Dossier - Oretano

TRANSISTORES IGBT. En este artículo
se pretende profundizar en el estudio
de las características de funcionamiento
del IGBT, su control y ciertos
P. SANCHIS, Ó. ALONSO,
A. GUERRERO Y L. MARROYO
DEP. DE INGENIERÍA ELÉCTRICA Y ELEC-
TRÓNICA, UNIVERSIDAD PÚBLICA
DE NAVARRA, 31006 PAMPLONA.
E-MAIL: luisma@unavarra.es
Un aspecto de principal relevancia
que condiciona la evolución
de los convertidores de
potencia y de las posibilidades
que ofrece su control, reside en
el avance sostenido de las
características y variedad de los
dispositivos semiconductores
de potencia durante las últimas
tres décadas. Entre los dispositivos
que han hecho posible este
desarrollo, resalta el IGBT
como un componente que reúne
excelentes características
tanto estáticas como dinámicas
en un rango de trabajo que
podemos denominar de media
potencia (1 kW-2 MW). Los
límites inferior y superior de
dicho rango donde el IGBT es
mayoritariamente utilizado son
difíciles de definir pues se trata
de potencias donde otros
tipos de semiconductores ganan
terreno al IGBT debido a sus
Figura 1. Estructura del IGBT
datos de interés ofrecidos por los fabricantes,
con objeto de dar una visión
con cierta profundidad de los principales
aspectos a tener en cuenta para
IGBT
Características y utilización
mejores prestaciones; en concreto,
se puede destacar en
bajas potencias al MOSFET
como gran competidor y en
altas al IGCT.
ESTRUCTURA DEL IGBT. El transistor
bipolar de puerta aislada
es un elemento semiconductor
híbrido que puede verse como
un MOSFET controlando a un
BJT, con el fin de aprovechar las
ventajas de ambos. Posee un
electrodo aislado de control,
como en el MOSFET y presenta
una baja tensión de saturación
como en el transistor bipolar. En
la figura 1 puede observarse
cómo la estructura del IGBT es
idéntica a la de un MOSFET a
la cual se le ha añadido en el
drenador (colector) una unión
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su correcta utilización. Los IGBT son
dispositivos muy adecuados para aplicaciones
de media potencia, de 1 kW
a 2 MW.
pn que inyecta portadores minoritarios
en el canal cuando el
IGBT conduce, lo que reduce
considerablemente la tensión de
saturación.
Los IGBT actuales se fabrican
mediante dos tecnologías diferentes,
la PT (Punch Through) y
la NPT (Non Punch Through)
[1]. Los PT-IGBT se construyen
con un sustrato de tres capas
P+ N+ y N-, tal y como muestra
la figura 1, donde se han
dibujado los componentes
intrínsecos que permiten obtener
su circuito equivalente
(figura 1b). Los NPT-IGBT tienen
un sustrato P+ N-, lo que
permite extender la región de
carga espacial a toda la zona
N-, obteniéndose de esta forma
dispositivos capaces de soportar
elevadas tensiones. En cualquiera
de las dos tecnologías
resalta la presencia de un tiristor
parásito interno entre el
colector y emisor (formado por
el transistor pnp junto con el
npn). El cebado de este tiristor
provocaría una pérdida de control
y la posible destrucción del
dispositivo. En los IGBT comer-

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Figura 2. Célula de conmutación
ciales, tanto de tecnología PT
como NPT, se ha reducido la
probabilidad de cebado de este
tiristor mediante una fuerte
reducción del valor de la resistencia
Rp que podría polarizar el
transistor npn. Cada tecnología
emplea técnicas diferentes para
lograr este propósito hasta el
extremo actual en que los fabricantes
ofertan los dispositivos
libres de este problema en rangos
de corriente muy elevados
con respecto a la nominal. Por
lo tanto, se puede decir que el
IGBT opera como un transistor
pnp controlado por un MOS-
FET, es decir, funciona de forma
aproximada según el circuito
equivalente de la figura 1c.
Los datos presentados en este
Figura 3. Formas de onda durante las conmutaciones.
artículo son válidos para ambas
tecnologías de fabricación salvo
cuando se señale lo contrario.
ESTADOS DEL IGBT. El IGBT
tiene dos estados de funcionamiento
estables que son el de
saturación y el de corte. Para
mantener el IGBT en conducción
se mantiene la tensión puerta-emisor
(VGE) por encima de
la tensión umbral, o tensión
umbral de puerta “Gate Threshold
Voltage” (VGE(th)), valor
cercano a los 5 V. En conducción,
el IGBT se comporta como
un transistor bipolar con una tensión
de saturación, o tensión de
saturación colector a emisor
“Collector-to-Emitter Saturation
Voltage” (VCEsat), cuyo valor es
(1)
P cond = t cond
T
(2)
(3)
función de VGE, la corriente de
colector (IC) y la temperatura. El
IGBT se encuentra en corte
cuando, una vez terminado el
proceso de apagado, la tensión
VGE se mantiene por debajo de
la tensión umbral. La máxima
Ecuaciones
⋅V CEsat ⋅ I C = f ⋅ t cond ⋅V CEsat ⋅ I C
Eon * = Eon ⋅ Vcc *
⋅
Vccref Ic *
Icref Eoff * = Eoff ⋅ Vcc *
⋅
Vccref Ic *
Icref P TOT = P on + P off + P cond = (E on + E off ) ⋅
⋅ f + tcond ⋅VCEsat ⋅ Ic =
T
= f ⋅ (Eon + Eoff ) ⋅ Vcc *
(4)
⎛
I
⋅ c
⎜
⎝
Vccref Icref ⎞
+ tcond ⋅VCEsat ⋅ Ic ⎟
⎠
(5)
T j = Ta + PTOT ⋅ Rthjc + Rthch + Rth ( ha )
(6)
(7)
W = 1 2 Cin∆V 2
GE
P = f ⋅ Cin ⋅∆V 2
GE
tensión que soporta un IGBT se
denomina tensión de ruptura
colector-emisor “Col-lector-to-
Emitter Breakdown Voltage”
(VCES). Existen en el mercado
IGBT que llegan a soportar 3,3
kV, y se ha anunciado la apari-

ción de nuevos IGBT de tecnología
NPT con tensiones máximas
de 6,5 kV.
La transición entre estos dos
estados se realiza durante las
conmutaciones de encendido y
apagado. Durante estas conmutaciones
es necesario cargar y
descargar las diferentes capacidades
parásitas del IGBT, por
lo que dichas conmutaciones se
verán fuertemente influenciadas
por estas capacidades y por la
resistencia de puerta (RG).
Antes de analizar estas conmutaciones,
conviene señalar que
en la mayoría de los convertidores,
el encendido (apagado)
del IGBT provoca el apagado
(encendido) de un “diodo complementario”,
lo que influye
considerablemente en las formas
de onda de corriente y tensión.
En la figura 3a se muestran
las formas de onda de VCE,
VGE e IC durante el encendido
de un IGBT conectado como se
muestra en la figura 2. Durante
este proceso se distinguen cuatro
periodos claramente diferenciados:
Tiempo de retardo o “Turnon
Delay Time” (tdon): tiempo
que va desde la aplicación de la
orden de encendido hasta que
la intensidad llega al 10% de su
valor nominal. Durante este
intervalo, como VGE está por
debajo de la tensión umbral, el
Figura 4. Tiempos de conmutación en función de RG
IGBT permanece apagado. La
duración de este tiempo depende
de la capacidad parásita de
entrada del IGBT (Cin) y de RG
(figura 4).
Tiempo de subida o “Rise
Time” (tr): tiempo que tarda IC
en pasar del 10% al 90% de su
valor final. Su valor depende
de las características del IGBT
y de RG (figura 4).
A continuación se produce un
intervalo de tiempo durante el
cual la corriente sigue creciendo
por encima de su valor nominal
hasta que la corriente por el
diodo complementario llega a su
valor inverso de recuperación o
“Reverse Recovery Current”
(IRR). Tanto el valor de IRR,
como la duración del intervalo,
dependen de la derivada de la
corriente y de las características
internas del diodo. Durante
este tiempo el diodo sigue conduciendo,
por lo que VCE únicamente
sufre una pequeña disminución
debido a la caída de
tensión producida en las inductancias
del embarrado o “busbar”.
Tanto en este intervalo
como en el anterior se producen
grandes pérdidas al coincidir
grandes valores de tensión
y corriente. La suma de tdon y tr
es el llamado tiempo de encendido
o “Turn-on time” (ton).
Tiempo de bajada de VCE:
intervalo no caracterizado por
los fabricantes en el cual VCE
disminuye con dos pendientes
bien diferenciadas. La primera
es debida a la descarga de la
capacidad parásita puertacolector
CGC (efecto Miller) y
está fuertemente influenciada
por RG. A continuación se produce
una cola de tensión hasta
alcanzar su valor de saturación.
Las formas de onda durante el
apagado se muestran en la figura
3b donde se observan los
siguientes intervalos:
Tiempo de retraso o “Turn-off
Delay Time” (tdoff): tiempo que
transcurre desde la aplicación
de la orden de apagado hasta
que IC disminuye hasta el 90%
de su valor nominal. En este
intervalo se pueden distinguir
dos partes. En primer lugar, la
tensión VGE disminuye hasta
alcanzar el valor de VGE(th).
Durante este periodo de tiempo,
como VGE es superior a la tensión
umbral, el IGBT permanece
encendido. La duración de
este periodo, que depende de la
capacidad parásita de entrada
(Cin) y de RG (figura 4), es
generalmente mucho mayor que
el tiempo de retraso del encendido,
debido a que Cin presenta
un fuerte valor cuando el IGBT
conduce (VCE pequeña). Este es
el motivo por el que es necesario
incluir un tiempo muerto
entre las órdenes de control de
los IGBT de una misma rama.
La segunda parte del intervalo
es el tiempo de subida de VCE.
Es un periodo de tiempo no
caracterizado en el que dicha
tensión aumenta hasta alcanzar
el valor de la tensión de corte
VCC (figura 2). Debido al efecto
Miller, la tensión VCE crece
ligada a la carga de CGC a través
de RG. La intensidad del
IGBT no varía debido a que el
diodo complementario sigue
cortado al estar sometido a una
tensión negativa. Durante este
intervalo se producen grandes
pérdidas al convivir nuevamente
grandes valores de tensión y
corriente.
Tiempo de bajada o “Fall
Time” (tf): tiempo que tarda la
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corriente en pasar del 90% al
10%. Este tiempo varía muy
poco con el valor de RG (figura
4). En este caso, la caída de
tensión en la inductancia de
embarrado se suma a la tensión
de corte produciéndose una
sobretensión en el IGBT, siendo
necesario minimizar la influencia
de esta inductancia mediante
un condensador de desacoplo.
La suma de tdoff y tf constituye
el tiempo de apagado o “Turnoff
time” (toff).
PÉRDIDAS EN EL IGBT. En todo
semiconductor que funciona en
conmutación se dan dos tipos de
pérdidas: estáticas y dinámicas.
Las pérdidas estáticas son las
producidas durante los estados
de corte y conducción. Las pérdidas
en corte son muy reducidas
y por tanto despreciables.
Sin embargo, debido a la alta
tensión de saturación de los
IGBT las pérdidas de conducción
(Pcond) pueden llegar a ser
importantes, según se señala en
la ecuación (1), siendo T el
periodo de conmutación, tcond el
tiempo de conducción en cada
periodo y f la frecuencia de conmutación.
Las pérdidas en conmutación
(“Switching Losses”) se originan
durante el encendido (Pon)
y el apagado (Poff). Si bien
estas conmutaciones se realizan
de forma muy rápida, la
energía que se disipa durante
ellas es muy grande al coincidir,
como se ha visto anteriormente,
grandes valores de corriente
y tensión. Las pérdidas de
encendido son generalmente
mayores que las del apagado
debido al pico de intensidad
provocado por la corriente
inversa del diodo complementario.
Generalmente, los fabricantes
presentan dos gráficas para Eon
y Eoff (“Turn-on and Turn-off
Switching Energy”, o energía
disipada durante el encendido
y apagado, respectivamente).
Una gráfica muestra las curvas
de Eon y Eoff en función de la
corriente de colector para unos

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valores determinados de VCE,
VGE y RG. La otra gráfica (figura
5) muestra Eon y Eoff en función
de la resistencia de puerta
para una determinada IC, VCE y
VGE. Esta curva es especialmente
interesante ya que refleja
la influencia que tiene la
resistencia de puerta sobre las
pérdidas en un IGBT, principalmente
en el encendido, al
ser RG un factor determinante
en los tiempos de conmutación.
A partir de esta última gráfica,
se pueden calcular tanto
Eon como Eoff para un determinado
valor de la resistencia de
puerta y diferentes valores de
VCC e IC utilizando las ecuaciones,
(2) y (3)
En estas ecuaciones, las variables
con asterisco indican valores
de tensión, corriente y energía
distintos de las condiciones
nominales indicadas en las gráficas,
y el subíndice “ref ” indica
dichas condiciones nominales.
Algunos fabricantes ofrecen
directamente las gráficas de la
energía total de pérdidas en conmutación,
o “Total Switching
Energy” (Ets), calculada como
la suma de Eon y Eoff. Dado
que un IGBT trabaja a altas
frecuencias (hasta 50 kHz en
aplicaciones de pequeña potencia
y hasta 5 kHz en aplicaciones
de media potencia), las
pérdidas dinámicas pueden
Figura 5. Energías disipadas en función de RG
alcanzar valores importantes.
En definitiva, las pérdidas totales
(PTOT) en un IGBT para una
corriente de carga constante y
una determinada frecuencia de
conmutación f se calculan tal
como se indica en la ecuación
(4).
En caso de corrientes no constantes
intervienen más elementos
que exigen un tratamiento
más delicado a la hora de calcular
las pérdidas producidas.
Las pérdidas en un IGBT van a
provocar una elevación de su
temperatura de unión (Tj), la cual
no puede en ningún momento
superar su valor máximo dado
por el fabricante, actualmente
150ºC, salvo riesgo de destrucción
del componente. Esta temperatura
depende de las pérdidas
en el semiconductor, de la
temperatura ambiente (Ta) y de
las resistencias térmicas uniónencapsulado
(Rthjc), encapsulado-radiador
(Rthch) y radiadorambiente
(Rthha). De estos factores,
tanto la temperatura ambiente
como las resistencias
térmicas Rthjc y Rthch están
determinadas de antemano y
no se pueden modificar. Por
ello, únicamente a través de las
pérdidas y de la resistencia térmica
Rthha se puede controlar
la temperatura de la unión
mediante la cuación (5).
Si se tienen unos requerimientos
determinados de intensidad,
tensión y frecuencia de conmutación
para un IGBT, se pueden
calcular las pérdidas totales y,
teniendo en cuenta la temperatura
máxima de la unión, se obtendrá
el valor máximo de Rthha.
Sin embargo, puede ocurrir que
el radiador necesario no sea viable
tecnológica y/o económicamente.
En este caso, el radiador
elegido resulta ser un requerimiento
para el diseño térmico del
IGBT y su valor de Rthha limita,
para una determinada temperatura
máxima de la unión, las pérdidas
totales que pueden ser
evacuadas del IGBT. Una vez calculadas
las pérdidas totales máximas
se puede resolver de forma
iterativa la ecuación de las pérdidas
totales y llegar a un compromiso
entre intensidad máxima
y frecuencia de conmutación. Es
importante subrayar que la resolución
de la ecuación de pérdidas
debe hacerse para las condiciones
de funcionamiento más
duras en las que vaya a trabajar
el IGBT, es decir, tomando las
especificaciones de los fabricantes
para los peores casos de
temperatura de la unión.
Asimismo cabe anotar que, en
el caso de IGBT integrados en
módulos de potencia junto con
sus diodos en antiparalelo,
resulta necesario calcular también
la temperatura de la unión
del diodo en el peor de los casos,
ya que, aunque la potencia a
disipar por el diodo generalmente
es menor, su resistencia
térmica es mayor y, por tanto, se
corre el riesgo de destruirlo.
CIRCUITOS DE AYUDA A LA CON-
MUTACIÓN Los circuitos de ayuda
a la conmutación han sido
empleados habitualmente en los
convertidores de potencia para
asegurar el funcionamiento del
semiconductor dentro de las áreas
de seguridad. Además, permitían
disminuir las pérdidas producidas
durante las conmutaciones.
En la actualidad, los IGBT
presentan áreas de seguridad
prácticamente rectangulares, además
de una capacidad de control
desde la puerta de las derivadas
de la intensidad (limitación de la
corriente inversa del diodo). Esto
le permitiría, en principio, funcionar
sin circuitos de ayuda a la
conmutación. Sin embargo, en
determinadas estructuras y rangos
de trabajo se siguen utilizando
como método de disminución de
pérdidas y sobretensiones.
Como circuito de ayuda a la
conmutación en el apagado antiguamente
se utilizaba el mostrado
en la figura 6. Esta técnica
tiene el inconveniente de
que se disipa una potencia
mayor que la que se disiparía
en el IGBT sin el circuito. En
la actualidad se utiliza un condensador
de desacoplo colocado
directamente en bornes de
la célula de conmutación para
limitar las sobretensiones
durante el apagado, como se ve
en dicha figura.
En el caso del encendido, lo
que se pretende con el circuito
de ayuda a la conmutación es
eliminar las pérdidas en el
encendido, a la vez que disminuir
la derivada de corriente y
en consecuencia el sobrepico de
intensidad que se genera. Esto
se consigue mediante el circuito
que se muestra en la figura
6. Un valor característico para L
es el que hace que toda la tensión
caiga en la inductancia
cuando la corriente en ella crece
con la pendiente impuesta
por el IGBT (tiempo de subida
igual a tr), produciéndose así
una conmutación prácticamente
sin pérdidas. Inductancias
mayores provocan una disminución
de la derivada de corriente
y, con ello, del valor de la
corriente inversa del diodo [2].
ÁREAS DE SEGURIDAD. El
IGBT es un dispositivo de conmutación
y no puede ser conducido
a la zona de amplificación
lineal o zona activa. No
obstante, el IGBT se emplea
como interruptor y por lo tanto,
como se ha visto anteriormente,
la zona activa la atraviesa de
forma muy rápida y sólo durante
las conmutaciones. Esto puede
provocar que en alta tensión

se produzcan sobrecalentamientos
locales que pueden provocar
la rotura del dispositivo,
si no se respetan las condiciones
dadas por el fabricante en las
diferentes áreas de seguridad.
SOA. El área de funcionamiento
seguro (SOA, “Safe Operating
Area”), muestra la zona de
trabajo en condiciones de funcionamiento
continuo o pulsante
sin problemas, siempre
que se cumplan las condiciones
de temperatura en las que se realizan
los ensayos. En la figura
7a se muestra un ejemplo de
gráfica genérica, correspondiente
al área de funcionamiento
seguro. Esta figura muestra
los límites de tensión, corriente
y potencia máximos para el caso
de funcionamiento continuo
(línea continua) y pulsante (líneas
a trazos) a diferentes frecuencias.
Cabe destacar que a
las frecuencias de trabajo normales
del IGBT, el SOA pasa a
ser rectangular, es decir que no
presenta la limitación de segunda
ruptura típica de otros dispositivos.
RBSOA. El área de seguridad en
inversa (RBSOA, “Reversed
Biased Safe Operating Area”)
limita la zona dentro de la cual
debe permanecer el punto de
funcionamiento durante la conmutación
de apagado, para un
funcionamiento repetitivo. Los
IGBT fabricados según la técnica
NPT poseen un RBSOA
perfectamente rectangular,
mientras que los fabricados
según la técnica PT dicho área
se ve achatado a partir del 80%
de la tensión máxima. Por esta
razón los PT-IGBT generalmente
necesitan circuitos de
ayuda a la conmutación mientras
que los NPT-IGBT habitualmente
trabajan sin ellos. En la
figura 7b se muestra el RBSOA
para un ejemplo de IGBT de tecnología
NPT de 3,3 kV.
SCSOA. Algunos fabricantes
han dotado a sus dispositivos
de un límite intrínseco de la
corriente en caso de cortocir-
cuito. El valor de este límite
depende de la VGE. Para el
caso típico de una tensión de
puerta de 15 V, este límite puede
ir desde 10 veces la corriente
nominal en el caso de IGBT
de baja potencia hasta 3 veces
los de gran potencia. El IGBT
es capaz de soportar este punto
de funcionamiento durante un
tiempo limitado (generalmente
10 µs para una VGE de 15 V). En
caso de no conmutar a corte
dentro del tiempo máximo, el
tiristor interno parásito entrará
en conducción provocando la
destrucción del dispositivo
(efecto “Latch Up”). Además
hay que respetar la zona de
funcionamiento indicada en el
área de seguridad de cortocircuito
(SCSOA, “Short Circuit
Safe Operating Area”) si se
desea aprovechar esta característica
de protección. Este área
establece un límite de corriente
y otro de tensión. El de corriente
impone la VGE máxima que
se puede dar durante el cortocircuito.
El límite de tensión en
algunos casos es menor que la
tensión nominal, y por lo tanto
puede limitar la tensión máxima
de trabajo. A la hora de calcular
ésta hay que tener en cuenta
la sobretensión producida en las
inductancias parásitas durante el
corte. Nuevamente la tecnología
PT resulta más crítica y requiere
mayor atención a la hora de
implementar la protección de
cortocircuito. En la figura 7c
se muestra la SCSOA de un
IGBT de tipo NPT de 3,3 kV. En
este caso el límite de la tensión
es de 2,5 kV, lo cual supone
una fuerte limitación del rango
de funcionamiento si se desea
disponer de protección contra
cortocircuito.
CIRCUITOS DE GOBIERNO. Un
IGBT va formar parte de un
convertidor de forma que el lazo
de control va a dar una señal
lógica que debe convertirse en
un pulso de disparo efectivo en
el IGBT de una determinada
duración. Es aquí donde se presenta
la necesidad de imple-
mentar un circuito denominado
“driver” que es el encargado de
adecuar esta señal de control a
las exigencias del IGBT. Este
driver suele ser generalmente un
componente comercial, aunque
se puede realizar un diseño
propio. Ahora bien, en ambos
casos se deben analizar los
siguientes aspectos técnicos.
Tensión de salida: Esta tensión,
junto con RG, es la que va
a controlar las conmutaciones
y los estados de corte y conducción
del IGBT. En conducción
ésta debe ser superior a 12
V para asegurar la saturación e
inferior a 20 V para evitar la
destrucción del semiconductor
(generalmente se utiliza 15 V).
En el apagado, bastaría con aplicar
cero voltios, aunque para
que éste sea más enérgico se
suele aplicar una tensión negativa
de entre -8 V y -15 V. Para
proteger la puerta es conveniente
incluir zeners que limiten
la tensión entre ±20 V.
Aislamiento: En muchas ocasiones,
el emisor del IGBT se
encuentra a un potencial variable,
siendo necesario aislar eléctricamente
la señal de control o
bien darle un potencial flotante.
Para el primero de los casos
resulta necesaria la utilización
de transformadores de impulsos
u optoacopladores. La elección
de uno u otro sistema depende
de las exigencias de aislamiento
necesarias. Tanto en el encen-
Figura 6. Circuitos de ayuda a la conmutación
Dossier
dido como en el apagado del
IGBT se producen derivadas de
tensión bruscas que pueden traducirse
en corrientes que se
deriven a través de las capacidades
parásitas del transformador
u optoacoplador. Un optoacoplador
posee una capacidad
parásita mayor que la de un
transformador, por lo que su uso
queda limitado a aplicaciones
con tensiones inferiores a 850
VCC. Recientemente, y sobre
todo en equipos de altas potencias
donde el nivel de compatibilidad
electromagnética es más
exigente, se debe considerar el
método de transmisión de los
disparos desde la unidad de control
de convertidor a través de
fibra óptica. Este tipo de transmisión
de la señal garantiza la
mayor inmunidad posible llegando
de forma directa hasta el
secundario del driver, donde
solamente se debe amplificar
la señal para atacar a la puerta
del IGBT. Cada vez son más
los fabricantes de drivers que
están incorporando este sistema
para aplicaciones de alta
potencia donde el hardware de
control se encuentra alejado
del de potencia.
Potencia media de salida: Si
bien el IGBT es un elemento
controlado por tensión, durante
las conmutaciones se necesita
una cierta energía para cargar y
descargar sus capacidades.
Esta energía se disipa en RG y

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va a determinar la potencia
media del driver. La variación
de Cin con la tensión VCE complica
el cálculo teórico de esta
energía, utilizándose habitualmente
las gráficas que dan la
carga de puerta necesaria. Sin
embargo, los fabricantes de
semiconductores dan como guía
de diseño el hecho de considerar
como capacidad de entrada
durante la conmutación un valor
igual a cinco veces el valor dado
en el catálogo como capacidad
Cies (Cin=5.Cies) [5]. Conociendo
la variación de tensión en Cin
(variación total de la tensión de
puerta VGE) se puede calcular la
energía necesaria en cada conmutación
por medio de la ecuación
(6).
Como la capacidad de entrada
se carga y descarga en el mismo
periodo de conmutación, la
potencia necesaria es la espresada
en la ecuación (7).
Corriente máxima: La
corriente máxima que debe ser
capaz de proporcionar el driver
es igual a la variación total de
la tensión de puerta ∆VGE dividida
entre RG.
Elección de la resistencia de
puerta RG: En un principio
sería conveniente utilizar una
resistencia de puerta de muy
bajo valor para obtener mayores
velocidades de conmutación y
Figura 7. Áreas de seguridad
por lo tanto menores pérdidas.
Sin embargo, una pequeña RG
durante el encendido provocaría
una fuerte derivada de corriente
durante el apagado del diodo,
lo que implica un gran valor
de pico de la corriente inversa
del diodo (proporcional a la raíz
cuadrada de dIC/dt). En la práctica,
el valor de RG durante el
encendido viene impuesto por la
limitación de la corriente inversa
del diodo y no por la capacidad
de conmutación del propio
IGBT, que generalmente es
mayor. En el apagado, la
influencia de RG en tf es mucho
menor, lo que permite utilizar
pequeños valores de RG para
disminuir las pérdidas y el tiempo
de retraso sin aumentar considerablemente
la dIC/dt. Por
ello se suele optar por poner una
resistencia con un diodo en antiparalelo
con RG, lo que permite
disponer de valores de RG
diferentes en el encendido y el
apagado. Incluso en bajas
potencias se coloca únicamente
el diodo. Por otra parte, la resistencia
debe disipar la potencia
calculada anteriormente.
Otro tema que se debe valorar
a la hora de elegir un driver son
las protecciones que incorpora.
Las protecciones que suelen
incorporar algunos drivers son
contra cortocircuito, de tensión
mínima y de apagado suave. La
protección contra cortocircuito
y sobrecorriente actúa cuando la
tensión de saturación sube por
encima de un determinado valor
(generalmente ajustable) cortando
el disparo por puerta y
enviando una señal de alarma.
La protección por tensión de alimentación
mínima corta los
disparos en caso de detectar una
tensión de driver insuficiente
para asegurar la saturación del
IGBT (

sean similares. Los IGBT tipo
PT no resultan adecuados para
su colocación en paralelo, sobre
todo debido a su coeficiente de
temperatura negativo, siendo
necesario realizar una selección
previa de los elementos y
emplear técnicas de fijación
física en los radiadores que
aseguren el equilibrado de temperaturas.
Sin embargo, empleando
IGBT de tecnología NPT
no hace falta tener tanto cuidado
ya que poseen coeficiente
de temperatura positivo que
tiende a equilibrar la corriente
que circula por ellos.
CONCLUSIONES. El IGBT es un
semiconductor ampliamente
utilizado hoy en día en la electrónica
de potencia, cuya tecnología
se encuentra en estos
momentos en pleno apogeo y,
por tanto, en constante evolución.
En este artículo se presenta
en líneas generales el principio
de funcionamiento del
IGBT y se caracterizan los parámetros
que deben ser tenidos
en cuenta para una segura y
eficiente utilización del mismo.
Así mismo se ha mostrado
cómo obtener dichos parámetros
a partir de una correcta
interpretación de las hojas de
características que ofrece el
fabricante ([3]-[6]). Un aspecto
de fundamental importancia en
la utilización del IGBT son los
límites de funcionamiento del
mismo, definidos por la temperatura
máxima de la unión y
por las áreas de seguridad. La
temperatura de la unión depende
de las pérdidas, las cuales,
una vez fijados el radiador y la
resistencia de puerta, obligan a
una relación de compromiso
entre corriente y frecuencia de
conmutación. Las nuevas generaciones
de IGBT tienden hacia
una disminución de pérdidas a
través de la reducción tanto de
los tiempos de conmutación
como de la tensión de saturación.
En definitiva, un buen
diseño térmico es la clave para
una utilización óptima del
IGBT. Por último se ha tratado
otro tema fundamental a la
hora de controlar el funcionamiento
de un IGBT: los circuitos
de gobierno.
REFERENCIAS.
[1] X. Jordá, D. Flores, P. Godignon,
M. Vellvehi y J. Millán, “Presente y
futuro de los IGBT”, Mundo Electrónico,
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295, pp. 44-48, Febrero 1999.
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FET, IGBT and MCT gate drive circuits”,
Application Note U-137, Unitrode.
[5] H. Rüedi and P. Köhli, “IGBT
drivers correctly calculated”, Application
Note AN-9701, Concept.
[6] Semikron Data Book, 1998.
LA TABLA. La tabla que acompaña
al artículo muestra cuál es
la oferta en el mercado español,
si bien de forma no exhaustiva.
Los datos tienen su origen
en los fabricantes y distribuidores
citados, y a quienes agradecemos
su colaboración.
transistores IGBT
FABRICANTE MODELO V CES I C V CESAT t don t doff t f t r E ON E OFF ENCAPSULADO/
(DISTRIBUIDOR) OGAMA (TENSIÓN MÁX. (INTENSIDAD (TENSIÓN DE (TIEMPO (TIEMPO (TIEMPO (TIEMPO (ENERGÍA (ENERGÍA OBSERVACIONES
COLECTOR- MÁXIMA, A) SATURACIÓN, DE RETARDO DE RETARDO DE CAÍDA DE SUBIDA DISIPADA EN DISIPADA
EMISOR, V) V) EN ENCENDIDO) EN APAGADO µs) µs) ENCENDIDO EN APAGADO
µs) µs) mJ) mJ)
Eupec FZxxxRxxKFx 1200-3300 800-2400 2,7-3,5 0,51-1,1 0,9-3,4 0,13-0,20
(Diasa Energy, FDxxRxxKFx 1200-3300 400-800 2,7-3,5 0,51-1,2 0,9-3,4 0,15-0,20
Dachs Electr.) BSMxxxGDxxDN 1200 6x10-6x100 2,2-2,7 Módulos estándar
FF200R33KF2B1 3300 200 3,6 400 255 Módulo doble
FF400R12KF4 1200 400 2,7 70 60 Módulo doble
FF400R17KF6B2 1700 400 2,7 180 150 Módulo doble
FF500R25KF1 2500 500 3,5 500 210 Módulo doble
FF600R17KF6B2 1700 600 2,7 270 220 Módulo doble
FF800R17KF6B2 1700 800 2,7 365 335 Módulo doble
FS300R12KF4 1200 300 2,7 80 45 Módulo séxtuple
FS300R16KF4 1600 300 3,5 120 70 Módulo séxtuple
FD400R33KF2 3300 400 3,4 960 510 Módulo chopper
FD800R17KF6B2 1700 800 2,7 365 335 Módulo chopper
FD800R12KF4 1200 800 2,7 90 90 Módulo chopper
F4-400R12KF4 1200 400 2,7 100 55 Módulo cuádruple
Fairchild SME6G10US60 600 10 2,2 10 ns 52 ns 0,12 17 ns 0,1 0,2 17-PM-BA.
(SEI-Selco) Módulos trifásicos
con diodos antiparal.
SME6G30US60 600 30 2,2 18 ns 80 ns 0,12 26 ns 0,1 0,7 17-PM-CA
Módulos trifásicos
con diodos antiparal.
SMC7G50US60 600 50 2,1 90 ns 184 ns 80 ns 65 ns 1,5 0,9 Módulos trifásicos
con diodos antiparal.
SGW6N60UF 600 6 2,1 15 ns 40 ns 0,08 22 ns 75 µJ 30 µJ D2PAK, diodo antipar.
SGW(H)23N60UF 600 23 1,95 12 ns 55 ns 0,1 20 ns 0,11 0,19 TO3P, D2PAK
SGW(H)10N60 600 16 1,95 10 ns 52 ns 0,11 17 ns 0,1 0,2 TO3P, D2PAK

Dossier
transistores IGBT
FABRICANTE MODELO VCES IC VCESAT tdon tdoff tf tr EON EOFF ENCAPSULADO/
(DISTRIBUIDOR) OGAMA (TENSIÓN MÁX. (INTENSIDAD (TENSIÓN DE (TIEMPO (TIEMPO (TIEMPO (TIEMPO (ENERGÍA (ENERGÍA OBSERVACIONES
COLECTOR- MÁXIMA, A) SATURACIÓN, DE RETARDO DE RETARDO DE CAÍDA DE SUBIDA DISIPADA EN DISIPADA
EMISOR, V) V) EN ENCENDIDO) EN APAGADO µs) µs) ENCENDIDO EN APAGADO
µs) µs) mJ) mJ)
Hitachi MBNxxxDxx 1700-3300 400-1800 4,0-4,8 3,0-3,5 3,0-8,0 1,5-4,5
(Diasa Energy) MBNxxxGSxxAW 600-1200 150-1200 1,9-2,9 0,55-2,2 0,9-1,6 0,35-0,55
MBNxxxNSxxAW 1200 300-1200 2,3-2,5 0,7-2,2 1,2-1,7 0,9-1,2
Infineon Duo Pack (SKW) 600 30 2,5 31 ns 291 ns 58 ns 48 ns 1,34 0,65 TO247AC
Technologies SKW 1200 1200 25 3,1 22 ns 234 ns 22 ns 20 ns 1,5 1 TO247AC
(Dachs Electr.) BUP 604 600 80 2,1-3,8 60 ns 320 ns 550 ns 80 ns 2-4 5 TO-218 AB
BUP 203 1000 23 2,8-4,5 40 ns 200 ns 20 ns 30 ns 1,3 TO-220 AB
BUP 309 1700 25 3,5-4,5 150 ns 50 ns TO-218 AB
BUP 314S 1200 25 4,6-7,6 65 ns 420 ns 70 ns 60 ns TO-218 AB
SGP06N60 600 14 1,6-2,8 TO-220 AB
SGP30N60 600 58 1,6-2,8 TO-220 AB
SGD06N60 600 14 1,6-2,8 P-TO252
International 1200 IGBT/FRED 1200 25 3,07 950 µJ 460 µJ TO-247
Rectifier New Full-Pak 600 20 2,45 25 ns 99 ns 67 ns 16 ns 0,13 0,13 TO-220
(Diode España)
Mitel ITH23C06 600 37 2,25 60 ns 130 ns 160 ns 18 ns 240 µJ 710 µJ TO 247
Semiconductor ITZ08C12 (NPT) 1200 16 2,9 30 ns 75 ns 50 ns 10 ns 300 µJ 850 µJ TO 220/TO 247
(Lintronic) GP1200FSS16S 1600 1200 3,5 850 ns 1,3 300 ns 500 ns 750 µJ 300 µJ F
GP1600FSS18 1800 1600 3,5 1100 ns 1150 ns 200 ns 300 ns 400 460 F
GP400LSS12 1200 440 2,5 560 ns 1200 ns 800 ns 150 ns 60 70 L
GP600FHB16S 1600 800 3,5 420 ns 1,1 200 ns 260 ns 400 150 F
GP800CN18 1800 800 3,5 650 ns 900 ns 180 ns 300 ns 300 160 D
Mitsubishi CMxxTFxxH 600-1400 10-1000
(Catelec, CMxxDUxxH 600-1200 50-600
Diasa Energy) CMxxMDxxH 600-1200 10-50
CM1800HA 3300 1800 2,9 1600 ns 2500 ns 1000 ns 2000 ns
CM600HU 1200 600 1,8 300 ns 800 ns 300 ns 150 ns 15 6
PM800HSA 1200 800 Módulo inteligente
Semikron SKM400GA062D 600 400 2,3 180 ns 600 ns 180 ns 120 ns 22 40 Semitrans 3/Case D56
SKM400GA124D 1200 400 2,5 89 ns 690 ns 70 ns 77 ns 36 42 Semitrans 4/Case D59
SKM100GAR123D 1200 100 2,8 30 ns 450 ns 70 ns 70 ns 10 8 Semitrans 2/Case D63
SKM150GB124D 1200 150 6,7 50 ns 420 ns 60 ns 35 ns 12 13 Semitrans 3/Case D56
SKM40GD124D 1200 40 2,6 60 ns 380 ns 37 ns 49 ns 3,7 2,9 Semitrans Sixpack
Case D67
SKM400GA173D 1700 400 3,8 550 ns 850 ns 50 ns 120 ns 180 10 Semitrans 4/Case D59
SKM300GB174D 1700 300 3,3 100 ns 900 ns 150 ns 100 ns 140 80 Semitrans 3/Case D56
Mini SKiiP 600-1200 20-130 2,1-2,5 40 ns 250 ns 500 ns 60 ns 1,2 Mini SKiiP
Semitop 600-1200 20-130 2,1-2,5 70 ns 470 ns 75 ns 40 ns 0,53 Semitop
STMicroelectronics Power MESH 600 Hasta 50 2,3 20 ns 170 ns 75 ns 32 ns 0,65 0,7 TO-220,DPAK,D2PAK
(Arrow, ADM, STGB10NB37LZ 375 10 1,3 1000 ns D2PAK
Selco, Venco) STGP10N60L 600 10 1,3 1000 ns TO-220
STGD7NB60S 600 7 1,2 1000 ns DPAK
STGP10NB60S 600 10 1,2 1000 ns DPAK
STGP10NB60S 600 10 1,35 1000 ns TO-220
STGP3NB60H 600 3 2,4 70 ns TO-220
STGP7NB60H 600 7 2,3 70 ns TO-220
STGW12NB60H 600 12 2,3 75 ns TO-247
STGW20NB60H 600 20 2,3 70 ns TO-247
STGW30NB60H 600 30 2,3 90 ns TO-247
STGW50NB60H 600 50 2,1 100 ns TO-247
Toshiba MG200Q1US51 1200 200
MG300Q2YS50 1200 300 Módulo doble con
diodo antiparalelo
MG100Q1ZS50 1200 100
MIG150J7CSA0A 600 150 Compact IPM
MIG600J2CMA0A 600 600 Compact IPM
MIG400Q2CMA0X 1200 400 Compact IPM