
150
120
120
main lobe direction : 0,0 deg.
angular width (3dB) : 32,1 deg.
side lobe suppression : 16,9 dB
Farfield E_Abs (Theta); Phi=90,0 deg.
90
90
60
30
0
-10 0 10 20
60
30
Abb. 5.33:
Hornantenne
100 mm
Durchmesser bei
6,3 GHz:
Öffnungswinkel
32°

Max.: 15,4 dB
180
150
150
120
120
main lobe direction : 0,0 deg.
angular width (3dB) : 27,9 deg.
side lobe suppression : 20,9 dB
Max.: 20,4 dB
180
150
150
120
120
main lobe direction : 0,0 deg.
angular width (3dB) : 14,9 deg.
side lobe suppression : 21,6 dB
Farfield E_Abs (Theta); Phi=90,0 deg.
90
90
Farfield E_Abs (Theta); Phi=90,0 deg.
90
90
5. Radarantennen
60
30
0
-10 0 10 20
60
60
30
30
0
0 10 20 30
60
30
Abb. 5.34:
Hornantenne
150 mm
Durchmesser bei
6,3 GHz:
Öffnungswinkel
27°
Abb. 5.35:
Hornantenne
250 mm
Durchmesser
bei 6, 3 GHz:
Öffnungswinkel
15°
111

2.Vergleich dielektrischer Stabantenne und Hornantenne
Hier werden eine Horn- und eine
dielektrische Stabantenne bei 6,3 GHz
verglichen. Obwohl die Öffnungs-
112
Max.: 15,2 dB
180
150
150
120
120
main lobe direction : 0,0 deg.
angular width (3dB) : 32,0 deg.
side lobe suppression : 14,6 dB
Max.: 15,4 dB
180
150
150
120
120
main lobe direction : 0,0 deg.
angular width (3dB) : 27,9 deg.
side lobe suppression : 20,9 dB
Farfield E_Abs (Theta); Phi=90,0 deg.
90
90
Farfield E_Abs (Theta); Phi=90,0 deg.
90
90
winkel ähnlich sind, hat die Stabantenne
deutlich mehr Nebenkeulen.
60
30
0
-10 0 10 20
-10
0
60
60
60
10
30
30
0
20
30
Abb. 5.36:
Dielektrische
Stabantenne bei
6,3 GHz:
Öffnungswinkel
32°
Abb. 5.37:
Hornantenne
150 mm
Durchmesser bei
6,3 GHz:
Öffnungswinkel
27°

3. Frequenzabhängigkeit des Öffnungswinkels
Die folgenden Diagramme zeigen
den Öffnungswinkel eines 26 GHz-
Radars mit Hornantennen von 40 mm
und 80 mm Durchmesser.
Max.: 19,3 dB
180
150
150
120
120
main lobe direction : 0,0 deg.
angular width (3dB) : 18,2 deg.
side lobe suppression : 17,2 dB
Max.: 24,3 dB
180
150
150
120
120
main lobe direction : 0,0 deg.
angular width (3dB) : 9,4 deg.
side lobe suppression : 22,1 dB
Farfield E_Abs (Theta); Phi=90,0 deg.
90
90
90
90
5. Radarantennen
Diese sollten mit den bisherigen
6,3 GHz Antennendiagrammen verglichen
werden.
-10
Farfield E_Abs (Theta); Phi=90,0 deg.
0
60
60
60
10
30
0
20
30
30
0
0 10 20 30
60
30
Abb. 5.38:
Hornantenne mit
40 mm
Durchmesser bei
26 GHz:
Öffnungswinkel
18°
Abb. 5.39:
Hornantenne mit
80 mm
Durchmesser bei
26 GHz:
Öffnungswinkel
9°
113

Teil I
Inhalt
Vorwort ix
Danksagung xi
Einleitung xiii
1. Geschichte des Radars 1
2. Physikalische Grundlagen des Radars 13
3. Radartypen 33
1. CW-Radar 33
2. FMCW-Radar 36
3. Pulsradar 39
Teil II
4. Radar-Füllstandmessung 47
1. FMCW-Radar 48
2. Pulsradar 54
3. Frequenzwahl 62
4. Genauigkeit 68
5. Leistung 74
5. Radarantennen 77
1. Hornantennen 81
2. Dielektrische Stabantennen 92
3. Standrohrantennen 101
4. Parabolantennen 106
5. Planarantennen 108
Richtcharakteristik von Antennen 110
6. Installation 115
A. Mechanischer Einbau 115
1. Flüssigkeitsanwendungen - Hornantenne 115
2. Flüssigkeitsanwendungen - Stabantenne 117
3. Allgemeine Einbauhinweise 120
4. Standrohre und Bypass-Rohre 127
5. Messung durch Behälterwand und Radarfenster 134
6. Messung von Schüttgütern mit Hornantennen 139
B. Elektrische Anschlussvarianten 141
1. Nicht-Ex-Anwendungen 141
2. Geräte für Ex-Anendungen 144

Mechanischer Einbau
Der richtige Einbau ist für die
Funktion eines Füllstandradars von
sehr großer Bedeutung. Obwohl die
Signalverarbeitungssoftware moderner
Geräte inzwischen auch schlechte
6. Installation
1. Flüssigkeitsanwendungen - Hornantenne
Stutzen / Muffen
Üblicherweise werden Radarsensoren
auf einem Behälterstutzen oder
einer Muffe installiert. Referenzpunkt
für die Messung ist die Unterseite des
Geräteflansches.
Die Vorderkante der Hornantenne
sollte immer mindestens 10 mm aus
dem Stutzen heraus in den Behälter
ragen.
Korrekter
Einbau
10 mm
Abb. 6.1 Abb.6.2
Echoverhältnisse zuverlässig auswerten
kann, ist dies immer noch die wichtigste
Vorausetzung für eine funktionierende
Messung.
Die Hornantenne eines Gerätes mit
einem Flansch DN 150 (6") ist z.B.
205 mm lang. Ist der Montagestutzen
deutlich länger als 195 mm, sollte eine
Hohlleiterverlängerung verwendet werden.
So kann garantiert werden, dass
das Ende der Hornantenne über den
Stutzen hinausragt.
Falscher
Einbau
115

Hohlleiterverlängerung und
gebogene Hohlleiter
Eine Hohlleiterverlängerung sollte
verwendet werden, wenn ein Radargerät
mit Hornantenne in einem langen
Stutzen installiert wird. Hierfür wird
ein Edelstahlrohr zwischen den PTFE /
keramischen Hohlleiter im Flansch und
der Hornantenne montiert. Es ist auch
möglich, die Hohlleiterverlängerung
für einen seitlichen Einbau des Gerätes
abzubiegen. Der minimale Biegeradius
für diesen Antennentyp ist 200 mm, der
Winkel sollte nicht über 90° betragen.
Bei der Verwendung eines gebogenen
Hohlleiters ist die Ausrichtung der
linearen Polarisation des Radars
wichtig. Die Polarisationsrichtung des
Radars sollte horizontal sein, wenn die
Biegung nach unten verläuft.
Verlängerte und gebogene Hohlleiter
sind für Flüssigkeiten mit guten
Reflexionseigenschaften geeignet. Sie
sollten nicht bei Flüssigkeiten mit
niedrigen DK-Werten oder bei
Schüttgütern verwendet werden.
116
Abb. 6.3: Einbau von Geräten mit
Hornantenne.
Minimale Messdistanz bei
Geräten mit Hornantenne
Mit einer Hornantenne ist es normalerweise
möglich, flüssige Medien bis
an die Unterkante der Antenne zu
messen. Dies ist allerdings nur
möglich, wenn die Flüssigkeit gute
Reflexionseigenschaften hat.
Das Eintauchen der Antennen in die
Flüssigkeit, eventuell sogar mit Anhaftungen,
verursacht insbesondere bei
6,3 GHz-Geräten kaum Probleme.

2. Flüssigkeitsanwendungen - Stabantenne
Stutzen / Muffen
Eine PTFE-Stabantenne eignet sich
gut bei chemisch aggressiven Produkten
wie Säuren und Laugen. Sie wird
oft in der chemischen und pharmazeutischen
Industrie benutzt, wo Mischungen
aus Lösungsmitteln, Säuren und
Laugen alltäglich sind.
Die PTFE-Stabantennen mit Tri-
Clamp und spaltfreier Dichtkonstruktion
sind speziell für Anwendungen in
der Lebensmittelindustrie und für
sterile Behälter optimiert.
Die Stabantenne wird für Flüssigkeiten
und Schlämme, aber nicht für
Schüttgutanwendungen benutzt. Der
Sensor ist meistens in einem einfachen
Stutzen oder in einer Gewindemuffe
eingebaut. Radarsensoren mit Stabantenne
werden passend für geschraubte
Abb. 6.4: Typische Einbau
einer Stabantenne: Der aktive
konische Teil der Antenne muss
komplett in den Behälter ragen.
Für längere Stutzen sollten
Antennen mit inaktiver Länge
verwendet werden.
6. Installation
Verbindungen wie 1½" (NPT oder G),
Flanschanschlüsse von DN 50 (2") bis
DN 150 (6") oder hygienische Lebensmittelanschlüsse
geliefert.
Beim Einbau ist wichtig, dass der
komplette konische Teil der Antenne
aus dem Stutzen in den Behälter
ragt.
Für den Einbau in langen Stutzen
sind Stabantennen mit unterschiedlichen
inaktiven Längen verfügbar.
Typische Längen für diesen inaktiven
Teil, und somit die maximale Länge
des Stutzens, sind 100 mm und
250 mm.
117

Falscher Einbau einer Stabantenne
Wenn der konische Abschnitt einer
Stabantenne in einem Stutzen montiert
wird, erzeugen die abgestrahlten Mikro-
118
wellen ein starkes Rauschen (Klingeln).
Dies führt speziell im Nahbereich zu
einer Verringerung der Messsicherheit.
Abb. 6.5:
Richtig:
Antenne mit angepasstem
inaktiven Teil für lange
Stutzen.
Normale Rauschkurve mit
deutlichem Echo.
Abb. 6.6:
Falsch:
Kurze Stabantenne in einem
langen Stutzen. Produziert
hohes „Klingeln“. Im Nahbereich
kann dies sogar das
Echo überdecken.

Stabantenne direkt auf dem
Behälter
Radarsensoren mit Stabantenne können
direkt in eine Öffnung in der
Decke eines Tanks montiert werden.
Dies kann entweder über einen Flansch
oder ein Einschraubgewinde geschehen.
Maximale Füllhöhe bei einer
Stabantenne
Wie bereits erklärt, ist es wichtig,
dass der konische Abschnitt einer Stabantenne
komplett innerhalb des Behälters
ist. Die Gerätesoftware kann das
„Klingeln“ bei einem falschen Einbau
nicht eliminieren. Eine Erhöhung der
Verstärkung würde dies noch weiter
verschlechtern.
Die Länge der Stabantenne ab dem
Flansch bestimmt die maximale Befüllhöhe
im Behälter. Im Idealfall sollte
das flüssige Füllgut die Stabantenne
nicht berühren. Allerdings ist dies
manchmal unvermeidlich, hierbei muss
Folgendes in Betracht gezogen werden.
Mechanische Belastung
Es sollte beachtet werden, dass die
PTFE-Antennen nur beschränkten
mechanischen Belastungen widerstehen
können. Beim Auftreten einer Querkraft
kann sie sich biegen und verformen
oder sogar brechen. Hat die
Anwendung starke Füllgutbewegungen?
Kann die Biegekraft Schaden am
Stab verursachen?
6. Installation
Anhaftungen auf der Stabantenne
Wie schon erklärt, werden die
Mikrowellen bei einer Stabantenne
vom konischen Abschnitt des Stabs
ausgesandt. Taucht nun der Stab in eine
viskose Flüssigkeit ein, und das
Produkt bildet auf der Antenne einen
Überzug, so gefährdet dies die
Messung. Bilden sich starke
Anhaftungen, dann wird das Radar
nicht mehr funktionieren.
Berühren niedrigviskose Flüssigkeiten
wie z.B. Lösungsmittel oder
wasserbasierende Produkte die Stabantenne,
kann dies sogar einen
Selbstreinigungseffekt haben und die
Messung bleibt stabil. Bei solchen
Medien kann die Antenne bis zur
Hälfte eintauchen. Jedoch ist auch hier
schon mit deutlich verringerter
Messsicherheit und Genauigkeit zu
rechnen.
Nach Möglichkeit sollte ein
Eintauchen der Antenne gänzlich vermieden
werden.
119

3. Allgemeine Einbauhinweise:
Horn- und Stabantenne bei Flüssigkeitsanwendungen
Folgendes sollte bei der Montage eines Radargerätes mit Horn- oder
Stabantenne auf einem Behälter berücksichtigt werden.
Montage in Behältern mit
gewölbtem Deckel
Ein Radarsensor sollte nicht im
Zentrum eines gewölbten Deckels oder
zu nahe an der Gefäßwand montiert
werden. Die ideale Position ist ungefähr
½ Radius von der Außenwand entfernt.
Gewölbte Tankdeckel können
sonst als parabolischer Reflektor
wirken.
Ist der Radarsensor im „Brennpunkt“
eines parabolischen Deckels
montiert, empfängt er deutlich überhöhte
Vielfachechos. Dies wird vermieden,
wenn der Sensor wie zuvor
beschrieben eingebaut wird.
Abb. 6.7: Die ideale Position für das
Gerät ist bei Behältern mit gewölbtem
Deckel bei der Hälfte des Radius.
120
r
r/2
Paraboleffekt
Wird ein Radarfüllstandmessgerät
im Zentrum eines gewölbten Deckels
montiert, empfängt der Sensor stark
überhöhte Vielfachechos. Der Effekt
dieser Vielfachechos kann deutlich auf
der Echokurve betrachtet werden.
Abb. 6.8 zeigt, dass das dritte Vielfache
eine deutlich höhere Amplitude
aufweist als das erste, tatsächliche
Echo. Dieser Effekt kann auch in
liegenden Rundtanks vorkommen.
Vielfachechos können bei Pulsradar
durch die Software erkannt werden, da
sie zeitlich deutlich getrennt sind. Wie
bereits in Kapitel 4 beschrieben, ist
dies bei FMCW ein größeres Problem.
Echokurve
Abb. 6.8: Dieser Effekt tritt auf, wenn das
Gerät in der Spitze eines gewölbten
Deckels montiert werden.

Störechos
Ebene Flächen, Einbauten z.B. Versteifungen
oder auch Einbauten mit
scharfen Kanten verursachen große
Störechos. An diesen Objekten werden
hohe Störamplituden produziert. Runde
Profile hingegen produzieren eine diffuse
Reflexion und somit nur geringe
Störechos. Sie sind deshalb vom Gerät
leichter zu verarbeiten als große
Störechos, die von einer ebenen Fläche
stammen.
Können flache Reflexionsebenen im
Messbereich des Radars nicht ver-
Abb. 6.10: Durch diffuse Reflexion an
runden Teilen werden deutlich geringere
Störechos produziert.
Abb. 6.9: Profile mit ebenen Flächen
oder scharfen Ecken verursachen
starke Störechos.
6. Installation
mieden werden, sollten diese mit einem
zur Seite ablenkenden Streublech versehen
werden. Die dann mehrfach
gebrochenen Radarsignale sind in der
Amplitude deutlich kleiner und deshalb
von der Software leichter zu verarbeiten.
Diese Maßnahmen müssen umso
gewissenhafter durchgeführt werden, je
geringer der DK-Wert des Produkts ist
und je höher die Genauigkeitsanforderungen
sind.
Abb. 6.11: Ein Streublech verteilt die
Mikrowellenenergie zur Seite und
reduziert damit die Störechoamplitude.
121

Vermeiden vom Störechos Absätze
Bei der Einbauposition des Radargerätes
sollte darauf geachtet werden,
dass sich keine Streben und kein
Befüllstrom im Detektionsbereich des
Radars befinden.
Die folgenden Beispiele zeigen typische
Messprobleme und wie sie vermieden
werden können.
122
Behälterprofile mit flachen Absätzen
rechtwinklig zur Hauptstrahlrichtung
des Radars erzeugen starke Störechos.
Durch den Einbau eines Streublechs
kann die Störechoamplitude deutlich
reduziert werden, um somit eine zuverlässige
Messung zu ermöglichen.
Einbauten mit einer rechtwinkligen
Fläche zum Sensor, z.B. Einlässe,
Achsen, sollten mit einem „Dach“ versehen
werden (Abb. 6.13). Hiermit
wird das Radarsignal ebenfalls gestreut,
die übrigen Störechos können
von der Signalverarbeitungssoftware
herausgefiltert werden.
Abb. 6.12: Streublech an einem
Absatz im Behälter.
Abb. 6.13: Streublech auf Einbauten.

Behältereinbauten
Einbauten wie z.B. Streben, Leitern,
Versteifungen und Sonden verursachen
oft Störechos. Durch einen gute Wahl
der Einbauposition können viele
Störechos bereits im Vorfeld vermieden
werden.
Auch Schweißnähte im Behälter
können Störechos produzieren. Speziell
bei höherfrequenten Radargeräten, die
nahe an der Wand montiert sind,
können diese die Messung bei einem
6. Installation
schlecht reflektierenden Produkt gefährden.
Durch Anbringen von kleinen
Blechen können diese Störechos
verkleinert werden. Die Störamplitude
sinkt und kann von der
Signalverarbeitung besser verwertet
werden. Bei der Herstellung des
Behälters können Störechos durch
Verschleifen der Schweißnähte
minimiert werden.
Abb. 6.14: Der Sensor sollte abseits
von Einbauten, z.B. Leitern, montiert
werden.
Abb 6.15: Winkelbleche an
Schweißnähten oder Versteifungen
können Störechos reduzieren.
123

Anhaftungen
Ist der Radarsensor zu nahe an der
Behälterwand montiert, können Produktanhaftungen
Störechos erzeugen.
Polarisation
Wie schon in Kapitel 2 besprochen,
sind die Mikrowellen der VEGA -
Radargeräte linear polarisiert.
Obwohl die Polarisation eine größere
Bedeutung in Standrohren und
Bypassrohren hat, kann sie auch bei
Anwendung in „normalen“ Behältern
von Bedeutung sein. Die Amplitude
124
Abb. 6.16: Störechos durch Anhaftungen an der
Behälterwand sollten vermieden werden.
Der Sensor sollte deshalb immer etwas
Abstand zur Behälterwand haben. Der
ideale Kompromiss ist ½ Radius.
von Störechos, z.B. von Streben oder
der Behälterwand, kann oft durch
Drehen des Radarsensors um 45º oder
90º reduziert werden.
Die Richtung der Polarisation wird
durch das Einkoppelsystem festgelegt,
es ist am Gerät durch die Position des
Typenschildes erkennbar.

Ausrichtung des Radargerätes bei Flüssigkeitsanwendungen
(Stab- oder Hornantenne)
Bei Flüssigkeitsanwendungen muss
das Radar-Füllstandmessgerät möglichst
senkrecht nach unten zur zu
messenden Oberfläche geführt werden.
Fließende Produkte
Ein Radarsensor sollte nicht direkt
über oder in der Nähe einer Befüllung
montiert werden. Dadurch wird ver-
6. Installation
Wird das Gerät angewinkelt, sinkt die
Echoamplitude und die Gefahr von
Störechos wächst.
Abb. 6.17: Bei Messungen von
Flüssigkeiten muss der Sensor
senkrecht ausgerichtet sein.
mieden, dass anstelle der Produktoberfläche
der Befüllstrom gemessen
wird.
Abb. 6.18: Montieren Sie
den Radarsensor abseits von
Befüllströmen.
125

Sensor zu nah an der Behälterwand
Wird der Radarsensor zu nahe an der
Behälterwand montiert, kann dies
starke Interferenzen verursachen. Die
Echos von Anhaftungen, Nieten oder
Schweißnähten überlagern sich mit
dem richtigen Echo. Es muss ausreichend
Abstand vom Sensor zur
Behälterwand eingehalten werden, um
dies zu verhindern.
Abhängig von der Antennengröße
haben verschiedene Radarfüllstand-
126
messgeräte unterschiedliche Öffnungswinkel
(Kapitel 5: Radarantennen).
Im Allgemeinen sollte darauf geachtet
werden, dass sich die Behälterwand
nicht innerhalb des 3dB-Öffnungswinkels
der Antenne befindet.
Bei ungünstigen Einbaubedingungen
bzw. Störungen durch die
Behälterwand können die Messverhältnisse
durch Verändern der
Polarisation optimiert werden.
Abb. 6.19: Richtdiagramm einer Antenne mit 150 mm Durchmesser
bei 6,3 GHz.

4. Standrohre und Bypassrohre
Radar-Füllstandmessgeräte werden
oft für Messungen in Standrohren oder,
Bypassrohren eingesetzt. Diese Art von
Installation kann bei Messungen mit
Schaum, starken Turbulenzen, mechanisch
komplexen Behältern oder bei
Flüssigkeiten mit sehr niedrigem DK-
Wert notwendig sein. Radar-Füllstandmessgeräte
werden oft auch benutzt,
um vorhandene Geräte in Rohren zu
ersetzen, z.B. Verdränger und
Schwimmer.
Schaumbildung
Ein dichter, leitfähiger Schaum auf
dem Produkt kann die Messung stören.
Unter diesen Bedingungen ist es wahrscheinlich,
dass der Radarsensor die
Oberfläche des Schaums messen wird.
Es gibt aber auch Anwendungen mit
Schaum geringer Dichte, der von
Radarwellen problemlos durchdrungen
wird. Allerdings kann hier keine
generelle Aussage getroffen werden,
deshalb muss bei Messungen mit
Schaum stets mit Umsicht und
Erfahrung vorgegangen werden. Lassen
Sie sich bei solch einer Anwendung
vom Sensorhersteller beraten.
Flüssigkeiten mit sehr niedriger
Dielektrizitätszahl
Selbst nichtleitende Produkte und
Flüssigkeiten mit äußerst niedriger
Dielektrizitätszahl wie z.B. Flüssiggas
können in Standrohren trotzdem genau
und zuverlässig gemessen werden. Wie
schon in Kapitel 5 erklärt, konzentriert
das Standrohr die Mikrowellen und
erzeugt so ein starkes Echo von der
Produktoberfläche. Produkte mit
Dielektrizitätszahlen bis zu 1,5 können
so gemessen werden.
6. Installation
Turbulente Produktoberfläche
Starke Turbulenzen, verursacht durch
Rührwerke oder heftige chemische
Reaktionen, beeinflussen die Radarmessung.
Ein Standrohr oder
Bypassrohr mit hinreichender Größe
erlaubt eine zuverlässige Messung
sogar mit starken Turbulenzen im
Behälter. Voraussetzung hierfür ist,
dass das Produkt im Rohr nicht
anhaftet. Leichte Anhaftungen verursachen
jedoch in größeren Rohren, z.B.
100 mm Durchmesser, kaum Probleme.
Allgemeine Hinweise zur
Radarmessung in Rohren
Ein Standrohr muss unten offen sein
und sich über dem vollen Messbereich
ausdehnen (d.h. von 0 % bis 100 %
Füllstand). Zum Druckausgleich muss
das Rohr über dem 100 % Punkt eine
Bohrung besitzen. Ausgleichsbohrungen
oder Schlitze müssen auf einer
Achse liegen und dürfen maximal auf
zwei gegenüberliegenden Seiten des
Rohrs angebracht werden. Die Ausrichtung
der Löcher zur Polarisation muss
beachtet werden, bei VEGA-Sensoren
müssen diese senkrecht unter dem
Typschild angebracht sein.
Als eine Alternative zum Standrohr
im Gefäß kann ein Radarsensor auch
außerhalb des Behälters auf einem
Bypassrohr installiert werden. Die
Polarisation muss wie in Abb. 6.21
dargestellt, zu den Prozessverbindungen
ausgerichtet werden.
127

128
E E E
Abb. 6.20: Position von Entlüftungsbohrung
und Polarisation auf einem
Standrohr.
Abb. 6.21: Polarisationsrichtung bei
einem Bypassrohr.
Abb. 6.22: Installation auf einem
Bypassrohr. Radarsensoren können
Verdrängersysteme und Schwimmer
problemlos ersetzen.

Polarisation Laufzeitänderung der
Die Sensorpolarisation muss in
einem Bypassrohr in Richtung der Prozessverbindungen
und in einem Standrohr
in Richtung der Ausgleichsbohrungen
oder Schlitze ausgerichtet
werden. Die Löcher oder Schlitze
müssen auf einer Achse liegen.
Eine korrekte Polarisation verbessert
die Messung erheblich. Störechos werden
dadurch reduziert und somit das
Signal-Rausch-Verhältnis optimiert.
Standrohr zur Messung von inhomogenen Produkten
6. Installation
Mikrowellen
Wie bereits in Kapitel 2 und Kapitel
5 erklärt, reduziert sich in einem Standrohr,
abhängig vom Durchmesser, der
maximale Messbereich. Verursacht
wird dies dadurch, dass sich die Mikrowellen
im Rohr langsamer, als
Lichtgeschwindigkeit ausbreiten. In
einem Rohr mit 50 mm Durchmesser
(2") verringert sich die Laufzeit um
20 % und die maximale Länge beträgt
dadurch noch 16 m. Bei einem Rohr
von 100 mm Durchmesser (4")
reduziert sich die nutzbare Länge auf
19 m.
Abb. 6.23: Durch Schlitze wird eine gute Durchmischung von inhomogenen Produkten
erreicht. Die Polarisation muss in Richtung der Schlitze ausgerichtet werden.
129

Anhaftende Produkte Messrohr mit Kugelhahn
Um Messprobleme und Messfehler
bei der Messung von anhaftenden
Produkten in Standrohren zu vermeiden,
sollte das Rohr einen Innendurchmesser
von mindestens 100 mm
(4") haben. Sollen inhomogene
Produkte oder Produkte gemessen werden
die eine Trennschicht ausbilden,
muss das Standrohr Löcher oder lange
Schlitze haben. Diese Öffnungen stellen
sicher, dass die Flüssigkeit durchmischt
wird und, dass sie sich an den
richtigen Füllstand angleicht. Je inhomogener
das Produkt, desto mehr Öffnungen
müssen vorhanden sein.
Die Löcher und Schlitze müssen aus
Gründen der Polarisation in zwei um
180º versetzten Reihen positioniert
werden. Der Radarsensor muss so ausgerichtet
werden, dass die Polarisation
in Richtung der Löcher ausgerichtet ist.
130
E
Abb. 6.24: Die Polarisation muss in
Richtung der Schlitze oder Löcher ausgerichtet
sein.
E
Zur Abtrennung des Rohrs bzw. des
Messgeräts vom Prozess kann ein
Kugelhahn verwendet werden. Mit dem
Kugelhahn ist es möglich, Wartungsarbeiten
durchzuführen, ohne den
Behälter zu öffnen. Dies ist bei
Flüssiggas und giftigen Erzeugnissen
besonders wichtig. Bei geöffnetem
Ventil sollten möglichst keine Kanten
im Durchlass zu sehen sein, dies würde
sonst zu Störechos führen.
Abb. 6.25: Mit einem Kugelhahn kann
der Radarsensor vom Behälter getrennt
werden, ohne den Behälter zu öffnen,
bzw. den Prozess zu stoppen.

Konstruktionsrichtlinien für Standrohre
Diagramm 1 (Seite 132)
Für Messung in Stand- oder Bypassrohren
werden Geräte mit Flanschgrößen
DN50 (2"), DN80 (3"), DN100
(4") und DN 150 (6")benutzt.
Diagramm 1 zeigt die Konstruktion
eines Stand- oder Bypassrohrs mit
einem Rohrdurchmesser und Flansch
DN50.
Das Standrohr muss innen glatt sein
(Rauhigkeitswert Rz < 30). Ideal ist ein
durchgehendes Rohr ohne Verbindungsstellen
im Messbereich. Werden
größere Rohrlängen benötigt, sollten
die Teilstücke mit Vorschweißflanschen
oder Rohrverschraubungen verbunden
werden. Hierbei ist jedoch darauf zu
achten, dass die Stoßstellen möglichst
spaltfrei und ohne Durchmessersprung
ausgeführt werden. Beim Schweißen
darf kein Verzug entstehen, die
Rohrstärke muss angepasst werden, um
nicht durch das Rohr durchzuschweißen.
Rauhigkeiten und Schweißnähte im
Rohr müssen sorgfältig entfernt werden.
Diese würden sonst Störechos
verursachen und Anhaftungen begünstigen.
Schlitze und Löcher müssen
sorgfältig entgratet werden.
6. Installation
Diagramm 2 (Seite 133)
Diagramm 2 zeigt die Konstruktion
eines Standrohrs für einen Radarsensor
mit einem DN100 (4") Flansch.
Radarsensoren mit Flanschen von
DN80 (3"), DN100 (4") und DN150
(6") müssen zur Messung im Standrohr
mit einer Hornantenne ausgerüstet sein.
Der Antennendurchmesser sollte hierbei
möglichst nahe am Innendurchmesser
des Rohrs liegen. Zur Messung
in Rohren DN50 und DN80 sind
spezielle Stabantennen vorhanden. Die
Flanschverbindung zum Gerät ist nicht
mehr kritisch, da sie hinter der
Abstrahlebene der Antenne liegt.
Bei starker Bewegung im Behälter
(z.B. Rührwerk) muss das Standrohr
entsprechend befestigt werden, dies gilt
auch für sehr lange Rohre.
Bei der Messung von Flüssigkeiten
mit niedrigem DK-Wert kann oft der
Nullpunkt nicht sicher gemessen werden,
oder es kommt zu starken
Messfehlern im Bodenbereich.
Ausgelöst wird dies dadurch, dass das
Echo des Behälterbodens hinter dem
Rohrende ein stärkeres Echo erzeugt,
als das Produkt selbst. In solchen
Anwendungen kann der Einbau eines
Streublechs am Ende des Rohrs von
Vorteil sein. Die Mikrowellen werden
hiermit zur Seite abgelenkt und das
starke Bodenecho hierdurch vermieden.
Allerdings geht dadurch am Rohrende
Raum verloren, da außerhalb des Rohrs
nicht gemessen werden kann.
131

Diagramm 1
Abb. 6.26
132
100%
Verbindungsmuffe
0%
Ablenkplatte
Rz ≤ 30
Vorschweißflansch
Löcher müssen
gratfrei sein
150…500
~45˚
2.9…6
5…15
2.9
Alle Abmessungen in mm
Radarsensor
VEGAPULS 54
Flansch DN 50
Rohrdruchmesser 50 mm
Vorschweißflansch
0.0…0.4
0.0…0.4
Schweißungs der
Verbindungsmuffe
Schweißung des
Vorschweißflansches
1.5…2
Halterung des Standrohres
minimal messbare
Füllhöhe (0%)
Tankboden

Diagramm 2
Abb. 6.27
100%
Verbindungsmuffe
0%
Ablenk-
Platte
Rz ≤ 30
Vorschweißflansch
Löcher müssen
gratfrei sein
150…500
~45˚
3.6
5…15
3.6
Alle Abmessungen in mm
Radarsensor
VEGAPULS 54
Flansch DN 100
Rohrdurchmesser 100 mm
0.0…0.4
0.0…0.4
Schweißflansch
Schweißung der
Verbindungsmuffe
Schweißung des
Vorschweiflansches
1.5…2
6. Installation
Halterung des Standrohres
minimal messbare
Füllhöhe (0%)
Behälterboden
Schweißung des
Schweißflansches
133

5. Messung durch die Behälterwand und Radarfenster
Die Mikrowellensignale von Radarfüllstandmessgeräten
durchdringen
dielektrische Materialien wie z.B.
PTFE, Polypropylen und Glas. Dies ist
für einige Anwendungen sehr wichtig,
z.B. bei der Messung von hochreinen
Flüssigkeiten in der Pharmaindustrie
oder der Halbleiterfertigung, oder bei
hochaggressiven Produkten in der
chemischen Industrie. In diesen Fällen
ist es aus Sicherheitsgründen und im
Hinblick auf die Produktqualität von
Vorteil wenn der Behälter geschlossen
bleibt.
Abb. 6.28: Gut reflektierende Medien können direkt durch die Behälterwand oder durch
ein Messfenster gemessen werden.
134
Ein solche Messung ist bei Produkten
mit guten Reflexionseigenschaften
möglich, sie können bei geeignetem
Behältermaterial direkt von oben,
durch die Behälterdecke, gemessen
werden. Produkte mit guter elektrischer
Leitfähigkeit und mit einer Dielektrizitätszahl
von mehr als 10 sind dafür
geeignet. Bei Messungen in denen es
prozess- oder produktbedingt zu starken
Niederschlägen oder Kondensation
an der Behälterdecke kommt, ist dieses
Verfahren mit Vorsicht anzuwenden.

Reflexionen an der Behälterwand
Wie Licht folgen auch Mikrowellen
den Gesetzen der Reflexion. Obwohl
bei geeignetem Behältermaterial der
größte Teil der Energie durch die
Behälterwand hindurch dringt, wird
immer ein Teil dort reflektiert. Bei
ebener Tankdecke und Aufsetzen des
Radargerätes auf dem Tank wird dieser
Teil der Sendeenergie direkt in die
Antenne zurückreflektiert (Abb. 6.29).
Dies führt zu erhöhtem Rauschen im
Nahbereich.
Abb. 6.29: Eine flache Behälterdecke
produziert eine Störreflexion direkt
zurück in die Antenne.
Messung durch ein dielektrisches Fenster
Mit einem Pulsradar kann auch
durch „dielektrische Fenster“ in
Metalltanks gemessen werden. Das
Fenster muss groß genug und sollte im
6. Installation
Die Qualität der Messung wird
verbessert, wenn das Radargerät über
einem schrägen Bereich des Deckels
(35º bis 50º) in einem Abstand von ca.
400 mm zum Behälter montiert wird.
Der Winkel stellt sicher, dass die
Reflexionen von der Tankwand nicht
direkt in die Antenne strahlen und es
somit nicht zu Störechos kommt.
(Abb. 6.30)
Abb. 6.30: Die Messung über einem
angeschrägten Bereich des Behälterdeckels
verbessert die Messung deut-
Idealfall auch angewinkelt sein. Auch
hier sollte der Sensor auf Abstand zum
Fenster montiert werden.
Anmerkung: Prüfen Sie die
Bestimmungen für den Einsatz von
Radar-Füllstandmessgeräten außerhalb
von geschlossenen Behältern in ihrem
Land. Die geltenden Regeln können
sehr unterschiedlich sein.
Abb. 6.31: Optimale Installation für
ein 6,3 GHz-Radar zur Messung
durch ein dielektrisches Fenster.
135

Messung durch ein dielektrisches Fenster
In einigen Ländern ist es verboten
FMCW-Radar-Füllstandmessgeräte
außerhalb eines Metallgefäßes zu
betreiben. In solchen Fällen muss das
Gerät, um die Vorteile eines „dielektrischen
Fensters“ nutzen zu können, in
einem metallischen Stutzen über einem
Kunststoff oder Glasfenster installiert
werden (Abb. 6.32). Dies kann jedoch
einen hohen Störpegel verursachen.
136
Abb. 6.32
Bei Messungen durch ein Fenster
kann eine Verbesserung erzielt werden,
wenn die Scheibe eine konische Form
erhält (siehe Abb. 6.32). Solch eine
Trennscheibe kann bei geeigneter
Dimensionierung als Linse wirken und
die Mikrowellen zusätzlich fokussieren.
Diese Form begünstigt zusätzlich
das Ablaufen und Abtropfen von
Kondensat.
Radar-Sensor
metallischer
Stutzen
konische
Teflonscheibe

Dimensionierung des dielektrischen Fensters
Die Wahl der richtigen Materialdicke
ist für die Messung durch ein
Fenster sehr wichtig.
Die entstehenden Interferenzen
durch das Fenster bestehen aus zwei
unterschiedlichen Echos. Das erste
Echo stammt von der äußeren
Oberfläche des Fenstermaterials, an der
die Mikrowellen ins Fenster eindringen.
An dieser erste Oberfläche, dem
Übergang von DK = 1 auf den DK-
Wert des Fenstermaterials, gibt es eine
Gesendete
Welle
Kunststoffdeckel
Sendesignal
Reflexion mit
Phasendrehung
Phasendrehung{
Reflexion ohne
6. Installation
180º-Phasendrehung der Mikrowellen.
Das zweite Echo, beim Verlassen des
Fensters, besitzt keine Phasendrehung.
Hier geht es von einem dichteren in ein
weniger dichtes Medium. Durch Wahl
der Fensterdicke als λ/2 der
Mikrowellenfrequenz löschen sich
diese beiden Echos aus (siehe auch
Kapitel 2).
Reflexion mit
Phasendrehung
von der Oberfläche
Reflexion ohne
Phasendrehung von
der inneren Oberfläche
Abb. 6.33: Die optimale Dicke des Fenstermaterials beträgt λλ/2 der Radarfrequenz.
D
Gegenseitige Auslöschung
137

Die Tabelle zeigt die optimale Dicke für die wichtigsten Kunststoffe und Gläser
die zum Durchstrahlen geeignet sind. Es wird die optimale Dicke für
6,3 GHz und 26 GHz gezeigt.
Fenstermaterialien für Radarsender: Frequenz 6,3 GHz
zu durchdringendes Material εr optimale Dicke D in mm
PE Polyethylen 2,3 15,5 (31; 46,5 …)
PTFE (Teflon) 2,1 16,5 (33; 49,5 …)
PVDF Polyvinyl ~7 9 (18; 27; 36 …)
PP Polypropylen 2,3 15,5 (31; 46,5 …)
Borosylikat-Glas 5,5 10 (20; 30; 40 …)
Rassotherm-Glas 4,6 11 (22; 33; 44 …)
Labortherm-Glas 8,1 8,5 (17; 26,5; 34…)
Quarzglas ~4 12 (24; 36; 48…)
POM Polyoxymethylen 3,7 12,5 (25;37,5; 50 …)
Polyester 4,6 11 (22; 33; 44 …)
Plexiglas Polyacrylat 3,1 13,5 (27; 40,5; 54 …)
PC Polycarbonat ~2,8 14 (28; 42 ...)
Fenstermaterialien für Radarsender: Frequenz 26 GHz
zu durchdringendes Material εr optimale Dicke D in mm
PE Polyethylen 2,3 3,8 (7,6; 11,4 ...)
PTFE (Teflon) 2,1 4 (8,0; 12,0 ...)
PVDF Polyvinyl ~7 1,8 (3,6; 5,4 ...)
PP Polypropylen 2,3 3,8 (7,6; 11,4 ...)
Borosylikat-Glas 5,5 2,5 (5; 7,5 …)
Rassotherm-Glas 4,6 2,7 (5,4; 8,1 …)
Labortherm-Glas 8,1 2 (4,0; 6,0; 8,0 …)
Quarzglas ~4 2,9 (5,8; 8,7 …)
POM Polyoxymethylen 3,7 3 (6,0; 9,0 ...)
Polyester 4,6 2,7 (5,4; 8,1 ...)
Plexiglas Polyacrylat 3,1 3,2 (6,4; 9,6 ...)
PC Polycarbonat ~2,8 3,6 (7,2; 10,8 ...)
Anmerkung: Die optimale Dicke kann auch durch Aufschichten einiger Lagen
identischen Materials erreicht werden. Die Schichten müssen jedoch ohne Luftspalt
aufeinander liegen. Vielfache der optimalen Dicke führen ebenfalls zu guten
Ergebnissen, jedoch verursacht die Dicke des Fenstermaterials eine
Signaldämpfung.
138

6. Messung von Schüttgütern mit Hornantennen
Zur Messung von Schüttgütern werden
fast ausschließlich Hornantennen
verwendet. Dies schließt alle pneumatisch
beförderten Erzeugnisse wie
Pulver, Granulate und Körner ein. Die
Stabantenne hat ihre Stärke in
Flüssigkeitstanks.
Die Oberflächen von Schüttgütern in
Silos und Behältern sind selten flach.
Bei Produkten wie z.B. Pulver oder
Granulat sieht das Profil bei Befüllung
und Entleerung zumeist unterschiedlich
aus. Der Winkel des Schüttkegels hängt
vom Produkt selbst, der Füll- und
Entleermethode und von Form und
Abmessungen des Silos ab.
6. Installation
Radar-Füllstandmessgeräte, ebenso
wie Ultraschallwandler, sollten außerhalb
der Mitte zum tiefsten Punkt des
Behälters ausgerichtet montiert werden.
Auch hier sollte das Ende des Horns
mindestens 10 mm in den Behälter
ragen.
Der Radarsensor wird angewinkelt
montiert um immer möglichst senkrecht
zur Produktoberfläche zu senden.
So wird über die gesamte Füllhöhe die
beste Echoamplitude erreicht.
Der Radarsensor sollte abseits vom
Befüllstrom und von Einbauten montiert
werden um möglichst wenig
Störechos zu erhalten.
Abb 6.34: Für Schüttgutanwendungen
werden Hornantennen verwendet. Die
Antenne ist außerhalb der Mitte montiert
und zum tiefsten Punkt im Silo ausgerichtet.
Dies ergibt bei verschiedenen
Schüttkegeln das beste Messergebnis.
139

Abb. 6.35 und 6.36: Schüttkegel von typischen Schüttgutanwendungen beim Befüllen und
Entleeren.
Hohe Temperaturen und anhaftende Produkte
Bei Anwendungen mit hohen Temperaturen
oder stark anhaftenden
Staubablagerungen auf der Antenne
sollte diese mit Druckluft oder Stickstoff
gespült werden.
140
Hierzu wird der Flansch von zwei
gegenüberliegenden Seiten bis zum
Konus der Teflonfüllung durchbohrt.
An diesen Stellen kann dann die Luftbzw.
Stickstoffspülung angeschlossen
werden.
Abb. 6.37: Luft- bzw. Stickstoffspülung
zum Kühlen und Reinigen der Antenne.
Luft- bzw. Stickstoff

B. Elektrische Anschlussvarianten
In den vergangenen Jahren hat sich
die Auswahl an unterschiedlichen
Radar-Füllstandmessgeräten erhöht.
Zudem haben sich eine Vielzahl von
elektrischen Anschlussmöglichkeiten
für Standard- und Ex-Anwendungen
auf dem Markt etabliert. Diese
umfassen 4 … 20 mA- und verschiedene
Feldbussensoren. Bei der
Auswahl eines Radarsensors müssen
die entsprechenden Verkabelungskosten
berücksichtigt werden.
1. Nicht-Ex-Anwendungen
a. 4 … 20 mA, Zweileiter-Radarsensor
Abb. 6.38
6. Installation
Seit ihrer Markteinführung haben
sich eigensichere Zweileiter-
Radarsensoren als vollwertiger Ersatz
für traditionelle Sensoren wie z.B.
Differenzdruckmessumformer oder
Verdränger durchgesetzt. FMCW-
Radarsensoren benötigen jedoch noch
immer die erhöhte Energie aus einer
Vierleiterversorgung. In diesem
Abschnitt werden die möglichen
Beschaltungskonfigurationen für alle
Arten von Radar betrachtet.
b. Vierleiter-Radarsensor mit 4 … 20 mA Stromausgang
Abb. 6.39
4 … 20 mA, 24 VDC
20/250 VAC / VDC
4 … 20 mA
c. HART ® -Protokoll
Die meisten Zweileiter- und Vierleiter-, 4 … 20 mA Radar-Füllstandmessgeräte
sind mit dem HART®-Protokoll, aufmoduliert auf dem Stromsignal,
verfügbar. Dadurch wird Folgendes möglich:
- Fernparametrierung mit dem HART ® -Handheld Programmiergerät
- Einspeisung der HART ® -Daten direkt in das Prozessleitsystem
- multi-drop Betrieb mit bis zu 16 Sensoren parallel an einem Strang
141

d. Feldbus (VBUS)
bis zu 15 Sensoren parallel auf zwei Drähten
mit VEGALOG 571 und EV-Eingangskarten maximal 255 Messungen zusammenfassbar
142
VBUS
VEGALOG 571 mit bis
zu 255 Sensoren
bis zu 15 Sensoren an
einer Zweidrahtleitung
verschiedene Industrie-Standard-
Kommunikationen
Abb. 6.40

e. Feldbus (Profibus PA)
max. 32 Sensoren gemeinsam an einem Segmentkoppler
Profibus PA
Segmentkoppler
6. Installation
Profibus DP
Abb. 6.41
143

2. Geräte für Ex-Anwendungen
a. eigensicher ia, 4 … 20 mA, Zweileiter-Sensoren mit HART ®-Protokoll
Abb. 6.42
b. 4 … 20 mA, Zweileiter-EEx-d-ia Sensoren mit Verkabelung
in erhöhter Sicherheit.
- Versorgung 12 bis 36 VDC
- Zener-Barriere in integriertem Ex-d Gehäuse,
eigensicherer Gehäuseteil für Sensorelektronik und zur Bedienung
- keine zusätzliche Trennbarriere erforderlich
Abb. 6.43
144
Ex-Bereich
Bedienung,
Display und
Elektronik
eigensicher
ausgeführt
Ex-Bereich
Ex ia
Ex ia
Ex d
Nicht-Ex-Bereich
Nicht-Ex-Bereich
4 … 20 mA, 24 VDC
4 … 20 mA,
24 VDC Ex e
Zenerbarriere
Zener
barrier

c. Vierleiter, EEx d ia Versorgung
- Versorgung 24 VDC
- eigensicherer 4 … 20 mA Stromausgang
4 … 20 mA
eigensicher
Zener
barrier
Ex-Bereich
d. Vierleiter, 4 … 20 mA, Ex e Versorgung- Exd-Gehäuse
Ex-Bereich
6. Installation
Ex d 24 VDC, Ex e
Ex d
24 VDC, Ex e
4 … 20 mA
Abb. 6.44
Abb.6.45
e. Vierleiter eigensicher (ib) mit Trennübertrager und Datenkoppler
Ex d
Stromversorgung
Stromversorgung &
digitale Kommunikation
Ex-Bereich
Nicht-Ex-Bereich
Nicht-Ex-Bereich
4 … 20 mA
Nicht-Ex-Bereich
Display oder
Signalverarbeitungseinheit
Abb.6.46
145

f. Feldbus (VBUS)
- max. 15 Sensoren an zwei Leitungen in Ex e, Verdrahtung in erhöhter Sicherheit
- separate Energieversorgung der Sensoren in erhöhter Sicherheit
146
Separate
Spannungsversorgung
Ex e
VEGALOG 571 mit bis
zu 255 Sensoren
VBUS
bis zu 15 Sensoren an einer
Zweidrahtleitung, Ex e
verschiedene Industrie-
Standard-Kommunikationen
Abb 6.47

g. Feldbus (VBUS)
- max. 15 Sensoren Ex-e (je fünf Sensoren pro Strang, drei Stränge) pro VBUS-Karte
- Verdrahtung in erhöhter Sicherheit ohne externe Versorgung VBUS
Fünf Sensoren an jeder Zweidrahtleitung
versorgt durch diese Leitung
Ex e
Verkabelung
VEGALOG 571
6. Installation
verschiedene Industrie-
Standard-Kommunikationen
Abb. 6.48
147

h. Feldbus (VBUS)
- max. 15 Sensoren, eigensicher Ex ia, pro Ausgangskarte
- je 5 Sensoren pro Zweileiter- Schleife, max. 3 Schleifen pro EV-Karte
148
VBUS
VEGALOG 571
verschiedene Industrie-
Standard-Kommunikationen
VBUS
Fünf Sensoren an einer Zweidrahtleitung
eigensicher
Abb. 6.49

i. Feldbus (Profibus PA)
- Ex ia eigensicher, max. 8 Sensoren pro Zweiader-Schleife
- Verbindung über Segmentkoppler zu Profibus DP
Profibus PA
Segmentkoppler
6. Installation
Profibus DP
Acht Sensoren an
einer Zweidrahtleitung eigensicher
Abb. 6.50
149