Bachelorarbeit Chris Bauer - Geothermie Wiki - zwerg - KIT

Hardwareaufbau und

Softwareentwicklung eines

temperaturbeständigen Servoreglers

Bachelorarbeit

für die Prüfung zum

Bachelor of Engineering

Studiengang Mechatronik

Duale Hochschule Baden-Württemberg Karlsruhe

von

Chris Bauer

Abgabedatum: 12. September 2011

Bearbeitungszeitraum: 12 Wochen

Matrikelnummer, Kurs: 166070, TMT08B

Ausbildungsfirma: Karlsruher Institut für Technologie (KIT)

Betreuer der Ausbildungsfirma: Dr.-Ing. Jörg Isele

Gutachter der Dualen Hochschule: Herr Steffen Quadt

Eidesstattliche Erklärung

gemäß § 5 (2) der „Studien- und Prüfungsordnung DHBW Technik“ vom 18. Mai 2009. Ich

habe die vorliegende Arbeit mit dem Thema:

Hardwareaufbau und Softwareentwicklung eines temperaturbeständigen Servoreglers

selbständig verfasst und keine anderen als die angegebenen Quellen und Hilfsmittel benutzt.

Karlsruhe, den 12. September 2011

Chris Bauer

Sperrvermerk

Die Ergebnisse der Arbeit stehen ausschließlich dem auf dem Deckblatt aufgeführten Ausbildungsbetrieb

zur Verfügung.

Chris Bauer I

Kurzübersicht

Im Rahmen dieser Bachelorarbeit wird ein erster Entwurf eines temperaturbeständigen Servoreglers

vorgestellt. Zunächst einmal ist es notwendig, die benötigte Hardware mit einer

geforderten Spezifizierung für bis zu 200°C Umgebungstemperaturen zu erörtern.

Für die Steuerung und Regelung des Servoreglers wird ebenfalls ein temperaturbeständiger

Mikrocontroller eingesetzt. Dieser soll bei Umgebungstemperaturen von bis zu 200°C eingesetzt

werden.

Probleme existieren hierbei zum einen in der Vielfalt der Komponenten, es sind kaum noch

Bauteile mit einem spezifizierten Einsatztemperaturbereich von bis zu 200°C erhältlich, als

auch in den Lieferbedingungen der erhältlichen Bauteile.

Aus diesem Grund wurde die Leistungselektronik zunächst mit einer möglichst ähnlichen Standardelektronik

aufgebaut.

Im zweiten Teil der Bachelorarbeit wird die Software des Hochtemperatur Mikrocontrollers

für den Servoregler erläutert. Es entstand ein erster Programmentwurf, welcher in weiteren

Schritten ergänzt und optimiert werden kann.

Chris Bauer II

Inhaltsverzeichnis

1 Einleitung 1

1.1 Motivation der Bachelorarbeit . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1

1.2 Gegenstand und Ziele dieser Arbeit . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2

1.3 Gliederung der Arbeit . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2

2 Grundlagen BLDC Motor 4

2.1 Aufbau und Funktionsweise BLDC Motor . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4

2.2 Ansteuerung BLDC Motor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5

2.2.1 Grundlegende Elektronik Komponenten . . . . . . . . . . . . . . 5

2.3 Maxon EC 22 HD Motor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8

2.4 Parametervergleich Maxon EC 22 HD mit EC 22 . . . . . . . . . . . . . . 9

2.5 Festlegung Parameter für Motorelektronik . . . . . . . . . . . . . . . . . 12

3 Hochtemperatur Elektronik 15

3.1 Anforderungsanalyse - Pflichtenheft . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15

3.2 Auswahl geeigneter Hochtemperaturbauteile . . . . . . . . . . . . . . . . 16

3.2.1 Mikrocontroller . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 16

3.2.2 MOSFETs . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 19

3.2.3 Halbbrücken-Leistungstreiber . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23

3.2.4 Strommessung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 25

3.2.5 Passive Bauteile . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27

3.3 Hochtemperatur Platine . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30

3.4 Lötzinn . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 31

3.5 Notwendigkeit Standard Elektronik . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 31

4 Standardelektronik 32

4.1 Anforderungsanalyse – Pflichtenheft . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 32

4.2 Auswahl geeigneter Bauteile . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33

4.2.1 MOSFETs . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33

4.2.2 Halbbrücken-Leistungstreiber . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 35

4.2.3 Strommessung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 35

5 Schaltungsentwicklung 36

5.1 Halbbrücken . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36

Chris Bauer III

Inhaltsverzeichnis

5.1.1 MOSFETs . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36

5.1.2 Treiberschaltung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37

5.2 Strommessung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 41

5.2.1 Current-Shunt-Monitor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 41

5.2.2 Dimensionierung der Schaltung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 42

5.3 Anpassungen an Hochtemperatur Embedded System . . . . . . . . . . . 47

5.3.1 Strommessung mittels AD-Wandler . . . . . . . . . . . . . . . . . 47

5.3.2 Beschaltung der Hall-Sensoren . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 47

5.4 Anschluss der Leistungselektronik am Mikrocontroller . . . . . . . . . . 49

6 EMV Probleme / EMV Schutz 51

6.1 EMV Probleme durch das Schaltungslayout . . . . . . . . . . . . . . . . . 51

6.2 EMV Schutz in der Bohrlochsonde . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 53

7 Softwareentwicklung 54

7.1 Inbetriebnahme einzelner Module . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 54

7.1.1 Realisierung der Kommutierung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 54

7.1.2 PWM Erzeugung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 61

7.1.3 Strommessung mittels AD-Wandler . . . . . . . . . . . . . . . . . 64

7.1.4 Drehzahlmessung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 65

7.2 Regelkreis . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 66

7.2.1 Aufruf Regelkreis . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 67

7.2.2 Drehzahlregelung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 68

7.3 Interruptstrukur . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 72

7.3.1 Interrupt-Prioritäten . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 72

7.3.2 Gesamtaufbau des Servoregler-Programms . . . . . . . . . . . . . 73

8 Motorprüfstand 75

8.1 Verifizierung Drehzahlmessung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 76

8.2 Messungen P-Regler . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 78

9 Zusammenfassung und Ausblick 81

9.1 Zusammenfassung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 81

9.2 Ausblick . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 82

Literaturverzeichnis 83

A Anhang 87

A.1 Ausschnitt Datenblatt Maxon EC 22 HD Motor . . . . . . . . . . . . . . . 87

A.2 Datenblatt UT Leistungswiderstände von SRT . . . . . . . . . . . . . . . 90

Chris Bauer IV

Abbildungsverzeichnis

2.1 Prinzip Gleichstrommaschine . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4

2.2 Grundlegende Funktionsweise BLDC Motor . . . . . . . . . . . . . . . . 5

2.3 Blockschaltbild BLDC Motor mit Elektronik . . . . . . . . . . . . . . . . . 6

2.4 Kommutierungslogic Maxon EC Motor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 7

2.5 Einphasiges Ersatzschaltbild BLDC Motor . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11

2.6 Vergleich Drehzahlkennlinien Maxon EC 22 HD und EC 22 . . . . . . . . 12

2.7 Stromrippel erzeugt durch PWM Signal . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13

3.1 Biegen und abschneiden der Pins - SM470R1B1M-HT . . . . . . . . . . . 18

3.2 Mikrocontroller auf Hochtemperatur Platine . . . . . . . . . . . . . . . . 18

3.3 Current-Shunt-Monitor - TI INA271-HT . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26

3.4 Durchlassstrom über der Temperatur - Semikron SBH 1245TL . . . . . . 29

3.5 Clifton GaAs Power Diode Hermetic Package . . . . . . . . . . . . . . . . 30

5.1 Schaltungslayout Halbbrückentreiber . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 38

5.2 Schaltungslayout Current-Shunt-Monitor TI INA 271 . . . . . . . . . . . 44

5.3 Sallen-Key Tiefpass 1. Ordnung aus INA271 Datenblatt . . . . . . . . . . 45

5.4 Messbrücke mit PT-1000 für Temperaturmessung . . . . . . . . . . . . . 47

5.5 Hall-Sensorbeschaltung auf Hochtemperatur Embedded System . . . . . 48

5.6 Steckerbelegung Anschluss Mikrocontroller . . . . . . . . . . . . . . . . . 49

5.7 Steckerbelegung Anschluss BLDC Motor . . . . . . . . . . . . . . . . . . 50

6.1 Störungen auf Hall-Sensorsignal . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 52

6.2 Kopplungsarten für Signalstörungen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 52

7.1 Hyperwürfel Gray-Code Hall-Sensorwerte . . . . . . . . . . . . . . . . . 56

7.2 Programmablaufplan der Startinitialisierung . . . . . . . . . . . . . . . . 57

7.3 Programmablaufplan Interrupt Service Routine der Kommutierung . . . 59

7.4 Generieren eines PWM-Signals . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 62

7.5 Prescaler Configuration HET . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 63

7.6 Takteingang RTI-Modul . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 65

7.7 Beispiel Kaskadenregelung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 69

7.8 Programmablaufplan P-Regler . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 71

7.9 Programmablauf durch Interrupts . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 73

8.1 Motorprüfstand . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 75

Chris Bauer V

8.2 Diagramm zur Verifizierung der Drehzahlmessung . . . . . . . . . . . . 78

8.3 Testlauf 500 U

8.4

min - Strombegrenzung am Netzteil 1,5A . . . . . . . . . . . .

Testlauf 500

79

U

min - Strombegrenzung am Netzteil 7,2A . . . . . . . . . . . .

- Strombegrenzung am Netzteil 7,2A . . . . . . . . . . .

80

80

8.5 Testlauf 2000 U

min

Tabellenverzeichnis

2.1 Ausschnitt vom Maxon EC 22 HD Datenblatt . . . . . . . . . . . . . . . . 8

2.2 Ausschnitt aus dem Datenblatt des Maxon EC 22 Motors . . . . . . . . . 9

2.3 Vergleich Maxon EC 22 mit EC 22 HD . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 10

3.1 Gegenüberstellung erhältliche Hochtemperatur Controller . . . . . . . . 17

3.2 Vergleich geeignete erhältliche Hochtemperatur MOSFETs . . . . . . . . 20

3.3 Daten Cissiod CHT-Hyperion Halfe Bridge Driver . . . . . . . . . . . . . 25

7.1 Kommutierungslogik BLDC Motor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 55

7.2 TAP-Interrupt-Bits . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 67

8.1 Messdaten Drehzahlverifizierung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 76

8.2 Gemittelte Drehzahlwerte in 6er Schritten . . . . . . . . . . . . . . . . . . 77

Chris Bauer VI

1. Einleitung

Elektrische Energie und Wärmeenergie sind aus unserer heutigen Gesellschaft nicht

mehr wegzudenken. Sie gehören nahezu schon zu den Grundbedürfnissen eines jeden

Menschen.

Elektrische Energie wird meist aus fossilen Energieträgern oder durch Kernenergie ge-

wonnen. Hierbei ist jedoch bekannt, dass die fossilen Brennstoffe einen endlichen Ener-

gieträger darstellen. Ebenso sind die Gefahren, welche von der Kernenergie ausgehen

können, bekannt. Als aktuelles Beispiel ist hier das Unglück vom März 2011 in Fukus-

hima zu nennen.

Um in Zukunft genügend Energie auf sicherem Wege erzeugen zu können, versucht

man auf regenerative Energiequellen umzusteigen. Eine mögliche regenerative Ener-

giequelle ist die Geothermie. Hierbei handelt es sich um die im zugänglichen Teil der

Erdkruste gespeicherte Wärme.

1.1. Motivation der Bachelorarbeit

Um mittels Erdwärme elektrische Energie erzeugen zu können, muss in tiefere Teufen 1

gebohrt werden, damit wärmere Gebiete in der Erdkruste erreicht werden. Die Tempe-

ratur steigt mit der Bohrlochtiefe proportional an.

Hierbei werden in Teufen von 5000m Temperaturen von bis zu 200°C erwartet. Werden

für die Geothermieanwendung solche Teufen erreicht, spricht man von der Tiefen Geo-

thermie.

Hierbei handelt es sich um ein weitgehendst unerforschtes Gebiet, da die widrigen

Umgebungsbedingungen in solch tiefen Bohrlöchern (bis zu 600bar Druck und 200°C

Umgebungstemperatur) das Vorhaben deutlich erschweren.

Im Rahmen des Projekts „Zwerg“ wird versucht mehr Informationen aus diesen Teufen

zu erörtern. Ein Problem stellen hierbei die benötigten Elektronikkomponenten dar.

Es werden derzeit zwei verschiedene Lösungskonzepte verfolgt, um das Problem der

Umgebungsbedingungen in den Griff zu bekommen. Ein Ansatz ist die Isolierung und

1 Teufe ist die bergmännische Bezeichnung für die Tiefe. [27]

Chris Bauer 1

1.2. Gegenstand und Ziele dieser Arbeit

Kühlung bestimmter Sondenabschnitte um Standardelektronik verwenden zu können.

Im anderen Ansatz wird versucht eine Elektronik auf Basis für diese Randbedingungen

spezifizierter Bauteile aufzubauen.

Ziel ist es der Industrie und Forschung ein Baukasten aus „components of the shell“

(cots) zur Verfügung zu stellen, um die Forschungsarbeiten zu erleichtern.

Hierbei werden unter anderem auch Aktoren benötigt um gewisse Aufgaben, beispiels-

weise Pumpen einer Kühlflüssigkeit innerhalb der Sonde, zu realisieren.

1.2. Gegenstand und Ziele dieser Arbeit

Seit Anfang des Jahres 2011 ist ein bürstenloser Gleichstrommotor in Hochtemperatur-

ausführung von der Firma Maxon erhältlich. Eine entsprechende Regelung für diese

Umgebungsbedingungen wird jedoch nicht bereit gestellt.

Ziel dieser Bachelorarbeit ist es einen temperaturbeständigen Servoregler für bürsten-

lose Gleichstrommotoren aufzubauen. Besonders bei der Leistungselektronik, welche

selbst Abwärme an die Umgebung gibt, wird versucht, diese aus dem gekühlten Be-

reich der Sonde auszulagern.

In einer Studienarbeit von Jochen Antons wurden aktuelle Servoregler auf ihren Funk-

tionsumfang geprüft, sowie grundlegend notwendige Bauteile erörtert, die für den Be-

trieb eines bürstenlosen Gleichstrommotors benötigt werden.[1]

In dieser Bachelorarbeit wird versucht, die Elektronik in Hochtemperaturausführung

aufzubauen und ein erster Programmentwurf auf einem Hochtemperatur Mikrocon-

troller umgesetzt.

1.3. Gliederung der Arbeit

Nach der Einführung im ersten Kapitel wird im Kapitel zwei auf die Grundlagen von

bürstenlosen Gleichstrommotoren eingegangen, sowie der von Maxon Motor erhältlich

Hochtemperatur Motor „EC 22 HD“ erläutert. Im folgenden Kapitel werden auf Basis

des Grundlagenwissens die für den Betrieb notwendigen Komponenten in Hochtem-

peraturausführung vorgestellt.

Aufgrund der schwierigen Lieferbedingungen wird im Kapitel vier auf die ersatzweise

aufgebaute Standardelektronik des Leistungsteils eingegangen. Im folgenden Kapitel

wird die Dimensionierung der Elektronik Schaltung und das Schaltungslayout erläu-

tert.


1.3. Gliederung der Arbeit

Danach wird auf die Implementierung der Software auf dem Hochtemperatur Mikro-

controller eingegangen, sowie Problemstellen im Schaltungslayout aufgezeigt.

Abschließend werden einige Testreihen vorgestellt, ein kurzes Statement, sowie ein

Ausblick auf weiterführende Arbeiten am temperaturbeständigen Servoregler gege-

ben.


2. Grundlagen BLDC Motor

2.1. Aufbau und Funktionsweise BLDC Motor

Bei einem bürstenlosen Gleichstrommotor, auch Brushless DC Motor (BLDC) genannt,

sind zur Kommutierung keine Bürsten vorhanden, sondern es wird eine elektronische

Schaltung benötigt. Aus diesem Grund ist auch die Bezeichnung EC-Motor für „elec-

tronically commutated“ geläufig. Vom prinzipiellen Aufbau entspricht ein BLDC Mo-

tor dem einer permanenterregten Synchronmaschine. [37]

Beim Kommutiervorgang in Gleichstrommaschinen wird die Stromrichtung im Anker

umgepolt. Dies ist notwendig, um bei Drehbewegung ein Drehmoment in die gleiche

Richtung erzeugen zu können. Die physikalische Grundlage hierzu besteht darin, dass

sich entgegengesetzte Pole anziehen und gleiche abstoßen. Will man die Kraft in ei-

ne Richtung trotz Drehbewegung aufrecht erhalten, ist es ab einem gewissen Winkel

notwendig den Stromfluss, welcher im Anker den magnetischen Fluss erzeugt, umzu-

polen bzw. zu verändern. [34]

Abbildung 2.1.: Prinzip Gleichstrommaschine [39]

Der mechanische Kommutator besteht aus Bürsten und Schleifringen. In Abbildung 2.1

sind in braun die Schleifringe, sowie in rot und blau in der Mitte an der Versorgungs-

spannung die Bürsten zu erkennen. Die mechanische Kommutierung weist mit zuneh-

mender Betriebsdauer einen Verschleiß an den Bürsten und Schleifringen auf.


2.2. Ansteuerung BLDC Motor

Bürstenlose Motoren hingegen arbeiten nahezu verschleißfrei, allerdings bedarf es ei-

ner aufwendigen Elektronik um das Drehfeld zu erzeugen.

Abbildung 2.2.: Grundlegende Funktionsweise BLDC Motor [37]

In Abbildung 2.2 ist der Aufbau eines BLDC Motors zu erkennen. Er besteht aus min-

destens 3 Wicklungen im Stator und einem Permanentmagneten mit mindestens einem

Pol im Anker. Zur Lagenerkennung können zusätzliche Sensoren, z.B. Hall-Elemente

am Läufer angebracht sein.

Um beim BLDC Motor eine Drehbewegung zu erzeugen, werden die Wicklungen im

Stator je nach Läuferposition mit Strom beaufschlagt. Der Läufer richtet sich nach dem

magnetischen Fluss, welcher durch die Wicklungen im Stator erzeugt wird, aus. Die

Schalter V1-V6 (auch als 6-Puls-Brückenschaltung bezeichnet) können abwechselnd so

angesteuert werden, dass das Ausrichten des Läufers in einer Drehbewegung resultiert.


2.2.1. Grundlegende Elektronik Komponenten

Die Elektronikkomponenten eines Servoreglers lassen sich in zwei Bereiche gliedern.

Ein Bereich ist die Leistungselektronik, welche den Motor direkt mit elektrischer Leis-

tung versorgt. Der zweite Bereich ist die Kleinsignalelektronik oder auch Steuerelek-



tronik genannt, welche die Kommutierungs- und Regelungsaufgaben übernimmt.

Leistungselektronik

Abbildung 2.3.: Blockschaltbild BLDC Motor mit Elektronik [19]

Als Leistungsschalter (in Abbildung 2.2 als V1 bis V6 bezeichnet) kommen Transisto-

ren, beispielsweise Feldeffekttransistoren bzw. MOSFETs (Metal Oxide Semiconductor

Field-Effect Transistoren) zum Einsatz. Diese Transistoren werden über das Gate mit

einer Spannung gesteuert.

Um den Stromkreis über die Motorspulen herzustellen werden 3 Halbbrücken, beste-

hend aus 2 MOSFETs, benötigt. Um die Motorwicklungen mit Strom zu versorgen muss

immer in zwei verschiedenen Halbbrücken jeweils ein MOSFET durchgeschaltet sein

(siehe Abbildung 2.3).

Steuerelektronik

Die Kommutierungslogik (siehe Abbildung 2.4) kann entweder per Software auf einem

Mikrorechner bzw. Mikrocontroller oder per Hardware mit Logikbausteinen realisiert

werden. In der Geothermie Hochtemperaturanwendung wird versucht mit möglich

wenigen Halbleiterbauteilen auszukommen. Aus diesem Grund wird die Kommutie-

rungslogik mit einem Mikrocontroller in Software realisiert. Zur Kommutierung wird

die aktuelle Position des Läufers benötigt. Diese wird im Falle des verwendeten Maxon

EC 22 HD Motors von drei Hallsensoren detektiert, wodurch sich eine Auflösung in 60°

Schritten ergibt.



Abbildung 2.4.: Kommutierungslogic Maxon EC Motor [17]

Die Aufgabe der Elektronik beim Kommutieren besteht darin, die Position auszule-

sen und das Drehfeld über die Leistungselektronik ständig anzupassen. (siehe Abbil-

dung 2.3) Da die Position des Rotors nur in 60° Schritten aufgelöst werden kann, wird

der Motor mit Blockkommutierung betrieben. Blockkommutierung bedeutet, dass die

Statorwicklungen so mit Strom beaufschlagt werden, dass das resultierende elektro-

magnetische Feld des Stators in 60° Schritten wandert. Hierdurch entsteht ein Drehmo-

mentrippel von ca. 14%, da die Position des Rotors im Bezug auf das magnetische Feld,

und die damit resultierende Kraft, nicht immer identisch ist. [17]

Damit ein Strom durch die Motorwicklungen fließt, müssen immer zwei Leistungs-

schalter geschlossen sein. Ein Schalter an Plus und ein Schalter der an Minus angebun-

den ist ergeben den Stromkreis (siehe Abbildung 2.3). Durch eine Sternverschaltung

der Motorwicklungen fließt der Strom somit durch zwei Motorspulen.

Zusätzlich zur Kommutierungslogik muss die Steuerelektronik, bzw. der Mikrocon-

troller, die Regelung der Drehzahl oder Positionieraufgaben übernehmen. Außerdem

wird in der Hochtemperaturanwendung eine Überwachung der Umgebungstempera-

tur notwendig sein, um die Regelparameter des Motors gegebenenfalls anpassen zu

können.


2.3. Maxon EC 22 HD Motor

2.3. Maxon EC 22 HD Motor

Seit Anfang 2011 ist im Maxon Motorenprogramm der Maxon EC 22 HD Motor er-

hältlich. EC steht hierbei für „electronically commutated“ also für einen bürstenlosen

Gleichstrommotor. HD wird mit „Heavy Duty“ für harsche Umgebungsbedingungen

als Zusatz angegeben. Die Zahl 22 gibt den Außendruchmesser von 22mm des Elek-

tromotors an. Von diesem Motortyp ist eine Variante welche in Luft, sowie eine die in

Öl funktioniert, erhältlich. Die maximale Dauerleistung bei 25°C Umgebungstempera-

tur, des in Öl gelagerten Motors, beträgt 240 Watt. Bei 200°C Umgebungstemperatur

können noch ca. 80W Dauerleistung abgegeben werden. Für die Anwendung in der

Geothermie Bohrlochsonde wird der Motor für Anwendungen in Öl verwendet, da die

komplette Sonde mit Öl befüllt wird. Als Referenzmedium gibt Maxon das „Shell Tellus

Öl T15„ an. Dieses Öl wurde bestellt und ist bereits für spätere Tests mit dem EC 22 HD

vorhanden. Bei Hochtemperaturtests mit diesem Öl sollte jedoch auf die Entzündlich-

keit bei hohen Temperaturen geachtet werden. Der Flammpunkt des Öls beträgt 170°C.

Tabelle 2.1.: Ausschnitt vom Maxon EC 22 HD Datenblatt [18]

Die Motoren können in einer Version mit oder ohne Hall-Sensoren bestellt werden. Für

die Anwendung in der Geothermie Bohrlochsonde ist der Motor mit Hall-Sensoren bes-

ser geeignet, da dieser auch im Start-/Stoppbetrieb verwendet werden soll. Die Motor-

variante mit Hall-Sensoren erreicht eine Gesamtlänge von ca. 90mm.

Für die Dimensionierung der Leistungselektronik, an welche der EC 22 HD Motor an-


2.4. Parametervergleich Maxon EC 22 HD mit EC 22

geschlossen wird, sind die Nennspannung von 48V und der Nennstrom von 1,88A (sie-

he Tabelle 2.1 letzte Spalte) bei 200°C Umgebungstemperatur zu beachten.

Der EC 22 HD Motor wurde im April bestellt und soll voraussichtlich im August gelie-

fert werden. Aufgrund der Ungewissheit, ob der Motor zu diesem Zeitpunkt geliefert

wird, wurde das Niedertemperaturderivat EC 22, bei Maxon Motor bestellt.

Mit diesem Motor können erste Tests mit dem Servoregler erfolgen. Bei der Program-

mierung der Regelung ist hierbei auf die Unterschiede zwischen diesen beiden Motoren

zu achten, weshalb im nächsten Kapitel ein kurzer Vergleich zwischen diesen beiden

Motoren erfolgt.


In diesem Kapitel wird kurz auf die Unterschiede zwischen dem EC 22 und dem EC

22 Heavy Duty Motor eingegangen. Der EC 22 Motor wird, bis der EC 22 HD Motor

geliefert wird, für die Softwareentwicklung als Testmotor verwendet.

Tabelle 2.2.: Ausschnitt aus dem Datenblatt des Maxon EC 22 Motors [21]

Beim normalen EC 22 Motor kann beim Kauf zwischen verschiedenen Nennspannun-

gen entschieden werden. Bei der gekauften Version handelt es sich um die Version mit

einer Nennspannung von 48V (siehe Tabelle 2.2 roter Kasten). Bei den Motordaten wer-

den für die Gegenüberstellung die wichtigsten Werte bei 25°C Umgebungstemperatur

verglichen (vgl. Tabelle 2.3).



EC 22 HD EC 22 EC 22 angepasst

Nennspannung 48 V 48 V 20 V

Leerlaufdrehzahl 12900 U

min 32200 U

min 13440 U

Nenndrehzahl 8560

min

U

min 30100 U

Nennstrom 4,53 A

min

3,33 A

-

-

Nennmoment 149 mNm 45,8 mNm -

Anlaufstrom 13,4 A 60,2 A 25,1 A

Anschlusswiderstand

Phase-Phase

3,59 Ω 0,797 Ω 0,797 Ω

Anschlussinduktivität

Phase-Phase

0,357 mH 0,188 mH 0,188 mH

Drehzahlkonstante 278 U

min·V 672 U

min·V 672 U

Drehmomentkonstante 34,3 mNm · A 14,2 mNm · A

min·V

14,2 mNm · A

Kennliniensteigung 29 U

min·mNm 37,7 U

min·mNm 37,7 U

min·mNm

Tabelle 2.3.: Vergleich Maxon EC 22 mit EC 22 HD

Von den elektrischen Parametern abgesehen, sollte der verwendete Motor einen Au-

ßendurchmesser von 22mm sowie einen Wellendurchmesser von 4mm aufweisen. Trifft

dies nicht zu, müsste zusätzlich zu den Änderungen im elektrischen Aufbau auch der

mechanische Prüfstandaufbau an den Niedertemperaturmotor angepasst werden.

Im Folgenden wird auf die elektrischen Unterschiede zwischen den Maxon EC 22 HD

und EC 22 Motoren näher eingegangen.

Mit der angelegten Spannung und der Drehzahlkonstante, lässt sich mit einer Nähe-

rung auf die Leerlaufdrehzahl zurückrechnen:

n0 = kn · U [17] (2.1)

n0 ...Leerlaufdrehzahl [ U

min ]

kn ...Drehzahlkonstante [ U

min·V ]

U ...angelegte Versorgungsspannung [V]



Mit dem Anlaufstrom und der Drehmomentkonstante lässt sich das Anhaltemoment

errechnen:

MH = kM · IA [17] (2.2)

MH ...Anhaltemoment [mNm]

kM ...Drehmomentkonstante[ mNm

A ]

IA ...Anlaufstrom [A]

Der Anlaufstrom lässt sich aus der angelegten Spannung und dem Anschlusswider-

stand Phase-Phase errechnen.

Im Anlaufmoment kann die Motorinduktivität (hier L1), aufgrund stationären Verhal-

tens und die Induktionsspannung vom Polrad (UP), da noch keine Drehbewegung vor-

handen ist, vernachlässigt werden.

Abbildung 2.5.: Einphasiges Ersatzschaltbild BLDC Motor

Für den Anlaufstrom gilt: IA = US

R

Mit den genannten Parametern kann die Drehzahlkennlinie bei konstanter Spannung

in einem Diagramm dargestellt werden. Die Werte berücksichtigen noch keine Tole-

ranzen oder Temperatureinflüsse, reichen aber dennoch für eine überschlagsmässige

Betrachtung aus. In Abbildung 2.6 ist in einem Diagramm ein Vergleich der beiden

Motoren mittels Drehzahlkennlinie dargestellt.

Die Leerlaufdrehzahl n0 des EC 22 Motors wird auf das Niveau des EC 22 HD Motors

herabgesetzt, indem die angelegte Spannung auf 20V reduziert wird.


2.5. Festlegung Parameter für Motorelektronik

Durch verändern der angelegten Spannung wird eine Parallelverschiebung der Dreh-

zahlkennlinie bewirkt. Dies ist für den Motor unproblematisch, da DC Motoren mit

beliebigen Spannungen betrieben werden können.

Aus dem Diagramm in Abbildung 2.6 sind auch die unterschiedliche Kennlinienstei-

gung ∆n

∆M zu erkennen. Anhand der Kennliniensteigung lässt sich ein direkter Vergleich

zwischen verschiedenen Motoren aufstellen. Hierbei lässt sich generell sagen, je kleiner

die Steigung, desto unempfindlicher reagiert die Drehzahl auf Last- bzw. Drehmomen-

tänderungen und desto kräftiger ist der Motor. [21]

Bei der Programmierung des Servoreglers ist darauf zu achten, dass alle Motor abhän-

gigen Parameter so einfach wie möglich vom EC 22 an den EC 22 HD Motor angepasst

werden können.

Abbildung 2.6.: Vergleich Drehzahlkennlinien Maxon EC 22 HD und EC 22


Für die Motorelektronik werden einige Eckdaten für den Betrieb des Motors von der

Dimensionierung festgehalten, um die Elektronikkomponenten besser auswählen zu

können.

Als Kommutierungsart wird Blockkommutierung gewählt. Eine Sinuskommutierung

ist mit der derzeitigen Rotorlageauflösung mittels den Hall-Sensoren in 60° Schritten



nicht möglich, es müssten hierfür Signale von Encoder oder Resolver zur Rotorlagen-

auflösung zur Verfügung stehen. [17]

Die Motorspulen werden bei der Blockkommutierung mit einem Pulsweitenmodulier-

ten Singal (PWM) bestromt. Hierbei lässt sich die Drehzahl über das Verhältnis von

Impulsdauer zur Periodendauer (Tastverhältnis) des PWM-Signals verstellen.

Die Spannung und somit die Drehzahl, welche am Motor anliegt, stellt sich Proportio-

nal zum Tastverhältnis des PWM-Signals über die Motorinduktivität ein.

Es entstehen hierbei jedoch sogenannte Stromrippel, wie in Abbildung 2.7 zu erkennen

ist. Die gewählte Frequenz des PWM-Signals hängt deshalb unter anderem von der In-

duktivität der Motorwicklungen, einem Motor abhängigen Parameter, ab.

Abbildung 2.7.: Stromrippel erzeugt durch PWM Signal [15]

In der Gleichung 2.3 wird ersichtlich, welche Parameter die Größe der Stromrippel be-

einflussen.

∆Imax =

Vcc

2 · fPWM · (LMot + L Add)

∆Imax ...maximal auftretende Stromschwankungen [A]

VCC ...Spannung Motor [V]

fPWM ...Frequenz des PWM Signals [Hz]

LMot ...Induktivität der Motorwicklung [H]

L Add ...Zusätzliche Drosselinduktivität [H]

[15] (2.3)

Maxon empfiehlt für kleine Motoren eine PWM Frequenz zwischen 39kHz und 60kHz,

damit die entstehenden Stromrippel nicht zu groß werden. Dies hätte eine Aufwär-

mung des Motors zur Folge. [15]



Aus diesem Grund wird als PWM-Frequenz für den Hochtemperatur Brushless DC

Regler 50kHz festgelegt. Setzt man nun die Werte des Maxon EC 22 HD Motors (Ab-

schnitt A.1) in die Gleichung 2.3 ein, so erhält man als Ergebnis maximale Stromrippel

von 1,34 A.

In der ersten Testphase wird zusätzlich der Maxon EC 22 Motor eingesetzt. Die Mo-

torwicklungen haben bei diesem Motor eine deutlich geringere Induktivität (siehe Ta-

belle 2.2) . Die Berechnung mit der Gleichung 2.3 ergibt bei diesem Motor maximale

Stromrippel von 4,07 A.

Sind die Stromrippel zu hoch können in den Stromkreis, zusätzlich zur Motorindukti-

vität, in Reihe Drosselinduktivitäten integriert werden. [15]

Im Datenblatt des 1-Q-EC Verstärker DEC Modules 50/5 von Maxon wird die Glei-

chung 2.4 angegeben. Mit dieser Gleichung kann die benötigte Indutkivität errechnet

werden. Ist das errechnete Ergebnis negativ oder Null, so wird keine zusätzliche In-

duktivität benötigt. Ansonsten kann die benötigte zusätzliche Drosselinduktivität di-

rekt aus dem Ergebnis abgelesen werden. [20]

VCC

LPhase ≥ 0, 5 · (

− (0, 3 · LMotor)) [20] (2.4)

6 · fPWM · IN

L Phase ... zusätzliche externe Induktivität pro Phase [H]

VCC ...Spannung Motor [S]

fPWM ...Frequenz des PWM Signals [Hz]

LMot ...Induktivität der Motorwicklung [H]

Setzt man die Werte des EC 22 HD Motors in die Gleichung 2.4 ein, so erhält man ein

Ergebnis von -36µH. Dies bedeutet bei einer PWM-Frequenz von 50kHz werden keine

zusätzlichen Drosselinduktivitäten benötigt.

Beim EC 22 Motor von Maxon erhält man mit obiger Gleichung 2.4 als Ergebnis 6,3µH.

Es wird also eine externe zusätzliche Drosselinduktivität benötigt. Es werden hierfür

10µH Spulen eingesetzt, da eine größere Induktivität keinen Nachteil mit sich bringt.

Die errechneten Stromrippel von Gleichung 2.3 verringern sich mit der zusätzlichen

Induktivität von 4,07A auf 3,75A. Die Stromrippel des EC 22 Motors sind trotz der zu-

sätzlichen Induktivität noch deutlich größer als die Stromrippel des Hochtemperatur

Motors.


3. Hochtemperatur Elektronik

3.1. Anforderungsanalyse - Pflichtenheft

Die wichtigsten Parameter für die Auswahl von geeigneten Komponenten für den Ser-

voregler sind die Umgebungsbedingungen und der verwendete Maxon EC 22 HD Elek-

tromotor. Es lassen sich folgende Anforderungsspezifikationen an die Hochtemperatu-

relektronik stellen:

Anforderungen nach Umgebungseinflüssen:

• Komponenten für Umgebungstemperaturen bis 200°C spezifiziert

• Vibrationsfestigkeit der Lötstellen und Platine

• Lebensdauer mindestens 1000h bei 200°C

Anforderungen nach Motordaten:

• Maximaldrehzahl für Kommutierung beträgt 13900 U

min

• Maximaler Dauerstrom Maxon EC 22 HD bei 25°C beträgt 4,53A

• Maximaler Dauerstrom Maxon EC 22 HD bei 200°C beträgt 1,88A

• Maximaler Anlaufstrom Maxon EC 22 HD 13,4A bei 25°C

• PWM Frequenz für Blockkummutierung beträgt 50kHz

• Nennspannung des Motors beträgt 48V

Anforderungen an Elektronik nach Regelungsaspekten:

• Für Drehzahlregelung min 3 PWM-Ausgänge

• AD-Wandler Eingang für Strommessung


3.2. Auswahl geeigneter Hochtemperaturbauteile

• 3 Interrupt fähige Eingänge für Hallsensoren

• 3 Ausgänge um Halbbrücken zu aktivieren/deaktivieren

• Temperaturmessung und Anpassung der Regelung nach Temperatureinflüssen

• Kurzschlussschutz in Hardware durch Halbbrückentreiber

Alle Komponenten, welche für die Funktionalität notwendig sind, müssen für diese

Randbedingungen geeignet sein. Hierzu zählen auch die Verbindungstechnik und die

Leiterplatte.

Die Hardware für die Temperaturmessung wurde schon in einer Projektarbeit auf der

Platine des Hochtemperatur Embedded Systems integriert. Die Temperaturmessung

muss in dieser Arbeit nicht dimensioniert werden. [2]


Grundlegend lässt bei der Auswahl der Hochtemperaturkomponenten sagen, dass die

Vielfalt an Bauteilen für diesen Temperaturbereich stark eingeschränkt ist. Nur wenige

Hersteller bieten Halbleiterbauteile für diesen Temperaturbereich an.

3.2.1. Mikrocontroller

Der Mikrocontroller des Servoreglers muss ebenfalls den in Abschnitt 3.1 genannten

Anforderungen entsprechen. Texas Instruments bietet einen Mikrocontroller mit ARM7

Core und einem Einsatztemperaturbereich von -55°C bis +220°C an. Der Controller ist

in einem Keramikgehäuse oder als KGD 1 erhältlich. Der Funktionsumfang der Variante

mit Gehäuse ist deutlich geringer, verglichen mit dem direkten Halbleiterchip, da nicht

alle Anschlüsse nach außen gebondet werden. Für den Hochtemperatur Servoregler ist

der Funktionsumfang mit Gehäuse dennoch ausreichend.

Im Rahmen einer Projektarbeit im 4. Semester wurde ein Hochtemperatur Embedded

System auf Basis des TI SM470R1B1M-HT Mikrocontrollers entwickelt.[2] Dieses wird

für den Servoregler in der Bachelorarbeit zur Regelung der Drehzahl und Steuerung

der elektronischen Kommutierung verwendet. Hierfür wird es um die notwendigen

Leistungsbauteile auf einer zusätzlichen Platine ergänzt.

Derzeit sind die in der Tabelle 3.1 aufgezeigten Hochtemperatur Controller erhältlich.

1 KGD bedeutet Known Good Die. In der Mikroelektronik wird hiermit ein Halbleiter bezeichnet, der, bevor

er in einem Gehäuse untergebracht wird, als fehlerfrei qualifiziert wird. [36]



Controllerart

Honeywell

HT83C51

Max. Frequenz 16MHz

ROM

8Bit

Mikrocontroller

8K Byte Mask

ROM

RAM 256 Bytes RAM

AD-Wandler

(Bit/Kanäle)

Temperaturbereich

Lebenserwartung

Texas

Instruments

SM470R1B1M-

HT

16/32Bit

Mikrocontroller

60MHz

(Pipeline Mode)

1M-Byte Program

Flash

64K-Byte Static

RAM (SRAM)

Texas

Instruments

SM320F2812-

HT

Texas

Instruments

SM320F28335-

HT

DSP 32Bit CPU DSC 32Bit CPU

150MHz 100MHz

Up to 128K × 16

Flash 1K × 16

OTP ROM

34K x 16 SA-

RAM 2

256K x 16 Flash

1K x 16 OTP

ROM

- 10/12 12/16 12/16

4K × 16 RAM

8K × 16 SA-

RAM 1K x 16

SARAM

-55°C bis 225°C -55°C bis 220°C -55°C bis 220°C -55°C bis 210°C

Über den

kompletten

Temperaturbereich

5 Jahre

garantiert

Bei 220°C Junctiontemperatur

ca. 1000h


ca. 1000h


ca. 5000h

Tabelle 3.1.: Gegenüberstellung erhältliche Hochtemperatur Controller

2 SARAM= Single-Access RAM: Memory space that only can be read from or written to in a single

clock cycle. [31]



In der vorangegangenen Projektarbeit im 4. Semester wurde die Entscheidung Auf-

grund des Funktionsumfangs für den TI SM470R1B1M-HT Mikrocontroller getroffen

und für diesen Controller ein Layout entwickelt. Der digitale Signal Controller (DSC)

von TI wurde erst nach Ende der Projektarbeit veröffentlicht und war zum Zeitpunkt

der Entscheidung nicht bekannt. Die Motorregelung kann jedoch problemlos mit dem

gewählten Mikrocontroller realisiert werden. Ein Umstieg auf den digitalen Signal Con-

troller wäre zu einem späteren Zeitpunkt, wenn die Regelung sehr aufwendig werden

sollte, denkbar. Im Rahmen dieser Bachelorarbeit ist diese Umsetzung auf einen ande-

ren leistungsfähigeren Controller nicht notwendig und zeitlich nicht zu realisieren.

Um den Controller auf der Platine verlöten zu können, müssen zunächst die Pins ge-

bogen und abgeschnitten werden (siehe Abbildung 3.1).

Abbildung 3.1.: Biegen und abschneiden der Pins - SM470R1B1M-HT

Anschließend kann der Mikrocontroller auf der Hochtemperaturplatine, welche von

Brockstedt aus einem Polyimid-Glas-Trägermaterial gefertigt wurde, aufgelötet wer-

den.

Abbildung 3.2.: Mikrocontroller auf Hochtemperatur Platine



3.2.2. MOSFETs

Das wichtigste Bauteil der Leistungselektronik sind die eigentlichen Leistungsschalter,

welche die Motorspulen mit Strom beschalten (siehe Unterabschnitt 2.2.1 Grundlegen-

de Elektronik Komponenten).

Als Schalter werden MOSFETs eingesetzt, welche für den genannten Spannungs- und

Strombereich des zu betreibenden Motors ausgelegt sein müssen. Zusätzlich muss die

Strombelastbarkeit, besonders bei den Umgebungstemperaturen von bis zu 200°C, be-

achtet werden. Die MOSFETs müssen hier genügend Reserven aufweisen, wobei ein

möglichst geringer Widerstand von Drain to Source (RDSon) vorteilhaft ist.

Zusätzlich sollten die Schaltzeiten der MOSFETs möglichst kurz sein, um die Verlus-

te beim Schalten des PWM-Signals möglichst gering zu halten. Während des Ein- und

Ausschaltvorgangs wird der Ohmsche Bereich des Transistors durchfahren. Der MOS-

FET verändert in Abhängigkeit der angelegten Spannung am Gate den Ohmschen Wi-

derstand RDSon. Der Widerstand sollte über einen sehr kurzen Zeitraum ansteigen oder

sinken, wobei dann nur kurzfristig eine große Verlustleistung über dem MOSFET ab-

fällt. Die Schaltzeit verhält sich proportional zu den Verlusten beim Schalten. Sind die

Schaltzeiten sehr schnell, ist die Verlustleistung sehr gering.

Anforderungen an die MOSFETs zusammengefasst:

• Umgebungstemperaturen bis zu 200°C

• Min. 48V Sperrspannung von Drain to Source

• Min 5A Drain Dauerstrom bei 25°C Umgebungstemperatur

• Min 2A Drain Dauerstrom bei 200°C Umgebungstemperatur

• Schaltzeiten möglichst kurz aufgrund dynamischer Belastung

Der maximale Dauerstrom ist für den Betrieb mit einem PWM-Signal nicht die Belas-

tungsgrenze. Er gibt jedoch eine grobe Richtung über die Belastungsgrenze, aufgrund

des Widerstands RDSon und des thermischen Übergangswiderstands von Junction to

Case, an.

Hochtemperatur MOSFETs, welche bis zu 200°C Umgebungstemperatur funktionieren,

werden derzeit von drei Herstellern angeboten. Nach den Einflussgrößen Spannung



und Umgebungstemperatur sortiert, bleiben noch drei MOSFETs, welche mit dem Mo-

tor verwendet werden könnten, übrig. Diese werden nachfolgend tabellarisch vergli-

chen.

Honeywell

HTNFET

CISSOID

CHT-NMOS8010

X-RELXTR204112

Temperaturbereich -55°C bis +300°C -55°C bis + 300°C -60°C bis +230°C

Drain Spannung Bis 60V Bis 80V Bis 70V

Drain Strom 25°C

Max. 1A,

nuousConti-

13,5A 1µs

Tj=25°C

pulse, 20A 2µs

Tj=25°C

pulse,

Drain Strom 200°C

Max. 1A,

nuousConti-

9A 1µs

Tj=225°C

pulse, 12A 2µs

Tj=230°C

pulse,

Steuerspannung

Gate VGS 5V 5V 5V

On-Time

30ns 110ns 90ns @Tj=230°C

(t d−On + tr)

Off-Time

(td−O f f + t f )

84ns 181ns 60ns @Tj=230°C

RDS(on) @Tj=25°C 0,4Ω 0,24Ω 0,1Ω

RDS(on) @Tj=225°C Angabe fehlt 0,44Ω 0,21Ω

Package 4-Pin-Power-Tab TO 254 6-lead TO257

Besonderheiten

Drain Strom Angabe

nicht bekannt

für welche Temperatur

Passende Treiber

ebenfalls erhältlich

Mit integrierten

Treibern, Noch

nicht erhältlich

Tabelle 3.2.: Vergleich geeignete erhältliche Hochtemperatur MOSFETs

Alle erhältlichen Hochtemperatur MOSFETs sind Logic Level FETs. Das bedeutet, diese

MOSFETs können mit einer Steuerspannung von 5V am Gate durchgeschaltet werden.

Beim von Honeywell erhältlichen MOSFET kann die maximale Leistung des Maxon EC

22 HD Motors nicht erreicht werden, da die Dauerstrombelastbarkeit mit 1A zu gering

ist. Aufgrund der Tatsache, dass die Umgebungsbedingungen sehr harsch sind, sollte

außerdem eine Reserve bei der Belastbarkeit der MOSFETs gegeben sein. Der MOSFET

kann somit für den Servoregler nicht verwendet werden.

Um einen Kurzschluss in einer Halbbrücke zu vermeiden, sollte in den Halbbrücken-

treibern eine Kurzschlusssicherung integriert sein. Ein Kurzschluss in einer Halbbrücke

bedeutet, dass beide MOSFETs einer Halbbrücke gleichzeitig durchgeschaltet sind und

somit die Spannungsquelle kurzschließen.

Viele Treiberbausteine, welche für die Ansteuerung der MOSFETs notwendig sind, bie-

ten solche Ausstattungsfeatures. Bei den MOSFETs von X-REL ist der Treiber im MOS-



FET integriert, was Bauteile auf der Platine einspart. Diese MOSFET-Treiberkombination

bietet laut Datenblatt jedoch das Feature mit der Kurzschlusssicherung nicht und ist zu-

dem noch nicht erhältlich. Aus diesen Gründen werden die MOSFETs CHT-NMOS8010

von Cissoid für den Servoregler ausgewählt.

Bei der Auswahl wurden zudem die Berechnungen des maximalen Dauerstroms bei

200°C sowie die gesamten Verlustleistungen in Abhängigkeit des Motorstroms bei 200°C

Umgebungstemperatur beachtet.

Berechnung max. Dauerstrom bei T A =200°C und T J =225°C:

Hierzu ist der Widerstand RDSon bei TJ=225°C und der thermische Übergangswider-

stand von Junction to Ambient ΘJA notwendig. Der Übergangswiderstand Junction to

Case ist mit ΘJC=5 K

W angegeben. Der Übergangswiderstand von Case to Ambient wird

in dieser Rechnung vernachlässigt und sollte auch später in der Anwendung in der

Sonde, im Verhältnis zum ΘJC Widerstand, vernachlässigbar klein sein. Die MOSFETs

werden auf einen großen Kühlkörper montiert, wobei sich dieser zusätzlich in einem

Ölbad im inneren der Sonde befindet. Die komplette Elektronik der Bohrlochsonde soll

später in Öl getaucht betrieben werden.

Der RDSon bei TJ=225°C beträgt 0,44Ω und ΘJA wird mit 5 K

W angenommen.

Aus den Formeln ∆T = P · R th , dem ohmschen Gesetz sowie P = U · I lässt sich die

zusammengesetzte Gleichung 3.1 erstellen:

Imax =

�

∆T Junction to Ambient

RDSon · ΘJA

Imax ...maximaler Dauerstrom [I]

∆T Junction to Ambient ...Temperaturunterschied Umgebung zu Halbleiter [ ◦ C]

RDSon ...Widerstand Drain to Source [Ω]

ΘJA ...thermischer Übergangswiderstand [ K

W ]

Es ergibt sich ein maximaler Dauerstrom von:

Imax =

�

�

�

� 225◦C − 200◦C 0.44Ω · 5k

= 3.37A

W


(3.1)


Der Maxon EC 22 HD Motor ist bei 200°C noch mit einem maximalen Dauerstrom von

1,88A belastbar, womit genügend Reserven beim MOSFET bestehen.

Die MOSFETs werden allerdings nicht mit einem Dauerstrom betrieben, sondern mit

einem PWM-Signal angesteuert. Die Verlustleistung lässt sich somit in zwei Teilschrit-

ten errechnen. Diese sind die statische Verlustleistung, wenn der Schalter geschlossen

ist, und die dynamischen Schaltverluste, welche beim Schalten auftreten. Bei der sta-

tischen Verlustleistung wird das Tastverhältnis mit einberechnet, um die über die Zeit

gemittelten Verluste zu erhalten.

Berechnung Verlustleistung MOSFET bei T A =200°C:

Formel für statische Verlustleistung:

Pon = I 2 D · RDSon · ton

T

Pon ...statische Verlustleistung [W]

ID ...Durchlassstrom von Drain to Source [A]

ton

T

...Tastverhältnis des PWM-Signals [1]

Näherungsformel für Dynamische Verlustleistung:

[23] (3.2)

PSW = 0, 5 · VDS · ID · fS · (tr + t f ) [23] (3.3)

PSW ...dynamische Verlustleistung [W]

VDS ...Spannung von Drain to Source [V]

fS ...Schaltfrequenz PWM-Signal [Hz]

tr + t f ...Signal Anstiegs- und Fallzeiten [s]

Für die Berechnung werden folgende Werte verwendet:

• Motorspannung 48V

• Nennstrom bei 200°C ist 1,88A

• Tastverhältnis der PWM beträgt 0,9

• Signal Anstiegs- und Fallzeit beträgt zusammen 151ns

• RDSon bei TJ=225°C beträgt 0,44Ω



Das Tastverhältnis beträgt im Betrieb maximal 0,9 und wird deshalb für die Worst Case

Berechnung verwendet. Im Unterabschnitt 5.1.2 wird auf den Maximalwert des Tast-

verhältnisses genauer eingegangen.

Statische Verlustleistung: Pon = (1, 88A) 2 · 0, 44Ω · 0, 9 = 1, 4W

Dynamische Verlustleistung: PSW = 0, 5 · 48V · 1, 88A · 50.000Hz · 151ns = 0, 34W

Es ergibt sich somit eine Gesamtverlustleistung von:

PV = PC + P Switching = 1, 4W + 0, 34W = 1, 74W

Mit dem oben angenommenen thermischen Übergangswiderstand ΘJA von 5 K

W lässt

sich die Erwärmung der Halbleiterschicht bei einer Umgebungstemperatur von 200°C

errechnen:

TJ = TA + ΘJA · P = 200 ◦ C + 5 K

W · 1, 74W = 208, 7◦ C

Es sind somit genügend Reserven vorhanden, weshalb der MOSFET für den Maxon EC

22 HD Motor in der 6-Puls-Brückenschaltung verwendet werden kann.

Bei der Verlustleistung kommt als günstiger Faktor noch hinzu, dass der Motor mit

Blockkommutierung betrieben wird. In dieser Betriebsart haben die MOSFETs kurze

Schaltpausen, da jeweils nur zwei Halbbrücken gleichzeitig aktiv sind. Somit ist die

über die Zeit gemittelte Verlustleistung noch etwas geringer.

3.2.3. Halbbrücken-Leistungstreiber

Definition: In einer Halbbrücke bedeutet Low-Side-MOSFET, dass der FET eine Last

gegen die Masse (GND) durchschaltet. Der High-Side-MOSFET hingegen schaltet die

Last an die Versorgungsspannung durch. [22]

Für den Betrieb von MOSFETs reicht eine Spannung von 3,3V und der Strom von

max. 20mA, die der Mikrocontroller liefern kann, nicht aus. In diesem Kapitel wird

auf die Notwendigkeit und die Verfügbarkeit von passenden Leistungstreibern für den

Hochtemperatur Brushless DC Servoregler eingegangen.



Leistungstreiber stellen die Schnittstelle zwischen steuernder Elektronik und der Leis-

tungselektronik dar.

Zusammenfassend ergeben sich für die Halbbrücken-Leistungstreiber folgende Aufga-

ben:

• Spannungsanpassung von steuernder Elektronik an Leistungselektronik

• Bereitstellen des hohen Ladestroms für Gatekapazität des MOSFETs

• Anpassen des Potentials für den High-Side N-FET der Halbbrücke

• Kurzschlussschutz der Halbbrücke in Hardware

• Totzeit zwischen den Schaltvorgängen bereitstellen

Bei den verwendeten Hochtemperatur MOSFETs von Cissoid handelt es sich um Lo-

giclevel FETs. Das bedeutet, ein Potential von 5V zwischen Gate und Source reicht für

das Schalten aus.

Der TI Hochtemperatur Mikrocontroller liefert an den I/O Pins 3,3V als Ausgangs-

spannung. Der Widerstand RDSon ist somit noch größer als im voll durchgeschalteten

Zustand, was hohe Verlustleistungen zur Folge hat. Außerdem ist ein Betrieb von MOS-

FETs direkt an einem Controller-Pin nur dann möglich, wenn es sich um keinen dy-

namischen Betrieb handelt. Die Verlustleistung beim Schalten ist direkt proportional

zur Schaltgeschwindigkeit. Damit ein MOSFET schnell schalten kann, sind kurzfristig

große Ströme notwendig, um die Gatekapazität aufzuladen. Treiberschaltungen kön-

nen kurzfristig Strome von bis zu 1,5A zum Laden der Gatekapazitäten bereitstellen.

Ein geeigneter Hochtemperatur Leistungstreiber ist für die gewählten Hochtemperatur

MOSFETs von Cissoid vom selben Hersteller erhältlich und bietet die in Tabelle 3.3 ge-

nannten Ausstattungsfeatures.

Eine wichtige Funktion des Leistungstreibers ist das Anpassen des Spannungspegels

für das Gate des High-Side N-Kanal MOSFETs. Hierfür ist eine Boostrapschaltung not-

wendig. Auf die Bootstrapschaltung wird in Unterabschnitt 5.1.2 näher eingegangen.

Der Hochtemperatur Leistungstreiber von Cissoid hat bereits die für eine Bootstrap-

schaltung notwenige Diode integriert. Somit müssen am Leistungstreiber lediglich Kon-

densatoren und Widerstände dimensioniert werden.

Der Halbbrücken-Treiber ist für eine Brückenspannung von 50V ausgelegt und somit

für den Maxon Motor geeignet. Für die PWM-Frequenz ist der Leistungstreiber eben-



Versorgungsspannung

Cissiod CHT-Hyperion

5V

Steuerspannung Gate 5V

Maximale Brückenspannung 50V

Ladestrom Gate 1A

Temperaturbereich -55°C bis + 225°C

Treiberart N-Channel High-Side- und Low-Side-Treiber

- Integrierte Bootstrapschaltung mit Diode

Besonderheiten

- Kurzschlussschutz der Halbbrücke

- Unterspannungsschutz

Tabelle 3.3.: Daten Cissiod CHT-Hyperion Halfe Bridge Driver

falls geeignet. Laut Datenblatt kann der Treiber eine 3nF Gatekapazität mit 500kHz

Frequenz ausreichend schnell schalten. Der von Cissoid verwendete MOSFET weist ei-

ne Gatekapazität von lediglich 850pF auf und die Schaltfrequenz beträgt nur 50kHz.

Somit sind die Leistungstreiber für diese MOSFETs mit den erforderlichen Betriebspa-

rametern optimal geeignet und können verwendet werden.

Von anderen Hochtemperatur-Elektronikherstellern sind derzeit keine Leistungstreiber

für N-Kanal MOSFETs, mit den benötigten Features, erhältlich.

3.2.4. Strommessung

Die Strommessung im Brushless DC Servoregler ist für die Überwachung des Motor-

betriebes, oder um eine Drehmoment Regelung über den Strom zu realisieren, notwen-

dig. Der Stromverbrauch des Motors stellt sich über die angelegte Spannung und die

aktuelle Drehzahl des Polrades sowie den Lastzustand ein. Die Spannung kann über

das Tastverhältnis des PWM-Signals angepasst werden. Die Strommessung ist vorerst

hauptsächlich für eine Überlastschutzfunktion notwendig.

Für die Strommessung kommen grundsätzlich zwei verschiedene Möglichkeiten in

Frage: die berührungslose Strommessung und die Messung mittels Shuntwiderstand

im Stromkreis.

Die berührungslose Messung kann mit Hall-Sensoren oder Magnetoresistiven-Sensoren

realisiert werden. Hall-Sensoren für den Einsatztemperaturbereich werden im Maxon

EC 22 HD Motor für Bestimmung der Rotorlage verwendet. Maxon gibt jedoch keine

Auskunft über die Art oder den Hersteller der verwendeten Hall-Sensoren.

Auch für die berührungslose Messung mittels Magnetoresistiven-Sensoren wurden für



den geforderten Einsatztemperaturbereich keine Bauteile gefunden.

Für die Messung mittels Shuntwiderstand steht von TI ein Hochtemperatur Current-

Shunt-Monitor zur Verfügung. Dieser verstärkt das Signal und bietet einige wichtige

Funktionen, auf welche im Abschnitt 5.2 näher eingegangen wird.

Von TI ist ebenfalls ein Niedertemperaturderivates Halbleiterbauteil des Current-Shunt-

Monitors erhältlich, welches zur Entwicklung und Dimensionierung der Schaltung ver-

wendet wird.

Samples

Von der Firma Texas Instruments wurden, nachdem der Current-Shunt Monitor INA271-

HT bei der Recherche gefunden wurde, zeitnah Samples angefordert. Innerhalb eines

Monats wurden zwei solcher Hochtemperatur ICs als Sample geliefert.

In Abbildung 3.3 sind die gelieferten Hochtemperatur-Samples von TI zu sehen.

Abbildung 3.3.: Current-Shunt-Monitor - TI INA271-HT

An dieser Stelle noch einmal ein Dankeschön an die Firma Texas Instruments.



3.2.5. Passive Bauteile

Passive Hochtemperaturbauteile werden erst nachdem eine prototypische Platine aus

FR4 mit den Hochtemperatur ICs bestückt wurde bestellt. Zuvor kann mit Standart-

elektronikderivaten passiven Bauteilen die Dimensionierung verifiziert werden. Die

Problematik liegt hierbei in der Mindestabnahmemenge der passiven Komponenten.

Kondensatoren

Hochtemperatur MLCC SMD-Kondensatoren sind von der Firma Novacap und Kemet

in verschiedenen Ausführungen erhältlich. Diese Kondensatoren wurden bereits in der

Projektarbeit vom 4. Semester auf dem Hochtemperatur Embedded System verbaut.

Mit diesen Kondensatoren können Schwankungen der Spannungsversorgung vor ICs

gefiltert werden oder RC-Filter aufgebaut werden. [24]

Beim Betrieb eines Gleichstrommotors sind zusätzlich größere Kapazitäten für das Puf-

fern der Versorgungsspannung notwendig. Aufgrund der langen Anschlussleitungen

der Versorgungsspannung der Sonde (bis zu 5km Länge) ist dieser Puffer umso wich-

tiger. Ein Elektromotor würde einen Einbruch der Versorgungsspannung problemlos

verkraften, die weiteren Elektronikkomponenten in der Sonde reagieren jedoch sehr

sensibel auf Schwankungen in der Versorgungsspannung. Aus diesem Grund müssen

zu den SMD-Keramikvielschicht-Kondensatoren weitere Kondensatoren mit einer grö-

ßeren Kapazität die Versorgungsspannung stabilisieren.

Von Kemet sind bedrahtete Keramik Kondensatoren mit Kapazitäten im einstelligen

µF Bereich für Umgebungstemperaturen von bis zu 260°C erhältlich. [16] Von Green

Tech sind Kondensatoren mit einer Kapazität von 220µF bei 200°C und 60V Spannung

erhältlich. [7]

Die Firma Evans Capacitor bietet ebenfalls eine Hochtemperatur Bauserie bis + 200°C

an. Es sind Kondensatoren mit einer Kapazität von 220µF und 60V bei 200°C, sowie

470µF und 45V bei 200°C Umgebungstemperatur, erhältlich. Die Spannungsfestigkeit

der Kondensatoren sinkt bei dieser Bauserie mit der Umgebungstemperatur. [5]

Ein anderer Ansatzpunkt um die Spannungsversorgung zu puffern wären evtl. Akkus,

welche zur Versorgungsspannung parallel geschaltet werden. Dies hätte den weiteren

Vorteil, dass die Versorgungsspannung kurzfristig komplett ausfallen könnte. Akkus

für diese Umgebungstemperaturen wurden bislang jedoch noch nicht ergründet.



Widerstände

Für den Hochtemperatur Servoregler sind Widerstände an verschiedenen Stellen er-

forderlich. Beispielsweise werden Pullupwiderstände, Shuntwiderstände, Widerstän-

de für Spannungsteiler, Widerstände als Vorwiderstand zwischen Gate und Treiber IC

sowie Widerstände für Filterschaltungen benötigt.

Die Firma SRT Resistor Technologie bietet eine große Produktpalette an SMD- sowie

bedrahteten Widerständen. Hierbei sind ebenfalls Widerstände mit großer Belastbar-

keit bei 200°C Umgebungstemperatur vorhanden. Diese können als Shuntwiderstände

für die Strommessung des Regelkreises verwendet werden.

Dioden

Für den Leistungsteil sind neben den Schaltern (MOSFETs) auch Freilaufdioden erfor-

derlich. Diese verhindern die beim Schließen der Schalter entstehenden Induktions-

spannungen. Hierzu werden die Dioden in Sperrichtung parallel zu den MOSFETs an-

gebracht.

Die verwendeten Freilaufdioden müssen von der Sperrspannung an die Motorversor-

gungsspannung angepasst sein. Ebenfalls muss die Strombelastbarkeit in Durchlass-

richtung an den Motor angepasst sein. Dies bedeutet beim verwendeten Maxon EC 22

HD Motor eine Strombelastbarkeit von ca. 2A bei 200°C Umgebungstemperatur.

Dieser entscheidende Parameter der Strombelastbarkeit in Durchlassrichtung (Forward

Current) ist Ausschlusskriterium für viele Hochtemperatur Dioden mit bis zu 200°C

Einsatztemperatur. Die Suche der Dioden wurde hierbei auf Gehäuse, welche für den

Einsatz in der Sonde (Platz stark begrenzt) geeignet sind begrenzt. Zum Durchlass-

strom Beispielhaft die Abbildung 3.4 aus dem Datenblatt der Semikron SBH 1245TL

Diode.

Bei dieser Diode handelt es sich um eine Hochtemperatur-Schottky-Diode welche bis

zu einer Junction Temperatur von +200°C eingesetzt werden kann. Der Durchlassstrom

beträgt bei einer Umgebungstemperatur von 75°C 12A. Es ist jedoch im Diagramm er-

sichtlich, dass bei 200°C Umgebungstemperatur der Durchlassstrom gegen Null geht.

Eine weitere zusätzliche Einschränkung bei dieser Schottky-Diode ist die zu geringe

Sperrspannung von 45V. Der Motor könnte somit nicht mit der Nennspannung von

48V betrieben werden.

Viele weitere als Hochtemperatur erhältliche Dioden sind nur bis zu einer Junction



Abbildung 3.4.: Durchlassstrom über der Temperatur - Semikron SBH 1245TL [30]

Temperatur von +175°C einzusetzen und somit ebenfalls ungeeignet. Bereits bekannte

Hersteller von Hochtemperaturbauteilen bieten keine für diesen Anwendungsfall ge-

eignete Dioden an.

Lediglich der Hersteller Clifton aus Estland bietet passende Hochtemperatur-Dioden,

welche für diese Randbedingungen ausgelegt sind, an. Der Hersteller produziert haupt-

sächlich Halbleiter für Leistungselektronik aus Galliumarsenid. Bei den Dioden han-

delt es sich um GaAs p-i-n Gleichrichter-Dioden. Diese sind sehr schnell und über einen

Temperaturbereich von -65°C bis + 260°C einsetzbar. [6]

Die zusätzliche Randbedingung des begrenzten Platzvolumens für die Elektronik kann

mit Dioden dieses Herstellers ebenfalls eingehalten werden. Die Dioden sind in bedrah-

teten Hermetic Packages oder in einer SMD-Variante erhältlich.

Wie in der Abbildung 3.5 zu erkennen ist, sind bei 200°C Umgebungstemperatur noch

genügend Reserven, was den Durchlassstrom betrifft, vorhanden. Die Reverse Reco-

very Time dieser Dioden beträgt 30ns. Diese sind sehr schnell und somit gut für den

Anwendungszweck als Freilaufdiode einzusetzen.

Zum derzeitigen Zeitpunkt wurden noch keine Preisauskünfte sowie Lieferzeiten des

Herstellers bekannt gegeben. Die Anfragen diesbezüglich bleiben unbeantwortet.


3.3. Hochtemperatur Platine

Abbildung 3.5.: Clifton GaAs Power Diode Hermetic Package [6]

Lediglich über die Firma Micross Components Ltd. konnte per E-Mail Kontakt aufge-

nommen werden. Die Firma Clifton selbst antwortet nicht auf E-Mails sowie Anfragen

über das Kontaktformular der Homepage. Die Firma Micross Components Ltd. ist eine

Partnerfirma zu Clifton Semiconductor und verarbeitet bzw. integriert die Halbleiter-

chips von Clifton in standardisierten Gehäusen.

3.3. Hochtemperatur Platine

Die Firma Brockstedt, welche die Hochtemperaturplatine der Projektarbeit im 4. Se-

mester gefertigt hat, bietet ebenfalls eine Hochtemperaturplatine mit 70µm Kupferstär-

ke an. Diese Kupferstärke ist für die Leistungselektronik deutlich besser geeignet. Die

Ströme des Maxon EC 22 HD Motors betragen bei 200°C ca. 2A im Nennbetrieb und

8A im Anlauf. Die Leiterbahnen können durch die dickere Kupferschicht dünner di-

mensioniert werden, weshalb die komplette Platine des Leistungsteils kleiner ausfallen

kann.

Ein Layout für die Hochtemperaturelektronik wurde noch nicht erstellt. Ohne Layout

kann keine genaue Preisangabe von den Herstellern gegeben werden. Der Preis kann

aber ungefähr mit dem der Hochtemperaturplatine aus der Projektarbeit des 4. Semes-

ters verglichen werden. [2] Dieser liegt bei einer Stückzahl von 1-4 Stück bei einem

Einzelpreis von ca. 170€ mit zusätzlichen Nebenkosten von ca. 540€. Die Platine des

Hochtemperatur Embedded Systems besteht aus einem Polyimid-Glas-Trägermaterial


3.4. Lötzinn

(bis 220°C geeignet) mit innenliegendem Kupfer-Invar-Kupfer Layer für die Anpas-

sung der Ausdehnungskoeffizienten an die Halbleiterbauteile.

3.4. Lötzinn

Als Lötzinn kann bleifreies Lot (Sn96,5 Ag3 Cu0,5) mit einer Schmelztemperatur von

217°C oder ein Hochtemperaturlot (Pb 93 Sn 5 Ag 2) mit einer Schmelztemperatur

von 296°C eingesetzt werden. Da im Leistungsteil hauptsächlich ICs mit Through Ho-

le Technology eingesetzt werden, kann hier auch das schwieriger zu verarbeitende

Hochtemperaturlot verwendet werden. Es müsste jedoch in Praxistests die Eignung

der Temperaturbelastung (Umgebung + warme ICs) mit zusätzlicher Vibration geprüft

werden. Die Firma Brockstedt empfiehlt für den Einsatz bis 200°C Umgebungstempe-

ratur das oben genannte bleifreie Lot. Es muss sich in ersten Praxistests zeigen, welches

der beiden genannten Lote besser geeignet ist.

3.5. Notwendigkeit Standard Elektronik

Mit der Hochtemperaturkomponenten-Suche stellt sich neben der Frage ob geeigne-

te Komponenten erhältlich sind, ebenfalls die Frage, wie lange die Lieferzeiten dieser

Bauteile sind. Die Hochtemperatur MOSFETs und Treiber von Cissoid haben eine Lie-

ferdauer von ca. 12 Wochen. Aus diesem Grund wurde schon zu Beginn klar, dass die

entsprechenden Bauteile für die hohen Temperaturen während der Bachelorarbeit nicht

mehr geliefert werden. Um dennoch den Mikrocontroller während der Bachelorarbeit

programmieren zu können und erste Tests mit dem Hochtemperaturmotor zu ermög-

lichen, wurde eine Elektronik auf Basis von Standard-Komponenten aufgebaut. Das

Layout der Hochtemperaturelektronik wird in nachfolgenden Arbeiten erstellt.

In den folgenden Kapiteln wird auf die verwendeten Standard-Bauteile eingegangen,

sowie das Schaltungslayout und die Dimensionierung erläutert.


4. Standardelektronik

4.1. Anforderungsanalyse – Pflichtenheft

Für die Auswahl der Standardelektronikkomponenten lässt sich ebenfalls ein Pflich-

tenheft erstellen. Es wird lediglich der Leistungsteil der Elektronik aus Standardelek-

tronikkomponenten aufgebaut. Der Hochtemperatur-Mikrocontroller von TI wird wei-

terhin für die Ansteuerung des Leistungsteils verwendet.

Die Anforderungen nach Regelaspekten bleiben also gleich der Hochtemperaturelek-

tronik.

Anforderungen an Elektronik nach Regelungsaspekten:

• Für Drehzahlregelung min 3 PWM Ausgänge

• AD-Wandler Eingang für Strommessung

• Interruptfähige Eingänge für Hall-Sensoren

• 3 Ausgänge um Halbbrücken anzusteuern

• Temperaturmessung und Anpassung der Regelung nach Temperatureinflüssen

• Kurzschlussschutz in Hardware durch Halbbrückentreiber

Zusätzlich sollte die Ansteuerung der Halbbrückentreiber ähnlich oder gleich der Hoch-

temperatur-Halbbrücken sein, um die Änderungen der Software möglichst gering zu

halten.

Des weiteren sollten die einzelnen Hardwaremodule, beispielsweise die Strommessung

ähnlich oder bestenfalls aus derivaten Komponenten aufgebaut werden.

Die Anforderungen nach den Motordaten ändern sich geringfügig, da an den Standard

Elektronikkomponenten am Anfang der Maxon EC 22 Motor mit anderen Motorkenn-

daten eingesetzt werden soll.


4.2. Auswahl geeigneter Bauteile

Anforderungen nach Motordaten:

• Maximal zu kommutierende Drehzahl beträgt ca. 14000 U

min

• Maximaler Dauerstrom Maxon EC 22 3,33A

• Maximaler Anlaufstrom Maxon EC 22 an 20V 25,1A

• PWM Frequenz für Blockkommutierung beträgt 50kHz

• Nennspannung des Motors 48V, jedoch reduziert auf 20V wegen Drehzahl

Die Standardelektronik, insbesondere die MOSFETs, soll von der maximalen Strom-

belastbarkeit überdimensioniert werden. Somit könnten die MOSFETs in späteren Ver-

suchen bei einer erhöhten Umgebungstemperatur (bis 200°C) auf ihre Funktion über-

prüft werden. Die Preise für die Standard Komponenten unterscheiden sich lediglich

im Cent-Bereich, weshalb eine solche Möglichkeit offen gehalten werden soll.


4.2.1. MOSFETs

Als MOSFETs werden in der Hochtemperaturelektronik N-Kanal MOSFETs mit Logic

Level Steuerspannung eingesetzt. In der Standard Elektronik sind keine Logic Level

MOSFETs für eine Spannung von 48V erhältlich. Aus diesem Grund muss hier ein

MOSFET mit 10V Gate Steuerspannung (VGS) verwendet werden und die Leistungs-

treiber hierfür passend ausgelegt sein.

Ein für den Maxon EC 22 Motor passender MOSFET ist von der Firma International

Rectifier erhältlich. Es handelt sich um einen Standard N-Kanal MOSFET mit der Be-

zeichnung AURIF1010EZ.

Nachfolgend werden die wichtigsten Features dieses Bauteils zusammengefasst [26]:

• Spannungsfestigkeit von Drain to Source V (BR)DSS = 60V

• Temperaturbereich TJ = -55°C bis + 175°C

• Der Widerstand RDSon beträgt maximal 8,5mΩ

• Steuerspannung VGS = 10V



• Continous Drain Strom bei 25°C beträgt 84A (Silicon Limited)

• Continous Drain Strom bei 25°C durch Package limitiert ist 75A

• Integrierte Freilaufdiode mit Continous Source Current = 84A

• Die Einschaltverzögerung (On-Time (t d−On + tr)) beträgt 109ns

• Die Ausschaltverzögerung (Off-Time (t d−O f f + t f )) beträgt 92ns

• Erhältlich in drei versch. Gehäusen, verwendet wird das TO-220AB Package

Die MOSFETs sind bei Reichelt zu einem Stückpreis von 1,066 € erhältlich.

Für die aktuelle Anwendung sind die MOSFETs deutlich überdimensioniert. Dies ist

jedoch notwendig, da sich der maximal zulässige Drainstrom mit steigender Umge-

bungstemperatur verringert. So ist laut Datenblatt bei TC=100°C noch 60A Continous

Drain Current möglich. Somit sind die MOSFETs für Tests bei erhöhten Umgebung-

stemperaturen nicht mehr so deutlich überdimensioniert.

Die Verlustleistung ist bei diesem MOSFET im Vergleich zum Hochtemperatur MOS-

FET von Cissoid deutlich geringer, da der Widerstand von Source zu Drain kleiner ist.

Die Verlustleistung bei diesen MOSFETs setzt sich aus statischer Verlustleistung siehe

Gleichung 3.2, der dynamischen Verlustleistung, siehe Gleichung 3.3 und der Verlust-

leistung der Diode zusammen.

Ohne die Verlustleistung der Diode kommt man mit:

• 3,3A Dauerstrom und 48V Spannung

• PWM Frequenz von 50kHz mit einem Tastverhältnis von 0,9

auf eine Gesamtverlustleistung von 0,65W.

Die Berechnung der Verlustleistung an der Diode hängt von vielen weiteren, nur schwer

abschätzbaren, Faktoren ab. [28]

Generell berechnet sich die Verlustleistung an einer Diode über das Produkt von der

Spannung, die über der Diode abfällt, sowie dem Strom von dem sie durchflossen wird.

Für die gemittelte Gesamtverlustleistung ist jedoch die Zeit, in der die Diode leitet ent-

scheidend. Diese Zeit ist nicht mit dem Tastverhältnis gleich zu setzten.

Die Diode muss in der Halbbrücke die entstehenden Induktionsspannungen leiten, die

beim Schließen der Schalter entstehen. Aufgrund der großen Leistungsreserven ist die

Berechnung der Verlustleistung an der Diode momentan zu vernachlässigen.



4.2.2. Halbbrücken-Leistungstreiber

Die Firma International Rectifier bietet ebenfalls zahlreiche MOSFET-Treiber ICs an. Die

Treiber mit der Bezeichnung IRS21844 sind ebenfalls bei Reichelt zu einem Stückpreis

von 3,07 € erhältlich und mit den gewählten MOSFETs kompatibel.

Diese Halbbrückentreiber lassen sich ähnlich wie die Hochtemperatur-Treiber ansteu-

ern und bieten eine integrierte einstellbare Totzeit von 400ns bis 5000ns. Sie verfügen

über einen Bootstrapkreis um die obere Gatespannung zu erzeugen. Zudem haben sie

genügend Ausgangsleistung um die MOSFETs schnell anzusteuern. [25]

4.2.3. Strommessung

Für die Strommessung wird die wie in Unterabschnitt 3.2.4 beschriebene Methode, der

Messung via Shuntwiderstand, gewählt. Hierbei kommt ein derivates Bauteil, der IC

INA271 von Texas Instruments zum Einsatz.

Der Current-Shunt-Monitor hat einen Verstärkungsfaktor von 20 und bietet einige, für

die gepulste Strommessung, nützliche Ausstattungsfeatures.

Im folgenden Kapitel 5 wird auf die Dimensionierung der Schaltung des Leistungsteils

genauer eingegangen.


5. Schaltungsentwicklung

In diesem Kapitel wird auf die Dimensionierung und das Schaltungslayout, des in ein-

zelne Module gegliederten Leistungsteils, eingegangen. Es handelt sich hierbei um die

Schaltungsentwicklung mit den Standard-Elektronikkomponenten.

5.1. Halbbrücken

Für den Aufbau einer 6-Puls-Brückenschaltung werden drei identisch aufgebaute Halb-

brücken benötigt. Eine Halbbrücke besteht aus einem Low-Side MOSFET, welcher die

Motorspulen gegen Masse schalten kann und einem High-Side MOSFET, welcher die

Motorspulen gegen die Versorgungsspannung durchschaltet. Des weiteren werden Trei-

ber IC und passive Bauteile benötigt.

5.1.1. MOSFETs

Als MOSFETs werden die in Unterabschnitt 4.2.1 gewählten MOSFETs AURIF1010EZ

von International Rectifier (IR) gewählt. Beim Layout um die MOSFETs ist darauf zu

achten, dass die stromführenden Leitungen zum und vom MOSFET zum Motor ausrei-

chend dick dimensioniert sind. Ebenfalls sollte die Spannungsversorgung des Motors

mit Kondensatoren ausreichend gepuffert werden. Es wird hierfür ein Elektrolytkon-

densator mit einer Kapazität von 2200µF und einer Spannungsfestigkeit von 63V vorge-

sehen. Zusätzlich wird ein kleinerer Keramikvielschichtkondensator mit 100nF Kapazi-

tät zu diesem parallel geschaltet. Diese Kondensatoren, zum Puffern der Halbbrücken-

spannung, sind im Schaltplan der Abbildung 5.1 nicht ersichtlich. Der als MOSFET1

bezeichnete Schalter ist der High-Side MOSFET. Dieser ist mit Drain an der Versor-

gungsspannung und mit Source an die Motorwicklung angeschlossen. Beim Low-Side

MOSFET ist ersichtlich, dass Drain an die Motorwicklung und Source an Masse ange-

bunden ist. Somit kann die Motorwicklung auf Plus und Masse geschaltet werden.


5.1. Halbbrücken

5.1.2. Treiberschaltung

Für die Treiberschaltung der High- und Low-Side N-Kanal-MOSFETs werden folgende

Bauteile benötigt:

• N-Kanal Treiber IC

• Bootstrapdiode

• Kondensatoren

• Widerstände

Als Halbbrücken-Treiber IC wird das Bauteil IRS21844 von International Rectifier ein-

gesetzt. Außer diesem IC sind noch weitere für den Betrieb notwendige Bauteile er-

forderlich. Auf die Dimensionierung und die Funktionsweise der Schaltung, welche in

Abbildung 5.1 ersichtlich ist, wird im folgenden eingegangen.

Die Bootstrap Schaltung

Die Bootstrap Schaltung wird benötigt, um das Potential zum Schalten des High-Side

MOSFETs zu erzeugen. Die Schaltung besteht aus einer in Abbildung 5.1 als D3 be-

zeichneten Bootstrapdiode und einem Bootstrapkondensator (hier als C9 bezeichnet),

welcher mit dem Massenpotential auf der Motorwicklung liegt.

Dadurch, dass der Kondensator auf dem Potential der Motorwicklung liegt, wird es

möglich den High-Side MOSFET durchzuschalten. Im durchgeschalteten Zustand liegt

Source des High-Side MOSFETs nahezu auf dem Spannungspotential der Versorgungs-

spannung. Am Massenpotential des Kondensators liegt daher ebenfalls die Versor-

gungsspannung an. Am Eingangspin VB (Spannung Bootstrap) des Treiber ICs liegt

nun 48V plus die Spannung des Bootstrapkondensators an, womit das notwendige

Spannungspotential von 10V von Gate to Source gegeben ist.

Hierdurch wird auch ersichtlich, weshalb die Bootstrapdiode benötigt wird. Ohne Di-

ode würde sich der Bootstrapkondensator in Richtung der Spannungsquelle des Trei-

ber ICs entladen, wenn der High-Side MOSFET durchschaltet. Aufgeladen wird der

Bootstrapkondensator über die Diode dann, wenn der Low-Side-MOSFET das Masse-

potential des Kondensators auf Masse zieht.


5.1. Halbbrücken

Abbildung 5.1.: Schaltungslayout Halbbrückentreiber

Dimensionierung Bootstrapschaltung

Die Bootstrapdiode muss ausreichend schnell sein und zudem einen großen Strom lei-

ten können. Des weiteren muss sie eine Sperrspannung, welche größer ist als die Mo-

tornennspannung, aufweisen. Geeignet ist hierfür die Diode UF4002 von Vishay.

Die für den Bootstrapkreis maximale Belastung tritt bei einem Tastverhältnis von 0,9

auf. Dies bedeutet 90% der Periodendauer des PWM-Signals ist der High-Side MOS-

FET an, den Rest der Zeit der Low-Side FET. Mit einer PWM-Freuquenz von 50kHz

kann der Boostrapkondensator dann in einem Zeitfenster von 10% · 1

50kHz

= 2µs ge-

laden werden. Die Diode UF4002 hat eine Reverse Recovery Time von 50ns. Dies ent-

spricht einem prozentualen Anteil von 50ns

2µs =2,5% der gesamten Ladedauer. Die Diode

ist somit schnell genug.

Die Dimensionierung des Bootstrapkondensators wird mit folgenden Formeln reali-

siert:


5.1. Halbbrücken

∆VBOOT = VDD − VF − VGSMIN [29] (5.1)

∆ VBOOT ... Spannungsänderung am Bootstrapkondensator [V]

VDD ...Versorgungsspannung Treiber IC [V]

VF ...Spannungsabfall über Bootstrapdiode [V]

VGSMIN ...Minimalspannung von Gate zu Source [V]

QTOTAL = QGATE + (ILKCAP + ILKGS + IQBS + ILK + ILKDIODE) · tON + QLS [29] (5.2)

QTOTAL ...Gesamtladung pro Schaltvorgang [C]

QGATE ...Ladung Gate [C]

ILKCAP ...Leckstrom Bootstrapkondensator [A]

ILKGS ...Leckstrom Gate zu Source [A]

IQBS ...Ruhestrom Bootstrapschaltung [A]

ILK ...Leckstrom Boostrap IC [A]

ILKDIODE ...Leckstrom Bootstrapdiode [A]

tON ...Zeit in der High-Side MOSFET ein ist [s]

QLS ...Ladungsmenge um Spannungslevel intern im Treiber zu ändern [C]

CBOOT = QTOTAL

∆VBOOT

CBOOT ...Kapazität des Bootstrapkondensators [F]

[29] (5.3)

Die Werte zur Berechnung können aus den Datenblättern des MOSFETs, des Treiber

ICs und der Diode entnommen werden. [26] [25] [33]

Setzt man die Werte in Gleichung 5.2 ein, so erhält man:

QTOTAL = 86nC + (0A + 200nA + 150µA + 50µA + 30nA) · 0, 9 · 20µs + 5nC = 94, 6nC

Der Leckstrom des Kondensators beträgt hier 0A, da ein Keramikvielschichtkondensa-

tor eingesetzt wird.

Die Spannungsversorgung des Treiber ICs wird auf ca. 12V festgelegt.


5.1. Halbbrücken

Die Diode hat einen Spannungsabfall von VF=1V und die Minimalspannung am Gate

des MOSFETs beträgt 10V, somit ergibt Gleichung 5.1:

∆VBOOT = 12V − 1V − 10V = 1V

Nun lässt sich mit Gleichung 5.3 die Minimalkapazität des Bootstrapkondensators er-

rechnen:

CBOOT =

94, 6nC

1V

= 94, 6nF

Als Bootstrapkondensatoren wurden 100nF 0805 SMD Keramikvielschichtkondensato-

ren ausgewählt.

Widerstände am Treiber IC

Der Halbbrücken Treiber IRS21844 von IR verfügt über eine einstellbare Totzeit zwi-

schen den Schaltvorgängen der High- und Low-Side MOSFETs.

Hierzu wird ein Widerstand zwischen den Eingangspin DT (Deadtime) und Masse an-

geschlossen. [25] Für die verwendeten MOSFETs reicht die geringste Totzeit von 400ns

zwischen den Schaltvorgängen aus, sodass der Ausgangspin direkt auf Masse gezo-

gen werden kann. Hierfür wurde ein 0805 SMD-Lötpad vorgesehen und ein 0Ω 0805

SMD-Widerstand eingelötet. Somit kann zu einem späteren Zeitpunkt, wenn nötig, die

Totzeit einfach verändert werden kann.

Ein Widerstand zwischen den Ausgängen HO (High out) und LO (Low out) limi-

tiert die maximal möglichen Ströme von Treiber IC an die Gates der MOSFETs. Hier-

durch werden die Signalanstiegs- und Fallzeiten der MOSFETs begrenzt. Besonders

beim schnellen Abschalten können sehr hohe Induktionsspannungen von den Motor-

spulen erzeugt werden. Zusätzlich werden die EMV-Störungen durch ein langsameres

Ein- und Ausschalten minimiert. [22] Allerdings muss mit den langsameren Schaltzei-

ten auch eine größere dynamische Verlustleistung an den MOSFETs in Kauf genommen

werden, weshalb die Gate Widerstände nicht unnötig groß gewählt werden sollten. Die

Gate Widerstände werden in diesem Anwendungsfall auf 1A Gatestrom dimensioniert:

R = U

I

= 10V

1A

= 10Ω.

Dieser Wert wurde grob festgelegt und kann bei Bedarf noch variiert werden.


5.2. Strommessung

5.2. Strommessung

Für die Strommessung des Brushless DC Reglers wird ein Shuntwiderstand verwen-

det. Fließt ein Strom durch den Shuntwiderstand, so fällt an diesem proportional zum

Strom eine Spannung ab. Diese Spannung über dem Shuntwiderstand wird mit dem

AD-Wandler des Mikrocontrollers ausgewertet. Mit dem ohmschen Gesetz: U = R · I

kann dann, mit dem bekannten Widerstandswert, auf den Strom zurück gerechnet wer-

den.

Um eine bessere Auflösung zu erhalten, wird das Signal verstärkt. Hierfür wird der

Current-Shunt-Monitor INA271 von TI verwendet. Dieser bietet außer der Verstärkung

noch weitere nützliche Features, auf die im folgenden eingegangen wird.

5.2.1. Current-Shunt-Monitor

Der verwendete Current-Shunt-Monitor INA271 von TI ist auch in der Hochtempera-

turvariante INA271-HT erhältlich. Aus diesem Grund, kann die Schaltung zur Strom-

messung zu einem späteren Zeitpunkt von der Standard Elektronik ohne Änderungen

auf der Hochtemperaturelektronik umgesetzt werden.

Der verwendete Curren-Shunt-Monitor bietet folgende Ausstattungsfeatures:

• Verstärkung des Messsignals um den Faktor 20

• Überspannungsschutzfunktion für den Mikrocontroller

• Integrierte vorbereitete Schaltung um das Signal zu filtern

• Spannungsversorgung von +2,7V bis +18V

• Spannung am Ausgangspin begrenzt durch die Versorgungsspannung

Ohne Current-Shunt-Monitor IC müssten die Referenzspannungseingänge des AD-

Wandlers auf das Spannungspotential des Shuntwiderstandes angepasst werden. Da

die Spannungsversorgung der 6-Puls-Brückenschaltung aufgrund des PWM-Signals

stark schwanken kann, ist dies nicht ohne Risiken für den Mikrocontroller zu realisie-

ren. Mit Current-Shunt-Monitor ist das Anpassen am Mikrocontroller nicht notwendig

und es kann direkt der Ausgang mit dem AD-Wandler Eingang verbunden werden.


5.2. Strommessung

5.2.2. Dimensionierung der Schaltung

Der Shuntwiderstand muss für den Messbereich passend ausgelegt werden.

Hierbei ist auf folgende Parameter und Eigenschaften zu achten:

• Die Spannung, die über dem Shuntwiderstand abfällt, sollte gering sein

• Als maximaler Strom wird ca. 10A angenommen

• Der Widerstandswert sollte nicht zu klein werden

• Die Messauflösung sollte möglichst groß sein

Die Spannung, welche über dem Shuntwiderstand abfällt, reduziert die Motorspan-

nung und sollte deshalb möglichst gering ausfallen. Der maximale Strom wurde auf

ca. 10A ausgelegt, da dies dem Anlaufstrom des Maxon EC 22 HD Motors bei 100°C

entspricht. Der Anlaufstrom liegt zudem nur sehr kurzfristig am Motor an. Einen grö-

ßeren Stromverbrauch als 10A wird der EC 22 HD Motor im normalen Betrieb nicht

aufweisen. Der Nennstrom beträgt maximal 4,53A bei 25°C Umgebungstemperatur.

Shuntwiderstände sind nur in einem begrenzten Widerstandswertebereich als Stan-

dartbauteile erhältlich. Besonders in der Hochtemperaturelektronik ist das Problem

der begrenzen Widerstandswerte relevant. Kleinere Werte können durch Parallelschal-

ten von Widerständen, bei gleichzeitig gesteigerter Belastbarkeit, erreicht werden. Das

realisieren eines Shuntwiderstandes auf der Platine mit Kupfer wird aufgrund der zu-

sätzlichen Wärmebelastung für das Halbleitermaterial nicht gewählt.

Der kleinste erhältliche Shuntwiderstand in der Hochtemperaturelektronik hat einen

Wert von 50mΩ und ist von SRT erhältlich (siehe Abschnitt A.2).

Mit dem bekannten Strom von 10A und dem Widerstandswert von 50mΩ lässt sich

nun die Schaltung dimensionieren.

Mit einem Widerstandswert von 50mΩ würde am Shuntwiderstand eine Spannung

von 0,5V abfallen und eine Verlustleistung von P = I 2 · R = 10A 2 · 50mΩ = 5W entste-

hen. Die Verlustleistung von 5W wäre selbst für den Hochtemperatur-Shuntwiderstand

bei erhöhten Temperaturen kein Problem (Abschnitt A.2 und [3]).

Die Spannung, welche am Widerstand abfällt ist jedoch zu groß, sodass der Wider-

standswert durch Parallelschalten auf 25mΩ verringert wird. Zusätzlich wird die ma-

ximale Strombelastbarkeit hierdurch vergrößert.


5.2. Strommessung

Beim Dimensionieren der Schaltung um den Current-Shunt-Monitor müssen zusätzlich

der Verstärkungsfaktor des Current-Shunt-Monitors, sowie der Eingangsspannungsbe-

reich des AD-Wandlers und die Auflösung beachtet werden.

Der Messbereich des AD-Wandlers ist von 0V bis 3,3V eingestellt und kann nicht ver-

ändert werden, da mit dieser Einstellung die Temperatur gemessen werden kann.

Um den Current-Shunt-Monitor auf der Platine an die Versorgungsspannung anzubin-

den, könnten verschiedene Versorgungsspannungen verwendet werden.

Spannungen am Current-Shunt Monitor

• Verfügbare Eingangsspannungen: 1,8V, 3,3V, 5V

• Maximale Ausgangsspannung für AD-Wandler: 3,3V

Bei der Auswahl ist zu beachten, dass die Ausgangsspannung am Ausgangspin durch

die Versorgungsspannung des ICs begrenzt wird. [14] Je nach Dimensionierung kann

dies ein limitierender Faktor sein.

Für das Übertragungsverhalten des Current-Shunt-Monitors lässt sich mit dem Wider-

standswert und Verstärkungsfaktor eine Formel aufstellen:

Uout = ILast · R Shunt · Gain (5.4)

Uout ...Ausgangsspannung am Current-Shunt-Monitor [V]

ILast ...Strom welcher durch den Shuntwiderstand fließt [A]

R Shunt ...Wert des Shuntwiderstands [Ω]

Gain ...Verstärkungsfaktor des Current-Shunt-Monitors [1]

Es ergibt sich mit den bekannten Werten folgende Ausgangsspannung am Current-

Shunt-Monitor:

Uout = 10A · 25mΩ · 20V

V

= 5V

Als Versorgungsspannung für den Current-Shunt-Monitor wird die 5V Spannungs-

quelle gewählt. Zwischen den Ausgang des Current-Shunt-Monitors und den Eingang

des AD-Wandlers wird ein Spannungsteiler aufgebaut, um den Messbereich für den


5.2. Strommessung

AD-Wandler anzupassen. Der Spannungsteiler (in Abbildung 5.2 an R1 und R2 zu se-

hen) wird auf einen Strom von 10mA dimensioniert.

Am unteren Widerstand R2 muss eine Spannung von 3,3V abfallen, somit ergibt sich

ein Widerstandswert von: R2 = U

I

3,3V

= 10mA = 3300Ω

Gewählt wurde 3,3kΩ nach der E12-Reihe.

Der zweite Widerstandswert R1 ergibt sich wie folgt: R1 = 5V−3,3V

10mA

Gewählt wurde 1,8kΩ nach der E12-Reihe.

= 1700Ω

Mit den eingesetzten Widerstandswerten berechnet, ergeben sich die korrigierten Span-

nungswerte von 3,24V an R2 und 1,76V an R1.

Somit können diese Widerstandswerte für den Spannungsteiler verwendet werden. Die

Auflösung am AD-Wandler des Mikrocontrollers lässt sich folgendermaßen berechnen:

Auflösung = Strom

Bits

10A

= = 9, 6mA

1024bit bit

Mit ca. 10mA ist die Auflösung für den Anwendungsfall genau genug.

Abbildung 5.2.: Schaltungslayout Current-Shunt-Monitor TI INA 271


5.2. Strommessung

Dimensionierung des Tiefpassfilters

Der Current-Shunt-Monitor wurde von TI für die Messung des Stroms zusätzlich mit

einem integrierten Sallen-Key-Tiefpassfilter, für das Ausgangssignal, ausgestattet (sie-

he Abbildung 5.3 rote Markierung). Dieser besteht aus einem Operationsverstärker,

einem Kondensator und einem Widerstand. Der Operationsverstärker sowie der Wi-

derstand sind im Current-Shunt-Monitor integriert, sodass nur noch ein Kondensator

dimensioniert und angeschlossen werden muss.

Abbildung 5.3.: Sallen-Key Tiefpass 1. Ordnung aus INA271 Datenblatt [14]

Für die Dimensionierung des Sallen-Key-Tiefpassfilters wird wie im Elektrotechnik-

skript erläutert vorgegangen.[4]


5.2. Strommessung

Mit:

folgt:

A(s) =

1

1 + Wg · R1 · C1 · s

A(s) ...Übertragungsfunktion Tiefpassfilter

Wg ...Grenzfrequenz des Filters [Ω]

R1 ...Widerstand des Filters 1. Ordnung [Ω]

C1 ...Kondensator des Filters 1. Ordnung [F]

[4] (5.5)

a1 = Wg · R1 · C1 [4] (5.6)

a1 ...Filterkoeffizient

A(s) =

1

1 + a1 · s

[4] (5.7)

Wird die Gleichung 5.6 nach C1 umgestellt, so kann der Kapazitätswert mit den be-

kannten Werten errechnet werden.

Bei allen Filtern 1. Ordnung sind die Filterkoeffizienten gleich eins (a1=1). R1 ist von TI

bekannt und hat einen Wert von 96kΩ. Für Wg wird 2 · π · fg eingesetzt.

Die Grenzfrequenz fg wird für diese Anwendung mit 1

10 der PWM-Frequenz auf 5kHz

festgelegt. Mit dieser Grenzfrequenz kann der geglättete Stromwert des Servoreglers

mit dem AD-Wandler ausgelesen werden, ohne dass die Reaktionsgeschwindigkeit bei

schnell steigenden Stromwerten zu sehr eingeschränkt wird.

Durch Einsetzen der Werte in die umgestellte Gleichung 5.6 erhält man den Wert des

Kondensators:

C1 =

1

= 332pF

2 · π · 5000Hz · 96kΩ

Gewählt wurde ein 0805 SMD Keramikvielschicht Kondensator mit einer Kapazität von

330pF. Im Betrieb kann zu einem späteren Zeitpunkt der Kapazitätswert, wenn nötig,

variiert werden.

Ein weiteres Glätten der Stromwerte wird zusätzlich durch das Speichern und Mitteln

mehrerer AD-Wandlerwerte erreicht.


5.3. Anpassungen an Hochtemperatur Embedded System


Für den Betrieb des Motors mit den Hall-Sensoren müssen auch Anpassungen auf der

Platine des Hochtemperatur Embedded Systems erfolgen.

5.3.1. Strommessung mittels AD-Wandler

Die Eingänge des im Mikrocontroller integrierten AD-Wandlers, auf dem Hochtem-

peratur Embedded System, sind alle für die Temperaturmessung vorbereitet. Um den

Stromwert des Servoreglers mit dem AD-Wandler auslesen zu können, muss der PT-

1000 sowie der hier als R11 bezeichnete Widerstand ausgelötet werden. Anschließend

kann am oberen Anschlusspin des ausgelöteten PT-1000 (siehe roter Pfeil in Abbil-

dung 5.4) der Current-Shunt-Monitor für die Strommessung angeschlossen werden.

Abbildung 5.4.: Messbrücke mit PT-1000 für Temperaturmessung

5.3.2. Beschaltung der Hall-Sensoren

Die Beschaltung der Hall-Sensoren mit Open-Collector-Ausgang benötigt einen exter-

nen Pullupwiderstand damit das Signal der Sensoren auf Logisch 1 oder 0 gezogen

werden kann. [17]



Zusätzlich stellte sich während des Betriebs mit dem Motor heraus, dass die Hall-

Sensorsignale mit Störsignalen überlagert sind. Aus diesem Grund wurde der Pullup-

widerstand und ein RC-Glied als Filter möglichst nahe am Mikrocontroller positioniert

(siehe Abbildung 5.5). Somit können die Störungen bestmöglich direkt vor dem Mikro-

controller gefiltert werden.

Abbildung 5.5.: Hall-Sensorbeschaltung auf Hochtemperatur Embedded System

Für die Dimensionierung des RC-Gliedes wurde als Grenzfrequenz 5kHz gewählt. Dies

entspricht einem 1

10 der PWM-Frequenz der Leistungselektronik. Die auftretende Kommutierungsfrequenz

liegt mit ca. 1,3kHz ausreichend unter der Frequenz des RC-Gliedes,

damit die Hall-Sensorwerte noch korrekt ausgelesen werden können.

Die Bauteile lassen sich mit folgender Formel dimensionieren:

fg =

1

2 · π · R · C

[4] (5.8)

Als Kapazitätswert des Kondensators wurde 100nF gewählt. Somit lässt sich nach dem

Umstellen der Gleichung 5.8 nach R der Wert des zu verwendenden Widerstands er-

rechnen.


5.4. Anschluss der Leistungselektronik am Mikrocontroller

R =

1

2 · π · 5000Hz · 100nF

= 318, 3Ω

Gewählt wurde ein Wert von 330Ω aus der E-12 Reihe. Mit der Gleichung 5.8 lässt sich

die korrigierte Grenzfrequenz errechnen:

fg =

1

2 · π · R · C =

1

2 · π · 330Ω · 100nF

= 4822, 9Hz

Dieser Wert weicht mit dem gewählten Widerstandswert nur gering von der gewünsch-

ten Frequenz ab, kann aber, wenn nötig, später nochmals korrigiert werden. Die Grenz-

frequenz sollte jedoch nicht zu stark nach unten verändert werden. Durch eine zu tie-

fe Grenzfrequenz kann das Auslesen der Hall-Sensoren für die Kommutierung beein-

trächtigt werden, da die Signale evtl. Zeitverzögert am Mikrocontroller anliegen (auf

die Kommutierung wird in Unterabschnitt 7.1.1 näher eingegangen).


Die Leistungselektronik wird mit einem 10-poligen Stecker an das Hochtemperatur

Embedded System angeschlossen. Ein direktes Verlöten ist für einen Einsatz in der

Bohrlochsonde unabdingbar, in der Testphase jedoch nicht notwendig und eher als

praktisch anzusehen.

In Abbildung 5.6 ist die Belegung des Steckers aufgezeigt.

Abbildung 5.6.: Steckerbelegung Anschluss Mikrocontroller

An den Anschlüssen GIO Port A.0 bis A.2 sind die drei Hall-Sensoren für das Auslesen

der Motorposition angeschlossen. An GIO Port A.3 bis A.5 sind die Anschlusspins SD



des Leistungstreibers angeschlossen. Mit diesen wird der Leistungstreiber mit Logisch

1 aktiviert. Die Ausgänge des Halbbrückentreibers (HO und LO) werden dann mit dem

Signal IN (siehe Abbildung 5.1) entsprechend durchgeschaltet.

An die Eingänge der Leistungstreiber (IN) werden die Ausgänge des HET (High End

Timer) des Mikrocontrollers angeschlossen um ein PWM-Signal auf den Leistungstrei-

ber zu übertragen. Hierbei werden die MOSFETs komplementär durchgeschaltet, was

notwendig ist, damit der Bootstrapkondensator aufgeladen wird.[25]

Die Motorwicklungen und die Versorgung der Hall-Sensoren sowie die Hall-Sensor-

signale selbst werden wie in Abbildung 5.7 aufgeführt an die Platine angeschlossen.

Anstelle einer Steckverbindung kommt hier jedoch eine Schraubverbindung zum Ein-

satz.

Abbildung 5.7.: Steckerbelegung Anschluss BLDC Motor


6. EMV Probleme / EMV Schutz

6.1. EMV Probleme durch das Schaltungslayout

Bei den Motortestläufen kam es zu Fehlfunktionen des Motors, welche auf Störsignale

auf den Hall-Sensorwerten zurückzuführen sind.

Wie in Kapitel Unterabschnitt 7.1.1 beschrieben wird eine Fehlerüberprüfung der Hall-

Sensorsignale durchgeführt. Diese Fehlerüberprüfung greift derzeit als einzige Sicher-

heit in den Programmablauf ein, weshalb die Fehlerursache bei den Hall-Sensorsignalen

zu suchen ist.

Zur Überprüfung wurde das Signal der Hall-Sensoren mit einem Oszilloskop nachge-

messen (siehe Abbildung 6.1). Wie zu erkennen ist sind deutlich Störsignale auf dem

Signal, wenn dieses auf Masse liegt, zu sehen. Die Störimpulse werden stärker, wenn

der Motor mit mehr Drehmoment belastet wird und folglich mehr Strom in den Mo-

tor fließt. Bei dem Störsignal handelt es sich, wie am Verlauf zu erkennen ist, um das

PWM-Signal, welches für die Drehzahlregelung für den Motor benötigt wird.

Für die Störungen lässt sich ein theoretisches Modell, ein sogenanntes Störkopplungs-

modell (siehe Abbildung 6.2) erstellen. Hierbei wird von Störquelle, Kopplungspfad

und Störsenke gesprochen. Die Störquelle ist hierbei der Ursprung der Störung. Die

Störsenke ist das beeinflusste Gerät oder der beeinflusste Schaltungsbereich. Der Weg

zwischen Quelle und Senke nennt man den Kopplungspfad. [38]

In dieser Störung ist die Senke das Hall-Sensorsignal und die Störquelle das PWM-

Signal der Leistungselektronik. Bei dem Kopplungspfad liegt eine Impedanzkopplung

nahe. Eine Impedanzkopplung kann bei gemeinsam benutzten Leitungsabschnitten,

wie es z.B. bei der Masseleitung üblich ist, auftreten. Fließen über diesen Leitungs-

abschnitt Ausgleichsströme, so kann es dazu führen dass Spannungen eingekoppelt

werden. Ursache für diese Art von Störsignal sind nicht ausreichend dimensionierte

Massebahnen und Stützkondensatoren. [38]

Als behebende Maßnahme wurden die Masseleitungen mit zusätzlichen Drähten ver-

stärkt. Zusätzlich wurden weitere Stützkondensatoren direkt hinter den MOSFETs ein-

gelötet.


6.1. EMV Probleme durch das Schaltungslayout

Abbildung 6.1.: Störungen auf Hall-Sensorsignal

Abbildung 6.2.: Kopplungsarten für Signalstörungen [38]


6.2. EMV Schutz in der Bohrlochsonde

Durch diese Maßnahmen konnten die Störungen vermindert, jedoch nicht gänzlich ver-

hindert, werden. Ein weiterer Kopplungspfad könnte die kapazitive Kopplung sein.

Diese Art von Störung tritt durch Übersprechen benachbarter Leiter auf. [38] Die Hall-

Sensorsignale sind in einem Flachbandkabel zusammen mit den Leitern für die Mo-

torspulen verlegt. Der Motor wurde von Maxon Motor in dieser Ausführung vorkon-

fektioniert geliefert. Ein Trennen von Signal- und Motorleitungen sowie zusätzliches

Verdrillen der Adern wäre hier eine bessere Methode. Beim Maxon EC 22 HD Hochtem-

peratur Motor wurde diese Methode gewählt.

Es könnten außerdem kapazitive Kopplungen auf der Platine zwischen einzelnen Lei-

tungen die Störsignale verursachen. Diese Art der Kopplung kann nur durch ein neues

Platinenlayout verhindert werden.

Ein weiterer Ansatzpunkt, welcher die EMV-Problematik entschärfen könnte, wären

andere Vorwiderstände zwischen Treiber IC und MOSFET um die Signal Anstiegs- und

Fallzeiten zu vergrößern. Aufgrund der kurzen Bearbeitungszeit konnten jedoch nicht

mehr alle Möglichkeiten zur Fehlerbehebung umgesetzt werden, weshalb an diesem

Punkt der Arbeit noch Entwicklungsbedarf besteht.

6.2. EMV Schutz in der Bohrlochsonde

Bei der Ansteuerung eines Elektromotors über eine getaktete Endstufe können Störsi-

gnale nie gänzlich vermieden werden. Aus diesem Grund müssen in der Bohrlochson-

de weitere Maßnahmen getroffen werden. Beispielsweise sollten Datenleitungen nicht

parallel mit den leistungsführenden Motorleitungen verlegt werden. Die Datenleitun-

gen sollten gegen Störeinflüsse abgeschirmt und verdrillt sein.

Auch der Hochtemperatur BLDC Servoregler selbst sollte mit einer Schirmung, welche

evtl. mit dem Kühlkörper der Leistungselektronik realisiert werden könnte, ausgestat-

tet werden. Hierdurch kann die Abstrahlung elektromagnetischer Wellen schon am Ur-

sprungsort gedämpft werden.

Um Störungen über die Versorgungsspannungsleitungen zu verhindern, sollte die Span-

nungsversorgung der Bohrlochsonde entsprechend gepuffert werden.

Weiter zu beachten ist, dass die PWM-Frequenz im Frequenzspektrum von Ultraschall-

messungen liegt. Dies bedeutet für Messungen im Bohrloch, dass diese nur dann funk-

tionieren, wenn die Motoren nicht in unmittelbarer Nähe Verwendung finden. Ist dies

der Fall, müssen Messungen und der Betrieb der Motoren aufeinander abgestimmt

werden.


7. Softwareentwicklung

Für die Programmierung des TI SM470R1B1M-HT Mikrocontrollers wird die Entwick-

lungsumgebung IAR Embedded Workbench verwendet. Programmiert wird der Con-

troller über die JTAG-Schnittstelle 1 mit einem J-Link Emulator von Segger. Der J-Link

Emulator von Segger hat einen USB-Anschluss, womit er mit dem PC verbunden wird.

Passende Treiber und Diagnosesoftware für die an der JTAG Schnittstelle angeschlosse-

nen Geräte sind ebenfalls von Segger erhältlich. Mit dem J-Link Commander von Seg-

ger kann das angeschlossene Gerät über eine Konsole ausgelesen, neu gestartet und

getestet werden.

Die Entwicklungsumgebung von IAR greift auf die Treiber von Segger zurück und be-

schreibt den Flash-Speicher des Mikrocontrollers automatisch mit den Einstellungen

des TI TMS470R1B1M Mikrocontrollers. Hierfür wurde ein Beispielprojekt von IAR für

den TMS470R1B1M Mikrocontroller verwendet und abgeändert. Es handelt sich bei

diesem Mikrocontroller um das Standartelektronikderivat von TI, welches nicht mehr

erhältlich ist.

In diesem Kapitel wird zunächst die Inbetriebnahme einzelner Module für den Betrieb

des Hochtemperatur-Servoreglers beschrieben. Abschließend wird die Interrupt Pro-

grammstruktur des Servoreglers erläutert.

7.1. Inbetriebnahme einzelner Module

7.1.1. Realisierung der Kommutierung

Bei der Kommutierung handelt es sich in der Leistungselektronik um den Vorgang in

dem der Stromfluss, von einem Zweig auf einen anderen, umgeschaltet wird. Dieser

Vorgang kann mechanisch oder elektronisch mit einer Logik erfolgen. Bei einem BLDC

Motor wird die Kommutierung elektronisch realisiert [41].

Die Motorspulen müssen entsprechend der aktuellen Position des Rotors mit Strom be-

aufschlagt werden, um ein Drehmoment in die gewünschte Drehrichtung zu erzeugen.

1 Joint Test Action Group: Wird zum Beschreiben des Flash-Speichers verwendet.



Die Rückmeldung der Position des Rotors wird hierbei über drei Hall-Sensoren, wel-

che im Motor integriert sind, geliefert. Daraus resultiert eine Auflösung in 60° Schritten.

Die Bestromung erfolgt nach einem Kommutierungsschema (siehe Tabelle 7.1).

Hall-Sensoren Drehrichtung Transistoren High-Seite Transistoren Low-Seite

1 2 3 - AH BH CH AL BL CL

1 0 1 Vorwärts 1 0 0 0 1 0

1 0 0 Vorwärts 1 0 0 0 0 1

1 1 0 Vorwärts 0 1 0 0 0 1

0 1 0 Vorwärts 0 1 0 1 0 0

0 1 1 Vorwärts 0 0 1 1 0 0

0 0 1 Vorwärts 0 0 1 0 1 0

1 0 1 Rückwärts 0 1 0 1 0 0

1 0 0 Rückwärts 0 0 1 1 0 0

1 1 0 Rückwärts 0 0 1 0 1 0

0 1 0 Rückwärts 1 0 0 0 1 0

0 1 1 Rückwärts 1 0 0 0 0 1

0 0 1 Rückwärts 0 1 0 0 0 1

Tabelle 7.1.: Kommutierungslogik BLDC Motor [32]

Es sind also immer zwei Halbbrücken beim Stromfluss beteiligt. In einer beteiligten

Halbbrücke wird der Low-Side MOSFET dauerhaft durchgeschaltet, während auf der

zweiten beteiligten Halbbrücke das PWM-Signal für die Drehzahlregelung anliegt. Der

grundlegende Stromfluss kann der Abbildung 2.3 entnommen werden.

Die Kommutierung des Motors ist ein zeitkritischer Vorgang. Dies bedeutet, genau

dann, wenn der Stromfluss nach den Sensorwerten geändert werden soll, muss kom-

mutiert werden.

Um dies mit einem Mikrocontroller zu realisieren, wird die Kommutierung Interrupt

gesteuert umgesetzt. Die drei Hall-Sensorsignale werden über den GIO (General-Pur-

pose Input/Output) Port A des Mikrocontrollers ausgelesen. Um die Erkennung eines

neuen Sensorwerts zu realisieren, werden die Flanken der Sensorsignale überwacht.

In Tabelle 7.1 sind in der Spalte Hall-Sensoren die Werte, welche nacheinander in ei-

ner Umdrehung auftreten, aufgelistet. Hierbei ist zu erkennen, dass es sich um einen

3-Bit-Gray-Code handelt, folglich ändert sich immer nur eine Stelle der Binärzahl. Zu-

sätzlich ist zu erkennen, dass die Änderungen einer Binärstelle immer abwechselnd,

einmal von 0 auf 1 und einmal von 1 auf 0 auftreten. Hierdurch ist eine gute Fehlerre-

sistenz gegeben.



Der Gray-Code lässt sich mit Hilfe von Hyperwürfeln darstellen. Die Ecken eines Wür-

fels entsprechen hierbei jeweils einer Zahl im Gray-Code und die Kanten stellen die

Übergänge zwischen diesen dar. Bei einem 3-Bit-Gray-Code lässt sich ein Würfel mit

8 Ecken erstellen. Es ergeben sich somit 6 verschiedene Reihenfolgen der Binärzahlen,

um einen 3-Bit-Gray-Code zu erzeugen. [40]

Bei den Hall-Sensorwerten werden 3-Bit Zahlen verwendet, jedoch nur 6 Zustände be-

nötigt. Der Hyperwürfel sieht wie in Abbildung 7.1 zu sehen ist aus.

Abbildung 7.1.: Hyperwürfel Gray-Code Hall-Sensorwerte

Mit den schwarzen Pfeilen ist der Kreislauf der Hall-Sensorwerte, in positiver Drehrich-

tung, dargestellt. Die Binärzahlen 000 und 111 kommen nicht in den Hall-Sensorsignalen

vor, da diese Zustände einem Fehler entsprechen könnten.

Bevor es zu einer automatischen Kommutierung - durch Interrupts - kommen kann,

wird beim Anlaufen des Motors eine Startinitialisierung, abhängig von der gewünsch-

ten Drehrichtung, für den Motorlauf durchgeführt (siehe Abbildung 7.2).



Abbildung 7.2.: Programmablaufplan der Startinitialisierung



Um das Umschalten der Sensorwerte von einem auf den nächsten Wert zu erkennen,

werden die unteren drei Bits des GIO Port A als Interrupt-Eingänge initialisiert. Zusätz-

lich wird der High End Timer (HET) für die PWM-Erzeugung initialisiert und gestartet

(näheres hierzu in Unterabschnitt 7.1.2).

In der Startinitialisierung werden die Hall-Sensorwerte auf ihre Richtigkeit überprüft.

Da die Rotorposition noch unbekannt ist, können lediglich die nicht auftretenden Zu-

stände detektiert werden. Dies wäre beispielsweise der Fall, wenn die Hall-Sensoren

nicht oder nicht richtig angeschlossen sind.

Tritt ein Fehlerfall auf, wird die Stoppinitialisierung aufgerufen. In dieser werden die

Ausgänge der Halbbrückentreiber über den GIO Port A so angesteuert, dass die Mo-

torwicklungen kurzgeschlossen sind. Zusätzlich wird der HET gestoppt, die Interrupts

des GIO Port A und des HET gesperrt, sowie eine Fehlermeldung über die serielle

Schnittstelle 1 ausgegeben.

Beginnt sich der Motor zu drehen, wird die Kommutierung mit der Interrupt Service

Routine des GIO Port A realisiert. In Abbildung 7.3 ist der Programm-Ablaufplan (PAP)

dieser Interrupt Service Routine zu sehen.

Als erstes wird nach den Betriebsmodi entsprechend ein Array für die Kommutierung

sowie für den Vergleich der Sensorwerte ausgewählt. Im Programm sind folgende Wer-

te in Arrays hinterlegt:

• Werte für den GIO Port A zum Ansteuern der Halbbrücken

• Die erwarteten Sensorwerte nach der aktuellen Position

• Werte für die PWM Erzeugung mittels HET

• Art der Flankentriggerung je nach Position



Abbildung 7.3.: Programmablaufplan Interrupt Service Routine der Kommutierung



Die Flankentriggerung muss jedoch nur in der Startinitialisierung mit dem Array „Kom-

mu_r“ oder „Kommu_l“ - je nach Drehrichtung - eingestellt werden. Danach kann im-

mer zwischen positiver und negativer Flanke getoggelt werden. Dies ist notwendig, da

der Mikrocontroller nur die positive oder die negative Flanke erkennen kann. [11]

Als Beispiel werden die Arrays für den Rechtslauf hier aufgezeigt:

1 i n t senswert_erw_r [ 8 ] = { 0 , 0 x03 , 0 x06 , 0 x02 , 0 x05 , 0 x01 , 0 x04 , 0 } ;

2 i n t Kommu_r [ 8 ] = { 0 , 4 0 , 2 4 , 4 8 , 4 8 , 2 4 , 4 0 , 0 } ;

3 i n t Flanke_r [ 8 ] = { 0 x00 , 0 x07 , 0 x07 , 0 x00 , 0 x07 , 0 x00 , 0 x00 , 0 x00 } ;

4 i n t pwm_r [ 8 ] = { 0 , 1 , 2 , 2 , 3 , 1 , 3 , 0 } ;

Das Springen an die gewünschte Position in den Arrays wird mit dem 3-Bit-Wert der

Hall-Sensoren realisiert. Da die Werte der Hall-Sensoren nicht einer binären schrittwei-

sen Erhöhung entsprechen, sieht die Anordnung der Werte zusammengewürfelt aus.

Mit dieser Umsetzung wird das Programm aber sehr schnell abgearbeitet, da ledig-

lich die Sensorwerte als Adresswerte in die Arrays eingesetzt werden müssen. Je nach

Drehrichtung und der Unterscheidung, ob gebremst werden soll, wird das passende

Array ausgewählt.

Der Vergleich, ob der Sensorwert dem erwarteten entspricht, geht dann sehr einfach:

1 inpneu=GIODINA & 0x07 ;

2 i f ( senswert_erw_r [ inp ]== inpneu )

Es muss lediglich der alte Wert der Hall-Sensoren als Adresse für das Array verwendet

werden.

Nachdem der Abgleich durchgeführt wurde, kann kommutiert werden. Hierbei wird

der entsprechende Wert aus dem Array „Kommu_r “ (bei Drehrichtung rechts) auf den

GIO Port A geschrieben und die PWM-Signale aktualisiert, sowie der Interrupt des

PWM-Signals freigegeben (näheres hierzu in Unterabschnitt 7.1.2). Danach wird die

aktuelle Motorposition für den nächsten Vergleich in der Variable „inp“ gespeichert.

Anschließend folgt die Umstellung der Flankentriggerung und das Zurücksetzen des

GIO Port A Interrupts, damit der Interrupt wieder funktioniert.

Tritt ein Fehler in den Hall-Sensorwerten auf, wird die Stoppinitialisierungs aufgerufen

und der Motor hält an.

Diese Fehlererkennung muss für den Fall, dass etwas mit dem Motor positioniert wer-

den soll, deaktiviert bzw. abgeändert werden. Bei der Positionierung ist je nach Rege-

lung eine Richtungsumkehr von Rechts- auf Linkslauf notwendig. Die Erkennung eines

nicht erwarteten Hall-Sensorwertes könnte hier die Erkennung der Richtungsumkehr,



womit eine andere Kommutierung notwendig wird, darstellen.

Bereits umgesetzte Betriebsmodi

• Rechts- und Linkslauf

• Aktives Bremsen Rechts- und Linkslauf

Beim normalen Rechts- und Linkslauf werden die Motorspulen entsprechend der Ta-

belle 7.1 mit Strom versorgt.

Beim aktiven Bremsen werden die Motorspulen im Rechtslauf mit dem Strom für die

aktuelle Position des Linkslaufs beaufschlagt. Hierdurch wird ein dem Strom propor-

tionales Gegenmoment erzeugt. Dieses Moment kann mit dem Tastverhältnis des PWM-

Signals geregelt werden. Die erwarteten Positionswerte entsprechen hierbei der aktuel-

len Drehrichtung. Die Stromaufnahme beim aktiven Bremsen verhält sich ähnlich wie

im Anlaufmoment, sodass der Strom über das Tastverhältnis stärker reduziert werden

muss. Als passives Bremsen wird das Kurzschließen der Motorspulen, wie es in der

Stoppinitialisierung realisiert wird, bezeichnet.

7.1.2. PWM Erzeugung

Ein PWM-Signal ist zur Drehzahlregelung des BLDC Motors notwendig. Für die Er-

zeugung wird der High End Timer (HET) des SM470R1B1M-HT Mikrocontrollers ver-

wendet. Es sind drei verschiedene PWM-Signale, für jeden Halbbrückentreiber ein Si-

gnal, notwendig. Es ist immer nur ein PWM-Signal an einer Halbbrücke aktiv. Dies

wird derzeit realisiert, indem auf einem der drei Ausgänge das richtige Tastverhältnis

ausgegeben wird und die anderen beiden Ausgänge ein Tastverhältnis von Null, also

dauerhaft logisch Null, ausgeben.

Für die Programmierung des HET wird von TI eine Assembler ähnliche Programmier-

sprache verwendet. Hierfür müssen an der Entwicklungsumgebung von IAR Einstel-

lungen geändert werden. Aus einem File mit der Bezeichnung *.het wird dann beim

kompilieren ein C-File sowie ein Header-File erstellt, welche dann dem Projekt hinzu-

gefügt werden. In das Programm des Servoreglers wird zusätzlich die Funktion „Mem-

Copy32“ hinzugefügt, mit welcher der Programmcode in den RAM-Speicher des HET

kopiert wird. [10]



Prinzipelle Funktionsweise PWM

Um ein PWM-Signal zu generieren werden ein Zähler und ein „Vergleicher“ benötigt.

Mit dem Zähler wird die Periodendauer bzw. die Frequenz des Signals in Abhängigkeit

des Eingangstaktsignals eingestellt. Mit dem Vergleicher kann dann der Tastgrad des

Signals verändert werden. Der Vergleicher ändert den Zustand des Ausgangspins von

Low auf High oder umgekehrt genau dann, wenn der Zähler den gespeicherten Zah-

lenwert erreicht hat. In der Abbildung 7.4 ist ein Modell zur Erzeugung eines PWM-

Signals zu sehen. Der Tastgrad beträgt in diesem Modell ca. 80% oder 0,8. Das Signal

ist also 80% der Periodendauer auf High-Pegel.

Abbildung 7.4.: Generieren eines PWM-Signals

Beim Generieren des PWM-Signals ist zu beachten, dass der Vergleichswert nur in-

nerhalb des Zählerwertes liegen kann. Ist dieser größer als der Zählerwert kann kein

PWM-Signal generiert werden.

Der Programmcode um das PWM-Signal zu erzeugen wird im SM470R1B1M-HT Mi-



krocontroller von dem HET Coprozessor abgearbeitet.

PWM generieren mit dem High End Timer

Der HET hat einen Takteingang, der mit dem Systemtakt des Mikrocontrollers über-

einstimmt. Danach kommen zwei Teiler mit welchen der Systemtakt reduziert wer-

den kann (siehe Abbildung 7.5). Mit dem resultierenden Taktsignal wird, wie in Abbil-

dung 7.4 dargestellt, die Frequenz und das Tastverhältnis eingestellt.

Abbildung 7.5.: Prescaler Configuration HET [8]

Die Frequenz des PWM-Signals lässt sich mit folgender Formel errechnen:

fPWM =

SYSCLK

HR prescale · LR prescale · Zähler

(7.1)

Es ist aus der Formel ersichtlich, dass der Zählerwert für die gleiche PWM-Frequenz

höher sein muss, wenn der Teiler am Takteingang geringer wird. Hieraus resultiert ei-

ne größere Auflösung für den Vergleichswert innerhalb einer PWM-Periode.

Begrenzender Faktor beim Reduzieren des Teilers ist die „Loop Resolution“. Wird die

Programmschleife, in der das Programm abgearbeitet werden, kann zu kurz, werden

die Pins nicht mehr korrekt vom HET-Programm angesteuert und es kann somit kein

PWM-Signal generiert werden.

Die größte mögliche Auflösung wird mit einem Teiler von 13 erreicht. Hierbei wird in

das HR Prescale Register ein Wert von 13 und in das LR Prescale Register ein Wert von 1

eingetragen. Mit geringeren Werten für den Teiler kann das Programm nicht mehr ab-

gearbeitet werden.

Die PWM-Frequenz wurde minimal von gewünschten 50kHz reduziert um eine etwas

größere Auflösung zu erreichen. Der Zähler hat einen Wert von 66 womit sich die Fre-

quenz mit einem Systemtakt von 40MHz wie folgt ergibt:

fPWM = 40MHz

= 46620Hz

13 · 1 · 66



Als maximales Tastverhältnis der PWM wird aufgrund der Bootstrapschaltung ca. 0,9

verwendet. Hierdurch ergibt sich eine Auflösung des Tastverhältnis in ca. 60 Schritten.

Das Tastverhältnis der PWM-Signale wird beim Überlaufen des Zählerwertes durch

einen Interrupt, vom HET-Coprozessor an die CPU des Mikrocontrollers, neu angefor-

dert. Dies würde bedeuten, dass die Interrupts vom HET mit einer Frequenz von 46,6

kHz auftreten würden. Aus diesem Grund sind die Interrupts des HET deaktiviert,

bis eine Änderung am Tastverhältnisses vorliegt. Änderungen können vom Regelkreis

oder der Kommutierung vorgenommen werden. Bei der Kommutierung wird immer

nur eines der drei PWM-Signale mit dem richtigen Tastverhältnis beaufschlagt, die an-

deren beiden Signale werden über das Tastverhältnis auf dauerhaft Null gelegt. Dies

ist deshalb notwendig, da immer nur eine Halbbrücke mit dem PWM-Signal versorgt

wird. Um die PWM-Signale anzupassen, werden die Variablen des jeweiligen Tastver-

hältnisses über die Funktion „MemCopy32“ beschrieben. Danach können die Inter-

rupts des HET wieder deaktiviert werden, was am Ende der Interrupt Service Routine

des HET realisiert wird (näheres zu den Interrupts im Abschnitt 7.3).

7.1.3. Strommessung mittels AD-Wandler

Die Strommessung des Servoreglers wird mit dem im Mikrocontroller integrierten AD-

Wandler realisiert. Der AD-Wandler wird hierfür in der Startinitialisierung des Pro-

gramms konfiguriert.

Der AD-Wandler wird im „Continuous conversion mode“konfiguriert. Dies bedeutet,

die anliegenden Spannungswerte werden dauerhaft in die entsprechenden Digitalwer-

te gewandelt.

Der AD-Wandler könnte auch im „Single conversion mode“ betrieben werden, jedoch

müsste der AD-Wandler mit dieser Einstellung für jedem Digitalisierungsvorgang auf-

gerufen werden. [12]

Der AD-Wandler Kanal 9, an dem der Current-Shunt Monitor angeschlossen ist, wird

der Convert Group 1 hinzugefügt und der Interrupt für diese Gruppe aktiviert. Im Be-

trieb wird dann, nachdem alle Digitalisierungen der Convert Group 1 abgeschlossen

sind, das entsprechende Interruptflag gesetzt. In der dazugehörigen Interrupt Routine

werden die Werte des AD-Wandlers anschließend auf eine Variable addiert und ge-

mittelt. Derzeit ist eine Samplerate von 18.000 Samples

Sec

eingestellt. Gemittelt werden 1000

Werte, sodass derzeit alle 50ms ein neuer Wert des Stroms vom Regelkreis ausgele-

sen werden kann. Diese Zeit kann, indem weniger Samples gemittelt werden oder die

Samplerate erhöht wird, noch verringert werden.



7.1.4. Drehzahlmessung

Für die Drehzahlmessung wird das Real-Time-Interrupt-Modul (RTI-Modul) des Mi-

krocontrollers eingesetzt. Es handelt sich hierbei um einen Zähler, welcher unabhängig

von der CPU und der Software, welche gerade bearbeitet wird, läuft. Dieser Timer ist

speziell für Code-Benchmarking ausgelegt und somit für die genaue Messung von Zei-

ten, wie es bei der Drehzahlmessung notwendig ist, geeignet.

Das RTI-Modul ist am Eingang wie in Abbildung 7.6 zu sehen aufgebaut.

Abbildung 7.6.: Takteingang RTI-Modul [9]

Der RTI-Takt kann entweder direkt vom Takteingang des Mikrocontrollers ohne PLL

oder mit PLL gewählt werden. Ohne PLL beträgt der RTI-Takt (RTICLK) 10MHz. Mit

PLL sind 40MHz als Takteingangssignal wählbar. Für die Messung der Drehzahl rei-

chen 10MHz als Taktsignal aus.

Die maximale Kommutierungsfrequenz beträgt lediglich:

fKommu =

U

min

60

· 6 =

13900 U

min

60

· 6 = 1390Hz

Es wird pro Umdrehung 6 mal kommutiert, weshalb die Kommutierungsfrequenz 6

mal höher liegt als die Umdrehungsfrequenz.

Somit erhält man mit Maximaldrehzahl und einem Teiler von 10:

10MHz

= 719 Zählschritte

1390Hz · 10

Der Teiler wird über das Register RTIPCTL in den unteren 10 Bit gewählt.


7.2. Regelkreis

Es wird ein Zahlenwert von 9 eingetragen, um einen Teiler von 10 zu realisieren. Das

Register wird bitweise dekrementiert und läuft nach 0 wieder mit dem Reloadwert von

9 an, womit sich eine Zählfrequenz von 1MHz ergibt.

1

Die Auflösung beträgt 1MHz = 1µs was für die Drehzahlmessung genau genug ist.

Für die Messung wird zum Beginn jedes Kommutierungsinterrupts zuerst einmal der

Zählerwert des RTICNTR Registers ausgelesen und gespeichert. Nachdem die Motor-

spulen neu kommutiert sind, wird dann der Drehzahlwert ausgerechnet.

Beim Berechnen der Differenz zwischen altem und neuem Timerwert muss der Timer-

überlauf mit beachtet werden. Dies wird mit folgendem Programmteil realisiert:

1 i f ( c t r < c t r _ a l t )

2 {

3 zaehlwert= c t r + 0 x200000 − c t r _ a l t ;

4 }

5 else

6 {

7 zaehlwert = c t r − c t r _ a l t ;

8 }

Der Counter wird im Falle eines Überlaufs um den maximalen Counterwert erhöht.

Bei ersten Tests mit der Drehzahlmessung des Motors sind Probleme mit schwanken-

den Drehzahlwerten aufgetreten. Diese lagen im Bereich von 1000 U

min , ohne dass sich

die Motordrehzahl veränderte.

Um die Drehzahlmessung zu stabilisieren, wird diese durch Mitteln von 6 Kommu-

tierungszeiten, was einer Umdrehung entspricht, ausgerechnet. Durch das Mitteln der

Timerwerte bleiben die Drehzahlwerte stabil.

Hierdurch wird bestätigt, dass die Timerwerte pro Kommutierungsschritt unterschied-

lich sind. Der Grund für die unterschiedlichen Timerwerte könnte an unterschiedlich

positionierten Hall-Sensoren liegen. Um die Ursache der unterschiedlichen Werte zu

erörtern, wird die Drehzahlmessung des RTI-Moduls verifiziert (siehe Abschnitt 8.1).

7.2. Regelkreis

Für die Regelung wird aus Zeitgründen zunächst nur ein P-Regler für die Drehzahl-

regelung implementiert. In diesem Unterkapitel wird auf die Details der Implementie-

rung des Regelkreises eingegangen.


7.2. Regelkreis

7.2.1. Aufruf Regelkreis

Der Drehzahlregelkreis des Motors wird zyklisch in konstanten Zeitabständen aktiviert

um eine neue Stellgröße auszurechnen. Die Drehzahlregelung wird digital auf dem Mi-

krocontroller realisiert. Hierbei soll die Drehzahlregelung ebenfalls Interrupt gesteuert

ablaufen. Die Abtastzeitpunkte, in denen die aktuelle Drehzahl ausgelesen und eine

neue Stellgröße errechnet wird, werden hierbei von einem Timer per Interrupt automa-

tisch vorgegeben.

Um dies zu realisieren wird der TAP-Interrupt des RTI-Moduls verwendet. Dieser In-

terrupt tritt immer dann auf, wenn das für den TAP-Interrupt gewählte Bit des RTI-

Zählers Null gesetzt wird.[9]

In Tabelle 7.2 sind die wählbaren TAP-Bits ersichtlich. Die TAP-Interrupt-Periode lässt

sich mit der Gleichung 7.2 berechnen:

Tabelle 7.2.: TAP-Interrupt-Bits [9]

T = (M + 1) · (TapValue) · (RTICLKPeriod) [9] (7.2)

T ...TAP Periode

M ...Preload Value des Timers

TapValue ...Ausgewählter TAP-Wert

RTICLKPeriod ...Ausgewählte Taktfrequenz des RTI-Moduls


7.2. Regelkreis

Mit der TAP-Interrupt-Periode ist die Zeit bezeichnet, in der zyklisch die Interrupts

auftreten. Als TAP-Wert wurde im ersten Ansatz 32768 gewählt. Mit diesem Wert lässt

sich die TAP-Periode errechnen:

T = (9 + 1) · 32768 ·

1

= 32, 7ms

10MHz

Um die Regelzykluszeit besser einschätzen zu können, wird sie mit den Zeiten für eine

Umdrehung bei Minimal- und Maximaldrehzahl verglichen.

Die maximale Nenndrehzahl des Maxon EC 22 HD Motors beträgt 10700 U

min . Für eine

Umdrehung wird eine Zeit von 5,6ms benötigt. Folglich hat der Motor innerhalb eines

Abtastzyklus des Regelkreises ca. 6 Umdrehungen mit maximaler Drehzahl zurückge-

legt. Mit der minimalen Drehzahl von 1000 U

min legt der Motor innerhalb von 32,7ms nur

ca. eine halbe Umdrehung zurück.

Der nächst kleinere TAP-Wert ergibt mit den derzeit eingestellten Parametern für das

RTI-Modul eine Zykluszeit von ca. 4ms. Der nächst größere TAP-Wert ergibt eine Zy-

kluszeit von 262ms was für den Regelkreis eine zu lange Zeitdauer ist.

Es müssen zunächst Messungen mit der derzeit eingestellten TAP-Zykluszeit von 32,7ms

durchgeführt werden, um eine genau Aussage über die Eignung treffen zu können.

Wenn die Abtastzeit des Regelkreises den Anforderungen nicht gerecht wird, kön-

nen noch grundlegende Änderungen am RTI-Taktsignal vorgenommen werden. Bei-

spielsweise kann hierdurch eine Zeit zwischen 32,7ms und 4ms für die TAP-Interrupt-

Periode realisiert werden. Allerdings muss darauf geachtet werden, dass Änderungen

der Parameter sich auf die Berechnung des Drehzahlwerts auswirken und hierdurch

weiterführende Anpassungen am Programm notwendig werden.

7.2.2. Drehzahlregelung

Für die Regelung soll im fertigen Servoregler eine Kaskadenregelung eingesetzt wer-

den. Gerade bei Positionsregelungen, wie sie beispielsweise in der Partnerarbeit [1] bei

der Positionierung des Kameraobjektivs beschrieben wird, ist das Kaskadieren der Re-

gelaufgaben von Vorteil.

In der Abbildung 7.7 wird eine solche Kaskadenregelung dargestellt. Beim roten Be-

reich handelt es sich um den inneren Regelkreis, beim Servoregler um einen Stromre-

gelkreis. Der grüne Regelkreis stellt den mittleren Regelkreis, den Drehzahlregelkreis

dar, und der äußere blaue Bereich ist für die Lagenregelung zuständig.


7.2. Regelkreis

Abbildung 7.7.: Beispiel Kaskadenregelung [35]

Hierbei müssen die inneren Regelkreise schneller sein als die äußeren, damit die Kas-

kadenregelung funktionieren kann. [35]

Es könnten beispielsweise die beiden Compare-Register des RTI-Moduls für die zu-

sätzlich notwendigen Zyklischen Interrupts verwendet werden. Dabei muss beachtet

werden, dass das Compare-Register nur einmal in pro Timerperiode (ähnlich PWM,

siehe Abbildung 7.4) einen Interrupt auslöst. Folglich müsste pro Compare-Interrupt

der Compare-Wert entsprechend erhöht werden, um eine schnellere Interruptperiode

zu erreichen. Eine zweite Möglichkeit wäre, die äußeren Regelkreise vom inneren Re-

gelkreis zu aktivieren.

Derzeit besteht der Regelkreis nur aus einer Drehzahlregelung. Diese wird im ersten

Schritt allerdings nur als Proportional-Regler (P-Regler) ausgeführt. Im Folgenden wird

auf die Implementierung dieses Reglers eingegangen.

P-Regler

Im ersten Ansatz wird aus Zeitgründen nur ein P-Regler für die Drehzahlregelung um-

gesetzt. Die Regelverstärkung KP des P-Reglers wurde zudem nicht errechnet, sondern

lediglich durch praktisches Testen ausgelegt. Um einen PID-Regler, wie er für die Dreh-

zahlregelung gewünscht ist, zu implementieren, müssen zunächst Modelle des Reglers

mit der Regelstrecke aufgestellt und anhand dieser die Regelparameter festgelegt wer-

den.

Aus Zeitgründen wurde auf ein solches Modell verzichtet und lediglich ein P-Regler

implementiert. Dieser Regler ist durch weitere Regelanteile (integral und differential)

zu späteren Zeitpunkten zu ergänzen.

Zusätzlich zu den Regelanteilen sollte eine Notabschaltung im Regelkreis integriert

werden, welche eine Strombegrenzung und einen Blockierschutz beinhaltet.


7.2. Regelkreis

Das Programm des P-Reglers ist wie im PAP in Abbildung 7.8 dargestellt aufgebaut.

Die Drehzahl wird über das Tastverhältnis des PWM-Signals variiert, wobei obere Gren-

zen für die Werte festgelegt wurden. Beim normalen Betriebsmodus liegt die obere

Grenze bei einem Tastverhältnis von 0,9. Beim aktiven Bremsmodus wird ein maxima-

les Tastverhältnis von 0,15 festgelegt. Der Betriebsmodus des aktiven Bremsens wird in

Unterabschnitt 7.1.1 erklärt.

Die Problematik beim aktiven Bremsen liegt darin, dass der Stromfluss durch die Spu-

len so groß ist wie im Anlaufmoment, da keine Gegeninduktion in der Spule durch

das Polrad auftritt. Das Polrad bewegt sich beim aktiven Bremsen von der aktuell mit

Strom versorgen Motorspule weg.

Je nach Last, welche am Motor angeschlossen wird, kann auf den aktiven Bremszu-

stand verzichtet und nur über das Verringern des Tastverhältnisses schon ausreichend

abgebremst werden.

Für die ersten Tests im Prüfstand (siehe Kapitel 8) wird das aktive Bremsen verwendet,

da der Prüfstand eine sehr große Schwungmasse mit entsprechender Trägheit aufweist.

Ein Bremsen nur durch Verringern des Tastverhältnisses würde mit dieser Art von Last

nicht ausreichen.


7.2. Regelkreis

Abbildung 7.8.: Programmablaufplan P-Regler


7.3. Interruptstrukur


Das komplette Programm des Servoreglers läuft ausschließlich Interrupt gesteuert ab.

Im Hauptprogramm wird lediglich beim Start des Programms die Initialisierung der

PLL, des AD-Wandlers, der Seriellen Schnittstelle und des RTI-Moduls durchgeführt.

Des weiteren werden die Interrupt-Prioritäten, auf welche nachfolgend eingegangen

wird, in der Initialisierung im Hauptprogramm festgelegt.

7.3.1. Interrupt-Prioritäten

Das Interrupt-Management des SM470R1B1M-HT Mikrocontrollers bietet die Möglich-

keit den einzelnen Interruptquellen verschiedene Prioritäten zu vergeben. Die einzel-

nen Interruptquellen können grundlegend in zwei Interrupt-Vektoren, in „Fast Inter-

rupt Request“ (FIQ) und in „Normal Interrupt Request“ (IRQ), unterteilt werden. In-

nerhalb des gesamten Central-Interrupt-Manager-Moduls (CIM-Moduls) des Mikro-

controllers gibt es 32 Interrupt Kanäle, welche mit einzelnen Peripheriemodulen ver-

bunden sind. Dabei sind die Kanäle und somit auch die Prioritäten fest vorgegeben.

Kanal 0 hat hierbei die höchste und Kanal 31 die niedrigste Priorität. Die Prioritäten

können jedoch über die Software, von den Kanälen unabhängig, verändert werden. [9]

[13]

Die Interrupt-Prioritäten werden wie folgt von der CPU verarbeitet:

Treten gleichzeitig zwei IRQ-Interrupts auf wird der niedrigere Kanal zuerst abgearbei-

tet und anschließend der höhere Kanal. Wird ein IRQ-Interrupt abgearbeitet kann kein

zweiter, höher-priorer IRQ-Interrupt diesen unterbrechen. Lediglich ein FIQ-Interrupt

kann einen IRQ-Interrupt unterbrechen. Ein FIQ-Interrupt kann von keinem weiteren

FIQ-Interrupt unterbrochen werden, selbst wenn dieser eine höhere Priorität aufweist.

Es können also lediglich die FIQ-Interrupts die IRQ-Interrupts unterbrechen. Innerhalb

eines Interrupt-Vektors sind keine Unterbrechungen möglich.

Bei bestimmten Interruptquellen muss das Interrupt-Flag von der Software zurück ge-

setzt werden. Im derzeitigen Programm ist dies bei den GIO Port A Interrupts der Fall.

Hier muss das Register GIOOFFA ausgelesen werden, in welchem der auslösende Pin

abgespeichert wurde.

Im folgenden wird auf die Interruptstruktur im Programm des Servoreglers eingegan-

gen.



7.3.2. Gesamtaufbau des Servoregler-Programms

In der Abbildung 7.9 ist der Ablauf, des über Interrupt gesteuerten Programms, zu er-

kennen.

Abbildung 7.9.: Programmablauf durch Interrupts

Die rot markierten Felder geben die FIQ-Interrupts wieder, die grünen Felder die IRQ-

Interrupts. Die beiden für die Kommutierung wichtigen Interrupts können somit die

zeitlich nicht so wichtigen Interrupts unterbrechen. Das Interrupt des HET hängt direkt

mit der Kommutierung zusammen. In dieser Interrupt-Routine wird das PWM-Signal

auf die aktive Halbbrücke durchgeschaltet.

Der Interrupt des AD-Wandlers hat die geringste Priorität. Derzeit wird in der AD-

Convert Gruppe 1 nur der Wert des Stroms digitalisiert. Zu einem späteren Zeitpunkt

muss hier noch der Spannungswert des PT-1000 Platintemperaturfühlers eingelesen

werden.



Mit dieser Änderung besteht zwischen dem TAP-Interrupt und dem AD-Wandler-Inter-

rupt noch eine zweite Abhängigkeit, welche in die Regelung mit einfließen muss. Die

Regelparameter, z.B. der Maximalstrom des Motors, werden dann mit der Temperatur

angepasst und müssen deshalb für den Regelkreis zur Verfügung stehen.

Hat der Regelkreis einen neuen Wert für das Tastverhältnis des PWM-Signals berech-

net, so muss das Tastverhältnis schnellstmöglich aktualisiert werden, weshalb der Re-

gelkreis den HET-Interrupt frei gibt.

Die Timerwerte für die Drehzahlmessung werden in der Interrupt-Routine des GIO

Port A gemessen und in einem Array abgelegt. In der Interrupt-Routine des Regelkrei-

ses wird dann der Mittelwert der Timerwerte und daraus die Motordrehzahl berechnet.

Im Hauptprogramm werden, wie oben beschrieben, Hardwaremodule initialisiert und

grundlegende für den Betrieb notwendige Parameter wie die PLL konfiguriert.

Danach befindet sich das Hauptprogramm in einer Endlosschleife und sendet die ak-

tuellen Drehzahl- und Stromwerte ca. im Sekundentakt über die serielle Schnittstelle.

Diese können am PC in einer Konsole eingesehen werden. Im späteren Betrieb ist die-

se Funktion nicht mehr notwendig. Die externen Drehzahlvorgaben sollen per CAN-

Schnittstelle an den Controller weitergegeben werden und die aktuellen Zustände des

Servoreglers sollen ebenfalls über diese Schnittstelle gesendet werden.


8. Motorprüfstand

Um den Servoregler besser testen zu können, wurde vor dieser Bachelorarbeit ein Prüf-

stand entwickelt (siehe Abbildung 8.1). In diesen kann entweder der EC 22 HD Motor

oder der EC 22 Motor von Maxon eingebaut werden. Hier links im Bild des Prüfstands

ist der Maxon EC 22 HD Motor zu erkennen.

Um die Drehzahlen zu messen oder ein Lastmoment stellen zu können, wird auf der

Gegenseite der Maxon EC 45 Motor mit EPOS verwendet. Dieser ist neben den Hall-

Sensoren zusätzlich mit einem Encoder ausgestattet. Der Encoder arbeitet mit einem

Inkrementalgeber mit 500 Impulsen pro Umdrehung und ist von der Auflösung somit

deutlich besser als die Hall-Sensoren mit 6 Werten pro Umdrehung.

Abbildung 8.1.: Motorprüfstand

Links im Bild ist das Hochtemperatur Embedded System mit der Leistungselektronik

auf einer externen Platine zu erkennen. Vorne rechts im schwarzen Gehäuse ist der

EPOS 70/10 von Maxon Motor zu sehen, mit welchem der EC 45 Motor (rechts im

Prüfstand) betrieben wird.


8.1. Verifizierung Drehzahlmessung


In diesem Kapitel werden die Messungen und Auswertungen der Drehzahlverifizie-

rung beschrieben. Wie in Unterabschnitt 7.1.4 erwähnt, besteht ein Problem mit schwan-

kenden Drehzahlwerten wenn nur ein Timerwert für die Drehzahlmessung verwendet

wird.

Um die Ursache der schwankenden Werte zu messen, wird die Interrupt-Routine der

Kommutierung bis auf die Zeitmessung reduziert. Dadurch kann sichergestellt wer-

den, dass bei jeder Zeitmessung der Ablauf des Programms zu 100% gleich abläuft. In

der Interrupt-Routine wird dann lediglich der Counterwert eingelesen und die Diffe-

renz zum alten Counterwert ausgerechnet. Danach wird dieser Wert in einer Variable

gespeichert. Zuletzt werden die Werte zusammen mit dem aktuellen Hall-Sensorwert

über die serielle Schnittstelle gesendet.

Für die Verifizierung der Drehzahlmessung wurde der Maxon EC 45 Motor mit dem

EPOS 70/10 von Maxon angesteuert. Für die Regelung der Drehzahl wurde der am EC

45 Motor angeflanscht Encoder ausgewählt, da hiermit die Drehzahl auf eine Umdrehung

genau geregelt werden kann. Für die Messung wurde eine Drehzahl von 500 U

min

eingestellt.

Ein Auszug aus den entstandenen Messergebnisse ist in Tabelle 8.1 zu sehen. Die Dreh-

richtung des Maxon EC 45 Motors war rechts herum orientiert, weshalb der Maxon EC

22 Motor links herum gedreht wurde. Die Drehrichtung ist an den Sensorwerten zu

erkennen (vgl. Tabelle 7.1).

Messung Timerwert Sensorwert

1 18778 001

2 21398 011

3 17992 010

4 22434 110

5 17876 100

6 21465 101

7 18779 001

8 21392 011

9 17991 010

10 22435 110

11 17881 100

12 21455 101

Tabelle 8.1.: Messdaten Drehzahlverifizierung



Werden die Drehzahlwerte immer in 6er Schritten gemittelt kommen sehr genaue Dreh-

zahlwerte heraus (siehe Tabelle 8.2). Um die Drehzahlen zu errechnen, wird folgende

Formel verwendet:

Drehzahl =

1

6 Timerwerte addiert

1.000.000Hz

Gemittelte Messung Mittelwert 6 Werte

1 bis 6 500,24 u

min

2 bis 7 500,23 u

min

3 bis 8 500,26 u

min

4 bis 9 500,26 u

min

5 bis 10 500,26 u

min

6 bis 11 500,24 u

min

7 bis 12 500,28 u

min

Tabelle 8.2.: Gemittelte Drehzahlwerte in 6er Schritten

· 60 (8.1)

Die sehr geringen Abweichungen im Kommabereich können vernachlässigt werden,

da sie für die Regelung nicht relevant sind. Ein Mitteln von 2er Paaren der Timerwerte

ergibt keine hohe Genauigkeit, wie es beim Mitteln der 6er Paare der Fall ist. Um die

Problematik zu verdeutlichen sind die Timerwerte über den Messungen in einem Dia-

gramm dargestellt (siehe Abbildung 8.2).

Es ist kein direkter Zusammenhang zwischen den Timerwerten und den einzelnen

Hall-Sensoren im Diagramm zu erkennen. Wäre dies der Fall, so könnte beispielsweise

mit Paarungen der Messungen (1 und 4, 2 und 5 sowie 3 und 6) gemittelt eine Drehzahl

von 500 U

min ohne größere Toleranzen errechnet werden.

Diese Toleranzen in den Timerwerten ließen sich über die Hysterese, Lagentoleranzen

der einzelnen Hall-Sensoren auf der Leiterplatte oder über die RC-Glieder, welche mit

Toleranzen behaftet sein können, erklären.

Es ergeben sich Toleranzen im Bereich von ca. 25 U

min

, wenn man die genannten Paa-

rungen zum Mitteln der Drehzahl verwendet. Zu diesem Zeitpunkt kann nicht sicher

festgestellt werden, weshalb die Drehzahlwerte schwanken. Aus diesem Grund muss

dieses Problem zu einem späteren Zeitpunkt noch einmal genauer untersucht werden.

Die Drehzahlmessung könnte hierfür ohne die RC-Glieder verifiziert werden.


8.2. Messungen P-Regler

Abbildung 8.2.: Diagramm zur Verifizierung der Drehzahlmessung


Um die Qualität des Servoreglers grob einschätzen zu können, wurden am Ende Mes-

sungen mit verschiedenen Drehzahlen und Verstärkungsfaktoren durchgeführt.

Es konnte ebenfalls der Prüfstand auf seine Eignung geprüft sowie die Einstellungen

für den EPOS Regler von Maxon getestet werden. Die Einstellungen für den EPOS Reg-

ler sind in der Studienarbeit von Herrn Jochen Antons aufgeführt [1].

In ersten Tests mit dem Servoregler wurde die Strombegrenzung auf 1,5A am Netzteil

eingestellt um im Falle einer Fehlfunktion die Zerstörung der Bauteile zu verhindern.

Danach wurde die Strombegrenzung variiert, da diese sich direkt auf die Regelung aus-

wirkt. Zusätzlich zur Strombegrenzung am Netzteil wurde der Verstärkungsfaktor KP

zwischen den Messungen verändert. Es konnte hierbei jedoch noch kein stabiler Zu-

stand erreicht werden. Lediglich bei einer Drehzahl von 1000 U

min blieb der Servoregler

mit einem Verstärkungsfaktor von 0,0015 bis 0,006 stabil. Allerdings stellte sich hierbei

eine bleibende Regelabweichung von ca. 100 U

min ein. Bei allen anderen gemessenen

Drehzahlwerten kam der P-Regler in einen Schwingungszustand, wie in den exempla-

rischen Messungkurven (Abbildung 8.3 bis 8.5) zu erkennen ist.



Zusätzlich bestand, wie schon in Kapitel 6 beschrieben, bei manchen Messungen das

Problem mit der Fehlererkennung, welche wahrscheinlich durch EMV-Störungen her-

vorgerufen wird.

Um den Regelkreis weiter zu optimieren, bedarf es zunächst einmal einem theoreti-

schen Modell der Regelstrecke mit dem dazugehörenden Regelkreis. Zusätzlich sollte

in den nächsten Entwicklungsschritten dem Regler noch ein I-Anteil hinzugefügt wer-

den, um bleibende Regelabweichungen zu verhindern.

Ein zusätzliches Problem stellt derzeit noch die Drehzahlmessung dar. Die Messung

ist zu langsam, weshalb die Drehzahl über den zu erreichenden Sollwert geregelt wird

und den Regler somit in Dauerschwingungen versetzt. Mit einer schnelleren Drehzahl-

messung kann auch die Abtastzeit des Regelkreises angepasst werden.

Die Abtastzeit des Regelkreises beträgt derzeit 32,7ms. Hier wäre eine Zeit von ca. 10ms

wünschenswert. Alle Messkurven wurden mit einer Zeitdauer von 10 Sekunden auf-

genommen.

Abbildung 8.3.: Testlauf 500 U

min - Strombegrenzung am Netzteil 1,5A








9. Zusammenfassung und Ausblick

9.1. Zusammenfassung

In dieser Bachelorarbeit sollte ein erster Entwurf eines temperaturbeständigen Servo-

reglers für bürstenlose Gleichstrommotoren aufgebaut und programmiert werden. Der

temperaturbeständige Servoregler soll später in Geothermie Bohrlochsonden einge-

setzt werden können. In Tiefen von bis zu 5000m treten hierbei Umgebungstemperatu-

ren bis zu 200°C auf.

Die Vielfalt an Elektronikkomponenten mit einer solchen Temperaturspezifizierung ist

sehr gering, vergleicht man diese mit der heute erhältlichen Standardelektronik. Es sind

nur sehr wenige Bauteile von wenigen Herstellern erhältlich. Bei den für den Servo-

regler notwendigen MOSFETs ist derzeit nur ein Bauteil mit passenden Parametern

erhältlich. Außerdem stellte sich schon zu Beginn der Arbeit heraus, dass die Hochtem-

peraturkomponenten, mit einer Lieferdauer von 12 Wochen, nicht mehr innerhalb des

Bearbeitungszeitraums geliefert werden können. Dadurch entstand die Notwendigkeit

den Leistungsteil des Servoreglers ersatzweise aus Standard-Elektronikkomponenten

aufzubauen, um die Software des Hochtemperatur Mikrocontrollers an einem bürsten-

losen Gleichstrommotor testen zu können.

Es entstand im ersten Entwurf eine Leistungselektronik, welche gleich zur erhältli-

chen Hochtemperaturelektronik vom Mikrocontroller angesteuert werden kann. Zu-

dem wurden alle für den Betrieb notwendigen Bauteile mit einer Spezifizierung bis

200°C Umgebungstemperatur erörtert, sodass die Elektronik, nachdem die Bauteile ge-

liefert wurden, auch temperaturfest aufgebaut werden kann.

Die Software des Servoreglers konnte auf dem schon gelieferten Hochtemperatur Mi-

krocontroller von Texas Instruments implementiert werden. Es wurden in der ersten

Entwicklungsstufe die Betriebsmodi Rechtslauf und Linkslauf, sowie das aktive Brem-

sen in beide Drehrichtungen, umgesetzt. Außerdem wurde ein erster Reglerentwurf,

um die Drehzahl des Motors mit einem P-Regler zu stabilisieren, auf dem Mikrocon-

troller implementiert.


9.2. Ausblick

9.2. Ausblick

Die Entwicklung eines temperaturbeständigen Servoreglers mit dafür spezifizierten

elektronischen Komponenten hat sich im Laufe dieser Arbeit als machbar erwiesen.

Lediglich die Umsetzung mit entsprechenden Komponenten im Leistungsteil konnte

aufgrund der Lieferzeiten innerhalb des Bearbeitungszeitraums noch nicht durchge-

führt werden.

In weiterführenden Arbeitsschritten steht nun zunächst der Aufbau der Hochtempe-

raturelektronik an. Hierbei muss beim Layout besonders darauf geachtet werden, dass

eine gute EMV-Verträglichkeit gegeben ist. Zuvor sollte aus diesem Grund das derzeiti-

ge Layout der Standardelektronik nochmals auf die Fehlerursache untersucht und die-

se Fehler entsprechend korrigiert werden. Hiermit kann Erfahrung in diesem Bereich

gesammelt werden, ohne dass das Layout der teureren Hochtemperaturelektronik in

mehreren Arbeitsschritten optimiert werden muss.

Des weiteren können Tests mit der Standardelektronik bei erhöhten Temperaturen

durchgeführt werden. Die Standardelektronik ist bis zu einer Halbleiterschichttempe-

ratur von 175°C ausgelegt und für den bürstenlosen Gleichstrommotor von Maxon,

was die Stromtragfähigkeit betrifft, etwas überdimensioniert. Bei diesen Tests handelt

es sich um eine weitere, jedoch zeitaufwändige, Möglichkeit zu verifizieren, ob Bauteile

für den Betrieb in der Sonde geeignet sind.

Außer der Hardware bedarf es weitere Entwicklungsschritte in der Softwareimple-

mentierung insbesondere beim Regelkreis des Servoreglers. Hierbei sollte zunächst

ein Modell der Regelstrecke, was den Motor und die angeschlossene Last beinhal-

tet, erstellt werden. Auf Grundlage dieses Modells lassen sich die Regelparamter des

Drehzahlregelkreises festlegen. Ebenfalls sollte die Auflösung des PWM-Signals ver-

größert werden. Hierfür ist es notwendig sich tiefer in die Funktionsweise des High

End Timers einzuarbeiten. Außer dieser Optimierung im Programm muss die Dreh-

zahlmessung noch einmal genauer Untersucht werden und mit den Ergebnissen ein

Algorithmus entwickelt werden, um die Drehzahlmessung in kleineren Umdrehungs-

schritten zu realisieren. Aus diesen Optimierungsmaßnahmen resultiert, von den di-

rekten Änderungen am Regelkreis abgesehen, ein besseres Regelverhalten des Motors.

Zusätzlich sollte der Regelkreis um eine Notabschaltung, welche beim Blockieren des

Motors greift, ergänzt werden. Für die Überwachung der maximalen Dauerstromauf-

nahme wird es außerdem notwendig, die Messung der Umgebungstemperatur in den

Regelkreis zu integrieren, da sich dieser in Abhängigkeit der Temperatur verändert.


Literaturverzeichnis

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[29] SEMICONDUCTOR, Fairchild: Application Note AN-6076. Version: September 2008.

http://fairchildsemi.com/an/AN/AN-6076.pdf, Abruf: 25.08.2011

[30] SEMIKRON: Datenblatt SBH 1220TL ... SBH 1245TL Dioden. Version: November

2010. http://www.semikron.com/products/data/cur/assets/SBH_1220TL_SBH_

1245TL_03897988.pdf, Abruf: 06.09.2011

[31] TERMWIKI: single-access RAM (SARAM). http://www.termwiki.com/EN:

single-access_RAM_%28SARAM%29, Abruf: 24.08.2011

[32] VISHAY: 3-Phase Brushless DC Motor Controller. Version: Juni 2004. http://www.

vishay.com/docs/70012/si9979.pdf, Abruf: 30.08.2011

[33] VISHAY: Ultrafst Plastic Recitifier: UF4002. Version: Mai 2006. http:

//docs-europe.electrocomponents.com/webdocs/0928/0900766b809284f0.pdf,

Abruf: 25.08.2011

[34] VOGELMANN, Dr.-Ing H.: Elektrotechnik und Elektronik für Maschienenbauingenieure.

2001. – Kapitel 11.1 Gleichstrommaschine

[35] WIKIPEDIA: Kaskadenregelkreis. Version: Mai 2005. http://de.wikipedia.org/

wiki/Kaskadenregelung, Abruf: 011.09.2011. – Bild leicht modifiziert



[36] WIKIPEDIA: Known Good Die. Version: Mai 2010. http://de.wikipedia.org/

wiki/Known_Good_Die, Abruf: 19.07.2011

[37] WIKIPEDIA: Brushless DC Motor. Version: Juli 2011. http://de.wikipedia.org/

wiki/B%C3%BCrstenloser_Gleichstrommotor, Abruf: 20.07.2011

[38] WIKIPEDIA: Elektromagnetische Verträglichkeit. Version: Juli 2011. http:

//de.wikipedia.org/wiki/Elektromagnetische_Vertr%C3%A4glichkeit, Abruf:

29.08.2011

[39] WIKIPEDIA: Gleichstrommaschine. Version: September 2011. http://de.

wikipedia.org/wiki/Gleichstrommaschine, Abruf: 05.09.2011

[40] WIKIPEDIA: Gray-Code. Version: März 2011. http://de.wikipedia.org/wiki/

Gray-Code, Abruf: 30.08.2011

[41] WIKIPEDIA: Kommutierung. Version: März 2011. http://de.wikipedia.org/

wiki/Kommutierung, Abruf: 30.08.2011


A. Anhang

A.1. Ausschnitt Datenblatt Maxon EC 22 HD Motor


1 1

Heavy Duty Drive Solution.

EC motor Ø22 mm, bürstenlos, 80 / 240 Watt.

Hauptmerkmale

– Widersteht extremen Temperaturen (-55…200°C)

– Widersteht starken Schlägen und Vibrationen

– Hohe Zuverlässigkeit, auch unter harschen Umgebungsbedingungen

Der Motor ist ausgelegt um harsche Umgebungsbedingungen, wie extreme Temperaturen,

starke Schläge und Vibrationen oder auch hohe Umgebungsdrücke und Vakuum zu widerstehen.

Selbst der Betrieb in Öl ist möglich.

Der einwandfreie Betrieb wurde nachgewiesen bei erweitertem Temperaturbereich von

-55°C bis 200°C – alle eingebauten Komponenten sind für Temperaturen von mindestens

240°C ausgelegt.

Schläge und Stösse sowie Vibrationen werden über den gesamten Temperaturbereich

absorbiert, ohne den Motor zu beschädigen.

Der Motor ist mit oder ohne Hall-Sensoren verfügbar. Diese werden, ähnlich einem Encoder,

in einem Gehäuse untergebracht an den Motor angefl anscht (siehe Zeichnung).

maxon motor

driven by precision

EC 22 ∅22 mm, bürstenlos, 240 Watt

Heavy Duty – für Anwendungen in Öl

A mit Hall-Sensoren

1.6 x2.4

tief/deep

B sensorlos

Lage des Kabelabgangs

zum Befestigungsbohrbild 10

3x 120

15

Alignment of cables relative

to mounting holes 10 M 1:1

Lagerprogramm

Standardprogramm

Sonderprogramm (auf Anfrage)

A mit Hall-Sensoren

B sensorlos

Werte bei Nennspannung und Umgebungstemperatur °C

1 Nennspannung V

2 Leerlaufdrehzahl min-1 3 Leerlaufstrom mA

4 Nenndrehzahl1) min-1 5 Nennmoment (max. Dauerdrehmoment) 1) mNm

6 Nennstrom (max. Dauerbelastungsstrom) A

7 Anhaltemoment mNm

8 Anlaufstrom A

9 Max. Wirkungsgrad

Kenndaten

%

10 Anschlusswiderstand Phase-Phase W

11 Anschlussinduktivität Phase-Phase mH

12 Drehmomentkonstante mNm A-1 13 Drehzahlkonstante min-1 V-1 14 Kennliniensteigung min-1 mNm-1 15 Mechanische Anlaufzeitkonstante ms

16 Rotorträgheitsmoment gcm2 Motordaten (provisorisch)

1) Werte für Betrieb im thermischen Gleichgewicht.

Thermische Daten

17 Therm. Widerstand Gehäuse-Luft 0.79 KW-1 18 Therm. Widerstand Wicklung-Gehäuse 0.75 KW-1 Spezifikationen

19 Therm. Zeitkonstante der Wicklung 4.8 s

20 Therm. Zeitkonstante des Motors 40 s

21 Umgebungstemperatur -55 … +200 °C

22 Max. Wicklungstemperatur +240 °C

Mechanische Daten (vorgespannte Kugellager)

23 Grenzdrehzahl 20000 min-1 24 Axialspiel bei Axiallast < 5 N

0 mm

> 5 N max. 0.14 mm

25 Radialspiel vorgespannt

26 Max. axiale Belastung (dynamisch) 4 N

27 Max. axiale Aufpresskraft (statisch) 60 N

(statisch, Welle abgestützt) 250 N

28 Max. radiale Belastung, 5 mm ab Flansch 16 N

Weitere Spezifikationen

29 Polpaarzahl 1

30 Anzahl Phasen 3

31 Motorgewicht 230 g

Anschlüsse A, Motor Kabel PTFE (AWG 19)

rot Motorwicklung 1

schwarz Motorwicklung 2

weiss Motorwicklung 3

Anschlüsse A, Sensoren Kabel PTFE (AWG 24)

grün VHall 4.5…24 V

blau GND

rot Hall-Sensor 1

schwarz Hall-Sensor 2

weiss Hall-Sensor 3

Anschlüsse B, Motor Kabel PTFE (AWG 19)

rot Motorwicklung 1

schwarz Motorwicklung 2

weiss Motorwicklung 3

Referenzmedium: Shell Tellus Öl T15

Bestellnummern

A mit Hall-Sensoren

Betriebsberiche Legende

n [min

25000

-1 ]

20000

15000

10000

5000

Anwendung

398663

398662

25 25 100 100 150 150 200

48 48 48 48

12900 13500 13700 13900

384 140 144 149

8560 8640 9240 9240 10700 10700

149 120 120 92.9 57.2

4.53 3.64 2.9 2.9 1.88 1.88

460 346 295 256

13.4 10.3 8.98 7.93

70.5 71 70.5 71 70.5 70 70.5 70

3.59 4.64 5.35 6.05

0.357 0.357 0.357 0.357

34.4 34.4 33.5 32.9 32.3

278 285 290 296

29 39.5 47.2 55.4

2.31 2.31 3.15 2.31 3.77 2.31 4.42

7.63 7.63 7.63 7.63

20 40 60 80 100 120

TA = 25°C

TA = 100°C

TA = 150°C

TA = 200°C

Dauerbetriebsbereich

Unter Berücksichtigung der angegebenen thermischen

Widerstände (Ziffer 17 und 18) und der

angegebenen Umgebungstemperatur wird bei

dauernder Belastung die maximal zulässige

Rotortemperatur erreicht = thermische Grenze.

Kurzzeitbetrieb

Der Motor darf kurzzeitig und wiederkehrend

überlastet werden.

Typenleistung

Allgemein

– Anwendungen unter extremen Temperaturen

– Anwendungen mit Schlägen und Vibrationen (nach MIL-STD810F/Jan2000 Fig. 514.5C-10)

– Betrieb in Öl und hohem Druck

Öl-und Gasindustrie

– Öl-, Gas- und geothermische Vorkommen

maxon-Baukastensysten

maxon EC motor Ausgabe März 2011 / Änderungen vorbehalten

140

240 W

200 W

140 W

80 W

M [mNm]

1.0 2.0 3.0 4,0 I [A]

A.2. Datenblatt UT Leistungswiderstände von SRT

A.2. Datenblatt UT Leistungswiderstände von SRT


SRT Resistor Technology

Silikon-beschichtete Leistungswiderstände

Typenbezeichnung: UT

Baugrößen: UT-1, UT-2, UT-3, UT-5, UT-6, UT-7, UT-10

Merkmale:

• Widerstandswerte von 0,005 bis 260kOhm

• Nennverlustleistung 0,1 bis 13Watt

• Auslieferungstoleranzen bis ± 0,01%

• niedriger Temperaturkoeffizient: ± 20ppm/K

• MIL-R-26 / MIL-R-39007 Leistungsangaben

• Temperatureinsatzbereich: -55°C bis +350°C („V”)

• Nicht-induktive Wicklung verfügbar

Technische Daten:

Spezifikation Wert

Auslieferungstoleranzen

Temperaturkoeffizient

Temperatureinsatzbereich

Isolationsfestigkeit

Konstruktion

±0.01% bis ±10%

( 1% Standard )

>10Ω : ±20ppm/K

1Ω to10Ω : ±50ppm/K

SRT Resistor Technology

Silikon-beschichtete Leistungswiderstände

Typenbezeichnung: UT

Baugrößen: UT-1, UT-2, UT-3, UT-5, UT-6, UT-7, UT-10

Abmessungen und Werte:

Type Power Rating Maximum

Dimensions

Max. Working

(Watt) Value

(mm)

Voltage

“U” “V” Ohm A [±1.6mm] B [±0.8mm] C [±0.05mm]

UT-1 0.1 0.25 500 3.8 2.0 0.46 8.5

UT-1/2A 0.4 0.5 2.5k 6.4 2.0 0.5 / 0.6 20

UT-1A 1.0 1.5 10k 10.3 2.4 0.5 / 0.6 52

UT-2 1.5 2.0 12.5k 8.9 4.0 0.8 60

UT-2A 2.5 3.0 22k 12.7 4.7 0.8 130

UT-2B 3.0 3.75 22k 14.2 4.7 0.8 140

UT-2C 3.0 4.0 40k 12.7 6.4 1.0 / 0.8 140

UT-2E 3.0 3.5 30k 12.7 5.1 0.8 140

UT-3 4.0 5.5 45k 15.9 6.4 1.0 / 0.8 210

UT-5 5.0 6.5 91k 22.2 7.9 1.0 360

UT-5A 5.0 6.5 65k 24.6 5.2 0.8 390

UT-6 5.0 6.5 95k 25.4 7.9 1.0 504

UT-7B 7.0 9.0 100k 35.6 7.9 1.0 590

UT-7C 7.0 9.0 154k 31.0 7.9 1.0 620

UT-10 10.0 13.0 260k 45.2 9.5 1.0 850

Für nicht-induktive Wicklung: - max. Widerstandswert durch 2 dividieren

- Buchstabe “N” in Bestellcode einfügen (z.B. UTN-5)

Änderungen vorbehalten Ausgabe 07-2008

SRT Resistor Technology GmbH Fon: +49 (0)9103 / 7952-0

Ostlandstr. 31 Fax: +49 (0)9103 / 5128

D-90556 Cadolzburg E-mail: info@srt-restech.de

Germany Internet: www.srt-restech.de

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