5. kapitola: Vysokofrekvenční zesilovače

Punčochář, J: AEO; 5. kapitola 15. kapitola: Vysokofrekvenční zesilovače(rozšířená osnova)Čas ke studiu: 6 hodinCíl: Po prostudování této kapitoly budete umět● definovat pracovní bod BJT a FET● určit funkci VF zesilovače v přenosovém řetězci● popsat základní obvodové principy VF zesilovačů● zdůvodnit použití AVC● posoudit stabilitu VF zasilovačeVýklad1. Nastavení pracovního bodu BJTNASTAVENÍ PRACOVNÍHO BODU BIPOLÁRNÍHO TRANZISTORUU NI 1R 1R KI KUC V2R ZR iC V1I BU KER ER´E0,6 Vu iR 2R EI ER e = R E //R´E(a)U R2U E(b)Obr.6.3 Základní zapojení SE (vyznačeny stejnosměrné poměry; pro střídavý signállze poměry upravit podle varianty b)Tranzistor musí mít nastaven vhodný pracovní bod. Vždy platí (2. Kirchhoffův zákon), ženapájecí napětí U N je dáno součtem napětí U K na odporu R K , U KE mezi odpovídajícímivývody tranzistoru a U E na emitorovém odporu R EU N = U K + U KE + U EMá-li tranzistor proudový zesilovací činitel β >> 1, platí pro proudy kolektoru I K a emitoru I E ,že I E ≅ I K a tedy i U E /R E ≅ U K /R K .

Punčochář, J: AEO; 5. kapitola 2Aby byla limitace signálu symetrická, volí se obvykle U K ≅ U KE = (U N -U E )/2. PotomI K ≅ I E = (U N - U E )/(2R K ) ; U E = R E I E = (U N - U E )R E /(2R K ) .Elementární úpravou dostaneme, žeU E = U N R E /(2R K + R E )Zřejmě platí, že stejnosměrné napětí na odporu R 2 musí býtU R2 = U E + U BE ≅ U E + 0,6 VU BE ≅ 0,6 V je typická hodnota napětí báze-emitor.Volíme-li proud odpory R 1 a R 2 mnohonásobně větší než proud báze tranzistoru I B(prakticky I 1 > 5I B ), lze považovat dělič R 1 , R 2 za nezatížený („tvrdý“) a platíU N R 2 /(R 1 + R 2 ) ≅ U E + 0,6 VMusíme proto volit příčný odpor děliče R 1 + R 2 tak, abyU N /(R 1 + R 2 ) > 5.I B = 5.I K /ββ je proudový zesilovací činitel tranzistoru (h 21E ).PotomR 2 = (U E + 0,6).(R 1 + R 2 )/U N a R 1 = (R 1 +R 2 ) - R 2 .--------------------------------------------------------------------------------------------------------Příklad:Nechť je R Z = 60 kΩ. Volíme R K < R Z /5 = 12 kΩ, volíme R K = 10 kΩ. Požadujeme zesíleníA UKSE = -10. Potom určíme R E = R K /10 = 1 kΩ. Pro U N = 12 V jeU E = U N R E /(2R K + R E ) = 12.1/(2.10 + 1) ≅ 0,6 V; I K ≅ I E = U E /R E = 0,6 mA;I B = I K /β = ⏐β = 100⏐= 6 µA; U N /(R 1 + R 2 ) = 12/(R 1 + R 2 ) > 5. 6 µA = 30 µA ⇒(R 1 + R 2 ) < 12V/30µA = 400 kΩ.Zvolíme R 1 + R 2 = 300 kΩ a dopočítáme nyní R 2 = (U E + 0,6).300/12 = 30 kΩa určíme R 1 = (R 1 +R 2 ) - R 2 = 300 - 30 = 270 kΩ.V praxi zvolíme R 1 = 270 kΩ a místo R 2 zapojíme proměnný odpor složený z „pevné“části 22 kΩ a trimru 15 kΩ. Pracovní bod tak můžeme nastavit podle potřeby.---------------------------------------------------------------------------------------------------------NASTAVENÍ PRACOVNÍHO BODU UNIPOLÁRNÍHO TRANZISTORU(S VODIVÝM KANÁLEM – JFET, MOSFET)U DD = 10 VR GI DDGU GSSR d5,1kΩU DSR S1kΩObr.6.14. Obrázek k příkladu

Punčochář, J: AEO; 5. kapitola 3U DSP =U GS - U PPARABOLAI DODPOROVÁOBLASTSATURAČNÍ OBLAST(oblast velkého odporu)U GS = 0U GS1 < 0U GS2 < U GS1|U P |U GS1 + |U P | = U GS1 - U PU DSObr.6.8. Výstupní charakteristiky tranzistoru NJFETPro FE tranzistory se zabudovaným kanálem platí v tzv. saturační oblasti U DS > U DSP = U GS -U P = U GS přibližný vztah (nezaměňovat za saturační oblast bipolárních tranzistorů)I D = I DSS .(1 - U GS /U P ) 2 ,kdeI D je proud vývodem DI S = I D je proud vývodem SI DSS = I D při napětí U GS = 0U P je prahové napětíPříklad 1Je dán NMOSFET (depletion) s vlastnostmi: I DSS = 5 mA, U P = - 2 V, U A == 120 V. Určete pracovní bod (obr.6.14).Předpokládáme-li, že pracovní bod bude v saturační oblastiU DS > U DSP = U GS - U P = U GS -(-2) = U GS +2V,můžeme proto použít uvedený vztah:I D = I DSS .(1 - U GS /U P ) 2Ovšem proud do G je prakticky nulový, proto zřejmě platí U GS = - R S I D, proto dále platíI D = I DSS .(1 + I D .1000/U P ) 2 = 5.10 -3 (1+I D 1000/(-2)) 2 == 5.10 -3 .(1 -500I D ) 2 = 5.10 -3 (1 - 1000I D + 2,5.10 5 I D 2 )Elementární úpravou obdržíme kvadratickou rovnici2,5.10 5 I D 2 - 1200I D + 1 = 0jejímž fyzikálně správným řešením je proud I D = 1,07 mA. Potom U GS = -I D .1000 == -1,07 V ( a to je správně v intervalu 0 až U P ), U DS = 10 - 6100.1,07.10 -3 = 3,47 V.Zkontrolujeme U DSP = -1,07 -(-2) = 0,93 V. Platí tedy U DS = 3,47 V > U DSP = 0,93 V;NMOSFET je skutečně v saturační oblasti, vztah byl použit oprávněně.Příklad 2Předpokládejme, že na obr.6.14 máme NJFET (NMOSFET) s parametry U P = -3,5 V, I DSS= 10 mA. Požadujeme pracovní bod I D = 5 mA ; U DS = 5 V, nyní při napájecím napětí U DD =15 V. Stanovit nyní musíme i R S a R d (neplatí údaje na obr.).

Punčochář, J: AEO; 5. kapitola 4Nejdříve uvažujme, že tranzistor bude v saturační oblasti. Potom z rovniceI D = I DSS .(1 - U GS /U P ) 2platí5.10 -3 = 10.10 -3 .(1- U GS /(-3,5)) 2a proto1+U GS /3,5 = ±1/ 2 .Odsud U GS = -1,025 V nebo -5,975 V. Fyzikální význam má pouze hodnota v intervalu 0V ažU P = -3,5 V, pro menší U GS je již proud I D prakticky nulový. Protože platí U GS = - R S I D ,dostaneme pro dané podmínky, že R S = -(-1,025)/5.10 -3 = 205 Ω. Dále musí platit (opětaplikace 2. Kirchhoffova zákona) U DD = R d I D + U DS + R S I D , z toho plyneR d = (U DD -U DS )/I D - R S = (15 - 5)/5.10 -3 - 205 Ω = 1,795.10 3 Ω = 1,795 kΩR G se volí typicky asi 1 MΩ.Příklad 3Nyní předpokládejme, že do určené struktury z příkladu 2 (U DD = 15 V, R d = 1,795 kΩ, R S= 205 Ω) osadíme tranzistor s jinými parametry: I DSS = 12 mA, U P = - 4 V. Jaký pracovníbod se nastaví nyní?Musí opět platit, že U GS = - 205 I D a současně vztah I D = I DSS .(1 - U GS /U P ) 2 .Dosadíme-li za U GS , dostaneme po úpravách rovnici2( 205⋅I) 2 205+ ⋅ ⋅ DIDID− + 1=02UPUPIDSSŘešením získáme dva kořeny I D1 = 5,869 mA a I D2 = 64,89 mA. Smysl má pouze proud, kterývytvoří na odporu R S úbytek napětí v intervalu 0 až U P = - 4 V, tedy proud 5,869 mA. Topředstavuje odchylku + 17% pracovního proudu I D proti výchozí hodnotě 5 mA.Osadíme-li do stejné struktury tranzistor s parametry I DSS = 8 mA a U P = - 3 V,obdržíme stejným postupem pracovní proud I D = 4,125 mA.NASTAVENÍ PRACOVNÍHO BODU UNIPOLÁRNÍHO TRANZISTORU(S INDUKOVANÝM KANÁLEM – MOSFET)Používané symbolické značky jsou uvedeny na obr.6.19. Jedná se o tranzistory řízenépolem, ve kterých se vytváří vodivý kanál až při napětích U GS > U T > 0 (pro NMOSFET). ProU GS < U T je kanál zcela nevodivý. Obdobně jako na obr.6.8 i zde platí, že SATURAČNÍOBLAST je určena parabolou ( pinch-off-parabola) U DSP = U GS - U T(U T - threshold voltage), přičemž v „zesilovacím“ režimu musí platit U DS > U DSP . V tétooblasti je V-A charakteristika popsána vztahemI D = K (U GS - U T ) 2U GS je napětí mezi vývody G-S (obr.6.19)K je konstanta pro daný tranzistor [A/V 2 ]U T je „threshold voltage“ - opět charakteristické pro daný tranzistorI D → 0 pro U GS < U TTENTO VZTAH PLATÍ I PRO FE TRANZISTORY SE ZABUDOVANÝM KANÁLEM, POUZE URČÍMEKONSTANTU K POMOCÍ I DSS : při U GS = 0 platí I DSS = K (0 - U T ) 2 , tedy K = I DSS /(U T ) 2 , NYNÍ JIŽ LZE PSÁT,ŽE I D = K (U GS - U T ) 2 = I DSS /(U T ) 2 . (U GS - U T ) 2 = I DSS .( U GS / U T -1) 2 = I DSS .( 1- U GS / U T ) 2 , význam U T a U P jestejný..------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------

Punčochář, J: AEO; 5. kapitola 5GDDI DU DSP = U GS - U TGS(a)S5 mA1,25 mAObr.6.19. a) Možné symboly NMOSFET(indukovaný kanál); b) jehovýstupní charakteristikyU GS2 - U T = 2V(b)U GS1 (3V)> U TU GS ≈ U T (2V) >0U DSNa obr.6.23 je zapojení SS zesilovače s tranzistorem NMOSFET (indukovaný kanál;K = 2,96 mA/V 2 , U T = 2 V, U A = 156 V). Určete pracovní bod.U DD = 10 VR G1240kΩR D1kΩR G2150kΩU GGGU GSQDDR S100ΩSSI DU SR Z1kΩI DObr.6.23. Zapojení zesilovače SSNejdříve se musíme přesvědčit, zda je tranzistor v saturační oblasti. Pro stejnosměrnénapětí na vývodu G tranzistoru platí: U G = U DD R G2 /(R G1 +R G2 ) = =10.150/(240+150) = 3,846V. Současně musí platit, že stejnosměrné napětí na odporu R S je U S = R S I D a stejnosměrnénapětí mezi G a S je U GS = U G - R S I D . Po dosazení do vztahu I D = K (U GS - U T ) 2 získávámeI = K U − R I ) −U2 = K ( U −U) − R I .Po dosazení za uvedené podmínkyD[ ] [ ] 2(G S D TG T S D2 4dostaneme rovnici ID10 − ID. 707+ 341 , = 0, kde fyzikální smysl má řešení I D = 5,2 mA.Nyní můžeme určit napětí U DS = U DD - I D (R D + R S ) = 10 -5,2.1,1 = 10-5,72 = 4,28 V. Vsaturační oblasti musí platitU DS > U GS - U T = U G -R S I D -U T = 3,85-0,52 -2 = 1,33 V,tato podmínka je splněna, použití vztahu je proto oprávněné.

Punčochář, J: AEO; 5. kapitola 6Na obr.6.20 platí: K = 0,25 mA/V 2 , U T = 2,5 V. Jaké jsou pracovní poměry (pracovní bod)?Proud do G lze prakticky vždy zanedbávat, platí proto U DS = U GS aI D = K(U GS - U T ) 2 = K(U DS - U T ) 2 = ⏐U DS = U DD - R D I D ⏐= K [(U DD - R D I D ) - U T ] 2R G (510kΩ)GDR D U DD = 15 V(1,5 kΩ)U DSI DU GSSObr.6.20. Nastavení pracovního bodu(NMOSFET s induk. kanálem)Po umocnění a základních úpravách dostaneme vztahI D 2 R D 2 - [2R D (U DD - U T ) + 1/K]I D + (U DD - U T ) 2 = 0Po dosazení poměrů z obr.6.20 dostaneme kvadratickou rovnici2,25.10 6 I D 2 - 41500 I D + 156,25 = 0která má dva kořeny: 5,27 mA a 13,17 mA. Fyzikálně správný smysl má proud I D == 5,27 mA, protože na odporu 1,5 kΩ vyvolá úbytek 5,27.1,5 = 7,905 V a na tranzistoru je takvhodné napětí U DS = U DD - R D I D = 15 - 7,905 = 7,095 V = U GS .2. VF zesilovače

Punčochář, J: AEO; 5. kapitola 7Přijímací anténu je výhodné si představit jako generátor napětí UA a v sérii zapojenouimpedancí Z A . Napětí UA má velikost UA = h A E, kde h A je tzv. efektivní výška antény a E jeintenzita elektromagnetického pole v místě antény. Rozlišujeme antény laděné a neladěné.Rozměry laděných antén jsou při tom voleny tak, aby na pracovním kmitočtu přijímačepracovaly v rezonanci, tedy vykazovaly pouze reálnou složku impedance Z A . Anténa chovájako zdroj napětí s vnitřním odporem R A . Takové antény jsou určeny pro činnost na pevnémkmitočtu nebo pro činnost ve velmi úzkém kmitočtovém pásmu. Pro přijímače určené propráci na DV, SV a KV se používají antény neladěné. Většinou jde o drátové antény nebo oantény magnetické (rámové nebo feritové).Koncepce přímozesilujícího přijímače - blokové schéma je na Obr. 3.1 - vznikla napočátku rozvoje přijímačové techniky a pro některé použití přetrvává do dnešních dnů.Vývojově nejstarším typem rádiového přijímače byl detektorový přijímač („krystalka“). Tenobsahoval anténu, za níž následoval selektivní vstupní obvod s vhodně zapojenýmrezonančním obvodem LC, provádějícím výběr zvolené stanice. Na něj byl vázán detektor(elektrolytický, později krystalový ap.), který byl při silných vstupních signálech již schopenvybudit sluchátka s velkou impedancí. Protože krystalka měla velmi malou citlivost aselektivitu, bylapostupně doplňována o NF zesilovač a především o VF zesilovač. Ten umožnil navázánídetektoru přes další laděný rezonanční obvod čímž se zlepšila celková selektivita přijímače.

Punčochář, J: AEO; 5. kapitola 8Superheterodyn je složen z pevně naladěného přijímače s přímým zesílením, který sev tomto případě nazývá mezifrekvenční zesilovač, a z předřazeného měniče kmitočtu. Měničkmitočtu uskutečňuje kmitočtovou transpozici signálů žádaných kmitočtů do pásmapropustnosti mezifrekvenčního zesilovače. Touto skladbou je možné využít dobrýchvlastností přijímače s přímým zesílením a při tom dosáhnout toho, že jak šířka propustnéhopásma, tak i zesílení se při přelaďování přijímače prakticky nemění. Vlastní měnič kmitočtu jetvořen směšovačem a místním oscilátorem zvaným heterodyn. V některých případech je předměnič kmitočtu zařazen vysokofrekvenční zesilovač, zvaný preselektor. Blokové schémajednoduchého superheterodynu s předzesilovačem ukazuje Obr. 3.2. Při idealizaci procesusměšování můžeme na výstupu směšovače získat čtyři kmitočtově odlišné signály (viz Obr.3.3) a to signály o kmitočtu fs a fh (pro které se směšovač chová jako zesilovač), signál okmitočtu fs+ fh a signál o kmitočtu |fs - fh|. Absolutní hodnotu musíme uvažovat proto, žekmitočet fh může být větší ale také menší než kmitočet fs.

Punčochář, J: AEO; 5. kapitola 9Vstupní obvody přijímačů pro nízké a střední kmitočtyPřijímače pro tyto kmitočtové rozsahy pracují obvykle s neladěnými anténami. Používá setéměř výhradně vazba induktivní nebo kombinovaná vazba induktivní s kapacitní vazbounapěťovou (viz Obr. 4.4c, e, f). Ostatní typy vazeb při přelaďování přijímače ve velkémrozmezí kmitočtu způsobují značnou nerovnoměrnost přenosu napětí (Obr. 4.4a, b, d). Připoužití induktivní vazby vstupního obvodu s anténou můžeme vazební cívku volit s velkouindukčností (pak vazební cívka s kapacitou antény rezonuje pod dolním kmitočtem rozsahupřijímače), nebo s malou indukčností (pak vazební cívka spolu s kapacitou antény rezonujenad horním okrajem rozsahu přijímače). Výhodnější je provedení s velkou indukčností,protože při ladění přijímače směrem k vyšším kmitočtům klesá přenos napětí z antény,současně ale stoupá přenos vysokofrekvenčního zesilovače a tím se obě změny částečněkompenzují. Také samotné změny přenosu vazebního obvodu jsou pro tento případ podstatněmenší, než pro vazební obvod s malou indukčností.Vstupní obvody přijímačů pro vysoké a velmi vysoké kmitočtyPřijímače pracující na těchto kmitočtech obvykle pracují s laděnými anténami. Výjimkou jsouširokopásmové přehledové přijímače, které vzhledem ke své funkci musí mít anténuširokopásmovou. Laděné antény mají jednoznačně definovanou impedanci. Obvykle jsou napracovním kmitočtu vyladěné do rezonance a jejich výstupní impedance má ryze odporovýcharakter. Vstupní obvody přijímačů pro vysoké kmitočty jsou obvykle konstruovány sdvojitou transformátorovou nebo dvojitou autotransformátorovou vazbou. Záleží na tom, zdaje anténní svod symetrický nebo nesymetrický (koaxiální kabel). Několik typických zapojenívstupních obvodů pro oblast VKV je na Obr. 4.9. Vedle těchto zapojení se např. u televizníchpřijímačů používají vstupní obvody ve tvaru laděných článků Π nebo T, které mohousoučasně plnit funkci transformátorů impedance.

Punčochář, J: AEO; 5. kapitola 10Laděné zesilovače s tranzistory a integrovanými obvodyNapětí přiváděné na vstup přijímače má obvykle velmi malou úroveň. Obvykle je ho třebapřed dalším zpracováním zesílit a zbavit rušivých kmitočtově odlišných složek. Pro tyto účelyslouží vysokofrekvenční předzesilovač nazývaný preselektor. Vlastní návrh je značněkomplikovaný vzhledem k silné vnitřní zpětné vazbě tranzistorů, způsobované nenulovouvelikostí admitance y12. Tato zpětná vazba způsobuje, že se tranzistor chová takřka v celémkmitočtovém pásmu jako potenciálně nestabilní prvek. Nestabilitu preselektoru je třebapotlačit. K tomu slouží „unilateralizace" (nebo alespoň neutralizace) [ 4 ] zesilovače nebočastěji metoda vycházející ze skutečnosti, že zatížíme-li vstupní i výstupní svorky zesilovačemenší hodnotou odporů, než odpovídá výkonovému přizpůsobení, stupeň stability se zvýší.Jiný způsob spočívá ve vhodném zapojení zesilovacího stupně. Vhodné vlastnosti má kaskodaSE-SB tvořená tranzistory T1 a T3 na Obr. 4.12a, dodávaná často jako monolitický IO, kterámá zpětnovazební admitanci redukovanou velmi výrazně (asi o 2-3 řády). To konstrukcipreselektoru usnadňuje. Uvažujme nejprve kaskodu SE-SB. Ze stejnosměrného hlediskamohou být oba tranzistory kaskody zapojeny sériově nebo paralelně. Rozhodující je při tomvelikost stejnosměrného napětí, které je k dispozici. Admitanční parametry "syntetického"tranzistoru lze určit z admitančních parametrů dílčích tranzistorů pro zvolenou hodnotunastaveného pracovního bodu (Ik, Uk), daný kmitočet a danou teplotu přechodu.

Punčochář, J: AEO; 5. kapitola 11Typická zapojení preselektorů s diskrétními tranzistory jsou na Obr. 4.11. Zapojení na Obr.4.11b je výhodné v tom, že dvouhradlový tranzistor MOS je vlivem stínícího účinku hradlaG2 prakticky absolutně stabilní v celém pracovním kmitočtovém rozsahu. Šumové vlastnostiobou zapojení jsou srovnatelné a asi do 300 MHz nemusí šumové číslo překročit hodnotu 1,5dB.Zesilovač pro AM signály musí v celém rozsahu vstupního signálu pracovat jako lineární.Proto musí být zapojení opatřena účinnou regulací zesílení (ruční nebo automatickou). NaObr. 4.12 je tato regulace umožněna řídicím napětím AVC (pro zapojení Obr. 4.12a jsou tořádově stovky milivoltů, pro Obr. 4.12b jednotky voltů). Bez regulace zisku by zejména druhézapojení (diferenční zesilovač) už při poměrně malých úrovních vstupního signáluzpůsobovalo okrajování amplitud zesilovaného signálu (což se často využívá u zesilovačů prozesilování signálů s FM).Unilateralizace je vykompenzování zpětného přenosu energie z výstupu tranzistoru na jehovstup. Provádí se eliminací zpětnovazební admitance přídavným pasivním obvodem.Používá se zejména u zesilovačů s tranzistorem v zapojení SE, je-li admitance relativněveliká.Kaskoda je kaskádní zapojení dvou tranzistorů, z nichž první je zapojen se společnýmemitorem (SE), druhý se společnou bází (SB), obr. 2.11. Předností tohoto zapojení je téměřnulová zpětnovazební admitance výsledného obvodu – kaskody. Každý tranzistor může mítobecně nastaven jiný klidový pracovní bod, avšak většinou mají oba tranzistory nastavenypracovní body stejné.

Punčochář, J: AEO; 5. kapitola 12ZadáníKaskodové řazení tranzistorů1) Určete pracovní bod tranzistoru T 12) Určete hodnotu R K tak, aby stejnosměrné napětí na R K (U RK ) bylo rovno napětímezi kolektorem a emitorem tranzistoru T 2 (U KET2 ), tedy U RK = U KET2 .3) Nakreslete signálové schéma obvodu. Předpokládejte, že diferenční odpory všechdiod jsou zanedbatelné a všechny kapacity jsou vhodně voleny tak, že jejichimpedance lze považovat za nulové (v oblasti uvažovaných kmitočtů).4) Určete přenos ze vstupu do kolektoru T 1 (napěťový).5) Určete přenos ze vstupu na výstup (zesílení).6) Určete vstupní odpor struktury7) Odhadněte vstupní ekvivalentní kapacitu – Millerův jev – ze znalosti přenosuzískaného v bodě 4 pro C KE = 5 pF

Punčochář, J: AEO; 5. kapitola 13SchémaU NR R RD ZD KCV2VýstupZadané hodnoty:VstupCV1RBU RB4V0,6V0,6VT2T1CER D = 10 KΩR DZ = 4,7 kΩR B = ? kΩR E1 = ? ΩR E2 = ? ΩU N = ? Vβ volte v rozmezí 100 až 300shodně pro oba tranzistory3x0,6VU ERE1RE2Pásmové zesilovačeJedná se o zesilovače naladěné na pevný mezifrekvenční kmitočet. Zesílení pásmovéhozesilovače a jeho selektivita tvoří asi 90% zesílení a selektivity celého přijímače. Vlastnízesílení musí být takové, aby i nejslabší přijímaný signál dosáhl na vstupu demodulátoruúroveň potřebnou pro bezchybnou demodulaci. Metodika jejich návrhu je totožná smetodikou návrhu selektivních vysokofrekvenčních zesilovačů až na skutečnost, že jde ozesilovače pevně naladěné. Většina komerčních i profesionálních přijímačů se v současnédobě konstruuje se selektivními obvody typu filtrů se soustředěnou selektivitou. Celýpožadovaný tvar požadované křivky selektivity je vytvářen v jediném filtru soustředěnéselektivity, který je umístěný na vstupu pásmového zesilovače. Samotný zesilovač se pakkonstruuje jako odporově vázaná širokopásmová kaskáda zesilovacích stupňů. Tato koncepcevyhovuje konstrukci monolitických IO. Pokud jde o zpracování FM nebo impulsních signálůje tato koncepce bezproblémová. Pro zpracování signálů s AM je třeba elementární zesilovačevybavit účinnou automatickou regulací zesílení, aby ani nejsilnější signály nebylyamplitudově omezovány.Základními parametry pásmového zesilovače jsou pracovní kmitočet f0 (podle použitípřijímače je f0 rovno stovkám kHz až stovkám MHz), šířka propouštěného pásma B, tvarkřivky selektivity, napěťové a výkonové zesílení, stupeň potlačení signálů vně propustnéhopásma a průběh fázové charakteristiky nebo skupinového zpoždění. Při tom musí být zaručenastabilita zesilovače v celém rozmezí běžných pracovních podmínek.Monolitické pásmové zesilovače se nejčastěji vyskytují ve dvou základních variantách a sicejako kaskády kaskod SE-SB nebo kaskády diferenčních zesilovačů. Jednotlivé typy IO se pak

Punčochář, J: AEO; 5. kapitola 14liší např. způsobem vazby mezi zesilovacími stupni, počtem stupňů, zavedením obvodů proautomatickou regulaci zesílení a pod. Základní zapojení diferenčního zesilovače (existuje celářada variant zapojení) a jeho převodní charakteristiky jsou na Obr. 4.51.

Punčochář, J: AEO; 5. kapitola 15

Punčochář, J: AEO; 5. kapitola 17Stabilita zesilovače

Punčochář, J: AEO; 5. kapitola 18a) Shrnutí základních vlastností:r = UeTIEOdpor vstupníelektrodyibZapojení SE Zapojení SC Zapojení SB( β + ) ⋅( r R ) R = ( + 1) ⋅( r + R )R = 1 +eeibβ e eR ie= reVstupníodpor: Ri nR = RinVRibR V = R 1 R 2R = RinVRibR V = R 1 R 2Rin=Re⋅ reR + reeVýstupníodpor: RoutR ⎛R ≅ R( ) ⎟ ⎞e⋅rRVReSRout= ⋅⎜1+8) Re+re⎝ β + 1 ⋅re⎠outCR = RoutereRout ≅ R CNapěťovézesílení:A UProudovézesílení:A IVýkonovézesílení:A PAIA− RCU = 8)Re+ reA ≅ − R=AURVACβ ⋅ R+IVr9)e( β + 1) ⋅re≅ βRAI=RAVU+=A UReR + re≅ 1RV⋅( β + 1)( β + 1)( ⋅ R + r )A I≅ βeeeAUAU=≅ RA IRCR + rinP = AU2 in⋅AP= A2 eU ⋅AP= AU2 ⋅RRCeRCReC≅1re9)eRω 3 dB1ω 3 =R ⋅—C C CBω 3=1R C ⋅ C CBVstupníarazitníkapacita⎛C ⎜MK = CCB⋅1+⎝eRCR + re⎞⎟⎠C CB—VyužitíZapojení pro nf a vfobvodyMěnič impedancenf vstupní obvodvf zesilovačna f > 100 MHz8) Při výpočtu zesílení je potřeba i zahrnout vliv zátěže9) Při R e → 0

Punčochář, J: AEO; 5. kapitola 19b) Shrnutí základních zapojeníSchéma zapojení :Signálové schéma:Zapojení SEU CCC CBCu1R 1C 1R 2R CC ER E1C 2R E2u2BÛ1R V0 VreEE iRer CEÛ 2Zapojení SCU CCC CBu1 C 1R 1Û 1R V0 VE ir eR 2R EC 2u2ER EÛ 2Zapojení SBU CCEreE iC BR 1R CC Cu2Û 1R E0 VC CBÛR 2CC ER 2R E

Punčochář, J: AEO; 5. kapitola 20Shrnutí základních vlastností zapojení s unipolárním tranzistoremPři pohledu na signálové modely na obr. 6.1 – kde jsme zahrnuli i vliv kapacity C GD –vidíme, že situace je stejná, jako když jsme řešili zapojení s tranzistory BJT. Stačí pouzeudělat substituce:ˆ B → Uˆ, G e r mUr → , RC→ RDRE→ RSCCB → CGDVstupní odpor unipolárních tranzistorů je velmi velký, takže nemá vůbec smyslβ neboť β → ∞ .uvažovat o proudovém zesílení ( )C GDa) Dc)C GDDG0 VS iR DÛ 2G0 VS iÛ 1r mr mÛ 1SR S1Û 2R S2b)SS ire0 VÛ 1R SGC GDR CDÛ 2Obr. 6.1: Signálové modely unipolárních tranzistorů se zahrnutím vlivu kapacitya) Zapojení se společným emitorem – SSb) Zapojení se společnou „bází“ – SGc) Zapojení se společným kolektorem – SDCGD

Punčochář, J: AEO; 5. kapitola 21Text k prostudování[1] Žalud, V.: Moderní radioelektronika, BEN - technická literatura Praha 2000,ISBN 80-86056-47-3[3] Prokeš, A.: Rádiové přijímače a vysílače. VUT v Brně, 2005, ISBN 80-214-2263-7Další studijní texty[2] Mohylová, J. – Punčochář, J.: ELEKTRICKÉ OBVODY II (ZÁKLADYELEKTRONIKY) Ostrava 2010Nobilis, J.: TEORIE ELEKTRONICKÝCH OBVODŮ VI (VF zesilovače, směšovače),Střední průmyslová škola elektrotechnická a Vyšší odborná škola Pardubice,Pardubice 2001OtázkyPro ověření, že jste dobře a úplně látku kapitoly zvládli, máte k dispozici několik teoretickýchotázek.1. Princip bipolárního tranzistoru, nastavení pracovního bodu.2. Princip tranzistorů FE, nastavení pracovního bodu.3. Vlastnosti základních zapojení s jedním tranzistorem.4. Vlastnosti kaskodového zapojení.5. Základní zapojení VF zesilovačů.6. Unilateralizace a neutralizace.7. Princip AVC, změna zesílení.8. Stabilita VF zesilovačů.9. Základní model antény z hlediska přijímače.10. Základní funkční bloky superheterodynu.11. Princip ladění preselektoru.’ Odpovědi naleznete včásti "Výklad" a v uvedené literatuřeÚlohy k řešeníKlíč k řešeníAUTOKONTROLA