Spannungsregler spezial: Das 78xx-, LM317- und ... - HTL Wien 10

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Spannungsregler spezial:
Das 78xx-, LM317- und Lowdropout-Prinzip
Einleitung
Oft sind gewisse Inhalte von Diskussionen in diversen Elektronik-Newsgruppen Auslöser Elektronik-
Minikurse zu schreiben. Im vorliegenden Fall regte mich die Tatsache an, dass viele Mitwirkende
praktisch keine Ahnung davon haben, wie die allseits bekannten und traditionsreichen dreibeinigen
Spannungsregler der 78xx-Familie und des LM317 arbeiten. Dasselbe gilt natürlich ebenso für die
79xx-Familie und für den LM337, welche, komplementär zu den andern, negative
Ausgangsspannungen liefern. Da hier jedoch nur die Funktionsprinzipien interessieren, genügt es,
wenn wir uns auf die 78xx-Familie und auf den LM317 beschränken.
Ein (angehender) Elektroniker sollte wissen wie ein 78xx und ein LM317 grundsätzlich arbeiten. Es
sind zwei etwas unterschiedliche fundamentale Prinzipien der Spannungsregelung, die ebenso in
andern ICs für Spannungsregelungen zur Anwendung kommen und man kann solche Schaltungen,
falls einmal nötig, mit solchem Wissen, auch leicht selbst quasidiskret realisieren. Quasidiskret
bedeutet, dass sowohl einzelne Transistoren und Dioden etc., jedoch auch ICs, z.B.
Operationsverstärker vorkommen können.
Ich möchte dies zum Anlass nehmen auf ein Phänomen der Neuzeit der Elektronik hinzuweisen. Bitte
lesen Sie in Die Philosophie meiner Elektronik-Minikurse das kleine Kapitel Ein Phänomen der
Neuzeit.
Zusätzlich wird das Funktionsprinzip der Lowdropout-Spannungsregler thematisiert. Das sind
Spannungsregler die auch noch mit einem sehr geringen Spannungsabfall zwischen Ein- und
Ausgang einwandfrei arbeiten können. Als Vorlage für die Ausführung mit bipolaren
Leistungstransistoren dient der LM2941 und für die Ausführung mit Power-MOSFETs die Serie
LP3961 bis LP3964. Alle hier aufgeführten Produkte stammen aus dem Hause National
Semiconductor. Bevor man mit dem Studium dieses Elektronik-Minikurses beginnt, sollte man sich
diese Datenblätter besorgen. Es wird auf gewisse Diagramme dieser Datenblätter hier eingegangen.
Man muss also darin nachblättern.
Die Funktionsweise der 78xx-Familie
Die Referenzspannungsquelle UR liegt zwischen dem nichtinvertierenden Eingang des
Regelverstärkers RV und GND. Der Ausgang von RV steuert die Basis der Darlingtonstufe, bestehend
aus den beiden NPN-Transistoren T1 und T2. Diese Darlingtonstufe arbeitet als Emitterfolger. Der
Emitter von T1 erzeugt die Ausgangsspannung Ua. Mit dem Spannungsteiler, bestehend aus R1 und
R2, wird ein Teil der Ausgangsspannung über den invertierenden Eingang von RV gegengekoppelt.
Im eingeschwungenen Zustand beträgt die Differenzspannung zwischen den beiden Eingängen von
RV 0 V. Die Schaltung zur Strom- und Leistungsbegrenzung bleibt hier unberücksichtigt.

Eine Spannungsänderung an Ue oder eine Laständerung an Ua hat zur Folge, dass sich Ua kurzzeitig
ändert. Damit verändert sich, über R1 und R2 spannungsgeteilt, auch die Spannung U2 am
invertierenden Eingang von RV. Dies erzeugt eine Spannungsdifferenz zwischen den beiden
Eingängen des RV. Durch die sehr hohe Innenverstärkung des RV ändern sich die
Ausgangsspannungen U3 und Ua dann sehr stark, würden sie sich selbst über den invertierenden
Eingang des RV nicht sofort entgegenwirken. Dies ist der Gegenkopplungsmechanismus. Wenn die
Spannungsänderung an Ue oder die Laststromänderung an Ua langsamer erfolgt als RV nachregelt,
entsteht an Ua in keinem Augenblick des Regelvorganges eine Über- bzw. Unterspannung. Ist die
Spannungsänderung von jedoch schneller als der Regelvorgang, entsteht an Ua kurzfristig eine Über-
oder Unterspannung, wie dies Bild 2 illustriert:
Teilbild 2.1 zeigt eine schnelle Erhöhung der Eingangsspannung Ue. Da der Regelvorgang zu
langsam ist, verzögert sich das Einschwingen Ua mit der Verzögerungszeit t. Ua folgt zunächst Ue
und während des Regelvorganges regelt sich Ua auf den Wert ein, der die Referenzspannung und der
Gegenkopplungsspannungsteiler R1/R2 vorgibt, bis die Differenzspannung zwischen U2 und U1 (Bild
1) 0 V wird. Eine schnelle Reduktion von Ue bewirkt das selbe Ua-Phänomen, jedoch mit umgekehrter
Polarität.
Teilbild 2.2 zeigt eine schnelle Reduktion des Laststromes am Ausgang Ua. Dies kommt einer
schnellen Zunahme von Ue gleich. Aber weshalb eigentlich? Die Darlingtonstufe T1/T2 erhält für einen
bestimmten Emitterstrom - und das ist der Laststrom an Ua - einen bestimmten Basisstrom Ib2 vom
Ausgang des Regelverstärkers RV. Wird der Laststrom an Ua rasch reduziert, ist Ib2 zunächst noch
immer gleich gross wie zuvor. Dies erhöht zwangsläufig die Spannung Ua, weil zwischen Ib2,
Stromverstärkung von T1/T2 und Laststrom (Ie) am Ausgang Ua eine feste Beziehung besteht. Ua
regelt sich aber danach auf den Wert ein, der die Referenzspannung und der
Gegenkopplungsspannungsteiler R1/R2 vorgibt, bis die Differenzspannung zwischen U2 und U1 (Bild
1) 0 V beträgt. Die Zeit t die dafür benötigt wird, ist von der Geschwindigkeit der Regelschaltung
abhängig. Da der Laststrom geringer ist, hat sich proportional dazu auch Ib2 reduziert. U3 hat im
eingeschwungenen Zustand stets den Wert von Ua plus die beiden Basis-Emitter-Spannungswerte
von T1 und T2 von total etwa 1.4 VDC. Ein schneller Anstieg des Laststromes an Ua bewirkt dasselbe
Ua-Einschwingphänomen, jedoch mit umgekehrter Polarität.
Abhilfe gegen zu hohe Über- bzw. Unterspannungswerte während dem Einschwingvorgang schafft ein
Kondensator C am Ausgang Ua, der diesen Vorgang glättet. In den Datenblättern (gilt nicht nur für die
78xx-Familie) sind jeweils Kondensatoren an den Ausgängen mit Kapazitätswerten im Bereich von
100 nF bis in den 10-µF-Bereich und mehr angegeben. Es kommt ganz auf die Schaltung an. Sicher
ist, dass Kapazitätswerte um die 100 nF in die Nähe des Ausganges des Spannungsregler gehören,
damit der Ausgang HF-mässig niederimpedant ist. Wesentlich höhere Kapazitätswerte ergeben sich
oft auch aus der Schaltung, welche mit der Spannungsregelschaltung gespeist wird. Dieser Abschnitt
gilt allgemein, also nicht nur in Zusammenhang mit dem Titel dieses Kapitels.
Damit wäre die Art der linearen elektronischen Spannungsregelung, welche auf dem Prinzip der
Gegenkopplung beruht, erklärt. Dieses selbe Regelprinzip gilt auch für die andern Schaltungen in
diesem Kurs, auch wenn der Aufbau ein wenig anders ist. Je nach Art der Schaltung kann ein solcher
Einschwingvorgang mit einer zeitlichen Verzögerung t zwischen wenigen Mikrosekunden- bis weit in
den 100-µs-Bereich dauern. Es kommt dabei auch sehr auf die Frequenzgangkompensation der
gesamten Schaltung an. Diese muss schließlich garantieren, dass die Schaltung bei starker
Gegenkopplung - kleines R1/R2-Verhältnis - noch stabil arbeitet, das heißt keine Tendenz zum
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Oszillieren aufweist. Diese Frequenzgangkompensation bestimmt sehr stark die
Regelgeschwindigkeit. Wer von den Lesern noch keine Ahnung davon hat was die
Frequenzgangkompensation bedeutet, empfehle ich das Buch Halbleiter-Schaltungstechnik von U.
Tietze und Ch. Schenk. Es gibt ein spezielles Kapitel mit dem Titel "Frequenzgang-Korrektur". Ebenso
interessant ist mein Elektronik-Minikurs:
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• Vom Operationsverstärker bis zum Schmitt-Trigger
Dieser Elektronik-Minikurs enthält eine nachbaubare Demoschaltung, die es ermöglicht, die Funktion
des Operationsverstärkers vom Verstärker (Gegenkopplung), über den Komparator (weder Gegen-
noch Mitkopplung) bis zum Schmitt-Trigger (Mitkopplung) kontinuierlich einzustellen. Ebenfalls
kontinuierlich einstellbar, mittels eines kleinen Drehkondensators, ist die Frequenzgangkompensation.
Damit lässt sich sehr schön zeigen, bei welcher Verstärkung (Gegenkopplung) welches Maß an
Frequenzgangkompensation nötig ist, damit der Operationsverstärker in der Funktion als Verstärker
gerade noch nicht schwingt. Man kann ebenso zeigen, wie es sich negativ auf die Geschwindigkeit
des Operationsverstärkers auswirkt, wenn man mit der Frequenzgangkompensation übertreibt. Eine
solche Demoschaltung eignet sich speziell für den Elektronik-Fachlehrer. Die Demo beeindruckt den
interessierten Schüler.
Die Funktionsweise des LM317
Während bei der 78xx-Spannungsreglerfamilie die Referenzspannung auf GND bezogen ist, bezieht
sie sich beim LM317 auf die Ausgangsspannung Ua. Dieser Trick bietet die Möglichkeit mit nur drei
Anschlüssen und mittels zwei Widerständen zu bestimmen, welche Ausgangsspannung man haben
will. Natürlich hat dies neben diesem Vorteil auch einen Nachteil, der allerdings kaum gravierend ist,
außer man benötigt eine mit Widerständen programmierbare Spannungsregelung mit sehr geringem
Eigenleistungsverbrauch, wie dies in gewissen Batterieanwendungen notwendig sein kann. Wir
betrachten dazu in Bild 3 wie der LM317 grundsätzlich arbeitet:
Der eingeschwungene Zustand dieses Spannungsreglertypes ist genauso dann erreicht, wenn der
Spannungsunterschied zwischen den beiden Eingängen des Regelverstärkers RV 0 VDC ist. Dies hat
zur Folge, dass die Spannung über R2 stets dem Wert der Referenzspannung entsprechen muss, weil
der nichtinvertierende Eingang des VR auf Ua liegt. Zwischen dem invertierenden Eingang des RV
und dem Anschluss UADJ liegt UREF, die Bandgap-Referenzspannungsquelle UR mit einer
Spannung von 1.25 VDC. Die Schaltung zur Strom- und Leistungsbegrenzung bleibt hier
unberücksichtigt.
Dieser geregelte Zustand kann allerdings nur dann erfüllt werden, wenn der Strom an Ua einen
Mindestwert nicht unterschreitet, weil sonst der Betriebsstrom I1 von RV nicht abfließen kann. ER ist
dann zu niedrig. Deshalb ist es zwingend, R2 so niederohmig zu dimensionieren, damit dies
sichergestellt ist. Der Hersteller empfiehlt für R2 einen Wert von 240 Ohm. Die Spannung von 1.25

VDC über 240 Ohm erzeugt einen Strom von I3 = 5.2 mA. Der Strom durch R1 ist natürlich (fast)
gleich groß. Fast, weil auch noch der sehr geringe Strom I2 der Referenzspannungsquelle UR von
etwa 0.1 mA über R1 abfließt.
Die kleinst mögliche Ausgangsspannung Ua entspricht dem Wert der Referenzspannung von 1.25
VDC. Dies ist dann der Fall, wenn R1 einen Wert von 0 Ohm hat. An UADJ liegt dann GND. R2 = 240
Ohm. Schaltet man R1 auf eine negative Spannung, die dem Wert der Referenzspannung entspricht,
kann man Ua bis auf 0 VDC herunterfahren. Wichtig dabei ist, dass für diese negative
Referenzspannung ebenfalls eine hochstabile Bandgap-Referenz, z.B. LM113, verwendet wird, wie
dies eine Application-note des LM317-Datenblattes illustriert. Interessant ist noch die Tatsache, dass
RV mit der minimalen Dropout-Spannung (siehe Datenblatt) als Speisung auskommt. So
selbstverständlich war dies noch nicht als der LM317 erfunden worden ist.
Die Funktionsweise des Lowdropout-Spannungsreglers
Unter dem Begriff Dropout-Spannung versteht man die minimale Differenzspannung zwischen Ein-
und Ausgang des Spannungsreglers, den man berücksichtigen muss, damit die geregelte
Ausgangsspannung Ua gerade noch aufrecht erhalten wird: Uemin = Ua + UDROPOUT
Lowdropout bedeutet, dass diese minimale Spannungsdifferenz besonders klein ist. Während man bei
einem Spannungsregler 78xx oder LM317 mit typisch 2 VDC oder sogar mehr rechnen muss, liegt der
Wert bei Lowdropout-Spannungsreglern bei 0.5 VDC und eher weniger. Es ist auch gar nicht
schwierig, selbst eine Spannungsregelung mit Lowdropout-Eigenschaft zu realisieren, wenn man
weiss worauf es ankommt und welchen Nachteil man für diesen Vorteil erkaufen muss.
Bild 4 zeigt das Prinzip eines Lowdropout-Spannungsreglers mit einem PNP-Leistungstransistor T1.
Warum an dieser Stelle kein NPN-Typ verwendet wird, hat den einfachen Grund, dass dieser mit
seiner Basis-Emitter-Spannung von etwa 0.7 VDC bewirkt, dass die minimale Dropout-Spannung -
hier identisch mit der Kollektor-Emitter-Spannung - größer sein muss als diese Basis-Emitter-
Spannung, weil es eine Emitterfolgerschaltung wäre. Die Basis eines solchen NPN-Transistors müsste
schließlich auch noch von einer Regelschaltung gesteuert werden, deren Betriebsspannung
logischerweise über der Basis-GND-Spannung des Leistungs-NPN-Transistors liegen müsste. Wird an
Stelle eines einzelnen NPN-Transistors ein NPN-Darlington zwecks höherer Stromverstärkung
verwendet, erhöht sich die minimale Dropout-Spannung um weitere 0.7 VDC. Genau diese Situation
besteht bei der 78xx-Familie und beim LM317. Das Prinzip des Emitterfolgers eignet sich also für die
Spannungsregelung mit Lowdropout-Eigenschaften nicht.
Verwendet man einen PNP-Leistungstransistor für T1, hat dessen Basis-Emitter-Spannung keinen
Einfluss auf die Dropout-Spannung (Kollektor-Emitter-Spannung). Betrachten wir die
Spannungsregelung im Falle einer schnellen Laststromerhöhung ILAST am Ausgang Ua durch
Reduktion des Lastwiderstandes. Dies verursacht kurzfristig eine Spannungseinbusse an Ua. U1 fällt
dabei unter die Referenzspannung UREF. RV reagiert mit einem Anstieg von U3 und U2. U2 erzeugt
durch R3 einen höheren Strom, der zur Hauptsache auch der Basisstrom Ib1 von T1 ist. Dies erhöht
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den Kollektor- (Ic1) und somit den Laststrom an Ua bis die Spannung zwischen den beiden Eingängen
des RV wieder 0 V ist. Dies ist dann der Fall, wenn Ua wieder gleich gross ist wie vor der Erhöhung
des Laststromes. Ib2 ist um den Faktor der T2-Stromverstärkung niedriger als Ic2, bzw. Ib1.
Die Dropout-Spannung über T1 darf dabei fast beliebig klein sein, sofern T1 noch fähig ist den
Regelungsprozess zu bewältigen. Man muss dabei bedenken, je geringer seine Kollektor-Emitter-
Spannung wird, um so stärker fährt T1 in die Sättigung und um so geringer ist seine
Stromverstärkung. Dies erhöht zwangsläufig den Basisstrom Ib1 und damit auch die Belastung von
T2. Ib2 steigt natürlich ebenso. Um dieses Problem etwas in den Griff zu bekommen, erfand die
Halbleiterindustrie den sogenannten Superbeta-Transistor mit höherer Stromverstärkung bei niedriger
Kollektor-Emitter-Spannung. Aber auch damit sind Grenzen gesetzt. Für geringe Lastströme bis etwa
100 mA sind Lowdropout-Spannungen von 100 mV durchaus realisierbar.
Wozu braucht es R3? R3 arbeitet als Stromgegenkopplung mit Doppelfunktion. Einerseits macht dies
die gesamte Regelschaltung stabiler, das heißt, die Schwingneigung wird dadurch zusätzlich
reduziert. Zusätzlich, weil der Regelverstärker natürlich selbst frequenzgangkompensiert sein muss.
Wenn der Strom Ib1 als Folge der Zunahme des Laststromes (Kollektorstrom Ic1) steigt, steigt auch
die Spannung U2. Dies hat zur Folge, dass U3 ebenso steigt. U3 kann eine maximale Spannung nicht
überschreiten. Ist diese erreicht, stabilisiert sich Ib1 etwa und somit in gewissen Grenzen auch Ic1 und
damit ebenso der Laststrom am Ausgang Ua. Es gibt also ohne zusätzliche Maßnahmen eine gewisse
Überlastbegrenzung, die allerdings sehr kritisch arbeitet. D.h. sie mag für kurzzeitige Überlastströme
etwas taugen. Dieser Maximalstrom ist von Ue (RV hat hier keine geregelte Betriebsspannung) und
von der Stromverstärkung von T1 und T2 abhängig. Diese ist wiederum abhängig von der Dropout-
Spannung an T1 und von den T1- und T2-Temperaturwerten. Dazu kommt, dass die
Betriebsspannung des RV die Betriebsspannung Ue aushalten muss, - es sei man sorgt für eine
geregelte Betriebsspannung für RV, die regeltechnisch allerdings nicht zwingend ist, wenn durch die
Unterdrückung der Ue-Rippelspannung bei der Gleichrichter-Elko-Schaltung (hier nicht gezeichnet)
die sogenannte Power-Supply-Rejection-Ratio (PSRR) ausreichend ist. Dies wird durch RV-interne
Konstantstromquellen erreicht.
Wozu braucht es R4? Wenn die Regelschaltung kaum belastet ist, ist Ib1 sehr klein und Ib2 ist noch
viel kleiner. Wenn sich dabei zusätzlich ebenso sehr kleine Leckströme auswirken, hätte dies zur
Folge, das Ua über den korrekt geregelten Spannungswert ansteigt. Dieser Zustand kann auch zu
unerwünschten Oszillationen führen. Mit R4 teilt sich der Kollektorstrom Ic2 von T2 in Ib1 und IR4 auf.
Bei sehr geringem Ausgangsstrom (Ic1), ist der Strom durch R4 größer als Ib1. Dies wirkt sich
stabilisierend auf die Regelschaltung aus. Bei größerem Ausgangsstrom (Ic1) bleibt jedoch der Strom
durch R4 konstant, weil die Basis-Emitter-Spannung von T1 etwa einen konstanten Wert von 0.7 VDC
hat. Der Strom durch R4 ist dann viel kleiner als Ib1 und die Stromverstärkung von T1 kommt voll für
den Ausgangsstrom zur Geltung.
Das bessere Lowdropout-Prinzip
Betrachtet man das Datenblatt des Lowdropout Adjustable Voltageregulator LM2941, so fällt im
Schaltschema sogleich auf, dass der Leistungstransistor zwei Kollektoren hat. Der eine ist der
Hauptkollektor der den Strom für den Ausgang liefert und der Strom des zweiten Kollektors bleibt in
der Schaltung. Dieser zweite Kollektorstrom steht in einem festen Zahlenverhältnis zum ersten
Hauptkollektorstrom. Es kann z.B. ein Wert von 1:100 sein. Es würde bedeuten, dass ein Laststrom
von 1 A am Reglerausgang einen Kollektorstrom von 10 mA am zweiten Kollektor zur Folge hat.
Dieser Strom dient der Laststrombegrenzung. Eine spezielle Elektronik misst diesen Strom und
oberhalb einer gewissen Schwelle unterdrückt sie den Basisstromzufluss zum Leistungstransistor. Mit
dieser Methode ist es möglich eine sehr präzise Strombegrenzung zu realisieren.
Die Strombegrenzungsschaltung in integrierten Spannungsreglern ist in der Regel wesentlich
komplexer. Sie ist verknüpft mit der Chiptemperatur. Erreicht diese einen bestimmten Wert, so
reduziert sich der Strom derart, dass die Chiptemperatur nicht weiter ansteigen kann. Auch die
Dropout-Spannung muss miteinbezogen werden. Dies ganz besonders, wenn bipolare
Leistungstransistoren im Einsatz sind, damit dessen sogenannte Second-Breakdown-Grenze nicht
überschritten werden kann. Wer von den Elektronikanfängern noch keine Ahnung davon hat was die
Second-Breakdown-Grenze ist, empfehle ich das Buch Halbleiter-Schaltungstechnik von U. Tietze
und Ch. Schenk. Es gibt dazu ein spezielles Kapitel über Granzdaten von Bipolartransistoren. Diese
Angelegenheit ist knapp im Elektronik-Minikurs Die Power-Zenerdiode aus Z-Diode und Transistor
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(Bild 3) thematisiert.
Die detaillierte Schaltung des LM2941, wie sie im Datenblatt gezeigt wird, eignet sich weniger zur
einfachen und schnellen Funktionserläuterung. Dafür geht sie zu sehr ins Detail. Es ist schade, dass
es nicht auch ein Blockschema gibt, das auf Anhieb die Funktionen übersichtlich verdeutlicht. Das
folgende Schema in Bild 5 zeigt, wie ein integrierter Lowdropout-Spannungsregler mit bipolarem PNP-
Leistungstransistor prinzipiell funktioniert. Die Details haben symbolischen Charakter. Viele
Widerstände sind in integrierten Schaltungen als Stromquellen ausgebildet. Betrachten wir Bild 5 und
einer erweiterten Funktionsbeschreibung, welche über die Erläuterung zu Bild 4 hinausgeht:
T1 ist der Leistungstransistor mit dem Haupt- und Steuer-Kollektor. Der Steuer-Kollektorstrom Ic1s
fließt durch R5 und erzeugt an ihm die Spannung U2. U2 liegt am nichtinvertierenden Eingang des
Regelverstärkers für die Strombegrenzung RV2. Erreicht U2 den Wert der Referenzspannung am
invertierenden Eingang des RV2, steigt am Ausgang von RV2 die Spannung bis zum Wert der Basis-
Emitter-Schwellenspannung des T3. Es fließt ein Basisstrom Ib3 und somit auch ein verstärkter
Kollektorstrom Ic3. Ic3 "stiehlt" Ib2 Strom und dies wirkt sich laststrombegrenzend (Ic1 = konstant)
aus:
Versucht man den Laststrom über den Strombegrenzungseinsatz zu überschreiten, in dem man z.B.
den Lastwiderstand zwischen Ua und GND als wie mehr reduziert, reduzieren sich Ua und U1. U3
geht dabei auf den Maximalwert, weil U1 ständig unter UREF bleibt. Die Spannungsregelung arbeitet
jetzt nicht mehr. Ic3 entzieht Ib2 gerade soviel Strom, dass mit dem restlichen Ib2, multipliziert mit den
beiden Stromverstärkungsfaktoren von T2 und T1, der Überlast-Begrenzungsstrom (Ic1) konstant
gehalten wird. Der Wert des konstanten Überlast-Begrenzungsstromes Ic1 besorgt der Strom Ic1s, der
über R5 eine Spannung erzeugt, die der Referenzspannung UREF entspricht. Auf diese Art wirkt die
Regelung des Überlast-Begrenzungsstromes. Es spielt für die Stabilität dieses Stromes keine Rolle,
dass die Stromverstärkungsfaktoren, z.B. wegen der Temperaturdrift, nicht konstant sind. Solche
Abweichungen werden durch die Veränderung des Stromes Ib3 korrigiert, der seinerseits Ib2
beeinflusst. Für diesen Regelungsprozess weicht U2 von UREF geringfügigst ab. Diese
Spannungsänderung ist allerdings kaum messbar, weil die schon sehr geringe RV2-
Ausgangsspannungsänderung, bestenfalls im 10-mV-Bereich, durch die sehr hohe
Leerlaufverstärkung (Open-Loop-Gain) von RV2 dividiert werden muss. In der Praxis wird diese
Verstärkung mittels Gegenkopplung und zusätzlicher Frequenzgangkomensation allerdings soweit
reduziert, dass die Schaltung auch im Strombegrenzungsbetrieb nicht instabil wird und oszilliert.
R7 wirkt auf den Ausgang von RV1 strombegrenzend und erzeugt maßgebend die Summe von Ib2
und Ic3. Dies ist nötig, weil U3 im Strombegrenzungsfall auf den Maximalwert gezwungen wird und Ic3
in einem vernünftigen Bereich fließen muss, um Ib2 korrekt zu reduzieren, wie bereits beschrieben.
Weiter fällt auf, dass R3, im Gegensatz zu Bild 4, im Kollektor- und nicht mehr im Emitterkreis von T2
liegt. Er muss in dieser Schaltung nichts zur Strombegrenzung beitragen. Für die Stabilität der
Schaltung muss entsprechend frequenzgangkompensiert werden. Betrachtet man das Innenleben des
LM2941, erkennt man zwei Kondensatoren zu 20 pF und 4 pF. Diese dienen diesem Zweck. R3 ist im
Prinzip überhaupt nicht nötig, weil sich Ib1 stets dem Laststrom (Ic1), geteilt durch den
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Stromverstärkungsfaktor von T1 anpasst, gleichgültig ob die Schaltung im Spannungsregelungs- oder
Strombegrenzungsmodus arbeitet. Würde ich jedoch eine solche Regelschaltung quasi-diskret
aufbauen, käme aus Sicherheitüberlegungen R3 dazu. Welchen Vorteil bringt es aber, wenn R3 im
Kollektorkreis liegt? Ganz einfach: RV1 und RV2 müssen bloß Ausgangsspannungen liefern welche
das Ansteuern von T2 und T3 ermöglicht. Dazu genügen Spannungswerte die stets ganz wenig
größer sind als die Basis-Emitter-Schwellenspannungen von T2 und T3. Die Betriebsspannung von
RV1 und RV2 kann somit sehr viel kleiner sein als Ue. Symbolisiert wird dies durch R6 und Z
(Zenerdiode).
Regelungsvorgänge sind komplex und es ist recht schwierig diese mit Worten zu beschreiben. Ich
hoffe, es gelang mir, mich einigermassen verständlich auszudrücken.
Selbstbau eines Lowdropout-Spannungsreglers
Im obigen Abschnitt deutete ich den Selbstbau an. Auch das ist möglich und dazu möge auch dieser
Kurs etwas beitragen. Problematisch wird es allerdings einen diskreten PNP-Transistor mit einem
Steuerkollektor zu finden. Man muss die Strombegrenzung anders realisieren, z.B. mit einem sehr
niederohmigen Shuntwiderstand in der Kollektorleitung des T1. Die Spannung über diesem
Shuntwiderstand wird mit RV2 gemessen wird und die RV2-Ausgangspannung steuert die Basis von
T2. Es gibt dazu auch spezielle Stromsensorschaltungen, welche diese Aufgabe übernehmen.
Schlecht eignet sich die berühmte Stromsensorschaltung mit Shuntwiderstand und Transistor, weil die
Strombegrenzung erst dann eintritt, wenn über dem Shuntwiderstand die Spannung der Basis-Emitter-
Schwellenspannung dieses Transistors liegt. Diese Methode liegt eindeutig im Widerspruch zum
Lowdropout-Prinzip. Die Spannung über einem sehr niederohmigen Shuntwiderstand kann im 10-mV-
Bereich liegen, wenn der zur Messung verwendete Operationsverstärker für RV2 eine entsprechend
niedrige DC-Offsetspannung und eine genügend niedrige Temperaturdrift aufweist. Bei einem großen
Laststrom eignet sich als Shuntwiderstand ein kurzes Stück Kupferdraht.
Es gäbe noch die Möglichkeit anstelle von bipolaren Transistoren Power-MOS-Transistoren zu
verwenden. Da gibt es solche mit Stromsensorausgängen. Dies ist ein zusätzlicher Drainausgang,
dessen Strom im festen Verhältnis zum Hauptdrainstrom steht. Eine solche Regelschaltung ist
allerdings ein Thema für sich. Mehr darüber erfährt man in den technischen Unterlagen der Firma
INFINEON ("infineon" in eine Suchmaschine eingeben). Falls diese Angabe überholt ist, muss man
selbst evaluieren.
Im Vergleich: LM2941 und LM317
Der LM2941 ist ein Spannungsregler, dessen Ausgangsspannung, wie beim LM317, mit zwei
Widerständen definierbar ist. Natürlich ist der LM2941 schaltungstechnisch, weil es ein Lowdropout-
Spannungsregler ist, trotzdem nicht vergleichbar mit dem LM317. Er hat auch vier und nicht drei
Anschlüsse, welche für die Spannungsregelung relevant sind. Ein fünfter Anschluss dient bloß der
Ein- und Ausschaltung der Ausgangsspannung. Man vergleiche dazu beiden die Teilbilder 6.1 und
6.2. Die Referenzspannungsquelle bezieht sich beim LM2941 auf GND und nicht auf die geregelte
Ausgangsspannung (LM317).
Im Diagramm Quiescent-Current/Input-Voltage (Ruhestrom/Eingangsspannung) des LM2941 (siehe
Datenblatt) fällt bei einer Ausgangsspannung von 5 VDC und einem Laststrom von 1 A folgendes auf:
Oberhalb einer Eingangspannung von 9 VDC bleibt der Ruhestrom (Eigenstromverbrauch des
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LM2941) auf einem relativ niedrigen Wert von 30 mA. Unterhalb dieser 9 VDC steigt der Ruhestrom
drastisch an und erreicht das erste Maximum von 120 mA bei etwa 7 VDC. Das zweite Maximum von
etwas mehr als 130 mA wird bei etwa 6 VDC erreicht und steigt bei weniger Dropout-Spannung nicht
mehr weiter an. Unterhalb von etwa 4 VDC fällt der Ruhestrom wieder drastisch ab. Allerdings ist dies
der Bereich, bei dem keine Spannungsregelung mehr stattfindet, denn bei 5.5 VDC ist das Ende der
Fahnenstange erreicht. Die Dropout-Spannung von 0.5 VDC darf bei einem Laststrom von 1 A nicht
unterschritten werden. Hinzu kommt, dass diese 0.5 VDC nur für eine Chiptemperatur von 25 Grad
Celsius gilt, was ziemlich unrealistisch ist. Bei 80 Grad Celsius sind es 0.6 VDC und bei 120 Grad
Celsius 0.7 VDC.
Beim LM317 ist bei einem Strom von 1 A bereits bei einer Dropout-Spannung von 2 VDC das Ende
der Fahnenstange erreicht. Dafür bleibt der Eigenstromverbrauch vernachlässigbar gering wenn große
Lastströme fließen, weil eine NPN-Darlingtonstufe (siehe Bild 1: T1/T2) eine sehr hohe
Stromverstärkung hat, dafür aber als Nachteil eine verhältnismäßig große Dropout-Spannung in Kauf
genommen werden muss. Warum es in integrierten Spannungsreglern keine komplementären
Darlingtons, bestehend aus NPN- und PNP-Transistoren, gibt, die geringere Dropoutspannungen
zulassen, entzieht sich meinen Kenntnissen. Mehr zu dieser Art von Darlingtonschaltungen, liest man
in den beiden folgenden Elektronik-Minikursen:
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• Darlingtonschaltungen bestehend aus NPN- und PNP-Transistoren.
• Einfaches Labornetzteil mit NPN-Komplementärdarlingtonstufe
Lowdropout mit Power-MOSFET
Dieses Thema soll dieser Elektronik-Minikurs abrunden. Es gibt moderne integrierte Lowdropout-
Spannungsregler, welche Power-MOSFETs enthalten. Wer sich dafür interessiert, möge das
Datenblatt der speziellen Ultra-Lowdropout-Spannungsregler der Typen LP3961 bis LP3964 lesen.
Diese Spannungsregler erlauben einen maximalen Ausgangs-Laststrom von 800 mA und dies bei
einer Dropout-Spannung von typisch bloß 240 mVDC. Bei 80 mA sind es nur 24 mVDC. Es fällt dabei
sogleich auf, dass wir es mit dem Kanalwiderstand eines MOSFET zu tun haben, weil zwischen Strom
und Dropout-Spannung ein lineares Verhältnis besteht. Dazu kommt, dass unabhängig vom Laststrom
und von der Dropout-Spannung stets der selbe geringe Eigenstrom von typisch 4 mA fließt. Der Fall
ist klar, ein MOSFET braucht eine Steuerspannung und keinen Steuerstrom. Wird der
Spannungsregler abgeschaltet reduziert sich der Eigenverbrauch auf gerade noch 15 µA (Shutdown-
Mode). Bild 7 erläutert das Prinzip der Spannungsregelung mit einem Power-MOSFET:
T1 ist ein P-Kanal-MOSFET des Anreicherungstyps. Das heißt, erst dann wenn die Gate-Source-
Spannung UGS einen gewissen Wert überschreitet, beginnt dieser Transistor zu leiten. Weil es ein P-
Kanal-MOSFET ist, muss die Spannung des Gate (G) stets negativ zur Source (S) sein. Und so
funktioniert die Regelung der Ausgangspannung Ua:
Reduziert sich Ua auf Grund eines spontan steigenden Laststromes am Ausgang Ua oder einer

spontan sinkenden Eingangsspannung Ue, reduziert sich U1, die im eingeschwungenen Zustand der
Referenzspannung UREF entsprechen muss. Da dies augenblicklich nicht der Fall ist, erzeugt die jetzt
geringere Spannung U1 am nichtinvertierenden Eingang von RV eine ebenfalls niedrigere Spannung
U2, was einer Zunahme von UGS entspricht. Dies öffnet den Drain-Source-Kanal von T1 noch mehr,
was einem niedrigeren Drain-Source-Widerstand entspricht. Damit steigt der Laststrom am Ausgang
Ua soweit an, bis U1 wieder der Referenzspannung entspricht. Ua hat wieder denselben Wert wie
zuvor. Die weiter oben erwähnten Spannungsregler des Typs LP3961 bis LP3964 arbeiten nach
diesem Prinzip.
Es gibt allerdings einen kleinen Unterschied, der jedoch an der Erklärung zur Spannungsregelung
nichts ändert. In Bild 7 ist eine Referenzspannungsquelle gezeichnet. Im Block-Diagramm zum
LP3964 im Datenblatt sieht man jedoch eine vom Shutdown-Signal ein- und ausschaltbare Konstant-
Stromquelle, die einen Widerstand mit einer Diode in Serie speist. Der Konstantstrom dieser
Stromquelle erzeugt über diesen beiden Bauteilen eine konstante Referenzspannung, die auf GND
bezogen ist. Dies entspricht blockschaltmäßig der Referenzspannungsquelle UR in Bild 7. Die Diode
hat wahrscheinlich den Zweck, dass sie mit ihrem negativen Temperaturkoeffizienten von etwa -2
mV/K den positiven Temperaturkoeffizienten der Konstantstromquelle kompensiert. Mehr zum Thema
Konstantstromquellen erfährt man in den folgenden drei Elektronik-Minikursen:
Seite 9
• Die Transistor-LED-Konstantstromquelle
• Der Transistor-LED- und der FET-Konstantstromzweipol
• Konstantstromquelle mit Bandgap-Spannungsreferenz und Opamp
Thomas Schaerer, 15.05.2002 ; 02.12.2002 ; 15.03.2003(dasELKO) ; 14.12.2003 ; 06.04.2006
bearbeitet: wis 2009