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MOTOR CONTROL
Selezione di switch
di potenza e relativi
driver negli inverter
per controllo motore
Pietro Grillo
Field Application engineer
Kevin Schurter
Una panoramica delle principali differenza tra MOSFET
e IGBT per arrivare a comprendere la scelta del miglior
MOSFET driver
La principale applicazione
dei MOSFET driver è
quella del controllo
motore. L’elemento che fa da
ponte tra il motore e il
MOSFET driver è uno schema
basato su transistori di potenza,
di tipo MOSFET oppure
IGBT (Insulated Gate Bipolar
Transistor). Qualche volta è lo
stesso MOSFET driver a pilotare
direttamente il motore, in
applicazioni in cui il motore è
un BLDC (Brushless in corrente
continua) di piccola
potenza. La maggior parte dei
casi però prevede un circuito
di potenza direttamente collegato
al motore e il MOSFET
Driver serve a pilotare correttamente
l’altri menti pesante
carico di potenza. Si possono
fare diversi tipi di controllo
motore, dipende dalla tecnologia
del motore, dipende da
cosa si vuole ottenere dal
motore. Uno stesso motore
brushless può essere controllato
in velocità sfruttando la lettura
dei passaggi dei sensori a
Fig. 1 – Alcuni esempi di motore e relativo circuito di controllo
con switch di potenza
effetto Hall, oppure sfruttando
la forza controelettromotrice
indotta nello statore, che ha
una forma analoga a quella del
segnale del sensore di hall,
solo sfasata di 30°. Ancora è
possibile modulare il PWM di
uscita in modo da sintetizzare
una sinusoide; questa tecnica
ha il vantaggio di ridurre al
minimo il contenuto armonico
della corrente, quindi diminuire
il rumore percepibile. Si
potrebbe andare avanti,
un’ulteriore tecnica di driving
per esempio può essere quella
di anticipare le fase (tecnica
Phase advance), in modo da
aumentare la velocità del motore
oltre limite di coppia massima,
come si usa fare nelle lavatrici
quando si fa la centrifuga
(naturalmente per tempi brevi,
dal momento che non è il controllo
più efficiente). Insomma,
dal punto di vista dell’intelligenza
del controllo ci si può
senz’altro sbizzarrire. Sta di
fatto che i segnali di controllo
devono agire su un motore,
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ELETTRONICA OGGI 382 - OTTOBRE 2008

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per cui sono richiesti una modulazione e
un’amplificazione.
Modulazione perché il motore è controllato
con un segnale di tipo PWM, che può
essere modulato nel duty cycle, giro dopo
giro, per aumentare o diminuire la velocità,
o può essere modulato nella forma
per generare una sinusoide o altra particolare
forma a seconda dello scopo. È qui
che entrano in gioco gli switch di potenza,
MOSFET o IGBT. Accendendo e spegnendo
gli switch di potenza in modo controllato
è possibile variare la tensione
applicata al motore (l’integrale del PWM),
al fine di variare velocità e posizione del
rotore. In figura 1 sono rappresentate
alcune configurazioni di driving di motori
Fig. 3 – Circuito equivalente
di un Igbt
Fig. 4 – Esempi di schemi
di pre-driving
DC Brush, Brushless, Stepper, AC a induzione,
e così via. In ognuno di questi casi
lo scopo del circuito di drive è quello di
fornire tensione e corrente agli avvolgimenti
del motore. Il livello di V e I varia a
seconda del tipo e dimensione del motore
usato, ma i principi guida per la selezione
del MOSFET driver sono gli stessi.
Fig. 2 – Simbolo elettrico di Mosfet e
Igbt
La selezione
dello switch di potenza
I motori raffigurati con il loro circuito di
driving hanno diverse caratteristiche elettriche,
e meccaniche. In tabella 1 si sono
riportati alcuni rating tipici dei parametri
dei vari motori. La progettazione di un driver
è influenzata da questi parametri, i
quali determinano la scelta dell’elemento
di switching. Come si può osservare in
tabella 1, al variare della tecnologia del
motore variano molto tensioni, correnti e
potenza (si ricorda che 1 HP, o cavallo
vapore (CV), equivale a 746 Watt). Anche
per lo stesso tipo di motore i rating possono
variare di molto. Un valore sicuramente
da tenere in considerazione è la corrente
di start-up che può essere di valore
diverse volte più grande della corrente a
regime. Tutti questi parametri sono da
considerare nel momento in cui si seleziona
il driver.
Quale dispositivo
tra MOSFET e IGBT
In passato, per via dell’alto fattore di
amplificazione in corrente, il BJT è stato
molto usato per applicazioni di controllo
motore. Però il BJT è un dispositivo
sostanzialmente controllato in corrente.
Questo significa che accensioni e spegnimenti
del transistor dovevano essere eseguiti
con un pilotaggio in corrente. I
MOSFET e gli IGBT sono dispositivi
invece controllati in tensione e il controllo
diventa di più semplice realizzazione.
Grazie al miglioramento
che negli anni si ha avuto nella produzione
di MOSFET di potenza e
grazie all’introduzione dello IGBT,
sono questi i due dispositivi oggi
usati per applicazioni di controllo
motore. Le similitudini tra MOSFET
e IGBT terminano dopo aver detto
che entrambe sono controllati nell’accensione
e spegnimento dalla
tensione di Gate. Per il resto sono
molto diversi tra loro. Il MOSFET è
un canale resistivo tra Drain e
Source, mentre lo IGBT è una giunzione
PN da Collettore a Emettitore.
La potenza dissipata in stato di
accensione è calcolata in modo
diverso. Le perdite in stato di conduzione
per i due dispositivi si calcolano
come segue.
MOSFET
P dissipata
= I rms 2 * R DS-ON
dove
R DS-ON
= resistenza di canale con dispositivi
in stato di ON
I rms
= corrente rms tra drain e source
IGBT
P dissipata
= Imedia * V CE-SAT
V CE-SAT
= tensione di saturazione tra collettore
ed emitter
I media
= corrente media tra collettore ed
emettitore
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La differenza più rilevante nel calcolo
della potenza dissipata sta nel fatto che
per il MOSFET si ha un fattore quadratico
della corrente. All’aumentare della
corrente è importante allora che il
MOSFET abbia una R DS-ON
molto bassa.
Per valori di tensione bassa la R DS-ON
di
Tabella 1 - Alcuni rating tipici dei
parametri dei vari motori
Fig. 5 – Circuito
ddi spegnimento:
topologia a single
ended transformer
Fig. 6 – Pre-driver integrato Supertex HT04 –
esempio di utilizzo
un MOSFET può essere di poche decine
di mΩ. Per valori superiori ai 200-
300V questo non può essere più vero,
per ragioni fisiche di costruzione del
MOSFET. Inoltre al RDS-ON ha un
andamento che cresce all’aumentare
della temperatura, con un effetto degenerativo
all’aumentare delle perdite,
mentre la V CE-SAT
dello IGBT diminuisce
all’aumentare della temperatura
(tranne che per tensioni
molto alte). A questo punto
sembrerebbe che per valori alti
di tensione e corrente il
MOSFET perda la sfida della
potenza dissipata. Non si è però
considerato un altro termine di
potenza dissipata nel funzionamento
come switch del transistore. Il transistore
IGBT infatti è molto più lento del
transistore MOSFET. Per questa ragione
le perdite nei transitori sono più alte.
Sia in accensione che in spegnimento lo
IGBT è più lento di un MOSFET per via
del fatto che è un dispositivo a ricombinazione
di portatori minoritari (si basa
su una giunzione PN) in cui il gate ha un
effetto di driving molto limitato
rispetto allo spegnimento del
transistor. Per meglio comprendere
il meccanismo di accensione
e spegnimento del transistore
IGBT si osservi in figura 3 il circuito
equivalente del dispositivo.
Quando il gate viene acceso, portato
a livello alto, il Mosfet a canale
N porta a livello basso la base
del transistor PNP, accendendo
effettivamente il dispositivo.
Durante la fase di spegnimento,
quando il gate è portato a livello
basso, il tempo di spegnimento
dipende solo dalla ricombinazione
delle cariche minoritarie.
Variando alcuni parametri costruttivi,
come lo spessore dell’ossido o i livelli di
drogaggio, si può variare la velocità,
creando diverse famiglie di IGBT con i
loro relativi pro e contro. Infatti
l’aumento della velocità comporta
l’aumento della V CE-SAT
e una riduzione
del rating di corrente. Il calcolo delle
perdite di switching dello IGBT è più
complesso che per il MOSFET, per cui i
costruttori solo soliti caratterizzare i
dispositivi e riportare le curve a datasheet.
L’unità di misura usata solitamente
per le perdite è il Joule. Questo permette
di ottenere la potenza dissipata
semplicemente moltiplicando il valore
per la frequenza di utilizzo. Proprio le
perdite di switching sono l’elemento
che limita l’uso dello IGBT in molte
applicazioni di alta tensione e alta frequenza
di switching. Nella maggior
parte dei casi la frequenza di switching
di un controllo motore è inferiore ai
100kHz, per cui è possibile tenere le
perdite sotto controllo e MOSFET e
IGBT possono essere entrambe presi in
considerazione. Prestando attenzione al
budget, possono essere diversi i componenti
adatti a soddisfare le esigenze di
progetto. Un costruttore di MOSFET e
IGBT di potenza molto interessante è
Toshiba, i cui prodotti sono caratterizzati
da un elevato livello di affidabilità.
mentre per i driver si può segnalate
Microchip, che propone componenti
fino a 30 Vdi cui si dirà meglio in seguito
a questo articolo.
Comunque, volendo riassumere alcune
delle considerazioni appena fatte sulle
differenze tra MOSFET e IGBT si può
affermare quanto segue:
- per tensioni < 300V, il MOSFET è la
scelta più adatta;
- per tensioni superiori ai 900V la scelta
è sicuramente a favore di IGBT;
- tra 300V e 900V la scelta dipende dalle
specifiche di progetto, non è detto che
un dispositivo sia migliore dell’altro a
priori.
Una nota importante: quando si sceglie
un dispositivo di potenza è necessario
considerare l’andamento dei parametri
nelle varie condizioni di funzionamento
e temperatura. Non è sufficiente riferirsi
a indicazioni tipiche ma si devono studiare
attentamente le curve rappresentate
a datasheet per ogni casistica e condizione
di funzionamento.
Altri accorgimenti da adottare sono la
scelta di una tensione di lavoro più
bassa di quella dichiarata, per via del
derating. Una buona regola è valutare
un derating del 20%, per cui per esempio
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Fig. 7 – La carica del gate
Tabella 2 – Alcuni
esempi di Mosfet
driver di produzione
Microchip
è opportuno usare un MOSFET da 500V
se l’applicazione richiede 500V. La temperatura
di giunzione non deve mai
superare i 120°C a massimo carico e alla
massima temperatura ambiente, e possibilmente
dovrebbero essere implementate
delle protezioni di temperatura.
Un’attenta stesura del layout consente
di minimizzare l’induttanza delle piste e
delle saldature. Il driver deve essere tale
da sopportare correnti di picco legate a
corto circuito o condizioni di start-up
(anche a livello del controllo è possibile
però fare un sensing sulle correnti del
motore e adoperare un’azione correttiva
in modo da non avere correnti di spunto
troppo alte). Una società che produce
soluzioni per il rilevamento di corrente
High Side è Supertex che propone vari
componenti quali HV7800, HV7802, e
così via.
Essi sono in grado di leggere la corrente
che circola attraverso un resistore di
valore molto basso posto sul ramo High-
Side, anche se non riferito a terra, e produce
una lettura in tensione proporzionale
alla corrente misurata. Il range di
tensioni arriva fino a più di 400V.
Schemi per il pilotaggio
dei gate
Il tipo di motore, la topologia dello switch
di potenza, la scelta degli elementi di
switching, impongono lo schema di driving.
Le due categorie fondamentali di
driver sono la high-side e la low-side.
High-side significa che il source (nel
caso del MOSFET) o l’emitter (nel caso
dello IGBT), può fluttuare tra massa e la
più alta tensione del motore. Low Side
significa invece che source o emitter
sono sempre connessi a massa. Nella
configurazione di un semiponte, quando
il transistore High side, che si indicherà
con Q1, è acceso, il transistore low side,
Q2, è spento, e viceversa. Quando Q1
passa dallo stato di spento allo stato di
acceso, la sua tensione di source/emitter,
passa da massa fino alla
massima tensione Vdd. Lo stesso allora
vale per la tensione di Gate. Questo
comporta la necessità di una forma di
isolamento o un circuito di driving flottante.
Non ci sono invece problemi per il
transistor low side che ha il source/emitter
sempre riferito a massa, e lo
stesso dicasi per il gate.
Esistono diversi schemi per il driving
high-side (Fig. 4). Si può pensare di
usare un trasformatore, un integrato di
high voltage boostrap, tensioni di polarizzazioni
flottanti oppure optoisolatori.
Per gli optoisolatori si può ricorrere a
Toshiba, Casa che può vantare un catalogo
particolarmente ampio.
I MOSFET driver di Microchip, riportati
in tabella 2, sono adatti a circuiti di
tipo single ended transformer
(MOSFET driver singoli), double ended
transformer (MOSFET driver duali) e
Floating bias gate driver.
Per applicazioni di tipo High voltage
boostrap un prodotto molto interessante
è Supertex HT0440 (duale) oppure
HT0740 (singolo). Questo driver ha una
barriera di isolamento di 750V tra parte
di controllo (lato di segnale) e potenza.
Sul motore è in grado di sopportare tensioni
che vanno dai 12V di una batteria
fino a 400V. Non richiede alimentazione,
capacità o altri componenti esterni.
Tornando al driving mediante trasformatore,
come si può osservare in figura,
si può connettere un condensatore in
serie al primario che si carica quando il
pin di OUT del controller è a livello alto
e fornisce la tensione negativa di comando
quando eventuale IGBT va in stato di
OFF. Questo condensatore ha funzione
di reset anche nel caso di uso di
MOSFET come dispositivi di potenza.
Se in vero non è richiesta alcuna tensione
di reset negativa (che tra l’altro
aumenta i tempi di ritardo), è possibile
implementare un circuito di spegnimento
come quello di figura 5. si tratta di
aggiungere un diodo e un FET a canale
N di segnale. Il MOSFET N vede sempre
lo stesso segnale positivo a meno
della caduta su un diodo, ma è “agganciato”
a zero durante la fase di spegnimento,
grazie al FET che funziona da
ritorno circuito di RTZ (return-to-zero).
Il diodo blocca le tensioni negative che
polarizzano il FET che ora si accende.
La soluzione di driving double ended a
trasformatore è del tutto simile alla
prima, ma in questo caso si vanno a pilotare
indipendentemente il lato high e il
lato low, con maggiore flessibilità sui
parametri. Un vantaggio notevole è la
possibilità di effettuare driving low side,
avendo il riferimento a massa. Per queste
due tipologie di driving si ribadisce
la possibilità di usare i driver Microchip
di tabella 2. Anche Supertex ha una
famiglia di Mosfet driver molto interes-
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sante. Tali mosfet driver sono addirittura
considerati tra i migliori in assoluto
per il pilotaggio di carichi capacitivi difficili,
come se ne trovano nell’ultrasound.
Sono driver alternativi a
Microchip in quanto lavorano con tensioni
più alte, fino a qualche centinaio di
volt. Alcune forme di driver integrano
già anche il circuito di RTZ. Si veda il
sito, www.supertex.com.
Lo schema indicato come High Voltage
Boostrap IC, è quello di più facile realizzazione,
non essendoci avvolgimenti da
dimensionare. Basta selezionare un circuito
integrato che funzioni da boostrap
per il driving del lato high side.
Se poi si seleziona un HT0440 di
Supertex (Fig. 6) che oltre a non
richiedere nessun componente
esterno è anche isolato, non sussistono
problemi di sorta.
Come selezionare
il driver in considerazione
dei fenomeni di gate
Il primo valore che devo osservare
se sto disegnando un circuito di driving
per uno switch di potenza è la carica
di Gate. Stiamo parlando ci carica di
gate e non di capacità di gate perché
comunque nella caratterizzazione di
MOSFET e IGBT il costruttore tiene in
debita considerazione l’effetto Miller, e
il valore di carica di gate fornito prevede
anche l’effetto della capacità di Miller. I
circuiti equivalenti di un IGBT o
MOSFET sono del tutto simili: si ha una
capacità Cgs tra gate e source e una
capacità Cgd tra gate e drain del
MOSFET. Nel caso dello IGBT le capacità
si chiameranno Cge e Cgc (gateemitter
e gate-collettore). Il processo di
carica di MOSFET e IGBT può essere
rappresentato come in figura 7.
Il primo stadio della carica è dovuto
principalmente alla capacità tra gate e
source/emitter. Anche la capacità di
drain/collettore è caricata, ma il suo
contributo è molto basso. Una volta che
la capacità tra gate e source/emitter è
stata caricata fino alla tensione di threshold
il dispositivo inizia ad accendersi
e la corrente fa una rampa fino al suo
valore di regime. Una volta raggiunta la
corrente la tensione tra drain e source o
tra collettore ed emettitore inizia a scendere.
A questo punto la tensione di gate
si appiattisce a causa della carica della
capacità di Miller legata alla caduta di
tensione del drain/collettore. Quando la
tensione di drain/collettore è scesa al
suo valore finale la capacità di gate continua
la sua carica in salita.
Noto l’effetto di carica possiamo considerare
la capacità di gate equivalente:
C gate
= Q totale
/V gate
. Il fenomeno di carica
e scarica di un gate può essere visto
allora come il fenomeno di carica e scarica
di una capacità.
Fig. 8 – Circuito interno di un Mosfet
driver Microchip
Anche altri valori di progetto ne sono
influenzati. La Potenza richiesta per
caricare la capacità di gate è: Pgate =
1/2C gate
*V gate 2 *f, dove f è la frequenza
di switching.
Come calcolare il rating
del mosfet driver
Spesso per caratterizzare un MOSFET
Driver si fa riferimento ad una corrente di
picco. 3A, 6A di picco, cosa significa? Si
ipotizzi di aver selezionato l’elemento di
potenza, di conseguenza la sua carica di
gate è stata calcolata. Questa potrà andare
da decine di nano coulomb fino a qualche
centinaia di nano coulomb per transistori
finali nell’ordine delle centinaia di
Ampere. Il gate deve essere pilotato con
la tensione e corrente appropriati, al fine
di avere accensioni e spegnimenti adeguati
e ridurre le perdite nei transitori. La
maggior parte dei dispositivi di driving
sono semplici.
Si ha uno stadio di input adatto a ricevere
un segnale logico di bassa tensione, e
successivamente una cascata di stadi di
predriving via via più forti. In figura 8
viene riportato un driver di Microchip,
TC4421/22. L’ultimo stadio di driving
pilota due transistor, Q1 e Q2, che servono
da pull_up e pull_down per il driving
dello switch finale, ovvero per caricare e
scaricare la capacità di gate del finale. Va
spiegato che il MOSFET driver non fornisce
una corrente costante. Se il driver è
caratterizzato per una corrente di 3A, la
sua uscita non sarà in grado di pilotare un
carico capacitivo con una corrente costante
di 3A fino a che questo non è carico.
Questa è infatti una corrente di picco,
data per una data tensione di polarizzazione
e con l’uscita del driver ancorato a
terra (condizione per il picco di corrente
di pull-up). Qualche volta la corrente di
picco viene misurata a 4V invece che alla
Vdd, perché è questo il livello in cui la
capacità di Miller entra in gioco. Per un
driver non invertente, quando il segnale
di ingresso va ad uno stato alto, il segnale
comune di gate di Q1 e Q2 è portato
basso. Il transitorio di questo punto da
Vdd a Gnd di solito impiega 10ns, e questo
limita la cross conduzione legata alla
transizione e porta Q1 nel suo stato full
enhanced molto rapidamente, al fine di
raggiungere la corrente di picco il prima
possibile. Durante la transizione di questo
nodo da Vdd a Gnd, quando il transistor
Q1 si sta accendendo, la corrente che
fluisce in Q1 è divisa tra l’uscita del driver
e il transistore Q2. La corrente in Q2 è
una corrente di cross conduzione, indesiderata
perché risultante in potenza dissipata.
Questa corrente è di solito caratterizzata
in un diagramma di “cross_over
energy su Vdd”. Quando Q2 si è spento
tutta la corrente va a caricare il gate dello
switch esterno di potenza. A questo punto
il transistore Q1 può essere visto come
un resistore di valore Rds-on che carica
una capacità.
È facile intuire che un transistore di uscita
del driver avente una più alta Rds_on
rallenta i transitori, e ogni resistenza di
gate esterna al driver ha lo stesso effetto.
Per dimensionare il driver si può
valutare la carica di gate e il tempo
necessario per la carica.
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Q totale
= I carica
* T carica
Per esempio:
Q totale
= 68 nC
T I carica
= 50 nsec
I I carica
= 68 nC/50 nsec
I I carica
= 1.36A
La corrente così calcolata è una corrente
media costante. Ma la corrente indicata
per il MOSFET driver non è una corrente
media continua. Una buona regola empirica
per la definizione della corrente del
MOSFE driver è quella di raddoppiare il
valore medio continuo per avere la corrente
di picco. In questo esempio la selezione
di un MOSFET driver da 3A è una
buona scelta. Questo metodo molto semplice
non tiene in considerazione la resistenza
di gate esterna al driver. Inoltre se
viene usata una tensione di driving molto
minore della tensione usata per caratterizzare
la corrente di picco, allora va considerato
un margine maggiore.
Un secondo metodo sfrutta la Rdson del
canale P per la carica e quella del canale N
per la scarica., eventuali resistenze esterne,
e la capacità di gate. Si ricordi che
molti IGBT per evitare il latch_up richiedono
una resistenza di gate. Le equazioni
sono qui di seguito riportate:
TI carica
= ((R driver
+ R gate
) * C totale
)*TC
dove:
R driver
= R DS-ON
dello stadio di uscita del driver
R gate
= Ogni possible resistenza esterna tra
driver e switch di potenza
C totale
= La capacità totale di gate divisa per la
tensione di gate
TC = numero di costanti di tempo ( se vale 1
abbiamo una carica al 63% mentre se vale 3 la
carica è al 95%)
Esempio
Q totale
= 68 nC
V gate
= 10V
T carica
= 50 nsec
TC = 3
R gate
= 0 ohms
R driver
= (Tcarica/TC*C totale
) - R gate
R driver
= (50 nsec./ 3 * 6.8 nF) - 0 ohm
R driver
= 2.45W
www.kevin.it
Riferimenti
1 . AN988 - Determining MOSFET
Driver Needs for Motor Drive
Applications - Microchip
2 . HT04 Series Application Note, High
Voltage Isolated MOSFET Driver –
Supertex
3 . Toshiba IGBT line card and datasheets
4 . Toshiba POWER Mosfet Lie card and
datasheets
5 . AN 885 - Brushless DC (BLDC)
Motor Fundamentals – Microchip
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