Elektronika 2012-11.pdf - Instytut SystemÃ³w Elektronicznych ...

ok LIII nr 11/2012 

• MATERIAŁY • KONSTRUKCJE • UKŁADY 

• SYSTEMY • MIKROELEKTRONIKA 

• OPTOELEKTRONIKA • FOTONIKA 

konstrukcje technologie zastosowania 

MIESIECZNIK NAUKOWO-TECHNICZNY 

• ELEKTRONIKA MIKROFALOWA 

• MECHATRONIKA 

• ENERGOELEKTRONIKA • INFORMATYKA 

ZESPÓŁ REDAKCYJNY 

prof. dr hab. inż. Jerzy Klamka – redaktor naczelny 

Bożena Lachowicz – sekretarz redakcji 

Stały współpracownik: mgr inż. Cezary Rudnicki 

Redaktorzy tematyczni: mgr inż. Wiesław Jabłoński, 

mgr inż. Krzysztof Kowalski 

Adres redakcji: ul. Chmielna 6 m.6, 00-020 Warszawa, 

tel./fax (22) 827 38 79; tel.: (22) 826 65 64, 

e-mail: elektronika@red.pl.pl, www.elektronika.orf.pl 

Zamówienia na reklamę przyjmuje redakcja lub Dział Reklamy 

i Marketingu, ul. Ratuszowa 11, 00-950 Warszawa, skr. 1004, 

tel./fax (22) 827 43 65, e-mail: reklama@sigma-not.pl 

Kolportaż: ul. Ku Wiśle 7, 00-716 Warszawa, tel. (22) 840 35 89; 

tel./fax: (22) 840 59 49, (22) 891 13 74 

RADA PROGRAMOWA 

prof. dr hab. inż. Władysław Torbicz (PAN) – przewodniczący 

prof. dr hab. inż. Leonard Bolc, dr hab. inż. Jerzy Czajkowski, prof. 

dr hab. inż. Andrzej Dziedzic, prof. Orla Feely, prof. dr hab. inż. Jerzy 

Frączek, dr hab inż. Krzysztof Górecki, dr inż. Józef Gromek, mgr inż. 

Jan Grzybowski, prof. dr hab. Ryszard Jachowicz, prof. dr hab. Włodzimierz 

Janke, prof. dr hab. Włodzimierz Kalita, inż. Stefan Kamiński, 

prof. dr hab. inż. Marian P. Kaźmierkowski, dr inż. Wojciech Kocańda, 

dr Elias B. Kpodzo, prof. dr hab. Bogdan Kosmowski, mgr inż. Zbigniew 

Lange, dr inż. Zygmunt Łuczyński, dr hab. inż. Wiesław Marszałek, 

prof. dr hab. inż. Józef Modelski, prof. dr hab. Tadeusz Morawski, 

prof. Spyridon G. Mouroutsos, prof. dr hab. Bohdan Mroziewicz, prof. 

dr hab. Andrzej Napieralski, prof. Yul Yunazwin Nazaruddion, prof. dr 

hab. Tadeusz Pałko, prof. dr hab. inż. Marian Pasko, prof. dr hab. Józef 

Piotrowski, prof. Roberto Rojas-Cessa, prof. dr hab. inż. Ryszard Romaniuk, 

dr hab. inż. Grzegorz Różański, prof. dr hab. inż. Edward Sędek, 

prof. dr hab. Ludwik Spiralski, prof. dr hab. inż. Zdzisław Trzaska, 

prof. dr hab. inż. Marian Wnuk, prof. dr hab. inż. Janusz Zarębski 

Ministerstwo Nauki i Szkolnictwa Wyższego, 

za opublikowane artykuły przyznaje 6 punktów. 

IEEE 

WYDAWNICTWO 

CZASOPISM I KSIĄŻEK 

TECHNICZNYCH 

SIGMA - NOT 

Spółka z o.o. 

00-950 Warszawa 

skrytka pocztowa 1004 

ul. Ratuszowa 11 

tel.: (0-22) 818 09 18, 818 98 32 

fax: (022) 619 21 87 

Internet 

http://www.sigma-not.pl 

Prenumerata 

e-mail: kolportaz@sigma-not.pl 

Informacje 

e-mail: informacja@sigma-not.pl 

Redakcja współpracuje 

z Polską Sekcją IEEE 

„Elektronika” jest notowana 

w międzynarodowej bazie IEE 

Inspec 

Publikowane artykuły naukowe były 

recenzowane przez samodzielnych 

pracowników nauki 

Redakcja nie ponosi odpowiedzialności 

za treść ogłoszeń. Zastrzega 

sobie prawo do skracania i adiustacji 

nadesłanych materiałów. 

Indeks 35722 

Nakład do 2000 egz. 

Skład i druk: Drukarnia SIGMA-NOT Sp. z o.o. 

Wersja papierowa ELEKTRONIKI jest wersją pierwotną. 

Spis treści ● Contents 

Mach-Zehnder non-zero chirp intensity modulator static characteristics 

parameters estimation based on intensity data 

(Estymacja parametrów charakterystyki statycznej modulatora 

amplitudowego Mach-Zehndera typu non-zero chirp na podstawie 

pomiarów mocy optycznej) – Lach Z. . . . . . . . . . . . . . . . . 12 

Simulation of magnetically controlled elements for optoelectronic 

systems on the basis of liquid crystals (Symulacja 

magnetycznie sterowanych elementów optoelektronicznych 

wykorzystujących ciekłe kryształy) – Hotra Z., Fechan A., 

Sushynskyy O., Shymchyshyn O., Chaban O. . . . . . . . . . . . . 15 

Charakteryzacja światłowodowych siatek Bragga metodą 

reflektometrii optycznej w dziedzinie częstotliwości (Characterization 

of fiber Bragg gratings using optical frequency 

domain reflectometry (OFDR) – Osuch T., Jędrzejewski K., 

Lewandowski L., Anders K., Gdula P., Piramidowicz R. . . . . . 17 

Światłowodowe skośne siatki Bragga (Tilted fiber Bragg gratings) 

– Jędrzejewski K., Osuch T., Lewandowski L., Jasiewicz W. . . . 21 

Sterowanie odpowiedzią czujników opartych na światłowodowych 

siatkach długookresowych (LPG) poprzez zastosowanie 

cienkich pokryć (Long-period Grating (LPG) sensor 

spectral response tuning by deposition of thin overlays) – Śmietana 

M., Bock W.J., Mikulic P. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23 

Analiza możliwości wykorzystania siatek długookresowych 

w strukturach gradientowych światłowodów planarnych 

(Analysis of Long Period Gratings usage possibility in planar 

gradient waveguides) – Kotyczka T., Rogoziński R. . . . . . . . . 25 

Światłowody mPOF do zastosowań telekomunikacyjnych 

(mPOF fibers for telecommunication applications) – Gdula P., 

Welikow K., Buczyński R., Szczepański P., Piramidowicz R.: 29 

Badanie dyspersji chromatycznej serii włókien mikrostrukturalnych 

o silnie nieliniowych właściwościach do generacji 

typu supercontinuum (Investigation of dispersion characteristics 

of highly nonlinear microstructured fibre series for customized 

supercontinuum generation) – Hołdyński Z., Szymański 

M., Murawski M., Mergo P., Merta I., Gawrońska M., Marć P., 

Jaroszewicz L.R., Nasiłowski T. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33 

Wykorzystanie światła rozproszonego do wyznaczania dwójłomności 

modowej światłowodów planarnych (The use 

of scattered light to the determination of modal birefringence 

of planar optical waveguides) – Gut K., Herzog T. . . . . . . . . . . 36 

Właściwości czujnikowe światłowodowych siatek Bragga 

na kilkumodowych wysoce dwójłomnych włóknach mikrostrukturalnych 

(Sensing properties of fiber Bragg gratings 

written in few‐mode highly birefringent microstructured 

fibers) – Tenderenda T., Murawski M., Szymański M., Becker 

M., Rothhardt M., Bartelt H., Mergo P., Poturaj K., Makara M., 

Skorupski K., Marć P., Jaroszewicz L.R., Nasiłowski T. . . . . . . 38 

Projekt i wykonanie eksperymentalnej światłowodowej sieci 

odniesienia DWDM o przepływności 80 Gbit/s (The project 

and realization of the experimental DWDM optical fiber reference 

network with 80 Gbit/s bit rate) – Żegliński G., Gajda J. . . . 40 

Światłowodowy czujnik temperatury progowej na bazie wypełnionego 

włókna mikrostrukturalnego (Optical temperature 

switch based on filled microstructured optical fibre) – Marć 

P., Piliszek P., Nasiłowski T., Murawski M., Szymański M., Jaroszewicz 

L.R., Pawlik K. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44 

Światłowodowy demodulator fazy – model i wyniki eksperymentalne 

(Fibre optics phase demodulator – modeling and experimental 

results) – Hołdyński Z., Merta I., Jaroszewicz L.R., 

Świłło R. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 46

Konstrukcja A-FORS-3 – autonomicznego światłowodowego 

sejsmometru rotacyjnego (The construction of A-FORS-3 – 

Autonomous-Fiber Optic Rotational Seismograph) – Krajewski 

Z., Jaroszewicz L.R., Kowalski H. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 48 

System do pomiaru Apertury Numerycznej w światłowodach 

specjalnych (Numerical Aperture Measurement System for 

Specialty Optical Fibres) – Ostrowski Ł., Murawski M., Szymański 

M., Hołdyński Z., Tenderenda T., Mergo P., Marć P., 

Jaroszewicz L.R., Nasiłowski T. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 50 

Pomiar czułości włókien mikrostruturalnych przy wykorzystaniu 

interferometru Macha-Zehndera (Sensitivity measurement 

in microstructured fibers with use Mach-Zehnder interefometer) 

– Murawski M., Szymański M., Hołdyński Z., Tenderenda 

T., Ostrowski T., Pawlik K., Łukowski A., Krisch H., Marć 

P., Jaroszewicz L.R., Nasiłowski T. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 52 

Właściwości modowe światłowodu mikrostrukturalnego 

z podwójnym płaszczem do zastosowań w nieliniowych 

układach diagnostycznych (Modal properties of double clad 

microstructured fiber for nonlinear diagnostic systems) – Stawska 

H., Bereś-Pawlik E. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 55 

Wpływ dipu na właściwości propagacyjne solitonów jasnych 

w światłowodzie skokowym (Effect of dip on the propagation 

properties of bright solitons in step index optical fiber) – 

Kaczmarek T. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 58 

Światłowody fotoniczne jako materiał na lasery światłowodowe 

ze zdefiniowanym stanem polaryzacji (Photonic crystal 

fibers as material for fiber lasers with defined state of polarization) 

– Bereś-Pawlik E., Sójka Ł., Pilszak M., Pajewski Ł., 

Sujecki S., Poturaj K., Skorupski K., Klimek J. . . . . . . . . . . . . . 62 

Technologia wytwarzania i pomiary absorpcji szkieł chalkogenidkowych 

domieszkowanych jonami ziem rzadkich (Fabrication 

and absorption measurements chalcogenide glasses 

doped with rear earth) – Sójka Ł., Bereś-Pawlik E., Tang Z., 

Furniss D., Seddon A.B., Benson T.M., Sujecki S. . . . . . . . . . . . 64 

TECHNIKA SENSOROWA: Światłowodowy czujnik siły bazujący 

na interferometrze Sagnaca z dwójłomnym światłowodem 

fotonicznym (Fiber optic force sensor based on the 

Sagnac interferometer with a birefringent photonic crystal fiber) 

– Kaczmarek C. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 67 

TECHNIKA MIKROFALOWA I RADIOLOKACJA: Sprzętowy generator 

kluczy kryptograficznych dedykowany dla systemów 

pomiarowo-sterujących o asymetrycznych zasobach 

(Hardware cryptographic keys generator dedicated to measuring 

and control systems with asymmetric resourc) – Czernik P. . . . 70 

TECHNIKI INFORMATYCZNE: Techniki multimodalne zwiększające 

dostępność grafiki na stronach WWW i w elektronicznych 

dokumentach (Multimodal technologies for increasing 

the availability of graphics on Web pages and in the electronic 

documents) – Brzostek-Pawłowska J., Mikułowski D. . . 77 

Światłowodowy generator supercontinuum zakresu średniej 

podczerwieni – przykład technologii podwójnego 

zastosowania (Mid-infrared fiber supercontinuum generator 

– an example of double application technology) – Świderski J., 

Michalska M., Pichola W., Mamajek M. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 85 

System pomiarowy do dynamicznej spektroskopii widma 

emisyjnego plazmy TR-OES do diagnostyki plazmy wyładowania 

jarzeniowego w układzie magnetronowym zasilanym 

impulsowo (The Time-Resolved Optical Emission 

Spectroscopy (TR-OES) measurement system for diagnostics 

of pulsed magnetron sputtering plasma) – Wiatrowski A. . . . . 89 

Multimedialny bezprzewodowy system alarmowy (Multimedia 

Wireless Alarm System) – Bratek P., Majcherczyk D., Brzozowski 

I., Kos A. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 95 

Automatyczny pomiar pojemności złączowej półprzewodnikowego 

złącza p-n (Automatic measuring system for junction 

capacitance of semiconductor p-n junction) – Brzozowski I., 

Wawszczak Sz., Bratek P., Kos A. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 97 

Barierowe struktury detekcyjne – nowe możliwości (Barrier 

structures – new possibilities) – Martyniuk P., Kowaleski A., 

Gawron W., Rogalski A. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 102 

Zastosowanie dedykowanych układów scalonych w systemach 

wyszukiwania punktu mocy maksymalnej (Application 

of dedicated integrated circuits in maximum power 

point tracking systems) – Grzesiak W., Piekarski J., Cież M., 

Grzesiak P. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 106 

Luminescencja izolatorów ceramicznych sieci energetycznych 

średnich napięć (Luminescence of ceramic insulators 

of middle voltage power networks) – Sobota R., Mandowski A., 

Mandowska E. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 109 

Dobór mikrokontrolera do sterowania inwerterem napięcia 

w systemach UPS (The choice of the microcontroller 

for the voltage source inverter control in UPS systems) 

– Rymarski Z. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 111 

Technologia i Zastosowania Laserów 2012 (Laser Technology 

and Applications 2012) – Gajda J., Romaniuk R.S. . . . . . . . . . 115 

Stan aktualny i rozwój systemu INMARSAT (Actual status and 

development of the INMARSAT system) – Czajkowski J. . . . 122 

Streszczenia artykułów ● Summaries of the articles 

LACH Z.: Estymacja parametrów charakterystyki statycznej modulatora 


pomiarów mocy optycznej 

Elektronika (LIII), nr 11/2012, s. 12 

Zaproponowano parametryzację charakterystyki statycznej modulatora 

amplitudowego Mach-Zehndera typu non-zero chirp za pomocą pięciu 

parametrów wraz z metodą ich estymacji z próbek mocy optycznej. Praktyczną 

użyteczność parametryzacji i metody ich estymacji zweryfikowano 

w eksperymencie laboratoryjnym. 

Słowa kluczowe: modulator Mach-Zehdera, światłowód jednomodowy, 

monitorowanie dyspersji chromatycznej, estymacja parametru 

HOTRA Z., FECHAN A., SUSHYNSKYY O., SHYMCHYSHYN O., CHA- 

BAN O.: Symulacja magnetycznie sterowanych elementów optoelektronicznych 

wykorzystujących ciekłe kryształy 


W pracy opisano możliwość opracowania sterowanych magnetycznie 

elementów ciekłokrystalicznych do zastosowań w systemach optycznych. 

Przy pomocy oprogramowania GBMOLDD przeprowadzono symulację 

rozkładu pola direktora dla cienkiej warstwy ciekłego kryształu początkowej 

homeotropowej orientacji odpowiadającej rozkładowi w przekroju 

koncentrycznej struktury włókna. Przeprowadzono symulację (z wykorzystaniem 

oprogramowania ZEMAX) propagacji światła we włóknie i zmiany 

rozkładu modów w zależności od amplitudy pola magnetycznego. 

Słowa kluczowe: ciekłe kryształy, sterowane magnetycznie elementy systemów 

optoelektronicznych 

 

LACH Z.: Mach-Zehnder non-zero chirp intensity modulator static 

characteristics parameters estimation based on intensity data 

Elektronika (LIII), no 11/2012, p. 12 

Five parameters that describe a static characteristics of a non-zero chirp 

Mach-Zehnder intensity modulator and a method for their estimation from 

intensity samples are proposed. The practical value of the parameters and 

of the method of their estimation is examined in laboratory experiments. 

Keywords: Mach-Zehnder modulator, single mode fibre, chromatic dispersion 

monitoring, parameter estimation 

HOTRA Z., FECHAN A., SUSHYNSKYY O., SHYMCHYSHYN O., CHA- 

BAN O.: Simulation of magnetically controlled elements for optoelectronic 

systems on the basis of liquid crystals 


In this work it is described the possibility of development of magnetically controlled 

elements for optical systems on the basis of liquid crystals (LC). There 

was carried out the simulation of distribution of director field for the case of 

thin liquid crystal layer with initial homeotropic orientation which corresponds 

to the distribution of cross-section of coaxial structure of the fiber by the means 

of GBMOLDD software. There was conducted simulation of the light 

propagation in the fiber and the change the mode composition with respect 

to the amplitude of magnetic field by the means of ZEMAX software. 

Keywords: liquid crystals, magnetically controlled elements, optoelectronic 

systems 

Elektronika 11/2012


OSUCH T., JĘDRZEJEWSKI K., LEWANDOWSKI L., ANDERS K., GDU- 

LA P., PIRAMIDOWICZ R.: Charakteryzacja światłowodowych siatek 

Bragga metodą reflektometrii optycznej w dziedzinie częstotliwości 


Technika reflektometrii optycznej w dziedzinie częstotliwości (ang. Optical 

Frequency Domain Reflectometry) z uwagi wysoka rozdzielczość oraz 

dużą dynamikę jest jedną z podstawowych metod detekcji, stosowaną 

w rozproszonych systemach czujnikowych. Kolejną zaletą OFDR jest 

możliwość pomiaru i rozróżnialność odbić wstecznych od podzespołów 

światłowodowych pracujących na tej samej długości fali (np. światłowodowe 

siatki Bragga). W pracy przedstawiono wyniki badań rozpraszania 

wstecznego dla różnych typów światłowodowych siatek Bragga (tj. jednorodne, 

siatki na światłowodzie utrzymującym polaryzację, skośne i siatki 

z chirpem wykonane na przewężeniu światłowodowym). Wysoka rozdzielczość 

metody (10 µm) pozwoliła na uzyskanie rozkładu odbicia wstecznego 

w funkcji długości siatek. Ponadto wyznaczono i porównano charakterystyki 

spektralne odbiciowe badanych struktur braggowskich metodą 

reflektometrii optycznej w dziedzinie częstotliwości oraz konwencjonalną 

metoda pomiaru przy użyciu optycznego analizatora widma i źródła szerokopasmowego. 

Słowa kluczowe: światłowodowa siatka Bragga, reflektometria optyczna 

w dziedzinie częstotliwości, charakterystyka spektralna, odbicie wsteczne 

OSUCH T., JĘDRZEJEWSKI K., LEWANDOWSKI L., ANDERS K., GDU- 

LA P., PIRAMIDOWICZ R.: Characterization of fiber Bragg gratings 

using optical frequency domain reflectometry (OFDR) 


Optical frequency domain reflectometry technique (Optical Frequency Domain 

Reflectometry) due to the high resolution and high dynamic is one 

of the main methods of detection used in distributed sensing systems. 

Another advantage of OFDR is the possibility of measuring and distinguishing 

backscattered signals from optical components operating at the same 

wavelength (for example, fiber Bragg gratings). This paper presents the 

measurement results of backscattering from various types of fiber Bragg 

gratings (i.e. uniform, tilted, written in polarization maintaining fiber, as well 

as “chirped” – inscribed in fiber-optic taper). High resolution of this method 

(10 µm) made it possible to obtain a distribution of backscattered light 

along the fiber Bragg grating. Moreover, spectral (reflectance) characteristics 

of studied Bragg structures were measured (using OFDR technique 

and conventional method with broadband source and optical spectrum 

analyzer) and compared. 

Keywords: fiber Bragg grating, Optical Frequency Domain Reflectometry, 

spectral characteristic, backscatter 

JĘDRZEJEWSKI K., OSUCH T., LEWANDOWSKI L., JASIEWICZ W.: 

Światłowodowe skośne siatki Bragga 


Skośne siatki Bragga stanowią technologiczną modyfikację siatek tradycyjnych. 

Periodyczne zmiany współczynnika załamania w rdzeniu 

przebiegają w nich pod pewnym niezerowym kątem w stosunku do osi 

włókna. Odbite światło przechodzi częściowo do płaszcza w postaci modów 

płaszczowych i radiacyjnych. Takie siatki wykazują przez to inne, 

specyficzne własności spektralne. Ich pierwotne przeznaczenie związane 

było z zastosowaniem we wzmacniaczach erbowych dla spłaszczania ich 

charakterystyk spektralnych. Obecnie siatki takie stosuje się również m.in. 

w metrologii jako czujniki chemiczne (np. refraktometry), mechaniczne np. 

skręcenia, wygięcia i przesunięcia, ponadto wykazują własności polaryzacyjne. 

W artykule przedstawiono sposoby realizacji takich siatek oraz pokazano 

technologię ich wykonania w ISE PW. Zmierzono charakterystyki 

spektralne wykonanych siatek w funkcji kąta nachylenia prążków siatki 

względem osi włókna oraz współczynnika załamania otoczenia pokazując 

ich unikalne właściwości. Przedstawiono możliwości praktycznego wykorzystania 

siatek skośnych w zastosowaniach czujnikowych przy zmianach 

współczynnika załamania ośrodka otaczającego. 

Słowa kluczowe: skośna światłowodowa siatka Bragga, mody płaszczowe 

i radiacyjne, współczynnik załamania otoczenia 

JĘDRZEJEWSKI K., OSUCH T., LEWANDOWSKI L., JASIEWICZ W.: 

Tilted fiber Bragg gratings 


Tilted fiber Bragg gratings are technical modification of standard uniform 

Bragg structures. Periodic variation of refractive index in a fiber core is 

at a certain, non-zero angle to the optical fiber axis. Reflected light is 

coupled to the cladding as well as radiation modes. This kind of gratings 

have the other specific spectral properties. Their initial purpose was associated 

with the use as a spectral gain flattening element in erbium doped 

fiber amplifiers. Currently tilted Bragg gratings are also utilized in metrology 

as chemical) sensors and exhibit polarization properties. In this article, 

the technology of tilted fiber Bragg gratings fabrication used in ISE PW 

is shown. Spectral characteristics of fabricated gratings were measured 

as a function of tilt angle as well as surrounding refractive index showing 

their unique properties. The possibilities of practical use of tilted gratings 

in sensing applications where the surrounding refractive index changes 

are shown. 

Keywords: tilted fiber Bragg grating, cladding and radiation modes, surrounding 

refractive index 

ŚMIETANA M., BOCK W.J., MIKULIC P.: Sterowanie odpowiedzią 

czujników opartych na światłowodowych siatkach długookresowych 

(LPG) poprzez zastosowanie cienkich pokryć 


Przedstawiono wyniki badań nad zastosowaniem cienkich warstw pokryciowych 

do sterowania czułością światłowodowych siatek długookresowych 

(ang. Long-period Grating, LPG) na zmiany współczynnika 

załamania otoczenia. Do pokrycia struktur LPG wykorzystano metodę 

chemicznego osadzania z fazy gazowej wspomaganą plazmą wysokiej 

częstotliwości (ang. Radio Frequency Plasma Enhanced Chemical Vapor 

Deposition, RF PECVD), której użycie umożliwia uzyskania cienkich i jednorodnych 

pokryć na powierzchni światłowodu. Właściwości pokryć mogą 

być determinowane poprzez odpowiedni dobór parametrów procesu osadzania. 

Przedstawiono możliwości wykorzystania warstw diamentopodobnych 

(DLC) i azotku krzemu (SiN x 

) do sterowania odpowiedzią struktur na 

zmiany współczynnika załamania otoczenia, co umożliwia ich późniejsze 

zastosowania, choćby jako wysokoczułych biosensorów, czujników wilgotności, 

ciśnienia hydrostatycznego lub temperatury. 

Słowa kluczowe: światłowodowe siatki długookresowe (LPG), cienkie 

warstwy diamentopodobne (DLC) i azotku krzemu (SiN x 

), metoda RF 

PECVD, czujnik zmian współczynnika załamania 

ŚMIETANA M., BOCK W.J., MIKULIC P.: Long-period Grating (LPG) 

sensor spectral response tuning by deposition of thin overlays 


The work presents results on application of thin overlays for tuning sensitivity 

of Long-period Gratings (LPGs) to variations in external refractive 

index. For deposition of thin films there has been applied Radio Frequency 

Plasma Enhanced Chemical Vapor Deposition (RF PECVD) method, 

which allows for obtaining thin and uniform overlays on the surface of the 

fiber. Properties of the films can be determined in wide range by selection 

of certain set of deposition process parameters. There has been shown 

application of diamond-like carbon (DLC) and silicon nitride (SiN x 

) thin 

films for spectral response tuning of the gratings to variations in external 

refractive index. The effect can be applied for developing highly sensitive 

biosensors, as well as humidity, hydrostatic pressure, and temperature 

sensors. 

Keywords: Long-period grating (LPG), thin diamond-like carbon (DLC) 

and silicon nitride (SiN x 

) films, RF PECVD method, refractive index sensing 



KOTYCZKA T., ROGOZIŃSKI R.: Analiza możliwości wykorzystania 

siatek długookresowych w strukturach gradientowych światłowodów 

planarnych 


W niniejszym artykule przedstawiono analizę możliwości wykorzystania 

siatek długookresowych w strukturach gradientowych światłowodów planarnych 

(LPWG – Long Period Waveguide Grating) jako filtrów widmowych 

w zakresie widzialnym. Zaprezentowano wpływ procesów technologicznych 

oraz parametrów siatek na otrzymywane w wyniku symulacji 

numerycznych charakterystyki rezonansowe oraz widma transmisyjne 

układów LPWG. Całość obliczeń wykonywana była z uwzględnieniem rzeczywistych 

właściwości materiałowych (szkło BK7 domieszkowane jonami 

potasu) w oparciu o konkretne procesy technologiczne. 

Słowa kluczowe: wymiana jonowa, siatki długookresowe, LPWG, gradientowe 

światłowody planarne, metoda macierzowa, teoria modów 

sprzężonych. 

GDULA P., WELIKOW K., BUCZYŃSKI R., SZCZEPAŃSKI P., PIRA- 

MIDOWICZ R.: Światłowody mPOF do zastosowań telekomunikacyjnych 


Niniejsza praca koncentruje się na wybranych zagadnieniach projektowania 

włókien mikrostrukturalnych POF (mPOF) o stosunkowo dużym 

rdzeniu, ograniczonej dyspersji modalnej oraz poprawionej odporności 

na straty zgięciowe, dyskutowanych w kontekście zastosowania w systemach 

FTTH. 

Słowa kluczowe: światłowody mikrostrukturalne, światłowody polimerowe, 

mPOF, straty zgięciowe, dyspersja modowa 

HOŁDYŃSKI Z., SZYMAŃSKI M., MURAWSKI M., MERGO P., MERTA I., 

GAWROŃSKA M., MARĆ P., JAROSZEWICZ L.R., NASIŁOWSKI T.: Badanie 

dyspersji chromatycznej serii włókien mikrostrukturalnych o silnie 

nieliniowych właściwościach do generacji typu supercontinuum 


Zjawiska nieliniowe występujące we włóknach mikrostrukturalnych mają 

charakter kompleksowy. Aplikacyjne wykorzystanie zjawisk nieliniowych 

wiąże się z umiejętnością ich kontroli. Jednym z głównych zagadnień 

dotyczących nieliniowej optyki światłowodowej jest opracowanie optymalnych 

parametrów geometrycznych włókien do uzyskania poprawy efektu 

poszerzenia widma – supercontinuum. Bezpośredni związek własności 

dyspersyjnych i efektów nieliniowych otwiera możliwości pozwalające 

na opracowanie szeroko- spektralnych źródeł. Włókna mikrostrukturalne 

prezentowane w artykule utrzymują kompatybilność ze standardowymi 

włóknami komercjalnymi zarówno w przypadku łączenia jak spawania itd. 

Wykorzystanie zróżnicowanych nieliniowych właściwości włókien mikrostrukturalnych 

pozwala na rozwinięcie nowych możliwości aplikacyjnych. 

W artykule prezentujemy teoretyczne i eksperymentalne wyniki badań 

dyspersji chromatycznej w serii włókien mikrostrukturalnych o zróżnicowanych 

parametrach geometrycznych. Rezultaty badań pozwalają na 

opracowanie włókien o odpowiednich własnościach dyspersyjnych do 

uzyskania źródła typu supercontinuum. Stosowana interferometryczna 

metoda pomiaru dyspersji chromatycznej umożliwia charakteryzację krótkich 

odcinków badanych włókien z ekstremalną precyzją. Proces pomiaru 

wspomagany jest oprogramowaniem użytkowym do analizy rozkładów 

prążkowych. Prezentowany układ interferometryczny umożliwia porównanie 

uzyskanych wyników pomiaru z danymi uzyskanymi w procesie 

modelowania. Wysoki stopień korelacji między rezultatami modelowania 

i pomiaru pozwala na kontrolę poziomu dyspersji włókien w procesie produkcji. 

Dodatkowo, precyzyjny pomiar dyspersji chromatycznej (w szczególności 

w obszarze zerowego poziomu dyspersji) pozwala na znacznie 

efektywniejszą kontrolę zachodzących efektów nieliniowych, a tym samym 

na zwiększenie efektywności w procesie poszerzenia widma. 

Słowa kluczowe: dyspersja chromatyczne, mikrostrukturalne włókna, 

włókno fotoniczne, numeryczne modelowanie, interferometryczny pomiar 

KOTYCZKA T., ROGOZIŃSKI R.: Analysis of Long Period Gratings 

usage possibility in planar gradient waveguides 


In this analysis the possibility of long period gratings usage as visible range 

spectrum filters on planar gradient waveguides (LPWG) was presented. 

The influence of technological proceses as well as gratings parameters 

on received resonance profiles and spectrum characteristics was shown. 

These calculations was based on the real material properties (BK7 glass 

doped with potassium ions) as well as specific technological processes. 

Keywords: D ion Exchange metod, long period gratings, LPWG, gradient 

planar waveguides, matrix metod, coupled mode theory 

GDULA P., WELIKOW K., BUCZYŃSKI R., SZCZEPAŃSKI P., PIRAMI- 

DOWICZ R.: mPOF fibers for telecommunication applications 


This following works is focused on selected issues of designing microstructured 

polymer optical fibers (mPOFs) with relatively large modal area, 

limited modal dispersion and improved bending losses discussed in the 

context of telecommunication applications 

Keywords: microstructured fibres, plastic optical fibres POF, mPOF, bending 

losses, modal dispersion 

HOŁDYŃSKI Z., SZYMAŃSKI M., MURAWSKI M., MERGO P., MERTA I., 

GAWROŃSKA M., MARĆ P., JAROSZEWICZ L.R., NASIŁOWSKI T.: Investigation 

of dispersion characteristics of highly nonlinear microstructured 

fibre series for customized supercontinuum generation 


Nonlinear effects in microstructured fibres have complex nature. Dispersion 

characteristics are the fundamental properties of microstructured fibres 

(MSFs) with respect to the nonlinear applications. The changes of 

fibre dispersion may strongly influence the whole chain of diverse nonlinear 

effects resulting in supercontinuum generation (SG). Transferring the 

experience from the topics related to tailoring different properties of MSFs 

to investigate the potential design freedom of dispersion opens novel possibilities 

of building the customized, all-fibre broadband and bright light 

sources. The silica nonlinear microstructured fibres, as presented in this 

paper, become compatible with standard fibre components and technologies 

(e.g. splicing, connectorization etc). Supercontinuum generated in 

a small-core MSF is a very interesting nonlinear phenomenon from application-oriented 

point of view. A development of tailored dispersion of highly 

non-linear silica MSF offers us the possibility of constructing a customized 

broadband light source. Therefore, in the paper we present a theoretical 

and experimental investigation of dispersion characteristics of several 

different MSFs. Our studies are leading to the development of adapted 

dispersion properties, allowing construction of customized supercontinuum 

sources. White light interferometry set-up, resulting in extremely high 

precision measurement of chromatic dispersion, is demonstrated, together 

with fully computer controlled fringe pattern analysis. Constructed set-up 

permitted comparison of chromatic dispersion measurements of microstructured 

fibres with modified fibre cross-section dimensions during the 

production process. High correlation between modelling and measured 

data gives possibility to control dispersion level in manufacturing process. 

Additionally, precisely designed and measured chromatic dispersion, 

especially around the zero dispersion wavelength, enables superior estimation 

of MSF nonlinear effects. 

Keywords: chromatic dispersion, microstructured fibre, photonic crystal 

fibre, numerical modelling, interferometric measurement 

 



GUT K., HERZOG T.: Wykorzystanie światła rozproszonego do wyznaczania 

dwójłomności modowej światłowodów planarnych 


W ostatnich latach intensywnie rozwijane czujniki światłowodowe. W grupie 

tych czujników szczególne miejsce zajmują czujniki interferometryczne. 

W interferometrach różnicowych wykorzystuje się zjawisko zmiany 

fazy pomiędzy prowadzonymi modami na skutek zmian parametrów optycznych 

toru światłowodowego. Przy konstrukcji tego typu sensorów podstawowym 

parametrem jest dwójłomność modowa światłowodu. W pracy 

przedstawiono metodę wyznaczania dwójłomności modowej światłowodu. 

Pomiar dwójłomności modowej światłowodów wymaga równoczesnego 

pobudzenia ortogonalnych modów TE i TM których stałe propagacji są 

zbliżone. Realizuje się to ustalając odpowiedni stan polaryzacji wiązki wejściowej 

i kąt wprowadzenia jej do pryzmatu sprzęgającego. Kamera CCD 

nad światłowodem (poprzez odpowiedni ustawiony polaryzator) rejestruje 

światło rozproszone. Analiza rozkładu natężenia światła pozwala na wyznaczenie 

dwójłomności modowej badanego światłowodu. 

Słowa kluczowe: Planarne czujniki światłowodowe, dwójłomność modowa, 

interferometr różnicowy 

TENDERENDA T., MURAWSKI M., SZYMAŃSKI M., BECKER M., 

ROTHHARDT M., BARTELT H., MERGO P., POTURAJ K., MAKARA 

M., SKORUPSKI K., MARĆ P., JAROSZEWICZ L.R., NASIŁOWSKI T.: 

Właściwości czujnikowe światłowodowych siatek Bragga na kilkumodowych 

wysoce dwójłomnych włóknach mikrostrukturalnych 


Połączenie unikalnych właściwości włókien mikrostrukturalnych z czujnikowymi 

możliwościami światłowodowych siatek Bragga daje bardzo 

obiecujące i ciekawe perspektywy na aplikacyjne wykorzystanie tego typu 

struktur w metrologii. Dzięki odpowiedniemu zaprojektowaniu geometrii 

włókna mikrostrukturalnego możliwe jest uzyskanie czujnika o bardzo 

wysokiej czułości na naprężenia (w szczególności dla modów wyższych 

rzędów), przy jednoczesnej pomijalnie małej czułości na temperaturę, 

a zatem niewymagającego dodatkowych mechanizmów kompensacji temperatury. 

W tej pracy przedstawiamy wyniki teoretycznej charakteryzacji 

kilkumodowego dwójłomnego włókna mikrostrukturalnego dedykowanego 

do zapisu siatek Bragga. Prezentujemy również charakterystyki spektralne 

siatek Bragga zapisanych laserem femtosekundowym na tym włóknie 

oraz porównanie eksperymentalnie wyznaczonych wartości efektywnego 

współczynnika załamania dwóch pierwszych modów z wynikami symulacji 

numerycznej. We wnioskach przedstawiamy wstępne wyniki pomiaru czułości 

polarymetrycznej na naprężenia oraz możliwe zastosowania aplikacyjne 

opracowanej przez nas technologii i wykonanych struktur. 

Słowa kluczowe: czujniki światłowodowe, światłowodowe siatki Bragga 

(FBG), światłowody mikrostrukturalne, światłowody kilku-modowe, światłowody 

dwójłomne 

ŻEGLIŃSKI G., GAJDA J.: Projekt i wykonanie eksperymentalnej 

światłowodowej sieci odniesienia DWDM o przepływności 80 Gbit/s 


Prezentowana praca została zrealizowana w Laboratorium Technologii Teleinformatycznych 

i Fotoniki (LTTiF) na Wydziale Elektrycznym w Zachodniopomorskim 

Uniwersytecie Technologicznym. Projekt transportowej sieci 

odniesienia pracującej w paśmie telekomunikacyjnym C (1530…1565 

nm) został wykonany w oparciu o modelowanie numeryczne wykorzystujące 

układ nieliniowych równań Schroedingera rozwiązywanych techniką 

FDTD (Finite Difference Time Domain). Projekt zrealizowano w latach 

2009-2010 w oparciu o osprzęt Alcatel Lucent umożliwiający programowe 

przestrajanie kanałów transpondera na dowolną długość fali z pasma ITU- 

T C. W zrealizowanym projekcie użyto 8 przestrajalnych transponderów 

o przepływności 10Gbit/s. Każdy z transponderów jest dostrajany niezależnie. 

Do realizacji transmisji użyto światłowód SM 28e+ firmy Corning 

zgodny ze standardem ITU-T G.652D. Zrealizowano transmisję na odcinku 

140 km z wykorzystaniem wzmacniaczy optycznych EDFA, światłowodowych 

modułów kompensujących dyspersję chromatyczną oraz dwóch 

przestrajalnych optycznych multiplekserów TOADM (Tunable Optical Add/ 

Drop Multiplexer). System może w chwili obecnej pracować dla długości 

linii do 340 km. W pracy prezentowane są wybrane wyniki modelowania 

numerycznego oraz wyniki pochodzące z punktów pomiarowych zestawionego 

układu. Stworzony system ma charakter badawczy i posiada 

połączenie z innymi stanowiskami badawczymi w LTTiF (np.: stanowisko 

do badań parametrów światłowodów mikrostrukturalnych) z możliwością 

podłączenia badanych elementów w dowolnych punktach pomiarowych 

systemu. Zbudowany system posiada możliwość rozbudowy i realizacji 

do 88 kanałów w pasmach C i L z możliwością uzyskania przepływności 

do 3,2 Tbit/s. 

Słowa kluczowe: sieć światłowodowa, zwielokrotnienie DWDM (Dense 

Wavelenght Divison Multiplexing), kompensacja dyspersji chromatycznej 

GUT K., HERZOG T.: The use of scattered light to the determination of 

modal birefringence of planar optical waveguides 


Summary: In recent years, optical waveguide sensors developed intensively. 

Among these sensors occupy a special place interferometric sensors. 

The interferometers are used to the phenomenon of differential phase shift 

between the ongoing mods due to changes in the optical parameters of 

waveguide. The design of this type of sensor is a fundamental parameter 

of the modal birefringence. The paper presents a method for determining 

the modal birefringence waveguide. Measurement of modal birefringence 

requires simultaneous excitation of orthogonal modes TE and TM propagation 

constants which are similar. This is done by setting the appropriate 

polarization state of the input beam and the angle of the prism is put into 

the coupling. CCD camera over waveguide (through a polarizer set) records 

the scattered light Analysis of the scattered light intensity distribution 

allows us to determine the modal birefringence of the waveguide. 

Keywords: Planar optical sensors, modal birefringence, differential interferometer 

TENDERENDA T., MURAWSKI M., SZYMAŃSKI M., BECKER M., 

ROTHHARDT M., BARTELT H., MERGO P., POTURAJ K., MAKARA 

M., SKORUPSKI K., MARĆ P., JAROSZEWICZ L.R., NASIŁOWSKI T.: 

Sensing properties of fiber Bragg gratings written in few‐mode highly 

birefringent microstructured fibers 


The possibility of manufacturing highly birefringent (HB) microstructured 

optical fibers (MOF) made these fiber types very attractive for use in sensing 

applications. In contrary to traditional optical fibre sensors, properly 

designed MOF based components do not need temperature compensation 

as their birefringence remains insensitive to temperature changes. Furthermore 

the polarimetric strain sensitivity can significantly increase (even 

two orders of magnitude according to our previously reported results) for 

higher order modes, as their mode maxima get closer to the holey region 

of the fiber, hence are subjected to higher strain distribution. In this paper 

we present the results of numerical modeling of the propagation conditions 

in the HB dual-mode MOF. Furthermore we show and discuss the spectral 

characteristics of fiber Bragg grating (FBG) structures written in the dedicated 

fiber with a femtosecond UV laser. A comparison of the theoretical 

and experimental values of effective refractive index of the fundamental 

and second order modes is also included. We show the preliminary results 

of the fabricated structures strain response measurements and discuss 

ideas of increasing the structures strain sensitivity. 

Keywords: optical fiber sensors, fiber Bragg gratings (FBG), microstructured 

optical fiber (MOF), few-mode fiber, birefringent optical fiber 

ŻEGLIŃSKI G., GAJDA J.: The project and realization of the experimental 

DWDM optical fiber reference network with 80 Gbit/s bit rate 


The presented work was realized in Laboratory of Teleinformatic Technologies 

and Photonics (LTTIF), The Electric Department at West Pomeranian 

Univeristy of Technology Szczecin. The project of transport reference network 

working in the telecommunication band: C (1530-1565nm) became 

executed in the support about modelling numeric using the arrangement 

non-linear Schroedinger equation solved by FDTD technique (Finite Difference 

Time Domain). The project was realized in years 2009-2010 in 

the support Alcatel Lucent device platform enabling program retunes the 

transponders channels on the any wavelenght from the band ITU-T C. 8 

tunable transponders was used in the realized project with 10 Gbit/s bit 

rate. Every from each is tuned up independently. Optical Corning fibre SM 

28 e+ was used to the realization of the broadcast (the standard ITU-T 

G.652D). The broadcast was realized on the section 140 kilometers with 

EDFA optical amplifiers, optical modules for chromatic dispersion compensation 

and two tunable optical multiplexers TOADM (Tunable Optical 

Add/The bustard Multiplexer). The system can work the present moment 

for the length of the fiber line to 340 kilometers. In the work the chosen 

results of modelling are presented numeric results coming from the measuring 

points of the taken down arrangement. The created system has the 

investigative character and the connection possesses with different measurements 

points and setups in LTTIF with the possibility of connecting 

of studied elements in the any measuring points of the system. The built 

system possesses possibility of extension and realization to 88 channels 

in C and L bands with possibility of obtainment 3.2 Tbit/s bit rate. 

Keywords: optical fiber network, DWDM (Dense Wavelenght Divison Multiplexing), 

chromatic dispersion compensation. 



MARĆ P., PILISZEK P., NASIŁOWSKI T., MURAWSKI M., SZYMAŃSKI 

M., JAROSZEWICZ L.R., PAWLIK K.: Światłowodowy czujnik temperatury 

progowej na bazie wypełnionego włókna mikrostrukturalnego 


W artykule przedstawiono technologię i wyniki eksperymentalne światłowodowego 

czujnika temperatury progowej zbudowanego na bazie wypełnionego 

substancją organiczną włókna mikrostrukturalnego. Do konstrukcji 

czujnika wybrano najprostszą konfigurację natężeniowego czujnika 

światłowodowego. Czujnik składa się ze źródła światła, patchcordu światłowodowego 

z wypełnionym włóknem mikrostrukturalnym oraz fotodetektora. 

Patchcord światłowodowy będący optodą tego czujnika to częściowo 

wypełniony odcinek włókna mikrostrukturalnego wspawany pomiędzy dwa 

odcinki standardowego włókna światłowodowego. Mieszanina wypełniająca 

został przygotowana tak, aby zmiany temperatury w czasie ogrzewania 

lub chłodzenia wypełnionej części włókna zmieniały jej współczynnika 

załamania dając w efekcie zerowe natężenie wiązki świetlnej poniżej 

temperatury progowej oraz dużą wartość tego natężenia powyżej tej temperatury. 

Efekt skokowej zmiany współczynnika załamania wypełniającej 

substancji organicznej osiągany jest w trakcie jej zmiany stanu skupienia 

ze stałej na ciekłą. Dzięki temu możliwe jest rozróżnienie stanu włączenia 

dla niskiego współczynnika załamania cieczy oraz stanu wyłączenia dla 

wysokiego współczynnika załamania substancji w stanie stałym. 

Słowa kluczowe: światłowód mikrostrukturalny, światłowód fotoniczny, 

technologia wypełniania światłowodów mikrostrukturalnych, przestrajalny 

tłumik optyczny, przełącznik optyczny 

HOŁDYŃSKI Z., MERTA I., JAROSZEWICZ L.R., ŚWIŁŁO R.: Światłowodowy 

demodulator fazy – model i wyniki eksperymentalne 


W pracy przedstawiono model i wyniki badań interferencyjnego światłowodowego 

demodulatora fazy w układzie interferometru Younga z dwuelementowym 

fotodetektorem w płaszczyźnie Fouriera. Oszacowano błąd 

metody pomiaru fazy i podano warunek jego minimalizacji w powiązaniu 

z parametrami geometrycznymi demodulatora pokazano związek odległości 

między fotodetektorami z liniowością światłowodowego demodulatora 

fazy. Wyniki eksperymentalne pozostają w wysokim stopniu korelacji 

z przyjętym modelem demodulatora fazy. 

Słowa kluczowe: interferometry, interferometryczna demodulacja, demodulator 

fazy, dwuelementowy fotodetektor 

KRAJEWSKI Z., JAROSZEWICZ L.R., KOWALSKI H.: Konstrukcja A- 

FORS-3 – autonomicznego światłowodowego sejsmometru rotacyjnego 


Przedstawiono zrealizowaną koncepcję czujnika światłowodowego A-FORS- 

3 (Autonomous-Fiber Optic Rotational Seismometer) przeznaczonego do 

detekcji efektów rotacyjnych występujących podczas zdarzeń sejsmicznych. 

Głównymi cechami charakteryzującymi układ A-FORS-3 jest jego bardzo 

wysoka czułości oraz możliwość zdalnej kontroli parametrów systemu 

detekcyjnego. Układ zbudowano na bazie światłowodowego interferometru 

Sagnaca, z zastosowaniem specyficznych rozwiązań optoelektronicznych 

mających na celu maksymalizację czułości, specyfikację pod konkretne 

zastosowanie oraz zapewnienie mobilności i niezależności. W prezentowanym 

czujniku wyróżniającymi się elementami są elektroniczny układ detekcji 

synchronicznej, w którym zastosowano nowoczesne 24-bitowe przetworniki 

ADC oraz system sterowania urządzeniem i zapisu danych oparty o sieć 

internetową. Zaprezentowano też procedurę i wyniki skalowania układu 

w oparciu o pomiar składowej prędkości obrotowej Ziemni. 

Słowa kluczowe: światłowodowy interferometr Sagnaca, czułość, fale rotacyjne 

OSTROWSKI Ł., MURAWSKI M., SZYMAŃSKI M., HOŁDYŃSKI Z., 

TENDERENDA T., MERGO P., MARĆ P., JAROSZEWICZ L.R., NASIŁO- 

WSKI T.: System do pomiaru Apertury Numerycznej w światłowodach 

specjalnych 


Apertura numeryczna (NA) jest jedną z podstawowych właściwości włókien optycznych. 

Określa ona zdolność włókien do sprzęgania światła oraz łączenia ich 

z możliwie niskimi stratami. NA odgrywa kluczową role podczas charakteryzowania 

nowo produkowanych włókien. Wprowadzając podział na włókna światłowodowe 

w których światło uwięzione jest dzięki prowadzeniu materiałowemu 

oraz na takie w którym występuje prowadzenie geometryczne. W wypadku 

prowadzenia materiałowego nie obserwowany jest dyspersyjny charakter NA. 

Natomiast we włóknach mikrostrukturalnych (o prowadzeniu geometrycznym) 

apertura numeryczna wykazuje właściwości dyspersyjne. Aby móc badać NA 

w szerokim zakresie spektralnym oraz dla szerokiej gamy włókien światłowodowych 

zbudowany został przez nas układ do pomiaru NA w funkcji długości fali. 

Ponadto dzięki proponowanemu przez nas układowi oraz umiejętności wypełniania 

otworów we włóknach mikrostrukturalnych istnieje możliwość określenia 

współczynnika załamania n dla różnych materiałów. 

Słowa kluczowe: Apertura numeryczna, światłowody mikrostrukturalne, 

zastosowania czujnikowe 

 

MARĆ P., PILISZEK P., NASIŁOWSKI T., MURAWSKI M., SZYMAŃSKI 

M., JAROSZEWICZ L.R., PAWLIK K.: Optical temperature switch based 

on filled microstructured optical fibre 


Variable optical attenuators (VOAs) play an important role in optical communications 

as equalizers for dynamic channel power and wavelength 

division multiplexing in a transmission system. Controlling and monitoring 

of optical power are also necessary in sensing applications, and especially, 

in optical systems which require high power laser operation or critical 

temperature threshold monitoring. Various types of VOA have been developed 

based on different mechanisms, such as bending loss control, 

light leaking from the fibre cladding, temperature tuning of the polymer 

incorporated into the tapered microstructured fibre or electrical tuning of 

the liquid crystal layers.In this paper we would like to discuss the highly 

dynamic VOA based on a tuneable microstructured fibre filled with different 

chemical mixtures used as an on/off temperature switch. Furthermore, 

the technology of low loss coupling and splicing of the applied MSF with 

a standard single mode fibre has been developed. Therefore, in the proposed 

application an optical signal can be transmitted to and from the switch 

by a standard telecom fibre which considerably reduces transmission losses 

and allows for the use of standard off-the-shelf components reducing 

costs of the overall system. 

Keywords: microstructured optical fibre, photonic crystal fibre, microstructured 

fibres filling technology, variable optical attenuator, optical switch 

HOŁDYŃSKI Z., MERTA I., JAROSZEWICZ L.R., ŚWIŁŁO R.: Fibre optics 

phase demodulator – modeling and experimental results 


In work we present fibre optics phase demodulator modeling and experimental 

results based on Young interferometric configuration with bicell 

photodetector in Fourier focal plane. We experimentally estimated measurements’ 

method errors and explained minimum condition of errors because 

of their directly connection with demodulator geometric parameters. We 

explained influence of gap size between photodetectors on linearization 

condition of phase demodulator. Experimental results are in high correlation 

with described model of phase demodulator. 

Key words: interferometers, interferometric demodulation, phase demodulator, 

bicell photodetector 

KRAJEWSKI Z., JAROSZEWICZ L.R., KOWALSKI H.: The construction 

of A-FORS-3 – Autonomous-Fiber Optic Rotational Seismograph 


In the paper the concept of fiber-optic sensor A-FORS-3 (Autonomous- 

Fiber Optic Rotational Seismograph) application for detection of rotation 

effects occur during seismic events is presented. The main feature of the 

A-FORS-3 is its very high sensitivity and ability to be remotely-controlled. 

The device is based on fiber-optic Sagnac interferometer, involving specific 

optoelectronic solutions leading to maximum sensitivity, custom-designed 

for concrete applications and providing mobility and independence. 

Electronic synchronous detection system, based on modern 24-bits ADC 

converters, wireless control and collection of data system are the main advantages 

of the sensor. Finally, the process of calibration and its outcome, 

based on measuring Earth speed rotation, is presented. 

Keywords: fibre-optic Sagnac interferometer, sensitivity, rotational waves 

OSTROWSKI Ł., MURAWSKI M., SZYMAŃSKI M., HOŁDYŃSKI Z., 

TENDERENDA T., MERGO P., MARĆ P., JAROSZEWICZ L.R., NASI- 

ŁOWSKI T.: Numerical Aperture Measurement System for Specialty 

Optical Fibres 


Numerical Aperture (NA) is one of the fundamental properties of optical 

fibres. It determines the ability of efficient light coupling into the fibre and 

low loss splicing with other fibres. NA is essential when novel fibres are 

manufactured. Moreover, dispersive behaviour of geometrical guiding mechanisms, 

existing in microstructured fibres, is completely different comparing 

with material guiding mechanisms of classical fibres. Therefore we 

constructed measurement system, for characterization the dispersive properties 

of NA of specialty fibres in broad wavelength range. Additionally, 

presented setup can be applied for measurements in broad wavelength 

range of refractive index of different materials (including highly absorbing) 

filling the holes of microstructured fibre. 

Keywords: Numerical Aperture, microstructured fibres, fibre sensing 



MURAWSKI M., SZYMAŃSKI M., HOŁDYŃSKI Z., TENDERENDA T., 

OSTROWSKI T., PAWLIK K., ŁUKOWSKI A., KRISCH H., MARĆ P., JA- 

ROSZEWICZ L.R., NASIŁOWSKI T.: Pomiar czułości włókien mikrostruturalnych 

przy wykorzystaniu interferometru Macha-Zehndera 


Właściwości włókien mikrostrukutralnych takie jak: jednomodowe prowadzenie 

światła w szerokim zakresie spektralnym (od ultrafioletu do podczerwieni), 

bardzo wysoka dwójłomność, bardzo duże lub bardzo małe 

pole modu są przedmiotem badań wielu zespołów naukowych na świecie. 

Właściwości te wynikają przede wszystkim z rozmiaru, kształtu oraz 

lokalizacji otworów powietrznych w strukturze włókna mikrostrukturalnego. 

Zmiana tych parametrów pozwala na zastosowania takich włókien do 

różnych aplikacji. Sprawia to rosnące zainteresowanie włóknami mikrostrukturalnymi 

które widoczne jest w powstających czujnikach opartych 

na ich bazie – m. in. Czujniki interferometryczne do detekcji rozmaitych 

parametrów fizycznych. Jednym z takich czujników jest światłowodowy 

interferometr Macha-Zehndera wykorzystujący jako gałąź czujnikową 

włókno mikrostrukturalne. Interferometr ten jest jednym z układów który 

nie został opisany w fachowej literaturze. Czujnik zbudowany w oparciu 

o taki interferometr może być użyty do pomiarów wibracji, dynamicznego 

lub statycznego nacisku, rozciągania lub skręcania. 

W pracy tej przedstawione zostało porównanie czułości temperaturowej 

oraz mechanicznej włókien mikrostrukturalnych ze standardowymi włóknami 

jednomodowymi. Do tego celu wykorzystaliśmy interferometr Macha- 

Zehndera z wymiennym ramieniem czujnikowym. Zastosowanie takiego 

rozwiązania pozwoliło na zbadanie wielu światłowodów w jednym układzie 

pomiarowym. Czułość temperaturowa jest najistotniejszym czynnikiem 

przy projektowaniu czujników. Włókna mikrostrukturalne zbudowane są 

z czystego szkła krzemiankowego z heksagonalną macierzą otworów powietrznych 

co powoduje brak naprężeń termicznych pomiędzy płaszczem 

a rdzeniem jak w przypadku włókien z domieszkowanym rdzeniem. 

Słowa kluczowe: PCF, MOF, interferometr Mach-Zehnder, światłowody, 

czułość włókien światłowodowych 

STAWSKA H., BEREŚ-PAWLIK E.: Właściwości modowe światłowodu 

mikrostrukturalnego z podwójnym płaszczem do zastosowań w nieliniowych 

układach diagnostycznych 


Dwufotonowy mikroskop fluorescencyjny TPM (Two-photon Fluorescence 

Microscope) jest przykładem nowoczesnego, nieliniowego układu diagnostycznego, 

umożliwiającego nieinwazyjne badanie komórek i tkanek. 

W celu wzbudzenia cząsteczki w dwufotonowej mikroskopii fluoroscencyjnej, 

używa sie laserów femtosekundowych w bliskiej podczerwieni- near 

infrared (NIR). Obecnie badania koncentrują sie na rozwoju układów diagnostycznych 

o niewielkich wymiarach, które umożliwią diagnostykę in vivo, 

przy jednoczesnym zachowaniu zdolności obrazowania, podobnej do standardowych 

mikroskopów dwufotonowych. Właściwe zaprojektowanie światłowodu, 

umożliwiającego jednoczesne przesyłanie ultraszybkiego sygnału 

oraz odbieranie sygnału fluoroscencyjnego z badanej tkanki, stanowi więc 

kluczowy punkt w rozwoju nieliniowych układów diagnostycznych. 

W pracy przedstawiono konstrukcję światłowodu mikrostrukturalnego 

z podwójnym płaszczem, zbudowanego z pierścieni wykonanych z prętów 

ze szkła kwarcowego domieszkowanego germanem. Światłowód o takiej 

konstrukcji charakteryzuje się niewielką dyspersją przy długości fali równej 

800nm, co zapewnia, że femtosekundowy impuls propagowany w tym 

światłowodzie nie ulega rozmyciu. W pracy przede wszystkim skoncentrowano 

się na przebadaniu właściwości modowych proponowanego światłowodu. 

Zoptymalizowano jego konstrukcję, aby uzyskać maksymalnie dużą 

różnicę w tłumieniu miedzy modem podstawowym a modami wyższych 

rzędów, co przy założeniu, że światłowód ma około 2 m długości zapewnia 

jednomodowy tryb pracy na długości fali 800 nm. 

Słowa kluczowe: fluorescencja dwufotonowa, światłowód mikrostrukturalny 

z podwójnym płaszczem 

KACZMAREK T.: Wpływ dipu na właściwości propagacyjne solitonów 

jasnych w światłowodzie skokowym 


W artykule przedstawiono wyniki modelowania numerycznego właściwości 

propagacyjnych solitonów jasnych w światłowodzie pierścieniowym pierwszego 

rodzaju SP1. Pierwszy rdzeń SP1 odpowiada dipowi występującemu 

w rdzeniu światłowodu skokowego. Drugi rdzeń SP1 odpowiada rdzeniowi 

w światłowodzie skokowym. Okazuje się, że zarówno głębokość dipu jak 

i jego szerokość mają wpływ na właściwości propagacyjne solitonu podstawowego 

generowanego i propagowanego w badanym światłowodzie. 

Szczególnie czuła na zmiany głębokości i szerokości dipu jest charakterystyka 

dyspersyjna modu podstawowego, która w optymalnym przypadku 

posiada dwa miejsca zerowe w zakresie od 1 do 2 μm oraz ekstremum 

lokalne w okolicach trzeciego okna transmisyjnego. Zwiększanie szerokości 

dipu powoduje szybszą degradację zoptymalizowanych właściwości 

propagacyjnych solitonu podstawowego niż zwiększanie jego głębokości. 

Słowa kluczowe: soliton, światłowód skokowy, światłowód pierścieniowy 

pierwszego rodzaju, dyspersja 

Elektronika 11/2012 

MURAWSKI M., SZYMAŃSKI M., HOŁDYŃSKI Z., TENDERENDA T., 

OSTROWSKI T., PAWLIK K., ŁUKOWSKI A., KRISCH H., MARĆ P., JA- 

ROSZEWICZ L.R., NASIŁOWSKI T.: Sensitivity measurement in microstructured 

fibers with use Mach-Zehnder interefometer 


Microstructured fibres (MSFs) reveal unique properties including endlessly 

single-mode operation from ultraviolet to infrared wavelengths, very high 

birefringence or nonlinearity, very large or very small effective mode field 

area, and many others. The size, shape and the location of the air holes 

allow for tailoring MSF parameters in a very wide range, way beyond the 

classical fibres, what opens up the possibilities for various applications. 

Due to their advantages MSFs obtain growing attention for their perspectives 

in sensing applications. Different MSF sensors have already been 

investigated, including interferometric transducers for diverse physical 

parameters. Until now, there have not been any publications reporting on 

the sensing applications of MSF Mach-Zehnder interferometers, targeting 

the mechanical measurements of vibrations, dynamic or static pressure, 

strain, bending and lateral force. 

Moreover, a critical feature opening the prospective of optical fibre transducer 

to successfully accomplish a particular sensing task remains its 

cross-sensitivity to temperature. Studied MSF is made of pure silica glass 

in the entire cross-section with a hexagonal structure of the holes. Consequently, 

there is no thermal stress induced by the difference in thermal 

expansion coefficients between the doped core region and the pure silica 

glass cladding, in contrast to standard fibres. 

Keywords: PCF, MOF, Mach-Zehnder interferometer, fibers, fiber sensitivity 

STAWSKA H., BEREŚ-PAWLIK E.: Modal properties of double clad 

microstructured fiber for nonlinear diagnostic systems 


Two-photon Fluorescence Microscope (TPM) is an example of a modern, 

nonlinear diagnostic system, which allows for non-invasive examination 

of cells and tissues. To exitate molecules in TPM, femtosecond lasers are 

used in the near infrared. Current research focuses on the development 

of diagnostic systems of small dimensions, which allow diagnosis in vivo, 

while maintaining the capability of imaging, similar to standard two-photon 

microscopes. Proper design of the fiber, which allows simultaneous transmission 

of ultrafast signals and reception of fluorescence response from 

the test tissue is therefore a key point in the development of nonlinear 

diagnostics. 

This paper presents the design of double clad microstructure fiber, which 

consist of hexagonal inner clad made up of rings built of rods of germanium-doped 

silica glass. Such a fiber has a low dispersion at a wavelength 

of 800nm, which ensures that the femtosecond pulse propagated in the 

optical fiber is not broadened. The study primarily focused on examining 

the modal properties of the proposed fiber. Its design has been optimized 

in order to obtain a maximum difference between attenuation of fundamental 

mode and higher order modes which, assuming that the fiber has 

a length of about 2 m, ensure single-mode operation at a wavelength of 

800nm. 

Keywords: two-photon fluorescence, double clad microstructure fiber 

KACZMAREK T.: Effect of dip on the propagation properties of bright 

solitons in step index optical fiber 


This paper presents the results of numerical modeling of propagation properties 

of bright solitons in M-profile optical fiber. The first core of M-profile 

optical fiber corresponds to the dip occurring in the core of step index 

fiber. The second core of M-profile optical fiber corresponds to the core 

of step index optical fiber. It appears that both depth and width of the dip 

affect the propagation characteristics of the fundamental soliton generated 

and propagated inside the tested fiber. Particularly sensitive to changes of 

depth and width of the dip is dispersion characteristic of the fundamental 

mode, which in the optimal case has two zeros in the range from 1 to 2 

μm and a local extremum in the vicinity of the third transmission window. 

Increasing the width of the dip causes faster degradation of optimized propagation 

characteristics of fundamental soliton than increasing its depth. 

Keywords: soliton, step index optical fiber, M-profile optical fiber, 

dispersion


BEREŚ-PAWLIK E., SÓJKA Ł., PILSZAK M., PAJEWSKI Ł., SUJECKI 

S., POTURAJ K., SKORUPSKI K., KLIMEK J.: Światłowody fotoniczne 

jako materiał na lasery światłowodowe ze zdefiniowanym stanem 

polaryzacji 


W ostatnich latach szczególnie interesujące wydają się być konstrukcje laserów 

z wykorzystaniem włókien fotonicznych, utrzymujących polaryzację. 

Stan polaryzacji generowanego światła lasera jest istotnym parametrem 

dla większości zastosowań. W pracy opisano światłowody mikrostrukturalne, 

dwójłomne, domieszkowane jonami ziem rzadkich. Przedstawiono 

podstawowe wyniki pomiarów absorpcji, emisji oraz modelowania numerycznego 

w celu określenia wymaganej długości włókna aktywnego do 

zastosowania w układach laserujących. 

W pracy przedstawiono również zagadnienia związane z uzyskaniem sygnałów 

jedno i wielofalowych w laserach światłowodowych. Zaprezentowano 

także możliwość przestrajania tych sygnałów w laserach światłowodowych 

pracy ciągłej. 

Słowa kluczowe: lasery oparte na światłowodach fotonicznych, stan polaryzacji 

sygnału 

SÓJKA Ł., BEREŚ-PAWLIK E., TANG Z., FURNISS D., SEDDON A.B., 

BENSON T.M., SUJECKI S.: Technologia wytwarzania i pomiary absorpcji 

szkieł chalkogenidkowych domieszkowanych jonami ziem rzadkich 


Szkła chalkogenidkowe charakteryzują się niską energią fononów dlatego 

też są obiecującym materiałem dla realizacji światłowodów na zakres 

średniej podczerwieni. W pracy przedstawiono technologię wykonania 

szkieł chalkogenidkowych (Ge 16.5 

As 16 

Ga 3 

Se 64.5 

) domieszkowanych jonami 

ziem rzadkich (Dy 3+ , Tb 3+ , Pr 3+ ). Wyniki eksperymentalne absorpcji otrzymano 

za pomocą spektroskopii furierowskiej w zakresie podczewieni (ang. 

FTIR). Podstawowe parametry domieszkowanych szkieł chalkogenidkowych 

takie jak: promieniste czasy życia poziomów energetycznych oraz 

współczynniki rozgałęzienia luminescencji beta obliczono metodą Judda- 

Ofelta. Na podstawie otrzymanych wyników omówiono wpływ linii bazowej 

na błędy metody pomiarowej. Na podstawie otrzymanych wyników zaprezentowano 

zastosowanie szkieł chalkogenidkowych do realizacji laserów 

światłowodowych na zakres średniej podczerwieni. 

Słowa kluczowe: szkła chalkogenidkowe, lasery światłowodowe, średnia 

podczerwień 

KACZMAREK C.: Światłowodowy czujnik siły bazujący na interferometrze 

Sagnaca z dwójłomnym światłowodem fotonicznym 


W artykule przedstawiono światłowodowy czujnik siły, w którym zastosowano 

krótki odcinek dwójłomnego światłowodu fotonicznego (PM-PCF) 

jako przetwornik ugięcia elementu sprężystego, umieszczony w pętli 

interferometru Sagnaca. Element sprężysty czujnika stanowi belka stalowa 

o jednakowej wytrzymałości, jednostronnie utwierdzona. Odcinek 

światłowodu PM-PCF zamocowano jednym końcem do belki w pobliżu jej 

swobodnego końca, a drugim końcem do mocowania belki. Z pomiarów 

wynika, że przesunięcie widma wiązki wyjściowej czujnika, wywołane siłą 

działającą na swobodny koniec belki, następuje z czułością 33 pm/N w zakresie 

0-50 N. Czułość ta odniesiona do 1 m odcinka PM-PCF wynosi 94 

pm/N·m. Ze względu na bardzo małą czułość temperaturową tego czujnika 

nie wymaga on kompensacji temperaturowej. 

Słowa kluczowe: czujnik światłowodowy, czujnik siły, interferometr Sagnaca, 

dwójłomny światłowód fotoniczny (PM-PCF) 

BEREŚ-PAWLIK E., SÓJKA Ł., PILSZAK M., PAJEWSKI Ł., SUJECKI 

S., POTURAJ K., SKORUPSKI K., KLIMEK J.: Photonic crystal fibers 

as material for fiber lasers with defined state of polarization 


In recent years especially interesting seem to be constructions of lasers 

using polarization maintaining photonic crystal fibers. State of polarization 

of the generated laser light is an important parameters for the majority 

of applications. In the paper were described microstructure birefringence 

doped with rare earths ions. Basic measurements results of absorption, 

emission and numerical modeling were presented in order to determine 

required length of active fiber for laser set-up applications. In the paper 

issues connected with obtaining single- and multiwavelength signals in 

fiber lasers were presented. Also tuning possibilities of these laser signals 

in fiber lasers were presented. 

Keywords: lasers base on photonic crystal fibers, polarization state of 

signal 

SÓJKA Ł., BEREŚ-PAWLIK E., TANG Z., FURNISS D., SEDDON A.B., 

BENSON T.M., SUJECKI S.: Fabrication and absorption measurements 

chalcogenide glasses doped with rear earth 


One of the promising materials for the construction of mid-infrared fiber 

lasers is the chalcogenide glass. The chalcogenide glass has low phonon 

energy (below 400 cm -1 ) when compared with standard materials used to 

produce fiber lasers, i.e. ZBLAN and silica glass.We present a comprehensive 

study of chalcogenide glass fiber lasers doped with Dy 3+ , Pr 3+ or Tb 3+ 

that operate in the mid-infrared wavelength range. A set of chalcogenide 

glass samples doped with different concentrations of rare earth ions was 

fabricated. The modeling parameters are directly extracted from FTIR absorption 

measurements performed on the fabricated bulk glass samples 

using Judd-Ofelt theory. Results show that, for all the dopants considered, 

an efficient mid-infrared laser action is possible if optical losses are kept at 

the level of 1dB/m or below. 

Keywords: chalcogenide glasses, fiber laser, mid infrared 

KACZMAREK C.: Fiber optic force sensor based on the Sagnac interferometer 

with a birefringent photonic crystal fiber 


A fiber optic force sensor is presented, in which a short segment of a polarization 

maintaining – photonic crystal fiber (PM-PCF) was used as a transducer 

of the deflection of an elastic element, and was placed in the loop of 

the Sagnac interferometer. The elastic element of the sensor is constituted 

by a steal cantilever beam of constant strength. A section of a PM-PCF 

was fixed by one end to the beam near its free end and by the second end 

to the anchorage of the beam. From the measurements it follows, that the 

shift of the spectrum of the sensor output, caused by the force acting on 

the free end of the beam occurs with a sensitivity of 33 pm/N over a range 

of 0-50N. This sensitivity corresponding to a 1 m long section of PM-PCF is 

94 pm/N. Due to the very low temperature sensitivity of the sensor it does 

not require any temperature compensation. 

Keywords: fiber optic sensor, force sensor, Sagnac interferometer, birefringent 

photonic crystal fiber (PM-PCF) 

CZERNIK P.: Sprzętowy generator kluczy kryptograficznych dedykowany 

dla systemów pomiarowo-sterujących o asymetrycznych 

zasobach 


W artykule przedstawiono układ generatora wartości losowych, bazujący 

na teorii nieliniowych układów dynamicznych do zastosowań w kryptograficznie 

bezpiecznych rozproszonych systemach pomiarowo-sterujących 

o asymetrycznych zasobach. Celem realizacji tego układu jest opracowanie 

wysokiej jakości generatora kluczy kryptograficznych. Prezentowany 

generator został zaprojektowany, oprogramowany oraz przebadany pod 

względem bezpieczeństwa kryptograficznego. Rzeczywiste bezpieczeństwo 

kryptograficzne zostało przetestowane na bazie autorskiego oprogramowania 

oraz środowiska RDieHarder [1]. Uzyskane najistotniejsze 

wyniki badań zostały przedstawione oraz przeanalizowane. Zaprezentowano 

także oprogramowany autorski proces akwizycji danych losowych 

z układu pomiarowego do komputera, poprzez specjalizowany oscyloskop 

cyfrowy. 

Słowa kluczowe: kryptografia, rozproszone systemy pomiarowo-sterujące, 

generatory liczb losowych, teoria chaosu, sygnały chaotyczne 

CZERNIK P.: Hardware cryptographic keys generator dedicated to 

measuring and control systems with asymmetric resource 


In this article was presented the random number generator, based on the 

theory of nonlinear dynamical systems for applications in cryptographically 

secure distributed systems of measurement and control systems with 

asymmetric resources. The purpose to build this device is implement the 

high-quality cryptographic keys generator. The presented generator was 

designed, programmed and thoroughly tested in terms of cryptographic 

security. The cryptographic security was tested based on the author’s 

software and the software environment called RDieHarder [1]. The most 

important results was presented and analyzed. There was presented the 

random data acquisition process from the measurement system to a computer, 

realized via the specialized digital oscilloscope. 

Keywords: cryptography, distributed measurement and control systems, 

random number generators, chaotic theory, chaotic signals 

 



BRZOSTEK-PAWŁOWSKA J., MIKUŁOWSKI D.: Techniki multimodalne 

zwiększające dostępność grafiki na stronach WWW i w elektronicznych 

dokumentach 

Elektronika nr 11/2012, s. 77 

Wraz z upowszechnieniem się urządzeń mobilnych coraz większe znaczenie 

zyskuje problem dostępności grafiki na stronach WWW i w dokumentach 

elektronicznych. Obejmuje on nie tylko użytkowników nie mogących 

posługiwać się myszą takich jak osoby niewidome, ale również większość 

użytkowników urządzeń o niewielkich ekranach takich jak smartfony. 

Badania podjęte w celu rozwiązania tego problemu koncentrują się z jednej 

strony na tworzeniu dedykowanych urządzeń, które byłyby dostępne 

dla niewidomego użytkownika, a z drugiej strony na przystosowaniu 

powszechnie używanych rozwiązań do użytku przez takie osoby. Artykuł 

przedstawia przede wszystkim problematykę zwiększania dostępności 

grafiki i możliwości interaktywnego poznawania jej szczegółów przez 

niewidomego użytkownika lub użytkownika zminiaturyzowanego sprzętu 

mobilnego. 

Słowa kluczowe: dostępność grafiki, haptyczne urządzenia, przeglądarki 

tekstowe, DAISY XML, SVG, EPUB 

ŚWIDERSKI J., MICHALSKA M., PICHOLA W., MAMAJEK M.: Światłowodowy 

generator supercontinuum zakresu średniej podczerwieni 

– przykład technologii podwójnego zastosowania 


W artykule omówiono ideę generacji promieniowania superciągłego (SC) 

w zakresie średniej podczerwieni oraz przedstawiono szeroki wachlarz 

potencjalnych zastosowań takiego promieniowania. Zaprezentowano 

również praktyczną realizację generatora SC na zakres średniej podczerwieni, 

w którym to generację promieniowania SC uzyskano w układzie: 

krzemionkowy światłowód jednomodowy (SMF-28) – jednomodowy światłowód 

fluorkowy, pompowanym impulsami promieniowania o długości fali 

1550 nm. Opracowany układ generował 0.85 W średniej mocy wyjściowej 

w paśmie widmowym ~0,9…3,2 µm, z czego 106 mW odpowiadało falom 

dłuższym niż 2,4 µm. 

Słowa kluczowe: promieniowanie superciągłe, wzmacniacz światłowodowy, 

generacja impulsowa 

WIATROWSKI A.: System pomiarowy do dynamicznej spektroskopii 

widma emisyjnego plazmy TR-OES do diagnostyki plazmy wyładowania 

jarzeniowego w układzie magnetronowym zasilanym impulsowo 


Artykuł podejmuje tematykę budowy systemu pomiarowego do dynamicznej 

spektroskopii optycznego widma emisyjnego plazmy (ang. Time-Resolved 

Optical Emission Spectroscopy – TR-OES). Przedstawione rozwiązanie 

projektowano pod kątem zastosowania tego układu do diagnostyki 

plazmy wyładowania jarzeniowego wytwarzanego przez magnetronowy 

układ rozpylający zasilany impulsowo. W artykule omówiono zasadę działania, 

nakreślono podstawy konstrukcji oraz przedstawiono przykładowe 

wyniki zarejestrowane przy użyciu zaproponowanego rozwiązania. 

Słowa kluczowe: spektroskopia widma emisyjnego plazmy, diagnostyka 

plazmy, impulsowe rozpylanie magnetronowe 

BRATEK P., MAJCHERCZYK D., BRZOZOWSKI I., KOS A.: Multimedialny 

bezprzewodowy system alarmowy 


Artykuł przedstawia multimedialny bezprzewodowy system alarmowy 

przesyłający wiadomości graficzne MMS z wykorzystaniem modemu 

GSM/GPRS. Przedstawiono środowisko sprzętowo-programowe niezbędne 

do tworzenia wiadomości MMS. 

Słowa kluczowe: GSM, GPRS, MMS, komendy AT, system alarmowy 

BRZOSTEK-PAWŁOWSKA J., MIKUŁOWSKI D.: Multimodal technologies 

for increasing the availability of graphics on Web pages and in 

the electronic documents 

Elektronika no 11/2012, p. 77 

Since use of mobile applications become general practice the problem of 

graphics availability in the Internet and electronic documents gained greater 

importance. It concerns not only users who aren’t able to use of the 

mouse such us the blind but also another one who are using of small-screen 

devices such as smartphones. The researches according to this area 

conducted on the one hand in developing of devices that are especially 

dedicated, and on the other, in adaptation of commonly used solutions for 

the use by a blind people. 

In this article, the newest researches going to improve better accessibility 

of graphic for the blind users in the electronic documents and in the mobile 

devices are presented. 

Keywords: available graphics, haptic devices, text-based browser, DAISY 

XML, SVG, EPUB 

ŚWIDERSKI J., MICHALSKA M., PICHOLA W., MAMAJEK M.: Mid-infrared 

fiber supercontinuum generator – an example of double application 

technology 


The article outlines the idea of supercontinuum (SC) generation in midinfrared 

spectral band as well as presents a wide spectrum of its potential 

applications. Practical realization of mid-infrared SC generator built with 

the use of a tandem: a conventional single mode fiber (SMF-28) – single 

mode fluoride fiber pumped by pulses at the wavelength of 1550 nm is 

also presented. The system developed delivered 0.85 W of average output 

power in the spectral band of ~0.9…3.2 µm, out of which 106 mW corresponded 

to wavelengths longer than 2.4 µm. 

Keywords: supercontinuum, fiber amplifier, pulse generation 

WIATROWSKI A.: The Time-Resolved Optical Emission Spectroscopy 

(TR-OES) measurement system for diagnostics of pulsed magnetron 

sputtering plasma 

Elektronika (LIII), 11/2012, p. 89 

The article discusses the construction of measurement system for Time 

Resolved Optical Emission Spectroscopy (TR-OES). The described solution 

was designed in terms of its application for diagnostics of glow discharge 

plasma in a pulsed magnetron sputtering deposition system. This 

article discusses the principle of operation, outlines the basis of the electronic 

circuitry design, shows sample results obtained using the proposed 

solution. 

Keywords: Optical Emission Spectroscopy, Time-Resolved Optical Emission 

Spectroscopy, plasma diagnostics, pulsed magnetron sputtering 

BRATEK P., MAJCHERCZYK D., BRZOZOWSKI I., KOS A.: Multimedia 

Wireless Alarm System 


Paper presents a Multimedia Wireless Alarm System transmitting MMS 

picture messaging using GSM/GPRS modem. Hardware and software environment 

required to complete the creation of MMS picture message has 

been described. 

Keywords: GSM, GPRS, AT commands, alarm system 

BRZOZOWSKI I., WAWSZCZAK SZ., BRATEK P., KOS A.: Automatyczny 

pomiar pojemności złączowej półprzewodnikowego złącza p-n 


W artykule przedstawiono automatyczne stanowisko pomiarowe pozwalające 

na pomiary pojemności złączowej półprzewodnikowych złącz p-n. 

System pomiarowy został zbudowany w oparciu o standardowe przyrządy 

laboratoryjne uzupełnione o dedykowany generator pomiarowy, którego 

projekt i realizacja została opisana. W celu konfiguracji systemu, sterowania 

pomiarami i archiwizacji danych napisano specjalną aplikację w środowisku 

LabVIEW. 

Słowa kluczowe: pojemność złącza p-n, system pomiarowy, generator 

pomiarowy, LabVIEW 

BRZOZOWSKI I., WAWSZCZAK SZ., BRATEK P., KOS A.: Automatic 

measuring system for junction capacitance of semiconductor p-n 

junction 


The paper presents automatic measuring system allowing to measure of 

junction capacitance of semiconductor p-n junction. The system was build 

based on standard laboratory equipment supplemented with dedicated 

measuring generator, which design and realization was described. For the 

system configuration, controlling of measurements and data acquisition 

and saving special application in LabVIEW environment was made. 

Keywords: p-n junction capacitance, measuring system, measuring generator, 

LabVIEW 



MARTYNIUK P., KOWALESKI A., GAWRON W., ROGALSKI A.: Barierowe 

struktury detekcyjne – nowe możliwości 

Elektrobnika (LIII), nr 11/2012, s. 102 

Detektory promieniowania podczerwonego z wąską przerwą energetyczną 

wymagają chłodzenia celem ograniczenia prądów ciemnych generowanych 

w strukturze detekcyjnej wśród których najważniejszymi są: 

procesy generacyjno – rekombinacyjne Shockley-Read-Halla i procesy 

Augera. Obecnie, zwiekszenie temperatury pracy urządzeń detekcyjnych 

bez ograniczenia ich osiągów jest głównym celem wielu zespołów badawczych. 

Procesy generacyjno – rekombinacyjne Augera można ograniczyc 

poprzez budowę urządzęń detekcyjnych z supersieci II rodzaju (type II 

superlattice – T2SLs) z związków A III B V należących do rodziny 6.1 Ĺ. Implementacja 

barier do struktur detekcyjnych pozwala zredukowac niekorzystny 

wpły procesów Shockley-Read-Halla. Ograniczenie wpływu obu 

mechanizmów pozwoli zwiekszyć temperaturę pracy detektora. Artykuł 

przedstawia osiągi unipolarnych detektorów nBn z T2SLs InAs/GaSb/B- 

Al 0.2 

Ga 0.8 

Sb i HgCdTe oraz ich potencjalne możliwości w rozwoju detektorów 

promieniowania podczerwonego. 

Słowa kluczowe: barierowe struktury detekcyjne, supersieci, InAs/GaSb, 

HgCdTe, fotodetektory 

GRZESIAK W., PIEKARSKI J., CIEŻ M., GRZESIAK P.: Zastosowanie 

dedykowanych układów scalonych w systemach wyszukiwania 

punktu mocy maksymalnej 


Implementacja techniki MPPT (Maximum Power Point Tracking) w systemach 

fotowoltaicznych pozwala na zwiększenie efektywności przetwarzania 

energii słonecznej na elektryczną. W ostatnich latach wiele wiodących 

firm produkujących półprzewodnikowe układy scalone opracowało i wdrożyło 

do produkcji dedykowane układy pozwalające na realizację tej techniki. 

W artykule dokonano przeglądu takich układów i dokonano wyboru 

kilku, zdaniem autorów, najciekawszych rozwiązań. Dla wybranych rozwiązań 

zaprojektowano i wykonano modele. Ograniczono się do rozwiązań 

relatywnie prostych, a co za tym idzie, niskokosztowych, przeznaczonych 

dla systemów o mocy do 200 W. Przy wyborze rozwiązań kierowano się 

również możliwością ich miniaturyzacji poprzez zastosowanie technologii 

SMD. Wykonane modele poddano badaniom na specjalistycznych stanowiskach 

badawczych, a ich wyniki zaprezentowano w artykule. 

Słowa kluczowe: układ scalony, system fotowoltaiczny, technika MPPT, 

technologia grubowarstwowa 

SOBOTA R., MANDOWSKI A., MANDOWSKA E.: Luminescencja izolatorów 

ceramicznych sieci energetycznych średnich napięć 


W pracy przedstawiono wyniki pomiarów termoluminescencji (TL) izolatorów 

ceramicznych sieci energetycznych średnich napięć. Materiał do 

badań pobrano z izolatorów pracujących wiele lat. Badano próbki pochodzące 

z różnych części izolatora. Zmierzono termoluminescencję naturalną 

oraz po napromienieniu promieniowaniem beta. W obu przypadkach 

otrzymano wyraźne piki termoluminescencyjne, powiązane ze strukturą 

defektową ceramiki. 

Słowa kluczowe: luminescencja, termoluminescencja, sieć energetyczna, 

izolator ceramiczny, pułapki, centra rekombinacji 

MARTYNIUK P., KOWALESKI A., GAWRON W., ROGALSKI A.: Barrier 

structures – new possibilities 


The narrow band gap infrared detectors require cryogenic cooling to suppress 

dark current, which is typically limited by Shockley-Read-Hall (SRH) 

and Auger generation-recombination processes. Currently, increasing the 

operating temperature of the infrared detection systems without sacrificing 

its performance remains to be a crucial objective of the research groups. 

Intrinsic Auger thermal generation recombination process could be controlled 

by implementation of the type II superlattices (T2SLs) A III B V 6.1 Ĺ 

family to the detectors architecture while extrinsic SRH process could be 

suppressed by the barrier’s incorporation into detector’s structure respectively. 

Both SHR and Auger suppression lead to increase of the device’s 

operating temperature. The paper reports on the unipolar barrier infrared 

detector (UBIRD) medium wavelength infrared (MWIR) HgCdTe nBn/B-n 

type and T2SLs nBn InAs/GaSb/B-Al 0.2 

Ga 0.8 

Sb detector’s photoelectrical 

performance and their potential possibilities in the field of infrared detectors 

development. 

Keywords: barrier detectors, unipolar barrier, superlattice, InAs/GaSb, 

HgCdTe, photodetectors 

GRZESIAK W., PIEKARSKI J., CIEŻ M., GRZESIAK P.: Application of 

dedicated integrated circuits in maximum power point tracking systems 


Implementation of MPPT technology (Maximum Power Point Tracking) in 

photovoltaic systems can increase the efficiency of converting solar energy 

into electricity. In recent years many leading companies specializing in 

production of semiconductors has developed dedicated integrated circuits 

to implement that technique. The article reviews these systems and selects, 

according to the authors knowledge, several of the most interesting 

solutions. For selected solutions appriopriate models have been designed 

and manufactured. Only simple as well as low-cost solutions, intended for 

systems up to 200W, have been choosen. Process of solutions selection 

has been guided by the possibility of miniaturization by the SMD technology. 

Models were tested on specialized research station. The results are 

presented in the article. 

Keywords: integrated circuit, the photovoltaic system, MPPT technology, 

thick-layer technology 

SOBOTA R., MANDOWSKI A., MANDOWSKA E.: Luminescence of ceramic 

insulators of middle voltage power networks 


The paper presents results of thermoluminescence (TL) measurements 

of ceramic insulators of medium-power energy networks. Samples for the 

measurements were taken from insulators working many years. The samples 

under study originated from different parts of insulator. Thermoluminescence 

was measured for natural samples as well as beta-irradiated. In 

both cases pronounced thermoluminescence peaks were obtained, related 

to defect structure of the ceramics. 

Keywords: luminescence, thermoluminescence, power network, ceramic 

insulator, traps, recombination centres 

RYMARSKI Z.: Dobór mikrokontrolera do sterowania inwerterem napięcia 

w systemach UPS 


Sterowanie inwerterami napięcia stosowanymi w systemach UPS wymaga 

doboru specyficznych cech mikrokontrolerów. Podstawowym wymaganiem 

jest wysoka częstotliwość wejściowa komparatorów modulatora PWM. 

Jedno lub dwuzboczowy sposób modulacji wpływa zarówno na dyskretny 

model zastępczy inwertera, a pośrednio na algorytm sterowania, jak i na 

zawartość niskich harmonicznych w widmie napięcia wyjściowego. Musi 

istnieć możliwość uzyskania stałego (bez impulsów) niskiego lub wysokiego 

poziomu na wyjściu modulatora PWM. Wymagana jest także wysoka 

szybkość przełączania portów wyjściowych. Jak najkrótszy czas równoległego 

przetwarzania przez 2 lub 3 przetworniki AC jest niezbędny w sterowaniu 

nadążnym o kilku zmiennych wejściowych. Przy rozbudowanym, 

w szczególności 3-fazowym sterowaniu istotna jest sprzętowa realizacja 

operacji matematycznych. O wyborze mikrokontrolera decyduje także dostępność 

oprogramowania – kompilatorów języka C i bibliotek funkcji. 

Słowa kluczowe: inwerter napięcia, modulacja PWM, schemat modulacji 

PWM, mikrokontroler, systemy bezprzerwowego zasilania UPS 

RYMARSKI Z.: The choice of the microcontroller for the voltage source 

inverter control in UPS systems 


The voltage source inverter control in UPS systems requires the selection 

of the specific features of microcontrollers. The high input frequency of the 

comparator of the PWM modulator is the basic requirement. The choice of 

the single or double edge PWM influences as well on the discrete model 

of the VSI and indirectly on the control algorithm as on the low frequency 

harmonics presence in the output voltage spectrum. It should be the 

posibility of the low or high steady level (without pulses) of the PWM unit 

output voltage. The high speed of output ports switching is demanded. The 

short time of the conversion and parallel operation of 2 or 3 AD converters 

is necessary in multi-input instanteneous control. The hardware based 

mathematical operations implemented in the microcontroller are important 

in 3-phase control. The choice of the microcontroller finally depends on 

software avialability – C compilators and hardware dedicated functions 

libraries. 

Keywords: voltage source inverter, PWM, PWM scheme, microcontroller, 

UPS systems 

10 



GAJDA J., ROMANIUK R.S.: Technologia i Zastosowania Laserów 2012 


Wyniki badań i osiągnięcia techniczne w zakresie laserów są podsumowywane 

co trzy lata w czasie Krajowego Sympozjum Techniki Laserowej 

STL, organizowanego od prawie trzydziestu lat w Świnoujściu we wrześniu 

przez WAT, PW i ZUT. Artykuł przedstawia przegląd prac prezentowanych 

i dyskutowanych na STL. Pokazano tendencje rozwojowe materiałów 

laserowych i technologii oraz dziedzin związanych z techniką laserową 

i optoelektroniką w kraju, włączając w to wysiłki środowiska akademickiego, 

instytutów PAN i resortowych, oraz przemysłowych ośrodków badawczych. 

Obok rozwoju laserów, druga część STL jest poświęcona zastosowaniom 

laserów, gdzie operatorzy systemów laserowych przedstawiają 

własne osiągnięcia aplikacyjne. Przedstawiono zakresy tematyczne sesji 

STL oraz plenarne referaty zaproszone wygłoszone przez kluczowych reprezentantów 

przemysłu laserowego. 

Słowa kluczowe: lasery, technologia laserów, zastosowania laserów, materiały 

laserowe, optyczne materiały aktywne, światłowody aktywne, lasery 

światłowodowe, lasery dużej mocy, atomowe zegary laserowe, fotonika 

nieliniowa, lasery półprzewodnikowe, laser kaskadowe 

CZAJKOWSKI J.: Stan aktualny i rozwój systemu INMARSAT 

Elektronika (L(III), nr 11/2012, s. 122 

W artykule opisano aktualny status satelitarnego systemu radiokomunikacyjnego 

INMARSAT. Przedstawione dane dotyczą okresu od listopada 

2010 roku do października 2011 roku. Opisano główne składowe systemu 

INMARSAT, tj. satelity umieszczone na orbicie geostacjonarnej nad czterema 

obszarami oceanicznymi, operacyjne centrum zarządzania, naziemne 

stacje lądowe, stacje koordynacyjne oraz stacje statkowe. Stwierdzono 

iż system spełnia wszystkie oczekiwania systemu GMDSS – obejmując 

alarmowanie w niebezpieczeństwie, rozpowszechnianie morskich informacji 

bezpieczeństwa – MSI oraz zapewniając łączność ogólną. 

Słowa kluczowe: LES – Lądowa Stacja Naziemna, SES – Statkowa Stacja 

Naziemna, NCS – Stacja Koordynacyjna, OCC – Operacyjne Centrum 

Kontroli i Zarządzania 

GAJDA J., ROMANIUK R.S.: Laser Technology and Applications 2012 


The research and technical achievements in the area of lasers are summarized 

every three years by the National Symposium on Laser Technology 

held in the Baltic See Resort Świnoujście near Szczecin, Poland. 

The paper presents a preview of the symposium works to be shown and 

debated during this key event in September 2012. There are shown development 

tendencies of laser materials and technologies and laser associated 

branches of optoelectronics in this country, including the efforts of 

academia, governmental institutes, research businesses and industry. The 

second branch of the symposium works are laser applications, where the 

laser systems operators and laser users present their achievements. Topical 

tracks of the meeting are presented, as well as the keynote and invited 

subjects delivered by key representatives of the laser industry. 

Keywords: lasers, laser technology, lasing materials, optoelectronics, laser 

theory, laser design, laser components, kinds of lasers, semiconductor 

lasers, VCSEL, laser applications, photonics, nonlinear photonics, active 

optical fibers, optical fiber lasers, high power lasers, high intensity lasers, 

laser atomic clocks 

CZAJKOWSKI J.: Actual status and development of the INMARSAT 

system 

Elektronika (L(III), no 11/2012, p. 122 

The article presents actual status of the INMARSAT system. The information 

covers the period from November 2010 to October 2011. The 

operational status of key elements of the space and ground segments is 

summarized. The availability of all GMDSS components, including distress 

alerting, Maritime Safety Information and general communication is shown 

in the article. 

Keywords: LES – Land Earth Station, SES – Ship Earth Station, NCS 

– Network Coordination Station, OCC – Operational Control Centre 

Szanowni Autorzy, 

zgodnie z zaleceniem Ministerstwa Nauki i Szkolnictwa Wyższego 

przedstawiamy procedurę przeciwdziałania przypadkom 

ghostwriting i guest authorship. 

Definicje 

– ghostwriting – przypadek, gdy ktoś wniósł istotny wkład 

w powstanie publikacji, bez ujawnienia swojego udziału jako jeden 

z autorów lub bez wymienienia jego roli w podziękowaniach 

zamieszczonych w publikacji, 

– guest authorship (honorary authorship) – przypadek, 

gdy udział autora jest znikomy lub w ogóle nie miał miejsca, 

a pomimo to jest autorem/współautorem publikacji. 

Działania mające na celu przeciwdziałanie powyższym 

przypadkom (zgodnie z zaleceniami Ministerstwa Nauki i Szkolnictwa 

Wyższego) są następujące: 

● Redakcja wymaga od autorów publikacji ujawnienia wkładu 

poszczególnych autorów w powstanie publikacji (z podaniem 

ich afiliacji oraz kontrybucji, tj. informacji kto jest autorem koncepcji, 

założeń, metod, protokołu itp. wykorzystywanych przy 

przygotowaniu publikacji), przy czym główną odpowiedzialność 

ponosi autor zgłaszający manuskrypt. 

● Redakcja wyjaśnia w „Informacji dla autorów”, że ghostwriting 

i guest authorship są przejawem nierzetelności 

naukowej, a wszelkie wykryte przypadki będą demaskowane, 

włącznie z powiadomieniem odpowiednich podmiotów (instytucje 

zatrudniające autorów, towarzystwa naukowe, stowarzyszenia 

edytorów naukowych itp.). 

● Redakcja wymaga informacji o źródłach finansowania 

publikacji, wkładzie instytucji naukowo-badawczych, stowarzyszeń 

i innych podmiotów (financial disclosure). 

● Redakcja dokumentuje wszelkie przejawy nierzetelności 

naukowej, zwłaszcza łamania i naruszania zasad etyki obowiązujących 

w nauce. 

* * * 

W związku ze zmianami dotyczącymi oceny parametrycznej 

czasopism, Ministerstwo Nauki i Szkolnictwa Wyższego wprowadziło 

następujące kryteria oceny publikacji: 

1. Oryginalność 

– czy artykuł zawiera nowości w zakresie prezentowanej tematyki 

– czy wnosi wkład w stan wiedzy 

– czy odpowiada poziomowi merytorycznemu czasopisma 

– czy opisywane zagadnienia są istotne dla rozwoju nauki 

lub zastosowań praktycznych 

2. Układ 

– czy artykuł prezentuje logiczny układ treści i jasność wywodu 

a) Tytuł: czy odpowiada treści artykułu 

b) Streszczenie: czy odzwierciedla treść artykułu 

c) Wprowadzenie: czy opisuje co autor zamierzał osiągnąć 

i jasno przedstawia zagadnienia poruszane w artykule (zwykle 

wprowadzenie powinno zawierać przegląd literatury dotyczącej 

danego tematu, opis eksperymentu, hipotezy, ogólny plan eksperymentu 

lub stosowanych metod), 

d) Metody badań: czy autor dokładnie wyjaśnia w jaki sposób 

otrzymał wyniki Czy metody badań są odpowiednio dobrane, 

jeśli metody są nowe, to czy są dokładnie opisane, czy autor 

wystarczająco dokładnie opisał sposób wykonywania badań/pomiarów 

e) Wyniki: czy autor w logiczny i jasny sposób wyjaśnia co 

stwierdził w wyniku przeprowadzonych badań, czy dokonał 

prawidłowej analizy wyników 

f) Podsumowanie/Wnioski: czy zamieszczone stwierdzenia/wnioski 

są poparte wynikami badań, czy autor wykazał jak 

wyniki odnoszą się do oczekiwań i wcześniejszych badań, czy 

wyniki badań potwierdzają czy zaprzeczają wcześniejszym teoriom 

g) Rysunki i tabele: czy zamieszczone rysunki i tabele jasno 

ilustrują wyniki badań i czy są zrozumiałe dla czytelnika, czy 

są istotne dla zilustrowania treści artykułu 

3. Wcześniejsze badania 

– jeśli artykuł zawiera wcześniejsze wyniki badań, to czy zamieszczono 

odpowiednie odnośniki literaturowe 

4. Zagadnienia etyczne 

– Plagiat: czy artykuł nie jest kopią innej pracy 

Elektronika 11/2012 11

Mach-Zehnder non-zero chirp intensity modulator static 

characteristics parameters estimation based on intensity data 

(Estymacja parametrów charakterystyki statycznej modulatora 


pomiarów mocy optycznej) 

dr Zbigniew LACH, Lublin University of Technology, Institute of Electronics and Information Technology 

The fundamental concept for the on-off keying signaling (OOK) 

signaling in optical lines is to modulate intensity of an optical 

signal in the binary manner and then to use direct detection 

in a receiver to recover transmitted data. Optical phase is 

relevant in detection of an OOK signal. However, any phase 

modulation accompanying the intensity modulation affects the 

shape of the received signal if it is propagated through a dispersive 

medium, hence influences quality of reception. Such 

phase variations produced by an intensity modulator can result 

from imperfection of fabrication which exists even in modulators 

claimed to be zero-chirp, or can be the effect of the nonzero-chirp 

design [1, 6] which aims at compensation of some 

defined amount of chromatic dispersion to be encountered in 

an optical link. It is usually sufficient to know chirp parameter of 

the modulator in order to be able to calculate effects of optical 

field distortions exerted by interaction of phase variations and 

chromatic dispersion of a fiber for a typical shape of an optical 

pulse. This may not be the case in optical link measurements 

in which parameters of interest are estimated on the basis of 

fitting the shape of a photodetected signal to it’s “exact” model. 

In this case complete knowledge on how modulating signal is 

transformed to optical field, i.e. on static characteristics of the 

modulator, is indispensable. On such occasion the modulator 

characteristics shall be learned from some extra measurements, 

possibly while the component is “in-service”, before the 

measurements of interest are performed. Taking into account 

the non-coherent OOK context an appropriate measurement 

method shall not resort to coherent ones and retrieve phase 

from intensity data instead. 

In the following parameters that describe a static characteristics 

of a Mach-Zehnder intensity modulator and a method for their 

estimation from a collection of intensity samples are proposed. 

The practical value of the parameters and of the method is examined 

in laboratory experiments. 

Parameters of input-output static characteristics 

of a Mach-Zehnder intensity modulator 

It will be easier to show possible sources of imperfection in a single 

drive Mach-Zehnder intensity modulator analysing first the more 

general dual drive structure. A typical dual-drive Mach-Zehnder 

modulator is schematically depicted in the Fig. 1 [2]. 

The two arms are independently controlled via electrodes by 

V A 

and V B 

voltage signals. V A0 

and V B0 

provide biasing which shall 

maintain the two arms in quadrature. Let V A0 

be a voltage providing 

Ľπ phase shift in an upper arm. Ideally optical power is equally 

split between the arms, V B 

=-V A 

=-V i 

(t) and V B0 

=-V A0 

which ensures 

that the modulator does not exhibit spurious phase modulation. 

In this ideal case the modulator is zero-chirp and is reduced to 

the single-drive type. The ideal input-output static relation for the 

single drive modulator is given by [3]: 

(1) 

where: V i 

(t) is a control signal, E o 

(t) is an optical field and, K is an 

arm responsitivity (voltage-to-phase conversion coefficient). Taking 

into account possible imperfections the generalized version of 

the relation in (1) can be expressed by [5]: 

(2) 

which defines the general static characteristics of a Mach-Zehnder 

modulator. It shall be observed that (2) is a mapping from real valued 

control voltage V i 

(t) to complex valued (envelope and phase) 

optical field. In particular, from (2) it flows that intensity of an optical 

field can be expressed as: 

(3) 

The presence of a phase modulation at the output of the modulator 

means that no longer it is zero-chirp. 

The following four parameters in (2) characterize the imperfection 

of the input-output static characteristics of a Mach-Zehnder 

intensity modulator: α – is related to power split between arms 

Fig. 1. A general schematic of a Mach-Zehnder modulator [2] 

Rys. 1. Ogólny schemat modulatora Mach-Zehndera [2] 

Fig. 2. The measurement set-up for measuring parameters of a static 

characteristics of a Mach-Zehnder intensity modulator 

Rys. 2. Układ pomiarowy do pomiaru parametrów charakterystyki 

statycznej modulatora amplitudowego Mach-Zehndera 

12 


(sin 2 (α) and cos 2 (α) correspond to the portion of power injected to 

the respective arm), V 0 

– is build-in internal bias common for both 

arms (it explains a shift of the input-output characteristics along 

the voltage axis), δ K 

– represents relative mismatch between 

responsitivities to the control voltage of the two arms, δ 0 

– represents 

relative mismatch of the two arms between the build-in 

internal bias. 

The four above parameters together with the responsitivity K 

completely parametrize the input-output static characteristics of a 

Mach-Zehnder modulator. Given the values of the parameters the 

intensity modulation and associating phase modulation can be 

determined from control signal V i 

(t). 

Measurement set-up 

The goal is to determine the five parameters defined the from 

measurements of an intensity at modulator output performed with 

no access to modulator input (control signal is unknown). This 

can be a typical scenario in “in-service” monitoring of an optical 

line. For the goal to be achieved the output intensity data alone is 

not sufficient and information on the output phase shall be gained 

from measurements. Inspection of (3) helps to explain this fact. 

The expressions K (2 + δ K 

) and (2 + δ 0 

)V 0 

each can be replaced 

there by a single parameter, say a = K (2 + δ K 

) and b = (2 + δ 0 

)V 0 

. 

Even if a and b were determined from intensity measurements using 

the relation (3), the component coefficients: K, δ K 

, δ 0 

, V 0 

could 

not, unless there were additional independent information. This 

information can be sourced only from phase data. While interferometric 

measurements in direct detection systems can suffer 

from effects of limited coherency due to the light sources used as 

well as from permanent modulation in “in-service” links an indirect 

determination of phase based on instantaneous frequency to intensity 

conversion can be the method of choice. 

The measurement set corresponding to the considered method 

is depicted in the Fig. 2. The modulator under investigation is 

fed by an unknown binary data signal to be transported over an 

optical line. A portion of the output field is dropped to the measurement 

set where it is further equally split into two paths: a direct 

one, where optical intensity is sampled “as it is” at the output 

of the modulator and, a path where the optical field passes a component 

with known chromatic dispersion (CD), before it’s intensity 

is sampled. The dynamics of phase changes in the latter path in 

combination with chromatic dispersion results in distortions of intensity 

with respect to the direct path. This effect allows to capture 

the required phase data. The two sequences of intensity samples 

are recorded and passed to a computer in order to calculate the 

parameters of interest. The calculation algorithm uses a model of 

intensity data in both paths. The estimated values of the parameters 

of interest correspond to that model which fits the best to 

the recorded data. 

Calculations of a modulator parameters from 

intensity data 

The algorithm assumes that uncertainty of measurements (noise) 

in the direct path can be neglected. The validity of this assumption, 

at least in the experiments made by the author, can be 

backed by measurement data presented in the next section. In 

addition, the control signal V i 

(t) is not allowed to leave the scope 

where the relation (3) is bijective. This in turn is a typical case for 

system designers normally avoid intensity distortions in a modulator 

which distortions would otherwise occur. Consideration of the 

more general case exceeds the scope of this paper. 

Upon the above assumptions, the relation (3) could be inverted, 

if the parameters were known: 

 

(4) 

where: I 1 

(t) is the intensity recorded in the direct path normalized 

to it’s maximum. This through (2) could allow to know the magnitude 

and phase of the optical field at the output of the modulator 

(the complex envelope ) and then to calculate intensity in 

the lower arm after the field had propagated the component with 

known chromatic dispersion: 

(5) 

where h(t) is the complex impulse of the CD component (optical 

loss was omitted for presentation simplicity): 

(6) 

with ω g 

related to the dispersion D: 

(7) 

In (7), λ is the optical carrier wavelength and c is the light velocity 

in vacuum. The tildas over V i 

(t), E o 

(t) and I 2 

(t) in (4)–(7) differentiate 

the calculated values from the measured ones (unmarked). 

It is allowed that I 2 

(t) differs from due to measurement 

noise. The lower path presents greater attenuation than the upper 

one in the result of inclusion of an additional component. Then 

the I 2 

(t) recordings are more susceptible to instrument noise than 

those of I 1 

(t). 

The formulas (4), (2), (5), (6) and (7) constitute the mathematical 

model allowing to calculate samples of the intensity in 

the lower path of the measurement set from the corresponding 

samples measured in the direct path, provided the modulator 

static characteristics parameters are known, i.e. allowing to formulate 

the forward problem. In order to solve the inverse problem 

a least-squares method is proposed. According to the method the 

estimated values of the parameters 

minimize (in the space of the parameters) the distance between 

the sequence of sample values of intensity I 2 

(t) obtained from 

measurements and those calculated from the model: 

(8) 

In the above formula t n 

is the sequence of sampling instances 

while N is the total number of samples used in calculations. A 

global search algorithm is necessary, for the model is nonlinear 

and local minima are likely. If the instrument noise is Gaussian 

and dominant minimum of can be found the estimate is 

optimum in the sense of likelihood. 

Experiments 

To verify practical value of the parameters and the method of 

their estimation a laboratory model of the proposed measurement 

set was arranged and two experiments were carried. In 

the first one the parameters of the static characteristics of the 

modulator under investigation were estimated. In the second 

experiment the estimated data was used as an input for estimation 

of chromatic dispersion in some test links. The result of this 

estimation was compared against the known dispersion values 

of the tested links. 

The model was built of the LeCroy 100G optical sampling 

oscilloscope which performed the photodetecting, sampling and 

recording functions and a length of standard single mode fibre 

which emulated a component of a defined chromatic dispersion. 

The modulator under investigation was the JDSU X5 single 

drive 10Gbps Mach-Zehnder intensity modulator. Although the 

modulator is zero-chirp according to the catalogue data apparent 

presence of some residual phase modulation was revealed 

in measurements for the modulator under test. Pseudorandom 

(PRBS-7) data generated by the oscilloscope was used to modulate 

light from standard telecom WDM source. Output power was 

approximately 500 μW. 


Fig. 3. Recorded intensity waveforms in the measurement 

set; red – direct (upper) path, blue 

– lower path 

Rys. 3. Zarejestrowane w układzie pomiarowym 

przebiegi mocy optycznej; czerwony – tor bezpośredni 

(górny), niebieski – tor dolny 

Tabl. 1. Estimated parameters of the static characteristics of the single 

drive Mach-Zehnder intensity modulator 

Tab. 1. Estymowane wartości parametrów charakterystyki statycznej modulatora 

amplitudowego Mach-Zehndera typu single drive 

14 

Lower arm dispersion 

[ps/nm] 

K 

[rad/V] 

V 0 

[V] 

δ K 

[-] 

δ 0 

[-] 

α 

[-] 

385 1.0 0.1 0.4 0.0 0.86 

549 1.0 0.1 0.4 0.0 0.86 

874 1.0 0.1 0.4 0.0 0.83 

An example of recorded waveforms in the two paths of the 

measurement set is given in the Fig. 3. The visible temporal evolution 

of the signals in the on- and off-states was not attributed 

to the presence of noise but to the dynamics of the modulating 

signal. This conclusion was drawn from the observation (not evidenced 

in the Fig. 3 due to space limitation) that within each I 1 

(t n 

) 

and I 2 

(t n 

) sequences the signals representing the same data subsequences 

were repeatable, i.e. instrument noise was negligible. 

The recorded data was off-line processed in a computer. 2048 

samples were acquired which corresponded to 128 bits. A hybrid 

genetic search algorithm (random search plus local climb) was adopted 

for the global minimization task. There were 50 genes in each 

generation. Every solution, as coded by a corresponding gene, was 

locally optimized with the use of the quasi-Newton method before 

crossing and mutation were applied. The crossing rule and mutation 

probability and mutation strength parameters were fixed through all 

generations. After 10 generations the result was selected from the 

50 candidates based on the minimum distance . 

The calculations were performed on a personal computer with 

2.8 GHz four core i7 processor. A single estimation run took approximately 

90 minutes. While this may seem unsatisfactory in many application 

scenarios one shall note that evolutionary algorithms are 

ideally suited for parallel processing. With recent advances in this 

technique [4] the processing time can drop to acceptable limits. 

The method was tested with three lengths of standard single 

mode fibre as emulators of a component with known chromatic 

dispersion: +382 ps/nm, +546 ps/nm and +874 ps/nm, respectively. 

The results of the least-squares estimation of the parameters 

of the modulator’s static characteristic are presented in the 

Tabl 1. with precision up to one decimal position. The estimated 

values showed reasonable repeatability irrespective of the CD 

value used (at least in the investigated range). 

In order to check applicability of the parametrization of the inputoutput 

characteristics of a Mach-Zehder modulator the estimated 

values of the parameters were used in estimation of an optical 

link chromatic dispersion from intensity data. In this experiment 

the link under investigation was being located in the place of the 

CD component in the measurement set from the Fig. 2. The I 1 

(t n 

) 

and I 2 

(t n 

) waveforms were recorded and off-line processed like in 

the previous experiment. That time however, in the global minimization 

algorithm the parameters of the modulator were kept constant 

at the values estimated in the first experiment while the CD 

value was searched for that minimizing the distance between the 

sequence of intensity samples I 2 

(t n 

) obtained from measurements 

and those calculated from the model. This experiment was performed 

for four lengths of standard single mode fibre 6.5 km, 12.5 

km, 23.5 km and, 33.5 km which corresponded to +107 ps/nm, 

+205ps/nm, +385 ps/nm, +549 ps/nm. The results of the estimation 

are shown in the Tabl. 2. 

Tabl. 2. Estimated chromatic dispersion of a link under test compared to 

values calculated from catalogue data 

Tab. 2. Estymowane wartości dyspersji chromatycznej testowanego łącza 

w zestawieniu z wartościami obliczonymi z danych katalogowych 

Fibre length 

[km] 

Estimated CD 

[ps/nm] 

Catalogue CD 

[ps/nm] 

6.5 103 107 

12.5 185 205 

23.5 390 385 

33.5 571 549 

The estimated values of chromatic dispersion showed consistency 

with the catalogue data for the four lengths of fibre in 

the test. The relative error was less than 4%. This supports the 

usefulness of the parametrization of the static characteristic of a 

Mach-Zehnder intensity modulator and possibility to estimate the 

parameters from intensity data. 

Conclusions 

Intensity data can be used to estimate parameters of an inputoutput 

static (real-to-complex) characteristics of a Mach-Zehnder 

non-zero chirp intensity modulator while it is “in-service”. The 

lacking phase information can be retrieved from intensity samples 

with the use of a model of frequency-to-intensity conversion in a 

known CD component. The respective measurement set is relatively 

easy to implement and uses techniques that are standard 

in direct detection optical communication. The parameter estimation 

task is let to a computer and involves global minimization 

which can be performed by an evolutionary algorithm. Once the 

parameters’ values had been found acquiring samples of output 

intensity is sufficient to estimate CD of an OOK optical link. 

References 

[1] André P., Pinto J.: Optimising the Operation Characteristics of a LiNbO3 

based Mach-Zehnder Modulator for 10 Gbit/s Lightwave Systems, 

Journal of Optical Communication, Vol. 22, (2001). 

[2] Ho K., Cuei H.: Generation of Arbitrary Quadrature Signals Using 

One Dual-Drive Modulator, Journal of Lightwave Technology, Vol. 23, 

No. 2, (2005). 

[3] Kim H., Gnauck A.: Chirp Characteristics of Dual-Drive Mach–Zehnder 

Modulator With a Finite DC Extinction Ratio, IEEE Photonics 

Technology Letters, Vol. 14, No 3, (2002). 

[4] Kołodziejczyk J., Tomaszewska A.: Fast implementation of multi-population 

(1+1)-ES, Elektronika (XLVIII), No. 7, (2007). 

[5] Shangyuan L., Xiaoping Z., Hanyi Z., Bingkun Z.: Highly Linear Radio-Over-Fiber 

System Incorporating a Single-Drive Dual-Parallel 

Mach–Zehnder Modulator, IEEE Photonics Technology Letters, Vol 

22, No 24 (2010). 

[6] Yuxin W., Yong Z., Jianyi Y., Minghua W., Xiaoqing J.: Chirp Characteristics 

of Silicon Mach–Zehnder Modulator Under Small-Signal 

Modulation, Journal of Lightwave Technology, Vol. 29, No. 7, (2011). 


Simulation of magnetically controlled elements 

for optoelectronic systems on the basis of liquid crystals 

(Symulacja magnetycznie sterowanych elementów optoelektronicznych 

wykorzystujących ciekłe kryształy) 

prof. dr hab. inż. Zenon HOTRA 1,2 , dr hab. inż. Andriy FECHAN 2 , 

dr inż. Orest SUSHYNSKYY 2 , dr inż. Olga SHYMCHYSHYN 2 , mgr Ostap CHABAN 2 

1 

Rzeszow University of Technology, 2 Lviv Polytechnic National University, Lviv, Ukraine 

One of the possible ways of cost reduction of optical networking 

is the use of multimode optical fibers. However, their application 

is significantly restricted by dispersion phenomena that lead to 

distortion of information transmission in telecommunication fiber 

networks. In addition, in fiber networks there is an issue of coordination 

of connection in fiber systems [1, 3]. One of possible solutions 

of these problems is the application of phase compensators 

which can reduce the effect of dispersion phenomena. 

Molecular models 

In this work we review the possibility of development of magnetically 

controlled cells on the basis of liquid crystals for optical fiber 

systems. Magnetically controlled liquid crystalline element is 

alight guide with a radial distribution of the director profile. The 

application of an external magnetic field with a magnetic induction 

vector directed along the axis of the fiber leads to the formation 

in the center of the coaxial liquid crystalline fiber an are a with 

distribution of liquid crystal director field in the direction of applied 

magnetic field. 

In order to analyze the possibility of the development of LC 

structure with necessary characteristics there was carried out 

a computer simulation of molecular models by the means of GB- 

MOLDD software [4]. Molecular models considered in classicalmechanical 

level and are described by force fields. Bounding interactions 

in the molecule as a following form [2]: 

E 

bon 

m 

= 

+ 

n 

b 

∑ 

i 

= 

1 

n 

z 

∑ 

i 

= 

1 

1 

k 

2 

1 

k 

2 

( 

b 

) 

i 

( 

z 

) 

i 

where, n b 

– number of bounds, n a 

– number of corners, n z 

– number 

of additional corners at the end of molecule m where mesogen 

groups are attached. l i 

, θ i 

, ζ i 

– index of these values, l i 

(0) 

, θ i 

(0) 

, ζ i 

(0) 

– their equilibrium values. Elastic coefficients of harmonic forces 

– k i 

(b) 

, k i 

(a) 

and k i 

(z) 

. ζ i 

is measured as an angle between long and 

axis of a mesogen and a bound between its center and a next LJ 

pseudoatom. The effect of the surface is defined by an equation: 

where e r – the vector of initial orientation; S r – the rotation vector 

with respect to the normal; Z – the thickness of a layer; l d 

– penetration 

length. 

Simulation results 

( 

l 

− 

l 

i 

( 

ζ 

i 

(0) 

2 

i 

− 

ζ 

sl 

) 

+ 

(0) 

i 

a 

∑ 

i 

= 

1 

n 

2 

t 

∑ 

Software tool GBMOLDD provides an ability to obtain the distribution 

of director field in capillary, and thus the value of the order 

parameter which is directly related to the value of refractive index 

in pseudolayer. During the computer simulation we considered 

a rectangular area of a capillary with an axis of capillary in 

the middle of this area. An external magnetic field was applied 

in the direction parallel to the axis of capillary. The liquid crystal 

molecule in the model has a ratio of diameter to length of 1:3. 

The order parameter of the system was 0.5, which correspond to 

n 

) 

+ 

1 

k 

2 

i 

= 

1 

r 

r 

2 

V 

= − 

f 

( 

e 

⋅ 

S 

) 

e 

( 

a 

) 

i 

U 

Z 

− 

l 

d 

( 

θ 

i 

( 

tors 

) 

i 

− 

θ 

) 

+ 

(0) 

2 

i 

nematic mesophase of simulated liquid crystal. Fig. 1 shows the 

initial homeotropic nematic texture, nematic texture in applied external 

magnetic field as well as nematic texture in applied external 

magnetic field of maximum magnitude. The maximum magnitude 

of external magnetic field was chosen below the value which destroys 

gradient distribution of refractive index in capillary. 

a) b) c) 

Fig. 1. Simulated initial homeotropic nematic texture (a), nematic texture 

in applied external magnetic field (b), nematic texture in applied 

external magnetic field of maximum magnitude (c) 

Rys. 1. Symulowana początkowa nematyczna tekstura homeotropowa 

(a), nematyczna tekstura w zewnętrznym polu magnetycznym (b), 

nematyczna tekstura w zewnętrznym polu magnetycznym o maksymalnym 

natężeniu (c) 

The simulation of director field deformation show that the application 

of magnetic field at first leads to a small deformation 

director field and then causes reorientation of the central part of 

a liquid crystal layer. Further increase of applied field leads to the 

expansion of reoriented area. The way of the change of refractive 

index in the transitional region and the thickness of near-surface 

homeotropicly aligned layer is defined by the ratio of surface anchoring 

forces and elastic properties of LC material, which enables 

to change the distribution of refractive index profile from 

stepped to gradient. 

The experimental investigation of the process of light propagation 

in LC structures with magnetically controlled distribution of 

refractive index is difficult to carry out because of a number of 

methodological aspects. For example, the way of introduction of 

radiation into a LC layer as well as difficulties of stabilization of the 

structure near liquid crystal – air interface significantly affect the 

reproducibility of experimental results. Thus, before the beginning 

of actual experiment we have carried out a computer simulation of 

light propagation in such structures. Computer simulation of light 

propagation in LC capillaries with a nonlinear way of distribution 

of the refractive index was performed by the means of specialized 

software product Zemax [5, 6]. Zemax − is software which is widely 

used for optical simulations. However, a standard set of optical 

media in this software does not provide materials with a varying 

refractive index. In order to be able to define the distribution of 


a) 

b) 

c) 

Fig. 2. Calculated distributions of the refractive index for different values of the applied magnetic field distribution and distribution of the 

intensity of light beam at the out put of a gradient light guide: a)initial homeotropic orientation b) B = Bmin – deformation threshold of initial 

homeotropic texture c) the maximum value of magnetic field 

Rys. 2. Rozkłady współczynnika załamania wyznaczone symulacyjnie dla różnych wartości rozkładu pola magnetycznego oraz rozkłady 

natężenia światła na wyjściu światłowodu gradientowego: a) orientacja początkowa, b) B = Bmin – próg deformacji tekstury początkowej, 

c) maksymalna wartość natężenia pola magnetycznego 

the refractive index in liquid crystal Dynamic Link Libraries (DLL) 

which describe the distribution function for the described below 

cases were created. 

The initial parameters for the simulation were distributions of 

refractive index in the layer of LC obtained with above described 

computer simulation. We consider the propagation of light in 

a gradient light guide with a different refractive index profile by 

the expression: 

2 

2 

r 

q 

n 

( 

r 

) 

= 

n 

1 

[1 

− 

2 

∆ 

( 

) 

], 

r 

< 

a 

a 

2 

2 

2 

n 

( 

r 

) 

= 

n 

[1 

− 

2 

∆ 

] 

= 

n 

, 

r 

≥ 

a 

Simulation results are presented in Fig. 2. At the beginning we 

considered light propagation in initially homeotropic nematic texture 

confined by a glass with a smaller refractive index (n LC 

= 1.6, 

n Glass 

= 1.5) without the application of external electric field. In this 

case the structure of capillary with a LC core is stepped light guide. 

In such a structure the beam of light propagates straight within the 

layer of LC and is reflected from the glass-LC interface. 

16 

1 

0 

Figures 2 shows distributions of the refractive index in LC capillary 

in the direction perpendicular to the direction of light propagation, 

as well as distribution and intensity of light beam at the 

output of gradient light guide for different values of applied field (0 

on the horizontal axis corresponds to the axis of LC capillary). It is 

shown that with the increase of applied magnetic field the gradient 

light guide changes the refractive index profile, which shape 

is approaching to the Gaussian distribution. During this the trajectory 

of beams is changing form broken lines to sinusoidal. 

At the out put of a gradient light guide with a refractive index 

profile close to the Gaussian distribution the growth of focusing 

action of fiber is observed. Thus, the obtained structure is alight 

guide formed directly in the LC capillary, and the magnitude of the 

applied magnetic field allows changing the mode composition of 

radiation, which propagates in this structure. 

However, for more accurate results an additional deformation 

of director field, caused by influence of cylindrical confining surface 

should be considered, which is our next task. 


Conclusion 

The possibility of development of magnetically controlled structure 

on the basis of liquid crystals for optical fiber systems are 

established. By mens of specialized software product GBMOLDD 

the distribution of refractive index in capillary with initial homeotropic 

nematic texture and with applied external magnetic field of 

maximum magnitude are simulaled. Computer simulation of light 

propagation in LC capillaries with a nonlinear way of distribution 

of the refractive index was performed by the means of specialized 

software product Zemax. 

References 

[1] Hotra Z. at all: The field stabilization of optic-active medium of harmful 

substances sensors, Elektronika, 2010, nr 6, s. 162–163. 

[2] Israelachvili J.: Intermolecular and surface forces, San Diego: Academic 

Press, 1992. 

[3] Kaminow Ivan P., Tingye Li, Willner Alan E.: Optical Fiber Telecommunications 

B: Systems and Networks: London, Academic Press., 

2008. 

[4] Mykytyuk Z.M. at all.: Forming the profile of the refractive index of 

liquid crystal layer, 1-st National Scientific Conference “Physical and 

technological problems of radio devices, telecommunication, nanoand 

microelectronics”, 13–15 October, 2011, Chernivtsi, Ukraine., 

p. 127–130. 

[5] Mykytyuk Z.M. at all.: Simulation of light propagation process in 

glass-cholesteric liquid crystal-glass structure. Issue of Lviv Polytechnic 

National University “Physical-Mathematical Sciences”, No. 3, 

2011, p. 1–6. 

[6] Mykytyuk Z. at all.: The Current Phenomenon In The Indium-Tin Oxide-Alignment 

Layer-Liquid Crystal Structure, Acta Physica Polonica, 

Vol. 117, No. 1, 2010, p. 248–250. 

Charakteryzacja światłowodowych siatek Bragga metodą 

reflektometrii optycznej w dziedzinie częstotliwości 

dr inż. Tomasz OSUCH 1, 2 , doc. dr inż. Kazimierz JĘDRZEJEWSKI 1 , dr inż. Lech LEWANDOWSKI 1 , 

mgr inż. Krzysztof Anders 3 , mgr inż. Paweł GDULA 2,3 , dr inż. Ryszard PIRAMIDOWICZ 3 

1 

Politechnika Warszawska, Instytut Systemów Elektronicznych, Wydział Elektroniki i Technik Informacyjnych , 

2 

Instytut Łączności – Państwowy Instytut Badawczy, Warszawa 

3 

Politechnika Warszawska, Instytut Mikroelektroniki i Optoelektroniki, Wydział Elektroniki i Technik Informacyjnych 

Jedną z najbardziej popularnych technik pomiaru charakterystyk 

spektralnych komponentów światłowodowych jest metoda z użyciem 

przestrajalnego bądź szerokopasmowego źródła oraz optycznego 

analizatora widma. Jednakże nie jest to jedyny sposób 

pomiaru parametrów widmowych podzespołów światłowodowych, 

np. światrłowodowych siatek Bragga. Istnieją bowiem techniki reflektometryczne 

takie jak OLCR (ang. Optical Low-Coherent Reflectometry) 

lub wykorzystywana w reflektometrach optycznych 

wysokiej rozdzielczości metoda OFDR (ang. Optical Frequency 

Domain Reflectometry) [1, 2]. W artykule przedstawiono wyniki 

badań nad zastosowaniem i ograniczeniami metody OFDR w pomiarach 

siatek Bragga. 

Eksperyment 

Wszystkie badane siatki wykonano na włóknach światłowodowych 

poddawanych wcześniej procesowi wodorowania w temperaturze 

pokojowej pod ciśnieniem rzędu 120 bar. Do nanoszenia 

siatek wykorzystano metodę skanowania maski fazowej [3]. Siatki 

wykonano na następujących światłowodach: 

a) cztery 3…4,5 dB siatki o zbliżonej długości fali Bragga ok. 

1535 nm (wynikającej z użytej maski fazowej o okresie 

1061 nm), naniesione na jednym odcinku standardowego 

światłowodu jednomodowego, 

b) siatka Bragga na światłowodzie utrzymującym polaryzację 

typu PANDA, 

c) siatka skośna o kącie skosu ok. 4 0 wykonana na standardowym 

jednomodowym światłowodzie telekomunikacyjnym, 

d) siatka Bragga na stożku przewężenia wykonanego ze standardowego 

światłowodu jednomodowego. 

Siatki mierzone były na układach pomiarowych przedstawionych 

na rys. 1. W stanowiskach z rys. 1a i 1b wykorzystano jako 

szerokopasmowe źródło światła (BBS) diodę superluminescencyjną 

o zakresie spektralnym rzędu 1500…1560 nm oraz optyczny 

analizator widma (OSA) o rozdzielczości spektralnej 10 pm. 

W układzie do pomiaru widma odbitego dodatkowo zastosowano 

cyrkulator optyczny trójportowy (rys. 1b). Z kolei w stanowisku 

z rys. 1c) OBR (ang. Optical Backscatter Reflectometer) jest to 

precyzyjny reflektometr o rozdzielczości pomiaru dystansu 10 µm, 

dynamice 90 dB oraz zakresie pomiarowym do 2 km wykorzystujący 

metodę pomiaru OFDR. 

Rys. 1. Schematy stanowisk do pomiaru charakterystyk spektralnych 

siatek Bragga z użyciem szerokopasmowego źródła (BBS) oraz 

optycznego analizatora widma (OSA) w układzie a) transmisyjnym, 

b) odbiciowym oraz c) układ z wykorzystaniem precyzyjnego reflektometru 

optycznego (OBR) 

Fig. 1. Setups for measurement spectral characteristics of fiber Bragg 

gratings using broadband source (BBS) and optical spectrum analyzer 

(OSA) in a) transmission and b) reflective regime as well as c) setup 

with using high precision optical backscatter reflectometer (OBR) 

Wyniki 

Szeregowe połączenie siatek o podobnej długości 

fali Bragga 

W przypadku szeregowego połączenia czterech siatek Bragga 

o podobnych charakterystykach spektralnych, widmo zmierzone 

w układach 1a oraz 1b przedstawiono na rys. 2a oraz 2b. 

W wyniku nałożenia się widm od poszczególnych siatek o podobnych 

długościach fali Bragga, wynikowa charakterystyka przypomina 

widmo siatki z przesunięciem fazowym i nie daje możliwości 

wyselekcjonowania charakterystyk poszczególnych siatek. 

W przypadku pomiarów szeregu siatek metodą OFDR przy 

użyciu reflektometru optycznego wysokiej rozdzielczości, istnieje 

możliwość wyznaczenia charakterystyk spektralnych poszczególnych 

elementów braggowskich. Jednakże, jedynie charakterystyka 

pierwszej siatki od strony przyrządu pomiarowego (OBR) (rys. 4) 

posiada niemalże identyczne kształt jak zmierzona w układzie 


Rys. 2. Charakterystyki spektralne: a) transmisyjna i b) odbiciowa czterech siatek połączonych szeregowo o podobnej długości fali zmierzone 

w przy pomocy szerokopasmowego źródła oraz optycznego analizatora widma 

Fig. 2. Spectral: a) transmission and b) reflectance characteristics of series of four Bragg gratings with similar Bragg wavelengths, measured 

using broadband source and optical spectrum analyzer 

Rys. 3. Charakterystyka spektralna odbiciowa pierwszej z szeregu 

czterech siatek Bragga zmierzona przy użyciu OSA oraz BBS (układ 

z rys. 1b) 

Fig. 3. Spectral (reflectance) characteristic of the first of the four fiber 

Bragg gratings measured using OSA and BBS (setup from Fig. 1b) 

z rys. 1b (rys. 3). Różnica jest jedynie zauważalna w przypadku 

niewielkich poziomów mocy odbitej, gdzie uwidacznia się przewaga 

metody OFDR, w której uzyskuje się lepszą dynamikę pomiaru 

w porównaniu zastosowania układu z optycznym analizatorem 

widma, źródłem szerokopasmowym i cyrkulatorem optycznym. 

Ograniczenie metody reflektometrycznej związane jest z odbiciami 

wstecznymi od połączeń w układzie pomiarowym (m.in. na 

połączeniach cyrkulatora optycznego ze źródłem szerokopasmowym 

oraz optycznym analizatorem widma i siatką Bragga). 

Dla porównania, na rysunku 5 przedstawiono charakterystykę 

spektralną odbiciową tej samej siatki, jednakże przy odwrotnym 

podłączeniu włókna do OBR (jako ostatnia z szeregu czterech). 

W tym przypadku zauważalne stają różnice w widmie w porównaniu 

z charakterystykami z rysunków 3 i 4, szczególnie w obszarze 

Rys. 4. Charakterystyka spektralna odbiciowa pierwszej z szeregu czterech siatek Bragga zmierzona metodą OFDR przy użyciu OBR (układ z rys. 1c) 

Fig. 4. Spectral (reflectance) characteristic of the first of the four fiber Bragg gratings measured using OBR and OFDR method (setup from Fig. 1c) 

Rys. 5. Charakterystyka spektralna odbiciowa tej samej siatki co na rys. 4 oraz 5 przy odwrotnym podłączeniu włókna do OBR (układ z rys. 1c) 

Fig. 5. Spectral (reflectance) characteristic of the same grating as in Fig. 4 and 5 when OBR is connected to the other end of the optical fiber 

with the series of four gratings (setup from Fig. 1c) 

18 


piku centralnego oraz pierwszego maksimum bocznego po stronie 

fal dłuższych niż długość fali Bragga. 

Siatka Bragga na światłowodzie dwójłomnym 

Na rysunku 6 pokazano krzywą reflektometryczną odcinka siatki 

Bragga naniesionej na światłowód dwójłomny typu PANDA. Wyznaczoną 

przy pomocy OBR charakterystykę spektralną odbiciową 

siatki przedstawiono na rysunku 7. 

Na krzywej reflektometrycznej widoczne są dwa charakterystyczne 

maksima odpowiadające braggowskim maksimom reflektancji 

w krzywej spektralnej, które z kolei wynikają z różnych 

współczynników załamania światła we włóknie dwójłomnym (dla 

osi szybkiej i wolnej). Prawostronne poszerzenie krzywej reflektometrycznej 

wynika z wielokrotnych odbić od prążków siatki, 

a w konsekwencji opóźnienia fali, która dociera do detektora reflektometru 

OBR. 

Rys. 6. Krzywa reflektometryczna dla siatki na światłowodzie utrzymującym polaryzację zmierzona metodą OFDR przy użyciu OBR 

Fig. 6. Characteristic of backscattered light from fiber Bragg grating written in the polarization maintaining fiber measured using OBR and 

OFDR method 

Rys. 7. Charakterystyka spektralna odbiciowa siatki na światłowodzie utrzymującym polaryzację zmierzona metodą OFDR przy użyciu OBR 

Fig. 7. Spectral reflectance characteristic of fiber Bragg grating written in polarization maintaining optical fiber measured usign OBR and 

OFDR method 

Rys. 8. Krzywa reflektometryczna dla siatki skośnej zmierzona metodą OFDR przy użyciu OBR 

Fig. 8. Characteristic of backscattered light from tilted fiber Bragg grating measured using OBR and OFDR method 


Rys. 9. Krzywe reflektometryczne dla siatki Bragga na przewężeniu światłowodowym zmierzone metodą OFDR przy użyciu OBR wykonane 

przy podłączeniu dwóch różnych końców światłowodu do urządzenia pomiarowego 

Fig. 9. Characteristics of backscattered light from Bragg grating on taper measured using OBR and OFDR method from both ends of optical fiber 

Siatka skośna 

Rysunek 8 zawiera krzywą reflektometryczną siatki skośnej. 

Kształt charakterystyki jest znacząco różny od pozostałych 

przypadków z uwagi na brak poszerzenia od strony większych 

odległości. W konsekwencji długość siatki 15 mm odczytana 

z charakterystyki jest równa rzeczywistej (fizycznej) wielkości 

tego parametru. Brak poszerzenia wynika z nachylenia prążków 

siatki w stosunku do standardowej struktury braggowskiej, dzięki 

czemu nie powstają wielokrotne odbicia, a zatem i dodatkowe 

opóźnienia światła rozproszonego wstecznie i docierającego do 

detektora reflektometru OBR. 

Siatka Bragga na przewężeniu światłowodowym 

W przypadku siatki Bragga wykonanej na przewężeniu światłowodowym 

[4] pomiarów krzywych reflektometrycznych dokonano 

przy podłączeniu każdego z końców włókna do OBR (rys. 9a 

i 9b). Mimo, że obie krzywe posiadają widoczne maksima reflektancji 

(wynikające z odbicia światła od prążków siatki) jak i poszerzenie 

od strony odległości większych od odległości OBR-siatka 

Bragga (efekt Fabry-Perota), to kształty charakterystyk zdecydowanie 

się różnią. Różnica wynika z niesymetryczności badanego 

podzespołu światłowodowego. Po pierwsze, przewężenie nie jest 

symetryczne i długości oraz profile stożków się różnią. Po drugie, 

siatka naniesiona jest na jednym (dłuższym) stożku przewężenia, 

a zatem w zależności od podłączenia światłowodu z siatką do 

OBR, impulsy z reflektometru najpierw napotykają stożek krótki, 

a następnie długi z siatką lub odwrotnie. To z kolei jest przyczyną 

różnic w rozkładzie rozproszenia wstecznego w funkcji odległości, 

a zatem krzywych reflektometrycznych z rys. 9a i 9b. 

Jednakże jedynie z krzywej A można wyznaczyć długość siatki 

Bragga równą 10 mm. Warto zwrócić również uwagę na fakt, że 

20 

z racji efektu chirpu w siatce Bragga na przewężeniu (szersze 

spektrum odbiciowe), należy tak dobrać zakres spektralny pomiaru 

metodą OFDR, aby pokrywał pełen zakres widmowy siatki. 

Podsumowanie 

W artykule zaprezentowano wyniki badań mających na celu porównanie 

dwóch metod pomiaru charakterystyk siatek Bragga, ze 

szczególnym uwzględnieniem ich wad i ograniczeń. Przedstawiono 

możliwość pomiaru przy użyciu metody OFDR widm poszczególnych 

szeregowo połączonych siatek o niemalże identycznym 

zakresie widmowym, na co nie pozwala standardowa technika 

wykorzystująca optyczny analizator widma i źródło przestrajalne 

bądź szerokopasmowe. Ponadto metoda OFDR umożliwia wyznaczenie 

fizycznej długości siatki Bragga dzięki przekształceniu 

i reprezentacji wyników pomiarów w dziedzinie odległości w postaci 

krzywej reflektometrycznej. Technika wykorzystująca metodę 

OFDR okazuję się więc być szczególnie przydatna, gdy konieczne 

jest uzyskanie informacji o położeniu siatki względem końca 

światłowodu, długości siatki oraz charakterystykach widmowych 

siatek stanowiących na przykład rezonator Fabry-Perot’a. 

Literatura 

[1] Derickson D.: Fiber Optic Test and Measurement, Hewlett-Packard 

Company 1998. 

[2] Hui R., O’Sullivan M.: Fiber Optic Measurement Techniques, Elsevier 

Academic Press, 2009. 

[3] Osuch T., Gąsior P., Lewandowski L.: System for modification of exposure 

time in fiber Bragg gratings fabrication with using scanning 

phase mask method, Proc. SPIE, Vol. 5775, 222–226, 2005. 

[4] Tenderenda T., Jędrzejewski K.: Charakterystyki spektralne siatek 

Bragga na przewężeniach światłowodowych poddawanych działaniu 

naprężeń i temperatury, Elektronika – konstrukcje, technologie, zastosowania, 

Vol. 8, 162–166, 2009. 


Światłowodowe skośne siatki Bragga 

doc. dr inż. Kazimierz JĘDRZEJEWSKI 1 , dr inż. Tomasz OSUCH 1,2 , 

dr inż. Lech LEWANDOWSKI 1 , mgr inż. Wiesław JASIEWICZ 1 

1 

Politechnika Warszawska, Instytut Systemów Elektronicznych, Wydział Elektroniki i Technik Informacyjnych 

2 

Instytut Łączności – Państwowy Instytut Badawczy, Warszawa 

W metodzie maski fazowej modyfikację charakterystyk spektralnych 

siatek Bragga uzyskuje się wieloma sposobami. Może 

być to zmiana długości siatki, czasu naświetlania (głębokości 

zmian współczynnika załamania), wprowadzenia chirpu lub 

apodyzacji. W pracy przedstawiono realizację siatek skośnych, 

które obok siatek apodyzowanych i zmienno-okresowych, stanowią 

jeden ze standardowych rodzajów siatek opisywanych 

w dostępnych monografiach [3, 7]. Skośne ustawienie prążków 

interferencyjnych względem osi włókna powoduje znaczącą 

zmianę charakterystyki spektralnej siatek Bragga. Siatki skośne 

maja bardzo rozbudowana charakterystykę transmisyjną po 

stronie niższych od braggowskiej długości fal. Jest to rezultat 

pojawienia się, w wyniku zmian w propagacji sygnału pobudzającego, 

modów radiacyjnych i płaszczowych w kierunkach 

zgodnym lub przeciwnym do kierunku propagacji, które mogą 

zostać odbite, zaabsorbowane lub wypromieniowane. Wraz ze 

wzrostem kąta skosu zjawisko to jest coraz bardziej widoczne, 

a podstawowe minimum braggowskie zanika i jest widoczne 

tylko w pomiarach sygnału odbitego. Zjawisko takie występuje, 

gdy współczynnik załamania otoczenia jest niższy niż szkła np. 

przy pomiarach w powietrzu. 

Jednym z powszechniejszych zastosowań siatek skośnych 

jest spłaszczanie charakterystyki wzmocnienia w funkcji długości 

fali poprzez umieszczenie siatki w torze wzmacniacza, która pracuje 

w reżimie transmisyjnym [4, 5]. 

W pracy przedstawiono technologię realizacji takich siatek, 

ich charakterystyki spektralne w zależności od kąta ustawienia 

włókna światłowodowego względem maski fazowej podczas procesu 

nanoszenia oraz zmiany tych charakterystyk w zależności 

od współczynnika załamania otoczenia, co oznacza możliwość 

zastosowania takich siatek jako czujnika zmian współczynnika 

załamania otoczenia. 

Opis eksperymentu 

Siatki skośne realizowane były w ISE PW techniką skanowania 

maski fazowej na światłowodach jednomodowych poddanych 

wcześniej procesowi wodorowania [2]. Metoda ta, stosowana 

w naszym laboratorium, opisywana była już wcześniej [1]. Źródłem 

światła jest laser argonowy pracujący na długości fali 244 nm 

przy standardowej mocy wyjściowej 100 mW. W tej technologii 

w przypadku nanoszenia standardowych – jednorodnych siatek 

Bragga światłowód jest umieszczany tuż przy powierzchni maski 

i równolegle do niej, prostopadle do obrazu prążków interferencyjnych. 

Kąt prosty między włóknem i prążkami za maską 

jest uzyskiwany za pomocą mechanicznych stolików liniowych 

regulowanych w trzech osiach. Na stolikach umieszczone są 

odpowiednie elementy układu. Dzięki takiemu ustawieniu prążki 

interferencyjne pojawiające się w obszarze za maską fazową 

są prawie idealnie równoległe do osi światłowodu, a naniesiona 

siatka Bragga posiada charakterystykę widmową podobną do tej 

z rysunku 1. 

Pojawiający się grzebień po lewej stronie głównego minimum 

wynika z niedokładności ustawienia (prostopadłości prążków 

maski fazowej względem osi włókna). Szeroki zakres spektralny 

pomiaru został celowo wybrany, aby zilustrować minimalny 

wkład modów płaszczowych i radiacyjnych w charakterystyce 

spektralnej siatki. 

Warto nadmienić, że na skutek różnych współczynników załamania 

otoczenia i światłowodu, kąt skosu Θ nie jest równy kątowi 

nachylenia prążków siatki względem osi włókna φ (rys. 2). 

Rys. 1. Charakterystyka transmisyjna typowej jednorodnej siatki 

Bragga dla Θ = 0 0 

Fig. 1. Spectral transmission characteristic of typical uniform fiber 

Bragg grating at Θ = 0 0 

Rys. 2. Ilustracja charakterystycznych parametrów siatki skośnej: Λ g 

– okres siatki wynikający z obrazu interferencyjnego, Λ – okres siatki 

wzdłuż osi włókna, φ – kąt nachylenia prążków siatki względem osi 

włókna 

Fig. 2. Illustration of characteristic parameters of tilted Bragg grating, 

Λ g 

– grating period resulting from interference pattern, Λ – grating 

period along the optical fiber axis, φ – tilt angle 

Wyniki 

Na rysunku 3 przedstawiono przykładową charakterystykę transmisyjną 

siatki Bragga dla kąta skosu Θ = 3 0 w przypadku gdy 

otoczeniem jest powietrze. Charakterystyczny szeroki grzebień 

pików po stronie fal mniejszych od długości fali Bragga wynika 

z odbicia światła od pochylonych względem osi włókna prążków 

siatki oraz z wnikania światła w płaszcz (mody płaszczowe). 

Zmiana współczynnika załamania ośrodka otaczającego wpływa 

na kształt charakterystyki siatki skośnej [6], co zilustrowano 

na rysunkach 3 i 4. Interesujące miejsce zniekształcenia części 

grzebieniowej charakterystyki transmisyjnej tzw. „punkt charakterystyczny” 

zaznaczono na rysunku 4 strzałką. 

Na rysunku 3 przedstawiono przykładową charakterystykę 

transmisyjną siatki Bragga o kącie skosu Θ = 3 0 umieszczoną 

w powietrzu. Jest ona zgodna z licznymi wynikami dostępnymi 

w literaturze [5]. Zgodnie z oczekiwaniami w widmie transmisyjnym 

pojawił się szeroki spektralnie grzebień, którego niektóre minima 

posiadając więcej niż 10 dB. Taka typowa charakterystyka 

zostaje zakłócona podczas zmiany współczynnika załamania otaczającego 

ośrodka [6]. Przykład takiego zakłócenia przedstawiono 

na rysunku 4. Interesujące miejsce skokowej zmiany kształtu 

charakterystyki transmisyjnej zostało zaznaczone strzałką. 


Rys. 3. Charakterystyka transmisyjna siatki Bragga dla Θ = 3 0 , współczynnik 

załamania ośrodka n = 1,0 

Fig. 3. Transmission spectral characteristic of tilted fiber Bragg grating 

for Θ = 3 0 , surrounding refractive index n = 1,0 

Rys. 4. Charakterystyka transmisyjna siatki Bragga dla Θ = 3 0 , współczynnik 

załamania ośrodka n = 1,41 

Fig. 4. Transmission spectral characteristic of tilted fiber Bragg grating 

for Θ = 3 0 , surrounding refractive index n = 1,41 

Rys. 5. Długość fali „punktu charakterystycznego” w charakterystyce 

spektralnej transmisyjnej siatki skośnej w funkcji współczynnika 

załamania ośrodka dla Θ = 2 0 

Fig. 5. Wavelength of characteristic point in transmission spectral 

characteristic of tilted fiber Bragg grating with Θ = 2 0 as a function of 

surrounding refractive index 

Rys. 6. Długość fali „punktu charakterystycznego” w charakterystyce 

spektralnej transmisyjnej siatki skośnej w funkcji współczynnika 

załamania ośrodka dla Θ = 3 0 

Fig. 6. Wavelength of characteristic point in transmission spectral 

characteristic of tilted fiber Bragg grating with Θ = 2 0 as a function of 

surrounding refractive index 

Wynik zbiorczy określający położenie spektralne „punktu charakterystycznego” 

zmiany kształtu grzebieniowej części widma 

transmisyjnego siatki skośnej w funkcji współczynnika załamania 

ośrodka otaczającego przedstawiono na rysunkach 5 i 6 dla 

dwóch kątów skosu Θ = 2 0 i Θ = 3 0 . Obserwowane zmiany mają 

charakter liniowy w zakresie zmian wartości współczynnika załamania 

otoczenia 1,40…1,43. Przy dalszym zwiększaniu tego 

współczynnika krzywa ulega nasyceniu, a charakterystyczna 

zmiana kształtu widma transmisyjnego siatki przestaje być widoczna. 

Przekroczenie warunków propagacji dla poszczególnych 

modów radiacyjnych i płaszczowych powoduje zanik grzebieniowego 

charakteru przebiegu krzywej spektralnej. 

Podsumowanie 

Zaburzenie warunku prostopadłości prążków siatki Bragga względem 

osi włókna już przy bardzo małych kątach nachylenia prążków 

powoduje pojawienie się niepożądanych minimów transmisji 

po stronie fal mniejszych niż długość fali. Zatem w celu wykonywania 

siatek jednorodnych o dużej wartości reflektancji (duży 

czas naświetlania) istotne jest odpowiednie wyjustowanie układu 

maska fazowa-włókno optyczne. Z drugiej jednak strony charakter 

(kształt) „grzebienia” (odpowiadającego modom płaszczowym) 

po stronie fal λ

Sterowanie odpowiedzią czujników opartych 

na światłowodowych siatkach długookresowych (LPG) 

poprzez zastosowanie cienkich pokryć 

dr inż. Mateusz ŚMIETANA 1 , prof. dr inż. Wojtek J. BOCK 2 , inż. Predrag MIKULIC 2 

1 

Instytut Mikroelektroniki i Optoelektroniki, Politechnika Warszawska 

2 

Centre de recherche en photonique, Université du Québec en Outaouais, 101 rue Saint-Jean-Bosco Gatineau, Québec (Kanada) 

Od kilkunastu lat intensywnie rozwijana jest nowa klasa czujników 

światłowodowych opartych na długookresowych siatkach światłowodowych 

(ang. Long-Period Grating, LPG) [14]. Siatki światłowodowe 

charakteryzują się periodyczną zmianą współczynnika 

załamania obszaru rdzenia światłowodu. W odróżnieniu od znanych 

wcześniej światłowodowych siatek braggowskich (ang. Fibre 

Bragg Grating, FBG), gdzie okres modulacji współczynnika załamania 

(Λ) wynosi ok. 1 μm, dla LPG jest on typowo w zakresie 

150…700 μm, co umożliwia ich wytworzenie z wykorzystaniem 

szeregu metod [13]. Obecność siatki powoduje sprzężenie między 

modem propagującym się w rdzeniu i modami płaszczowymi, 

co jest obserwowane jako seria rezonansowych pików tłumienia 

w ich widmie transmisyjnym. Zależność między efektywnymi 

współczynnikami załamania modu rdzeniowego LP 01 

(n (01) ) i m- 

eff 

tego modu płaszczowego LP 0 m 

(n (0 m) ), a rezonansową długością 

fali wynikającą ze sprzężenia kolejnego mody płaszczowego 

eff 

(λ (0 m) ) przedstawia równanie 1. 

rez 

( ) rez 

(01) 

(0 

m 

) 

(0 

m 

) 

n 

eff 

− 

n 

eff 

⋅Λ = 

λ 

(1) 

Demonstruje się wiele zastosowań LPG w zakresie telekomunikacyjnym, 

jak i czujnikowym (temperatury, naprężenia, ciśnienia 

i współczynnika załamania) [6]. Najczęściej spotykanym w literaturze 

dotyczącej wykorzystania struktur LPG do zastosowań 

czujnikowych czynnikiem mierzonym jest współczynnik załamania 

medium otaczającego siatkę (RI) [5]. Z faktu, że siatka LPG 

wywołuje sprzęganie modów płaszczowych wynika, że odpowiedź 

spektralna struktur silnie zależy od właściwości optycznych 

otaczającego medium. Autorzy prac z tego zakresu najczęściej 

koncentrują się na pomiarze przesunięcia piku rezonansowego 

w funkcji długości fali, choć zdarzają się też rozwiązania oparte 

na pomiarze zmian transmisji w zakresie rezonansu wywołanych 

zmianami czynnika zewnętrznego. Wraz ze wzrostem RI wzrasta 

efektywny współczynnik załamania modów płaszczowych, co 

zgodnie z równaniem 1 powoduje przesunięcie rezonansowej długości 

fali w kierunku fal krótszych. Dopóki współczynnik załamania 

płaszcza jest wyższy od RI, mody płaszczowe są prowadzone 

w strukturze. Największą czułość na zmiany RI struktury LPG bez 

pokryć osiągają jednak w zakresie RI bliskiego wartości określonej 

dla płaszcza światłowodu [3]. Przy spełnieniu tego warunku 

dochodzi do maksymalnego przesunięcia pików rezonansowych. 

Kiedy RI jest bardzo zbliżony do współczynnika załamania płaszcza, 

można przyjąć taki model struktury, gdzie rdzeń zaczyna 

być otoczony przez ośrodek nieskończony, co uniemożliwia powstawanie 

struktury modów płaszczowych i tym samym ich rezonansu 

z modem rdzeniowym. Zakres RI bliski określonemu dla 

materiału światłowodu warunkuje bardzo wysoką czułość rzędu 

dλ/dRI = 2000 nm/RIU (ang. Refractive Index Unit), co pozwala 

na detekcje zmian RI na poziomie 10 -5 RIU [4]. 

Struktury LPG często pokrywa się warstwami mającymi na 

celu zwiększenie czułości na jakiś czynnik zewnętrzny, ograniczenie 

wpływu innych czynników poza mierzonym lub uczynienie 

struktury czułą na czynnik, na który struktura bez pokrycia nie 

była wrażliwa [np. 1, 4, 12]. Dla efektywnych zastosowań czujnikowych 

podjęto próby zwiększenia czułości struktur LPG nie 

tylko w zakresie zewnętrznego współczynnika załamania bliskiego 

współczynnikowi płaszcza, lecz także w innych zakresach. 

Możliwość taką daje pokrycie siatki LPG odpowiednio dobraną 

warstwą. Najistotniejszymi parametrami warstw pokryciowych 

jest ich grubość i właściwości optyczne. Po pokryciu siatki warstwą 

o wyższym współczynniku załamania od określonego dla 

płaszcza, zachodzi interakcja między prowadzonym modem 

płaszczowym i warstwą. Można wykazać [1], że istnieje taka 

grubość, która daje maksymalne przesunięcie długości fali rezonansowej, 

zależne także od współczynnika załamania warstwy 

i jej otoczenia. Tak więc refraktometry o dużej czułości można 

projektować dla wąskich zakresów zmian współczynnika załamania 

otoczenia. 

W pracy przedstawiono przykłady zastosowania cienkich 

pokryć wytwarzanych w technikach plazmowych, które dzięki 

swoim właściwościom optycznym mogą sterować odpowiedzią 

struktur LPG na zmiany RI. W przeciwieństwie do warstw wytwarzanych 

w innych technikach (np. Langmiur-Blodgett, osadzanie 

warstw samoorganizujących, zol-żel), dzięki wysokiej 

twardości i odporności chemicznej warstwy te mogą świetnie 

chronić strukturę przed niszczącym wpływem mechanicznym 

lub chemicznym. 

Opis eksperymentu 

Na potrzeby eksperymentu wytworzono w światłowodzie jednomodowym 

Corning SMF28 serię siatek LPG o okresie Λ=400 µm. 

Do uzyskania struktur siatkowych wykorzystano łuk elektryczny 

[9]. Widmo transmisyjne struktur zmierzono z wykorzystaniem 

źródła szerokopasmowego i analizatora widma optycznego. Następnie 

na strukturach siatkowych osadzono z użyciem stanowisk 

do chemicznego osadzania z fazy gazowej wspomaganego 

plazmą wysokiej częstotliwości (ang. Radio Frequency Plasma 

Enhanced Chemical Vapor Deposition, RF PECVD) warstwy diamentopodobne 

(ang. Diamond-like Carbon) [7] i warstwy azotku 

krzemu (SiN x 

) [8]. Właściwości warstw uzyskanych na podłożach 

krzemowych, towarzyszących strukturom LPG podczas procesów 

osadzania, zmierzono z wykorzystaniem elipsometru spektroskopowego 

[11]. 

Wpływ zmian RI w otoczeniu struktur LPG badano poprzez 

zanurzenie siatek w wodnych roztworach gliceryny o różnej koncentracji. 

Współczynnik załamania mieszanin (n D 

) w zakresie 

1,33…1,47 RIU określono z wykorzystaniem refraktometru. 

Wyniki 

Warstwy otrzymane na strukturach LPG charakteryzują się 

współczynnikiem załamania wyższym od materiału światłowodu 

(rys. 1). Dla DLC i SiN x 

współczynnik załamania w zakresie 

podczerwieni sięga odpowiednio 2 i 2,4 RIU. Należy także 

zauważyć bardzo niski lub wręcz pomijalny współczynnik ekstynkcji 

we wspomnianym zakresie widmowym, który świadczy 

o bardzo małej absorpcji optycznej badanych materiałów. Właściwości 

optyczne warstw, wraz z odpowiednio dobraną ich grubością 

pozwalają więc na sterowanie czułością struktur LPG na 

zmiany RI [4]. 

Na rysunku 2 przedstawiono odpowiedź widmową struktur 

LPG na zmiany współczynnika załamania otoczenia. Widać 

wyraźnie, że wraz ze wzrostem RI widmo doznaje przesunięcia 

w stronę fal krótszych. Dla struktury bez pokrycia cienkowarstwowego 

efekt ten występuje aż do RI zbliżonego od materiału 


Rys. 1. Właściwości optyczne warstw osadzonych na próbkach krzemowych 

towarzyszącym LPG podczas procesu osadzania. Grubość 

warstw określono na 87 i 182 nm odpowiednio dla SiN x 

i DLC 

Fig. 1. Optical properties of thin films deposited on silicon substrate 

accompanying LPGs during the deposition processes. Thickness of 

the films was 87 and 182 nm of SiNx and DLC films, respectively 

a) 

Rys. 3. Przesunięcie rezonansowej długości fali odpowiadającej modom 

płaszczowym LP 04 

(romby), LP 05 

(kwadraty), LP 06 

(koła) i LP 07 

(trójkąty) pod wpływem zmian RI w zakresie od 1 do 1,47 RIU, gdzie 

kolorem czarnym oznaczono LPG bez pokrycia, ciemnoszarym LPG 

z pokryciem DLC i jasnoszarym LPG z pokryciem SiN x 

Fig. 3. Resonance wavelength shift corresponding to coupling of LP 04 

(diamonds), LP 05 

(squares), LP 06 

(circles), and LP 07 

(triangles) cladding 

modes induced by variations in RI in range from 1 to 1.47 RIU, 

where black curve shows response of LPG without any overlay, and 

dark and light gray for LPGs with the DLC and the SiNx overlays, 

respectively 

b) 

c ) 

Rys. 2. Przesunięcie widma transmisyjnego siatki LPG pod wpływem 

zmian RI w zakresie 1… 1,47 RIU, gdzie: (a) siatka bez pokrycia cienkowarstwowego, 

(b) siatka z pokryciem DLC (c) siatka z pokrycie SiN x 

Fig. 2. Shift of the LPG transmission spectra induced by variations 

in external RI in range from 1 to 1.47 RIU, where (a) shows response 

for structure without any overlay, (b) for LPG with DLC and (c) for 

SiNx overlays 

24 

światłowodu (1,47 RIU), przy którym następuje stopniowy zanik 

rezonansu wywołany istotnym zaburzeniem warunków propagacji 

modów płaszczowych (rys. 2a). Dla tych warunków przesunięcie 

długości fali rezonansu w funkcji RI jest największe. Po 

osadzeniu na LPG pokrycia cienkowarstwowego o wysokim n, 

efekt ten jest obserwowany dla niższych wartości RI niż w przypadku 

struktury bez warstwy. Po osadzeniu DLC o grubości na 

płytce referencyjnej wynoszącej 182 nm, dla RI ok. 1,39…1,4 RIU 

można zaobserwować najwyższą dynamikę przesunięcia widma 

(rys. 2b). Podwyższone na skutek osadzenia warstwy efektywne 

współczynniki załamania modów płaszczowych rosną przez co 

dochodzi do przesunięcia rezonansów w stronę krótszych długości 

fali zgodnie ze równaniem 1. Dalszy wzrost współczynnika 

załamania otoczenia prowadzi do zaburzenia warunków propagacji 

dla modu płaszczowego najniższego rzędu (LP 02 

), który 

zaczyna być prowadzony w warstwie. Pozostałe mody doznają 

spektralnego przesunięcia zajmując pozycję modów bezpośrednio 

niższego rzędu, czyli np. LP 06 

do LP 05 

widoczne dla struktury 

z warstwą DLC. Gdy warstwa pokryciowa jest odpowiednio gruba 

i posiada wysoki współczynnik załamania, jak choćby dla badanej 

struktury LPG z warstwą SiN x 

, mod najniższego rzędu jest prowadzony 

w warstwie w pełnym zakresie analizowanego współczynnika 

załamania otoczenia (rys. 2c). Dla tego przypadku przesunięcie 

rezonansów spowodowane zmianą RI jest minimalne. Na 

rys. 3 zestawiono pomiary przesunięcia rezonansowej długości 

fali odpowiadającej każdemu z modów płaszczowych wywołane 

zmianą RI. 

Podsumowanie i wnioski 

W pracy przedstawiono możliwość efektywnego sterowania zakresem 

czułości struktur LPG na zmiany RI poprzez zastosowanie 

warstw osadzanych w technikach plazmowych. Odpowiedni 

dobór właściwości optycznych warstwy i jej grubości pozwala na 

dostosowanie maksymalnej czułości struktur do wybranego zakresu 

RI. Wykorzystanie cienkich pokryć pozwala więc na wykorzystanie 

struktur LPG choćby w funkcji bezznacznikowych (ang. 

label-free) biosensorów (RI ~1,33 RIU), czy do pomiaru wilgotności 

(RI~1 RIU) [2]. Ponadto, poprzez osadzenie warstwy o odpowiednich 

parametrach, możliwe jest silne zredukowanie czułości 

na zmiany RI i zastosowanie struktur LPG do pomiaru innych parametrów 

takich jak ciśnienie [8], czy temperatura [10], przy braku 

zaburzającego pomiar wpływu zmian RI. 


Autorzy pracy dziękują na wsparcie finansowe badań udzielone 

przez Natural Sciences and Engineering Research Council of 

Canada, Canada Research Chairs Program, Narodowe Centrum 

Badań i Rozwoju w ramach programu LIDER oraz Unię Europejską 

ramach Europejskiego Funduszu Społecznego, projekt 

„Program Rozwojowy Politechniki Warszawskiej” i Programu 

Operacyjnego Innowacyjna Gospodarka w ramach programu 

Fundacji na rzecz Nauki Polskiej „Homing Plus”. 

Literatura 

[1] Del Villar I., Martias I.R., Arregui F.J.: Nanorefractometer Based on 

Deposition of an Overlay on a Long Period Fiber Grating, Proc. SPIE 

Vol. 5855, 2005, pp. 840–843. 

[2] Eftimov T. at all.: Efficient distributed moisture-ingress sensing using 

diamond-like carbon-nanocoated long period gratings, Optics Communications 

Vol. 284, 2011, pp. 4470–4472. 

[3] Falate R. at all.: Fiber optic sensors for hydrocarbon detection, Sensors 

and Actuators B 105, 2005, pp. 430–436. 

[4] Ishaq I.M. at all.: Modification of the refractive index response of long 

period gratings using thin film overlays, Sensors and Actuators B107, 

2005, pp. 738–741. 

[5] Patrick H.J., Kersey A.D., Bucholtz F.: Analisis of the Response of 

Long Period Fiber Gratings to External Index Refraction, J.Lightwave 

Tech. Vol. 16, no. 9, 1998, pp. 1606–1612. 

[6] Shu X., Zhang L.: Sensitivity Characteristics of Long-Period Fiber 

Gratings, J. Lightwave Technol. Vol. 20, no. 2, 2002, pp. 255–266. 

[7] Smietana M. at all.: Application of diamond-like carbon films in optical 

fibre sensors based on long-period gratings, Diamond and Related 

Materials Vol. 16, 2007, pp. 1374–1377. 

[8] Smietana M. at all.: Pressure Sensing in High-Refractive-Index Liquids 

Using Long-Period Gratings Nanocoated with Silicon Nitride, 

Sensors Vol. 10, no. 12, 2010, pp. 11301–11310. 

[9] Smietana M., Bock W.J., Mikulic P.: Comparative study of long-period 

gratings written in a boron co-doped fiber by an electric arc and 

UV irradiation, Measurement Science and Technology Vol. 21, 2010, 

025309. 

[10] Smietana M., Bock W.J., Mikulic P.: Temperature sensitivity of silicon 

nitride nanocoated long-period gratings working in various surrounding 

media, Measurement Science and Technology Vol. 22, 2011, 

115203. 

[11] Smietana M., Bock W.J., Szmidt J.: Evolution of optical properties 

with thickness of silicon nitride and diamond-like carbon films 

deposited by RF PECVD method, Thin Solid Films Vol. 519, 2011, 

pp. 6339–6343. 

[12] Sun J., Li Y., Liu D.: Widely tunable long-period fiber gratings with interpolymers 

as sensitivity-enhanced materials, Opt. Comm. Vol. 249, 

2005, pp. 193–200. 

[13] Vasilev SA at all.: Fibre gratings and their applications, Quantum 

Electronics Vol. 35, no. 12, 2005, pp. 1085–1103. 

[14] Vengsarkar A.M. at all.: Long-Period Fiber Gratings as Band-Rejection 

Filters, J. Lightwave Tech. Vol. 14, no. 1, 1996, pp. 58–65. 

Analiza możliwości wykorzystania siatek 

długookresowych w strukturach gradientowych 

światłowodów planarnych 

mgr inż. Tomasz Kotyczka, dr hab. inż. Roman Rogoziński Prof. nadzw. Pol. Śl. 

Politechnika Śląska, Departament Optoelektroniki 

Obecnie w przemyśle elektronicznym wraz z dynamicznym 

rozwojem technologii, obserwować można nieustanne dążenie 

do miniaturyzacji układów, a tym samym redukcji kosztów ich 

produkcji. Układy elektroniczne stają się coraz mniejsze, tańsze 

oraz bardziej energooszczędne. Coraz popularniejsze stają się 

jednostki zintegrowane, w których poszczególne komponenty 

urządzenia elektronicznego produkowane są w postaci pojedynczego 

układu. Podobną tendencję widać w dziedzinie układów 

optycznych. Z dobrze opanowanymi technologiami produkcji, 

bazując na materiałach wysokiej jakości, można wytwarzać układy 

optoelektroniczne z dużą precyzją oraz w sposób wysoce powtarzalny. 

Urządzenia optyczne w stosunku do swoich elektronicznych 

odpowiedników charakteryzują się przede wszystkim 

niewrażliwością na obecność oraz zmiany pola elektrycznego 

i magnetycznego. Mogą pracować w skrajnie trudnych warunkach, 

a także często dzięki swojej budowie ich czas życia znacząco 

się wydłuża. Głównym motorem ciągłego postępu oraz 

poszukiwania nowych rozwiązań jest potrzeba automatyzacji 

oraz kontroli i nadzoru wszelkiego rodzaju procesów. Dotyczy 

to zarówno wszystkich gałęzi przemysłu jak również technologii 

medycznych gdzie główny nacisk kładzie się na niezawodność 

oraz precyzję działania. Wszędzie gdzie występują trudne 

warunki lub wymagana jest nieustanna kontrola projektuje 

się czujniki, które z duża dokładnością oraz w krótkim czasie 

pozwolą na detekcję pożądanych parametrów. W raz z rozwojem 

telekomunikacji znaczącą role zaczęły odgrywać układy 

wytwarzane bezpośrednio na włóknach. Do przykładów takich 

rozwiązań należą chociażby lasery światłowodowe [16], pompy 

optyczne, wszelkiego rodzaju czujniki płynów oraz gazów, a także 

filtry [3, 5, 6, 13, 15]. Te ostatnie oparte są na siatkach długookresowych 

LPG (Long Period Fiber Grating) [13]. Umożliwiają 

one sprzęganie mocy poszczególnych modów propagujących 

się w światłowodzie. Ze względu jednak na ograniczenia materiałowe, 

z których wykonywane są włókna transmisyjne oraz 

trudności technologiczne z odsłonięciem rdzenia i fizycznym 

osadzeniu siatki, w odniesieniu do układów LPG uwagę skierowano 

w kierunku struktur planarnych [2, 8, 9, 12]. Szeroka 

gama dostępnych materiałów o znanych parametrach jak również 

dobrze poznane i opanowane procesy technologiczne, pozwalają 

modelować oraz wykonywać pożądane układny w wielu 

konfiguracjach. W niniejszej pracy zaprezentowano analizę 

wykorzystania siatek długookresowych w oparciu o gradientowe 

światłowody planarne z głównym naciskiem na struktury typowo 

gradientowe (gradient + gradient). Rozdział drugi przedstawia 

propozycję konfiguracji układu LPWG. Kolejny rozdział zawiera 

podstawy teoretyczne oraz pokazuje model, na którym bazowały 

obliczenia. Rozdział czwarty to analiza układu planarnego 

w strukturze gradientowej i prezentacja krzywych rezonansowych 

oraz widm transmisji dla różnych procesów technologicznych 

oraz parametrów siatki. Ostatnia część pracy zawiera podsumowanie 

i wnioski dotyczące otrzymanych wyników, a także 

propozycje dalszych badań w tym zakresie. 

Propozycja konfiguracji układu planarnego 

Ideą pracy układu LPWG jest sprzęganie modów propagujących 

się w obszarze światłowodu z modami pokrycia (propagującymi się 

w obszarze bezpośrednio przylegającym do obszaru falowodu). 

Realizuje się to poprzez wytworzenie zaburzenia (fizycznego lub 

okresowych zmian wsp. załamania). Warunkiem odprzęgania jest 

spełnienie równania Bragga: 

r 

r 

r 

cl 

β + 

qK 

= β 

(1) 

0 m 

gdzie: β r cl 

0 

i β r m – wektory propagacji modów rzędu zerowego i m- 

tego, q – rząd sprzężenia (q = ±1, ±2 …) oraz wektor falowy K r 

który bezpośrednio daje powiązanie z okresem zaburzenia. 

r 

K = 2 π / 

Λ 

(2) 

gdzie: Λ – okres wytworzonego zaburzenia. 


Ponieważ jak już wspomniano analiza dotyczy konkretnego szkła 

(BK7), które w wyniku wymiany jonowej staje się szkłem dwójłomnym, 

podczas symulacji brano pod uwagę tylko polaryzację 

TE. W niniejszej pracy jako obszar falowodowy przyjęto obszar 

jednomodowy, a co za tym idzie sprzęganie mocy odbywa się 

między modem podstawowym TE 0 

, a modami wyższych rzędów 

propagującymi się w obszarze otaczającym falowód i spełniającymi 

relację: β 

cl 

m 

< β 

0. Rząd sprzężenia przyjmuje zatem wartości 

ujemne (q < 0). W przypadku q = -1 równanie (1) przyjmuje 

postać: 

cl 

N 

− 

N 

Λ = λ 

(3) 

( ) 

0 m r 

gdzie: λ r 

– oznacza rezonansową długość fali dla sprzężenia modów 

rzędu 0 i m. 

Ponieważ efektywne współczynniki załamania modów N0 

( λ ) 

cl 

i Nm 

( λ ) to wielkości dyspersyjne więc na równanie (2) wpływ 

mają również dyspersje refrakcji ośrodka światłowodowego i obszaru 

pokrycia. W literaturze istnieje wiele przykładów konfiguracji 

struktur LPWG. Jednym z podstawowych są typowe struktury 

step-index [14]. Można spotkać struktury mieszane, w których 

obszar gradientowy pełni funkcję falowodu natomiast moc odprzęgana 

jest do modów propagujących się w wielomodowym 

obszarze jedno- rodnym naniesionym bezpośrednio na strukturę 

gradientu. Zaproponowano także [4] układ w konfiguracji gradient 

+ gradient, gdzie zarówno falowód jedomodowy jak i struktura 

wielomodowa są obszarami gradientowymi. 

Na rysunku 1 przedstawiono graficzną propozycję takiego 

układu. Jednomodowy światłowód gradientowy posiada zaburzoną 

powierzchnię w postaci reliefu. Z kolei wielomodowy obszar 

odsprzęgający powstaje w efekcie dodatkowej dyfuzji domieszki 

do szkła poprzez strefę zaburzenia. W tym przypadku obszar odsprzęgający 

znajduje się w szkle podłożowym. 

Na rysunku 2 przedstawiona została sekwencja procesów 

technologicznych umożliwiających realizację struktury z rys. 1. 

Rys. 1. Struktura LPWG w konfiguracji gradient + gradient 

Fig. 1. LPWG structure in gradient+gradient configuration 

Pierwszym etapem technologicznym jest wytworzenie zaburzenia 

(reliefu) w podłożu szklanym (rys. 2a). Realizuje się to metodą 

trawienia chemicznego szkła przed jego domieszkowaniem. 

W kolejnym etapie przez powierzchnię szkła (relief) przeprowadza 

się proces selektywnej wymiany jonowej (rys. 2b). Powstający 

w ten sposób światłowód planarny jest strukturą wielomodową. 

Po etapie tym możliwy jest jeszcze opcjonalny etap wygrzewania. 

Umożliwia on dodatkowe rozdyfundowanie wprowadzonej 

do szkła domieszki. W efekcie ulega obniżeniu profil refrakcyjny 

światłowodu. Jednocześnie zwiększa się zasięg domieszki 

w szkle (wzrasta głębokość światłowodu). Zabieg ten pozwala na 

kształtowanie charakterystyk sprzęgania rezonansowego modów 

w końcowej strukturze LPWG. Ostatnim etapem technologicznym 

jest wytworzenie gradientowego światłowodu jednomodowego 

przy całej powierzchni szkła podłożowego (rys. 2c). Realizuje się 

go poprzez krótki proces dyfuzji wtórnej. W tym procesie wzrasta 

również współczynnik załamania w obszarze wielomodowym. 

Czas trwania procesu dyfuzji wtórnej musi być tak dobrany, aby 

powstający światłowód był jednomodowy w całym zakresie stosowanego 

widma. Profile refrakcyjne będące efektem procesów 

dyfuzji i wygrzewania zostały obliczone w oparciu o model dwuskładnikowej 

wymiany jonowej. W modelu tym przyjęta została 

zależność współczynników dyfuzji wymienianych jonów od ich 

unormowanych koncentracji [7, 10, 11]. Z wykorzystaniem tego 

modelu wyznaczono eksperymentalnie zależności temperaturowe 

współczynników dyfuzji wymienianych jonów. Temperaturowe 

zależności współczynników dyfuzji jonów K + (D A 

) i Na + (D B 

) dla 

wymiany K + ↔Na + w szkle BK7 przedstawiają równania: 

2 

⎛ 

8945,1 ⎞ 

⎛ 

µ 

m 

⎞ 

D A 

( T ) 

= exp ⎜ 

− + 16,6 

⎟ 

⎜ ⎟ 

⎝ T 

⎠ ⎝ h 

⎠ 

(4) 

2 

⎛ 

43,9 ⎞ 

⎛ 

µ 

m 

⎞ 

D B 

( T ) 

= exp ⎜ 

− + 3,5 

⎟ 

⎜ ⎟ 

⎝ T 

⎠ ⎝ h 

⎠ 

Metody symulacji i obliczenia 

Symulacje numeryczne na podstawie założeń przedstawionych 

w poprzednim rozdziale zostały przeprowadzone w oparciu o rzeczywiste 

procesy technologiczne. Symulowano strukturę LPWG na 

bazie światłowodu gradientowego z wykorzystaniem procesów dyfuzji 

wstępnej oraz wtórnej jonów K + oraz Na + w szkle BK7. Wybór 

materiału podyktowany był bardzo dobrymi parametrami optycznymi 

szkła oraz faktem, iż jest ono dobrze opisane, ogólnie dostępne 

i produkowane seryjnie. Oprócz procesów dyfuzji rozpatrywano 

również wpływ procesu wygrzewania, który jest częścią procedury 

technologicznej wytwarzania proponowanej struktury planarnej. 

W przypadku tych procesów opierano się o model dwuskładnikowej 

wymiany jonowej [11]. Szkło BK7 w przypadku wymiany jonów 

K + ↔ Na + charakteryzuje się dwójłomnością optyczną [11]. W przedstawionych 

badaniach, symulacje ograniczono do polaryzacji TE. 

Na podstawie obliczonych profili refrakcyjnych (rys. 3) stosując ma- 

Rys. 2. Sekwencja procesów technologicznych realizacji struktury 

z rys. 1 

Fig. 2. Sequence of technological processes during creation of the 

structure from Fig. 1 

26 

Rys. 3. Profil refrakcyjny struktury LPWG w konfiguracji gradient + 

gradient 

Fig. 3. Refractive indem profile of the LPWG structure In gradient + 

gradient configuration 


cierzową metodę analizy światłowodów planarnych [1], wyznaczano 

zmiany efektywnych współczynników załamania prowadzonych 

modów w funkcji długości fali. 

Na podstawie tych zależności oraz za pomocą równania (3) 

wyznaczano charakterystyki rezonansowego sprzęgania modów 

TE 0 

→TE m 

. Uwzględniając także relację N m 

(λ) obliczano również 

spektralne zależności rozkładów pól modowych E y0 

(x,λ) i E ym 

(x,λ) 

dla obszarów odsprzęgania modów w strukturach LPWG. Rozkłady 

tych pól pozwalają na obliczenia współczynników sprzęgania a) b) 

modów w obszarze zaburzonym [14]. 

h 

2 2 

Ey,0 ( x, λ) ⋅Ey,m ( x, λ) ⋅ ⎡ng ( x, λ) − nc 

( λ) 

⎤ dx 

1 sin( aπ) 

∫ 

Rys. 4. ⎣a) Przykładowa krzywa ⎦ rezonansowa; b) Przykładowa charak- 

0 

terystyka transmisyjna 

κ − 

1,TE 

( ) 

0 →TE 

λ = ⋅ ⋅ 

m 

λ ∞ Fig. 4. ∞a) Exemplary resonance profle; b) Exemplary transmission 

N 

0 ( λ ) N 

m ( λ 

) 

2 2 

∫ Ey,0 ( x, λcharacteristic 

) dx ⋅ 

(5) 

∫ Ey,m 

( x, λ) 

dx 

h 

2 2 

−∞ 

−∞ 

Ey,0 ( x, λ) ⋅Ey,m ( x, λ) ⋅ 

( ) 

⎡ng ( x, λ) − nc 

( λ) 

⎤ dx 

1 sin aπ 

∫ 

⎣ 

⎦ 

0 

⋅ 

⋅ 

λ ∞ 

∞ 

N 

0 ( λ ) N 

m ( λ 

) 

2 2 

E x, λ dx ⋅ E x, λ 

dx 

∫ 

−∞ 

( ) ∫ 

( ) 

y,0 y,m 

−∞ 

gdzie: κ -1 

− współczynnik sprzężenia dla rzędu sprzężenia (q = -1), 

a = δ/Λ – współczynnik wypełnienia (duty-cycle) zaburzenia, 

h – głębokość zaburzenia, n g 

(x, λ) – dyspersyjna zależność refrakcji 

obszaru gradientowego w szkle, n c 

(λ) – dyspersyjna zależność 

refrakcji pokrycia światłowodu. Na podstawie wyznaczonych 

współczynników sprzężenia (5) obliczana jest [14] transmisja 

spektralna w modzie podstawowym związana ze spektrum odsprzęgania 

do modu m-tego rzędu. 

2 2 2 

sin 

( κ 

− 

1,TE 

) 

0 →TE 

+ ∆ ⋅ L 

m 

T 

TE ( ) 

0 →TE λ,h m g,a, Λ ,L = 1− 

2 

∆ 

(6) 

1 

+ κ 

2 

− 

1,TE 

0 → 

TE 

m 

gdzie: L – długość obszaru zaburzonego na kierunku propagacji, 

Δ – współczynnik opisujący odstępstwo od dopasowania fazowgo 

według równania Bragga (1) wyrażony równaniem: 

⎛ 

N 

m ( λ ) − 

N 0 

( λ 

) 

1 

⎞ 

∆ ( λ , 

Λ ) 

= π 

⎜ 

− 

⎟ 

(7) 

⎝ 

λ 

Λ 

⎠ 

Analiza zaproponowanej struktury 

Uwzględniając zależności przedstawione w poprzednich rozdziałach, 

symulowano strukturę planarną przedstawioną na rys. 1. 

W pierwszej kolejności badano wpływ procesów technologicznych 

na kształt krzywych rezonansowych, co z kolei miało swoje 

przełożenie na charakterystyki transmisyjne. Jak już wspomniano 

zakłada się w tym przypadku przeprowadzenie procesu dyfuzji 

wstępnej jonów K + oraz Na + do szkła podłożowego BK7 w ograniczonym 

obszarze tworząc w ten sposób obszar wielomodowy 

znajdujący się bezpośrednio pod zaburzeniem. W następnej 

kolejności symulowano przeprowadzenie procesu wygrzewania. 

Ostatnim procesem jest dyfuzja wtórna, w wyniku której otrzymuje 

się jednomodowy obszar falowodowy. We wszystkich obliczeniach 

numerycznych symulujących procesy dyfuzji, wygrzewania 

i dyfuzji wtórnej przyjęto jednakową temperaturę tych procesów 

wynoszącą T = 400°C. Dle tej wartości temperatury obliczane 

były współczynniki dyfuzji na podstawie równań (4). Biorąc pod 

uwagę dyfuzję wstępną jak i wygrzewanie każdorazowo podczas 

obliczeń zmianie ulegał czas trwania procesu. Rozpatrując proces 

dyfuzji wtórnej za każdym razem czas tego procesu wynosił 

t wtór 

= 1h. Rys. 4a przedstawia przykładową charakterystykę rezonansową. 

Pokazuje ona zależność między długością fali rezonansowej, 

a okresem zaburzenia wynikającą ze wzoru (3). Dobierając 

odpowiedni okres zaburzenia dla symulowanej struktury 

wyznaczyć możemy widmo transmisyjne (przykład na rys. 4b) 

którego minimum przypada dla wartości wybranej wcześniej λ r 

. 

Dobroć układu wyraża stosunek (8): 

D 

⎡ 

1 

⎤ 

Q 

= 

(8) 

S 

⎢ 

⎣ 

nm 

⎥ 

⎦ 

Rys. 5. Krzywe rezonansowe sprzęgania modówTE 0 

→TE 1 

w zależności 

od czasu dyfuzji wstępnej 

Fig. 5. Resonance profile of the TE 0 

→TE 1 

modes coupling in dependence 

to the time of preliminary diffusion process 

gdzie: D określa „głębokość” minimum, S natomiast to szerokość 

połówkowa wyrażona w nm. 

Ponieważ proces wytwarzania zaproponowanej struktury 

zakładał występowanie kilku następujących po sobie procesów 

postanowiono rozdzielić metodykę badań. W pierwszej kolejności 

badano wpływ zmian czasu dyfuzji wstępnej t dyf 

(rys. 5) 

na krzywe rezonansowe. Przeprowadzono szereg symulacji 

każdorazowo zmieniając czas dyfuzji wstępnej, przy czym temperatura 

tego procesu T dyf 

, temperatura oraz czas procesu wygrzewania 

T wyg 

, t wyg 

jak i procesu dyfuzji wtórnej T wtór 

, t wtór 

pozostawały 

stałe. 

Na rysunku 5 przedstawiono charakterystyki rezonansowe, 

w których odprzęganie następuje z modu podstawowego propagującego 

się w obszarze falowodowym, do modu pierwszego 

rzędu. Widać zatem, iż wraz ze wzrostem czasu dyfuzji wstępnej 

krzywe rezonansowe nieznacznie przesuwają się względem siebie. 

Dla tego samego okresu zaburzenia, wraz ze zwiększeniem 

czasu dyfuzji wstępnej, zmniejszeniu ulega długość fali rezonansowej 

(rys. 6a). 

Na rysunku 6b przedstawiono z kolei zależność zmiany dobroci 

układu wraz ze zmianą czasu procesu dyfuzji wstępnej. 

Zwiększając czas dyfuzji, dobroć struktury ulega zmniejszeniu. 

Oznacza to, że dla procesów dyfuzji, które trwają dłużej, minimum 

transmisji staje się bardziej płytkie i szersze. Widać zatem, że 

proces dyfuzji wstępnej (w analizowanym przedziale czasu jego 

trwania) ma niewielki wpływ na dobroć filtru widmowego. 

Rysunek 7 przedstawia wpływ zmian czasu procesu wygrzewania 

na kształt krzywych rezonansowych. Podobnie jak w poprzednim 

przypadku wykres przedstawia rezonanse, dla których 

następuje odsprzęganie mocy w obszarze zaburzenia z modu 

podstawowego do modu pierwszego rzędu (TE 0 

→TE 1 

). Symulacje 

przeprowadzano analogicznie, każdorazowo zmieniając tylko 

czas procesu wygrzewania t wyg 

. Czas procesu dyfuzji wstępnej 

t dyf 

= 12h, jak również temperatura procesów dyfuzji i wygrzewa- 


a) b) 

Rys. 6 a) Zmiana długości fali rezonansowej w funkcji zmian czasu dyfuzji 

wstępnej; b) Zmiana dobroci struktury wraz ze zmianą czasu dyfuzji 

Fig. 6. a) Change of resonant wavelength with changes of duration of 

preliminary diffusion, b) Structure efficiency changes with preliminary 

diffusion time changes 

a) b) 

Rys. 8. a) Zmiana długości fali rezonansowej w funkcji zmian czas 

procesu wygrzewania; b) Zmiana dobroci struktury wraz ze zmianą 

czasu procesu wygrzewania 

Fig. 8. a)Change of resonant wavelength with changes of heating processes 

duration, b) Structure efficiency changes with heating time 

changes 

a) b) 

Rys. 9. Wpływ wypełnienia okresu zaburzenia na kształt widma transmisyjnego 

struktury proponowanej struktury planarnej 

Fig. 9. The influence of grating duty cycle on the transmission spectrum 

of the presented gradient structure 

Rys. 7. Krzywe rezonansowe wraz ze zmianą czasu wygrzewania 

Fig. 7. Resonance profile of the TE 0 

→TE 1 

modes coupling in dependence 

to the time of heating process 

nia pozostawały stałe. Czas oraz temperatura procesu dyfuzji 

wtórnej podobnie jak poprzednio wynosiły odpowiednio t wtór 

= 1h, 

T wtór 

= 400°C. 

Z rysunku 7 widać dość znaczny wpływ czasu procesu wygrzewania 

na charakterystyki rezonansowe. Wraz z wydłużeniem 

tego procesu krzywe stają się bardziej płaskie, co w efekcie dla 

tego samego okresu zaburzenia Λ daje rezonanse w zakresie fal 

krótszych (rys. 8a). Dodatkowo zmiany dobroci struktury w tym 

przypadku są bardziej widoczne i odbywają się w większym zakresie. 

Z obliczeń przedstawionych na rys. 8b wynika, że wraz 

z wydłużeniem czasu wygrzewania struktury, zwiększa się dobroć 

układu. Oznacza to, że przy dłuższym wygrzewaniu, charakterystyki 

transmisyjne stają się bardziej smukłe (węższe), a minimum 

dla λ r 

osiąga mniejszą wartość. 

Podczas badań przeanalizowano także wpływ wypełniania 

zaburzenia a na kształt widma transmisyjnego na wyjściu 

układu (rys. 9a). Przeprowadzone obliczenia wykazują, że wypełnienie 

może znacząco wpływać na dobroć układu. Rys. 9b 

przedstawia zmiany parametru D dla struktur w takiej samej 

konfiguracji(Λ = 575 μm, λ r 

= 700 μm, L = 10000 μm) przy różnych 

wartościach współczynnika wypełnienia a. Widać zatem 

że najbardziej optymalnym wypełnieniem będzie a = 0,5. Dla 

takiej wartości minimum transmisji dla konkretnej długości fali 

rezonansowej będzie osiągało najmniejszą wartość. Uwzględniając 

otrzymane wyniki, analizując wpływ procesów technologicznych 

na pracę układu oraz tendencje jakie przedstawiają, 

można zaprojektować strukturę planarną w układzie gradientowym 

jako filtru widmowego. Rys. 10 przedstawia charakterystykę 

widmową struktury planarnej działającą jako filtr w zakresie 

widzialnym. Projektowana struktura jest symulowana jako 

efekt procesów technologicznych o następujących parametrach 

t dyf 

= 24 h, T dyf 

= 400°C, t wyg 

= 49 h, T wyg 

= 400°C, t wtór 

= 1h, 

T wtór 

= 400°C. Współczynnik wypełnienia a = 0,5, głębokość 

zaburzenia h g 

= 50 nm, okres zaburzenia Λ = 700 μm, długość 

zaburzenia L = 10500 nm (15 okresów). 

28 

Rys. 10. Przykładowa struktura gradient + gradient jako filtr widmowy 

w zakresie widzialnym oraz wpływ współczynnika załamania otoczenia 

na kształt widma transmisyjnego 

Fig. 10. Exemplary gradient + gradient structure as spectrum filter 

In the visible spectrum range and the influence of the environment 

index changes on its transmission 

Na rysunku 10 pokazano możliwość pracy zaprojektowanego 

układu jako filtr natężeniowy w zakresie widzialnym. Wykorzystując 

charakterystykę widmową diody LED o λ = 610 nm oraz 

bazując na wynikach przedstawionych w niniejszym artykule, tak 

dobrano procesy technologiczne oraz parametry zaburzenia aby 

minimum transmisyjne filtru pokrywało się ze szczytową długością 

fali źródła promieniowania. Przedstawiono także wpływ zmian 

współczynnika załamania otoczenia (n = 1,33) na charakterystykę 

widmową, co jest przedmiotem dalszych badań. Ponieważ diody 

LED są ogólnie dostępne oraz tanie, a dodatkowo nie wymaga 

się w ich przypadku analizatora widma, podczas badań fizycznej 

realizacji struktury możliwe będzie zweryfikowanie pracy układu 

jako filtr za pomocą zwykłego detektora. 

Wnioski i podsumowanie 

Przedstawiona w niniejszym artykule analiza pokazuje, iż możliwe 

jest wykorzystanie siatek długookresowych w strukturach 

gradientowych jako filtrów widmowych. Badania uwzględniały 

wyznaczone drogą eksperymentalną zależności temperaturowe 

współczynników dyfuzji w procesach wymiany jonów w szkle 


BK7. Szkło to jest wytwarzane komercyjnie i posiada dobrze opisane 

właściwości dyspersyjne, które były uwzględniane w przeprowadzanych 

analizach. Przedstawione rezultaty pozwalają 

stwierdzić, iż możliwe jest zaprojektowanie struktury planarnej 

w układzie gradient + gradient jako filtru widmowego poprzez 

odpowiedni dobór procesów technologicznych oraz przez właściwe 

dostosowanie opartych na badaniach parametrów samego 

zaburzenia. Dzięki elastyczności procesów dyfuzji oraz wygrzewania 

można projektować tego typu struktury pod kątem wykorzystanego 

źródła światła. Jak pokazano w [4] oraz w niniejszym 

artykule rezonanse mogą zachodzić w zakresie widzialnym co 

znacząco poszerza możliwości doboru źródła promieniowania 

od zwykłych diod LED po lasery z tego zakresu widmowego. 

W dalszej analizie przewiduje się badania nad wpływem zmian 

współczynnika załamania otoczenia na charakterystyki transmisyjne 

struktury pod kątem zastosowania jej jako czujnika 

amplitudowego. Brane są pod uwagę także badania nad tego 

typu strukturami w konfiguracjach bardziej złożonych. Mowa tutaj 

o układach wielokrotnych LPWG na strukturach planarnych. 

Analiza przewiduje badanie transmisji w szeregowo wytworzonych 

zaburzeniach. W dalszej perspektywie rozpatrywane będą 

także badania wpływu dodatkowych procesów technologicznych 

(powtórne wygrzewanie) na charakterystyki rezonansowe oraz 

widma transmisyjne. 

Praca została sfinansowana ze środków Narodowego Centrum 

Nauki przyznanych na podstawie decyzji DEC-2011/01/B/ 

ST7/06525 

Literatura 

[1] Chen C. at all.: Efficient and accurate numerical analysis of multilayer 

planar optical waveguides in lossy anisotropic media, Optics Express 

Vol. 7, No. 8, 2000, 260–272. 

[2] Chiang K.S. at all.: Widely tunable long-period gratings fabricated 

in polymer-clad ion-exchanged glass waveguides, IEEE Photonics 

Technology Letters Vol. 15, No. 8, 2003, 1094–1096. 

[3] Duhem O.at all.: Long period copper-coated grating as an electrically 

tunable wavelength-selective filter, IEEE Electronics Letters Vol. 35, 

No. 12, 1999, 1014–1016. 

[4] Kotyczka T., Rogoziński R.: Long Period Waveguide Gratings on planar 

gradient waveguides, (Wysłane do druku w Acta Physica Polonica A) 

[5] Lemaire P.J.at all.: High pressure H 2 

loading as a technique for 

achieving ultrahigh UV photosensitivity and thermal sensitivity in 

GeO 2 

doped optical fibres, IEEE Electronics Letters Vol. 29, No. 13, 

1993, 1191–1193. 

[6] Lin C.Y., Wang L.A.: A wavelength- and loss-tunable band-rejection 

filter based on corrugated long-period fiber grating, IEEE Photonics 

Technology Letters Vol. 13 No. 4, 2001, 332–334. 

[7] Opilski A. at all.: Present state and perspectives involving application 

of ion exchange in glass, Opto-Electronics Review Vol. 8, No. 2, 

2000, 117–127. 

[8] Pal S., Singh B.R.: Analysis and Design of Corrugated Long-Period 

Gratings in Silica-on-Silicon Planar Waveguides, IEEE Journal of 

Lightwave Technology Vol. 25, No. 8, 2007, 2260–2267. 

[9] Rastogi V., Chiang K.S.: Long-period gratings in planar optical 

waveguides, Applied Optics Vol. 41, No. 30, 2002, 6351–6355. 

[10] Rogoziński R.: Electrodiffusion processes with the conversion 

of polarization direction of electric field in the formation of planar 

waveguide structures using ion exchange technique in glass, Optica 

Applicata Vol. 28, No. 4, 1998, 331–343. 

[11] Rogoziński R.: Planar waveguide structures produced by ion exchange 

in glasses – Selected aspects of production technology, 

measurement of optical properties and numerical modelling of structures, 

Monograph 135 (in polish), Gliwice 2007. 

[12] Tsoi H.C., Wong W.H., Pun E.Y.B.: Polymeric long-period waveguide 

gratings IEEE Photonics Technology Letters Vol. 15, No. 5, 2003, 

721–723. 

[13] Vengsarkar A.M.at all.: Long Period Fiber Gratings Gratings as Band 

Rejection Filters, IEEE Journal of Lightwave Technology Vol. 14, 

No. 1, 1996, 58–65. 

[14] Zhang D-L. at all.: Long period grating in/on planar and channel 

waveguides: A theory description, Optics & Laser Technology Vol. 

39, 2007, 1204–1213. 

[15] Szustakowski M., Grabiec W., Pałka N., Wójcik J.: Wykorzystanie 

światłowodu fotonicznego do budowy czujnika perymetrycznego, 

Elektronika (XLVIII), nr 3/2007, s. 15. 

[16] CICHOŃ J., DOROSZ D., ZAJĄC A.: Podwójne domieszkowanie 

jonami pierwiastków ziem rzadkich w światłowodach włókowych, 

Elektronika (XLIX), nr 10/2008, s. 34. 

Światłowody mPOF do zastosowań telekomunikacyjnych 

mgr inż. Paweł Gdula 1,2 , mgr inż. Katrin Welikow 1 ,dr hab. inż. Ryszard Buczyński 3,4 , 

prof. dr hab. inż. Paweł Szczepański 1,2 , dr inż. Ryszard Piramidowicz 1 

1 

Politechnika Warszawska, Instytut Mikroelektroniki i Optoelektroniki 

2 

Instytut Łączności, Państwowy Instytut Badawczy, Warszawa 

3 

Uniwersytet Warszawski, Wydział Fizyki, 4 Instytut Technologii Materiałów Elektronicznych, Warszawa 

Dynamiczny rozwój technologii informacyjnych i telekomunikacyjnych, 

obserwowany w ostatnich latach doprowadził do znaczących 

zmian w sieciach telekomunikacyjnych, wymuszając ich ewolucję 

w kierunku transparentnych, w pełni optycznych systemów. 

W sieciach dostępowych, stanowiących najniższą warstwę 

systemów telekomunikacyjnych, włókna optyczne systematycznie 

wypierają rozwiązania miedziane, pozwalając na radykalne 

zwiększenie przepustowości i niezawodności przy jednoczesnej 

redukcji kosztów. Należy jednak podkreślić, że o ile w przypadku 

sieci dalekiego zasięgu i metropolitalnych nie ma alternatywy dla 

włókien jednomodowych, to specyficzne wymagania nakładane 

przez sieci dostępowe, a w szczególności systemy wewnątrz-budynkowe 

sprawiają, że włókna dla tych sieci stanowią przedmiot 

intensywnych badań i analiz, prowadzonych zarówno w jednostkach 

R&D największych operatorów i producentów włókien jak 

też wiodących ośrodków naukowych. W sytuacji, kiedy istotną 

rolę zaczynają odgrywać straty mikro- i makro-zgięciowe, problemy 

odporności mechanicznej, łatwości rekonfigurowania połączeń, 

koszty instalacji i utrzymania sieci, czy wreszcie aspekty 

bezpieczeństwa, coraz częściej rozważa się zastosowanie światłowodów 

wielomodowych czy plastikowych o dużym rdzeniu [1,2]. 

Te ostatnie, oferujące dużą elastyczność równocześnie z niskim 

kosztem produkcji i prostotą obróbki wydają się być szczególnie 

obiecujące w kontekście sieci dostępowych, a przede wszystkim 

systemów Fiber To The Home (FTTH). Światłowody polimerowe 

zapewniają również większe bezpieczeństwo użytkownikom 

w przypadku przerwania ciągłości włókna – nie łamią się tak jak 

włókna szklane, które pozostawiają drobne, ostre odłamki. Ponadto, 

pracują w zakresie bezpiecznej dla oczu części widma optycznego, 

przypadającej zwykle na obszar czerwieni [3]. 

Głównymi czynnikami ograniczającymi powszechne wdrożenie 

włókien polimerowych w systemach transmisyjnych są stosunkowo 

duże tłumienie oraz, być może nawet bardziej krytyczne w systemach 

dostępowych, duże wartości dyspersji modalnej, wynikającej 

z rozmiarów rdzenia światłowodu. Wydaje się, że obydwa problemy 

mogłyby być skutecznie wyeliminowane poprzez wprowadzenie 

w obrębie włókna obszarów mikrostrukturalnych. Odpowiednio 

zaprojektowana geometria przekroju poprzecznego polimerowego 

światłowodu mikrostrukturalnego pozwoliłaby obniżyć tłumienie 

włókna, liczbę prowadzonych modów i straty zgięciowe [4]. Połączenie 

tego podejścia z jednoczesnym obniżeniem tłumienia 

poprzez fluorowanie lub deuterowanie polimeru, powinno dopro- 


wadzić do opracowania światłowodu będącego w stanie zastąpić 

włókna kwarcowe we wszystkich typach systemów dostępowych. 

Niniejsza praca podsumowuje dotychczasowe prace nad zaprojektowaniem 

włókna mikrostrukturalnego POF (mPOF) o stosunkowo 

dużym rdzeniu, ograniczonej dyspersji modalnej oraz 

poprawionej odporności na straty zgięciowe, dyskutowanych 

w kontekście zastosowania w systemach FTTH. 

Modelowanie włókien mPOF 

Proces projektowania włókna mikrostrukturalnego jest nierozerwalnie 

związany z dokładną analizą wszystkich czynników mających 

wpływ na jego parametry końcowe, takich jak optyczne 

właściwości materiału bazowego, geometria przekroju poprzecznego 

– rozkład powietrznych otworów, odpowiedni dobór stałej 

sieci etc. Wstępne prace, koncentrujące się na możliwości uzyskania 

wszystkich postulowanych cech w klasycznej strukturze 

heksagonalnej zdefiniowanej w polimetakrylenie metylu (PMMA) 

zostały zakończone i opisane w pracach [5–7]. We wszystkich 

rozważanych przypadkach wprowadzana mikrostrukturyzacja zapewniała 

propagację ograniczonej ilości modów przy zachowaniu 

stosunkowo dużych rozmiarów rdzenia. Pierwsze założenia dotyczące 

modelowania, określały takie cechy włókna jak akceptowal- 

Rys. 1. Przekroje poprzeczne włókien omówionych w pracy: A) włókno 

z pojedynczym pierścieniem powiększonych otworów, B) gwiazda 

Davida 

Fig. 1. The cross sections of mPOF fibers discussed in this work: A) 

fiber with single ring of enlarged holes, B) David’s star design 

na średnica pola modowego na poziomie 20…25 µm dla długości 

fali 650 nm, straty propagacyjne na poziomie nieprzekraczającym 

strat materiałowych PMMA (ok. 100 dB/km) oraz straty makrozgięciowe 

porównywalne do wartości określonych w specyfikacji 

G.652 dla włókien kwarcowych. 

Wyniki przeprowadzonych badań dowiodły, że niemożliwe jest 

zaproponowanie regularnej struktury heksagonalnej, spełniającej 

postulowane wymagania. Mogą one zostać osiągnięte przy wprowadzeniu 

pomiędzy obszar rdzenia i płaszcza pierścienia o obniżonym 

współczynniku załamania [8–10]. We włóknie tego typu 

mody są silniej skupiane w obszarze rdzenia, dzięki otaczającemu 

je pierścieniowi powiększonych otworów. Klasyczna wersja takiego 

rozwiązania została przedstawiona na rys. 1 wraz z zaproponowaną 

najnowszą modyfikacją, noszącą nazwę „gwiazdy Dawida”. Obydwa 

zaprojektowane włókna zostały przetestowane w symulacjach numerycznych. 

Uzyskane wyniki przedstawiono w kolejnych sekcjach. 

Włókno z pojedynczym pierścieniem powiększonych 

otworów 

Przeprowadzone modelowanie włókna z pojedynczym pierścieniem 

powiększonych otworów miało na celu uzyskanie informacji 

o wpływie wprowadzonego „trencza” na jego parametry 

transmisyjne. Stała sieci Λ była zmieniana w szerokim zakresie 

2…20 μm, współczynnik wypełnienia zewnętrznych otworów d 1 

/Λ 

ustawiono na odpowiednio 40% oraz 60%, podczas gdy współczynnik 

d 2 

/Λ zmieniał się od 20…90% z krokiem 5%. Straty propagacyjne, 

przedstawione na rys. 2, obniżają się, kiedy stała sieci 

rośnie i mogą zostać dodatkowo zmniejszone przez zwiększenie 

współczynnika wypełnienia zewnętrznych otworów. 

Przykładowe wyniki modelowania liczby modów prowadzonych 

we włóknie zostały przedstawione na rys. 3, przy stałej sieci równej 

20 μm. Rezultaty modelowania potwierdzają możliwość ograniczenia 

liczby prowadzonych modów przez odpowiednie zaprojektowanie 

mikrostrukturalnego płaszcza. Wyniki pokazują, że dla zaproponowanej 

struktury możliwe jest wydzielenie przestrzeni parametrów 

geometrycznych, dla których włókno jest zaledwie kilkumodowe 

(a nawet jednomodowe). Maksymalna wartość współczynnika 

wypełnienia zewnętrznych otworów to 60%. Dalsze zwiększanie 

Rys. 2. Straty propagacyjne w funkcji stałej sieci, d 1 

/Λ = 40% (wykres po lewej stronie), d 1 

/Λ = 60% (wykres po prawej stronie) 

Fig. 2. The set of the curves representing propagation losses in function of lattice constant for d 1 

/Λ = 40% (on the left), d 1 

/Λ = 60% (on the right) 

Rys. 3. Liczba prowadzonych modów w funkcji współczynnika wypełnienia wewnętrznych otworów, współczynnik wypełnienia d 1 

/Λ jest równy: 

40% (wykres po lewej stronie), 60% (wykres po prawej stronie); obszar propagacji ograniczonej liczby modów został zaznaczony szarym 

kolorem 

Fig. 3. The set of the curves presenting the number of guided modes in function of the filling factor of internal air holes, the filling factor d 1 

/Λ 

is fixed at: 40% (left hand side), 60% (right hand side); the “window” of limited number of guided modes was marked with grey areas 

30 


Rys. 4. Zestaw krzywych pokazujący wpływ współczynnika wypełnienia 

wewnętrznych otworów na straty zgięciowe, stała sieci =20 μm, 

d 1 

/Λ = 60% 

Fig. 4. The set of the curves representing the influence of filling factor 

of internal air holes on bending losses, the pitch = 20 μm, d 1 

/Λ = 60% 

współczynnika wypełnienia zewnętrznych otworów nie wydaje się 

rozsądne, ponieważ liczba modów również gwałtownie narasta. 

Kluczowy parametr – straty zgięciowe, zostały przesymulowane 

w funkcji współczynnika wypełnienia wewnętrznych otworów. 

Stałą sieci ustalono na 20 μm, podczas gdy współczynnik d 1 

/Λ 

wynosił 60%. Ta ostatnia wartość wynika z poprzednio przeprowadzonych 

symulacji, dokładniej przedyskutowanych w [5, 6]. 

Zewnętrzne otwory zapobiegają wzrostowi strat zgięciowych dla 

małych promieni gięcia, więc powinny być tak duże jak to możliwe. 

Jednakże, należy zachować równowagę pomiędzy wartością strat 

zgięciowych a liczbą prowadzonych modów, która równocześnie 

wzrasta. Wybrana do dalszych obliczeń wartość współczynnika 

wypełnienia zewnętrznych otworów zapewnia zarówno ograniczoną 

liczbę prowadzonych modów jak też niskie straty zgięciowe. 

Straty zgięciowe pokazane na rys. 4, są niezwykle wrażliwe na 

wartość współczynnika wypełnienia wewnętrznych otworów (nale- 

żących do pierwszego pierścienia otaczającego rdzeń). Porównanie 

krzywych uzyskanych dla dwóch wartości współczynnika wypełnienia 

wewnętrznych otworów wskazuje, że im są one większe, 

tym bardziej efektywnie blokują wzrost strat zgięciowych, szczególnie 

dla małych promieni gięcia. Ich powiększanie nie wpływa 

jednak znacząco na strukturę modową włókna. 

Wydaje się, że najbardziej optymalna struktura powinna łączyć 

60% współczynnik wypełnienia zewnętrznych otworów z 90% 

współczynnikiem wypełnienia wewnętrznych. Wyniki pokazują, 

że taki przekrój zapewnia niskie straty propagacyjne oraz duże 

pole modowe przy niewielkiej liczbie prowadzonych modów. Jednakże, 

straty zgięciowe wciąż są zbyt wysokie, szczególnie przy 

zmianie płaszczyzny gięcia dla małych promieni. Mod podstawowy 

może wtedy przenikać przez mostki polimerowe wokół rdzenia 

i ulegać wypromieniowaniu. 

Włókno o geometrii „gwiazdy Dawida” 

Początkowa propozycja została zmodyfikowana, jak pokazano na 

rys. 1b. Wybrane otwory należące do drugiego pierścienia zostały 

powiększone, aby zredukować straty zgięciowe przy zmianie płaszczyzny 

gięcia, całość tworzy geometrię przypominającą gwiazdę 

Dawida. Straty propagacyjne tego włókna nie różnią się znacząco 

od wyników uzyskanych dla struktury A, dlatego nie będą szerzej 

omawiane. Wprowadzona zmiana ma natomiast niewielki wpływ 

na strukturę modów, ponieważ lepiej propagują się mody wyższego 

rzędu Jak można zaobserwować na rysunku poniżej w dalszym 

ciągu daje się wyróżnić kombinacje parametrów geometrycznych, 

dla których liczba prowadzonych modów jest ograniczona. 

Omówiona właściwość włókna jest akceptowalna, dopóki 

struktura zapewnia poprawę strat zgięciowych. Analiza wpływu 

współczynnika wypełnienia zewnętrznych otworów na straty zgięciowe 

została pokazana na rys. 6. Okazuje się, że powiększenie 

wybranych otworów, wpływa na obniżenie strat zgięciowych bardziej 

skutecznie niż w przypadku struktury A. 

Rys. 5. Zestaw krzywych reprezentujących liczbę prowadzonych modów w funkcji współczynnika wypełnienia wewnętrznych otworów: 

d 1 

/Λ = 40% (wykres po lewej stronie), d 1 

/Λ = 60% (wykres po prawej stronie); przestrzeń o ograniczonej liczbie prowadzonych modów została 

zaznaczona szarym kolorem 

Fig. 5. The set of the curves presenting the number of guided modes in function of the filling factor of internal air holes, the filling factor d 1 

/Λ 

is fixed at: 40% (left hand side), 60% (right hand side); the „window” of limited number of guided modes was marked with grey areas 

R = 10 cm R = 5 cm R = 2 cm R = 1 cm 

Promień 

gięcia 

Struktura A 

d 2 /Λ=90% 

1.7117E-11 

dB/zwój 

1.0786E-10 

dB/zwój 

2.4910E-8 dB/zwój 

8.3315E-07 

dB/zwój 

Struktura B 

d 2 /Λ=90% 

2.3739E-12 

dB/zwój 

4.1739E-13 

dB/zwój 

1.0553E-13 

dB/zwój 

9.1106E-13 

dB/zwój 

Struktura B 

d 2 /Λ=80% 

5.9757E-10 

dB/zwój 

1.1914E-08 

dB/zwój 

0.0422 dB/zwój 0.1608 dB/zwój 


Rys. 6. Zestaw krzywych obrazujących wpływ współczynnika wypełnienia 

wewnętrznych otworów na straty zgięciowe, Λ = 20 μm, współczynnik 

wypełnienia d 1 

/Λ = 60% 

Fig. 6. Bending losses vs. bending radius for David’s star fiber, each 

curve corresponds to different filling factor of internal air holes, the 

pitch = 20μm, d 1 

/Λ = 60% 

Wyniki dokładnych obliczeń strat zgięciowych dla różnych 

promieni gięcia wraz z odpowiadającymi im rozkładami pola dla 

modu podstawowego pokazano w tabeli. 

Straty zgięciowe w przeliczeniu na 1 pętlę dla włókna z pojedynczym 

pierścieniem powiększonych otworów oraz „gwiazdy 

Dawida”, dla każdej struktury: Λ = 20 μm, d 1 

/Λ = 60% 

Bending losses per turn for structures structure with single 

ring of enlarged air holes and “David’s star,” for each structure: 

Λ = 20 μm, d 1 

/Λ = 60% 

Porównanie wartości ujętych w tabeli potwierdza, że w przypadku 

gwiazdy Dawida mod podstawowy jest lepiej prowadzony 

w rdzeniu. W ostatnim wierszu tabeli pokazano wartości strat 

zgięciowych dla geometrii gwiazdy Dawida, kiedy współczynnik 

wypełnienia wynosi wewnętrznych otworów zostanie zmniejszony 

do 80%. Należy zwrócić uwagę, że straty zgięciowe ulegają wtedy 

znacznemu pogorszeniu, nawet o kilka rzędów wielkości. 

Projekt włókna 

32 

Rys. 7. Stanowisko do pomiaru strat zgięciowych światłowodów 

mPOF wraz z przekrojem poprzecznym włókna (lewy górny róg) 

Fig. 7. Cross section of microstructured POF manufactured by Kiriama 

along with setup for bending losses measurements 

Kolejny etap prac przewidywał wykonanie włókna o geometrii 

„gwiazdy Dawida”, dla którego otrzymano najbardziej obiecujące 

wyniki teoretyczne. Struktura uznana za optymalną składa się 

z sześciu pierścieni otworów powietrznych tworzących sieć heksagonalną 

o stałej sieci równej 20 μm. Współczynnik wypełnienia 

zewnętrznych i wewnętrznych otworów jest równy odpowiednio 60 

oraz 90%. Proponowane włókno oferuje straty zgięciowe na poziomie 

10 -8 dB/zwój przy promieniu gięcia około 0,5 cm, równocześnie 

zapewniając propagację jedynie 3 modów oraz pole modowe o wielkości 

170 μm 2 . Początkowo zakładano wykonanie włókna metodą 

zestawiania z kapilar i pręcików w Instytucie Technologii Materiałów 

Elektronicznych, co narzuciło geometrię heksagonalną rozważanych 

struktur. Wstępne próby technologiczne, choć obiecujące, nie 

pozwoliły uzyskać włókien o wystarczająco stabilnych parametrach. 

Pierwsze włókno testowe zostało więc wykonane przez australijską 

firmę Kiriama, jednego z niewielu na świecie komercyjnych producentów 

polimerowych włókien mikrostrukturalnych. 

Z przyczyn technologicznych Kiriama nie była w stanie dostarczyć 

włókna o zamówionych parametrach, dlatego współczynnik 

wypełnienia wewnętrznych otworów został zmniejszony do 80%. 

Jak pokazano w tabeli taka zmiana powoduje znaczące pogorszenie 

strat zgięciowych, natomiast prawie nie ma wpływu na dyspersję 

modową. Przekrój poprzeczny dostarczonego przez Kiriamę 

włókna został pokazany na rys. 7 wraz ze stanowiskiem do pomiaru 

strat zgięciowych. 

Wstępne testy pokazały, że zaprojektowane włókno zapewnia 

propagacje zaledwie kilku modów, jednak straty zgięciowe są 

znacznie wyższe niż to wynika z obliczeń i mogą wynosić nawet 

do 5 dB na zwój o promieniu 1 cm. Takie zachowanie parametrów 

może wynikać z kilku czynników. Przede wszystkim geometria 

otrzymanego włókna różni się od oryginalnej, stała sieci wynosi 

21µm zamiast 20 µm, współczynniki wypełnienia d 1 

/Λ oraz d 2 

/Λ 

wynoszą odpowiednio 62 i 78% zamiast 60 i 80%. Ponadto, rozmiary 

otworów nie są stabilne i zmieniają się wzdłuż włókna, co 

dodatkowo zaburza mechanizm propagacji. Także stosunek mikrostrukturalnego 

obszaru płaszcza do obszaru bez mikro-strukturyzacji 

jest zbyt duży, co skutkuje silnymi deformacjami otworów 

podczas zginania i znacząco podnosi zarówno straty zgięciowe 

jak i tłumienie we włóknie. Zgodnie z wynikami pomiarów tłumienie 

wynosi około 1,7 dB/m na długości fali 650 nm i jest ponad 10 

razy większe niż wartość założona na potrzeby symulacji. 

Podsumowanie 

Wyniki obliczeń przeprowadzonych dla wybranych geometrii włókien 

mPOF potwierdzają możliwość efektywnej kontroli zarówno 

strat propagacyjnych i zgięciowych jak i manipulacji liczbą prowadzonych 

modów, przy zachowaniu stosunkowo dużych rozmiarów 

pola modowego. 

Zaprojektowane włókno o optymalnych parametrach zostało 

wykonane przez firmę Kiriama, co pozwoliło na weryfikację wyników 

teoretycznych. Chociaż rezultaty pierwszych eksperymentów 

odbiegają od oczekiwanych, stanowią one ważny materiał, który 

posłuży do opracowania nowych rozwiązań i dalszych prac. Uzyskane 

informacje pozwolą w przyszłości dopracować założenia 

projektowe i zoptymalizować zarówno nową geometrię włókna 

jak i technologię jego wytwarzania. Wyniki prowadzonych prac 

będą przedmiotem kolejnych publikacji. 

Niniejszy artykuł powstał w wyniku realizacji prac badawczych 

prowadzonych w ramach projektu Inżynieria Internetu Przyszłości, 

POIG 01.01.02-00-045/09. 

Literatura 

[1] Dainese P. i in.: Fiber innovation optimizes FTTH reach, reduces installation 

cost, Lightwave, 2008. 

[2] Boivin D. i in.: Design and performances of trench-assisted G.657. 

A&B fiber optimized towards more space savings and miniaturization of 

components, Optical Components and Materials VI, Proc. of SPIE, Vol. 

7212, 2009. 

[3] Ziemann O. i in.: POF Polymer Optical Fibers for Data Communication, 

Berlin: Springer, ISBN-10: 3540420096, 2002. 

[4] Tsuchida Y., Mukasa K., Sugizaki R.: Demonstrating Novel Functionality 

of Air-holes to Realize Large-mode-area Optical Fibers, Proc OSA/OFC/ 

NFOEC, 2011. 

[5] Gdula P. i in.: Modelowanie parametrów propagacyjnych polimerowych 

światłowodów mikrostrukturalnych do zastosowań w sieciach FTTH, 

Elektronika: konstrukcje, technologie, zastosowania, Wydawnictwo 

SIGMA-NOT, nr 2, 2011, 11–17. 

[6] Gdula P. i in.: Modeling transmission parameters of polymer microstructured 

fibers for applications in FTTH networks, Proc. of SPIE, Vol. 8008 

800816-1, 2011. 

[7] Welikow K. i in.: Microstructured Plastic Optical Fibers for Applications in 

FTTH Systems, Proc. of SPIE Vol. 8426, 84261A, 2012. 

[8] Zhou J. i in.: Application of PCF to optical fiber wiring in residential and 

business premises, Inst. Elect. Inform. and Commun. Engineers of Japan 

Tech. Rep. IEICE OFT2002-81, 2003 

[9] Hasegawa T. i in.: Novel hole-assisted lightguide fiber exhibiting large 

anomalous dispersion and low loss below 1 dB/km, Tech. Dig. Optical 

Fiber Communication, 2001. 

[10] Zhou J. i in.: Application of hole-assisted type PCF with good bending loss 

performance”,Proc. 52nd Int. Wire and Cable Symp. IWCS/Focus, 2003. 


Badanie dyspersji chromatycznej serii włókien 

mikrostrukturalnych o silnie nieliniowych właściwościach 

do generacji typu supercontinuum 

mgr inż. Zbigniew Hołdyński 1 , mgr inż. Michał Szymański 1,3 , mgr inż. Michał Murawski 1,3 , 

dr inż. Paweł Mergo 2 , dr inż. Idzi Merta 1 , mgr inż. Małgorzata Gawrońska 1 , 

dr inż. Paweł Marć 1 , prof. dr hab. inż. Leszek R. Jaroszewicz 1 , dr inż. Tomasz Nasiłowski 1,3 

1 

Wojskowa Akademia Techniczna, Instytut Technicznych Zastosowań Fizyki,Warszawa, 

2 

Uniwersytet Marii Curie Skłodowskiej, Laboratorium Technologii Światłowodów, Lublin, 3 InPhoTech Ltd., Warszawa 

Włókna mikrostrukturalne (MSFs) posiadają niezwykle atrakcyjne 

własności umożliwiające badanie efektów nieliniowych [1]. 

Jednym z stosunkowo niedawno odkrytych najbardziej znanych 

efektów nieliniowych jest proces generacji typu superconinuum. 

Tego typu generacja została opisana teoretycznie z dodatkowym 

numerycznym opisem zachodzących zjawisk z uwzględnieniem 

parametrów geometrycznych włókien [1]. 

Precyzyjne opracowanie własności dyspersyjnych pozwala na 

określenie wpływu na poszczególne efekty nieliniowe [13]. Istotna 

jest możliwość szerokiego przestrajania własności dyspersyjnych 

w kierunku normalnym lub anomalnym [6, 9, 11]. Tolerancje technologiczne 

decydują o uzyskiwanych właściwościach dyspersyjnych 

włókien dlatego muszą spełniać odpowiednie poziomy 

korelacji z numerycznymi rezultatami w celu zachowania odpowiednich 

parametrów. 

Większość prezentowanych dotychczas rezultatów charakteryzacji 

dyspersji chromatycznej w MSFs dotyczy jednego lub 

dwóch włókien które są weryfikowane z numerycznymi rezultatami 

[2, 3, 4, 8, 10, 12, 14]. Wpływ tolerancji technologicznych dla 

licznych serii włókien nie był obiektem badań. 

Interferometryczna metoda pozwala na charakteryzację bardzo 

krótkich odcinków włókien wykorzystywanych do generacji 

typu supercontinuum z ekstremalną precyzją [3, 12]. 

W artykule przedstawiamy podstawy zasad charakteryzacji 

własności dyspersyjnych włókien wraz z eksperymentalnymi rezultatami 

z wykorzystaniem metody interferometrycznej. W rozdziale 

drugim prezentujemy rezultaty pomiaru dyspersji chromatycznej 

oraz numerycznych obliczeń. Wyniki pomiaru dla serii 

światłowodów o zróżnicowanych parametrach geometrycznych 

pozwolą na uzyskanie informacji na temat możliwości modyfikacji 

własności dyspersyjnych. Możliwości sterowania parametrami 

geometrycznymi wiążą się ze zmianą warunków generacji efektów 

nieliniowych w tego typu strukturach (rys. 1b). 

Teoretyczne podstawy charakteryzacji własności 

dyspersyjnych 

Dyspersja chromatyczna włókien mikrostrukturalnych może być 

wyrażona przy pomocy stałej propagacji modu prowadzonego 

[13]. Dyspersja chromatyczna wyraża się następująco: 

2 

πc 

D 

= 

− 

β 

(1) 

2 

2 

λ 

gdzie: β 2 

jest stałą propagacji drugiego rzędu, c – prędkość światła, 

λ – długość fali 

Wykorzystanie równania interferencyjnego dla interferometru Michelsona 

pozwoli na późniejsze wyodrębnienie stałej propagacji: 

( ) ( ) ( ) ( ( ) 

) 

I 

λ 

= 

E 

λ 

+ 

E 

λ 

≈ 

1 

+ 

cos 

φ 

λ 

(2) 

s 

r 

gdzie: E s 

oraz E r 

– amplitudy sygnału oraz referencji. 

Informacja na temat stałej propagacji zawarta jest w członie 

fazowym φ(λ) równania (2). Rozwinięcie w szereg Taylora członu 

fazowego pozwala na zapis funkcji fazowej w następującej 

postaci: 

2 

⎡ 

d 

⎤ 

⎛ 

2 

πc 

2 

πc 

⎞ 

φ 

( λ 

) = 

φ 

0 + 

⎢ 

β 

1( ω 

0) 

L 

− 

⎥ 

⎜ ⎟ 

− 

+ 

⎣ c ⎦ 

⎝ λ λ 

0 

⎠ 

(3) 

2 

3 

1 

⎛ 

2 

πc 

2 

πc 

⎞ 

1 

⎛ 

2 

πc 

2 

πc 

⎞ 

+ 

β 

( ) ⎜ 

2 

ω0 

L 

⎟ 

+ 

3( 0) ⎜ 

⎟ 

+ ... 

2 

− 

β ω L 

0 

6 

− 

⎝ λ λ ⎠ 

⎝ λ λ 

0 

⎠ 

gdzie: L – długość testowanego włókna, β 1 

, β 2 

, β 3 

– stałe propagacji, 

d – długość ramienia referencyjnego. Równanie (3) opisuje 

zmianę fazy prowadzonego modu w strukturze włókna. 

Układ interferometryczny do pomiaru dyspersji 

chromatycznej 

Testowany układ do pomiaru dyspersji chromatycznej przedstawiono 

na (rys. 1a). Wybrano konfigurację objętościową interferometru 

Michelsona. Układ interferometryczny poddano pomiarowej 

procedurze kalibracyjnej (opisanej szczegółowo w [5]) 

z wykorzystaniem standardowego włókna telekomunikacyjnego 

SMF-28 (rys. 2). Istotny wpływ na wyniki pomiaru dyspersji ma 

poziom sygnału interferencyjnego. Do wyrównania poziomów 

sygnału ramion interferometru użyto tłumika optycznego VOA 

(Variable Optical Attenuator). W celu uzyskania prawidłowego 

wyniku należało precyzyjnie kontrolować położenie zwierciadła 

ruchomego w ramieniu odniesienia. Zmiana położenia zwierciadła 

ruchomego pozwala na uzyskiwanie równoważenia fazy dla 

kolejnych długości fali. 

W ramach weryfikacji poprawności stosowanej metody układ 

interferometryczny poddano pomiarowej procedurze kalibracyjnej 

z wykorzystaniem standardowego włókna telekomunikacyjnego 

SMF-28 o znanej charakterystyce dyspersyjnej (rys. 2) [5]. Wyniki 

pomiaru uzupełniono obliczeniami symulacyjnymi przy wykorzystaniu 

oprogramowania ModeSolution firmy Lumerical. 

Pomiar dyspersji chromatycznej i dane katalogowe firmy 

Corning są w bardzo wysokiej korelacji ze współczynnikiem 

R 2 = 0.99975. Wyniki symulacji zachowują bardzo dobra zgod- 

Rys. 1. Interferometr światła białego w konfiguracji Michelsona do 

pomiaru dyspersji chromatycznej (gdzie: FUT- pomiarowe włókno, 

VOA – tłumik optyczny, BS – kostka światło-dzieląca) (a). Typ geometrii 

analizowanych włókien –zdjęcie mikroskopowe SEM (b) 

Fig.1. White light Michelson interferometer for chromatic dispersion 

measurement (where: FUT- Fibre Under Test, VOA – Variable Optical 

Attenuator, BS – Beam Splitter) (a). Geometry type of tested fibremicroscopic 

SEM image (b) 


Średnie parametry geomatryczne testowanych włókien 

Average geometrical parameters of tested fibres 

Rys. 2. Pomiar dyspersji chromatycznej włókna SMF-28 metoda interferometryczną 

(punkty) wraz z danymi katalogowymi firmy Corning 

i obliczeniami numerycznymi metodą (FDTD) 

Fig. 2. Chromatic Dispersion measurement results of SMF-28 obtained 

with free space optics interferometer (points) compared with 

Corning catalogue data (solid line) and calculation results based on 

FDTD method 

ność z pomiarem pod kątem zachowania trendu charakterystyki 

co warunkuje możliwość kontrolowanego modelowania struktur 

światłowodowych. 

Sygnał interferencyjny rejestrowano na analizatorze widma. 

Obserwowane prążki interfer encyjne tworzą sygnał typu chirp 

(zmienno-częstotliwościowy). Centralny prążek (o najniższej częstotliwości) 

spektralnie określa wartość długości fali λ o 

dla której 

interferometr jest w równowadze fazowej: φ(λ)= 0. 

Możliwość obserwacji sygnału interferencyjnego ograniczona 

jest pojawianiem się wyższych modów w zakresie krótkofalowym. 

Użyteczność sygnału interferencyjnego w zakresie krótko-falowym 

określa się na 100…150 nm poniżej ZDW (zero dyspersji) 

włókna ze względu na pojawiające się szumy pochodzące od 

wyższych modów. 

Pomiar dyspersji obejmował włókna nieliniowe [5] przy wykorzystaniu 

interferometru objętościowego. Parametry geometryczne 

testowanych włókien zestawiono w tabeli. 

Wyniki pomiaru dyspersji włókien porównano z rezultatami symulacji 

(rys. 3). Obliczenia numeryczne wykonano przy wykorzystaniu 

oprogramowania ModeSolution. 

Grupa h [um] Λ [µm] h/Λ (2Λ-h) [µm] 

A1 1.94 3.80 0.51 5.66 

A2 1.61 3.16 0.43 4.71 

B1 1.46 3.92 0.37 6.38 

B2 1.24 3.21 0.38 5.18 

C1 1.13 3.17 0.36 5.21 

C2 0.96 2.59 0.37 4.22 

C3 0.84 2.14 0.39 3.44 

D1 1.93 4.55 0.42 7.17 

D2 1.81 3.91 0.46 6.01 

D3 1.46 3.06 0.48 4.66 

h – średnica otworu powietrznego, Λ – stała sieci, h/Λ – współczynnik 

wypełnienia, (2Λ-h) – średnica rdzenia 

Zgodność wyników modelowania oraz pomiaru dla układu 

objętościowego pozwala na modelowanie własności dyspersyjnych 

włókien nieliniowych. W grupie C widoczne jest przegięcie 

charakterystyki dyspersyjnej (C3). Parametry geometryczne włókien 

grupy C są minimalne w analizowanej serii włókien. Dalsza 

minimalizacja wymiarów powodowała by pojawienie się drugiego 

ZDW w zakresie długofalowym natomiast ZDW krótkofalowe odpowiednio 

przesunęło by się w kierunku fal krótszych. Możliwość 

oszacowania długości fali dla zerowego poziomu dyspersji stanowi 

podstawę do powiązania własności dyspersyjnych i efektów 

nieliniowych wynikających z położenia pompy źródła względem 

ZDW (Zero Dispersion Wavelength). Istotną rolę odgrywa możliwość 

sterowania efektami nieliniowymi poprzez zmianę własności 

dyspersyjnych ośrodka z poziomu parametrów geometrycznych. 

Analiza pomiarowych charakterystyk dyspersyjnych pozwala na 

oszacowanie położenia punktów o zerowym poziomie dyspersji 

(ZDW). Rezultat analizy charakterystyk pod kątem położenia 

ZDW przedstawiono na (rys. 4). 

Rys. 3. Pomiar dyspersji chromatycznej (punkty) oraz symulacja numeryczna dla serii światłowodów A, B, C oraz D przy wykorzystaniu interferometru 

objętościowego 

Fig. 3. Chromatic dispersion measurements (points) and calculation (solid lines) results of microstructured fibre series: A, B, C and D by using 

bulk optics interferometer 

34 


Rys. 4. ZDW analizowanych grup światłowodów mikrostrukturalnych 

(A, B, C, D). Linia ciągła stanowi długość fali pompy (164nm) do uzyskania 

nieliniowych efektów 

Fig. 4. ZDW for measurement groups of fibres (A, B, C, D).Solid line described 

pump laser source (1064nm) for nonlinear effect generation 

Rys. 6. Przykład efektu poszerzenia spektralnego w grupie D; obserwowanego 

przy użyciu spektrometru 

Fig. 6. Example of spectral broadening in group D; observed by using 

spectrometer 

Rys. 5. Ewolucja efektu poszerzenia spektralnego dla włókna C2 (lewy), A2 (prawy) przy wzroście sygnału pompy (1064 nm) 

Fig. 5. Evolution of spectral broadening for: C2 (left), A2 (right) fibres after increasing pump (1064 nm) power 

Wyniki pomiaru (rys. 4) pozwalają na oszacowanie zakresu 

zmian parametrów geometrycznych włókien w celu uzyskania 

przesunięcia charakterystyki dyspersyjnej. Zmiana lokalizacji 

ZDW w stosunku do długości fali pompy warunkuje możliwość 

uzyskiwania charakterystyk poszerzenia spektralnego w różnym 

zakresie (rys. 5). 

Wyniki pomiaru i symulacji prezentują dobrą zgodność. Widoczną 

różnicę wyników pomiarów i symulacji tworzy stały czynnik 

wynikający z obliczeń numerycznych (wpływ numerycznych 

odchyleń potwierdzono obliczeniami dla standardowego włókna 

SMF28 o znanej dyspersji). Jest to istotny czynnik mający wpływ 

na możliwość projektowania światłowodów o zadanym i oczekiwanym 

poziomie dyspersji. 

Podsumowanie 

Prezentowane rezultaty pomiaru dyspersji chromatycznej we 

włóknach mikrostrukturalnych przedstawiają wysoka zgodność 

z danymi symulacyjnymi. Ważnym wnioskiem wynikającym 

z otrzymanych rezultatów jest możliwość kontroli dyspersyjnych 

własności włókien mikrostrukturalnych ze względu na parametry 

procesu wytwarzania. Prezentowana metoda pomiaru pozwala 

na uzyskanie precyzyjnych wyników z błędem maksymalnym poniżej 

3%. Możliwość modyfikowania parametrów geometrycznych 

włókien nieliniowych pozwala na kształtowanie charakterystyk 

dyspersji oraz jej istotnego parametru ZDW (zerowy poziom dyspersji) 

w ramach optymalizacji efektów nieliniowych (rys. 6). 

Widoczne poszerzenie spektralne w zakresie krótkofalowym 

(poniżej długości fali pompy (1064 nm) różni się dla włókien D1, 

D2 D3. Optymalizacja efektów nieliniowych zachodzących we 

włóknach mikrostrukturalnych wiąże się z uzyskiwaniem szeroko 

spektralnych źródeł typu supercontinuum o dedykowanym zakresie 

widma. 

Prace badawcze zostały sfinansowane ze środków Ministerstwa 

Nauki i Szkolnictwa Wyższego w ramach projektu Kluczo- 

wego: EU FP7 jako COST TD1001, POIG.01.03.01 14 016/08 03 

oraz rozwojowego NR02 0074 10, POIG.01.04.00 06 017/11oraz 

POIG.01.04.00 18 008/10. 

Literatura 

[1] Dudley J. M., Taylor J. R.: Supercontinuum generation in optical fibres, 

Cambridge University Press, 2010, pp. 3–81. 

[2] Falk P., Frosz M. H., Bang O.: Supercontinuum generation in a photonic 

crystal fiber with two zero-dispersion wavelengths tapered to normal 

dispersion at all wavelengths, Optics Express. 13, No. 19, 2005, pp. 

7535–7540. 

[3] Galle. M.A. at all.: Single-arm three-wave interferometer for measuring 

dispersion of short lengths of fibre, Optics Express. Vol. 15, No. 25, 

2007, pp. 16896–16908. 

[4] Harun S. W., Limb K. S., Ahmad H.: Investigation of Dispersion Characteristic 

in Tapered Fibre, Laser Physics. Vol. 21, No. 5, 2011, pp. 945–947. 

[5] Holdynski Z. at all.: Investigation of dispersion characteristics of highly 

nonlinear microstructured fibre series for customized supercontinuum 

generation, 25 April 2012 (Proceedings Paper). 

[6] Laegsgaar J. D, Roberts P. J.: Dispersive pulse compression in hollow-core 

photonic bandgap fibers, Opt. Express 16 (13), 2008, pp. 

9628–9644. 

[7] Lim H., Wise F.: Control of dispersion in a femtosecond ytterbium laser 

by use of hollow-core photonic bandgap fiber, Opt. Express 12 (10), 

2004, pp. 2231–2235. 

[8] Lu P., Ding H., Mihailov S.J.: Direct measurement of the zero-dispersion 

wavelength of tapered fibres using broadband-light interferometry, 

Meas. Sci. Technol. 16, 2005, pp. 1631–1636. 

[9] Matos C. at all.: All-fiber chirped pulse amplification using highly-dispersive 

air-core photonic bandgap fiber, Opt. Express 11, 2003, pp. 2832–2837. 

[10] Merritt P., Tatam R. P., Jackson D. A.: Interferometric Chromatic Dispersion 

Measurements on Short Lengths of Monomode Optical Fibre, 

Journal Of Lightwave Technology. 7, No. 4, 1989, pp. 703-716. 

[11] Ouzounov D. G. at all.: Generation of megawatt optical solitons in 

hollow-core photonic band-gap fibers, Science 301(5640), 2003, pp. 

1702–1704. 

[12] Peterka P. at all.: Measurement of chromatic dispersion of microstructure 

optical fibres using interferometric method, Optica Applicata. Vol. 

38, No. 2, 2008, pp. 295–303. 

[13] Ranka J. K., Windele R. S., Stentz A. J.: Visible continuum generation 

in air-silica microstructure optical fibers with anomalous dispersion at 

800 nm, Optics Letters. Vol. 25, Issue 1, 2000, pp. 25–27. 

[14] Thevenaz L., Pellaux J.-P., Weid J.-P.: All-Fibre Interferometer for Chromatic 

Dispersion Measurements, Journal Of Lightwave Technology. 6, 

No. I, 1988, pp. 1–7. 


Wykorzystanie światła rozproszonego do wyznaczania 

dwójłomności modowej światłowodów planarnych 

dr inż. Kazimierz GUT, Tomasz HERZOG (student) 

Politechnika Śląska, Katedra Optoelektroniki, Gliwice 

Światłowodowe struktury optyczne wytwarzane technologią 

optyki planarnej obok zastosowań w dziedzinie telekomunikacji 

(pracujące m.in. jako modulatory, multi- i demultipleksery), 

ze względu na liczne zalety nieosiągalne w technologii włókien 

optycznych znajdują coraz szersze wykorzystanie w budowie 

układów sensorowych monitorujących wielkości fizyczne, procesy 

biologiczne i chemiczne, a także liczne parametry w różnych 

gałęziach nauki i przemysłu. Świadczy o tym stale rosnąca liczba 

publikacji naukowych prezentujących nowe rozwiązania i udoskonalenia 

czujników optycznych wykorzystujących planarne struktury 

światłowodowe [4]. Jednym z najważniejszych parametrów 

charakteryzujących wytworzony falowód optyki zintegrowanej jest 

tłumienność, definiowana jako strata mocy optycznej na jednostkową 

drogę propagacji [3]. 

W przypadku układów optyki zintegrowanej właściwy dobór 

metody pomiaru tłumienia jest znacznie bardziej skomplikowany 

niż w przypadku włókien optycznych, przede wszystkim ze względu 

na inną geometrię, budowę, przeznaczenie wytworzonego 

układu oraz zróżnicowany przedział badanych strat, z tego też 

powodu nie jest możliwe opracowanie jednej uniwersalnej metody 

pomiaru tłumienności, a większość dotychczas stosowanych 

metod to przede wszystkim projekty przeznaczone do wykonywania 

pomiarów w warunkach laboratoryjnych. 

Generalnie rzecz biorąc możemy wyróżnić dwie podstawowe 

techniki pomiaru różniące się przede wszystkim sposobem 

wyprowadzenia wyjściowego światła z falowodu: metody transmisyjne 

– bazujące na pomiarze na wyjściu światłowodu mocy 

światła transmitowanego w funkcji odległości propagacji oraz 

metody pomiaru światła rozproszonego – polegające na skanowaniu 

wyjściowego światła rozproszonego z falowodu w funkcji 

odległości. Uzupełnienie techniki pomiaru tłumienności stanowi 

odrębna grupa metod, z której każda bazuje na wykorzystaniu 

innego zjawiska fizycznego np. efektu fototermicznego ugięcia 

wiązki, interferencji bądź fluorescencji. 

Innym istotnym parametrem charakteryzującym planarne 

struktury światłowodowe jest dwójłomność modowa [5]. Ortogonalne 

mody m-tego rzędu propagują się z różna prędkością fazową 

(posiada różne stałe propagacji β TEm 

≠ β ). Po przebyciu 

TMm 

drogi x różnica fazy Δφ miedzy modami TE m 

i TM m 

jest określona 

zależnością [5]: 

∆ 

φ 

= 

β 

TE − 

β 

(1) 

x 

m TM m 

× 

 

Jeżeli różnica fazy pomiędzy modami po przebyciu drogi x wynosi 

2π odległość x oznaczamy jako L Bm 

nazywamy drogą zdudnień 

(bicia) pary modów TE m 

i TM m 

[5]. 

2 

π = 

β 

TE 

− 

β 

(2) 

m TM 

× L 

m 

B 

ponieważ 

m 

2 

π 

β 

= 

N 

eff 

(3) 

otrzymujemy: 

λ 

λ 

N eff 

− 

N 

(4) 

TE eff 

= 

TM 

L 

B 

m 

N effTE 

(N effTM 

) – efektywny współczynnik załamania modu TE(TM), 

N effTE 

– N effTM 

– dwójłomność modowa, λ − długość fali. 

Wiele czujników światłowodowych wykorzystuje w swojej zasadzie 

działania interferencje różnicową. Różnica fazy pomiędzy 

ortogonalnymi modami TE m 

i TM m 

jest funkcją wielkości mierzonej 

czujnika. 

Opracowano klika metod pomiaru dwójłomności modowej 

planarnych struktur światłowodowych. Jedna z nich polega na 

36 

wyznaczeniu efektywnych współczynników załamania prowadzonych 

modów N effTE 

i N effTM 

(stosując sprzęgacz pryzmatyczny), 

a następnie ich różnicę [1]. Inna metoda jest oparta na analizie 

stanu polaryzacji na wyjściu światłowodu [7]. Stosując diody superluminescencyjne 

i przeprowadzając analizę wzoru interferencyjnego 

można wyznaczyć dwójłomność modową [2]. Sprzęgacz 

immersyjny, który umożliwia wyprowadzenie światła z obu modów 

falowodowych w sposób ciągły i co pozwala na wyznaczenie 

drogi bicia [5]. Pobudzając tylko jeden mod i stosując punktowe 

przemieszczjące się zaburzenie, które sprzęga część energii do 

ortogonalnego modu również wyznaczamy tą ważną wielkość [6]. 

Do wyznaczenia dwójłomności modowej można wykorzystać także 

światło rozproszone. 

Stanowisko badawcze i pomiary 

Stanowisko przedstawione na rys. 1 składa się z źródła laserowego, 

2 filtrów polaryzacyjnych, kamery CCD, sprzęgacza pryzmatycznego, 

przesłony i badanego jednomodowego światłowodu 

planarnego otrzymanego technika wymiany jonowej K + -Na + . 

Rys. 1. Schemat stanowiska pomiarowego 

Fig. 1. Scheme of measurement 

Aby uzyskać obraz interferencji polaryzacyjnej należy zapewnić 

jednakowe natężenie światła w modach TE i TM. W tym celu 

ustawiamy odpowiednio polaryzacje wiązki wejściowej oraz kąt 

wprowadzania światła do pryzmatu. Maksimum mocy w modach 

TE i TM uzyskuje się dla różnych kątów wprowadzania światła. 

Należały ustawić taki kąt aby natężenie światła w obu modach 

było porównywalne. Dodatkowo w celu korekty polaryzacji 

światła laserowego umieszczono polaryzator krystaliczny na 

drodze wiązki. który umożliwia wprowadzenie zmian natężenia 

światła w ortogonalnych modach. Przesłona została użyta do 

zmniejszenia rozmiarów wiązki laserowej, aby zminimalizować 

natężenie światła rozproszonego. Źródło laserowe, polaryzator 

i przesłona umieszczone były na obrotowym ramieniu z mikroregulacją, 

co pozwala na łatwą zmianę kąta wprowadzania światła 

do światłowodu. Obraz światła rozproszonego obserwowany był 

przez kamerę CCD z umieszczony polaryzatorem. Zmieniając 

kąt płaszczyzny polaryzacji w zakresie 0…90° obserwowano 

natężenie światła rozproszonego modów TE i TM. Uzyskane 

zdjęcia przedstawiono na rys. 2 i 3. Następnie ustawiono kąt 

płaszczyzny polaryzacji 45° uzyskane zdjęcie przedstawia 

rys. 4. Dla lepszego uwidocznienia zmian natężenia światła pokazano 

negatyw zdjęć. 

Ten obraz poddano dalszej obróbce. Dzięki programowi do 

zamiany skali szarości na wartość natężenia światła otrzymano 

20 rozkładów natężenia światła wzdłuż równoległych linii wzdłuż 


Rys. 2. Obraz światła rozproszonego zarejestrowany przez kamerę 

przy pobudzeniu modu TE 

Fig. 2. Scattered light image captured by the camera at the TE mode 

excitation 


przy pobudzeniu modu TM 

Fig. 3. Scattered light image captured by the camera at the TM mode 

excitation 

Rys. 5. Zależność natężenia światła rozproszonego od drogi propagacji 

Fig. 5. Dependence of the intensity of scattered light from the propagation 

path length 

Dla badanego światłowodu otrzymano wartość drogi zdudnień 

0,84 milimetra. Pomiary przeprowadzono dla długości fali λ = 635 

nm. Dwójłomność modowa badanego światłowodu dla pary modów 

TE 0 

i TM 0 

wynosi 7,5 × 10 -4 (λ = 635 nm). Takie same wartości 

dwójłomność modowej otrzymano przeprowadzając pomiary 

z wykorzystaniem sprzęgacza immersyjnego. 

Podsumowanie 

W pracy przestawiono metodę pomiarową które pozwalają wyznaczyć 

dwójłomność modową. Dla światłowodów półprzewodnikowych 

gdzie straty są znaczne metoda to może być trudna 

w praktycznym zastosowaniu. W światłowodach o dużej dwójłomności 

może być trudno pobudzić równocześnie oba ortogonalne 

mody TE i TM. Jednak dla wielu pozostałych światłowodów planarnych 

przedstawiona metoda pozwala wyznaczyć dwójłomność 

modową w stosunkowo prostym cyklu pomiarowym. 

Praca była realizowana w ramach projektu badawczego MNiSzW 

numer: O R00 0179 12 


przy pobudzeniu obydwu modów i ustawieniu polaryzatora pod katem 

45 0 

Fig. 4. Scattered light image captured by the camera at the excitation 

of both modes and setting the polarizer at 45 0 

drogi propagacji światła. Następnie uśredniono wszystkie pomiary 

i i unormowano. W celu zmiany odległości z pikseli na milimetry 

dokonano pomiarów rozkładu natężenia światła na skali 

milimetrowej. Uzyskane pomiary umożliwiły przeliczenie pikseli 

na milimetry Wyniki rozkładu natężenia światła w światłowodzie 

od drogi propagacji w milimetrach przedstawiono na rys. 5. Drogę 

bicia modów wyznaczono mierząc odległości pomiędzy pierwszym 

i ostatnim minimum i dzieląc uzyskaną wartość przez ilość 

przedziałów. 

Literatura 

[1] Cheng S. Y., Chiang K. S.: Birefringence in benzocyclobutene strip 

optical waveguides, IEEE Photon. Technol. Lett. 15, 2003. 

[2] Golojuch G. at all.: Investigation of birefringence in PMMA channel 

waveguides inscribed with DUV radiation, Meas. Sci. Technol. 19, 

2008. 

[3] Gut K.: Metody pomiaru tłumienia światłowodów planarnych, Mat. 

Konf. TAL, 2009, str. 227–234. 

[4] Gut K., Pustelny T., Drewniak S.: Analiza czułości planarnych, polimerowych 

światłowodów rewersyjnych, Elektronika, 6, 2010. 

[5] Gut K., Zakrzewski A., Pustelny T.: Sensitivity of polarimetric 

waveguide interferometer for different wavelengths, Acta Phys. Pol. 

A 118, 2010. 

[6] Hu W. W., Inagaki K., Mizuguchi Y.: Measurement of birefringence 

in integrated optical waveguides by use of a microwave-modulated 

optical wave, Opt. Lett. 26, 2001. 

[7] Ren Z. B., Robert Ph., Paratte P. A.: Linear birefringence measurement 

in single-mode optical fibre with circularly polarised input light, 

J. Phys. E, Sci. Instrum. 18, 1985. 

Przypominamy o prenumeracie miesięcznika Elektronika na 2013 r. 


Właściwości czujnikowe światłowodowych siatek Bragga 

na kilkumodowych wysoce dwójłomnych włóknach 

mikrostrukturalnych 

mgr inż. Tadeusz Tenderenda 1,2 , mgr inż. Michał Murawski 1,2 , 

mgr inż. Michał Szymański 1,2 , dr Martin Becker 3 , dr Manfred Rothhardt 3 , 

prof. dr Hartmut Bartelt 3 , dr Paweł Mergo 4 , mgr Krzysztof Poturaj 2,4 , 

mgr Mariusz Makara 4 , mgr inż. Krzysztof Skorupski 2,4 , dr inż. Paweł Marć 1 , 

prof. dr hab. inż. Leszek R. Jaroszewicz 1 , dr inż. Tomasz Nasiłowski 1,2 

1 

Wojskowa Akademia Techniczna, Instytut Fizyki Technicznej, Warszawa, 2 InPhoTech Sp. z o.o., Warszawa 

3 

Institute of Photonic Technology, Jena, Niemcy, 4 Uniwersytet Marii Curie-Skłodowskiej, Lublin 

Jednym z najciekawszych tematów w dziedzinie fotoniki i technologii 

światłowodowej w ostatnich latach stały się włókna mikrostrukturalne 

MSF (ang. Microstructured Fibers), zwane również włóknami 

fotonicznymi PCF (ang. Photonic Crystal Fibre) [1]. Dzięki praktycznie 

nieograniczonym możliwościom doboru parametrów i właściwości 

propagacyjnych poprzez odpowiednie zaprojektowanie 

geometrii i domieszkowania, znalazły one zastosowania w bardzo 

wielu dziedzinach fotoniki (w generacji supercontinuum [2], w laserach 

światłowodowych [3], jako włókna kompensujące dyspersje 

lub jako włókna o zmniejszonej wrażliwości na makrozgięcia [4, 5]). 

Ponadto włókna MSF doskonale nadają się do zastosowań metrologicznych 

w światłowodowych czujnikach interferometrycznych 

oraz polarymetrycznych różnych wielkości fizycznych (między innymi 

temperatury, ciśnienia, wydłużenia, wygięcia oraz współczynnika 

załamania otoczenia [6–8]). W [9] przedstawiono teoretyczną 

oraz eksperymentalną analizę wpływu rozkładu oraz rozmiaru otworów 

powietrznych w trzech wysoce dwójłomnych włóknach mikrostrukturalnych 

dedykowanych do zastosowań czujnikowych na 

ich polarymetryczną czułość na temperaturę (K T 

). Okazało się, że 

dzięki odpowiednio zaprojektowanej geometrii włókna możliwe jest 

nie tylko znaczące wpływanie na wartość czułości temperaturowej, 

ale również zmiana jej znaku, co z kolei umożliwiło zaprojektowanie 

włókna o zerowej czułości temperaturowej. Wyniki te potwierdzają, 

że możliwe jest zaprojektowanie włókna do zastosowań w czujnikach 

mechanicznych niewymagających dodatkowych układów do 

kompensacji temperatury. W naszej niedawnej pracy [10] przedstawiliśmy 

inne włókno o innowacyjnej geometrii charakteryzujące 

się z kolei bardzo wysoką i stabilną dwójłomnością drugiego 

modu (~ 1,7 × 10 -3 na 1550 nm). Jako że maksima modu drugiego 

rzędu znajdują się bliżej otworów powietrznych (rys. 1b) i tym samym 

są narażone na większe naprężenia niż mod podstawowy, 

czułość polarymetryczna modu drugiego rzędy znacząco wzrasta 

(K ε 

= 4,94 × 10 4 rad/(strain × m) na długości fali 1550 nm) w porównaniu 

z czułością modu podstawowego (K ε 

= ‐3,0 × 10 2 rad/ 

(strain × m) mierzone również na λ = 1550 nm). Z drugiej strony 

czułość temperaturowa zarówno modu podstawowego jak i drugiego 

rzędu była na pomijalnie niskim poziomie (K T 

= 5,8 × 10 ‐2 rad/ 

(K × m) dla modu podstawowego oraz K T 

= 4,3 × 10 -1 rad/(K × m) 

dla modu drugiego rzędu). Połączenie wspomnianych powyżej 

unikalnych właściwości czujnikowych włókien mikrostrukturalnych 

ze specyficznymi właściwościami światłowodowych siatek Bragga 

(między innymi bezpośredniemu pomiarowi temperatury i naprężeń 

poprzez pomiar przesunięcia długości fali Bragga, możliwości 

łączenia siatek pomiarowych w szeregi, multipleksacji mierzonych 

sygnałów oraz przesyłaniu mierzonego sygnału na duże odległości 

standardowymi włóknami telekomunikacyjnymi) daje bardzo 

obiecujące i ciekawe perspektywy na aplikacyjne wykorzystanie 

tego typu struktur, jako bardzo wrażliwych czujników naprężeń mechanicznych 

i ciśnienia niezależnych od temperatury. W tej pracy 

przedstawiamy wyniki badań teoretycznej charakteryzacji kilkudomowego 

dwójłomnego włókna mikrostrukturalnego dedykowanego 

do zapisu siatek Bragga. Prezentujemy również charakterystyki 

Rys. 1. Zdjęcie SEM badanego włókna (a) oraz rozkład pola elektrycznego czterech propagowanych we włóknie modów (b) 

Fig. 1. SEM image of a cross-section of the investigated HB microstructured fiber with a detailed view of the air-hole region (a) and electric 

field distribution of the first four modes (b) 

38 


spektralne siatek Bragga zapisanych laserem femtosekundowym 

w układzie interferometru Talbot w zaprojektowanych włóknach, 

które pozwalają zweryfikować wyliczone numerycznie wartości 

efektywnych współczynników załamania modu podstawowego 

i drugiego rzędu. Na koniec przedstawiamy analizę możliwości 

zastosowania aplikacyjnego opracowanej przez nas technologii 

i wykonanych struktur. 

Modelowanie oraz charakteryzacja badanego 

włókna 

Dwumodowe włókno mikrostrukturalne wykorzystywane w naszych 

eksperymentach miało strukturę „linijki” (rys. 1a) i dzięki silnemu 

domieszkowaniu rdzenia germanem (na poziomie 7 mol%) 

pozwalało na efektywny zapis siatek Bragga (eksperyment z zapisem 

FBG na włóknie jednomodowym o podobnej strukturze 

został opisany przez Geernaerta w [11]). Modelowanie i analiza 

właściwości propagacyjnych we włóknie przeprowadzona była na 

dostępnym komercyjnie oprogramowaniu MODE Solution firmy 

Lumerical wykorzystującym metodę różnic skończonych do rozwiązywania 

równania falowego. Wykonana analiza numeryczna 

potwierdza stabilną (ze stratami prowadzenia – ang. confinement 

loss – dla długości fali λ=1,55 μm rzędu kilku dB/km) propagację 

modu podstawowego (E 11 

) i drugiego rzędu (E 21 

) oraz słabą propagację 

modów wyższych rzędów (ze stratami sięgającymi kilku 

dB/m dla modu trzeciego E 31 

i czwartego rzędu E 12 

oraz osiągającymi 

100 dB/m dla modów wyższych rzędów). W naszych 

eksperymentach wykorzystywaliśmy krótkie (0,5 m) odcinki włókna 

MSF, dlatego spodziewaliśmy się zaobserwować propagację 

pierwszych czterech modów (E 11 

, E 21 

, E 31 

, E 12 

z przestrzennym 

rozkładem pola przedstawionym na rys. 1b. 

Przygotowanie próbek oraz technologia 

naświetlania siatek Bragga 

Półmetrowe próbki włókna mikrostrukturalnego przedstawionego 

na rys. 1a zostały zespawane na obydwu końcach z standardowym 

jednomodowym włóknem telekomunikacyjnym (Corning 

SMF-28). Ze względu na fakt, iż liczba pików Bragga widocznych 

Rys. 2. Schemat interferometru Talbot’a do zapisu siatek Bragga laserem 

femtosekundowym [15] 

Fig. 2. Femtosecond laser Talbot interferometer setup for FBG inscription 

[15] 

w charakterystyce FBG zapisanej we włóknie kilku- lub wielomodowym 

zależy silnie od warunków pobudzenia [12], technologia 

niskostratnego spawania została zoptymalizowana do odpowiedniego 

pobudzenia modów wyższych rzędów. Siatki Bragga na 

trzecie okno telekomunikacyjne były nanoszone w układzie interferometru 

Talbot’a (rys. 2) femtosekudowym laserem UV [13] 

technologią opisaną szerzej w [14]. 

Wyniki 

Typowa charakterystyka widmowa uzyskanych próbek przedstawiona 

została na rys. 3a. W światłowodzie kilkumodowym każdemu 

z propagowanych modów odpowiada jeden pik Bragga. 

Ponadto w światłowodzie wysoce dwójłomnym każdy z pików 

Rys. 3. Typowa charakterystyka spektralna siatki Bragga zapisanej 

na dwójłomnym kilkudomowym włóknie mikrostrukturalnym (a) oraz 

porównanie efektywnych współczynników załamania modu podstawowego 

i drugiego rzędu obliczonych na podstawie charakterystyk 

spektralnych FBG (oznaczone ‘x’ – eksperyment) i wyliczonych numerycznie 

na podstawie symulacji (oznaczone linią ciągłą – symulacja) 

(b) 

Fig. 3. Typical spectra characteristic of an FBG written in a few-mode 

HB MSF (a); theoretical („symulacja”) and experimental („eksperyment”) 

values of effective refractive index of the fundamental and 

second (E 21 

) order mode (b) 

Bragga ma podwójną strukturę, w której każdy z pików odpowiada 

jednemu z dwóch modów polaryzacyjnych. Dwa piki oznaczone, 

jako E 21(sym.) 

oraz E 21(asym.) 

odpowiadają według nas symetrycznemu 

i asymetrycznemu modowi drugiego rzędu (E 21 

). W naszych 

próbkach nie zaobserwowaliśmy modu czwartego rzędu (E 31 

). 

Jest to prawdopodobnie związane z jednej strony ze stosunkowo 

dużymi stratami prowadzenia tego modu (zgodnie z naszymi symulacjami 

rzędu 2 dB/m) oraz dodatkowymi stratami na spawie 

MSF-SMF dla (dla naszych spawów rzędu 3 dB/spaw), a z drugiej 

strony z trudnościami związanymi ze wzbudzeniem tego modu 

i jego bardzo niestabilną propagacją. 

Charakterystyki spektralne siatek Bragga pozwalają na eksperymentalne 

wyznaczenie efektywnego współczynnika załamania 

(n eff 

) propagowanych w światłowodzie modów (zgodnie ze wzorami 

podanymi w [14]), a tym samym potwierdzenie dokładności symulacji 

i obliczeń numerycznych. W tym celu naświetlony został 

szereg FBG na długości fali Bragga 850…2000 nm, a porównanie 

wyników eksperymentu i symulacji przedstawione zostały na 

rys. 3b. Wyniki eksperymentalne są w dobrej zgodności z wynikami 

teoretycznymi, przy czym większe rozbieżności zostały zaobserwowane 

dla modu drugiego rzędu. Wynika to po pierwsze 

z faktu, że mod E 21 

dochodzi bliżej granicy obszaru symulacji, 

a więc jest obciążony większym błędem numerycznym niż mod 

podstawowy. Po drugie w modelu teoretycznym nie były brane 

pod uwagę zmiany współczynnika załamania rdzenia, powstałe 

pod wpływem promieniowania UV w trakcie procesu zapisu siatki 

Bragga. 

Wnioski 

W tej pracy zademonstrowaliśmy wyniki zapisu siatek Bragga 

na kilkumodowym wysoce dwójłomnym włóknie mikrostrukturalnym. 

Eksperymentalne wartości dwójłomności modu podstawowego 

(B E11 

= 0,35×10 -3 dla λ = 1,55 μm) oraz drugiego rzędu 


(B E21 

= 0,46×10 -3 dla λ = 1,55 μm) obliczone na podstawie separacji 

pików Bragga (dwóch prostopadłych modów polaryzacyjnych) 

są ponad dwa razy mniejsze niż wartości dwójłomności podobnego 

włókna zaprezentowanego przez nas wcześniej w [10]. Tak 

duże różnice dwójłomności potwierdzają dużo mniejszy wpływ 

otworów powietrznych na prowadzone w analizowanym włóknie 

światło (w porównaniu do włókna zaprezentowanego w [10]). 

Ponadto przeprowadzone pomiary zmian położenia pików Bragga 

pod wpływem przyłożonej siły rozciągającej włókno (zmiana 

odstępu między pikami Bragga modów polaryzacyjnych poniżej 

0,01 pm/µε) pokazały, że czułość polarymetryczna na naprężenia 

wzdłużne zarówno podstawowego jak i drugiego modu jest 

porównywalna z czułością w tradycyjnych światłowodach dwójłomnych, 

co również potwierdziło niewystarczający wpływ mikrostruktury 

płaszcza na właściwości włókna. Zwiększenie wpływu 

mikrostruktury na propagowane bliżej rdzenia mody jest możliwe 

poprzez zbliżenie otworów powietrznych do obszaru rdzenia. 

Celem naszych kolejnych badań jest zaprojektowanie włókna 

o strukturze linijki (zapewniającej nieczułość dwójłomności na 

zmiany temperatury) oraz o podwyższonej czułości na naprężenia 

modów wyższego rzędu, a następnie wykonanie na nim siatek 

Bragga zgodnie z przedstawioną w tej pracy metodologią. 

Literatura 

[1] Russell P.: Photonic crystal fibers; Science vol. 299 (5605), 2003, 

s. 358–362. 

[2] Dudley J. M. i in.: Supercontinuum generation in photonic crystal 

fiber, Rev. Mod. Phys. vol. 78(4), 2006, s. 1135–1184. 

[3] Wadsworth W. i in.: High power air-clad photonic crystal fibre laser, 

Opt. Express vol. 11(1), 2003, s. 48–53. 

[4] Bjarklev A. i in.: Photonic Crystal Fibres, 2003. 

[5] Russell, P.: Photonic-Crystal Fibers, J. Lightwave Technol. vol. 

24(12), 2006, s. 4729–4749. 

[6] Nasilowski T. i in.: Sensing with photonic crystal fibres, Proc. Of IEEE 

International Symposium on Intelligent Signal Processing (WISP), 

2007, s. 1–6. 

[7] Frazăo O. i in.: Optical sensing with photonic crystal fibers, Laser 

Photon. Rev. vol. 2(6), 2008, s. 449–59. 

[8] Cusano A. i in.: Fiber Bragg Grating Sensors: Recent Advancements, 

Industrial Applications and Market Exploitation, 2011. 

[9] Martynkien, T. i in.: Birefringent photonic crystal fibers with zero polarimetric 

sensitivity to temperature, Appl. Phys. B vol. 94(4), 2009, 

s. 635–640. 

[10] Nasilowski T. i in.: Very high polarimetric sensitivity to strain of second 

order mode of highly birefringent microstructured fibre, Proc. SPIE 

7753, 2011, s. 77533O. 

[11] Geernaert T. i in.: Fiber Bragg gratings in germanium-doped highly 

birefringent microstructured optical fibers, IEEE Photon. Technol. 

Lett. 20(8), 2008, s. 554–556. 

[12] Mizunami T. i in.: Bragg Gratings in Multimode and Few-Mode Optical 

Fibers, J. Lightwave Technol. vol. 18(2), 2000, s. 230–235. 

[13] Becker M. i in.: Fiber Bragg grating inscription combining DUV subpicosecond 

laser pulses and two-beam interferometry, Opt. Express 

vol. 16(23), 2008, s. 19169–19178. 

[14] Tenderenda T. i in.: Fibre Bragg gratings written in highly birefringent 

microstructured fiber as very sensitive strain sensors, Proc. SPIE vol. 

8426, 2012, s. 84260D. 

[15] Becker M. i in.: Inscription of fiber Bragg grating arrays in pure silica 

suspended core fibers, IEEE Photon. Technol. Lett. vol. 21(19), 2009, 

s. 1453–1455. 

Projekt i wykonanie eksperymentalnej światłowodowej 

sieci odniesienia DWDM o przepływności 80 Gbit/s 

dr inż. Grzegorz Żegliński, dr inż. Jerzy Gajda 

Zachodniopomorski Uniwersytet Technologiczny w Szczecinie, Katedra Telekomunikacji i Fotoniki 

Zapotrzebowanie na usługi związane z transmisją danych i obrazów 

wymagających dużych przepływności stymuluję większe zapotrzebowanie 

na instalacje sieciowe dostępowe i transportowe 

dla Internetu optycznego. Jak również rozwój telekomunikacji 

radiowej opartej na transporcie poprzez szybkie sieci światłowodowe 

(np.: Internet szybki LTE o przepływności 100 Mbit/s) wpływa 

na zmianę architektury transportowej sieci światłowodowych. 

Prace z ostatnich kilku lat o wymienionej tematyce wskazują na 

znaczący postęp naukowy w zakresie sieci DWDM (Dense Wavelenght 

Division Multiplexing) na co wskazuję nowe podejście 

do tematu modulacji i uzyskiwanie coraz większych efektywności 

spektralnych źródeł laserowych stosowanych w nadajnikach 

DWDM [1–5]. Z drugiej strony rozwój optycznych pasywnych 

sieci dostępowych wskazuje na potrzebę tworzenia i wdrażania 

nowych standardów teleinformatycznych wykorzystujących 

zwielokrotnienie falowe: sieci WDM-PON (Wavelenght Division 

Multiplexing Passive Optical Network) [6–8]. W niniejszej pracy 

została zrealizowana zaawansowana technologicznie i naukowo, 

zaprojektowana w 2008 roku numerycznie w środowisku RSOFT- 

OPTSIM i zainstalowana w latach 2009–2010 w Laboratorium 

Technologii Teleinformatycznych i Fotoniki propozycja uniwersalnej 

transportowej sieci odniesienia pozwalającej na testowanie 

i pomiary wielu różnych standardów sieci wykorzystujących zwielokrotnienie 

falowe. W roku 2011 wykonano sprawdzenia zrealizowanego 

projektu w ramach pracy dyplomowej przez studentów 

kierunku Elektronika i Telekomunikacja (Wydział Elektryczny Zachodniopomorskiego 

Uniwersytetu Technologicznego) [9]. 

Transportowa sieć odniesienia DWDM 

40 

Sieć odniesienia została zrealizowania w Pracowni Optycznych 

Teleinformatycznych Sieci Odniesienia (Laboratorium Technologii 

Teleinformatycznych i Fotoniki) składa się z dwóch rekonfigurowanych 

węzłów sieciowych Alcatel-Lucent 1830 PSS-32, szafy 

przełącznic światłowodowych OptiTel 19/45U, dwóch szaf bębnów 

i szpul ze światłowodami w standardzie ITU-T G.652 (część 

transportowa) i ITU-T G.657 (część dostępowa) oraz szafy z pasywną 

siecią optyczną GEPON (Gigabit Ethernet Passive Optical 

Network). Szafa przełącznic światłowodowych składa się z 12 

półek DWDM. Szafa przełącznic światłowodowych odpowiada za 

zakończenia klienckie oraz liniowe dla poszczególnych węzłów 

sieciowych. Ponadto stanowi wejście/wyjście dla układu rozbiegowego 

bębnów ITU-T G.652.D włókna firmy Corning. Szafa 

bębnów z tymi światłowodami składa się z dwudziestu bębnów, 

których poszczególna długość wynosi od 17 do 18 km. Możemy 

zestawić całkowitą długość toru światłowodowego z 20 kawałków 

dla badanego systemu na poziomie ponad 340 km. Zdjęcia systemu 

pokazano na rys. 1. 

Każdy moduł zainstalowany w systemie posiada dwuportowe 

wejście/wyjście monitorujące MON, do którego mogą być podłączane 

przyrządy pomiarowe. 

Schemat zrealizowanego systemu DWDM wraz z zaznaczonym 

przykładowym punktem pomiarowym przedstawiono na 

rys. 2. 

Transpondery użyte w systemie wspierają takie protokoły 

transmisji jak OC-192, STM-64, 10G Ethernet czy 10G Fibre 

Channel. Mogą być użyte jako regeneratory sygnałów (3R 

– odtwarzanie kształtu, amplitudy i zegara sygnału). Wspierają 

transparentną transmisję do 11 Gb/s, monitorowanie poziomu 

kanałów optycznych oraz zarządzanie błędami przez funkcja 

FEC (Forward Error Correction) używaną do detekcji błędów 

i ich korekcji. Mechanizm ten zapobiega ponownej retransmisji 

uszkodzonych danych dzięki czemu dostarcza 8.5 dB OSNR 

zysku, więcej niż w standardzie ITU. Każdy transponder jest 

przestrajalny dla jednego 88 kanałów optycznych w zakresie 


technika Wavelenght Tracker pozwala na automatyczną i programową 

kontrolę poziomu mocy i widma optycznego transmitowanych 

kanałów w różnych punktach systemu. 

W systemie zastosowano 8 wzmacniaczy optycznych pozwalających 

na zastosowanie różnych schematów kompensacji dyspersji 

oraz regeneracji sygnału w kolejnych odcinkach światłowodowych. 

W tabeli 2 zestawiono parametry użytych wzmacniaczy 

optycznych, a w tabeli 3. światłowodów kompensujących dyspersję 

chromatyczną obliczony dla projektowanego odcinka toru 

światłowodowego o długości 140 km. W ramach projektu obliczono 

kompensatory dla transmisji w pętli światłowodowej 2×70 km. 

Kompensatory pokazano na rys. 3. 

Tab. 2. Parametry stosowanych wzmacniaczy optycznych 

Tabl. 2. The Parameters of applied optical amplifiers 

Typ 

wzmacniacza 

Zysk 

[dB] 

Minimalna moc 

wejściowa 

[dBm] 

Maksymalna 

moc wejściowa 

[dBm] 

Maksymalna 

moc wyjściowa 

[dBm] 

ALPHG 10–26 -30 +7 17 

AHPLG 16–24 -30 +7 20 

Tab. 3. Właściwości kompensatorów dyspersji chromatycznej w węzłach 

systemu 

Tabl. 3. The properties of the chromatic dispersion compensators applied 

in the the system 

Rys. 1. Sieć Odniesienia zrealizowana w LTTiF 

Fig. 1. Reference optical fiber network realized in LTTiF 

od 191.70 THz do 196.05 THz z odstępem międzykanałowym 

50 GHz zgodnie ze standardami telekomunikacyjnymi ITU-T. 

Wybrane parametry nadajnika transponderów znajdujących się 

po stronie portów klienckich przedstawiano tab. 1. 

Parametr 

Kompensowana długość transmisyjna 

[km] 

Średnie straty tłumiennościowe 

[dB] 

Długość włókna DCF 

[km] 

Moduły DCF 

30,0 110,0 

2,1 5,7 

3,0 11,0 

Typ włókna SSMF SSMF 

Opóźnienie PMD 

[ps] 

0,13 0,39 

Tab. 1. Parametry nadajników transpondera 

Tabl. 1. The transmitter parameters of transponders 

Typ 

modułu 

Szybkość 

[Gb/s] 

Typ 

lasera 

Wyjściowy 

zakres mocy 

[dBm] 

11STAR1 11 MSA 2,5 do +5 

Wyjściowy 

zakres dł. fal 

[nm] 

1529,55 do 

1568,36 

Wejściowy 

zakres 

mocy [dBm] 

-24 do +8 

Moduły posiadają wiele funkcji takich jak Wavelength Tracker 

Encoder oraz Alien Wavelength. Wavelength Tracker Encoder 

dodaje unikatowy klucz WaveKey do transmitowanej długości 

fali, natomiast Alien Wavelength jest to funkcja pozwalająca na 

akceptacje dowolnego sygnału optycznego i konwertująca go do 

wymaganego sygnału DWDM według siatki ITU-T. Zastosowana 

Rys. 3. Zainstalowane moduły kompensacji dyspersji chromatycznej 

Fig. 3. The installed modules of chromatic dispersion compensation 

Rys. 2. Schemat sieci z punktem pomiarowym widma optycznego przed wzmacniaczem optycznym w jednym z węzłów 

Fig. 2. Network setup with the measuring point of optical spectrum before optical amplifier in one of crossover points 


Rys. 4. Schemat projektowanego systemu w programie RSOFT OptSim 

Fig. 4. The setup of the designing system in RSOFT-OPTSIM programme 

42 


Wyniki obliczeń i pomiarów w projektowanej 

sieci DWDM 

Projekt i obliczenia numeryczne (rys. 4) zostały przeprowadzone 

w oprogramowaniu RSOFT OptSim w Pracowni Badań Numerycznych 

(LTTiF). Celem projektu było porównanie wyników analizy 

numerycznej z pomiarami zaprojektowanego systemu. Analizie 

została poddana elementowa stopa błędów BER oraz jakość sygnału 

Q, które zostały odczytane z diagramów oka z oscyloskopów 

na poszczególnych odbiornikach. Ponadto, ważnym aspektem 

sieci była moc optyczna poszczególnych kanałów optycznych na 

wyjściu wzmacniaczy. 

Ważniejsze założone parametry transmisyjne projektowanej 

sieci DWDM: 

● przepływność – 80 Gbit/s (8×10 Gb/s), 

● moc optyczna nadajników, 

● minimalna moc odbierana w odbiorniku, 

● FWHM [MHz] – szerokość połówkowa krzywej widmowej charakterystyki 

laserów w nadajniku (1000 MHz), 

● BER – elementowa stopa błędów. Określa prawdopodobieństwo 

wystąpienia przekłamania bitu informacji. 

● Q [dB] – parametr obliczeniowy diagramu oka po stronie elektrycznej 

systemu pozwalający na oszacowanie elementowej 

stopy. 

Na rysunku 5 pokazano widmo pomiarowe systemu, którego 

3 kanały zajmują początkową część pasma telekomunikacyjnego 

C, 2 kanały środkową część pasma C oraz 3 kanały końcową 

część tego pasma. Kanały mogą być rekonfigurowane na siatce 

ITU-T w paśmie C. Przykładowe wyniki mocy przed regeneracją 

po przejściu drugiego odcinka 70 km. 

Przykładowe obliczenia parametrów BER i Q dla wybranych 

kanałów pokazano w tabeli 5. 

Podsumowanie 

Przeprowadzono obliczenia numeryczne z użyciem modelu, którego 

elementy składowe zawierają parametry elementów rzeczywistych 

użytych w systemie (wzmacniacze optyczne, kompensatory 

dyspersji, filtry optyczne). Przygotowane oprogramowanie pozwala 

na zastosowanie utworzonego stanowiska do analizy przestrajalnego 

systemu oraz do rekonfiguracji parametrów systemu 

z ewentualnymi nowymi elementami do badań takimi jak: światłowody 

mikrostrukturalne, kompensatory dyspersji chromatycznej 

i polaryzacyjnej. Dzięki oprogramowaniu możliwe jest również 

prześledzenie między innymi wpływu wzmacniaczy optycznych 

na jakość transmitowanego widma w kontekście zarządzania 

dyspersją chromatyczną. Otrzymane wyniki obliczeń numerycznych 

przy uzyciu oprogramowania RSOFT OptSim wskazują na 

dużą porównywalność z wynikami pomiaru i wyniki analizy numerycznej 

parametru Q oraz wykonane 

pomiary BER wskazują na akceptowalny 

poziom transmisji o zasięgu 

140 km, dla przepływności 80 Gb/s. 

System posiada możliwość rozbudowy 

do 88 kanałów o przepływności 

ponad 3 Tb/s. System jest użyteczny 

zarówno do testowania istniejących 

rozwiązań komercyjnych, jak również 

rozwiązań naukowych, poprzez połączenie 

światłowodowe z innymi pracowniami 

Laboratorium Technologii 

Teleinformatycznych i Fotoniki. 

Rys. 5. Pomiarowe widmo optyczne przed wzmacniaczem ALPHG w węźle systemu 

Fig. 5. Measuring optical spectrum before amplifier ALPHG in the system 

Tab. 4. Parametry kanałów optycznych pomiaru przed wzmacniaczem 

ALPHG w węźle systemu po przejściu odcinka 70 km 

Tabl. 4. Parameters of optical channels of measurement before amplifier 

ALPHG in the system after 70 km transmission 

Kanał 

f 

[THz] 

Długość fali 

[nm] 

Moc optyczna 

[dBm] 

OSNR 

[dB] 

1 196,00 1529,52 -16,57 35,28 

2 195,90 1530,30 -17,72 33,67 

3 195,80 1531,09 -16,77 35,29 

4 193,90 1546,09 -17,35 35,61 

5 193,80 1546,88 -17,89 35,56 

6 191,90 1562,20 -18,30 36,09 

7 191,80 1563,02 -18,30 36,01 

8 191,70 1563,83 -18,59 36,21 

Tab. 5. Parametry diagramów oka dla wybranych częstotliwości systemu 

Tabl. 5. The eye diagrams results for the chosen frequencies of the system 

f 

[THz] 

BER 

191.70 193.90 195.80 196.00 

Q [dB] 16.09 16.03 15.72 15.52 

Literatura 

Laboratorium zostało wybudowane 

i wyposażone w aparturę naukowo- 

-badawczą w ramach projektu Programu 

Operacyjnego Innowacyjna 

Gospodarka POIG.02.01.00-32-024/08. 

[1] Le Roux P. at all.: 25 GHz spaced DWDM 160x10.66 Gbit/s 

(1.6 Tbit/s) unrepeatered transmission over 380 km, Alcatel-Lucent, 

2002. 

[2] Xiang Liu, Chandrasekhar S.: High Spectral-Efficiency Mixed 

10G/40G/100G Transmission, Bell Laboratories, 2008. 

[3] Xia Verizon T. J., Winzer P. J.: Transmission of 107-Gb/s DQPSK 

over Verizon 504-km Commercial LambdaXtreme Transport System, 

Alcatel-Lucent, 2008. 

[4] Hidenori T. at all.: Highly Spectrally Efficient DWDM Transmission 

at 7.0 b/s/Hz Using 8 x 65.1-Gb/s Coherent PDM-OFDM, Journal 

of Lightwave Technology, Vol. 28, No. 4, 2010. 

[5] Dorosz J., Romaniuk R.: Rozwój techniki światłowodowej w kraju 

2009–2011, ELEKTRONIKA – KONSTRUKCJE, TECHNOLOGIE, 

ZASTOSOWANIA, 2011-4. 

[6] Weiwei Z., Hongwei Z., Hanyu Z.: Study on WDM-PON Schemes, 

International Conference on Business Computing and Global Informatization, 

2011. 

[7] Zaineb Al-Qazwini, Hoon Kim: DC-Balanced Line Coding 

for Downlink Modulation in Bidirectional WDM PONs Using 

Remodulation, IEE Photonics Technology Letters, Vol. 23, No. 

18, 2011. 

[8] Applied Optoelectronics: 32-Channel, Injection-Locked WDM-PON 

SFP Transceivers for Symmetric 1.25 Gbps Operation, NFOEC, 

2011. 

[9] Kubczyk K.: Praca magisterska, Katedra Telekomunikacji i Fotoniki, 

2011. 


Światłowodowy czujnik temperatury progowej na bazie 

wypełnionego włókna mikrostrukturalnego 

dr inż. Paweł Marć 1 , mgr Paweł Piliszek 1 , dr inż. Tomasz Nasiłowski 1,2 , 

mgr inż. Michał Murawski 1,2 , mgr inż. Michał Szymański 1,2 , 

prof. dr hab. inż. Leszek R. Jaroszewicz 1 , dr inż. Katarzyna Pawlik 2 

1 

Wojskowa Akademia Techniczna, Instytut Fizyki Technicznej, Wydział Nowych Technologii i Chemii, Warszawa 

2 

InPhoTech Sp. z o.o., Warszawa 

Fotoniczne włókna światłowodowe (PCF) lub inaczej mikrostrukturalne 

(MSF) są coraz częściej wykorzystywane w telekomunikacji 

i czujnikach światłowodowych. Możliwość zmiany 

geometrii otworów wewnętrznych,tworzących mikrostrukturę 

włókna prowadzącą wiązkę świetlną, pozwala modyfikować 

jego dyspersję, strukturę modową, dwójłomność czy też nieliniowość, 

a dzięki tym nowym własnościom stosować je tam 

gdzie wcześniej nie było to możliwe. Łatwy dostęp do otworów 

powietrznych pozwala również na wprowadzanie różnego typu 

materiałów do jego wnętrza. Najczęściej stosowane materiały 

to polimery [1], ciekłe kryształy [2, 3], specjalizowane ciecze 

immersyjne [4], ciecze z nanocząstakim [5], czy też złożone 

substancje organiczne [6]. Wykorzystanie procesu zwilżania 

kapilarnego jest najczęściej stosowaną techniką wypełniania 

mikrostruktury włókna [1-6]. Tak przygotowane włókna stają się 

podstawą konstrukcji różnego typu elementów światłowodowych 

takich jak przełączniki optyczne, tłumiki optyczne czy też 

optody czujników chemicznych. 

W niniejszej pracy do wytworzenia czujnika temperatury progowej 

wykorzystano komercyjnie dostępne włókno światłowodowe 

typu LMA10 produkowane przez firmę NKT Photonics [7]. 

Zostało ono wypełnione substancją organiczną wykorzystując 

do tego celu wyżej wspomnianą technikę, a optodę czujnika 

tworzy patchcord światłowodowy zakończony standardowymi 

złączami FC/PC. 

Światłowodowy czujnik progowej wartości 

temperatury 

44 

Opracowana w Zakładzie Technicznych Zastosowań Fizyki WAT 

aparatura pozwala na wypełnianie włókien mikrostrukturalnych 

różnego typu materiałami ciekłymi. O ile substancja wypełniająca 

posiada niską wartość współczynnika lepkości to siły kapilarne 

są wystarczające do wypełnienia przygotowanego włókna. Natomiast 

wypełnienie włókna materiałem o dużej lepkości wymaga 

zastosowania podzespołu zewnętrznego ciśnienia. Układ ten został 

przystosowany również do wprowadzania materiałów, które 

w warunkach normalnych są w stanie stałym, ale posiadają niską 

wartość współczynnika topnienia i można je przeprowadzić do 

stanu ciekłego w temperaturach do 80°C. Materiały organiczny 

tego typu stał się podstawą budowy prezentowanego czujnika 

temperatury progowej. Wypełniając kanały powietrzne mikrostruktury 

materiałem o innym współczynnika załamania niż powietrze 

wpłynąć można na jakość wiązki świetlnej prowadzonej 

we włóknie, a w prezentowanej pracy przede wszystkim na wielkość 

strat. Biorąc pod uwagę fakt wykorzystania w badaniach 

włókna mikrostrukturalnego o stałym rdzeniu wartość współczynnika 

załamania substancji wypełniającej ma bezpośredni wpływ 

na mechanizm prowadzenia światła w tego typu włóknie. Jeżeli 

współczynnik załamania materiału wypełniającego jest niższy 

niż współczynnik załamania materiału, to mechanizm propagacji 

jest podobny do prowadzenia wiązki w standardowych włóknach 

światłowodowych. Jeżeli jest inaczej to włókno prowadzi światło 

na zasadzie istnienia przerwy wzbronionej [8], podobnie jak we 

włóknach z powietrznym rdzeniem. 

W prezentowanej pracy zastosowano wypełnienie, które 

zmienia nie tylko wartość współczynnika załamania w zależności 

od temperatury oddziałującej na materiał wypełniający, ale 

także stan skupienia ze stałego na ciekły. Stan włączenia czujnika 

uzyskuje się dla temperatur powyżej temperatury progowej, 

w której substancja jest w stanie ciekłym natomiast stan wyłączenia 

występuje poniżej tej temperatury, kiedy substancja jest 

w stanie stałym. 

W pracy wykorzystano włókno typu LMA, które pozwala na 

konstrukcję czujnika pracującego w szerokim zakresie długości 

fali. W przypadku prezentowanego układu wykorzystane zostało 

źródło światła typu VCSEL generujące wiązkę świetlną 

w okolicach 850nm. Ogólnie czujnik zbudowany został w oparciu 

o prostą konfigurację transmisyjnego czujnika natężenia, 

w którym wiązka świetlna ze źródła przechodzi przez odpowiednio 

przygotowany patchcord z wypełnionym włóknem LMA10 

i padając na fotodetektor daje informacje o stanie czujnika. 

Długość zastosowanego włókna mikrostrukturalnego była około 

50 cm natomiast długość wypełniania zawierała się w przedziale 

10...30 mm. Materiał wypełniający włókno w procesie wypełniania 

został przetransportowany mniej więcej do połowy długości 

włókna mikrostrukturalnego. Włókno to zostało z obyu stron zamknięte 

spawami z jednomodowym włóknem światłowodowym 

typu SMF28 wykonanymi przy pomocy platformy przetwarzania 

szkła GPX-3400 (VYTRAN). 

Rozważając pracę czujnika od strony teoretycznej dokonano 

badania mechanizmu strat tak przygotowanego elementu 

światłowodowego. Przeprowadzone zostały symulacyjne na bazie 

oprogramowania Lumerical. Symulacje wykonano oceniając 

straty na połączeniach SMF28-LMA10 oraz LMA10 bez wypełnienia 

z LMA10 z wypełnieniem oraz straty prowadzenia w części 

wypełnionego włókna mikrostrukturalnego. W pierwszym przypadku 

obliczano całkę przekrycia pól modowych powstających 

w strukturze wypełnionej oraz pola modowego struktury bez wypełnienia. 

Wykonując stosowne obliczenie dla różnych wartości 

współczynnika załamania substancji wypełniającej okazało się, 

że dominujące są straty na połączeniu włókna mikrostrukturalnego 

z wypełnianiem i bez wypełnienia (rys. 1). 

Rys. 1. Straty na połączeniu włókna wypełnionego i niewypełnionego 

w zależności od współczynnika załamania 

Fig. 1. Coupling losses vs. refractive index of filled material for interface 

between empty and filled fibre 


Z rysunku wynika, że straty są tym większe im bardziej współczynnik 

załamania materiału zbliża się do współczynnika załamania 

szkła krzemionkowego, z którego został wytworzony 

światłowodów. Straty związane z prowadzeniem wiązki świetlnej 

w strukturze wypełnionej były niższe o rząd wielkości od strat prezentowanych 

na rys. 1. 

Wyniki eksperymentalne 

We wstępnej fazie eksperymentów do badań wykorzystano źródło 

typu VCSEL oraz miernik mocy optycznej, a część patchcordu 

z wypełnieniem była umieszczona wewnątrz komory cieplnej. 

Źródło i miernik mocy umieszczone były na zewnątrz komory. Badania 

były prowadzone dla kilkunastu próbek z wypełnieniem 10, 

20 i 30 mm. Przykładowe charakterystyki zmiany mierzonej mocy 

optycznej na wyjściu miernika mocy dla trzech przykładowych 

próbek zostały przedstawione na rys. 2. 

a) 

b) 

c) 

Rys. 2. Zależność mocy optycznej w funkcji temperatury dla trzech 

próbek o długości wypełnienia: a) 10 mm, b) 20 mm i c) 30 mm 

Fig. 2. Optical power vs. temparature for three samples with different 

filling lenghts: a) 10 mm, b) 20 mm and c) 30 mm 

Sumaryczną ocenę charakterystyk przedstawionych na rysunku 

zaprezentowano w tabeli. Dla wszystkich próbek zmierzona 

został inna temperatura przejścia określana jako punkt, dla której 

wartość sygnału jest średnią jego minimalnego i maksymalnego 

poziomu. Zakres zmian pomiędzy stanem wyłączenia i włączenia, 

jak również nachylenia charakterystyki wskazane zostały jako te 

parametry, które decydowały będą o szybkości z jaką czujnik 

może zadziałać. 

Sumaryczna ocena parametrów przebadanych 

The overall evaluation of the studied parameters 

Długość wypełnienia [mm] 10 20 30 

Temperatura przejścia [°C] 67 63,5 61,8 

Zakres zmiany sygnału [°C] 2 1 1 

Nachylenie charakterystyki [µW/°C] 24 31 31 

Straty całkowite [dB] 5,9 6,4 7,9 

Temperatura przejścia dla wszystkich próbek różni się. W tym 

wypadku problemem podstawowym mogła być niestabilna prac 

komory cieplnej. W drugim przybliżeniu wpływ na to mogła mieć 

także niejednorodności materiału wypełniającego będącego bogatą 

mieszaniną organicznych związków chemicznych, a zatem 

w badanych próbkach mogły znajdować się nieco odmienne frakcje. 

Zakres zmiany temperatury jest zgodny z oczekiwaniami, 

gdyż dla krótszych wypełnień wiązka świetlna łatwiej przechodzi 

przez ten materiał nawet jeśli wartość współczynnika załamania 

jest duża. Natomiast dla wypełnienia powyżej 20 mm zakres ten 

zmniejsza się do 1°C i pozostaje taki sam dla dłuższych wypełnień. 

Nachylenie charakterystyki termicznej ma przeciwny charakter. 

Dla wypełnienia 10 mm jest mniniejsze i nieznacznie rośnie dla 

dłuższych wypełnień uzyskując stałą wartość dla wypełnień powyżej 

20 mm. Straty całkowite mierzone metodą wtrąceniową są 

zgodne z oczekiwaniami rosnąc wraz z długością wypełnienia. 

Podsumowanie 

Zaprezentowany specjalizowany patchcord światłowodowy z częściowym 

wypełnionym włóknem mikrostrukturalnym jest elementem 

pozwalającym na budową światłowodowego czujnika temperatury 

progowej. Przykładowe charakterystyki termiczne pozwalają 

stwierdzić, że 20 mm wypełnienie włókna mikrostrukturalnego jest 

wystarczające dla uzyskania efektu przejścia pomiędzy stanami 

włączenia i wyłączenia. Stosunkowo wysokie straty tak przygotowanego 

patchcordu mogą być wyeliminowane w procesie przygotowania 

nowego typu wypełnień, jak również uzyskana temperatur 

progowa może być modyfikowana zmianą kompozycji mieszanych 

substancji. Zaprezentowany patchcord z odpowiednio przygotowanym 

wypełnieniem może być wykorzystany również jako przełącznik 

optyczny, czy też regulowany tłumik optyczny. 

Prace badawcze zostały sfinansowane ze środków Ministerstwa 

Nauki i Szkolnictwa Wyższego w ramach Projektu Kluczowego 

POIG.01.03.01-14-016/08-03 oraz rozwojowego NR02-0074-10. 

Literatura 

[1] Eggleton B.J. i in.: Microstrictured optical fiber devices, Opt. Express, 

9, 13, 2001, 698. 

[2] Woliński T. R. i in.: Propagation properties of photonic crystal fibers 

filled with nematic liquid crystals, Opto-Elect. Rev., 13, 2, 2005, 177. 

[3] Piliszek P. P. i in.: Microstructural optic fibres filled liquid crystals, and 

other substances, IV International interdisciplinary technical conference 

of young scientists, Poznań, May 2011. 

[4] Wang Y. i in.: Thermo-optic switching effect based on fluid-filled photonic 

crystal fibre, IEEE Photonics Technology Letters, 22, 3, 2010, 88. 

[5] Yinping M. i in.: Temperature tunability of photonic crystal fiber 

filled with Fe3O4 nanoparticle fluid, Appl. Phys. Lett., 98, 2, 2011, 

021103. 

[6] Marc P. i in.: Optical temperature switch based on microstructuredfibrefilled 

with different chemical mixtures, Proc. SPIE, 8426, 2012, 842605. 

[7] http://www.nktphotonics.com/files/files/LMA-10.pdf 

[8] Kuhlemey B.T. i in.: Fluid-filled solid-core photonic bandgap fibers, J. 

Lightwave Techn., 27, 11, 2009, 1617. 


Światłowodowy demodulator fazy – model 

i wyniki eksperymentalne 

mgr inż. Zbigniew HOŁDYŃSKI, dr inż. Idzi MERTA, prof. dr hab. inż. Leszek R. JAROSZEWICZ, 

dr inż. Rafał ŚWIŁŁO, Wojskowa Akademia Techniczna, Instytut Fizyki Technicznej, Warszawa 

Model światłowodowego demodulatora fazy 

Różne metody analizy obrazów prążkowych a także modulacji i demodulacji 

sygnałów świetlnych w tym w światłowodach zaprezentowane 

są w pracach [1–5]. Optyczna demodulacja fazy jest trudna 

w realizacji i w dalszym ciągu jest przedmiotem zainteresowania 

szczególnie w dziedzinie czujników światłowodowych [5]. Idea 

i pierwsze symulacje numeryczne prezentowanego demodulatora 

zaprezentowano w pracy [6]. Wykorzystano w nim: klasyczne interferencyjne 

doświadczenie Younga, własności transformacyjne 

cienkiej soczewki sferycznej oraz dwuelementowy fotodetektor 

z przerwą q – rys. 1. Rolę punktowych źródeł światła stanowią dwa 

światłowody zakończone kolimatorami na wyjściu których znajdują 

się pinhole o średnicy d. Wiązki po złożeniu na pryzmacie są do 

siebie równoległe i znajdują się obok siebie w odległości 2b [7–9]. 

W płaszczyźnie ogniskowej przedmiotowej soczewki skupiającej 

położone są pinhole, a w płaszczyźnie ogniskowej obrazowej powstaje 

ich dyfrakcyjny obraz Airy’ego zmodulowany przestrzennie. 

Zmiana różnicy fazy Δφ w obu światłowodach powoduje przesunięcie 

rozkładu dyfrakcyjnego na powierzchniach dwuelementowego 

fotodetektora (FD). Na powierzchniach FD zachodzi całkowanie 

rozkładu intensywności pola dyfrakcyjnego a sygnały wychodzące 

z lewego i prawego FD, tj. S L 

i S P 

zawierają informacje o różnicy 

fazy Δφ. S L 

i S P 

i ich kombinacja odpowiednio suma i różnica P sum 

, 

P diff 

oraz wyznaczona na ich podstawie różnica fazy Δφ są opisane 

następującymi zależnościami: 

Rys. 1. Idea światłowodowego demodulatora fazy 

Fig. 1. Fibre optics phase demodulator concept 

S L 

= a1 

+ a2 

cos ∆φ 

+ a3 

sin ∆φ 

P sum 

= 2a1 

+ 2a2 

cos∆φ 

(1) 

S R 

= a1 

+ a2 

cos ∆φ 

− a3 

sin ∆φ 

P diff 

= 2a 

3 

sin∆φ 

a P 

2 diff 

tg( ∆ φ) 

= 

gdzie: a 

a ( − 2a 

) 

1 

, a 2 

, a 3 

– pewne stałe [6, 9] (2) 

46 

3 

P sum 

1 

Istota zaprezentowanego powyżej prostego światłowodowego 

demodulatora fazy w układzie homodynowym zawarta jest w zależnościach 

(1) i (2) a jego możliwości wynikają z odpowiedniego 

ich wykorzystania. I tak w przypadku modulacji cyfrowej monitorując 

chwilowe wartości sygnałów sumy i różnicy z obu FD wzór 

(1), można wnioskować o typie modulacji fazowej. Znając stałe: 

a 1 

, a 2 

, a 3 

z wcześniejszego wyskalowania układu i korzystając 

z prostego układu logicznego z odpowiednim oprogramowaniem 

można na bieżąco demodulować sygnały. Aby znaleźć wartość 

różnicy faz Δφ należy skorzystać z równania (2) podstawiając 

wartości sumy P sum 

i różnicy sygnałów P diff 

z obu FD. 

Błąd metody wyznaczenia różnicy faz 

By znaleźć błąd metody wyznaczenia różnicy fazy zakładamy, że 

sygnały z obu FD obarczone są szumami addytywnymi Gaussa n l 

i n p 

. Wtedy wyrażenie (2) można zapisać: 

a [ P 

2 diff 

+ ( nL 

− nR 

)] 

tg( ∆φ 

+ ε) 

= 

; (3) 

a ( P + ( n + n )) − 2a 

) 

gdzie: 

σ – jest standardowym odchylenie pomiaru sygnałów z FD. 

Przeprowadzając analizę podobną do zaprezentowanej 

w pracach [10–11] można otrzymać wyrażenia na błąd średni 

i średni kwadratowy < ε 2 >: 

2 

⎛ 

2 

2 

⎞ 

2 σ 

⎜ 

sin ∆φ 

cos ∆φ 

ε = + ⎟ , 

2 

2 

2 ⎝ a2 

a3 

⎠ 

(4) 

2 

σ 

⎛ 1 1 ⎞ 

ε = sin ( ∆φ) cos ( ∆φ) 

⎜ − ⎟ 

2 

2 2 

a a 

⎝ 3 3 ⎠ 

Dobierając tak odległości q między fotodetektorami, można 

zapewnić równość współczynników a 2 

= a 3 

, a wtedy powyższe 

formuły na błąd średni i średni kwadratowy upraszczają się i są 

niezależne od mierzonej wartości różnicy fazy Δφ. W przypadku 

niespełnienia warunku a 2 

= a 3 

błąd bezwzględny ε będzie zależał 

od współczynników a 2 

, a 3 

oraz Δφ i będzie wynosił: 

⎛ a ⎞ 

3 

⎜ −1 

a 

⎟ 

ε 

⎝ 2 

= 

⎠ 

sin( 2∆φ) 

(5) 

2 

Powyższe wnioski mają istotne znaczenie w realizacji eksperymentalnej 

światłowodowego demodulatora fazy. 


3 

sum 

2 2 2 

〈 nL 〉 = 〈 nP〉 

= σ , 〈 n L 

〉 = 〈 nL〉 

= 0 

Układ pomiarowy i stosowana metodyka pomiaru fazy opisane są 

w pracach [7–9]. W badanym układzie demodulatora ogniskowa 

soczewki f = 200 mm, odległość między pinholami 2b =1270 μm, 

apertura pinholi d = 400 μm. Spójne źródło światła miało długość 

fali λ = 532 nm. Na rys. 2 pokazane są wyniki pomiaru sygnału 

sumy i różnicy na tle przebiegów teoretycznych dla przypadku, 

w którym odległość miedzy FD wynosiła q = 60,45 µm. W przeprowadzonym 

eksperymencie, dla tej wartości q odpowiadają 

najbardziej zbliżone do siebie wartości współczynników a i a 2 3 

(a 3 

/a 2 

wynosi 0,95). Jak wynika ze wzoru (5) w tym przypadku 

błąd bezwzględny pomiaru fazy będzie najmniejszy. 

Na rysunku 3 pokazano wyznaczone eksperymentalnie wartości 

współczynników a 1 

, a 2 

, a 3 

na tle charakterystyk wynikających 

z przyjętego modelu w funkcji połowy odległości miedzy fotodetektorami 

q/2 [mm]. Wyniki pomiaru są w bardzo dobrej zgodności 

z wartościami uzyskanymi na etapie modelowania. 

Na rysunku 4. pokazany jest współczynnik korelacji liniowej 

Pearsona R 2 dla dwóch przypadków kiedy wartości bezwzględne 

współczynników |a 2 

|, |a 3 

| są najbardziej zbliżone do siebie, co ma 

miejsce dla q = 50,2 μm, lub wartości tych współczynników są 

jeszcze bardziej zbliżone tj. dla q = 60,45 μm. 

Współczynnik korelacji wynosi R 2 = 0,9916 dla q = 50,2 μm, 

dla q = 60,45 μm jest nieznacznie większy i wynosi R 2 = 0,9965. 

Patrząc na zmierzone charakterystyki należy podkreślić liniowe 

zachowanie zmierzonych charakterystyk demodulatora w dużym 

zakresie różnicy faz. Dla małych wartości różnicy faz widać lepsze 

dopasowanie punktów eksperymentalnych do prostej niż dla 

większych wartości różnicy faz. I tak dla q = 50,2 μm sięga różnicy 

faz wynoszącej π/2, a dla q = 60,45 μm zbieżność ta zachowana 

do wartości różnicy faz wynoszącej π. Z uwagi na to, iż pomiar 

L 

P 

( ) ( ) 

1 


Rys. 3. Wyznaczone eksperymentalnie wartości współczynników a 1 

, 

a 2 

, a 3 

w funkcji połowy odległości miedzy fotodetektorami q/2 [mm] 

na tle charakterystyk wynikających z przyjętego modelu 

Fig. 3. Experimentally obtained value (points) of coefficient a 1 

, a 2 

, a 3 

in function of half gap between photodetectors q/2 [mm] and numerically 

calculated characteristics based on model 

charakterystyk wykonywano 

dla wolnozmiennego sygnału 

modulującego (cały cykl pomiaru 

trwał 2 s), a układ nie 

był specjalnie izolowany termicznie, 

to na wynik pomiaru 

miał wpływ dryf termiczny 

pola prążkowego. Przejawia 

się to większymi odchyleniami 

od wartości liniowej dla 

większych wartości różnicy 

faz i jest on bardziej widoczny 

im wartość współczynnika 

a 2 

odbiega od a 3 

(ma to miejsce 

dla odległości między 

FD q = 50,2 μm począwszy 

od Δφ > π/2). Dla q = 60,45 

μm mamy lepsze dopasowanie 

współczynników a 2 

i a 3 

i efekt ten widoczny jest dopiero dla 

różnicy faz większej od π. 

Z przeprowadzonego eksperymentu i analizy błędu modelu 

światłowodowego demodulatora fazy jasno wynika rola odległości 

q między FD w płaszczyźnie Fouriera i jej wpływ na niepewność 

wyznaczenia różnicy faz i liniowość charakterystyk demodulatora. 

Rys. 2. Suma i różnica sygnałów w funkcji różnicy faz dla odległości między FD q = 60 µm 

Fig. 2. Sum and difference signals in phase difference function, for gap between photodetectors q = 60 µm 

Wnioski 

Z modelu i przeprowadzonych badań eksperymentalnych własności 

dwuelementowego FD w płaszczyźnie Fouriera w układzie homodynowym 

wynika, że odległość miedzy fotodetektorami istotnie 

wpływa na właściwości światłowodowego demodulatora fazy. Pokazano, 

że dla pewnych wartości odległości między FD błąd metody 

pomiaru fazy osiąga wartość minimalną. Podano warunek jego 

minimalizacji, który sprowadza się do równości współczynników a 2 

i a 3 

. Współczynniki te zależą od odległości między fotodetektorami, 

długości fali świetlnej i ogniskowej soczewki fourierowskiej [6, 9]. 

Pokazano, że spełnienie warunku minimalizacji błędu jest jednocześnie 

warunkiem liniowości charakterystyk demodulatora fazy. 

Prezentowany dwuelementowy FD w płaszczyźnie Fouriera może 

być z powodzeniem stosowany w światłowodowych układach pomiarowych 

gdzie wymagany jest pomiar fazy z dużą dokładnością. 

Rys. 4. Współczynnik korelacji liniowej Pearsona dla charakterystyk 

fazowych 

Fig. 4. Pearson correlation coefficient for phase characteristics 

Praca została wykonana w 2012 w ramach realizacji projektu kluczowego 

POIG.01.03.01-14-016/08 pt. „Nowe materiały fotoniczne 

i ich zaawansowane zastosowania” 

Literatura 

[1] Patorski K., Kujawińska M, Sałbut L.: Interferometria laserowa z automatyczna 

analizą obrazu pod redakcją Krzysztofa Patorskiego, Oficyna 

Wydawnicza Politechniki Warszawskiej, Warszawa 2005. 

[2] Udd E., Spillman W.B.: JR. Fiber Optic Sensors: An Introduction for Engineering 

and Scientists, Second Edition, John Wiley & Sons, 2006. 

[3] Wójcik J., Wójcik W.: Lightguides and their Applications III, Proceedings 

of SPIE, 6608, 2006. 

[4] Lopez-Higuera J.M.: Optical Fibre Sensing Technology, John Wiley 

&Sons, 2006. 

[5] Fernandes N., Gossner K., Krisch H.: Low power signal processing 

for demodulation of wide dynamic range of interferometric optical fibre 

sensor signals, Proc. of SPIE, 7653, 2010, pp. 765328. 

[6] Merta I., Jaroszewicz L. R.: Demodulator of phase signal for single 

mode fiber-optics. Proc. of SPIE, 6585, 2007, pp. 65852B (1–4). 

[7] Merta I., Jaroszewicz L.R., Hołdyński Z.: Światłowodowy demodulator 

fazy na bazie całkowania przestrzennego w układzie 

światłowodowego interferometru Younga, XI Konferencja Naukowa 

Czujniki Optoelektryczne i Elektryczne, Nałęczów, 20–23.06.2010. 

[8] Merta I., Jaroszewicz L.R., Hołdyński Z.: Światłowodowy demodulator 

fazy na bazie całkowania przestrzennego w układzie światłowodowego 

interferometru Younga, PAK, vol. 56, nr 6, 2010, pp. 538–540. 

[9] Hołdyński Z.: Modelowanie i badanie eksperymentalne 

światłowodowego demodulatora fazy z całkowaniem przestrzennym 

w płaszczyźnie Fouriera, praca magisterska, Warszawa 2010 r. 

[10] Sasaki O., Okazaki H., Sakai M.: Sinusoidal chase modulating interferometr 

using the integrating-bucket method, Appl. Opt., vol. 26, 

1987, 1089–1093. 

[11] Dubois A.: Phase-map measurements by interferometry with sinusoidal 

phase modulation and four integrating buckets. J. Opt. Soc. Am. 

A, 18 (8), 2001, 1972–1979. 


Konstrukcja A-FORS-3 – autonomicznego 

światłowodowego sejsmometru rotacyjnego 

dr inż. Zbigniew Krajewski 1 , prof. dr hab. inż. Leszek R. Jaroszewicz 1 , 

mgr inż. Henryk Kowalski 2 

1 

Wojskowa Akademia Techniczna, Instytut Fizyki Technicznej, Warszawa, 2 Politechnika Warszawska, Instytut Informatyki 

Rejestracja efektów rotacyjnych [1, 2] występujących podczas 

zdarzeń sejsmicznych wymaga konstrukcji nowego rodzaju sejsmometrów, 

ponieważ klasyczne sejsmometry są bezwładnościowymi 

czujnikami przyśpieszenia liniowego (prędkości liniowej), 

dlatego nie mogą być bezpośrednio zastosowane do rejestracji 

ruchu obrotowego. Oczywistym rozwiązaniem tego problemu 

wydaje się zastosowanie jako sejsmometru rotacyjnego światłowodowego 

interferometru Sagnaca. Zasadniczym czynnikiem 

różniącym A-FORS-3 od klasycznych konstrukcji giroskopów 

światłowodowych jest fakt, iż mierzy on prędkość kątową a nie 

kąt [3, 4]. Dlatego też problem dryfu występujący w giroskopach 

optycznych jest tutaj praktycznie do pominięcia. 

Układ czujnika został zoptymalizowany pod kątem osiągnięcia 

jak największej czułość, z czym związana była maksymalizacji 

takich parametrów jako: promień pętli czujnika, moc optyczna 

źródła i długość użytego włókna. Zapewnienie mobilności takiego 

układu oraz bezawaryjnego przesyłania rejestrowanych danych 

to kolejne bardzo ważne elementy czujnika sejsmometrycznego. 

Budowa części optycznej A-FORS-3 

Na rysunku 1 przedstawiono schemat części optycznej zbudowanego 

sejsmografu rotacyjnego A-FORS-3. W czujniku jako źródło 

zastosowano diodę superluminescencyjną o mocy P = 17,34 mW, 

środkowej długości fali λ = 1311,2 nm i szerokości widmowej 

51,2 nm, pętlę światłowodową o promieniu R = 0,315 m zawierającą 

14360 m światłowodu jednomodowego. Podłoże pod pętlę 

wykonane jest z tekstolitu (rys. 2). Zastosowany światłowód jedno- 

domowy o katalogowej tłumienności 0.33 dB/km po nawinięciu na 

tak zaprojektowany korpus w wyniku występowania zagięcia toru 

oraz mikrozgięć na nierównościach wykazywał wzrost tłumienności 

do 0,379 dB/km (rys. 3). Całkowite straty części optycznej układu, 

zawierające straty wnoszone przez poszczególne elementy składowe 

interferometru oraz straty na ich połączeniach, ostatecznie 

wyniosły 17,2 dB. Teoretyczna czułość tak zbudowanego sejsmografu 

wyniosła 8,2×10 -9 [rad/s] dla 20 Hz pasma detekcyjnego. 

Rys. 3. Straty w pętli światłowodowej. Fig. 3. Losses in fiber loop 

Rys. 1. Schemat części optycznej A-FORS-3. Fig. 1. Scheme of optical part A-FORS-3 

System detekcji i archiwizacji danych 

Rys. 2. Podłoże pętli światłowodowej. Fig. 2. Base of fiber loop 

48 

Pomiar bazuje na detekcji synchronicznej o częstotliwości modulatora 

fazy wynoszącej 7,1 kHz. Przesunięcia fazy Sagnaca wyznaczane 

jest za pomocą pomiaru pierwszej (A ω1 

) i drugiej (A ω2 

) 

harmonicznej sygnału wyjściowego[5]: 

⎡ 

A ⎤ ⎡ 

ω1 u( 

t) 

⎤ 

A 

∆ 

ω1 

φ = arctan 

(1) 

⎢k 

⋅ ⎥ = arctan ⎢ ⎥, 

u( 

t) 

= 

⎣ Aω 

2 ⎦ ⎣ Se 

⎦ Aω 

2 

gdzie: k – stała związana z parametrami sygnału modulatora. 

Natomiast wartość prędkości kątowej z następującej zależności: 

⎡ u( 

t) 

⎤ 

Ω = S 

o 

arctan ⎢ ⎥ (2) 

⎣ S 

e ⎦ 

Ze względu na dużą rozbieżność amplitud pierwszej i drugiej 

harmonicznej wymagany jest bardzo duży zakres dynamiki 


układu pomiarowego. Dlatego sygnał z diody detekcyjnej rozdzielany 

jest na dwa oddzielne tory pomiarowe, odpowiednio 

dla pierwszej i drugiej harmonicznej sygnału. Za pomocą odpowiedniej 

filtracji, różnej dla każdego toru, zapewniona jest 

wymagana dynamika pomiarowa. W obu torach użyto osobne 

przetworniki a/c typu ADS1675. Są to przetworniki typu sigma-delta 

ze słowem 24-bitowym i szybkością próbkowania do 

4 Msps. Przetworniki te pracują synchronicznie co umożliwia 

jednoczesne próbkowanie i przetwarzanie analogowo-cyfrowe 

dwóch sygnałów analogowych. Sygnał cyfrowy z każdego 

kanału przetwornika jest podawany przez dwa osobne cyfrowe 

łącza szeregowe do procesora DSP, którym jest 32-bitowy 

zmiennopozycyjny procesor sygnałowy TMS320C28346 firmy 

Texas Instruments. Procesor ten pracuje z zegarem systemowym 

o częstotliwości 300 MHz. Obliczenia wartości parametru 

Omega wykonywane są z zastosowaniem arytmetyki zmiennoprzecinkowej 

dla reprezentacji 32 oraz 64-bitowej pojedynczej 

i podwójnej dokładności. 

Moduł pomiarowy komunikuje się z modułem obliczeniowokontrolnym 

za pomocą dwóch wirtualnych portów szeregowych 

działających na jednym łączu USB2. Pierwszy kanał służy do 

przesyłania danych pomiarowych w trybie ciągłym. Drugi kanał 

służy do przesyłania dwukierunkowo poleceń sterowania i zwrotnie 

informacje o ustawieniach modułu pomiarowego. 

Wyniki obliczeń przesyłane są za pomocą modułu komunikacyjnego 

do zdalnego serwera służącego do archiwizacji danych. 

Moduł komunikacyjny jest wyposażony w interfejs umożliwiający 

komunikację z lokalnym komputerem PC oraz modem 

GSM/GPRS. Zarówno komputer lokalny jak i serwer zdalny 

mogą być używane do odbierania i gromadzenia wyników pomiaru 

oraz sterowania parametrami urządzenia. 

Takie rozwiązanie zapewnia, niezbędne przy rejestracji efektów 

rotacyjnych występujących podczas zdarzeń sejsmicznych, 

mobilność oraz niezależność czujnika. 

Kalibracja czujnika 

Do wyskalowania czujnika A-FORS-3 wymagane jest określenie 

stałych optycznej So i elektronicznej Se układu. Ponieważ układ 

nie rejestruje kąta a jedynie prędkość obrotu, możliwe jest wykorzystanie 

do tego celu pomiar prędkości obrotowej Ziemi [6]. Na 

rys. 4 przedstawiono układ podczas procesu kalibracji oraz przykładowy 

pomiar pierwszej harmonicznej dla orientacji czujnika dla 

pomiaru na kierunku N-S. 

Wnioski 

Prezentowany układ A-FORS-3 ze względu na zastosowanie 

nowego systemu detekcji elektronicznej oraz nowatorskiego rozwiązania 

do przesyłania danych wydaje się być idealnym rozwiązaniem 

do rejestracji zdarzeń sejsmicznych. Czujnik ten mierząc 

jedynie bezwzględny obrót wolny jest od zaburzeń spowodowanych 

przez liniowe przemieszczenia. 

Praca została zrealizowana w ramach dofinansowania przez 

Ministerstwo Nauki i Szkolnictwa Wyższego POIG.0103.01- 

14-016/08/00. 

Rys. 4. Układ do kalibracji czujnika i przykładowy wynik pomiaru 

Fig. 4. Scheme for A-FORS-3 calibration and example of measurement 

Literatura 

[1] Teisseyre R.: Earthquake processes in a micromorphic continuum, 

Pure Appl. Geophys., 102 (1973), 15–28. 

[2] Teisseyre R., Nagahama H.:Micro-inertia continuum: rotations and 

semi-waves, Acta Geophys. Pol., 47 (1999), 259–272. 

[3] Jaroszewicz L. R., Krajewski Z., Solarz L.:The fiber-optic Sagnac 

interferometer application for recognition of the rotational seismic 

events, Proc. of SPIE, 5459 (2004), 272–280. 

[4] Jaroszewicz L. R., Krajewski Z., Solarz L.: Fiber-optic Sagnac interferometer 

as a sensor of the seismic rotation waves, Proc. of SPIE, 

5855 (2005), 194–197. 

[5] Ostrzyżek A.: Analiza dokładności pomiaru prędkości kątowej w giroskopie 

światłowodowym, rozprawa doktorska, Wojskowa Akademia 

Techniczna, Warszawa, 1989. 

[6] Jaroszewicz L.R. at all.: AFORS Autonomous Fibre-Optic Rotational 

Seismograph: Design and Application, Acta Geophysica, vol. 59, 

no. 3, 578–596. 

www.sigma-not.pl 

Największa baza artykułów technicznych online! 


System do pomiaru Apertury Numerycznej 

w światłowodach specjalnych 

mgr inż. ŁUKASZ Ostrowski 1,2 , mgr inż. MICHAŁ Murawski 1,2 , mgr inż. MICHAŁ Szymański 1,2 , 

mgr inż. Zbigniew Hołdyński 1 , mgr inż. TADEUSZ Tenderenda 1,2 , dr PAWEŁ Mergo 3 , 

dr inż. PAWEŁ Marć 1 , prof. dr hab. inż. Leszek R. Jaroszewicz 1 , dr inż. TOMASZ Nasiłowski 1,2 

1 

Wojskowa Akademia Techniczna, Zakład Technicznych Zastosowań Fizyki, Warszawa 

2 

InPhoTech Ltd., Warszawa, 3 Uniwersytet Marii Curie-Sklodowskiej, Lublin 

W światłowodach klasycznych, światło jest prowadzone w materiale 

na podstawie różnicy we współczynniku załamania pomiędzy 

rdzeniem a płaszczem. Apertura Numeryczna (NA) w tym typie 

światłowodów wykazuje niewielkie właściwości dyspersyjne w całym 

spektrum, zatem pomiar dla pojedynczej długości fali jest zupełnie 

wystarczający do scharakteryzowania NA. Inną sytuację mamy 

w przypadku światłowodów mikrostrukturalnych (MSF) gdzie światło 

jest prowadzone na podstawie geometrii wewnętrznych otworów. 

W tym typie światłowodów NA zmienia się wraz ze wzrostem 

długości fali. Właściwości NA w zależności od rodzaju prowadzenia 

przedstawione są na rysunku 1. Odmienny charakter NA dla 

różnych włókien był motywacją do stworzenia układu precyzyjnego 

wyznaczania NA w światłowodach specjalnych. Dzięki tak zdobytej 

wiedzy o aperturze numerycznej mierzonych światłowodów możliwe 

jest optymalizowanie efektywnego łączenia, sprzęgania oraz 

wprowadzania światła do różnorodnych typów światłowodów[1]. 

Ponadto w światłowodach nie posiadających symetrii kołowej NA 

może się zmieniać nie tylko z długością fali ale, również z obrotem 

włókna wokół własnej osi. Dlatego system do pomiaru NA powinien 

posiadać możliwość obracania włókna wokół jego osi. 

Definicja Apertury Numerycznej 

Apertura Numeryczna światłowodu jest to liczba charakteryzująca 

wielkość maksymalnego kąta pod którym światło może zostać 

wprowadzone do światłowodu lub zostać z niego wyemitowane. 

Światło wprowadzone powyżej tego kąta nie będzie prowadzone 

w światłowodzie. NA światłowodu w powietrzu jest wyraża się poprzez 

równanie: 

(1) 

Rys. 1a. Schemat stożka akceptacji dla światłowodu klasycznego 

Fig. 1a. Diagram of the light acceptance cone for the classic optical fibre 

gdzie Θ jest połową maksymalnego kąta pod którym światło jest emitowane 

ze światłowodu (rys. 1), n c 

oraz n cl 

są odpowiednio współczynnikami 

załamania rdzenia i okładziny. Jak pokazuje wykres 

światło jest emitowane ze światłowodu pod katem Θ. Jeżeli weźmiemy 

sinus tego kąta uzyskamy wartość Apertury Numerycznej. 

Światłowody mikrostrukturalne zbudowane są z układu wielu 

kanalików powietrznych otaczających rdzeń. Rdzeń światłowodów 

fotonicznego może być stały, wtedy mówimy o propagacji 

TIR na zasadzie całkowitego wewnętrznego odbicia lub pusty, 

mamy wtedy do czynienia z propagacją PBG na zasadzie fotonicznej 

przerwy wzbronionej [2]. 

Rys. 2. Porównanie Apertury Numerycznej klasycznego światłowodu 

SMF-28 (Cornig) o materiałowym mechanizmie prowadzenia światła 

oraz światłowodu mikrostrukturalnego LMA 8 (NKT Photonics) 

o geometryczny mechanizmie prowadzenia światła. 

Fig. 2. Numerical aperture comparison for classical optical fibre SMF- 

28 (Corninig) – material guiding mechanism and microstructured fibre 

LMA 8 (NKT Photonics) – geometrical guiding mechanism 

Układ do pomiaru Apertury Numerycznej 

Układ do pomiary apertury numerycznej został schematycznie 

przedstawiony na rysunku 3. Zasada pomiaru jest oparta na 

badaniu rozkładu kątowego mocy optycznej charakteryzującej 

światłowód. Realizowane jest to poprzez zastosowanie wielomodowego 

światłowodu jako detektora poruszającego się po okręgu 

po powierzchni prostopadłej do przekroju mierzonego światłowodu, 

co zostało przedstawione na rysunku 4. NA jest definiowana 

jako sinus połowy kąta z kątowego rozkładu mocy charakteryzujący 

światłowód powyżej ustalonego poziomu progu, który zwykle 

wynosi 10%, 5% lub 1% mierzonej mocy. Ponadto, nasz układ 

Rys. 1b. Schemat stożka akceptacji dla światłowodu mikrostrukturalnego 

Fig. 1b. Diagram of the light acceptance cone for the microstructure 

optical fibre 

50 

Rys. 3. Schemat układu pomiarowego 

Fig. 3. Schematic of measurement setup 


Rys. 4. Światłowód – NKT LMA8. Fig. 4. Optical Fibre – NKT LMA8 

Rys. 5. Charakterystyka Apertury Numerycznej wysoko-dwójłomnego MSF w zależności od długości fali dla różnych orientacji kątowych 

struktury światłowodu; zdj. Przekrój poprzeczny badanego MSF 

Fig. 5. Numerical aperture characterization of highly birefringent MSF vs. wavelength for different angular orientations of the fiber structure; 

inset: SEM picture of the studied MSF cross-section 

pomiarowy pozwala obracać włókno wokół jego osi. Szerokopasmowe 

źródło światła, w naszym przypadku jest to źródło supercontinuum, 

połączone z badanym włóknem w pełni wypełniając 

jego NA. Włókno odbiorcze znajdujące się w ustalonej odległości 

od włókna mierzonego przechwytuje światło pod danym położeniem 

kątowym i przesyła do analizatora widma optycznego. W ten 

sposób możemy mierzyć jednocześnie NA w całym badanym zakresie. 

Cały układ jest sterowany komputerowo, a NA jest automatycznie 

wyznaczana z uzyskanego rozkładu kątowego mocy 

optycznej w całym badanym zakresie przez własnoręcznie stworzony 

program w środowisku LabView. 

Wstępne wyniki z pomiarów Apertury 

Numerycznej 

Do pierwszych pomiarów oraz weryfikacji zbudowanego układu 

wybraliśmy standardowe włókno telekomunikacyjne SMF-28 

(Cornig) oraz włókno z domieszkowanym rdzeniem jednomodowe 

na 800 nm o klasycznym prowadzeniu światła (HP780 Nufren). 

Wyniki NA dla światłowodu SMF-28 (Cornig) mierzonego 

za pomocą opisanego układu idealnie pokrywały się z danym 

katalogowymi producenta i wynosiły 0,14 przy ustalonym progu 

na poziomie 1% z kątowego rozkładu mocy oraz 0.12 przy 5% 

progu. Ponadto te wyniki zgadzały się nie tylko dla pojedynczej 

długości fali ale dla całego badanego zakresu od 1250 nm do 

1700 nm. Wyniki pomiarów dla włókna jednodomowego (HP780 

Nufern) także potwierdziły dane katalogowe. 

Jak zauważyliśmy wcześniej, włókna mikrostrukturalne ze 

względu na swój mechanizm prowadzenia geometrycznego, 

ujawniają dyspersyjny charakter NA [3], która rośnie liniowo wraz 

z długością fali. Weryfikacja tego zjawiska była przeprowadzona 

przy użyciu komercyjnie dostępnego MSF z NKT Photonics 

– LMA8. Uzyskane wyniki, potwierdzają dyspersyjny charakter 

NA i zgadzają się z danymi katalogowymi producenta przedstawionymi 

na rysunku 4. 

Apertura Numeryczna światłowodu 

mikrostrukturalnego bez symetrii kołowej 

Włókna MSF zwłaszcza te wykazujące silna dwójłomność nie 

posiadają struktury o symetrii kołowej, zatem rozkład pola modu 

i w konsekwencji NA są niesymetryczne. Dlatego też charakterystyka 

NA takich światłowodów powinna zawierać również kierunek 

kątowy struktury światłowodu, dowiedliśmy tego faktu badając 

wysoce dwójłomny MSF przedstawiony na rysunku 5, który 

został wyprodukowany przez Zakład Technologii Światłowodów 

na Uniwersytecie Marii Skłodowskiej-Curie w Lublinie. Rysunek 

6 przedstawia zależność NA od długości fali dla różnych rotacji 

światłowodu i wyraźnie potwierdza silną zależność nie tylko 

pomiędzy NA a długością fali, ale również kierunkiem kątowym 

światłowodu. 

Wnioski oraz potencjalne zastosowania 

detekcyjne 

Przedstawiliśmy i zweryfikowaliśmy wszechstronny sterowany 

komputerowo układ do charakteryzacji Apertury Numerycznej zapewniający 

pomiary w szerokim zakresie długości fal dla różnych 

typów światłowodów klasycznych, mikrostrukturalnych i innych 

włókien specjalnych. Układ ten może być również wykorzystany do 

badania współczynnika załamania wysoko absorbujących materiałów, 

w szerokim zakresie wypełniając nimi kanały włókna MSF. 

Literatura 

1. Han Y., i in.: Novel Technique for the Measurement of Photonic Crystal 

Fiber Numerical Aperture Properties Proc. of SPIE-OSA-IEEE/Vol. 

7630 76302H-7(2009) 

2. Czapla A. i in.: Sensing applications of photonic crystal fibers infiltrated 

with liquid crystals, Instrumentation and Measurement, Technology 

Conference- IMTC 2007 Warsaw, Poland, May 1–3, 2007 

3. Andres, P. i in.: Dispersion and polarization properties in photonic 

crystal fibers Transparent Optical Networks, 2002. Proceedings of 

the 2002 4th International Conference on 98–103 vol. 2 


Pomiar czułości włókien mikrostruturalnych 

przy wykorzystaniu interferometru Macha-Zehndera 

mgr inż. Michał Murawski 1,2 , mgr inż. Michał Szymański 1,2 , mgr inż. Zbigniew 

Hołdyński 1 , mgr inż. Tadeusz Tenderenda 1,2 , mgr inż. Łukasz Ostrowski 1,2 , 

dr inż. Katarzyna Pawlik 2 , Ariel Łukowski 1,2 , Henryk Krisch 3 , dr inż. Paweł Marć 1 , 

prof. Leszek R. Jaroszewicz 1 , dr inż. Tomasz Nasiłowski 1,2 

1 

Wojskowa Akademia Techniczna, Instytut Fizyki Technicznej, Warszawa 

2 

InPhoTech Ltd., Warszawa, 3 Krohne Messtechnik GmbH, Duisburg, Niemcy 

Unikalne właściwości światłowodów mikrostrukturalnych (MSF 

lub fotonicznych PCF), takie jak: nieskończona jednomodowa 

praca [1], niezwykłe właściwości dyspersyjne [2-5], bardzo duża 

średnica pola modu [6], wysoka dwójłomność [7] itd. Właściwości 

te wynikają z geometrycznego prowadzenia światła w światłowodzie. 

Zasadniczo PCFy zbudowane są z jednego materiału 

oraz z macierzy otworów powietrznych na całej długości włókna 

światłowodowego. Włókna takie maja szereg zalet w porównaniu 

do standardowych włókien światłowodowych (takich jak np. SMF- 

28). Największą zaletą takich włókien jest obniżona czułość na 

temperaturę takiego włókna. Wynika ona z braku naprężeń termicznych 

występujących pomiędzy rdzeniem (domieszkowanym 

Ge), a płaszczem włókna światłowodowego. Właściwość ta była 

naszą motywacją do wykorzystania włókien MSF(PCF) jako ramię 

czujnikowe w światłowodowym interferometrze Macha-Zhendera. 

MSF i PCF były rozważane jako elementy czujnikowe przez 

ostatnich parę lat ze względu na ich niezwyczajne właściwości 

i teoretycznie niższą czułością temperaturową. Włókna te były wykorzystywane 

w różnych układach czujnikowych [7–8]. Jednakże 

według naszej wiedzy nie istnieją publikacje opisujące czujnikowe 

aplikacje światłowodowych interferometrów Macha-Zhendera 

na włóknach MSF do pomiarów rozciągania, zginania, ciśnienia 

statycznego i dynamicznego etc. 

Wiele publikacja pokazuje nieczułe temperaturowo interferometryczne 

czujniki światłowodowe oparte o konfiguracje interferometru 

Sagnaca (lub Fiber Loop Mirror) [8–10] gdzie do pomiarów 

zastosowane są źródła o szerokim zakresie spektralnym oraz 

optyczny analizator widmowy, które są elementami drogimi. Należy 

pamiętać że interferometr Sagnaca jest często ograniczony 

warunkami polaryzacji (zastosowanie włókien trzymających polaryzację). 

Kolejnym przykładem wykorzystania włókien MSF jest 

interferometr dwu-modowy [11–13] który może być wykorzystany 

jako sprzęgacz między modowy, selektywny filtr modowy, czujnik 

temperatury lub naprężeń. Jednakże aby móc w pełni wykorzystać 

zalety tego typu interferometru należy zastosować specjalnie 

zaprojektowane światłowody np. dwumodowe, albo o bardzo 

niskiej dwójłomności. Z drugiej strony spotykamy się z czujnikami 

interferometrycznymi budowanymi na przewężonych włóknach 

PCF [14–15]. Takie interferometry wymagają zastosowania źródeł 

o szerokim spektrum oraz analizatorów widma jako detektorów. 

Jedną z ciekawszych propozycji jest interferometr Michelsona 

wykorzystujący białe światło jako źródło proponowany w [16]. 

Jednakże pomiar oraz kalibracja takiego czujnika wydaje się być 

trudna, czasochłonna i niestety niepraktyczna do zastosowań. 

W literaturze można odnaleźć interferometry zbudowane w całości 

na włóknach PCF (all-PCF) [17] jako czujniki naprężeń. 

Podsumowując należy zwrócić uwagę na różnorodność czujników 

interferometrycznych wykorzystujących PCFy. Jednakże 

najczęściej aplikacje przemysłowe wymagają prostych i niezawodnych 

rozwiązań w konstrukcji i obsługi czujników. W tej pracy 

przedstawiamy standardowy interferometr Macha-Zhendera 

z możliwością wymiany ramienia czujnikowego MSF. Przedstawiony 

przez nas czujnik pozawala na wykorzystywanie wielu różnych 

włókien w tym samym układzie dzięki zakończeniu konektorami 

światłowodów w interferometrze. 

Budowa światłowodowego interferometru 

Macha-Zehndera w oparciu o włókna 

mikrostrukturalne 

Schematyczna konstrukcja proponowanego czujnika została 

przedstawiona na rysunku 1. Jako źródło światła wykorzystaliśmy 

VCSEL (Vertical Cavitty Surface Emitting Laser) ze względu na 

zalety jakie oferuje, wśród których można wymienić m.in.: 

1. Jednomodowy charakter pracy oraz długa droga kohernecji 

2. Bardzo niski prąd progowy (poniżej 1 mA) – niski pobór mocy 

elektrycznej 

3. Niski koszt (kilka euro za sztukę) 

4. Wiązka wychodząca o kształcie kołowym – pozwala to na 

efektywne sprzęganie z światłowodami 

5. Możliwość wykorzystania prądu do modulacji długości fali 

(pozwala na kompensację zmian długości fali występujących 

z temperaturą) 

Dodatkowo wybraliśmy długość fali 850 nm, jako że technologia 

VCSELi dla takiej długości fali jest najbardziej rozwinięta 

i pozwala na ominięcie problemów związanych z „mode hopping” 

oraz z przełączaniem polaryzacyjnym. Jako detektor wybraliśmy 

standardową didę PIN. Wykorzystaliśmy klasyczną konstrukcję 

interferometru Macha- Zehndera opartą na dwóch identycznych 

sprzęgaczach 50:50 zakończonych złączami FC/APC. W ramieniu 

odniesienia umieściliśmy patch cord na standardowym włóknie 

jednomodowy dla długości fali 850, natomiast w ramieniu czujnikowym 

wykorzystaliśmy patch cordy oparte na włóknach mikrostrukturalnych. 

Włókno odniesienia wraz z VCSELem, PIN diodą, 

sprzęgaczami oraz prostą elektroniką zostało umieszczone w specjalnie 

zaprojektowanej obudowie (rys. 2) izolującej układ od zewnętrznych 

zakłóceń (drgania, temperatura, itp.). Zarobienie złączy 

Rys. 1. Schematyczny układ wykorzystywanego układu. Fig. 1. Schematic construction of investigated fiber interferometer sensing setup 

52 


Odkształcenia mogą być definiowane jako: 

(1) 

gdzie L jest całkowitą długością włókna poddanego działaniu 

czynnikowi zewnętrznemu, natomiast ΔL to wydłużenie włókna. 

Aby określić wydłużenie włókna wykorzystaliśmy stolik ze 

śrubą mikrometryczną do przesuwu wzdłużnego. Sygnał z PIN 

diody podczas wydłużania przekazywany był do komputera 

z wystarczająco wysoką częstotliwością aby zrekonstruować 

zmianę fazy (rys. 4). Czułość na odkształcenie może być obliczona 

za pomocą następującego równania: 

(2) 

Rys. 2. Specjalnie zaprojektowna obudowa dla światłowodowego interferometru 

Macha-Zhendera 

Fig. 2. Specially designed housing for fiber Mach-Zehnder interferometer 

FC/APC na włóknach mikrostrukturalnych pozwoliło na łatwą 

wymianę włókien czujnikowych w układzie. Dzięki zastosowaniu 

źródła typu VCSEL różnica 10 cm w drogach optycznych nie powoduje 

znacznego spadku kontrastu prążków interferencyjnych. 

Dodatkowo wysokiej jakości złącza na włóknach mikrostrukturalnych 

[18–21] pozwalają na uzyskanie niskich strat w układzie. 

Opisany w tej pracy układ światłowodowego czujnika może być 

wykorzystany do pomiarów czułości mechanicznej oraz temperaturowej 

różnych włókien. Pozwala on na łatwy pomiar zmiany fazy na wyjściu 

interferometru wymuszonej zmianą temperatury lub naprężeń. 

Czułość temperaturowa i naprężeniowa 

światłowodów mikrostrukturalnych oraz 

klasycznych 

Rysunek 3 przedstawia przekroje porzeczne włókien wykorzystanych 

w eksperymencie. Standardowe włókno zaprojektowane dla 

jednomodowej transmisji na długości 850 nm ze rdzeniem domieszkowanym 

Ge (rys. 3a) pozwolił na porównanie ze włóknami 

MSF. Dodatkowo włókna mikrostrukturalne (rys. 3b-c) dostępne 

komercyjnie zostały wykorzystane do sprawdzenia wpływu czułości 

naprężeń i temperatury przy prowadzeniu geometrycznym. 

Podstawowe właściwości optyczne i geometryczne wykorzystanych 

włókien pokazane zostały w tabeli 1. 

a) b) c) 

Rys. 3. Przekroje poprzeczne uzyskane za pomocą SEM: a – 780HP, 

b – LMA8 NKT Photonics, c – LMA10 NKT Photonics 

Fig. 3. SEM pictures of cross-sections of investigated fibers: 

a – 780HP, b – LMA8 NKT Photonics, c – LMA10 NKT Photonics 

Tab. 1. Właściwości badanych włókien 

Tabl. 1. Properties of studied fibers 

780HP LMA8 LMA10 

Średnica rdzenia [μm] 4,5 8,6 10,1 

Średnica płaszcza[μm] 125 125 125 

MFD [μm] 5,0 7,5 8,8 

NA 0,13 0,12 0,9 

Second mode cut-off [nm] 730 Brak Brak 

gdzie dφ to zmiana fazy na wyjściu interferometru podczas zadawanego 

na włókno odkształcenia dε na długości L. Całkowita 

długość rozciąganego światłowodu to 9 cm. 

Wyniki pomiarów czułości na odkształcenie przedstawione 

zostały w tab. 2. Jak można łatwo zobaczyć najwyższą czułość 

uzyskało włókno LMA10 (rys. 3c), a najmniejszą włókno 780HP 

(rys. 3a). 

Tab. 2. Czułość odkształceniowa badanych włókien 

Tabl. 2. Strain sensitivity for tested fibers 


K Ɛ 

[rad/strain*m] *10 6 7,49 7,65 8,24 

Rys. 4. Przykładowy rozkład prążków interferencyjnych przy rozciąganiu 

włókna 780HP 

Fig. 4. Example of fringe patern of the interferometer with sensing 

fiber exposed to strain (780HP fiber) 

Dla pomiarów czułości temperaturowych wykorzystaliśmy moduł 

Peltier o wymiarach 15×15 mm jako obszar grzania lub chłodzenia 

oraz termoparę jaką czujnik aktualnej temperatury. Pomiary 

temperaturowe było prowadzone, co najmniej 5 razy w dwóch 

kierunkach (grzanie i chłodzenie). Pozwoliło to na zweryfikowanie 

efektu histerezy – który nie wystąpił. 

Sygnał z diody PIN podobnie jak poprzednio podawany był do 

komputera z częstotliwością pozwalającą na rekonstrukcję zmian 

fazy pokazane na rys. 5 – podzielono na małe zmiany temperatur 

rysunek 5a oraz duże 5b. 

Czułość temperaturowa została wyznaczona za pomocą wzoru: 

(3) 

gdzie φ to zmiana fazy na wyjściu interferometru w zależności od 

dT zmian temperatury na długości włókna L. Całkowita długość 

włókna poddawanego czynnikowi temperatury to 7,5 cm. 

Wyniki czułości temperaturowej dla różnych włókien zostały 

przedstawione w tabeli 3. Jak można łatwo zobaczyć, najwięk- 


szą czułość temperaturową uzyskało włókno klasyczne 780HP 

(rys. 3a) a najmniejszą włókno LMA8 (rys. 3c). Różnica ta (50% 

większa czułość włókna z domieszkowanym rdzeniem) powodowana 

jest przez naprężenia termiczne pomiędzy dwoma regionami 

(domieszkowanym i niedomieszkowanym) włókna światłowodowego, 

które nie występują we włóknach mikrosturkturalnych. 

Tab. 3. Czułość temperaturowa badanych światłowodów 

Tabl. 3. Temperature sensitivity for studied fibers 


K T 

[rad/K*m] 144,87 91,37 107,69 

a) 

b) 

Rys. 5. Przykładowy rozkład prążków interferencyjnych włóknaLMA10 

(Figure 3c) dla dwóch różnic temperatur. a) ∆T = 5°C, 

b) ∆T = 30°C 

Fig. 5. Example of fringe patern of the interferometer with sensing 

fiber LMA10 (Figure 3c) exposed to temperature changes: a) smal 

∆T = 5°C, b) large ∆T = 30°C 

Podsumowanie 

Przedstawiliśmy po raz pierwszy aplikacje czujnikową włókien 

mikrostrukturalnych w światłowodowym interferometrze Macha- 

Zehndera pozwalający na pomiar wartości mechanicznych (ciśnieni, 

zginanie, wibracje etc.). Dodatkowo proponowane rozwiązanie 

urządzenia pozwala na łatwą i szybką wymianę włókna czujnikowego, 

co pozwala na wypełnienie wymagań aplikacyjnych. 

Wykazaliśmy również że dzięki takiemu układowi możliwa jest 

charakteryzacja nowych typów światłowodów standardowych 

oraz mikrostrukturalnych. 

Literatura 

[1] Russell P.S.J.: Photonic-Crystal Fibers, Journal of Lightwave Technology 

24, 2006, 4729–4749. 

[2] Birks T.A., Knight J.C., Russell P.S.J.: Endlessly single-mode photonic 

crystal fiber, Optics Letters 22, 1997, 961–963. 

[3] Ferrando A., i in.: Designing a photonic crystal fibre with flattened 

chromatic dispersion, Electronics Letters. 35, 1999, 325–326. 

[4] Renversez G., Kuhlmey B., McPhedran R.: Dispersion management 

with microstructured optical fibers: ultraflattened chromatic 

dispersion with low losses, Optics Letters, 28, 2003, 989–991. 

[5] Mogilevtsev D., Birks T.A., Russell P.S.J.: Group-velocity dispersion 

in photonic crystal fibers, Optics Letters 23, 1998, 1662–1664. 

[6] Knight J.C. i in.: Large mode area photonic crystal fibre, Electronics 

Letters, 34, 1998, 1347–1348. 

[7] Martynkien T. i in.: Measurements of polarimetric sensitivity to temperature 

in birefringent holey fibres, Measurement Science and 

Technology 18 (10), 2007, 3055–3060. 

[8] Nasilowski T. i in.: Sensing with photonic crystal fibres, 2007 IEEE 

International Symposium on Intelligent Signal Processing, WISP, 

Alcala de Henares, 2007. 

[9] Kim D.-H., Kang J.U.: Sagnac loop interferometer based on polarization 

maintaining photonic crystal fiber with reduced temperature 

sensitivity, Optics Express. 12, 2004, 4490–4495. 

[10] Bohnert K. i in.: Temperature and vibration insensitive fiber-optic 

current sensor, Journal of Lightwave Technology 20, 2002, 

267–276. 

[11] Dong X., Tam H.Y., Shum P.: Temperature-insensitive strain sensor 

with polarization-maintaining photonic crystal fiber based Sagnac 

interferometer, Applied Physics Letters 90, 2007, 151113–151116. 

[12] Villatoro J. i in.: Temperature-insensitive photonic crystal fiber interferometer 

for absolute strain sensing, Applied Physics Letters 91, 

2007, 091109–091112. 

[13] Dong B., Zhou Da-P., Wei L.: Temperature Insensitive All-Fiber 

Compact Polarization-Maintaining Photonic Crystal Fiber Based 

Interferometer and Its Applications in Fiber Sensors, Journal of 

Lightwave Technology 28, 2010, 1011–1015. 

[14] Tian Z., Yam S.S.-H.: In-Line Abrupt Taper Optical Fiber Mach Zehnder 

Interferometric Strain Sensor, IEEE Photonics Technology 

Letters, 21, 2009, 161–163. 

[15] Villatoro J., Minkovich V.P., Monzon-Hernandez D.: Compact modal 

interferometer built with tapered microstructured optical fiber, 

IEEE Photonics Technology Letters18, 2006, 1258–1260. 

[16] Bock W.J., Urbańczyk W., Wójcik J.: Measurements of sensitivity 

of the single-mode photonic crystal holey fibre to temperature, 

elongation and hydrostatic pressure, Meas. Sci. Technol. 15, 2004, 

1496–1500. 

[17] Choi H.Y., Kim M.J., Lee B.H.: All-fiber Mach-Zehnder type interferometers 

formed in photonic crystal fiber, Optics Express 15, 2007, 

5711–5720. 

[18] Jaroszewicz L.R. i in.: Methodology of splicing large air filling factor 

suspended core photonic crystal fibres, Opto-Electronics Review, 

19, 2011, 256–259. 

[19] Jaroszewicz L.R. i in.: Low-Loss Patch Cords by Effective Splicing 

of Various Photonic Crystal Fibers With Standard Single Mode 

Fiber, Journal of Lightwave Technology 29, 2011, 2940–2946. 

[20] Murawski M., Jaroszewicz L.R,, Stasiewicz K.: A photonic crystal 

fiber splice with a standard single mode fiber, Photonics Letters of 

Poland, 1, 2009, 115–117. 

[21] Murawski M., i in. Możliwość wytworzenia niskostratnych połączeń 

włókna telekomunikacyjnego z włóknem fotonicznym o zawieszonym 

rdzeniu (Low loss splicing between standard telecom fiber 

and photonic crystal fiber with suspended core), Elektronika ,LI nr 

6/2010, str 39–41. 

54 


Właściwości modowe światłowodu mikrostrukturalnego 

z podwójnym płaszczem do zastosowań w nieliniowych 

układach diagnostycznych 

mgr inż. Hanna Stawska, dr hab. Elżbieta Bereś-Pawlik, prof. P.Wr. 

Politechnika Wrocławska, Katedra Radiokomunikacji i Teleinformatyki, 

Instytut Telekomunikacji Teleinformatyki i Akustyki 

Obecnie wielofotonowe systemy endoskopowe stają się podstawowym 

narzędziem badawczym, ze względu na zdecydowanie 

mniejsze rozmiary oraz niższe koszty w porównaniu z konwencjonalnymi 

mikroskopami wielofotonowymi. Ponadto, endoskopy, 

ze względu na swój kształt, mogą być wykorzystywane w badaniach 

in vivo i aplikacjach klinicznych. Tak więc, w ostatnim czasie 

badania koncentrują się na rozwoju endoskopów o niewielkich 

wymiarach, które umożliwiają badania in vivo przy jednoczesnym 

zachowaniu zdolności obrazowania, podobnej do standardowych 

mikroskopów wielofotonowych. W chwili obecnej, istnieje kilka 

problemów związanych z budową takich endoskopów a mianowicie[1–4]: 

– skuteczne dostarczenie ultrakrótkich impulsów wzbudzających 

do próbki, 

– wydajne zbieranie sygnału fluoroscencyjnego badanej próbki, 

– miniaturyzacja sondy. 

Najczęściej stosowana konstrukcja sondy endoskopowej 

zakłada wykorzystanie światłowodu jednomodowego do dostarczenia 

ultraszybkiego sygnału pobudzającego, natomiast 

światłowodu wielomodomowego do odbierania sygnału fluoroscencyjnego 

z badanej próbki. Konstrukcja ta ma jednak 

ograniczenia, związane z tym, że światłowód nadawczy nie 

jest współosiowy z światłowodem odbiorczym, co powoduje 

zmniejszenie wydajności odbierania sygnału fluorescencyjnego 

badanej próbki. Aby zwiększyć wydajność odbierania stosuje 

się układy mikro-elektro -mechaniczne. Jednak takie układy są 

bardzo wrażliwe na kalibracje oraz zastosowanie ich powoduje 

zdecydowane zwiększenie wymiarów sondy. Dlatego jako alternatywę 

do przedstawionych wyżej konstrukcji stosuje się układ 

wyposażony w światłowód dwupłaszczowy. W tym przypadku, 

rdzeń tego światłowodu służy do przekazania sygnału wzbudzającego, 

natomiast wewnętrzny płaszcz służy do odbierania 

sygnału fluorescencyjnego. Niestety, wszystkie światłowody 

używane w wyżej wymienionych konstrukcjach charakteryzują 

się dużą dyspersją w okolicach 100 ps/nmkm. Dlatego też, 

konstruowane obecnie endoskopy są wyposażane w układy 

kompensujące dyspersję. Układy takie są budowane w oparciu 

o światłowody z przerwą fotoniczną PBF (Photonic Bandgap Fiber) 

lub z wykorzystywaniem optyki konwencjonalnej (soczewki, 

siatki). Jednakże wszystkie te układy posiadają pewne wady. 

I tak, układy wykorzystujące światłowody PBF charakteryzują 

się dużą straty mocy, wynoszącą nawet 60%, natomiast układy 

wykorzystujące dodatkową optykę są trudne w kalibracji oraz 

powodują, że układ endoskopowy staje się niewygodny do użycia 

przez lekarza. 

Przykładowe realizacje światłowodów 

z podwójnym płaszczem 

W artykule [5] zaprojektowano dwa światłowody mikrostrukturalne 

z podwójnym płaszczem oraz przeanalizowano ich właściwości 

dyspersyjne. Pierwszy światłowód został zbudowany 

z współosiowych okręgów zawierających rdzenie domieszkowane 

germanem, natomiast drugi zawierał współosiowe okręgi kanałów 

powietrznych. Struktura tych światłowodów została zdefiniowana 

przez siedem parametrów geometrycznych, takich jak 

między innymi: średnica rdzenia, średnica prętów domieszkowanych 

germanem, średnica kanałów powietrznych, odległości 

pomiędzy kanałami powietrznymi/prętami, liczba pierścieni itd. 

Obydwie konstrukcje światłowodów zostały przeanalizowane 

numerycznie za pomocą programu Lumerical. Wstępne symulacje 

tych światłowodów wykazały, że odpowiednio dobierając 

parametry geometryczne tych światłowodów można uzyskać 

taką charakterystykę dyspersyjną, aby ultraszybki impuls pracujący 

przy długości fali 800nm propagowany w rdzeniu tych 

światłowodach praktycznie nie ulegał rozmyciu. Dla światłowodu 

z prętami domieszkowanymi germanem uzyskano charakterystykę, 

zapewniającą wartość dyspersji na poziomie kilku ps/ 

nm km. Jednakże wartość dyspersji tego światłowodu charakteryzowała 

się silną zależnością od długości fali, co zapewniało 

wąskie pasmo przenoszenia. Natomiast dla światłowodu z kanałami 

powietrznymi uzyskano większe pasmo przenoszenia, 

ale wartość dyspersji wynosiła około 20 ps/nm km. Obie konstrukcje 

światłowodu, umożliwiały przenoszenie sygnału o długości 

fali w zakresie 400 nm za pomocą wewnętrznego płaszcza, 

co mogłoby być wykorzystywane do odbierania sygnału 

autofluroscencyjnego tkanki. W pracy, przebadano dokładnie 

wpływ parametrów geometrycznych na dyspersję światłowodu 

mikrostrukturalnego z podwójnym płaszczem i rdzeniem powietrznym. 

W artykule między innymi wykazano, że największy 

wpływ na charakterystykę dyspersyjną takiego światłowodu, 

przy ustalonej średnicy rdzenia, ma liczba pierścieni powietrznych 

i średnica wewnętrznego płaszcza. 

Proponowana struktura światłowodu 

W niniejszej pracy przebadano właściwości światłowodu, którego 

strukturę przedstawiono na rys. 1. Światłowód ten składa 

się z rdzenia powietrznego otoczonego płaszczem zbudowanym 

z prętów domieszkowanych germanem. Pręty te tworzą siatkę 

hexagonalną. Parametrami definiującymi strukturę są promień 

rdzenia r, stała siatki Λ oraz średnica prętów d. 

Rys. 1. Struktura badanego światłowodu 

Fig. 1. The structure of the fiber 

Ze względu na to, że przy takiej konstrukcji współczynnik załamania 

płaszcza jest wyższy od współczynnika załamania rdzenia, 

światło w tym światłowodzie jest propagowane dzięki wykorzystaniu 

efektu fotonicznej przerwy wzbronionej PBG (Photonic Band- 

Gap). Światłowody wykorzystujące to zjawisko posiadają jedną 

główną wadę w postaci występowania modów wyższych rzędów 

HOM (Higher Order Modes). Straty tych modów porównywalne są 

ze stratami modu podstawowego. 


Rys. 2. Natężenie pola elektrycznego dla trzech kolejnych modów propagowanych w rdzeniu przy długości fali λ = 800 nm 

Fig. 2. The intensity of the electric field for three successive modes propagated in the core at a wavelength of λ = 800 nm 

Otrzymane wyniki numeryczne 

W niniejszej pracy przebadano światłowód o następujących parametrach 

geometrycznych: Λ = 246 μm, d = 6 μm, r = 16 μm. 

Na rysunku 2 przedstawiono natężenie pola elektrycznego trzech 

pierwszych modów propagowanych w rdzeniu. Tabela 1 przedstawia 

straty obliczone dla długości fali 800 nm. 

Tab. 1. Straty modów HE11, TE01 oraz TM01 na długości fali 800 nm 

Tabl. 1. The losses of the HE11, TE01 and TM01 modes at a wavelength 

of λ = 800 nm 

Oznaczenie modu 

Straty [dB/cm] przy λ = 800 nm 

HE11 2,3 ⋅10 -13 

TE01 1,4 ⋅10 -13 

TM01 3,5 ⋅10 -13 

Na rysunku 3A przedstawiono zależność dyspersji od długości 

fali dla różnych Λ, natomiast na rysunku 3B przedstawiono wpływ 

Λ na różnice w stratach pomiędzy modami. Jak widać na różnicę 

w startach pomiędzy modem podstawowym HE11, a modami 

wyższych rzędów zmiana Λ nie ma większego znaczenia. Podobne 

charakterystyki otrzymuje się w przypadku badania zmian liczby 

pierścieni, średnicy prętów itd. Oczywiście zmiana średnicy rdzenia 

ma znaczenie, ale ze względu na to, że światłowód ten ma mieć 

zastosowanie w przenoszeniu ultraszybkich sygnałów wybrano 

stosunkowo duży rdzeń ze względu na dużą gęstość energii. 

Optymalizacja konstrukcji światłowodu w celu 

zapewnienia jednomodowego trybu pracy 

W celu stłumienia modów wyższych rzędów wykorzystano zjawisko 

przedstawione w pracy [7]. Metoda polega na wprowadzeniu 

dodatkowych defektów tak, aby nastąpiło sprzężenie pomiędzy 

modami występującymi w tych defektach a modami wyższych 

rzędów generowanymi w rdzeniu. Metoda ta pozwala osiągnąć 

różnicę 2 rzędów wielkości pomiędzy startami modu podstawowego, 

a stratami modów wyższych rzędów [8]. Aby uzyskać efektywnie 

jednodomowy światłowód należy stłumić mody wyższych 

rzędów do poziomu kilkunastu [dB/m]. W tym celu dodatkowo 

wprowadzono pręty germanowe. charakteryzujące się dużym 

współczynnikiem załamania. Pręty takie wprowadzone w pobliżu 

dodatkowych kanałów powietrznych powodują przede wszystkim 

stłumienie modów, które powstały w tych kanałach. Oczywiście 

ma to również wpływ na straty modu podstawowego. Tak więc, 

w celu stłumienia modów wyższych rzędów wprowadzono dodatkowe 

kanały powietrzne oraz pręty germanowe. Następnie 

przeprowadzono optymalizację położenia dodatkowych kanałów 

powietrznych oraz rdzeni germanowych, wykorzystując algorytm 

optymalizacji rojem cząstki PSO (Particle Swarm Optimization). 

Jest to algorytm bazujący na idei inteligencji roju. Rój zdefiniowany 

jest jako zbiór cząstek, które samodzielnie podejmują decyzję 

co do kierunku i prędkości poruszania. Pojedyncza cząstka 

posiada informację na temat swojego najlepszego rozwiązania 

oraz na temat najlepszego rozwiązania sąsiada. Nie musi natomiast 

posiadać informacji o całym roju. Cząstki są inicjowane 

Rys. 3. Zależność dyspersji od długości fali dla różnych Λ oraz różnica w tłumieniu pomiędzy modem podstawowym oraz modami wyższych rzędów 

Fig. 3. Dependency between dispersion and the wavelength for different Λ and the difference in attenuation between the fundamental mode 

and the higher order modes 

56 


Rys. 4. Struktura światłowodu z dodatkowymi kanałami powietrznymi 

oraz prętami germanowymi 

Fig. 4. Fiber structure with additional air holes and germanium doped 

rods 

liczbami losowymi z zakresu od 0 do 1. Program Lumerical Mode 

Solution, w którym przeprowadzone zostały symulacje, używa domyślnych 

wartości c 1 

i c 2 

i ω, które są odpowiednie przy optymalizacji 

problemów związanych z kryształami fotonicznymi. 

W wyniku optymalizacji otrzymano strukturę przedstawioną na 

rysunku 4. 

Na rysunku 5 przedstawiono natężenie pola elektrycznego dla 

trzech podstawowych modów propagowanych w rdzeniu. Natomiast 

tabela 2 przedstawia straty wyliczone dla tych modów. 

Podsumowanie 

W celu zaprojektowania efektywnie jednomodowego światłowodu 

mikrostrukturalnego z podwójnym płaszczem, umożliwiającego 

przenoszenie ultraszybkich sygnałów, w konstrukcji 

światłowodu zastosowano dodatkowe kanały powietrzne oraz 

pręty germanowe. Taka struktura umożliwiła zwiększenie różnicy 

Rys. 5. Natężenie pola elektrycznego dla trzech kolejnych modów propagowanych w rdzeniu dla λ=800 nm przy zastosowaniu dodatkowych 

kanałów powietrznych oraz prętów germanowych 

Fig. 5. The intensity of the electric field for three successive modes propagated in the core at a wavelength of λ = 800 nm with additional air 

holes and germanium rods 

Tab. 2. Straty modów HE11, TE01 oraz TM01 przy długości fali 800 nm 

przy zastosowaniu dodatkowych kanałów powietrznych oraz prętów germanowych 

Tabl. 2. The losses of the HE11, TE01 and TM01 modes at a wavelength 

of λ = 800 nm with additional air holes and germanium rods 

Oznaczenie modu 

Straty [dB/cm] przy λ = 800 nm 

HE11 3,13⋅10 -6 

TE01 0,17 

TM01 0,18 

w losowych miejscach, a następnie przemieszczają się w poszukiwaniu 

najlepszego rozwiązania. Na cząstkę w takim układzie 

działają trzy siły [9]: 

1. Siła przyciągania w kierunku najlepszej własnej pozycji, p, 

2. Siła przyciągania w kierunku najlepszej pozycji w roju, g, 

3. Siła tarcia proporcjonalna do prędkości. 

W związku z tym algorytm składa się z następujących kroków 

[9]: 

1. Podać liczbę cząstek N oraz zainicjować pozycję x, 

2. Obliczyć współczynnik efektywności i znaleźć p i g, 

3. Obliczyć nowe prędkości v dla każdej z cząstek w oparciu 

o siły działające na cząstki, 

r r r r r r r 

vt 

= vt 

− 1 

+ c1η1 

( pt 

−1 

− xt 

−1) 

+ c2η2 

( pt 

−1 

− xt 

−1) 

+ ( ω + 1) 

vt 

−1 

(1) 

4. Zaktualizować pozycję każdej z cząstek korzystając z prędkości, 

r 

 

= r 

+ r 

xt 

xt 

− 1 

vt 

−1 

(2) 

5. Powtórzyć od kroku 2 aż osiągnięta zostanie zbieżność. 

W równaniu (1), t jest licznikiem iteracji, c 1 

, c 2 

, ω są współczynnikami 

algorytmu określanymi przez projektanta, η 1 

i η 2 

są 

pomiędzy stratami modu podstawowego, a stratami modów 

wyższych rzędów o nawet 4 rzędy. Ponadto, wprowadzenie 

prętów germanowych umożliwia skuteczne wytłumienie modów 

wyższych rzędów do wielkości 17 dB/m. Za pomocą algorytmu 

optymalizacji rojem cząstek zoptymalizowano konstrukcję światłowodu 

uzyskując oczekiwane wyniki. 

Obliczenia wykonano na komputerach Wrocławskiego Centrum 

Sieciowo-Superkomputerowego (http://www.wcss.wroc.pl), grant 

obliczeniowy Nr 184 

Literatura 

[1] Costa N., Cartaxo A. (edit.): Advances in Lasers and Electro Optics, 

Intech, 2010, pp. 751–769. 

[2] Yicong Wu et. al.: Scanning Fiber-optic Endomicroscope System for 

Nonlinear Optical Imaging of Tissue, OSA/BIOMED/ASSP, 2008. 

[3] Tang S. et al.: Design and implementation of fiber-based multiphoton 

endoscopy with microelectromechanical systems scanning, J Biomed 

Opt 14, 034005-1–034005-7. 

[4] Sadowski P., Jellonek K.: Sonda do bezkontaktowego pomiaru 

współczynnika kontrastu w terapii fotodynamicznej, Elektronika rok 

XLIX nr 6/2008, str. 257. 

[5] Stawska H., Bereś-Pawlik E.: Construction of double cladding small 

dispersion photonic crystal fiber to guide ultrashort pulse at 800 nm 

(w druku). 

[6] Stawska H., Bereś-Pawlik E.: Dispersion properties of double-clad 

hollow-core photonic bandgap fibers based on a circular lattice cladding, 

22nd International Conference on Optical Fiber Sensors (OFS- 

22), materiały konferencyjne SPIE (w druku). 

[7] Fini J.M.: Suppression of higher-order modes in aircore microstructure 

fiber designs, Conference on Lasers and Electro-Optics (CLEO), 

2006. 

[8] Saitoh K. at all.: Design of photonic band gap fibers with suppressed 

higher-order modes: Towards the development of effectively single 

mode large hollow-core fiber platforms, Optics Express, Vol. 14, Issue 

16, 2006, pp. 7342–7352. 

[9] Lumerical ModeSolution Reference Guide. 


Wpływ dipu na właściwości propagacyjne solitonów 

jasnych w światłowodzie skokowym 

dr inż. Tomasz KACZMAREK 

Politechniki Świętokrzyskiej,Zakład Telekomunikacji, Katedra Telekomunikacji, Fotoniki i Nanomateriałów, 

Wydział Elektrotechniki, Automatyki i Informatyki, Kielce 

Światłowody jednomodowe są szeroko stosowane w technice 

sensorowej [1, 2] zarówno jako czujniki jak i medium transmisyjne 

oraz w technice informatycznej [3, 4] jako szerokopasmowe medium 

transmisyjne o nie w pełni wykorzystanych możliwościach 

propagacyjnych. Niniejszy artykuł również dotyczy światłowody 

jednomodowych ale w kontekście ich wykorzystania w transmisji 

solitonowej dalekiego zasięgu. 

W 2011 roku pojawił się cykl artykułów [5, 6, 7] dotyczących 

światłowodu skokowego, którego parametr geometryczny (promień 

rdzenia a) oraz parametr optyczny (różnica współczynników 

załamania pomiędzy rdzeniem i płaszczem Δn = n 1 

– n 2 

) były tak 

zoptymalizowane, aby umożliwić generację solitonu podstawowego, 

przy wykorzystaniu dostępnych komercyjnie laserów półprzewodnikowych 

w okolicach trzeciego okna transmisyjnego, 

przy zapewnieniu jednoczesnej maksymalizacji zakresu pracy 

jednomodowej oraz dyspersji anomalnej. Optymalizacja promienia 

rdzenia a pozwala uzyskać zrównanie się długości fali odcięcia 

modu drugiego (TE 01 

) λ C 

z długością fali zerowania się dyspersji 

chromatycznej λ ZD1 

, czyli równość λ ZD1 

= λ C 

i w ten sposób 

uzyskać maksymalizację zakresu długości fal, w którym można 

generować solitony jasne. W tym miejscu warto wspomnieć, że 

przy określonym składzie chemicznym rdzenia oraz płaszcza, 

czyli przy określonej wartości parametru Δn istnieje tylko jedna 

wartość a = a OPT 

gwarantująca spełnienie warunku λ ZD1 

= λ C 

. 

W przypadku, gdy a > a OPT 

, wówczas λ ZD1 

< λ C 

i zakres generacji 

solitonu jasnego jest ograniczony zakresem pracy jednomodowej. 

Natomiast, gdy a < a OPT 

, wówczas λ ZD1 

> λ C 

i zakres generacji 

solitonu jasnego jest ograniczony zakresem dyspersji anomalnej. 

Optymalizacja różnicy współczynników załamania pomiędzy 

rdzeniem i płaszczem światłowodu Δn umożliwia uzyskanie na 

charakterystyce dyspersji chromatycznej dwóch miejsc zerowych 

w zakresie od 1 do 2 μm oraz maksimum lokalnego w okolicach 

1,55 μm, którego wartość nie przekraczałaby 1 ps∙km -1 ∙nm -1 . 

W każdym z trzech artykułów [5, 6, 7] modelowany światłowód 

skokowy posiadał rdzeń wykonany ze szkła kwarcowego domieszkowanego 

dwutlenkiem germanu. W przypadku [5] płaszcz 

był wykonany z czystego szkła kwarcowego, w [6] ze szkła kwarcowego 

domieszkowanego 1 m% fluoru, natomiast w [7] płaszcz 

wykonany ze szkła kwarcowego domieszkowany był 2 m% fluoru. 

W każdym przypadku optymalne wartości promienia rdzenia 

a OPT 

oraz różnicy współczynników załamania pomiędzy rdzeniem 

i płaszczem Δn OPT 

nieco się od siebie różnią. 

Punktem odniesienia do wyliczeń zawartych w niniejszej 

publikacji był przypadek opisany w [7]. Wyznaczona w [7] a OPT 

= 1,658 μm, natomiast Δn OPT 

= 0,0395. Odpowiadający optymalnym 

warunkom zakres dyspersji anomalnej jest ograniczony 

miejscami zerowymi charakterystyki dyspersyjnej, które wynoszą 

λ ZD1 

= 1,469 μm, λ ZD2 

= 1,649 μm. Optymalizacja promienia rdzenia 

a gwarantuje spełnienie równości λ ZD1 

= λ C 

, czyli λ C 

= 1,469 

μm. Optymalizacja parametru Δn gwarantuje wystąpienie maksimum 

lokalnego na charakterystyce dyspersji chromatycznej D 

oraz minimum lokalnego na charakterystyce dyspersji prędkości 

grupowej β 2 

dla trzeciego okna transmisyjnego, czyli dla λ = 1,55 

μm, które wynoszą odpowiednio D = 0,224 ps∙km -1 ∙nm -1 oraz 

β 2 

= -0,286 ps 2 ∙km -1 . Korzystając z zależności zawartych w [8, 

9] i przyjmując, że λ = 1,55 μm wyznaczone zostały następujące 

parametry modu podstawowego w zoptymalizowanym światłowodzie: 

skuteczny promień pola modu HE 11 

, ω EFF 

= 1,870 μm, 

skuteczny przekrój pola modu HE 11 

, A EFF 

= 10,98 μm 2 . Wartość 

58 

parametru A EFF 

jednoznacznie determinuje wartość parametru 

nieliniowego γ = 8,120 km -1 W -1 również na podstawie wzoru zawartego 

w [8,9]. Przyjmując, że szerokość początkowa impulsu 

T 0 

= 1 ps, λ = 1,55 μm i ponownie korzystając z zależności zawartych 

w [8,9] można wyznaczyć wartość szczytową solitonu podstawowego 

P 0 

= 35,20 mW, długość dyspersyjną L D 

= 3,499 km 

oraz okres solitonowy z 0 

= 5,496 km. 

Metoda 

Przed przystąpieniem do wykonania światłowodu skokowego 

zoptymalizowanego zgodnie z [7] konieczne jest zbadanie wpływu 

dipu, który występuje w profilu współczynnika załamania już na 

etapie wytwarzania preformy, najczęściej metodą MCVD. Wpływ 

szerokości oraz głębokości dipu kształtu prostokątnego na właściwości 

propagacyjne zoptymalizowanego światłowodu skokowego 

można badać wykorzystując w tym celu światłowód dwuskokowy 

o profilu SP1 [10, 11]. Światłowód skokowy (SS) z dipem lub światłowód 

pierścieniowy pierwszego rodzaju (SP1) wraz z profilem 

współczynnika załamania został przedstawiony na rys. 1. 

Modelowanie światłowodu skokowego z dipem za pomocą modelu 

światłowodu dwuskokowego o profilu SP1 zostało wykonane 

przy uwzględnieniu następujących założeń: promień drugiego 

rdzenia światłowodu SP1 b jest równy optymalnemu promieniowi 

rdzenia światłowodu skokowego i wynosi b = 1,658 μm; różnica 

Δn’ współczynników załamania pomiędzy drugim rdzeniem n 2 

i płaszczem n 3 

jest równa optymalnej różnicy współczynników załamania 

pomiędzy rdzeniem i płaszczem światłowodu skokowego 

i wynosi Δn’ = n 2 

– n 3 

= 0,0395; płaszcz światłowodu dwuskokowego 

jest wykonany z czystego szkła kwarcowego tak jak płaszcz 

światłowodu skokowego i oznacza to, że wartość współczynnika 

załamania płaszcza światłowodu dwuskokowego n 3 

jest określona 

ze wzoru dyspersyjnego Sellmeiera dla szkła kwarcowego domieszkowanego 

fluorem na poziomie 2 m% [8, 9]; na podstawie 

znanej wartości współczynnika załamania płaszcza n 3 

oraz na 

podstawie określonej wartości różnicy współczynników załamania 

drugiego rdzenia i płaszcza Δn’ można określić współczynnik załamania 

drugiego rdzenia n 2 

następująco n 2 

= n 3 

+ Δn’; współczynnik 

załamania pierwszego rdzenia n 1 

światłowodu SP1 jest zmienną, 

która określa głębokość dipu w rdzeniu światłowodu skokowego 

i może być określona parametrem Δn’/Δn = (n 2 

– n 3 

)/(n 1 

– n 2 

); 

promień pierwszego rdzenia a światłowodu dwuskokowego jest 

zmienną określającą szerokość dipu w rdzeniu światłowodu skokowego, 

która może być określona parametrem c = b/a. Płytki dip 

w kontekście współczynnika Δn’/Δn to na przykład Δn’/Δn = –10, 

Rys. 1. Światłowód skokowy (SS) z dipem lub światłowód pierścieniowy 

pierwszego rodzaju (SP1) wraz z profilem współczynnika załamania. 

Oznaczenia: D – dip w SS lub pierwszy rdzeń SP1, R – rdzeń 

w SS lub drugi rdzeń w SP1, P – płaszcz w obydwu przypadkach 

Fig. 1. Step index fiber with a dip or M-profile fiber with the refractive 

index profile. Symbols: D – dip in the step index or the first core of M- 

profile fiber, R – the core of step index or the second core in M-profile 

fiber, P – cladding in both cases 


przy czym znak – oznacza, że n 1 

< n 2 

, natomiast wartość 10 mówi 

o tym, że Δn’ = n 2 

– n 3 

jest 10 razy większe niż Δn = n 1 

– n 2 

, czyli 

innymi słowy głębokość dipu stanowi 0,1 głównego skoku współczynników 

załamania. Podobnie wąski dip to na przykład c = 10 

oznacza to, że szerokość dipu jest 10 razy mniejsza niż szerokość 

promienia rdzenia prowadzącego światło. 

W celu wyznaczenia parametrów modu HE 11 

(ω EFF 

, A EFF 

, D, β 2 

, 

γ, λ ZD1 

, λ ZD2 

), parametru modu TE 01 

(λ C 

) oraz parametrów solitonu 

podstawowego (P 0 

, L D 

, z 0 

) konieczne jest rozwiązanie równania 

wartości własnych światłowodu dwuskokowego o profilu SP1 następującej 

postaci [10, 11]. 

2 2 2 

[ E( Y +V)( W + X ) − F( Y +U)( Z + X )][ F( Yn1 

+ n2U)( 

Zn 

2 

+ 

2 

2 2 2 2 

+ n3 X) − E( Yn1 

+ n2V)( Wn 

2 

+ n3 

X )]= 

4 4 

2 2 

N m 

2 N m 

2 

= ( E −F) + 2EFn2 

( U −V)( W −Z 

)+ 

4 2 4 2 

2 2 

u B w C 

u Bw C 

(1) 

2 2 

N m 

2 2 

2 2 

+ [ F( Z+X ) − E( W+ X )][ E ( Wn2 

+ n3 

X ) − F ( Zn2 

+ n3 

X )]+ 

4 2 

u B 

2 2 

N m 

2 2 

2 2 

+ [ F( Y+U) − E( Y+V) 

][ E( Yn1 

+ n2V 

) − F( Yn1 

+ n2U 

)] , 

4 2 

w C 

przy czym 

I m' 

( u) 

Y = Ym 

= 

uI ( u) , X = X 

dla n 1 

Tab. 1. Wartości parametrów modu HE 11 

oraz solitonu podstawowego w światłowodzie SP1 przy 

jednoczesnym zwiększaniu szerokości oraz głębokości dipu (rys. 2) 

Tabl. 1. Values of parameters of HE 11 

mode and fundamental soliton propagated inside M-profile 

optical fiber, while increasing width and depth of the dip (Fig. 2) 

Parametr Jednostka c=10 c=9 c=8 c=7 c=6 c=5 c=4 

60 

Δn’/Δn – -10 -9 -8 -7 -6 -5 -4 

Δn – 0,0395 0,0395 0,0395 0,0395 0,0395 0,0395 0,0395 

V – 0,228 0,253 0,283 0,326 0,380 0,456 0,570 

b μm 1,658 1,658 1,658 1,658 1,658 1,658 1,658 

ω EFF 

μm 1,869 1,870 1,872 1,875 1,880 1,889 1,909 

A EFF 

μm 2 10,97 10,99 11,01 11,04 11,10 11,21 11,45 

γ km -1 W -1 8,127 8,117 8,102 8,077 8,033 7,954 7,787 

λ C 

μm 1,469 1,469 1,469 1,469 1,469 1,468 1,467 

λ ZD1 

μm 1,464 1,461 1,458 1,453 1,448 1,444 1,452 

λ ZD1 

– λ C 

nm -5 -8 -11 -16 -21 -24 -15 

λ MAX 

μm 1,551 1,551 1,552 1,553 1,556 1,563 1,582 

λ ZD2 

μm 1,660 1,665 1,673 1,685 1,703 1,732 1,787 

D ps∙km -1 ∙nm -1 0,261 0,281 0,310 0,352 0,413 0,489 0,523 

β 2 

ps 2 ∙km -1 -0,333 -0,359 -0,395 -0,450 -0,527 -0,624 -0,667 

P 0 

mW 41,00 44,20 48,80 55,66 65,55 78,48 85,61 

A 0 

– 0,202 0,210 0,221 0,236 0,256 0,280 0,293 

L D 

km 3,001 2,787 2,529 2,224 1,899 1,602 1,500 

z 0 

km 4,714 4,378 3,973 3,494 2,983 2,516 2,356 

Tab. 2. Wartości parametrów modu HE 11 


zwiększaniu szerokości dipu, podczas gdy jego głębokość była stała (rys. 3) 



optical fiber by increasing width of the dip, while its depth was constant (Fig. 3) 


Δn’/Δn – -9 -9 -9 -9 -9 -9 -9 

Δn – 0,0395 0,0395 0,0395 0,0395 0,0395 0,0395 0,0395 

V – 0,253 0,326 0,380 0,456 0,570 0,760 1,139 

b μm 1,658 1,658 1,658 1,658 1,658 1,658 1,658 

ω EFF 

μm 1,870 1,873 1,854 1,879 1,885 1,898 1,924 

A EFF 

μm 2 10,99 11,02 11,05 11,09 11,17 11,32 11,63 

γ km -1 W -1 8,117 8,094 8,074 8,041 7,986 7,880 7,667 

λ C 

μm 1,469 1,469 1,469 1,468 1,468 1,466 1,458 

λ ZD1 

μm 1,461 1,456 1,452 1,448 1,443 1,440 1,458 

λ ZD1 

– λ C 

nm -8 -13 -17 -20 -25 -26 0 

λ MAX 

μm 1,551 1,552 1,553 1,555 1,559 1,567 1,587 

λ ZD2 

μm 1,665 1,678 1,686 1,700 1,722 1,758 1,794 

D ps∙km -1 ∙nm -1 0,281 0,325 0,359 0,408 0,475 0,552 0,462 

β 2 

ps 2 ∙km -1 -0,359 -0,414 -0,458 -0,520 -0,606 -0,703 -0,589 

P 0 

mW 44,20 51,17 56,77 64,73 75,85 89,27 76,89 

A 0 

– 0,210 0,226 0,238 0,254 0,275 0,299 0,277 

L D 

km 2,787 2,415 2,182 1,921 1,651 1,422 1,696 

z 0 

km 4,378 3,793 3,427 3,018 2,593 2,233 2,665 

Na rysunku 3 przedstawiono zestaw 

charakterystyk dyspersyjnych modu HE 11 

w światłowodzie dwuskokowym o profilu 

SP1 przy zwiększaniu szerokości dipu, 

podczas gdy jego głębokość była stała. Wykresy 

przedstawione na rys. 3 mają swoje 

odzwierciedlenie w tab. 2. Tabela 2 zawiera 

wartości parametrów modu HE 11 

oraz solitonu 

podstawowego w badanym światłowodzie 

przy zwiększaniu szerokości dipu, podczas 

gdy jego głębokość była stała. 

Na rysunku 4 przedstawiono zestaw 

charakterystyk dyspersyjnych modu HE 11 

w światłowodzie SP1 przy zwiększaniu 

głębokości dipu, podczas gdy jego szerokość 

była stała. Odzwierciedleniem wykresów 

przedstawionych na rys. 4 są wyniki 

numeryczne zawarte w tab. 3. W tabeli 3 

przedstawiono wartości parametrów modu 

HE 11 

oraz solitonu podstawowego w światłowodzie 

SP1 przy zwiększaniu głębokości 

dipu, podczas gdy jego szerokość była 

stała. 

Dyskusja 

Na podstawie zamieszczonych w artykule 

wykresów oraz tabel można stwierdzić, że 

zwiększaniu głębokości oraz szerokości 

dipu (tj. zmniejszaniu wartości parametru 

|Δn’/Δn| oraz c) towarzyszy zwiększanie 

się maksymalnej wartości dyspersji 

chromatycznej D oraz zmniejszanie się 

minimalnej wartości dyspersji prędkości 

grupowej β 2 

, przy czym wraz ze wzrostem 

szerokości oraz głębokości dipu maksimum 

długość fali przy której występuje 

ekstremum λ MAX 

przesuwa się w kierunku 

fal dłuższych. Towarzyszy temu zwiększanie 

się zakresu dyspersji anomalnej, gdyż 

długość fali, przy której występuje pierwsze 

miejsce zerowe na charakterystyce 

dyspersyjnej λ ZD1 

ulega zmniejszeniu, natomiast 

długość fali, przy której występuje 

drugie miejsce zerowe na charakterystyce 

dyspersyjnej λ ZD2 

ulega zwiększeniu. Zakres 

pracy jednomodowej, czyli długość 

fali zerowania się drugiego modu λ C 

w zasadzie 

nie ulega zmianie przy zmniejszaniu 

się wartości parametru |Δn’/Δn| oraz c 

i w związku z tym różnica λ ZD1 

– λ C 

ulega 

zwiększeniu. Wraz ze wzrostem szerokości 

oraz głębokości dipu zwiększeniu 

ulega promień oraz przekrój poprzeczny 

pola modu podstawowego (ω EFF 

, A EFF 

) natomiast 

zmniejsza się wartość parametru 

nieliniowego γ. W przypadku parametrów 

solitonowych to zmniejszaniu wartości 

parametru |Δn’/Δn| oraz c towarzyszy 

wzrost wartości mocy szczytowej P 0 

oraz 

amplitudy A 0 

solitonu podstawowego, 

a także zmniejszenie wartości długości 

dyspersyjnej L D 

i okresu solitonowego z 0 

. 

Porównując wyniki numeryczne zawarte 

w tab. 2 oraz 3, a także wykresy przedstawione 

na rys. 3 oraz 4 można stwierdzić, 

że zwiększanie szerokości dipu (zmniejszanie 

wartości parametru c) powoduje 

większe zmiany wartości zarówno parametrów 

modu podstawowego jak i para- 


Tab. 3. wartości parametrów modu HE 11 


zwiększaniu głębokości dipu, podczas gdy jego szerokość była stała (rys. 4) 



optical fiber by increasing depth of the dip, while its width was constant (Fig. 4) 


Δn’/Δn – -8 -6 -5 -4 -3 -2 -1,5 

Δn – 0,0395 0,0395 0,0395 0,0395 0,0395 0,0395 0,0395 

V – 0,253 0,253 0,253 0,253 0,253 0,253 0,253 

b μm 1,658 1,658 1,658 1,658 1,658 1,658 1,658 

ω EFF 

μm 1,871 1,872 1,873 1,875 1,878 1,885 1,891 

A EFF 

μm 2 10,99 11,01 11,03 11,05 11,09 11,16 11,23 

γ km -1 W -1 8,113 8,099 8,088 8,072 8,045 7,993 7,941 

λ C 

μm 1,469 1,469 1,469 1,469 1,469 1,469 1,469 

λ ZD1 

μm 1,460 1,457 1,455 1,453 1,451 1,451 1,456 

λ ZD1 

– λ C 

nm -9 -12 -14 -16 -18 -18 -13 

λ MAX 

μm 1,551 1,552 1,553 1,554 1,556 1,561 1,568 

λ ZD2 

μm 1,667 1,674 1,679 1,686 1,696 1,713 1,724 

D ps∙km -1 ∙nm -1 0,290 0,315 0,333 0,357 0,388 0,420 0,413 

β 2 

ps 2 ∙km -1 -0,370 -0,402 -0,424 -0,455 -0,495 -0,536 -0,527 

P 0 

mW 45,65 49,66 52,48 56,38 61,50 67,01 66,33 

A 0 

– 0,214 0,223 0,229 0,237 0,248 0,259 0,258 

L D 

km 2,700 2,487 2,356 2,197 2,021 1,867 1,899 

z 0 

km 4,241 3,906 3,700 3,451 3,175 2,933 2,982 

metrów solitonowych w porównaniu do zmian jakie powoduje 

zwiększanie głębokości dipu (zmniejszanie wartości parametru 

|Δn’/Δn|). Wynika z tego, że zwiększanie szerokości dipu ma 

bardziej niekorzystny wpływ na parametry modowe i solitonowe 

zoptymalizowanego zgodnie z [7] światłowodu skokowego 

niż zwiększanie głębokości dipu. 

Ponadto przy wzroście szerokości oraz głębokości dipu istnieje 

pewna progowa wartość po przekroczeniu której charakter 

krzywej dyspersyjnej ulega zmianie. Zmiana ta jest niekorzystna 

z punktu widzenia zakresu dyspersji anomalnej i liczby miejsc 

zerowych w zakresie od 1 do 2 μm. I tym razem niekorzystne 

zmiany charakterystyki dyspersyjnej zachodzą szybciej w przypadku 

zwiększania szerokości dipu niż przy zwiększaniu jego 

głębokości. 

Podsumowanie 

Wyniki modelowania dipu w światłowodzie skokowym przy pomocy 

modelu światłowodu dwuskokowego o profilu SP1 potwierdzają 

negatywny wpływ zarówno szerokości jak i głębokości 

dipu na parametry propagacyjne solitonu podstawowego. 

Z wyników obliczeń zamieszczonych w tabelach i z wykresów 

przestawionych na rysunkach wynika, że bardziej niekorzystnie 

na właściwości propagacyjne solitonu jasnego wpływa 

szerokość dipu niż jego głębokość. Wynika z tego, że mniej 

szkodliwy wpływ na pogorszenie właściwości propagacyjnych 

solitonu ma dip, którego głębokość jest większa niż szerokość. 

Warto podkreślić, że dip powstający w efekcie użycia metody 

MCVD do wytworzenia preformy ma 

takie właśnie korzystne proporcje, czyli 

głębokość dipu kilkakrotnie przewyższa 

jego szerokość. Wyniki uzyskane w niniejszym 

artykule w przypadku, gdy głębokość 

oraz szerokość dipu dążą do zera 

(tab. 1 przypadek Δn’/Δn = – 10 oraz 

c = 10) są zgodne z wynikami dotyczącymi 

zoptymalizowanego światłowodu skokowego 

zamieszczonymi w [7]. Może to 

świadczyć o poprawności zarówno równania 

wartości własnych dla światłowodu 

pierścieniowego pierwszego rodzaju jak 

i o poprawności wykonanych obliczeń, 

gdyż światłowód dwuskokowy o profilu 

SP1 staje się światłowodem skokowym po 

usunięciu pierwszego rdzenia, czyli dipu 

w światłowodzie skokowym. Wyniki przedstawione 

w [7] oraz w niniejszym artykule 

uzyskano przy wykorzystaniu dokładnych 

(a nie przybliżonych) równań wartości 

własnych dla modów hybrydowych HE mn 

, 

a nie liniowo spolaryzowanych LP mn 

. 

Literatura 

[1] Lewandowski J., Dziuda Ł., Jasiński P.: 

Mechanoakustyczny czujnik aktywności 

układu sercowo-naczyniowego, Elektronika 

(LIII), nr 1/2012, s. 77–80. 

[2] Dziuda Ł. at all.: Czujnik czynności oddechowej 

oraz pracy serca oparty na 

światłowodowych siatkach Bragga, Elektronika 

(LII), nr 8/2011, s. 98–106. 

[3] Romaniuk R.: Fotonika I inżynieria sieci 

Internet 2011, Elektronika (LII), nr 7/2011, 

s. 193–98. 

[4] Romaniuk R.: Rola optoelektroniki w Internecie przyszłości. 

Część 3, Elektronika (LII), nr 6/2011, s. 142–45. 

[5] Kaczmarek T.: Optimization of step index fiber for bright soliton 

propagation, 7 th International Conference New Electrical and 

Electronic Technologies and their Industrial Implementations 

NEET 2011, June 28 – July 1, Zakopane, (w druku). 

[6] Kaczmarek T.: Dostosowywanie światłowodu skokowego dla 

propagacji solitonów jasnych, Przegląd Telekomunikacyjny 

I Wiadomości Telekomunikacyjne, Nr 8–9/2011, 1062-7. 

[7] Kaczmarek T.: Single-Mode Step-Index Fiber as a Medium for 

Bright Soliton Propagation, XV Poznańskie Warsztaty Telekomunikacyjne 

PWT 2011, Poznań 9 grudnia 2011, 78–81. 

[8] Kaczmarek T.: Światłowód skokowy dedykowany dla propagacji 

solitonu jasnego, XII Konferencja Światłowody i Ich Zastosowania, 

14-17 października 2009, Krasnobród, str. 87–94. 

[9] Kaczmarek T.: Step index fiber modeling to soliton propagation, 

Advances in Electronics and Telecommunications, vol. 1 No. 2, 

November 2010, 59–62. 

[10] Kaczmarek T.: Zwarte równanie wartości własnych światłowodu 

dwuskokowego o dowolnym praktycznie użytecznym profilu 

współczynnika załamania, X Poznańskie Warsztaty Telekomunikacyjne 

PWT 2005, Poznań 8–9 grudnia 2005, str. 75–80. 

[11] Kaczmarek T.: Optimization of SP1-type double cladding fiber in 

order to ensure the propagation of bright solitons, Optical Fibers 

and Their Applications 2011, edited by Jan Dorosz, Ryszard S. 

Romaniuk, Proc. of SPIE Vol. 8010, 80100B1-8. 

[12] Press W.H. at all.: Numerical Recipes in Fortran 77, Cambridge 

University Press 1992, 104–107, 34–42. 

[13] Agrawal G.P.: Fiber-Optic Communication Systems, John Wiley 

& Sons, Third Edition, 2002, 7. 


Światłowody fotoniczne jako materiał na lasery 

światłowodowe ze zdefiniowanym stanem polaryzacji 

dr hab. Elżbieta Bereś-Pawlik 1 , prof. P.Wr. , mgr inż. Łukasz Sójka 1 , Michał Pilszak 1 , 

Łukasz Pajewski 1 , dr hab. inż. Sławomir Sujecki 2 , dr Paweł Mergo 3 , mgr Krzysztof 

Poturaj 3 , mgr inż. Krzysztof Skorupski 3 , mgr inż. Jacek Klimek 3 

1 

Politechnika Wrocławska, Instytut Telekomunikacji, Teleinformatyki i Akustyki 

2 

University of Nottingham, George Green Institute for Electromagnetics Research, UK 

3 

Uniwersytet Marie Curie-Skłodowskiej, Pracownia Technologii Światłowodów, Lublin 

Lasery światłowodowe mają wiele zalet w porównaniu z półprzewodnikowymi, 

mają też więcej potencjalnych zastosowań w przemyśle 

i medycynie, w zastosowaniach, gdzie wymagane są wysokie 

wartości mocy wyjściowej sygnału lasera lub korzystne jest wyjście 

światłowodowe sygnału [1–3]. W ostatnich latach szczególnie interesujące 

wydają się być konstruowane lasery z wykorzystaniem 

włókien fotonicznych, utrzymujących polaryzację [4, 5]. W pracy 

zostaną przedstawione zagadnienia związane z uzyskaniem stabilnych 

sygnałów w laserach światłowodowych, także z możliwością 

przestrajania tych sygnałów w laserach światłowodowych pracy 

ciągłej, opartych na włóknach utrzymujących polaryzację PM (Polarization 

Maintaining), fotonicznych, PCF (Photonic Crystal Fiber), 

wytworzone w Pracowni Technologii Światłowodów UMCS. 

Światłowody fotoniczne domieszkowane 

jonami erbu i neodymu 

Poniżej przedstawiono przykładowe struktury światłowodów mikrostrukturalnych 

domieszkowanych jonami erbu PM-Er-PCF 

i neodymu HB-Nd-MOF, wytworzone w Pracowni Technologii 

Światłowodów. Światłowody te po wstępnych pomiarach i procesach 

optymalizacyjnych były wykorzystane w budowie laserów 

światłowodowych. 

Rys. 1. Przekrój włókna fotonicznego, domieszkowanego jonami 

erbu, PM-Er-PCF 

Fig. 1. Cross-section of the erbium ion doped photonic crystal fiber, 

PM-Er-PCF 

wiących strukturę fotoniczną) wokół domieszkowanego rdzenia. 

Rdzeń był wykonany konwencjonalną techniką MCVD uzupełnioną 

o proces domieszkowania na mokro jonami aktywnymi. Włókno 

przedstawione na rysunku 1 domieszkowano jonami erbu, 

a na rys. 2 jonami neodymu. Dodatkowo dla zabezpieczenia 

przed klasterowaniem jonów aktywnych oba włókna domieszkowano 

glinem. W celu umożliwienia zapisu siatek Bragga włókno 

przedstawione na rys. 1 domieszkowano germanem. Zwiększenie 

wartości współczynnika załamania, w domieszkowanym rdzeniu, 

skompensowano przez domieszkowanie fluorem. W konsekwencji 

średni współczynnik załamania rdzenia włókna przedstawionego 

na rysunku 1 jest zbliżony do wartości współczynnika załamania 

czystego szkła krzemionkowego. Światłowód przedstawiony 

na rys. 2 nie zawiera domieszek: germanu i fluoru. Średni współczynnik 

załamania rdzenia tego włókna jest nieznacznie wyższy 

od współczynnika załamania czystego szkła krzemionkowego. 

Pomiary absorpcji i emisji domieszkowanych 

włókien 

Kluczowymi parametrami niezbędnymi dla scharakteryzowania 

włókien domieszkowanych lantanowcami są przekroje czynne 

absorpcji i emisji. Widma absorpcyjne włókien mierzone były 

z wykorzystaniem źródła światła białego AQ4305 pracującego dla 

długości fali 400…1800 nm oraz analizatora spektrum optycznego 

ANDO AQ6370C. Do pomiaru wykorzystano 1,5 metrowy odcinek 

światłowodu domieszkowany jonami erbu oraz 5-metrowy 

odcinek światłowodu domieszkowanego jonami neodymu. Widma 

emisyjne mierzone były przy użyciu diody laserowej 980nm 

dla krótkiego odcinka włókna PM-Er-PCF oraz diody 808 nm dla 

krótkiego odcinka światłowodu HB-Nd-MOF i analizatora widma 

optycznego. Otrzymane widma absorpcyjne i emisyjne aproksymowane 

były sumami funkcji Gaussa. 

Widma przekrojów czynnych absorpcji otrzymane były zgodnie 

z teorią Ladenburga-Fuchbauera. Przykładowe obliczone 

przekroje czynne emisji są zaprezentowane na rys. 3 i 4 [6, 7]. 

Rys. 2. Przekrój włókna fotonicznego domieszkowanego jonami neodymu 

HB-Nd-MOF 

Fig. 2. Cross-section of the neodymium ion doped photonic crystal 

fiber, HB-Nd-MOF 

Charakterystyki światłowodów PCF 

domieszkowanych jonami erbu i neodymu 

Włókna fotoniczne PM-Er-PCF i HB-Nd-MOF były wytworzone 

dobrze znaną i powszechnie wykorzystywaną metodą składania 

i wyciągania. Wykonano je przez umieszczenie kapilar (stano- 

Rys. 3. Przekrój czynny emisji światłowodu domieszkowanego jonami 

erbu 

Fig. 3. Emission cross- section of the erbium ion doped fiber 

62 


Na kolejnych rysunkach przedstawiono sygnały uzyskiwane 

z tego lasera: na rys. 7, sygnał jednofalowy o stałej wartości 

mocy, niezmiennej w czasie. Na rys. 8 przedstawiono widmo 

przestrajalne, uzyskane poprzez obrót polaryzatora wewnątrz 

wnęki lasera. 

Rys. 4. Przekrój czynny emisji dla włókna domieszkowanego jonami 

neodymu 

Fig. 4. Emission cross- section of the neodymium ion doped fiber 

Obliczenie całki pokrycia 

W celu znalezienia optymalnej długości włókna dla budowy lasera 

światłowodowego, przy znajomości parametrów przekrojów 

czynnych absorpcji i emisji należało obliczyć całkę pokrycia dla 

pompy i sygnału ze znajomości koncentracji jonów i czasów życia 

na poziomach energetycznych badanego pierwiastka. Wykonano 

odpowiednie obliczenia, a na rys. 5 zaprezentowano wynik, zależność 

całki pokrycia od długości fali dla światłowodu fotonicznego 

domieszkowanego jonami erbu oraz standardowego włókna 

jednomodowego domieszkowanego erbem. 

Rys. 7. Stabilność wyjściowego sygnału lasera w funkcji czasu. Pomiary 

wykonywano co 10 minut przez jedną godzinę 

Fig. 7. Stability of input laser signal in time function. Measurements 

were made in 10 minute intervals for one hour 

Rys. 5. Obliczona całka pokrycia w funkcji długości fali dla wybranych 

światłowodów 

Fig. 5. Calculated overlap factor for chosen fibers in wavelength function 

Budowa laserów światłowodowych 

Poniżej przedstawiono układ lasera światłowodowego z wykorzystaniem 

włókna fotonicznego domieszkowanego jonami erbu 

(rys. 6). 

Rys. 6. Układ lasera pierścieniowego z polaryzatorem umieszczonym 

wewnątrz rezonatora 

Fig. 6. Set-up ring laser with polarizer inside resonator 

Rys. 8. Przestrajanie sygnału wyjściowego lasera 

Fig. 8. Tuned output laser spectrum 


a po ich zakończeniu zbudowano lasery światłowodowe z wykorzystaniem 

tych włókien. Prezentowane lasery charakteryzowały 

się bardzo dobrą stabilnością pracy. Dodatkowo pokazano, 

ze zastosowane włókna fotoniczne mają lepsze parametry 

konstrukcyjne niż tradycyjne, przy zastosowaniu w budowie laserów 

światłowodowych. Zaprezentowano przestrajanie widma 

wielofalowego w budowanych laserach. Określono możliwy do 

uzyskania zakres przestrajania widma badanych laserów światłowodowych. 

Literatura 

Rys. 9. Widmo laserowania wielofalowego uzyskane dla włókna domieszkowanego 

jonami neodymu 

Fig. 9. Multiwavelength laser action spectrum achieved for neodymium 

ion doped fiber 

Zbudowano laser światłowodowy typu liniowego z wykorzystaniem 

włókna fotonicznego, domieszkowanego neodymem. Widmo 

promieniowania wielofalowego przedstawiono na rys. 9. 

Podsumowanie 

W pracy przedstawiono włókna fotoniczne domieszkowane, 

o strukturach nieznanych w świecie. Prezentowane włókna wykorzystano 

do przeprowadzenia procedur optymalizacyjnych, 

[1] Yoon-Chan Jeong et all.: High-power air-clad large-mode-area 

photonic crystal fiber laser, Optics Express, Vol. 11, Issue 7, 2003, 

pp. 818–823. 

[2] Limpert J. et all.: Extended single-mode photonic crystal fiber lasers, 

Optics Express, Vol. 14, Issue 7, (2006), pp. 2715–2720. 

[3] Limpert J. et all.: High-power air-clad large-mode-area photonic crystal 

fiber laser, Optics Express, Vol. 11, Issue 7, (2003), pp. 818–823. 

[4] Kazunori Suzuki et all.: Optical properties of a low-loss polarizationmaintaining 

photonic crystal fiber, Optics Express, Vol. 9, Issue 13, 

2001, pp. 676–680. 

[5] Xumenig Liu et all.: Swichable and Tunable Multiwavelength Erbium- 

Doped Fiber Laser With Fiber Bragg Gratings and Photonic Crystal 

Fiber, IEEE Photonics Technology Letters, vol.17, No 8, 2005, 

pp. 1626–1628. 

[6] Sojka L. et all.: Polarization-Maintaining Erbium Doped Photonic 

Crystal Fiber, Laser Physics 22, 2012, pp. 240–247. 

[7] Strek W. et all.: Optical properties of Nd 3+ doped silica fibers obtained 

by sol-gel method, Journal of Alloys and Compounds, 300, 2000, 

pp. 459–463. 

Technologia wytwarzania i pomiary absorpcji szkieł 

chalkogenidkowych domieszkowanych jonami ziem rzadkich 

mgr inż Łukasz Sójka 1,2 , prof. Elżbieta Bereś-Pawlik 1 , dr Zhuogi Tang 2 , 

dr David Furniss 2 , prof. Angela Beth Seddon 2 , prof. Trevor Mark Benson 2 , 

dr hab. Sławomir Sujecki 2 

1 

Politechnika Wrocławska, Instytut Telekomunikacji, Teleinformatyki i Akustyki, 

2 

University of Nottingham, George Green Institute for Electromagnetics Research,, University Park, UK 

Jednym z podstawowych problemów współczesnej fotoniki jest 

opracowanie efektywnych źródeł światła pracujących w zakresie 

średniej podczerwieni. Potencjalne źródła światła pracujące 

w tym zakresie mogą znaleźć wiele zastosowanie w branży medycznej 

oraz czujnikowej. 

Źródła pracujące w tym zakresie powinny się charakteryzować 

prostą konstrukcją, wysoką efektywnością, niezawodnością, 

przystępną ceną, dobrą jakością wiązki wyjściowej. 

Jednym z urządzeń, które spełniają te wymagania są lasery 

światłowodowe [1–3]. Sygnały generowane przez obecnie lasery 

światłowodowe oparte na szkle krzemionkowym oraz fluorkowym 

mogą pokryć zakres długości fali do około 3 µm. Barierą 

technologiczną która blokuje konstrukcje laserów światłowodowych 

powyżej 3 µm jest wysoka energia fononów szkła krzemionkowego 

(1100 cm -1 ) oraz szkła fluorkowego (560 cm -1 ) [4, 

5]. W celu osiągnięcia emisji powyżej 3 µm potrzebne jest szkło 

charakteryzujące się niską energią fononów. Jednym z materiałów 

który może spełnić to wymaganie jest szkło chalkogenidkowe. 

Szkła te charakteryzują się niską energią fononów poniżej 

400 cm -1 co predysponuje je do osiągnięcia emisji powyżej 

3 µm [6–9]. 

Szkła chalkogenidkowe są to szkła oparte na materiałach z 16 

grupy układu okresowego pierwiastków tj. S (siarka), Se (Selen) 

oraz Te (Tellur), elementy te wraz z elementami z 14 oraz 15 grupy 

układu okresowego tj Ge (German), As (Arsen), Sb (Antymon), 

64 

Ga (Gal) tworzą stabilne szkła optyczne. Najprostsze dwuskładnikowe 

konfiguracje szkieł chalkogenidkowych to np. AsS oraz 

AsSe. Bardziej skomplikowane kilku składnikowe konfiguracje to 

np. GeAsS, GeAsSe, GeAsTe oraz GeGaAsSe. Generalny zakres 

transmisji dla szkieł opartych na S (Siarce) to 0,7…10 µm, 

na Se (Selenie) 1…16 µm oraz na Te (Tellurze) 2…20 µm. Oczywiście 

zakres transmisji może ulec zmianie w zależności od ostatecznego 

składu szkła. 

W pracy przeanalizujemy wyniki dla szkła domieszkowanego 

jonami ziem rzadkich (Dy 3+ , Pr 3+ , Tb 3+ ) o składzie GeGaAsSe. 

Konfiguracja ta została wybrana na drodze eksperymentalnej. 

Dodatek trójwartościowego Ga (Galu) znacznie zwiększa możliwość 

domieszkowania jonami ziem rzadkich. 

Domieszkowane szkła chalgodenidkowe charakteryzują się 

wysokimi wartościami przekrojów czynnych absorpcji oraz emisji, 

transparentnością dla pompy oraz sygnału, odpowiednio długimi 

czasami życia poziomów energetycznych, szerokim zakresem 

absorpcji oraz emisji i dużymi wartościami współczynników rozgałęzienia 

fotoluminescencji (Beta). Te czynniki predysponują 

je jako dobry materiał do konstrukcji laserów światłowodowych 

w zakresie średniej podczerwieni [6–9]. 

W artykule przeanalizujemy również wyniki eksperymentalne 

uzyskane z szkieł chalkogenidkowych (GeGaAsSe) domieszkowanych 

jonami Dy 3+ , Pr 3+ , Tb 3+ . Zaprezentujemy możliwość 

uzyskania efektywnej akcji laserowej dla tych szkieł. 


Technologia wytwarzania szkieł 

chalkogenidkowych 

Szkła GeGaAsSe o różnym stopniu domieszkowania (500,1000, 

1500 ppm) jonami Dy 3+ , Pr 3+ , Tb 3+ zostały wytworzone za pomocą 

techniki „melting-quenching”. Proces przygotowania szkieł 

odbywał się w obojętnej azotowej atmosferze przy śladowych 

ilościach tlenu oraz wody (≤ 0,1 ppm O 2 

, ≤ 0,1 ppm H 2 

O;). 

Wszystkie składniki używane do produkcji szkła były to składniki 

najwyższej czystości. Se oraz As były także dodatkowo 

oczyszczane przed procesem przygotowania szkła. Przykładowy 

walec szklany domieszkowany 500 ppm Pr 3+ został pokazany 

na rys. 1. 

współczynnik absorpcji/cm -1 

2.2 

2.0 

1.8 

1.6 

1.4 

1.2 

1.0 

1.0x10 -6 2.0x10 -6 3.0x10 -6 4.0x10 -6 5.0x10 -6 6.0x10 -6 7.0x10 -6 

długość fali/m 

Rys. 2. Absorpcja 1000 ppm Pr 3+ z wyznaczoną linią bazową 

Fig. 2. Absorption spectrum of Pr 3+ with the baseline 

1.0 

0.8 

Rys. 1. Domieszkowany jonami Pr 3+ walec szkła chalkogenidkowego 

Fig. 1. Praseodymium doped chalcogenide glass rod bulk sample 

Charakterystyka parametrów absorpcyjnych 

W celu przygotowania próbek do pomiarów spektrometrem typu 

FTIR (Spektroskopia Fourierowska w zakresie podczerwieni) 

z wytworzonych walców szklanych zostały wycięte 3 mm dyski 

szklane. Wycięty dysk szklany został poddany szlifowaniu oraz 

polerowaniu. Tak przygotowane próbki używane były do pomiarów 

spektroskopowych w zakresie 0,6…10 µm. Do pomiarów został 

użyty spektrometr Bruker IFS 66/S, źródło szeroko pasmowe 

typu Glovbar, pryzmat światło dzielący KBr oraz szerokopasmowy 

detektor typu DTGS. 


Opierając się na wynikach pomiaru absorpcji oraz obliczając 

wartości pól w obszarze pików absorpcyjnych mogą zostać wyznaczone 

parametry spektroskopowe domieszkowanych szkieł 

za pomocą analizy Judd-Ofelta. W celu minimalizacji błędów 

obliczenia obszarów pól absorpcyjnych, wyniki absorpcji otrzymane 

przy wykorzystaniu spektroskopu FTIR, zostały skorygowane 

o tak zwane linie bazowe. Linie bazowe wyznaczono 

przez wybranie około 40 punktów z pomierzonego spektrum 

absorpcyjnego, następnie wyznaczano przebieg funkcji, przechodzących 

przez wybrane punkty i aproksymowanych za pomocą 

wielomianów. 

Przykład tej procedury pokazano na rys. 2 i 3. Rysunek 2 jest 

to wynik pomiarów otrzymanych bezpośrednio z FTIR, czerwona 

linia symbolizuje linię bazową wyznaczoną dla tych pomiarów. 

Rysunek 3 otrzymano przez odjęcie wartości linii bazowej od rzeczywistych 

pomiarów. Procedura opisana powyżej jest kluczowa 

dla dokładności analizy Judd-Ofelta, ponieważ źle dobrana linia 

bazowa daje błędne wyniki pól pod krzywymi absorpcyjnymi od 

których zależą wyniki analizy Judd-Ofelta. 

Wyniki pomiarów absorpcji dla próbek domieszkowanych 

1000 ppm Dy 3+ , Pr 3+ oraz Tb 3+ zostały zaprezentowane kolejno 

na rys. 4, 5, 6. 



0.6 

0.4 

0.2 

0.0 

0.8 

0.6 

0.4 

0.2 

0.0 

1.0x10 -6 2.0x10 -6 3.0x10 -6 4.0x10 -6 5.0x10 -6 6.0x10 -6 


Rys. 3. Absorpcja 1000 ppm Pr 3+ po odjęciu lini bazowej 

Fig. 3. Absorption spectrum of 1000 ppm Pr 3+ after subtraction the 

baseline 

1.0x10 -6 2.0x10 -6 3.0x10 -6 4.0x10 -6 


Rys. 4. Spektrum absorpcyjne szkła chalkogenidkowego domieszkowanego 

1000 ppm Dy 3+ 

Fig. 4. Absorption spectrum chalcogenide glass doped with 1000 

ppm Dy 3+ 


1.0 

0.30 


0.8 

0.6 

0.4 

0.2 


0.25 

0.20 

0.15 

0.10 

0.05 

0.0 

2.0x10 -6 4.0x10 -6 6.0x10 -6 


0.00 

1.0x10 -6 2.0x10 -6 3.0x10 -6 4.0x10 -6 5.0x10 -6 6.0x10 -6 



1000 ppm Pr 3+ 

Fig. 5. Absorption spectrum chalcogenide glass doped with 1000 

ppm Pr 3+ 

Obliczone parametry Judd-Ofelta dla szkieł chalkogenidkowych 

domieszkowanych jonami ziem rzadkich Dy 3+ , Pr 3+ oraz Tb 3+ 

zostały zaprezentowane w tabeli. 

Obliczone parametry Judd-Ofelta dla szkła typu Ge 16.5 

As 16 

Ga 3 

Se 64.5 

, domieszkowanego 

jonami Dy 3+ , Pr 3+ oraz Tb 3+ 

Calculated Judd-Ofelt parameters for Ge 16.5 

As 16 

Ga 3 

Se 64.5 

glass doped with 

Dy 3+ , Pr 3+ and Tb 3+ 

Ω 2 

(10 -20 cm 2 ) Ω 4 

(10 -20 cm 2 ) Ω 6 

(10 -20 cm 2 ) 

Dy 3+ 8,59 2,23 2,19 

Pr 3+ 9,77 

Tb 3+ 7,63 

6,10 

5,79 

6,73 

2,21 

Analizując uzyskane wyniki pomiarów absorpcji możemy 

stwierdzić że szkła chalkogenidkowe charakteryzują się szerokimi 

oraz wysokimi pikami absorpcyjnymi z zakresu bliskiej podczerwieni 

oraz średniej podczerwieni. Na podstawie tych wyników 

można stwierdzić, że pasma absorpcyjne znajdujące się w zakresie 

bliskiej podczerwieni mogą być wykorzystane do pompowania 

optycznego za pomocą szeroko dostępnych diod laserowych 

oraz laserów na ciele stałym. Silne pasma absorpcyjne znajdujące 

się w zakresie średniej podczerwieni sugerują, że istnieje 

także możliwość emisji w tym zakresie, ponieważ procesy emisji 

oraz absorpcji są proporcjonalne. 


1000 ppm Tb 3+ 

Fig. 6. Absorption spectrum of chalcogenide glass doped with1000 

ppm Tb 3+ 

Podsumowanie 

Wytworzone zostały domieszkowane szkła chalkogenidkowe. Została 

przeprowadzona optyczna charakteryzacja za pomocą spektroskopu 

FTIR. Na podstawie uzyskanych wyników zostały obliczone 

parametry Judd-Ofelta. Wyniki eksperymentu oraz obliczone 

parametry Judd-Ofelta sugerują że domieszkowane szkła chalkogenidkowe 

mogą być dobrym kandydatem do konstrukcji laserów 

światłowodowych pracujących w zakresie średniej podczerwieni. 

Literatura 

[1] Wójcik J. i in.: Światłowody fotoniczne ze szkła kwarcowego domieszkowane 

pierwiastkami ziem rzadkich, Przegląd Elektrotechniczny 86, 

2010, 140–142. 

[2] Dominik D. i in.: Światłowody aktywne ze szkieł fosforowych, Elektronika 

49, 2008, 98–101. 

[3] Pichola W. i in.: Układ zasilania i sterowania impulsowej diody laserowej 

z rozłożonym sprzężeniem zwrotnym pracującej w paśmie 

widmowym bezpiecznym dla wzroku, Elektronika, 53, 2012, 77–80. 

[4] Klimczak M. i in.: Badanie emisji krótkofalowej w domieszkowanych 

jonami Nd3+ szkłach niskofononowych, Elektronika, 49, 2008 52–56. 

[5] Wójcik J.: Technologia włókien fotonicznych z zawieszonym rdzeniem 

do konstrukcji czujników światłowodowych, Elektronika 49, 2008, 

224–226. 

[6] Seddon A.B et all.: Progress in rare-earth mid-infrared fiber laser, 

Opt. Exp. 18, 2010, 26704. 

[7] Show L. B. et all.: Mid-wave IR and long-wave IR laser potential of 

rare-earth doped chalcogenide glass fiber, IEEE J. Quantum. Electron, 

37, 2001, 1127. 

[8] Sujecki S. et all.: Modelling of a simple Dy3+ doped chalcogenide 

glass fiber for mid-infrared light generation, Opt. Quantum Electron, 

42, 2010, 69. 

[9] Sójka Ł. et all.: Study of mid-infrared laser action in chalcogenide 

rare-earth doped glass with Dy3+, Pr3+ and Tb3+, Opt. Mater. Express 

2, 2012, 1632–1640. 


66 


Światłowodowy czujnik siły bazujący na interferometrze 

Sagnaca z dwójłomnym światłowodem fotonicznym 

dr inż. Cezary Kaczmarek 

Politechnika Lubelska, Instytut Elektroniki i Technik Informacyjnych 

Interferometr Sagnaca zawierający odcinek światłowodu dwójłomnego 

ma wiele właściwości, które czynią go podzespołem 

o szerokim zastosowaniu zarówno w telekomunikacji jak 

i w sensoryce światłowodowej. Jedną z tych właściwości jest 

niezależność od polaryzacji wejściowej wiązki światła. Inną jest 

periodyczność widma wiązki wyjściowej i odbitej interferometru, 

którego okres zależy od długości odcinka światłowodu dwójłomnego, 

a nie od długości pętli. Interferometr Sagnaca ze światłowodem 

dwójłomnym jest wykorzystywany w telekomunikacji 

optycznej jako filtr WDM [1]. W sensoryce podzespół ten ma 

zastosowanie jako czujnik wielu wielkości fizycznych i chemicznych 

[2, 3] oraz jako dyskryminator długości fali dla czujników 

z siatkami Bragga [4]. 

Zastosowanie w interferometrze Sagnaca dwójłomnego 

światłowodu fotonicznego zamiast konwencjonalnego światłowodu 

dwójłomnego, radykalnie poprawia parametry metrologiczne 

i użytkowe tego podzespołu. Ta poprawa wynika z właściwości 

dwójłomnych światłowodów fotonicznich, głównie 

bardzo małego wpływu zmian temperatury i znacząco większej 

dwójłomności modowej w porównaniu z konwencjonalnymi 

światłowodami dwójłomnymi. Dla interferometru ze światłowodem 

dwójłomnym produkowanego przez Blaze-Photonics 

zmiany okresu widma pod wpływem zmian temperatury wynoszą 

0,05 pm/K, natomiast przesunięcie widma pod wpływem 

zmian temperatury wynosi 0,25...0,3 pm/K [5, 6]. Duża wartość 

dwójłomności światłowodów fotonicznych pozwala znacząco 

zredukować ich wymaganą długość w czujnikach z interferometrem 

Sagnaca. 

W artykule przedstawiono czujnik siły o zakresie 0...50 N, 

w układzie interferometru Sagnaca z dwójłomnym światłowodem 

fotonicznym typu PM-1550-01 wyprodukowanym przez Blaze-Photonics. 

Zmierzona czułość wykonanego czujnika wynosi 

33 pm/N. 

Układ optyczny i sposób działania czujnika 

Na rysunkach 1 i 2 przedstawiono układ optyczny czujnika, 

sposób instalacji światłowodu fotonicznego i fotografię jego 

przekroju poprzecznego. Układ optyczny czujnika zawiera 

3-decybelowy sprzęgacz wykonany z konwencjonalnego 

światłowodu telekomunikacyjnego, odcinek utrzymującego 

polaryzację światłowodu fotonicznego PM-PCF oraz kontroler 

polaryzacji. Sprzęgacz 3 dB dzieli wejściową wiązkę światła 

na dwie równe amplitudowo wiązki propagujące w przeciwnych 

kierunkach. Wiązki te, po przejściu pętli, w tym światłowodu 

dwójłomnego, rekombinują w sprzęgaczu, tworząc obraz interferencyjny 

zależny od różnicy faz modów polaryzacji powstałych 

w odcinku PM-PCF. Elementem sprężystym czujnika jest 

Rys. 1. Czujnik siły: układ optyczny i przekrój poprzeczny dwójłomnego 

światłowodu fotonicznego PM-1550-01 

Fig. 1. Force sensor: optical configuration and cross section of the 

PM-1550-01 PM-PCF 

Rys. 2. Czujnik siły: sposób mocowania światłowodu 

Fig. 2. Force sensor: method of fixing the fiber 

jednostronnie utwierdzona belka o stałej wytrzymałości, której 

swobodny koniec przejmuje mierzoną siłę. 

Odcinek światłowodu PM-PCF jest przymocowany jednym końcem 

do górnej powierzchni mocowania belki, a drugim końcem do 

punktu belki w pobliżu jej końca przejmującego mierzona siłę. Mie- 


zona siła wywołuje sprężyste ugięcie belki i w konsekwencji odkształcenie 

rozciągające światłowodu. Proponowane mocowanie 

światłowodu zapewnia kilkakrotnie większą czułość przetwarzania 

siły, w porównaniu z tradycyjnym jego mocowaniem na powierzchni 

belki oraz pozwala na stosownie również belek o jednakowej 

szerokości jako elementów sprężystych w tych czujnikach. 

Współczynnik transmisji T(λ) pętli Sagnaca ze światłowodem 

przenoszącym polaryzację jest periodyczną funkcją długości fali, 

daną wzorem [7]: 

T λ = 1− 

cos δ / 

(1) 

gdzie δ jest różnicą faz składowych polaryzacji propagujących 

w światłowodzie przenoszącym polaryzację o długości L, którą 

określa zależność δ = (2π/λ) B L, przy czym B i λ oznaczają odpowiednio 

modową dwójłomność fazową i długość fali. 

Okres funkcji T(λ) odpowiadający zmianie różnicy faz składowych 

polaryzacji równej δ = 2π określa zależność: 

2 

λ 

∆λ 

= 

(2) 

GL 

gdzie G oznacza modową dwójłomność grupową. 

Zmianę fazy δ powodowaną odkształceniem ε odcinka światłowodu 

PM-PCF można zapisać w postaci wzoru: 

2π 

∆δ 

= ( ∆L 

⋅ B + L ⋅ ∆B) 

(3) 

λ 

gdzie ΔL = εL. Ta zmiana fazy wywołuje przesunięcie widma T(λ), 

przy czym przesunięcie to wyniesie pełny okres, gdy: 

π 

2π 

= 2 ( ∆L 

⋅ B + L ⋅ ∆B) 

(4) 

λ 

Przesunięcie widma wywołane odkształceniem światłowodu 

dwójłomnego można zapisać na podstawie równania (4) w postaci 

relacji: 

L ⋅ ∆λ 

⎛ dB ⎞ 

dλ 

= ⎜ B + ⎟ε 

λ ⎝ dε ⎠ (5) 

Odkształcenie światłowodu dwójłomnego zainstalowanego 

w czujniku siły można wyznaczyć na podstawie następujących 

zależności obowiązujących dla belki o jednakowej wytrzymałości. 

Dla belki o długości l, grubości h oraz szerokości b utwierdzonego 

końca, strzałkę ugięcia belki pod wpływem działania siły skupionej 

na jej swobodny koniec opisuje zależność [8]: 

3 

6l 

f = 

3 

(6) 

bh E 

gdzie E oznacza moduł Younga materiału belki. Równanie linii 

ugięcia belki dane jest wzorem: 

2 

⎛ 2x 

x ⎞ 

y = f ⎜ ⎟ 

1− 

+ 

2 

(7) 

⎝ l l ⎠ 

Dla ustalonej wartości x ugięcie belki y można zapisać w postaci: 

 

y 

1 

= af 

(8) 

gdzie a jest liczbą. Wydłużenie światłowodu wywołane ugięciem 

belki w punkcie jego mocowania wynosi: 

 

∆l 

= y 

(9) 

1 

sin α 

gdzie α jest kątem pomiędzy światłowodem a belką. Zatem 

odkształcenie światłowodu po uwzględnieniu (6), (8) i (9) wynosi: 

68 

( ) [ ( )] 2 

∆L 

6al 

3 sin α 

ε = = F 

(10) 

2 

L bELh 

Uwzględniając zależność (10) wyrażenie (5) przyjmuje postać: 

 

(11) 

Na podstawie relacji (11) można wyznaczyć zależność na czułość 

czujnika odkształcenia K f 

= dλ/dF 

 

L ⋅ ∆λ 

⎛ dB ⎞ 6al 

3 sin α 

λ = ⎜ B + ⎟ F 

λ ⎝ dε ⎠ bELh 

d 

2 

dλ 

dF 

L ⋅ ∆λ 

⎛ dB ⎞ 6al 

3 sin α 

= ⎜ B + ⎟ 

2 

λ ⎝ dε ⎠ bELh 

(12) 

Z zależności (12) wynika, że dla niewielkich zmian długości 

fali, czułości oraz małego kąta α, K f 

można traktować jako 

stałą. Równanie przetwarzania czujnika siły można zapisać 

w postaci: 

λ λ + K F 

(13) 

= 0 

gdzie λ 0 

oznacza długość fali dla czujnika nie obciążonego. 

Do budowy czujnika wykorzystano odcinek dwójłomnego 

światłowodu fotonicznego PM-1550-01 o długości 350 mm. 

Światłowód ten ma nie cylindryczny rdzeń otoczony otowrami 

z powietrzem, z których dwa przy rdzeniu mają średnice większe 

od pozostałych. Przekrój światłowodu pokazano na fotografii zamieszczonej 

na rys 1. 

Podstawowe parametry tego światłowodu są następujące: 

rozmiary pól modowych wynoszą 3,6 μm na 3,1 μm, grupowa 

dwójłomność modowa dla długości fali 1,55 μm wynosi 

8,65×10 -4 , średnica światłowodu 125 μm, średnica pokrycia 

230 μm. Odcinek światłowodu PM-PCF został połączony 

z resztą układu przy pomocy złączy spawanych. Do spawania 

zastosowano konwencjonalną spawarkę wykorzystującą łuk 

elektryczny. 

Ze względu na niedopasowanie pól modowych i apertur numerycznych 

jednomodowego światłowodu SMF-28 i światłowodu 

PM-1550-01, starty na spawanych złączach są duże i wynoszą 

na dwóch złączach ≈ 6 dB. Straty te można zmniejszyć optymalizując 

proces spawania. Tak znaczne straty w układzie optycznym 

czujnika nie wpływają na jego dokładność przetwarzania 

ze względu na to, że sygnałem wyjściowym tego czujnika jest 

długość fali. Jako źródło światła w czujniku zastosowano diodę 

elektroluminescencyjną o centralnej długości fali 1522 nm, 3 dB 

paśmie 60 nm i nie spolaryzowanej wiązce wyjściowej. Pomiar 

widma wiązki transmitowanej czujnika wykonano analizatorem 

widma optycznego. 

Pomiary charakterystyk czujnika 

Pomiary charakterystyk czujnika przeprowadzono w układzie 

przedstawionym na rysunku 1. Zadawanie siły statycznej wykonywano 

przez obciążanie czujnika odważnikami o znanej 

masie. Zmiany widma wiązki wyjściowej czujnika pod wpływem 

obciążania go siłami o różnych wartościach przedstawiono na 

rysunku 3. 

Wzrost siły działającej na czujnik powoduje przesunięcie 

jego widma w kierunku dłuższych fal. Wyznaczone z pomiarów 

charakterystyki czujnika dla dwóch różnych wartości początkowej 

długości fali, za które przyjęto dwa sąsiednie minima widma 

czujnika, przedstawiono na rys. 4. Czułości czujnika, uzyskane 

F ⋅ 


Rys. 3. Widmo wiązki wyjściowej czujnika przy działaniu na niego sił 

o różnych wartościach 

Fig. 3. Spectrum of the output beam of the sensor, when forces of 

different values are acting on it 

na podstawie liniowej aproksymacji wyników pomiarów, wynoszą 

odpowiednio K F 

= 33,04 pm/N dla λ 0 

= 1532,080 nm oraz 

K F 

= 33,19 pm/N dla λ 0 

= 1540,000 nm. Wyznaczone czułości, 

odniesione do odcinka światłowodu fotonicznego o długości 

jednego metra, wynoszą odpowiednio K F 

= 94,4 pm/N·m oraz 

K F 

= 94,82 pm/N·m. 

W warunkach laboratoryjnych nie stwierdza się wpływu zmian 

środowiska na charakterystyki czujnika. Wynika to z bardzo małej 

czułości temperaturowej światłowodu fotonicznego PM-PCF. 

Czułość temperaturowa interferometru Sagnaca ze światłowodem 

PM-1550-01 wynosi 0,25...03 pm/K [5, 6]. Zatem zmiany 

temperatury otoczenia o 20 K wywołują przesunięcie widma 

wiązki wyjściowej czujnika o 5...6 pm, co powoduje błąd pomiaru 

mniejszy niż 0,4% odniesiony do zakresu pomiarowego. 

Wnioski 

Z przeprowadzonych pomiarów wynika, że proponowany czujnik 

siły charakteryzuje się dużą czułością przetwarzania i bardzo dobrą 

stabilnością temperaturową. Poza tym, ze względu na prosty 

układ optyczny i mechaniczny oraz częstotliwościowy sygnał wyjściowy, 

może on znaleźć zastosowanie w zadaniach miernictwa 

sił i ważenia w procesach technologicznych o dużych zagrożeniach 

wybuchowych. 

Literatura 

Rys. 4. Charakterystyki czujnika dla dwóch różnych wartości początkowej 

długości fali 

Fig. 4. Conversion curves of the sensor for two different values of the 

initial wavelength 

[1] Libatique N. Jain R.: A broadly tunable wavelength-selectable WDM 

source using a fiber Sagnac loop filter, IEEE Photonics Technology 

Letters 11, No.12, 2001, 1283–1285. 

[2] Frazzao O., Baptista J., Santos J.: Recent advances in high-birefringence 

fiber loop mirror sensors, Sensors, No 7, 2007, 2970–2983. 

[3] Kaczmarek C.: Światłowodowy czujnik odkształcenia bazujący na 

interferometrze Sagnaca z dwójłomnym światłowodem fotonicznym, 

COE 2012, Karpacz, przyjęty na konferencję. 

[4] Kaczmarek C.: Optical wavelength discriminator based on a Sagnac 

loop with a birefringent fiber, Electrical Review 87, No.10, 2011, 

325–327 

[5] Zhao Ch., in.: Temperature- insensitive interferometer using a highly 

birefringent photonic crystal fiber loop mirror. Photonics Technology 

Letters 16, No. 11 2004, 1535–1537. 

[6] Kim D., Kang J.: Sagnac loop interferometer based on polarization 

maintaining photonic crystal fiber with reduced temperature sensitivity, 

Optics Express 12, No. 19, 2004, 4490–4494. 

[7] Fang X., Claus R.: Polarization-independent fiber wavelength division 

multiplexer based o Sagnac interferometer, Optics Letters 20, 

No. 20, 1995, 2146–2148. 

[8] Roliński Z.: Tensometria oporowa. Podstawy teoretyczne i przykłady 

zastosowań. WNT, Warszawa 1981. 


Sprzętowy generator kluczy kryptograficznych 

dedykowany dla systemów pomiarowo-sterujących 

o asymetrycznych zasobach 

mgr inż. Paweł CZERNIK, Bumar Elektronika SA Warszawa 

Termin Rozproszone, Bezprzewodowe Systemy Pomiarowo-Sterujące 

o asymetrycznych zasobach odnosi się do sieci tworzonych 

w trybie ad hoc przez nieduże, autonomiczne urządzenia nazywane 

węzłami pomiarowo-sterującymi, które oprócz funkcji komunikacyjnych 

realizują funkcje pomiarowe, przetwarzania, a często także 

funkcje wykonawcze. Komunikacja w sieci odbywa się za pomocą 

fal radiowych (lub innej bezprzewodowej techniki transmisyjnej). 

Węzły poza elementami pomiarowymi, są wyposażone w niewielki 

mikrokontroler, pamięć, moduł radiowy oraz źródło zasilania. Ponieważ 

najczęściej są one zasilane bateryjnie, ich zasoby bywają 

znacznie ograniczone. Zastosowanie tych systemów nieustannie 

się poszerza. Urządzenia takie mogą być instalowane nie tylko na 

ziemi, ale też w wodzie i powietrzu. Bezpieczeństwo w większym 

lub mniejszym stopniu jest w zasadzie istotne we wszystkich rodzajach 

sieci. Ale biorąc pod uwagę, jak dużym ograniczeniom 

podlegają analizowane systemy pomiarowe, staje się oczywiste, 

że zapewnienie go w tego typu sieciach stanowi szczególnie trudne 

wyzwanie. Ograniczenia węzłów są konsekwencją wymagań co 

do ich rozmiarów, kosztów produkcji, lokalizacji, a przede wszystkim 

tego, aby stanowiły one autonomiczne terminale. 

Sygnały chaotyczne posiadają cechy w sposób znaczący odróżniające 

je od sygnałów używanych powszechnie do komunikacji 

w bezprzewodowych systemach pomiarowo-sterujących. Najistotniejszą 

cechą sygnału chaotycznego jest wrażliwość na warunki 

początkowe. Wrażliwość tą można utożsamić z tzw. „efektem motyla”, 

czyli zjawiskiem zachodzącym w tych układach, w których 

nawet niewielka zmiana warunków początkowych prowadzi do 

diametralnie różnych zachowań układu. Przy skończonej dokładności 

pomiaru bardzo trudno przewidzieć wartości sygnału w chwili 

odległej (zarówno w przyszłości, jak i w przeszłości) o pewien 

horyzont czasowy od momentu wykonania pomiaru. Odmienne 

właściwości tego typu przebiegu elektrycznego przekładają się na 

szereg potencjalnych korzyści, jakie powinno przynieść jego zastosowanie 

do rozproszonych systemów pomiarowo-sterujących. 

Są to m. in.: niskie prawdopodobieństwo detekcji (przechwycenia) 

transmisji, lepsze wykorzystanie pasma, odporność na błędy wynikłe 

na skutek propagacji wielodrogowej, mniejsza moc nadawania, 

możliwość transmisji koherentnej oraz prywatność komunikacji. 

Odpowiednio szerokie pasmo umożliwia transmisję poniżej poziomu 

szumu, a także w silnie zakłóconych kanałach komunikacyjnych. 

Aperiodyczność sygnału chaotycznego oznacza, że trudno 

zlokalizować wyższe prążki w widmie, co skutkuje niskim prawdopodobieństwem 

przechwycenia oraz sprawia, że sygnał taki ciężko 

jest zakłócić. Właściwości sygnału chaotycznego upodobniają 

go do losowego szumu. Wykorzystanie chaosu jest rozwiązaniem 

odmiennym oraz innowacyjnym zarówno w teorii przetwarzania 

sygnałów oraz kryptografii. Zagadnienie to wymaga opracowania 

nowych, specjalizowanych metodologii badań analitycznych oraz 

pomiarowych, bazującej na teorii w chaosu w układach dynamicznych. 

Do wytwarzania elektrycznych przebiegów chaotycznych 

konstruuje się generatory, wykorzystujące naturalne źródła szumu 

70 

(rezystory, diody), rejestry przesuwne lub nieliniowe systemy dynamiczne 

przejawiające chaotyczne zachowania. Jako generatory 

tego typu sygnałów wykorzystuje się m. in.: obwody RLC z nieliniową 

rezystancją oraz chaotyczne oscylatory LC. Celem artykułu jest 

przedstawienie zaprojektowanego oraz zrealizowanego generatora 

losowych dedykowanego dla systemów kryptograficznie bezpiecznych, 

rozproszonych systemów pomiarowych o asymetrycznych 

zasobach, jak również prezentacja i analiza uzyskanych wyników 

badań tego układu pod względem bezpieczeństwa kryptograficznego. 

Zakres pracy obejmuje także prezentację oprogramowanego 

autorskiego procesu akwizycji danych losowych z układu pomiarowego 

do komputera, poprzez specjalizowany oscyloskop cyfrowy. 

Generacja ciągów liczb losowych 

Bezpieczeństwo dzisiejszych systemów kryptograficznych jest 

ściśle związane z generacją pewnych nieprzewidywalnych wartości. 

Przykładem tutaj może być generacja klucza do szyfru „z kluczem 

jednorazowym” (ang. one-time pad), klucza do algorytmu 

DES, AES lub jakiegokolwiek innego szyfru symetrycznego, liczb 

pierwszych do algorytmu RSA i innych losowych wartości używanych 

w szyfrach asymetrycznych oraz przy tworzeniu podpisów 

cyfrowych, czy uwierzytelnieniu typu challenge-response. 

W kontekście generowania liczb losowych niezwykle istotnym 

pojęciem jest tzw. entropia (ang. entropy), odnosząca się do nieodłącznej 

„niepoznawalności” danych wejściowych dla obserwatorów 

zewnętrznych. W takim wypadku, jeżeli bajt danych jest prawdziwie 

losowy, wówczas każda z 2 8 (256) możliwości jest równie prawdopodobna 

i można oczekiwać, że napastnik podejmie 2 7 prób jego 

odgadnięcia, nim uda mu się poprawnie zidentyfikować wartość. 

W takim przypadku mówimy, że bajt zawiera 8 bitów entropii. Z drugiej 

strony, jeżeli osoba atakująca system kryptograficzny w pewien 

sposób odkryje, że bajt ma wartość parzystą, pozwoli jej to na 

zredukowanie liczby możliwych wartości do 2 7 (128) i w tym przypadku 

bajt posiada jedynie 7 bitów entropii. Możliwe jest wystąpienie 

entropii o wartościach ułamkowych. Jeżeli mamy jeden bit i istnieje 

25% prawdopodobieństwo, że będzie on miał wartość 0 oraz 

75%, że 1, włamywacz do systemu kryptograficznego ma większą 

szansę jej odgadnięcia niż w sytuacji, gdyby bit był całkowicie losowy. 

Jak ważną kwestią jest zapewnienie bezpieczeństwa systemu 

kryptograficznego opartego na produkcji entropii przez generator 

liczb losowych, powinien uświadomić następujący przykład. Stosujemy 

256-bitowe klucze algorytmu AES, jednak są one wybierane 

za pomocą generatora PRNG zainicjowanego 56 bitami entropii. 

Wówczas wszelkie dane zaszyfrowane za pomocą 256-bitowego 

klucza AES byłyby równie mało bezpieczne, jak w przypadku ich 

zaszyfrowania przy użyciu 56-bitowego klucza algorytmu DES. 

Niewystarczająca ilość entropii produkowanej przez generator 

liczb pseudolosowych jest częstym przypadkiem parktycznych nadużyć. 

Przykładem tego może być:. przeglądarka Netscape w 1995 

r, kiedy okazało się, że szyfrowanie tej przeglądarki może zostać 

łatwo złamane, ponieważ do szyfrowania kluczy 128-bitowych, 


w których rzeczywista entropia wynosiła jedynie 47 bitów. Algorytm 

MIT-MAGIC-COOKIE używał generatora kluczy, który był inicjowany 

jedną z 256 wartości. W kartach zbliżeniowych (bezdotykowych) 

standardu Mifare Classic firmy Philips (wykorzystywanych m. in. 

systemie Warszawaskich Kart Miejskich), niewystarczająca ilość 

entropii generatora pozawala na atak przez „powtórzenie”. 

Generator liczb losowych (ang. random number generator) [2] 

jest to program komputerowy lub układ elektroniczny generujący 

liczby losowe. Ze względu na sposób generowania liczb losowych 

można wyróżnić dwa rodzaje stosowanych generatorów: sprzętowe 

(TRNG) działające na zasadzie ciągłego pomiaru procesu 

stochastycznego i programowe (PRNG). 

Generatory pseudolosowe 

Generator pseudolosowy [3] (PRNG) to deterministyczny algorytm, 

który mając daną sekwencję binarną długości k, daje 

w wyniku sekwencję binarną długości l >> k, która „wydaje się” 

być losowa. Ciąg wejściowy zwany jest zarodkiem (ang. seed). 

Liczby pochodzące z tego generatora zwane są liczbami pseudolosowymi, 

ponieważ faktycznie nie są dziełem przypadku, lecz 

wynikiem skomplikowanych procedur matematycznych. Programowe 

generowanie liczb prawdziwie losowych wymaga posłużenia 

się ciągłym strumieniem próbek uzyskanych ze świata 

zewnętrznego. Największą zaletą generatorów pseudolosowych 

jest ich szybkość, często też mają lepsze właściwości statystyczne 

niż generatory sprzętowe. Należy jednak zwrócić uwagę na 

fakt, że mając kontrolę lub znając wartości podawane na wejście 

generatora oraz jego stan wewnętrzny bez trudu można przewidzieć 

generowane przezeń liczby. Z tego powodu decydując się 

na zastosowanie w systemie kryptograficznym generatora liczb 

pseudolosowych należy zachować szczególną ostrożność przy 

doborze zarówno samego algorytmu, jak i sposobu inicjowania 

oraz rodzaju wartości podawanych na jego wejście. 

Generatory sprzętowe 

Olbrzymią zaletą generatora sprzętowego, szczególnie ważną 

w kryptografii, jest jego nieprzewidywalność, wynikająca z nieprzewidywalności 

samego procesu fizycznego. Dlatego też często 

w literaturze są one określane jako „prawdziwe” generatory 

liczb losowych (ang. True Random Number Generators, w skrócie 

TRNG). Najczęściej wykorzystywane procesy losowe to szum termiczny 

oraz rozpad pierwiastka promieniotwórczego, choć możliwe 

są również inne rozwiązania. W [4] można znaleźć opis różnych 

metod generowania ciągów prawdziwie losowych opartych 

m. in. na: pomiarze czasu spoczynku klawiatury, szumu termicznego 

diody półprzewodnikowej, rozpadu radioaktywnego, niestałości 

częstotliwości własnej oscylatora i ładunku gromadzonego 

w kondensatorze polowym w ustalonym czasie. Ciągi uzyskane 

z tych źródeł są zazwyczaj obarczone korelacją. Istnieją specjalne 

metody na usunięcie tej wady. Przy ich wykorzystywaniu 

należy pamiętać o wpływie środowiska zewnętrznego na jakość 

generacji. Odpowiednie urządzenia są produkowane przez różne 

firmy np. IBM, OMNISEC, SOPHOS. 

Generatory w systemach rozproszonych 

systemach pomiarowo-kontrolnych 

W rozważanych systemach wyłania się konieczność zastosowania 

programowej implementacji generatora liczb pseudolosowych 

o niewielskiej złożoności obliczeniowej. Taki sposób postępowania 

uzasadnia się uniwersalnością i przenośnością rozwiązania na niezliczoną 

gamę różnych typów węzłów. Z tego powodu generator ten 

powinien być możliwie minimalnych rozmiarów oraz masy. Powinien 

on umożliwić proste przyłączenie do istniejących już układów 

pomiarowych. Algorytm odbioru reprezentacji danych losowych 

oraz proces ich obróbki powinien być maksymalnie zoptymalizowany 

pod względem zapotrzebowania na moc obliczeniową oraz 

zajętość pamięci operacyjnej. Generator ten nie powinien wprowadzić 

istotnych zmian co do wymagań danego węzła pomiarowego 

zarówno pod względem mocy pobieranej ze źródła zasilania, jak 

i mocy obliczeniowej oraz zajętości pamięci operacyjnej. 

Układu generatora kluczy kryptograficznych 

Badany układ pomiarowy został zbudowany na bazie samodzielnie 

zaprojektowanego oscylatora Colpittsa. Oscylator ten został 

wcześniej przebadany na bazie symulacji w środowisku Ngspice. 

Wykonany układ pomiarowy generatora umożliwia bezpośrednie 

podłączenie do dowolnego komputera klasy PC poprzez port USB 

Host, za pośrednictwem specjalizowanego oscyloskopu cyfrowego. 

Oscyloskop ten musi być wyposażonego w interfejs USB Device 

oraz obsługiwać protokół komunikacyjny o nazwie: „Universal 

Serial Bus Test and Measurement Class” (w skrócie USBTMC). 

W związku z tym analizowany układ pomiarowy może zostać 

w dość prosty sposób poddany badaniom prawdziwej losowości 

na bazie zestawu testów stochastycznych, wchodzących w skład 

środowiska RDieHarder. Prawdziwa losowości rozumiana jest tu 

jako idealne losowy (wzorcowy) ciąg występujących po sobie wartości, 

poprawnie przechodzący wszystkie testy pakiety RDieHarder. 

W przypadku pozytywnego wyniku badań układ ten może zostać 

uznany za sprzętowy generator kluczy kryptograficznych dla 

systemów pomiarowo sterujących o asymetrycznych zasobach, 

stanowiący źródło losowości. Losowość ta jest niezbędna w zastosowaniu 

do m. in. aplikacji kryptograficznych, jakie mogą być realizowane 

poprzez rozproszone terytorialnie systemy pomiarowosterujące 

o asymetrycznych zasobach z przyłączonym poprzez 

przetwornik analogowo-cyfrowy badanym generatorem wartości 

losowych. Problematyka ta została opisana w [5], [6] i [7]. 

Schemat elektryczny oraz projekt obwodu 

drukowanego zaprojektowanego układu generatora 

kluczy kryptograficznych 

W celu praktycznej realizacji układu urządzenia wykonany został 

schemat elektryczny płytki oraz projekt obwodu drukowanego 

PCB (ang. Printed Circuit Board) dedykowany dla technologii 

montażu powierzchniowego SMT (ang. Surface Mount Technology), 

zaprezentowane na poniższych rys. 1 i 2. 

Rys. 1. Schemat elektroniczny generatora kluczy kryptograficznych 

Fig. 1. Electronic diagram of the cryptographic keys generator 


Oprogramowanie badanego układu pomiarowego 

generatora kluczy kryptograficznych 

W celu realizacji badań rzeczywistej losowości zaprojektowanego 

generatora należy najpierw odpowiednio oprogramować komputer 

PC, pracujący pod kontrolą systemu operacyjnego Linux. 

Oprogramowanie systemu badawczego jest złożone z dwóch zasadniczych 

funkcjonalnych modułów, tj.: modułu akwizycji danych 

losowych i modułu analizy bezpieczeństwa kryptograficznego zarejestrowanych 

wartości losowych. 

Rys. 2. Schemat obwodu drukowanego PCB zaprojektowanego generatora 


Fig. 2. The printed circuit diagram PCB of the cryptographic keys 

generator 

Wykonanie płytki PCB oraz montaż elementów 

układu generatora kluczy kryptograficznych 

Na bazie schematu obwodu drukowanego PCB zaprojektowanego 

w programie EAGLE utworzony został plik Gerbera w formacie 

RS-274X oraz plik programu wiertarskiego Excellon ASCII, 

zgodnie z instrukcją w [8]. Tak utworzony projekt płytki PCB 

przekazany został do produkcji firmie Gama Obwody Drukowane 

przy Instytucie Łączności. Po otrzymaniu gotowej płytki oraz po 

skompletowaniu elementów elektronicznych wykonanych w technologii 

SMD (ang. Surface Mounted Devices) zrealizowany został 

montaż precyzyjny w Bumar Elektronika SA. Fotografia gotowego 

układu pomiarowego została zaprezentowana na rys. 3. 

72 

Rys. 3. Fotografia generatora 


Fig. 3. Photography of the 

cryptographic keys generator 

System laboratoryjny do badania układu 

pomiarowego 

W celu wykonania badań układu pomiarowego TRNG został 

zaprojektowany system laboratoryjny, zgodny z rys. 4. Najistotniejszymi 

elementami zaprojektowanego systemu są: układ generatora 

liczb losowych, cyfrowy oscyloskop typu DS1052E firmy 

RIGOL oraz komputer PC. Układ generatora wartości losowych 

wraz z oscyloskopem i komputerem pełni rolę systemu akwizycji 

danych losowych. Natomiast sam komputer pełni także rolę 

analizatora bezpieczeństwa kryptograficznego danych losowych. 

Zastosowany zasilacz laboratoryjny typu ZT-980-2 M, firmy UNI- 

TRA, zapewnia funkcjonalność sterowania napięciem zasilania 

układu generatora liczb losowych. Umożliwia on badanie wpływu 

napięcia zasilania układu generatora na rzeczywistą losowość 

produkowanych wartości losowych. 

Rys. 4. Schemat systemu laboratoryjnego dedykowanego do badania 

układu generatora kluczy kryptograficznych 

Fig. 4. Diagram of the laboratory system dedicated to test of the cryptographic 

keys generator 

Oprogramowanie umożliwiające realizację badań 

zaimplementowane na komputerze PC 

Oprogramowanie zostało napisane w języku Python, wzorując się 

na projekcie pyusbtmc. Oprogramowanie zawarte w projekcie pyusbtmc 

umożliwia odbiór danych w „czasie rzeczywistym” z oscyloskopu 

po interfejsie USB z wykorzystaniem protokołu USBTMC 

oraz wyświetlanie odebranych tych danych w graficznej formie na 

bazie python’owej biblioteki Matplotlib. Ingerencja autora w projekt 

pyusbtmc polegała na zaimplementowaniu funkcjonalności 

zapisu odebranych danych z oscyloskopu do pliku w formacie 

zgodnym z środowiskiem Ngspice. Dzięki takiemu rozwiązaniu 

otrzymana została funkcjonalność badania bezpieczeństwa kryptograficznego 

zarejestrowanych danych losowych za pomocą 

oprogramowania RDieHarder sterowanego z poziomu autorskiego 

oprogramowania. Zapewniona została także możliwość graficznej 

wizualizacji danych za pomocą programu Gnuplot. 

Algorytm funkcjonowania systemu pomiarowego 


Połączenie jest realizowane poprzez zestawione komunikacji między 

komputerem i oscyloskopem, w oparciu o zadany port interfejs 

komunikacyjny USB. Do wyboru mamy na platformie Linux 

interfejsy komunikacyjne oznaczone (przy domyślnej konfiguracji) 

kolejno od „/dev/usbtmc0” do „/dev/usbtmcN”, gdzie N oznacza 

kolejny numer fizycznego interfejsu komunikacyjnego podłączonego 

do komputera, zgodnego ze standardem USBTMC, liczony 

od 0. Komunikacja z oscyloskopem jest realizowana poprzez 

nadawanie i odbieranie komend w formacie SCPI (ang. Standard 

Commands for Programmable Instruments). W celu zestawienia 

połączenia oraz rozpoczęcia rejestracji danych w „czasie rzeczywistym” 

do pliku zgodnego z formatem środowiska „Ngspice”, należy 

uruchomić autorskie oprogramowanie o nazwie „Arch_random”. 

Od tego momentu rozpoczyna się rejestracja danych, a bieżąca 

ilość zarejestrowanych danych jest co sekundę wyświetlana w oknie 

konsoli. Układ pomiarowy wytwarza, a oscyloskop przekazuje 

dane pomiarowe do komputera, który je rejestruje w postaci pliku 


o zadanej nazwie. Ponowne uruchomienie tego oprogramowania, 

przy zachowaniu istniejącej już nazwy pliku, skutkuje automatycznym 

dopisanie kolejnych wygenerowanych losowych danych do 

istniejącego już wcześniej pliku. Umożliwia to łatwe zwiększenie 

zbioru danych poddawanych analizie oraz krokowe śledzenie poprawności 

oraz jakości „przechodzenia” określonych testów statystycznych 

przy zadanej ilości liczb losowych. W chwili zebrania 

żądanej ilości danych losowych należy uruchomić dedykowane 

oprogramowanie, zakładka SPICE (rys. 5). Następnie w tym oknie 

programu należy wprowadzić nazwę pliku z odczytywanymi 

Rys. 5. Główne okno oprogramowania, zakładka SPICE. Fig. 5. The main window of dedicated software, the SPICE tab 

Rys. 6. Graf algorytmu pracy 

systemu pomiarowego generatora 


Fig. 6. Graph algorithm of the 

cryptographic keys generator 

measurement system 


danymi. Wybrać liczbę bitów pobieranych z każdej próbki wartości 

losowej. Po czym należy rozpocząć proces generacji ostatecznego 

pliku wyjściowego, zawierającego wartości losowe zarejestrowane 

w formie binarnej. Po zakończeniu procesu generacji 

zostanie przeprowadzona automatyczna analiza losowości, zapisanych 

w pliku, na bazie środowiska RDieHarder. Po zakończeniu 

procesu analizy losowości zarejestrowanych danych automatycznie 

zostają utworzone gotowe pliki z wynikami badań, niezależnie 

dla poszczególnych testów środowiska DieHarder w formacie pdf 

oraz png. Graf algorytmu funkcjonowania zaprojektowanego systemu 

pomiarowego został przedstawiony na rys. 6. 

Badania generatora kluczy kryptograficznych 

Warunki realizacji badań systemu pomiarowego 


Badania bezpieczeństwa kryptograficznego układu pomiarowego 

generatora kluczy kryptograficznych zostały wykonane na bazie 

autorskiego oprogramowania. Otrzymane wyniki zostały obliczone 

przez „silnik” oprogramowania „DieHarder” [9], niezależnie dla 

25. testów, po zebraniu odpowiednio dużego, reprezentatywnego 

zbioru badanych danych, jaki stanowi 100 MB wartości losowych. 

Oscyloskop w systemie pomiarowym posiada wbudowany 8 bitowy 

przetwornik analogowo-cyfrowy o maksymalnej częstotliwości 

próbkowania wynoszącej 1 GSPS dla trybu próbkowania w czasie 

rzeczywistym, 25 GSPS dla trybu równoważnego czasu próbkowania 

oraz maksymalną szerokość pasma pomiarowego wynoszącą 

100 MHz. W związku z badaniem sygnału losowego oscyloskop 

ten został ustawiony w tryb próbkowania w czasie rzeczywistym, 

przy normalnym trybie akwizycji, dla wielkości bufora próbek wynoszącej 

16 kB oraz w warunkach interpolacji sygnałem funkcją sinx/ 

x. Ustawiono czułość na 1 volt/dz, dla trybu sprzężenia wejścia na 

DC (sygnał przekazywany jest bezpośrednio z wejścia na układy 

analizy). Przed wykonaniem eksperymentów dokonano kalibracji 

oscyloskopu przy użyciu sądy pomiarowej oraz wbudowanego 

generatora sygnału prostokątnego. Badania zostały zrealizowane 

dla różnych wartości nastaw generatora podstawy czasu, przez 

co dla różnych odpowiadających im częstotliwości próbkowania 

sygnału. Ustawiona została wartość napięcia zasilania układu 

pomiarowego, na zasilaczu laboratoryjnym typu ZT-980-2 M, na 

wartość równą 6 V. Badania zrealizowane zostały przy założeniu, 

że zarówno że pełna 8-bitowa wartość z każdej próbki stanowi 

wartość losową oraz że jedynie dwa ostatnie bity wyniku pełnią 

rolę dwubitowej wartości losowej. Uzyskiwanie takiej ilości danych 

losowych, przy częstotliwości próbkowania przetwornika analogowo-cyfrowego 

wynoszącej ok. 13,65kSPS, odpowiadającej nastawie 

generatora podstawy czasu na wartość równą 100 ms/div jest 

procesem czasochłonnym. Oznacza to iż w warunkach wykorzystania 

wszystkich 8 bitów wyniku jako rejestrowana wartość losowa 

czas archiwacji wynosi ok. 7326 s, tj. 2 h i 2 min, natomiast dla 

wykorzystania jedynie dwóch ostatnich bitów jako rejestrowana 

wartość losowa czas ten wynosi ok. 29304, tj. 8 h i 9 min. 

Zostały także wykonane badania układu pomiarowego generatora 

kluczy kryptograficznych przy częstotliwości próbkowania wynoszącej 

ok. 1 MSPS, odpowiadającej nastawie generatora podstawy 

czasu na wartość równą 200 μs/div. Czas akwizycji 100 MB danych 

przy „wykorzystaniu” wszystkich 8 bitów wyniku jako wartość losowa 

wynosi ok. 100 s, natomiast dla „wykorzystania” jedynie dwóch 

ostatnich bitów jako wartość losowa wynosił ok. 400 s, tj. 7 min. 

Wyniki badań 

Na rysunkach zostały zaprezentowane wykresy p-wartości 

[10], na których zamieszczono na osi poziomej konkretne 

zrealizowane testy (oznaczona numerami, jednoznacznie je 

74 

identyfikujące na bazie tabeli), a na osi pionowej odpowiadające 

im p-wartości, odpowiednio dla testu Kuiper-Kolmogorov- 

Smirnov’a, testu Kolmogorov-Smirnov’a oraz testu Wilcoxon’a. 

P-wartość (ang. P-value) czyli prawdopodobieństwo testowe 

jest to w statystycznym testowaniu hipotez, najmniejszy poziom 

istotności testu dla którego hipoteza zerowa jest odrzucona. Na 

każdym z nich pozioma niebieska linia oznaczają dolną granicę 

poziomów istotności α równą 0.01, natomiast czerwona górną 

granice 1 – α równą 0,99. Rysunek 7 prezentuje otrzymane wyniki 

dla układu pomiarowego generatora kluczy kryptograficznych 

przy wykorzystaniu 8 bitów z każdej zarejestrowanej próbki 

jako wartość losowa w warunkach częstotliwości próbkowania 

wynoszącej ok. 13,65 kSPS. Rysunek 8 przedstawia wyniki dla 

układu pomiarowego generatora kluczy kryptograficznych przy 

wykorzystaniu jedynie dwóch ostatnich bitów z każdej zarejestrowanej 

próbki jako wartość losowa w warunkach częstotliwości 

próbkowania wynoszącej ok. 13,65 kSPS. Natomiast rysunek 9 

przedstawia wyniki dla układu pomiarowego generatora kluczy 

kryptograficznych uzyskane przy wykorzystaniu 8 bitów z każdej 

zarejestrowanej próbki jako wartość losowa w warunkach częstotliwości 

próbkowania wynoszącej ok. 1 MSPS. Rysunek 10 

przedstawia wyniki dla układu pomiarowego generatora kluczy 

Numery testów przypisane konkretnym testom pakietu DieHarder 

The numbers assigned to the concrete tests from the DieHarder suite 

Nazwa testu 

Numer 

testu 

diehard_birthdays 1 

diehard_operm5 2 

diehard_rank_32x32 3 

diehard_rank_6x8 4 

diehard_bitstream 5 

diehard_opso 6 

diehard_oqso 7 

diehard_dna 8 

diehard_count_1s_stream 9 

diehard_count_1s_byte 10 

diehard_parking_lot 11 

diehard_2dsphere 12 

diehard_3dsphere 13 

diehard_squeeze 14 

diehard_sums 15 

diehard_runs 16 

diehard_craps 17 

sts_monobit 18 

sts_runs 19 

sts_serial 20 

rgb_bitdist 21 

rgb_minimum_distance 22 

rgb_permutations 23 

rgb_lagged_sum 24 

rgb_kstest_test 25 


Rys. 7. Wykres p-wartości, prezentujący wyniki uzyskane z układu pomiarowego generatora kluczy kryptograficznych przy wykorzystaniu 8 

bitów z każdej zarejestrowanej próbki jako wartość losowa w warunkach częstotliwości próbkowania wynoszącej ok. 13,65 kSPS 

Fig. 7. The chart of p-value, showing the results obtained from the measurement system of the cryptographic keys generator using 8 bits 

of each registered sample as a random value by sampling frequency approximately equal 13,65 kSPS 

Rys. 8. Wykres p-wartości, prezentujący wyniki uzyskane z układu pomiarowego generatora kluczy kryptograficznych przy wykorzystaniu 

jedynie dwóch ostatnich bitów z każdej zarejestrowanej próbki jako wartość losowa w warunkach częstotliwości próbkowania wynoszącej 

ok. 13,65 kSPS 

Fig. 8. The chart of p-value, showing the results obtained from the measurement system of the cryptographic keys generator using only the 

last two bits of each registered sample as a random value by sampling frequency approximately equal 13,65 kSPS 

kryptograficznych przy wykorzystaniu jedynie dwóch ostatnich 

bitów z każdej zarejestrowanej próbki jako wartość losowa w warunkach 

częstotliwości próbkowania wynoszącej ok. 1 MSPS. 

Wnioski 

Na podstawie uzyskanych wyników można stwierdzić, że układ 

pomiarowy generatora kluczy kryptograficznych przechodzi większość 

testów zestawu DieHarder. Udowadnia to tezę, iż układ ten 

stanowi bezpieczny generator kluczy kryptograficznych dla systemów 

pomiarowo-sterujących o asymetrycznych zasobach. 

Najlepsze wyniki uzyskały testy układu generatora kluczy kryptograficznych 

w warunkach próbkowania sygnału analogowego 

z częstotliwością ok. 13,65 kSPS przy wykorzystaniu jedynie 

dwóch ostatnich bitów z każdej zarejestrowanej próbki jako wartość 

losowa. W analizowanym przypadku układ ten nie przechodzi 

poprawnie jednego testu pakietu, tj.: „diehard_operm5”. Natomiast 

ten sam układ, kiedy jako losowość zostały wykorzystane 

wszystkie 8 bitów każdej zarejestrowanej próbki, nie przechodzi 

dwóch testów, tj.: „diehard_operm5”, „rgb_lagged_sum”. Świadczyć 

to może o nierównomiernym rozłożeniu wartości losowych 

na wszystkich 8 bitach badanego modelu matematycznego. 

Analizowany układ w warunkach próbkowania sygnału analogowego 

z częstotliwością ok. 1 MSPS dla przypadku „wykorzystania” 

8 bitów każdej zarejestrowanej próbki, przejawia gorsze 

właściwości losowe. W analizowanym przypadku układ ten nie 

przechodzi poprawnie pięciu testów pakietu, tj.: „diehard_operm5”, 

„diehard_count_1s_stream”, „diehard_count_1s_byte” „rgb_lagged_sum” 

oraz „diehard_craps”. Natomiast ten sam układ pomiarowy, 

kiedy jako losowość zostały wykorzystane dwa najmniej 

znaczących bity każdej zarejestrowanej próbki, nie przechodzi 



8 bitów z każdej zarejestrowanej próbki jako wartość losowa w warunkach częstotliwości próbkowania wynoszącej ok. 1 MSPS 

Fig. 9. The chart of p-value, showing the results obtained from the measurement system of the cryptographic keys generator using 8 bits 

of each registered sample as a random value by sampling frequency approximately equal 1 MSPS 


jedynie dwóch ostatnich bitów z każdej zarejestrowanej próbki jako wartość losowa w warunkach częstotliwości próbkowania wynoszącej 

ok. 1 MSPS 

Fig. 10. The chart of p-value, showing the results obtained from the measurement system of the cryptographic keys generator using only the 

last two bits of each registered sample as a random value by sampling frequency approximately equal 1 MSPS 

czterech testów, tj.: „diehard_oqso”, „diehard_rank_32x32”, „diehard_craps” 

oraz „rgb_lagged_sum”. 

Na tej podstawie można stwierdzić, że częstotliwość próbkowania 

ma istotny wpływ na rzeczywistą losowość uzyskiwanych 

danych, tj. im częstotliwość próbkowania wyższa, tym szacowana 

rzeczywista losowość generowanych danych jest mniejsza. 

Literatura 

76 

[1] Witryna internetowa środowiska do testowania generatorów wartości 

losowych o nazwie RDieHarder: 

[2] Zieliński R.: Generatory liczb losowych, WNT, Warszawa 1972. 

[3] Menezes A., P. van Oorschot, S. Yanstone: Handbook oj Applied 

Cryptography, WNP, 2005 

[4] Schneier B.: Kryptografta dla praktyków, WNT, 1995. 

[5] CzernikP., Olszyna J.: Cryptographic Random Number Generators 

for Low-Power Distributed Measurement System. Proc. SPIE Photonics, 

Web Engineering, Electronics for Astronomy and High Energy 

Physics Experiments (sierpień 2009), vol 7502, pp. 75022A-1 

– 75022A-7. 

[6] Czernik P.: Kryptograficzne generatory liczb losowych w rozproszonych 

systemach pomiarowo-sterujących małej mocy. Prace Instytutu 

Lotnictwa, ss. 5–19, nr 6/2009 (201). 

[7] Czernik P., Winiecki W.: Infrastruktura klucza publicznego do 

zastosowań w bezpiecznych Rozproszonych Systemach Pomiarowo–Sterujących. 

Przegląd Elektrotechniczny, nr 09a/2011, 

ss. 37–43. 

[8] Instrukcja tworzenia pliku Gerbera dla programu EAGLE: 

[9] Czernik P., Olszyna J., Winiecki W.: Methods for testing random number 

generators in low-power distributed measurement systems. Pomiary 

Automatyka Kontrola, numer 11, ss. 1339–1341, listopad 2010. 

[10] Czernik P.: Metodyka testowania bezpieczeństwa generatorów liczb 

pseudolosowych w systemach pomiarowo-sterujących. Prace Instytutu 

Lotnictwa, nr 6/2009 (201), ss. 20–34 (artykuł zgłoszony do 

druku w kwietniu 2010, wydany w sierpniu 2010). 


Techniki multimodalne zwiększające dostępność grafiki 

na stronach WWW i w elektronicznych dokumentach 

dr inż. Jolanta Brzostek-Pawłowska 1 , dr Dariusz Mikułowski 2 

1 

Instytut Maszyn Matematycznych, Warszawa, 2 Uniwersytet Przyrodniczo-Humanistyczny Siedlce 

Problem dostępności grafiki na stronach WWW i w dokumentach 

elektronicznych, w tym w e-bookach, nabrał większego znaczenia 

wraz z upowszechnieniem się urządzeń mobilnych i ich miniaturyzacją. 

Obejmuje on nie tylko użytkowników niewidzących i niedowidzących, 

(nie mogących posługiwać się myszą), ale również 

duże rzesze użytkowników smartfonów, na których grafika jest 

nieczytelna. Dodatkową barierą w dostępie do grafiki z urządzeń 

mobilnych są wymagania dotyczące wysokiej przepustowości łącza, 

które nie zawsze mogą być spełnione. 

Badania i rozwój technik zwiększających dostępność grafiki 

idą w dwóch kierunkach – z jednej strony chodzi o interaktywny 

udział osób niewidomych w percepcji i tworzeniu grafiki, zwłaszcza 

matematycznej, dla potrzeb edukacyjnych, z drugiej strony 

kołem napędowym są potrzeby użytkowników smartfonów, widzących 

i niewidzących, związane z efektywnym dostępem do 

grafik i ich szczegółów. 

Pierwszy kierunek łączy się z rozwojem technik haptycznych 

i z presją ekonomiczną na opracowanie taniego i dostępnego 

haptycznego urządzenia przenośnego, przy pomocy którego jest 

prezentowana i poznawana grafika. Podejmowane są obecnie 

m.in. próby uzyskania takiego urządzenia z coraz powszechniej 

używanego tabletu (opisane dalej w artykule). Bez względu na 

zmniejszanie kosztów nowych urządzeń haptycznych, techniki 

haptyczne wymagają jednak specjalnego przygotowania grafiki, 

specjalnego zaprojektowania, co stanowi barierę i ekonomiczną, 

i organizacyjną w powszechnym dostępie do grafiki. 

Drugi kierunek charakteryzuje się rozwojem technik nie wymagających 

wspomagania dodatkowym, specjalizowanym sprzętem, 

z tego powodu pod względem ekonomicznym – bardzo atrakcyjnych. 

Techniki te, i związane z nimi badania, opierają się na pozyskiwaniu 

i ewentualnym dalszym przetwarzaniu, tekstów zawartych 

w plikach grafiki i/lub towarzyszących grafice np. w strukturach 

tagów HTML5. Techniki te nie wymagają specjalnych projektów 

grafiki, operują na powszechnie stosowanych na stronach WWW 

i w e-dokumentach standardach zapisów grafiki. Wśród nich można 

wyróżnić techniki udostępniające teksty opisujące grafikę 

• bezpośrednio, w formie takiej, jak zostały zapisane w strukturach 

związanych z grafiką, nie gwarantujące w związku z tym 

opisu sięgającego do istoty informacyjnej grafiki ani opisu wg 

zasad składni języka naturalnego, 

• przetworzone pod kątem poprawności językowej i, przede 

wszystkim, skonstruowane tak, aby najwiarygodniej odzwierciedlały 

wywnioskowany główny komunikat informacyjny niesiony 

przez grafikę. 

Artykuł przedstawia przede wszystkim problematykę zwiększania 

dostępności grafiki i możliwości interaktywnego poznawania 

jej szczegółów przez niewidomego użytkownika lub użytkownika 

zminiaturyzowanego sprzętu mobilnego. Oddzielną problematyką 

są techniki, i ich rozwój, tworzenia/edytowania grafiki przez 

osobę niewidomą oraz współpraca wymagająca działań na grafice 

osoby niewidzącej z widzącą w trybie online. Ta problematyka 

zostanie poruszona w następnym artykule. 

Techniki haptyczne interaktywnego 

prezentowania grafiki 

Od kilku lat w wielu ośrodkach trwają prace nad wyposażaniem 

ekranów dotykowych w sprzężenia zwrotne naciskające skórę. 

W skrócie można powiedzieć, że w wyniku dotknięcia przez użytkownika 

określonych miejsc ekranu, ekran w sposób właściwy dla 

miejsca dotknięcia drga, dodatkowo może generować odpowiednią 

sygnalizację dźwiękową. 

Dla zwiększenia oddziaływania na zmysł dotyku i słuch użytkownika 

oraz jego doświadczeń w interaktywności wzbogaca się 

interfejs dotykowy o sprzężenie zwrotne, w odpowiedzi na dotyk 

ekranu, generowane nie tylko jako drgania o różnej częstotliwości, 

sile i odstępach czasowych, ale również jako sygnały akustyczne 

o różnych parametrach. Takie sprzężenie dotykające, naciskające 

skórę palców, na ogół generowane jako wibracje, umożliwia 

rozpoznanie (czucie) wirtualnego kształtu, np. dotkniętego przycisku 

na ekranie. 

Techniki haptyczne oparte są na generowaniu sprzężenia zwrotnego 

w wyniku dotyku ekranu lub nakładki, z wypukłym wydrukiem 

grafiki, na ekran dotykowy, czyli inaczej – odpowiedzi na dotyk. 

Sprzężenie zwrotne może być realizowane w formie: 

• języka naturalnego (tekstu i mowy), 

• oddziaływania siłowego, np. poprzez szpilki poruszające się 

pionowo (co w dalszej części jest opisane) albo wibrację, używaną 

do odtwarzania kropek (linii kropkowanych), powierzchni 

kształtów, tekstury w postaci siatki ortogonalnej (linie proste, 

prostokąty, wspomaganie lokalizacji dotyku) lub pionowej lub 

poziomej odtwarzającej wirtualnie ruch palców po falistej powierzchni, 

co ułatwia orientację w ruchu palców w pionie i poziomie 

na płaszczyźnie; ruch po przekątnej może być również 

wspomagany takimi formami tekstury – poprzez silniejsze lub 

słabsze wibracje odpowiadające ruchom w poprzek lub wzdłuż 

„grzbietów fal”, 

• akustycznie – sygnałami dźwiękowymi o różnych parametrach 

(barwa, głośność, częstotliwość), 

• mieszanej, łączącej na różny sposób język naturalny, wibracje 

i sygnały tonalne. 

Wymagania dotyczące prezentowania grafiki na 

urządzeniach haptycznych 

Techniki prezentowania grafiki z zastosowaniem urządzeń haptycznych 

niosą ze sobą wymagania co do sposobu przygotowania 

i prezentacji grafiki. 

Przykładowo, odległość między elementami rozpoznawanymi 

przez dotyk musi być równa co najmniej Ľ cala, jeszcze wićksza 

odlegůoúă powinna byă zachowana, gdy występuje różnica 

w wysokości prezentowanych elementów. Prezentacja grafiki, np. 

schematów na urządzeniach dotykowych wymaga większej powierzchni, 

co może się łączyć z koniecznością podziału i właściwej 

kolejności prezentacji poszczególnych części schematu oraz 

konieczności wyposażenia użytkownika w mechanizm nawigacji 

po częściach schematu i ich lokalizacji na schemacie. 


Symbole i inne graficzne kształty wyświetlane na urządzeniu 

haptycznym nie mogą być zbyt małe, ponieważ osoby niewidzące 

nie mogą ich powiększyć ani informatyczną lupą ani przybliżaniem 

oczu do obrazu, czy też zmianą ogniskowej. Względne 

położenie elementów na ekranie nie powinno się zmieniać, jeśli 

nie uzasadniają tego względy merytoryczne. Nie powinno być na 

ekranie elementów nieistotnych dla przekazywanej informacji. 

Podsumowując – rozłożenie elementów graficznych w urządzeniach 

haptycznych powinno zapewniać możliwie jak najszybszą 

ich rozpoznawalność dotykiem,. Wymaga to dokładnej analizy informacji 

i właściwego sformatowania przed wysłaniem jej na urządzenie 

haptyczne, co łączy się z dodatkowymi nakładami pracy 

projektantów grafiki i kosztami, tworzącymi barierę w dostępności 

grafiki przy pomocy technik haptycznych. 

Interfejs haptyczny jest wykorzystywany do przekazywania 

treści, zwłaszcza wizualnych, nieliniowych, osobom niewidzącym, 

przede wszystkim w edukacji szkolnej. Wraz z szeroko rozpowszechnionymi 

ekranami dotykowymi w smartfonach i tabletach, 

wyposażonych w możliwości sprzężenia zwrotnego dźwiękowego 

lub siłowego, jest nadzieja, że w coraz większym stopniu znajdą 

one zastosowanie w szkołach jako urządzenia wspomagające 

nauczanie niewidzących uczniów. Interfejs haptyczny coraz bardziej 

dominuje nie tylko w urządzeniach mobilnych, ale również 

w dużych ekranach i tablicach, również przemysłowych. Stwarza 

użytkownikom możliwości interaktywnego sposobu pobierania 

i przetwarzania informacji poprzez dotyk palcami. 

Techniki siłowego sprzężenia zwrotnego 

w haptycznych urządzeniach 

Istnieją różne technologie wibracyjnego, dotykowego sprzężenia 

zwrotnego. Najbardziej powszechną, stosowaną w urządzeniach 

mobilnych jest przekształcanie ruchu obrotowego na posuwistozwrotny 

(ang. eccentric mass), inne technologie to przekształcanie 

energii elektrycznej w mechaniczną pracę (dialektryczne elastomery) 

lub piezoceramiczne silniki krokowe przekształcające 

energię elektryczną w wibracje. 

Alternatywnymi rozwiązaniami w stosunku do tych, które pobudzają 

w ruch gładkie, sztywne (ale poddające się wibracjom) 

powierzchnie, są takie, które wykorzystują szpilkowe matryce, 

mogące dynamicznie zmieniać swoją powierzchnię, do przekazywania 

dotykająco-naciskającego skórę sprzężenia zwrotnego. 

Siła przekazywana na poruszające się wertykalnie szpilki może 

być generowana przez silniki krokowe, piezoceramiczne dwupłytki 

(mikrosilniki liniowe), solenoidy i SMA – Shape Memory Alloys, 

stopy metali odtwarzające swój pierwotny kształt, np. nitinol. Możliwe 

są też rozwiązania z bocznym naciskiem na skórę palców, 

na przykład ekrany o zmiennym tarciu powierzchni, regulowanym 

przez warstwę powietrza między powierzchnią ekranu a palcami, 

naciskającym bocznie, gdy są włączone ultradźwiękowe wibracje. 

Rozwiązania „szpilkowe” są wykorzystywane do przekazywania 

informacji w notacji brajla. 

Urządzenia „szpilkowe” można podzielić na 3 kategorie [1]: 

1. statycznie odświeżalne „ekrany” (powierzchnie), w których 

obraz, rozpoznawany przez dotyk palców poruszających się 

po ekranie, jest odświeżany poprzez ruch pionowy szpilek, 

tworząc kształty (najnowsze urządzenia z tej kategorii osiągają 

7200 × 10 szpilek [2]), 

2. ekrany z dynamicznie zmieniającym się obrazem pod nieruchomymi 

palcami (np. monitory vel linijki brajlowskie), mniej 

energochłonne, równie drogie jak urządzenia kategorii 1, ale 

o mniejszych rozmiarach, 

3. urządzenia z wejściem dla wizualnej informacji, np. z wbudowaną 

kamerą i dotykowym ekranem, które przekształcają wizualną 

informację w dotykową [2], dotychczasowe doświadczenia 

78 

wskazują na używanie tych urządzeń raczej do rozpoznawania 

statycznego obrazu graficznego, rozmiarem są mało poręczne. 

Tego typu urządzenia dotykowe, przenośne, z „ekranem” odświeżalnym, 

mogące prezentować grafikę, bardzo dobrze nadają 

się do nauczania matematyki osoby niewidzące. Zwiększają 

efektywność i skuteczność nauczania. Nauczyciele nie musieliby 

indywidualnie uczyć niewidzących uczniów, korzystając z takich 

mechanicznych pomocy, jak tablice korkowe ze szpikami i nitkami 

odtwarzającymi linie, kształty geometryczne, papier wytłaczany lub 

wcześniej przygotowane płaskie lub przestrzenne kształty, np. rzeźby, 

odlewy kształtów przestrzennych. Barierą w ich powszechnym 

stosowaniu są względy ekonomiczne (wysoka cena urządzeń). 

Mniej wiadomo, czy urządzenia „szpilkowe” sprawdzają się 

w dużych ekranach i/lub do przekazywania kształtów. Prowadzone 

są badania nad ich zastosowaniem do przekazywania 

i odbioru grafiki (obrazów, diagramów, rysunków, zdjęć i innych), 

zwłaszcza grafiki występującej w podręcznikach szkolnych, akademickich 

i książkach naukowych. Poszukiwane są ciągle rozwiązania 

dostępne ekonomicznie. 

Badania naukowe i wyniki dotyczące technik 

haptycznych zwiększających dostępność grafiki 

Pierwsze badania nad technologią zapisu i prezentowania grafiki 

w sposób dostępny dla wszystkich, w tym dla osób niewidzących, 

która byłaby szeroko stosowana, a więc nie kosztowna, 

datowane są z początku lat 90. XX w. Inspiracją były pionierskie 

badania nad zastosowaniem dotyku i dźwięku do przekazywania 

informacji graficznych prowadzone przez Parkes’a w 1991 r. [7]. 

Jednym z kolejnych projektów (2005 r.), inspirowanym rozwiązaniami 

Parkes’a, był projekt Science Access Project [15], prowadzony 

na uniwersytecie stanowym w Oregon, rozpoczęty na 

przełomie wieków XX i XXI. Dotyczył on zwiększenia dostępności 

grafiki w publikacjach naukowych. Przy pomocy dołączonego do 

komputera tabletu dotykowego i nakładania na niego wypukłego 

druku wyświetlanej grafiki, poprzez dotyk elementów lub całego 

obiektu graficznego w miejscach oznaczonych etykietami, można 

było uzyskać mową w języku naturalnym (angielskim) ich opisy 

na różnym poziomie szczegółowości. Wymagało to dobrego opisywania 

grafiki meta danymi. Badana dostępność grafiki uzyskiwana 

taką metodą była wysoka, koszty również. 

Ze względu na upływ czasu od prowadzenia pierwszych tego 

typu badań i starzenia się technologicznego opracowanych rozwiązań, 

warto przedstawić nowsze badania i wyniki, dotyczące 

haptycznych rozwiązań zwiększających dostępność grafiki. 

• Accessible Graphic Calculator (prod. ViewPlus Technologies): 

oprogramowanie działające pod Windows, które wspomaga osoby 

niewidzące w przyswajaniu i kreowaniu treści matematycznych 

poprzez rozszerzony interfejs z użytkownikiem o dotyk (drukowanie 

rysunków), dźwięk i mowę. Umożliwia rozpoznawanie 

wykresów matematycznych poprzez emitowane dźwięki o różnej 

tonacji odpowiadającej różnym wartościom na wykresie. 

• Sensable Phantom (prod. Sensable – GeoMagic) – linia 

urządzeń dotykowych – ręcznych manipulatorów z “siłowym” 

sprzężeniem zwrotnym, które umożliwiają użytkownikom dotykanie 

wirtualnych obiektów i manipulowanie nimi; urządzenia 

te różnią się właściwościami zależnie od zastosowań naukowych 

i komercyjnych. 

• Logitech WingMan Force Feedback Mouse – urządzenie 

działające również jak joystic, zaprojektowane dla immersyjnych 

gier komputerowych; sprzężenie zwrotne w odpowiedzi 

na ruchy myszą i działania na jej przyciskach przekazywane 

jest jako drgania podstawki; może być zastosowane do tworzenia 

i zapoznawania się z grafami przez osoby niewidome, 

co zostało opisane w [3]. 


Rys 1. Mysz Logitech WingMan Force Feedback Mouse, działająca 

również jak joystick (haptyczne sprzężenie zwrotne siłowe przekazywane 

jest przez drgania podstawki) Żródło: http://www.amazon.com/ 

Logitech-WingMan-Force-Feedback-Mouse/dp/B00001W01Z 

Fig. 1. Logitech WingMan Force Feedback Mouse, It works as 

a joystick in which haptic feedback is translated to the user hand as 

a stand vibration 

• Zestaw ekranu dotykowego tabletu PC, matrycy szpilkowej, 

digitajzera 3D i rylca, którym na tablecie rysowana linia jest 

obrazowana układem szpilek na matrycy szpilkowej [4]. Haptyczny 

rylec, z wbudowanym wibracyjnym motorkiem, w odpowiedzi 

na ruch na ekranie dotykowym, wibracjami wskazujący 

ścieżkę śledzenia wyświetlanej grafiki na ekranie dotykowym. 

Przykład wibracyjnego rylca, opatentowanego, Nintendo 3DS 

przedstawia rys 3. Nintendo 3DS jest wyposażony w marker, 

którego położenie śledzi wbudowana w ekran kamera, motorek 

generujący wibracje umieszczony jest w górnej części rylca. 

• Program Earth+ (Robert Shelton, NASA): program przekształca 

kolory występujące w obrazie graficznym w różne dźwięki. 

Użytkownik, by zapoznać się z całym obrazem i go usłyszeć, 

przesuwa kursor po obrazie. Obraz mapy pogody będzie generował 

inne dźwięki dla chmur białych, inne dla granatowych 

burzowych, inne dla brązowego lądu. 

• Program MathTrax (Robert Shelton, NASA): program opisuje 

wykresy równań i inne wykresy za pomocą dźwięków i mowy 

w język naturalnym. 

• Aplikacja na tablet (Medical and Electromechanical Design 

Laboratory of Vanderbilt University): nienazwana jeszcze 

aplikacja opracowana przez młodych naukowców w ramach 

badań dysertacyjnych [14] obronionych w 2012 r. nad zastosowaniem 

wibracyjnych urządzeń w edukacji niewidomych uczniów; 

aplikacja wspomaga interaktywną pracę ucznia z grafiką 

matematyczną. Za pomocą tej aplikacji uczeń jest w stanie 

śledzić linie i poznawać geometryczne kształty wodząc po 

nich palcami na dotykowym ekranie tabletu, bo odpowiednie 

wibracje i sygnały dźwiękowe, generowane w odpowiedzi na 

dotyk, prowadzą go dokładnie po liniach i konturach kształtów. 

Kierunek ruchów palców oraz ogólną orientację w położeniu 

na ekranie zwiększa tekstura w postaci siatki ortogonalnej 

prezentowanej tonalnie. Aplikacja może okazać się bardzo 

użyteczna dla prezentacji i poznawania nieregularnych wykresów 

i kształtów. Są to pierwsze próby (z 2012 r.) zastosowania 

powszechnie używanych mobilnych urządzeń jako narzędzi 

pomocnych w prezentowaniu grafiki matematycznej osobom 

niewidzącym. Aplikacja jest stale rozwijana. Warto wspomnieć, 

że na podobnej zasadzie wibracyjno-dźwiękowego sprzężenia 

zwrotnego, ten sam zespół naukowców opracowuje zupełnie 

nową aplikację na urządzenia mobilne – graficzny kalkulator. 

Rys. 3 Aplikacja opracowana na Vanderbilt University w 2012 r. przekształcająca 

dotykowy tablet w urządzenie haptyczne ze sprzężeniem 

zwrotnym siłowo-akustycznym oraz ze wspomagającym tłem 

w postaci siatki ortogonalnej ułatwiającej interaktywne rozpoznawanie 

grafiki Żródło: http://research.vuse.vanderbilt.edu/MEDLab/ 

Fig. 3. A dedicated software application developed in 2012 by Vanderbilt 

University. It enables to use a tablet with touch screen as 

a interactive display with acoustic and force feedback with support 

of additional background ortogonal grid for easier orientation of the 

blind user on the screen 

Rys 2. Działanie haptycznego zestawu play-station i rylca, wibracyjnego, 

bezdotykowego Nintendo 3DS, wyposażonego w marker, 

którego położenie śledzi wbudowana w ekran kamera; motorek generujący 

wibracje umieszczony jest w górnej części rylca. Żródło: 

http://www.nintendo.com/3ds/ 

Fig. 2 Non contact stylus Nintendo 3DS equipped with a special marker 

which position is traced by camera builded into screen. Additional 

engine that generates vibrations filed by a user hand is placed at 

the top of the stylus 

Haptyczny ekran dotykowy rozszerzający możliwości interfejsu 

z użytkownikiem komputera klasy PC (TouchSense Immersion, 

Inc.): wyposażony jest w 4 silniczki krokowe, podobnie jak 

urządzenie we/wy podłączane przez 2 złącza USB i jedno złącze 

VGA na przekazywanie obrazu. 

Na tym urządzeniu, podłączonym do komputera PC, były prowadzone 

badania [5] nad stopniem rozpoznawania przez osoby 

niewidzące lokalizacji punktu na płaszczyźnie osi X-Y, znajdowania 

na płaszczyźnie współrzędnych wszystkich punktów wyświetlanych 

na ekranie oraz rozpoznawania linii i kształtów przy 

pomocy dotyku i sprzężenia zwrotnego w postaci wibracji i sygnałów 

akustycznych. Urządzenie ma możliwość przyporządkowania 

każdego typu sprzężenia (siłowego, akustycznego) do pojedynczego 

piksela (ekran ma rozmiary 270×222 mm i rozdzielczość 


1024×768 px), co zostało wykorzystane w badaniach nad znajdowaniem 

i rozpoznawaniem kształtów. Do określania współrzędnych 

położenia zastosowano pomocniczą siatkę 7×7 (teksturę) 

wyświetlanych linii pionowych i poziomych, których przecięcia 

były punktami orientacyjnymi przy określaniu właściwego położenia. 

Dotknięcie ekranu w punkcie przecięcia generowało słowną 

informację o współrzędnych punktów. 

Badania wykazały, że nie ma istotnych różnic we wpływie rodzaju 

sprzężenia zwrotnego na skuteczność określania lokalizacji 

punktu lub rozpoznawania kształtów. Lekka przewaga dotyczy siłowego 

sprzężenia zwrotnego. Wiele zależy od osobistych upodobań 

użytkownika. Jednak w badaniach ankietowych ex post ich 

uczestnicy preferowali jednoczesność obu typów sprzężeń generowanych 

w odpowiedzi na dotyk. 

Techniki interaktywnego prezentowania grafiki 

w języku naturalnym 

Dla osób posługujących się przeglądarkami internetowymi opartymi 

na odczycie tekstów ze stron WWW – wykresy, schematy, 

rysunki i inne grafiki są elementami niedostępnymi lub dostępnymi 

informacyjnie w zakresie informacji zawartej w ewentualnie 

istniejącym tekście alternatywnym. Format zapisu grafiki wg standardu 

SVG (Scalable Vector Graphics) włączonego do HTML5 

nie ma tekstu alternatywnego (podobnie jak MathML), a wśród 

obecnych na rynku przeglądarek tekstowych – czytników ekranu, 

nie ma czytnika, który standardowo sięgałby w głąb struktury tagu 

, w której jest miejsce na tytuł i dokładny opis grafiki (tagi 

i ): 

 

To jest wykres słupkowy 

Wykres przedstawia zainteresowania Bonami na Innowacje w 

województwach 

 

... 

 

Tego mankamentu nie ma struktura canvas w HTML5, przy pomocy 

której można prezentować grafikę. Struktura canvas ma 

element alt na alternatywny tekst dla przeglądarek WWW nie 

akceptujących HTML5 oraz dla przeglądarek tekstowych (które 

akceptują HTML5 i znana im jest struktura canvas): 

 

 

 

Użytkownikami przeglądarek tekstowych i czytników ekranów są 

nie tylko osoby niewidome, ale również osoby z dysleksją lub niesprawnością 

rąk, nie mogące korzystać z myszy. Miniaturyzacja 

urządzeń mobilnych i niewielkie ekrany, w jakie są wyposażone, 

powoduje, że również dla użytkowników tych urządzeń grafika, jej 

szczegóły stają się niedostępne. Wraz ze zwiększającym się trendem 

wizualizacji informacji, grafika w dokumentach odgrywa coraz 

większą rolę. Często zawiera ona najistotniejsze informacje, 

nie zawsze alternatywnie podane w tekście strony lub dokumentu. 

Ponadto jej transmisja wymaga dużej przepustowości łączy. 

Jest wiele okoliczności i powodów, dla których prowadzone są 

badania nad alternatywnymi metodami prezentującymi grafikę. 

Naukowcy zajmujący się odtwarzaniem informacji zawartej 

w grafice naukowej i biznesowej wykorzystują dla udostępnienia 

grafiki różne techniki, m.in. dotyk i dźwięk i połączenie obu tych 

technik. Niosą one ze sobą poważne ograniczenia: 

80 

– konieczność posiadania sprzętu, i to mało przenośnego, jak 

drukarki druku wypukłego i tablety dotykowe, 

– wiele z tych rozwiązań wymaga specjalnego zaprojektowania 

i przygotowania grafiki w sposób mogący służyć odtwarzaniu 

zawartych w niej informacji przy pomocy dotyku i dźwięku. 

Z tego powodu, oraz ograniczonych możliwości przekazywania 

opisu grafiki za pomocą tekstu alternatywnego (i to tylko opisu 

statycznego), zauważyć można coraz większe zainteresowanie 

środowisk naukowych badaniami nad technikami lingwistycznymi 

prezentującymi nie lingwistycznie zapisane dane czyli na udostępnianiu 

grafiki w tekstowej formie. Tekst streszczający grafikę 

i opisujący ją na różnym poziomie szczegółowości jest odczytywany 

mową, techniką text-to-speech, używaną przez czytniki 

ekranów, jak na przykład najpopularniejszy JAWS. Pierwsze 

prace badawcze były prowadzone w kierunku dostarczania informacji 

o tym, jak grafika wygląda. W zależności od typu grafiki, 

np. wykres liniowy, słupkowy lub kołowy, pozyskiwano informacje 

o typie i właściwych dla danego typu podstawowych elementach 

z tekstów zawartych w plikach grafiki. 

Najnowsze badania, opisane dalej, mają dostarczyć inteligentnych 

technik tworzenia informacji o tym, jaki jest główny komunikat 

informacyjny zawarty w grafice. Chodzi o wygenerowanie 

tekstu w języku naturalnym streszczającego główny komunikat 

oraz dostarczenie informacji (również tekstem w języku naturalnym) 

bardziej szczegółowych, na różnych poziomach szczegółowości, 

generowanych na życzenie użytkownika. Dotychczasowe 

badania koncentrują się na technikach wydobywania i tworzenia 

informacji na podstawie wnioskowania specjalizujących się w obsłudze 

określonych typów grafik, takich jak schematy słupkowe, 

kołowe albo wykresy liniowe różnego rodzaju lub grafy liniowe. 

Brakuje rozwiązań kompleksowych, które poradziłyby sobie 

z tekstową prezentacją każdego typu grafiki, przynajmniej typu 

matematycznego (wykresy liniowe i punktowe, kształty geometryczne, 

grafy sieciowe w podręcznikach i wydawnictwach naukowych) 

albo biznesowego (wykresy słupkowe i kołowe w tygodnikach, 

raportach). O ile badania dotyczące niewizualnego 

udostępniania i tworzenia formuł matematycznych zaowocowały 

opracowaniem m.in. internetowych platform i bibliotek [16] wymiany 

narodowych/regionalnych formatów brajlowskich notacji 

matematycznych (np. amerykańska Nemeth Braille, francuska 

BrailleStar) oraz odczytu formuł w języku naturalnym, o tyle prace 

nad kompleksowym rozwiązaniem zwiększającym dostępność 

grafik matematycznych i biznesowych nie są zaawansowane. 

Jednym z takich kompleksowych rozwiązań może być internetowa 

platforma świadcząca e-usługi tekstowej prezentacji grafik 

na różnym poziomie szczegółowości, w wybranym języku naturalnym 

i technologii text-to-speech, z możliwością generowania 

tekstu alternatywnego streszczającego grafikę, wstawianego na 

stronę WWW lub do dokumentu elektronicznego. 

Warto zauważyć, że wyniki prac nad kompleksowymi rozwiązaniami 

udostępniania grafiki miałyby masowych odbiorców, 

zwłaszcza wśród użytkowników smartfonów. 

Badania naukowe i wyniki dotyczące interaktywnych 

technik udostępniania grafik w języku naturalnym 

Prace nad dostarczaniem informacji o schematach prezentowanych 

przez oprogramowanie prezentacyjne, na podstawie właściwości 

schematów (styl, etykiety i zakresy osi, liczba zestawów danych) 

były prowadzone już w 1995 r. przez Kurze’a [11] i w 1996 r. 

przez Kennel’a (system Audiograf [12]). Rozwiązania oparte na ich 

wynikach wymagały jednak od użytkowników zapamiętywania logiki 

układu schematu i/lub dodatkowego wyposażenia sprzętowego. 

Nowsze badania, z bardzo ciekawymi osiągnięciami opublikowanymi 

w 2007 r. w [13], dotyczą interpretacji grafik statystycznych 


ukazujących się w głównym kanadyjskim wydawnictwie statystycznym 

„The Daily”. Opracowano system iGraph dostarczający użytkownikowi, 

w trybie interaktywnym, informacji prezentowanych 

na wykresach statystycznych. Użytkownik może współpracować 

z iGraph na dwa sposoby: otrzymywać streszczenie wykresu generowane 

wg opracowanego szablonu („protokołu komunikacji”) 

na podstawie tytułu, etykiet osi, najwyższych i najniższych wartości 

oraz może bardziej szczegółowo badać wykres za pomocą 

instrukcji klawiszowych, w wyniku których może otrzymać wartości 

wszystkich punktów wykresu (zaznaczonych na wykresie) oraz 

zmiany pomiędzy wartościami punktów. System iGraph jest bardzo 

użyteczny do zapoznawania się w trybie tekstowym i dogłębnie 

z wykresami statystycznymi, nie nadaje się jednak do pozyskiwania 

informacji o grafice charakterystycznej dla biznesowych 

wydawnictw i popularnych tygodników takich jak „Newsweek” czy 

„The Times”, które w grafice, często w postaci wykresów słupkowych, 

przekazują komunikat informacyjny. System iGraph nie 

potrafi „odczytać” takiego komunikatu (przesłania informacyjnego). 

Informuje wyłącznie o tym, jak wykres statystyczny wygląda, 

nie wyciągając wniosków czyli informacji z danych zawartych na 

wykresie ani nie robiąc syntezy informacyjnej. Powoduje to małą 

przyjazność systemu, ponieważ użytkownik musi w swej wyobraźni 

odtwarzać „mentalną mapę” wykresu. 

Od 2005 r. prowadzone są bardzo interesujące badania, m.in. 

publikowane w 2007 r. [9] i w dysertacji Seniza Demir’a z 2010 r. 

[9], nad systemem SIGHT tworzącym informacje tekstowe w języku 

naturalnym o grafice na stronach WWW (np. na stronach 

elektronicznych wydań tygodników „Newsweek” i „The Times”), 

ograniczone na razie do prostych wykresów słupkowych, tzn. 

obrazujących wartości jednego, niezależnego atrybutu i odpowiadające 

wartości atrybutu zależnego. Rozwiązanie zastosowane 

w systemie SIGHT nie wymaga ani specjalnego oprzyrządowania 

(wystarczy jedynie komputer z przeglądarką Web) ani pomocy 

osoby widzącej. Nie wymaga od użytkownika umysłowego wysiłku 

w zrozumieniu przekazu informacyjnego schematu, ponieważ 

system streszcza główny komunikat informacyjny schematu i dostarcza 

odpowiedzi na ewentualne zainteresowanie szczegółami 

schematu. 

Informacja tworzona jest na podstawie analizy tekstów nagłówków, 

etykiet osi oraz innych tekstów znajdujących się na 

zidentyfikowanym wykresie. Celem generowanej informacji jest 

jak najbardziej wiarygodne odtworzenie głównego przesłania 

(komunikatu) wykresu. W wyniku badań została opracowana 

aplikacja SIGHT (Summarizing Information GrapHics Textually) 

rozszerzająca działanie przeglądarki IE dla Windows, ukierunkowana 

na najbardziej popularny czytnik ekranu – JAWS (Freedom 

Scientific, Inc.). Planowane są i już realizowane dalsze badania 

obejmujące bardziej skomplikowaną grafikę jak wykresy kołowe 

i grupowe wykresy słupkowe, jak również rozszerzenie SIGHT 

w kierunku współpracy z innymi przeglądarkami oraz na innych 

platformach (MAC, Linux). 

SIGHT generuje wstępną informację o wykresie, w języku naturalnym 

(angielskim), na podstawie ważnych i wyróżniających się 

jego cech oraz w swej najnowszej wersji umożliwia konwersację 

z użytkownikiem chcącym dowiedzieć się więcej o wykresie, w wyniku 

której są generowane bardziej szczegółowe informacje. 

Dotychczasowe wyniki prac nad SIGHT, ewaluowane na grupie 

110 prostych wykresów słupkowych wybranych z popularnych 

czasopism i raportów dały wiarygodność odtworzenia głównego 

przesłania informacyjnego wykresu na poziomie 79,1%. SIGHT 

nie wymaga od użytkowników dodatkowej fatygi ani oprzyrządowania. 

Nie wymaga też od twórców stron WWW specjalnego modelowania 

i zapisu wykresów. 

Warto pokrótce poznać działanie aplikacji SIGHT. 

Zasady i algorytmy generowania informacji 

w języku naturalnym o schematach słupkowych 

w aplikacji SIGHT 

Użytkownik nawigując po stronie WWW przy pomocy wirtualnego 

wskaźnika czytnika ekranu JAWS, pełniącego rolę przeglądarki 

tekstowej WWW, i napotkawszy grafikę, tzn. jej alternatywny 

tekst, może uruchomić aplikację SIGHT klawiszami CTRL+Z., by 

dowiedzieć się, o czym informuje wykres (jeżeli jest to wykres 

słupkowy). Tekst streszczający podstawowy, główny komunikat 

przekazywany przez wykres jest podawany w dodatkowym oknie. 

Wygenerowanie tekstu streszczającego następuje w wyniku kilkuetapowego 

przetwarzania wykresu. 

Pierwszym etapem jest preprocessing strony WWW wykrywający 

wszystkie grafiki podejrzane o to, że są wykresami słupkowymi, 

i opatrzenie ich alternatywnym tekstem informującym, że 

dana grafika wydaje się być wykresem słupkowym. Rozpoznanie 

następuje w wyniku analizy specyficznych atrybutów, mogących 

wskazywać na wykres słupkowy, takich jak 20 lub więcej poziomów 

szarości, zawieranie co najmniej 2 prostokątów ze wspólnym 

początkowym wierszem lub kolumną. By zsynchronizować położenie 

wskaźnika czytnika ze wskaźnikiem przeglądarki, którym 

operuje model DOM przeglądarki IR i z którego korzysta SIGHT, 

wykorzystywana jest cecha nowszych wersji JAWS umożliwiająca 

taką synchronizację klawiszami CTRL+INSERT+DELETE. 

Gdy klawisze CTRL+Z są przez SIGHT rozpoznane, a wskaźnik 

wskazuje na wykres słupkowy, następuje analiza pliku z grafiką 

wykresu i na jej podstawie generowana jest struktura XML 

z uzyskanymi danymi o wykresie. Są nimi typ wykresu (prosty 

wykres słupkowy, wykres kołowy i inne) oraz elementy tekstowe 

wykresu takie jak tytuł, etykiety osi, teksty na/przy słupkach i inne 

napisy oraz liczba, wysokość i kolor słupków. 

Tak powstała struktura XML jest poddawana uzupełnieniom 

o dodatkowe informacje dotyczące wyróżnień na schemacie, np. 

wskazujące słupek wyróżniony kolorem wśród innych słupków, słupek 

opatrzony dodatkowym tekstem, słupek opatrzony kolorowym 

tekstem, gdy inne teksty towarzyszące słupkom są niekolorowe. 

Również jako dodatkowa, uzupełniająca, jest generowana informacja 

o zidentyfikowanych klasach czasowników i przymiotników 

o podobnym znaczeniu (rdzeniu) oraz występowaniu zidentyfikowanej 

klasy w tytule schematu. Chodzi o zidentyfikowanie 

najbardziej prawdopodobnej kategorii głównego komunikatu informacyjnego 

zawartego w schemacie (np. pokazanie trendu lub 

zmiany w trendzie lub wierzchołka wartości), a wprowadzonego 

przez projektanta schematu za pomocą opracowanego projektu 

schematu, na który składają się takie elementy jak kwadraty, 

ich gabaryty i kolor, ich ułożenie na osi, etykiety osi i wartości na 

osiach, tytuł, wyróżnienia i inne elementy. W najnowszej wersji 

SIGHT przyjęto 12 kategorii komunikatów informacyjnych. 

W celu dalszego przetwarzania uzupełnionej pierwotnej struktury 

XML, jakim jest zidentyfikowanie kategorii głównego komunikatu 

schematu, identyfikowane są 3 rodzaje „sygnałów komunikatywnych”, 

których można się dopatrzyć na schematach: 

• względny (mały, średni, duży) wysiłek użytkownika potrzebny 

dla dwóch różnych zadań – percepcji i zrozumienia przesłania 

informacyjnego wykresu; przykładem różnego wysiłku dla zrozumienia 

wykresu jest ułożenie słupków wg reprezentowanych 

wartości albo wg alfabetycznej kolejności etykiet słupków; przy 

ułożeniu alfabetycznym trudniej jest zauważyć trend lub jego 

zmianę; 

• wyróżnienie jednego ze słupków np. przez kolor albo dodatkowy 

napis, co jest zapisane jako wcześniej opisane uzupełnienie 

struktury XML; 

• występowanie w tytule określonych czasowników i przymiotników, 

jak również odczasownikowych rzeczowników i przymiot- 


ników, podlegających ekstrakcji, mogących sugerować ogólną 

kategorię komunikatu zawartego w wykresie; dalsza analiza 

wyodrębnionych słów, m.in. wyodrębnianie wspólnych rdzeni 

i klasyfikowanie odbywa się za pomocą dostępnych w Internecie 

baz słownikowych m.in. WordNet i tezaurusów; wyniki 

przetwarzania tytułu (wyodrębnione słowa lub klasa słów sugerujące 

prawdopodobną kategorię komunikatu – np. o ocenie 

lub zmianie trendu lub względnej różnicy) umieszczane 

są w strukturze XML; tagowanie słów tworzących klasę jest 

przeprowadzane na strukturze XML. 

Na podstawie otrzymanej struktury tworzona jest dynamicznie 

sieć bayesowska, służąca, ogólnie definiując, do przedstawiania 

zależności pomiędzy zdarzeniami, i wnioskowaniu dotyczącego 

najbardziej prawdopodobnej hipotezy, w oparciu o rachunek 

prawdopodobieństwa. Klasycznym przykładem sieci Bayes’a jest 

reprezentowanie zależności pomiędzy symptomami a chorobą. 

W przypadku aplikacji SIGHT wierzchołkiem sieci są możliwe, 

przyjęte w SIGHT, kategorie komunikatu płynącego z wykresu 

(12 kategorii), zaś węzłami-dziećmi wyszukane dowody na występowanie 

cech danej kategorii (mało prawdopodobne, średnio 

prawdopodobne i bardzo prawdopodobne). Jako fakty wprowadzane 

są do sieci zidentyfikowane „sygnały komunikatywne”. 

Wybór najbardziej prawdopodobnej kategorii polega na ocenie 

prawdopodobieństwa sumarycznego dostarczonego przez dowody. 

W ten sposób wybierany jest typ (kategoria) komunikatu 

głównego (streszczającego schemat), a jego treść konstruowana 

jest z wartości parametrów zapisanych w strukturze XML. 

W wersji systemu z 2010 r. Interactive_SIGHT użytkownik, po 

otrzymaniu komunikatu streszczającego, może uzyskiwać dalsze 

bardziej szczegółowe informacje zawarte w schemacie, otrzymywane 

z głębszej analizy zgromadzonych danych w strukturze 

XML. Przykładowo: użytkownik prosi o informacje o tym, co jest 

najbardziej akcentowane w schemacie, system wybiera najbardziej 

adekwatną propozycję, przy czym do jej agregacji (z kawałków 

tekstów) i zorganizowania w logiczny i poprawny tekst 

włączane są specjalizowane moduły systemu odpowiedzialne za 

strukturyzację, agregację i porządkowanie (sekwencjonowanie) 

tekstu. 

Rozwiązanie zastosowane w systemie SIGHT nie wymaga 

ani specjalnego oprzyrządowania (komputer z przeglądarką 

Web), ani specjalnego przygotowywania grafiki ani pomocy osoby 

widzącej. 

Jest to bardzo obiecujący kierunek badań nad efektywnymi 

technikami niewizualnego prezentowania grafiki. 

Badania, standardy i techniki niewizualnego 

udostępniania grafiki na podstawie odczytu 

tekstów zawartych w strukturach XML 

Najnowsze badania i techniki, przybliżone w poprzedniej części 

artykułu, opisywania przy pomocy tekstu (i mowy) grafik z różną 

szczegółowością w sposób inteligentny zdaniami skonstruowanymi 

w języku naturalnym na podstawie wywnioskowanego najbardziej 

prawdopodobnego komunikatu informacyjnego zawartego 

w grafice są ograniczane, jak dotąd, do określonych typów grafiki 

na stronach WWW. Równolegle z tymi badaniami toczą się prace 

wokół standardów opartych na XML, i związanych z nim technikach, 

udostępniania w sposób multimodalny multimedialnych 

treści zawartych zarówno na stronach WWW, jak i w e-bookach. 

Rozwój istniejących standardów idzie w kierunku, opisanego dalej 

w artykule, większego zintegrowania m.in. standardów DAI- 

SY XML, MathML, SVG i standardu EPUB. Strony WWW w rozszerzonym 

standardzie DAISY XML i e-booki w EPUB 3 będą 

czytane przez nowe wersje czytników ekranów i nowe wersje 

czytników e-booków bez problemów z udostępnianiem zawartych 

82 

w nich grafik. Opisy grafik będą pobierane ze struktur XML zapisanych 

w plikach zgodnych ze standardem svg. 

Standard SVG 

Opracowany i rekomendowany w 2001 r. przez W3C (World Wide 

Web Consortium) język SVG, należący do rodziny XML, będący 

uniwersalnym formatem dwuwymiarowej grafiki wektorowej 

(statycznej i animowanej), nieobwarowany licencjami i patentami, 

umożliwia opisanie każdego obiektu graficznego i jego cech, 

wyłącznie za pomocą tekstu, zapisanego w kodzie Unicode. Pliki 

SVG, o rozszerzeniu svg, svgz, są dostępne zarówno dla osoby 

widzącej jak i niewidzącej. 

Na bazie tego języka, w 2005 r., firma ViewPlus, Inc opracowała 

edytor diagramów zapisywanych w SVG, konwerter formatów 

graficznych na SVG i przeglądarkę plików SVG w technice 

dotyk/mowa dostępne na rynku pod nazwą IVEO SVG Viewer. 

Diagramy i schematy blokowe utworzone przy pomocy tego oprogramowania 

mogą być drukowane bezpośrednio z jego poziomu 

na drukarkach brajlowsko-czarnodrukowych z serii Tiger View 

plus. Wydrukowane wypukłe rysunki mogą być także nakładane 

na dotykowy tablet. Przez dotyk elementów graficznych lub tekstu 

na tablecie, komputer, do którego jest podłączony tablet, w sprzężeniu 

zwrotnym może odczytywać tekst i na podstawie etykiet 

(meta danych) informować mową o elementach diagramu i ich 

cechach. Każdy dotknięty element tekstu powoduje odczytanie 

logicznego bloku tekstu. Dostępność grafiki matematycznej jest 

tym większa, im staranniejsze i dokładniejsze jest etykietowanie 

i opisanie elementów grafiki. 

Rys. 4. System IVEO SVG Viewer (View Plus Inc): Tablet dotykowy 

z nakładką będącą wypukłą kopią wyświetlanej grafiki na ekranie 

komputera PC służącą do znajdowania miejsc w grafice, po naciśnięciu 

których użytkownik usłyszy ich objaśnienia Źródło: [8] 

Fig. 4. IVEO SVG Viewer system (View Plus Inc.): a software application 

with optional touch screen tablet. It enables a blind user to explore 

a braille drawings that are placed on the screen. The graphical 

symbols that are touched by a user are described for him by a speech 

synthesizer 


Warto także dodać, że w odróżnieniu od innych starszych programów 

wspierających drukowanie tekstu i grafiki na drukarkach 

brajlowskich takich jak Winbraille czy Duxbury, zarówno płatne 

oprogramowanie do tworzenia rysunków IVEO, jak i darmowa 

przeglądarka IVEO Viever posiadają polskojęzyczny interfejs. 

Standard DAISY XML i jego rozwój 

W 2007 r. grupa robocza rozwijająca oparty na XML standard zapisu 

formuł matematycznych MathML opublikowała rekomendacje 

specjalnego rozszerzenia technologii DAISY XML o włączanie do 

jej dokumentów formuł matematycznych zapisanych w MathML. 

DAISY XML został opracowany pierwotnie w celu umożliwienia 

publikowania w sposób dostępny dla wszystkich literatury nie 

naukowej. Obecnie DAISY XML stał się podzbiorem standardu 

elektronicznych publikacji (e-booków), EPUB. Dzięki temu jest 

możliwe dostosowywanie przez czytniki EPUB treści dokumentów 

tworzonych w tym standardzie do ekranów różnych urządzeń. 

W 2009 r. DAISY SVG Working Group podjęła prace nad 

rozszerzeniem SVG dotyczącym opisu rysunków i dodatkowej 

struktury pól SVG dla jej atrybutów oraz nad włączeniem przestrzeni 

nazw (namespaces) z DAISY do SVG. Przykładem korzyści 

takiego rozszerzenia poprzez dodatkowe atrybuty jest 

umożliwienie opisu obiektów mogących być uwidacznianymi na 

wydrukach „atramentowych”, ale niewłaściwie prezentowanych 

na wydrukach wypukłych, przy zachowaniu obowiązujących konwencji 

druku wypukłego. Przykładowo, jasny nos, obiekt ze swej 

natury wypukły, na wydruku kolorowym – biały, jest prezentowany 

na druku wypukłym przez niską wysokość kropek, lub całkowity 

ich brak, czyli wklęsłość. 

Dodatkowe przestrzenie nazw w SVG przeznaczone są na zapis 

liczbowych danych występujących na wykresach w płaszczyźnie 

kartezjańskiej i dwuwymiarowych mapach GIS (Geographic 

Information System). Ich zapis wraz z grafiką zwiększa możliwości 

wyszukiwania, jak również dostępność przez możliwość odtworzenia 

danych liczbowych słownie lub tonowo. Takie tonowe 

odtwarzanie bazuje na mapowaniu wartości na częstotliwość 

dźwięku, co odbierane jest intuicyjnie. 

Prowadzony od 2009 r. projekt pn. The Enhanced Reading 

Project, przez grono amerykańskich firm wydawniczych i American 

Institute of Physics, wydawcę prestiżowych Physical Review 

Letters i Physical Review, ma na celu udostępnianie online publikacji 

w DAISY XML, w których rysunki są zapisywane w rozszerzonym 

SVG, bez zwiększania kosztów publikacji z jednoczesnym 

uzyskaniem większej ich dostępności za pomocą czytników 

ekranów. 

Standard EPUB 

Standard EPUB (skrót od electronic publication) otwarty standard, 

oparty na języku XML, stosowany do publikowania elektronicznych 

książek (e-booków). Format ten jest coraz szerzej stosowany 

w czytnikach książek elektronicznych. Jest nadzieja, że 

najnowszy standard EPUB 3, w skład którego wchodzi m.in. Daisy 

XML, MathML, obejmujący również SVG XML, stanie się powszechnym 

standardem dla publikacji elektronicznych, w których 

grafika, bez konieczności dodatkowego przetwarzania oraz specjalnego 

przygotowywania projektu, będzie mogła być multimodalnie 

udostępniana, m.in. na urządzeniach haptycznych. Czytniki 

EPUB i MathML odtwarzają formuły matematyczne i grafikę 

matematyczną tonowo i mową (na ogół w języku angielskim). 

Daisy Consortium rozpoczęło w 2012 r. prace przygotowawcze 

do badań nad przełomowym, jak twierdzi konsorcjum, projektem 

odświeżalnego ekranu brajlowskiego do czytania e-booków 

transformowanych na brajla przez czytniki brajla. Materiały na 

temat tego nowego projektu nie podają, jakie techniki haptyczne 

zostaną zastosowane do dynamicznego prezentowania treści na 

odświeżalnym ekranie. Można się domyśleć, że projekt opierać 

się będzie na standardzie EPUB3. 

Do końca nie wiadomo, czy EPUB 3 stanie się dominującym 

standardem dla e-booków, ponieważ jego groźna konkurencja 

– korporacyjny standard Kindle rozwija się równie dynamicznie 

i zapowiedziana przez Amazon wersja Kindle 8 może mieć wpływ 

na prace rozwojowe związane z EPUB 3. 

Dostępność grafiki w dokumentach 

tworzonych w środowisku TeX (LaTeX) 

Jedną z powszechniej stosowanych technologii, szczególnie 

w środowiskach naukowych, pozwalających na tworzenie profesjonalnych 

publikacji zawierających formuły matematyczne, jest 

system i język TeX, który z biegiem lat przekształcił się w LaTeX. 

Z uwagi na swoją uniwersalność (LaTeX działa niemal na wszystkich 

platformach takich jak Unix, MAC OS i Windows) jest on bardzo 

popularny wśród naukowców z dziedzin technicznych. 

Praca w tym środowisku odbywa się w sposób wsadowy polegający 

na tym, że źródłowy dokument tekstowy zawierający 

odpowiednie polecenia jest kompilowany do docelowej postaci, 

którą może być PDF (dostępny dla udźwiękowionych czytników 

takich jak AdobeReader od wersji 9) lub HTML. 

Ponieważ źródłowy dokument może być tworzony całkowicie 

w sposób tekstowy, już od dawna LaTeX-a zaczęły używać osoby 

niewidome. Jednakże początkowo był on zaprojektowany jako 

system, w którym bezpośrednio nie tworzy się grafiki. W czasach, 

kiedy powstawał, nie były znane tak powszechne dziś formaty 

graficzne jak PostScript, GIF, PNG, czy JPEG. Zamiast tego został 

w nim zaimplementowany prosty zbiór poleceń używanych 

w specjalnym otoczeniu „picture” pozwalający na rysowanie prymitywów 

graficznych takich jak punkty, odcinki, strzałki, wielokąty 

itp. Dzięki takiemu sposobowi użycia, osoba niewidoma może, 

znając odpowiednie polecenia oraz ich parametry, samodzielnie 

wykonać prosty rysunek czy wykres. 

Wszystkie bardziej skomplikowane twory graficzne w dokumentach 

LaTeX-owych muszą być tworzone przy pomocy zewnętrznych 

programów a następnie mogą być wstawiane do dokumentu 

źródłowego przy pomocy odpowiednich klas i pakietów. 

Pozwalają one z jednej strony na rysowanie grafik przy pomocy 

odpowiednich poleceń języka LaTeX, a z drugiej na wstawianie 

grafik przygotowanych w zewnętrznych programach a zapisanych 

w popularnych formatach takich jak BMP, GIF, PNG czy JPG. 

Niewidomy użytkownik, który chce umieścić w swoim dokumencie 

LaTeX grafikę, może postąpić na dwa sposoby: 

Po pierwsze, może wstawić do dokumentu grafikę przygotowaną 

przez osobę widzącą lub pozyskaną z innego źródła, 

mając jednocześnie możliwość jej odpowiedniego dopasowania 

– przeskalowania i umieszczenia w odpowiednim miejscu dokumentu 

przy pomocy poleceń takich otoczeń jak picture czy 

figure. Kontrolę nad poprawnością takiej operacji zapewniają 

komunikaty o błędach generowane przez kompilator LaTeX-a, 

które mówią o poprawnym rozmiarze i umiejscowieniu wstawionego 

rysunku. 

Przykładowo, aby wstawić swoje zdjęcie zapisane w pliku mojefoto.jpg, 

użytkownik może użyć poleceń: 

\begin{figure}[!ht] 

\includegraphics[scale=0.83]{mojefoto.jpg} 

\caption{Oto moje zdjęcie} 

\end{figure} 

Drugi sposób postępowania polega na samodzielnym narysowaniu 

przez niewidomego własnej grafiki przy pomocy poleceń 


LaTeX. W tym wypadku może się on posłużyć jednym z dodatkowych 

programów, takich jak np. Gnuplot (http://www.gnuplot. 

info/). Za jego pomocą, pisząc odpowiedni plik skryptowy można 

narysować wykres funkcji czy rysunek figury geometrycznej, który 

jest eksportowany do formatu TEX LaTeX-a, GIF lub SVG. 

Przykładowo, prosty skrypt: złożony jest z następujących poleceń: 

set terminal svg 

set output „sinus.svg” 

plot [-3.14:3.14] sin(x) 

Po wykonaniu odpowiedniego polecenia z linii poleceń systemu 

operacyjnego spowoduje wygenerowanie pliku sinus.svg z rysunkiem 

wykresu funkcji sinus w zakresie od -pi do pi. Taki plik 

można następnie wstawić do dokumentu LaTeX. Ze źródłowego 

dokumentu LaTeX niewidomy użytkownik może wygenerować wynikowy 

dokument w formacie PDF lub HTML, którego zawartość 

tekstowa jest dostępna dla osoby widzącej. W tak wytworzonym 

formacie osoba niewidoma nie może jednak odczytać grafik a ma 

jedynie możliwość stwierdzenia, gdzie taka grafika się znajduje. 

Plik svg zawierający rysunek, a powstały w wyniku działania programu 

np. Gnuplot, można jednak wydrukować na drukarce brajlowskiej 

przy pomocy wspomnianego już programu IVEO Viewer. 

W ten nieco skomplikowany sposób można uzyskać równoległe 

postaci rysunków, które będą dostępne zarówno dla widzącego, 

jak i niewidomego użytkownika. 

Oba opisane wyżej sposoby uzyskania rysunku mają jednak 

podstawową niedogodność polegającą na tym, że niewidomy 

użytkownik nie ma pełnej kontroli nad wyglądem i formą jego wyjściowej 

postaci jedynie poza papierową, wypukłą wersją rysunków 

uzyskaną z drukarki brajlowskiej. 

Wadą tego rozwiązania dla polskich użytkowników (szczególnie 

początkujących takich jak np. uczniowie szkół podstawowych) 

jest również to, że aby go użyć, należy znać polecenia języka 

LaTeX, polecenia programu Gnuplot, a także sposoby użycia tych 

programów przeprowadzające przez proces kompilacji źródłowego 

dokumentu do graficznej postaci wyjściowej. 

Istnieje oprogramowanie dedykowane dla niewidomych pozwalające 

na eksportowanie formuł matematycznych zapisanych 

w formacie LaTeX do postaci notacji brajlowskiej. Takie funkcje 

posiadają programy Translator (http://www.sklep.altix.pl/str,prod_ 

big,idk,627,kat,67,Euler__pakiet_programow_Homer_i_Translator_.html) 

oraz Duxbury (http://www.duxburysystems.com/). 

Jednakże jest w nich stosowana różna brajlowska notacja matematyczna 

np. w Duxbury jest to notacja amerykańska. Ponadto 

nie posiadają one funkcjonalności interpretowania poleceń tworzących 

rysunki i przekształcania ich na postać możliwą do wydrukowania 

na drukarkach brajlowskich. 

Z tych powodów potrzebne jest kompleksowe rozwiązanie, 

które pozwoli na w miarę łatwe tworzenie rysunków, np. wykresów 

samodzielnie przez niewidomego ucznia lub przez widzącego 

nauczyciela w taki sposób, aby były one dostępne dla obu 

omawianych grup użytkowników. 

Zakończenie 

84 

W artykule przedstawiono wybrane badania i powstałe lub nadal 

rozwijane dzięki nim techniki dotyczące alternatywnych sposobów 

prezentowania grafiki i zapoznawania się z nią. Badania mające 

na celu jak największą użyteczność wyników skupiają się na 

grafice matematycznej związanej z edukacją (np. wykresy liniowe, 

kształty geometryczne) oraz grafice biznesowej (np. wykresy 

słupkowe, wykresy statystyczne). Wybór badań i technik został 

dokonany pod kątem przedstawienia reprezentantów kierunków 

badawczych i poszukiwawczych dla poruszanej problematyki. Wybrano 

przykłady najnowsze, z okresu ostatnich kilku lat oraz tegoroczne. 

Badania nad multimedialnymi technikami udostępniania 

grafiki są prowadzone szerokim frontem, przez wiele światowych 

ośrodków naukowych i międzynarodowych zespołów. Wyniki 

publikowane są na rozlicznych międzynarodowych konferencjach 

i w materiałach pokonferencyjnych, zwłaszcza w wydawnictwach 

IEEE. Ich duża ilość zwróciła uwagę autorów artykułu na fakt, 

że zagadnienia, uogólniając, uniwersalności dostępu do zasobów 

informacyjnych, nie tylko graficznych, współcześnie nabierają dużego 

znaczenia, nie tylko ze względu na realizację idei Access 

for All, ale również ze względu na różnorodność źródeł (formaty) 

i nośników(urządzenia) informacji oraz potrzebę m.in. jej integrowania 

(mushup) w bazy wiedzy. Brakuje udziału krajowych badań 

i technik zwiększających dostępność grafik w badaniach światowych. 

Ich praktyczna potrzeba w Polsce istnieje ze względu na 

różnice językowe i różnice w standardach brajlowskich powodujące, 

że większość wyników badań światowych może być inspiracją 

dla polskich badań, ale nie jest użyteczna dla polskich odbiorców. 

Problematyka zwiększania dostępności do elektronicznych zasobów 

w Polsce jest traktowana jako niszowa. Znane autorom 

przypadki niedostępności zasobów na stronach WWW organów 

administracji państwowej potwierdzają ten wniosek… 

Literatura 

[1] Vidal-Verdu F.and Hafez M.: Graphical tactile displays for visually impaired 

people. IEEE Transactions on Neural Systems and Rehabilitation 

Engineering, 15: 119–130, 2007. 

[2] Volkel T., Weber G., and Baumann U.: Tactile graphics revised: The 

novel Brailledis 9000 pin-matrix device with multitouch input. Computers 

Helping People with Special Needs, 5105:835–842, 2008. 

[3] Rassmus-Grohn K., Magnusson C., and Eftring H.: User evaluations 

of a virtual haptic-audio line drawing prototype. Haptics and Audio 

Interaction Design, 4129: 81–91, 2006. 

[4] Watanabe T. I in.: Practical use of interactive tactile graphic display 

system at a school for the blind. Current Developments in Technology-Assisted 

Education, pages 1111–1115, 2006. 

[5] Toennies J.L. I in.: Toward Haptic/Aural Touchscreen Display of 

Graphical Mathematics for the Education of Blind Students, World 

Haptics Conference (WHC), 2011 IEEE 

[6] Gardner J., Bulatov V., Kelly R.: Making journals accessible to the 

visually impaired: The future is near, 2009, Learned Publishing, 22 

(4), pp. 314–319 

[7] Parkes D.: Nomad: enabling access to graphics and text based information 

for blind, visually impaired and other disability groups. Conference 

Proceedings, World Congress on Technology, Arlington, VA, 

Vol. 5. pp. 690–714, 1991 

[8] Gardner J.A., Bulatov V. and Stowell H.: The ViewPlus IVEO technology 

for universally usable graphical information. Proceedings of the 

2005 CSUN International Conference on Technology and People with 

Disabilities, Los Angeles, CA. 

[9] Elzer S. I in.: Bar Charts in Popular Media: Conveying Their Message 

to Visually Impaired Users via Speech, Book chapter in Advances 

in Intelligent Information Systems, Studies in Computational Intelligence 

Series, Springer, 2009. 

[10] Demir S.: Sight for visually impaired users: Summarized information 

graphics, dissertation, University of Delaware, 2010, http://www. 

eecis.udel.edu/~demir/web/dissertation.pdf 

[11] Kurze M.: Giving blind people access to graphics (example: Business 

graphics). In Proc. Software-Ergonomie ’95 Workshop Nicht-visuelle 

graphische enutzungsoberflchen, Darmstadt, Germany, 1995. 

[12] Kennel A. R.: Audiograf: A diagram-reader for the blind. In Second 

Annual ACM Conference on Assistive Technologies, p. 51–56, 1996. 

[13] Ferres L. i in: Improving accessibility to statistical graphs: the igraphlite 

system. In the Proceedings of the 9th International ACM SIGAC- 

CESS Conference on Computers and Accessibility, pages 67–74, 

2007. 

[14] http://research.vuse.vanderbilt.edu/MEDLab/ 

[15] The Science Access Project, Department of Physics, Oregon State 

University http://dots.physics.orst.edu/ 

[16] Archambault D.: Towards a universal maths conversion library, Lecture 

Notes in Computer Science (including subseries Lecture Notes 

in Artificial Intelligence and Lecture Notes in Bioinformatics), 3118, 

pp. 664–669, 2004 


Światłowodowy generator supercontinuum zakresu 

średniej podczerwieni – przykład technologii podwójnego 

zastosowania 

dr inż. Jacek Świderski, mgr inż. Maria Michalska, dr inż. Wiesław Pichola, 

inż. Marcin Mamajek 

Wojskowa Akademia Techniczna, Instytut Optoelektroniki, Warszawa 

Współczesne badania prowadzone w zakresie techniki laserowej 

ukierunkowane są na technologie i urządzenia będące udoskonaleniem 

lub alternatywą obecnie stosowanych o znaczącym 

potencjale cywilizacyjnym i szerokich możliwościach aplikacyjnych. 

Rozwój danej dziedziny nauki jest w bardzo dużym stopniu 

uwarunkowany zapotrzebowaniem na konkretne rozwiązania 

technologiczne i konstrukcyjne. Przykładem takiego zapotrzebowania 

mogą być światłowodowe układy laserowe generujące 

promieniowanie superciągłe (ang. supercontinuum) w paśmie 

widmowym ok. 1,5…5 µm. Układy te stanowią nowość naukową 

ostatnich kilku lat i mogą być przykładem technologii podwójnego 

zastosowania (zastosowania cywilne oraz wojskowe). 

Zjawisko generacji promieniowania supercontinuum po raz 

pierwszy zostało zaobserwowane na przełomie lat sześćdziesiątych 

i siedemdziesiątych ubiegłego wieku, jednakże dopiero na 

przestrzeni ostatnich dwóch dekad układy generatorów SC zyskały 

szczególne zainteresowanie – co miało miejsce za sprawą 

wykorzystania w procesie generacji SC włókien optycznych, w tym 

światłowodów fotonicznych, których zaletą jest przede wszystkim 

długa droga optyczna oddziaływania promieniowania z ośrodkiem 

oraz możliwość kształtowania charakterystyki dyspersyjnej 

i uzyskania wysokiego współczynnika nieliniowości włókna. 

Pomimo dość intensywnie prowadzonych prac nad źródłami 

promieniowania SC, zdecydowana większość doniesień literaturowych 

dotyczy generacji w widmowym zakresie widzialnym oraz 

w bliskiej podczerwieni [1–4], natomiast nieliczne doniesienia literaturowe 

dotyczące zakresu średniej podczerwieni [5–8] pokazują, 

iż są to rozwiązania nowe o dużym potencjale aplikacyjnym. 

Promieniowanie z zakresu średniej podczerwieni ma istotne zastosowanie 

militarne – m.in. do oślepiania rakiet ziemia-powietrze 

wyposażonych w głowice samonaprowadzające się na podczerwień 

– w tzw. układach DIRCAM (Direct Infrared Countermeasure). 

Zagrożenie rakietami śledzącymi detekującymi promieniowanie 

w zakresie średniej podczerwieni jest określane jako „70% niebezpieczeństwo”, 

co wynika z faktu, że w ostatnim ćwierćwieczu 

przeszło 70% wszystkich strat lotniczych poniesionych w prowadzonych 

działaniach zbrojnych spowodowane było rakietami tego 

typu. Temperatura gazów wylotowych w myśliwcu bojowym osiąga 

poziom ok. 1000 0 C, co oznacza, że maksimum widma emisji tak 

rozgrzanego obiektu przypada na pasmo ok. 2…4 µm. To powoduje, 

że głowice rakiet samonaprowadzających się na podczerwień 

wyposażone są w detektory promieniowania z tego przedziału 

widmowego. Metodą pozwalająca na „oszukanie” takiej rakiety jest 

zrzut z np. samolotu flar imitujących obiekty rozgrzane do wysokiej 

temperatury. Metodą bardziej skuteczną pozwalającą na efektywne 

oślepienie głowicy rakiety wydaje się zastosowanie źródła 

promieniowania supercontinuum na pasmo widmowe średniej podczerwieni 

zintegrowanego z jednocześnie działającym systemem 

śledzenia rakiety od momentu jej wystrzału. 

Niezwykle istotnym obszarem zastosowań promieniowania SC 

są również aplikacje medyczne – m.in. ablacja miękkich tanek biologicznych. 

Dla fal o długości powyżej 2 µm współczynnik absorpcji 

promieniowania w wodzie (zawartej m.in. w tkankach biologicznych) 

jest większy co najmniej o dwa rzędy wielkości w stosunku 

do współczynnika absorpcji dla fal o długości 1 µm. To powoduje, 

że te długości fal cieszą się szczególnym zainteresowaniem środowiska 

medycznego. Ponadto, warto tu zwrócić uwagę na fakt, że 

wiele tkanek biologicznych charakteryzuje się liniami absorpcyjnymi 

w paśmie średniej podczerwieni. Przykładowo, białka wykazują 

silną absorpcję w paśmie 2,8…3,2 µm, podczas gdy tłuszcze cechują 

się dużą absorpcją w paśmie 3,3...3,6 µm [9]. Według doniesień 

literaturowych [10] promieniowanie o mocy kilku W i długości 

fali 1 µm jest w stanie tylko rozgrzać np. próbkę tkanki tłuszczu do 

temperatury nieznacznie powyżej temperatury fizjologicznej, podczas 

gdy zaledwie kilkadziesiąt mW promieniowania z przedziału 

widmowego 3,2…3,6 µm wystarcza do ablacji tej samej tkanki [10]. 

W tym kontekście zastosowanie źródła SC w medycynie jest wysoce 

korzystne, zwłaszcza mając na uwadze fakt, że różne części 

widma promieniowania SC mogą być wyselekcjonowane i wykorzystane 

do selektywnej ablacji różnych tkanek biologicznych (cechujących 

się różnymi charakterystykami absorpcyjnymi). 

Generatory SC mogą być również stosowane, jako źródła 

promieniowania w systemach detekcji różnych związków chemicznych 

i biologicznych, posiadających charakterystyczne linie 

absorpcji w paśmie średniej podczerwieni. Układy tego typu pozwalają 

na wykrywanie różnego rodzaju związków chemicznych 

– w wyniku spektralnej detekcji charakterystycznych dla danego 

związku linii widmowych. Zasadniczym elementem składowym takiego 

systemu detekcji jest źródło laserowe, którego promieniowanie 

po odbiciu od obiektów/cząstek rejestrowane jest przez układ 

odbiorczy. W widmie promieniowania powrotnego widać wybrane 

linie spektralne, które w wyniku absorpcji “nie powróciły” do układu 

odbiornika. Ponieważ różne związki chemiczne charakteryzują się 

różnymi sygnaturami spektralnymi, układy detekcji wykorzystujące 

generatory SC na zakres średniej podczerwieni mogą posłużyć 

do porównywania detekowanych związków z gotowymi/znanymi 

sygnaturami widmowymi, pozwalając tym samym na szybką 

i dokładną identyfikację różnych związków. W paśmie widmowym 

1…5 µm znajduje się większość linii absorpcyjnych wielu różnych 

związków chemicznych (np. H 2 

O, CO, CO 2 

, NO 2 

, NO, SO 2 

, H 2 

S). 

Ponadto, wiele składników np. prochów strzelniczych, ładunków 

wybuchowych, gazów bojowych oraz narkotyków wykazuje charakterystyczne 

linie absorpcji w zakresie średniej podczerwieni). 

Pomimo, że wiele z tych związków wykazuje również inne charakterystyczne 

linie absorpcyjne w długofalowym zakresie pasma 

średniej podczerwieni 8…12 µm, to każdy w wymienionych 

związków posiada co najmniej jedną linię absorpcyjną w paśmie 

2…5 µm. Bardzo istotną kwestią jest również fakt, że większość 

związków chemicznych posiada więcej niż jedną linię absorpcyjną. 

W tym kontekście stosując źródło promieniowania SC o szerokim 

widmie można jednocześnie detekować nie tylko pojedynczą linię 

lecz wiele linii widmowych, uzyskując tym samym wzorzec widmowy 

danego związku w obszarze generowanego widma. Oznacza 

to poprawę zarówno selektywności oraz czułości pomiarów. 

Innymi potencjalnymi zastosowaniami źródeł promieniowania 

SC pasma średniej podczerwieni mogą być: układy typu LIDAR/ 

LADAR, testowanie podzespołów fotonicznych, kontrola jakości 

żywności, detekcja zanieczyszczeń. 

Charakterystyka rozwiązania układowego 

światłowodowego generatora supercontinuum 

Generacja SC jest procesem, w którym monochromatyczne promieniowanie 

laserowe, na skutek oddziaływania z ośrodkiem nieliniowym, 

jest konwertowane na promieniowanie o szerokim widmie. 


Generacja SC najczęściej zachodzi w wyniku pompowania odcinka 

światłowodu o dużej nieliniowości i o odpowiednich własnościach 

dyspersyjnych impulsami promieniowania o wysokiej mocy szczytowej. 

Za poszerzanie widma generacji odpowiedzialne są procesy 

nieliniowe zachodzące we włóknie optycznym (samomodulacja 

fazy, mieszanie czterofalowe oraz rozpraszanie Ramana) [11]. 

Mając do dyspozycji silnie nieliniowy światłowód oraz odpowiednie 

źródło pompujące można uzyskać generację SC w obszarze widmowym 

ograniczonym absorpcją ośrodka użytego do generacji. 

Najczęściej, jako pompy optyczne generatorów SC, stosowane 

są lasery z synchronizacją modów (ang. mode-locked lasers) 

generujące impulsy promieniowania o krótkich czasach trwania 

(poniżej 100 fs) i wysokich mocach szczytowych rzędu dziesiątek, 

a nawet setek kW. Wymagania na moc szczytową impulsów 

pompujących są tutaj oczywiste, gdyż optyczne efekty nieliniowe 

ośrodka generatora SC (odpowiedzialne za szerokość generowanego 

widma) zależą silnie od mocy szczytowej impulsów pompujących. 

Z drugiej jednak strony lasery z synchronizacją modów są 

mało elastyczne pod względem skalowania wyjściowej mocy średniej, 

są skomplikowane w budowie, drogie oraz wymagają ciągłego 

okresowego serwisowania, co dodatkowo podnosi koszty eksploatacji 

całego układu. Z tego też względu bardzo interesującym 

rozwiązaniem wydaje się zastąpienie tych laserów układami typu 

półprzewodnikowy laser impulsowy – światłowodowy wzmacniacz 

mocy (ang. Master Oscillator Power Amplifier). W tym rozwiązaniu 

impulsy o czasie trwania pojedynczych ns lub setek ps generowane 

są przez laser półprzewodnikowy (przy czym czas trwania tych 

impulsów oraz ich częstotliwość powtarzania może być dobierana 

niezależnie względem siebie), a następnie wzmacniane w odpowiednio 

zaprojektowanej kaskadzie wzmacniaczy. 

W zaproponowanym rozwiązaniu układowym moc średnia 

generowanego promieniowania SC może być skalowana liniowo 

wraz ze wzrostem mocy średniej impulsów wprowadzanych do 

ośrodka nieliniowego. Ponieważ całe spektrum SC jest generowane 

w czasie trwania pojedynczego impulsu, który nie oddziaływuje 

z sąsiednimi impulsami, to moc średnia generowanego SC 

może być zwiększana poprzez zwiększanie liczby impulsów pompujących 

w danym przedziale czasu, przy czym kształt widma generacji 

pozostanie niezmienny pod warunkiem, że moc szczytowa 

impulsów pompujących pozostanie na tym samym niezmiennym 

poziomie. Aby tak się stało, każdorazowa zmiana częstotliwości 

lub czasu trwania impulsu musi pociągać za sobą zmianę mocy 

średniej promieniowania pompującego ośrodek nieliniowy, co 

w praktyce polega na odpowiednim doborze wzmocnienie w kaskadzie 

wzmacniaczy. W ten prosty koncepcyjnie sposób można 

zbudować niezawodne, stosunkowo tanie i wykonane całkowicie 

w technologii światłowodowej źródło promieniowania impulsowego 

o dużej mocy średniej (skalowanej liniowo) oraz o bardzo dobrej 

jakości generowanej wiązki. 

Istotnym zagadnieniem związanym z budową generatora 

SC na zakres średniej podczerwieni jest wybór odpowiedniego 

ośrodka nieliniowego. Idealny ośrodek nieliniowy powinien charakteryzować 

się jak największą wartością parametru nieliniowości 

γ proporcjonalnego do współczynnika nieliniowego materiału 

i odwrotnie proporcjonalnego do efektywnego pola modu wiązki 

laserowej propagującej się w tymże ośrodku. Im większa wartość 

parametr nieliniowości, tym krótszy ośrodek nieliniowy potrzebny 

do generacji promieniowania SC. Komercyjnie dostępne jednomodowe 

światłowody krzemionkowe wyróżniają się niewielką 

wartością tego parametru (ok. 1 W -1 km -1 ). Zastosowanie światłowodów 

o strukturze kryształów fotonicznych, cechujących się 

znacznie większą wartością parametru γ, wydaje się tutaj idealnym 

rozwiązaniem. Jednakże, biorąc pod uwagę długofalową 

granicę transmisji promieniowania szkieł krzemionkowych, to 

okazuje się, że światłowody krzemionkowe, nawet fotoniczne, 

pozwalają na transmisję promieniowania tylko do ok. 2,4 µm (co 

wynika z absorpcji molekularnej krzemionki). Dobrym kandydatem 

na ośrodek nieliniowy z zakresu średniej podczerwieni jest 

włókno optyczne wykonane ze szkła fluorocyrkonowego – ZBLAN 

86 

(ZrF 4 

-BaF 2 

-LaF 3 

-AlF 3 

-NaF), którego pasmo transmisji wynosi do 

ok. 200 nm do 4,5 µm lub fluoroindowego o paśmie transmisji do 

ok. 5,5 µm. Włókna te charakteryzują się stosunkowo dojrzałą 

technologią wytwarzania oraz niewielkimi stratami, co oznacza 

możliwość transmisji promieniowania o stosunkowo dużych mocach. 

Poza włóknami ze szkła fluorkowego, dobrymi kandydatami 

na generatory SC średniej podczerwieni są włókna ze szkła chalkogenidowego 

gwarantujące zakres transmisji znacznie powyżej 

6 µm. Jak dotychczas technologia wytwarzania włókien optycznych 

na bazie tych szkieł jest niedoskonała i wymaga poprawy. 

Praktyczna realizacja światłowodowego 

generatora supercontinuum na zakres 

średniej podczerwieni 

Opracowany generator SC składał się ze źródła promieniowania 

pompującego oraz światłowodowego toru do generacji promieniowania 

SC. Źródło pompujące stanowił impulsowy układ laserowy 

o konfiguracji MOPA z półprzewodnikowym generatorem 

impulsów promieniowania o długości fali 1550 nm wzmacnianych 

w kaskadzie wzmacniaczy światłowodowych. Schemat układu 

przedstawiony został na rys. 1. 

Rys. 1. Schemat światłowodowego generatora supercontinuum. 

OI – izolator optyczny, EDF – jednomodowy światłowód domieszkowany 

jonami erbu, BPF – filtr pasmowo-przepustowy, TC – sprzęgacz 

monitorujący, WDM – sprzęgacz telekomunikacyjny 980 nm/1550 nm, 

LD – dioda laserowa, EYDF – jednomodowy światłowód dwupłaszczowy 

domieszkowany jonami erbu i iterbu, PCS – tłumik promieniowania 

pompy propagującego się w płaszczu śwaitłowodu dwupłaszczowego, 

SMF – konwencjonalny krzemionkowy światłowód jednomodowy, 

ZBLAN – światłowód fluorocyrkonowy, L1, L2 – soczewki 

Fig. 1. Setup of fiber supercontinuum generator. OI – optical isolator, 

EDF – erbium-doped single-mode fiber, BPF – band-pass filter, 

TC – tap coupler, WDM – 980 nm/1550 nm wavelength division multiplexer, 

LD – laser diode, EYDF – erbium-ytterbium codoped double-clad singlemode 

fiber, PCS – power cladding stripper, SMF – conventional silica 

single-mode fiber, ZBLAN – fluorozirconium fiber, L1, L2 – lenses 


Jako źródło impulsów użyto lasera DFB generującego promieniowanie 

o długości fali 1550,12 nm i szerokości widmowej 

0,4 nm (mierzonej na poziomie –20 dB od maksimum widma 

emisji). Po integracji lasera z autorskim elektronicznym układem 

zasilania i sterowania umożliwiał on generację ciągu impulsów 

promieniowania o czasie od 400 ps do 7 ns przy częstotliwości 

pracy od 200 kHz do 2 MHz, regulowanych niezależnie względem 

siebie. W eksperymencie częstotliwość pracy ustawiona była na 

200 kHz, zaś czas trwania impulsu wynosił 1 ns. Dla takiego reżimu 

pracy laser generował moc średnią 3 µW, co odpowiadało 

energii impulsu 15 pJ i przy założeniu gausowskiego kształtu impulsu, 

mocy szczytowej – 14,1 mW. 

Pierwszy przedwzmacniacz zbudowany był na bazie komercyjnie 

dostępnego jednopłaszczowego światłowodu domieszkowanego 

jonami erbu (EDF) o średnicy rdzenia 4 µm i długości 

1,5 m, pompowanego współbieżnie promieniowaniem diody laserowej 

(LD) generującej maksymalnie 600 mW mocy ciągłej na 

długości fali 976,3 nm. W celu filtracji sygnału użytecznego na 

wyjściu przedwzmacniacza zastosowano światłowodowy filtr pasmowo-przepustowy 

(BPF) o paśmie 100 GHz. Wspawany izolator 

optyczny (OI) gwarantował izolację lasera DFB przed promieniowaniem 

wstecznym na poziomie 32 dB. 

W drugim przedwzmacniaczu zastosowano również jednomodowy 

światłowód erbowy (EDF) o parametrach takich samych 

jak w powyższym przypadku i długości 1,3 m. Włókno aktywne 

pompowane było obustronnie promieniowaniem diod laserowych 

o maksymalnej mocy 600 mW każda pracujących na długości 

fali 976,3 nm. Promieniowanie wprowadzane było do światłowodu 

EDF za pomocą dwóch sprzęgaczy WDM. Na wyjściu układu 

zastosowano izolator optyczny, filtr pasmowo-przepustowy oraz 

sprzęgacz monitorujący pozwalający na podgląd parametrów 

wzmacnianego promieniowania. 

Po dwóch przedwzmacniaczach, dla częstotliwości 200 kHz 

i impulsów o czasie trwania 1 ns, uzyskano 115 mW mocy średniej, 

co odpowiadało energii impulsu 574 nJ i mocy szczytowej 

540 W. Wzmocnienie sygnału wynosiło 45,8 dB. 

Do budowy wzmacniacza mocy użyto jednomodowego 

światłowodu dwupłaszczowego domieszkowanego jonami erbu 

i iterbu (EYDF) o długości 2.4 m. Średnica rdzenia/płaszcza 

światłowodu aktywnego wynosiła 6,5 μm/125 μm przy aperturze 

numerycznej (NA) odpowiednio 0,19/0,45. Światłowód 

ten pompowany był promieniowaniem o długości fali 976 nm 

i maksymalnej mocy ciągłej 11 W, generowanym przez diodę 

laserową wyposażoną w światłowód wielomodowy o średnicy 

rdzenia 105 μm. Promieniowanie to wprowadzane było do włókna 

aktywnego za pomocą sprzęgacza mocy (2×1)+1 z wbudowanym 

torem sygnałowym. Z uwagi na fakt, że światłowód 

EYDF pompowany był przeciwbieżnie i nie całe promieniowanie 

pompujące zostało zaabsorbowane przez domieszkę aktywną, 

na wejściu wzmacniacza mocy zastosowano światłowodowy 

tłumik promieniowania propagującego się w płaszczu włókna 

dwupłaszczowego. Gwarantował on tłumienie tego promieniowania 

na poziomie 12 dB przy stratach wtrąceniowych 0,3 dB. 

Dla mocy promieniowania pompy wprowadzonego do włókna 

aktywnego wynoszącej 9,14 W układ generował wiązkę laserową 

o mocy średniej 2,1 W i o bardzo dobrej jakości – parametr 

M 2 wynosił

Rys. 4. Widmo promieniowania SC generowanego ze światłowodu 

ZBLAN 

Fig. 4. Spectrum of the SC coming out of the ZBLAN fiber 

W układzie przedstawionym na rys. 1 uzyskano generację 

promieniowania SC o maksymalnej wyjściowej mocy średniej 

(w całym detekowanym paśmie widmowym) na poziomie 0,85 

W (rys. 2). W paśmie widmowym powyżej 1650 nm zawarte było 

0,51 W, co stanowiło 59% całkowitej mocy wyjściowej. Dla fal 

dłuższych niż 2,4 µm wyjściowa moc średnia wynosiła 106 mW 

(12,5% całkowitej mocy wyjściowej). 

W zaproponowanym rozwiązaniu układowym promieniowanie 

SC generowane jest w dwóch fazach. W pierwszym kroku 

promieniowanie emitowane przez laser półprzewodnikowy 

i wzmocnione w kaskadzie wzmacniaczy światłowodowych jest 

poszerzane w dziedzinie częstotliwości (głównie w kierunku 

fal dłuższych) w krótkim odcinku jednomodowego światłowodu 

pasywnego SMF-28, co przedstawione zostało na rys. 3. 

Ponieważ światłowód SMF jest pompowany promieniowaniem 

o długości fali odpowiadającej anomalnej części jego charakterystyki 

dyspersyjnej, to niestabilność modulacji interpretowana 

jako mieszanie czterofalowe (fali pompującej o częstotliwości 

ω 0 

=1550 nm i 2 fal ω =ω +Δω i ω =2ω -ω ) zachodzące w fazie 

1 0 2 0 1 

z samomodulacją fazy powoduje generowanie wstęg bocznych 

oddalonych od maksimum piku emisji o Δω≈25 nm. Impuls 

pompujący ulega podziałowi w dziedzinie czasu na kilka ultrakrótlich 

impulsów, które następnie formują się w solitony doznające 

przesunięcia, na skutek rozpraszanie Ramana w kierunku 

fal dłuższych [11]. W kolejnej fazie promieniowanie jest poszerzane 

dalej w kierunku fal dłuższych w światłowodzie ZBLAN. 

Warto tu podkreślić fakt, że zero dyspersji (ZDW) dla zastosowanego 

światłowodu fluorkowego przypadało na długość 

fali 1,55 µm, co oznacza, że przeważająca część sygnału za 

światłowodem SMF (rys. 3) odpowiadała dyspersji anomalnej 

światłowodu ZBLAN. W rezultacie promieniowanie SC jest poszerzane 

głównie w kierunku średniej podczerwieni. Jednakże, 

w momencie, gdy propagujące sie w światłowodzie fluorkowym 

solitony zaczynają spektralnie pokrywać się z długościami fal 

leżącymi w zakresie dyspersji normalnej materiału (przy założeniu 

spełnienia warunków fazowych dla mieszania czterofalowego), 

następuje transfer energii promieniowania do fal krótszych 

(leżących poniżej długości fali odpowiadającej zerowej 

dyspersji) [11]. Proces ten jest ściśle zależny od przesunięcia 

długości fali propagujących się solitonów w stosunku do ZDW 

materiału nieliniowego. W opracowany układzie tylko niewielka 

część promieniowania pompującego światłowód ZBLAN odpowiada 

dyspersji normalnej i biorąc pod uwagę fakt, że moc 

średnia promieniowania wprowadzanego do włókna nie jest 

wysoka, to w konsekwencji energia (moc szczytowa) propagujących 

się solitonów nie jest wystarczająca do generacji silnego 

sygnału w kierunku fal krótszych z dużą sprawnością. 

88 

Na rysunku 4 przedstawiono przykładowe widmo promieniowania 

SC generowanego ze światłowodu ZBLAN dla dostępnej 

mocy promieniowania pompującego układ MOPA. Widmo to, 

z charakterystycznym pikiem na długości fali pompy 1550 nm, 

rozciąga się od ok. 900…3200 nm. Płaskość widma na poziomie 

10 dB jest utrzymywana w przedziale 1600…2900 nm. Jak można 

zauważyć moc wyjściowa jest dystrybuowana głównie w kierunku 

średniej podczerwieni, nie mniej jednak w części krótkofalowej 

widma 900…1400 nm rejestrowany był niewielki sygnał, którego 

maksimum leżało ok. 30 dB poniżej amplitudy sygnału w okolicy 

2400 nm. Widmo to było również bardzo stabilne w czasie – z wahaniem 

amplitudy poniżej 5%. 

Podsumowanie 

W artykule zaprezentowany został światłowodowy generator 

supercontinuum generujący 0,85 W wyjściowej mocy średniej 

w paśmie widmowym ~900…3200 nm, z czego 106 mW 

(tj. 12,5% całkowitej mocy wyjściowej) odpowiadało falom dłuższym 

niż 2,4 µm. Widmo promieniowania wyjściowego cechowało 

się 10 dB płaskością dla zakresu fal 1600...2900 nm. Zarówno 

wyjściowa moc średnia jak i szerokość generowanego 

widma może być dalej skalowana, co będzie przedmiotem naszych 

dalszych prac badawczych. Zaprezentowany układ już na 

obecnym etapie konstrukcji może znaleźć liczne aplikacje praktyczne 

opisane na wstępie. 

Autorzy składają podziękowanie Janowi Karczewskiemu za 

ogromną pomoc przy budowie układów elektronicznych zastosowanych 

w opracowanym układzie oraz prof. Waldemarowi 

Żendzianowi za cenne uwagi. 

Praca realizowana w ramach Projektu LIDER (Lider 04/198/L- 

1/09/NCBiR/2010) finansowanego przez Narodowe Centrum Badań 

i Rozwoju 

Literatura 

[1] Abeeluck A.K., C. Headley: Continuous-wave pumping in the 

anomalous- and normal-dispersion regimes of nonlinear fibers 

for supercontinuum generation; Opt. Lett. 30, 61–63, 2005. 

[2] Moon S., D.Y. Kim: Generation of octave-spanning supercontinuum 

with 1550 nm amplified diode-laser pulses and a dispersion-shifted 

fiber; Opt. Express 14, 270–278, 2006. 

[3] Travers J.C., A.B. Rulkov, B.A. Cumberland, S.V. Popov, J.R. 

Taylor: Visible supercontinuum generation in photonic crystal fibers 

with a 400W continuous wave fiber laser; Opt. Express 16, 

14435–14447, 2008. 

[4] Cumberland B.A., J.C. Travers, S.V. Popov, J.R. Taylor: 29 

W High power CW supercontinuum source; Opt. Express 16, 

5954, 2008. 

[5] Chen Z., A.J. Taylor, A. Efimov: Coherent mid-infrared broadband 

continuum generation in non-uniform ZBLAN fiber taper; 

Opt. Express 17, 5852–5860, 2009. 

[6] Agger C., C. Petersen, S. Dupont, H. Steffensen, J.K. Lyngso, 

C.L. Thomsen, J. Thogersen, S.R. Keiding, and O. Bang: Supercontinuum 

generation in ZBLAN fibers – detailed comparison 

between measurement and simulation; J. Opt. Soc. Am. B 29, 

635–645, 2012. 

[7] Gattass R.R., L.B Shaw, V.Q. Nguyen, P.C. Pureza, I.D. Aggarwal, 

J.S. Sanghera: All-fiber chalcogenide-based mid-infrared 

supercontinuum source; Opt. Fiber Technol. 18, 345–348, 2012. 

[8] Xia Ch., M. Kumar, M.-Y. Cheng, R.S. Hegde, M.N. Islam, A. 

Galvanauskas, H.G. Winful, F.L. Terry Jr.: Power scalable midinfrared 

supercontinuumgeneration in ZBLAN fluoride fibers 

with up to 1.3 watts time-averaged power; Opt. Express 15, 

865–871, 2007. 

[9] Paluszkiewicz C., W.M. Kwiatek, A. Banas, A. Kisiel, A. Marcelli, 

A. Piccinini: SR-FTIR spectroscopic preliminary findings of noncancerous, 

cancerous, and hyperplastic human prostate tissues; 

Vib. Spectrosc. 43, 237–242, 2007. 

[10] Anderson R.R., et al.: Selective photothermolysis of lipid-rich 

tissues: A free electron laser study; Lasers Surg. Med. 38, 

913–919, 2006. 

[11] Agrawal G.P.: Nonlinear Fiber Optics, 4th edition; Academic 

Press, New York (2006). 


System pomiarowy do dynamicznej spektroskopii widma 

emisyjnego plazmy TR-OES do diagnostyki plazmy 

wyładowania jarzeniowego w układzie magnetronowym 

zasilanym impulsowo 

dr inż. Artur Wiatrowski, adiunkt 

Politechnika Wrocławska, Wydział Elektroniki Mikrosystemów i Fotoniki 

Stale rosnące wymagania stawiane cienkim warstwom nanoszonym 

przy obniżonym ciśnieniu, a stosowanym m.in. w medycynie, 

mikroelektronice, magnetycznych i optycznych nośnikach 

danych, są motorem poszukiwań nowych sposobów ich wytwarzania. 

Celem poszukiwań są między innymi: 1) zwiększenie 

wydajności otrzymywania (poszukiwane są wysoce efektywne 

procesy rozpylania), 2) zwiększenie czystości warstw (wskazana 

eliminacja gazowej atmosfery roboczej procesów) oraz 3) możliwość 

wpływania na właściwości warstw przez zmianę parametrów 

technologicznych procesów nanoszenia – np. parametry sygnału 

elektrycznego pobudzającego wyrzutnię. W wypadku procesów 

rozpylania stałoprądowego jest to tylko wartość energii dostarczanej 

do źródła. Duże nadzieje wiązane są z metodami PVD 

(ang. Physical Vapor Deposition) wykorzystującymi impulsowe 

zasilanie źródła osadzanego materiału, w tym z metodą impulsowego 

rozpylania magnetronowego. Rozpylanie magnetronowe 

to obecnie jedna z najszerzej stosowanych metod otrzymywania 

cienkich warstw. Na jej atrakcyjność wpływa możliwość nanoszenia 

warstw na podłoża o dużych powierzchniach i szeroki zakres 

zmienności parametrów podczas procesów osadzania. Impulsowe 

odmiany tej metody np. HIPIMS (ang. High Power Impulse 

Magnetron Sputtering) [1–4], czy też metoda Impulsowego Magnetronowego 

Autorozpylania (ang. Pulsed Self-Sustained Magnetron 

Sputtering) [5, 6] otwierają nowe możliwości technologiczne 

pokazując, że rozwój technologii otrzymywania cienkich warstw 

za pomocą magnetronu jest kontynuowany. 

Charakterystyczną cechą procesów rozpylania impulsowego 

jest fakt, iż w czasie trwania każdego impulsu zasilającego wyrzutnię 

magnetronową (t ON 

) występuje faza inicjowania wyładowania 

(napięcie anoda-katoda rzędu pojedynczych kV), po czym 

ma miejsce faza właściwego rozpylania (wymagana stabilizacja/ 

ograniczanie prądu katody). Natomiast w czasie każdego wyłączenia 

impulsu zasilającego (t OFF 

) występuje faza wygaszania 

wyładowania – zanik plazmy wyładowania jarzeniowego (rys. 1). 

W czasie t OFF 

napięcie anoda-katoda może być ustalone jako zerowe 

(procesy rozpylania niereaktywnego) lub o przeciwnej po- 

laryzacji niż w czasie t ON 

, tzw. impuls depolaryzacyjny (procesy 

reaktywnego nanoszenia warstw dielektrycznych). W procesach 

niereaktywnego rozpylania impulsowego, stosowane są różne 

częstotliwości przebiegu zasilającego magnetron 1/(t ON 

+t OFF 

) 

oraz skorelowane z nimi różne czasy trwania impulsu rozpylającego 

(t ON 

): 1 kHz, 200 μs; 10 kHz, 20 μs [10]; 50 Hz, 50÷100 μs 

[11]; 500 Hz, 50÷150 μs; 60 kHz, 15 µs [5]. Najczęściej stosowane 

czasy trwania impulsów zasilających zawierają się w przedziale 

50÷200 μs, przy częstotliwości ich powtarzania do ok. 

500 Hz [12]. W zależności od tzw. współczynnika wypełnienia 

przebiegu zasilającego wyrzutnię magnetronową δ = t ON 

/(t ON 

+ 

t OFF 

) chwilowe wartości napięcia anoda-katoda i prądu katody 

wyrzutni magnetronowej, a określające chwilową gęstość mocy 

wydzielanej w targecie (źródle rozpylanego materiału), przyjmują 

wartości wielokrotnie większe niż wartości średnie tych parametrów 

[7]. Przy zachowaniu gęstości mocy targetu na poziomie 

typowych standardowych procesów rozpylania magnetronowego 

∼1÷50 W/cm 2 chwilowe gęstości mocy targetu podczas procesów 

HIPIMS są bardzo wysokie ∼0,7÷3 kW/cm 2 [7, 10]. 

Napięcie i prąd wyrzutni magnetronowej (oraz ich iloczyn określający 

chwilową moc wyładowania) należą do grupy czynników 

determinujących parametry energetyczne wyładowania – decydują 

m.in. o koncentracji i temperaturze cząstek oraz składzie 

plazmy wyładowania. W odróżnieniu od wyładowań małej mocy, 

dla dużych gęstości mocy targetu (nawet jeśli są to wartości chwilowe) 

istotną rolę w plazmie wyładowania mogą odgrywać jony 

rozpylanego materiału: 1) mogą brać czynny udział w trawieniu 

targetu, a nawet być czynnikiem podtrzymującym wyładowanie 

po odcięciu dopływu gazu roboczego – procesy magnetronowego 

autorozpylania [6, 7, 8], 2) mogą wpływać na energie cząstek 

plazmy, tzw. zjawisko chłodzenia plazmy [9]. W odniesieniu do 

pierwszego zagadnienia dane w literaturze przedmiotu rozpylania 

impulsowego pokazują 25…35% spadek szybkości nanoszenia 

warstw (w odniesieniu do szybkości uzyskiwanej przy 

zasilaniu DC tą samą mocą średnią) na skutek różnicy wartości 

współczynników rozpylania Y Me/Ar+ 

(metalu jednokrotnymi jonami 

Rys. 1. Przykładowe oscylogramy napięcia i prądu wyrzutni magnetronowej WMK-50 zasilanej z zasilacza DORA MF podczas rozpylania 

miedzi 

Fig. 1. Sample oscillograms of voltage and current of the WMK-50 magnetron source driven by DORA MF power supply during sputtering of 

copper 


argonu) oraz Y Me/Me+ 

(metalu jednokrotnymi jonami tego metalu) 

[13]. W odniesieniu do drugiego zagadnienia należy podkreślić, 

iż procesy rozpylania impulsowego typu HIPIMS (o średniej 

mocy targetu na poziomie standardowych procesów rozpylania 

stałoprądowego) umożliwiają uzyskanie stopnia jonizacji rozpylonego 

materiału, jak również udziału jonów rozpylanego metalu 

w procesie trawienia powierzchni targetu równie znacznych jak 

w wypadku stałoprądowych procesów rozpylania magnetronowego 

z bardzo dużą mocą targetu [7, 10]. Przykładowe dane literaturowe 

na temat stopnia jonizacji materiału przy podłożu mówią 

o wartościach: 70% [14], 80–95% [10] dla miedzi, 90% [11] dla 

tytanu oraz 9,5 i 4,5% odpowiednio dla aluminium i węgla [15]. 

Charakteryzacja procesów impulsowego rozpylania magnetronowego 

pod kątem poszukiwań korelacji między właściwościami 

nanoszonych warstw, a parametrami technologicznymi procesów 

wiąże się z koniecznością pomiarów chwilowych wartości parametrów 

plazmy wyładowania jarzeniowego w układzie magnetronowym, 

tj. pomiarów wykonywanych z okresem próbkowania 

dużo krótszym niż czas trwania pojedynczego impulsu rozpylającego 

(t ON 

∼µs). Przyczyną tego jest fakt, iż średnie wartości parametrów 

plazmy wyładowania mogą być dalece różne od wartości 

chwilowych. Ponadto średnie wartości parametrów wyładowania 

nie niosą informacji o jego dynamice wynikającej z cyklicznie występujących 

faz inicjowania i wygaszania (rys. 1). 

Jednym z narzędzi diagnostyki plazmy wyładowania jarzeniowego 

w układzie magnetronowym pozwalającym na szacowanie 

wartości koncentracji (n e 

) i temperatury (T e 

) elektronów jest metoda 

sondy Langmuira. W odniesieniu do procesów o bardzo dużych 

mocach wyładowania (należą do nich procesy impulsowego rozpylania 

magnetronowego) stosowanie tej metody jest ograniczone 

z uwagi na błędy pomiaru składowej elektronowej prądu sondy, 

wynikające z faktu rozgrzewania grotu sondy i wstrzykiwania do 

badanego obszaru plazmy emitowanych z niej termoelektronów. 

Metodą pozwalającą ominąć niedogodności metody sond Langmuira 

w wyładowaniach dużej mocy jest szacowanie koncentracji 

(n e 

) i temperatury (T e 

) elektronów na podstawie parametrów widma 

emisyjnego plazmy (ang. Optical Emission Spectroscopy, OES), 

aczkolwiek obłożone jest to licznymi ograniczeniami i skomplikowanym 

aparatem matematycznym dotyczącym zagadnień spektralnej 

analizy atomowej [16]. Szacowanie chwilowych wartości 

n e 

, T e 

oraz dynamiki zmian wartości tych parametrów (w trakcie 

trwania pojedynczego impulsu zasilającego) umożliwia dynamiczna 

odmiana tej metody tj. Time-Resolved Optical Emission Spectroscopy, 

TR-OES [18]. Metoda ta pozwala również (na podstawie 

obserwacji zmian natężeń linii emisyjnych) na ocenę składu plazmy, 

tj. udziału atomów i jonów rozpylanego materiału w odniesieniu 

do udziału atomów i jonów gazu roboczego [17]. 

W odniesieniu do procesów rozpylania impulsowego np. przy 

użyciu zasilaczy firmy DORA, gdzie moc dostarczana do magnetronu 

regulowana jest przez liczbę impulsów w grupie (modulacja 

DMP, ang. Pulse Density Modulation) [19], średnie wartości natężeń 

linii emisyjnych obserwowane przy użyciu systemu OES są 

znacznie niższe niż faktycznie występujące, tzn. mierzone tylko 

w czasie trwania grupy impulsów zasilających wyrzutnię (rys. 1). 

Wynik pomiaru systemem OES jest bowiem wartością średnią 

emisji rejestrowanej w czasie występowania impulsów zasilających 

i emisji zerowej, która ma miejsce w czasie między grupami 

impulsów zasilających (rys. 1). W celu wykonania poprawnej analizy 

(szacowania parametrów plazmy w poszczególnych fazach 

impulsu zasilającego) należy posłużyć się systemem TR-OES 

pozwalającym rejestrować dynamiczne zmiany natężeń linii emisyjnych 

z odpowiednio dużą rozdzielczością czasową, tj. z okresem 

próbkowania dużo krótszym niż czas trwania pojedynczego 

impulsu zasilającego źródło wytwarzające badaną plazmę. 

Założenia 

Podjęto próbę budowy systemu pomiarowego TR-OES bazując 

na monochromatorze M250 produkowanym przez krajowego producenta 

OPTEL Opole. Monochromator M250 pracuje w układzie 

90 

Czerny-Turner’a (ogniskowa 250 mm, rozdzielczość 0,5 nm) i wyposażony 

jest w fotopowielacz Hamamatsu R928 jako detektor 

promieniowania. Fotopowielacz umieszczony jest w gnieździe 

E717-21 zawierającym obwody polaryzacji dynod dla pracy impulsowej 

[21]. Z założenia budowa systemu TR-OES była prowadzona 

pod kątem możliwości badania wyładowań impulsowych 

wytwarzanych za pomocą zasilaczy MF i pulsed-DC jakimi dysponuje 

Laboratorium Technologii Próżniowych i Plazmowych Wydziału 

Elektroniki Mikrosystemów i Fotoniki PWr. Zasilacze MF 

(firmy DORA) pobudzają magnetron impulsami o częstotliwości 

z przedziału 90…120 kHz (czas trwania pojedynczego impulsu 

to ≈11,1÷8,3 µs), przebieg prądu wyładowania jest sinusoidalny 

(rys. 1). Zasilacz pulsed-DC daje możliwość pobudzania magnetronu 

sygnałem o płynnie regulowanej częstotliwości z przedziału 

10…100 kHz (przy wartości współczynnika wypełnienia powyżej 

60%), napięciowy sygnał pobudzający magnetron jest przebiegiem 

prostokątnym. Minimalny czas trwania impulsu sygnału pulsed-DC 

to około 6 µs. 

Założono, że dla poprawnego obrazowania dynamiki zmian natężenia 

wybranej linii spektralnej w czasie trwania jednego impulsu 

zasilającego magnetron system TR-OES powinien charakteryzować 

się rozdzielczością czasową nie gorszą niż 0,1 czasu trwania 

impulsu o minimalnej długości, czyli około 0,6 µs. W odniesieniu 

do przebiegu sinusoidalnego dało by to częstotliwość graniczną 

(-3 dB) toru wzmacniacza sygnału z detektora około 2 MHz. W odniesieniu 

do sygnału pulsed-DC (zakładając, że częstotliwość graniczna 

powinna być taka, aby móc rejestrować około 10 harmonicznych) 

dałoby to około 20 MHz. Przy zaproponowanej zasadzie 

działania (pkt. 3) bardziej wskazane jest jednak posługiwanie się 

odwrotnością tej częstotliwości i podkreślenie, że tor sygnałowy 

nie powinien wprowadzać poszerzenia wyjściowych impulsów 

prądowych fotopowielacza o więcej niż wymagana rozdzielczość 

czasowa projektowanego systemu, a więc około 50 ns. Parametry 

dynamiczne zastosowanego w M250 fotopowielacza R928 (dla 

napięć zasilających z przedziału 800..1250 V) nie będą tu czynnikiem 

ograniczającym, ponieważ czas narostu prądu anody jest 

mniejszy niż 3 ns; a czas przelotu elektronów mniejszy niż 25 ns 

(statystyczny rozkład czasu przelotu to 1,2 ns) [20]. 

Budowa systemu TR-OES 

Niski poziom sygnału optycznego kierowany do fotopowielacza 

(za pomocą monochromatora selekcjonuje się wąski przedział 

długości fali ∆λ) skutkuje tym, że prąd wyjściowy fotopowielacza, 

rejestrowany przez wzmacniacz o małej pojemności wejściowej, 

jest ciągiem impulsów SER (ang. Single Electron Response) [21]. 

Rejestrowana liczba impulsów prądu wyjściowego fotopowielacza 

jest wówczas proporcjonalna do natężenia sygnału optycznego. 

Zaproponowano ideę działania systemu pomiarowego TR-OES, 

którą można nazwać „analogowym zliczaniem fotonów”, przy 

czym zliczanie to odbywa się dzięki rozbudowanym możliwościom 

akwizycji sygnałów jakie oferują współczesne oscyloskopy 

cyfrowe – w szczególności chodzi tu o możliwość cyfrowego 

uśredniania dużej liczby rejestrowanych przebiegów [22]. 

Zaproponowane rozwiązanie „analogowego zliczania fotonów” 

bazuje na spostrzeżeniu, iż dla ustalonej długości fali badanego 

promieniowania, statystycznie rzecz biorąc, prądowe impulsy 

wyjściowe fotopowielacza mają taki sam kształt, a ich liczba występująca 

w jednostce czasu zależna jest od natężenia badanego 

promieniowania. Zakładając, że wzmacniacz transimpedancyjny 

współpracujący z fotopowielaczem nie wprowadzi znacznego 

poszerzenia tych impulsów to wyznaczając średnią z wielu (kilkudziesięciu 

– kilkuset) oscylogramów sygnału wyjściowego 

wzmacniacza transimpedancyjnego rejestrowanych synchronicznie 

z pracą źródła badanego promieniowania otrzymamy wynikowy 

oscylogram reprezentujący zmienność natężenia badanego 

promieniowania w czasie [22]. 

Klasyczna metoda zliczania fotonów z zastosowaniem wyspecjalizowanego 

dyskryminatora okienkowego, umożliwia wyeliminowanie 

niepożądanych impulsów związanych z prądem ciem- 


nym fotopowielacza i obecnością promieniowania kosmicznego. 

Wynik zliczenia nie zależy silnie od statystycznych zmian parametrów 

fotopowielacza (powodujących zmiany kształtu impulsów 

prądu anody). W zaproponowanym rozwiązaniu „analogowego 

zliczania fotonów” z definicji występował będzie pewien poziom 

szumów związany z uwzględnianiem w wyniku impulsów prądu 

ciemnego, impulsów wywoływanych przez promieniowanie kosmiczne 

oraz cechą charakterystyczną fotopowielacza jaką jest 

statystyczna zmiana jego parametrów w czasie pracy [21]. Próbą 

minimalizacji wpływu tych efektów może być wydłużenie czasu 

analizy (dokonanie obliczeń uśredniających na większej liczbie 

danych). Ograniczeniem stosowalności tego podejścia jest jednak 

stabilność częstotliwości i kształtu impulsów pobudzających magnetron. 

Drugim czynnikiem wpływającym na poziom szumów występujący 

w wynikowym sygnale TR-OES są zakłócenia. W związku 

z tym podkreślenia wymaga w tym miejscu fakt, iż w systemie 

TR-OES dokonuje się pomiaru prądu fotodetektora o niewielkim 

natężeniu (poniżej 1 µA) za pośrednictwem toru wzmacniającego 

o szerokim paśmie i dużym wzmocnieniu (10 4 ÷10 6 V/A). Cały 

system pomiarowy znajduje się w niewielkiej odległości od impulsowego 

zasilacza dużej mocy, co skutkuje obecnością silnych pól 

zakłócających – elektrycznego i magnetycznego [23]. Niezmiernie 

istotne jest zatem skuteczne ekranowanie układu pomiarowego 

(ograniczenie indukowanych sygnałów zakłócających) oraz 

wyeliminowanie elektrycznego połączenia systemu pomiarowego 

z układem zasilacz-wyrzutnia magnetronowa (ograniczenie przewodzonych 

sygnałów zakłócających) [23]. 

Na rysunku 2 przedstawiono schemat zbudowanego systemu 

TR-OES [22]. Badaniom podlega plazma wyładowania jarzeniowego 

wytwarzanego przez układ magnetronowy (1). Zasilacz 

magnetronu (2) dostarcza energii do wyładowania oraz jest źródłem 

sygnału synchronizującego pracę systemu pomiarowego 

(zasilacz MF firmy DORA wyposażony został w układ wysyłający 

sygnał optyczny o przebiegu prostokątnym i wypełnieniu 50%, 

odpowiadający sygnałowi wyjściowemu zasilacza). Sonda do 

pomiaru prądu magnetronu (3) dokonuje konwersji zmierzonego 

sygnału prądowego na proporcjonalny do niego strumień światła. 

Sygnały optyczne: synchronizujący i pomiaru prądu magnetronu 

są konwertowane na sygnały elektryczne w specjalnie do tego 

zaprojektowanych konwerterach (4). Wyjściowy sygnał prądowy 

fotopowielacza jest konwertowany do postaci napięciowej oraz 

wzmacniany we wzmacniaczu o regulowanym wzmocnieniu (5). 

Synchroniczna akwizycja danych oraz ich analiza dokonywana 

jest za pomocą oscyloskopu cyfrowego (6) Agilent DSO3062A. 

Do przesyłania sygnałów optycznych zastosowano popularne 

i szeroko dostępne światłowody systemu TOSLINK (ze względu 

na fakt, iż przesyłane sygnały optyczne nie są sygnałami cyfrowymi 

nie zastosowano nadajników i odbiorników systemu TOSLINK, 

a skonstruowano własne układy o charakterystyce liniowej). 

Wzmacniacz trans impedancyjny 

Wzmacniacz sygnału z fotopowielacza składa się z dwóch stopni: 

transimpedancyjnego i napięciowego o regulowanym wzmocnieniu. 

W wejściowym stopniu transimpedancyjnym ustalono wzmocnienie 

10 3 V/A, natomiast w stopniu napięciowym odpowiednio 10, 

100 i 1000 V/V. Uzyskano tym samym wynikowe zakresy wzmocnienia 

k = 10 3 , 10 4 , 10 5 V/A. Zastosowane wzmacniacze operacyjne 

dobrano pod kątem stabilności, odpowiedzi na przesterowanie, 

pola wzmocnienia, możliwie małych szumów i niewielkich 

prądów polaryzacji wejść [24]. Wzmacniacz zintegrowano z obudową 

mocującą fotopowielacz w monochromatorze M250 i filtrami 

(R-C, L-C) ograniczającymi przenikanie sygnałów zakłócających 

do obwodów wysokiego napięcia polaryzującego fotopowielacz 

(rys. 3a). Całość ekranowano od elektrycznych i magnetycznych 

pól zakłócających [23]. Wzmacniacz wyposażono w przełączane 

filtry dolnoprzepustowe pozwalające ograniczyć pasmo 10 lub 

1 MHz. Charakterystyki częstotliwościowe dla poszczególnych 

zakresów wzmocnienia całkowitego przedstawiono na rys. 3b. 

Zakresy 10 4 i 10 5 V/A charakteryzuje częstotliwość graniczna powyżej 

25 MHz (maksymalna częstotliwość wyjściowa generatora 

sygnału zastosowanego podczas pomiarów), z lekkim podbiciem 

wynikającym z niepełnego skompensowania wpływu pojemności 

obciążenia wzmacniaczy operacyjnych. Zakres pomiarowy 10 6 

V/A charakteryzuje częstotliwość graniczna około 4 MHz. Czas 

propagacji sygnału przez wzmacniacz to około 10 ns. 

a) 

b) 

Rys. 2. Schemat systemu TR-OES. Elementy składowe: 1) komora 

próżniowa, 2) MPS – zasilacz magnetronu, 3) sonda do pomiaru prądu 

magnetronu, 4) konwertery sygnału optycznego na elektryczny, 5) 

monochromator z detektorem i wzmacniaczem, 6) DSO – oscyloskop 

cyfrowy 

Fig. 2. The TR-OES system diagram. Components: 1) vacuum chamber, 

2) MPS – magnetron power supply, 3) magnetron current probe, 

4) converters of optical to electrical signals, 5) monochromator with 

detector and amplifier, 6) DSO – digital storage oscilloscope 

Rys. 3. Wzmacniacz do fotopowielacza: a) widok urządzenia, b) charakterystyki 

częstotliwościowe trzech zakresów wzmocnienia k 

Fig. 3. The PMT amplifier: a) photo of the unit, b) frequency response 

of three gain (k) ranges 


Sonda prądowa z wyjściem optycznym 

Sonda jak na rysunku 4 wyposażona jest w rezystor pomiarowy 

o wartości 55 mΩ, maksymalna wartość mierzonego prądu 

to 20 A RMS 

. Sygnał wyjściowy sondy to strumień światła o natężeniu 

proporcjonalnym do mierzonego prądu. Sygnał z rezystora 

pomiarowego kierowany jest do przesuwnika poziomu [24] dodającego 

do tego sygnału stabilizowaną wartość stałą. Zabieg 

ten zastosowano w celu zapewnienia możliwości pomiaru prądu 

przemiennego. Sygnał z przesuwnika kierowany jest następnie 

do przetwornika U-I [24] sterującego wyjściową diodę LED. Częstotliwość 

graniczna sondy wynosi około 5 MHz. Na rys. 4b pokazano 

oscylogramy prądu magnetronu WMK-50 z katodą aluminiową 

zasilanego z zasilacza MF MSS-14. Przebieg U wy 

to sygnał 

wyjściowy mierzony na wyjściu konwertera sygnału elektrycznego 

na optyczny współpracującego z prezentowaną sondą. Dla czasu 

74 i 90 µs widoczne są zakłócenia przenikające do układu pomiarowego 

od zasilacza MF. W wypadku odłączenia oscyloskopu 

od rezystora pomiarowego (oscyloskop zostaje galwanicznie oddzielony 

od układu zasilacz-magnetron) zakłócenia tego typu nie 

są już rejestrowane. 

a) 

b) 

a) 

b) 

Rys. 4. Sonda prądowa z wyjściem optycznym: a) widok urządzenia, 

b) oscylogramy: UR_pom – sygnał wejściowy, Uwy – napięcie wyjściowe 

z konwertera sygnału optycznego na elektryczny 

Fig. 4. The current probe with optical output: a) photo of the unit, 

b) oscillograms: UR_pom – input signal, Uwy – output signal of the 

optical to electrical converter 

Synchronizacja 

Synchronizacja akwizycji danych za pomocą oscyloskopu z pracą 

zasilacza impulsowego odbywa się za pośrednictwem łącza 

optycznego. Zasilacz magnetronu wyposażony jest w nadajnik 

impulsów świetlnych taktowany sygnałem sterującym tranzystory 

stopnia mocy. Sygnał synchronizujący charakteryzuje 

się prostokątnym przebiegiem zmienności natężenia i wypełnieniem 

50%, odpowiadając fazie sygnału wyjściowego zasilacza. 

Impulsy świetlne przekształcane są w ciąg elektrycznych 

impulsów synchronizujących w zaprojektowanym konwerterze 

optyczno-elektrycznym. Konwerter stosowany w obwodzie syn- 

92 

Rys. 5. Konwertery optyczno-elektryczne: a) widok urządzeń, 

b) oscylogramy: ILED – przebieg prądu nadawczej diody LED, Uwy 

– napięcie wyjściowe konwertera pobudzanego sygnałem optycznym 

z diody nadawczej LED 

Fig. 5. Optical-electrical converters: a) photo of the units, b) oscillograms: 

ILED – current waveform of the transmitter LED, Uwy – output 

signal of the converter stimulated by the optical signal of transmitter 

LED 

chronizacji i konwerter współpracujący jako odbiornik z sondą 

prądu magnetronu (rys. 5a) to zasadniczo ta sama konstrukcja 

– stopień transimpedancyjny z fotodiodą p-i-n plus wtórnik 

napięciowy. Dla osiągnięcia lepszej pracy dynamicznej w konwerterze 

do synchronizacji zastosowano dwukrotnie mniejsze 

wzmocnienie transimpedancyjne, tj. około 10 5 V/A. Na rys. 5b 

pokazano schematycznie przebieg prądu diody LED pobudzającej 

konwerter oraz odpowiedź napięciową tego konwertera na 

strumień światła z diody. 

Pomiary zbudowanego systemu TR-OES 

Na potrzeby testów funkcjonalnych zbudowanego systemu zastosowano 

oświetlacz z diodą LED umożliwiający skierowanie 

do monochromatora strumienia światła o zadanym przebiegu 

zmienności natężenia (sinus, trójkąt, prostokąt). Testy przeprowadzono 

dla napięcia zasilającego fotopowielacz równego 

1 kV, wzmocnienia 10 5 V/A, z widma promieniowania diody LED 

wyselekcjonowano monochromatorem linię 510 nm, a poziom 

sygnału z oświetlacza ustalono tak, aby uzyskać sygnał wyjściowy 

TR-OES na poziomie rejestrowanym systemem OES 

podczas typowych procesów rozpylania. Częstotliwość sygnału 

ustalono na 250 kHz (dwukrotnie większą niż sygnały, jakimi 

będzie pobudzany magnetron). Na rys. 6 pokazano przebieg 

sygnału TR-OES dla kolejno zwiększanej liczby uśrednianych 

przebiegów (parametr AVG) w odniesieniu do prądu diody LED 

oświetlacza. Prąd diody mierzono pośrednio stosując rezystor 

180 Ω. Zaprezentowane oscylogramy pokazują, że zadowalający 

wynik otrzymuje się uśredniając już 64 przebiegi, natomiast 

zwiększenie do 256 uśrednień daje już bardzo dobry 

wynik odtworzenia zmienności badanej linii emisyjnej. 


a) b) 

c) d) 

Rys. 6. Wpływu liczby uśrednień (parametr AVG) na wynik pomiaru TR-OES (Uwy_wzm): a) AVG = 0, b) AVG = 8, c) AVG = 64, d) AVG = 256. 

Linią czerwoną zaznaczono przebieg prądu pobudzającej diody LED – prąd mierzono pośrednio za pomocą rezystora 180 Ω 

Fig. 6. The impact of averages number (AVG parameter) on the TR-OES result (Uwy_wzm). a) AVG = 0, b) AVG = 8, c) AVG = 64, d) AVG = 256. 

The red line indicates the current waveform of the stimulating LED diode – the current was measured indirectly using 180 Ω resistor 

a) b) 

Rys. 7. Ilustracja odwzorowania kształtu sygnałów o częstotliwości 250 kHz: a) trójkątnego, b) prostokątnego (widoczne pół okresu). Uśredniano 

AVG = 256 pomiarów 

Fig. 7. The results of measurements of 250 kHz signals: a) triangular, b) rectangular (visible half-wave). Averaging was done on AVG = 256 

measurements 

Na rysunku 7 przedstawiono wyniki pomiarów dla pobudzenia 

sygnałem trójkątnym (ilustracja liniowości działania systemu) oraz 

prostokątnym (ilustracja odpowiedzi na pobudzenie skokowe). 

Na podstawie pomiaru przedstawionego na rys. 7b określono, że 

czas narostu i opadania zbocza wynikowego sygnału TR-OES to 

odpowiednio około 100 i 300 ns, co jest bardzo dobrym rezultatem 

w stosunku do zakładanych 600 ns. 

Przykładowe pomiary TR-OES 

Na rysunku 8 pokazano wybrane rezultaty pomiarów TR-OES 

plazmy wyładowania jarzeniowego podczas rozpylania miedzi 

za pomocą magnetronu WMK-50. Czas zero to początek grupy 

impulsów z zasilacza MF Dora. Przebiegi zmienności linii Cu + 

oraz Ar + ilustrują zjawisko chłodzenia plazmy. W pierwszej fazie 


Rys. 8. Przykładowe wyniki pomiarów TR-OES dla rozpylania miedzi 

Fig. 8. A sample TR-OES results for the copper target sputtering 

trwania impulsu zasilającego natężenie linii jonów argonu przyjmuje 

wartości maksymalne, po czym wraz z upływem czasu 

trwania impulsu zasilającego ich natężenie maleje. Sytuację odwrotną 

widać w przebiegu zmienności linii jonów miedzi, gdzie 

w początkowej fazie impulsu zasilającego natężenie jest minimalne 

i wzrasta z czasem. Można mówić tu zatem o wypieraniu 

z plazmy atomów gazu roboczego przez atomy rozpylanego materiału. 

Przyczyną tego jest fakt, iż atomy rozpylanego materiału 

(miedzi) mają niższy potencjał jonizacji niż atomy gazu roboczego 

(E j_Cu 

= 7,7 eV; E j_Ar 

= 15,6 eV). Dodatkowo w sytuacji, 

gdy w mechanizmach podtrzymywania wyładowania jony gazu 

roboczego zastępowane są przez jony rozpylanego materiału 

można mówić o występowaniu zjawiska autorozpylania. Widać 

tym samym, że procesy rozpylania impulsowego dużą mocą „w 

impulsie” są diametralnie odmienne od procesów stałoprądowych 

charakteryzowanych przez tę samą moc średnią wyładowania. 

W wypadku procesów impulsowych w trakcie trwania pojedynczego 

impulsu zasilającego następuje dynamiczna zmiana 

warunków technologicznych – w fazie początkowej mamy do 

czynienia z plazmą gazu roboczego, po czym następuje przejście 

do plazmy metalicznej (plazmy, w której istotną rolę odgrywają 

jony rozpylanego metalu). Dokładna analiza rezultatów 

otrzymywanych za pomocą prezentowanego systemu TR-OES 

będzie przedmiotem dalszych prac nad procesami impulsowego 

rozpylania magnetronowego w Laboratorium Technologii Próżniowych 

i Plazmowych Wydziału Elektroniki Mikrosystemów 

i Fotoniki PWr. 

Podsumowanie 

Zaproponowano ideę budowy systemu pomiarowego TR-OES 

bazującą na wielokrotnej akwizycji sygnału z detektora promieniowania 

dokonywanej synchronicznie z pracą źródła emitującego 

to promieniowanie. Opracowany system przetestowano podczas 

przykładowego procesu impulsowego rozpylania miedzi. Dzięki 

galwanicznemu oddzieleniu systemu pomiarowego od układu 

zasilacz-magnetron nie występuje problem zakłócania pracy systemu 

przez zasilacz magnetronu. Otrzymane rezultaty TR-OES 

ilustrują możliwość rejestracji zmian natężenia linii spektralnych 

z rozdzielczością czasową około 0,5 µs. 

94 

Badania były finansowane częściowo przez Unię Europejską 

w ramach Europejskiego Funduszu Społecznego oraz w ramach 

zlecenia statutowego ze środków MNiSW. 

Literatura 

[1] Kouznetsov V., K. Macak, J.M. Schneider, U. Helmersson, I. Petrov: 

A novel pulsed magnetron sputter technique utilizing very high target 

power densities, Surface and Coatings Technology, 122, (1999), 

s. 290–293. 

[2] A.P. Ehiasarian, R. New, W.D. Munz, L. Hultman, U. Helmersson, V. 

Kouznetsov: Influence of high power densities on the composition of 

pulsed magnetron plasmas, Vacuum 65, (2002), s. 147–154. 

[3] Bohlmark J., J. Alami, Ch. Christou, A.P. Ehiasarian, U. Helmersson: 

Ionization of sputtered metals in high power pulsed magnetron sputtering, 

J. Vac. Sci. Technol. A 23(1), Jan/Feb 2005, s. 18–22. 

[4] Andersson J., A. Anders: Gasless sputtering: Opportunities for ultraclean 

metallization, coatings in space, and propulsion, Applied 

Physics Letters, 92, (2008), s. 221501-03. 

[5] Wiatrowski A., W. Posadowski, Z. Radzimski: Pulsed-dc self-sustained 

magnetron sputtering, J. Vac. Sci. Technol. A, 2008, 26(5), 

s. 1277–1281. 

[6] Wiatrowski A.: Medium frequency magnetron self-sputtering of copper, 

Vacuum 82(10), (2008), s. 1111–1114. 

[7] Anders A.: Fundamentals of pulsed plasmas for materials processing, 

Surface and Coatings Technology 183, (2004), s. 301–311. 

[8] Hosokawa N., T. Tsukada, H. Kitahara: Effect of discharge current 

and sustained self-sputtering, Proceedings of The 8th International 

Vacuum Congress, Cannes, France, 22–26 September 1980, Supplement 

LeVide-les Couches Minces, No.201, s. 11–14. 

[9] Hopwood L., F. Qian: Mechanisms for highly ionized magnetron 

sputtering, Journal Appl. Phys. 78, (1995), s. 758–765. 

[10] Vlĉek J., A.D. Pajdarova, P. Belsky, J. Lukas, P. Kudlacek, J. Musil: 

Characterization of High-power Pulsed DC Magnetron Discharges 

for Ionized High-rate Sputtering of Copper Films, Society of Vacuum 

Coaters, Proceedings of The 48th Annual Technical Conference 

(2005), s. 465–469. 

[11] Bohlmark J., J. Alami, C. Christou, A.P. Ehiasarian, U. Helmersson: 

Ionization of sputtered metals in high power pulsed magnetron sputtering, 

J. Vac. Sci. Technol. A 23, (2005), s. 18–22. 

[12] Helmersson U., M. Lattemann, J. Bohlmark, A.P. Ehiasarian, J.T. 

Gudmundsson; Ionized physical vapor deposition (IPVD): A review of 

technology and applications, Thin Solid Films, 513, (2006), s. 1–24. 

[13] Christie D.J., A. Pflug, V. Sittinger, F. Ruske, M. Siemers, B. Szyszka, 

M. Geisler: Model Prediction and Empirical Confirmation of Rate 

Scaling with Peak Power for High Power Pulse Magnetron Sputtering 

(HPPMS) Deposition of Thin Ag Films, Society of Vacuum Coaters, 

Proceedings of The 48th Annual Technical Conference (2005), 

s. 501–503. 

[14] Kouznetsov V., K. Macák, J. M. Schneider, U. Helmersson, I. Petrov: 

A novel pulsed magnetron sputter technique utilizing very high target 

power densities, Surface and Coatings Technology 122, (1999), 

s. 290–293. 

[15] DeKoven B. M., P. R. Ward, R. E. Weiss, D. J. Christie, R. A. Scholl, 

W. D. Sproul, F. Tomasel, A. Anders: Carbon Thin Film Deposition 

Using High Power Pulsed Magnetron Sputtering, Society of Vacuum 

Coaters, Proceedings of The 46th Annual Technical Conference 

(2003), s. 158–160. 

[16] Boboli K., i in.: Zagadnienia podstawowe spektralnej analizy atomowej, 

1972, Wydawnictwa Naukowo-Techniczne, Warszawa. 

[17] Goyes C., F. Sequeda, and A. Neira: Magnetron Sputtering Deposition 

of Titanium Nitride Films Using Optical Emission Spectroscopy 

(OES) as In-Situ Technique for Plasma Diagnostics, 45th SVC Annual 

Technical Conference Proceedings (2002), ISSN 0737-5921. 

[18] Moiseev T., D.C. Cameron: Estimation of the Electron Temperature 

and Density from Space and Time-resolved O.E.S. During Pulsed 

DC Operation of an Opposed Target Magnetron, 48th SVC Annual 

Technical Conference Proceedings (2005) ISSN 0737-5921. 

[19] Zasilacz rezonansowy ze stabilizacją dobroci, J. Dora, patent RP nr 

313150, 1996. 

[20] Nota aplikacyjna, HAMAMATSU Photomultipier Tubes R928, R955. 

[21] Materiały szkoleniowe, Understanding photomultipliers, Ref: 

upmt/01, 2001, Electron Tubes Limited, www.electrontubes.com 

[22] Wiatrowski A.: Sposób pomiaru dynamiki zmian natężenia promieniowania 

świetlnego emitowanego przez źródła zasilane impulsowo, 

Zgłoszenie patentowe numer P.399950 z dnia 13.07.2012 r. 

[23] Praca zbiorowa, Zakłócenia w aparaturze elektronicznej, Radioelektronik, 

Warszawa, 1995. 

[24] Free Samples Program, Texas Instruments, Analog Devices. 


Multimedialny bezprzewodowy system alarmowy 

dr inż. Piotr Bratek, mgr inż. Dariusz Majcherczyk, dr inż. Ireneusz Brzozowski, 

prof. dr hab. inż. Andrzej Kos 

AGH Akademia Górniczo-Hutnicza, Katedra Elektroniki, Kraków 

Rozwój elektroniki i informatyki daje nam nieustannie nowe możliwości 

co przekłada się na upowszechnianie nowych technologii 

w codziennym życiu. Jedną z najważniejszych spraw do której, 

jako użytkownicy, przywiązujemy największą wagę jest przede 

wszystkim bezpieczeństwo osobiste oraz bezpieczeństwo mienia. 

Nowe coraz bardziej zawansowane rozwiązania pozwalają 

skuteczniej bronić się przed potencjalnymi zagrożeniami. 

Możliwość wykorzystania wiadomości obrazkowych MMS daje 

użytkownikowi znacznie cenniejszą informację, niż dotychczasowa 

wiadomość tekstowa, na temat zaistniałej sytuacji w miejscu 

zdarzenia. Dzięki zastosowaniu modemu GSM/GPRS nie ma 

ograniczenia nałożonego na miejsce realizacji ponieważ obecnie 

pokrycie sieci komórkową obejmuje cały teren kraju. 

Przedstawiony w artykule multimedialny system alarmowy 

(rys. 1) wysyła wiadomości graficzne MMS (ang. Multimedia 

Messaging Service) z wykorzystaniem modemu GSM/GPRS 

(ang. Global System for Mobile communication/General Packet 

Radio Service). Do tej pory na rynku dostępne były głównie systemy 

oparte na informacjach przesyłanych jako wiadomości 

SMS (ang. Short Message Service). Było tak ze względu na 

powszechność dostępu do tej usługi, a co za tym idzie niskich 

kosztów użytkowania oraz ówczesnych możliwości technicznych 

terminali komórkowych. Współczesne warunki życia promują tak 

zwane smartfony (ang. smartphones), czyli urządzenia telefoniczne 

łączące w sobie funkcje telefonu komórkowego i komputera 

kieszonkowego PDA (ang. Personal Digital Assistant) stąd rosnące 

wymagania, co do multimedialności oraz funkcjonalności 

rozwiązań z nimi współpracujących [1]. 

Czujnik 

ruchu 

Kamera 

Mikrokontroler 

Moduł GSM/GPRS 

Rys. 1. Schemat systemu alarmowego. Fig. 1. Alarm System 

Odbiornik 

MMS 

MMS – architektura, interfejsy, budowa 

Standard MMS został opracowany w roku 2002 r. przez organizację 

OMA (ang. Open Mobile Alliance) przy wsparciu projektem 

3GPP (ang. 3rd Generation Partnership Project) [2]. Wiadomości 

multimedialne MMS, to rewolucyjne rozwiązanie w porównaniu 

ze swoim poprzednikiem, czyli wiadomościami SMS. MMS pozwala 

na przesyłanie wiadomości multimedialnych zawierających 

takie treści, jak: zdjęcia, dźwięk, obraz wideo i oczywiście tekst. 

Na rysunku 2 przedstawiono schemat architektury systemu MMS, 

natomiast szczegółowy opis można znaleźć w pracach [2, 3]. 

Wiadomość MMS składa się z: 

● nagłówka: 

X-Mms-Message-Type: m-send-req 

X-MMS-Transaction-ID: 4663 

X-Mms-Version: 1.0 

From: +48123456789/TYPE=PLMN 

To: +48987654321/TYPE=PLMN 

Subject: MMS Test 

X-Mms-Message-Class: Personal 

X-Mms-Priority: Normal 

X-Mms-Delivery-Report: No 

X-Mms-Read-Reply: No 

Content-type: application/vnd.wap.multipart.related 

● ciała, które zawiera wybrane przez użytkownika treści opakowane 

językiem SMIL (ang. Synchronized Multimedia Integration 

Language). SMIL jest językiem opracowanym przez 

organizację W3C (ang. World Wide Web Consortium), który 

oparty jest na XML (ang. Extensible Markup Language). Wykorzystywany 

jest do opisywania prezentacji multimedialnych, 

określa między innymi znaczniki synchronizacji, układ, animację, 

przejścia obrazów oraz zagnieżdżenia [4]. 

Środowisko sprzętowo-programowe 

Prototyp urządzenia składa się z dwóch modułów ewaluacyjnych 

połączonych ze sobą interfejsem RS-232, zewnętrznego czujnika ruchu, 

kamery internetowej, programu sterującego napisanego w językach 

C oraz Python osadzonego w środowisku Linux Embedded [5]. 

Rys. 2. Architektura systemu MMS [3] 

Fig. 2. MMS architecture [3] 


Rys. 3. Płyta ewaluacyjna „Mini Eval” [7] 

Fig. 3. „Mini Eval” evaluation board [7] 

Rys. 4. Płyta ewaluacyjna mikrokontrolera AT91SAM9260 [9] 

Fig. 4. AT91SAM9260 evaluation board [9] 

Rys. 6. Bezprzewodowy czujnik ruchu [11] 

Fig. 6. Wireless motion sensor [11] 

96 

Rys. 5. Kamerka internetowa 

Creative NX PD1110 [10] 

Fig. 5. Webcam Creative NX 

PD1110 [10] 

Płyta ewaluacyjna „Mini Eval” (rys. 3) wraz z modułem HiLo 

firmy Sagem [6] została szczegółowo opisana w pracach [7, 8]. 

Drugą zastosowaną płytą ewaluacyjną do budowy prototypu jest 

płytka z mikroprocesorem AT91SAM9260 [9] – rys. 4. 

System operacyjny, który został zainstalowany na płytce z mikroprocesorem 

to linux embedded w dystrybucji OpenWRT wersja 

kamikaze r13340. Środowisko to oparte jest na wersji jądra 

2.6.29.3. 

Program do obsługi wysyłania wiadomości MMS został napisany 

w językach C oraz Python. Część kodu, która została napisana 

w języku C, była kompilowana za pomocą toolchaina: arm_gcc4.1.2. 

Kompilacja odbywała się w systemie Linux Ubuntu 11.04. 

Pozostała część kodu napisana w języku Python nie wymagała 

kompilacji, ponieważ jest to język interpretowany. Interpreter Pythona 

uruchamia programy natychmiast po ich wpisaniu lub załadowaniu. 

Dla potrzeb prezentowanego systemu, w układzie został 

zainstalowany Python w wersji 2.5.1 oraz pyserial w wersji 2.5. 

Kolejnym elementem układu, który zapewnia jego multimedialność, 

czyli pozwala na wykonywanie zdjęć, które następnie 

są odpowiednio przetwarzane przez program i wysyłane do 

użytkownika w formie wiadomości MMS jest kamera internetowa 

(rys. 5). Jako czujnik ruchu zastosowano bezprzewodowy komercyjny 

czujnik pozwalający na umieszczenie nadajnika w miejscu 

oddalonym do 100 m od odbiornika (rys. 6). 

Prototyp multimedialnego systemy alarmowego 

Według założeń układ ma realizować funkcję alarmu, w związku 

z tym czujnik ruchu został wybrany jako urządzenie uruchamiające 

cały proces. Zastosowany czujnik w podstawowej wersji 

wyzwalał głośnik, który dźwiękowo informował o wykryciu ruchu 

w monitorowanym obszarze. Zmiana stanu wygenerowana przez 

czujnik ruchu wykorzystywana jest przez port GPIO mikroprocesora 

do uruchomienia programu obsługującego procedurę wykonywania 

zdjęć kamerą internetową. Obsługa portu GPIO została 

zaprogramowana w języku C. 

Kamera internetowa Creative NX PD1110 w systemie linux 

wymaga zastosowania sterownika gspca_zc3xx. W układzie 

z mikroprocesorem nie ma tego sterownika, w związku z czym 

wymagane było przekompilowanie jądra linuksa z włączonym odpowiednim 

modułem. 

Procedurą odpowiedzialną za zapis zdjęć wykonanych przez 

kamerę jest procedura MJPG_streamer, oparta na licencji GNU 

V2. Pierwotna konfiguracja tej procedury zapisywała kolejne 

zdjęcia w nieskończonej pętli z nazwą odpowiednią do danej 

daty i godziny i tylko przerwanie przez użytkownika zatrzymywało 

wykonywanie zdjęć. Dla potrzeb systemu alarmowego jest to 

niewłaściwe funkcjonowanie, dlatego wprowadzono zmiany, które 

odpowiednio dostosowały pliki wyjściowe. Ograniczono działanie 

MJPG_streamer do realizacji dwóch zdjęć. 

Po zrobieniu zdjęć uruchamiana jest kolejna procedura nazwana 

„my_mms”. Pierwszym zadaniem tej procedury jest zamiana 

zrobionych wcześniej kamerką internetową zdjęć na wiadomość 

MMS. Program napisany jest w języku Python i korzysta z następujących 

bibliotek: mms, time, serial, os. Stworzenie zgodnej ze 

standardem wiadomości MMS, odbywa się dzięki bibliotece mms, 

w której zawarte są elementy niezbędne do odpowiedniego zakodowana 

nagłówka oraz ciała wiadomości obrazkowej. Biblioteki 

time i serial wykorzystane do są komunikacji z interfejsem UART, 

natomiast biblioteka os zapewnia konwersję danych. 

Kamera w jednym cyklu wykonuje dwa zdjęcia. Dzięki temu, 

w jednej wiadomości MMS, wysyłane są dwa zdjęcia, a tym samym 

zwiększana jest jakość otrzymanej informacji. 

Wynikiem działania procedury „my_mms” jest plik „alarm. 

mms’, który jest docelową wiadomością MMS. Dodatkowo sprawdzany 

jest rozmiar tego pliku, ponieważ jest to niezbędne przy 

przesyłaniu go do pamięci modemu Sagem HiLo. 

Komunikacja pomiędzy mikroprocesorem a modemem odbywa 

się za pomocą interfejsu UART. Za pomocą komend AT wysyłane 

są do modemu GSM informacje niezbędne do zestawienia 


Prototyp zrealizowanego multimedialnego bezprzewodowego 

systemu alarmowego przedstawia rys. 7. 

Podsumowanie 

Prezentowany multimedialny bezprzewodowy system alarmowy 

jest kompletnym środowiskiem sprzętowo-programowym do tworzenia 

wiadomości obrazkowych MMS ze zdjęć pochodzących 

z kamerki internetowej i przesyłania ich za pomocą modułu przemysłowego 

GSM/GPRS. 

Prezentowany system jest prostym i tanim rozwiązaniem 

wykorzystującym ogólnie dostępne podzespoły elektroniczne. 

Dalsze prace prowadzone będą w kierunku pełnej integracji mikrokontrolera, 

modułu GSM, kamery i czujnika ruchu w jednym 

autonomicznym urządzeniu alarmowym. 

Rys. 7. Prototyp multimedialnego bezprzewodowego systemu alarmowego 

Fig. 7. Prototype of Multimedia Wireless Alarm System 

połączenia GPRS i wysłania wiadomości MMS. Komendy AT są 

ściśle określone w specyfikacji modemu [12], natomiast podawane 

parametry zależą od danego operatora systemu GSM. 

Kolejnym krokiem jest zapisanie do modemu pliku „alarm. 

mms”, najpierw wysyłany jest rozmiar pliku, który został określony 

wcześniej. Po zapisaniu pliku odczytany zostaje obszar pamięci 

w którym modem go umieścił. Po czym następuje wysłanie wiadomości 

MMS z odczytanego obszaru pamięci. 

W ostatecznej wersji programu zawarto również usprawnienia 

takie jak, kasowanie zapisanych wiadomości MMS z pamięci modemu 

(ochrona układu przed brakiem pamięci magazynowej), informowanie 

użytkownika o kończących się środkach finansowych 

na koncie karty SIM. 

Program główny kończy się zamknięciem portu szeregowego, 

po czym następuje powrót do procedury GPIO. 

Praca realizowana w ramach Działalności Statutowej AGH nr 

umowy 11.11.120.184. 

Literatura 

[1] http://pl.wikipedia.org/wiki/Smartfon. 

[2] Henry-Labordere A., V. Jonack: SMS and MMS Interworking in Mobile 

Network. Artech House Publishers, 2004. 

[3] Gwanael Le Bodic: Mobile Technologies and Services: SMS, EMS 

and MMS. John Wiley & Sons Ltd., 2003. 

[4] http://pl.wikipedia.org/wiki/Synchronized_Multimedia_Integration_ 

Language. 

[5] Bis M.: Linux w systemach embedded. Wydawnictwo BTC, 2011. 

[6] Sagem Communication, “HiLo Technical Specification” ed.06, 2009 

[7] Bratek P., K. Boroń, P. Dziurdzia, A. Kos: A New Didactic Equipment 

for Teaching of Industrial GSM/GPRS and Telemetry Systems. Proc. 

of XXXII international conference of IMAPS-CMPT IEEE Poland on 

CDROM, Pszczyna 21–24 September 2009, s 78–81. 

[8] Bratek P., A. Kos: LABGSM – system ewaluacyjny modułu GSM/ 

GPRS. Elektronika – konstrukcje, technologie, zastosowania, nr 

5/2012, Wydawnictwo SIGMA-NOT 2012, s. 74–77. 

[9] http://www.atmel.com/devices/sam9260aspx. 

[10] http://support.creative.com/Products/ProductDetails.aspx 

[11] http://www.orno.pl/ 

[12] Sagem Communication, “AT Command Set for HiLo/HiLoNC Modules” 

ed. 07, 2009. 

Automatyczny pomiar pojemności złączowej 

półprzewodnikowego złącza p-n 

dr inż. Ireneusz Brzozowski, mgr inż. Szymon Wawszczak, dr inż. Piotr Bratek, 

prof. dr hab. inż. Andrzej Kos 

AGH Akademia Górniczo-Hutnicza, Katedra Elektroniki, Kraków 

Pojemność złączowa (barierowa) jest jednym z ważniejszych parametrów 

diod półprzewodnikowych, a zwłaszcza w przypadku 

zastosowania w układach dużej częstotliwości. Pojemność złączowa 

jako główny parametr zaporowo spolaryzowanego złącza 

ma również znaczny udział w przypadku poboru energii w układach 

scalonych [1]. W wielu przypadkach sposobność szybkiego 

i możliwie dokładnego pomiaru tej pojemności jest nieoceniona. 

W przypadku warikapów i waraktorów jest to najważniejszy parametr. 

Co więcej, możliwość uzyskania charakterystyki pojemnościowo-napięciowej 

może być także bardzo cenna. Ponadto, 

oprócz wartości pojemności dla konkretnych napięć polaryzujących 

diodę taka charakterystyka pozwala na wyznaczenie innych 

ważnych parametrów złącza, np. potencjału barierowego czy profilu 

domieszkowania. 

W artykule przedstawiono stanowisko pomiarowe umożliwiające 

automatyczne wyznaczanie charakterystyk pojemnościowo-napięciowych 

złączy półprzewodnikowych i na tej podstawie 

ekstrakcję niektórych parametrów diod. Stanowisko składa się ze 

specjalnego układu pomiarowego oraz oprzyrządowania kontrolno-pomiarowego, 

które jest sterowane za pomocą aplikacji napisanej 

w środowisku LabVIEW, przez magistralę GPIB. W dedykowanym 

module pomiarowym zastosowano metodę rezonansową 

pomiaru pojemności. 

Wybór metody pomiarowej 

Z pośród wielu metod pomiaru pojemności kondensatorów można 

wymienić techniczną, mostkową, rezonansową i inne. Nie 

wszystkie z nich nadają się do zastosowania w przypadku pomiaru 

pojemności złączowej diody. Niektóre z nich wymagają dobrej 

liniowości elementu, dużej dobroci lub stałości napięcia do niego 

przyłożonego [2]. Tymczasem dioda półprzewodnikowa to element 

nieliniowy, a więc jej parametry zmieniają się wraz z napięciem 

polaryzującym. W szczególności pojemność złączowa, ale 

również rezystancja szeregowa, dobroć itd. W związku z tym dla 

uzyskania dobrej dokładności pomiarów należy zapewnić małą 

amplitudę składowej zmiennej napięcia na diodzie. 

Metoda techniczna wymaga dużej dobroci, a z tą w przypadku 

diody jest trochę gorzej. Metoda mostkowa, choć bardzo 

dokładna jest raczej trudna do zastosowania w przypadku 

automatycznych pomiarów i wymagałaby znacznej rozbudowy 

układu kontrolno-pomiarowego. Wydaje się, że najlepszą 

w naszym przypadku będzie metoda rezonansowa oparta na 


generatorze, który jest przestrajany za pomocą badanej diody 

– VCO. 

W przypadku równoległego obwodu rezonansowego z dodatkową 

diodą (rys. 1) jego pulsacja jest opisana wzorem Thomsona: 

 

ω = 

1 

L( 

C p 

+ C j 

) 

gdzie: L – indukcyjność cewki generatora, C p 

– pojemność własna 

obwodu rezonansowego, C j 

– pojemność złączowa badanej diody. 

(1) 

L 

R 

C 

Dioda 

Gen. 

Rys. 1. Schemat do pomiaru pojemności diody metodą rezonansową 

Fig. 1. Circuit diagram for capacitance measurement with resonance 

method 

W celu pomiaru pojemności diody i wyznaczenia charakterystyki 

C j 

= f (U D 

) wystarczy skalibrować zbudowany generator za pomocą 

pojemności wzorcowych – wyznaczyć indukcyjność obwodu 

rezonansowego i pojemność własną, a następnie badając diodę, 

wykonać tylko pomiary częstotliwości w funkcji napięcia polaryzującego. 

Ostatecznie, po przekształceniu wzoru (1) z uwzględnieniem 

pojemności C p 

, obliczymy pojemność złączową diody C j 

. 

Z równania (1) wynika, że zmiana częstotliwości generatora 

– odstrojenie – będzie tym większa im większy będzie udział pojemności 

złączowej w całkowitej pojemności obwodu rezonansowego. 

Pojemność własna obwodu C p 

powinna być mała w stosunku 

do pojemności badanej diody. Z drugiej strony również 

indukcyjność powinna przyjmować małe wartości, co w połączeniu 

z typowymi wartościami pojemności złączowych (od kilkunastu 

do kilkuset pF) spowoduje, że generator pomiarowy będzie 

pracował przy dość dużych wartościach częstotliwości. 

System pomiarowy 

Budowa stanowiska pomiarowego do automatycznego pomiaru 

pojemności złączowej jest przedstawiona na rys. 2. System 

pomiarowy składa się z komputera z dedykowaną aplikacją 

kontrolno-sterującą napisaną w środowisku LabVIEW, przyrządów 

pomiarowych spiętych za pomocą magistrali GPIB 

oraz specjalnego generatora pomiarowego. W omawianym 

stanowisku pomiarowym zastosowano urządzenia Agilent. Są 

Rys. 2. System pomiarowy do wyznaczania wartości pojemności złączowej 

diody 

Fig. 2. Measuring system for measure of junction capacitance value 

of diode 

to: zasilacz (E3646A), multimetr (34401A) i częstościomierz 

(53131A). 

Z punktu widzenia dokładności pomiarów należy zbudować 

generator o możliwie dużym zakresie przestrajania, stosownej 

stabilności i liniowości. W praktycznej realizacji układu zastosowano 

układ generatora Seilera z tranzystorem bipolarnym włączonym 

w układzie wspólnego kolektora (rys. 3). Generator ten 

charakteryzuje się bardzo dobrą stabilnością. Dodatkowo zastosowano 

wtórnik emiterowy zbudowany na tranzystorze T2, co 

powoduje odseparowanie generatora od obciążenia i poprawia 

stabilność częstotliwości i amplitudy. 

Zastosowany generator został zmodyfikowany w stosunku do 

typowego układu Seilera [3] poprzez zmniejszenie sprzężenia 

pojemnościowego między emiterem i bazą. Zrezygnowano z kondensatora, 

wykorzystując jedynie pojemność złącza baza-emiter 

tranzystora. Takie posunięcie spowodowało dalszą poprawę stabilności 

oraz podniesienie poziomu napięcia wyjściowego. 

Jak już wcześniej wspomniano, aby zapewnić dokładne pomiary 

pojemności diody należy zadbać o możliwie najmniejszą 

amplitudę napięcia zmiennego na badanej diodzie. W związku 

z tym, pierwotny układ prototypowy uległ pewnym modyfikacjom. 

Obniżono napięcie zasilania do 5 V. Zastosowano równoległy 

kondensator o wartości 22 pF, co spowodowało dalszą redukcję 

amplitudy napięcia na diodzie. Zmniejszono również wartość 

Nap. polaryzujące diodę 

R 12 

1,2kΩ 

LED czer. 

R 11 

LED ziel. 

1,2kΩ 

L dławik 

pomiar napięcia 

diody 

R 10 

100kΩ 

V 

Badana dioda 

C 1 

22pF 

C 2 

22pF 

L 

R 3 

R 1 R 2 

10kΩ 10kΩ 

1nF 

T 1 

22pF 

C 4 R 4 

47pF 

470Ω 

470Ω 

R 5 

R 6 

C 6 

22pF 

R 7 

22kΩ 10kΩ 

22kΩ 

R 8 

T 2 

2,2kΩ 

C 7 

1nF 

R 9 

47Ω 

C 8 

V CC 

wyjście 

Rys. 3. Schemat generatora pomiarowego – VCO. Fig. 3. Circuit diagram of measuring generator – VCO 

98 


Rys. 4. Generator pomiarowy do badania pojemności złączowej diody 

Fig. 4. Measuring generator for tests of diode junction capacitance 

prądu w obwodzie kolektora. W efekcie tych zabiegów amplituda 

napięcia na diodzie osiągnęła wartość 25 mV, co jest wynikiem 

bardzo dobrym. Zabiegi te minimalnie obniżyły czułość pomiarową 

układu rozumianą tu jako zmiana częstotliwości pod wpływem 

zmiany pojemności diody. Jałowa częstotliwość pracy układu (tj. 

bez badanej diody) wyniosła 26 MHz, zaś wartość międzyszczytowa 

napięcia wyjściowego 1,5 V. Poniższe zdjęcie (rys. 4) przedstawia 

gotowy prototyp generatora pomiarowego. 

Układ generatora pomiarowego został dodatkowo wyposażony 

w sygnalizację, za pomocą diod LED, błędnego podpięcia 

napięcia zasilania oraz napięcia polaryzującego badaną diodę. 

Odwrotna polaryzacja diody nie spowoduje jej uszkodzenia, ponieważ 

prąd przez nią płynący został ograniczony przez rezystory 

szeregowe. Jedynie oscylacje w generatorze nie wzbudzą się 

i nie będzie możliwe wykonanie pomiarów. 

Aplikacja kontrolno-sterująca 

Program konfigurujący system pomiarowy, nadzorujący pomiary 

i archiwizujący wyniki został napisany w graficznym środowisku 

LabVIEW [4]. Pomiar składa się z dwóch etapów: kalibracji i pomiaru 

właściwego. Celem kalibracji układu pomiarowego jest wyznaczenie 

indukcyjności i pojemności własnej generatora. Na tej 

podstawie będą obliczane wartości pojemności złączowej badanej 

diody podczas pomiarów wykonywanych w drugim etapie. 

Struktura programu przedstawiona na schemacie blokowym 

(rys. 5) jest hierarchiczna z wykorzystaniem podprogramów. Program 

został podzielony na bloki funkcjonalne odpowiadające za 

poszczególne operacje. Główny vi (Virtual Instrument) zawiera 

w sobie bloki: INIT, CPU1, CPU2 oraz END. Ponadto cały program 

korzysta ze zmiennych globalnych – blok ZMIENNE. Blok 

INIT odpowiedzialny jest za inicjalizację instrumentów pomiarowych 

i zmiennych. Działanie analogiczne ma blok END, który zamyka 

połączenia z instrumentami i zwalnia pamięć. Blok CPU1 

realizuje wszystkie zadania wymagające komunikacji z aparaturą 

pomiarową, takie jak test polaryzacji, kalibracja czy pomiar właściwy. 

Podprogram CPU2 zajmuje się realizacją wszystkich pozostałych 

zadań, takich jak obsługa panelu użytkownika, drobne 

przeliczenia czy aktualizacja wykresów. Na schemacie dostrzec 

można jeszcze dwa bloki: SORTUJ oraz MIERZ. Są to podprogramy, 

odpowiednio, sortujący dwuwymiarową tabelę wyników 

oraz wykonujący pojedynczy pomiar. Na dole schematu przedstawiono 

bloki odpowiedzialne za odwołania do bibliotek dostarczonych 

przez producentów aparatury pomiarowej. 

Na rysunku 6 przedstawiono graficzny schemat funkcjonalny 

programu głównego. Jego struktura to sekwencja płaska, zapewniająca 

prawidłową kolejność wykonywania programu: inicjalizacja, 

zasadnicza aktywność i zakończenie programu. Wewnątrz 

Rys. 5. Schemat blokowy programu kontrolno-pomiarowego 

Fig. 5. Block diagram of controlling and measuring software 

środkowej klatki sekwencji znajdują się trzy pętle while oraz 

dynamiczna rejestracja zdarzeń. Należy pamiętać, że programy 

w środowisku LabVIEW wykonują się zgodnie z zasadą przepływu 

danych – każdy blok wykona się dopiero wtedy, gdy wszystkie 

dane na jego wejściach zostaną określone. Co więcej, o ile nie 

zostanie to oprogramowane inaczej, przepływ danych wykona się 

tylko jeden raz. Z powyższych prawidłowości wynikają konkretne 

wnioski. Zdarzenia zostaną zarejestrowane tylko raz, podczas 

gdy trzy pętlę będą się wykonywały niezależnie od siebie, aż 

do spełnienia warunku ich końca i wyjścia z programu. Wynika 

z tego możliwość podziału zadań na więcej niż jeden wątek, a co 

za tym idzie zrównoleglenia obliczeń. Ma to kolosalne znaczenie 

przy pełnym wykorzystaniu wieloprocesorowych systemów czasu 

rzeczywistego. Należy również pamiętać o oszczędności w wykorzystywaniu 

zasobów. Z tego względu pętla obsługująca panel 

czołowy, dzięki bloczkowi pauzy, wykonuje się z częstotliwością 

100 Hz, co w zupełności wystarcza, aby operator nie zaobserwował 

braku płynności np. odświeżania wykresów. W tym czasie, 

o ile nie została wydana dyspozycja np. wykonania pomiarów, 

dwie pozostałe pętle czekają, a więc nie zajmują niepotrzebnie 

czasu procesora. Wynika to z ich budowy wewnętrznej. 

Wewnątrz bloków CPU1 i CPU2 zastosowano strukturę przypadku 

(ang. case) reagującą i wykonującą przewidziane zadanie 

po zaistnieniu jednego z zarejestrowanych wcześniej zdarzeń. 

Opcja przeterminowania została celowo wyłączona, aby nie następowały 

jałowe przebiegi pętli głównej. W takiej sytuacji bardzo 

ważna jest obsługa zdarzenia, którego wynikiem jest koniec 

pętli while. W przeciwnym wypadku, przerwanie takiej konstrukcji 

(case + while) będzie niemożliwe. Podgląd przykładowego zdarzenia 

obsługiwanego przez CPU2 przestawiono na rys. 7. 

Interfejs graficzny użytkownika składa się z dwóch zakładek: 

KALIBRACJA i POMIAR. Pierwsza z nich pozwala na wyznaczenie 

indukcyjności i pojemności własnej generatora pomiarowego 

(rys. 8). W tym panelu znajdują się cztery grupy kontrolek oraz wykres 

obrazujący przebieg procesu kalibracji. Kalibracja polega na 

pomiarach częstotliwości dla kilku kondensatorów wzorcowych. 

Następnie program wylicza szukane parametry generatora, które 

później są wykorzystane w trakcie obliczania pojemności złączowej 

badanej diody i rysowania charakterystyk. Należy zatem umieścić 

kondensator w gnieździe pomiarowym układu, wpisać jego wartość 

w polu mierzona pojemność i wcisnąć przycisk MIERZ. Za pomocą 

kontrolki W TOKU program informuje o pomiarach. Te czynności 

powtarzane są dla kolejnych kondensatorów wzorcowych, a otrzy- 


mane wyniki pomiarów są przedstawiane na wykresie. Im liczba 

kondensatorów jest większa, tym dokładniejsze są wyniki kalibracji. 

W każdej chwili możliwy jest reset kalibracji. Program wykazuje się 

pewną opiekuńczością – w przypadku błędnego pomiaru dla danej 

pojemności wystarczy tylko dla niej pomiar powtórzyć. Po wykonaniu 

kalibracji możliwy jest jej zapis do pliku tak, aby później można było 

ją odczytać i przejść do pomiarów. Przycisk WCZYTAJ KALIBRA- 

CJĘ powoduje odczytanie kalibracji z pliku. Powyżej, z rozwijanej 

listy użytkownik może wybrać rodzaj kalibracji: domyślną, zapisaną 

lub zmierzoną. Kolejna opcja pozwala na wybór rodzaju aproksymacji 

wykresu: odcinkami prostymi lub sklejaną (ang. spline). 

W zakładce jest jeszcze przycisk TESTUJ POLARYZACJĘ, 

którego rolą jest uruchomienie sprawdzania poprawności zasilania 

układu oraz polaryzacji badanej diody. Jeśli, po jego wciśnięciu, na 

około dwie sekundy zapalą się zielone diody LED to oznacza, że 

układ został prawidłowo zasilony. Zapalenie się diody czerwonej 

oznacza błędne podłączenie kabli zasilania lub polaryzacji diody. 

Druga zakładka w interfejsie użytkownika, przedstawiona na 

rysunku 9, dotyczy pomiarów. Po wybraniu parametrów pomiarów 

tj. zakresu napięć i rozdzielczości, oraz wciśnięciu przycisku 

ROZPOCZNIJ POMIAR program wysyła do zasilacza kolejne 

wartości napięć polaryzujących diodę. W odpowiedzi oczekuje na 

odczyty z woltomierza i częstościomierza. Podczas wykonywania 

pomiaru, program informuje o tym fakcie użytkownika poprzez zapalenie 

zielonej kontrolki POMIAR W TOKU. W każdym momencie 

istnieje możliwość przerwania pomiaru przez wciśnięcie przy- 

Rys. 6. Program główny aplikacji kontrolno-sterującej. Fig. 6. Main procedure of controlling software 

Rys. 7. Schemat funkcjonalny podprogramu CPU2. Fig. 7. Functional diagram of CPU2 procedure 

100 


Rys. 8. Graficzny interfejs użytkownika 

(GUI) – zakładka kalibracji 

Fig. 8. Graphical user interface 

– calibration panel 

Rys. 9. Graficzny interfejs użytkownika 

(GUI) – zakładka pomiaru 

Fig. 9. Graphical user interface 

– measurement panel 

cisku PRZERWIJ POMIAR. Zebrawszy napięcia oraz skojarzone 

z nimi częstotliwości, program wyświetla zależność na górnym 

wykresie. Następnie dokonuje przeliczenia zebranych wyników 

korzystając z wyników kalibracji układu i prezentuje gotową zależność 

pojemności od napięcia na wykresie dolnym. Zebrane 

dane pomiarowe mogą być zapisane do pliku po podaniu ścieżki 

dostępu i wciśnięciu przycisku ZAPISZ WYNIKI. Jeśli nazwa pliku 

nie zostanie podana program zapisze wyniki w pliku pod domyślną 

nazwą uzupełnioną aktualną datą. 

Program kontroluje ustawienia wpisywane przez użytkownika. 

Nie jest możliwe wpisanie większej wartości napięcia początkowego 

niż końcowego lub ułamkowej rozdzielczości itp. 

Podsumowanie 

W pracy przedstawiono kompletne stanowisko pomiarowe pozwalające 

na automatyczne pomiary charakterystyki pojemnościowo-napięciowej 

złącz półprzewodnikowych. System pomiarowy 

zbudowano w oparciu o fabryczne przyrządy pomiarowe 

współpracujące z magistralą GPIB uzupełnione o dedykowany 

układ generatora pomiarowego. Dołożono szczególnych starań 

w trakcie wykonywania układu prototypowego, tak aby zapewnić 

wymaganą dokładność pomiarów, niezawodność i wygodę 

pracy. Nad konfiguracją systemu oraz zarządzaniem pomiarami 

i archiwizacją wyników czuwa aplikacja pomiarowa wykonana w 

środowisku LabVIEW. 

Natychmiastowa prezentacja wyników pomiarowych w formie 

wykresów pozwala na szybką ocenę badanych diod. Ponadto 

takie podejście sprawia, że stanowisko pomiarowe jest przydatne 

w dydaktyce, gdyż pozwala studentom na szybką weryfikacje 

wyników pomiarowych z teorią. Wyniki zapisane na dysku 

komputera mogą być w późniejszym czasie wykorzystane do 

dalszych analiz i ekstrakcji parametrów badanych złącz. 

Wprowadzenie zabezpieczeń przed błędnym zasileniem i polaryzacją 

badanej diody oraz kontrola ustawień pomiarów w aplikacji 

sterującej znacząco podnosi walory użytkowe zbudowanego 

systemu pomiarowego. Dzięki temu stanowisko może być bezpieczne 

i efektywnie używane w laboratoriach studenckich. 

Praca została zrealizowana w ramach Działalności Statutowej 

AGH nr umowy 11.11.120.184. 

Literatura 

[1] Gołda A., Kos. A.: Temperature influence on energy losses in MOSFET 

capacitors, Microelectronics Reliability, vol. 44, 2004, ss. 1115–1121. 

[2] Dusza J., Gortat G., Leśniewski A.: Podstawy Miernictwa, Warszawa 

1998. 

[3] Praktyczny Elektronik, Marzec 2002, ss.15–19. 

[4] National Instruments, www.ni.com 


Barierowe struktury detekcyjne – nowe możliwości 

dr inż. Piotr Martyniuk, mgr inż. Andrzej Kowaleski, dr inż. Waldemar Gawron, 

prof. dr hab. inż. Antoni Rogalski 

Wojskowa Akademia Techniczna, Instytut Fizyki Technicznej, Warszawa 

Konieczność chłodzenia kriogenicznego detektorów promieniowania 

podczerwonego IR (Infrared Radiation) jest główną 

przeszkodą ograniczającą ich szerokie zastosowania. Biorąc 

ten fakt pod uwagę, szczególne znaczenie mają prace dotyczące 

niechłodzonych HOT (Higher Operation Temperature) 

detektorów z zakresu średniej MWIR (Medium Wave Infrared 

Radiation) 3…8 µm i dalekiej podczerwieni LWIR (Long Wave 

Infrared Radiation) 8…16 µm. Kluczowym elementem w procesie 

projektowania wysokotemperaturowych struktur detekcyjnych 

pracujących w wymienionych zakresach IR jest maksymalizacja 

wydajności kwantowej i minimalizacja prądu ciemnego. 

Wśród mechanizmów generujących prąd ciemny w strukturze 

detekcyjnej należy wyróżnić mechanizmy tunelowe pasmo 

– pasmo BTB (Band – To – Band Tunneling), tunelowanie przez 

poziomy pułapkowe TAT (Trap Assisted Tunneling), procesy generacyjno 

– rekombinacyjne (GR) Augera, procesy GR przez 

centra pułapkowe Shockley-Read-Halla (SRH) i prądy upływności 

powierzchniowej. Prądy uwarunkowane procesami GR 

Augera i procesami tunelowymi BTB/TAT można teoretycznie 

ograniczyć poprzez konstrukcje elementów składowych detektora 

z supersieci (SLs) II rodzaju T2SLs (Type II Superlattices), 

szczególnie z zwiŕzków naleýŕcych do tzw. rodziny 6.1 Ĺ 

A III B V (InAs, GaSb i AlSb) [1]. Niekorzystne, z punktu widzenia 

konstrukcji wysokotemperaturowych detektorów, procesy GR 

SRH i prądy upływności powierzchniowej można zredukować 

poprzez implementację odpowiednio dopasowanych barier do 

struktury detekcyjnej. Dobór bariery odgrywa decydującą rolę 

ze względu na dopasowanie sieciowe, jak również wysokość 

bariery w paśmie przewodnictwa i paśmie walencyjnym. Często 

wysokość energetyczna barier jest przypadkowa i trudno ją 

kontrolować technologicznie. 

Pierwszymi strukturami barierowymi były detektory heterozłączowe 

HgCdTe stosowane w celu zwiększenia osiągów detektorów 

poprzez ograniczanie prądów dyfuzyjnych z obszaru 

aktywnego detektora. Kolejnym etapem w rozwoju struktur barierowych 

była struktura detekcyjna z podwójnym heterozłączem 

DLHJ (Double Layer Heterojunction) pozwalająca uzyskać lepsze 

właściwości detekcyjne w porównaniu do detektorów homozłączowych. 

Wśród barierowych struktur detekcyjnych BIRD (Barrier Infrared 

Detectors) obecnie wiodącą pozycję zajmują struktury 

unipolarne UBIRD (Unipolar Barrier Infrared Detectors) wytwarzane 

z związków A III B V (GaSb, InAs 1–z 

Sb z 

– warstwy kontaktowe, 

InAs 1-y 

Sb y 

– absorber, AlSb 1–x 

As x 

– bariera), 2TSLs z InAs/ 

GaSb z barierą AlGaSb i HgCdTe, które dzięki zastosowanej 

barierze blokują transport nośników większościowych, a przy 

jej właściwym doborze (minimalizacja bariery w paśmie walencyjnym) 

nie ograniczają nośników wzbudzonych optycznie [2]. 

Badania nad strukturami UBIRD zapoczątkowali Maimon i Wicks 

publikując pracę wskazującą na zalety struktur z pojedynczą 

barierą [3]. 

Rysunek 1 przedstawia porównanie detektora fotowoltaicznego 

(złącze p-n) z UBIRD nBn. Wprowadzenie bariery zmienia 

własności obszaru zubożonego zwiększając przerwę energetyczną, 

a tym samym zmniejszając wpływ składowej prądu ciemnego 

związanej z GR SRH, zmieniającej się zgodnie z zależnością 

W porównaniu z detektorem fotowoltaicznym (ze złączączem 

p-n), zastosowanie struktury barierowej powinno zredukować 

prąd GR (przez centra SHR), którego głównym źródłem jest obszar 

zubożony złącza. Zmniejszenie prądu ciemnego pozwala 

jednocześnie na zwiększenie temperatury pracy detektora rys. 1b. 

Obliczenia przeprowadzone przez Tinga et al. wskazują, że szybkość 

procesów GR SHR (r SHR 

) zmniejsza się o osiem rzędów wielkości 

(z r SHRp-n 

= 10 12 cm –3 s –1 do r SHRnBn 

= 10 4 cm –3 s –1 ) po zastosowaniu 

bariery AlSbAs w UBIRD nBn z InAsSb w porównaniu do 

złącza p-n wykonanego z InAsSb [4]. Obecnie zainteresowanie 

wiodących grup badawczych skupia sić na T2SLs z InAs/GaS 

(rodzina 6.1 Ĺ A III B V ), których odpowiednia konfiguracja struktury 

pasmowej (inżynieria przerwy energetycznej) umożliwia zwiększenie 

osiągów detektorów. Sztandarowym przykładem detektora 

UBIRD jest struktura nBn składająca się z dwóch silnie domieszkowanych 

warstw kontaktowych n + , bariery (B) (typu: p lub n), 

obszaru aktywnego n z 2TSLs InAs/GaSb z barierą Al 0.2 

Ga 0.8 

Sb 

pozwalająca uzyskać wykrywalności rzędu 10 9 cmHz 1/2 /W w temperaturze 

pokojowej. 

Alternatywą do detektorów UBIRD są struktury komplementarne 

CBIRD (Complementary Barrier Infrared Detectors) zawierające 

dwie bariery blokujące transport nośników większościowych 

i mniejszościowych. Implementacja podwójnej bariery, właściwie 

dopasowanej do pozostałych elementów składowych detektora 

(dobór przerwy energetycznej, domieszkowania, składu i grubości) 

w sposób znaczący może zredukować prąd ciemny, zwiększyć 

wykrywalność i temperaturę pracy przyrządu [5]. Strukturę 

pasmową idealnego detektora CBIRD przedstawiono na rys. 2. 

. 

a) b) 

c) 

Rys. 1. Porównanie złącza p-n (a) z detektorem nBn (c), wpływ implementacji bariery na prąd ciemny (b) 

Fig. 1. Comparison of the p-n junction (a) with nBn detector (c), influence of the barrier’s implementation on the dark current (b) 

102 


Rys. 2. Struktura detektora CBIRD 

Fig. 2. Energy band diagram of CBIRD detector 

Unipolarne detektory z HgCdTe/B-typ n 

zakresu średniej podczerwieni 

Przed wprowadzeniem struktur nBn, głownie to roztwór stały 

z Hg 1–x 

Cd x 

Te był stosowany do wytwarzania detektorów HOT 

pracujących w zakresie średniej podczerwieni. Zasadność tego 

wyboru uwarunkowana jest wysoką wartością współczynnika absorpcji 

promieniowania IR (wydajności kwantowe rzędu η ≈ 60 

– 70%), niską generacją termiczną nośników, niską wartością 

stałej dielektrycznej oraz wysoką ruchliwością elektronów [6–9]. 

Jednakże słabość wiązania rtęci i trudności technologiczne uzyskania 

właściwego poziomu domieszkowania typu p utrudniają 

wytworzenie struktur barierowych z HgCdTe 

Wymienione powyżej trudności można rozwiązać stosując unipolarną 

strukturę detekcyjną nBn z barierą typu n przedstawioną 

na rys. 3. 

Rys. 4. Struktura pasmowa UBIRD nBn z HgCdTe dla V = 0 V 

i T = 200K 

Fig. 4. Calculated energy band diagram of the UBIRD nBn HgCdTe for 

V = 0 V and T = 200K 

Rys. 3. Struktura detektora UBIRD nBn z HgCdTe 

Fig. 3. Cross-section of the UBIRD nBn HgCdTe detector 

Proponowany detektor składa się z warstwy kontaktowej 

(d = 0,16 µm) typu n (N D 

= 7×10 14 cm –3 ), absorbera typu n (d = 10 

µm, N D 

= 10 14 cm –3 ) i bariery (d = 0,15 µm) składającej się z trzech 

warstw z gradientem składu dopasowanych do absorbera i warstwy 

kontaktowej (o składzie x odpowiednio 0,33 – 0,6 – 0,275). 

Taka struktura pozwala zredukować składową prądu ciemnego 

GR SRH, zmniejszając całkowity prąd ciemny detektora, jak również 

ograniczyć ilość etapów w procedurze otrzymania struktury 

przyrządu (np. etap wygrzewania). 

Najważniejszym krokiem optymalizacyjnym z punktu widzenia 

konstrukcji UBIRD jest dobranie właściwego składu molowego 

bariery i jej domieszkowania. Poprzez dobór tych parametrów 

można zredukować niepożądaną barierę tworzącą się w paśmie 

walencyjnym (∆E v 

) blokującą nośniki mniejszościowe, a tym 

samym ograniczającą czułość detektora. Na rys. 4 i 5 przedstawiono 

obliczoną strukturę pasmową UBIRD nBn z HgCdTe 

(stoswano platformę obliczeniową APSYS). Przy braku zasilania 

struktury nBn wysokość bariery dla nośników większościowych 

wynosi ∆E c 

≈ 400 mV, natomiast dla nośników mniejszościowych 

∆E v 

≈ 150 mV. Zasilając strukturę napięciem V = 400 mV, bariery 

w paśmie przewodnictwa i walencyjnym zmniejszają się. Widzimy 

więc, że właściwy dobór napięcia zasilania jest istotny z punktu 

widzenia doboru warunków pracy detektora. 

Rys. 5. Struktura pasmowa UBIRD nBn z HgCdTe dla V = 0,4 V 

i T = 200K 

Fig. 5. Calculated energy band diagram of the UBIRD nBn HgCdTe for 

V = 1 V and T = 200K 

Rys. 6. Prąd ciemny w funkcji napięcia zasilania detektora nBn 

z HgCdTe dla wybranych temperatur pracy 

Fig. 6. Dark current versus applied voltage for different detector’s 

operating temperatures 


Rys. 7. Wykrywalność w funkcji składu molowego bariery x dla wybranych 

napięć zasilania detektora nBn z HgCdTe 

Fig. 7. Detectivity versus barrier’s composition for different applied 

voltages 

Prąd ciemny unipolarnej struktury detekcyjnej z HgCdTe zależy 

w głównej mierze od właściwości blokujących bariery i absorbera. 

Wraz ze wzrostem napięcia zasilana (do V ≈ 200 mV) 

prąd gwałtownie rośnie, a następnie wzrasta łagodnie z napięciem, 

na co ma wpływ domieszkowana bariera typu n (N D 

= 

2×10 15 cm –3 ); dla T = 240K i V = 1 V wartość prądu ciemnego 

wynosi 7 A/cm 2 . 

Wysokość bariery w paśmie walencyjnym decyduje o czułości 

detektora. Dla napięcia zasilania V = 100 mV i składu molowego 

x < 0,54, bariera w paśmie przewodnictwa (∆E c 

) zmniejsza 

się przyczyniając się do zmniejszenia prądu ciemnego. Dla 

x > 0,54 czułość detektora maleje ze względu na blokowanie nośników 

mniejszościowych na barierze ∆E v 

. Dla napięcia zasilania 

V = 400 mV wykrywalność wynosi D * ≈ 3,5×10 9 cmHz 1/2 /W. Oszacowane 

wydajności kwantowe i czułości dla modelowanego detektora 

wynoszą odpowiednio R i 

= 2 A/W i η ≈ 50% (dla λ = 4,5 

µm). Przedstawione wyniki obliczeń detektora UBIRD nBn z Hg- 

CdTe zgadzają się z danymi eksperymentalnymi prezentowanymi 

w pracy [10]. 

Unipolarne detektory z T2SLs InAs/GaSb/B- 

AlGaSb zakresu średniej podczerwieni 

Właściwości fizyczne T2SLs z InAs/GaSb wskazują na zalety tej 

grupy związków w porównaniu do HgCdTe. Współczynnik pochłaniania 

jest porównywalny do uzyskiwanego dla HgCdTe, choć wydajności 

kwantowe w zakresie MWIR są niższe (η = 15 – 30%) 

ze względu na małe grubości supersieci. Masy efektywne nośników 

są większe, co powoduje ograniczenie prądów tunelowych 

(m*/m o 

≈ 0,02 – 0,03, w porównaniu do m*/m o 

= 0,009 dla HgCdTe 

o przerwie energetycznej E g 

≈ 0,1 eV). Separacja przestrzenna 

elektronów i dziur w T2SLs wpływa na ograniczenie procesów 

GR Augera. Dodatkowo, ze względu na większy udział wiązania 

kowalencyjnego w wiązaniach T2SLs z InAs/GaSb, związki te są 

bardziej stabilne niż HgCdTe. 

Chociaż technologia T2SLs jest we wstępnej fazie rozwoju, 

teoretyczne oszacowania parametrów detekcyjnych fotodiod 

z T2SLs mogą być porównywalne a nawet większe niż te uzyskiwane 

dla HgCdTe. Zastosowanie barier z AlGaSb w strukturach 

UBIRD z absorberem i warstwą kontaktową z T2SLs InAs/GaSb 

pozwala zredukować niepożądaną barierę w paśmie walencyjnym, 

co jest niemożliwe w przypadku struktur z HgCdTe [12]. 

Przykładowy detektor UBIRD nBn z T2SLs przedstawiono na 

rys. 8. Jego struktura składa się z silnie domieszkowanej warstwy 

kontaktowej typu n + z T2SLs InAs/GaSb (N D 

= 10 18 cm –3 ), 

bariery z AlGaSb typu p (N A 

= 5×10 17 cm –3 ) i absorbera typu n 

(N D 

= 6×10 16 cm –3 ). 

104 

Rys. 8. Przykładowa struktura UBIRD nBn (MWIR λ c 

= 4,95 µm) 

z T2SLs InAs/GaSb/B-Al 0.2 

Ga 0.8 

Sb 

Fig. 8. Cross-section of the UBIRD nBn T2SLs InAs/GaSb/B- 

Al 0.2 

Ga 0.8 

Sb detector 

Rys. 9. Prąd ciemny detektora nBn T2SLs InAs/GaSb/B-Al 0.2 

Ga 0.8 

Sb 

w funkcji napięcia zasilania dla wybranych temperatur pracy 

Fig. 9. Dark current versus temperature for nBn detector at different 

bias voltages 

Rys. 10. RA detektora nBn z T2SLs InAs/GaSb/B-Al 0.2 

Ga 0.8 

Sb dla wybranych 

napięć zasilania 

Fig. 10. RA product versus temperature for nBn detector at different 

bias voltages 


Podsumowanie 

Implementacja warstw barierowych w struktury detekcyjne pozwala 

uzyskać osiągi porównywalne do tych uzyskiwanych dla fotodiod 

p-n z HgCdTe. Należy oczekiwać, że w miarę postępu w technologii 

uzyskiwania grubszych i jednorodnych warstw obszarów 

aktywnych, możliwe 

 

będzie osiągnięcie 

 

wydajności 

 

kwantowych 

 

60…70%, a osiągi struktur barierowych T2SLs z InAs/GaSb będą 

 

wyższe niż te uzyskiwane dla HgCdTe zarówno w średnim jak i długofalowym 

zakresie podczerwieni. Należy również wyrazić przeko- 

 

 

nanie, że zastosowanie struktury barierowej z HgCdTe z absorberem 

typu p (pBp) lub implementacja 

 

podwójnej 

 

bariery 

 

do struktury 

detekcyjnej zwiększy parametry detekcyjne przyrządu. 

 

Praca naukowa finansowana ze środków na naukę w latach 

2010–2012 jako projekt badawczy. 

 

Literatura 

[1] Rogalski A. and P. Martyniuk: InAs/GaInSb superlattices as a promising 

material system for third generation infrared detectors. Infrared 

Physics & Technol. 48, 39–52 (2006). 

Rys. 11. RA i R o 

A dla nBn z T2SLs InAs/GaSb/B-Al 0.2 

Ga 0.8 

Sb, nBn [2] Klipstein P.: XBn’ barrier photodetectors for high sensitivity and high 

z HgCdTe i fotodiod HOT z HgCdTe operating temperature infrared sensors. Proc. SPIE. 6940, 69402U- 

1–11 (2008). 

Fig. 11. Temperature dependence of the RA and R o 

A products for 

MWIR InAs/GaSb/B-Al [3] Maimon S.and G. Wicks: nBn detector, an infrared detector with reduced 

dark current and higher operating temperature. Appl. Phys. 

0.2 

Ga 0.8 

Sb T2SL nBn detector, HgCdTe bulk photodiodes 

 

 

and nBn 

 

HgCdTe 

 

detector 

Lett. 89, 

 

151109-1–3 (2006). 

[4] Ting D. Z., C. J. Hill, A. Soibel, J. Nguyen, S. Keo, M. C. Lee, J. M. 

Oszacowane wartości wydajności kwantowych detektorów dla Mumolo, J. K. Liu, S. D. Gunapala: Antimonide-based barrier infrared 

detectors. 

 

Proc. SPIE 7660, 76601R, (2010). 

długości fali λ = 4,5 µm wynoszą odpowiednio 24% dla T = 77K 

[5] Ting D. Z., A. Soibel, J. Nguyen, C.J. Hill, SA Keo, J.M. Mumolo and S.D. 

i 15% dla T = 300K. Ich małe wydajności kwantowe warunkowane 

są małą grubością obszaru aktywnego (d = 1,94 µm) [13]. mentary 

Gunapala: A high-performance long wavelength superlattice comple- 

 

 

barrier infrared detector. Appl. Phys. Lett. 95, 023508 (2009). 

 

[6] Rogalski A., K. Adamiec, and J. Rutkowski: Narrow-Gap Semiconductor 

Photodiodes. SPIE Press, Bellingham, (2000). 

Gęstości prądów są porównywalne z tymi uzyskiwanymi 

 

dla 

 

Hg- 

 

 

 

CdTe, jednakże należy zaznaczyć, że w przypadku nBn HgCdTe [7] Rogalski 

 

A.: Infrared Detectors, second edition, CRC Press, Boca 

 

nie brano pod uwagę wpływu efektu tunelowego na heterozłączu 

 

Raton, (2011). 

[8] Norton P.: HgCdTe infrared detectors. Opto-Electron. Rev. 10, 159– 

 

bariera 

 

– absorber. 

 

Iloczyn 

 

 

RA i wykrywalność D * kształtują 174 (2002). 

się odpowiednio na poziomie 0,01–1 

 

Ωcm 2 i 10 9 –10 cmHz 1/2 /W [9] Rogalski A.: HgCdTe infrared detector material: history, status and 

outlook. Rep. Prog. Phys. 68, 2267–2336 (2005). 

w zakresie temperatur uzyskiwanych 

 

chłodziarkami termoelektrycznymi. 

 

 

 

[10] Velicu S., J. Zhao, M. Morley, A. M. Itsuno, J. D. Philips: Theoretical 

investigation of MWIR HgCdTe nBn detectors. Proc. SPIE. 8268, 

 

Na rysunku 11 przedstawiono porównanie iloczynu RA obliczonego 

dla UBIRD nBn z HgCdTe i nBn z InAs/GaSb/B-Al 0.2 

82682X, (2012). 

 

 

[11] Ting D. Z.-Y., A. Soibel, L. Höglund, J. Nguyen, C.J. Hill, A. Khoshakhlagh, 

and S.D. Gunapala: 

Ga 0.8 

Sb 

 

 

Type-II superlattice infrared detectors. in 

przy zasilaniu V = 50 mV i długości fali λ = 4,95 µm z iloczynem Semiconductors and Semimetals, Vol. 84, pp. 1–57, 

 

edited by S.D. Gunapala, 

D.R. Rhiger, and C. Jagadish, Elsevier, Amsterdam, (2011). 

R o 

A fotodiod z HgCdTe (HOT) wytworzonych w Zakładzie Fizyki 

[12] Rodriguez J.B., E. Plis, G. Bishop, Y.D. Sharma, H. Kim, L.R. Dawson, 

Ciała Stałego WAT/Vigos System SA. Uzyskane wyniki symulacji 

 

and S. Krishna: nBn structure based on InAs/GaSb type-II strained 

pokazują, że RA i R o 

A dla wymienionych struktur detekcyjnych layer superlattices. Appl. Phys. Lett. 91, 043514-1–2 (2007). 

 

są porównywalne, jednakże wykrywalności fotodiod z HgCdTe są [13] Martyniuk P., J. Wróbel, E. Plis, P. Madejczyk, A. Kowalewski, W. 

Gawron, S. Krishna, A. Rogalski: Performance modelling of MWIR 

zdecydowanie 

 

wyższe ze 

 

względu 

 

na 

 

ich 

 

większe wartości wydajności 

kwantowych. 

for publishing by Semiconductor Science & Technology. 

InAs/GaSb/B-Al 0.2 

Ga 

0.8 

Sb type-II 

 

superlattice 

 

nBn 

 

detector. 

 

Accepted 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 


Zastosowanie dedykowanych układów scalonych 

w systemach wyszukiwania punktu mocy maksymalnej 

dr inż. Wojciech Grzesiak, mgr inż. Jacek Piekarski, dr inż. Michał Cież 

Instytut Technologii Elektronowej, Oddział w Krakowie 

mgr inż. Paweł Grzesiak, Uniwersytet Ekonomiczny w Krakowie 

Implementacja techniki MPPT w systemach fotowoltaicznych pozwala 

na zwiększenie efektywności przetwarzania energii słonecznej 

na elektryczną nawet o 30%. Z reguły technika ta polega na 

wprowadzeniu do instalacji fotowoltaicznej stosownej, sterowalnej 

przetwornicy DC/DC, która w połączeniu z odpowiednim algorytmem 

bądź algorytmami wyszukiwania punktu mocy maksymalnej 

zapewnia odpowiednie dopasowanie energetyczne modułów PV do 

obciążenia. Najczęściej rozwiązania takie oparte są o powszechnie 

stosowaną technikę mikroprocesorową. W wielu przypadkach mogą 

one być zbyt kosztowne. Dla rozwiązania tego problemu w ostatnich 

latach wiele wiodących firm produkujących półprzewodnikowe układy 

scalone opracowało i wdrożyło do produkcji dedykowane układy, 

pozwalające na niskokosztową realizację techniki MPPT. W artykule 

dokonano przeglądu i oceny najciekawszych, zdaniem autorów, 

rozwiązań. W tym celu zaprojektowano i wykonano modele tych 

układów bazując na schematach aplikacyjnych zalecanych przez 

producentów. Dodatkowo przy ocenie tych rozwiązań kierowano się 

również możliwością ich miniaturyzacji poprzez zastosowanie technologii 

SMD oraz realizacji w technologii grubowarstwowej. 

Do testów zastosowano stanowisko badawcze zbudowane 

w oparciu o: oprogramowanie Solar Design Studio v.6.0, symulator 

modułów fotowoltaicznych firmy Agilent Technologies, interface, 

komputer oraz opracowane w ITE specjalizowane oprogramowanie 

pozwalające na zarządzanie systemem umożliwiającym symulację 

parametrów wyjściowych modułów fotowoltaicznych dla 

różnych warunków pogodowych oraz dla różnego ich położenia. 

Stanowisko to pozwala również na pomiar parametrów systemów 

oraz wizualizację ich funkcjonowania. Jest niezwykle pomocne 

przy ocenie działania systemów MPPT (Maximum Power Point 

Tracking), zwłaszcza przy ocenie czasu i precyzji wyszukiwania 

MPP. Więcej informacji na temat stanowiska [1]. 

Przegląd rozwiązań układowych 

Na rysunku 1 przedstawiono schemat aplikacyjny układu typu 

TPS61200 firmy Texas Instruments umożliwiający realizację systemu 

ładowania akumulatora lub superkondensatora z jednego 

lub kilku ogniw PV. 

Jego zasada działania opiera się na obserwacji napięcia wyjściowego 

ogniw PV w punkcie mocy maksymalnej, przy założeniu 

niewielkich zmian tego napięcia w funkcji nasłonecznienia i temperatury. 

Układ tak dopasowuje obciążenie, aby napięcie na wyjściu 

systemu było na stałym poziomie. Uzyskane w ten sposób 

rezultaty odbiegają od optymalnych o kilka procent, jednak cena 

systemu pozostaje niska. 

W tabeli 1 przedstawiono podstawowe parametry tego układu 

i porównano je z parametrami układu LTC 3105 firmy Linear 

Technology, którego schemat aplikacyjny przedstawiono na 

rys. 2. W jego wypadku algorytm MPPT jest zaimplementowany 

bezpośrednio w układzie scalonym. Jak widać jest to rozwiązanie 

pełniące taką samą funkcję, jednocześnie prostsze i wymagające 

zastosowania wyłącznie elementów pasywnych. 

Tab. 1. Podstawowe parametry układów 

Tabl. 1. Basic parameters of ICs with implemented MPPT algorithm 

TPS61200 SPV1040 LTC3105 

Zakres napięć we. [V] 0,3–5,5 0,3–5,5 0,225–5 

Min. napięcie startu [V] 0,3 0,3 0,25 

Zakres napięć wy. [V] 1,8–5,5 2–5,5 1,5–5,25 

Prąd spoczynkowy [mA] 0,055 0,022 0,022 

Prąd obciążenia [mA] 300 2000 60 

Rys. 2. Prosty system ładowania akumulatora wykorzystujący jako 

źrodło energii ogniwa PV z zastosowaniem układu LTC3105 [3] 

Fig. 2. Simple battery charger powered by PV cell, based on LTC3105 [3] 

Na rysunku 3 przedstawiono podobne rozwiązanie z zastosowaniem 

układu SPV1040 firmy ST Microelectronics. Jest to układ 

zawierający wbudowaną preprogramowaną jednostkę centralną 

odpowiedzialną za realizację popularnego algorytmu P&O (Perturb-and-observe). 

Rozwiązanie to pozwala na wysoką precyzję 

wyszukiwania MPP. Podstawowe parametry tego układu przedstawiono 

w tabeli 1. 

Rys. 1. Prosty system ładowania akumulatora wykorzystujący jako 

źródło energii ogniwa PV z zastosowaniem układu TPS61200 [2] 

Fig. 1. Simple battery charger powered by PV cell, based on TPS61200 [2] 

106 

Rys. 3. Zaawansowany system ładowania akumulatora wykorzystujący 

jako źrodła energii ogniwa PV z zastosowaniem układu SPV1040 [4] 

Fig. 3. Advanced battery charger powered by PV cells, based on 

SPV1040 [4] 


Rys. 4. Prosty system ładowania akumulatora wykorzystujący jako źródło energii 

ogniwa PV z zastosowaniem układu LTC3652 [3] 

Fig. 4. Simple battery charger powered by PV cells, based on LT3652 [3] 

Do realizacji systemów o mocy do 40 W przeznaczony 

jest układ firmy Linear Technology typu 

LT3652. Schemat tego systemu przedstawiono 

na rys. 4. Pozwala on na ładowanie akumulatora 

prądem do 2 A. Możliwe jest zwiększenie wielkości 

tego prądu poprzez równoległe łączenie 

ze sobą kilku takich systemów. Dostosowanie 

się do wartości napięcia w punkcie mocy maksymalnej 

daje dzielnik R8+R11/R12. Po obniżeniu 

się napięcia wejściowego poniżej ustalonego 

tym dzielnikiem poziomu, wewnętrzny regulator 

ustala prąd wyjściowy tak, aby utrzymać żądaną 

wartość napięcia. 

Do tej samej grupy zalicza się układ typu 

bq24650 firmy Texas Instruments. Jego schemat 

aplikacyjny przedstawiono na rys. 5. Zasada jego 

działania jest podobna jak we wcześniej opisanym 

układzie LTC3652. Po osiągnięciu przez napięcie 

wejściowe wartości progowej następuje obniżenie 

prądu ładowania trwające do momentu powtórnego 

osiągnięcia zadanego napięcia. 

Na szczególną uwagę zasługuje system 

o mocy do 200 W, zbudowany w oparciu o układ 

SPV1020 firmy ST Microelectronics – rys. 6. 

Układ wyposażony jest w preprogramowaną jednostkę 

centralną pozwalającą na precyzyjne wyszukiwanie 

MPP. Zastosowana w nim czterofazowa 

przetwornica DC/DC typu step-up pozwala na 

wyeliminowanie kondensatorów elektrolitycznych. 

Wbudowany interfejs SPI daje możliwość równoległej 

pracy systemów. 

W tabeli 2 przedstawiono wybrane podstawowe 

parametry systemów przedstawionych na rys. 4–6. 

Tab. 2. Podstawowe parametry systemów 

Tabl. 2. Basic data of the medium power ICs 

LT3652 bq24650 SPV1020 

U we 

[V] 4.95–34 5–28 5–24 

I wy 

[A] 2 2 8 

Rys. 5. Prosty system ładowania akumulatora wykorzystujący jako źródła energii 

ogniwa PV z zastosowaniem układu bq24650 [2] 

Fig. 5. Simple battery charger powered by PV cells, based on bq24650 [2] 

Obciążenie 

Li-Ion, 

Li-FePO 4 

, 

AGM 

Li-Ion, 

Li-FePO 4 

, 

AGM 

Zależnie 

od modułu 

wyjścia 

Rys. 6. Zaawansowany system ładowania akumulatora wykorzystujący jako źródła energii ogniwa PV z zastosowaniem układu SPV1020 [4] 

Fig. 6. Advanced battery charger powered by PV cells, based on SPV1020 [4] 


Rys. 7. Stanowisko badawcze do testowania systemów zbudowanych w oparciu o układy TPS61200, SPV1040 i LTC3105 

Fig. 7. Drawing of the test stand for testing devives based on TPS61200, SPV1040 and LTC3105 

Wyniki badań 

Ze względu na trudności w przystosowaniu symulatorów do pracy 

z sygnałami o niskim napięciu do testów niżej wymienionych układów 

zastosowano układ zestawiony według rys. 7. 

W układzie pomiarowym użyto barwnikowego modułu fotowoltaicznego 

wykonanego w technologii DSSC, gdyż jego wymiary 

są dobrze dopasowane do wymiarów oświetlacza. 

Wyniki pomiarów trzech pierwszych testowanych systemów 

małej mocy przedstawiono w tabeli 3. Pomiary przeprowadzono 

przy oświetleniu na poziomie 1000 W/m 2 . 

Przy wyliczeniu dokładności określenia punktu pracy wzięto 

pod uwagę moc pobieraną w tym punkcie charakterystyki modułu 

fotowoltaicznego. Moc powyżej 99% mocy maksymalnej osiągana 

jest w zakresie napięć między 1,050...1,160 V. 

Tab. 3. Wyniki pomiarów 

Tabl. 3. Test results for the low power systems 

TPS61200 LTC3105 SPV1040 

Napięcie wyjściowe modułu PV [V] 1,182 1,141 1,085 

Napięcie w punkcie mocy 

maksymalnej [V] 

1,132 1,132 1,132 

Dokładność wyszukania MPP [%] 97 99 99 

Sprawność [%] 37 83 73 

Minimalna ilość ogniw w module 2 2 2 

Rys. 8. Zrzut z ekranu symulatora dla systemów bazujących na układach SPV1020 i LT 3652 

Fig. 8. Screenshot of the display for the system based on SPV1020 and LT3652 

Pozostałe systemy zostały przetestowane z wykorzystaniem 

stanowiska badawczego opisanego w [1]. Z testów wynika, że dokładność 

wyszukiwania MPP mieściła się w przedziale 94…99%. 

Na rysunku 8 przedstawiono zrzut ekranu symulatora dla układów 

SPV1020 i LT 3652. 

Wnioski 

Przeprowadzona analiza ekonomiczna potwierdziła możliwość 

zastosowania prezentowanych układów do realizacji niskokosztowych 

systemów MPPT. Wszystkie zastosowane elementy aplikacyjne 

dostępne są również w wersji przeznaczonej do montażu 

powierzchniowego, co pozwala na realizację systemów również 

w technologii grubowarstwowej. Brak konieczności stosowania 

kondensatorów elektrolitycznych pozwala na uzyskanie ich wysokiej 

niezawodności oraz długiego czasu życia. 

Zaprojektowane i wykonane stanowiska badawcze pozwoliły 

na prowadzenie badań niezależnie od panujących w danej chwili 

warunków pogodowych. Przeprowadzone na nich badania potwierdziły 

zarówno szybkość jak i deklarowaną przez producentów 

precyzję wyszukiwania punktu mocy maksymalnej. 

Na szczególną uwagę zasługuje układ SPV1020, który doskonale 

nadaje się do realizacji regulatorów ładowania dla potrzeb 

autonomicznych systemów fotowoltaicznych. Jego wadą jest to, 

że wyposażony jest wyłącznie w przetwornicę step-up. Lepszym 

rozwiązaniem byłoby doposażenie go w dodatkową przetwornicę 

step-down, co zwiększyłoby jego uniwersalność. Uwaga ta została 

przekazana producentowi układu za pośrednictwem jego 

polskiego przedstawicielstwa. 

Literatura 

[1] Grzesiak W.: Solar Array Simulator System for Testing the Behaviour 

of PV Elements. Materiały Elektroniczne, 1/2009. pp. 124-131. 

[2] Witryna internetowa:www.ti.com 

[3] Witryna internetowa:www.linear.com 

[4] Witryna internetowa:www.st.com 

108 


Luminescencja izolatorów ceramicznych sieci 

energetycznych średnich napięć 

mgr Rafał Sobota, Politechnika Częstochowska, Wydział Elektryczny, Częstochowa 

dr hab. Arkadiusz Mandowski, dr Ewa Mandowska 

Akademia im. Jana Długosza, Instytut Fizyki, Częstochowa 

Zadaniem izolatorów w elektroenergetyce, oprócz funkcji czysto 

mechanicznych, jest skuteczne oddzielenie przewodów elektrycznych, 

znajdujących się pod wysokim napięciem, od otoczenia. 

Izolatory porcelanowe, podobnie jak ich szklani poprzednicy, sięgają 

historią do czasów drutów telegraficznych. Gdy ceny szkła 

zaczęły rosnąć, porcelana stała się atrakcyjną i niedrogą alternatywą. 

Izolatory porcelanowe są teraz łatwo dostępne i często 

stosowane. 

Wraz z pojawieniem się dystrybucji energii elektrycznej na 

przełomie XIX i XX wieku i koniecznością przesyłania prądu liniami 

energetycznymi w warunkach wysokich napięć, wzrosło zapotrzebowanie 

na większe i bardziej niezawodne izolatory. Ilość 

szkła w tym czasie była niewystarczająca, więc zaczęto eksperymentować 

z mieszaninami gliny. Ponadto pracowano nad nowymi 

wzorami izolatorów, spełniałyby swoje zadanie w każdych warunkach 

pogodowych. 

W dzisiejszych czasach, zakłady porcelany elektrotechnicznej 

oferują szeroki asortyment izolatorów do różnych zastosowań 

– począwszy od linii niskiego, średniego i wysokiego napięcia 

a skończywszy na konstrukcjach wsporczych, przepustowych 

oraz osłonowych. Niektóre firmy oferują również produkty typowo 

pod indywidualne zamówienia klientów, takie jak osłony do 

wyłączników, odgromników, przekładników napięciowych i prądowych, 

przepustów, kondensatorów, głowic kablowych, bezpieczników 

wysokonapięciowych, itp. Wysoka niezawodność eksploatacyjna 

oraz utrzymanie wymaganych parametrów, głównie 

w zakresie wytrzymałości mechanicznej i elektrycznej, jak również 

odporności na czynniki atmosferyczne oraz zanieczyszczenia, 

jest zapewniana przez stosowanie wysokiej jakości materiałów. 

W procesach produkcyjnych wykorzystuje się nowoczesne maszyny 

i urządzenia oraz wdrażane są nowe techniki wytwarzania. 

Dzisiejsze izolatory są wyrobami znormalizowanymi. Spełniają 

wymagania zarówno norm krajowych, jak i międzynarodowych. 

W elektroenergetyce izolatory można sklasyfikować następująco: 

liniowe, stacyjne, wsporcze, osłonowe oraz przepustowe. 

Skupimy się na pierwszym typie z uwagi na wykorzystanie 

porcelany elektrotechnicznej do ich produkcji oraz eksploatacji 

w newralgicznych miejscach sieci przesyłowej i dystrybucyjnej. 

W dalszej kolejności takie izolatory można podzielić na: stojące, 

wiszące kołpakowe oraz wiszące długopniowe. Poniższy artykuł 

skoncentruje się na charakterystyce i badaniach izolatorów stojących. 

Izolatory stojące są głównie stosowane w liniach niskiego napięcia 

sieci rozdzielczych. Można je również spotkać w sieciach 

średniego i wysokiego napięcia oraz rozdzielniach napowietrznych. 

Pełnią wówczas rolę wsporników szyn oraz części odłączników 

i bezpieczników. Izolatory stojące mają miano izolatorów 

sztywnych, których część izolacyjna służy do sztywnego mocowania 

na konstrukcji wsporczej. Część izolacyjną może stanowić 

jeden lub kilka elementów izolacyjnych na stałe połączonych ze 

sobą. Izolatory stojące mają małą wytrzymałość na złamanie. 

Toteż w przypadku sieci podlegającej kryterium wytrzymałości 

mechanicznej, gdy przekroje przewodów są małe, można je stosować. 

W przypadku wzrostu obciążenia linii oraz konieczności 

użycia przewodów o większym przekroju, należy wykluczyć możliwość 

ich stosowania. Izolatory te produkowane są dla określonych 

wartości napięcia. Najczęściej jest to napięcie poniżej 24 kV. 

Izolatory produkowane są ze specjalnego rodzaju tworzywa 

ceramicznego zwanego również porcelaną elektrotechniczną, 

w skład którego wchodzą surowce mineralne takie jak: skaleń, 

kaolin, glina, tlenek glinu oraz surowce specjalne będące tajemnicą 

spółek. Najczęściej można spotkać się z masą porcelanową 

o nazwie C130 [4]. Charakteryzuje się ona bardzo dobrymi 

właściwościami zarówno mechanicznymi, jak i elektrycznymi. 

Skład chemiczny takiego tworzywa przedstawia się następująco: 

55% Al 2 

O 3 

, 40% SiO 2 

, 0,5% Fe 2 

O 3 

, 4,5% TiO 2 

, CaO, MgO, K 2 

O, 

Na 2 

O. Wszystkie komponenty używane do produkcji mas i szkliw 

poddawane są kontroli jakości w zakresie ustalonym przez warunki 

techniczne surowców. Składniki dawkuje się przy pomocy 

automatycznego systemu naważania sterowanego komputerowo. 

Następnie wszystkie substraty trafiają do młyna kulowego 

z dodatkiem wody i mielników. Cykl ucierania trwa kilka godzin, 

aż do uzyskania odpowiedniego stopnia zmielenia wszystkich 

surowców zgodnego z warunkami technicznymi produkcji. Tak 

przygotowana masa w postaci szlamu kierowana jest do kadzi, 

gdzie mieszana jest z masą zwrotną pochodzącą z toczenia. Po 

wymieszaniu, szlam przepuszcza się przez układ sit oraz ferrofiltr 

magnetyczny. Następnie z masy odprowadzany jest nadmiar 

wody przy użyciu pras filtracyjnych. Kolejnym etapem jest 

homogenizacja powstałego tworzywa oraz jego odpowietrzenie 

w prasach próżniowych. Całość podsuszana jest elektrycznieoporowo 

w odpowiednich do tego boksach. Tak przygotowana 

masa porcelanowa gotowa jest do kształtowania. Formowanie 

odbywa się poprzez toczenie przy skrawaniu na różnego rodzaju 

tokarko-wytaczarkach, które sterowane są fotoelektrycznie lub 

numerycznie (CNC). Następnie wytoczone izolatory poddawane 

są końcowemu suszeniu w suszarniach typu rewersyjnego z wymuszonym 

obiegiem powietrza. Całością steruje automatyka według 

zadanych parametrów aż do uzyskania odpowiedniej niskiej 

wilgotności. Po tym etapie izolator sprawdzany jest wizualnie 

i w przypadku jakichkolwiek braków traktowany jest jako masa 

zwrotna. Kolejnym procesem jest szkliwienie. Do tego celu używa 

się najczęściej tlenków glinu. Na koniec przeprowadzone jest 

wypalanie w temperaturze 1300°C w piecach komorowych opalanych 

gazem. Ostatni etap ma istotne znaczenie w całym procesie 

produkcyjnym izolatora, gdyż uzyskuje on wtedy wszystkie odpowiednie 

parametry mechaniczne. 

Do podstawowych parametrów technicznych, z uwagi na wymagania 

stawiane izolatorom przez zakłady energetyczne, zalicza 

się przede wszystkim napięcie znamionowe oraz maksymalne 

napięcie robocze. Jak już wcześniej wspomniano, izolatory te 

produkowane są dla określonych wartości napięcia w zależności 

od miejsca montażu. Kolejnym parametrem jest częstotliwość 

prądu, przy jakim będzie pracował. Z technicznego punktu widzenia, 

ważnymi parametrami są również minimalna i maksymalna 

temperatura otoczenia, w jakiej będzie eksploatowany izolator. 

Następną, istotną rzeczą jest też rodzaj materiału z jakiego został 

wykonany oraz z jakim rodzajem spoiwa mamy do czynienia. 

W zależności czy dany izolator posiada okucie, podaje się rodzaj 

materiału z jakiego zostało wykonane oraz czy posiada powłokę 

antykorozyjną. Ponadto, izolator charakteryzują takie właściwości 

jak, minimalna droga upływu oraz strefa zabrudzenia. 

Metoda pomiaru 

Termoluminescencję (TL) można zaobserwować w różnych 

dielektrykach – zarówno organicznych, jak i nieorganicznych. 

Zjawisko to jest procesem dwuetapowym. Na początku materiał 

poddany jest ekscytacji – zazwyczaj wysokoenergetycznym 


promieniowaniem jonizującym. W celu wywołaniu luminescencji 

używamy stymulacji termicznej. W odpowiednio wysokiej temperaturze 

wszystkie ciała emitują światło – jest to promieniowanie 

termiczne. Jednak w TL emisja światła znacznie przewyższa wartość 

promieniowania termicznego w danej temperaturze. TL nie 

występuje też, gdy nie ma ekscytacji. 

Wytłumaczenie zjawiska TL opiera się na istnieniu w materiale 

pułapek nośników ładunku. Pułapki są związane z defektami 

struktury krystalicznej (np. domieszki, dyslokacje itp.). Istnienie 

pułapki manifestuje się w postaci zlokalizowanego (przestrzennie 

i energetycznie) poziomu energetycznego w przerwie wzbronionej 

izolatora. W zależności od położenia względem poziomu 

Fermiego pułapka może wychwytywać elektrony lub dziury. Podczas 

ekscytacji generowane są przejścia pasmo-pasmo i część 

pułapek zapełnia się nośnikami ładunku. W tym metastabilnym 

stanie materiał może pozostawać przez bardzo długi czas – często 

liczony w latach. Dopiero podwyższona temperatura (czynnik 

stymulujący) uwalnia uwięzione w pułapkach nośniki ładunku 

(aktywne pułapki), które następnie rekombinują z uwięzionymi 

nośnikami przeciwnego znaku. Ten drugi rodzaj pułapek nazywamy 

centrami rekombinacji. Bardzo często taka rekombinacja 

bywa promienista, a więc możemy wtedy zaobserwować światło 

(luminescencję). 

Analizując krzywe TL możemy uzyskać wiele informacji dotyczących 

struktury energetycznej i koncentracji różnych defektów 

występujących w materiale. W szczególności możemy wyznaczyć 

energie aktywacji pułapek, czynniki częstotliwościowe itp. [5]. 

Eksperyment 

Materiał do badań – próbki porcelany elektrotechnicznej o średnicy 

ok. 5 mm, pobierano w sposób mechaniczny z wcześniej ustalonych 

miejsc izolatora elektroenergetycznego. Przyjęto trzy newralgiczne 

punkty do badań: środek (rdzeń), część wewnętrzna 

kołpaka oraz osłonowa warstwa zewnętrzna, czyli szkliwo. Z tak 

przygotowanego materiału mierzono termoluminescencję naturalną, 

w której ekscytacja dokonywała się samorzutnie poprzez 

naturalne występujące promieniowanie jonizujące – tzw. promieniowanie 

tła. 

W celu wzmocnienia siły rejestrowanego sygnału część próbek 

ekscytowano dodatkowo źródłem promieniowania beta 90 Sr 90 Y. 

Do pomiaru próbka była montowana na stoliku grzewczym kriostatu. 

W celu uniknięcia niepożądanej deekscytacji materiału, 

czynności te, jak również samo przygotowanie próbki, wykonywano 

w ciemności, używając jedynie słabego czerwonego światła. 

Pomiaru TL dokonywano podczas liniowego ogrzewania próbki 

z szybkością β = 0,7 K/s w zakresie temperatur 300…600K. Rolę 

detektora pełnił fotopowielacz bialkaliczny firmy Hamamatsu działający 

w trybie zliczania fotonów (photon counting). W wysokich 

temperaturach (powyżej 450K) pomiar TL może być silnie zaburzony 

przez naturalne promieniowanie termiczne. Dlatego też, po 

zakończeniu właściwego pomiaru dokonywano też pomiaru tła, 

które w dalszym etapie odejmowano od zmierzonego widma. 

Pomiary spektralnie rozdzielczej TL dokonywano w znacznie 

bardziej złożonej konfiguracji. Światło luminescencji było zbierane 

przez światłowód do monochromatora M266 (Solar Laser Systems) 

skanującego widma w zakresie 250…600 nm, a następnie 

do fotopowielacza bialkalicznego. Cała aparatura sterowana jest 

komputerowo przez dedykowany system elektroniczny. 

Wyniki 

Do badania wybrano ceramiczne izolatory stojące na napięcie 

do 24 kV. Wyniki pomiaru TL dla naturalnych próbek pobranych 

z trzech różnych miejsc izolatora: z rdzenia, kołpaka i szkliwa, 

pokazane są na rys. 1. Na uwagę zasługuje wyraźny pik TL 

rdzenia położony w zakresie 310…375K. Co ciekawe – w dwu 

pozostałych próbkach ten pik nie występuje. Pomiary TL wykonywano 

w zakresie do 600K, niemniej zmierzony naturalny 

sygnał jest tak słaby, że dla T > 430K praktycznie ginie w szumie 

termicznym. 

110 

TL [a.u.] 

500 

400 

300 

200 

100 

0 

Izolator naturalny 

rdzeń 

kołpak 

szkliwo 

300 325 350 375 400 425 450 475 500 

Temperatura [K] 

Rys. 1. Termoluminescencja trzech naturalnych próbek (bez napromieniania) 

stojących izolatorów ceramicznych pobranych 

z różnych miejsc izolatora – rdzenia, kołpaka i szkliwa. Naniesione 

krzywe są wynikiem uśrednia numerycznego sąsiednich punktów 

pomiarowych 

Fig. 1. Thermoluminescence of three natural samples (without irradiation) 

of ceramic stand-insulators, taken from various places: core, 

cap and glaze. Curves represent running average approximation 

TL [a.u.] 

50000 

40000 

30000 

20000 

10000 

Izolator 

napromieniony 

rdzeń 

kołpak 

szkliwo 

0 

300 350 400 450 500 550 600 

Temperatura [K] 

Rys. 2. Termoluminescencja trzech próbek pobranych z izolatora stojącego 

– rdzenia, kołpaka i szkliwa. Przed pomiarem próbki naświetlono 

dawką 265 Gy 

Fig. 2. Thermoluminescence of three samples of ceramic stand-insulators, 

taken from various places: core, cap and glaze. The samples 

were irradiated with 265 Gy dose 

TL [a.u.] 

100 

80 

60 

40 

20 

0 

250 300 350 400 450 500 550 600 

Długość fali [nm] 

Rys. 3. Pomiary widmowe (czarne kropki) termoluminescencji scałkowane 

po temperaturze w zakresie 300…470K. Materiał naświetlony 

dawką 450 Gy. Linia przerywana jest poprowadzona dla połączenia 

punktów pomiaru 

Fig. 3. Spectral measurements (black dots) of thermoluminescence 

integrated over temperature from 300 to 470K. The materiał was irradiated 

with 450 Gy dose. Dotted line is shown to guide the eyes 


Znacznie lepsze wyniki uzyskano naświetlając próbki dawką 

265 Gy (rys. 2). Ponownie najsłabiej wypadło szkliwo izolatora. 

TL rdzenia i kołpaka ujawnia bardzo złożoną strukturę poziomów 

energetycznych w badanym izolatorze. Niskotemperaturowe (do 

470K) piki rdzenia i kołpaka występują w tych samych temperaturach, 

jednak różnią się intensywnością. W celu przeprowadzenia 

dokładnej analizy teoretycznej konieczna jest dekonwolucja 

krzywych. Do analizy pików wysokotemperaturowych konieczne 

jest zmniejszenie poziomu tła. Można to osiągnąć przy zastosowaniu 

filtrów optycznych, które jednak mogą też zmniejszyć TL 

– rezultat zależy od rozkładu widmowego luminescencji. Próba 

pomiaru spektralnego TL przedstawiona jest na rys. 3. Z uwagi 

na bardzo niski poziom sygnału TL, pomiar jest obarczony dużym 

błędem. Można jednak przypuszczać, że maksimum emisji 

przypada w okolicach 400 nm, co daje możliwość wyeliminowania 

części podczerwonej promieniowania termicznego. 

Podsumowanie 

W artykule przedstawiono wstępne badania termoluminescencji 

izolatorów ceramicznych sieci energetycznych średnich napięć. 

W toku badań stwierdzono, że izolatory wykazują słabą, lecz mierzalną 

luminescencję, nawet w stanie naturalnym – bez ekscytacji 

promieniowaniem jonizującym. Charakterystyka TL zależy od 

wielu czynników – m.in. miejsca pobrania materiału do badań, 

rodzaju masy użytej do wyrobu izolatora, jego wieku oraz prawdopodobnie 

warunków, w jakich pracował. Badania TL pozwalają 

więc określić strukturę defektową izolatorów ceramicznych. Z tego 

powodu, istnieją silne przesłanki, że metoda TL może służyć do 

testów jakościowych izolatorów ceramicznych. 

Praca naukowa finansowana częściowo ze środków na naukę 

w latach 2011–2013 jako projekt badawczy nr N N505 487640. 

Literatura 

[1] Horak J.: Sieci elektryczne – elementy sieci rozdzielczych cz.1. 

skrypty Politechniki Częstochowskiej, Wyd. PCz., Częstochowa, 

1997. 

[2] Marzecki J.: Miejskie sieci elektroenergetyczne. Oficyna Wydawnicza 

Politechniki Warszawskiej, Warszawa 1996. 

[3] PN-EN 60383-1 „Izolatory do linii napowietrznych o znamionowym 

napięciu powyżej 1 kV. Ceramiczne i szklane izolatory do sieci prądu 

przemiennego”, Polska Norma, PKN 2005. 

[4] „Materiały konferencyjne i protokoły badawcze Zakładu Porcelany 

Elektrotechnicznej ZAPEL SA”, Boguchwała, 2009. 

[5] Chen R., S. W. S. McKeever: Theory of Thermoluminescence and 

Related Phenomena. World Scientific, Singapore, 1997. 

Dobór mikrokontrolera do sterowania inwerterem 

napięcia w systemach UPS 

dr hab inż. Zbigniew Rymarski 

Politechnika Śląska, Wydział Automatyki, Elektroniki i Informatyki, Instytut Elektroniki, Gliwice 

Publikowane dotąd artykuły na ogół przedstawiały konkretne rozwiązania 

układów mikroprocesorowych sterujących inwerterami 

(autor stosuje określenie „inwerter”, rezerwując określenie „falownik” 

dla napędów silników indukcyjnych, gdzie należy uzyskiwać 

zmienną częstotliwość generowanego napięcia), nie starając się 

jednak uzasadnić wyboru danego układu. Trzeba zresztą przyznać, 

że przy obecnej doskonałości mikrokontrolerów i układów 

FPGA w większości przypadków uzyskuje się pożądany efekt. 

Jednak świadomy dobór, ogólnie mówiąc, układu sterującego 

(bez uwzględniania wpływu sprzężenia zwrotnego, które i tak nie 

zlikwiduje błędów spowodowanych sposobem generacji PWM) 

może pomóc w niewielkiej poprawie jakości przebiegu napięcia 

wyjściowego (poniżej 0,5% współczynnika zniekształceń harmonicznych 

THD). Współczynnik THD filtrowanego napięcia wyjściowego 

inwertera napięcia jest definiowany przez normy IEEE-519 

i PN-EN 62040-3. Określona przez PN-EN 62040-3 graniczna 

wartość THD dla obciążenia liniowego i nieliniowego (prostownikowego 

z filtrem RC o PF = 0,7) dla najlepszej tzw. opcji klasyfikacyjnej 

S systemu UPS licząc do 40. harmonicznej wynosi 

8%. Norma IEEE-519 mówi o zalecanym nie przekraczaniu 5% 

THD i wymaga, aby amplituda żadnej z harmonicznych napięcia 

nie przekroczyła 3% amplitudy podstawowej harmonicznej (f m 

). 

Omówione parametry dotyczyły filtrowanego napięcia wyjściowego 

i mogły służyć jako podstawa do doboru parametrów filtra 

wyjściowego [1–6]. Dobór rozwiązań konstrukcyjnych modulatora 

wymaga jednak analizy niefiltrowanego sygnału napięciowego 

PWM. Przy wysokim stosunku częstotliwości przebiegu modulowanego 

do modulującego f s 

/f m 

(w praktyce dla UPS powyżej 

kilkuset) niezbędny jest podział widma harmonicznych niefiltrowanego 

napięcia na dwa pasma – „niskich” harmonicznych 

w zakresie do połowy częstotliwości przełączania i „wysokich” 

harmonicznych – powyżej tej częstotliwości. Właściwy i rozsądny 

(o ograniczonych wymiarach) dobór filtra wyjściowego [1–6], 

mającego efektywnie tłumić najwyższą harmoniczną napięcia 

wyjściowego (o częstotliwościach f s 

lub f s 

±f m 

), a równocześnie nie 

zwiększającego nadmiernie mocy biernych w elementach filtra, 

powoduje, że filtr nie tłumi niskich harmonicznych. Dlatego należy 

je zminimalizować już w układzie otwartym poprzez odpo- 

a) b) 

Rys. 1. a) Współczynnik THD regularnej modulacji PWM 2- i 3-poziomowej dwuzboczowej dla współczynnika f s 

/f m 

= 512 i n T 

= ∞, b) Współczynnik 

LHD regularnej modulacji PWM 3-poziomowej jedno- i dwuzboczowej dla współczynnika f s 

/f m 

= 512 i n T 

= ∞ 

Fig. 1. a) THD coefficient of the regular-sampled, 2- and 3-level, double-edge PWM for f s 

/f m 

= 512 and n T 

= ∞. b) LHD coefficient of the regularsampled, 

3-level, single- and double-edge PWM for f s 

/f m 

= 512 and n T 

= ∞ 


a) b) 

Rys. 2. a) Błąd względny regularnej modulacji PWM 3-poziomowej dwuzboczowej dla współczynnika f s 

/f m 

= 512 i M = 1 w funkcji połowy liczby 

zliczanych impulsów 0,5n T 

, b) Przyrost LHD regularnej modulacji PWM 3-poziomowej dwuzboczowej spowodowany niedostateczną liczbą 

połowy zliczanych impulsów 0,5n T 

Fig. 2. a) The relative error of the regular-sampled, 3-level, double-edge PWM for f s 

/f m 

= 512 and M = 1 as a function of the number of the half 

of counted pulses 0,5n T 

. b) LHD increase of the regular-sampled, 3-level, double-edge PWM caused by the insufficient number of the half of 

counted pulses 0,5n T 

wiednią modulację PWM i zastosowanie efektywnego sprzężenia 

zwrotnego. Równocześnie przed filtracją wartości skuteczne 

„wysokich” harmonicznych są wielokrotnie większe niż „niskich” 

harmonicznych, ale te „niskie” praktycznie nietłumione zostaną 

przeniesione przez filtr. Dlatego po analizach [5, 7] przyjęto jako 

znaczące w dalszych rozważaniach dwa współczynniki: LHD 

– stosunek wartości skutecznej harmonicznych od 2 do 9 do wartości 

podstawowej harmonicznej i całościowy współczynnik THD. 

Nieco inne podejście przedstawiono w [8], gdzie posłużono się 

„ważonym” współczynnikiem WTHD, odpowiednikiem THD w którym 

wartości skuteczne poszczególnych harmonicznych dzielone 

są przez ich rząd, co uwydatnia znaczenie niskich harmonicznych 

i wiąże współczynnik WTHD wprost z wartością skuteczną wyjściowego 

prądu tętnień. 

Na współczynnik THD (rys. 1a) bezpośredni wpływ ma ilość 

poziomów modulacji – im ich więcej, tym THD jest mniejszy (najgorszy, 

najwyższy współczynnik THD ma modulacja dwupoziomowa) 

i współczynnik głębokości modulacji M – im bardziej zbliżony 

do 1 tym THD mniejszy (ale wysoki współczynnik modulacji 

ogranicza dynamikę sterowania inwerterem [5]). Stąd wniosek 

o potrzebie stosowania, co najmniej modulacji trójpoziomowej 

dla układów jednofazowych, która nie wymaga innego mostka 

falownika (rys. 3) niż dwupoziomowa. Układy o większej ilości 

poziomów m niż 3 umożliwiają √(m-1) krotne obniżenie wielkości 

dławika w filtrze wyjściowym [5, 6] (i przez to polepszenie parametrów 

sterowania, [5, 9]), lecz przez zwiększenie ilości przełączników 

wzrastają straty statyczne i dynamiczne. Stąd w dalszych 

rozważaniach dla jednofazowych inwerterów napięcia, jako 

wystarczającą analizowano modulację regularną trójpoziomową. 

Analiza współczynnika LHD (rys. 1b) pozwala na uwidocznienie 

wpływu znaczenia mniej podstawowych parametrów modulacji 

PWM (modulacja jedno lub dwuzboczowa), umożliwiając przez to 

wskazanie pożądanych cech parametrów mikrokontrolerów sterujących 

inwerterami. 

W falownikach napięcia stosowanych w napędach indukcyjnych 

silników elektrycznych, gdzie dopuszczalna jest 3 harmoniczna 

i jej wielokrotności od lat stosowano metodę modulacji wektora 

przestrzennego – SVM wykorzystując dedykowane procesory 

DSP z zaimplementowanymi sprzętowo funkcjami transformat 

Clarke i Parka. Jednak uniwersalne procesory DSP są zaprojektowane 

pod kątem typowych operacji cyfrowego przetwarzania 

sygnałów (np. zawsze mają funkcję MAC), gdy zalecane jest 

programowanie synchroniczne [10] z ograniczonym wykorzystaniem 

przerwań (typowym w sterowaniu inwerterami napięcia dla 

sytemów UPS). Dopiero obecnie produkowane są mikroprocesory 

łączące zalety procesorów DSP i mikrokontrolerów (np. rodzina 

STM32F4), zawierające sprzętowe jednostki DSP i jednostki 

zmiennoprzecinkowe. Nie należy też zapominać, że inną wiedzą 

dysponuje inżynier zajmujący się cyfrowym przetwarzaniem sygnałów 

np. w akustyce, a inną inżynier projektujący układy mocy. 

112 

Dlatego przy wyborze procesora sterującego niebagatelną rolę 

odgrywają gotowe biblioteki funkcji przygotowane dla danego 

układu. W systemach UPS o mocy pozornej do 3 kVA (granica 

definiowana przez normę EN 62040-1-2, poniżej której typowym 

obciążeniem inwertera jest obciążenie nieliniowe prostownikowe 

z filtrem RC) stosuje się zwykle częstotliwości przełączania rzędu 

kilkudziesięciu kHz. W artykule przyjęto jako typową, dogodną 

z punktu widzenia mikroprocesorowego sterowania częstotliwość 

f s 

= 25600 Hz. Dobranie odpowiedniej dokładności generacji impulsów 

minimalizuje harmoniczne powstające w wyniku modulacji 

PWM. Maksymalna, możliwa do uzyskania rozdzielczość amplitudy 

generowanego sygnału, jest teoretycznie mniejsza lub równa 

rozdzielczości zapisu przebiegu w zakresie od 0 do π/2 – czyli dla 

przyjętego f s 

jest to 1/128 [13]. Przy określeniu rzeczywistej rozdzielczości 

należy uwzględnić dopuszczalną częstotliwość wejściową 

licznika f T 

komparatora z modulatora PWM (odpowiada jej 

maksymalna ilość impulsów n T 

= f T 

/f s 

zliczanych w jedym okresie 

przełączania), która musi być tak wysoka, aby kolejne wartości 

wpisywane do liczników w sąsiednich okresach przełączania 

różniły się od siebie. Dla preferowanej modulacji dwuzboczowej 

(rys. 1a, 1b, 2a, 2b) należy dla danej częstotliwości f T 

należy brać 

pod uwagę połowę impulsów n T 

. Rysunek 2a przedstawia dodatkowy 

błąd względny wprowadzany przez niedostateczną liczbę 

impulsów. 

Dla f s 

= 25600 Hz, dopiero maksymalna ilość zliczanych 

impulsów w okresie T s 

nie mniejsza niż n T 

= 2*1329 = 2658 

(f T 

= 68044800 Hz) nie wprowadza dodatkowego błędu aproksymacji 

funkcji sinus (rys. 2a). Przykładowo najwyższa dopuszczalna 

częstotliwość f T 

dla procesorów LPC2148 wynosi 60 MHz, 

a procesorów STM32F4 – 168 MHz (liczniki TIM1 i 8). Rysunek 2b 

ilustruje przyrost współczynnika LHD dla niedostatecznej ilości 

impulsów n T 

, praktycznie niezależny od współczynnika modulacji 

M. Dla 0,5n T 

≥ 1329, przyrost LHD na rysunku 2b jest praktycznie 

niemierzalny. 

Mikrokontrolery w sterowaniu inwerterami 

W rozwiązaniach z lat 90. [11] stosowano 8-bitowe mikrokontrolery 

oparte na rdzeniu z procesora MCS-51 z 12 MHz oscylatorem 

oraz z dodanymi przetwornikami AC (np. układy SAE80515/535 

firmy Siemens/Infineon) i układami komparatorów ułatwiających 

generację sygnału PWM o stałej częstotliwości. Wadą tych procesorów 

była niska częstotliwość wejściowa f T 

= 1 MHz układów 

licznikowych wykorzystywanych do modulacji PWM. Spełnienie 

wymogów normy EN 62040-3 w zakresie statycznych i dynamicznych 

obciążeń było niemożliwe do zrealizowania. Sinusoidę 

o regulowanej co okres podstawowy amplitudzie i ograniczonym 

zakresie zmian częstotliwości generowano na podstawie 

odczytu wyliczonych wcześniej tablic kolejnych szerokości impulsów 

dla przebiegów sinusoidalnych o różnych amplitudach, 

co powodowało niską przyjmowaną częstotliwość przełączania, 


a) b) 

c) 

Rys. 3. a) Schemat modulacji PWM, b) oznaczenia przełączników w mostku, c) napięcie wyjściowe inwertera (L F 

= 2 mH, C F 

= 1 µF, f s 

= 25600 

Hz, 0,5n T 

= 1171, mikrokontroler LPC2148), THD = 1,89% 

Fig. 3. a) PWM schema, b) the power bridge switches description, c) VSI output voltage (L F 

= 2 mH, C F 

= 1 µF, f s 

= 25600 Hz, 0,5n T 

= 1171, microcontroller 

LPC2148), THD = 1,89% 

np. f s 

= 3 kHz (teoretyczna maksymalna rozdzielczość amplitudy 

6,7%). Stosowano najprostszą modulację dwupoziomową, jednozboczową. 

Oprogramowanie pisano w języku asemblera, ze 

względu na nieoptymalność dostępnych kompilatorów języka C 

np. firmy Archimedes Software. Wszystkie operacje wykonywano 

wykorzystując przerwania od komparatorów PWM, co jest istotną 

cechą wszystkich, aż do dziś stosowanych metod sterowania 

inwerterami. Jedyną możliwą do realizacji funkcją sterowania 

była prosta regulacja PI amplitudy, raz na okres podstawowy, 

oparta na jednokrotnym w podstawowym okresie T m 

pomiarze 

amplitudy napięcia wyjściowego. W stosunku do aktualnych niskonapięciowych 

układów korzystne było stosowanie 5 V zasilania 

procesora i układów logicznych, co zwiększało odporność 

na zakłócenia. Natomiast korzystanie z zewnętrznej pamięci 

programu zmniejszało tę odporność. Zawsze, również obecnie, 

sterując mikroprocesorowo inwerter należy stosować dodatkowe, 

zewnętrzne, szybkie, sprzętowe zabezpieczenia nadprądowe, 

np. wykrywając nadmierny wzrost napięcia na przewodzących 

tranzystorach MOS w mostku. W następnych latach zastosowano 

mikroprocesory firmy Dallas np. DS87C550 (z wewnętrzną 

pamięcią programu) oparty na liście instrukcji i architekturze 

MCS-51, o zwiększonej częstotliwości oscylatora do 24 MHz 

(maksymalnie 33 MHz) i jej wewnętrznemu podziałowi przez 4 

(tzw. cykl maszynowy), co radykalnie zwiększało częstotliwość 

wejściową f T 

liczników do 6 MHz, wykorzystywanych w komparatorach 

modulatora PWM oraz umożliwiło „bieżącą” (w każdym 

okresie przełączania) trzypoziomową, jednozboczową generację 

przebiegu PWM, uwzględniając mnożenie zapisanej referencyjnej 

sinusoidy w każdym generowanym okresie przełączania T s 

przez 

współczynnik modulacji M wyliczany raz na okres podstawowy 

T m 

. Przy zastosowanej częstotliwości przełączania f s 

= 25600 Hz 

(n T 

= 234), amplitudę napięcia wyznaczano poprzez odejmowanie 

od siebie całkowanego napięcia w czasie pierwszego półokresu 

podstawowej sinusoidy napięcia wyjściowego i napięcia całkowanego 

w czasie drugiego półokresu [12]. Wykonywano pomiar 

sinusoidalnego napięcia wyjściowego poprzez transformator obniżający 

napięcie, w każdym okresie przełączania, przesuwając 

poziom napięcia na wejściu przetwornika AC względem zera 

o stałą wartość, która zostawała w opisanych obliczeniach zerowana. 

Zastosowano ciekawy pomysł prezentowany przez firmę 

Infineon [13], zamieniający mnożenie na sumowanie dwóch 

wartości odczytanych z tablic. Wartość współczynnika M (jest to 

bezwymiarowa postać amplitudy) przedstawiano w postaci tablicy 

funkcji arccos(M). 

M sin( φ) 

= cos(arccos( M ))sin( φ) 

= 

= 0,5sin( φ − arccos( M )) + 0,5sin( φ + arccos( M )) (1) 

Należy zapisać w postaci tablic funkcję arccos(M) w zakresie 

od 0 do π/2 dla zmiany M od 0 do 1 i funkcję 0,5sin(φ) dla argumentu 

od –π/2 do 5π/2. Oprogramowanie pisano nadal w języku 

asemblera. 

Zastosowanie 8-bitowych procesorów AVR ATMega pracujących 

z napięciem zasilania 5 V (ze względu na zakłócenia), z częstotliwością 

f T 

= 16 MHz na wejściu liczników umożliwiło generację 

f s 

= 25600 Hz, przy maksymalnie 0,5n T 

= 312 dla sprzętowej 

modulacji dwuzboczowej PWM (nazywanej w ATMega − Phase 

and Frequency Correct PWM Mode). W przypadku procesorów 

ATMega korzystano z darmowych kompilatorów języka C − AVR 

GCC (z pakietu WinAVR) w ogólnie dostępnym środowisku AVR 

Studio. 

Dopiero 32-bitowe mikrokontrolery z rodziny ARM7TDMI, np. 

LPC2148 spełniają wymagania dotyczące regulacji nadążnej dla 

każdego okresu przełączania i dzięki temu sterowane przez nie 

inwertery mogą sprostać wymogom EN 62040-3. Przy częstotli- 


wości pracy rdzenia 60 MHz i takiej samej częstotliwości wejściowej 

f T 

liczników komparatorów, dla częstotliwości przełączania 

f s 

= 25600 Hz w jednym okresie przełączania można uzyskać 

maksymalnie zliczenie do 0,5n T 

= 1171 dla jednego zbocza modulacji 

dwuzboczowej (nazywanej w LPC − double edge). Dwa 

10-bitowe przetworniki AC mogą równocześnie przetwarzać dane 

wejściowe przy wystarczająco krótkim minimalnym czasie 2,44 μs 

(dla okresu przełączania około T s 

= 39 µs). Dokładność pomiarów 

zwiększono (pomiar unipolarny napięcia w całym zakresie rozdzielczości, 

brak problemu ze składową stałą) stosując prostowniki 

operacyjne napięcia wyjściowego i komparatory jego znaku. 

Jednak procesor ten nie posiada sprzętowych operacji zmiennoprzecinkowych 

i przy sterowaniu trójfazowych inwerterów napięcia, 

gdy trzeba zdublować operacje inwertera jednofazowego stosując 

transformację Clarke, sprawdza się jedynie przy relatywnie 

prostym sterowaniu PID/CDM&RPC [5] z pomiarem tylko napięć 

wyjściowych. Oprogramowanie LPC2148 tworzono z wykorzystaniem 

kompilatora GNUARM języka C++ w środowisku Eclipse. 

Nowym rozwiązaniem jest zastosowanie 32-bitowych procesorów 

ARM Cortex-M4 z rodziny STM32F4 (np. STM32F407VGT6, 

o częstotliwości zegara 168 MHz, 210 DMIPS i licznikach TIM1 

oraz TIM8 pracujących z pełną częstotliwością zegara (dla f s 

= 

25600 Hz, 0,5n T 

= 3281). Modulacja PWM dwuzboczowa (nazywana 

w STM32 center-aligned) umożliwia uzyskanie negowanych 

impulsów PWM i wprowadzenie czasu martwego pomiędzy tymi 

impulsami. Nie jest to jednak bardzo istotne wobec powszechnego 

stosowania specjalizowanych drajwerów (automatycznie 

wprowadzających czas martwy) do sterowania tranzystorami 

MOSFET/IGBT (z układami bootstrap do sterowania „wysokich” 

tranzystorów w mostku oraz dużą impulsową wydajnością prądową), 

np. takich jak IR2184. Natomiast zarówno w procesorach 

LPC2148 jak i STM32F4 istnieje możliwość uzyskania ciągłego 

sygnału po odpowiednim ustawieniu liczników – na poziomie 

niskim lub wysokim – bez generacji impulsów, co ułatwia realizację 

przedstawionego na rys. 3a schematu modulacji. W wersji 

STM32F407VG zastosowano trzy 12-bitowe przetworniki AC, 

mogące równocześnie dokonywać pomiaru przy osiągalnych 

czasach przetwarzania poniżej 0,5 µs (2,4 MSPS). Do tworzenia 

programu wykorzystano profesjonalne środowisko Keil µVision 

V4.23, umożliwiające darmową kompilację do 32 kB kodu. Dużym 

ułatwieniem są gotowe biblioteki funkcji dostępne dla procesora 

STM32F4, wykorzystujące standard CMSIS. Należy zapewnić 

wymianę danych pomiędzy PC a kontrolerem inwertera 

przez dostępne łącza szeregowe, najlepiej USB, wystarczająco 

w klasie HID (nie potrzeba drajwerów w komputerze PC z systemem 

Windows), w celach testowych lub do ustawiania parametrów 

sterowania inwerterem. O ile dla procesora LPC2148 istnieją 

już gotowe biblioteki firmy Keil oprogramowujące łącze USB-HID 

w języku C, to w przypadku STM32F4 te biblioteki są chwilowo 

(luty 2012) niekompletne. Przy budowie prototypu niezbędne jest 

dokładne określenie współczynnika normalizacji pomiaru napięcia 

wyjściowego k nor 

=(0,5n T 

-1)/V OUTmax 

, wpływającego na funkcję sterowania 

[5], gdzie V OUTmax 

jest maksymalną zmierzoną wartością 

wyprostowanego napięcia wyjściowego. Tylko wymiana danych, 

np. przez USB, pomiędzy PC a pracującym prototypem inwertera 

to umożliwia. 

Podsumowanie 

Najważniejsze z cech mikrokontrolerów (z wewnętrzną pamięcią 

programu) predyponujących je do sterowania inwerterami, to wystarczająca 

częstotliwość wejściowa liczników komparatorów modulatora 

PWM dla przyjętej czestotliwości przełączania, szybkie 

przetwarzanie, najlepiej równoległe w 2 lub 3 przetwornikach AC, 

szybka obsługa przerwań od układów PWM, typowe porty szeregowe 

(obecnie USB-HID) umożliwiające szybką wymianę danych 

z komputerem nadrzędnym w celu ustawienia parametrów 

inwertera. Przy obecnej komplikacji mikroprocesorów niezbędne 

są dostępne biblioteki funkcji w języku C dla konkretnego układu. 

Wniosek z praktycznych badań inwerterów był taki, że o ile 

procesory ARM7TDMI są wystarczające obecnie do sterowania 

jednofazowymi inwerterami, o tyle do bardziej zaawansowanego 

sterowania inwerterem 3-fazowym lepiej obecnie wykorzystać 

procesory ARM Cortex M4 w wersji z 3 przetwornikami AC i jednostką 

zmiennoprzecinkową. 

Literatura 

[1] Rymarski Z.: Zagadnienia projektowe jednofazowych inwerterów 

napięcia w układach UPS. Elektronika – Konstrukcje, Technologie, 

Zastosowania, Wydawnictwo SIGMA-NOT, nr 11/2007, str. 367– 

372. 

[2] Rymarski Z.: Projektowanie jednofazowego inwertera napięcia małej 

mocy dla nieliniowego obciążenia. Elektronika – Konstrukcje, Technologie, 

Zastosowania, Wyd. SIGMA-NOT, nr 11/2008, str. 48–51. 

[3] Rymarski Z.: Design Method of Single-Phase Inverters for UPS Systems. 

Journal TETN, International Journal of Electronics, vol. 96, 

No. 5, pp. 521–535, May 2009. 

[4] Rymarski Z.: The analysis of output voltage distortion minimization 

in the 3-phase VSI for the nonlinear rectifier ROCO load. Przegląd 

Elektrotechniczny (Electrical Review), R. 85 NR 4/2009, pp. 127– 

132. 

[5] Z. Rymarski, „Jednofazowe i trójfazowe inwertery napięcia stosowane 

w systemach UPS“. Wydawnictwo Politechniki Śląskiej, 

monografia 238, Gliwice 2010. 

[6] Rymarski Z.: The discrete model of the power stage of the voltage 

source inverter for UPS. International Journal of Electronics, vol. 98, 

No. 10, pp. 1291–1304, October 2011. 

[7] Rymarski Z.: PWM-AC Signal Quality In Sinusoidal Inverters. International 

Conference on Signals and Electronic Systems ICSES’06, 

pp. 335–338, 17–20 September 2006, Łódź, Poland. 

[8] Broeck H. W.: Analytical calculation of the harmonic effects of single 

phase multilevel PWM inverters. The 29th Annual Conference of the 

IEEE Industrial Electronics Society IECON ‘03, vol. 1, pp. 243–248, 

2–6 November 2003. 

[9] Kim J., J. Choi, H. Hong: Output LC filter design of voltage source inverter 

considering the performance of controller. International Conference 

on Power System Technology, vol. 3, pp. 1659–1664, Dec. 

2000. 

[10] Stranneby D.: Cyfrowe przetwarzanie sygnałów. BTC, Warszawa, 

2004. 

[11] Rymarski Z.: Digital Control in the UPS with S-51 Family Microprocessors. 

Design and Diagnostics of Electronic Circuits and Systems 

DDECS’98 Szczyrk, pp. 117–121, 2–4 August 1998. 

[12] Rymarski Z., M. Kulawik: The Low Cost Measuring of the Magnitude 

of the Sinusoidal Complex Waveform. IFAC Workshop on Programmable 

Devices and Systems, pp. 390–393, Ostrava, 11–13 February 

2003. 

[13] Infineon Technologies: Generating sinusoidal 3-Phase-Currents for 

Induction Machines with a time-optimized algorithm for the Capture 

Compare Unit. AP08022, Application Note, v 1.1, February 2004. 


114 


Technologia i Zastosowania Laserów 2012 

dr inż. Jerzy Gajda 

Zachodniopomorski Uniwersytet Technologiczny w Szczecinie, Katedra Telekomunikacji i Fotoniki, Wydział Elektryczny 

prof. dr hab. inż. Ryszard S. Romaniuk 

Politechnika Warszawska, Instytut Systemów Elektronicznych 

W jubileuszowym X Sympozjum Techniki Laserowej wzięło udział 

120 osób. Zaprezentowano 11 referatów przeglądowych, 42 komunikaty 

naukowo–techniczne oraz 59 plakatów. Technika laserowa 

rozwija się w Polsce intensywnie od początku lat sześćdziesiątych. 

Pierwszy laser w kraju został uruchomiony w roku 

1969. Pierwszymi krajowymi ośrodkami badawczymi, w których 

uruchomiono lasery były Wojskowa Akademia Techniczna (prof. 

Z. Puzewicz), Politechnika Warszawska (prof. W. Woliński) i Uniwersytet 

Adama Mickiewicza (prof. F. Kaczmarek). 

Krajowe środowisko naukowo-techniczne związane z techniką 

laserową spotyka się od prawie 30 lat na krajowych sympozjach 

laserowych. Prace prowadzone w kraju w dziedzinie 

techniki laserowej dotyczą obecnie technologii materiałów laserowych, 

konstrukcji nowych laserów i związanego z laserami 

sprzętu, a także nowych aplikacji laserów. Wiele zespołów technicznych 

uczestniczy w Europejskich laserowych programach 

badawczych i infrastrukturalnych, dzieląc się i rozpowszechniając 

wiedzę w tej dziedzinie fotoniki. Technika laserowa jest ważnym 

narzędziem praktycznym i jednocześnie siłą napędową dla 

rozwoju wielu dziedzin nauki, techniki, medycyny oraz przemysłu. 

Obejmuje ona materiały optyczne, materiały laserujące, konstrukcję 

laserów od gazowych po półprzewodnikowe oraz liczne 

dziedziny zastosowań. Zakres badanych materiałów jest bardzo 

szeroki: optyczne, optoelektroniczne, bierne, aktywne, nieliniowe, 

funkcjonalne, kryształy, półprzewodniki, szkła, metale, gazy 

i wiele innych. 

Konstrukcje laserowe obejmują optymalizację istniejących 

rozwiązań, oraz poszukiwania nowych rozwiązań. Badane są 

materiały, komponenty, urządzenia laserowe, technologie wytwarzania, 

techniki pomiarowe parametrów lasera i wiązki optycznej. 

Rodzaje badanych laserów obejmują: półprzewodnikowe, fotoniczne, 

gazowe, jonowe, na ciele stałym, na swobodnych elektronach 

i inne. Sygnały optyczne podlegają generacji, wzmocnieniu, 

synchronizacji, kompresji i rozciąganiu, mieszaniu, powielaniu 

częstotliwości, upkonwersji i downkonwersji, formowaniu w impulsy 

itp. Zastosowania laserów obejmują takie pola jak: obróbka 

materiałów, biologia i medycyna, przemysł, monitoring i ochrona 

środowiska, bezpieczeństwo. Sesje tematyczne sympozjum rozdzielono 

w dwie główne grupy zagadnień: teoria laserów, symulacje 

i analizy, materiały laserowe, technologie, konstrukcje i rozwój 

laserów, oraz zastosowania laserów z dwóch punktów widzenia 

– przez konstruktorów laserów i operatorów a głównie przez użytkowników 

laserów. 

Grafen i inne materiały laserowe 

Grafen, odmiana alotropowa węgla, tworzy obecnie, choć nie 

bez znacznych trudności, własną drogę zastosowań w elektronice 

i fotonice. Tutaj interesują nas właściwości optyczne grafenu 

dla zastosowań w optoelektronice, do budowy elementów fonicznych, 

komunikacji optycznej, techniki laserowej oraz fotonicznych 

układów zintegrowanych. Grafem wykazuje nasycalną absorpcję 

pod wpływem silnego pobudzenia w zakresie światła widzialnego 

i podczerwieni. To zjawisko jest wykorzystane do sprzęgania 

modów w laserach światłowodowych, poprzez zastosowanie grafenowego 

absorbera nasycalnego. Ultraszybka odpowiedź warstwy 

grafenowej, wbudowanej w światłowód, jest przestrajana 

elektrycznie. Gigantyczna wartość nieliniowego współczynnika 

Kerra grafemu jest przedmiotem badań stosowanych. 

Grafem jest testowany jako medium do budowy komponentów 

fotonicznych do propagacji solionów. Oddziaływanie grafenu 

z falą EM jest wyjątkowo silne, co inicjuje liczne badania stosowane 

nad ultraczułymi czujnikami bazującymi na grafenie sprzężonym 

ze światłowodem. Czujniki takie są badane w kierunku 

detekcji śladowych ilości gazów oraz dynamiki próżni. Grafenowe 

kropki kwantowe o wymiarach poniżej 100 nm są badane w celu 

budowy nowych elementów optoelektronicznych. Również ostatnio 

zainteresowanie wzbudził krzemowy analog grafemu, nazwany 

silicenem – także będący alotropową odmianą krzemu. Silicen 

jest produkowany, odmiennie od grafemu, z pomocą rozpylania 

laserowego materiału oraz wykorzystania zjawiska i techniki samoorganizacji 

pojedynczych atomów. Nowy alotrop krzemu jest 

przedmiotem zainteresowania także techniki laserowej. Prace 

nad zastosowaniami grafenu w technice laserowej są prowadzone 

na Politechnice Śląskiej (prof. T. Pustelny), Politechnice Wrocławskiej 

(prof. K. Abramski), w ITME (prof. J. Baranowski, prof. Z. 

Jankiewicz) oraz w kilku innych miejscach. 

Grafen jest dwuwymiarową płaszczyzną jednej warstwy zorganizowanych 

atomów. Krystaliczna struktura grafenu wynika 

z wiązań kowalentnych pomiędzy atomami C w hybrydyzacji sp2. 

Hybrydyzacja ta daje silne i krótkie wiązania w płaszczyźnie grafenu. 

Wiązania te są odpowiedzialne za dobre mechaniczne właściwości 

grafenu. Oprócz wiązań s, grafem posiada rezonansowe 

wiązania p, wynikające z orbitali p prostopadłych do płaszczyzny 

grafenu. Wiązania p są odpowiedzialne za strukturę elektronową 

grafenu, określającą jego właściwości elektryczne i optyczne. 

Pasma walencyjne i przewodnictwa, które są określone przez 

elektrony p, są zdegenerowane w K punktach sfery Brillouina, 

rezultatem czego jest zerowa szerokość przerwy energetycznej. 

Przejścia optyczne pomiędzy pasmami energetycznymi są 

proste. Istnieje liniowa zależność pomiędzy energią elektronów 

i dziur od wartości ich wektora falowego. Elektrony i dziury zachowują 

się w grafenie w sposób relatywistyczny. W rezultacie 

szczególną charakterystyką grafenu jest niezależność absorpcji 

od długości fali. Absorpcja jest stała od zakresu fal widzialnych do 

fal THz. Grafem jest używany jako nasycalny absorber w laserach 

z samosynchronizacją modów. Przewiduje się jego zastosowania 

jako matrycy aktywnej w kwantowych generatorach THz. 

Zintegrowane układy fotoniczne 

Główny wysiłek badawczy nad zintegrowanymi układami fotonicznymi 

(będącymi analogami układów scalonych VLSI) jest skoncentrowany 

wokół systemów telekomunikacji światłowodowej. 

Także zainteresowania budzą ostatnio zastosowania biomedyczne 

oraz fotonika obliczeniowa. Testowanych jest wiele architektur 

fotonicznych układów scalonych (PIC – Photonic Integrated 

Circuit), takich jak: AWG – matrycowych siatek falowodowych 

(Arrayed Waveguide Greting), DFBLD/EAM – dioda laserowa 

z rozłożonym sprzężeniem zwrotnym zintegrowana z modulatorem 

elektro-absorpcyjnym, i wiele innych bardziej i mniej skomplikowanych. 

Układy scalone typu PIC wymagają użycia różnych 

materiałów, w odróżnieniu od układów typu VLSI IC. 

W rezultacie prowadzone są badania nad integracją różnych 

materiałów w jednym układzie. Badania obejmują wybór materiałów 

i optymalizację architektury układu pod względem funkcjonalności. 

Badania nad układami PIC wykonanymi na podłożu InP przewidują 

możliwość uproszczenia projektu systemu scalonego, redukcję po- 


oru mocy oraz zmniejszenie objętości, zwiększenie niezawodności 

oraz maksymalizację funkcjonalności, poszerzenie elastyczności 

usług, uproszczenie operacji sieciowych oraz obniżkę kosztów. Jak 

dotąd, praktyczne zastosowania układów PIC są bardzo skromne. 

Przewiduje się, że intensywne badania aplikacyjne mają zmienić tą 

sytuację. Potencjalne zastosowania układów PIC są bardzo szerokie. 

Jak dotąd rozwiązania są ograniczone np. do łączenia źródła 

z modulatorem oraz detektora z demultiplekserem. 

Znacznie bardziej skomplikowane architektury zawierają nie 

tylko bierną dystrybucję sygnału, na przykład dla celów detekcji 

kwadraturowej, ale również optyczny/fotoniczny komputing. Dodatek 

całkowicie optycznego w pełni cyfrowego i szeroko funkcjonalnego 

procesora sygnałowego na pokładzie PIC, wykonującego 

takie funkcje jak: operacje matematyczne, optyczną transformatę 

Fouriera wprost i odwrotną, posiada znaczny potencjał przyspieszenia 

obliczeń DSP nawet o wiele rzędów wielkości. Powodem 

przyspieszenia jest inherentnie równoległe przetwarzanie sygnału 

obrazowego w dziedzinie optyki. Wiele sygnałów szeregowych 

skorelowanych można przedstawić w postaci obrazu lub w postaci 

macierzowej. Prace teoretyczne i eksperymentalne nad zintegrowanymi 

układami fotonicznymi są prowadzone w IMIO PW (R. 

Piramidowicz, P. Szczepański, M. Malinowski). 

Układy typu PIC na obecnym początkowym etapie rozwoju 

(coś w rodzaju analogu do wczesnego etapu LSI klasycznych 

układów scalonych IC) składają się z wielu optycznych komponentów 

biernych i nawet kilku elementów aktywnych. Są zintegrowane 

na wspólnym, najczęściej półprzewodnikowym, podłożu. 

Tendencje rozwojowe idą w kierunku zwiększenia ilości indywidualnych 

elementów zintegrowanych w pojedynczym układzie. 

Obecnie liczba elementów zintegrowanych jedynie bardzo rzadko 

zbliża się do 100. Rekordowy układ eksperymentalny zawiera takich 

elementów kilkaset. Kilka takich układów połączonych w subsystem 

funkcjonalny pozwala już na budowę bardziej złożonych 

urządzeń fotonicznych. Zalety integracji fotonicznej są oczywiste: 

miniaturyzacja, mniejsze zużycie materiału i energii, odporność 

na środowisko, łatwiejsza standaryzacja, pewność nominalnych 

parametrów pracy, obniżenie kosztów, zwiększona funkcjonalność 

oraz efektywność. Prowadzone prace badawcze są ukierunkowane 

nie tylko na nowe efektywne architektury ale także na 

uogólniony i uniwersalny opis tych architektur istniejących obecnie 

i planowanych w nieodległej przyszłości. 

Zjawiska i procesy ultraszybkie i ultrakrótkie 

Technika laserowa odgrywa kluczową rolę w nauce o zjawiskach 

ultraszybkich i ultrakrótkich, odbywających się zazwyczaj w skali 

nano. Zjawiska takie, które są obecnie przedmiotem badań, zachodzą 

w skali czasu w przedziale od pikosekund do attosekund. 

Ultrakrótkie impulsy laserowe są podstawowym narzędziem do 

studiowania fundamentalnych mechanizmów w tej skali czasowej 

dotyczących np. oddziaływania promieniowania z materią. 

Specjalnie interesujące są ultraszybkie oddziaływania i procesy 

w nowych materiałach – tzw. ultraszybka inżynieria materiałowa, 

ale także ultraszybki nanomagnetyzm, dynamika atomowa i molekularna, 

indukowane światłem reakcje chemiczne, obrazowanie 

biomolekularne w nanoskali itp. 

Badania procesów ultraszybkich są nierozłącznie związane 

z laserami krótkofalowymi o dużych natężeniach impulsów. 

Impulsy attosekundowe są tworzone z zastosowaniem techniki 

generacji wysokich harmonicznych HHG oraz wykorzystania 

dynamiki w skali czasowej subokresowej, poniżej pojedynczego 

okresu fali optycznej. Attosekundy w skali czasowej są z kolei 

związane z femtometrami w skali wymiaru geometrycznego. 

Femtometry w przestrzeni i attosekundy w czasie, w połączeniu 

z optycznymi zegarami atomowymi, ustanawiają bardzo dokładne 

ramy odniesienia dla fazy, czasu i częstotliwości. Takie ramy 

odniesienia pozwalają na obserwacje i zapis chemicznych procesów 

wewnątrzmolekularnych, o znacznej dokładności czasowej 

i przestrzennej. Zbliżają się obecnie do skali obserwacyjnej procesów 

wewnątrzatomowych. 

116 

Światłowody aktywne, wzmacniacze i lasery 

światłowodowe 

Klasyczne, wysokiej jakości światłowody aktywne domieszkowane 

erbem EDFA są wysoce standaryzowane pod względem parametrów 

transmisyjnych i niezawodności. Są dostępne w kilku 

źródłach, wielu odmianach rozciągających się od tzw. SMF jednomodowych 

telekomunikacyjnych po specjalizowane o prostszej 

lub bardziej skomplikowanej budowie, a w szczególności 

dla zastosowań czujnikowych. Światłowody telekomunikacyjne 

są zazwyczaj pokryte hermetycznie dla zwiększenia odporności 

środowiskowej i czasu życia, zwiększenia odporności na indukowane 

wodorem straty optyczne i degradację stratnościową. 

Światłowody takie używane w celu budowy wzmacniaczy optycznych 

są wymiarowo i modowo wysoce kompatybilne ze standardowymi 

jednodomowymi światłowodami. Wykazują dzięki temu 

niewielkie straty sprzężenia ze światłowodami transmisyjnymi. 

Badania w tym zakresie są prowadzone nad światłowodami 

aktywnymi specjalnymi, z innych materiałów niż szkło krzemionkowe 

lub wysoko-krzemionkowe. Adekwatne materiały obejmują: 

ultra niskostratne szkła wieloskładnikowe, szkła halogenkowe 

i chalkogenkowe oraz aktywne materiały polimerowe. Z tych materiałów 

szklanych i polimerowych tworzone są eksperymentalne 

włókna aktywne o strukturze dwupłaszczowej a także niesymetrycznej 

do pompowania oraz mikrostrukturalne z kryształów fotonicznych. 

W kraju jest aktywnych kilka centrów technologicznych 

produkujących wysokiej jakości szkła światłowodowe aktywne 

i włókna optyczne aktywne. Są one zlokalizowane w Białymstoku 

na Politechnice, w Lublinie na UMCS, w Krakowie na AGH oraz 

w Warszawie w ITME i na PW. 

Aktywne szkła i polimery światłowodowe są oczywiście domieszkowane 

ziemiami rzadkimi oraz metalami przejściowymi. 

Wytwarzane są włókna analogiczne do EDFA, dla celów budowy 

źródeł ASE oraz wzmacniaczy Ramana. Wytwarzane szkła światłowodowe 

wykazują luminescencję w zakresie spektralnym 1,7…2,1 

µm. Szerokie linie luminescencyjne są otrzymywane poprzez jednoczesne 

domieszkowanie szkieł światłowodowych kilkoma lantanidami. 

Badane są wymagania i warunki techniczne produkcji oraz 

właściwości luminescencyjne i pasma absorpcyjne wytworzonych 

włókien ze światłowodowych szkieł matrycowych domieszkowanych 

parami jonów i trypletami jonowymi: Tm3+/Ho3+, Yb3+/Ho3+, 

Yb3+/Tm3+, Yb3+/Er3+/Tm3+. Badane są rodzaje matryc szklanych, 

ich parametry mechaniczne – decydujące o energii fononów, 

na rdzenie światłowodowe oraz na płaszcze i pokrycia zewnętrzne. 

Takie odpowiednie zestawy materiałów mają znaczenie dla 

ogólnych parametrów światłowodu aktywnego i wytworzonego 

z niego aktywnego elementu fotonicznego, pompowanego znaczną 

mocą optyczną, np. przy pomocy diod LED dużej mocy. Przedstawiane 

są konstrukcje aktywnych światłowodów i wzmacniaczy 

z efektywnymi metodami sprzęgania mocy optycznej pochodzącej 

z pomp. Niektóre z tych rozwiązań zawierają niesymetryczne 

światłowody z podwójnym rdzeniem oraz jednodomowe światłowody 

wielordzeniowe pracujące w warunkach dokładnie sfazowanego 

supermodu. 

Lasery i wzmacniacze światłowodowe, podobnie jak klasyczne 

lasery półprzewodnikowe i szklane, mogą być także budowane 

z materiałów strukturalnych – kryształów fotonicznych. Dla światłowodów 

fotonicznych (aktywnych i biernych) materiałem matrycy 

jest szkło lub ostatnio także polimer. Matrycą dla laserów półprzewodnikowych 

jest AlGaInAs/InP. Kryształy fotoniczne dla laserów 

posiadają szereg zalet dla zastosowań telekomunikacyjnych, takie 

jak: szeroki zakres pracy w modzie podstawowym (teoretycznie 

nieskończony, nieograniczony), skalowalność struktury z długością 

fali, możliwa redukcja prądu progowego, możliwy wzrost 

emitowanej mocy optycznej w modzie podstawowym, zawężenie 

szerokości spektralnej promieniowanej fali, możliwy wzrost szybkości 

modulacji cyfrowej. 

Szybki rozwój technologii laserów światłowodowych został 

spowodowany między innymi postępami w konstrukcji włókien 

optycznych ultra niskostratnych aktywnych o podwójnym płasz- 


czu. Takie włókno ułatwia optyczne pompowanie lasera. Dopasowanie 

geometryczne i spektralne pozwala na stosunkowo łatwe 

pompowanie laserem półprzewodnikowym lub diodą DEL. Wprowadzenie 

asymetrii włókna, w pewnych przypadkach, dalej podnosi 

sprawność pompowania lasera światłowodowego. 

Lasery światłowodowe posiadają odmienne charakterystyki od 

rodziny laserów objętościowych i laserów półprzewodnikowych. 

Długość światłowodu aktywnego szklanego, polimerowego lub 

z kryształu fotonicznego zmienia się od kilkudziesięciu cm do 

kilkudziesięciu m w różnych typach laserów światłowodowych. 

Mimo tego, zagregowana objętość materiału aktywnego jest mała 

nawet dla laserów bardzo długich. Wynikają z tego konsekwencje, 

że promieniowana moc nie jest duża w podstawowym rozwiązaniu 

takiego lasera, oraz moc progowa dla optycznych zjawisk nieliniowych 

jest także niewielka. Niewielki jest także próg optycznej 

destrukcji włókna i lasera. Obecnie lasery światłowodowe promieniują 

w przybliżeniu 10 kW mocy ciągłej przy jakości wiązki określonej 

wielkością współczynnika M 2 ≈2. Dla laserów impulsowych, 

promieniowana energia w impulsie o czasie trwania rzędu ns wynosi 

około 10 mJ, a więc niezbyt dużo. Prace nad światłowodami 

aktywnymi dla laserów i nad fundamentalnymi ograniczeniami jakości 

wiązki są prowadzone na WAT i na PW oraz na PWr. 

Lasery IR kwantowo-kaskadowe 

QCL – kwantowe lasery kaskadowe są unipolarnymi laserami półprzewodnikowymi 

o transferze wewnątrzpasmowym swobodnych 

nośników. Klasyczne lasery półprzewodnikowe stosują przejścia i rekombinację 

międzypasmową. Długość promieniowanej fali w praktyce 

nie zależy od materiału, ale od geometrii studni kwantowych budujących 

rejon aktywny. Lasery QCL mogą być szeroko przestrajane 

od zakresu NIR, poprzez MIR do FIR i ogólnie działają w obszarze 

IR. Najczęściej wykonuje się je z GaAs oraz InP. Kaskadowy typ generacji, 

tzn. akumulacja mocy optycznej z każdej studni kwantowej 

prowadzi do uzyskiwania większych mocy wiązki. Obecnie lasery 

QCL są używane w spektroskopii THz zanieczyszczeń gazowych, 

spektroskopii molekularnej, komunikacji bliskiego zasięgu w otwartej 

przestrzeni i prześwietlania dielektryków. Eksperymenty technologiczne 

i laboratoryjna produkcja terahercowych laserów QCL są 

prowadzone w ITE w Warszawie (prof. M. Bugajski). 

Generacja terahercowej fali EM przy pomocy laserów może 

być wykonywana dwoma zasadniczymi metodami, odpowiednio 

w dziedzinie czasu i częstotliwości. Metoda w dziedzinie czasu 

wykorzystuje zjawisko w dziedzinie optyki analogiczne do prostowania 

przebiegu napięcia sinusoidalnego prądu elektrycznego 

(optical rectification). Metoda częstotliwościowa stosuje 

zjawisko mieszania podobnych liczbowo częstotliwości optycznych 

i ekstrakcji, np. częstotliwości różnicowych. Podstawowym 

problemem technologicznym dla takich rozwiązań jest konstrukcja 

lasera generującego dwie koherentne wiązki jednodomowe 

o przestrajanych częstotliwościach. Największy potencjał aplikacyjny 

w tym zakresie posiadają właśnie kwantowe lasery kaskadowe 

o zewnętrznej wnęce rezonansowej, które generują jednocześnie 

dwie przestrajalne wiązki w zakresie spektralnym MIR. 

Dwie wiązki mieszane muszą posiadać wspólną drogę koherencji. 

Zwiększanie długości generowanej fali metodą mieszania 

zwiększa długość wzajemnej drogi koherencji. Kaskadowe lasery 

kwantowe są budowane z podwójnym wzmacniaczem i wbudowanym 

w strukturę lasera optycznym rezonansowym elementem 

nieliniowym. Takie lasery generują i mieszają wewnętrznie dwa 

podłużne mody częstotliwościowe w zakresie spektralnym MIR, 

tak aby na wyjściu uzyskać falę EM w postaci wiązki THz. Otrzymywane 

obecnie parametry wiązek THz są: dziesiątki µW mocy 

w temperaturze 80 K i około 1 µW w temperaturze 300K. 

Optyczne grzebienie częstotliwości i optyczne 

zegary atomowe 

Technologia optycznych grzebieni częstotliwości jest rozwijana 

w kraju na UW-IFD oraz na PWr przez grupy laserowe używające 

wysoko stabilizowanych laserów półprzewodnikowych oraz 

światłowodów. Stosowane są efekty nieliniowe w celu konwertowania 

grzebieni częstotliwości optycznych z pasma telekomunikacyjnego 

do innych obszarów spektralnych, np. MIR. Grzebienie 

są generowane z zastosowaniem modulacji amplitudowej wiązki 

laserowej CW, jak i przez stabilizację ciągu impulsów generowanych 

przez laser z przełączaniem modów, a także przez generację 

super-kontinuum z pomocą głębokiej samo-modulacji fazowej 

fali propagowanej w nieliniowym światłowodzie fotonicznym. 

Grzebienie rozciągające się na więcej niż oktawę są używane 

do ultraprecyzyjnych pomiarów fazy i częstotliwości odniesienia. 

Optyczne grzebienie częstotliwości o kontrolowanej częstotliwości 

bazowej (podstawowej) f o 

oraz separacji (odległość pomiędzy 

zębami) f r 

są używane do mapowania częstotliwości optycznych 

aż do częstotliwości zakresu RF. Taka technika jest używana do 

bezpośrednich pomiarów częstotliwości optycznych. Precyzyjne 

techniki zegara optycznego z zastosowaniem grzebieni częstotliwości 

są stosowane w systemach pomiarowych. Częstotliwość 

optyczna nieznana jest składana z pojedynczym zębem grzebienia 

na fotodiodzie, w wyniku czego otrzymywany jest sygnał dudnienia 

w paśmie RF. Sygnał ten porównywany jest z wzorcem RF 

lub z sygnałem odniesienia RF. 

Precyzyjne pomiary czasu są fundamentem w takich technologiach 

jak: szerokopasmowe sieci komunikacyjne, nawigacja 

GPS i wiele innych. Optyczne zegary atomowe używają częstotliwości 

przejść elektronowych w atomie w optycznym regionie 

spectrum fal EM jako częstotliwości standardowych do budowy 

elementów odniesienia czasu. Obecne zegary stosują atomy 

w temperaturze bardzo bliskiej zera bezwzględnego, spowolnione 

przy pomocy promieniowania laserowego i próbkowane 

w tzw. fontannie atomowej (chmurze) pułapkowanej we wnęce. 

Najbardziej dokładny klasyczny zegar atomowy, bazujący na pojedynczych 

pułapkowanych jonach oraz ultrazimnych atomach 

neutralnych w czasie swobodnego spadku, posiada niedokładność 

określenia częstotliwości 2,3×10 -16 , co można transformować 

do ±1 s na około 140 MY. 

Optyczne grzebienie częstotliwości, które ustanawiają koherentne 

łącze pomiędzy częstotliwościami optycznymi i radiowymi 

RF, coraz częściej są uważane za nowo powstający standard ultraprecyzyjnej 

definicji czasu o zwiększonej precyzji wobec narzędzi 

dostępnych dzisiaj. Atomy można pułapkować w potencjalnej 

sieci (kratownicy) optycznej i używać jako odniesienie kwantowe. 

Kratownica optyczna z odseparowanymi pułapkami na pojedyncze 

atomy pozwala na budowę zegara o szerokości spektralnej 

częstotliwości odniesienia więcej niż jeden rząd wielkości węższej 

niż w klasycznych zegarach atomowych o najwyższej stabilności. 

Zastosowanie optycznego zegara atomowego z optycznie pułapkowanymi 

atomami i optycznych metod metrologicznych zimnych 

atomów (spektroskopia i pomiary częstotliwości) pozwala na 

ograniczenie względnej niepewności pomiaru częstotliwości do 

poziomu 10 -18 , a więc dwa rzędy wielkości bardziej precyzyjnie niż 

w klasycznych zegarach atomowych. Innymi słowy, częstotliwość 

optyczna 300 THz jest mierzona z dokładnością mHz. 

Zegary optyczne z zimnymi atomami składają się z: 

● pułapki atomowej, w której zimna chmura atomowa jest kontrolowana 

w szczególnym stanie kwantowym, ochłodzona klasycznie 

i optycznie oraz uwięziona permanentnie, 

● ultrastabilnego lasera o szerokości linii spektralnej poniżej 1 

Hz w celu próbkowania częstotliwości atomów, 

● optycznego grzebienia częstotliwości w celu precyzyjnych pomiarów 

odległości pomiędzy poszczególnymi komponentami 

spektrum. 

Prace nad takim zegarem są prowadzone przez konsorcjum 

złożone z UW-Warszawa, UMK-Toruń i UJ-Kraków. 

Laserowe przetwarzanie i obróbka materiałów 

Obok zastosowań medycznych, laserowe przetwarzanie i obróbka 

materiałów jest ich najszerszym polem praktycznych aplikacji. 

Do obróbki materiałów stosowane są różne lasery, takie jak: przestrajane 

lasery femtosekundowe, pompowane diodami lasery na 


ciele stałym w tym lasery Nd:YAG, lasery z przełączaną dobrocią 

wnęki, lasery światłowodowe, lasery CO 2 

i inne. Konwencjonalne 

zastosowania w tym obszarze zawierają: wiercenie otworów 

w metalach i ceramice, spawanie, cięcie, modyfikacja i/lub obróbka 

powierzchni, teksturowanie, znakowanie, grawerowanie, rzeźbienie, 

wycinanie wzorów, czyszczenie, szybkie prototypowanie 

w metalach i ceramice, udarowe młotkowanie itp. 

Obszary mikro- i nanofabrykacji obejmują: laboratorium na 

układzie, czujniki elektroniczne i optoelektroniczne, czujniki 

światłowodowe, systemy mikrofluidyczne, okresowe wzory dla 

wyświetlaczy LCD, mikro- i nanostruktury funkcjonalne np. do 

celi paliwowych, matryce do kompozytów metalo–ceramicznych, 

węglowe siatki nanorurkowe, mikroimplanty do kości i naczyń, ultraszybkie 

laserowe wytwarzanie stentów do wieńcowych naczyń 

krwionośnych – w celu zwiększenia pokrywalności przez leki i narastania 

komórek nabłonkowych; wytwarzanie cienkich warstw 

i nakładanie wzorów z materiałów nadprzewodzących dla mikroelektroniki. 

W zastosowaniach biomedycznych oraz dotyczących 

bezpieczeństwa są to: obrazowanie wielofotonowe i spektralne 

dynamiczne oraz typu LIBS. W zastosowaniach dotyczących 

wytwarzania w nanoskali i obróbce materiałów lasery ukierunkowane 

są na wysoką jakość produktu, wysoką precyzję oraz jak 

najmniejsze wydzielanie ciepła. 

Jednym z najbardziej spektakularnych zastosowań laserów 

w obróbce materiałów jest modyfikacja powierzchni. Badania 

w tym zakresie prowadzi CTL na Politechnice Świętokrzyskiej 

a także AGH i Politechnika Śląska, oraz kilka innych zespołów 

akademickich. Modyfikacja powierzchni materiałów jest bardzo 

szerokim obszarem badawczym obejmującym kompozyty i metamateriały. 

W nowoczesnych materiałach warstwy powierzchniowe 

mogą być kompozytami. Na warstwy powierzchniowe stosuje 

się np. azotki tytanu zawieszone w matrycy metalowej. Twardość 

warstw powierzchniowych i odporność na zużycie zmęczeniowe 

silnie zależy od parametrów laserowego procesu technologicznego 

modyfikacji warstwy, parametrów atmosfery przetwarzania, jak 

np. cząstkowe ciśnienie mieszaniny gazowej argon-azot. Stopy 

tytanu są stosowane do budowy płytek w silnikach turbinowych. 

Wytrzymałość zmęczeniowa jest kluczowym parametrem określonym 

głównie przez wewnętrzne naprężenia w powierzchniowych 

warstwach azotkowych. 

Jakość obróbki powierzchni zależy od kształtu wiązki laserowej. 

Zastosowanie diod laserowych dużej mocy nie tylko czyni 

proces technologiczny bardziej standaryzowany, powtarzalny, 

odporny na oddziaływania zewnętrzne, niezawodny, bardziej miniaturowy 

i zużywający mniej energii ale także pozwala na kształtowanie 

wielomodowej wiązki do postaci prostokątnej – zamiast 

eliptycznej (jak w laserach SS YAG i gazowych), o znacznej jednorodności 

rozkładu mocy na powierzchni przekroju poprzecznego 

wiązki. Jednorodność rozkładu mocy jest bardzo korzystna 

podczas przetapiania powierzchni i tworzenia nowych stopów, 

ponieważ obrabiany materiał jest podgrzewany równomiernie, 

głębokość penetracji jest jednakowa, grubość i struktura warstwy 

powierzchniowej jest równomierna i jednakowa. 

Prace badawcze także dotyczą laserowego utwardzania powierzchni, 

przetapiania, wzbogacania powierzchni stali w chrom, 

tantal, wolfram, krzem, przetapiania Stellitu6 i wytwarzania cienkich 

warstw: CeO 2 

, Bi 2 

O 3 

, Al-Fe-C, Mg-Al, TiC przy pomocy ablacji 

laserowej. Technika laserowa pozwala na precyzyjne osadzanie, 

z użyciem ablacji i technik odparowywania, cienkich powłok wielowarstwowych 

na powierzchni ciężkich i dużych części maszyn, 

pracujących pod dużym obciążeniem. 

Przy całkowitej grubości około 1 µm, warstwa jest zbudowana 

z kilkuset subwarstw, każda o grubości nanometrowej. Obecnie 

wytwarzane subwarstwy mają grubość ok. 10 nm. Przeplatane 

warstwy ultracienkie o różnej twardości tworzą warstwę monolityczną 

o dużej adhezji do podłoża i znacznie bardziej odporną na 

pękanie niż warstwa pojedyncza. Używany jest przykładowo następujący 

zestaw materiałów: Ti/TiN, Cr/CrN, TiN/CrN, ale może 

on zawierać polimery, ceramikę i warstwy metalowe wzajemnie 

118 

przeplatane. Badane są i optymalizowane właściwości mechaniczne 

takich metamateriałów dla aplikacji w przemyśle maszynowym. 

Oprócz wzrostu odporności mechanicznej, niektóre z tych 

materiałów posiadają cechę samosmarowania. 

Lasery medyczne: diagnostyka i terapia 

Znaczne pole zastosowań laserów obejmuje badania i regularne 

aplikacje kliniczne, a także szerokie aplikacje w służbie zdrowia, 

np. w przychodniach i ambulatoriach. Rozwijane są nowe procedury 

chirurgiczne w połączeniu z technikami endoskopowymi 

oraz obrazowaniem. Dotyczy to w szczególności laserów światłowodowych 

w połączeniu z technikami terapeutycznymi fotodynamiki, 

a także terapią laserową wewnątrznaczyniową oraz laserową 

detekcją komórek rakowych. Medycyna laserowa rozwija 

się między innymi w kierunku chirurgii bezkrwawej. Badania nad 

nowymi generacjami sprzętu medycznego stosującego lasery są 

prowadzone na WAT we współpracy z WUM (A. Zając, J. Kasprzak). 

Optyczne metody diagnostyczne stosują często promieniowanie 

niekoherentne obejmujące zakresy spektralne UV, VIS, 

oraz IR, a także promieniowanie koherentne o długiej i krótkiej 

drodze koherencji. Sprzęt medyczny stosujący promieniowanie 

w zakresie światła białego o krótkiej drodze koherencji wzbudza 

specjalne zainteresowanie ze względu na bezpośrednią interakcję 

z układem wzrokowym człowieka. Rezultat badania diagnostycznego 

jest w postaci obrazu, różnego w każdym przypadku 

zastosowania innej metody obrazowania. Przetwarzanie obrazu 

jest inherentną częścią takich metod diagnostycznych. 

Oddzielną ważną grupą metod diagnostycznych jest tomografia 

optyczna, włączając metodę OCT. Inne metody tomograficzne 

są wykorzystywane do diagnostyki i łączone wzajemnie w celu 

uzyskania pełniejszych obrazów, jak: PET, tomografia rentgenowska, 

skaningowa tomografia ultrasonograficzna. Technologie 

laserowe dodają się do tych metod, wiele z nich rozszerzając 

i uzupełniając. Diagnostyka i laserowa terapia fotodynamiczna 

stosuje aktywne barwniki jak fotoporfiryna. Barwnik jest gromadzony 

poprzez kompleksowe reakcje z lipoproteidami w miejscach 

zmienionych patologicznie. Metody diagnostyczne poszukują 

tych miejsc poprzez oświetlenie aktywujące skóry, jam ciała 

lub z użyciem technik endoskopowych. Terapia używa większych 

mocy oświetleniowych w celu uwolnienia pojedynczych atomów 

tlenu (wolnych rodników), które zatruwają bardzo lokalnie zmienioną 

tkankę. Metoda jest używana w dermatologii, oftalmologii 

i innych specjalizacjach medycznych. 

Laserowe ultraczułe systemy metrologiczne 

Znaczna część fotonicznych systemów pomiarowych o dużej 

czułości bazuje na rozmaitych technikach interferometrycznych. 

Systemy takie mogą być objętościowe, jak i zintegrowane i miniaturyzowane. 

Pomiary są dokonywane punktowo lub w sposób 

rozłożony. Przykładem jest ultraprecyzyjne pozycjonowanie 

obiektów z wykorzystaniem interferometrii. Systemy automatycznego 

pozycjonowania masek i badania wafli półprzewodnikowych, 

bazujące na interferometrii laserowej będą wymagały 

rozdzielczości lepszej niż 100 pm już w następnej dekadzie. 

Odpowiadające tym wymaganiom techniki litograficzne będą bazowały 

na wymiarze standardowym rzędu kilku nm. Aby te wymagania 

spełnić, konieczne są badania nad stabilnymi laserami 

metrologicznymi o ultraniskich szumach, wyposażone w ultraprecyzyjne 

systemy sterowania i kontroli, posiadające odpowiednie 

detektory i metody interpolacji. Prace są prowadzone w Lasertex 

we współpracy z PWr. 

Inne precyzyjne systemy metrologiczne z wykorzystaniem 

ultra stabilnych laserów są badane na PŚl. (prof. T. Pustelny). 

Te systemy obejmują: spektroskopię ramanowską, skaningową 

laserową mikroskopię konfokalną, mikroskopię dwufotonową, mikroskopię 

laserową z detekcją fazy, mikroskopię fluorescencyjną 

kontrastu interferencyjnego, mikroskopię holograficzną, optyczną 

mikroskopię sił atomowych oraz spektroskopię fotoakustczną. 


Teledetekcja laserowa 

Bardzo efektywnym polem zastosowań techniki laserowej są obszary 

obejmujące ogólnie zagadnienia bezpieczeństwa. Systemy 

teledetekcji wykorzystują szeroko technikę laserową w tzw. obszarach 

podwójnego zastosowania, w dziedzinach dotyczących 

bezpieczeństwa i obronności, a także do monitoringu i zabezpieczenia, 

np. znacznych regionów środowiska naturalnego czy obszarów 

przemysłowych. Stosowane metody teledetekcji wykonują 

jednocześnie akwizycję danych pomiarowych oraz ich analizę 

w czasie rzeczywistym. 

Monitorowanie odległych zagrożeń, takich jak gazy, aerozole, 

dymy, kurz itp., wymaga zastosowania dwóch podstawowych metod 

– z czujnikiem (czujnikami) lokalnymi lub zdalnymi. Pomiary 

bez kontaktu z zanieczyszczonym obszarem zagrażającym są realizowane 

w sposób aktywny lub bierny. Używane są lidary lub telewizja/termowizja 

multispektralna. Wąskopasmowe filtry optyczne 

są dopasowywane do zakresów absorpcyjnych oczekiwanych 

gazów i innych zanieczyszczeń. System pomiarowy eliminuje 

zmiany w transmisji wiązki laserowej wzdłuż analizowanego toru 

wewnątrz zanieczyszczonego obszaru. Charakterystyki pomiarowe 

lidaru zależą od zasięgu penetrującej wiązki, zakresu monitorowanego 

obszaru, pola widzenia oraz szybkości skanowania 

wiązki. Techniki pomiarowe z zastosowaniem sensorów lokalnych 

(lub sieci czujników) wymagają odczytu danych metodą przewodową 

lub bezprzewodową. Prace są prowadzone na WAT. 

Lasery bezpieczne dla oczu 

Prace nad specjalizowanymi laserami są także przedmiotem 

zainteresowania tzw. technologii podwójnych aplikacji. Lasery 

bezpieczne dla oczu są badane i rozwijane na WAT dla wielu 

odmiennych aplikacji a w tym: bezpieczeństwo, zabezpieczenie 

obszarów, środowisko naturalne, rolnictwo, budownictwo, przemysł 

i badania chemiczne, zastosowania biologiczne i medyczne. 

Optymalizacja konstrukcji lasera, tak aby był odpowiedni dla obu 

pól zastosowań, otwiera szersze możliwości produkcyjne i marketingowe, 

jak również ułatwia wymagania na kluczowe parametry 

lasera. Zastosowania obejmują: laserowe systemy poziomów odniesienia 

w przemyśle budowlanym, dalmierze laserowe, pointery 

laserowe, urządzenia dla przemysłu lotniczego i kosmicznego, 

a także przemysł maszynowy i obszary biomedyczne oraz teledetekcja. 

Bazujące na technice laserowej systemy teledetekcji są 

w szczególności stosowane praktycznie w sieciach obserwacyjnych 

zagrożenia pożarowego na dużych obszarach leśnych. 

Europejskie projekty laserowe 

Europejskim ekwiwalentem amerykańskiego laboratorium NIF 

(National Ignitron Facility) jest eksperyment HiPER (High Power 

Laser Energy Research Facility). Celem tych systemów jest laserowo 

wspomagana reakcja fuzji jądrowej metodą ograniczenia 

inercyjnego. Innym eksperymentem w Europie o podobnych charakterze 

jest Laser Megajoule. W pewnych fragmentach eksperymentu 

HiPER i jego podprojektach uczestniczą reprezentanci 

WAT oraz IFPiLM. W bardziej tradycyjny sposób, lasery dużej 

mocy są stosowane do: obróbki materiałów jak spawanie, cięcie, 

wiercenie, lutowanie, znaczenie, modyfikacja powierzchni, 

wielkoskalowe wyświetlacze laserowe, teledetekcja militarna, zastosowania 

medyczne w chirurgii, wojskowe aplikacje jako broń 

przeciw rakietowa; laserowo zasilane akceleratory cząstek, laserowa 

generacja plazmy, laserowo zasilana transmutacja materiałów 

i generacja neutronów. 

Badane lasery wielkiej mocy są zwykle zasilane przez dużej 

mocy matryce diod laserowych. Optymalizowana jest w takich 

układach laserowych całkowita efektywność energetyczna. Stosowane 

są metody unikania zniszczeń w optyce laserowej w laserach 

z przełączaną dobrocią pracujących z wielkimi natężeniami 

wiązki. Stosowane są adekwatne optyczne efekty nieliniowe 

do budowy laserów światłowodowych wielkiej mocy, takie jak: 

stymulowane rozpraszanie Ramana, Brillouina oraz mieszanie 

czterofalowe. Przedmiotem badań w laserach wielkiej mocy jest 

skalowalność generowanej mocy optycznej oraz optymalny dobór 

architektur skalowalnych. 

Krajowe zespoły badawcze (WAT, PW, IFPiLM, IF PAN, PWr 

i inne) biorą udział w kilku dużych Europejskich i międzynarodowych 

programach rozwojowych w zakresie techniki laserowej 

o zakresie globalnym. Te projekty zawierają np. ELI, HiPER, E- 

XFEL, FLASH i inne. Niektórzy badacze z kraju również współpracują 

z takimi wielkimi eksperymentami jak LIFE, NIF, ALMA 

itp. 

Projekt Ekstremalnej Infrastruktury Światła ELI dotyczy budowy 

systemu laserów eksawatowych generujących ultrakrótkie 

impulsy o czasie trwanie rzędu 10 fs i gęstości mocy powyżej 10 23 

W/cm 2 . Ten laser będzie używany do następujących celów: badanie 

interakcji promieniowania o ekstremalnej gęstości z materią, 

generacji cząsteczek naładowanych o dużej energii, generacji 

impulsów promieniowania rentgenowskiego, relatywistycznej 

kompresji impulsów optycznych w celu otrzymania intensywności 

rzędu 10 25 W/cm 2 oraz czasu trwania impulsów w zakresie attosekund 

i zeptosekund (10 -21 s). 

Projekt LaserLab Europe jest siecią naukową grupującą laboratoria 

posiadające infrastrukturę laserową – lasery impulsowe 

o dużej mocy. Celem działania sieci jest koordynacja wysiłków 

badawczych i wydatkowanych środków, aby uzyskać efekt synergii. 

Adekwatna infrastruktura i tematyka badawcza podlegająca 

koordynacji jest: lasery attosekundowe i ich zastosowania, lasery 

wysokiej mocy i średniej energii, laserowa akceleracja cząstek, lasery 

w medycynie, femtosekundowe źródła promieniowania X itp. 

Projekt HiPER dotyczy konstrukcji Europejskiej infrastruktury 

laserowej do celu fuzji termonuklearnej i badania ekstremalnych 

stanów materii. Głównym celem jest budowa demonstratora technologii 

zdolnego do produkcji energii z fuzji deuteru i trytu do helu. 

Jest to reakcja wysoce egzotermiczna. Projekt HiPER jest komplementarny 

do projektu ITER, który stosuje w tym celu nadprzewodzący, 

impulsowy tokamak plazmowy. System testowy do badania 

fuzji składa się z dwóch laserów: wielowiązkowego lasera 

nanosekundowego o energii rzędu 1 MJ oraz pikosekundowego 

lasera o energii 100 kJ i mocy 10 PW. Ten zestaw laserowy jest 

uzupełniony o badawczy laser femtosekundowy o mocy 1 TW. 

Laserowo indukowana fuzja termojądrowa jest przedmiotem 

intensywnych badań globalnych. W lipcu 2012, po 15 latach prac 

nad budową eksperymentu NIF w laboratorium LLNF osiągnięto 

parametry krytyczne w systemie fuzyjnym z 192 wiązkami laserowymi. 

Parametry impulsu dostarczonego do tarczy DT były następujące: 

prawie 2 MJ energii światła UV oraz ponad 500 TW mocy 

szczytowej. Celem jest zapłon wodorowego paliwa fuzyjnego 

w warunkach laboratoryjnych oraz produkcja większej ilości energii 

niż dostarczona do tarczy. W czasie eksperymentu zapłonu, 

wodór w kapsule paliwowej musi być skompresowany do gęstości 

ponad 100 razy niż gęstość Pb. Centrum NIF jest obecnie w pełni 

operacyjne i przeprowadza eksperymenty związane z optymalizacją 

systemu zapłonowego. Alternatywnym eksperymentem 

w skali europejskiej jest LIFE (Laser Inertial Fusion Energy). LIFE 

prowadzi badania, między innymi, nad optyką odporną na wiązki 

o wielkim natężeniu światła. 

Projekt E-XFEL dotyczy budowy Europejskiego lasera rentgenowskiego 

typu FEL. Prekursorem tej wielkiej maszyny jest laser 

FLASH. Laser E-XFEL jest konstruowany w laboratorium DESY 

i początek jego działania jest przewidziany na 2013. Najkrótsza 

długość fali w modzie podstawowym będzie rzędu 50 pm. Efektywna 

praca tej maszyny jest przewidziana aż do piątej harmonicznej 

długości fali. Laser jest zasilany nadprzewodzącym liniakiem 

elektronowym o długości 3 km z wnękami niobowymi rezonansowymi 

typu TESLA pracującymi na częstotliwości 1,3 GHz. Rezonatory 

pracują z polem EM o natężeniu 35 MV/m pochodzącym 

z klistronów wielkiej mocy rzędu 10 MW. Projekt EuroFEL jest 

siecią naukową grupującą infrastruktury FEL w Europie. Sieć jest 

zgrupowana wokół największego europejskiego projektu E-XFEL 

ale gromadzi ośrodki FEL w Szwecji, Niemczech, Francji, Anglii, 

Włoszech itp. 


Główną ideą jest budowa sieci mniejszych maszyn FEL, które 

byłyby powiązane ze sobą pod względem komplementarnych 

celów badawczych i użytkowych. Sieć mniejszych maszyn FEL 

przygotowuje grupy użytkowników do nowatorskich eksperymentów, 

które będą możliwe na maszynie dużej. Spodziewane 

jest także, że sieć będzie multiplikować w sensie organizacyjnym 

i badawczym dostęp do maszyn FEL w Europie. Projekt 

PolFEL, jest z założenia częścią takiej właśnie sieci europejskiej, 

której celem jest budowa maszyn krajowych współpracujących 

w sposób komplementarny z maszyną E-XFEL. Przewidywana 

jest lokalizacja lasera POLFEL na terenie Narodowego Centrum 

Badań Jądrowych. Laser będzie pracował w modzie CW i impulsowym. 

Przestrajanie maszyny obejmuje zakres spektralny 

od THz do VUV. 

EuLasNet jest Europejską rozwojowo-biznesową siecią laserową 

zorganizowaną wewnątrz inicjatywy Eureka. Sieć gromadzi 

przedsiębiorstwa laserowe w Europie. Jest zorientowana na aplikacje 

laserów w badaniach, przemyśle, metrologii, medycynie, 

ochronie środowiska naturalnego, oraz zabezpieczeniu wartości 

o dużym znaczeniu kulturowym i innych podobnych. EuLasNet 

grupuje krajowe sieci laserowe. W Polsce adekwatną organizacją 

jest sieć PolLasNet. Polskie środowisko laserowe, naukowo-biznesowe 

jest zorganizowane w Klubie Laserowym. KL gromadzi 

obecnie około 100 ekspertów laserowych z takich środowisk jak 

uczelnie, PAN, instytuty resortowe, przemysł oraz agencje rządowe. 

Większość z członków Klubu jest zaangażowanych we współpracę 

międzynarodową, w ten sposób dodając istotną synergię 

do wzajemnej współpracy. Współpraca na tak szerokiej platformie 

eksperckiej ze znajomością odnośników międzynarodowych 

pozwala na dokładną wymianę wiedzy eksperckiej w dziedzinie 

techniki i nauki laserowej w kraju. 

Potencjał techniki laserowej 

120 

Potencjał badawczy w dziedzinie techniki laserowej w kraju jest 

znaczny, ale jego wykorzystanie jest ograniczone. W kraju istnieje 

około 20 większych zespołów badawczych aktywnych w obszarze 

techniki laserowej zlokalizowanych w centrach akademickich, 

instytutach resortowych oraz firmach, z których jedynie niektóre 

(nieliczne) posiadają oddziały badawcze. Niektóre z tych oddziałów 

prowadzą własne badania nad nowymi konstrukcjami i zastosowaniami 

laserów. Jedynie kilka z tych zespołów badawczych 

posiada większe możliwości naukowe oraz badawczy i techniczny 

potencjał. Większość z nich uczestniczy w europejskich programach 

infrastrukturalnych ramowych i posiada zaawansowaną 

współpracę międzynarodową. Prowadzone prace posiadają aktualny 

charakter, ale poza kilkoma wyjątkami, są to akcje o charakterze 

lokalnym i relatywnie niskim budżecie. 

Najważniejsze obszary tematyczne w dziedzinie technologii 

laserowych, o relatywnie większym finansowaniu, z zaangażowaniem 

zespołów krajowych to: technologia laserów półprzewodnikowych, 

lasery na ciele stałym i lasery gazowe, komponenty 

laserowe i kilka innych. W zakresie zastosowań laserów są aktywne 

następujące obszary badawcze: optyczny zegar atomowy, 

teledetekcja laserowa, bezpieczeństwo, monitorowanie i ochrona 

środowiska naturalnego, medycyna i kosmetyka oraz obróbka 

materiałów. 

Technologie laserowe w kraju podlegają systematycznemu 

rozwojowi. Aktywne zespoły wchodzą do ciągle nowych programów 

i sieci europejskich i uczestniczą w budowie Europejskiej 

Przestrzeni Badawczej w zakresie techniki laserowej. Uzyskują 

dostęp do dużej infrastruktury laserowej. Jak dotąd, próg budowy 

dużej infrastruktury laserowej, o wymiarach i ambicjach europejskich, 

w kraju nie został osiągnięty. Taka infrastruktura musi być 

połączona w sieć z infrastrukturą europejską. Wydaje się, że krajowe 

środowisko laserowe naukowo-przemysłowe mogłoby starać 

się stanowczo i efektywnie o jej budowę w kraju. Co najmniej 

kilka krajowych centrów naukowo-technicznych wydaje się być 

gotowych do podjęcia koordynacji inicjatyw i podołać znacznemu 

wysiłkowi budowy i utrzymania takiej infrastruktury. Budowa infrastruktury 

laserowej w Polsce jest ściśle związana z aktywnym 

uczestnictwem coraz większych krajowych zespołów w takich 

projektach, jak: ELI, HiPER, FLASH, E-XFEL, ALBA i podobnych. 

Jednym z najbardziej obiecujących projektów jest możliwość budowy 

lasera POLFEL. Nowoczesny part technologiczny może być 

zbudowany wokół takiej wielkiej maszyny prowadząc do rozwoju 

wielu gałęzi innowacyjnego przemysłu. 

Duża nowoczesna infrastruktura badawcza – w tym laserowa, 

spełnia w kraju kilka ważnych funkcji o charakterze lokalnym 

i globalnym. Ograniczając się jedynie do celów krajowych można 

wymienić: wzmocnienie krajowych centrów laserowych, kształcenie 

ekspertów o unikalnych specjalnościach i klasie europejskiej, 

kształcenie młodzieży, możliwość budowy parku technologicznego 

wokół dużej infrastruktury badawczej o unikalnym charakterze 

oraz wiele innych. Obowiązkiem środowiska naukowo-przemysłowego 

technologii laserowych jest czynienie starań o rozwój tej 

dziedziny w kraju w jak najszerszym zakresie, włączając w to budowę 

dużej infrastruktury badawczej. Celem takich okresowych 

zebrań środowiska jak Sympozjum Techniki Laserowej jest podsumowywanie 

dokonań w tej dziedzinie i przypominanie o tych 

obowiązkach. 

Literatura 

[1] Sympozjum Techniki Laserowej [http://www.stl.zut.edu.pl] 

[2] Gajda J., Romaniuk R.S.: Rozwój techniki laserowej w kraju. Elektronika, 

vol. 51, nr 4, 2010, str. 131–134. 

[3] Romaniuk R.S.: POLFEL – laser na swobodnych elektronach w Polsce. 

Elektronika, vol 51, nr 4, 2010, str 83–87. 

[4] Romaniuk R.S.: EuCARD i CARE – rozwój techniki akceleratorowej 

w Polsce. Elektronika, vol.49, nr 10, 2008, str 12–17. 

[5] Romaniuk R.: Manufacturing and characterization of ring-index optical 

fibers. Optica Applicata 31 (2), pp. 425–444 (2001). 

[6] Romaniuk R. et al.: Multicore single-mode soft-glass optical fibers. 

Optica Applicata 29 (1), pp. 15–49 (1999). 

[7] Dorosz J., Romaniuk R.: Fiber Optics Department of Biaglass Co. 

Twenty years of research activities. Optica Applicata 28 (4), pp. 267– 

291 (1998). 

[8] Dorosz J., Romaniuk R.: Multicrucible technology of tailored optical 

fibres. Optica Applicata 28 (4), pp. 293–322 (1998). 

[9] Romaniuk R.: Tensile strength of tailored optical fibres. Opto-electronics 

Review 8 (2), pp. 101–116 (2000). 

[10] Romaniuk R.: Capillary optical fiber – design, fabrication, characterization 

and application, Bulletin of the Polish Academy of Sciences: 

Technical Sciences 56 (2), pp. 87–102 (2008). 

[11] Romaniuk R. et al., Optical network and fpga/dsp based control system 

for free electon laser. Bulletin of the Polish Academy of Sciences: 

Technical Sciences 53 (2), pp. 123–138 (2005). 

[12] Dybko A. et al.: Assessment of water quality based on multiparmeter 

fiber optic probe, Sensors and Actuators, B: Chemical,.51 (1–3), pp. 

208–213 (1998). 

[13] Dybko A. et al.: Efficient reagent immobilization procedure for ionsensitive 

optomembranes, Sensors and Actuators, B: Chemical, 39 

(1–3), pp. 207–211 (1997). 

[14] Dybko A. et al.: Applications of optical fibres in oxidation-reduction titrations, 

Sensors and Actuators, B: Chemical, 29 (1–3), pp. 374–377 

(1995). 

[15] Dybko A. et al.: Polymer track membranes as a trap support for reagent 

in fiber optic sensors, Journal of Applied Polymer Sciences, 59 

(4), pp. 719–723 (1996). 

[16] Mukherjee B. et al.: Application of low-cost Gallium Arsenide lightemitting-diodes 

as kerma dosemeter and fluence monitor for highenergy 

neutrons, Radiation Protection Dosimetry, 126 (1– 4), pp. 

256–260 (2007). 

[17] Romaniuk R. et al.: Metrological aspects of accelerator technology 

and high energy physics experiments, Measurement Science and 

Technology, 18 (8), art.no.E01 (2008). 

[18] Fąfara P. et al.: FPGA-based implementation of a cavity field controller 

for FLASH and X-FEL, Measurement Science and Technology, 18 

(8), pp. 2365–2371 (2008). 

[19] Burd A. et al.: Pi of the sky – all-sky, real-time search for fast optical 

transients, New Astronomy, 10 (5), pp. 409–416 (2005). 

[20] Burd A. et al.: Pi of the sky’ – automated search for fast optical transients 

over the whole sky, Astronomische Nachrichten, 325 (6–8), 

p. 674 (2004). 

[21] Ackerman W. et al.: Operation of a free-electron laser from the 

extreme ultraviolet to the water window, Nature Photonics, 1 (6), 

pp. 336–342 (2007) 

[22] Czarski T. et al.: Superconducting cavity driving with fpga controller, 

Nuclear Instruments and Methods in Physics Research A, 568 (2), 

pp. 854–862 (2006). 


[23] Czarski T. et al.: TESLA cavity modeling and digital implementation in 

fpga technology for control system development, Nuclear Instruments 

and Methods in Physics Research A, 556 (2), pp. 565–576 (2006). 

[24] Czarski T. et al.: Cavity parameters identification for TESLA control 

system development, Nuclear Instruments and Methods in Physics 

Research A, 548 (3), pp. 283–297 (2005). 

[25] Romaniuk R.S.: Petabit photonic internet, Photonics Letters of Poland, 

3 (2), pp. 91–93 (2011). 

[26] Obroślak P. et al.: Digital techniques for noise reduction in ccd detectors, 

Photonics Letters of Poland, 2 (3), pp. 134–136 (2010). 

[27] Romaniuk R.: Wilga photonics and web engineering 2010, Photonics 

Letters of Poland, 2 (2), pp. 55–57 (2010). 

[28] Romaniuk R.: Geometry design in refractive capillary optical fibers, 


[29] Romaniuk R.: Modal structure design in refractive capillary optical 

fibers, Photonics Letters of Poland, 2 (1), pp. 22–24 (2010). 

[30] Romaniuk R.: ‘The Photonics Letter of Poland’ A new peer-reviewed 

internet publication of the Photonics Society of Poland, Photonics 


[31] Kasprowicz G. et al.: CCD detectors for wide field optical astronomy, 


[32] Romaniuk R.: Wilga symposium on photonics applications, Photonic 

Letters of Poland, 1 (2), pp.46-48 (2009). 

[33] Romaniuk R.: POLFEL – A free electron laser in Poland, Photonics 


[34] Wolinski T.R., Romaniuk R.: Photonics Society of Poland established, 

Metrology and Measurement Systems 15 (2), pp. 241–245 (2008). 

[35] Romaniuk R.: Search for ultimate throughput in ultra-broadband photonic 

Internet, International Journal of Electronics and Telecommunications 

57 (4), pp. 523–528 (2011). 

[36] Romaniuk R.: Photonics and web engineering 2011, International 

Journal of Electronics and Telecommunications 57 (3), pp. 421–428 

(2011). 

[37] Romaniuk R.: Accelerator infrastructure in Europe EuCARD 2011, 

International Journal of Electronics and Telecommunications 57 (3), 

pp. 413–419 (2011). 

[38] Dorosz J., Romaniuk R.: Development of optical fiber technology in 

Poland, International Journal of Electronics and Telecommunications 

57 (2), pp. 191–197 (2011). 

[39] Romaniuk R.: Advanced photonic and electronic systems Wilga 

2010, International Journal of Electronics and Telecommunications 

56 (4), pp. 479–484 (2010). 

[40] Romaniuk R.: EuCARD 2010 accelerator technology in Europe, International 

Journal of Electronics and Telecommunications 56 (4), pp. 

485–488 (2010). 

[41] Wojcik W., Romaniuk R.: Development of optical fiber technology in 

Poland, International Journal of Electronics and Telecommunications 

56 (1), pp. 99–104 (2010). 

[42] Romaniuk R.S.: Wilga Photonics Applications and Web Engineering, 

January 2012, Proc. SPIE 8454, art no 845401 (2012). 

[43] Romaniuk R.S.: Astronomy and Space Technologies, Photonics Applications 

and Web Engineering, Wilga May 2012, Proc. SPIE 8454, 

art 845402 (2012). 

[44] Romaniuk R.S.: Accelerator Technology and High Energy Physics 

Experiments, Photonics Applications and Web Engineering, Wilga 

May 2012, Proc. SPIE 8454, art 845403 (2012). 

[45] Romaniuk R.S.: Photon Physics and Plasma Research, Photonics 

Applications and Web Engineering, Wilga May 2012, Proc. SPIE 

8454, art 845404 (2012). 

[46] Romaniuk R.S.: Optoelectronic Devices, Sensors, Communication 

and Multimedia, Photonics Applications and Web Engineering, Wilga 

May 2012, Proc. SPIE 8454, art 845405 (2012). 

[47] Romaniuk R.S.: Biomedical, Artificial Intelligence and DNA Computing, 

Photonics Applications and Web Engineering, Wilga May 2012, 

Proc. SPIE 8454, art 845406 (2012). 

[48] Romaniuk R.S.: Accelerator Science and Technology in Europe – Eu- 

CARD 2012, Proc. SPIE 8454, art no. 845407 (2012). 

[49] Romaniuk R.S. Pozniak K.: Udział Politechniki Warszawskiej w programie 

CARE, Elektronika, vol. 46, nr 2–3, 2005, str 75. 

[50] Romaniuk R.S.: Instytut Systemów Elektronicznych w projektach 

CARE i EuCARD; Badania i zastosowania akceleratorów w Europie. 

Elektronika, vol 50, nr 8, 2009, str 157–162. 


Stan aktualny i rozwój systemu INMARSAT 

dr hab. inż. Jerzy Czajkowski, prof. nadzw. Akademii Morskiej w Gdyni 

Satelitarny system INMARSAT jest nierozerwalnie związany ze 

Światowym Morskim Systemem Łączności Alarmowej i Bezpieczeństwa 

– GMDSS (Global Maritime Distress and Safety System) 

i od momentu jego powstania jego głównym zadaniem było 

polepszenie, tj. zwiększenie efektywności i niezawodności morskiej 

radiokomunikacji. W szczególności chodziło o podniesienie 

bezpieczeństwa i zapewnienie radiokomunikacji umożliwiającej 

szybkie i skuteczne alarmowanie. Dlatego też tworząc system 

GMDSS, jeden z obszarów morskich A3 [4] zdefiniowano jako 

akwen żeglugi w zasięgu satelitarnego systemu z wykorzystaniem 

satelitów geostacjonarnych nazwanego INMARSAT. System 

ten został w późniejszym czasie także wykorzystany w ruchomej 

służbie lądowej oraz aeronautycznej. 

Po ponad dwudziestu latach działania jako międzynarodowa 

organizacja, system INMARSAT w 2001 roku w wyniku prywatyzacji 

został przekształcony w organizację IMSO (International Mobile 

Satellite Organization) spełniając funkcje systemu GMDSS, 

jednak nazwa systemu jako całości pozostała niezmieniona. 

System INMARSAT składa się z trzech zasadniczych komponentów: 

– segmentu kosmicznego nadzorowanego przez INMARSAT, 

– naziemnych stacji lądowych LES (Land Earth Station), zwanych 

także CES (Coast Earth Stadion) nadzorowanych przez 

Administracje Morskie Państw będących sygnatariuszami IN- 

MARSAT-u, 

– oraz stacje statkowe SES (Ship Earth Station). 

Strukturę segmentu kosmicznego przedstawiono na rys. 1, gdzie 

na orbicie geostacjonarnej w odległości ok. 36000 km od równika 

usytuowane są satelity umożliwiające pokrycie radiokomunikacyjne 

czterech obszarów oceanicznych nazwanych: Obszar Wschodni 

Oceanu Atlantyckiego – (AOR-E – Atlantic Ocean Region East), 

Obszar Zachodni Oceanu Atlantyckiego – (AOR-W – Atlantic Ocean 

Region West), Obszar Oceanu Indyjskiego (IOR – Indian Ocean 

Region), Obszar Oceanu Spokojnego (POR – Pacific Ocean Region). 

Na rys. 2 przedstawiono obszary pokrycia radiowego, a na 

rys. 3 strukturę organizacyjną systemu INMARSAT. 

Rys. 1. Pokrycie Ziemi przez geostacjonarne satelity INMARSAT 

Rys. 2. Obszary pokrycia satelitów systemu INMARSAT 

Rys. 3. Struktura organizacyjna systemu INMARSAT (OCC – Operational Control Centre – Operacyjne Centrum Kontroli i Zarządzania, SCC 

– Satellite Control Centre – Centrum Zarządzania i Kontroli Satelitów, NCS – Network Coordination (Control) Station – Stacje Koordynacyjna/ 

Zarządzająca, TT&C – Telemetry, Tracking Centre – Centrum Telemetrii i Śledzenia Satelitów, CES/LES – Coast/Land Earth Station – Nadbrzeżna/Lądowa 

Stacja Naziemna) 

122 


Jak wynika z rysunku 3, INMARSAT składa się z czterech niezależnych 

sieci telekomunikacyjnych w każdym z czterech obszarów 

oceanicznych. Każdy z nich zawiera geostacjonarnego satelitę 

operacyjnego, stacje statkowe SES, naziemne stacje lądowe 

LES oraz stację koordynacyjną NCS. 

Naziemne stacje lądowe LES zapewniają stacjom statkowym 

SES dostęp do naziemnych sieci telekomunikacyjnych oraz są 

odpowiedzialne za pracę kanału dostępu do wywołań. 

Stacje koordynacyjne NCS 

Stacja NCS odgrywa kluczową rolę w sieci i jest odpowiedzialna 

za koordynację i kontrolę dostępu do kanałów telekomunikacyjnych 

pomiędzy wszystkimi stacjami LES oraz SES w obrębie danej 

sieci zapewniając tym samym całkowitą łączność. 

Do głównych funkcji stacji NCS należą: 

− kontrola transmisji sygnałów we wszystkich rodzajach kanałów; 

− przetwarzanie połączeń: przydział częstotliwości dla kanałów 

SCPC (Single Channel Per Carrier) włączając w to transmisję 

i odbiór ramki oraz wyodrębnienie wiadomości sygnalizacyjnych; 

− sprawdzanie kanałów kontroli dostępu i sygnalizacji oraz żądania 

dostępu do kanału w niebezpieczeństwie. 

Swoje funkcje stacje NCS wykonują na podstawie kontraktu 

z konsorcjum INMARSAT. Spośród standardów INMARSAT: M, 

B, mini-M i Fleet obecnie wszystkie wykorzystują tę samą stację 

NCS w każdym z regionów oceanicznych. Centrum operacyjne 

OCC znajdujące się w siedzibie INMARSAT w Londynie prowadzi 

nadzór nad siecią każdego dnia 24 godziny na dobę. OCC 

utrzymuje kontakt poprzez dedykowane satelity oraz łącza naziemne 

ze stacjami NCS i MES (Mobile Earth Station) w każdym 

regionie oceanicznym. 

Stan aktualny systemu INMARSAT w przedziale 

czasowym od 1 października 2010 r. do 

listopada 2011 r. 

Segment kosmiczny 

Satelity operacyjne: 

− obszar wschodniej części Oceanu Atlantyckiego (AOR-E) 

– usytuowanie satelity na orbicie geostacjonarnej (a właściwie 

punktu podsatelitarnego satelity na równik) 15,5°W – satelita 

INMARSAT-3 – F2, 

− obszar zachodniej części Oceanu Atlantyckiego (AOR-W) 

– usytuowanie satelity na orbicie geostacjonarnej 53°W – satelita 

INMARSAT-3 – F4, 

− obszar Oceanu Indyjskiego – usytuowanie satelity na orbicie 

geostacjonarnej 64,5°E – satelita INMARSAT-3 – F1, 

− obszar Pacyfiku – usytuowanie satelity na orbicie geostacjonarnej 

178°E – satelita INMARSAT-3 – F3. 

Jako satelity zapasowe wykorzystywane są satelity stosowane 

dla obsługi usług innych niż serwisy dla systemu GMDSS 

i mogą być szybko uruchomione dla obsługi INMARSAT-u 

w przypadku awarii jednego z przedstawionych powyżej satelitów 

operacyjnych. 

Dostępność wszystkich rodzajów funkcji jakie INMARSAT oferuje 

dla systemu GMDSS, włącznie z alarmowaniem w niebezpieczeństwie, 

koordynacją działań poszukiwawczo-ratowniczych 

(SAR), transmisją informacji niezbędnych dla bezpieczeństwa 

żeglugi (MSI) oraz radiokomunikacji ogólnej w opisywanym przedziale 

czasowym przedstawiono w tab.1. 

Tab.1. Dostępność komunikacyjna w systemie INMARSAT 

Segment 

kosmiczny 

AOR-E IOR POR AOR-W 

100,0000% 99,9992% 99,8191% 100,0000% 

INMARSAT-B/F77 100,0000% 100,0000% 99,8301% 100,0000% 

INMARSAT-C 100,0000% 100,0000% 99,9172% 100,0000% 

Przedstawione liczby ilustrują efektywność i niezawodność 

wszystkich zasadniczych składowych dla systemu GMDSS 

i mogą być miarą dostępności dla połączeń w tym systemie 

łącznie z radiokomunikacją ogólną. Wyniki badań zamieszczonych 

w tabeli 1, wykazują iż dostępność do kanałów komunikacyjnych 

w istniejących standardach INMARSAT-u w badanym 

przedziale czasu jest bardzo dobra. Wyjątek stanowi obszar 

pokrycia satelitarnego INMARSAT-u w rejonie Pacyfiku, co wynikało 

z ograniczonej dostępności w ciągu jednego dnia w październiku 

2011 roku. 

Z tabeli 1 wynika, iż w odniesieniu do standardu INMARSAT- 

C, który jest obecnie uważany za podstawowy dla komunikacji 

i usług dla GMDSS, zarówno jeśli chodzi o możliwości alarmowania 

w niebezpieczeństwie, komunikacji koordynacyjnej dla 

działań służb SAR, rozpowszechnianie informacji niezbędnych 

dla bezpieczeństwa żeglugi (MSI) – nie zanotowano braku dostępności 

w żadnym z obszarów pokrycia satelitarnego AOR-E, 

AOR-W oraz IOR. Dotyczy to również standardu INMARSAT-B, 

INMARSAT-Fleet77, które również zapewniają realizację radiokomunikacji 

ogólnej. 

Stacje lądowe INMARSAT-u (Land Earth Station) 

realizujące komunikację GMDSS-u 

Na koniec 2011 roku, globalnie na wszystkich kontynentach usytuowane 

są naziemne lądowe stacje INMARSAT-u (LES), które 

obsługują poszczególne standardy terminali statkowych, i tak: 

− standard cyfrowy INMARSAT-u B oraz M – 76 stacji 

− standard cyfrowy INMARSAT-u Fleet77 – 66 stacji 

− standard INMARSAT-u C – 37 stacji. 

Stacje te umożliwiają dostęp międzynarodowym, lądowym 

sieciom telekomunikacyjnym do kanałów satelitarnych realizując 

komunikację niezbędną dla usług GMDSS-u, tj. telefoniczną, teleksową, 

e-mailową i transmisję danych. 

Przedstawiona liczba naziemnych lądowych stacji obsługi jest 

wystarczająca, aby zapewnić niezawodną pracę w każdym z istniejących 

standardów INMARSAT-u, obsługując segment kosmiczny 

i lądowy, zapewniając realizację łączności w niebezpieczeństwie, 

jak również rozgłaszanie informacji niezbędnych dla 

bezpieczeństwa żeglugi. 

Stacje statkowe (SES) INMARSAT-u 

Dane statystyczne uaktualnione na przełomie 2010 i 2011 roku 

wykazują, iż istnieje prawie 170000 ruchomych terminali spełniających 

wymagania systemu GMDSS, z czego więcej niż 139000 

terminali należało do standardów INMARSAT-C oraz mini-C. 

Wywołania dotyczące niebezpieczeństwa oraz 

pilności 

Wszystkie wywołania dotyczące alarmowania w niebezpieczeństwie 

oraz z priorytetem pilności, realizowane w przedziale od 1 

listopada 2010 r. do 31 października 2011 r., były zarejestrowane 

przez system i są wykazane w tabelach 2, 3 i 4. 

Tab. 2. Liczba wywołań alarmowych wykonanych w standardach INMAR- 

SAT-C oraz mini-C w relacjach statek-ląd 

AOR-E AOR-W IOR POR Total 

Nov 10 – Oct 11 411 216 309 196 1132 

Nov 09 – Oct 10 384 318 507 402 1117 

Tab. 3. Liczba wywołań z priorytetem – DISTRESS wykonanych w standardach 

INMARSAT-C oraz mini-C w relacjach ląd-statek 

AOR-E AOR-W IOR POR Total 

Nov 10 – Oct 11 205 87 587 868 1747 

Nov 09 – Oct 10 316 150 1074 1805 3345 


Tab. 4. Liczba priorytetowych wywołań przeprowadzonych przez standard 

INMARSAT-F-77 w relacji statek-ląd 

Priorytet AOR-E AOR-W IOR POR 

Total 

(ubiegły 

rok) 

Bezpieczeństwo 44 26 55 37 162 (200) 

Pilność 158 103 193 105 559 (569) 

Alarm 105 31 78 22 236 (186) 

Podsumowując przedstawione wyniki można stwierdzić, że: 

− w odniesieniu do liczby wywołań alarmowych przeprowadzonych 

z wykorzystaniem standardu INMARSAT-C w obszarach 

AOR-E oraz AOR-W jest ona w zasadzie na tym samym poziomie 

jak w roku poprzednim, natomiast w obszarze POR widać 

znaczne zmniejszenie; 

− liczba wywołań priorytetowych w standardzie INMARSAT- 

Fleet77 znajduje się też na podobnym poziomie, jak notowane 

w latach poprzednich; 

− bardzo mała liczba wywołań alarmowych notowanych z wykorzystaniem 

INMARSAT-B we wszystkich obszarach pokrycia 

satelitarnego prawdopodobnie wynika z przekonania, iż 

system INMARSAT-B powoli kończy zapowiadaną przez 

INMARSAT działalność, która według danych systemu, ma dobiegać 

końca w grudniu 2014 r. 

Wiadomości transmitowane w serwisie SafetyNET 

Serwis Safety NET działający w ramach systemu Rozszerzonego 

Wywołania Grupowego – EGC (Enhanced Group Call) jest 

odpowiedzialny za transmisję Morskich Informacji niezbędnych 

do prowadzenia bezpiecznej żeglugi – MSI (Maritime Safety Information) 

– z wykorzystaniem standardu INMARSAT-C. Transmitowane 

w tym systemie informacje są przygotowywane przez 

autoryzowane źródła informacji, do których należą koordynatorzy 

obszarów NAVAREA oraz METAREA oraz niektóre Centra 

Koordynacji Ratownictwa. W 2008 r. IMO rozszerzyło liczbę 

16 takich obszarów – na które w momencie tworzenia systemu 

GMDSS podzielono obszary morskie świata – do 21, ustanawiając 

pięć nowych obszarów NAVAREA obejmujących obszary 

Morza Arktycznego. 

Większość komunikatów i informacji jest dostarczanych i firmowanych 

przez Międzynarodową Organizację Hydrograficzną 

– IHO (International Hydrographic Organization) oraz Światową 

Organizację Meteorologiczną – WMO (World Meteorological Organization). 

Liczba wiadomości transmitowanych przez serwis SafetyNET 

w obszarze światowym podlega fluktuacjom w zależności od sezonu, 

lecz średnio liczba informacji wydawanych w każdym miesiącu 

jest rzędu 28 do 30 tysięcy. 

Rozwój systemu INMARSAT 

Po umieszczeniu satelitów trzeciej generacji I-3, INMARSAT 

przy współpracy międzynarodowej rozpoczął międzynarodowy 

program budowy satelitów czwartej generacji. INMARSAT 

zakończył proces pozycjonowania swoich satelitów na orbicie 

GEO w celu optymalnej pracy całej sieci. Obecnie rozmieszczenie 

satelitów I-4 dostarcza szerokopasmowe usługi mobilne na 

Rys. 4. Podział obszaru Ziemi na „wiązki regionalne – wide beam” 

Rys. 5. Podział Obszaru Ziemi na „wiązki punktowe – spot beam” 

obszarze zamieszkałym przez 98% ludzkości (85% powierzchni 

kontynentalnej) oraz na większości powierzchni oceanicznej. 

Każdy satelita I-4 może generować 19 szerokich wiązek regionalnych 

(rys. 4) oraz ponad 254 wąskie wiązki punktowe (rys. 5). 

Wiązki te mogą być szeroko rekonfigurowane i mogą koncentrować 

się w dowolnym miejscu na Ziemi tak, aby zapewnić dodatkową 

przepustowość tam, gdzie jest to wymagane. Satelita I-4 

w porównaniu ze swoim poprzednikiem I-3 dysponuje 60-krotnie 

większą pojemnością dzięki antenom o wiązkach regionalnych 

i punktowych. Odbiorniki satelity są też 25-krotnie bardziej czułe, 

a efektywność widmowa satelity jest 12-krotnie większa. 

Literatura 

[1] Analysis and assessment of the GMDSS performance of Inmarsat 

Global Limited Sub-Committee on Radiocommunications and Search 

and Rescue, January 2012, London. 

[2] Czajkowski J.: Standard cyfrowy INMARSAT-B kończący erę standardu 

B, Przegląd Telekomunikacyjny i Wiadomości Telekomunikacyjne, 

nr 12/2007. 

[3] Czajkowski J.: Inmarsat Fleet77 i F55, Przegląd Telekomunikacyjny 

i Wiadomości Telekomunikacyjne, nr 2–3/2009. 

[4] Czajkowski J., Korcz K.: Dziesięciolecie systemu GMDSS w świetle 

obrad Podkomitetu IMO-COMSAR, Elektronika, nr 5/2009. 

[5] Global Maritime Distress and Safety System – Admiralty List of Radio 

Signals, Vol. 5, 2010/11, U.K. 

[6] Inmarsat Maritime Handbook, London 2010, Issue 4. 

www.sigma-not.pl 

Największa baza artykułów technicznych online! 

124 


SeeYou – przełom w świecie niewidomych 

Na świecie żyje 285 milionów osób, które mają problemy ze wzrokiem. 

Spośród nich 39 milionów to osoby niewidome. Statystyki 

wskazują, że większość niewidomych utraciła wzrok na pewnym 

etapie swego życia (choroba, wypadek). Upośledzenie tak ważnego 

zmysłu zdecydowanie obniża komfort bytowania, wydatnie 

ograniczając aktywność. 

Przy projekcie SeeYou pracowało wiele osób niewidomych 

i słabowidzących, dzięki czemu przygotowano rozwiązania dopasowane 

do ich realnych potrzeb. SeeYou Phone stał się prawdziwą 

rewolucją – tłumaczy Paweł Urbański, niewidomy alpinista, biorący 

udział w testach SeeYou Phone podczas wdrażania projektu. 

Rozwiązania oferowane w ramach całego przedsięwzięcia 

SeeYou obejmują: 

● SeeYou Phone – pierwszy na świecie smartfon w całości obsługiwany 

głosowo, przystosowany do potrzeb osób niewidomych 

i słabowidzących, 

● SeeYou Mobile – sieć komórkową uzupełnioną m.in. o usługę 

osobistego asystenta, 

● SeeYou Platform – system operacyjny, zastosowany w SeeYou 

Phone, umożliwiający przekształcenie określonych modeli 

telefonów z systemem Android w obsługiwane wyłącznie za 

pomocą głosu, 

● SeeYou Apps – wybrane aplikacje, wchodzące w skład 

SeeYou Platform, które pozwalają na udźwiękowienie konkretnych 

funkcji telefonu. 

Fundamentem SeeYou Phone jest system operacyjny Android 

stosowany w smartfonach Samsung Google Nexus. Zmiany 

wprowadzone w ramach projektu sprawiły, że wszystkie funkcje 

nowego smartfona, takie jak: 

● obsługa książki adresowej, SMS, 

● korzystanie z kalendarza i notatek głosowych, 

● obsługa Internetu, portali społecznościowych, poczty e-mail, 

● nawigacja piesza GPS, 

● lupa elektroniczna z systemem odczytu tekstu 

mogą być obsługiwane również za pomocą głosu. Proces ten odbywa 

się w chmurze za pośrednictwem rozwiązań internetowych, 

dzięki czemu nie obciąża systemu i pozwala na szybką analizę 

danych. Urządzenie współpracuje z zestawem słuchawkowym, 

dzięki czemu użytkownik może zachować prywatność „rozmawiając” 

z telefonem. 

Atrakcyjnym uzupełnieniem SeeYou Phone jest SeeYou 

Mobile, czyli wirtualny operator komórkowy, który umożliwia 

nie tylko wygodną komunikację – w pakiecie oferuje również 

wiele innych opcji, które ułatwią funkcjonowanie osobom słabowidzącym 

i niewidomym m.in.: 

● opiekę prywatnego asystenta, który może np. zarezerwować 

wizytę u lekarza, kupić bilety do kina, zamówić prezent, znaleźć 

i zarezerwować bilet na pociąg lub samolot. 

● ubezpieczenie telefonu i polisę OC 

● bezpłatne aktualizacje systemu 

● wsparcie techniczne. 

W ramach opłaty abonamentowej użytkownik otrzymuje pakiet 

minut wymiennych na SMS-y oraz pakiet transferu danych. Działa 

na terenie całego kraju, a dzięki roamingowi może działać również 

zagranicą. 

Nie tylko dla niewidomych 

Rozwiązania oferowane przez SeeYou mogą być przydatne także 

osobom widzącym. W wielu sytuacjach, np. podczas prowadzenia 

samochodu, kiedy trzeba wybrać numer telefonu lub napisać 

SMS. Wybrane aplikacje, tzw. SeeYou Apps, są dostępne do pobrania 

pojedynczo, udźwiękowiając tylko poszczególne funkcje 

telefonu z systemem operacyjnym Android. 

Spojrzenie w przyszłość SeeYou 

Firma Humann SA zamierza wprowadzić swoje rozwiązania także 

na inne rynki, w pierwszej kolejności w Hiszpanii i krajach 

skandynawskich, a docelowo również w USA. Kolejnym etapem 

rozwoju SeeYou ma być udostępnienie funkcji, które będą wykraczać 

daleko poza możliwości oferowane przez telefony komórkowe. 

Trwają prace nad rozwiązaniami, które dzięki zintegrowanej 

kamerze umożliwią identyfikację twarzy przechodniów na ulicy 

i poinformują np. o zbliżaniu się znajomej osoby. Będą też analizować 

drogę i ostrzegać przed przeszkodami, powiedział Marcin 

Łapa, założyciel SeeYou. 

Idea telefonu-przewodnika zrodziła się z potrzeby serca – 

mama Marcina Łapy, założyciela SeeYou, jest osobą słabowidzącą. 

Przez lata nie mogła wysyłać SMS-ów. Tak powstał pomysł 

stworzenia telefonu, a następnie sieci komórkowej, których celem 

jest ułatwianie życia osobom z dysfunkcjami wzroku. 

Misją Humann SA jest tworzenie innowacyjnych rozwiązań 

technicznych poprawiających jakość funkcjonowania szerokich 

grup społecznych we współczesnym świecie. W centrum uwagi 

firmy jest człowiek, jego potrzeby i oczekiwania. To z myślą o nim 

Humann SA tworzy nowe rozwiązania, poszerzające ludzkie możliwości, 

przełamujące bariery i pozwalające osiągać cele, które 

dotąd pozostawały poza zasięgiem. (cr) 

Microsoft Windows 8 

Microsoft poinformował, że system nowy system operacyjny do 

komputerów osobistych Windows 8 jest już dostępny dla klientów 

w Polsce i na całym świecie. Od piątku 26 października, odbiorcy 

z całego świata mogą przekonać się o tym co oferuje nowa wersja 

najpopularniejszego na świecie systemu operacyjnego Windows: 

nowy interfejs użytkownika oraz szeroką gamę aplikacji ze sklepu 

Windows Store. Obecnie na rynku jest ponad 1000 urządzeń certyfikowanych 

do działania w systemie Windows 8. 

System Windows 8 jest dostępny w ponad 140 krajach, został 

przetłumaczony na 37 wersji językowych. Wersję ewaluacyjną – 

trial (na 90 dni) można nieodpłatnie pobrać z internetu, ze strony: 

http://msdn.microsoft.com/pl-pl/evalcenter/jj554510.aspx 

Windows 8 będzie dostępny w tradycyjnych kanałach sprzedaży 

w dwóch wersjach: Windows 8 i Windows 8 Pro. Wersja biznesowa 

– Windows 8 Enterprise – oferuje nowe funkcje zwiększające produktywność, 

takie jak Windows To Go, DirectAccess i BranchCache, 

a także ulepszone, kompleksowe zabezpieczenia wyposażone 

w dodatkowe funkcje jak BitLocker czy AppLocker. W tym samym 

dniu swoją premierę miał także Windows RT, nowy członek rodziny 

Windows, stworzony z myślą o urządzeniach opartych na architekturze 

ARM. 

Windows 8 oferuje nowy, szybki i płynny Ekran Startowy zapewniający 

błyskawiczny dostęp do aplikacji i treści, na których najbardziej 

zależy użytkownikom. Wyposażony jest również w nową 

przeglądarkę Internet Explorer 10, zaprojektowaną do obsługi dotykowej, 

a także wbudowany moduł łączności z chmurą w postaci 

dostępu do aplikacji SkyDrive i innych usług Live. 

Wszyscy zainteresowani najnowszą wersją Windows mogą 

skorzystać z oferty nowych urządzeń lub zaktualizować swoje dotychczasowe 

komputery. Do końca stycznia użytkownicy komputerów 

z oryginalnym systemem Windows XP, Windows Vista lub 

Windows 7 mogą zaktualizować swój system do Windows 8 Pro 

w cenie detalicznej 249 zł. Ponadto użytkownicy komputerów zakupionych 

od 2 czerwca 2012 r. do 31 stycznia 2013 r. w ponad 140 

krajach mogą pobrać Windows 8 Pro w ramach specjalnej oferty, 

dostępnej, w cenie 69 zł, pod adresem http://windowsupgradeoffer. 

com/pl-PL/home/programinfo. 

Na zakończenie tej, z konieczności krótkiej, relacji z premiery 

Windows 8 wypada dodać, że firma Microsoft radykalnie zmieniła 

politykę w stosunku do dziennikarzy pism elektronicznych. Od czasu 

premiery Windows 95 (rok 1995), a następnie Windows 98, Millenium, 

2000 i XP (rok 2002) redakcje pism zajmujących się elektroniką 

były zapraszane na premiery nowych produktów, a tradycją stało 

się przekazywanie dziennikarzom płyt CD z wersjami instalacyjnymi 

nowych produktów. Na ich podstawie powstawały artykuły omawiające 

szczegółowo nowe produkty firmy. Nowa polityka firmy rozpoczęła 

się od premiery Windows Vista. Ten produkt jak i następny 

– Windows 7 były wprowadzane bez powiadomienia pism elektronicznych. 

Na premierze Windows 8 był obecny przedstawiciel redakcji, 

ale wersja instalacyjna produktu nie zostala udostępniona. (cr) 


Doc. dr inż. Tomasz Postupolski 

(1931 – 2012) 

Wybitny naukowiec, organizator, wizjoner. 

Pracował w dziedzinie magnetyków, ale 

widział naukę holistycznie. 

Pożegnaliśmy Go w piękny wrześniowy dzień. Na 

Uroczystość Pożegnalną przybyli licznie wszyscy, 

którzy zdołali. Byłby zażenowany tak dużą uwagą poświęconą 

Jego osobie – był skromny. A nie powinien 

– był wybitny. Tu, na łamach specjalistycznego pisma, 

z którym był przez długie lata związany jako członek 

Rady Programowej, chcemy przypomnieć Jego dokonania 

zawodowe, a także Jego drogę życiową. 

Tomasz Włodzimierz Postupolski urodził się 7 czerwca 

1931 r. w Warszawie w rodzinie Jana i Zofii z Petersów. 

Dzieciństwo spędził w Warszawie. Jego ojciec 

– Jan Postupolski był urzędnikiem w Ministerstwie Rolnictwa 

i Reform Rolnych i autorem m.in. opracowań 

dotyczących reformy rolnej w Polsce. Uczestniczył 

w Kampanii Wrześniowej i najprawdopodobniej zginął 

na Wschodzie. Reszta rodziny pozostała w Warszawie 

i tu, podczas okupacji, Tomasz Postupolski ukończył 

szkołę podstawową, biorąc również udział w tajnych 

kompletach. Był też członkiem podziemnej organizacji 

harcerzy młodszych „Zawiszacy ”. 

Po upadku Powstania Warszawskiego, wraz z matką 

i młodszym bratem został wysiedlony z Warszawy. 

Po kilkuletniej tułaczce rodzina osiadła w Gdańsku. 

W 1950 r. zdał maturę w znanym gdańskim liceum “Topolówka” 

i rozpoczął studia na Politechnice Gdańskiej 

na Wydziale Elektrycznym. Dyplom inżynierski uzyskał 

w 1953 r. na Wydziale Łączności Politechniki Gdańskiej, 

który rok wcześniej wydzielił się z Wydziału Elektrycznego. 

W tym też roku spotkał go bolesny cios, zmarła 

Jego matka. 

Studia magisterskie rozpoczął na Politechnice 

Wrocławskiej, skąd dość szybko przeniósł się do Warszawy. 

Dyplom magisterski uzyskał w 1956 r. na Wydziale 

Łączności Politechniki Warszawskiej. W tym samym 

roku ożenił się z Marią Nawrot (zmarła w 2009 r.); 

mieli dwóch synów, Andrzeja i Jacka. 

Tomasz Postupolski przez większość swego zawodowego 

życia związany był z Zakładem Materiałów 

Magnetycznych Polfer. Pracę zawodową rozpoczął 

w 1955 r., jeszcze jako student, w zaczątkach 

Polferu tworzonych na terenie Zakładów Radiowych 

im. M. Kasprzaka przez grupę młodych entuzjastów 

pod kierunkiem jednego z nas, poniżej podpisanych. 

Grupa ta przeniosła się następnie do Zakładów 

Ceramiki Radiowej, a od 1 kwietnia 1956 r. rozpoczęła 

oficjalnie działalność jako Zakład Materiałów 

Magnetycznych Polfer. W Polferze pracował aż do 

chwili zakończenia działalności Zakładu w Warszawie 

w 1999 r. (w chwili obecnej istnieje nadal Zakład 

Podzespołów Indukcyjnych Polfer w Woźnikach k. 

Łosic, poprzednio filia Zakładu w Warszawie). Karierę 

zawodową w Polferze zakończył na stanowisku 

Dyrektora do spraw Badawczo-Rozwojowych, które 

piastował od roku 1991. 

W trakcie swej pracy w Polferze uzyskał stopień 

doktorski na Wydziale Elektroniki Politechniki Warszawskiej 

(1968 rok), gdzie następnie był wykładowcą 

w latach 1970–1982. Odbył też blisko roczny staż 

w Centrum Badań Nuklearnych w Saclay pod Paryżem 

(1968-1969) w ramach stypendium ONZ. Po 

otrzymaniu przez Polfer prawa do zatrudniania pracowników 

naukowych, uzyskał tytuł docenta, przyznany 

Mu przez Państwową Komisję do spraw Stopni 

i Tytułów Naukowych w 1978 r. na podstawie oceny 

Jego dorobku naukowego. 

Jego praca naukowo-badawcza w Polferze koncentrowała 

się w kilku obszarach. 

– Po pierwsze były to badania stabilności czasowej 

oraz odporności na różnorodne narażenia ferrytów 

i wykonanych z nich podzespołów magnetycznych. 

– Drugą ważną grupą tematów było badanie procesów 

magnesowania w ferrytach magnetycznie miękkich, 

w powiązaniu z ich strukturą ziarnistą i wynikającą 

z niej strukturą domenową. Rezultaty były rozpatrywane 

w odniesieniu do składu chemicznego badanych 

rdzeni ferrytowych, ich warunków wytwarzania 

oraz właściwości użytkowych rdzeni. 

– Trzecią, bardzo istotną grupę tematów, stanowiło 

opracowywanie metod pomiarów właściwości ferrytów 

i ogólnie – magnetyków, a także związane z tym 

prace normalizacyjne zarówno o zasięgu krajowym, 

jak i międzynarodowym. 

126 


Począwszy od 1970 r. Tomasz Postupolski był aktywnie 

działającym ekspertem 51. Komitetu Technicznego 

„Magnetyczne podzespoły i materiały ferrytowe” 

Międzynarodowej Komisji Elektrotechnicznej (IEC) 

w grupach roboczych WG1 „Rdzenie ferrytowe i proszkowe” 

i WG9 „Podzespoły indukcyjne”. W ramach tej 

współpracy uczestniczył w opracowaniu wielu norm 

międzynarodowych dotyczących oceny własności materiałów 

magnetycznych i wykonanych z nich podzespołów. 

Był m. in. przewodniczącym grupy zadaniowej 

powołanej w celu przeprowadzenia rewizji przestarzałej 

normy IEC 367-1 „Rdzenie do cewek i transformatorów 

dla telekomunikacji. Metody pomiarowe” (obecnie 

grupa trzech norm IEC 62044-1,-2,-3). 

Zapoczątkował też prace nad grupą norm dotyczących 

oceny nieregularności powierzchniowych, objętościowych 

i kształtu rdzeni ferrytowych. W ramach 

tych prac przygotował projekt podstawowej normy 

związanej z tematyką nieregularności, dotyczącej definicji 

ogólnych (norma IEC 60401-1). 

W latach 1995–1998 kierował współpracą zespołu 

badawczego, złożonego z pracowników Polferu, 

z międzynarodowymi konsorcjami naukowymi, pod 

przewodnictwem Uniwersytetów w Trento i Cagliari 

(Włochy). Konsorcja te były zawiązane w celu 

wspólnego wykonywania grantów finansowanych 

przez Komisję Europejską. Tematyka grantów dotyczyła 

przygotowania zaawansowanych metod oceny 

niedoskonałości powierzchniowych i wymiarowych 

rdzeni ferrytowych. 

Po zakończeniu pracy w Polferze w 1999 r., Tomasz 

Postupolski rozpoczął aktywną współpracę 

z Instytutem Technologii Materiałów Elektronicznych. 

Dotyczyła ona głównie tworzenia narzędzi 

wspomagających wykorzystanie dorobku instytucji 

naukowych w dziedzinie zaawansowanych materiałów 

elektronicznych przez małe i średnie przedsiębiorstwa. 

Projekt ten był realizowany przez wiele 

lat. W jego ramach utworzono konsorcjum ADMA 

(ADvanced MAterials), skupiające wiele polskich instytutów 

naukowych, działających w dziedzinie zaawansowanych 

materiałów elektronicznych. W ramach 

projektu stworzono portal internetowy ADMA, 

będący zalążkiem narzędzia wspomagającego 

współpracę nauki z przemysłem. 

Tomasz Postupolski był autorem ponad 150 publikacji 

w czasopismach naukowych i technicznych, 

krajowych i zagranicznych. Przygotował też rozdział 

„Inductor” w książce „Fundamentals of Circuits and Filters”, 

wchodzącej w skład wielotomowego zbioru „The 

Circuits and Filters Handbook” pod redakcją prof. Wai 

Kai Chen, CRC Press/IEEE. Zbiór ten miał do chwili 

obecnej trzy wydania (ostatnie w 2009 r.); do każdego 

z wydań przygotowywał nową, uaktualnioną wersję. 

Był przewodniczącym lub współprzewodniczącym 

czterech międzynarodowych konferencji dotyczących 

materiałów i podzespołów magnetycznych. Na wielu 

konferencjach międzynarodowych związanych z tą tematyką 

wygłaszał referaty zaproszone. 

Tomasz Postupolski był członkiem wielu organizacji 

naukowych i technicznych, krajowych i zagranicznych 

takich, jak: 

− Stowarzyszenie Elektryków Polskich (od 1963 r.), 

− IEC, 51. Technical Committee (od 1970 r.), 

− Sekcja Technologii Elektronowej Komitetu Elektroniki 

i Telekomunikacji Polskiej Akademii Nauk (od 

1978 r.), 

− IEEE, Magnetic Society (od 1989 r.), 

− American Ceramic Society (od 1990 r.), 

− Polskie Towarzystwo Stereologiczne (od 1990 r.), 

− The New York Academy of Sciences (od 1993 r.). 

Był też laureatem wielu nagród, m.in.: 

− Nagrody Państwowej 1. stopnia, przyznanej 12- 

osobowemu zespołowi z Polferu za osiągnięcia 

techniczne (1980 r.), 

− pierwszej nagrody za najlepszy artykuł w polskich 

czasopismach elektrycznych, przyznanej przez Stowarzyszenie 

Elektryków Polskich (1990 r.), 

− nagrody IEC, honorującej wybitne osiągnięcia ekspertów 

(2006 r.). 

Otrzymał również jedno z najwyższych odznaczeń 

przyznawanych przez Stowarzyszenie Elektryków Polskich 

– medal im. Profesora Janusza Groszkowskiego 

(1993 r.). 

Tomasz Postupolski był bardzo zaangażowany 

w pracę zawodową, traktując ją nieomal jako hobby. 

Zasadami, manierami tkwił w międzywojniu, ale Jego 

wizje sięgały daleko w XXI wiek. Starał się realizować 

je w teraźniejszości. Pokonywał przeszkody, bo zdawał 

się ich nie zauważać. Tak udawało się Mu zdobywać 

poparcie dla ważnych projektów. W wielu gremiach 

w sposób naturalny stawał się osobą wiodącą. Był 

przy tym skromny, życzliwy ludziom, pełen ciepła i dobroci, 

otwarty na sprawy innych. Był też człowiekiem 

z natury pogodnym i obdarzonym poczuciem humoru. 

Był osobą wyjątkową, a mimo to roztaczał aurę... normalności. 

Współpraca z Nim była przyjemnością, a przyjacielska 

atmosfera, którą tworzył, sprzyjała rozwojowi. 

Jego entuzjazm udzielał się osobom z Nim współpracującym. 

Intensywna praca pod Jego kierownictwem 

nie nużyła, gdyż poczucie uczestnictwa w pracach 

istotnych, ciekawych i często odkrywczych sprawiało 

ogromną satysfakcję. 

Jego odejście jest wielką stratą dla polskiej nauki 

stosowanej i dla nas osobiście. Dwaj z nas stracili 

kochającego ojca, trzeci bliskiego przyjaciela i współpracownika, 

dwie pozostałe przyjaciela i przewodnika 

w całej karierze zawodowej. Będzie nam Go bardzo 

brakowało. 

Aleksander Bragiński, Alina Wiśniewska, 

Elżbieta Okoniewska-Pszczółkowska oraz 

Andrzej i Jacek Postupolscy 


Zaprenumeruj wiedz fachow 

2013 

WWW.SIGMA-NOT.PL 

Nasze czasopisma według branż 

Ceny (brutto) podstawowej wersji prenumeraty rocznej na 2013 r. Prenumerata PLUS* – należy doliczyć 59,04 zł brutto (48 zł netto) do ceny podstawowej prenumeraty. 

*Prenumerata PLUS to prenumerata w wersji papierowej + roczny dostęp (poprzez Portal Informacji Technicznej) do publikacji z zaprenumerowanego tytułu. 

Cena brutto tej prenumeraty zawiera stawkę 5 lub 8 % VAT na czasopisma w wersji papierowej i 23 % VAT na dostęp do Portalu. 

Przemysł 

Spożywczy 

Budownictwo 

Elektronika, 

Energetyka, 

Elektrotechnika 

Hutnictwo, 

Górnictwo 

Czasopisma 

Ogólnotechniczne 

Czasopisma 

Wielobranżowe 

Chłodnictwo 

(miesięcznik) 

327,60 zł 

Gazeta Cukrownicza 

(dwumiesięcznik) 

214,20 zł 

Gospodarka Mięsna 


282,00 zł 

Przegląd 

Gastronomiczny 


226,80 zł 

Przegląd Piekarski 

i Cukierniczy 


204,00 zł 

Przegląd 

Zbożowo-Młynarski 


315,00 zł 

Przemysł Spożywczy 


289,80 zł 

Przemysł Fermentacyjny 

i Owocowo-Warzywny 

128 


289,80 zł 

Ciepłownictwo, 

Ogrzewnictwo, Wentylacja 


302,40 zł 

Gaz, Woda 

i Technika Sanitarna 


302,40 zł 

Materiały Budowlane 


264,60 zł 

Przegląd Geodezyjny 


289,80 zł 

Szkło i Ceramika 


151,20 zł 

Wokół Płytek 

Ceramicznych 

(kwartalnik) 

79,80 zł 

Elektronika – Konstrukcje, 

Technologie, Zastosowania 


378,00 zł 

Przegląd Elektrotechniczny 


480,00 zł 

Przegląd Telekomunikacyjny 

+ Wiadomości Telekomunikacyjne 


315,00 zł 

Wiadomości 

Elektrotechniczne 


340,20 zł 

Przemysł 

Lekki 

Przegląd Włókienniczy 

– Włókno, Odzież, Skóra 


327,60 zł 

Hutnik 

+ Wiadomości Hutnicze 


340,20 zł 

Inżynieria Materiałowa 


346,50 zł 

Rudy i Metale 

Nieżelazne 


340,20 zł 

Przemysł 

Pozostały 

Gospodarka Wodna 


340,20 zł 

Przegląd Papierniczy 


276,00 

Przemysł Chemiczny 


541,80 zł 

Atest 

– Ochrona Pracy 


264,60 zł 

Maszyny, Technologie, 

Materiały – Technika 

zagraniczna 


94,50 zł 

Problemy Jakości 


327,60 zł 

Przegląd Techniczny 

(dwutygodnik) 

270,40 zł 

Zakład Kolportażu 

Wydawnictwa SIGMA-NOT 

ul. Ku Wiśle 7, 00-707 Warszawa, tel. (22) 840 35 89, 840 30 86, faks (22) 891 13 74 

e-mail: kolportaz@sigma-not.pl 

Aura 

– Ochrona Środowiska 


201,60 zł 

Dozór Techniczny 


163,80 zł 

Ochrona Przed Korozją 


441,00 zł 

Opakowanie 


226,80 zł 

Elektronika 11/2012 

NOWOŚĆ! 

Prenumerata PLUS 

z dostępem do 

e-publikacji

Wydział Elektroniki 

i Technik Informacyjnych 

Politechnika Warszawska 

FOTONIKA I TECHNOLOGIE 

TERAHERCOWE 

Wydziałowe Centrum Badawcze 

www.foteh.elka.pw.edu.pl 

W ramach realizowanego na Wydziale Elektroniki i Technik Informacyjnych 

Politechniki Warszawskiej projektu FOTEH powstaje kompleks trzynastu laboratoriów 

badawczych, wyposażonych w nowoczesną aparaturę pomiarową i technologiczną, 

przygotowanych do podejmowania przedsięwzięć badawczych 

z wiodącymi w świecie ośrodkami naukowymi oraz innowacyjnymi przedsię - 

bior stwami polskimi i europejskimi. 

Fotonika Instrumentalna i Fotonika Scalona Spektroskopia Laserowa Materiałów 

Fotonicznych Fotonika Obrazowa Badania Materiałowe w Zakresie GHz oraz THz 

Projektowanie i Prototypowanie Układów Przetwarzania Informacji w Strukturach 

Programowanych Robotyka Biometria i Uczenie Maszynowe Telekomunikacyjna 

Sieć Fotoniczna Analiza Danych Obrazowych i Wizualizacja Danych Wsparcie 

Informatyczne Badań w Obszarze Fotoniki Fotoniczne Systemy Pomiarowo-Kontrolne, 

Technika Terahercowa Laboratorium Antenowe 

IV

Elektronika 2012-11.pdf - Instytut SystemÃ³w Elektronicznych ...

Transform your PDFs into Flipbooks and boost your revenue!

Delete template?

Save as template ?