8-2016

August 8/2016 Jahrgang 21 

HF- und 

Mikrowellentechnik 

Durchbruch im Bereich der kommerziellen 

HF-Energie-Anwendungen mit neuem 

300 W GaN-Leistungstransistor 

MACOM, Seite 8

NOW! Revolutionary 

ABSORPTIVE/REFLECTIONLESS 

FILTERS 

DC to 21 GHz! 

Reflectionless 

Filter 

Conventional 

Eliminates standing waves out-of-band 

Stops Signal Reflections Dead in Their Tracks! 

Mini-Circuits freut is proud sich, to der bring Industrie the industry einen revolutionären a revolutionary Durchbruch breakthrough bei dem in 

the hartnäckigen longstanding Problem problem der Signalreflexionen of signal reflections beim Einbetten when embedding von Filtern in filters HF-Systeme in RF 

systems. zu präsentieren. Whereas Während conventional konventionelle filters Filter are im fully Stopband reflective voll reaktiv in the sind, stopband, ist unsere 

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X-Serie 

X-series 

reell! Ob 

reflectionless 

Passband, 

filters 

Stopband 

are 

oder 

matched 

Übertragungsband, 

to 50Ω in the 

immer 

passband, 

zeigen 

sie eine reelle Impedanz von 50 Ohm. Das verhindert Intermodulationen, Welligkeit 

stopband and transition band, eliminating intermods, ripples and other 

und andere Probleme, welche durch Reflexionen in der Signalkette hervorgerufen 

problems 

werden. Diese 

caused 

Filter 

by 

eignen 

reflections 

sich perfekt 

in the 

für 

signal 

das 

chain. 

Zusammenwirken 

They’re perfect 

mit nichtlinearen 

for pairing 

with Bausteinen, non-linear wie devices Mischern such oder as Vervielfachern. mixers and multipliers, So werden unerwünschte significantly reducing Signale 

unwanted vermieden, signals welche durch generated die Nichtlinearität due to non-linearity entstehen and und den increasing Dynamikbereich system 

dynamic des Systems range herabsetzen, by eliminating da matching sie Anpass-Dämpfungsglieder 

attenuators 2 . They’ll 

change erforderlich the machen. way you Die think X-Serie about wird using Ihre filters Herangehensweise 

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✓ Inband-Störungen 

Patented design 

Absorbierung eliminates in-band von Stopband-Signalen 

spurs 

✓ statt Absorbs Reflexion stopband signal power 

Gute rather Impedanzanpassung than reflecting itin 

✓ Passband/Stopband/Transition 

Good impedance match 

bedingungslos in passband kaskadierbar stopband and transition 

✓ Durchlassbereiche Intrinsically Cascadable von DC bis 3 

21 GHz (3 dB) 

✓ Sperrbereiche Passbands bis from zu DC 35 GHz – to 21GHz 4 

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Aktuelles 

Mini-Circuits erhält den 

„4-Star Supplier Excellence 

Award“ von Raytheon IDS 

GaN/SiC 

Technologie aus erster Hand 

Patentierte innovative Designs 

für HF Leistungstransistoren 

stransistoren 

und Module 

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960MHz – 1215MHz 

45Watt 50V 

7μs Puls / 27% LTDC 

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2.7 – 2.9GHz 

400Watt 50V 

300μs Puls / 10% DC 

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Raytheon hat Mini-Circuits 

zum sechsten Mal in Folge seinen 

4-Sterne-Lieferantenaward 

für hervorragende Qualität 

und Dienstleistung verliehen. 

Der Preis wurde Mini-Circuits 

auf der kürzlich in Danvers, 

Massachusetts gehaltenen Operational 

Excellence Supplier 

Conference von Raytheon übergeben. 

Jedes Jahr werden durch Raytheon 

ID von über 3000 Lieferanten 

weniger als 350 mit dem 

Award ausgezeichnet. Kandidaten 

werden auf der Grundlage 

der Produktqualität, rechtzeitigen 

Lieferung und vorbildlichen 

Kundenbetreuung 

beurteilt. Voraussetzung für den 

Award ist eine 97.5%ige Qualität 

und die rechtzeitige Lieferung 

von mindestens zehn Sendungen 

innerhalb eines Jahres. 

“Mini-Circuits ist stolz, ein Teil 

der Mission von Raytheon zu 

sein und unsere Truppen weltweit 

zu unterstützen,” sagte 

Steven Scheinkopf, Worldwide 

Technical Marketing Manager 

bei Mini-Circuits. “Die Verleihung 

des Awards bestätigt einmal 

mehr die Spitzentechnologie, 

die Weltklasse-Qualität 

und die Leistung unsere Kundenservices.” 

Mini-Circuits will nicht nur die 

Standards aufrechterhalten, sondern 

ist bestrebt, seine Produkte 

und Dienstleistungen in der 

Zukunft auf ein noch höheres 

Niveau zu heben. 

■ Mini-Circuits 


Technische Beratung und Distribution 

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Inhalt 

Die ganze Bandbreite 

der HF-und MW-Technik 

Seit über 30 Jahren Ihr Partner für 

▶ aktive und passive Komponenten 

(SMD, Koax, Hohlleiter) 

• GaN-Transistoren 

• Beam Lead-Dioden 

• MIS- / Keramik-Kondensatoren 

• HF-Widerstände 

• Kabel / Stecker 

▶ Messtechnik / Laborausstattung 

• Dämpfungsglieder 

• Richtkoppler 

• Messkabel 

• Schalter 

• Power Sensoren 

▶ Systeme 

• Verstärker 

• Handover Testsysteme 

• SatCom-Komponenten / -Systeme 

• Frequenz- / Zeit-Standards 

• Up/Down Converter / redundante Systeme 

Zum Titelbild: 

August 8/2016 Jahrgang 21 

HF- und 

Durchbruch im Bereich der kommerziellen 

HF-Energie-Anwendungen mit neuem 

300 W GaN-Leistungstransistor 

MACOM, Seite 8 

In dieser Ausgabe: 

Messtechnik: 


Neuer 300-W-GaN- 

Leistungstransistor 

für kommerzielle 

HF-Energie- 

Anwendungen 

Der neue MAGe-102425-300 

von MACOM verbindet GaN- 

Performance und siliziumtypische 

Kostenstrukturen mit 

deutlich mehr Energieeffizienz 

und Dichte als LDMOS- 

Lösungen 8 

Die progressive Transformation des 

Spektrum-Analyzers 

The World of Power 

Special: 

Manche technologischen Entwicklungen vollziehen sich allmählich 

während einer längeren Zeitspanne und basieren auf einer 

Vielzahl von Innovationen. So ist es auch der Fall bei den neuesten 

RF-/Microwave-Signalanalysatoren 10 

Konfigurieren eines Spektrum-Analysators 

für die Messung kleiner Signale 

Power Sensors 

from 1.8 MHz to 4 GHz 

small / wide band up to 50 kW 

RF- / Broadcast- / Transmitter- 

Power Monitors 

to 75 kW 

Digital Power Meter 

rugged fi eld meter 

works with all Bird fi eld sensors 

TACTRON ELEKTRONIK GmbH & Co. KG 

Die Messung kleiner Signale mit einem Spektrum-Analysator ist 

häufig notwendige Aufgabe. Der wesentliche Grund dafür ist, dass 

Rauschen, das im Spektrum-Analysator erzeugt wird, eine Grenze 

für den kleinsten noch erkennbaren Signalpegel darstellt 16 

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8/2016 

Messtechnik: 

Passive Intermodulation – 

Ursachen und 

Messmöglichkeiten 

Technical article: 

RF & Wireless 

A Simulation-Based Flow 

for Broadband GaN Power 

Amplifier Design 

Die durch die Entwicklung des Passive Intermodulation 

Analyzers erworbenen Erkenntnisse sind 

die Grundlage dieser Darstellung der zeitgemäßen 

Messung passiver Intermodulation (Passive IM 

Distortion, PIMD) 31 

Die Tücken passiver und aktiver 

Tastköpfe 

This application note demonstrates 

a simulation-based methodology for 

broadband power amplifier (PA) design 

using load-line, load-pull, and realfrequency 

synthesis techniques 60 

Simulating and Testing of 

Signal Processing Methods 

for Frequency Stepped Chirp 

Radar 

Tastköpfe sind unberechenbar, obwohl sie schlicht 

und harmlos wirken, können sie das Messergebnis 

erheblich verfälschen. Der Beitrag erläutert die 

gefährlichsten Fallstricke 54 

Design: 

Design-Flow für schnellen und 

erfolgreichen Filterentwurf 

CML Microcircuits has added Adaptive 

Coded Modulation capabilities to its 

CMX7164 Multi-mode Wireless Data 

Modem, QAM modulation suite. 66 

In dieser Applikationsschrift wird eine Methode 

aufgezeigt, wie gegensätzliche Forderungen bei 

der Filterentwicklung mit modernen CAD-Hilfsmitteln 

erfolgreich gelöst werden können. 39 

LTE: 

LTE-A Release-12 formt neue 

eNodeB-Senderarchitektur 

Teil 2: Die analoge Integrations-Herausforderung. 

Der Teil 1 dieses Applikationsberichtes erschien 

in der HF-Praxis Ausgabe 7-2016 48 

Rubriken: 

Aktuelles . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3 

Inhalt . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4 

Aus Forschung und Technik . . . . . . 6 

Titelstory . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8 

Messtechnik . . . . . . . . . . . . . . . . . . 10 

Design . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36 

Bauelemente. . . . . . . . . . . . . . . . . . 42 

Quarze und Oszillatoren . . . . . . . . 45 

Funkmodule . . . . . . . . . . . . . . . . . . 46 

LTE. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 48 

Praxis . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 54 

RF & Wireless . . . . . . . . . . . . . . . . 60 

Impressum . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 78 

hf-praxis 8/2016 

5

Aus Forschung und Technik 

Imec und Holst Centre stellten einen Multi-Standard- 

Kleinleistungsfunkchip für große Bereiche vor 

Neuer 

Kleinleistungsfunkchip 

für weit reichende 

Anschlussfähigkeit 

in den Sensor-Netzen 

und in zukünftigen 

zellulären IoT- 

Anwendungen 

Das Nanoelectronic-Forschungszentrum 

imec und das Holst- 

Centre präsentierten auf ihrem 

jährlichen Technologieforum 

in Brüssel (ITF Brüssel 2016) 

einen Kleinleistungs-Multistandard-Funkchip 

(LPWA) 

für große Reichweiten. Der 

neue Funkchip kann mit einer 

geringeren Leistungsaufnahme 

als jede andere, bis jetzt vorgestellte 

Funkchiptechnologie 

arbeiten, die für Verbindungen 

über lange Strecken in Sensor- 

Netzen freigegeben wurden. Die 

Technologie des Sub-GHz-Funkchips 

kann mit einer Vielzahl 

an Protokollen, einschließlich 

IEEE 802.15.4g/k, W-MBUS, 

KNX-RF, sowie mit den populären 

Netzen LoRa und SIG- 

FOX zusammenarbeiten. Und 

sie eignet sich für zukünftiges 

zellulares IoT in Anwendungen 

wie intelligentes Messen, intelligentes 

Haus, intelligente Stadt 

und kritische Infrastrukturüberwachung. 

Der Funkchip arbeitet in den 

industriellen, wissenschaftlichen, 

medizinischen (ISM) und 

SRD-Bändern und deckt einen 

Frequenzbereich von 780 MHz 

bis 930 MHz ab. Das robuste 

Kleinleistungsdesign kombiniert 

ein großes Linkbudget 

mit hochmoderner Störungsunterdrückung 

und einer kleinen 

Stückliste, da es die Anzahl der 

benötigten externen Komponenten 

im Vergleich zu derzeit ab 

Lager erhältlichen Chips reduziert. 

Das Funkgerät wird als 

komplettes „System-on-Chip“, 

einschließlich HF-Frontend, 

Energiemanagement, ARM- 

Prozessor, 160 KByte SRAM 

und Peripherieanschlüssen wie 

SPI, I2C und UART implementiert. 

Einige wichtige Kennzahlen 

sind: 

• Empfindlichkeit: von -120 

dBm bei 0,1% BER (1 Kbps) 

• ultra-niedrige Leistungsaufnahme: 

8 mW (Rx) und 113 

mW (Tx) für 13,5 dBm Ausgangsleistung 

• Dynamikbereich des Empfänger: 

105 dBm; Eingangssignale 

von -120 dBm bis15 

dBm können verarbeitet werden 

• Die PA hat die Möglichkeit 

zu automatischem Ramp-up 

und Ramp-down zur Prüfung 

der ARIB-Spektralmaskenvorschrift 

• Ausgangsleistung von

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Titelstory 

Neuer 300-W-GaN-Leistungstransistor für kommerzielle 

HF-Energie-Anwendungen 

Der neue MAGe- 

102425-300 von 

MACOM verbindet 

GaN-Performance 

und siliziumtypische 

Kostenstrukturen 

mit deutlich mehr 

Energieeffizienz und 

Dichte als LDMOS- 

Lösungen 

M/A-COM Technology Solutions 

Inc. (“MACOM”) stellte 

unter der Bezeichnung MAGe- 

102425-300 einen robusten 

3 0 0 - W- G a N - o n - S i l i c o n - 

Leistungstransistor vor, der mit 

seinem kosteneffektiven Kunststoffgehäuse 

für kommerzielle 

Festkörper-HF-Energie-Anwendungen 

optimiert ist. Auf Basis 

der Gen4 GaN-Technologie von 

MACOM erzielt der MAGe- 

102425-300 ein Performance- 

Niveau, das den prinzipbedingten 

Beschränkungen von 

LDMOS-Bausteinen in Sachen 

Energieeffizienz und Dichte 

Paroli bietet, und dies auf einem 

gleichwertigen Kostenprofil bei 

hohen Produktionsstückzahlen. 

300W-GaN-on-Silicon-Leistungstransistor von Macom 

Die im Fall des MAGe-102425- 

300 geglückte Verbindung GaNtypischer 

Performance mit den 

von Silizium gewohnten Kostenstrukturen 

eröffnet enorme 

Chancen, Festkörper-HF-Energie 

als hocheffiziente und präzise 

Wärme- und Energiequelle 

für eine breite Palette kommerzieller 

Anwendungen zu nutzen. 

Das Spektrum reicht hier von 

Mikrowellenöfen über Kfz- 

Zündanlagen und Beleuchtungssysteme 

bis zu Anwendungen 

in Industrie, Wissenschaft und 

Medizin, darunter beispielsweise 

die HF-Plasmabeleuchtung, 

Materialtrocknung, Erwärmung 

und Abtragung von Blut 

bzw. Gewebe und vieles mehr. 

HF-Bauelemente für derartige 

Systeme müssen eine ausgewogene 

Kombination von 

Eigenschaften in Bezug auf 

Performance, Energieeffizienz, 

Abmessungen und Zuverlässigkeit 

bieten und dies mit einem 

Preisniveau verbinden, das die 

Voraussetzungen für eine breite 

kommerzielle Anwendung bietet. 

Mit 300 W Ausgangsleistung 

und 70% Wirkungsgrad bei 2,45 

GHz steht der MAGe-102425- 

300 derzeit branchenweit an der 

Spitze, was die Erfüllung der 

technischen Anforderungen für 

die von der RF Energy Alliance 

propagierte kommende Generation 

von Leistungsverstärkern 

angeht. Dieser nicht gewinnorientierte 

Verband hat sich das 

Ziel gesetzt, das Potenzial der 

HF-Energie in vollem Umfang 

zu erschließen. Die Kostenstruktur 

und die für große Stückzahlen 

ausgelegte Lieferkette, 

die die Gen4-GaN-Technologie 

von MACOM mittlerweile 

erreicht hat, positionieren den 

MAGe-102425-300 so, dass er 

auf Augenhöhe mit LDMOS- 

Bausteinen ehrgeizige Kostenvorgaben 

erfüllen kann. Die 

Festkörper-HF-Energietechnik 

bietet die Möglichkeit, komplette 

Marktsegmente mit einer 

breiten Palette von Vorzügen 

umzugestalten - von Konsumgütern 

über Systeme des Industrie-, 

Wissenschafts- und Medizinbereichs 

bis hin zu Infrastruktur- 

Anwendungen. 

Einen wichtigen Schritt nach 

vorn hat kürzlich die RF Energy 

Alliance mit der Vorlage ihrer 

RF Power Amplifier Roadmap 

gemacht. Darin sind die Parameter 

für künftige Generationen 

von PA-Modulen festgelegt, 

die realistische Alternativen zu 

Lösungen auf Magnetronbasis 

darstellen. Der vom MAGe- 

102425-300 erzielte Durchbruch 

in Bezug auf den Wirkungsgrad 

steht im Einklang mit der PA 

Roadmap und erschließt damit 

neue Märkte für die Anwendung 

der Festkörper-HF-Energietechnik 

im privaten Bereich. 

■ MACOM 

www.macom.com/rfenergy 

http://rfenergy.org 

MACOM GaN-Technologie verbessert die Effizienz und 

Steuerbarkeit von HF-Energie-Applikationen 

Die in elektromagnetischen 

Wellen steckende Energie wird 

in HF-Energie-Anwendungen 

genutzt, um Objekte zu erwärmen 

oder physikalische oder 

chemische Prozesse mit Energie 

zu versorgen. 

Gegenwärtig sind Magnetrons 

noch die wichtigsten Komponenten 

von HF-Energie- 

Anwendungen. MACOM und 

andere Unternehmen haben 

inzwischen jedoch eine Alternative 

zu bieten, bei der die 

HF-Energie in einer reinen 

Festkörperlösung durch eine 

Reihe von Halbleiterbauelementen 

erzeugt wird. Dies 

macht es einerseits möglich, 

die HF-Energie effektiv zu 

steuern, während andererseits 

ein nie dagewesener Wirkungsgrad 

erreicht wird. 

In Geräten werden heute vorwiegend 

Magnetron-Lösungen 

eingesetzt – so beispielsweise 

zum Kochen oder für 

industrielle Heizungs- und 

Trocknungsanwendungen. In 

Nischenanwendungen, so zum 

Beispiel in der medizinischen 

Bildgebung (Magnetresonanzund 

Kernspin-Tomografie), 

kommt Erzeugung von HF- 

Energie per Festkörpertechnik 

bereits zum Einsatz. 

Die HF-Energieerzeugung 

mit Festkörper-Lösungen 

bringt alle Voraussetzungen 

mit, um sich zu einer hocheffizienten, 

steuer- und skalierbaren 

Energiequelle zu 

entwickeln, die einerseits die 

bisher üblichen Magnetrons 

ersetzt und andererseits den 

Weg für neue Anwendungen 

ebnet, die den mit Festkörper- 

Lösungen möglichen hohen 

Grad an Steuerbarkeit erfordern. 

Die vierte Generation der 

GaN auf Silizium-Technologie 

von MACOM kommt an das 

Performance-Niveau von GaN 

auf Siliziumkarbid heran und 

bleibt dabei hinsichtlich der 

Kosten unter der bisher vorherrschenden 

LDMOS-Technologie. 

Kennzeichnend für 

die GaN-Technologie sind 

ihre hohe Effizienz, ihre hohe 

Linearität, ihre ausgezeichnete 

Verstärkung und ihre günstige 

Kostenstruktur. 

8 hf-praxis 8/2016

FIVE DAYS 

THREE CONFERENCES 

ONE EXHIBITION 

EUROPEAN MICROWAVE WEEK 2016 

EXCEL LONDON, UK 

3 - 7 OCTOBER 2016 

3-7 OCTOBER 2016 

EUROPE’S PREMIER MICROWAVE, 

RF, WIRELESS AND RADAR EVENT 

The Conferences (3rd - 7th October 2016) 

• European Microwave Integrated Circuits Conference (EuMIC) 

3rd – 4th October 2016 

• European Microwave Conference (EuMC) 4th – 6th October 2016 

• European Radar Conference (EuRAD) 5th – 7th October 2016 

• Plus Workshops and Short Courses (From 3rd October 2016) 

• In addition, EuMW 2016 will include the ‘Defence, Security and Space Forum’ 

5th October 2016 

DISCOUNTED CONFERENCE RATES 

Discounted rates are available up to and including 3rd September 2016. 

Register NOW and SAVE! 

Registration is available after this date and up to 7th October 

at the standard rate. 

The FREE Exhibition (4th - 6th October 2016) 

ENTRY TO THE EXHIBITION IS FREE! Register today to gain access to over 300 

international exhibitors and take the opportunity of face-to-face interaction with 

those developing the future of microwave technology. The exhibition also features 

exhibitor demonstrations, industrial workshops and the annual European Microwave 

Week Microwave Application Seminars (MicroApps). 

Official Publication: Organised by: Supported by: Co-sponsored by: Co-sponsored by: 

Co-sponsored by: 



Register online now as a delegate or visitor at: www.eumweek.com

Messtechnik 

Die progressive Transformation des 


Manche 

technologischen 

Entwicklungen 

vollziehen sich 

allmählich während 

einer längeren 

Zeitspanne und 

basieren auf einer 

Vielzahl von 

Innovationen. So 

ist es auch der Fall 

bei den neuesten 

RF-/Microwave- 

Signalanalysatoren. 

Unter Verwendung von: 

“The Progressive 

Transformation of the 

Spectrum Analyzer” 

Keysight Technologies 

www.keysight com 

Bild 1: Ein Antippen des Menüpanels ermöglicht direkten Zugriff 

auf Keysights „Noise Floor Extension Technologie“ (NFE) 

und bewirkt bis zu 12 dB Verbesserung des Spektralanalyse- 

Rauschbodens 

Bei vielen Messungen arbeiten 

s i e n o c h w ie g e s w e e p t e 

Spektrumanalysatoren, aber 

ein Blick auf ihre Erweiterungsfähigkeiten 

und die Technologie, 

die dahinter steckt, macht 

deutlich, dass hier eine technologische 

Revolution stattgefunden 

hat. 

Der gesweepte Spektrumanalysator 

hat RF- und Mikrowellen- 

Ingenieuren über Jahrzehnte gut 

gedient, u.a. weil er die Hardwarearchitektur 

von Downconversion-Superheterodyn-Empfängern 

und die gleiche Filterung 

im ZF-Bereich verwendete wie 

Funk- oder Radargeräte, also die 

Geräte, die mit den Analysatoren 

gemessen werden. 

Dieses Prinzip und das zugehörige 

Benutzer-Interface blieben 

lange bestehen, während sich die 

zugrundeliegende Technologie 

der Analysatoren entscheidend 

weiterentwickelte und verbesserte. 

Die auffälligste Veränderung 

im Blockdiagramm ist die 

zunehmende Verwendung der 

Digitalisierung in Form von 

digitalen Filtern oder FFTs zur 

Erzeugung eines Vektor-ZF- 

Bereichs, statt einer skalaren ZF. 

Die wachsende Verwendung der 

Bandbreiten-Digitalisierung und 

Steigerung der Verarbeitungsleistung 

erfolgte zwar in kleinen 

Schritten, führte aber letztlich zu 

Vektor-Messungen und digitaler 

Demodulation. 

Neue Signal-Analyzer-Typen 

und eine 

einheitliche Lösung 

Die Änderungen sind groß genug 

gewesen, um zum Entstehen 

bedeutender Weiterentwicklungen 

des gesweepten Spektrumanalysators 

hin zu unterschiedlichen 

Analysatortypen 

zu führen. Die bedeutendsten 

neuen Varianten waren Vektor- 

Signalanalysatoren Anfang der 

90er Jahre und Echtzeit-Spektrumanalysatoren 

ungefähr ein 

Jahrzehnt später. Die neuen 

Analysatoren arbeiteten in vielerlei 

Hinsicht anders, als die 

traditionellen Sweep-Spektrumanalysatoren, 

führten selbst 

verschiedene Messungen aus 

und erzeugten die zugehörigen 

Bildschirmanzeigen. 

Parallel zum Fortschritt der 

Technologie müssen sich HF- 

Ingenieure in Theorie und Praxis 

auch mit immer komplexeren 

Signalen und Systemen 

auseinandersetzen. Das letzte, 

was sie daher benötigen, sind 

daher unnötige Komplexität 

oder künstliche Grenzen bei den 

grundlegenden Messmitteln, wie 

z.B. Signalanalysatoren. 

Die Technologie der späteren 

Keysight-Signalanalysatoren 

der X-Serien wurde deshalb so 

konzipiert, dass sie die Arbeit 

des Ingenieurs möglichst vereinfacht 

und die Risiken bei 

der Auswahl eines Analysators 

verringert. Dies wird auf zwei 

Wegen erreicht: 

• Verwendung einer einzigen 

Analysatorplattform, um die 

Bild 2: Drop-down-Fenster ermöglichen die schnelle 

Konfigurierung einer LTE-A FDD ETC Sendermessung, 

einschließlich 256 QAM-Demodulation usw. 


Δ

Messtechnik 

Bild 3: Häufig wiederholte oder allgemein verwendete Messungen 

und Parameter können durch die Erzeugung eines User-Menüs 

mit einem einzigen Touch ausgewählt werden 

gesamte Technologie vom 

Sweep-Analyzer bis zur Vektor- 

und Echtzeitanalyse abzudecken. 

HF-Ingenieure benötigen oft die 

Funktionen von zwei oder mehr 

Analysatortypen, und häufig 

noch mehr, als sie zuerst anschaffen. 

Die flexible technologische 

Plattform und die nachfolgend 

beschriebenen Upgrades bedeuten, 

dass die ursprünglichen 

Kaufentscheidungen effektiv 

geändert werden können, wenn 

DUTs und Standards sich weiter 

entwickeln. 

• Vereinfachung der Messanordnung 

und des Betriebs 

des Analysators, gleichgültig 

um welchen Analysatortyp 

es geht. 

Die Touch-Display-Benutzer- 

Schnittstellentechnologie, die 

in vor allem in Tablets verwendet 

wird, kann leicht an große 

Signalanalysator-Displays angepasst 

werden. Der Analysator ermöglicht 

jetzt eine mehr intuitive 

Verbindung zwischen dem 

Designer und den von ihm benötigten 

Antworten 

Rationalisieren 

von Messung und 

Installation 

Die heutige Multi-touch-Benutzerschnittstelle 

bietet Direktzugriff 

auf Messungen und Kontrollelemente 

über einen großen 

Bildschirm. Von vielen Messungen 

her sind die bisherigen 

Anzeigen und Bedienungselemente 

des Sweep-Spektrum- 

Analyzers noch vertraut und 

effektiv. Die erweiterte Funktionalität 

der Signal-Analyzer 

hat inzwischen zu einer viel tieferen 

Hardkey-/Softkey-Menüstruktur 

und einer erheblichen 

Expansion der Darstellungsarten 

geführt. Die X-Serien- 

Signalanalysatoren haben jetzt 

ein größeres Display mit Multitouch-Funktionalität, 

das dem 

von Tablets ähnlich ist. Das 

Mess-Display und die Einstellungen 

lassen sich leicht, unter 

Verwendung vertrauter Gesten 

wie einfaches oder doppeltes 

Antippen usw. steuern, um einen 

Parameter auszuwählen oder ein 

Fenster zu vergrößern, den Bildschirm 

zu zoomen oder zu skalieren. 

Durch „Press-and Hold“ 

erhält man Zugriff auf kontextbezogene 

Auswahlen. 

Dadurch bleibt die intuitive Leistungsfähigkeit 

des gesweepten 

Analyzers erhalten. Ein Antippen 

des Menüpanels z.B. stellt 

Direktzugriff zum Hauptparameter 

der einfachen Spektrummessungen 

und der komplexen digitalen 

Demodulation her, wie es 

Bild 1 und 2 zeigen. 

Intuitive Messungen 

Neue Messmöglichkeiten nutzen 

die Verarbeitungsleistung und 

die Displays des Analysators für 

einen schnelleren und direkteren 

Weg zu den Ergebnissen. Signalanalysatoren 

der X-Serie enthalten 

dazu eine hoch entwickelte 

Auto-tune-Funktion, um das 

wahrscheinlich interessierende 

Signal mit einem einzigen Touch 

zu finden und zu zentrieren. In 

Multisignal-Umgebungen geht 

ein Peak-Search-Algorithmus 

dazu auf intelligente Weise von 

Signal zu Signal. Schließlich 

können häufig verwendete Messanordnungen 

und Einstellungen 

in Benutzermenüs umgewandelt 

werden, die den Zugriff auf User- 

Funktionen mit einem Touch 

ermöglichen (siehe Bild 3) 

Übereinstimmendes UI 

bei über fünf Modellen 

Eine Umgebung von zunehmend 

komplexer werdenden Signalen 

und Tests führt zu einer unvermeidlichen 

Lernkurve für Ingenieure 

und häufig bedeutenden 

Investitionen in die Testsoftware. 

Die effektivsten Möglichkeiten 

zur Senkung dieser Kosten sind: 

1: So wenig Veränderungen 

(oder des benötigten Lernaufwands) 

wie möglich gegenüber 

dem traditionellen, gesweepten 

Analysator. 

2: Verwendung des gleichen UI, 

sowie der Messanwendungen 

und der Programmierung über 

viele Hardwareplattformen 

hinweg. 

Die Architektur der Keysight- 

X-Serie enthält eine Hardware- 

Schicht, die Benutzer der Frontplatte 

und Testprogrammierer 

gegenüber internen Hardware- 

Unterschieden und der daraus 

resultierenden Komplexität 

soweit wie möglich abschirmt. 

Ingenieure können sich daher 

für irgendeinen der fünf Signalanalysatoren 

der X-Serie und 

ihrer Optionen entscheiden, 

um ihren Bedarf an Leistung, 

Bandbreite und Frequenzbereich 

abzudecken. Änderungen in den 

Budgets und in den Durchsatz- 

Anforderungen müssen daher 

nicht zur Umschulung oder Neuprogrammierung 

führen. 

Signalanalysatoren als komplette 

Plattform für Breitbandlösungen 

Die Breitband-RF-/Mikrowellen-Abwärtsmischung 

sowie 

die Digitalisierung im Kern der 

neuesten Signalanalysatoren 

wird mit extrem hoher Genauigkeit 

und einem großen Dynamikbereich 

durchgeführt. Diese 

Daten entsprechen der ZF eines 

Funk- oder Radarempfängers 

und eignen sich gut zur Speicherung 

und Verarbeitung durch 

andere Hilfsmittel. Ausgerüstet 

mit einem externen Hochgeschwindigkeitsinterface 

(PCI 

Express oder PCIe), ermöglichen 

einige Analysatoren der X-Serie 

das Echtzeit-Streaming zu externen 

Recordern und Prozessoren. 

Breitbandaufzeichnung wird bis 

160 oder 255 MHz vom PXA 

und 255 MHz vom UXA unterstützt, 

wie Bild 4 zeigt. 

Externe Speicher bieten eine 

fast unbegrenzte Kapazität, um 

mit spezieller Signalverarbei- 

Bild 4: Die UXA- und PXA-Signalanalysatoren unterstützen Realtime-Streaming 

bis zu 255 MHz Bandbreite. Die Aufzeichnungen 

können dann zur Generierung verschiedener Messungen und 

Anzeigen verwendet werden 


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Messtechnik 

Bild 5: X-COM Spectro-X Software, die mit UXA- oder PXA-Realtime-Streaming 

kombiniert wird, ermöglicht es Ingenieuren, 

interessante Signale oder ungewöhnliche Ereignisse in den 

Aufnahmen der Signalaktivität zu entdecken und zu analysieren 

tung die Daten zu durchsuchen 

und Signale, Wechselwirkungen 

oder Ereignisse von Interesse 

zu finden. Diese Lösungen sind 

ideal für die heutigen überfüllten 

Spektren und fortschrittliche 

Technologien wie Cognitive 

Radio. 

Große Bandbreite zur 

Unterstützung von 

Echtzeitanalyse und 

Trigger 

Sampling und interne Aufzeichnung 

bis zu 510 MHz ist jetzt mit 

den PXA- und UXA-Modellen 

verfügbar und ermöglicht Echtzeit-Spektralanalyse, 

Frequenzmasken-Triggerung, 

Zeit-qualifiziertes 

Triggern und komplette 

Vektorsignalanalyse. Vektorsignalanalyse 

und Play-back aufgezeichneter 

Daten unterstützen 

Multi-Signal-Demodulation, 

zusammen mit neuen Physical- 

Layer-Techniken wie z.B. Carrier-Aggregation. 

Signalanalysatoren der X-Serien 

können auch als analoge Breitband-„Hifi“-Downconverter 

benutzt werden, um andere Empfänger 

oder Digitalisierungs- 

Tools, wie z.B. Oszilloskope, 

zu speisen. Bandbreiten bis zu 1 

GHz sind mit dem UXA verfügbar 

und umfassen auch Korrekturen 

des Frequenzgangs. 

Wenn die großen Touch-Screenund 

Multi-Trace-Displays der 

X-Serie mit Real-time- und 

Vektor-Signalanalyse-Tools 

verwendet werden, machen sie 

es Ingenieuren einfacher, mehrere 

simultane Ansichten von 

komplexen Signalen erstellen. 

Diese Darstellungen nutzen die 

Systemkenntnis des Ingenieurs 

wirksam aus, um Ursachenund 

Wirkungsbeziehungen zu 

identifizieren, selbst wenn das 

Signalverhalten komplex und 

das Timing unbekannt ist. 

Wie das UI sind auch Messanwendungen 

bei den fünf 

X-Serien-Analysatoren weitgehend 

gleich. Messungen, Algorithmen 

und Kontrollen sind, in 

allen Anwendungen kompatibel, 

die von allgemeinen Messungen 

wie Phasenrauschen und 

Kanalleistung bis zu standardspezifischen 

wie LTE reichen. 

Keysight´s 89600-VSA-Software 

ist in allen fünf Serie-X- 

Analysatoren vorhanden und 

weitet sich auch auf andere Tools 

aus, die von RF-/Mikowellen- 

Ingenieuren benutzt werden, 

z.B. Oszilloskope, Netzwerkanalysatoren, 

Logikanalysatoren, 

Analog-Digital-Wandler 

und EDA-Software 

Lokaler DDS-Oszillator 

Wie bereits erwähnt, bietet die 

verbesserte Leistung und Bandbreite 

digitaler Techniken die 

Möglichkeit, Analysatorfunktionen 

zu ersetzen, die vorher 

völlig analog gearbeitet haben. 

Das neueste Beispiel in RF-/ 

Mikrowellen-Signalanalysatoren 

ist der lokale Oszillator. Ein von 

Keysight entwickelter, HF-optimierter 

DAC ist der Kern eines 

direkten digitalen Synthesizers 

(DDS), der im lokalen Oszillator 

(LO) von zwei X-Serien-Signalanalysatoren, 

nämlich im UXA 

und jetzt im PXA benutzt wird. 

Weil der LO in allen Frequenzkonvertierungs-Operationen 

verwendet 

wird, wirken sich seine 

Signalreinheit und Frequenzstabilität 

auf seine Spurious-Daten 

und das Phasenrauschen aus. 

Für mittlere und kleine Frequenz- 

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Messtechnik 

Konfigurieren eines Spektrum-Analysators für 

die Messung kleiner Signale 

Die Messung kleiner Signale mit 

einem Spektrum-Analysator ist 

eine häufig notwendige Aufgabe. 

Der wesentliche Grund dafür 

ist, dass Rauschen, das im 

Spektrum-Analysator erzeugt 

wird, eine Grenze für den 

kleinsten noch erkennbaren 

Signalpegel darstellt. 

Bird Systems/ 

Applications Engineering 

Bird Technologies 

www.bird-technologies.com 

Bild 1 : SignalHawk von Bird 

Selbst wenn ein Anwender den spezifizierten 

Rauschpegel des Spektrum-Analysators 

bei Abschluss des Eingangs mit 50 Ohm 

kennt (DANL = Displayed Average Noise 

Level, Rauschboden) ist oft nicht klar, wie 

man den Analysator richtig konfiguriert, um 

diese Spezifikation zu erzielen. Auch können 

möglicherweise die Einstellungen, die 

benötigt werden, um die DANL-Spezifikation 

zu erzielen, nicht für jede Anwendung 

geeignet sein. 

Der Rauschboden oder DANL eines Spektrum-Analysators 

bestimmt das kleinstmögliche 

Signal, das durch das Gerät gemessen 

d.h. dargestellt werden kann. Wenn man zum 

Beispiel versucht, ein Signal mit einem Pegel 

von -130 dBm zu messen, dann muss der 

Analyzer einen DANL von weniger als -130 

dBm haben. Im Idealfall sollte das gemessene 

Signal einige dBm über dem DANL 

liegen, um deutlich sichtbar zu sein. Wenn 

der Rauschpegel des Eingangssignals jedoch 

größer als der DANL des Spektrum-Analysators 

ist, dann dominiert der Rauschpegel 

des Eingangssignals. 

Viele Faktoren beeinflussen den DANL eines 

Spektrum-Analysators. Er kann einen sehr 

niedrigen, minimalen DANL aufweisen, 

der sich mit den optimalen Einstellungen 

der internen Signalverarbeitungskette aber 

deutlich erhöhen lässt. Um den Analysator 

optimieren zu können, muss man zunächst 

die Faktoren kennen, die den DANL beeinflussen. 

Beispielsweise beträgt die minimale 

Spezifikation des DANL -135 dBm für den 

SignalHawk (Bild 1) von Bird. Sie wird mit 

den folgenden Einstellungen erzielt: 

• Auflösungs-Bandbreite (RBW) 100 Hz 

• Videobandbreite (VBW) 10 Hz 

• Vorverstärker-Gewinn 24 dB 

• Average-Modus 

Dieser minimale DANL wird nur dann 

erreicht, wenn der Eingang des Analysators 

mit 50 Ohm abgeschlossen ist und von 

einer Signalquelle angesteuert wird, deren 

Rauschen deutlich unter dem DANL liegt. 

Die Auflösungs-Bandbreite (RBW) eines 

Spektrum-Analysators bestimmt den 

kleinsten auflösbaren Frequenzabstand. Um 

zu verstehen, wie die RBW die auf dem Analyzer 

angezeigte Spur beeinflussen, besteht 

einfach darin, sich die RBW als die Spektrumsbreite 

vorzustellen, die in einem Stück 

analysiert wird. In dieser Analogie wird bei 

einer größeren RBW auch ein größerer Spektrumsausschnitt 

auf einmal analysiert, aber 

dabei gehen Details der Spur verloren. Wenn 

die RBW größer als der Frequenzabstand 

von zwei Signalen ist, werden beide Signale 

innerhalb der Bandbreite analysiert, aber nur 

ein Signal erscheint auf dem Display. Entspricht 

die RBW dem Frequenzabstand der 

beiden Signale, wird eine 3-dB-Absenkung 

zwischen beiden Signalen sichtbar (Bild 2). 

Wird die RBW kleiner, werden mehr und 

mehr Details zwischen den beiden Signalen 

sichtbar. Als Konsequenz dauert ein kompletter 

Sweep jetzt entsprechend länger. Es 

muss aber darauf hingewiesen werden, 

dass die Auflösung in manchen Fällen auch 

zu gering sein kann. Wenn die RBW nicht 

groß genug ist, um die Seitenbänder eines 

modulierten Signals einzuschließen, liefert 

der Spektrum-Analysator eine falsche Messung. 

Nimmt die RBW ab, wird auch der 

Betrag der unkorrelierten Rauschleistung 

geringer, und das reduziert den auf dem 

Analyzer sichtbaren DANL. 

Die Videobandbreite (VBW) bestimmt, wie 

stark das Videosignal, das aus dem umgesetzten 

RF-Signal gewonnen wird, vor der 

Darstellung auf dem Display durch das Videofilter 

geglättet wird. Da die VBW der RBW 

Bild 2: Entspricht die RBW dem 

Frequenzabstand der beiden Signale, wird 

eine 3-dB-Absenkung zwischen beiden 

Signalen sichtbar 


K N O W - H O W V E R B I N D E T 

Bild 3: Tatsächliches Eingangssignal 

Messtechnik 

Bild 4: Ansicht mit größerer RBW 

EMV, WÄRME- 

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Bild 5: Tatsächliches HF-Eingangssignal 

Bild 6: Größere VBW 

Zuschnitt 

„cut to length“ 

in der Signalverarbeitungskette folgt, findet 

keine Glättung statt, wenn die VBW größer 

oder gleicher der RBW ist. Die Verringerung 

der VBW reduziert auch die Größe des dargestellten 

Rauschens, daher können Signale 

in der Nähe des Rauschflurs wahrgenommen 

werden. Die Reduzierung der VBW 

verlängert aber ebenfalls die Sweep-Zeit. 

Die Verstärkungs-Einstellung des Preamps 

kontrolliert den eingebauten LNA am 

Signal-Eingang. Da das interne Rauschen 

des Spektrum-Analysators konstant ist und 

von der Schaltung erzeugt wird, die dem 

Vorverstärker folgt, kann der DANL des 

Gerätes gesenkt werden, indem das eingehende 

Signal verstärkt und dann der interne 

Vorverstärkergewinn zur korrekten Anzeige 

kompensiert wird. Wenn ein -30-dB-Signal 

zum Beispiel den internen 24-dB-Vorverstärker 

durchlaufen hat, würde das resultierende 

Signal - ohne Kompensation - mit 

einem Pegel von -6 dBm angezeigt werden. 

Da der Vorverstärker jedoch ein interner 

Bestandteil des Spektrum-Analysators 

ist, wird das angezeigte Signal automatisch 

zum ursprünglichen -30-dBm-Wert korrigiert. 

Wenn also das Eigenrauschen des 

Analysators, der dem Vorverstärker folgt, 

-110 dBm beträgt, wird das Signal nach 

durchgeführter 24-dB-Korrektur mit -134 

dBm angezeigt. Wenn kein Eingangssignal 

anliegt, wird der effektive DANL ungefähr 

um den Betrag des Vorverstärkergewinns 

gesenkt. Bei der Verwendung des internen 

Vorverstärkers des Spektrum-Analysators 

muss man vorsichtig sein, dass der internen 

Schaltung durch den Preamp kein zu starkes 

Signal zugeführt wird, da dies großen internen 

Schaden verursachen könnte. Beispielsweise 

sollte der Vorverstärker des Signal- 

Hawk nicht bei Eingangssignalen von mehr 

als -30 dBm verwendet werden. 

Der Detection Mode „Average“ stellt den 

Mittelwert der für jedes Display-Pixel 

gesammelten Rohdaten dar. Dies wird zur 

Rauschreduzierung empfohlen, da eine Mittelwertbildung 

der vielen Roh-Datensamples 

die resultierende Messung weniger empfindlich 

gegen Rauschen macht. Die Anzahl 

der gesammelten rohen Datenproben wird 

üblicherweise durch die Kombination aus 

RBW, VBW und die gewählten Frequenzbereichseinstellungen 

kontrolliert. 

Bei den Messungen muss man - um Probleme 

zu vermeiden - immer berücksichtigen, 

dass die Änderung irgendeiner der 

empfohlenen Einstellungen zur zeitlichen 

Verkürzung der langen Schleifenzeiten, die 

durch das geforderte niedrige DANL notwendig 

sind, zu einem Anstieg des DANL 

führt. ◄ 

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Messtechnik 

Oszilloskop überzeugt durch Leistung, Messmöglichkeiten 

und Bedienung bei Multi-Domain-Anwendungen 

Entwickler von 

elektronischen Designs 

wollen anspruchsvolle 

Messaufgaben 

möglichst schnell 

zum Erfolg führen. 

Dafür benötigen 

sie leistungsstarke, 

vielfach einsetzbare und 

intuitiv zu bedienende 

Laboroszilloskope wie 

die neuen RTO2000- 

Oszilloskope von Rohde 

& Schwarz. 

Rohde & Schwarz 

www.rohde-schwarz.com 

Bild 1: Das R&S RTO2000-Oszilloskop 

Rohde & Schwarz präsentiert 

mit dem R&S RTO2000 das 

derzeit kompakteste Laboroszilloskop 

für Multi-Domain- 

Anwendungen. Mit ihm können 

Entwickler bei der Überprüfung 

moderner Embedded Designs 

analysieren, auf welche Weise 

anspruchsvolle Funktionseinheiten 

wie Spannungsversorgungen, 

das Prozessorsystem 

oder die Sensorik zusammenspielen. 

Die Messergebnisse 

aus Zeit-, Frequenz-, Protokoll- 

und Logikanalyse setzt das 

R&S RTO2000 dabei wie kein 

anderes Oszilloskop in Bezug 

zueinander. 

Über die analogen Eingangskanäle 

sieht der Anwender 

gleichzeitig den zeitlichen 

Signalverlauf, die zugehörige 

Spektraldarstellung und wenn 

gewünscht ein Spektrogramm. 

Neu hinzugekommene Funktionen 

wie Peak-List, Max Hold- 

Detektoren sowie die logarithmische 

Darstellung machen die 

Frequenzanalyse noch leistungsfähiger. 

Der neue Zone-Trigger erlaubt 

es, die Ereignisse im Zeit- und 

Frequenzbereich graphisch 

zu separieren. Dabei kann der 

Anwender bis zu acht Zonen 

beliebiger Form definieren. Ein 

Triggersignal wird ausgelöst, 

wenn die Zonen – je nach Definition 

- von den Signalen durchlaufen 

werden oder das Signal 

die Zone nicht verletzt. So lassen 

sich beispielsweise bei der 

EMV-Fehlersuche besonders 

einfach Störaussendungen im 

Spektrum detektieren oder im 

Zeitbereich Lese/Schreibzyklen 

von Speichermedien separieren. 

Herausragend ist die Anwendung 

des Zone Triggers im Zeitbereich 

und im Spektrum (Bild 2). 

Erstmals bietet ein Oszilloskop 

dieser Klasse einen Speicher 

von bis zu 2 GS. Davon 

profitiert unter anderem die 

History-Funktion (Bild 3), die 

jederzeit Zugriff auf zurückliegende 

Messkurven ermöglicht. 

Ein Zeitstempel des jeweiligen 

Triggers ermöglicht die zeitliche 

Zuordnung. Der Anwender kann 

alle gespeicherten Signale erneut 

aufrufen und mit Zoom-, Mess-, 

Mathematik- oder Spektrumanalyse-Werkzeugen 

bewerten. 

Dank der Signalverarbeitung 

im ASIC und des intelligenten 

Speichermanagements ist ein 

flüssiger Umgang mit langen 

Puls- und Protokollsequenzen 

möglich. 

Außerdem punkten die neuen 

R&S RTO2000-Oszilloskope 

durch ihre herausragende Leistung, 

wobei der High-Definition 

Modus (HD) die vertikale Auflösung 

auf bis zu 16 Bit erhöht, 

so dass Signaldetails klar hervortreten. 

Ermöglicht wird dies 

durch einstellbare Tiefpassfilter, 

die auf das Signal nach dem A/D- 

Umsetzer wirken. Anwender 

können auf alle, selbst kleinste 

Signaldetails triggern. 

Mit einer Million Messkurven 

pro Sekunde behauptet sich das 

R&S RTO2000 wieder als Referenz 

in dieser Oszilloskopklasse. 

Möglich wird dies durch die 

von Rohde & Schwarz entwickelte 

Signalverarbeitungs- und 

Ablaufsteuerung im ASIC. Selten 

auftretende Signalfehler finden 

Anwender dadurch schnell 

und zuverlässig (Bild 4). Auch 

bei aktivierten Histogrammund 

Maskenfunktionen bleibt 

die Analysegeschwindigkeit 

erhalten. 

Überzeugend einfach ist die 

Bedienung des R&S RTO2000. 

Dank des brillanten 12,1“-Touchbildschirms 

mit Gestenunterstützung 

und der farblich kodierten 

Bedienelemente stellen Anwender 

das Gerät optimal auf die 

Messaufgabe ein. Die Messkurven 

lassen sich mittels Smart- 

Grid-Technologie übersichtlich 

darstellen. Auf wichtige Werkzeuge 

können Anwender über 

eine Toolbar schnell zugreifen. 

Messergebnisse und Geräteeinstellungen 

lassen sich einfach 

per Knopfdruck dokumentieren. 

Das App-Cockpit erlaubt 

den direkten Zugriff auf alle 

verfügbaren Anwendungen wie 

die Trigger- & Dekodierfunktionen, 

Konformitätstests, Signalintegritätstests, 

IQ- Analyse oder 

sogar kundenspezifische Entwicklungswerkzeuge. 

Der R&S RTO2000 ist als 4- 

oder 2-Kanal-Gerät jeweils in 

den Bandbreiten 600 MHz, 

1 GHz, 2 GHz, 3 GHz und 4 GHz 

ab sofort erhältlich. Rohde & 

Schwarz präsentierte das Gerät 

erstmals öffentlich auf der internationalen 

Fachmesse embedded 

world 2016 in Nürnberg vom 

23. Bis 25. Februar 2016. Weitere 

Informationen unter: https:// 

www.scope-of-the-art.com ◄ 


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Messtechnik 

Spektrumanalysator mit Mitlaufgenerator 

In der mehr und mehr digitalen 

Welt der Messtechnik, mit immer 

schnelleren Prozessoren und 

Taktraten, sind Messungen im 

Frequenzbereich zur genaueren 

Qualifizierung immer wichtiger. 

Zur Darstellung eines Signals 

im Frequenzbereich werden 

Spektrum Analysatoren eingesetzt. 

Das mit einem Spektrum 

Analysator verwandte Messgerät 

Oszilloskop stellt im Gegensatz 

dazu den Signalverlauf im 

Zeitbereich dar. Spektrum Analysatoren 

werden unter anderem 

im Bereich der elektrischen 

Schaltungsentwicklung und der 

Hochfrequenztechnik eingesetzt. 

Nachfolgend wird eine Anwendung 

im Frequenzbereich etwas 

näher dargestellt und erläutert. 

Messsung der 

Einfügedämpfung und 

der 50-Ohm-Anpassung 

Ein Spektrum Analysator wird 

verwendet, um beispielsweise 

ein zugeführtes Signal im Frequenzbereich 

analysieren zu 

können. Ferner kann auch die 

Übersicht über einen bestimmten 

Frequenzbereich erstellt werden. 

D.h. welche Signale oder Störsignale 

befinden sich auf welchen 

Frequenzen? Anwendung hier 

ist die EMI-Messung oder die 

Spektrum-Überwachung. 

Ein Spektrum Analysator kann 

auch zusätzlich mit einem 

Tracking-Generator ausgerüstet 

sein. Zu Beginn soll kurz 

erklärt werden, was sich hinter 

dem Begriff „Tracking Generator“ 

verbirgt. Die deutsche 

Bezeichnung „Mitlaufgenerator“ 

erklärt prinzipiell schon 

die Funktion. Es handelt sich 

also um einen Generator der 

„mitläuft“. Zusammen mit der 

Tatsache, dass wir uns im Frequenzbereich 

befinden ergibt 

sich daraus, dass der Generator 

ein CW (Sinussignal) ausgibt 

und die Frequenz des ausgegebenen 

Signals im Gleichtakt zum 

Empfänger sweep geändert wird. 

Durch die Implementierung des 

Tracking-Generators kann der 

Spektrum-Analysator sehr gut 

verwendet werden, um im einfachsten 

Fall die Durchgangsdämpfung 

von Kabeln zu messen. 

Um eine genaue Messung 

zu erhalten verbindet man den 

Ausgang des Generators direkt 

mit dem Messeingang des Analysators. 

Diese Leermessung wird 

mittels der Funktion „Normalisierung“ 

als Referenz zu Null 

gesetzt, sodass die Einflüsse 

der Messkabel eliminiert sind. 

Im nächsten Schritt wird das zu 

vermessende Kabel in den Pfad 

eingebaut. Nun kann man den 

Frequenzgang des Kabels sehen 

und mittels Marker die Werte 

der Einfügedämpfung auslesen. 

Neben Kabeln können auch Frequenzgänge 

von Verstärkern und 

Filtern auf die gleiche Art und 

Weise gemessen werden. 

Anschluss des 

Messobjekts 

Die Markerfunktion „NdB BW“ 

zeigt automatisch die NdB- 

Bandbreite des Durchlassbereiches 

an. (siehe Marker 1 in 

Bild 1) Durch die zusätzliche 

Verwendung eines Richtkopplers 

kann man den Spektrum- 

Analysator mit Tracking Generator 

erweitern, so dass auch der 

Reflektions-Faktor (nur skalar) 

eines Messobjektes gemessen 

werden kann. Hierbei wird das 

Ausgangssignal „gerichtet“ zum 

Messobjekt geführt. Im Falle 

einer perfekten Anpassung an 50 

Ohm wird keine Leistung reflektiert, 

und es sollte theoretisch 

keine Leistung am Eingang des 

Analysators gemessen werden. 

Theoretisch deshalb, da ein kleiner 

Anteil der Generatorleistung 

im Richtkoppler auf die Empfängerleitung 

überspricht. Die 

Directivity (die Richtschärfe) 

ist der Parameter in den Richtkoppler-Spezifikationen, 

welcher 

das Maß für das Übersprechen 

des Kopplers darstellt. Im Falle 

der „Nicht Anpassung“ wird 

entsprechend Leistung reflektiert, 

die gemessen wird und die 

Berechnung des Reflexionsfaktors 

oder des Stehwellenverhältnisses 

ermöglicht. 

Zusammen mit der Messung des 

Durchgangs können somit die 

Grundfunktionen eines skalaren 

Netzwerkanalysators mit einem 

Spektrum-Analysator abgebildet 

werden. Natürlich sind Genauigkeit 

der Messungen und die 

weiteren Funktionalitäten eines 

Netzwerkanalysators nicht mit 

den Messungen mittels Spektrum-Analysator 

vergleichbar. 

In Bild 2 wird der Frequenzgang 

eines Bandpass-Filters (lila 

Kurve) und gleichzeitig auch der 

Verlauf der Anpassung (gelbe 

Kurve) des Filters dargestellt. 

Autor: 

Wolfgang Bartels 

General Manager 

RIGOL Technologies EU 

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Bild 1: Frequenzgang eines Bandpasses 


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den Einsatz unter MIL-Umgebungsbedingungen qualifiziert haben. in wenigen Tagen zur Verfügung haben. 

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Electrical Specifications (-55 to +105°C ) 

Qualified for : (see website for complete list and details) 

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New CMA-81+ DC-6 10 19.5 38 7.5 5 6.45 

Vibration 

Solder Heat Resistance 

New CMA-82+ DC-7 15 20 42 6.8 5 6.45 

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Autoclave 

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CMA-545G1+ 0.4-2.2 32 23 36 0.9 5 5.45 

CMA-162LN+ 0.7-1.6 23 19 30 0.5 4 4.95 

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503CMArevH.indd 1 




503 Rev H 

DISTRIBUTORS 

11/25/15 9:24 AM

Messtechnik 

Bild 2: Bandpassmessung 

Bild 3: Antennenmessung 

Wer die Ergebnisse der Reflektionsmessung 

als Stehwellenverhältnis 

sehen möchte, kann 

die von Rigol in deren Spektrum 

Analysatoren vorgesehene 

VSWR-Messfunktion freischalten 

und benutzen. Die Funktion 

umfasst eine geführte „Open- 

Kalibrierung“, die Messerfassung 

und die Umrechnung in 

VSWR, sodass die Ergebnisse 

einfach abgelesen werden können. 

Siehe die unten dargestellte 

Messung einer Antennenanpassung. 

Zum Ende möchte ich noch 

etwas detaillierter auf einen 

Parameter der Richtkoppler-Spezifikation 

eingehen – die Directivity 

(Richtschärfe). 

Sie ist ein Maß für die Fähigkeit 

des Kopplers, die vorlaufende, 

von der der rücklaufenden Welle 

zu trennen. Die Isolation (Port 1 

/ 3) und der Koppelfaktor sind 

hier die beiden bestimmenden 

Kenngrößen. 

Ist die Port-zu-Port-Isolation zu 

gering, werden Teile der Eingangsleistung 

auf den Messeingang 

übertragen und die kleinere 

vom Messobjekt reflektierte Leistung 

wird vom „Übersprechen“ 

überdeckt. D.h. es geht Dynamik 

verloren, und Anpassungen nahe 

an 50 Ohm können nicht richtig 

vermessen werden. 

Ist die Koppeldämpfung zu hoch 

kann nicht ausreichend Leistung 

zum Messobjekt gelangen. 

Daraus folgt dann, dass die am 

„fehlangepassten“ Messobjekt 

reflektierte Leistung reduziert 

wird. 

Zusammen mit dem Übersprechen 

bei schlechter Isolation 

kann dies dazu führen, dass die 

Messbrücke ungeeignet ist. Die 

Richtschärfe kann als Differenz 

aus Isolation und Koppeldämpfung 

berechnet werden. Directivity-Werte 

um 20 dB kennzeichnen 

einen guten Richtkoppler. 

Sehr gute Koppler haben Werte 

um die 30 dB. 

Rigol bietet drei verschiedene 

Messbrücken an: VB1020/ 

VB1032/VB1080. Diese unterscheiden 

sich durch ihre Bandbreite 

und maximale Frequenz. 

Die Werte der Directivity liegen 

für die VB1020 (2 GHz) 

und VB1080 (8 GHz) bei ca. 20 

dB. Die neue VB1032 (3.2 GHz) 

Brücke bietet sehr gute 30 dB. 

Zusammen mit dem Spektrum- 

Analysator-Portfolio von 1.5 

GHz bis 7.5 GHz Bandbreite 

bietet Rigol auch für Anwendungen 

wie Antennentuning und 

Anpassungsmessung gute und 

preisgünstige Lösungen. Beim 

Kauf einer VSWR- Messbrücke 

wird ebenfalls die Lizenz 

zur Freischaltung ohne extra 

Aufpreis mitgeliefert, sodass 

der Anwender direkt VSWR- 

Werte erhält. 

Gerade für den Einstieg in die 

Messtechnik mit der Darstellung 

des Ergebnisses im Frequenzbereich, 

unter anderem 

im Ausbildungsbereich bzw. in 

Bild 5: VSWR-Messbrücke 

Universitäten, bietet Rigol eine 

große Bandbreite von Geräten 

bzw. Messlösungen an, die im 

Vergleich zu Oszilloskopen in 

diesem Segment eine bessere 

Aussage der Signalqualität, 

Signal-Trennung, Störsicherheit 

usw. gewähren, um Komponenten 

entsprechend zu vermessen. 

Hierzu finden Sie weitergehende 

Information unter www.rigol.eu 

bzw. stehen die Applikationsingenieure 

von Rigol Europa zur 

Verfügung. 

■ RIGOL Technologies EU 

www.rigol.eu 

Bild 4: Messung einer Antenneanpassung 


Programmable 

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Fading simulators 

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& RS232 

und DLLs 

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DISTRIBUTORS 

523 RevG 

523 Rev_G.indd 1 11/25/15 11:20 AM

Messtechnik 

Spektrum-/Signalanalysator für F&E und Fertigung 

schmalbandiger Mobilfunkanlagen sowie mobiler Endgeräte 

Die Anritsu 

Corporation erweitert 

ihre Palette an Prüfund 

Messtechnik- 

Lösungen um den 

neuen, kombinierten 

Spektrum- und 

Signalanalysator 

MS2840A, der das 

Messen eines breiten 

Frequenzbandes vom 

Wireless Backhaul im 

Mikrowellenbereich 

bis hin zum privaten 

Mobilfunk (PMR) im 

VHF/UHF-Bereich 

ermöglicht. 

Bild 1: Neuer Signalanalysator MS2840A erfasst breite 

Frequenzbänder 

Die meisten modernen Spektrumanalysatoren 

verfügen über 

Breitband-Messfunktionen, 

die den wachsenden Bedarf an 

Messungen für LTE und Wireless 

LAN unterstützen, wobei 

jedoch nur sehr wenige davon 

auch wirklich den Anforderungen 

an Messungen im schmalbandigen 

Wireless Backhaul- 

Mikrowellenbereich und VHF/ 

UHF-PMR genügen. Infolgedessen 

haben die Anwender, die 

Messleistungen im schmalbandigen 

Bereich benötigen, entweder 

weiterhin ältere, 10 bis 20 Jahre 

alte Messgerätemodelle genutzt 

oder waren gezwungen, sehr kostenintensive 

High-End-Modelle 

zu erwerben. Der Spek trum-/ 

Signalanalysator MS2840A 

nimmt sich dieses Problems 

jetzt an, denn er bietet zu einem 

erschwinglichen Preis größtmögliche 

Messleistungen im 

Frequenzbereich von 9 kHz bis 

44,5 GHz.. Einige der wesentlichen 

Merkmale des MS2840A: 

• eingebauter Oszillator mit 

deutlich verbessertem SSB- 

Phasenrauschverhalten 

• Unterstützung von Millimeterwellenband-Spektrummessungen 

mit einem Hochleistungs- 

Hohlleiter-Mixer 

• extrem niedriges SSB-Phasenrauschverhalten, 

das eine 

Vielzahl von F&E- und Fertigungsanwendungen 

ermöglicht; 

Beispiele sind Mobilfunkanlagen 

auf Mikrowellenund 

Millimeterwellenbasis, 

79 GHz-Radarsender für die 

Kraftfahrzeugtechnik und 

Hochfrequenz-Oszillatoren. 

• Komfortable integrierte Signalanalysator-Funktion 

unterstützt 

die Analyse momentaner 

Sendersignale, wobei die optionale 

Ergänzung durch Mess- 

Software unterschiedlichster 

Art bzw. durch Optionen 

zur Rauschzahlmessung eine 

detaillierte Analyse und Auswertung 

von Sender-Modulationssignalen 

möglich macht. 

Technische 

Informationen zum 

MS2840A 

Der MS2840A zeichnet sich 

durch hervorragendes Phasenrauschverhalten 

aus: 

• -123 dBc/Hz bei 10 kHz Offset, 

Messfrequenz 1 GHz 

• -100 dBc/Hz bei 10 kHz Offset, 

Messfrequenz 79 MHz. 

Die Messung erfolgt über 

einen High-Performance- 

Hohlleiter-Mixer 

Close-in-Phasenrauschen 

des MS2840A (Messung bei 

1 GHz) 

Dieses Rauschverhalten ist wichtig, 

wenn das Phasenrauschen 

in einem Bereich von wenigen 

kHz um die Trägerfrequenz 

gemessen werden soll. Meist 

ist dieser Wert jedoch für größere 

Offsetabstände optimiert. 

Für den MS2840A werden folgende 

Wertepaare für Offsetfrequenz 

(in Hz, kHz, MHz) 

Bild 2: Rauschverhalten des Analysators im Millimeterwellen- 

Bereich bis 79 GHz 

Bild 3: Externer Hohlleitermischer MA2808A für das E-Band 

(60 GHz bis 90 MHz) 


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LTE - sowie für WiFi. Diese Modelle haben ein konsistentes Verhalten im gesamten Einsatzbereich, 

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• Typen für 1,8 bis 26,5 GHz 

Series coverage from 0.5 to 26.5 GHz 

• mögliche Leistungen bis 2,5 W 

Power handling up to 2.5W 

• Einfügedämpfung typisch 1,1 dB 

Insertion loss, 1.1 dB typ. 

• Isolation typisch 20 dB 

Isolation, 20 dB typ. 

• geringe Phasen- und Amplituden-Unsymmetrie 

Low phase and amplitude unbalance 

• DC-Pass bis zu 1,2 A 

DC passing up to 1.2A 

EP2K-Series, 4x 4x1mm 

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549 Rev A 

DISTRIBUTORS 

549 RevA.indd 1 6/3/16 9:59 AM

Messtechnik 

Bild 4: Phasenrauschmessung bei 40 GHz, 

Preamp ausgeschaltet 

Bild 5: Multi-Marker und Markerliste 

Bild 6: Messergenbnisse einer 

Rauschzahlmessung 

und Phasenrauschen in dBc/Hz 

angegeben: 10/-80, 100/-92, 1 

k/-117, 10 k/-123, 100 k/-123, 

1 M/-135, 10 M/-148 

Der Signalanalysator 

MS2840A wird von zwei 

Mischertypen unterstützt 

• High-Performance Hohlleiter-Mischer 

für 50 – 90 GHz 

Hochleistungs-Hohlleitermischer 

(50 – 90 GHz) für 

Messungen im Millimeterwellenband. 

• Externer Harmonischen- 

Mischer für 26,5 bis 325 

GHz. Damit lässt sich der 

tatsächliche Rauschboden 

von Millimeterwellen-Sendern 

und Oszillatoren überwachen. 

Messungen mit hoher Empfindlichkeit 

in Mikro- und 

Millimeterwellen-Bändern 

Der MS2840A hat hervorragende 

DANL-Spezifikationen 

(DANL = Display average noise 

level). Speziell bei eingeschaltetem 

Vorverstärker (intern) hat er 

eine sehr hohe Empfindlichkeit 

von besser als -160 dBm/Hz im 

Frequenzbereich von 0,03 GHz 

bis 34 GHz. Das macht ihn vielseitig 

einsetzbar beim Empfang 

kleinster Signale oder Antennenstrahlungs-Seitenkeulen 

in 

einem Testsystem mit großen 

Kopplungsverlusten, wie sie z.B. 

bei Freiraum-Ausbreitungsmessungen 

üblich sind. 

Standardfunktionen des 


MS2840A 

• Spektrum-Emissionsmaske 

• Leistungsmessgerät (angeschlossen 

an den USB- 

Leistungssensor): Unterstützt 

absolute und relative 

Leistungsmessung; weitere 

Messmöglichkeiten: Kanalleistung, 

Nachbarkanalleistung, 

• Burst-Durchschnittsleitung; 

belegte Bandbreite, Nebenwellen 

• Multi-Marker und Marker- 

Liste 

• Frequenzmesser 

• TOI 

Standardfunktionen des 

Signal-Analyzers 

• Signalanalyzer (331,25 MHz 

Analyse-Bandbreite) 

• AM-Tiefe (Signalanalyzer) 

• FM-Hub (Signalanalyzer) 

• Messfunktionen: Spektrumspur, 

Frequenz/Zeit, Leistung/Zeit, 

Phase/Zeit, Spektrogramm; 

Capture & Relay 

Funktion: Wellenformen 

können erfasst, und im internen 

Speicher abgelegt werden. 

Zusätzlich lassen sich 

zuvor gespeicherte Kurvenformen 

laden, um Ergebnis- 

Displays zu reproduzieren, 

wann immer es nötig ist. 

• Maxmale Speicherzeit: 2 

s bis 2000 s Signalanalyzer 

(331,25 MHz Analyse- 

Bandbreite) 

• AM-Tiefe (Signalanalyzer) 

• FM-Hub (Signalanalyzer) 

• Maximale Anzahl von Samples 

Messfunktionen mit der 

Phasenrauschmessfunktion 

(MS2840A-010) 

• Trägerpegel 

• Differenz zwischen eingestellter 

Frequenz und Trägerfrequenz 

• Phasenrauschpegel am Marker-Punkt 

• Vier Messmodes unter Verwendung 

verschiedener 

Loop-Filter, die zur DUT- 

Anpassung eingeschaltet 

werden: AUTO (automatische 

Filterauswahl), Best- 

Close-in (Bestes Loop-Filter, 

um die Phasenrauscheigenschaften 

in Trägernähe 

zu messen; Best Wide-Offset: 

bestes Loopfilter zur 

Messung der Phasenrauscheigenschaften 

bei großem 

Offset zum Träger 

Messfunktionen mit der 

Rauschzahl-Messfunktion 

(MS2840A-017) 

• Die Rauschzahl wird mit 

der Y-Faktor-Methode 

gemessen, die eine externe 

Rauschquelle benötigt. 

• Frequenzbereich: 0,01 GHz 

bis 40 GHz 

• DUT-Modus: Verstärker, 

Down- und UP-Konverter 

• Messergebnisse werden 

für jeden Strahl angezeigt 

(Trace/Trace 2) 

• Rauschzahl (NF), [dB] 

• Rauschfaktor (F) [Linear] 

• Gewinn 

• Y-Faktor, effektive Rauschtemperatur, 

Leistungsmessung 

bei eingeschalteter 

Rauschquelle, Leistungsmessung 

bei ausgeschalteter 

Rauschquelle 

Optionen 

• Phasenrauschmessungen 

• Rauschzahlmessungen 

• Modulationsanalyse 

• Vektor-Modulations-Analyse-Software 

(MX269017A): misst die 

Modulationsgenauigkeit, 

Trägerfrequenz, TX-Leistung 

etc; unterstützte Modulations-Methoden: 

BPSK, 

QPSK, O-QPSK, BPSK, 

16QAM, 64 QAM, 256 

QAM, 2 

• FSK, 4 FSK, 2ASK, 4ASK, 

H-CPM 

• Frequenzbereich 100 kHz 

bis 44,5 GHz, 3000 MHz 

bis 6 GHz, abhängig von der 

gemessenenen Symbolrate 

• Analoge Mess-Softare 

MX269018A: Unterstützt 

AM, FM, PHI-M, Frequenzbereich 

100 kHz bis 

2700 MHz, Filter: CCITT, 

C-Message, CCIR 468, 

CCIR ARM, A-Weighting 

• High-Performance-Hohlleitermischer 

(5 GHz bis 90 

GHz) 

• Externer Harmonischen- 

Mixer (26,5 bis 32 GHz) 

• Eingebauter Mikrowellen- 

Vorverstärker: Erhöht die 

Empfindlichkeit um mehr 

als 20 dB um das Rauschen, 

Interfrenzen usw. von 

schwachen Signalen zu messen. 

Der Verstärker unterstützt 

Frequenzen von 100 

kHz bis 44,5 GHz 

■ Anritsu Corporation 

www.anritsu.com 


Messtechnik / Module + Baugruppen 

Applikationstester unterstützt fast alle 

eCall-Konformitätsfälle 

Die Anritsu Corp. hat bekanntgegeben, dass 

ihre eCall-Testumgebung (Emergency Call) 

98% der Konformitäts-Testfälle für eCall- 

Kommunikationsmodule unterstützt. Die 

eCall-Testumgebung erreicht mit einem 

Hardware-In-the-Loop-Simulator eine 

verbesserte Entwicklung und Fertigung 

der eCall-Module und eine Erhöhung der 

Zuverlässigkeit der Module. 

Emergency Call ist ein Projekt der EU- 

Kommission, das ins Leben gerufen wurde, 

um eine schnelle Notfallhilfe für Opfer von 

Verkehrsunfällen sicherzustellen. Bei einem 

Unfall erkennt das im Fahrzeug eingebaute 

In-Vehicle System die Kollision und setzt 

entweder einen automatischen oder manuell 

eingeleiteten Notruf an eine Notrufzentrale 

(Public Safety Answering Point) ab. Dabei 

werden als Mindestdatensatz (Minimum 

Set of Data) Informationen zu Unfallort, 

aktueller Uhrzeit, Anzahl der Fahrzeuginsassen 

und Fahrzeugmodell geliefert, die 

zum Versenden in eine Sprachmitteilung 

umgewandelt werden. Die Notrufzentrale 

bestätigt diese Informationen, kann mit den 

Fahrzeuginsassen sprechen sowie die benötigten 

Hilfs- und Rettungskräfte an den 

Unfallort entsenden. Der Einbau des eCall- 

Systems ist ab April 2018 bei allen innerhalb 

der EU verkauften Neufahrzeugen Pflicht. 

Durch das Erreichen der 98%-igen Abdeckung 

aller eCall-Konformitäts-Testfälle 

spielt Anritsus Applikationstester MD8475A 

mit integrierten eCall-Testfunktionen eine 

Schlüsselrolle beim System-Rollout. Anritsu 

richtet damit das Augenmerk auf Testlösungen 

für vernetzte Fahrzeuge, wie z.B. 

eCall, und treibt den Support von Testumgebungen 

und Testfällen für ähnliche Sicherheitssysteme 

voran, etwa für das von Russland 

entwickelte ERA-GLONASS. 

■ Anritsu Corp. 

www.anritsu.com 

Kit aus GPS-Antennen und Anschluss-Hardware 

Neue Kit-Lösungen von Optical Zonu 

bestehen aus GPS-Antennen von PCTEL 

und Anschluss-Hardware von Optical 

Zonu in einem Gehäuse mit Schutzart 

IP67. Optional umfassen die Kits zudem 

RF-Überspannungsschutz, verlustarme 

RF-Koaxialkabelinstallationen sowie 

Glasfaserkabel und Splitter von PCTEL. 

Die Glasfaserkabellösungen können 

zuverlässig GPS-Signale von PCTEL- 

Antennen mit hoher Störungsunterdrückung 

zu Mobilfunk-Basisstationen leiten, 

die bis zu 8 km entfernt sind. 

Die erhöhte Reichweite für den 

Signaltransport mittels Glasfaserleitungen 

erleichtert bei 

Gebäude- und Small-Cell-Netzen 

den Umgang mit baulichen 

und konstruktiven Einschränkungen. 

Die Verbesserungen 

gegenüber Koaxialkabelkonfigurationen 

liegen in einer größeren 

Anwendungsflexibilität 

und Kosteneinsparungen. Die 

GPS-Glasfaserkabellösungen 

von PCTEL lassen sich optimal 

an die jeweiligen Bedürfnisse von öffentlichen 

bzw. privaten Netzwerken anpassen. 

Inzwischen hat ein erster wichtiger 

Telekommunikationsanbieter PCTELs 

erste Konfiguration eines GPS-Glasfaserlösungs-Kits 

zertifiziert. Wichtige 

Einzelkomponenten der Lösung wurden 

bereits von mehreren Anbietern anerkannt. 

■ PCTEL Inc. 

www.pctel.com 

Leistungsteiler-Serie für 

Frequenzen bis 6 GHz 

Die neue Leistungsteiler-Serie LTx-6G 

(2er- und 4er-Teiler, 8er-Teiler auf 

Anfrage) von MTS Systemtechnik 

deckt den Frequenzbereich zwischen 

500 MHz und 6 GHz ab und erschließt 

neben den wichtigsten Mobilfunkfrequenzen 

auch den WLAN-Bereich im 

5-GHz-Frequenzband. Alle Modelle 

der Leistungsteiler-Serie LTx-6G eignen 

sich für GSM, DECT, UMTS, 

Bluetooth, WiMAX, WLAN, LTE und 

andere Standards, welche zwischen 

500 MHz und 6 GHz angesiedelt sind. 

Somit kann mit nur einem Leistungsteiler 

eine sehr hohe Bandbreite abgedeckt 

werden. Dies spielt in Messlaboren sehr 

oft eine wichtige Rolle. 

Die Leistungsteiler basieren auf dem 

Schaltungskonzept der Wilkinson-Technologie. 

Sie können daher Signale verlustarm 

im Passband „teilen“ und „kombinieren“. 

Die 6G-Serie wurde speziell 

für Anwendungen zwischen 700 MHz 

und 5850 MHz konzipiert. In diesem 

Spektrum besitzen alle wichtigen Parameter 

sehr gute Werte. Neben einer 

maximalen Eingangsleistung von 40 W 

(abhängig vom SWR der Last) wird ein 

SWR von typisch 1,2 geboten. Weitere 

wichtige Parameter, wie Einfügedämpfung, 

Isolation, Amplituden- und Phasengleichheit, 

weisen ebenfalls sehr 

gute Werte auf. Die Isolation beträgt 

z.B. 23 dB typisch. Die Leistungsteiler 

umkleidet ein Aluminiumgehäuse 

mit einer chromfreien Passivierung an 

der Oberfläche und als Anschlüsse sind 

SMA- oder N-Buchsen möglich, wobei 

nach Belieben kombiniert werden kann. 

■ MTS Systemtechnik 

www.mts-systemtechnik.de 


Messtechnik 

Multifunktionales Tisch-Oszilloskop mit 

Touchscreen und minimalem Platzbedarf 

Das neue Oszilloskop 

OXi 6204 aus der 

Metrix-Serie von 

Chauvin Arnoux ist 

so vielseitig, dass 

es sich sowohl für 

Entwicklungsingenieure 

und Servicetechniker 

als auch für Ausbilder 

und Gerätehersteller 

eignet. 

Das OXi 6204 ist ein leistungsfähiges 

200-MHz-Oszilloskop mit 

vier vollständig isolierten Kanälen 

und 5,7-Zoll-Touchscreen. 

Die technischen 

Möglichkeiten 

Das OXi 6204 bietet mit seinem 

12-Bit-Wandler eine Abtastrate 

von 2,5 GS/s für eine optimale 

Auflösung sowie eine Abtastrate 

von 100 GS/s für periodische 

Signale und die Erfassung von 

Transienten ab 2 ns. Fehler durch 

Undersampling werden dadurch 

vermieden. 

Im Oszilloskop-Modus verfügt 

das OXi 6204, neben einer Vielzahl 

klassischer Triggermöglichkeiten 

(Flanke, Impulsbreite), 

auch über komplexere Optionen, 

wie den Modus „Delay“ für die 

Beobachtung von Ereignissen 

mit maximaler Auflösung, den 

Modus „Ereigniszählung“ zur 

Zählung von Ereignissen vor 

der Triggerung, um insbesondere 

den Inhalt digitaler Datenframes 

zu prüfen oder den Modus „Speichern/Neustart“ 

mit Triggerung 

Lieferumfang & Optionen 

Zum Oszilloskop OXi 6204 gibt es einen Magnetstift, die 

Bedienungs- und Programmieranleitung auf CD-ROM, eine 

Micro-SD-Karte mit mindestens 1 GB mit SD-Kartenleser, 

vier Tastköpfe 1:10 sowie ein gekreuztes Ethernet-Kabel 

und ein USB/RS232-Kabel. Optionales Zubehör: HX0028 

zur Oberschwingungsanalyse, HX0106-BNC-BNC-Kabel, 

1 m, 600 V (x2), Adapter HX0107 BNC-Banane 600 V (x2), 

Mess-Set HX0108 

durch Schwellwerte und Abspeicherung 

in Dateien. 

Zur Verbesserung der Genauigkeit 

können bei automatischen 

Messungen alle 20 Signalparameter 

angezeigt werden. Mit den 

Cursoren, die sich per Taste oder 

Magnetstift verschieben lassen, 

kann ein bestimmter Messwertbereich 

ausgewählt werden. Mit 

Winzoom für Grafiken wird die 

vertikale Auflösung des 12-Bit- 

Wandlers ausgenutzt. Bei automatischen 

oder Cursor-Messungen 

beträgt die Auflösung 

vier Dezimalstellen. Darüber 

hinaus werden in diesem Modus 

klassische und erweiterte Math- 

Funktionen bereitgestellt, mit 

denen neue Anwendungen, 

z.B. die Simulation einer Kurve 

anhand ihrer mathematischen 

Funktion und damit die Modellierung 

eines erwarteten Ergebnisses, 

möglich sind. 

32 Bedientasten sorgen für 

einen direkten Zugriff auf verschiedene 

Betriebsmodi und 

Parameter, und die universellen 

Windowslike-Menüs (in fünf 

Sprachen) erlauben eine äußerst 

einfache Bedienung. Mit dem 

Tastenfeld auf der Frontplatte 

lassen sich die Einstellungen 

(Zeitbasis, Ausdruck usw.) sofort 

vornehmen. Mit dem Magnetstift 

können Einstellungen, wie Position 

von Signalverläufen, Triggerpegel, 

Cursorposition oder 

Zoom an ausgewählten Grafikelementen 

direkt am Touchscreen 

erfolgen. 

Inklusive Multimeter, 

FFT und Recorder 

Das OXi 6204 ist mit vier 

TRMS-Digitalmultimetern 

(jeweils 8000 Digit) ausgestattet. 

Damit lassen sich nicht nur 

die üblichen Messungen vornehmen, 

sondern auch Kapazitäten, 


Messtechnik 

Frequenzen, Temperaturen sowie 

Leistungen in Einphasen- und 

Drehstromnetzen bestimmen. 

Eine grafische Speicherung mit 

Datums- und Zeitangabe ist 

auf allen aktiven Kanälen über 

einen Zeitraum von 5 min bis zu 

einem Monat möglich. In einer 

txt-Datei lassen sich bis zu 200 

Fehlerereignisse mit Datumsund 

Zeitangabe speichern. 

Interessant ist auch der Modus 

Monitoring bzw. die Netzüberwachung 

auf bis zu vier Kanälen: 

Erreicht der RMS-Wert des 

Signals den für den jeweiligen 

Kanal definierten Min- oder 

Max-Wert, wird das Ereignis 

mit Zeitangabe in einer Fehlerliste 

gespeichert. 

Die FFT-Analyse, die über 2500 

Messpunkte berechnet, lässt sich 

automatisch starten. Durch die 

12-Bit-Umwandlung wird eine 

verbesserte Dynamik von 60 dB 

und eine optimale Genauigkeit 

der Frequenz- und Amplitudenmessungen 

erreicht. 

Die Oberschwingungsanalyse 

(gerad- als auch ungeradzahlige 

Harmonische) erfolgt bis zur 61. 

Ordnung und erfüllt somit die 

Norm EN 50160 (THD mindestens 

bis 50. Ordnung). Sie 

eignet sich in diesem Rahmen 

für Grundfrequenzen von 40 

bis 450 Hz. 

Das OXi 6204 kann sehr langsame 

Signale mit einer Aufzeichnungsrate 

von x Punkten pro 

Sekunde, Minute oder Stunde 

oder während einer bestimmten 

Dauer erfassen. Dabei darf der 

Erfassungstakt zwischen zwei 

Messungen bis zu 40 μs betragen. 

Die Aufzeichnung kann sich 

über eine Dauer von 2 s bis zu 

einem Monat erstrecken. 

Zur Darstellung von Fehlern 

wird der Speicher geteilt, sodass 

bis zu 100 Fehler in zwei Modi 

– zehn aufeinanderfolgende Fehler 

oder ein Einzelfehler – im 

Vollbildmodus, erfasst werden. 

Dadurch lässt sich die Analyse 

optimieren, ohne den Speicher 

zu überlasten. 

Weitere Funktionen sind die 

Suche von Triggerauslösungen 

über die Analyse von Samples 

oder auch die Triggerung durch 

Schwellwerte. 

Steckbrief 

Das OXi 6204 lässt sich durch 

folgende Punkte charakterisieren: 

• Touchscreen 1/4 VGA, 320 

x 240 Pixel, Hintergrundbeleuchtung 

(Standby-Betrieb 

einstellbar) 

• 32 Direkt-Befehlstasten, Windows-like 

Menüs und grafische 

Bedienfunktionen am 

Touchscreen 

• vier gegeneinander und gegen 

Erde isolierte Kanäle mit verstärkten 

BNC-Kunststoff- 

Steckverbindern 

Das einfach zu handhabende, platzsparende und leichte OXi 6204 

verbindet die Funktionen eines digitalen Oszilloskops, eines 

Multimeters, eines Datenloggers und eines FFT- und Oberschwingungsanalysators 

mit isolierten Kanälen für vollkommen sicheres 

Messen 

• Abtastrate von 2,5 GS/s bei 

Singleshot und 100 GS/s für 

periodische Signale 

• 200 MHz Bandbreite/12 Bit 

Auflösung 

• Speichertiefe 50.000 Punkte/ 

Kanal 

• Echtzeit-FFT-Analyse sowie 

einfache und komplexe 

Rechenfunktionen in den 

Kanälen für 2500 Punkte 


Messtechnik 

Digitaloszilloskope können den Mehrkanalbetrieb 

grundsätzlich mit zwei Methoden 

bewältigen: 

• Multiplexbetrieb (Nacheinander-Abtasten 

der Kanäle) 

Es erfolgt ein ständiges Umschalten durch 

den Multiplexer, pro Kanal benötigt man 

eine Sample&Hold-Baustufe, aber insgesamt 

nur einen A/D-Wandler. Dies ist 

vergleichbar mit dem analogen Zweikanal-Oszilloskop. 

• Simultanbetrieb (simultanes Sampling 

auf beiden Kanälen) 

Hier sind die Kanäle zunächst völlig unabhängig 

und haben je einen A/D-Wandler. 

Technik-Tipps 

Dies ist vergleichbar mit dem analogen 

Zweistrahl-Scope. 

Im ersten Fall halbieren (vierteln) sich 

die Nennabtastraten im Zweikanalbetrieb 

(Vierkanalbetrieb), was sich in einer 

Reduzierung der Bandbreite niederschlägt. 

Die Bandbreitenangabe bei einem DSO 

ist also nicht so aussagekräftig wie bei 

einem analogen Scope. Es ist möglich, 

dass sich die nominelle Bandbreite auf 

die Kanäle aufteilt. Tests zeigten weiter, 

dass keineswegs immer das Kriterium -3 

dB angenommen werden darf. Auch eine 

nicht mehr akzeptable (zu sehr verzerrte) 

Darstellung kann die Einsatzbandbreite 

begrenzen. Die Sampling Rates geben 

keinen zuverlässigen Hinweis auf die 

Einsatzbandbreite.Die nominelle Bandbreite 

des OXi 6204 beträgt 200 MHz; 

Bandbreitenbegrenzer auf 15, 1,5 oder 5 

kHz sind schaltbar. 

Die Eingangsimpedanz des OXi 6204 wird 

mit 1 MOhm ±0,5 % und ca. 15 pF angegeben. 

Das ist Standard. Zu beachten ist 

jedoch auch hier, dass der ohmsche Anteil 

ab 1 MHz deutlich mit der Frequenz fällt. 

Dies gilt sinngemäß auch für die Tastköpfe. 

Ihre maximale Eingangsspannung von 600 

V gemäß CAT II (850 V Spitze, also DC- 

Anteil berücksichtigen) gilt garantiert nur 

bei 1 kHz und unterliegt einem Derating 

von 20 dB pro Dekade ab 100 kHz 

• TRMS-Digitalmultimeter 

8000 Digit/200 kHz, grafische 

Aufzeichnung mit Zeitangabe 

auf vier Kanälen 

• Recorder, Aufzeichnungsdauer 

und Erfassungstakt einstellbar 

bei langsamen Signalen 

• THD- und Oberschwingungs- 

Analysatoren bis zur 61. Ordnung 

bei 40 bis 450 Hz 

• Speicherung auf Micro-SD- 

Karte mit bis zu 2 GB, im 

internen Speicher (2 MB) 

oder auf einem entfernten 

FTP-Server 

• vier eingebaute, unabhängige 

Differenzspannungssonden 

• Netzstromversorgung universell 

100...240 V, 50...60 Hz, 

max. 20 W 

• Abmessungen 225 x 190 x 215 

mm (H x B x T) 

• Gewicht 1,9 kg 

Stark auch in 

Kommunikation 

Mithilfe einer App (Google- 

Store) kann man mit dem OXi 

6204 an einem beliebigen Ort 

durchgeführte Messungen, mit 

Tablet bzw. Smartphone anzeigen 

und steuern. Mit dem speziell 

für die Metrix-Oszilloskope 

eingerichteten Web-Server 

Scopenet können Einstellungen, 

die Anzeige und die komplette 

Analyse der Messungen extern 

erfolgen. Über die WiFi-Verbindung 

erfolgt, mit der Scopenet- 

Anwendung, die Messung vor 

Ort unabhängig in Echtzeit. 

Das OXi 6204 mit seiner Ethernet-Schnittstelle 

(10 MB/s) und 

seinem Web-Server Scopenet 

ermöglicht völlig neue Arbeitsweisen 

und befindet sich damit 

auf der Höhe der Zeit. Alle 

Kommunikationsschnittstellen 

sind gemäß dem USB/RS232- 

Standard durch ein proprietäres 

Kabel und RJ45-Anschlüsse isoliert. 

Die Kommunikationsmöglichkeiten 

sind weiter gekennzeichnet 

durch: 

• Ausdruck auf angeschlossenem 

Drucker oder einem 

Virtual-Printer-Druckerserver 

• Fernbedienung mehrerer 

Metrix-Oszilloskope mit der 

Software Scopeadmin 

• direkten Dateiaustausch unter 

Windows über FTP-Server 

• Fernsteuerung 

Fazit 

Das einfach zu handhabende, 

besonders Platz sparende und 

leichte OXi 6204 verbindet die 

Funktionen eines digitalen Oszilloskops, 

eines Multimeters, eines 

Datenloggers und eines FFTund 

Oberschwingungs-Analysators 

mit isolierten Kanälen 

für vollkommen sicheres Messen 

in einem Gerät. Das kompakte 

und stabile Gerät lässt 

sich einfach mit dem Handgriff 

transportieren und verfügt über 

ein integriertes Staufach. Eine 

erhöhte Sicherheit gewährleisten 

Anschlüsse mit verstärkten 

BNC-Kunststoffbuchsen gemäß 

CAT II 600 V sowie eine farbliche 

Kennzeichnung der Kanäle. 

Damit das OXi 6204 auch neuen 

Aufgaben gewachsen ist, können 

neue Funktionen kostenlos über 

die Support-Webseite heruntergeladen 

werden. 

■ Chauvin Arnoux GmbH 

www.chauvin-arnoux.de 

(Nicht nur) für Ausbildung und Lehre 

• Darstellung von Signalformen, FFT-Berechnung, automatische 

und manuelle Cursor-Messungen 

• Leistungs- und Verbrauchsanalyse von Einphasen- und symmetrischen 

Drehstromsystemen 

• Untersuchung von RLC-Schwingkreisen, der Ausbreitung 

von Schallwellen usw. 

• Wartung elektrischer Anlagen und Entwicklungen in Ingenieurbüros 

• Messungen an der Stromversorgung und an Steuerkreisen 

von Drehzahlreglern 

• Messung der Leistung über eine hohe Bandbreite und der 

Oberschwingungen in der Netzversorgung, in Stromrichtern 

und -umrichtern, Halbleitern usw. 

• Aufzeichnung langsam ablaufender physikalischer Phänomene 

• Ereignisüberwachung in Drehstromsystemen 

• Darstellung und Analyse elektrischer Signale in Netzwerken 

oder Anlagen 

• Störungsprüfung bei elektronischen und elektrischen Anlagen 

durch ständige Überwachung 


Messtechnik 

Passive Intermodulation – 

Ursachen und Messmöglichkeiten 

Kaelus (vordem 

Summitek Instruments) 

hatte durch den 

Erfahrungsaustausch 

mit Ingenieuren und 

Technikern in aller 

Welt die Gelegenheit, 

Messtechniken 

für einen breiten 

Anwendungsbereich 

zu entwickeln und zu 

erproben. 

Quelle: 

Passive Intermodulation 

Measurement Techniques, 

Kaelus/Summitek Instruments, 

USA, www.kaelus.com 

frei übersetzt, gekürzt und 

ergänzt von FS 

Bild 1: Dynamische IM-Messung, IM3-Verhalten während des Tap 

Tests 

Dabei wurde auch das Problem 

der Intermodulation (IM) mit 

Bauteilherstellern, Infrastruktur-Providern, 

Managern und 

Service-Providern erörtert. Die 

von daher erworbenen Erkenntnisse 

in Kombination mit dem 

durch die Entwicklung des PIM- 

Analyzers erlangten Wissensvorsprung, 

sind die Grundlage dieser 

Darstellung der zeitgemäßen 

Messung passiver Intermodulation 

(Passive IM Distortion, 

PIMD). Die Untersuchungen 

haben zu folgenden Erkenntnissen 

geführt: 

• Die fortlaufende Produktion 

von Low-IM-Erzeugnissen, 

also die Garantie geringer 

PIMDs in der kostengünstigen 

Massenproduktion, ist extrem 

schwierig zu erreichen. 

• Alle bezüglich PIM kritischen 

Komponenten sollten einer 

dynamischen Messprozedur 

unterzogen werden. 

• Festfrequenzmessungen genügen 

oft nicht, um die frequenzabhängigen 

Charakteristiken 

von vielen Baugruppen und 

Geräten ausreichend genau 

zu ermitteln. 

Warum ist PIM so 

wichtig? 

Passive IM ist ein an Bedeutung 

gewinnendes Problem in drahtlosen 

Applikationen, da sie ganz 

entscheidenden Einfluss auf die 

Leistungsfähigkeit von z.B. Telekommunikations-Netzwerken 

ausüben kann. 

Passive IM entsteht immer 

dann, wenn zwei oder mehr 

Signale einen nichtlinearen passiven 

Zwei- oder Vierpol, wie 

einen Halbleiter, ein anderes 

Material oder einen koaxialen 

Steckverbinder, durchlaufen 

müssen. Immer dann entstehen 

unerwünschte Signale, deren 

Frequenzen sich mathematisch 

bestimmen lassen. Dies kann die 

Systemleistungsfähigkeit und die 

Übertragungsqualität mindern. 

Die Frage, ob passive IM ein 

Design-Problem, ein Herstellerproblem 

oder ein Instandhaltungsproblem 

ist, lässt sich leicht 

so beantworten: Sie ist in jeder 

Beziehung ein Problem. Ein 

gutes Design ist notwendig, aber 

nicht unbedingt ein Garant für 

den Erfolg. Viele Unternehmen 

wissen, worauf es hier ankommt 

und beachten die folgenden gut 

dokumentierten Design-Regeln: 

• Vermeide den Einsatz von ferromagnetischen 

Materialien. 

• Minimiere die Anzahl der 

Kontaktstellen. 

• Sichere ab, dass alle Kontaktstellen 

unter allen Bedingungen 

(Temperatur, Druck, 

Luftfeuchte) sicher und präzise 

funktionieren, also guten 

Kontakt geben. 

• Wo möglich, sollten Kontakte 

als Lötstellen oder Steckkontakte 

ausgeführt werden. 

• Vermeide den direkten Kontakt 

von verschiedenen Metallen. 

• Schütze alle Oberflächen vor 

Oxidation. 

Die größere Herausforderung 

besteht in der Fertigung. Obwohl 

obige Regeln bedeutungsvoll 

erscheinen, so ist doch das 

Vermögen des Herstellers der 

Schlüssel zum Erfolg. Geringe 

Bild 2: 3rd Order IM Response eines leicht gestressten und eines 

mechanisch optimal belasteten Diplexers 


Messtechnik 

Bild 3: Benchtop-Gerät der F-Serie 

Abweichungen vom idealen Prozess 

können bereits unakzeptable 

Ausmaße von passiver IM 

hervorrufen. Die reale Welt hält 

zahlreiche Quellen für mögliche 

Abweichungen vom Ideal bereit. 

Die wichtigsten sind vielleicht: 

• mangelhafte Auswahl und 

Zusammenstellung der Einzelteile 

• ungeeignete Schrauben und 

Befestigungen 

• schlechtes Lot, schlechte Lötverbindungen 

• nicht ausreichende oder 

unvollständige Säuberung von 

Kontaktstellen und/oder Teilen 

• ungeeignetes mechanisches 

und elektrisches Material 

Auch bei Zusammenbau und 

Installation sind Schwachstellen 

möglich, durch die PIM entstehen 

kann. Nach Design und 

Herstellungskonzept sind Integration 

und Systeminstallation 

die nächsten Herausforderungen. 

Denken Sie immer daran, dass 

alle Verbindungen potentielle 

PIM-Entstehungsquellen sein 

können. Auch jede Verbindungsstelle 

zwischen Baugruppen und 

Teilsystemen ist eine mögliche 

Quelle von Ungemach. Verbindungen, 

die in Laborumgebung 

makellos funktionieren, können 

problematisch werden, wenn 

mechanischer Stress (Vibration, 

Druck, Schwingungen, Erschütterungen) 

auftritt. Dies wird in 

erster Linie Steckverbinder für 

(koaxiale) Kabel betreffen. 

In anderen Worten: Es ist nicht 

sicher, dass Einzelkomponenten, 

die ihre IM-Spezifikationen 

erfüllen, zusammengeschaltet 

zu einem Gesamtsystem führen, 

welches auch seine IM-Spezifikationen 

einhält. Zu beachten 

sind besonders die folgenden 

von Mutter Natur herrührenden 

Einflüsse: 

• vom Wind verursachte Vibration 

• tägliche Temperaturänderungen 

• Feuchte in ihren vrschiedenen 

Formen (Luftfeuchte, Regen, 

Beschlag) 

• thermisches Aufheizen durch 

die Sonne 

• Schmutz in der Umgebungsluft 

Jeder dieser Einflüsse kann 

die Qualität von Bestandteilen 

des Netzwerks beeinträchtigen 

und den Kommunikationskanal 

angreifen. Das Resultat ist 

eine Performance der Zelle(n), 

die unter dem Potential des Designs 

liegt. 

Quantifizierung 

passiver IM 

Für eine gute Kommunikation 

ist es wichtig, ein akzeptables 

Carrier-to-Interference Ratio 

(C/I) zu sichern. Das Rauschen 

des Übertragungskanals muss 

dabei nicht besonders weit unter 

dem Rauschen des Empfängers 

liegen. Eine Quelle von unerwünschten 

Interferenzen ist 

passive Intermodulation. Eine 

typische Spezifikation erfordert 

einen PIM-Pegel von maximal 

-110 dBm, wenn zwei 43-dBm- 

Träger in das Device Under Test 

(DUT) eingespeist werden (entsprechend 

min. -153 dBc). Dies 

entspricht einem Verhältnis von 

1:2.000.000.000.000.000 oder 

anders veranschaulicht, dem 

Versuch, den Abstand der Erde 

von der Sonne mit einem Fehler 

von nur einem Zehntel Millimeter 

zu messen. 

Bild 4: Ein Gerät der iPA-Serie 

Die herkömmliche Methode zur 

Messung passiver IM verwendet 

zwei CW-Signale mit festen 

Frequenzen von je 20 W als Eingangssignale 

für das DUT und 

misst die dadurch erzeugten IM- 

Leistungspegel. Dieses Messverfahren 

entspricht den Vorgaben 

des International Standards 

Committee, welches auch Testmethoden 

für die Ermittlung passiver 

IM vorschlägt (IEC TC46 

WG6). Um diesen Vorgaben zu 

entsprechen, sind zwei Synthesizer 

und zwei High-Power-HF- 

Verstärker erforderlich, hinzu 

kommen Filter und ein Duplexer 

für die Signale. Das interessierende 

Ausgangssignal muss 

über einen Low-Noise-Verstärker 

zu einem Spectrum Analyzer 

zwecks Anzeige geleitet werden. 

Ein Leistungsmesser wird 

genutzt, um die Einspeiseleistungen 

genau einstellen zu können. 

Drift-Erscheinungen sind 

nicht unüblich und begrenzen 

die Messzeit. 

Dieser Rack-and-Stack-Ansatz 

zum Aufbau eines Messplatzes 

für passive IM ist ein schwieriges 

Vorhaben. Da einige diskrete 

Instrumente, Komponenten 

und Verbindungskabel 

erforderlich sind, ist es nicht 

leicht, die Messresultate immer 

sicher abzulesen. Ein derartiges 

Setup ist oft instabil und neigt 

zu Unzuverlässigkeiten. Eine 

solche Messung ist zudem sehr 

zeitintensiv. 

Mit seinem umfangreichen Wissen 

über passive IM hat sich 

Kaelus zur Verbesserung der 

Situation Folgendes zum Ziel 

gesetzt: 

• Entwicklung von Messgeräten 

für qualitativ hochwertige und 

wiederholgenaue Messungen 


Messtechnik 

Bild 5: So präsentieren sich die 

Geräte der iQA-Serie 

• einfacher Einsatz und einfache 

Bedienung der Geräte 

• ständige Verbesserung und 

Überarbeitung der Test Tools 

• Standardisierung dieser 

schwierigen Messung als 

Basis einer fairen Vergleichsmöglichkeit 

• Einklang mit bestehenden und 

entstehenden Technologietrends 

und Teststandards 

• Zusammenarbeit mit den 

Kunden und Berücksichtigung 

derer Empfehlungen und 

Wünsche 

Dies ermöglichte die drei folgenden 

signifikanten Design 

Features der Passiven-IM-Analyzer 

von Kaelus: 

• hochintegriertes Design 

Dies minimiert die Anzahl der 

externen Komponenten und ermöglicht 

daher verbesserte Wiederholgenauigkeit, 

Stabilität und 

Zuverlässigkeit. 

• Highspeed-Digitalempfänger- 

Technologie 

Die Geschwindigkeit und Flexibilität 

bezüglich der Frequenzen 

macht die Kaelus-Analyzers 

geeignet für die simultane Messung 

verschiedener IM-Produkte, 

für die die Messung und 

Aufzeichnung einmaliger (transienter) 

Ereignisse, wie PIM- 

Burst und Schwankung der 

IM infolge mechanischem und 

umgebungsbedingtem Stress, 

sowie für die Messung der 

Swept-Frequenz-Intermodulations-Charakteristik, 

um die Performance 

in einem bestimmten 

Frequenzbereich zu verifizieren. 

• innovative, neue Testmöglichkeiten 

Jedes Messgerät lässt sich leicht 

nutzen, arbeitet zeiteffizient 

und zuverlässig und sichert so 

Produktqualität und Netzwerk- 

Integrität. 

Realitätsnahe Messungen erfolgen 

mit einem Paar von Trägerfrequenzen 

an den Bandgrenzen 

oder in den bevorzugten Bandbereichen 

des genutzten drahtlosen 

Standards. Beispielsweise 

in einem PCS1900-Band typischerweise 

Carrier 1 1930 MHz 

und Carrier 2 1990 MHz. Nun 

kann aber das PIM-Verhalten 

von Komponenten und Subsystemen 

erheblich variieren, 

wenn das Subjekt in eine Stresssituation 

gerät. Bei einer dynamischen 

Messung wird das IM- 

Verhalten bei einer angemessenen 

Stimulation erfasst. Der 

Einfluss von Verbindern und 

Kabeln wird mit erfasst. Sehr zu 

empfehlen ist, alle senderseitigen 

Bestandteile einer Basisstation 

in die Messroutine einzubinden. 

Geräte von Kaelus erfassen 

alle PIM-kritischen Komponenten 

mit dem Tap Test und 

mit dem Bending Moment Test. 

Beim Tap Test erfolgt, vereinfacht 

ausgedrückt, ein Abklopfen 

des Devices Under Test, 

wobei die IM erfasst wird. Beispielsweise 

werden speziell die 

Abstimmschrauben abgeklopft. 

Wenn man damit aufhört, kehrt 

die IM zu ihren ruhigen Werten 

zurück. Bild 1 illustriert den 

Test mit einem PCS1900-Bandpassfilter. 

Es zeigt ganz deutlich, 

wie sich die IM durch das 

Abklopfen ändert. Der Bending 

Moment Test wird durchgeführt, 

während eine moderate seitliche 

Kraft auf den Connector an der 

DUT wirkt. 

Bei gesweepten Messungen wird 

die IM-Charakteristik als Funktion 

der Frequenzen ermittelt. 

Das in Bild 2 dargestellte Ergebnis 

demonstriert die Sinnhaftigkeit 

dieser Messung. In diesem 

Fall ist ein PCS1900-Band 

Duplexer mit einem schlecht 

montierten (überdreht, optisch 

nicht feststellbar) Connector 

das DUT. Die gestrichelte Kurve 

zeigt zum Vergleich das Ergebnis 

mit korrektem Anschluss. 

Nur hier wird die Bedingung 

-115 dBm auf allen Frequenzen 

erfüllt. 

Kaelus bietet portable PIM Analyzer 

und Benchtop PIM Analyzer, 

um das HF-Design von 

Systemen zu verbessern und 

um die Produkt-Performance 

zu verifizieren. Die Geräte der 

F-Serie (Bild 3) sind komplette 

PIM-Testlösungen für die Regalmontage 

und umfassen ein Transceiver-Modul, 

ein High-Performance-Frontendfilter-Modul, 

eine Systemsteuerung und intuitive 

Nutzer-Software. Diese 

ökonomische Lösung gibt es in 

verschiedenen Modellvarianten, 

welche alle üblichen kommerziellen 

Funkbänder umfassen. Die 

Produkt-Features: 

• vollintegriertes System in 

kompakter 6U-Größe 

• vollkonfigurierbare Frequenzen 

und Leistungen 

• USB Control Interface 

• kalibriert für Aus- und Eingangs-PIM-Pegel 

iPA Series 

Der iPA Series Passive Intermodulation 

Analyzer (Bild 4) ist der 

erste batteriebetriebene PIM Test 

Analyzer und in der Lage, verschiedenste 

Tests-Szenarien, wie 

etwa das Messen auf der Spitze 

eines Turmes oder auf einem 

Dach, zu bewerkstelligen. Das 

IEC-konforme 20-W-Design 

umfasst auch einen Tablet Computer 

zur Fernsteuerung. Damit 

ist sicherer Freihandbetrieb 

möglich. 

iQA Series 

Der iQA Series PIM Analyzer 

(Bild 5) ist eine an Features 

reiche High-Power-PIM-Testlösung. 

Dieser felderprobte 

Analyzer erlaubt es Netzwerk- 

Operatoren, die allgemeine Performance 

ihrer Systeme durch 

Lokalisieren und Eliminieren 

von passiver Intermodulation 

im HF-Pfad zu verbessern. 

Das Design umfasst einen integrierten 

Panel PC mit intuitivem 

Touchscreen. 

Als Standard-Messaufgabe 

beherrschen alle Analyzer die 

Erfassung von reflektierter und 

weitergeleiteter PIM, wie im 

Aufmacherbild skizziert. Es ist 

jedoch optional auch möglich, 

bei entsprechenden DUTs, wie 

dualen Antennen, die reflektierte 

PIM in zwei Kanälen gleichzeitig 

zu erfassen (Bild 6). ◄ 

Bild 6: PIM- 

Messung an einer 

dualen Antenne 


Messtechnik 

Brandneue Oszilloskope bieten den Funktionsumfang 

von sechs Geräten in einer Lösung 

Die aktuellen 

Zweikanal-, Vierkanalund 

Mixed-Signal- 

Modelle von PicoScope 

bieten nicht nur die 

Funktionen eines 

einzigen Oszilloskops, 

sondern können 

standardmäßig auch 

als Logikanalysator, 

Spektrumanalysator, 

Funktionsgenerator, 

Generator für 

anwenderdefinierte 

Wellenformen sowie 

als Analysator für 

serielle Busse mit 

Unterstützung für 15 

Protokolle eingesetzt 

werden. 

Oszilloskope haben sich in den 

vergangenen etwa 20 Jahren 

besonders schnell weiterentwickelt. 

Digitale Scopes z. B. 

glänzen mit einer Speicherfähigkeit, 

die auch kürzeste Ereignisse 

noch gut erkennen lässt und 

überzeugen den Anwender mit 

vielen interessanten und nützlichen 

Funktionen. Und dabei 

sind diese vielseitigen Messgeräte 

erstaunlich preiswürdig. 

Die neue 

Vielseitigkeit 

Die Firma Pico ist seit langem 

für ihre innovativen und qualitativ 

äußerst hochwertigen Produkte 

bekannt. Die Modelle der 

PicoScope 2000-Serie bestätigen 

dies wieder einmal uneingeschränkt. 

Diese neuen Zwei-, 

Vierkanal- und Mixed-Signal- 

Modelle – ab Mai 2016 im Vertrieb 

von Meilhaus Electronic 

– sind an Universalität kaum 

zu toppen. Denn sie bieten 

nicht nur die Funktionen eines 

einzigen Oszilloskops, sondern 

können standardmäßig auch 

als Logikanalysator (bei MSO- 

Modellen), Spektrumanalysator, 

Funktionsgenerator, Generator 

für anwenderdefinierte Wellenformen 

sowie als Analysator für 

serielle Busse mit Unterstützung 

für 15 Protokolle eingesetzt 

werden (1-Wire, ARINC 429, 

CAN, DCC, DMX512, Ethernet 

10Base-T, FlexRay, I2C, 

I2S, LIN, PS/2, UART (RS232, 

RS422, RS485), SENT (FAST/ 

SLOW), SPI, USB 1.1). 

USB-Scopes für alle 

Anwender 

Alle Modelle werden über USB 

versorgt, sind äußerst handlich 

und passen für den Transport 

mit in die Laptoptasche. Die 

Zwei- und Vierkanal-Modelle 

der PicoScope-2000A-Serie sind 

optimal für Techniker, Ausbilder, 

Studenten und Hobby-Anwender 

zur Fehlersuche bei Signalen mit 

bis zu 25 MHz. Das 2205A MSO 

(Mixed-Signal-Oszilloskop) hat 

zwei analoge sowie 16 digitale 

Kanäle für die Anzeige sowie 

für Messungen bei digitaler oder 

gemischter Technik. 

Die Modelle der PicoScope- 

2000B-Serie sind mit einem 

großen Pufferspeicher mit einer 

Kapazität von 32 bis 128 Megasample 

ausgestattet und bieten 

Bandbreiten von 50, 70 oder 

100 MHz bei Abtastgeschwindigkeiten 

von bis zu 1 GS/s. 

Die Hardware-Beschleunigung 

ermöglicht hierbei Aktualisierungsraten 

von über 80.000 

Wellenformen pro Sekunde. Wie 

auch die Modelle der A-Serie 

sind diese als Zwei- und Vierkanalmodelle 

sowie als MSO- 

Version mit 2+16 Kanälen erhältlich. 

Die Modelle der B-Serie 

verfügen zudem über die gleiche 

handliche Gehäusegröße wie die 

A-Serie und sind somit ideal für 

die Verwendung im Labor oder 

unterwegs und können schnell 

und kostengünstig überallhin 

transportiert werden, wo sie 

erforderlich sind. 

Die Modelle der 2000-Serie-lassen 

sich bequem an einen Host 

PC oder an ein Tablet anschließen, 

und die Stromversorgung 

erfolgt jeweils über die USB- 

Schnittstelle. Das bedeutet maximale 

Flexibilität dieser Scopes. 

Die neuen Geräte werden mit der 

PicoScope-6-Software gesteuert 

und betrieben, welche die Verarbeitungsleistung 

des PCs sowie 

Display-, Touchscreen- und traditionelle 

Steuerungsfunktionen 

ausnutzt. Erweiterte Features, 

wie segmentierter Speicher, 

Maskengrenzprüfungen, erweiterte 

Wellenformberechnungen 

und Decoder für die gängigen 

seriellen Busse sind standardmäßig 

inbegriffen. 

Warum Serie 2000? 

In den meisten Fällen verwenden 

die Kunden herkömmliche 

Tischoszilloskope. Für sie ist es 

häufig günstiger, ein neues Pico- 

Scope zu kaufen, anstatt für ihr 

bisheriges Oszilloskop nur eine 

Option wie z. B. die serielle 

Entschlüsselung zu aktivieren. 

Sie kaufen dann ein PicoScope 

für eine bestimmte Aufgabe, 

schnell wird es aber damit auch 

zum am häufigsten verwendeten 

Oszilloskop, während ihr bisher 

genutztes Tischoszilloskope in 

einer Ecke „verstaubt“ oder ganz 

veräußert wird. 

Mit der 2000A- und -B-Serie 

wurden jetzt umfassende Geräte 

auf den Markt gebracht, deren 

Funktionsumfang normalerweise 

nur in Highend-Tischgeräten 

zu finden ist und die gleichzeitig 

in eine Hand passen. Inge- 


Stärker als beim Analogoszilloskop muss 

man beim digitalen Scope zwischen verschiedenen 

Grundtypen unterscheiden: 

• Digital Storage Oscilloscope (DSO) 

• Digital Phosphor Oscilloscope (DPO) 

• Sampling Oscilloscope 

Eine besondere Form des DSOs ist das 

USB Scope. Das USB Scope kann man sich 

als vollwertiges DSO vorstellen, welches 

zwei besonders teure Komponenten, nämlich 

den Bildschirm und das Bedienfeld, 

in einen Computer verlagert. Dabei lassen 

sich auch wesentliche Funktionen 

im Rechner verwirklichen, was weitere 

Einsparungen beim eigentlichen Scope 

bedeutet. Der Universal Serial Bus (USB) 

befeuerte als sehr gut geeignete Schnittstelle 

die Entwicklung solcher Zusätze, 

welche sich heute in einem sehr breiten 

Typenspektrum zeigen: 

• USB-Hand-Scope (Pen Scope) 

Es hat die Form eines großen Tastkopfs – 

man braucht ihn nun nicht mehr, ein klarer 

Technik-Tipps 

Vorteil nicht nur preislich, sondern auch 

technisch, denn die störende Kabelkapazität 

fällt weg. Die Leistungsfähigkeit dieser 

Scopes kann beachtlich sein. 

• USB-Mini-Scope (Pocket Scope) 

Es passt etwa in Hemd- oder Hosentasche. 

Der Eingang ist als Buchse ausgeführt; 

man benötigt also einen Tastkopf. 

Es gibt zwei Varianten: mit USB-Stecker 

oder mit USB-Buchse. 

• USB-Standard-Scope 

Die meisten USB Scopes sind in Gehäusen 

aus Kunststoff oder Metall mit 150 bis 

200 mm maximaler Kantenlänge untergebracht. 

Die Leistungsfähigkeit variiert in 

einem weiten Bereich, erreicht aber keine 

Spitzenwerte. 

• USB-Profi-Scope (Highend Scope) 

Hier wird an Leistungsfähigkeit nicht 

gespart, Mindestanforderungen sind 100 

MS/s native, 1 GS/s repetitive, schirmendes 

Metallgehäuse, vier Trigger-Betriebsarten, 

komfortable Speichermöglichkeiten, ausgedehnte 

mathematische Möglichkeiten 

(z.B. echter Mittelwert oder Klirrfaktor). 

In allen Kategorien sind Präzisionsgeräte 

(Auflösung 12 Bit oder größer) möglich. 

Misst ein 8-Bit-Gerät ein 1-V-Signal, kann 

es dieses nur auf 3,9 mV genau auflösen. 

Mit 12 Bit gelingt das auf 0,24 mV genau, 

benötigt aber auch mehr Zeit. Der Preis für 

Präzision ist daher Bandbreite. Hauptkriterium 

bei der vertikalen DSO-Auflösung ist 

die Bitbreite, während Bandbreite, Sampling 

Rate und Speichertiefe (Recordlength) 

die horizontale Auflösung kennzeichnen. 

Die erforderliche Speichertiefe, 

also die maximale Anzahl der speicherbaren 

Messwerte, wird oft unterschätzt. 

Sie ist wichtig, weil sie zusammen mit der 

Sampling-Rate das mögliche horizontale 

Zeitfenster bildet. Ein „Knackpunkt” der 

USB Scopes ist der technisch bedingte, 

relativ geringe Eingangsspannungsbereich. 

Ungefähr ±15 V sind üblich, während 

viele Standalone-DSOs mit 300 oder 

400 V Spitze aufwarten. 

dauer des Produkts kostenlos 

heruntergeladen werden. Zusätzlich 

zu Windows gibt es auch 

Softwareversionen für Linux 

und Mac OS X. 

Das PicoScope Software Development 

Kit (SDK) ermöglicht 

Ingenieuren die einfache 

Erstellung benutzerdefinierter 

Anwendungen für die 2000- 

Serie. Dadurch sind die Geräte 

optimal für ein breites Spektrum 

an OEM-Anwendungen, 

wie etwa zur Stromversorgungsund 

Integritätsüberwachung 

oder in den Bereichen Teilchenphysik 

oder Medizintechnik. 

Das gesamte Produktspektrum 

der PicoScope-Serie ist unter 

www.messtechnik24.de einsehbar. 

■ Meilhaus Electronic GmbH 

www.meilhaus.de 

www.mecademy.de 

nieure und Gutachter können 

ein PicoScope der 2000-Serie 

als persönliches Messlabor für 

Wellenformen verwenden und 

es überallhin mitnehmen, wo 

sie es benötigen. 

Die PicoScope-6-Software, die 

im Lieferumfang aller Oszilloskope 

der 2000-Serie inbegriffen 

ist, wurde ebenfalls aktualisiert 

und bietet nun Unterstützung 

für Touchscreen PCs und 

Tablets. Die Entschlüsselung 

serieller Busse mit Farbschlüssel, 

bei der einzelne Feldtypen 

in einem Nachrichtenrahmen 

mit unterschiedlichen Farben 

hervorgehoben werden, ermöglicht 

ein einfaches Interpretieren 

der Messergebnisse. 

Neue Softwareversionen, die 

die Leistungsfähigkeit und den 

Funktionsumfang der Pico- 

Scope-Produkte weiter verbessern, 

werden regelmäßig auf 

picotech.com veröffentlicht und 

können für die gesamte Lebens- 

CelsiStrip ® 

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Design 

Jüngste µModule-Regler helfen Entwicklern 

neue Leistungsziele zu erreichen 

Die Entwickler 

von elektronischen 

Systemen für den 

militärischen Einsatz 

stehen einer Vielzahl 

von herausfordernden 

Entwicklungszielen 

gegenüber, weil 

sie sich, zusätzlich 

zu den ständigen 

Leistungssteigerungen, 

die man von ihnen 

erwartet, in einer 

Umgebung befinden, 

die von einem immer 

schnelleren Wandel 

gekennzeichnet ist. 

Steve Munns 

Mil-Aero Marketing Manager 

Linear Technology 

Corporation 

www.linear.com 

Budgetkürzungen haben zu 

großen Umstrukturierungen von 

Unternehmen, Geschäftsdiversifizierung 

in parallele Märkte und 

zur Globalisierung der Verteidigungsindustrie 

geführt. Dies 

bringt wiederum neue Wettbewerber 

ins Spiel und unvermeidlich 

kommerziellen Druck für 

die Entwicklungsteams. 

Vor diesem Hintergrund haben 

sich Designteams neuen Arbeitsabläufen 

anzupassen, da z.B. 

funktionsübergreifende Teams 

an unterschiedlichen Standorten 

arbeiten, wobei Spezialisten in 

einigen Entwicklungsdisziplinen 

wie der Stromversorgung 

und HF-Technik rar sind und 

die Markteinführungszeit neuer 

Produkte immer kürzer wird. 

Glücklicherweise unterstützt 

die technologische Weiterentwicklung, 

die mit jeder neuen 

Halbleiterproduktgeneration 

kommt, die Entwicklungsteams, 

und deshalb fließt auf diese Art 

und Weise die Innovation von 

einem Industriezweig zum nächsten. 

Eine Produktfamilie in der 

das offensichtlich ist, sind die 

µModule-Regler von Linear 

Technology, die mit einer optimalen 

Kombination aus Siliziumchip 

und Gehäusetechnik 

signifikante Verbesserungen bei 

den Stromversorgungen ermöglichten. 

Wirkungsgrad 

Der Ausdruck SWaP (Size, 

Weight and Power) wird in der 

Verteidigungsindustrie allgemein 

verwendet, um die Fortschritte 

eines technischen Systems zu 

vermitteln. Wenn wir dies weiter 

herunter brechen, dann bedeutet 

ein reduzierter SWaP einen besseren 

Wirkungsgrad. 

Der Wirkungsgrad ist der Schlüssel 

weil es hier einen eindeutigen 

Widerspruch gibt. Damit 

ein System klein und leicht ist, 

muss es bei geringen Temperaturen 

laufen, damit es zuverlässig 

ist. Die Anforderungen 

an Stromversorgungen werden 

jedoch von immer mehr komplexer 

digitaler Datenverarbeitung 

getrieben. Dies bedeutet natürlich, 

dass der Verarbeitungs-Core 

und die Stromversorgungskomponenten 

mehr Wärme erzeugen, 

außer, die gesamte Schaltung 

kann effizienter gemacht werden. 

Die µModule-Regler von Linear 

Technology bieten eine Lösung 

für das Streben nach einem 

höheren Wirkungsgrad im 

Stromversorgungs-Subsystem. 

Um dies zu demonstrieren, denken 

wir an den Wirkungsgrad 

im erweiterten Sinne und nicht 

nur rein auf den augenfälligsten 

Wirkungsgrad der elektrischen 

Wandlung. 

Physikalische Größe 

und Leiterplattenfläche 

2008 stellte Linear Technology 

den µModule-Regler LTM8020 

vor, eine vollständige 200-mA- 

DC/DC-Stromversorgung in 

einem winzigen 6,25 x 6,25 x 

2,35 mm großen Plastik-LGA- 

Gehäuse. Dieses Produkt erfüllte 

die Anforderungen bezüglich 

der abgestrahlten Emissionen 

gemäß EN55022 Klasse B und 

wurde schnell als ein Standard- 

Funktionsblock in vielen unterschiedlichen 

Systemarten angenommen. 

Im Jahr 2014 erfolgte die Markteinführung 

des ultradünnen 

µModule-Reglers LTM4623, 

nun mit einem Ausgangsstrom 

von maximal 3 A und dem gleichen 

Verhalten bezüglich abgestrahlter 

Emissionen. Dank der 

Verbesserungen in der Komponenten- 

und Gehäusetechnik 

belegt er die gleiche Grundfläche 

von 6,25 x 6,25 mm aber mit nur 

mehr 1,82 mm Höhe, was die 

Option eröffnet, ihn in einigen 

Systemen auf der Unterseite der 

Leiterplatte zu montieren. 

Für Anwendungen mit einem 

höheren Leistungsbedarf eignet 

sich der LTM4650, ein µModule- 

Regler mit 5-A-DC-Ausgangs- 

Bild 1: Der ultradünne, abwärts wandelnde 3-A-DC/DC-µModule- 

Regler LTM4623 


Design 

Diese Kurven demonstrieren, 

dass der neuere LTM4649 ohne 

thermisches De-rating bei 90 °C 

Umgebungstemperatur betrieben 

werden kann, während der 

Laststrom des LTM4608A bei 

gleicher Umgebungstemperatur 

um rund 50 Prozent abgesenkt 

werden muss. Dies ist besonders 

in militärischen Systemen 

ohne erzwungene Luftkühlung 

relevant, in denen Umgebungstemperaturen 

von bis zu 80 und 

90 °C durchaus üblich sind. 

Bild 2: Thermische De-Rating-Kurve des 

LTM4608A bei 5 V IN auf 3,3 V OUT 

strom, der ebenfalls die gleiche 

Grundfläche belegt, aber eine 

größer Höhe von 5,01 mm hat, 

die auf die größere interne Spule 

und das BGA-Gehäuse zurückzuführen 

ist. 

Ein weiteres Beispiel der im 

Jahr 2014 erzielten erhöhten 

Integrationsdichte ist der 

LTM4634, ein abwärts wandelnder 

µModule-DC/DC-Regler mit 

drei Ausgängen mit 5 A/5 A/4 A 

Ausgangsstrom. Er hat drei Reglerkanäle 

mit hohem Wirkungsgrad 

in einem einzigen 15 x 15 x 

5,01 mm großen BGA-Gehäuse. 

Im Gegensatz dazu steht der 

LTM4600, das erste Mitglied 

dieser Familie aus dem Jahre 

2005, ein abwärts wandelnder 

µModule-DC/DC-Regler mit 

einem einzigen 10-A-Ausgang, 

der dieselbe Grundfläche belegt. 

Elektrische Leistung 

Fortschritte im Wirkungsgrad 

der Wandlung der grundlegenden 

Regler-ICs wurden ständig 

mit verbesserten Gehäusen 

gekoppelt, um die thermische 

Leistung derart zu ändern, dass 

neue µModule-Regler jetzt bei 

einem vorgegebenen Ausgangsstrom 

in höheren Umgebungstemperaturen 

arbeiten können 

und erhöhte Designmargen 

ermöglichen. 

Wir können dazu z.B. die De- 

Rating-Kurven der Temperatur 

von zwei Produkten vergleichen, 

die die gleiche Gehäusegröße 

verwenden, den LTM4608A, 

einen abwärts wandelnden 

8-A-µModule-DC/DC-Regler 

und ein jüngeres Produkt, 

den LTM4649, einen abwärts 

wandelnden 10A-µModule- 

Bild 3: Thermische De-Rating-Kurve des LTM4649 

bei 5 V IN auf 3,3 V OUT 

DC/DC-Regler. Bild 2 und 3 

basieren auf einer Einstellung 

ohne Kühlkörper und 3,3 V am 

Eingang, wobei die De-Rating- 

Kurven mit dem Ausgangsstrom 

ausgedruckt sind, der beim 

Maximum der Auslegung und 

einer Umgebungstemperatur 

von 40 °C startet. 

Die Sperrschichten werden auf 

120 °C Maximum gehalten während 

der Ausgangsstrom mit steigender 

Umgebungstemperatur 

sinkt. Der abgesenkte Ausgangsstrom 

wird wiederum die internen 

Verluste des Moduls verringern, 

wenn die Umgebungstemperatur 

ansteigt. Die überwachte 

Sperrschichttemperatur von 

120 °C minus der Umgebungstemperatur 

im Betrieb spezifiziert, 

welcher Temperaturanstieg 

des Moduls zulässig ist. 

Entwicklungszeit und 

Expertise 

Da die Entwicklungsressourcen 

auf steigende Systemkomplexität 

aufgeteilt und kürzere Entwicklungszyklen 

eingehalten 

werden müssen, liegt der Fokus 

auf der Entwicklung der Schlüssel-IP 

(Intellectual Propety) des 

Systems. Dies bedeutet häufig, 

dass die Stromversorgung erst 

spät im Entwicklungszyklus 

begonnen wird. Bei wenig Zeit 

und möglicherweise begrenzten 

Ressourcen an Stromversorgungs-Entwicklungsspezialisten, 

gibt es den Druck, eine Lösung 

mit hohem Wirkungsgrad und 

dem kleinstmöglichen Platzbedarf 

zu finden. 

In dieser Situation bietet der 

µModule-Regler eine ideale 

Antwort; sein Konzept ist komplex 

im Inneren aber einfach 

nach außen – er hat den Wirkungsgrad 

eines Schaltreglers 

und das einfache Design eines 

Linearreglers. Sorgfältige Entwicklung, 

Leiterplatten-Layout 

und Komponentenauswahl sind 

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Design 

Bild 4: 4-A-µModule-Regler mit vier Ausgängen LTM4644 und konfigurierbarem Ausgangsarray 

sehr wichtig bei der Entwicklung 

eines Schaltreglers, und viele 

erfahrene Entwickler haben den 

charakteristischen Geruch einer 

brennenden Leiterplatte in den 

frühen Jahren ihrer Karriere 

genossen. Wenn die Zeit kurz 

und/oder die Erfahrung in der 

Entwicklung einer Stromversorgung 

begrenzt ist, sparen die 

sofort einsatzfertigen µModule- 

Regler Zeit und reduzieren das 

Risiko für das Programm. 

Neuere Produkte mit Mehrfachausgängen 

wurden zur Attraktivität 

dieser Bausteine hinzugefügt, 

Bild 4 zeigt die Einfachheit 

einer Vierkanallösung, basierend 

auf dem LTM4644, der in ein 

BGA-Gehäuse mit 9 x 15 x 5,01 

mm Kantenlänge eingebaut ist 

und der, wenn nötig, mit parallel 

geschalteten Kanälen konfiguriert 

werden kann. Die Anzahl 

externer Komponenten reduziert 

sich auf einen einzigen Widerstand, 

um die Ausgangsspannung 

jeden Kanals einzustellen, der 

von Bulk-Eingangs- und Ausgangskondensatoren 

ergänzt 

wird. Ein weiterer Vorteil dieser 

flexiblen Ausgangskonfiguration 

ist die Möglichkeit, die Anzahl 

der Bauteiltypen zu reduzieren, 

die auf der bevorzugten Bauteilliste 

des Unternehmens aufgelistet 

sind, was Ressourcen im 

Komponenten-Engineering einspart 

und in steigenden Bestellmengen 

resultiert. 

Sicherheits- und 

Zuverlässigkeitseigenschaften 

Die Zuverlässigkeit von BTC 

(Bottom Termination Components) 

war lange Zeit ein Anliegen 

der Industrie, und viele In-Haus- 

Studien wurden von bedeutenden 

Wehrtechnikunternehmen durchgeführt, 

um die Umwelteignung 

von unterschiedlichen BTC- 

Gehäusetypen zu bestimmen. 

Linear Technology hat ebenfalls 

Studien durchgeführt, bei 

denen hintereinander geschaltete 

Produkte für viele Tausend 

Stunden Temperaturzyklen ausgesetzt 

wurden, um die Zuverlässigkeit 

der Lötverbindungen 

zu bestimmen. 

Seit der Vorstellung des 

ersten µModule-Reglers, dem 

LTM4600 im LGA-Gehäuse mit 

Gold plattierten quadratischen 

Lötpads, wurde viel Arbeit in 

die Verbesserung des physikalischen 

Layouts der Lötpads und 

interner Entwicklungsfunktionen 

gesteckt. BGA-Gehäuse wurden 

eingeführt, und den Kunden 

wird jetzt die Option SAC305 

oder eine SnPb-Ball-Komposition 

angeboten. Die letztere 

Option ist der Schlüssel für viele 

militärische Systeme, bei denen 

in sehr rauen Umgebungen noch 

immer der Einsatz von Bleizinn- 

Komponenten bevorzugt wird, 

dies gilt besonders für BTCs. 

Die Entwicklung von sicherheitskritischen 

Applikationen 

wurde ebenfalls vom Funktionsumfang 

neuerer Produkte unterstützt, 

wenn wir auf den bereits 

beschriebenen 4-A-Vierfach- 

µModule-Regler LTM4644 

zurückgehen, werden u.a. die folgenden 

Eigenschaften geboten: 

Interne Temperaturmessung wird 

von einem mit einer Diode verbundenen 

PNP-Transitor mit 

einem Temperaturkoeffizienten 

von ungefähr –-2 mV/°C durchgeführt, 

der mit einem externen 

A/D-Wandler verbunden werden 

kann, um die Daten zu liefernn 

mit denen man das System steuern 

kann. 

Übertemperaturschutz überwacht 

die Sperrschichttemperatur 

im Modul. Wenn die Sperrschichttemperatur 

ungefähr 

160 °C erreicht, wird der Ausgang 

solange ausgeschaltet, bis 

die Temperatur wieder um rund 

15 °C gefallen ist. 

Überstrom- und Überspannungs- 

Fehlerbedingungen werden von 

einer internen Schaltung verhindert, 

die eine Begrenzung des 

Rückkoppelstroms durchführt 

und die Rückkoppelspannung 

des Ausgangs innerhalb eines 

Fensters von ± 10 Prozent um 

den Regelungspunkt herum 

überwacht. 

Weitere Sicherheitsfunktionen 

können in der gesamten Produktpalette 

gefunden werden, 

wie einstellbare Grenzen für die 

durchschnittlichen Ein- und Ausgangsspannungen, 

Über wachung 

des Ein- und Ausgangsstroms, 

eine vollständig digitale Schnittstelle 

und Steuerung mit einem 

EEPROM auf dem Chip für die 

Störungserfassung. 

Zusammenfassung 

Fortschritte in der Halbleiterund 

Gehäusetechnik haben zu 

einer kontinuierlichen Verbesserung 

von Produkten geführt; im 

speziellen hat sich dieser Artikel 

auf Lösungen mit µModule- 

Reglern fokussiert und wie diese 

den Entwicklern helfen können, 

höhere Leistungsziele zu erreichen, 

bezüglich: 

• Verbesserungen bei SWaP und 

Zuverlässigkeit der Lösung, 

• schnellere Markteinführung 

mit geringerem Risiko, 

• optimaler Einsatz von Entwicklungsteams 

und Support- 

Ressourcen. ◄ 


Design 

Design-Flow für schnellen und erfolgreichen 

Filterentwurf 

Bild 1: User-Interface von Nuhertz FilterSolutions 

Dieser Artikel ist eine 

verkürzte Übersetzung 

der Application Note #52 

von Isabella Delgado 

Inc. (Werkstudentin 

bei Modelithics) mit 

Unterstützung von Jeff Kahler 

(Nuhertz Technologies) und 

Scott Skidmore (Modelithics). 

Übersetzung durch Achim 

Baier (TACTRON Elektronik). 

TACTRON Elektronik ist 

Partner von Modelithics Inc. 

und Nuhertz Technologies 

Bild 2: Ideale Filtercharakteristik 

Entwickler von HF-Filtern 

sehen sich im Allgemeinen mit 

gegensätzlichen Forderungen 

konfrontiert. Dies macht ihre 

Realisierung häufig zu einem 

langwierigen, iterativen Prozess. 

Bild 3: Simulation mit Berücksichtigung von parasitären Effekten 

und Interconnects. Die ursprünglichen Design-Kriterien sind als 

Optimierungsziele ebenfalls übergeben worden 

In dieser Applikationsschrift 

wird eine robuste und flexible 

Methode aufgezeigt, wie diese 

Aufgabe mit modernen CAD- 

Hilfsmitteln (Nuhertz Filter- 

Solutions, NI/AWR Microwave 

Office und Modelithics Global 

Models) erfolgreich gelöst werden 

kann. 

Filter-Synthese ist auch für einen 

erfahrenen Entwickler selten 

ein geradliniger Prozess. Koch- 

Rezepte aus der einschlägigen 

Literatur, unter Verwendung der 

klassischen Topologien, funktionieren 

fast nur bei recht niedrigen 

Frequenzen zufriedenstellend. 

Schon bei Frequenzen ab 

etwa 100 MHz sind Leitungsgeometrien 

und parasitäre Effekte 

(Eigen-Resonanzen, Verluste, 

usw.) nicht mehr vernachlässigbar. 

Hier kommen moderne 

CAD-Tools ins Spiel: Ausgereifte 

Entwurfs-Werkzeuge wie 

Nuhertz FilterSolutions (Bild 1) 

und Simulation-Frameworks wie 

NI/AWR Microwave Office/ 

Axiem in Verbindung mit zuverlässigen 

Bauteilbibliotheken wie 

Modelithics Global Models. 

In FilterSolutions gibt der Entwickler 

die gewünschten Eigenschaften 

(Bandpass/Tiefpass/ 

Hochpass, Frequenzen, Sperrdämpfung, 

usw.) vor und erhält 

ein Design, welches er direkt 

nach Microwave Office (MWO) 

exportieren kann. Die Besonderheit 

ist, dass Filter Solutions 

die in MWO verfügbaren Bibliotheks-Bauteile 

von Modelithics 

heranzieht und gleichzeitig 

auch die notwendigen Leitungselemente, 

Verzweigungen 

und Bends einfügt. Die Abweichungen 

(durch Leitungseffekte, 

Bauteil-Parasitics, usw.) von der 

idealen Synthese sind auch bei 

niedrigen Frequenzen schon 

erkennbar (Bild 2, 3). 

Beispiel: 

Niederfrequentes 

Bandpass-Filter 

Am Beispiel eines 135-MHz- 

Bandpass-Filters soll dies ver- 


Design 

Bild 4: Filter-Entwurf durch Nuhertz FilterSolutions 

Bild 5: In Microwave Office importiertes Design inklusive Bauteil-Werten, Bauformen, 

Leitungsgeometrie und Optimierungskriterien (nicht dargestellt) 

Bild 6: Toleranz-Analyse von S11 (links) und S21 (rechts) bei Annahme von 2-prozentigen C-Werten 

und 5-prozentigen L-Werten 

Bild 7: Vergleich ideale Bauteile (schwarz), Modelithics Global Models (magenta), 

Modelithics Global Models plus AXIEM (rot), Messung (blaue Punkte) 

deutlich werden. Die Synthese 

durch Nuhertz FilterSolutions 

liefert den Entwurf wie in 

Bild 4. Beim Export nach Microwave 

Office wird automatisch 

eine passende Streifenleitungsgeometrie 

erzeugt, so dass das 

Filter auch sinnvoll in ein Layout 

überführt werden kann (Bild 5). 

Ebenso kann FilterSolutions 

gleichzeitig eine Auswahl an 

Herstellern und Bauteil-Serien 

der diskreten Komponenten mit 

übergeben, unter Berücksichtigung 

der vorhandenen Standardwerte 

(E-Reihen). Weiterhin 

werden gleich Optimierungskriterien 

erstellt, die den Entwurfskriterien 

entsprechen. 

Damit können die ausgefeilten 

Optimierungsroutinen des Schaltungssimulators 

angewendet 

werden, um die Abweichungen, 

die aus Leitungsverlusten, Bondpads 

und Bauteil-Eigenresonanzen 

resultieren, wieder zu korrigieren. 

Microwave Office kann 

sich dabei auf die vorhandenen 

Standardwerte beschränken. 

Nach erfolgreicher Optimierung 

sollte sich eine Toleranzanalyse 

anschließen. Bild 6 zeigt 

die S-Parameter-Schar, die sich 

mit 2-prozentigen Kapazitäts- 

Streuungen und 5-prozentigen 

Induktivitäts-Streuungen ergibt. 

Mit Hilfe einer Ausbeute-Optimierung 

(siehe auch Modelithics 

Application Note #46: Improved 

Microwave Circuit Design 

Flow Through Passive Model 

Yield And Sensitivity Analysis) 

lässt sich herausfinden, ob 

es sich lohnt, in enger tolerierte 

Bauteile zu investieren 

Optional kann sich auch eine 

EM-Analyse anschließen, die 

notwendigen Vorbereitungen 

(EM Extraction Block) werden 

automatisch getroffen. Es zeigt 

sich, dass sich bei dieser relativ 

niedrigen Frequenz kaum merkliche 

Korrekturen ergeben. 

Beispiel: 

5-GHz-Hochpass 

Im vorherigen Beispiel konnte 

gezeigt werden, dass es genügt, 

die ausgefeilten Bauteil-Modelle 

anstelle von idealen Cs und Ls 

zu verwenden, um zu hervorragender 

Übereinstimmung zwischen 

Simulation und Messung 

zu gelangen. Dies kann immer 

dann angenommen werden, 

wenn die Leitungsgeometrien 

klein gegenüber der Wellenlänge 

sind und somit nur geringe elektromagnetische 

Verkopplungen 

auftreten. Im folgenden Beispiel 

ist dies nicht mehr der Fall. 

Betrachtet werden soll ein 

elliptisches Hochpass-Filter 

5. Ordnung mit 5 GHz Eckfrequenz. 

FilterSolutions kann 

hier schon beim Export helfen, 

indem diskrete Elemente (mit 


Design 

Bild 8: Synthese eines 5-GHz- 

Hochpasses mit idealen Elementen 

Hier zeigt sich schnell, dass die gegenseitigen 

Verkopplungen der Leitungselemente 

nicht mehr ignoriert werden können. Bild 

10 zeigt einen Vergleich der drei Simulations-Methoden 

(MWO + ideale Modelle, 

MWO + Global Models und Axiem + Global 

Models). Erst die Kombination von ausgefeilten 

Bauteil-Modellen und EM-Co- 

Simulation ergibt gute Übereinstimmung 

mit der Messung. 

Zusammenfassung 

Bild 9: Nach AWR Microwave Office 

exportiertes Design, die Shunt- 

Resonatoren wurden durch Leitungen 

und Radial-Stubs ersetzt, die Serien-C 

werden durch Modelithics Global Models 

beschrieben 

niedrigem Q) durch Leitungselemente ersetzt 

werden. Bild 8 und 9 illustrieren dies. 

Durch die Kombination moderner Werkzeuge 

wie NI/AWR Microwave Office/ 

Axiem sowie Nuhertz FilterSolutions mit 

Modelithics‘ Global Models gelingen auch 

komplexe Filterentwurfs-Aufgaben auf 

Anhieb. Elektromagnetische Verkopplungen 

und Bauteil-Effekte sind heutzutage sicher 

beherrschbar. 

Weitere Informationen finden Sie bei: 

Modelithics Inc. (www.modelithics.com) 

Nuhertz Technologies (www.nuhertz.com) 

National Instruments/AWR (www. 

awrcorp.com) 

TACTRON Elektronik (www.tactron.de) 

Bild 10: Gegenüberstellung von S11 und S21, MWO + ideale Modelle (schwarz), MWO + 

Global Models (magenta), Axiem + Global Models (rot), Messung (blau) 


Bauelemente 

Direktwandelnder 6-GHz-I/Q-Modulator 

Von Linear Technology kommt ein neuer 

Strom sparender I/Q-Modulator: Der 

LTC5589 ermöglicht batteriebetriebene, 

hochleistungsfähige Breitbandsender mit 

Arbeitsfrequenzen im Bereich von 700 

MHz bis 6 GHz. Er benötigt einfache 2,7 

bis 3,6 V und nur 29,5 mA, das sind 50% 

im Vergleich zu Wettbewerbsprodukten. Der 

neue Modulator bietet bereits ohne Kalibrierung 

eine Seitenbandunterdrückung von 

50 dBc und eine Trägerunterdrückung von 

43 dBm (typ.) und markiert damit den Klassenrekord. 

Mit internen Tuning-Funktionen, 

die über den SPI-Bus zugänglich sind, lassen 

sich Seitenband- und Trägerunterdrückung 

verbessern. Der Modulator zeichnet 

sich außerdem durch ein sehr geringes 

Ausgangsrauschen von -158,8 dBm/Hz und 

einen OIP3 von 19 dBm aus. 

Der LTC5589 unterstützt sowohl schmalals 

auch breitbandige Sender. Seine Basisband-Bandbreite 

reicht bis 92 MHz bei 

±1 dB Frequenzgang, daraus resultiert eine 

HF-Bandbreite von 184 MHz bei 1,8 GHz. 

Durch seinen geringen Stromverbrauch und 

seine solide Performance eignet sich der 

Modulator für eine Vielzahl anspruchsvoller 

Anwendungen – Beispiele sind Breitbandmodems, 

Breitbandzugänge zu Femto- und 

Picozellen, drahtlose Mikrofone und tragbare 

Audiosysteme, tragbare Breitband-Funkgeräte, 

Funkgeräte für lizenzfreie Bänder, 

Bahnkommunikation, SDR, tragbare HF- 

Messgeräte, energieeffiziente Mikrowellen- 

Backhaul-Systeme und -Repeater, Telemetriesender 

und Satellitenmodems. 

Frühere Zero-IF-Modulatoren weisen ein 

starkes Trägerübersprechen und eine unbefriedigende 

Seitenbandunterdrückung auf, 

dadurch verschlechtern sich der Fehlervektorbetrag 

(EVM) und das Nachbarkanalleistungs-Verhältnis 

(ACPR). Die Kalibrierung 

solcher Modulatoren ist eine Herausforderung 

und erfordert digitale Tuning-Algorithmen 

im Basisband-FPGA sowie externe 

DACs. Zudem ist die Tuning-Auflösung in 

der Regel begrenzt. Der LTC5589 bietet 

Onchip-Tuningfunktionen für die Phasenund 

Amplitudengleichlauffehler zwischen I- 

und Q-Kanal. Auch der DC-Offset-Gleichlauf 

kann chip-intern abgeglichen werden. 

Mit seinen internen Kalibrierfunktionen, 

die über die serielle Schnittstelle des Chips 

gesteuert werden, ermöglicht der LTC5589 

eine einfache und kostengünstige Kalibrierung. 

Auch der Verstärkungsfaktor des 

Modulators kann über die serielle Schnittstelle 

programmiert werden. Der LTC5589 

besitzt ein QFN-Kunststoffgehäuse mit einer 

Grundfläche von 4 x 4 mm. Der Modulator 

ist für den Betriebstemperaturbereich von 

-40 bis +105 °C spezifiziert und besitzt 

einen Enable-Pin für Zeitduplex- oder Burst- 

Senderbetrieb. Der Ruhestrom im Standby- 

Modus beträgt nur 0,6 µA. 

■ Linear Technology Corp. 


Neue Hochtemperatur-MLC- 

Chipkondensatoren 

Die Knowles-Kondensatormarken Novacap 

und Syfer Technology gaben den Launch 

einer neuen Baureihe von Hochtemperatur-MLC-Chipkondensatoren 

bekannt. Die 

HiT-MLCC-Baureihe hat einen Betriebstemperaturbereich 

von -55 bis +200 °C, 

eignet sich für eine Vielzahl von Hochtemperaturanwendungen 

und bietet Zinnüber-Nickel-Anschlüsse 

– die bisher nicht 

verfügbar waren. 

Der breite Kapazitätsbereich von 4,7 pF bis 

3,3 µF bei Nenn-Gleichspannungen von 

16 bis 630 V ist für Projekte in der Ölexploration, 

Geothermie, beim Militär, im 

Automobil unter der Motorhaube und in der 

Avionik von Interesse. Optionen für stabile 

und ultrastabile Dielektrika mit den Materialien 

C0G und X7R sind sowohl RoHSkompatibel 

als auch bleifrei. 

Diese Baureihe wird gemäß exakten Standards 

mithilfe des einzigartigen Siebdruckprozesses 

von Knowles gefertigt, um eine 

Komponente hoher Qualität zu bieten, die 

sich für anspruchsvolle Anwendungen eignet. 

■ Knowles Capacitors 

www.knowlescapacitors.com 


Bauelemente 

SAR-ADC vereinfacht analoge 

Eingangsschaltungen 

Linear Technology präsentierte 

den LTC2311-16, einen 

16-Bit/5-Msps-SAR-A/D-Wandler 

(Successive Approximation 

Register) mit Rail-to-Rail- 

Gleichtaktspannungsbereich. 

Der LTC2311-16 besitzt einen 

analogen Differenzeingang mit 

einer bis zur Nyquist-Frequenz 

reichenden Bandbreite. Der 

neue A/D-Wandler eignet sich 

dadurch zur direkten Digitalisierung 

zahlreicher Signaltypen, 

und das in hoher Qualität – zu 

erkennen an einem Rauschabstand 

von 81,6 dB und einer 

Gleichtaktunterdrückung von 

85 dB, jeweils bei 2,2 MHz. 

Hintergrund: Messtechnische 

oder medizintechnische Anwendungen 

erfordern oft eine hohe 

Kanal-zu-Kanal-Isolation. Deshalb 

bevorzugt man dort einkanalige 

ADCs in der Eingangsschaltung. 

Jeder dieser ADC- 

Kanäle benötigt seine eigene 

Signalaufbereitungsschaltung 

mit entkoppelter Betriebsspannungsquelle. 

Da dieser Aufwand in sämtlichen 

Kanälen getrieben werden muss, 

hat jede Vereinfachung in diesem 

Bereich eine signifikante Vereinfachung 

des Gesamtsystems 

zur Folge. Die vielseitigen Differenzeingänge 

und der große 

Gleichtaktspannungsbereich des 

LTC2311-16 vereinfachen die 

Signalaufbereitung, sparen Bauteile 

und verringern Systemkosten, 

Strom- und Flächenbedarf. 

Der LTC2311-16 ist das Flaggschiff 

einer anschlusskompatiblen 

Familie von 16-, 14- und 12-Bit- 

SAR-ADCs mit Abtastraten von 

5 oder 2 Msps. Diese ADCs enthalten 

eine hochgenaue Referenzspannungsquelle 

mit einer 

garantierten Temperaturdrift von 

nur 20ppm/K. Die ADCs sind für 

eine Betriebsspannung von 3,3 

oder 5 V ausgelegt und haben eine 

Leistungsaufnahme von 30 bzw. 

50 mW. Hinzu kommt eine SPIkompatible 

serielle CMOS- oder 

LVDS-Hochgeschwindigkeits- 

Schnittstelle. Der Betriebstemperaturbereich 

ist –40 bis +125 °C. 

Die Bausteine haben ein kompaktes 

(4 x 5 mm) 16-poliges 

MSOP-Gehäuse. 

■ Linear Technology Corp. 


Neuer hochverstärkender 

Breitband-LNA 

Guerrilla RF Inc. bietet den 

GRF2105 an – ein neuer linear 

Breitband-LNA, vorgesehen 

für kleine Funkzellen, zellulare 

Boosters und andere 

breitbandige Applikationen, 

die hohe Verstärkung und Leistungsfähigkeit 

bieten müssen. 

Der Baustein deckt einen breiten 

Frequenzbereich ab und 

erfordert nur eine minimale 

Außenbeschaltung. Er hat 

ein nur 1,5 x 1,5 mm messendes 

DFN-6-Gehäuse. Der 

GRF2105 besitzt eine flexible 

Biasing-Fähigkeit und erlaubt 

daher optimale Effizienz in 

einem breiten Bereich linearer 

Anwendungen. 

Interne Anpassung an 50 Ohm 

wird mit einem besonders 

kleinen Gehäuse und wenigen 

externen Komponenten 

kombiniert. Der GRF2105 

arbeitet an 3 bis 5 V und 

bringt im Bereich 700 bis 

2700 MHz mindestens 20,5 

dB Verstärkung. Der Rauschfaktor 

ist kleiner als 0,8 dB bei 

2500 MHz. 

■ Guerrilla RF 

http://guerrilla-rf.com 


Bauelemente 

SMT-Bandfilter für 

1465 bis 1515 MHz 

Der 50-Ohm-Bandpass CBP- 

1490A+ von Mini-Circuits ist 

ein koaxial aufgebauter keramischer 

Resonator im schirmenden 

Gehäuse mit den Maßen 

26,24 x 13,97 x 5,72 mm und 

wurde für SMT ausgelegt. Das 

schmale Filter kann aufgrund 

seiner guten mechanischen und 

herausragenden elektrischen 

Eigenschaften einschließlich 

Temperaturverhalten vielseitig 

in den Bereichen Mobilfunk, 

Breitbandtechnik, drahtlose 

Netze, feste Drahtlostechnik 

oder Flugwesen und Radar eingesetzt 

werden. 

Weitere Eigenschaften: 

• Arbeitstemperaturbereich 

-40 bis +85 °C 

• Lagertemperaturbereich 

-55 bis +100 °C 

• Eingangsleistung max. 4 W 

• Center-Frequenz typ. 1490 

MHz 

• Durchlassdämpfung typ. 3 

dB, max. 4,5 dB 

• SWR typ. 1,3, max. 2,3 

• Dämpfung DC bis 1430 

MHz min. 20 dB, typ. 30 dB 

• SWR DC bis 1430 MHz 

typ. 20 

• Dämpfung 1550...3300 MHz 

min. 20 dB, typ. 29,5 dB 

• SWR 1550...3300 MHz typ. 

20 dB 

Monolithischer Breitbandverstärker 

für 

4 bis 1500 MHz 

Der neue monolithische Verstärker 

PGA-122-75+ von Mini-Circuits 

ist ein MMIC in E-PHEMT- 

Technik. Der 75-Ohm-Baustein 

für 4 MHz bis 1,5 GHz verbindet 

eine äußerst frequenzstabile 

Verstärkung und hohen IP2/3 mit 

geringem Rauschen und eignet 

sich somit optimal für empfindliche 

Anwendungen mit hohem 

Dynamikbereich. Der Verstärker 

hat ein SOT-89-Gehäuse und 

arbeitet an Spannungen bis 11 V. 

Das Rauschmaß beträgt typisch 

2,9 dB bei 500 MHz. Der IP2 

wird bei dieser Frequenz mit 54 

dBm angegeben, der IP3 liegt 15 

bis 20 dB über dem 1-dB-Kompressionspunkt 

(z.B. 43 dBm 

bei 500 MHz). Die Verstärkung 

beträgt bei 500 MHz typisch 15,6 

dB. Es ergeben sich vielseitige 

Anwendungsmöglichkeiten für 

mittlere bis höhere Signalpegel 

in den Bereichen CATV, Zellularfunk, 

UHF/VHF, GPS, GSM, 

mobile Kommunikationssysteme 

und Empfängertechnik. 



-40 bis +85 °C 


-65 bis +150 °C 

• Versorgungsspannung max. 

11 V 

• Verlustleistung max. 1,5 W 

• Eingangsleistung 

max. 17 dBm 

• Verstärkung bei 0,5 (1, 1,5) 

GHz typ. 15,6 (15,5, 15,1) 

dB 

• Flatness der Verstärkung bis 

1,25 GHz ±0,1 dB 

Breitbandiger Zweiweg- 

Splitter/Combiner 

Der Splitter/Combiner EP2W1+ 

von Mini-Circuits in 50-Ohm- 

Technik wurde für den Frequenzbereich 

von 0,5 bis 9 GHz vorgesehen. 

Er besitzt ein sehr kleines 

Gehäuse mit Lötanschlüssen mit 

den Abmessungen 5 x 5 x 1 mm, 

kann aber bis zu 2,5 W aufteilen 

bzw. zwei HF-Leistungen bis zu 

dieser Leistung zusammenführen. 

Die zusätzliche Mitführung 

eines Gleichstroms ist möglich. 

Der Baustein ist in GaAs-IPD- 

Technologie gefertigt und sehr 

ESD-fest und stabil in seinen 

Kennwerten. Die Anwendungsmöglichkeiten 

sind aufgrund des 

breiten Einsatzfrequenzbereichs 

überhaus vielseitig. Beispiele 

sind UHF TV, Zellularfunk, 

ISM, SMG, GSM, PCS, DCS, 

UMTS, Messtechnik (Labor), 

WLAN, LTE oder mobiler militärischer 

Bereich. 



-40 bis +85 °C 


-65 bis +150 °C 

• interne Verlustleistung max. 

1,7 W 

• Einfügedämpfung über 

den theoretischen 3 dB bei 

0,5...1,5 (6...9,5) GHz typ. 1 

(3,4) dB 

• Isolation bei 0,5...1,5 

(6...9,5) GHz typ. 9,3 (10,2) 

Sechsfach-Umschalter 

für 0,5...6 GHz 

Der koaxiale HF/Mikrowellen- 

Schalter ZFSWA2R-63DR+ von 

Mini-Circuits ist für 50 Ohm 

Anschlussimpedanz und den 

Frequenzbereich von 0,5 bis 6 

GHz ausgelegt. Er benötigt eine 

einfache Versorgungsspannung 

von 3 bis 5 V und passt sich in 

viele Design-Umgebungen ein. 

Die Isolation des Sechsfach- 

Umschalters (Single Pole, 6 

Throw, SP6T) erreicht typisch 

65 dB bei 1 GHz, während die 

Einfügedämpfung mit typisch 

1,4 dB angegeben wird. Der 

Umschalter unterbricht zunächst 

den bestehenden Kontakt, ehe 

er den neuen herstellt. Die 

Umschaltzeit beträgt etwa 30 ns. 

Der Schalter wird als sehr fehlersicher 

und zuverlässig bezeichnet 

und besitzt eine besonders 

lange Lebensdauer. Das Bauteil 

wurde mit einem robusten 

Gehäuse ausgestattet. Dieser 

HF/Mikrowellen-Schalter findet 

Anwendung in automatischen 

Teststationen, beim zuverlässigen 

„Sleeptime“-Schalten oder 

für Umschaltungen beim Mikrowellenfunk. 



-55 bis +100 °C 

• Lagertemperaturbereich -55 

bis +100 °C 

• Versorgungsspannung max. 

5,5 V 

• Eingangsleistung max. 1 W 

• Einfügedämpfung bei 

1 (6) GHz typ. 1,15 (2) dB 

• E/A-Isolation bei 2...4 

(4...6) GHz typ. 57 (45) dB 

• A/A-Isolation bei 2...4 

(4...6) GHz typ. 17 (15) dB 

• Return Loss bei 2...4 

(4...6) GHz typ. 19 (16) dB 

• Steuerstrom typ. 5 µA 

HF-Transformator für 

2 bis 7 GHz 

Von Mini-Circuits kommt der 

MMIC Balun MTX2-73+, ein 

HF-Trafo, der als Symmetrieglied 

in 50-Ohm-Systemen eingesetzt 

werden kann. Die Einsatzbandbreite 

beträgt 2...7 GHz. 

Diese Transformatoren für die 

Symmetrierung bzw. Desymmetrierung 

werden in IPD-Technik 

ausgeführt und besitzen daher 

eine hohe Zuverlässigkeit, eine 

hohe Temperaturstabilität und 

einen hohen Grad an Fertigungsgenauigkeit. 

Die Gehäusemaße 

betragen 3 x 3 x 0,89 mm. Dieser 

kleine Transformator kann bis zu 

34 dBm (2,5 W) übertragen. Er 

findet Anwendungen beispielsweise 

in den Bereichen PCS, 

Breitband-Gegentaktverstärker, 

Zellularfunk oder Radar. 



-40 bis +85 °C 


-85 bis +150 °C 

• Übertragungsverhältnis 

2:(1+1) 

• Einfügedämpfung bis 

6 (7) GHz typ. 0,6 (1,9) dB 

• Amplituden-Unbalance 

bis 6 (7) GHz typ. 0,5 (0,8) 

dB 

• Phasen-Unbalance bis 

6 (7) GHz typ. 3° (4°) 

■ Mini-Circuits 



Quarze und Oszillatoren 

Hochleistungs-Taktoszillatoren mit 

sehr wenig Jitter 

IQD brachte eine neue Familie von Hochleistungs-Taktoszillatoren 

auf den Markt, 

die einen ultra-niedrigen RMS-Phasen- 

Jitter aufweisen und sich daher besonders 

für schnelle serielle Datenanwendungen 

in Telekommunikations-, Netzwerkund 

Kommunikationsgeräten eignen. 

Die Familie besteht aus den Modellen 

IQXO-940, IQXO-942 und IQXO-944, die 

einen Frequenzbereich von 1 bis 1,5 GHz 

abdecken. Die hohe Phasen-Jitter-Performance 

ist durch Werte Maximalwerte zwischen 

0,9 und 0,05 ps rms gekennzeichnet, 

je nach Frequenz sowie Spezifikation. 

Die neuen Modelle sind wahlweise 

in zwei hermetisch dichten 6-Pad-Keramikgehäusen 

mit den Abmessungen 7 x 

5 mm und 5 x 3,2 mm mit unterschiedlichen 

Optionen in der Bauhöhe bis mindestens 

1,5 mm erhältlich. Sie wurden in 

erster Linie für Anwendungen wie Ethernet 

(10G/40G/100G), DSL/ADSL, PCI 

Express, Serial Rapid I/O (SIRO), WiFi 

sowie WiMAX/W-LAN entwickelt; dabei 

können drei Ausgangsoptionen bestimmt 

werden: CMOS, LVPECL und LVDS. 

Diese neuen Oszillatoren können mit 2,5 

oder mit 3,3 V betrieben werden. Falls 

erforderlich, lässt sich ein Enable- oder 

ein Disable-Ausgang festlegen. Die Bausteine 

arbeiten im gesamten industriellen 

Temperaturbereich von -40 bis +85 °C, 

wobei sich jeweils Frequenzstabilitäten 

bis zu ±10ppm über einen Zeitraum von 

zehn Jahren spezifizieren lassen. Dieser 

Oszillatoren sind entweder lose in Großgebinden 

zur Bemusterung oder auf Band 

gegurtet entsprechend der EIA-481-D für 

die Großserienfertigung lieferbar. Umfassende 

Datenblätter stehen www.iqdfrequencyproducts.de 

zur Verfügung. 

■ IQD Frequency Products Ltd. 

www.iqdfrequencyproducts.com 

Rauscharme Quarzoszillatoren für 

Weltraumanwendungen 

Ultra-rauscharme Quarzoszillatoren 

sind ein Spezialgebiet von Axtal. Die 

Firma hat sich als einziger Hersteller 

in Deutschland für die Fertigung von 

Präzisions-Quarzoszillatoren (OCXOs) 

für den Einsatz im Weltraum nach ESA- 

Spezifikationen qualifiziert. Die Fertigung 

der Space-Oszillatoren erfolgt 

unter Reinraumbedingungen durch 

eigene ESA-zertifizierte Mitarbeiter 

im Axtal-Betrieb in Mosbach. 

Mit der Baureihe Axiom6060 bietet 

man weltraumgeeignete rauscharme 

Präzisions-Quarzoszillatoren mit 100 

und 120 MHz an, die in der ESA EPPL 

gelistet sind. Die OCXOs widerstehen 

einer Strahlung mit einer Gesamtdosis 

von >100 kRad, einer Anforderung, wie 

sie typisch für geostationäre Satelliten 

ist. Um dies zu erfüllen, kommen ausschließlich 

speziell dafür qualifizierte 

Bauelemente zum Einsatz. OCXOs 

vom Typ Axiom6060 arbeiten seit 2014 

zuverlässig auf dem chinesischen Wettersatelliten 

Feng Yun sowie auf der 

Internationalen Raumstation ISS. Daneben 

bietet Axtal für LEO- und MEO- 

Satelliten Oszillatoren der Reihe Axiom75S 

mit einer Strahlungsfestigkeit 

bis 20 kRad an, die – je nach Einsatz 

– teilweise mit COTS-Bauelementen 

ausgeführt werden und damit wesentlich 

kostengünstiger und kleiner sind. 

■ Globes Elektronik GmbH & Co. KG 

www.globes.de 

HF-LEISTUNGSVERSTÄRKER 

komplette Verstärker-Rack-Lösungen 

SATCOM-Verstärker 

TWTA - Verstärker 

SSPA - Verstärker 

HF-Hohlleiter 

Systeme & Subsysteme 

flexible Hohlleiter 

Speisenetzwerke 

Drehkupplungen 

Antennenfeeds 

WR10 - WR650 

Filter 

HF- & MIKROWELLEN- 

KOMPONENTEN 

optische Strecken bis 40 GHz 

kundenspezifische Lösungen 

passive Komponenten 

aktive Komponenten 

Subsysteme 

Absorber 

DC - 100 GHz 

HF- & MIKROWELLEN- 

MESSTECHNIK 

AVIONIK Mess- & Prüfgeräte 

Wireless- & Mobilfunktester 

Zeit- & Frequenzstandards 

Funkmessplätze (RTS) 

Netzwerkanalysatoren 

GNNS-Simulatoren 

Signalgeneratoren 

Pulsgeneratoren 

Kalibrierkits 

Wir verstehen die Welle 

Tel. 089-895 565 0 * Fax 089-895 90 376 

hf-praxis 8/2016 45 

Email: info@emco-elektronik.de45 

Internet: www.emco-elektronik.de

Funkmodule 

Ultrakompaktes GNSS-Modul für den Industrieeinsatz 

MSC Technologies bietet das energieeffiziente 

GNSS-Modul L76-L von Quectel, 

das sich durch eine äußerst kompakte 

Bauweise (Maße 10,1 x 9,7 x 2,5 mm) 

auszeichnet. Im Unterschied zum Vorgängermodell 

verfügt es über einen Built-in 

LNA (Low-Noise Amplifier) mit GNSS- 

Empfänger. Der LNA bietet eine hohe 

Empfindlichkeit und eine ausgeprägte 

Acquisition- und Tracking-Fähigkeit sogar 

in einem Umfeld mit schwachem Signalempfang. 

Dies hat den Vorteil, dass im 

Gerät passive Antennen und keine speziellen 

LNA-Antennen eingesetzt werden 

können. 

Das L76-L basiert auf dem Chipsatz 

MT3333 von Mediatek und unterstützt 

Multi-GNSS mit GPS, GLONASS, QZSS 

und zukünftig Galileo. Das GNSS-Modul 

nutzt über 33 Tracking-, 99 Acquisition- 

und 210 PRN-Kanäle. Die Acquisition-Empfindlichkeit 

beträgt -149 dBm, 

die Tracking-Empfindlichkeit wird mit 

-167 dBm angegeben. Dank der fortschrittlichen 

AGPS-Technologie EASY 

(Embedded Assist System) liegt die Zeit 

bis zur ersten Positionserkennung aus dem 

Heißstart unter einer Sekunde und aus dem 

Kaltstart unter 15 s. Die implementierte 

AlwaysLocate-Technologie sorgt für eine 

geringe Verlustleistung trotz hoher Positionsgenauigkeit. 

Dank der embedded Logger-Funktion 

Locus können Informationen 

über die Position mit einem Zeitintervall 

von 15 s in einem internen Flash Memory 

gespeichert werden. Die Speicherkapazität 

reicht für über 16 h Messzeit aus. 

An Schnittstellen steht neben UART u.a. 

ein I²C-Interface für den NMEA Port zur 

Verfügung. 

Dank seiner guten Leistungsdaten und 

der hohen Energieeffizienz ist das GNSS- 

Modul L76-L für vielfältige M2M-Anwendungen 

in den Bereichen Industrie, Automotive, 

Sicherheitstechnik und Consumer 

sowie in mobilen Rechnersystemen für das 

industrielle Umfeld geeignet. Das Modul 

ist für einen Temperaturbereich von -40 

bis +85 °C spezifiziert. 

■ MSC Technologies GmbH 

www.msc-technologies.eu 

Der „Zauberer“ des IoT 

Das Wizard Gecko WGM110 ist ein All- 

Inclusive-Modul für IoT-Anwendungen 

mit exzellenter RF Performance, niedrigem 

Energieverbrauch, Reichweiten bis 500 m 

und allen gängigen Wireless-Security-Funktionalitäten. 

Das Plug&Play-WiFi-Modul 

enthält ein 2,4-GHz-/802.11b/g/n-Funksystem, 

eine Chipantenne, einen energieeffizienten 

EFM32-Gecko-Mikrocontroller, einen 

Embedded WiFi Stack sowie mehrere Internetprotokolle, 

wie TCP und UDP mit TLS- 

Sicherheit. Das Modul erfüllt die weltweiten 

Funkanforderungen nach CE, FCC und IC. 

Mit dem WGM110 öffnen sich die Türen 

zur Integration von WiFi bei unterschiedlichsten 

Anwendungen, sei es in industriell 

genutzten M2M-Systemen, bei Funksensoren, 

zur Fernsteuerung, für Connected- 

Home-Produkte, in Automotive Infotainment 

Systems oder aber auch in Lagerlogistik, 

Telematik und POS-Einrichtungen. Ebenso 

bietet sich der WiFi-Markt für Wearables, 

Fitness- und Medical/Health-Care-Geräte 

an. WiFi unterstützt schon jetzt via Laptop, 

Smartphone und Tablet die Vernetzung von 

unzähligen Dingen. Device-zu-Cloud- oder 

Device-zu-Device-Anbindung sind mit WiFi 

selbstverständlich, und das ohne eine komplexe 

Netzwerk-Infrastruktur. 

Das WGM110 kann als Acess Point oder als 

WiFi Client genutzt werden, damit wird die 

Verfügbarmachung für Anwendungen zum 

Kinderspiel. Das Wizard Gecko WGM110 

fällt mit 14,4 x 21 x 2 mm in seiner LGA- 

Bauform klein aus. Zum Entwickeln und 

Hosten von Endanwendungen wird die 

Skriptsprache BGScript eingesetzt – ohne 

externe MCU. Auch kann auf BG API 

zurückgegriffen werden, sodass ein externer 

Prozessor das WLAN-Modul steuern kann. 

Das vereinfacht die Komplexität von TCP/ 

IP-Netzwerken und ermöglicht dem Host 

Controller, Anwendungsaufgaben zu bearbeiten. 

Für externe Microcontroller-Anbindung 

kann auf die Host-Schnittstelle des 

WGM110 zurückgegriffen werden. 

Das Modul ermöglicht einfache drahtlose 

Lowcost- & Lowpower-TCP/IP-Anbindungen 

für serielle Applikationen und 

macht es gerade für IoT-Szenarien attraktiv. 

Es verfügt über flexible Interfaces zur 

Unterstützung von diversen Peripherien 

und Sensoren. Der Hersteller Silicon Labs 

bietet zudem einen umfangreichen Support. 

■ m2m Germany GmbH 

www.m2mgermany.de 

Tx- und Rx-Module für das 

E-Band 

M/A-COM Technology Solutions Inc. gab 

bekannt, dass mit der Bemusterung der 

hochintegrierten E-Band Transmitter- (Rx) 

und Receiver-Module (Rx) MAMF-011057 

und MADC-011014 begonnen wurde. 

Beide Produkte sind für die Anforderungen 

des kommenden Markts für breitbandige 

Cellular-Backhaul-Lösungen und 5G-Millimeterwellen-Anwendungen 

konzipiert. 

Um die Entwicklung zu kapazitätsstärkeren 

Backhaul-Lösungen voranzubringen, vereinfachen 

die oberflächenmontierbaren Txund 

Rx-Module für das E-Band das Design 

und die Produktion kostengünstiger E-Band- 

Richtfunkstrecken. 

Der MACOM-Baustein MAMF-011057 

ist ein Transmitter, bestehend aus einem 

symmetrischen IR-Mischer, einem x8-LO- 

Multiplizierer, einem Hüllkurven-Demodulator, 

einem HF-Pufferverstärker, einem HF- 

Leistungsverstärker und einem Ausgangsleistungs-Detektor 

– alles kombiniert in 

einem kompakten, oberflächenmontierbaren 

Modul. Das Modul kann bei Frequenzen von 


Funkmodule/EMV 

Neues GSM/GNSS-Kombimodul 

MSC Technologies präsentierte das neue 

GSM/GNSS-Kombimodul MC60 von 

Quectel. Das MC60 ist das weltweit 

kleinste Modul, welches GSM, GNSS 

und Bluetooth classic integriert. Das 

GSM/GNSS-Kombimodul ist in einem 

kompakten 68-Pin-LCC-Gehäuse mit den 

Abmessungen von 18,7 x 15,8 x 2,1 mm 

untergebracht und wiegt 1,8 g. 

Basierend auf einer Kombination aus den 

Mediatek Chipsets MT6261 und MT3333 

unterstützt das MC60 GSM und GPRS in 

den Bändern 850/900/1800/1900 MHz 

und GNSS in den L1-Bändern 1575,42 

und 1601,71 MHz. Da der MT6261 

GPRS multi-slot Class 12 mit den GPRS 

Coding Schemes CS-1, CS-2, CS-3 und 

CS-4 unterstützt, ist eine Datenrate von 

85,6 kbps im Down- und Uplink erreichbar, 

während der niedrige Energieverbrauch 

im 2G-Netzwerk erhalten bleibt. 

Zusätzlich unterstützt der MT6261 Bluetooth 

classic bis zur Version 3.0. Das heute 

häufig eingesetzte Serial Port Profile (SPP) 

ist verfügbar. 

Für Anwendungen wie Fahrzeug-, Personen- 

und Haustier-Tracking-Systeme, 

Sicherheitssysteme, Wireless POS, Industrial 

PDA, Remote Maintenance oder 

Remote Control bedeutet die Implementierung 

von GNSS einen erheblichen 

Mehrwert. Dank des MT3333 unterstützt 

das MC60 GPS und GLONASS und nutzt 

bis zu 33 Tracking-, 99 Akquisition- und 

210 PRN-Kanäle. Mit einer Akquisitions- 

Empfindlichkeit von -148 dBm und einer 

Tracking-Empfindlichkeit von -165 dBm 

sowie einer Zeit bis zur ersten Positions- 

Erkennung von unter 15 s aus dem Kaltstart 

und unter 1 s aus dem Warmstart 

ist das MC60 für die meisten Positionierungsapplikationen 

hervorragend geeignet. 

Um den weiteren Anforderungen von 

Industrieapplikation gerecht zu werden, 

ist das MC60 für einen Temperaturbereich 

von -40 bis +85 °C spezifiziert. An 

Schnittstellen stehen zur Verfügung: drei 

UART Interfaces für die GSM-Funktionen 

sowie eine UART-Schnittstelle für GNSS, 

zwei analoge Ausgänge und ein analoger 

Input-Audiokanal, eine SD-, eine GPIO-, 

eine PCM- und eine RTC-Schnittstelle. 

Die Protokolle TCP/UDP, FTP und HTTP 

sind vorhanden. Weiterhin sind Funktionen 

wie eCall, DTMF, QuecLocator, 

QuecFOTA und Dual-SIM, um nur einige 

zu nennen, beim MC60 implementiert. 

■ MSC Technologies GmbH 

info@msc-technologies.eu 

www.msc-technologies.eu 

71 bis 86 GHz eingesetzt werden und ist für 

Direct-Conversion-Anwendungen vorgesehen. 

Im Interesse der einfachen Anwendung 

ist der Ausgang des Tx-Moduls als WR12- 

Interface ausgeführt. 

Das Receiver-Modul MADC-011014 enthält 

einen symmetrischen IR-Mischer, einen 

x8-LO-Multiplizierer und einen LNA in 

einem kompakten, oberflächenmontierbaren 

Modul. Auch dieses Modul eignet sich für 

Frequenzen von 71 bis 86 GHz und ist für 

Direct-Conversion-Applikationen konzipiert. 

Der HF-Eingang des Rx-Moduls ist 

aus Gründen der einfachen Anwendung als 

WR12-Interface implementiert. 

MACOM ergänzt diese E-Band-Module 

durch spannungsgesteuerte Oszillatoren 

(VCOs) mit klassenbestem Phasenrauschen, 

die an die Anforderungen der Module angepasst 

sind und mit diesen eine Komplettlösung 

ergeben. MACOM ist der Auffassung, 

dass diese Module die Entwicklung 

von E-Band-Funkstrecken für Wireless- 

Backhaul-Anwendungen deutlich einfacher 

machen und dass ihr hoher Integrationsgrad 

dazu beiträgt, die für E-Band-Funklösungen 

insgesamt entstehenden Materialkosten zu 

senken. 

■ M/A-COM Technology Solutions Inc. 

www.macom.com 

EMV-Composite-Dichtungen verbessern die Performance und senken die Kosten 

Durch das Einbetten eines mechanisch 

hochbelastbaren und elektrisch sehr gut 

leitfähigen Textilwerkstoffs in eine leitfähige 

Silikonschicht entsteht ein Komposit- 

Material mit überragenden Eigenschaften. 

Zum einen verbessert das vollständig 

metallisierte Textil die elektrische Leitfähigkeit 

und damit die HF-Abschirmung 

erheblich – und das bei wesentlich reduzierten 

Materialkosten. Zum anderen wirkt 

sich das sehr flexible und dabei extrem 

reißfeste Textilgewebe zusätzlich positiv 

auf die mechanischen Eigenschaften aus. 

Das erste mit dieser Technologie serienmäßig 

hergestellte Material steht bereits für 

Produktionszwecke zur Verfügung. Es ist 

ein 0,8 mm dickes Hybrid-Komposit aus 

Silikon mit Nickel-Graphit-Füllung sowie 

einer leitfähigen Textillage als Verstärkung. 

Die elektrische Leitfähigkeit entspricht 

der eines sehr viel teureren Materials mit 

Füllung auf Silberbasis, und die mechanische 

Belastbarkeit ist deutlich höher 

als die vergleichbarer Flachdichtungen. 

Die Verwendung von Nickel-Graphit als 

Füllmaterial bietet noch einen weiteren 

Vorteil: Die Beständigkeit gegen elektrochemische 

Korrosion. 

Es hat sich gezeigt, dass diese Materialkombination 

mit vielen üblichen Kontaktmaterialien 

einen langzeitstabilen niederohmigen 

Kontakt bildet, der auch in härtesten 

Umgebungen (Salzsprühnebel etc.) 

zuverlässig bestehen bleibt. Damit kann 

die ursprüngliche Abschirmwirkung des 

Gesamtsystems auch nach vielen Jahren 

intensiven Einsatzes noch garantiert werden, 

was bei den herkömmlichen Materialien 

auf Silberbasis durchaus keine 

Selbstverständlichkeit ist. 

■ Infratron GmbH 

info@infratron.de 

www.infratron.de 


LTE 

LTE-A Release-12 formt neue eNodeB-Senderarchitektur: 

Teil 2: Die analoge Integrations-Herausforderung 

Teil 1 dieses 

Applikationsberichtes 

erschien in der 

HF-Praxis Ausgabe 

7-2016 

Das „3. Generations-Partnerschafts-Projekt“ 

(3GPP) arbeitet 

am Release 12 (Rel-12) des LTE- 

Advanced-Standards. 3 GPP Rel- 

12 bringt viele Verbesserungen 

der 4G-Funk-Zugriffstechnologie, 

einschließlich Breitband- 

Trägeraggregation, mehrschichtiges 

räumliches Multiplexing 

und hoch entwickelte Antennenkonfigurationen. 

Die Verbesserungen der Rel-12 

sind eine Herausforderung an 

die Entwickler, mehr HF-Senderkanäle 

zu integrieren, was 

kleinere Hochleistungs-eNodeB- 

Basisstationen mit geringerem 

Energieverbrauch ermöglichen 

würde. Fortschritte bei der HF- 

Analog-Integration und neue 

Funkgeräte-Architekturen können 

Ingenieuren dabei helfen, 

die Notwendigkeit zu weitergehender 

Integration erfolgreich zu 

bewältigen 

Dieser Anwendungsbericht 

befasst sich mit den neuesten 

Entwicklungen im 4GE-LTE- 

Zellularstandard und den Auswirkungen 

der Release 12 auf 

eNodeB-Hochfrequenz-Sender 

und zeigt, wie sich mit analoger 

Integration die Design-Herausforderungen 

lösen lassen, die 

sich aus den jüngsten 4G-Entwicklungen 

ergeben. 

Merkmale von Release 12, wie 

z.B. Breitband-Downlink-Träger-Aggregation, 

räumliches 

(MIMO) Downlink-Multiplexen 

und Aktive Antennen-Systeme 

(AAS) mit eingebetteter HF sind 

Bild 1: Die Zeitachse der LTE-Freigaben zeigt die evolutionären Fortschritte in der Funk- 

Zugriffstechnologie 

erhebliche Design-Herausforderungen 

für die eNodeB-Geräte 

der nächsten Generation. Vorgestellt 

wird u.a. eine Lösung zur 

direkten Bit-zu-HF-Umsetzung, 

die Ingenieuren die Konzeption 

alternativer Sender-Architekturen 

ermöglicht. Die neue HF- 

Digital/Analog-Wandler(RF- 

DAC)-Technologie ebnet damit 

den Weg zu einer innovativen 

Ein-Chip-Breitband-Senderlösung. 

Dieser Beitrag erläutert 

Anwendungen des RF-DAC 

auf Systemebene und macht die 

Integrationsvorteile deutlich, die 

er für das Design von eNodeB- 

Geräten bietet. 

Einige Hintergrundinformationen 

zu LTE 

und LTE-A Rel-12 

LTE wird als die am schnellsten 

wachsende mobile Breitbandtechnologie 

angesehen, die auf 

dem Weg zum weltweit meistverwendeten 

zellularen Standard 

ist. Die Popularität von 

LTE ergibt sich aus der großen 

spektralen Effizienz, den hohen 

Spitzen-Datenraten, dem mit 

niedriger Latenzzeit arbeitenden, 

IP-basierten Netzwerk und der 

evolutionären Roadmap. Dabei 

ist LTE aber noch kein „echter“ 

4G-Service, sondern gilt technisch 

noch als 3.9 G. 

Der „wahre 4G“-Funk-Kommunikationsstandard, 

bekannt 

als „International Mobile, 

Telecommunications-Advanced 

(IMT-Advanced), muss die 

Bedingungen erfüllen, die durch 

den „International Telecommunications 

Union Radio Sector“ 

(ITU-R) festgelegt wurden. IMT- 

Advanced definiert 4G als einen 

Service, der Spitzen-Datenraten 

Damian Anzaldo 

Principal Member of 

Technical Staff 

Field Applications 

Application Note 606 

Maxim Integrated Products 

www.maximintegrated.com 

Bild 2: Merkmale und Nutzen von Release-12-Arbeitsbereichen 


LTE 

Bild 3: Dieses Block-Diagramm zeigt die HF-Senderarchitektur, die 

sich von einer herkömmlichen, komplexen ZF-Struktur (oben) zu 

einer Ein-Chip-RF-DAC-Lösung entwickelt hat (MAX5868, unten) 

von 100 Mbps für User mit hoher 

Mobilität und Höchst-Datenraten 

von 1 Gbps für Kunden mit 

niedriger Mobilität vorsieht. Um 

mit der IMT-Advanced-Vision 

übereinzustimmen, hat 3GPP 

viele Verbesserungen eingeführt, 

seit der Anfangs-Standard LTE 

Rel-8 im Jahre 2008 veröffentlicht 

wurde. 

Mit Rel-10 führte das 3GPP 

„LTE-Advanced“ als „echten 

4G“-Service ein, um die IMT- 

Advanced-Anforderungen zu 

erfüllen oder zu übertreffen. 

Bild 1 veranschaulicht die LTE- 

Entwicklungszeitachse, aus der 

man ersehen kann, dass die theoretischen 

Spitzen-Downlink- 

(DL) und Uplink-Datenraten 

(UL) um über 10x und 20x 

angestiegen sind, also von DL= 

300 Mbps/UL=75 Mbps in Rel-8 

auf DL=3 Gbps/UL= 1,5 Gbps in 

Rel-10. Die bisherige außerordentliche 

Zunahme der Höchstdatenraten 

ist zum Teil auf die 

Breitband-Carrier-Aggregation 

zurückzuführen, unterstützt durch 

räumliches Multilayer-Multiplexing, 

das in Rel-10 eingeführt 

wurde und jetzt ein wichtiger Teil 

der Verbesserungen in Rel-12 ist. 

Die Erweiterungen der Rel-12 

haben einen deutlichen Einfluss 

darauf, wie moderne NodeB- 

Radios (eNodeB) konzipiert 

sind. 

Einige der wichtigen Bereiche 

der Rel-12 schließen neue 

Kombinationen der Träger- 

Aggregation, Verbesserungen 

des räumlichen Multiplexens 

mit Downlink-MIMO und HF- 

Anforderungen aktiver Antennen-Systeme 

(AAS) ein. Bild 2 

fasst einige Bereiche der Rel-12 

mit jeweiligen Merkmalen und 

Nutzen zusammen. Die Verbesserungen 

in Rel-12 bringen 

Bild 4: Optionen für die HF-Senderarchitektur 

dem LTE-Ökosystem viele Vorteile, 

zusätzlich aber auch neue 

Herausforderungen im Hinblick 

auf ein neues Radio-Design und 

neue Architektur. 

Die Herausforderung 

zur HF-Sender- 

Integration in Makro- 

Basisstationen 

In 4G-Makrozellen-Basisstationen 

kann die Verwendung 

von Downlink-MIMO mit räumlichem 

Multilayer-Multiplexing 

oder die Entwicklung von 

Aktiven Antennen-Systemen 

mit eingebetteter HF die Sender- 

Kanaldichte bis zu einem Faktor 

von acht oder sechzehn erhöhen, 

im Vergleich zu 2G/3G-Basisstationen. 

Durch die Verwendung 

mehrspaltiger 3D-Antennengruppen 

kann sich die Anzahl 

der Funkkanäle in naher Zukunft 

möglicherweise bis auf 32 oder 

mehr pro Sektor erhöhen. Der 

Trend zur Erhöhung der eNodeB- 

Kanal-Dichte ist für frequenzagile 

Breitbandsender erforderlich. 

Eine allgemein einsetzbare 

Hardware-eNodeB-Plattform 

muss den LTE-Bandbereich 

von 450 MHz bis zu 2,2 GHz 

mit einer Roadmap für Band-7/ 

Band-41-Abdeckung und bis zu 

100 MHz Carrier-Aggregations- 

Bandbreite unterstützen. Offensichtlich 

ist die Verwendung 

einer neuen Technologie erforderlich, 

um die Integration von 

mehrkanaligen, leistungsstarken 

Sendern in platzbeschränkten, 

kosten-sensiblen Anwendungen 

wie Remote-Radio-Einheiten, 

integrierten Antennen-Systemen 

und herkömmlichen Basis-Transceiver-Stationen 

zu erleichtern. 

Die HF-DAC-Sender- 

Lösung 

Direkte Bit-zu-HF-Konvertierung 

mit einem Hochgeschwindigkeits-HF-DAC 

ist der für 

eNode-Sender zur Lösung der 

meisten Design-Probleme erforderliche 

Technologiesprung. 

Der RF-DAC verwendet direkte 

digitale Synthese, so dass sich 

die Aufgaben und Funktionen 

des Quadratur-Modulators, des 

agilen Lokal-Oszillators und 

der analogen Filter in die digitale 

Domain verschieben lassen 

(Bild 3). Dies nützt die Tatsache 

aus, dass sich bei digitalen Prozessen 

- besser als bei analogen 

– Forderungen nach geringerer 

Leistungsaufnahme, höherer 

Geschwindigkeit, kleinerer Die- 

Fläche und niedrigeren Kosten 

erfüllen lassen. 

Die HF-DAC-Technologie 

schlägt die Brücke vom digitalen 

zum analogen Bereich in 

einem System. Ein HF-DAC 

wird allgemein als Mixed- 

Signal-Bauelement bezeichnet, 

das in mehrfachen Nyquist- 

Zonen mit Umwandlungsraten 

von über 1.5 Gsps arbeitet, um 

direkte Bit-zu-RF-Signal-Synthese 

durchzuführen. 


LTE 

Bild 5: Ein Vergleich der benötigten Platinenfläche eines 2 x MIMO-Null-ZF-Senders und einem 

HF-DAC-Sender mit dem MAX5868. Die Abkürzungen bedeuten: AQM = analoger 

Quadraturmodulator; LO = lokaler Oszillator (PLL/VCO-Synthesizer); VGA = Stufe mit variabler 

Verstärkung; I/Q-Filter = mehrpolig. Das Diagramm ist nicht maßstabsgerecht 

Ein HF DAC synthetisiert Ausgangssignale 

bis mindestens 

500 MHz Signal-Bandbreite, bei 

Trägerfrequenzen von 2,0 GHz 

oder höher. 

Vorteile des 

HF-DAC-Senders 

Verglichen mit herkömmlichen 

HF-Senderarchitekturen (Bild 4) 

wie Null-ZF (Zero IF), komplexer 

und realer ZF benötigt 

die RF-DAC-Lösung nur eine 

kleinere Leiterplattenfläche 

(PCB) und weniger Komponenten. 

Sie begnügt sich mit 

geringerer Betriebsleistung und 

hat ein ausgezeichnetes dynamisches 

Verhalten. 

Im Hinblick auf die HF-Leistung 

bietet der HF-DAC bedeutende 

Vorteile gegenüber anderen 

Topologien. Die digitale Aufwärtskonvertierung 

(DUC) mit 

in der DDS implementierter digitaler 

Filterung eliminiert Verstärkungs-Phasenfehler 

und erzielt 

perfekte Trägerunterdrückung 

ohne LO-Übersprechen. Das 

Ergebnis ist eine ausgezeichnete 

EVM-Performance, auch 

wenn höherwertige Modulation 

wie QAM64 übertragen wird. 

Der Quadratur-NCO macht den 

HF DAC zu einem frequenzbeweglichen 

Sender, der über das 

gesamte Spektrum der LTE-Bänder 

abgestimmt werden kann. Da 

der HF DAC breitbandig und 

frequenzagil ist und hohe Dynamikwerte 

aufweist, kann ein einziges 

Bauelement Multicarrier-, 

Multiband- und Multistandard- 

Signale einschließlich GSM, 

WDMA und LTE synthetisieren. 

Jetzt können Designer ein 

vollständig digitales, Softwaredefiniertes 

Funkgerät verwirklichen 

und übereinstimmende 

Hardware auf vielen eNodeB- 

Funkplattformen einsetzen. 

Ein anderer Nutzen der Direktkonvertierungs-RF-DAC-Technologie 

ist, dass sie den Einsatz 

eines preiswerteren digitalen 

Vorverzerrungs-Monitorempfängers 

(DPD) ermöglicht. Makrozellen-Basisstationen 

nutzen 

DPD-Techniken zur Linearisierung 

von HF-Endverstärkern 

(PA). Das erfordert einen Empfangskanal 

zur Überwachung des 

PA-Ausgangssignals (Bild 3). 

Der Beobachtungsempfänger 

erkennt PA-Verzerrungen sofort 

und arbeitet mit einem Vorverzerrer 

(Predistorter) zusammen, 

um die entstehenden Intermodulations- 

und Nachbarkanalstörungen 

zu kompensieren. 

Typisch erfordert die DPD- 

Bandbreitenerweiterung, dass 

die Bandbreite des DPD-Überwachungsempfängers 

fünfmal 

so groß wie die Datenbandbreite 

sein muss. In Anwendungen mit 

100-MHz-CA-Applikationen 

(CA = Carrier Aggregation) 

bedeutet dies, dass die DPD- 

Bandbreite mindestens 500 

Bild 6 : Ein Träger-Aggregations-Szenario, in dem der MAX5868 HF-DAC gleichzeitig zwei 20-MHz- 

Teilträger mit 365 MHz Abstand synthetisiert 


LTE 

Bild 7: Das Diagramm zeigt die Maße eines aktiven Antennensystems 

(AAS), das aus einem Array von 

16 kreuzpolarisierten Antennenelementen besteht 

MHz betragen muss. Der Beobachtungsempfänger 

darf dem 

beobachteten Signal auch keine 

eigenen Störungen hinzufügen, 

weil sie nicht von den Signal- 

Beeinträchtigungen im Haupt- 

TX-Pfad unterschieden werden 

können. Infolgedessen muss der 

DPD-Beobachtungspfad ausgezeichnete 

Linearität aufweisen, 

was Kosten und höhere Schaltungskomplexität 

verursacht. 

Wenn andererseits der Haupt- 

TX-Pfad nur geringfügig beeinträchtigt 

ist, können die DPD- 

Pfadbeeinträchtigungen korrigiert 

werden. 

Wie bereits erwähnt, bewirkt 

der RF-DAC keinerlei Verstärkungs- 

oder Phasenfehler, was zu 

vernachlässigbaren Beeinträchtigungen 

des TX-Pfades führt. 

Deshalb kann ein preiswerter 

und einfacherer DPD-Empfänger, 

wie z.B. ein Null-ZF-Empfänger 

(ZIF) eingesetzt werden. 

Es gibt drei Gründe, warum die 

ZIF-Architektur preiswerter ist: 

(1) Quadraturdemodulation 

benötigt nur einen Zweikanal- 

High-Speed-DAC mit niedrigerer 

Umwandlungsrate und 

Basisband-Sampling, da sie nur 

die Hälfte der DPD-Erweiterung 

digitalisieren muss. 

(2) Da der ADC nur Basisbandsignale 

sampelt, erfordert er keinen 

Pico- oder Femto-Sekunden- 

Apertur-Jitter. 

(3) Die Basisband-I/Q-Antialias-Filter 

sind preiswerter- und 

einfacher im Design, verglichen 

mit ZF- oder HF-Filtern. Insgesamt 

verringert der RF-DAC- 

Sender die Anforderungen an 

den Signalpfad des DPD-Empfängers, 

wodurch Systemkosten 

und Entwurfskomplexität verringert 

werden. 

RF-DAC in MIMO- 

Anwendungen 

LTE Rel-8 begründetet den 

Support für 2x2-MIMO in den 

Anwender-Gerätekategorien 

(UE) 2 bis 4. Die UE-Kategorie 

gibt die Eignung der Benutzereinheit 

für das Erreichen einer 

bestimmten Datenrate an. Rel-8 

führte auch 4x4 MIMO ein, um 

eine spektrale Downlink-Effizienz 

von 15 Bits/s/Hz zu realisieren 

und eine Spitzendatenrate 

von 300 Mbps zu liefern. Rel-10 

erweiterte dies mit 8x8 MIMO, 

um die Effizienz auf 30 Bits/s/Hz 

bei 3 Gbps zu steigern. Rel-12 

stellt weitere Verbesserungen für 

MIMO-Antennendesigns vor. 

Die Verwendung von MIMO 

kann als eNodeB-Sender- 

Kanalmultiplikator angesehen 

werden. Beachten Sie auch, 

dass 8x8-MIMO die doppelte 

Funkkanaldichte gegenüber 

4x4-MIMO aufweist und die 

vierfache von 2x2-MIMO. Dies 

kann man als „MIMO-Multiplikatoreffekt“ 

bezeichnen. In dem 

Maße, wie sich 4G-Netze entwickeln, 

um mehrfache Antennenkonfigurationen 

zu unterstützen, 

multipliziert sich auch 

die Anzahl der MIMO-Senderkanäle. 

Der MIMO-Multiplikator 

macht die Schaltungsgröße 

jetzt zu einem kritischen Designfaktor 

für eNodeB-Sender. 

Bild 5 vergleicht den Leiterplattenbedarf 

eines typischen 

Null-ZF-Senders mit einem 

HF-DAC-Sender in einer 2 x 

2-MIMO-Anwendung. Die HF- 

DAC-Anwendung ist erheblich 

kleiner; sie benötigt gewöhnlich 

60% weniger Boardfläche 

Bild 8: Jeder AAS-Radiotransceiver (2T2R+2DPD) darf ungefähr 130 Quadratzentimeter auf der 

Leiterplatte belegen 


LTE 

und verringert gleichzeitig die 

Komponenten-Anzahl um 75%. 

Der HF-DAC ermöglicht Designern 

die Erhöhung der Sender-Kanaldichte, 

ohne dabei 

die Boardfläche zu vergrößern. 

Die geringere Komponentenanzahl 

reduziert außerdem die 

Materialkosten und die Lagergröße. 

Dadurch werden auch 

weniger Verbindungen zwischen 

den ICs benötigt, was wiederum 

das PCB-Layout erleichtert, die 

Möglichkeit für potentielle Fehler 

herabsetzt und die Time-tomarket 

verkürzt. 

Wie bereits erläutert und in 

Bild 5 veranschaulicht, sind 

die RF-DAC-Vorteile in einer 

2x2-MIMO-Anwendung eindrucksvoll. 

Der „MIMO- 

Multiplikatoreffekt“ in einer 

8x8-MIMO-Applikation verdeutlicht 

die beträchtlichen Vorteile 

der RF-DAC-Architektur. 

Ein RF-DAC-Sender muss nicht 

angepasst sein, um diese PCB- 

Flächenreduzierung zu errrichen, 

was ihn zur idealen MIMO-Senderlösung 

für eNodeB-Anwendungen 

macht. 

HF DAC für Downlink- 

Träger-Aggregation 

Ein einzelner HF-DAC-Sender 

kann fünf 20-MHz-Teilträger in 

einem Band oder über mehrere 

Bänder verteilt synthetisieren, 

wobei er entweder Intrabandoder 

Interband-CA unterstützt. 

Bild 6 zeigt ein 40-MHz-Interband-Rel-12 

CA-Szenario, in 

dem der HF DAC zwei Teilträger 

mit 20 MHz synthetisiert, 

einen in Band 1 (2110 MHz 

bis 2170 MHz) und den anderen 

in Band 3 (1805 MHz bis 

1880 MHz). In dieser CA- 

Anwendung synthetisiert der 

HF-DAC gleichzeitig Teilträger 

beliebig innerhalb der Band-1- 

(60 MHz) und Band-3-Bereiche 

(75 MHz). Da der HF DAC ultrabreitbandig 

ist, überspannt sein 

HF-Ausgangssignalbereich das 

gesamte 365-MHz-Interband 

von 1805 MHz bis 2170 MHz. 

Technische Informationen zum MAX5868 

Der MAX5868 ist ein interpolierender und 

modulierender 16-Bit/5-Gsps-Hochleistungs-HF 

DAC. Er kann direkt Signale mit Bandbreiten 

von DC bis 500 MHz bis zu Frequenzen größer 

als 2 GHz synthetisieren. Das Bauelement ist für 

Kabel- und DVB-Anwendungen optimiert und 

erfüllt spektrale Maskenanforderungen für eine 

große Reihe von Kommunikationsstandards, 

einschließlich EPoC, DVB-T, DVB-T2, DVB- 

C2, ISDB-T und DOCSIS 3.0/3.1. 

Auf dem Chip des MAX5868 sind ein Interpolationsfilter, 

ein digitaler Quadraturmodulator, 

ein numerisch kontrollierter Oszillator (NCO) 

und ein 14-Bit-RF-DAC-Kern integriert. Die 

benutzerkonfigurierbaren linearen 4x, 5x, 6x, 8x, 

10x, 12x, 16x, 20x oder 24x Phaseninterpolationsfilter 

reduzieren die von einen FPGA/ASIC 

benötigte Eingabedatenbandbreite. Der NCO 

erlaubt völlig agile Modulation des Eingangs- 

Basisbandsignals für direkte HF-Synthese. 

Der MAX5868 enthält eine quellensynchrone, 

parallele 16-Bit-LVDS-Dateneingabe-Schnittstelle. 

Die Eingangs-Basisband-I- und Q-Signale 

werden an einem für doppelte Taktrate von bis 

zu 1240 Gwps (620 Mwps für I und Q jeweils) 

konfigurierten parallelen Eingangs-Port zeitlich 

ineinander verschachtelt. Der Baustein akzeptiert 

Daten im Wort- (16 Bit), Byte- (8 Bit) oder 

Nibble-Modus (4 Bit). Die Eingangsdaten werden 

an dem mit den Daten gelieferten Datentakt 

ausgerichtet. Ein Eingangs-FIFO entkoppelt 

das Timing des Eingangsinterfaces von 

der DAC-Update-Clock-Domain. Außerdem 

sind ein Paritätseingang und ein Parity-Flag- 

Interruptausgang vorhanden, um die Datenintegrität 

sicherzustellen. 

Der MAX5868 Takteingang hat ein flexibles 

Taktinterface und akzeptiert ein differentielles 

Sinus- oder Rechteck-Clocksignal. Der Baustein 

liefert einen geteilten Referenztakt, um Synchronisation 

mit dem FPGA/ASIC zu ermöglichen, 

das seinen Eingang ansteuert. Zusätzlich stehen 

spezielle Eingangs- und Ausgangssignale 

für die Synchronisierung mehrerer Bausteine 

zur Verfügung. 

Herkömmliche Architekturen, 

wie die zuvor beschriebenen 

(d.h., ZIF, komplexe und reale 

IF), können dieses Breitbandleistung 

nicht mit einem einzelnen 

Sender erreichen. Zum 

Beispiel benötigt ein herkömmlicher 

Schmalband-Sender, der 

das nicht zusammenhängende 

Interband-CA-Szenario von Bild 

6 unterstützen soll, zwei komplette 

HF-Signalpfade. 

Jeder Signalweg enthält mehrere 

RF-ICs mit der erforderlichen 

Filterung, wobei jeder 

Signalweg einem individuellen 

Komponententräger (CC1 und 

CC2) zugeordnet ist. Das führt 

zur Verdopplung der benötigten 

Bauelementen und der größere 

PCB-Fläche. Noch aufwändiger 

im Design sind Lösungen mit 

einem konventionellen Real-IF- 

Breitbandsender. 

Bei Downlink-CA-Applikationen 

bietet ein Breitband-DAC- 

Sender folgende wichtigen 

System-Ebenen-Vorteile: 

Das IC verwendet eine differentielle Stromsteuerungsarchitektur 

und kann ein 0-dBm- 

Ausgangssignal an einer Last von 50 Ohm liefern. 

Beim Betrieb an Versorgungsspannungen 

zwischen 1 und 1,5 V verbraucht der Baustein 

1,5 W bei 5 Gsps. Er wird in einem kompakten, 

144-poligen CSBGA-Gehäuse geliefert 

und ist für den erweiterten Temperaturbereich 

von -40 °C bis +85 °C spezifiziert. 

Weitere technische Merkmale 

• Direkte RF-Synthese für die Datenübertragung 

- 4,96 Gsps DAC-Ausgangs-Aktualisierungsrate 

- Hochleistungs-14-Bit-RF-DAC-Kern 

- Digitaler Quadraturmodulator und NCO 

mit 1 Hz, 10 Hz, 100 Hz, 1 kHz, 10 kHz 

Auflösung 

- 4x, 5x, 6x, 8x, 10x, 12x, 16x, 20x, 24x 

Interpolation 

- 16-Bit 1240 Mwps DDR paralleler LVDS 

Datenbus 

• Hochflexibel und konfigurierbar 

- Datenbus mit Wort-, Byte- und Nibble- 

Modus 

- Referenz-Taktausgang für FPGA Schnittstelle 

- Mehrfache DAC-Synchronisation 

- SPI-Schnittstelle für die Konfiguration 

des ICs 

• Low Power, kompakte Abmessungen 

- 1,5 W bei fCLK = 5 Gsps 

- 10 mm x 10 mm, 144-Pin- CSBGA 

Anwendungen 

• DVB 

• Downstream-DOCSIS-CMTS-Modulatoren 

• DVB-T/DVB-T2/DVB-C2/ISDB-T-Modulatoren 

• Ethernet PON über Koax 

• LTE-Band-Abdeckung bis zu 

2,2 GHz 

• erheblich weniger ICs, keine 

analogen IF- oder Basisband- 

Filter 

• ein Footprint, der den kleinstmöglichen 

PCB-Bereich 

belegt. 

Entwurfs-Beispiel 

Das nachfolgende Fallstudienbeispiel 

stellt eine typische 


LTE 

RF-DAC-Senderanwendung 

in einem AAS-Design vor. Wie 

bereits erläutert ordnen AAS 

mit eingebetteter HF jedem 

kreuzpolarisierten Antennenelement 

einen Transceiver zu. 

Ein zweispaltiges Array mit 16 

neben einander angeordneten, 

kreuzpolarisierten Elementen 

enthält insgesamt 16 Zweikanal-HF-Transceiver 

(2T2R) mit 

DPD (2DPD) wie Bild 7 zeigt. 

Der TX-Signalweg in jedem 

Transceiver hat seine eigene 

HF-PA mit typisch 5 W, sodass 

das Array eine Gesamtausgangsleistung 

von 80 W erreicht. 

Eine High-Band-Antenne 

misst 305 mm (W) x 1270 mm 

(L) x 178 mm (d). Der verfügbare 

Bereich für die Elektronik 

innerhalb der Antenne ist kleiner 

als 2062 Quadratzentimeter. 

Jeder der 16 benötigten Transceiver 

(einschließlich Energiemanagement, 

allen Mess- und 

Kontrollfunktionen sowie HF- 

Duplexern), darf daher nur eine 

PCB-Fläche von ungefähr 130 

Quadratzentimetern belegen 

(Bild 8). 

D a s b e d e u t e t p r a k t i s c h , 

dass ein kompletter eNodeB 

2T2R+2DPD-Transceiver auf 

die halbe Größe eines typischen 

Schuhkartons schrumpfen 

muss. Um diese Größenreduktion 

zu überwinden, ist 

kompakte HF-Integration ein 

Schlüssel-Design parameter bei 

zukünftigen Aktiven Antennen 

Systemen. Außerdem 

wird in AAS-Anwendungen 

die Leistungsaufnahme und 

die Wärmeableitung kritisch, 

da die Anzahl der HF-Transceiverkanäle 

sehr groß ist. die 

Antenneneinheiten nur passiv 

gekühlt werden und das System 

u.U. hohen Außentemperaturen 

ausgesetzt ist. 

Ein RF-DAC-Sender benötigt 

ca. 1 W weniger Leistung als 

herkömmliche Architekturen. 

Da die Antenne 32 Senderkanäle 

hat, ergibt sich damit insgesamt 

eine Einsparung von 32 W pro 

AAS. Diese Einsparung und 

die verringerte Wärmeableitung 

ist in mastmontierten Outdoor- 

AAS-Installationen wichtig, 

wo kompakte Größe und hohe 

Zuverlässigkeit kritisch sind. 

Bei AAS-Anwendungen erbringt 

der RF-DAC-Sender bedeutende 

Energieeinsparungen und Größenreduzierungen, 

liefert aber 

trotzdem alle vorher beschriebenen 

Vorteile auf Systemebene. 

Schlussfolgerung 

In den folgenden fünf Jahren 

wird ein exponentieller Anstieg 

des Volumens des mobilen 

Datenverkehrs und der Zahl der 

mobilen Breitbandnutzer erwartet. 

Neue bandbreitenhungrige 

bewegliche Dienste wie Multimediaübertragungen, 

HD-Video 

und Filesharing werden dann 

nach noch höheren Spitzen- 

Datenraten verlangen. Aber das 

verfügbare zelluläre Spektrum 

ist eine wertvolle und begrenzte 

Ressource, die effizient verwendet 

werden muss. 

Um langfristige Rentabilität 

zu sichern, werden daher die 

Investitionen der Service Provider 

vor allem im Bereich 

LTE-Advanced erfolgen. Die 

Zugriffstechnologien, die in 

3GPP Rel-12 umrissen werden, 

sprechen die Höchst datenraten, 

die Spektrumnutzung und die 

Netz-Leistungsfähigkeit an, 

die Provider benötigen, um den 

mobilen 4G-Breitbandbedarf 

abzudecken. Breitband-CA, 

AAS mit eingebetteter HF und 

Downlink-MIMO höherer Ordnung 

stellen neue Integrationsherausforderungen 

für eNodeB- 

Designer dar. 

Analoge HF-Integration 

ist unerlässlich, um die Herausforderungen 

der Radiointegration 

in 4G-Basisstationen zu 

überwinden. Der neue RF-DAC- 

Sender mit Direktkonvertierung 

ist eine völlig neue Technologie, 

die sich grundsätzlich von den 

herkömmlichen Lösungen unterscheidet. 

Verglichen mit bisherigen 

HF-Sendern, verringert ein 

RF DAC, wie der MAX5868, 

Systemkosten und -komplexität, 

belegt weniger PCB-Fläche, verbraucht 

eine geringere Energie 

und liefert Ultra-Breitband-Leistung 

mit LTE-Bandabdeckung 

bis zu 2,2 GHz. ◄ 

NI (formerly AWR), der Innovations führer bei 

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Praxis 

Die Tücken passiver und aktiver Tastköpfe 

Tastköpfe sind tückisch, 

da sie schlicht und 

harmlos wirken, 

das Messergebnis 

aber erheblich 

verfälschen können. 

Der Beitrag erläutert 

die gefährlichsten 

Fallstricke. 

Sowohl passive als auch aktive 

Tastköpfe weisen bei Signalfrequenzen 

ab etwa 1 MHz Eingangsimpedanzen 

auf, die mehr 

oder weniger stark von den für 

DC/1 kHz geltenden Werten 

abweichen. Hersteller weisen 

leider selten darauf hin. Auch 

oberflächliche oder rein theoretische 

Darstellungen zu Tastköpfen, 

wie man sie etwa vielfach im 

Internet finden kann, übersehen 

dieses Problem und verstärken 

daher den Eindruck, dass ein 

solches nicht existiert. Dabei 

sinkt der ohmsche Eingangswiderstand 

eines Tastkopfes ab 

Bild 1: Grundaufbau eines Teilertastkopfs 

etwa 1 MHz nennenswert. Nur 

die Eingangskapazität ist nicht 

nennenswert frequenzabhängig. 

Frequenzabhängigkeit 

des Scope-Eingangswiderstands 

Bild 2: Verlauf des ohmschen Anteils an der Eingangsimpedanz 

dreier Teilertastköpfe 

Oszilloskope mit nicht besonders 

hoher Grenzfrequenz haben 

einen hochohmigen Eingang. 

Bei HF-Messungen mit einem 

solchen Oszilloskop achtet man 

meist nur auf dessen Grenzfrequenz 

bzw. Eigenanstiegszeit. 

Jedoch muss bei Messungen an 

mittel- und hochohmigen Punkten 

auch die Frequenzabhängigkeit 

des ohmschen Anteils am 

Eingangswiderstand des Scopes 

beachtet werden. Kein Wunder, 

dass sie meist komplett übersehen 

wird: Zu der verbreiteten 

Angabe „1 MOhm parallel zu 

25 pF“ findet man keine Einschränkung 

in Bezug auf die 

Einsatzfrequenz. 

Ursache des mit der Frequenz 

nachlassenden ohmschen Werts 

ist die Güte der parallelen Kapazität, 

wobei zwei „Wirkmechanismen“ 

zu nennen sind: 

• Die Güte eines Kondensators 

fällt in der Regel mit der 

Frequenz. 

• Der sich aus der Güte ergebende 

Verlustwiderstand ist 

indirekt proportional zum 

Blindwiderstand des Kondensators 

und somit zur Frequenz. 

Um das besser zu verstehen, sei 

ein typischer keramischer Kondensator 

betrachtet. Seine Güte 

(Q) bei 1 MHz sei 6000, bei 

10 MHz jedoch nur 3000. Für 

30 pF ergeben sich als Blindwiderstände 

(X C ) bei 1 MHz 

-5,3 kOhm und bei 10 MHz 

-530 Ohm. Daraus erhalten wir 

nun durch Multiplizieren von 

Q mit dem Betrag von XC die 

(parallelen) Verlustwiderstände: 

bei 1 MHz etwa 32 MOhm und 

bei 10 MHz etwa 1,6 MOhm. 

Bei 1 MHz ist somit noch der 

ohmsche Anteil von 1 MOhm 

dominant, bei 10 MHz hingegen 

beträgt nun der gesamte ohmsche 

Parallelwiderstand nur noch rund 

600 kOhm (1 MOhm parallel zu 

1,6 MOhm). 

Das gilt für Direktanschluss der 

Quelle an die Scope-Eingangsbuchse 

und ist daher praktisch 

oft noch nicht die ganze Wahrheit. 

Denn oft wird ein passiver 

Tastkopf 1:1 oder 1:10 benutzt, 

wobei man sich meist vorstellt, 

dass ersterer zwar die Parallelkapazität 

erhöht, sonst aber keine 

negativen Auswirkungen hat und 

dass zweiter die Belastung des 

Messobjekts senkt. Dies sind oft 

Trugschlüsse. 

Passiver 1:1-Tastkopf 

Er erhöht die bezüglich Güte 

nicht ideale Parallelkapazität 

nennenswert. Angenommen 

sei ein 50 cm langer Tastkopf; 

dann lässt sich dessen Kapazität 

mit ebenfalls 30 pF veranschlagen. 

Der gesamte Blindwiderstand 

bei 1 (10) MOhm ist 

nun -5,3 kOhm/2 = 2,65 kOhm 

(560 Ohm/2 = 265 Ohm). Mit 

obigen Güten errechnen sich 

Verlustwiderstände von etwa 16 

bzw. 0,8 MOhm. Die wirksamen 

ohmschen Gesamtwiderstände 

sinken auf 941 bzw. 444 kOhm. 

Passiver 1:10-Tastkopf 

Ein oft benutzter Zusatz ist der 

passive Teilertastkopf 1:10. 

Denn da die Scopes recht empfindlich 

sind, bereitet die Spannungsteilung 

meist keine Probleme. 

Das Schaltungsprinzip 

zeigt Bild 1 – ein frequenzkompensierter 

Spannungsteiler. 

So ein Tastkopf verspricht auf 

den ersten Blick einen kapazitätsarmen 

und sehr hochohmigen 

Eingang und damit die problemlose 

Lösung vieler Messaufgaben. 

In Wirklichkeit werden 

die Anwendungsmöglichkeiten 

jedoch von nicht sofort erkennbaren 

negativen Eigenheiten 

überschattet. Weder Hersteller 

noch Fachbücher weisen ausreichend 

auf die Tücken der 

1:10-Teiler hin, sondern stellen 

dieses Zubehör leider oft nur als 

vorteilhaft dar. Der Grundtenor 

entspricht folgendem Zitat aus 

diskret verschwiegener Quelle: 

„Für einwandfreie Anzeigeergebnisse 

bei hochohmigeren 

Messspannungsquellen und 

höheren Frequenzen werden vorzugsweise 

Tastköpfe eingesetzt. 


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Praxis 

Bild 3: Grenzfrequenz und Anstiegszeit 

Durch die Reihenschaltung der 

Widerstände ergibt sich ein 

gesamter Eingangswiderstand 

von 10 MOhm für die Messspannungsquelle. 

Die Eingangskapazität 

von 15 pF des Messverstärkers 

wird ... auf ein Zehntel, 

also 1,5 pF, reduziert.“ Doch das 

stimmt bei Frequenzen ab etwa 

1 MHz auf keinen Fall, denn hier 

machen sich die beim Scope- 

Eingang erläuterten negativen 

„Wirkmechanismen“ auf Basis 

der Kondensatorgüte noch drastischer 

bemerkbar. 

Zur Eingangskapazität des Oszilloskops 

(etwa 15 pF bei hochwertigen, 

etwa 30 pF bei preiswerten 

Geräten) gesellt sich noch 

die Tastkopf-Kabelkapazität von 

z.B. 50 pF hinzu. Das bedeutet 

insgesamt ungefähr 70 pF, und 

daraus resultieren etwa 6,7 pF 

parallel zu den 9 MOhm im Tastkopf, 

denn die Produkte aus den 

beiden ohmschen Widerständen 

und den ihnen parallelliegenden 

Kapazitäten (die Zeitkonstanten) 

müssen gleich sein: 

1 MOhm x 60 pF = 

9 MOhm x 6,7 pF = 60 µs 

Das würde etwa 6 pF Eingangskapazität 

bedeuten (6,7 pF in 

Reihe mit 60 pF). Doch ein 

solcher Tastkopf hat ein mehr 

oder weniger gut schirmendes 

Gehäuse und damit eine Streukapazität 

zwischen Tastspitze 

und Masse. Daher begegnet 

man in der Praxis Werten zwischen 

8 und 16 pF. Grob ausgedrückt: 

Gegenüber der Scope- 

Eingangskapazität wurde lediglich 

halbiert. 

Die größte negative Überraschung 

dürfte das steile Absinken 

des ohmschen Eingangswiderstands 

mit der Frequenz 

sein. In Bild 2 ist dies für 

drei verschiedene 1:10-Tastköpfe 

dargestellt. Die Ursache 

liegt im Wesentlichen im 

Verlust(widerstand) des kleinen 

Kondensators parallel zum 

9-MOhm-Widerstand (Trimmer). 

Der Abfall ist aus den beiden 

bereits genannten Ursachen 

drastisch. Obwohl die Kapazität 

hier recht klein ist, wird der Verlustwiderstand 

schon ab etwa 

100 kHz relevant. 

Angenommen seien 10 pF 

Eingangskapazität. Deren X C 

bei 1 (10) MHz ist -16 (-1,6) 

kOhm. Mit den obigen Güten 

von 6000 bzw. 3000 folgen 

die (parallelen) Verlustwiderstände 

bei 1 (10) MHz von etwa 

96 (4,8) MOhm. Bei 1 MHz ist 

somit noch der 9-MOhm-Widerstand 

im Teiler dominant. Bei 

10 MHz hingegen beträgt nun 

der gesamte ohmsche Vorwiderstand 

nur noch rund 3 MOhm. 

In der Tastkopfpraxis sieht die 

Sache noch viel schlimmer aus: 

Die drei Tastköpfe weisen bei 

Bild 4: Umschaltbarer passiver Tastkopf 

10 MHz nur ungefähr 700, 150 

und 40 kOhm auf. Ursache sind 

deutlich niedriger Güten als 3000 

(vermutlich durch das Kabel). 

Die zitierte Aussage verliert 

also je nach Tastkopfqualität und 

zulässiger Toleranz bereits ab 

einigen 100 kHz ihre Gültigkeit. 

Teilerfaktor über der 

Frequenz 

Es wurde gezeigt, dass die Kombination 

1:10-Tastkopf/Scope 

bereits ab mehreren 100 kHz kritisch 

wird. Daher stellt sich die 

Frage, wie der Teilerfaktor von 

der Frequenz abhängt. Bei deren 

Beantwortung darf man nicht 

das dem Scope-Eingang parallel 

liegende Tastkopfkabel vergessen. 

Dieses bewirkt nämlich, 

dass nun für die beiden in Reihe 

liegenden RC-Kombinationen 

• 9 MOhm parallel Trimmer und 

• 1 MOhm parallel 15 oder 

30 pF plus Kabelkapazität 

Bild 5: Tastkopf mit Abgleichmöglichkeit mittels 1-kHz- (LF) und 

1-MHz-Rechtecksignal (RF) 

ein ähnliches Verhalten angenommen 

werden kann. Wäre 

das Verhalten exakt gleich, so 

würde der Teiler bei jeder Frequenz 

1:10 teilen. Daher ist hier 

praktisch nur ein geringer Messfehler 

zu befürchten. Dies belegen 

auch Versuchsmessungen. 

Hauptsächlich störend ist somit 

nur das starke Absinken des 

ohmschen Anteils am Eingangswiderstand. 

Die Frequenzabhängigkeit 

des Teilerfaktors bleibt 

jedoch in vertretbaren bzw. 

engen Grenzen, insbesondere 

wenn der Tastkopf spezielles 

Zubehör des Scopes ist. 

Harmonieren jedoch die Kapazitäten 

nicht, setzt die Kapazitätsabhängigkeit 

des Teilerfaktors 

schon bei unvermutet niedriger 

Frequenz ein. Als Grenze 

zwischen ohmscher und kapazitiver 

Teilung sieht man die so 

genannte Übergangsfrequenz 

(von ohmscher zu kapazitiver 

Teilung) an. Diese erhält man, 

indem man 0,159 durch die Teilerzeitkonstante 

teilt. Mit obigen 

60 µs = 0,06 ms folgt: 

0,159/0,06 ms = 2,65 kHz 

Folglich muss so ein Tastkopf 

auch für Messungen im Audiobereich 

exakt abgeglichen sein. 

Dieser Abgleich mithilfe eines 

oft vom Scope selbst bereitgestellten 

Rechtecksignals wird 

in der Literatur ausführlich dargestellt 

und ist dem erfahrenen 

Praktiker gut bekannt: Das 

„Dach” der Impulse am Scope- 

Eingang muss möglichst ideal 

sein. Ein wichtiges Tastkopf- 

Kennzeichen ist sein Kompen- 


Praxis 

Bild 6: Schaltung eines 1:10-Tastkopfs von Tektronix 

sationsbereich, d.h. der Bereich, 

in dem die Scope-Eingangskapazität 

liegen darf, damit sich 

dieses Ziel erreichen lässt. 

Grenzfrequenz und 

Anstiegszeit mit 

Tastkopf 

Kombiniert man einem Verstärker 

mit einem weiteren Vierpol, 

z.B. einem Tastkopf, so 

liegt die neue Grenzfrequenz 

unter der Grenzfrequenz beider 

Vierpole. Man sollte sie mithilfe 

eines durchstimmbaren 

HF-Signalgenerators ermitteln. 

Der Tastkopf wird dabei direkt 

an den Ausgang des Generators 

gelegt. Dieser Test lässt übrigens 

oft auch erkennen, ob der Teiler 

über- oder unterkompensiert ist. 

Im ersten Fall (Trimmerkapazität 

zu groß) kann die Gesamtbandbreite 

größer als die Bandbreite 

des Oszilloskops allein sein. Die 

Bandbreite üblicher 1:10-Teiler 

liegt im Bereich 100 bis 

450 MHz. 

Gibt man an den Eingang eines 

Oszilloskops eine ideale Flanke, 

so stellt das Oszilloskop diese 

nicht entsprechend dar. Das 

gilt noch mehr für den Betrieb 

mit Tastkopf. Die Zeit, in der 

eine Flanke von 10 % auf 90 % 

gestiegen ist, bezeichnet man als 

Anstiegszeit t r , und es gilt mit der 

oberen -3-dB-Grenzfrequenz f G 

des Vierpols: 

tr = 0,35/fG 

Bild 3 bringt dies grafisch. 

Besonders in der heutigen Zeit 

Bild 7: Starkes Überschwingen durch ungünstigen 

Masseanschluss (ganz oben) im Vergleich zu relativ guten 

Anschlüssen (Quelle: [3]) 

der Highspeed-Digitaltechnik 

sollte man die „Trägheit“ seines 

Oszilloskops mit und ohne Tastkopf 

kennen. Ein 50-MHz-Typ 

schafft es also beispielsweise 

nur, Flanken mit einer Anstiegszeit 

über 7 ns richtig darzustellen. 

Jede schnellere Flanke 

wird als 7-ns-Flanke dargestellt, 

wobei es bei schmalen Impulsen 

zu einem beträchtlichen Amplitudenfehler 

kommen kann. Ein 

passender Tastkopf verschärft 

das Problem zum Glück kaum. 

Das hat zwei Gründe: 

• Seine Grenzfrequenz ist in 

der Regel deutlich höher als 

die des Scopes. 

• Die gesamte Anstiegszeit 

errechnet sich nach folgender 

Formel: 

t r 

2 

= t r1 

2 

+ t r2 

2 

Ein 100-MHz-Tastkopf vor 

einem 50-MHz-Scope führt 

somit auf 7,8 ns. 

Zur Korrektur der Anstiegszeit 

rechnet man: 

2 2 2 

t r Signal = t r mess - t r Scope 

t r Signal ... Anstiegszeit des gemessenen 

Signals 

t r mess ... gemessene (abgelesene) 

Anstiegszeit 

t r Scope ... Anstiegszeit des Oszilloskops 

(0,35/f G ) 

Wirklich problematisch wird es 

nur bei stark nichtsinusförmigen 

Signalen, weil diese mehr und 

mehr sinusförmig (also verzerrt) 

abgebildet werden, je größer 

das Verhältnis Signalfrequenz 

zu Scope-Grenzfrequenz wird. 

Praktische Tastköpfe 

Es ist relativ unkompliziert, 

einen Tastkopf zu bauen, der 

sich auf 1:1 und 1:10 einstellen 

lässt (Bild 4). Es genügt ja ein 

Schalter über dem hochohmigen 

Widerstand. In der Praxis sieht 

man auch zusätzliche Abgleichelemente 

vor. So besitzt der in 

Bild 5 gezeigte Tastkopf neben 

dem Trimmer direkt im Kopf 

noch einen in einer kleinen Box 

vor dem Messgerät. Erster dient 

dem Abgleich besonders für 

niedrige Frequenzen (LF), zweiter 

dem Abgleich für hohe Frequenzen 

(RF). In der Schaltung, 

welche Bild 6 zeigt, erfolgt der 

Abgleich mit zwei Widerstandstrimmern 

(R2 und R3) und dem 

Trimmer C2. 

Die Leitungslänge 

Da die Kapazität der Leitung 

des passiven Tastkopfes direkt 

(1:1-Tastkopf) oder indirekt 

(1:10-Tastkopf) die Eingangskapazität 

des Tastkopfes bestimmt, 

sollte die Leitung nicht länger 

als nötig sein. Es lohnt sich, für 

verschiedene Messungen Tastköpfe 

mit verschieden langen 

Leitungen vorrätig zu haben. 

Auch eine Kapazität stellt eine 

Belastung dar, da sie zwar keine 

Leistung verbraucht (in Wärme 

umwandelt), aber einen zum 

Betrag des Blindwiderstands 

indirekt proportionalen Strom 

hervorruft. Weiter wirkt eine 

Messgeräte-Eingangskapazität 

im HF-Bereich verstimmend, 

falls an Schwingkreisen oder 

Filtern gemessen wird. Mehr 

noch: Oft stört die Induktivität 

der Leiter auf der Tastkopfseite 

(Signalleitung und Masseleitung 

des Prüflings plus Masseleitung 

des Tastkopfs). Zusammen mit 

der Eingangskapazität des Tastkopfs 

bildet diese Induktivität 

einen Serienschwingkreis, dessen 

Resonanz sich als störender 

Überschwinger im Schirmbild 

zeigen kann (Bild 7). Man sollte 

daher immer so nahe wie möglich 

am Messpunkt ansetzen. 

Jede Tastkopfleitung kann hingegen 

als homogen angesehen wer- 


Praxis 

Bild 8: Die Eingangsimpedanz des aktiven Tastkopfs N2795A von 

Agilent sinkt ab 100 kHz (blau Simulation, rot gemessen) 

den. Eine solche Leitung wird 

daher lediglich durch einen Wellenwiderstand 

und eine Dämpfung 

gekennzeichnet. Eine Resonanz 

mit der Scope-Eingangskapazität 

ist ausgeschlossen. 

Spannungsfestigkeit 

mit 1:10-Tastkopf 

Ein Neuntel der Eingangsspannung 

fällt am Trimmer ab, dessen 

Spannungsfestigkeit somit 

die Spannungsfestigkeit des 

Tastkopfs bestimmt. Diese kann 

aber geringer sein als der zehnfache 

Wert für das Oszilloskop. 

Doch das ist längst noch nicht 

alles: Die zulässige Spannung an 

Kondensatoren und somit Tastköpfen 

ist auch stark von der 

Frequenz abhängig, wie es ein 

Diagramm im Datenblatt darstellen 

sollte. Es gibt nämlich drei 

Frequenzbereiche mit eigenen 

Ursachen für die Begrenzung, 

nämlich Spannungsfestigkeit 

(Überschlagsfestigkeit), Leistung 

(Wärmeresistenz) und 

Strom (Leiterquerschnitt). 

Gegenüber der pauschalen Aussage, 

an den Tastkopf könne eine 

zehnmal höhere Spannung gelegt 

werden als an das Oszilloskop, 

ist folglich Skepsis angebracht. 

In der Regel wird die Spannungsfestigkeit 

über die Spitzenspannung 

definiert. Üblich 

sind 500 oder 600 V für niedrige 

Frequenzen. 

und Ausgangsspannung auch 

immer exakt in Phase. Falsch ist 

die Annahme, der Phasenfehler 

bei Über- oder Unterkompensation 

würde mit der Frequenz 

zunehmen – so wie sich etwa 

die Phasenverschiebung eines 

RC-Glieds mit der Frequenz 

immer mehr 90° annähert. Im 

Gegensatz zu solchen Vierpolen 

erreicht der Phasenfehler eines 

Teilertastkopfs bei der Übertragungsfrequenz 

sein Maximum, 

um danach wieder abzufallen. 

Praktisch spielt das „Problem 

Phasenfehler“ daher kaum eine 

Rolle. 

Aktive Tastköpfe 

Die aktiven Probes eliminieren 

das Problem der Zuleitung 

zum Messgerät, da sie wie Puffer 

wirken. Aktive Tastköpfe 

haben daher eine sehr geringe 

Eingangskapazität von z.B. nur 

1,5 pF. Hinzu kommt, dass hohe 

Bandbreiten (über 1 GHz) möglich 

sind. Man ist daher gern 

bereit, den recht hohen Anschaffungspreis 

zu zahlen. 

Die Spannungsverstärkung ist 1; 

mehr wird auch nicht benötigt, 

denn das Oszilloskop ist empfindlich 

genug. Doch bezüglich 

Eingangsimpedanz ähnelt das 

Verhalten im HF-Bereich dem 

passiver Tastköpfe. Grundsätzlich 

also auch hier das Problem 

des mit der Frequenz fallenden 

Eingangswiderstands, wie es 

Bild 8 beispielhaft zeigt. Da das 

aktive Bauelement im Eingang 

jedoch eine Vorspannung benötigt, 

sind hier Querwiderstände 

unvermeidlich, sodass auch bei 

niedrigen Frequenzen Werte über 

1 MOhm kaum erreicht werden 

(Bild 9). Setzt man gleich deutlich 

niedriger an, so gelingt es 

natürlich, den relativ niedrigen 

DC-Wert dann auch für Frequenzen 

bis z.B. 5 MHz recht 

konstant zu halten, wie das etwa 

bei einigen Hameg-Tastköpfen 

der Fall ist. Neue technische 

Möglichkeiten können die Breitbandverstärker 

in aktiven Tastköpfen 

nicht erschließen [4]; 

sie sind ähnlich wie Scope-Eingangsverstärker 

geschaltet, setzen 

z.B. auf einen Sperrschicht- 

FET in Source-Schaltung. Was 

von dessen Eingangsimpedanz 

zu erwarten ist, zeigt beispielhaft 

Bild 10. Addiert man die Werte 

für eine Frequenz quadratisch, 

erhält man den Leitwert der Eingangsimpedanz. 

Jedoch entstehen gegenüber passiven 

Probes auch neue Schwierigkeiten. 

So ist der Eingang 

empfindlich gegen Überlastung, 

und über die Netzstromversorgung 

kann eine Masseschleife 

entstehen. Weiterhin ist im 

Gegensatz zum zulässigen Eingangsspannungsbereich 

(als 

Effektivwert oder +/-Spitzenwert 

angegeben) nur der deutlich 

kleinere lineare Bereich 

(meist als +/-Spitzenwert angegeben) 

für präzise Messungen 

geeignet. Die hohe Bandbreite 

wird schnell durch kleine Leitungslängen 

(Induktivitäten) 

zum eigentlichen Messpunkt 

hin eingeschränkt (Bild 11). Und 

schließlich: Der Eingang ist nur 

bestimmungsgemäß geschützt, 

wenn am Tastkopf die Betriebsspannung 

anliegt. 

Beim Einsatz von aktiven Probes 

muss man wie bei den passiven 

Tastköpfen auf die Harmonie 

zwischen Scope und Vorsatz 

achten. Auch hier ist bei hohen 

Frequenzen der ohmsche Anteil 

an der Eingangsimpedanz zu 

beachten; ein Aufsteck-Teiler 

bewirkt diesbezüglich aber oft 

Wunder, da es durch das direkte 

Aufstecken keine störende 

Kabelkapazität mehr gibt, siehe 

Bild 12. Erst teilen und dann die 

Impedanz wandeln, macht hier 

wirklich Sinn. 

Fazit 

Was im Gleichspannungsbereich 

für ein einfaches Multimeter 

kein Problem darstellt, 

nämlich ein sehr hochohmiger 

Eingang, ist im Hochfrequenzbereich 

nur schwer möglich. Wir 

haben das Frequenzverhalten 

des ohmschen Eingangswiderstands 

sorgfältig untersucht und 

exemplarisch für drei passive 

Tastköpfe dargestellt sowie den 

Verlauf der Eingangsimpedanz 

eines aktiven 1-GHz-Tastkopfs 

gesehen. 

All das lehrt: Passive und aktive 

Tastköpfe müssen mit Verstand 

eingesetzt werden. Daher sollte 

man seinen Teiler gut kennen. 

Leider halten sich die meisten 

Hersteller mit der Darstellung 

der Eingangsimpedanz über der 

Frequenz sehr zurück, sowohl 

bei passiven als auch bei aktiven 

Tastköpfen. Eine eigene Ermittlung 

ist recht aufwändig. Man 

kann z.B. die Güte eines LC- 

Kreises zunächst in Serienresonanz 

und damit recht unabhängig 

von der Belastung, also 

recht genau bei verschiedenen 

Frequenzen ermitteln. Dann 

misst man die Güte in Parallelresonanz 

mit dem Tastkopf. Durch 

Der Phasengang 

Nur bei einem exakt abgeglichenen 

Tastkopf liegen Ein- 

Bild 9: Darstellung allgemeiner Tastkopfdaten im Beitrag „Thema Tastkopf“ aus dem Internet 


Praxis 

nur -16 kOhm Blindwiderstand, 

über den dann der von 1 MOhm 

deutlich abweichende ohmsche 

Anteil der Scope-Eingangsimpedanz 

am Messpunkt liegt. 

FS 

Quellen: 

Bild 10: Frequenzabhängigkeit des Blindleitwerts und des 

ohmschem Leitwerts (entsprechender Widerstand z.B. 50 kOhm 

bei 20 MHz und 2,5 kOhm bei 100 MHz) in der Eingangsimpedanz 

des modernen S-FETs BF862 in Sorce-Schaltung 

die mit steigender Frequenz nun 

stark zunehmende Belastung 

ergeben sich niedrigere Werte 

als zuvor. Nun kann man auf die 

Belastung zurückrechnen. Aus 

dem gesamten parallelen Verlustwiderstand 

eliminiert man 

Bild 12: Ohmscher Anteil (obere Linie) und kapazitiver Blindanteil 

am Eingangswiderstand des aktiven Teilers P 6201 ohne (links) 

und mit (rechts) Aufsteckteiler. Bei 1 GHz beträgt R p 20 bzw. 

250 Ohm – ein beeindruckender Unterschied. 

Bild 11: Anschauliche 

Darstellung der Wirkung der 

Leitungslänge zum Messpunkt 

(Quelle: [5]) 

den Lastwiderstand, also den 

ohmschen Eingangswiderstand 

des Teilers. Der Verlustwiderstand 

des Kreises ist ja durch 

die unverfälschte Messung in 

Serienresonanz bekannt. Man 

kann bei Vorhandensein entsprechenden 

Equipments auch 

eine Eingangsimpedanzmessung 

vornehmen und den kapazitiven 

Anteil herausrechnen. 

Tastköpfe mögen zwar tückisch 

sein, haben aber dennoch ihre 

Berechtigung. Denn der Direktanschluss 

ans Oszilloskop ist 

ebenso wie der (vermeintlich 

„lose“) Anschluss lediglich über 

eine kleine Koppelkapazität kein 

brauchbarer Weg: Auch ein 1-pF- 

Kondensator hat bei 10 MHz 

[1] H. Schreiber: HF-Millivoltmeter 

für den Bereich 50 kHz 

bis 50 MHz, Funk-Technik 11/77 

[2] Dr. C. Paul: gemessene 

Hameg-Tastkopf-Daten, E-Mail 

vom 11.2.2005 an Autor 

[3] Hameg: Zubehör – Messfehlerminimierung 

durch richtigen 

Einsatz von passenden Tastköpfen 

(Internet) 

[4] Jae-Yong Chang, Agilent 

Technologies: Design How-To 

Active probes: Why they are 

worth buying (Internet) 

[5] Jae-Yong Chang, Kenny 

Johnson und Peter Kasenbacher: 

Messen mit dem Oszilloskop: 

Der richtige Tastkopf (Internet) 

Teiler-Tastkopf-Tipps 

1. Eine praktisch wertvolle Information ist der Verlauf des 

ohmschen Anteils über der Frequenz. Liefert der Hersteller 

diese Information nicht, sollte man den ohmschen Anteil 

zumindest abschätzen oder selbst ermitteln. 

2. Die Bandbreite des Tastkopfs sollte mindestens dreimal so 

hoch sein wie die des Scopes. (Einige Hersteller geben die 

Systembandbreite Tastkopf/Scope an, das ist praxisgerecht.) 

3. Beim „Umstieg“ auf ein anderes Oszilloskop und grundsätzlich 

nach einigen Monaten sollte neu abgeglichen werden. 

Tausch zwischen den Kanälen eines Geräts ist hingegen 

bedenkenlos möglich. 

4. Bei modular aufgebauten Tastköpfen darf man keinesfalls 

die Kabel und die zugehörigen Kompensationseinheiten vertauschen. 

5. Tastköpfe mit „langer Leitung“ sind möglichst zu vermeiden. 

Oft gelingt das Messen auch mit einem Tastkopf mit 

kurzem Kabel, wenn man Messobjekt und Scope räumlich 

konsequent zusammenbringt. 

6. Ein ungünstiger Masseanschluss führt zu (mitunter enormen) 

Verzerrungen und/oder Störeinkopplungen. Statt einer Krokoklemme 

bemühe man die mitgelieferten Masseschuhe. Tastkopfbuchsen 

haben sich als sehr gut brauchbar erwiesen. 

7. Bevor man überhaupt misst, suche man den optimalen 

Mess- und Massepunkt in der Schaltung. 

8. Bei Gütemessungen an Spulen/Parallelschwingkreisen sind 

die Reduktionskurven für Spannung und ohmschen Widerstand 

zu beachten. Der Tastkopf muss hier (kapazitiv oder 

induktiv und so konsequent wie möglich) angezapft angeschlossen 

werden. 


Application 

A Simulation-Based Flow for Broadband GaN 

Power Amplifier Design 

This application 

note demonstrates 

a simulation-based 

methodology for 

broadband power 

amplifier (PA) design 

using load-line, loadpull, 

and real-frequency 

synthesis techniques. 

Thanks to Ivan Boshnakov, 

ETL Systems Ltd., Malcolm 

Edwards, AWR Group, NI, and 

Larry Dunleavy and Isabella 

Delgado, Modelithics Inc. 

for their contributions to this 

application note 

Figure 1: Initial load-line analysis and harmonic impedance tuning. Left side is the schematic to bias 

and stabilize transistor and right is the IV curve simulation schematic. 

The design highlighted in this 

application note is a Class 

F amplifier created using 

the Qorvo 30 W gallium 

nitride (GaN) high electron 

mobility transistor (HEMT) 

T2G6003028-FL. Goals for this 

design included a minimum output 

power of 25 W, bandwidth of 

1.8 to 2.2 GHz, and maximum 

power-added efficiency (PAE). 

The design procedure was performed 

using the Modelithics 

GaN HEMT nonlinear model for 

the Qorvo transistor in conjunction 

with NI AWR Design Environment, 

inclusive of Microwave 

Office circuit design software, 

Modelithics Microwave Global 

Models, and the AMPSA Amplifier 

Design Wizard (ADW). 

Design Overview 

The design for this PA began 

with measurements of the voltage 

and current at the drainsource 

intrinsic current generator 

within Microwave Office. The 

near optimum load line, terminating 

impedances at the fundamental 

frequency, and impedances 

at harmonic frequencies 

for a single-drive frequency were 

located for the required mode of 

operation. The impedance regions 

were then extracted using 

load-pull simulations. Using 

ADW with Microwave Office 

software, the real-frequency synthesis 

of the matching networks 

was quickly realized simultaneously 

for the fundamental and 

harmonic impedances across 

a wide bandwidth. These fully 

laid-out matching networks were 

then exported to Microwave 

Office software for the remainder 

of the design optimization, 

Figure 2: Final results of tuning with IV curves with dynamic load 

line superimposed 


RF & Wireless 

Figure 6: Load-pull simulation schematic 

Figure 3: Smith chart view of 

the fundamental and harmonic 

impedances of the output tuner 

nonlinear analysis, and electromagnetic 

(EM) simulation. 

Design Process 

To begin the design process, a 

schematic was created to bias 

and stabilize the transistor. Once 

the conditions required for stability 

and biasing were established, 

the initial load-line analysis 

and harmonic-impedance tuning 

could be performed, as shown 

in Figure 1. 

Initial Load-Line and 

Harmonic Impedance 

Tuning 

First, a line was drawn on top 

of the IV curves to approximate 

the near-optimum load line for 

the fundamental frequency (the 

maximum swing of the RF voltage 

and current before hard clipping 

occurs). A dynamic load 

line was defined using meters 

located within the model to 

monitor the intrinsic drain voltage 

and current and superimposed 

on the IV curves by the IV 

dynamic load line (DLL) measurement. 

It was then tuned to 

be a straight line and parallel to 

the drawn line. 

The tuning at a chosen frequency 

was performed by tuning the 

magnitude and phase of the output 

tuner impedances. At this 

stage, the harmonic balance 

(HB) simulation was limited 

to just a single harmonic – the 

fundamental frequency. Additionally, 

the harmonic impedances 

of the output tuner and all the 

impedances of the input tuner 

were set to 50 ohms. The final 

results of this load-line tuning 

can be seen in Figure 2. 

Once the impedance of the fundamental 

frequency was determined, 

the second and the third 

harmonic impedances presented 

to the intrinsic drain were tuned 

according to the desired mode 

of operation. In the case of this 

application note, Class-F operation 

was desired, meaning that 

the second harmonic impedance 

was tuned to a short circuit and 

the third harmonic impedance 

was tuned to an open circuit, as 

shown in Figure 3. 

The fundamental impedance of 

the input tuner was then set to be 

a conjugate match to the S11 of 

the transistor and stability/bias 

network. This would provide 

the best match, and, therefore, 

maximum gain. The harmonic 

impedances of the input tuner 

were set to 50 ohms. 

Once all of the impedances were 

tuned, a final harmonic balance 

simulation (using three harmonics) 

was performed to confirm 

the design was in the desired 

mode of operation. Figures 4 

and 5 show the classic shapes 

of a Class-F mode design. 

Load-Pull Impedance 

Extraction 

With the previously defined 

input and output impedances, 

load-pull simulations were performed 

to produce contours, first 

for maximum power (P max ) and 

Figure 4: Final dynamic load-line after harmonic impedance 

tuning 

Figure 5: Intrinsic voltage and current waveforms after harmonic 

impedance tuning 


RF & Wireless 

Figure 7: The load-pull 

contours of the fundamental 

frequency for maximum power 

(blue) and drain efficiency 

(magenta) have been plotted 

in the same Smith chart. The 

green circle defines the region 

of mutually acceptable power 

and efficiency. 

then for maximum drain efficiency 

(DCRF). The same schematic 

was used for the load-pull 

simulations as for the initial 

tuning, except for the addition of 

an XDB control element (Figure 

6). This provided contours that 

were not only at a constant power 

and efficiency, but also at a constant 

gain compression. 

Notice that the schematic is identical 

to that of Figure 1, however, 

the input and output impedances 

have been updated and the XDB 

component has been added. 

In Figure 7 the contours at the 

fundamental frequency for both 

maximum power and efficiency 

have been superimposed in order 

to define a region of compromise 

for mutually acceptable power 

and efficiency. In this case, an 

output power 1 dB below the 

maximum and an efficiency five 

percent below the maximum 

was chosen. In the plot shown 

in Figure 7, a circle defining this 

region was placed by using an 

equation to define the acceptable 

area of the fundamental frequency 

impedance for the synthesis 

of the relatively broadband 

output network. 

In the next step, load-pull simulations 

for second and third harmonic 

frequencies were performed 

at the two impedances that 

provided the maximum power 

and maximum efficiency in the 

load-pull simulation of the fundamental 

frequency. The results 

Figure 8: Left plot of load-pull contours for the second harmonic frequency at the fundamental 

impedances for maximum power and drain efficiency. The acceptable region is below the drawn line. 

Right plot of load-pull contours for the third harmonic frequency at the fundamental impedances for 

maximum power and drain efficiency. The acceptable region is above the drawn line 

Figure 9: Left examples of the termination definition facilities in ADW. Right smith chart view of 

desired termination impedances (red, grey, pink, and blue) versus achieved impedances (green) 

Figure 10: Left initial hybrid microstrip / lumped-element output-matching network created in 

ADW. Right final output matching network after decoupling elements, optimization, and layout 

manipulation is complete 


RF & Wireless 

Figure 11: Final layout for the Class-F amplifier design 

Figure 12: Final simulated performance for the Class-F amplifier 

design 

for both load-pull simulations at 

the second and third harmonic 

can be seen in Figure 8. 

For the simulation at the second 

harmonic frequency, the optimum 

maximum efficiency in 

both cases was the same and 

the contours were essentially 

the same. A line was drawn to 

bound the area with acceptable 

performance. In this case, the 

acceptable region was below 

the line. For the simulation at 

the third harmonic frequency, 

the optimum maximum efficiency 

was again the same in both 

cases, however, the contours differed 

somewhat. Fortunately, the 

effect of varying the third harmonic 

impedance was small and 

an acceptable region was easily 

defined above the drawn line. 

The described impedance extraction 

process was performed for 

a few frequencies across the 

desired bandwidth. In the case 

of this application note, simulations 

for 1.8, 2, and 2.2 GHz 

were sufficient. It is important to 

note that this was a streamlined 

method of extracting the fundamental 

and harmonic impedances 

that relied on access to 

the voltage and current across 

the intrinsic generator. 

Access to the intrinsic device 

nodes enabled a near optimum 

tuning of the fundamental load 

line (impedance) and allowed for 

fixing the harmonics impedances 

for a particular mode of operation 

at the outset of the design. 

This capability, along with model 

availability, greatly sped up the 

design process by reducing iterative 

tuning between fundamental 

and harmonic load impedances. 

If the transistor model was a 

black box or the intrinsic access 

was not used, the load-pull impedance 

extractions would need to 

be performed for far more iterations. 

First, load pull for the 

fundamental frequency would 

have to be performed with the 

harmonics set to 50 ohms. Then, 

Figure 13: Simulated intrinsic device channel voltage and current 

wave forms at 1.8 GHz (top), 2 GHz (center), and 2.2 GHz (bottom) 

the load pull would have to be 

performed for harmonic loads 

and then with the newly found 

harmonic impedances. For the 

highest performance, load-pull 

analysis/optimization at the fundamental 

frequency would again 

need to be repeated. 


RF & Wireless 

Figure 14: Assembled Class-F amplifier design 

Figure 15: Simulated versus measured output power (red), PAE 

(blue), and S21 (green). Lines show simulated performance; 

symbols show measured data 

Figure 16: Simulated versus measured small signal S-Parameters 

Figure 17: Simulated versus measured output power (left) and PAE (right) 

More iteration would be needed 

for the harmonics, and at that 

point one might want to stop 

the iterations. The issue with 

this approach, other than the 

number of iterations required, 

is the uncertainty that optimum 

loads have actually been defined, 

and nothing would be known of 

mode of operation. 

Matching Network 

Synthesis 

Once all impedances were determined, 

ADW was used to synthesize 

the broadband matching networks. 

The required fundamental 

and harmonics impedance areas 

across the desired bandwidth 

were defined in the corresponding 

facilities of ADW, shown in 

Figure 9. The fundamental impedance 

areas for each frequency 

are circles on the Smith chart. 

The harmonic impedance areas 

are sections of the Smith chart. 

Based on the impedances input 

into ADW, an initial hybrid 

microstrip/lumped-component 

output-matching network was 

synthesized (left image in Figure 

10). The initial design was then 

exported into ADW’s analysis 

facility for the addition of all 

decoupling components, optimization, 

and layout manipulation. 

The final output-matching 

network design can be seen on 

the right in Figure 10. The same 

process was performed for the 

input matching network and both 

designs were exported to Microwave 

Office software to finalize 

the design. 

Finalizing the Design 

Once the matching networks 

were in Microwave Office, 

Modelithics models were substituted 

for the surface-mount 

lumped-element models used 

in ADW. Final linear, HB, EM, 

and DC simulations were then 

performed in Microwave Office 

to fine tune the design. The 

described design process typically 

eliminates the need for 

optimization. 

The final layout and design performance 

can be seen in Figures 

11 and 12, respectively. Figure 

13 shows the simulated intrinsic 

device channel voltage and 

current waveforms at 1.8, 2, and 

2.2 GHz. It can be seen that the 

mode of operation of the final 

design is very close to Class-F 


RF & Wireless 

Test & Measurement 

Arbitrary Waveform Generator Supports 

HDMI 2.0 Receiver Compliance Testing 

Figure 18: Results of a preliminary yield analysis showing the 

effect of part value tolerances on PAE. Performed with five percent 

tolerance on all capacitors in the output matching network 

across the required bandwidth. It 

could be claimed that the described 

method of design achieves 

an extended continuous Class-F 

mode of operation [1]. 

Measurement Results 

The Class-F power amplifier 

design presented in the design 

was built and tested. An image 

of the assembled amplifier can 

be seen in Figure 14. The measured 

results in Figures 15 to 

18 are presented without any 

tuning. As evidenced by these 

figures, excellent measurement 

to simulation agreement was 

achieved without any on-thebench 

tuning. 

Although there was a small difference 

in simulated versus measured 

output power, this was to 

be expected, as in reality there 

would be slightly more losses 

in each element, the transistor 

would heat up, and the models 

of the transistor and any other 

component could not be perfect. 

However, the difference in PAE 

was somewhat more substantial. 

In an attempt to resolve 

this discrepancy, a preliminary 

yield analysis was performed on 

capacitor part values in the output 

matching network (Figure 

18). All capacitors were assigned 

a five percent tolerance. 

It was perceived from the yield 

analysis that some initial tuning 

could reduce, if not eliminate, 

the discrepancy in PAE. 

Conclusion 

This application note presented 

a streamlined practical design 

method for broadband highefficiency 

RF power amplifiers. 

Using Microwave Office 

circuit design software and 

Modelithics transistor models 

with access to the reference 

planes at the intrinsic generator 

enabled a new approach in 

which the fundamental and harmonics 

impedances presented 

to the intrinsic current generator 

were pre- tuned before performing 

load-pull simulations. 

This shortened the process of 

extracting the fundamental and 

harmonic impedances to obtain 

the desired performance. The 

efficiency and creativity of the 

design process was also improved 

by using the ADW tool 

available in Microwave Office, 

which provided many levels of 

automation to reduce the amount 

of time required to create and 

manipulate the schematics and 

layouts. 

References 

Vincenzo Carrubba, Alan. L. 

Clarke, Muhammad Akmal, 

Jonathan Lees, Johannes Benedikt, 

Paul J. Tasker and Steve 

C. Cripps, “On the Extension 

of the Continuous Class-F Mode 

Power Amplifier”, IEEE Trans. 

Microw. Theory Tech., vol. 59, 

no. 5, pp. 1294-1303, May 2011 

■ National Instruments 

www.ni.com 

K e y s i g h t Te c h n o l o g i e s 

announced that the M8195A 

65 GSa/s arbitrary waveform 

generator (AWG) supports an 

integrated HDMI 2.0 receiver 

compliance test solution. The 

N5990A automated compliance 

and device characterization test 

software offers the broadest 

HDMI 2.0 test coverage in the 

market and now allows fast and 

reliable HDMI 2.0 testing with 

the M8195A AWG. 

In addition to the N5990A 

software’s HDMI sink test option 

151, the automated test solution 

includes option 350 for HDMI 

extended display identification 

data (EDID), consumer electronics 

control (CEC) and highbandwidth 

digital content protection 

(HDCP) tests. All relevant 

HDMI 1.4 and 2.0 tests are 

supported, including source and 

sink transition minimized differential 

signaling (TMDS) protocol 

6G and scrambling tests. 

With the industry’s first channel 

duplication capability, the 

M8195A-based signal generator 

allows for the addition of 

an intra-pair skew within the 

instrument. This eliminates the 

need for external delay lines, 

which in the past, engineers 

had to adjust manually during 

a sensitive calibration process. 

This approach also allows for a 

very quick check on the design 

margin of a customer’s device 

under test (DUT) as engineers 

can dynamically adjust the intra 

pair skew in real time. 

Furthermore, the output stage 

of the M8195A signal generator 

was designed to natively support 

the signaling levels required 

for HDMI compliance testing, 

which removes the requirement 

for external Bias T components 

in the signal path. The 

signal generator only requires an 

HDMI 2.0 approved test fixture 

in order to connect to an HDMI 

sink DUT. No reconnection of 

external accessories is required 

when the HDMI TMDS receiver 

electrical compliance tests 

are performed. The new TMDS 

signal generator system consists 

of two M8195A 2-channel 

modules and a M8197A multichannel 

synchronization module. 

■ Keysight Technologies 

www.keysight.com 

Equal Phase 

Attenuators for 

Signal Balancing 

P1dB, an RF and Microwave 

component supplier, announced 

a line of RF Signal Balancing 

Attenuators with equal group 

delays. The P1AT-SAMF-6G2W 

series attenuators are a cost 

effective solution for amplitude 

balancing parallel signals while 

maintaining the same group 

delay. P1dB‘s SMA attenuators 

can also be used to introduce 

an amplitude taper on a 

phased array antenna without 

affecting phase. 

The SMA attenuators operate to 

6 GHz and are available from 0 

to 10 dB in 1 dB steps, in addition 

to 12, 15, 20, 30 and 40 dB 

values. P1AT-SAMF-6G2W 

series attenuators are in-stock 

at P1dB’s website and at our 

franchised distributor, RFMW. 

■ P1dB Inc. 

www.p1db.com 


RF & Wireless 


Simulating and Testing of Signal Processing 

Methods for Frequency Stepped Chirp Radar 

Modern radar systems serve a 

broad range of commercial, civil, 

scientific and military applications. 

In addition to the traditional 

application areas of military, 

weather and law enforcement, 

radar technology is utilized in 

automotive and public transportation 

safety features, global 

mapping, oil exploration and 

even quality control for manufacturing 

methods requiring surface 

precision or material integrity. 

A variety of radar techniques 

have emerged to support 

this broad range of application 

areas. However, the fundamental 

ability of a radar system is 

to process reflected radio frequency 

(RF) information and 

to identify the parameters of 

location, speed and direction of 

an object remains the primary 

and most utilized function of 

modern radar. 

Most radar systems use a pulsed 

microwave signal directed 

toward the object of interest, to 

collect the reflected energy via 

the same transmitting antenna. 

However, some systems achieve 

this measurement by using Frequency-Stepped 

Chirped Radar 

(FSCR) signals to transmit 

pulsed, linear frequency ramps 

(also known as chirps). The 

FSCR radar is distinguished 

by its ability to achieve a high 

range resolution in a system that 

has limited instantaneous bandwidth. 

Successive pulses increase 

linearly in discrete steps. 

The pulse modulated signal is 

transmitted using an antenna. 

The echo signal reflected back 

is combined with the transmitted 

Authors: 

Frank Raffaeli 

Principal RF/microwave 

Engineer, NI 

Trang D. Nguyen 

Master Project Manager, NI 

Figure 1: Sensors with two different approaching targets 

signal to create a beat signal to 

calculate the round trip time τ, 

which is inversely proportional 

to the bandwidth (BW). Range 

resolution is the ability to distinguish 

between two different targets 

at the same bearing with two 

different ranges [Pourvoyeur, 

et al.]. With c being the speed 

of light, the Range Resolution 

is given as 

Range Resolution = 

c * 1/2BW 

fn = fo + nΔf 

The transmitter frequency is linearly 

stepped from fo, the starting 

carrier frequency while Δf represents 

the frequency step size. 

n = 1 … N; 

each burst equals N pulses 

Because the bandwidth is proportional 

to NΔf by rewriting 

the range resolution equation 

with stepped frequency yields 

Range Resolution = 

c * 1/NΔf 

A linear stepped frequency 

system achieves wide bandwidth 

by achieving NΔf with multiple 

pulses. This is a powerful 

method since the range resolution 

can be improved by changing 

NΔf. FSCR technique 

allows radar systems to achieve 

better range resolution with a 

design that implements a low 

instantaneous bandwidth and 

a relatively low sampling rate 

ultimately lowering cost and 

reducing system complexity. The 

right design tools lead to a highly 

predictive design that facilitates 

hardware verification prior to 

the significant non-recurring 

expenses and re-spin of custom 

microwave components. 

Key functions of the radar 

system can be modeled in software 

with commercial off-theshelf 

hardware. In most radar 

systems, the transmitter shares 

a common oscillator with the 

receiver. By using a high frequency 

coupler, the same oscillator 

is a stimulus for the mixer in 

the receiver. A duplexer allows 

the radar system to transmit and 

receive in different time periods. 

The radar receiver includes 

mixers, amplifiers, switches, isolators, 

phase detectors, analog to 

digital circuitry and signal processors. 

Accurate timing, phase 

and frequency measurements 

between transmit and receive 

signals enable the radar system 

to determine target range and 

velocity. Because the target is 

mobile, the received signal will 

exhibit a Doppler shift. 

Differentiating between Doppler 

shift caused by clutter (objects 

not of interest) and the true 

object is a mathematically intensive 

problem. A moving target 

detection (MTD) caused by clutter 

can generate a false alarm. 

One way to mitigate this effect 

is to add additional sensors. The 

target position is obtained by triangulating 

the bearing measurements 

from each pair of sensors 

[Alexiev, et al 1998]. Figure 1 

shows a system with two sensors 

where the triangulation 

measurement yields four results 

(A, B, C & D) for the two actual 

targets which would result in a 

false alarm. The number of false 

detections will increase as more 

targets are added. Also, a chirped 

radar system can create its 

own Doppler-coupling effects. 

A good radar system model will 

assist the evaluation of a communication 

system. Built into the 

AWR‘s Visual System Simulator 

(VSS) radar system library are 

a number of tools, such as Constant 

False Alarm Rate (CFAR) 

detector, MTD and Probability 

of Detection (POD) indicators. 

This type of signal processing 

is typically implemented using 

Digital Signal Processing (DSP) 

in the receiver baseband (post 

RF-signal detection). 

To build a representative model, 

the chirp signal as well as the 

quality of the receiver must be 

characterized to simulate real 

world scenarios of multiple tar- 


RF & Wireless 

Figure 2: VSS Model for the radar transmitter and receiver front-end 

gets. By collecting the echoes 

from the chirped pulses and applying 

matched filtering and stochastic 

techniques, the image can 

be re-constructed with dimensional 

accuracy. 

A host of computer generated 

algorithms exist for radar signal 

processing to identify clutter and 

to reduce false alarms. Nevertheless, 

the implementation of 

more complex algorithms can 

be time consuming, especially 

when broadband coherent or 

correlated demodulation is 

required. FSCR systems can be 

modeled easily using a broadband 

DSP capable receiver. In 

order to capture the frequency 

and time domain information 

for radar signals, one requires a 

wideband vector signal analyzer 

such as the NI-5668R 26.5 GHz 

VSA. This instrument features 

up to 765 MHz of instantaneous 

bandwidth and contains a programmable 

FPGA which can 

be used to simulate detection 

algorithms. 

Today’s hardware and software 

tools provide the ability to dramatically 

improve the design 

efficiency, cost effectiveness 

and performance of advanced 

radar architecture by providing 

capabilities to: 

• Derive the system constraints 

through a systematic budget 

analysis which accounts for 

backend-processing, dynamic 

range, noise figure and 

scan rate. 

• Build a model similar to the 

Pulse Doppler Radar System 

shown in the references section 

[AWR, 3] using empirical 

results and data files for subcomponents. 

• Model sub-components in the 

system by using empirical 

results – an example is provided 

below for an important 

part of a Radar Cross-Section 

(RCS) model. 

• Analyze the system level 

modeling data and optimize 

the design to meet specifications. 

• Prototype the design by using 

commercially available products. 

• Extend the hardware system 

by adding receivers to simulate 

multiple sensors. 

AWR’s VSS is capable of performing 

a wide range of radar 

system model complexity. An 

example model of a Pulsed 

Doppler system with chirp is 

shown in Figure 2. 

Utilizing VSS, the components 

of a basic radar architecture can 

be modeled using system level 

primitives, including actual or 

predicted s-parameter data files. 

For example, a Chirp Generator 

is specified using performance 

characteristics while the antenna 

is modeled using an actual RCS 

pattern. 

After the chirped signal is transmitted 

and reaches the target, the 

reflected signal is detected by the 

antenna and passed to the receiver. 

Figure 3 shows the receiver 

block diagram. The NI-5668R 

VSA has a Kintex-7 FPGA that 

can be programmed to model 

the receiver’s various matched 

filter responses to differentiate 

the signal of interest from clutter 

by applying advanced detection 

schemes. 


RF & Wireless 

Figure 3: Hardware/Firmware/Software architecture of the NI-5668 VSA signal processing in Radar 

Systems 

Figure 3 reveals the NI-5668R 

VSA components: downconverter, 

software, firmware and 

hardware combined to model 

a basic radar architecture. The 

final intermediate frequency 

is digitized directly in order 

to avoid quadrature and offset 

errors that are common to zero- 

IF systems, thus avoiding calibration 

of the IQ impairments. 

At the heart of the NI-5668R 

baseband processor is the DSP 

engine, a Kintex-7 FPGA. The 

FPGA serves two purposes: 1) 

communicates directly with the 

host program, processes and controls 

the flow of data over the bus 

to the host computer 2) performs 

the complex DSP algorithms on 

the digitized baseband signal. 

The VSA‘s large instantaneous 

bandwidth of 765 MHz allows 

the true microwave signal to be 

captured up to 26.5 GHz. Spectral 

distortion is avoided by capturing 

the entire wideband pulse 

in a single data acquisition. A 

representative signal processing 

chain for detection is shown in 

Figure 4. The computational 

algorithm for identifying targets 

and Doppler processing can be 

implemented in the FPGA. 

The notional model of the DSP 

section, depicted in Figure 4, 

consists of an array of demodulators 

and threshold detectors. 

Fast Fourier Transform (FFT) 

can be used to differentiate the 

Doppler components; however, 

the frequency spacing(s) could 

also be dynamic and uneven, as 

in the case with FSCR. Implementation 

of FSCR requires precise 

synchronization with the 

frequency step, along with coherent 

demodulation. In modern 

DSP based receivers, increased 

bandwidth and coherent Digital 

Down Converters (DDCs) can be 

used to the design a broadband 

FSCR system while maintaining 

dynamic range. 

Part 2 in the next issue deals 

with genrating a Frequency- 

Swept Chirp Example 

Figure 4: VSS simulation of the baseband DSP implemented within the NI-5668R 


RF & Wireless 

Antennas 

Embedded Couplers for the New TransferJet Close Proximity Wireless Transfer Technology 

The Zoma coupler measures 

4 x 4 x 0.4 mm 

Antenova Ltd. is shipping its first 

orders for the TransferJet coupler, 

Zoma, which the company 

announced in September 2015, 

and is collaborating with partner 

Icoteq to build TransferJet 

designs for customers worldwide. 

The Zoma coupler (part 

no SR4T014) measures just 4 

x 4 x 0.4 mm, which Antenova 

believes is probably the smallest 

coupler available in the market. 

TransferJet is a close proximity 

wireless transfer technology that 

radiates very low power radio 

waves. It was designed to be 

a simple but fast way to transfer 

multimedia data. Originally 

developed by a consortium of 

vendors led by Sony, Transfer- 

Jet bridges the gap between a 

device that creates content and 

a separate device that plays content 

back. For example it can be 

used to transfer photos or videos 

from a camera to a large TV 

Screen, or in any other situation 

where high volume data transfer 

by USB cable or memory card 

creates a “bottle neck”. 

TransferJet combines the speed 

of Ultra Wide Band networking 

with the ease of Near Field 

Communications, NFC. It operates 

over very short ranges, 

with low power consumption, 

and provides secure, high-speed 

file exchange for content sharing 

between devices such as 

mobile phones, digital cameras, 

camcorders, computers, TVs, 

games consoles and printer. It 

also has applications in in-car 

navigation, digital signage, and 

digital kiosks, where it provides 

an ideal complementary technology 

to NFC. 

It transfers high resolution video 

and high quality sound without 

a physical cable, at speeds of 

560 Mbps at the physical layer, 

which is equal to a maximum 

data throughput of 375 Mbps. At 

such speeds, a one hour TV programme 

in MPEG4 can be transferred 

in a few seconds. Files are 

“pushed” or “pulled”, simply by 

tapping the two devices together 

or placing them in very close 

proximity, and files are transferred 

automatically without any 

setup or device pairing. 

TransferJet uses a coupler, which 

is different to an antenna. An 

antenna is designed to send a 

signal as far as possible - but 

a coupler concentrates on near 

field signals, and only transmits 

data when the two devices 

touch, or are placed extremely 

close together. 

Antenova is working with Icoteq, 

a UK company which has created 

the world’s first sensor board 

for high-speed data upload, using 

TransferJet. The board, which 

measures 50 x 40 mm, uses 

an Atmel SAMS70/SAMV70 

microprocessor and Antenova’s 

TransferJet coupler to provide 

a development platform that is 

suitable for many applications 

where there is high data aggregation 

with a requirement for 

ultra-fast wireless offload. 

Antenova’s TransferJet coupler 

is aimed at mobile phone handsets, 

PCs, laptops, tablets, digital 

cameras, and M2M devices, 

including water resistant devices 

without physical external ports. 

Antenova is a member of the 

TransferJet consortium, a group 

of companies who are co-operating 

to develop the technology. 

For more information 

about TransferJet please see 

www.transferjet.org, and for 

Antenova’s full range of antennas, 

please visit www.antenovam2m.com. 

■ Antenova 

www.antenova-m2m.com 

Thinnest and Lightest Highgain Antennas for Small Cell, Fronthaul and Backhaul Systems 

Huber+Suhner announced key additions 

to its Sencity range of antennas with the 

launch of the Sencity Matrix small form 

factor antennas designed by the company 

specifically to minimise the visual impact 

of mm-wave radio networks while delivering 

excellent electrical performance. 

These new antennas will help mobile operators 

to continue to respond to rapidly 

rising mobile data traffic levels as urban 

deployments are increasingly being seen 

as a vital component of a modern diverse 

network. Unobtrusive, cost-efficient wireless 

backhaul solutions are therefore seen 

as essential. The majority of mobile operators 

identify site acquisition as the main 

deployment challenge. 

Unobtrusive equipment with embedded 

flat-panel antennas greatly facilitates site 

acquisition and the associated network 

planning. The small size of Sencity Matrix 

antennas allows operators to access rooftop, 

wall and street-level sites that are not 

suitable for traditional parabolic antenna 

systems because of technical, environmental 

or planning restrictions. According to 

Huber+Suhner the antenna’s “communityfriendly” 

design helps to address aesthetic 

concerns for urban deployments. 

Huber+Suhner’s Sencity Matrix antennas 

are available in standalone, dedicated and 

integrated formats with models designed 

to cover both E-Band (70/80 GHz) and 

V-Band (60 GHz) applications. These are 

highly directional antennas making them 

suitable for small cell, fronthaul and traditional 

backhaul systems. All Sencity 

Matrix antennas enable installers to reduce 

installation times particularly since the 

bore sight gain of the antenna inherently 

coincides with the normal axis of the radiator 

allowing installers to use optical alignment 

techniques to easily and quickly 

align the radio. 

The standalone and dedicated antennas 

comply with ETSI Class 2 sidelobe suppression 

requirements and are ideally suited 

for macrocell backhauling. A typical 

standalone antenna measures just 280 x 

280 x 34 mm and is IPx8 rated. Those 

antennas designed to be integrated into 

the radio are perfect for smallcell backhauling 

and feature the lowest weight and 

smallest sizes. As an example, a 38 dBi 

E-band antenna measures just 102 x 106 

x 8 mm and weighs a mere 80 g. 

■ Huber+Suhner 

www.hubersuhner.co.uk 


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RF & Wireless 

Components 

Design 

MaXentric Designs and Optimizes Envelope Tracking Power 

Amplifiers for 5G LTE Using NI AWR Software 

PAs are an integral part of all 

cellular phones, base stations, 

and radio systems and represent 

one of the most expensive 

component sub-assemblies in 

modern wireless infrastructure 

equipment. Both performance 

and cost are important drivers 

in system design and efficiency, 

making physical size, linearity, 

and reliability among the principal 

challenges. As systems 

and their waveforms get more 

complicated, new and innovative 

techniques and materials must 

be used to provide the required 

performance. 

Figure 1: MaXentric ETPA 

Design Challenge 

The increasing demand for higher 

data rates and larger signal 

bandwidth, while maintaining 

signal integrity, have led to the 

use of signals with non-constant 

envelope and high peakto 

average power ratio (PAPR). 

In conventional fixed-bias PAs, 

the maximum efficiency occurs 

at saturation, with a single-tone 

signal. As the PA operates at 

power levels away from saturation, 

the efficiency degrades. 

This creates an issue in the presence 

of high PAPR signals 

(such as orthogonal frequencydivision 

multiplexing), where the 

average power is well below 

saturation. 

Various techniques have been 

explored to increase the efficiency 

of PAs for high PAPR 

signals. One area of research 

is the ET technique. The drain 

voltage of the RFPA is varied 

dynamically to track the envelope 

of the signal, providing the 

appropriate DC supply signal 

and keeping the RF transistor 

operating continuously in its 

saturation region. Since the 

DC supply power is changing 

with the input envelope signal, 

the overall transmitter will not 

consume excessive DC power 

in a low-output power region. 

This results in a dramatic increase 

in PA efficiency. The platform 

development of the ETPA 

is very important because the 

ETPA transmitter architecture is 

different from the conventional 

transmitter. Figure 1 shows the 

MaXentric ETPA. 

The bandwidth of the RF signal 

from the up-converter is the 

same as that of the signal at the 

antenna. The bandwidths of both 

the RF and envelope signals are 

five times wider than that of the 

conventional transmitter. Many 

of the available evaluation platform/testbeds 

today are limited 

in bandwidth to 200 MHz. 

This limits the bandwidth of the 

supported signal to 40 MHz. In 

addition, the feedback path is 

needed for the digital pre-distortion 

(DPD) linearization. The 

transmitter for the conventional 

PA is simple, but the efficiency 

of the PA is relatively low. On 

the other hand, the efficiency of 

the ETPA is quite high thanks to 

the dynamic modulator design. 

To simplify ETPA development, 

it is important to establish the 

ETPA design platform. 

The challenge for the MaXentric 

design team was to develop an 

ETPA using real-time efficiency 

and linearity measurements for 

optimizing ETPA design, with 

flexibility to accommodate different 

5G signals. As talk of 

future 5G LTE systems calls for 

signal bandwidths of greater than 

100 MHz, the need for an evaluation 

platform with 500 MHz 

was crucial. 

The Solution 

MaXentric designers chose NI 

AWR Design Environment specifically 

Microwave Office circuit 

design software, to design 

and optimize their ETPA as 

well as the NI vector signal 

transmitter (VST) for RF signal 

generation and the NI arbitrary 

waveform generator (AWG) 

for envelope signal generation. 

On-board tuning and final optimization 

of the PA impedance 

matching network was performed 

with Microwave Office 

software, which provided nonlinear 

harmonic balance circuit 

simulation in conjunction with 

design features such as load-pull 

analysis, transient analysis, circuit 

envelope, and verification 

through circuit/electromagnetic 

(EM) co-simulation via NI AWR 

Design Environment‘s AXIEM 

30 planar EM simulator. 

Results of Envelope 

Tracking 

The VST and PXI were used 

to optimize the LTE Band 1 

(2.14 GHz) access point (AP) 

using MaXentric´s MaXEA 1.0 

modulator. The MaXEA 1.0 is a 

30 V integrated envelope modulator 

with greater than 70% 

modulator efficiency, capable of 

outputting up to 7 W of average 

envelope power. It is designed to 

support signals with high PAPRs, 

such as those used in 5G LTE. 

It is compatible with various 

semiconductor technologies, 

such as laterally diffused metal 

oxide semiconductor (LDMOS) 

gallium nitride (GaN) gallium 

arsenide (GaAS) and more. In 

this application, a GaN device 

was used for the PA design. The 

PA was tuned and optimized for 

envelope tracking operation 

using the NI PXI system. 

Initially, output and input external 

tuners were used to optimize 

the efficiency, gain, and output 

power of the ETPA. The desired 

input and output impedances 

were measured using a vector 

network analyzer (VNA) and the 

impedance tuning measurements 

were de-embedded via simulations 

performed using Microwave 

Office software in order 

to derive the required matching 

structures at the input/output of 

the power transistor. The retuned 

ETPA was then measured 

again using the PXI, VST. and 

LabVIEW ET setup to confirm 

its performance. Time alignment 

between the RF (VST) and the 

envelope (AWG) paths was performed 

digitally in LabVIEW 

for best efficiency and linearity. 

The use of Microwave Office 

software enabled the designers 

to significantly reduce PA optimization 

time without sacrificing 

measurement accuracy. 

The close correlation between 

simulation and measurement 

enabled them to perform most 

of the optimizing in software 

before physically implementing 

it on the board, thus reducing the 

number of iterations that had to 


RF & Wireless 

Figure 2: Retuning of the ETPA using Microwave Office software 

be performed. Figure 2 shows 

the retuning of the ETPA using 

Microwave Office. 

MaXentric designers addressed 

their engineering challenges with 

help from the technical support 

team for NI AWR software, 

which helped to accelerate product 

training and assisted with 

software customization for the 

unique challenges of developing 

a 5G ETPA evaluation 

platform. As an added benefit, 

the learning curve for using 

Microwave Office is relatively 

low, which enabled the designers 

to easily train new interns 

and employees on the software. 

Along with the intuitive user 

interface and powerful design 

automation features, NI AWR 

Design Environment delivered 

faster simulation speed, particularly 

the AXIEM 3D planar 

EM simulator, which provided 

excellent correlation between the 

simulations and measurements. 

The MaXentric team also noted 

that compared to competitive 

products, the NI AWR Design 

Environment demonstrated better 

convergence and faster simulation 

times, enabling designers 

to perform most of their optimization 

in the software. As a 

result, design time was cut in half 

over that of previous methods. 

Johana Yan 

Lead Engineer 

■ MaXentric Technologies, 

LLC 

www.maxentric.com 

Software 

Phased-Array Beamforming 

Software Module for 5G, 

Radar & EW Systems 

Keysight Technologies introduced the 

W1720EP Phased Array Beamforming Kit, 

a new add-on software simulation personality 

for the SystemVue 2016.08 design 

environment. The software enables researchers 

and system architects working on 

platforms using beamforming algorithms 

for 5G, satellite, NewSpace, radar and 

EW applications, to reduce interference 

and power consumption, while increasing 

physical range. Active electronicallyscanned 

array (AESA) systems can range 

from 16 to 256 elements for 5G applications 

to hundreds of elements in satellite 

systems, and many thousands of individual 

baseband and RF signal paths in 

military systems. Keysight EEsof EDA’s 

W1720EP Phased Array Beamforming 

Kit overcomes two key challenges facing 

AESA systems: 

• Engineers can easily model highly parallel 

architectures across multiple simulation 

domains, including nonlinear RF 

simulation, as well as a dataflow system 

level. This allows multiple teams to use 

the same tool and make architectural 

trade-offs not previously possible. 

• Engineers can also model the signals as 

single beams, or maintain access to the 

individual signals passing through the 

arrays. This enables multi-function, 3D 

conformal arrays to be validated in higher-level 

system scenarios using active 

signaling between multiple transmitters 

and receivers. 

By incorporating MathWorks’ MATLAB 

Script, SystemVue seamlessly integrates 

existing algorithms and extends array 

design tools to the RF and system design 

communities. This allows system modelers 

to explore realistic performance of baseband 

and RF beamforming architectures to 

save cost and complexity, and streamlines 

R&D design efficiency across disciplines. 

Keysight EDA’s new W1720EP Phased 

Array Beamforming Kit provides several 

benefits, including: 

• Ease of design, with a simple use model 

and ability to quickly simulate sophisticated 

multi-function arrays and adaptive 

beamforming algorithms 

• Superior 5G and EW accuracy, stemming 

from the software’s ability to allow beam 

width, direction and sidelobe levels (e.g., 

system performance) to account for 

underlying analog nonlinearities; measured 

X-parameters, S-parameters and 

mismatch; noise, frequency dependence, 

quantization effects and 3DEM patterns 

of the RF design 

• Lower unit cost, by accounting for 

statistical variations, more aggressive 

design margins for a given delivered 

performance, and estimates of power 

dissipation 

• Lower research and development cost, 

which comes from uniting several disciplines 

into a single model-based design 

cockpit, helping to eliminate specialized 

in-house tools 

Keysight EDA’s W1720EP Phased Array 

Beamforming Kit complements any 

SystemVue environment. The Keysight 

W1905 Radar and W1906 5G baseband 

libraries will include the beamforming 

kit when SystemVue 2016.08 is released. 

SystemVue users in other beamforming 

applications, including satellite communications, 

are encouraged to consider the 

new W1467 SystemVue Array Architect 

bundle. 

■ Keysight EEsof EDA Software 



RF & Wireless 

News 

Agreement adds 

HXI millimetre-wave 

Components to Link 

Microtek Portfolio 

Stuart Hendry, Link Microtek’s sales 

director (left) and Earle Stewart, business 

development manager for HXI 

Link Microtek has expanded its portfolio 

of products with a comprehensive line-up 

of millimetre-wave components for both 

military and commercial applications, following 

the signing of an exclusive representation 

agreement with HXI of Harvard, 

Massachusetts. 

A wholly owned subsidiary of Renaissance 

Electronics & Communications, 

HXI manufactures a wide variety of connectorised 

components covering operating 

frequencies from 20 GHz all the way up to 

110 GHz, including low-noise amplifiers, 

high-power amplifiers, mixers, frequency 

multipliers, upconverters, switches and 

oscillators. In addition, HXI offers a series 

of standard 60GHz and E-band digital radio 

links for point-to-point communications. 

According to Stuart Hendry, Link 

Microtek’s sales director, the agreement 

is an important step for the Basingstokebased 

company: “We are delighted to have 

been appointed as HXI’s exclusive representative 

for the UK and Ireland. Their 

extensive product range fills a gap in our 

portfolio and will enable us to reach out to 

customers working on military or commercial 

millimetre-wave applications such as 

radar, avionics, satcom and space-qualified 

systems,” he said. 

Commenting for HXI, business development 

manager Earle Stewart said: “We are 

confident that signing Link Microtek as 

our representative will help us to achieve 

one of our key goals at HXI, which is to 

boost international sales. Link Microtek’s 

personnel clearly understand our technology 

and our target markets, and we look forward 

to developing an effective relationship with 

them over the coming months and years.” 

■ Link Microtek Ltd. 

www.linkmicrotek.com 

Software 

AWR Connected for EM – New Partner 

Solutions Include Ansys, CST and Sonnet 

Computer Simulation Technology (CST) 

announced the newest release of CST Studio 

Suite – Student Edition, a special free 

version of its flagship electromagnetic 

simulation package especially for students, 

at IMS 2016. This release adds a low-frequency 

solver especially suitable for learning 

about eddy currents. The CST Studio 

Suite – Student Edition contains the versatile 

time domain, frequency domain and static 

and thermal solvers, and is supported by a 

set of online examples showing how classic 

textbook problems can be solved with 

simulation. The software can be incorporated 

into the coursework for a class, but 

the online examples mean that it can also 

be used by individual students for independent 

extracurricular learning at both undergraduate 

and postgraduate level. 

New in the 2016 release, the low-frequency 

frequency domain (LF-FD) solver is especially 

suitable for simulating eddy current 

effects in devices such as sensors, actuators 

and transformers. There will be a worked 

tutorial for calculating eddy currents on a 

copper disc, which students can simulate 

A new and improved EM Socket II architecture 

within NI AWR Design Environment 

has been developed in order to enhance 

the AWR Connected for EM interoperability 

between third-party electromagnetic 

(EM) simulation tools and the company’s 

flagship high-frequency circuit design software, 

Microwave Office. The latest architecture, 

which is also utilized by NI AWR 

Design Environment’s AXIEM 3D planar 

and Analyst 3D FEM EM solvers, leverages 

the automation and design management 

developed for circuit, system and EM 

co-simulation. With the opening of the EM 

Socket II architecture to third-party tools, 

companies can take advantage of the Microwave 

Office design environment with their 

existing investments in other vendor EM 

products, benefitting from a use model that 

is seamless and robust. 

The latest release of an AWR Connected 

solution is for Ansys’s High-Frequency Electromagnetic 

Field Simulation (HFSS) software. 

This flow utilizes EM Socket II to enable 

bi-directional interoperability between 

Microwave Office and HFSS and expands 

upon the prior offering by allowing designers 

to define an HFSS 3D layered structure, 

seamlessly launch an HFSS simulation 

and embed S-parameter results directly back 

into Microwave Office without leaving the 

software environment. 

Additionally, Sonnet Software and Computer 

Simulation Technology (CST) have 

upgraded from prior EM Socket implementations 

to this new format. For Sonnet, the 

new flow brings expanded capabilities that 

include 64-bit compatibility, as well as the 

ability to run 2D planar EM simulations 

asynchronously. For CST Studio Suite, this 

new implementation automates the roundtrip 

flow in much the same way as that of 

HFSS but also allows for arbitrary 3D layout 

data to be passed, thereby minimizing user 

time by eliminating manual intervention. 

■ NI AWR Software 

www.ni.com/awr 

CST Releases CST Studio Suite 2016 

Student Edition 

themselves and then easily compare with 

textbook or laboratory results. For more 

demanding educational applications that go 

beyond what can be done in the CST Studio 

Suite – Student Edition, universities can 

get discounted classroom and educational 

licenses for CST Studio Suite. 

■ CST, www.cst.com 


RF & Wireless 

Software 

CST Unveils Conjugate Heat Transfer Solver 

be used as the basis for a thermal 

simulation, therefore accurately 

captures full heating effects of a 

component during its operation. 

Computer Simulation Technology 

(CST) unveils its upcoming 

Conjugate Heat Transfer (CHT) 

solver of CST Studio Suite. The 

CHT Solver offers accurate thermal 

and air flow simulations 

for electromagnetic systems. 

Heating is an important consideration 

for many high-power 

applications and compact electronic 

systems. Excess heat can 

damage components and cause 

thermal expansion that detunes 

sensitive components. Natural 

convection and fan cooling can 

significantly affect how a component 

heats up, which makes 

understanding the air flow 

through and around a device a 

key part of multiphysics design. 

The CHT solver, currently being 

previewed, is a thermal solver 

that includes computational 

fluid dynamics (CFD) technology. 

The CHT solver simultaneously 

calculates heat transfer 

and fluid flow around components, 

and can consider effects 

such as turbulence and thermal 

radiation. The CHT Solver will 

be integrated into CST Studio 

Suite, allowing the results from 

electromagnetic simulations to 

“The interactions between components 

and the multiphysics 

effects at play mean that cooling 

has to be considered in parallel 

with the other areas of design,” 

said Peter Thoma, Managing 

Director R&D, CST. “The integration 

of many solvers in CST 

Studio Suite, including the new 

CHT solver, makes it possible 

to analyze performance, system 

integration, electromagnetic 

compatibly, thermal effects and 

other phenomena in a single 

interface at every stage of the 

design process.” 

■ CST 

info@cst.com 

www.cst.com 


Keysight Technologies Expands the M8000 Series for 400 GbE 

Keysight Technologies Inc. 

introduced a M8040A highperformance 

BERT for testing 

PAM-4 and NRZ devices that 

operate up to 64 GBaud. Engineers 

in validation labs and 

R&D who characterize receivers 

on the physical layer for the next 

generation of data center interconnects 

will benefit from simplified 

test setups and repeatable 

and accurate results. 

Today’s data center infrastructure 

is continuously optimized 

to address bandwidth capacity 

growth, power, reach and service 

differentiation. Higher transmission 

rates, more transmission 

lanes and new multi-level data 

formats like PAM-4 address the 

increased transmission bandwidth 

demand for the next generation 

data center interconnects. 

The latest revisions of IEEE 

802.3 bs and OIF CEI-56G 

implementation agreements 

define PAM-4 and NRZ interfaces 

for electrical chip-to-chip, 

chip-to-module, backplane connections 

and optical interfaces 

for up to 400 Gbit/s bandwidth. 

R&D and validation labs who 

need to characterize receivers 

for data center interconnects 

with PAM-4 or NRZ data rates 

up to 64 GBaud are facing new 

test challenges, such as tighter 

timing margins, channel loss, 

non-linearity, level interference 

and crosstalk effects, making 

test efficiency and accuracy 

essential. 

The new M8040A is the latest 

member of the modular AXIe 

based M8000 series of BER test 

solutions. It is a highly integrated 

BERT that supports PAM-4 

signals up to 64 GBaud and 

NRZ signals up to 64 Gbit/s. 

The pattern generator module 

provides built-in de-emphasis, 

jitter injection and an optional 

second channel. Engineers and 

designers can select PAM-4 and 

NRZ in the user interface, eliminating 

the need for external 

combiners, cabling and deskew 

to provide PAM-4 signals. For 

best signal quality, remote 

heads reduce the distance to the 

device under test. The analyzer 

module provides true PAM-4 

error analysis in real-time for 

long PRBS and QPRBS patterns. 

This allows proofing even 

low bit error ratios and symbol 

error ratios with the required 

confidence. Users can control 

the M8040A from a graphical 

and remote control interface. 

■ Keysight Technologies 



RF & Wireless 

Products 

Broad Band 1-18 GHz 

Coupler 

MECA is pleased to announce its 

latest addition to our extensive line of 

stripline Couplers with the 780-dB- 

9.500-M01, covering from 1.0 to 

18.0 GHz. Available in 10 & 20 dB 

models with SMA female connectors, 

optimized for excellent performance 

with industry leading specifications 

offering typical VSWR’s ranging from 

1.40:1, Isolation of 15 dB typical. 

QMA Power Divider/ 

Combiners 

QMA Power Divider/Combiners, 

2-Way through 8-Way, 40 W Power 

Divider/Combiners are optimized for 

excellent performance across all wireless 

bands from 698 MHz – 2.7 GHz. 

Ideal for IDAS / ODAS, In-Building, 

base station, wireless infrastructure, 

4G and 5G applications. Rack mount 

versions also available. Additionally, 

MECA also offers QMA Attenuators 

and Terminations. 

Millimeter-wave Power 

Dividers 

2-Way & 4-Way, 30 W Wilkinson 

Power Dividers with industry leading 

spec’s across Microwave and Millimeter-wave 

bands covering 6.0 GHz 

– 40.0 GHz with 2.92 mm connectors. 

The 2-way has typical numbers of; 

1.3:1 Input & 1.17:1 Output VSWR’s 

and Isolation of 22 dB Typ. The 4-way 

also has excellent typical spec’s of 1.2:1 

VSWR’s and Isolation of 19 dB typ. 

■ MECA ELECTRONICS, INC. 

www.e-meca.com 

Components 

LNA Families Feature 

Industry-Leading Noise Figure 

Guerrilla RF Inc. introduced the GRF207X 

and GRF208X families of ultra-low noise 

amplifiers, adding to the company’s growing 

portfolio of infrastructure amplifiers. The 

devices are offered in an industry standard 

2 x 2 mm DFN-8 package. 

The internal architecture of these devices 

results in simple external matching which 

yields excellent fractional bandwidths exceeding 

40% with a single set of matching 

component values. These devices deliver 

incredibly low NF levels. As an example, 

GRF2071/GRF2081 evaluation board NF 

at 1.9 GHz is typically 0.35 dB. 

The GRF207X and GRF208X LNA families 

each contain four devices internally 

optimized to cover the following bands: 

• GRF2070/2080: 0.4 to 1.5 GHz 

• GRF2071/2081: 1.4 to 2.7 GHz 

• GRF2072/2082: 2.3 to 3.8 GHz 

• GRF2073/2083: 3 to 6 GHz 

The RF performance of the devices in 

the two families is essentially the same. 

GRF208X offers a shutdown capability on 

pin 6 making the devices optimal for TDD 

applications, while GRF207X allows the 

user to set Iddq independently from Vdd 

via the enable input to pin1 – thus enabling 

optimal power consumption for a particular 

application. 

■ Guerrilla RF Inc. 


New Devices Bridges the Gap 

between RF Energy Innovation 

and System Development 

Richardson RFPD Inc. announced the availability 

of a selection of Anaren devices for 

RF energy applications. RF energy refers 

to the emerging technology that uses an all 

solid-state semiconductor chain to generate 

RF power for heating and processing. Today, 

magnetron tubes are the primary technology 

employed for these applications. The benefits 

of solid-state RF energy over magnetron 

tubes include a lower-voltage drive, 

smaller form factor, and greatly-enhanced 

reliability, agility and precision. 

Emerging global RF energy applications 

focus on the 2.4 GHz market and range from 

industrial, scientific and medical applications 

like drying textiles or paper pulp and noninvasive 

medical treatments and imaging, to 

consumer microwave ovens and automotive 

spark ignition applications. 

Richardson RFPD’s portfolio of products 

for global 2.4 GHz RF energy applications 

includes this selection of couplers and terminations 

from Anaren: 

• XEC24P3-30G: Pico-sized, 300 W, 30 dB 

directional coupler 

• XEC24E3-03G: E-sized, 300 W, 3-dB/ 

90-degree hybrid coupler 

• XEC24A6-03G: A-sized, 600 W, 3-dB/ 

90-degree hybrid coupler 

• G300N50W4: 300 W, 50 Ohm flangemount 

termination 

■ Richardson RFPD 

www.richardsonrfpd.com 

GaN RF Transistor Family 

Complements LDMOS Portfolio 

with High-Efficiency and 

Wideband Solutions 

Ampleon announced its second generation 

of 50 volts 0.5 µm GaN on SiC RF power 

transistors, dedicated for mobile broadband 

applications. Providing a 5% improvement 

in power efficiency compared to LDMOSbased 

devices, and enabling high-power 

multiband applications, this GaN family 

also offers a size reduction in the order 

of 30 to 50%, when compared to similar 

LDMOS transistors. PA designers can now 

more easily find the perfect fit for each particular 

set of requirements, be it efficiency, 


RF & Wireless 

size, power and cost, while getting the full 

benefit of Ampleon’s experience in PA and 

transistor design, and manufacturing. 

The new portfolio will include transistors 

with 15 to 600 watts of peak power for 

all major cellular bands between 1.8 and 

3.8 GHz. The CLF2H27LS-140 is a singleended 

transistor providing 140 watts of peak 

power in band 41. Other devices currently 

sampling include the CLF2H1822LS-160 

and CLF2H1822LS-220 suitable for 1.8 to 

2.2 GHz multiband applications, and the 

CLF2H38LS-140 and CLF2H38LS-40 (driver) 

for 3.4 to 3.8 GHz applications with 

140 and 40 watts outputs at P3dB. 

■ Ampleon Netherlands B.V. 

www.ampleon.com 

High-Performance Gain 

Blocks Feature Robust 

Linearity and Low Noise 

Guerrilla RF Inc. introduced new additions to 

the company’s family of high linearity gain 

blocks featuring a unique combination of 

simple-application schematic, flat gain and 

high compressed output power which operate 

from 50 MHz up to as high as 8 GHz. 

The GRF201X family of devices is offered 

in a 1.5 x 1.5 mm DFN-6 package and the 

GRF301X family is packaged in the popular 

SOT-89. Devices from both families provide 

strong linearity measured over a wide 

temperature range from -40 to +105 °C and 

over-tone spacing up to 100 MHz. 

With flexible biasing and Vdd capability 

up to 9 volts, these amplifiers provide 

consistent, broadband IP3 performance 

and compressed output power that cellular 

infrastructure applications require. The 

GRF201X family consists of the GRF2012, 

GRF2013 and GRF2014 devices. All can 

be operated over a wide range of Vdd from 

3 to 9 volts. An important feature offered 

by the tiny 1.5 mm package is the ability 

to control Iddq independently from Vdd as 

this allows the device efficiency to be optimized 

for a given application requirement. 

These devices offer leading performance at 

5 volts and, when biased at 8 or 9 volts, they 

can provide broadband compressed output 

powers of 27 dBm and higher. In addition 

to strong linearity, the high gain, GRF2013 

offers very low NF of 1.3 dB which makes 

it an excellent choice for broadband LNA 

applications. 

The SOT-89 based GRF3012, GRF3013, 

GRF3014 and GRF3015 offer similar performance 

to the GRF201X devices and they 

provide similar ranges of gain, NF and linearity. 

These SOT-89 variants can also be 

used as drop-in replacements for industry 

standard SOT-89 gain blocks while offering 

superior performance. 

■ Guerrilla RF Inc. 



Phase Stable Test Cable 

P1dB released a new series of Test Cables 

that are phase stable under continuous flexure. 

These new test cables are built using 

P1dB’s new 195TM coaxial cable, which 

has been designed and tested to be phase 

stable under 50,000 flexures. The P1dB Test 

Cables are also constructed using specialized 

stainless steel connectors that are designed 

for high retention and stability under more 

than 5,000 mating cycles. The new RF test 

cables are further enhanced using durable 

booting that extends the life of P1dB’s 

cable assemblies. P1dB’s new test cables are 

available with N, TNC, BNC, 18 GHz SMA 

and 26.5 GHz SMA connectors. Other connectors 

are available upon request. 

■ P1dB Inc. 

www.p1db.com 

Low PIM Adapters 

MECA’s Low PIM (-165 dBc Typ) Adapters 

for DAS Applications feature industry 

leading PIM performance of -160 dBc Min. 

Available in 7/16 DIN, Type N, SMA and 

4.1/9.5 standard and bulkhead connectors. 

Ideal for IDAS / ODAS, In-Building, base 

station, wireless infrastructure, 4G and 5G 

applications. 

■ MECA ELECTRONICS, INC. 

www.e-meca.com 

News 

LitePoint and Quantenna 

Collaborate to Accelerate 

Ultra High-Throughput 

WiFi Products to 

Consumers 

LitePoint announced that Quantenna 

Communications has chosen LitePoint‘s 

IQxel-MW for calibration and verification 

of Quantenna‘s new 802.11ac 

Wave 3 chipsets. Their customers now can 

quickly and easily achieve improved wireless 

performance on the QSR10G chipset 

platform by calibrating and verifying 

chip performance with LitePoint‘s IQxel- 

MW test system with IQfact+ test software. 

This powerful combination enables 

fast manufacturing product ramps 

… avoiding lengthy test development 

and debugging cycles. 

The IQxel-MW is the newest member 

of LitePoint‘s industry-leading IQxel 

family of test systems. The IQxel-MW 

is designed to meet the demanding performance 

needs of the latest version of 

the 802.11ac Wi-Fi standard, plus the 

upcoming 802.11ax standard. Quantenna 

chose the IQxel-MW for its 8x8 MIMO 

capabilities and performance to cover 

the latest requirements of their 802.11ac 

Wave 3 product family. 

Quantenna Communications recommends 

the IQxel-MW to their customers for calibrating 

and verifying the Quantenna 10G 

Wave 3 Wi-Fi family of chipsets. „We 

have been working with LitePoint for 

many years on their IQfact+ software 

solutions that enable LitePoint testers 

to perform tests on Quantenna chipsets 

right out of the box— no programming 

required. We are often first to market with 

new technologies like 4x4 802.11ac and 

8x8 802.11ac. Time to market is vital to 

our customers. Having the IQxel-MW 

ready to go when our new solutions came 

out was critical,“ said Dr. Sam Heidari, 

CEO of Quantenna. 

■ LitePoint 

www.litepoint.com 


RF & Wireless/Impressum 

Products 

Credit Card Sized 

250 Watt 2.4-2.5 GHz 

Reference Design 

Ampleon announced the availability 

of a 250 watt 2.4-2.5 GHz 

amplifier reference design. 

Believed to be the world’s 

smallest 250 watt design, the 

MicroBlaze 250 measures just 

80 x 40 x 5 mm, and is ideal for 

use in RF cooking and industrial 

heating designs where power 

controllability and a modular 

design approach are key criteria. 

The LDMOS-based MicroBlaze 

250 is fabricated on a copper 

base plate using cost optimized 

PCB materials and uses 

Ampleon’s BLC2425M9XS250 

ACP-3 air cavity package and 

BLP27M810 power transistors. 

It is fully balanced in terms of 

gain and power efficiency and is 

a ready-to-copy amplifier reference 

design that can be incorporated 

into an end product. 

Full optimized for BOM cost, 

customers can gain a significant 

time-to-market advantage 

by using this reference design 

in their application. 

With a 21 dBm input the Micro- 

Blaze 250 provides a 36 dB 

gain and a 250 watt output measured 

at P1dB compression. The 

module has a rugged VSWR 

characteristic and can sustain 60 

seconds up to 10:1. It is powered 

from a 32 V DC supply and 

consumes 20 amps. Capable of 

operating in most environments 

it has an operating temperature 

range of 5 to 100 °C. 



Wideband System 

Solution featuring 

Xilinx DPD IP 

Ampleon demonstrated a wideband 

system solution at IMS 

2016 that uses Xilinx’s Digital 

Pre-Distortion (DPD) IP with 

Xilinx All Programmable SoC 

and MPSoC technology. 

DPD and power amplifier (PA) 

efficiency improvements are closely 

related, because PAs with 

higher efficiencies tend to be 

less linear and more difficult to 

pre-correct. Advanced pre-distortion 

systems are needed to 

recover the wanted linearity. The 

advent of wide-band and multiband 

systems poses additional 

challenges to the pre-distortion 

system, because of the increased 

signal bandwidth that needs to 

be processed. While Ampleon 

develops solutions for amplifiers 

able to cope with ever increasing 

signal bandwidth, Xilinx’s 

DPD solutions work to linearize 

them. A close cooperation 

is needed in order to optimize 

the full system, PA and linearization 

system, using dedicated 

algorithms and state of the art 

programmable hardware. 



60 GHz Development 

System 

Pasternack introduced the new 

PEM009-KIT 60 GHz development 

system which offers 

designers the ability to perform 

product development and 

experimentation of single and 

multi-carrier high bandwidth 

modulation covering 57 to 64 

GHz in the globally unlicensed 

ISM frequency spectrum. Applications 

include baseband development 

up to 7 Gbps data rates 

using WiGig/WiFi 802.11ad and 

802.11aj IEEE standards, GigE 

wireless LAN, FMCW Radar, 

uncompressed HD video, RFID, 

radiometry, remote sensing, and 

campus networks. 

The PEM009-KIT 60 GHz development 

system incorporates the 

use of compact and innovative 

Transmit (PEM001-MIM) and 

Receive (PEM002-MIM) WR-15 

waveguide modules that utilize 

SiGe BiCMOS semiconductor 

technology. These modules are 

controlled by integrated Rx and 

Tx circuit board assemblies that 

provide processing functions, 

power supply regulation and 

include reference crystal oscillators 

that offer much improved 

phase noise performance 

that results in enhanced signal 

to noise ratio and receiver sensitivity. 

The Rx and Tx circuit 

boards can also be phase locked 

to an external reference source. 

Command control functions are 

made via a USB interface with a 

host PC (running GUI software). 

The PEM009-KIT 60 GHz 

development system supports a 

variety of I/Q (vector) and FSK/ 

MSK modulation schemes from 

a user designed baseband system 

or from a vector modulated programmable 

Arbitrary Waveform 

Generator. The system is configured 

as a standalone bench top 

wireless link where transmitted 

power directly from the waveguide 

aperture is equivalent to 

a 7 dBi gain horn antenna with 

a 70° wide beam pattern that’s 

useful to test and demonstrate 

various modulation schemes 

and data rates. Transmission 

over longer distances is also 

possible by utilizing Pasternack 

WR-15 gain horn antennas 

(Models: PE9881-20, PE9881- 

24, PE9881-34, and PE9881-42) 

that have calculated system link 

distances ranging from 3 meters 

to 500 meters. 

■ Pasternack 

www.pasternack.com 

hf-Praxis 

ISSN 1614-743X 

Fachzeitschrift für HFund 


• Herausgeber und Verlag: 

beam-Verlag 

Krummbogen 14 

35039 Marburg 

Tel.: 06421/9614-0 

Fax: 06421/9614-23 

info@beam-verlag.de 

www.beam-verlag.de 

• Redaktion: 

Dipl.-Ing. Reinhard Birchel (RB) 

Ing. Frank Sichla (FS) 

redaktion@beam-verlag.de 

• Anzeigen: 

Frank Wege 

Tel.: 06421/9614-25 

Fax: 06421/9614-23 

frank.wege@beam-verlag.de 

• English Contact: 

Myrjam Weide 

Fon.: +49-6421/9614-16 

m.weide@beam-verlag.de 

• Erscheinungsweise: 

monatlich 

• Satz und Reproduktionen: 

beam-Verlag 

• Druck & Auslieferung: 

Strube Druck & Medien oHG 

Der beam-Verlag übernimmt 

trotz sorgsamer Prüfung der 

Texte durch die Redaktion keine 

Haftung für deren inhaltliche 

Richtigkeit. 

Handels- und Gebrauchsnamen, 

sowie Warenbezeichnungen 

und dergleichen werden in der 

Zeitschrift ohne Kennzeichnungen 

verwendet. 

Dies berechtigt nicht zu der 

Annahme, dass diese Namen im 

Sinne der Warenzeichen- und 

Markenschutzgesetzgebung als 

frei zu betrachten sind und von 

jedermann ohne Kennzeichnung 

verwendet werden dürfen. 


TCA-/STCA-/MTCA-/HTCA-Serie 

• Frequenzbereich: DC bis 18 GHz 

• Eingangsleistung bis 200 mW 

• Impedanz: 50 Ω oder 75 Ω 

• Variabler Dämpfungsbereich 1 bis 10 dB 

mit verschiedenen Steilheiten 

• 0805 Gehäuse 

• Steilheiten durch lineare Regression berechnet 

• Temperaturbereich von -55°C bis +150°C 

• Hohe Zuverlässigkeit durch Dickfilm Technologie 

R 

Key Patents Lead Microwave Tech 

Ya 

ntel MT 

CA 

C @8.5GHz 

Ya 

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CA 

C @10GHz 

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ntel MT 

CA 

C @12.4GHz 

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tenuation (dB) 

At 


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(°C 

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(°C 

° ) 

Weitere Informationen erhalten Sie über –> 

HEILBRONN 

HAMBURG 

MÜNCHEN 

Berliner Platz 12 • 74072 Heilbronn 

Tel. (07131) 7810-0 • Fax (07131) 7810-20 

Gutenbergring 41 • 22848 Norderstedt 

Tel. (040) 514817-0 • Fax (040) 514817-20 

Streiflacher Str. 7 • 82110 Germering 

Tel. (089) 894 606-0 • Fax (089) 894 606-20 

GLOBES 

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8-2016

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