Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHz - Vysoké učení ...

VYSOKÉ UČENÍ TECHNICKÉ V BRNĚBRNO UNIVERSITY OF TECHNOLOGYFAKULTA ELEKTROTECHNIKY A KOMUNIKAČNÍCHTECHNOLOGIÍÚSTAV RADIOELEKTRONIKYFACULTY OF ELECTRICAL ENGINEERING AND COMMUNICATIONDEPARTMENT OF RADIO ELECTRONICSMIKROVLNNÝ TRANSVERTOR Z 5760 MHz NA 146 MHzMICROWAVE TRANSVERTER FOR 5760 MHz TO 146 MHzDIPLOMOVÁ PRÁCEMASTER´S THESISAUTOR PRÁCEAUTHORBc. JAN ŠUSTRVEDOUCÍ PRÁCE Ing. ZBYNĚK LUKEŠ, Ph.D.SUPERVISOR BRNO, 2011

ANOTACEPráce se zabývá základním rozborem a návrhem mikrovlnného transvertoru z kmitočtu 5760MHz namezifrekvenční kmitočet 146MHz.Důraz je kladen na dosažení co nejlepšího šumového čísla přijímacího řetězce, na jeho odolnostproti nežádoucím kmitočtům a na dosažení dostatečného zisku. Dále na návrh vhodného lokálníhooscilátoru, na prozkoumání a dosažení co nejlepších parametrů, jako kmitočtové stability a fázového šumu.Vysílací část musí zesílit pouze požadovaný signál a to na dostatečnou výstupní výkonovou úroveň.V této práci byly navrženy potřebné pásmové filtry, násobič kmitočtu, přijímací a vysílací mikrovlnnáčást a proměření realizovaného transvertoru s porovnáním výsledků se simulací.Klíčová slova:transvertor, konvertor, lokální oscilátor, násobič kmitočtu, zesilovač, Wilkinsonův dělič

ABSTRACTThis work deals with a design of the microwave transverter for 5 760 MHz to 146 MHz. It is dividedto a few parts. The first one is focused to design of the local oscillator which generates the signal atfrequency f = 116.9583MHz. The oscillator is designed like a crystal oscillator. Its output signal is multipliedand amplified in a second part.The next parts deal with design of the band pass filters. There I chose the design of the filters anddid the measurements.The microwave receiver and transmitter circuits are designed with the modern monolithic circuits.The main job of this part is to design low noise amplifier and the power amplifier.At the end of this work I do the measurements and the comparison with the simulations.Keywords:Microwave transverter, local oscillator, frequency multiplier, amplifier, Wilkinson divider

ŠUSTR, J. Mikrovlnný transvertor z 5 760 MHz na 146 MHz. Brno: Vysoké učení technické v Brně, Fakultaelektrotechniky a komunikačních technologií, 2011. 104 s. Vedoucí diplomové práce Ing. Zbyněk Lukeš,Ph.D.

ProhlášeníProhlašuji, že svoji diplomovou práci na téma Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHz jsemvypracoval samostatně pod vedením vedoucího diplomové práce a s použitím odborné literatury a dalšíchinformačních zdrojů, které jsou všechny citovány v práci a uvedeny v seznamu literatury na konci práce.Jako autor uvedené diplomové práce dále prohlašuji, že v souvislosti s vytvořením této práce jsem neporušilautorská práva třetích osob, zejména jsem nezasáhl nedovoleným způsobem do cizích autorských právosobnostních a jsem si plně vědom následků porušení ustanovení § 11 a následujících autorského zákona č.121/2000 Sb., včetně možných trestněprávních důsledků vyplývajících z ustanovení § 152 trestního zákonač. 140/1961 Sb.V Brně dne 17. května 2011................................................podpis autoraPoděkováníDěkuji vedoucímu diplomové práce Ing. Zbyňku Lukešovi, Ph.D. za účinnou metodickou,pedagogickou a odbornou pomoc a další cenné rady při zpracování mého semestrálního projektu.Dále Marku Sochorovi za pomoc při měření a cenné rady při návrhu.V Brně dne 17. května 2011 ............................................

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzObsahObsah ....................................................................................................................................................... 7Seznam obrázků ...................................................................................................................................... 9Úvod ...................................................................................................................................................... 121 Základní návrh – blokové schéma ................................................................................................. 132 Lokální oscilátor ............................................................................................................................. 142.1 Parametry oscilátorů ............................................................................................................. 142.1.1 Stabilita kmitočtu .......................................................................................................... 142.1.2 Přesnost kmitočtu a fázový šum .................................................................................... 142.2 Druhy oscilátorů .................................................................................................................... 162.2.1 DRO ................................................................................................................................ 162.2.2 Oscilátory s YIG rezonátorem ........................................................................................ 172.2.3 Oscilátory s varaktorem laděným rezonátorem (VCO) ................................................. 172.2.4 Oscilátor s krystalovým rezonátorem ............................................................................ 182.2.5 Oscilátory s fázovým závěsem ....................................................................................... 182.2.6 Zlepšení kmitočtové stability ......................................................................................... 182.3 Výběr oscilátoru .................................................................................................................... 203 Pásmové filtry ................................................................................................................................ 213.1 Mikropáskové filtry ................................................................................................................ 213.2 Helixové filtry......................................................................................................................... 233.2.1 Realizace a měření helixových filtrů .............................................................................. 243.3 Selektivní filtr – dutinový rezonátor ...................................................................................... 284 Návrh lokálního oscilátoru ............................................................................................................ 324.1 Návrh základního oscilátoru .................................................................................................. 324.1.1 Možnosti zlepšení stability kmitočtu ............................................................................. 334.2 Návrh násobičů kmitočtu ...................................................................................................... 364.2.1 Metoda násobení kmitočtu ........................................................................................... 364.2.2 Návrh prvního násobiče ................................................................................................. 374.2.3 Návrh druhého násobiče ............................................................................................... 394.2.4 Návrh třetího násobiče .................................................................................................. 414.2.5 Návrh čtvrtého stupně násobiče s výstupním zesilovačem........................................... 424.2.6 Návrh plošného spoje celého násobiče kmitočtu.......................................................... 445 Směšovač ....................................................................................................................................... 467

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHz5.1 Volba směšovače ................................................................................................................... 485.2 Zapojení směšovače .............................................................................................................. 495.3 Měření spektra zvoleného směšovače .................................................................................. 516 Mikrovlnná přijímací část .............................................................................................................. 536.1 Stabilita zesilovače ................................................................................................................ 536.2 Šumový činitel – F (Noise Factor) .......................................................................................... 556.3 Friisův vzorec ......................................................................................................................... 576.4 Vlastnosti a rozdíly mezi strukturami tranzistorů ................................................................. 586.5 Monolitické zesilovače - MMIC. ............................................................................................ 596.6 Vstupní tranzistor .................................................................................................................. 606.7 Následující zesilovací stupně ................................................................................................. 616.8 Výpočet zisku a šumového čísla ............................................................................................ 636.9 Návrh a přizpůsobení vstupního tranzistoru ......................................................................... 636.10 Vazební filtr ........................................................................................................................... 696.11 Simulace celého RX řetězce ................................................................................................... 707 Wilkinsonův dělič ........................................................................................................................... 758 Mikrovlnná vysílací část ................................................................................................................. 778.1 Návrh vysílacího řetězce ........................................................................................................ 778.2 Výběr aktivních prvků ............................................................................................................ 788.3 Simulace koncového stupně .................................................................................................. 798.4 Směrová odbočnice ............................................................................................................... 808.4.1 Detekce výstupního výkonu .......................................................................................... 829 Obvod mezifrekvence .................................................................................................................... 8410 Obvody napájení............................................................................................................................ 8611 Návrh plošného spoje .................................................................................................................... 8912 Měření na realizovaném transvertoru .......................................................................................... 9212.1 Proměření přijímací mikrovlnné části ................................................................................... 9212.2 Proměření mikrovlnné vysílací části ...................................................................................... 9312.3 Proměření obvodu mezifrekvence ........................................................................................ 9612.4 Vliv spodního víčka ................................................................................................................ 9613 Porovnání výsledků ....................................................................................................................... 97Závěr ...................................................................................................................................................... 98Seznam zkratek ...................................................................................................................................... 99Literatura ............................................................................................................................................. 100Přílohy .................................................................................................................................................. 1028

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzSeznam obrázkůObr. 1.: Návrh blokového schématu celého transvertoru. ............................................................. 13Obr. 2.: Průběh kmitočtu v čase. Kmitočtová stabilita. [2]............................................................. 14Obr. 3.: Přesnost kmitočtu [2] ........................................................................................................ 15Obr. 4.: Amplitudový a fázový šum v harmonickém signálu. [2].................................................... 15Obr. 5.: Posuzování a měření fázového šumu. [2].......................................................................... 16Obr. 6.: Příklad zapojení oscilátoru s DRO. [3] ............................................................................... 17Obr. 7.: Příklad zapojení napětím řízeného oscilátoru.[3] ............................................................. 17Obr. 8.: Náhradní schéma krystalu. [4]........................................................................................... 18Obr. 9.: Kmitočtová závislost na teplotě. [4] .................................................................................. 19Obr. 10.: Příklad zapojení oscilátoru s teplotní kompenzací. [5]...................................................... 19Obr. 11.: Blokové schéma fázového závěsu. .................................................................................... 20Obr. 12.: Mikropáskový filtr na kmitočet 5,6 GHz. ........................................................................... 21Obr. 13.: Kmitočtový průběh navrženého filtru. .............................................................................. 21Obr. 14.: Mikropáskový filtr s vázanými vedeními. .......................................................................... 22Obr. 15.: Kmitočtový průběh navrženého filtru. .............................................................................. 22Obr. 16.: Konstrukční uspořádání filtru. [5]...................................................................................... 23Obr. 17.: Uspořádání filtru. ............................................................................................................... 24Obr. 18.: Kmitočtová přenosová charakteristika filtru. .................................................................... 25Obr. 19.: Kmitočtová přenosová charakteristika filtru. .................................................................... 26Obr. 20.: Kmitočtová přenosová charakteristika filtru. .................................................................... 27Obr. 21.: Rozložení pole uvnitř rezonanční dutiny. [6]..................................................................... 28Obr. 22.: Náhradní schéma dutinového rezonátoru. [6].................................................................. 28Obr. 23.: Rozměry filtru. [15]............................................................................................................ 29Obr. 24.: Kmitočtová přenosová charakteristika pro kmitočet 5614MHz........................................ 30Obr. 25.: Kmitočtová přenosová charakteristika pro kmitočet 5760MHz........................................ 30Obr. 26.: Fotografie realizovaného hrníčkového a helixového filtru. .............................................. 31Obr. 27.: Schéma krystalového oscilátoru.[11] ................................................................................ 32Obr. 28.: Fotka testovacího krystalového oscilátoru s pokusným PLL obvodem. ............................ 32Obr. 29.: Schéma řízeného vytápění oscilátoru.[11] ........................................................................ 33Obr. 30.: Zapojení 10 MHz normálového oscilátoru řízeného 1 PPS z GPS. [8] ............................... 34Obr. 31.: Blokové schéma programu CPU na obr. 29. [18] .............................................................. 34Obr. 32.: Zapojení 10 MHz normálového oscilátoru řízeného 10 kHz z GPS přijímače. [7] ............. 35Obr. 33.: Zapojení lokálního oscilátoru řízeného PLL obvodem. ...................................................... 36Obr. 34.: Blokové schéma násobiče kmitočtu. ................................................................................. 37Obr. 35.: Schéma prvního stupně násobiče kmitočtu. ..................................................................... 38Obr. 36.: Výstupní spektrum násobičky na kmitočtu 351 MHz. ....................................................... 39Obr. 37.: Schéma druhého stupně násobiče kmitočtu. .................................................................... 40Obr. 38.: Výstupní spektrum násobičky na kmitočtu 702 MHz. ....................................................... 41Obr. 39.: Schéma třetího stupně násobiče kmitočtu. ....................................................................... 41Obr. 40.: Výstupní spektrum násobičky na kmitočtu 1404 MHz. ..................................................... 42Obr. 41.: Schéma čtvrtého stupně násobiče kmitočtu a výstupního zesilovače. ............................. 439

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzObr. 42.: Výstupní spektrum násobičky na kmitočtu 5614 MHz. ..................................................... 43Obr. 43.: Motiv plošného spoje a osazení násobičky. ...................................................................... 44Obr. 44.: Fotka hotového násobiče. ................................................................................................. 44Obr. 45.: Fotka hotového násobiče ze strany spojů. ........................................................................ 45Obr. 46.: Jednoduše vyvážený směšovač. a) se 180° b) s 90°hybridním článkem. *16+ ................... 47Obr. 47.: Dvojitě vyvážený diodový směšovač. ................................................................................ 47Obr. 48.: Subharmonický směšovač. ................................................................................................ 48Obr. 49.: Obrázek s parametry směšovače z katalogového listu. .................................................... 48Obr. 50.: Obrázek MSOT8 pouzdra s popsanými vývody. ................................................................ 49Obr. 51.: Schéma diplexeru. ............................................................................................................. 49Obr. 52.: Výsledek simulace diplexeru. ............................................................................................ 50Obr. 53.: Připojení periferních obvodů ke směšovači. ..................................................................... 50Obr. 54.: Pronikání LO na RF port při LO 10 dBm. ............................................................................ 51Obr. 55.: Výstupní spektrum na RF portu při úrovních LO 10 dBm a IF -10dBm.............................. 52Obr. 56.: Široké výstupní spektrum na RF portu při úrovních LO 10 dBm a IF -10dBm. .................. 52Obr. 57.: Blokové schéma zesilovače. *8+. ........................................................................................ 54Obr. 58.: Kaskádní řazení zesilovačů. ............................................................................................... 57Obr. 59.: Kmitočtová závislost šumu u bipolárních a unipolárních tranzistorů. *1+ ......................... 59Obr. 60.: Zapojení MMIC zesilovače. [23] ........................................................................................ 59Obr. 61.: Elektrické parametry tranzistoru NE32584C. .................................................................... 60Obr. 62.: Typické parametry tranzistoru, závislost zisku a šumového čísla na kmitočtu. ................ 60Obr. 63.: Parametry MMIC prvku z katalogového listu. ................................................................... 61Obr. 64.: Parametry nastavitelné vnějším rezistorem. ..................................................................... 61Obr. 65.: Zapojení vývodů, popis pouzdra. ....................................................................................... 62Obr. 66.: Výrobcem udávané průběhy přizpůsobení, zisku a šumového čísla na kmitočtu. ............ 62Obr. 67.: Výpočet zisku RX řetězce. .................................................................................................. 63Obr. 68.: Schéma prvotní simulace zesilovače. ................................................................................ 64Obr. 69.: Simulace stability obvodu. ................................................................................................. 64Obr. 70.: Simulace zisku a šumového čísla. ...................................................................................... 65Obr. 71.: Návrh přizpůsobovacího obvodu. ...................................................................................... 65Obr. 72.: Výsledný návrh vstupního přizpůsobovacího členu. ......................................................... 66Obr. 73.: Obvod doplněný o vstupní přizpůsobení........................................................................... 66Obr. 74.: Simulace stability obvodu. ................................................................................................. 67Obr. 75.: Simulace zisku, NF a přizpůsobení. .................................................................................... 67Obr. 76.: Schéma zesilovače s vylepšenou stabilitou. ...................................................................... 68Obr. 77.: Simulace stabilního zesilovače. ......................................................................................... 68Obr. 78.: Výsledek simulace zisku a šumového čísla. ....................................................................... 69Obr. 79.: Simulace vstupního a výstupního přizpůsobení. ............................................................... 69Obr. 80.: Návrh vazebního filtru pro kmitočet 5760 MHz. ............................................................... 70Obr. 81.: Simulace navrženého filtru. Odraz a průchozí útlum. ....................................................... 70Obr. 82.: Vstupní zesilovač s vazebním filtrem. ............................................................................... 71Obr. 83.: Simulace zesilovače s vazebním filtrem. ........................................................................... 71Obr. 84.: Schéma celé mikrovlnné přijímací části. ........................................................................... 72Obr. 85.: Průběh zisku celého řetězce .............................................................................................. 7310

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzObr. 86.: Vstupní (S 11 ) a výstupní (S 22 ) přizpůsobení. ....................................................................... 73Obr. 87.: Kmitočtová závislost šumového čísla. ............................................................................... 74Obr. 88.: Principiální schéma Wilkinsonova děliče výkonu. ............................................................. 75Obr. 89.: Schéma s hodnotami pro simulaci..................................................................................... 76Obr. 90.: Simulace děliče. ................................................................................................................. 76Obr. 91.: Výpočet zisku vysílací mikrovlnné části. ............................................................................ 77Obr. 92.: Elektrické parametry MMIC zesilovače podle katalogového listu. ................................... 78Obr. 93.: Doporučené zapojení MMIC zesilovače HMC311ST89. .................................................... 78Obr. 94.: Elektrické parametry výkonového MMIC zesilovače......................................................... 79Obr. 95.: Popis vývodů a doporučené zapojení filtračních kapacit. ................................................. 79Obr. 96.: Schéma simulace s mikropáskovými vedeními. ................................................................ 80Obr. 97.: Simulace impedančního přizpůsobení a zisku. .................................................................. 80Obr. 98.: Simulace vazebního členu. ................................................................................................ 81Obr. 99.: Výsledek simulace vazebního členu. ................................................................................. 82Obr. 100.: Schéma vazebního členu s diodovým detektorem.. ...................................................... 83Obr. 101.: Mezifrekvenční část. ...................................................................................................... 84Obr. 102.: Simulace mezifrekvenční přijímací cesty ....................................................................... 85Obr. 103.: Simulace mezifrekvenční vysílací cesty ......................................................................... 85Obr. 104.: Obvod záporného stejnosměrného předpětí. ............................................................... 86Obr. 105.: Vysokofrekvenční blokování. [2] ................................................................................... 87Obr. 106.: Stejnosměrné napájení. ................................................................................................. 87Obr. 107.: Schéma připojení ss napětí k zesilovacím stupňům. ..................................................... 88Obr. 108.: Deska plošného spoje, pohled zespod. ......................................................................... 89Obr. 109.: Deska plošného spoje, pohled na osazení. .................................................................... 89Obr. 110.: Schéma transvertoru. .................................................................................................... 90Obr. 111.: Fotka osazeného transvertoru. ..................................................................................... 91Obr. 112.: Fotka transvertoru. ........................................................................................................ 91Obr. 113.: Měření mikrovlnné přijímací části. ................................................................................ 92Obr. 114.: Měření vysílací mikrovlnné části. .................................................................................. 93Obr. 115.: Výstupní spektrum vysílače transvertoru. ..................................................................... 94Obr. 116.: Výstupní spektrum vysílače transvertoru po optimalizaci. ........................................... 94Obr. 117.: Měření mezifrekvenčního obvodu. ............................................................................... 9611

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzÚvodCílem diplomové práce je navrhnout a realizovat mikrovlnný transvertor z kmitočtu 5760 MHzna mezifrekvenční kmitočet 146 MHz. Mikrovlnné transvertory se konstruují desítky let. Dříve sevyužívalo speciálních směšovacích diod, konstrukce se realizovali na vlnovodech a tranzistory namikrovlnné kmitočty byly nedostupné. V dnešní době se dají tyto obvody najít napříkladv technologiích WLAN, kde jsou integrovány do jednoho čipu.Při návrhu bylo použito moderních počítačových programů pro simulaci a optimalizaciplanárních struktur. V návrhu jsou použity moderní monolitické mikrovlnné obvody (MMIC), kteréjsou určeny pro tyto aplikace.V práci je teoreticky rozebrána problematika získávání kmitočtu lokálního oscilátoru, velikostfázového šumu a stabilita kmitočtu. Jsou zmíněny některé možnosti, kterými je možné zlepšitparametry oscilátoru. Je navržen krystalový oscilátor na kmitočtu 116,5833 MHz. V navrženémnásobiči kmitočtu jsou použity helixové filtry.V mikrovlnné přijímací části je kladen důraz na návrh impedančního přizpůsobení vstupníhotranzistoru a na získání dostatečného zisku a co nejmenšího šumového čísla. Ve vysílací části jsoupoužity monolitické obvody se středním ziskem. Dosažený výkon nechť je větší jak 20 dBm.Vybrané dílčí části jsou zkonstruovány a proměřeny. Teoretické poznatky jsou porovnánys výsledky měření a je provedena diskuze.12

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHz1 Základní návrh – blokové schémaNávrh blokového schématu je základním krokem k postupnému návrhu celého zařízení.Navržené blokové schéma je na obr.1. Celé zařízení lze rozložit na několik podčástí:RX zesilovač:TX zesilovač:Zesiluje požadovaný přijímaný signál, zajišťuje selektivitu. Cílem je dosáhnout conejnižší šumové číslo a dostatečný zisk pro pokrytí ztrát v pasivních obvodech.Zesiluje výsledný produkt směšování IF signálu a lokálního oscilátoru (LO). Tentozesilovač musí zesilovat pouze žádaný kmitočet a potlačit pronikání LO a zrcadlovéhokmitočtu. Celý řetězec musí mít dostatečný zisk, aby došlo k vybuzení koncovéhotranzistoru na požadovaný výkon.Wilkinsonův dělič: Umožňuje připojení RX a TX zesilovače ke směšovači. Zajišťuje dostatečnou izolacimezi RX a TX částí a díky tomuto zapojení není nutné použít dva separátní směšovačenebo přepínání RF částí ke směšovači.Směšovač:Je samostatná kapitola. Je podstatnou součástí celého transvertoru.Lokální oscilátor (LO): Je srdcem zařízení. Je nutné dosáhnout co možná nejvyšší stability kmitočtu aco nejlepšího fázového šumu. Důležité je docílit dostatečné a stabilní výkonovéúrovně LO pro buzení směšovače.Mezifrekvenční obvody (IF): Tyto obvody zajišťují buzení směšovače a jeho ochranu při vysílání.Nastavení budící úrovně a útlumový článek na straně přijímací.Stejnosměrné napájení: Zajišťuje stabilní napájecí napětí pro jednotlivé bloky, přepíná RX a TXnapětí.Obr. 1.:Návrh blokového schématu celého transvertoru.13

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHz2 Lokální oscilátorLokální oscilátor je hlavní částí celého transvertoru. Je zdrojem nosného kmitočtu prosměšování se vstupním, resp. výstupní signálem, na signál mezifrekvenční. Hlavními parametrylokálního oscilátoru jsou stabilita, přesnost kmitočtu a fázový šum.2.1 Parametry oscilátorůTypické vlastnosti určující kvalitu a použití oscilátoru.2.1.1 Stabilita kmitočtuStabilita kmitočtu je mírná změna kmitočtu v čase. Číselně se vyjadřuje největší relativnízměnou Δfmax/f0 uvažovanou v určitém časovém intervalu Δt, například za 1 sekundu, 1 hodinu, 1den, atd. Je-li Δt mnohem větší než 1 s, hovoříme o dlouhodobé stabilitě. Naopak krátkodobástabilita je odchylka frekvence v relativně krátkém časovém intervalu, obvykle mnohem menším než1 s, způsobená především náhodnými fluktuacemi a šumem. Pokud je oscilátor nastaven najmenovitou hodnotu výstupní frekvence f0, lze změřit časový průběh okamžité frekvence v určitémčasovém intervalu, jak je znázorněno na obr. 2. Pro požadovaný časový interval Δt lze potom znaměřených hodnot stanovit Δfmax a vypočítat stabilitu frekvence.Obr. 2.: Průběh kmitočtu v čase. Kmitočtová stabilita. [2]2.1.2 Přesnost kmitočtu a fázový šumPřesnost frekvence se vyjadřuje poměrnou odchylkou Δfp/f0 uvažovanou opět v danémčasovém intervalu Δt. Ze změřeného časového průběhu okamžité výstupní frekvence v intervalu Δt sestanoví střední hodnota frekvence fp, jak je znázorněno na obr. 3. Z frekvencí fp a f0 se určí Δfp anásledně se vypočítá přesnost výstupní frekvence.14

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzObr. 3.: Přesnost kmitočtu [2]Na obr. 4 je zakreslen časový průběh ideálního sinusového signálu a současně i signálureálného, který může být na výstupu oscilátoru. U reálného signálu dochází k náhodným rychlýmzměnám okamžité velikosti signálu, které jsou označovány jako amplitudový šum. U většiny zdrojů vfsignálů je amplitudový šum zanedbatelný. Kromě toho je z obr. 4 vidět, že dochází i k fluktuaci fázesignálu, tj. ke změnám průchodu signálu nulou oproti ideálnímu průběhu. V důsledku toho vzniká tzv.fázový šum, který může být velice intenzivní, a proto patří k nejdůležitějším parametrům zdrojů vfsignálů. Vysoká úroveň fázového šumu, například frekvenčního syntezátoru přijímače, má uanalogových systémů za následek zvětšení šumového čísla přijímače, u digitálních systémů vzrůstáchybovost přenosu.Obr. 4.: Amplitudový a fázový šum v harmonickém signálu. [2]Kvalitativní hodnocení fázového šumu lze provést různými způsoby. Nejčastěji se vychází zezobrazení výstupního signálu ve frekvenční oblasti, které lze získat v praxi pomocí spektrálníhoanalyzátoru. Typický průběh spektra výstupního signálu oscilátoru je nakreslen na obr. 5. Poněvadžspektrum je souměrné vůči jmenovité hodnotě frekvence (nosné) f0, uvažuje se pouze jednopostranní pásmo (SSB). Fázový šum na ofsetové (nebo Fourierové) frekvenci fm je potom definovánvztahem [2]:15

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzPSSB ( fm) [Hz -1 ] (2.1)PCPSSBdB( fm) 10. log[dBc.Hz -1 ] (2.2)PCV tomto vztahu P SSB vyjadřuje hustotu výkonu signálu (výkon na jednotku šířky pásma 1 Hz) naofsetové frekvenci fm a PC je celkový výkon signálu (nosné) s frekvencí f0.Při měření fázového šumu v decibelech se používá označení dBc. Toto označení respektujeskutečnost, že se jedná o relativní vyjádření vzhledem k výkonu nosné (carrier – c).Obr. 5.: Posuzování a měření fázového šumu. [2]2.2 Druhy oscilátorůV praxi se používá celá oscilátorů. Rozhodujícími faktory může být například cena,požadovanástabilita kmitočtu, nároky na fázový šum, přeladitelnost atd.2.2.1 DROOscilátory s dielektrickým rezonátorem (DRO) jsou dnes velmi rozšířeným způsobemzískávání mikrovlnného signálu. Tyto oscilátory se používají například v LNB satelitních konvertorech*3+. Tyto rezonátory nahrazují dutinové rezonátory, mají podobné vlastnosti:- Vysoký činitel jakosti- Rezonanční kmitočet je dán fyzickými rozměryTyto oscilátory mají relativně dobrou kmitočtovou stabilitu, malý fázový šum a malé rozměry.Pro zvýšení kmitočtové stability se tyto oscilátory doplňují o fázový závěs (PLL). Na obr. 6. je typickézapojení oscilátoru s dielektrickým rezonátorem.16

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzObr. 6.: Příklad zapojení oscilátoru s DRO. [3]2.2.2 Oscilátory s YIG rezonátoremV oscilátorech, kde je hlavním požadavkem velké přeladění kmitočtu, se využívá YIGrezonátoru. Takové oscillatory jsou například ve spektrálních analyzátorech [2]. YIG rezonátor jevysoce jakostní feritová koule z Y 2 Fe 2 (FeO 4 ) 3 . Takový oscilátor může být přelaďován změnoumagnetického pole. V závislosti na složení a magnetickém poli může být oscilátor provozován nakmitočtech od 500 MHz do 500 GHz.2.2.3 Oscilátory s varaktorem laděným rezonátorem (VCO)VCO oscilátory jsou nejrozšířenější oscilátory v elektronických systémech. Jako rezonančníobvod se využívají:- LC obvody- Koaxiální rezonátory- Úseky mikropáskového vedeníTyto rezonátory jsou rozlaďovány pomocí kapacitní diody nebo varaktoru. Ladící napětí ječasto získáváno z obvodu fázového závěsu, který přesně řídí kmitočet VCO. Takto konstruovanýoscilátor má relativně dobrý fázový šum.Obr. 7.: Příklad zapojení napětím řízeného oscilátoru.[3]Varaktorové diody využívají proměnné reaktance PN přechodu v závěrném směru. Tyto diodymají vysoký činitel jakosti Q.17

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHz2.2.4 Oscilátor s krystalovým rezonátoremKrystalový rezonátor je destička kruhového nebo obdélníkového tvaru, vyříznutá avybroušená z křemenného krystalu (tzv. křemenný výbrus). Rovina řezu je v určitém stanovenémúhlu orientována ke krystalografickým osám. Podle roviny řezu označujeme jednotlivé typy kódemAT, BT, NT, CT, DT atd. Nejběžnější typy jsou AT, zřídka BT. Ostatní řezy se používají spíše na nižšíchkmitočtech.Krystal je sériový obvod, který má navíc paralelně k vývodům připojenou kapacitu C 0 , což jevlastně kapacita elektrod proti sobě. Obvykle bývá v rozmezí 5 až 10pF. Na rozdíl od obvodutvořeného kondenzátorem a cívkou má krystal při stejném kmitočtu mnohonásobně vyšší hodnotu L S(řádově 10mH až 1H). Tomu podle Thompsonova vztahu odpovídá úměrné snížení sériové kapacity C S(přibližně 0,01 až 0,1pF). Ztrátový sériový odpor R S je v rozsahu 10 až 100ohmů. Vypočteme-lis těmito hodnotami velikost jakosti Q, dostaneme „astronomické“ hodnoty, řádově 10 4 až 10 6 . Tutohodnotu s klasickými LC obvody či dokonce dutinovými rezonátory nedosáhneme. [4]Obr. 8.: Náhradní schéma krystalu. [4]Výpočet jakosti krystalu podle náhradního schématu:(5.3)2.2.5 Oscilátory s fázovým závěsemFázové závěsy se využívají jako doplněk ke zmíněným oscilátorům. Důvody využití PLL:- Lepší kmitočtová stabilita.- Možnost přesného přelaďování (kanály).- Jako modulátory.2.2.6 Zlepšení kmitočtové stabilityJedním z nejdůležitějších parametrů oscilátoru je právě kmitočtová stabilita. Majoritnímfaktorem ovlivňujícím stabilitu je teplotní závislost rezonančního prvku, ale také ostatních součástekoscilátoru, které mají vliv na vlastní rezonanci.Dalším faktorem může být například stárnutí krystalového výbrusu, kolísání napájecíhonapětí, či mechanická stabilita konstrukce.18

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHz2.2.6.1 Vlivy teplotyTeplotní vlivy ovlivňují fyzikální vlastnosti krystalu, tedy především vlastní rozměry výbrusu,ale i držáku a elektrod. Tím se mění jmenovitý kmitočet. Průběh teplotního součinitele v závislosti nateplotě závisí především na řezu výbrusu, obr. 9.Řez AT má průběh teplotního součinitele ve tvaru kubické paraboly, y = x 3 , BT má kvadratickýprůběh. CT a GT mají opět kubický tvar s velmi malým teplotním součinitelem. Právě tyto řezy jsouurčeny do velmi přesných oscilátorů, tzv. normálových. Řezy AT mají vrchol paraboly v okolí 55°C,proto se vytápějí na tuto teplotu. Výrobce však může přesnými technologickými postupy tento vrcholposouvat a určit tak teplotu, na kterou se krystal vyhřívá.2.2.6.2 Teplotní kompenzaceTeplotní kompenzace využívají především profesionální oscilátory. V amatérské praxi se tytooscilátory konstruují jen zřídka.Obr. 9.: Kmitočtová závislost na teplotě. [4]Princip je na obr. 10. Teplotně závislý dělič napětí (termistor R 2 s odporem R 1 ) řídí kapacitnídiodu, ta dolaďuje krystal v opačném smyslu teplotní závislosti. Podmínkou je velmi dobřestabilizované napětí a dokonalá teplotní vazba všech součástek oscilátoru, které mají vliv nakmitočet. Praktické výsledky odpovídají středně kvalitnímu vytápěnému oscilátoru, spotřeba energieje však nepatrná.Obr. 10.: Příklad zapojení oscilátoru s teplotní kompenzací. [5]2.2.6.3 Stabilizace kmitočtu oscilátoru pomocí obvodu fázového závěsu – PLLOscilátory s fázovým závěsem vycházení z principu využití fázového detektoru. Fázový závěs(anglicky Phase Locked Loop - PLL) se používá i v mnoha dalších aplikacích. Základní blokové schéma19

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzje uvedeno na obr. 11. Je tvořen čtyřmi základními bloky. Prvním je referenční oscilátor, od kteréhose odvozuje stabilita oscilátoru a jeho kmitočet i fáze se porovnávají v dalším bloku fázovéhodetektoru. Ten porovnává kmitočet i fázi obou signálů, jak referenčního, tak napětím řízenéhooscilátoru (VCO). Důležité je, aby oba signály měli shodný kmitočet. Výsledkem je impulsní signáls šířkovou modulací (ŠIM, PWM), kde šířka impulsu odpovídá fázovému rozdílu. Jedním z takovýchodvodů je například EX-OR (viz dále).Obr. 11.:Blokové schéma fázového závěsu.Jelikož řídící napětí pro VCO musí být v čase spojité, je nutné za výstup z fázového detektoruzařadit dolnofrekvenční filtr (DP), který ze ŠIM signálu vyfiltruje jeho střední hodnotu. Ta je úměrnárelativní šířce impulsu. Tento filtr má jasně daná pravidla, například jeho mezní kmitočet musí býtznačně nižší než je výstupní kmitočet VCO. Na druhou stranu tento kmitočet určuje rychlost regulacecelé smyčky a musí splňovat podmínky stability celé smyčky. Obvykle se volí filtry 1. a 2. Řádu.Posledním blokem je napětím řízený oscilátor VCO. Ten může být konstruován jako LCoscilátor, oscilátor s koaxiálním či DRO rezonátorem, nebo při potřebě co nejmenšího fázového šumus nutnou malou kmitočtovou přeladitelnost, může být oscilátor řízen krystalovým výbrusem. Změnakmitočtu oscilátoru je dána přivedeným externím napětím, které rozlaďuje oscilátor, napříkladpomocí kapacitní diody. Toto napětí je právě to napětí z výstupu filtru smyčky.Funkce fázového závěsu má dva režimy. [10] Nejprve je kmitočet VCO f 0 odlišný od kmitočtuřídícího oscilátoru (referenčního). V tom případě je řídící napětí buď nízké, nebo vysoké a způsobujezvyšování, resp. snižování, kmitočtu VCO směrem k řídícímu kmitočtu. Jakmile je kmitočet shodnýnastane druhá fáze, kdy VCO pracuje synchronně s řídícím signálem. Je tedy v závěsu. Funkce smyčkyse ustálí nejen na shodnosti kmitočtu, ale i na shodné hodnotě fázového rozdílu. Smyčka pracujev režimu záporné zpětné vazby, takže každá změna, která naruší rovnováhu smyčky a která je kratšínež časová konstanta filtru smyčky, je okamžitě plynule kompenzována bez porušení rovnováhy.Pokud je změna rychlejší, synchronizace se rozpadne a kmitočet oscilátoru je postupně dosynchronizace dostaven.2.3 Výběr oscilátoruJako lokální oscilátor jsem zvolil krystalový oscilátor. Ten svými vlastnostmi splňujepožadavky na malý fázový šum, kmitočtová stabilita je dostatečná a je možné oscilátor v případěnedostatků doplnit o dodatečné vytápění, případně použít fázový závěs s normálovým oscilátorem,který může být řízený GPS. Toto řešení je však mimo rozsah této práce.20

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHz3 Pásmové filtryPásmové filtry jsou selektivní pasivní obvody, které s malým průchozím útlumem propouštějíjen požadovaný kmitočtový rozsah. Základní parametry filtru jsou například:- Průchozí útlum.- Šířka pásma propustnosti. (udávána obvykle pro pokles o 3dB)- Zvlnění filtru.- Stopband.- Přizpůsobení filtru.3.1 Mikropáskové filtryJedná se o filtry, kde jsou klasické prvky filtru, jako například cívky nebo kondenzátory,nahrazeny mikropáskovými úseky vedení. Tato vedení jsou tvořena nejčastěji nesymetrickýmivedeními.Obr. 12.: Mikropáskový filtr na kmitočet 5,6 GHz.Na obr. 12 je příklad návrhu mikropáskového filtru, který je realizován vázanými vedenímidlouhými λ/4. Střed pásma propustnosti je na kmitočtu 5,6 GHz. Průchozí útlum filtru je přibližně2 dB. Reálný útlum je pak závislý na použitém materiálu, případných dielektrických odchylkách arozdílu rozměru filtru. Teoretický průběh propustnosti a vstupního odrazu filtru je na obr. 13. Tentofiltr je možné zařadit na přijímací nebo vysílací cestu mikrovlnné části transvertoru.Obr. 13.:Kmitočtový průběh navrženého filtru.21

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzNa obr. 14 je příklad návrhu mikropáskového filtru, který je opět realizován pomocí vázanýchvedení, ty jsou však pro úsporu rozměru filtru zmenšeny kapacitou na koncích. Odbočka určujevstupní a výstupní impedanci. Takovýto filtr je možné pomocí kapacit přesně naladit.Obr. 14.:Mikropáskový filtr s vázanými vedeními.Na obr. 15 je odsimulovaný průběh tohoto filtru. Reálný průchozí útlum je opět závislý napoužitém materiálu, případné povrchové úpravě a kvalitě použitých kapacitních trimrů.Obr. 15.:Kmitočtový průběh navrženého filtru.22

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHz3.2 Helixové filtryPoužití klasických dutinových rezonátorů je omezeno, především díky jejich velikosti, navysoké kmitočty. Planární filtry realizované jako mikropásková vázaná vedení jsou na nízkýchkmitočtech rozměrné. Při použiti helixových filtrů dochází ke značnému rozměrovému zmenšení.Rezonátor je realizován šroubovicovým vinutím umístěným nejčastěji ve čtvercovém nebo kruhovémrezonátoru.Obr. 16.: Konstrukční uspořádání filtru. [5]Pro výpočet platí tyto vztahy (uvažujeme čtvercovou dutinu):Činitel jakosti nezatíženého rezonátor:[mm,MHz] (6.1)Počet závitů šroubovice N:[-;MHz,mm] (6.2)Stoupání závitů P (osová rozteč):[mm;MHz,mm] (6.3)Průměr šroubovice (v ose vodiče) d:[mm;mm] (6.4)Délka šroubovice b:[mm;mm] (6.5)Délka dutiny H:[mm;mm] (6.6)Průměr drátu se volí v rozmezí 0,4 až 0,6.PCharakteristická impedance Z 0 :[Ω;MHz,mm] (6.7)23

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzUvedené vztahy platí pro běžný materiál s drobnými kazy a mikroskopickými rýhamiv povrchu. Stříbření dutiny a drátu zvyšuje jakost Q M o cca 3% oproti výpočtu.Obr. 17.:Uspořádání filtru.3.2.1 Realizace a měření helixových filtrůFiltry jsou realizovány ze sad na výrobu cívek TESLA Kolín 5FF 221 16. Jedná se o kostřičky provinutí cívek, stínící box a sadu jader. Jako ladící jádro jsem použil mosazný materiál, který indukčnostcívek zmenšuje.Aby bylo možné realizovat filtr, bylo nutné vytvořit vhodnou vazbu mezi vstupní a výstupnícívkou. Toho bylo docíleno sletováním stínících boxů k sobě a vystřižením vazebního okýnka mezicívkami. Takto vzniklá vazba byla dostatečná pro získání potřebných vlastností.HELIXOVÝ FILTR PRO PRVNÍ NÁSOBÍCÍ STUPEŇ – 351 MHz:VÝPOČET HODNOT FILTRU:Velikost stínícího boxu:S = 5 mmPočet závitů šroubovice N:Stoupání závitů P (osová rozteč):24

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzPrůměr šroubovice (v ose vodiče) d:Délka šroubovice b:Délka dutiny H:Průměr drátu se volí v rozmezí 0,4 až 0,6.PDíky vložení kostřičky, na kterou je cívka motána, došlo ke změně rezonančního kmitočtu.Vliv materiálu kostřičky ovlivnil počet závitů a nakonec bylo použito N = 10 závitů. Průměr drátu bylzvolen 0,2 mm, cívka byla motána těsně, bez mezer. Odbočka na cívce byla na 0,5 závitu. Měřenírealizovaného filtru je na obr. 18.Obr. 18.:Kmitočtová přenosová charakteristika filtru.Realizovaný filtr měl průchozí útlum 4,8 dB na požadovaném kmitočtu. Při spanu 300 MHzměl filtr potlačení mimo propustné pásmo větší jak 20 dB. Šířka propustného pásma filtru pro pokleso 3 dB je přibližně 33MHz.Tento filtr je tedy dobře použitelný pro filtrování harmonických složek z násobičky.25

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzHELIXOVÝ FILTR PRO DRUHÝ NÁSOBÍCÍ STUPEŇ – 702 MHz:Při realizaci druhého filtru na polovičním kmitočtu jsem vycházel z předpokladu, že připolovičním kmitočtu mohu použít poloviční počet závitů (vzorec pro výpočet počtu závitů cívky jelineárně závislý na vstupních parametrech).REALIZOVANÝ FILTR:Počet závitů N = 5Odbočka pro 50 0,25 závituPrůměr drátud d = 0,4 mmMezera mezi závityP = 0,4 mmObr. 19.:Kmitočtová přenosová charakteristika filtru.Ze změřené přenosové charakteristiky vyplývá, že průchozí útlum filtru je 3,36 dB. Taképokles mimo pásmo propustnosti je velmi dobrý.HELIXOVÝ FILTR PRO TŘETÍ NÁSOBÍCÍ STUPEŇ – 1404 MHz:REALIZOVANÝ FILTR:Počet závitů N = 2,5Odbočka pro 50 0,25 závitu26

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzPrůměr drátuMezera mezi závityd d = 0,4 mmP = 0,5 mmTento filtr je již na hraně realizovatelnosti s použitými kostřičkami. Materiál kostřičky značněovlivňuje vlastnosti. Také umístění cívky v rezonanční dutině (stínícím boxu) bylo kritické. Nakonec sepodařilo realizovat filtr s parametry dle obr. 20.Průchozí útlum je kolem 7 dB a filtr není již tak selektivní. Podle měření však jeho vlastnostivyhovují a přihlédneme-li k jeho velikosti a náročnosti, je stále výhodnější nežli filtr planární.Obr. 20.:Kmitočtová přenosová charakteristika filtru.Z měření jasně vyplynuly následující poznatky:- Rezonance filtru je největší mírou dána délkou drátu cívky.- Rozladění filtru je přibližně 10% rezonančního kmitočtu.- Mírná změna rezonančního kmitočtu je možná roztažením či stlačením závitů cívky.- Odchylka od spočítaných rozměrů je dána především vložením kostry, na kterou se cívkymotají. Ta ovlivní díky svým dielektrickým vlastnostem rezonanci cívky.- Ideální kmitočtový rozsah použití těchto kostřiček je přibližně od 100 MHz do 1,5 GHz, avšakvlastnosti se dosti degradují přibližně nad 1,2 GHz.- Realizace těchto filtrů je velmi výhodná především na nízkých kmitočtech, kde velikostně ivlastnostmi předčí planární filtry realizované na plošném spoji.27

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHz3.3 Selektivní filtr – dutinový rezonátorSelektivní filtr má své opodstatnění tam, kde potřebujeme dosáhnout značně přesnýchvlastností filtru. Jedná se například o velký stopband filtru. Ten potřebujeme dosáhnout u směšovačepro potlačení kmitočtu oscilátoru a zrcadlového směšovacího produktu oscilátoru s mezifrekvenčnímkmitočtem. Možností by bylo použití planárního filtru na plošném spoji, ten má však své nevýhody:- Kmitočet je dán návrhem a realizací → téměř nemožné přeladění filtru- Nutnost velmi kvalitního materiálu plošného spoje- Rozměr je dán kmitočtem a řádem filtru- Nežádoucí vyzařování do okolíPři realizaci filtru s rezonanční dutinou získáme filtr s následujícími vlastnostmi:- Možnost velkého přeladění filtru- Šířka propustného pásma dána především délkou vazebních „antének“- Filtr nevyzařuje do okolí- Není nutné ho realizovat na nízkoztrátovém materiálu- Velká strmost filtruObr. 21.: Rozložení pole uvnitř rezonanční dutiny. [6]Z obr. 21 je patrné, že na rezonanci dutiny má velký vliv ladící tyčka zasouvaná do středudutiny. Při realizaci této tyčky z mosazného šroubku je možné filtr velmi lehce a přesně přelaďovat.Buzení čtvrtvlnného rezonátoru je možné dvěma způsoby. Kapacitní vazba, kdy rezonátor jebuzen nezakončenými anténkami. Druhou možností je magnetické buzení, kdy namísto antének jsouv dutině umístěny budící smyčky. Takovýto rezonátor lze lehce nahradit náhradním schématem, to jeuvedeno na obr. 22.Obr. 22.: Náhradní schéma dutinového rezonátoru. [6]Ztráty rezonátoru jsou nahrazeny odporem R 0 paralelně s rezonančním obvodem. Nezatíženýrezonátor má činitel jakosti:28

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHz(6.8)Pro vysoce kvalitní rezonátory je velikost odporu R 0 velmi vysoká. Obvykle se jakostnezatíženého rezonátoru pohybuje mezi 600 až 1000. Jakost zatíženého rezonátoru:, (6.9)kde R L je odpor R 0 při zatížení rezonátoru. Výpočet jakosti rezonátoru je velmi obtížný. Šířkapásma (BW) pro poloviční výkon je:[MHz] (6.10)Pokud je rezonátor lehce zatížen pro získání velmi úzké šířky pásma propustnosti, pak je R 0větší než R L . Většina výkonu se pak ztrácí v odporu R 0 . Výsledkem je velký průchozí útlum. Při většímzatížení se poměry velikosti odporů prohodí a ztráty v rezonátoru klesají. Útlum rezonátoru je:) [dB] (6.11)Uvažujeme-li Q U kolem 1000, pak dosažitelná šířka pásma pro pokles o 3 dB je 1 % zrezonančního kmitočtu. Obvyklý průchozí útlum filtru bývá 2 až 3 dB.ROZMĚRY REALIZOVANÉHO FILTRU:Filtr je vysoustružen z mosazi, poté postříbřen. Filtr je nutné precizně uložit a zaletovat naplošný spoj. Budící anténky jsou realizovány například nýtky.Obr. 23.: Rozměry filtru. [15]29

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzNAMĚŘENÉ PRŮBĚHY ZKONSTRUOVANÉHO FILTRU:Obr. 24.:Kmitočtová přenosová charakteristika pro kmitočet 5614MHz.Obr. 25.:Kmitočtová přenosová charakteristika pro kmitočet 5760MHz.30

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzMěření bylo provedeno pro dva kmitočty, na kterých bude filtr provozován. Prvnímkmitočtem je výstupní kmitočet po vynásobení lokálního oscilátoru a to 5614 MHz.- Průchozí útlum je menší jak 3 dB- Selektivita filtru je dostatečná, nehrozí pronikání ostatních harmonických produktůz posledního násobiče kmitočtuDruhým kmitočtem je 5760 MHz. Tento kmitočet je přímo vstupním a výstupním kmitočtem,na kterém má transvertor pracovat. Jsou tedy požadovány následující vlastnosti:- Co nejmenší průchozí útlum- Co největší selektivita – pásmo je sdíleno s jinými službami (WiFi)- Co největší potlačení zrcadlového kmitočtuZ výsledku měření je patrné, že:- Průchozí útlum je menší jak 3 dB, což odpovídá teoretickým předpokladům- Šířka pásma pro poloviční výkon je přibližně 25 MHz- Potlačení zrcadlového kmitočtu směšování je větší jak 30 dB !- Potlačení případného signálu z LO je větší jak 25 dBObr. 26.:Fotografie realizovaného hrníčkového a helixového filtru.31

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHz4 Návrh lokálního oscilátoruLokální oscilátor je koncipován jako samostatný blok. Hlavním důvodem je možná pozdějšívýměna za jiný oscilátor (například s větší stabilitou). Lokální oscilátor bude řízen krystalem. Jakotakový bude mít menší fázový šum a relativně dobrou frekvenční stabilitu.4.1 Návrh základního oscilátoruJako základní oscilátor je použit krystalový oscilátor pracující na kmitočtu sériové rezonancekrystalu. Protože požadovaný kmitočet 116,9583 MHz je pro krystalový oscilátor relativně vysoký,bylo nutné použít zapojení, kde oscilátor kmitá na vyšší harmonické krystalu. Jedná se o podobnézapojení, jaké je uvedeno v *11]. Krystal pracuje na páté harmonické.V oscilátoru jsou jako aktivní prvky použity bipolární tranzistory BFR92A s vysokým tranzitnímkmitočtem. Oscilátor je doplněn oddělovacím zesilovačem T 2 s velkým vstupním a malým výstupnímodporem. Ten má na výstupu připojen útlumový článek, který slouží k lepšímu zatížení oscilátoru adalšímu oddělení. MMIC zesilovač pak zesílí výstupní signál na požadovanou úroveň. Obvykle 0dBm.Do rezonance se oscilátor vyladí kapacitou C 3 a induktorem L 1 . Schéma zapojení oscilátoru je naobr. 27.Obr. 27.:Schéma krystalového oscilátoru.[11]Obr. 28.:Fotka testovacího krystalového oscilátoru s pokusným PLL obvodem.32

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHz4.1.1 Možnosti zlepšení stability kmitočtuTyto možnosti byly diskutovány výše. Zde jsou možná zapojení dílčích částí.4.1.1.1 Vytápění oscilátoru na konstantní teplotuVyhřívání celého oscilátoru včetně krystalu je nejjednodušší možností, jak zlepšit stabilitu.Toto řešení bohužel přináší zvětšení celkové spotřeby elektrického proudu. Vytápění se častorealizuje tak, že se celá deska plošného spoje přiletuje na měděnou desku s tloušťkou například 4mm.Na tuto desku se přiloží topící tranzistor Q 1 z obr. 29. Termistorové čidlo se také přiloží teplovodivěna měděnou plotnu a tím se reguluje vytápění. Po zapnutí studeného oscilátoru dojde k jehozahřívání a tím i ke kmitočtovému driftu. Ustálení teploty je indikováno poklesem odebíranéhoproudu a pohasnutím diody LED1.Kmitočet oscilátoru je nutné přesně nastavit až po vytopení celého oscilátoru. Nastaveníteploty je dáno především typem krystalu, tedy bodem teplotního zlomu krystalu. Tu výrobce udáváa při zakázkové výrobě je možné si ji určit. Obvyklé hodnoty jsou 40 nebo 60 °C. Celý takovýto blok jenutné dobře teplotně izolovat od okolí, aby nedocházelo k nestabilitě teploty.Obr. 29.:Schéma řízeného vytápění oscilátoru.[11]4.1.1.2 Normálový oscilátor pro PLL řízený GPSMetody popsané výše dovolují zlepšit kmitočtovou stabilitu. Uvažujeme-li ale další násobenízákladního kmitočtu na jednotky až desítky GHz, dojde logicky i k násobení kmitočtového rozdíluzákladního oscilátoru.Další možností, jak téměř dokonale stabilizovat normálový oscilátor, je jeho zavěšení napřesný hodinový signál ze systému GPS. Tento oscilátor je pak zdrojem přesného kmitočtu pro PLLobvod.Většina GPS přijímacích modulů obsahuje speciální výstup, na kterém je generován časovýsignál. Tyto časové značky, tzv. PPS (pulse per sekund – impulzy za sekundu). Nejčastěji je výstup1PPS. Na tomto výstupu se jednou za sekundu objevuje impuls o délce přibližně 200 ms.Synchronizace se doporučuje na nástupnou hranu. U sestupné není zaručena časová přesnost.Některé speciální přijímače časových značek obsahují mimo PPS také výstup 10 kHz, tentoobdélníkový signál je synchronizován každou nástupnou hranou 1 PPS.33

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzObr. 30.: Zapojení 10 MHz normálového oscilátoru řízeného 1 PPS z GPS. [8]Obr. 31.: Blokové schéma programu CPU na obr. 29. [18]Díky mikroprocesoru je možné realizovat jednoduchý fázový detektor, který porovnává signálz 10 MHz OCXO se signálem 1 pps z GPS modulu, obr. 30. Signál z OCXO je dělen 256 na kmitočet39062,5 Hz. Tento kmitočet generuje přerušení. Procesor je taktován kmitočtem 10 MHz z OCXO.Vnitřní čítač počítá nahoru a je přerušen signálem přerušení. Druhý čítač vykonává stejnou činnost,ale je přerušen signálem 1 pps. Rozdíly mezi načítanými hodnotami udává odchylku mezi kmitočty.Pomocí opravného algoritmu je generován PWM modulátorem signál, který dolaďuje OCXO. PWMpulsy jsou integrovány ve článku složeného kondenzátorem C 7 a rezistorem R 3 . Poté, co je OCXOoscilátor kmitočtově dostaven, je nastaven řídící signál z CPU a po přivedení na hradlo IC2B a signál10 MHz je přiveden na výstupní konektor.Na obr. 32 je zapojení 10 MHz normálového oscilátoru, který využívá jako referenčníhozdroje časového signálu právě 10 kHz výstup z GPS. Tento signál je v obvodu 74LS86 porovnávánv logické funkci EX-OR. Takto tvořený fázový závěs má na výstupu pilové napětí, které se mění svojiamplitudu od nuly do hodnoty napájecího napětí. Navíc má výstupní signál z EX-OR dvojnásobnýkmitočet, je možné pomocí integrátoru snadněji odfiltrovat vysokofrekvenční složky.Při použití obvodu EX-OR je nutné, aby závislost výstupního napětí PLL byla lineárně závislána fázovém rozdílu. Pro dodržení této podmínky musí mít vstupní signály střídu 50 % [2].34

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzPodle obr. 32 tvoří obvod IC1A fázový závěs a RC obvod R 1 ,R 2 ,C 1 a C 2 tvoří integrační článekdruhého řádu. Výstupem tohoto článku je řídící napětí dolaďující VCXOObr. 32.: Zapojení 10 MHz normálového oscilátoru řízeného 10 kHz z GPS přijímače. [7]Další možnou metodou zpřesnění normálového oscilátoru může být zavěšení na rubidiovýnormál, případně řešení DDS oscilátoru jako zdroje reference pro PLL. Zdrojem pro DDS je paknapříklad rubidiový normál.4.1.1.3 PLLDalší využití fázového závěsu, tentokrát přímo na základní oscilátor. Krystalový oscilátor musíbýt možné napěťově rozlaďovat (VCXO). Toto řešení stabilizace kmitočtu má za následek zvětšenífázového šumu krystalového oscilátoru. Uvažujeme-li ovšem to, že krystalový oscilátor má sám osobě velmi dobrý fázový šum, je toto řešení přijatelné a pokud nám jde především o kmitočtovoustabilitu, tak asi i to nejlepší.Na obr. 33 je možné zapojení, které doplňuje VCXO o obvod PLL – IC 3 . Jedná se o odbod firmyAnalog Devices ADF411x (kde x může být 0 až 4 podle kmitočtu oscilátoru). Tento fázový závěs jenutné po zapnutí naprogramovat, o to se stará mikroprocesor Atmel ATiny2313. Ten naprogramujeregistry PLL. Výstup PLL je nutné filtrovat ve filtru smyčky. Na obr. 31 je ve smyčce zařazen aktivnízesilovač s operačním zesilovačem. Toto zapojení se používá tam, kde potřebujeme větší rozsahladícího napětí. To u krystalového oscilátoru ovšem většinou není potřeba. Takovýto aktivní filtr navícještě zhorší fázový šum PLL. Za VCXO následuje odporový dělič, který rozdělí výstupní signál pro PLL adruhý je v MMIC obvodu zesílen na potřebnou výstupní úroveň oscilátoru, typ. 0 dBm.35

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzObr. 33.:Zapojení lokálního oscilátoru řízeného PLL obvodem.4.2 Návrh násobičů kmitočtuNásobení kmitočtu se používá k získání vyšších kmitočtů tam, kde je obtížné vytvořit oscilátorna potřebném kmitočtu. Dalším důvodem může být potřeba dosažení lepšího fázového šumu.Výstupní kmitočet násobiče je celočíselným násobkem vstupního kmitočtu. Nejčastěji se používajízdvojovače a ztrojovače kmitočtu. Násobiče vyšších řádů se již moc nepoužívají vzhledem k nízkéúčinnosti a nízkému dosažitelnému konverznímu zisku aktivního prvku.Pro dosažení žádaných vyšších řádů lze použít kaskádu násobičů nižšího řádu. Pro získánívysokých kmitočtů (desítek GHz) se také často využívá násobičů SRD, které využívají principu StepRecovery Diod. Za tento násobič se zařadí vhodný filtr, který vybere požadovaný kmitočetz generovaných harmonických kmitočtů.4.2.1 Metoda násobení kmitočtuTato metoda získání vyššího kmitočtu je založena na postupném násobení základníhooscilátoru. Násobení se provádí v zesilovači s aktivním prvkem, který má pracovní bod nastaven tak,aby se zvýraznili jeho nelineární vlastnosti. Jako aktivní prvky se používají bipolární nebo unipolárnítranzistory, případně integrované MMIC zesilovače. Na výstup takového zesilovače se zařadípásmová propust, která vybírá ze spektra signálů právě námi žádaný.Díky násobení kmitočtu dochází také ke zvětšení fázového šumu. Jeho hodnota se zhorší ohodnotu [9]:, [dB] (4.1)kde N je násobící poměr. Z tohoto plyne, že základní oscilátor musí mít co nejlepší hodnotufázového šumu.36

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzNejdůležitějšími parametry násobiče kmitočtu jsou řád násobení N, výstupní výkonvynásobené harmonické a konverzní zisk:(4.2)NÁVRH BLOKOVÉHO SCHÉMATU NÁSOBIČE KMITOČTŮ:Obr. 34.:Blokové schéma násobiče kmitočtu.4.2.2 Návrh prvního násobičePrvní násobící stupeň násobí vstupní signál z lokálního oscilátoru o kmitočtu 116,95833 MHztři krát na kmitočet přibližně 350,875 MHz. V tomto stupni je využit tranzistor BFP 540. Zesilovačnásobí vstupní signál o úrovni přibližně 0 dBm.VÝPOČET STEJNOSMĚRNÉHO PRACOVNÍHO BODU TRANZISTORUPoloha pracovního bodu určuje napětí mezi bází a emitorem tranzistoru. To je dánopředevším odporovým děličem R 1 a R 2 . Uvažujeme tyto hodnoty:U CC = 8 VU CE = 3,5 VU BE = 0,75 VI C = 20 mAh 21e = 110Rezistor R 4 volíme 150 Úbytek napětí na rezistoru R 12 :(4.3)37

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzVelikost rezistoru R 3 :(4.4)Výpočet děliče R 1 a R 2 :(4.5)Volíme R1 = 2k7:Proud odporem R 2 :(4.6)Výpočet velikosti odporu R 2 :(4.7)Obr. 35.:Schéma prvního stupně násobiče kmitočtu.Podle obr. 35 kondenzátor C 3 společně s odporem R 4 zvyšují stabilitu zesilovače. Při špatněnastaveném pracovním bodu může hrozit jeho rozkmitání. Kondenzátor C 1 je vazební k externímuoscilátoru. Vazba je volná, proto je i hodnota kapacity malá. Výstup tranzistoru je impedančněpřizpůsoben ke vstupu filtru cívkou L 1 o indukčnosti 100nH. „Studený“ konec cívky filtru je uzemněnpouze vysokofrekvenčně pomocí kondenzátorů C 4 a C 5 .38

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzObr. 36.:Výstupní spektrum násobičky na kmitočtu 351 MHz.Na obr. 36 je změřené spektrum na výstupu pásmového filtru. Šířka sledovaného spektra je10 MHz, výstupní úroveň signálu je + 1,57 dBm. Touto úrovní je buzen druhý stupeň.4.2.3 Návrh druhého násobičeDruhý násobící stupeň násobí vstupní signál z prvního stupně o kmitočtu 350,875 MHz tři krátna kmitočet přibližně 701,75 MHz. V tomto stupni je použit tranzistor 2SC5012.VÝPOČET STEJNOSMĚRNÉHO PRACOVNÍHO BODU TRANZISTORUVstupní hodnoty pro výpočet:U CC = 8 VU CE = 6,5 VU BE = 0,75 VI C = 20 mAh 21e = 150R 5 = 2k7(Volíme)Úbytek na rezistoru R 7 :(4.8)Výpočet odporu R 8 :(4.9)39

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzVýpočet proudu bází:(4.10)Výpočet proudu odporem R 5 :(4.11)Výpočet odporu R 6 :(4.12)Obr. 37.:Schéma druhého stupně násobiče kmitočtu.Druhý násobící stupeň je v klasickém zapojení zesilovače se společným emitorem. Pracovníbod je nastaven dvojicí odporů R 5 a R 6 . Odpor R 7 zlepšuje stabilitu stupně, zmenšuje mírně zisk azároveň přizpůsobuje výstup tranzistoru ke vstupu filtru. Filtr je laděn na požadovaný výstupníkmitočet, vybírá druhou harmonickou vstupního signálu. Je opět vysokofrekvenčně uzemněn.40

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzObr. 38.:Výstupní spektrum násobičky na kmitočtu 702 MHz.Obr. 38 představuje změřené výstupní spektrum na výstupu filtru druhého násobiče. Ten jebuzen signálem o úrovni 1,57 dBm s kmitočtem přibližně 351 MHz. Výstupní úroveň po vynásobenídvěma je -4 dBm.4.2.4 Návrh třetího násobičeZapojení třetího násobiče je totožné s druhým stupněm. Hodnoty pracovního bodutranzistoru jsou stejné, tím i hodnoty odporů.Obr. 39.:Schéma třetího stupně násobiče kmitočtu.Oproti předchozímu stupni je velikost vazební kapacity C 11 volena 15pF a pro lepšípřizpůsobení vstupu zesilovače je přidán kondenzátor C 15 . Změřený výstupní výkon třetího násobícíhostupně je necelých 0,9 dBm.41

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzObr. 40.:Výstupní spektrum násobičky na kmitočtu 1404 MHz.4.2.5 Návrh čtvrtého stupně násobiče s výstupním zesilovačemV posledním násobícím stupni a výstupním zesilovači jsou použity MMIC zesilovač firmyHittite. Jedná se o zesilovač HMC311SC.PARAMETRY POUŽITÉHO ZESILOVAČE HMC311 :Zisk zesilovačeVstupní/výstupní přizpůsobeníVýstupní výkon pro P 1dBMaximální napájecí napětíOperační napětíProud zesilovačeG min = 13 dBS 11 /S 22 = - 15 dBP 1dB = 10 dBmU max = 7 VU opt = 3,8 VI = 55 mAVÝPOČET NAPÁJECÍCH REZISTORŮ:(4.13)42

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzObr. 41.:Schéma čtvrtého stupně násobiče kmitočtu a výstupního zesilovače.Poslední násobící stupeň realizuje násobení vstupního kmitočtu čtyřmi. Toto násobení se dějev zesilovači Q 4 v obr. 41, poté následuje dutinový hrníčkový filtr, který vybírá požadovaný harmonickýprodukt. Výstup z filtru je zesílen v zesilovači Q 5 . Výstupní úroveň má být přibližně +8 dBm. Tatoúroveň je dostatečná pro buzení LO portu směšovače. Napájení zesilovačů je provedeno podlekatalogového listu výrobce. Blokování napájení je provedeno tlumivkami o indukčnosti 3,3 nH.Kondenzátory C 18 až C 23 jsou blokovací. Velikost rezistorů R 13 a R 14 omezuje maximální proudzesilovačů a nastavuje jejich pracovní bod udávaný výrobcem.Obr. 42.:Výstupní spektrum násobičky na kmitočtu 5614 MHz.Měření výstupního spektra na spektrálním analyzátoru. Na vstupu analyzátoru byl zařazen10 dB útlumový článek (A ATT ) Mini-Circuits použitelný do 18 GHz. Propojení měřeného vzorku bylopropojkou s útlumem 1 dB (A prop ). Výsledná výstupní úroveň tedy je:P out = P sa + A ATT + A prop = (-2,58) + 10 + 1 = 8,42 dBm (4.14)43

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHz4.2.6 Návrh plošného spoje celého násobiče kmitočtuPlošný spoj násobičky kmitočtu je realizován na „obyčejném“ materiálu FR4 tloušťky 0,8 mm.Výstupní kmitočet násobičky je sice již mimo doporučený rozsah kmitočtů použití tohoto materiálu,avšak na tomto kmitočtu nejsou realizovány žádné filtry, ani jiné selektivní obvody, které byvyžadovali použití kvalitnějšího materiálu. Jsou realizovány pouze vedení o impedanci přibližně50 Pokud oželíme nějaké desetiny dB, není důvod realizovat násobičku na podstatně dražšímmateriálu, kterým je například Arlon.Obr. 43.:Motiv plošného spoje a osazení násobičky.Obr. 44.:Fotka hotového násobiče.44

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzObr. 45.:Fotka hotového násobiče ze strany spojů.45

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHz5 SměšovačSměšovač patří mezi nejslabší články celého transvertoru. Jeho úkolem je převést přijímanýsignál na kmitočet nový, který se nazývá mezifrekvenční (IF). Při vysílání je princip opačný.Mezifrekvenční signál vznikne směšováním kmitočtu přijímaného signálu s kmitočtemoscilátoru. Na výstupu směšovače je odebírán signál, který je buď součtem, nebo rozdílem oboukmitočtů.Každý směšovač má tři póly (brány). Do jednoho se přivádí vf signál přijímaného signálu (RF),do druhého kmitočet oscilátoru (LO) o dostatečné úrovni. Tu udává výrobce a pro správnou funkcisměšovače je nutné ji dodržet. Třetím pólem je výstup (IF), na kterém jsou všechny produktysměšování:- Základní kmitočty použité ke směšování. Kmitočet RF a LO portu.- Všechny jejich harmonické produkty- Rozdílový a součtový kmitočet obou signálů. f RF ± f LO- Všechny produkty vyšších řádů jako výsledek směšování základních kmitočtů s jejichharmonickými kmitočty a směšování mezi harmonickými kmitočty navzájem.V praxi máme zájem pouze o IF signál, který je buď součtem, nebo rozdílem základníchkmitočtů. Všechny ostatní kmitočty jsou nežádoucí.Z hlediska zapojení se používají směšovače jednoduché, jednoduše vyvážené a dvojitěvyvážené. U jednoduchých směšovačů je na výstupu spektrum signálů, jak bylo uvedeno. Jednoduševyvážené směšovače již samy potlačí část nežádoucích produktů na výstupu. U směšovačů dvojitěvyvážených dochází k výraznému potlačení nežádoucího spektra kmitočtů a za určitých podmínek jemožné dosáhnout stavu, kdy na výstupu bude pouze součtový a rozdílový kmitočet základníchkmitočtů. To bude za předpokladu, že přivedené oscilátorové napětí bude bez harmonickýchkmitočtů a úroveň vstupního vf signálu nepřekročí hodnotu, kdy začne docházet ke zkreslení a vznikulichých harmonických kmitočtů.Při konstrukci směšovačů s aktivními prvky dostáváme nejhorší výsledky s bipolárnímitranzistory pracující s plným ziskem. Ekvivalentní směšovací strmost u běžných typů vf tranzistorůdosahuje velkých hodnot a k přebuzení směšovače dochází již při velmi malých vstupních napětích.Daleko výhodnější je použití hradlových fetů. Díky jejich kvadratické převodní charakteristice je u nichsníženo nebezpečí vzniku IM produktů třetího řádu. Zkreslení sudých řádů se dá potlačit symetrickýmzapojením jednoduše vyváženého směšovače. Šumové vlastnosti hradlových fetů jsou obvyklevynikající. Šumové číslo bývá v rozmezí 2 až 4 dB i lépe a konverzní zisk takového směšovače je 8 až15 dB.V současné době patří mezi nejkvalitnější směšovače zapojení dvojitě vyvážené, které jeosazené diodami. Používají se Schottkyho diody se shodnými dynamickými charakteristikami. Tyto46

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzdiody se vyznačují vysokou stálostí a velmi nízkým vlastním šumem. V dnešní době pracují tytosměšovače i na vysokých kmitočtech řádů GHz.Jednoduchá zapojení používají dvou diod pracujících jako symetrický (jednoduše vyvážený)směšovač, obr. 46.Obr. 46.: Jednoduše vyvážený směšovač. a) se 180° b) s 90°hybridním článkem. *16]Daleko běžnější je zapojení dvojitě vyváženého směšovače se čtyřmi diodami, obr. 47.Směšovače jsou řešeny jako širokopásmové, s možností pracovat v kmitočtovém rozsahu čtyř až pětidekád. Vstup i výstup jsou nízkoimpedanční a vyžadují přesné přizpůsobení. Některá zapojenípoužívají osmi diod jako dvojčinné zapojení dvou dvojitě vyvážených směšovačů.Obr. 47.:Dvojitě vyvážený diodový směšovač.Subharmonický směšovač, obr. 48., se s výhodou používá na vysokých mikrovlnnýchkmitočtech. Jeho pozitivní vlastností je možnost použití polovičního kmitočtu oscilátoru.Zejména na vysokých kmitočtech je získání dostatečné úrovně signálu oscilátoruproblematičtější než na jeho polovičním kmitočtu. Pomocí mikropáskových vedeni před a za diodamijsou blokovány případně propouštěny dvojnásobky kmitočty oscilátoru. Vedení λ/2 má charakteropakovače impedance. Je-li uzemněno na konci, pak vykazuje zkrat na začátku a naopak.47

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzObr. 48.:Subharmonický směšovač.V případě dvojitě vyvážených směšovačů s diodami pracují diody jako spínače. V jiných typechsměšovačů se používají kapacitní diody jako spínače.U směšovačů posuzujeme tyto vlastnosti:- Šumové číslo. To určuje spodní hranici dynamického rozsahu.- Schopnost zpracovat lineárně velká vstupní napětí. Určuje horní hranici dynamickéhorozsahu.- Izolaci mezi porty.- Směšovací zisk (ztrátu) – konverzní zisk (ztráta).5.1 Volba směšovačeZ vlastností směšovačů uvedených výše byl zvolen dvojitě vyvážený směšovač. Tytosměšovače se v dnešní době dají lehce pořídit jako integrované obvody. Firma Hittite vyrábí potřebnýsměšovač v označení HMC218. Směšovač je vyráběn technologií GaAs MMIC a je určen prokmitočtový rozsah 4,5 – 6 GHz. Jeho typické vlastnosti při teplotě T A = 25°C jsou uvedeny v tabulce naobr. 49.Obr. 49.:Obrázek s parametry směšovače z katalogového listu.48

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzJelikož se jedná o pasivní MMIC součástku, nejsou potřeba žádné obvody napájení apřizpůsobení. Směšovač je vnitřně impedančně přizpůsoben v udávaném kmitočtovém rozsahu 4,5 –6 GHz. MMIC obvod je integrován v SMT pouzdře s 8 vývody, označení MSOT8. Zapojení vývodů je naobr. 50.Obr. 50.:Obrázek MSOT8 pouzdra s popsanými vývody.Pro správnou funkci směšovače je nutné zajistit stabilní a dostatečné buzení signálem z LO.Předpokládáme hodnotu P LO = 10 dBm. Při této hodnotě počítáme v simulaci s následujícímiparametry:Konverzní ztráta:Izolace LO do RF:CL = 8 dBA RF = 25 dB5.2 Zapojení směšovačeJak již bylo uvedeno výše, pro využití všech vlastností směšovače je důležité směšovač conejlépe připojit k vedlejším obvodům. Zlepšením vlastností z hlediska IM produktů se dosahujezapojením tzv. diplexerů mezi IF výstup směšovače a oddělovací zesilovač. Příklad takového diplexeruje na obr. 51.Obr. 51.:Schéma diplexeru.49

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzKde Port1 je IF výstupní port směšovače a Port2 je výstup do následujícího stupně. Obvod jesestaven z dolní a horní propusti. Oba obvody jsou laděny na mezifrekvenční kmitočet. V sériis paralelním obvodem je zapojen zatěžovací odpor 50 Ω, který je dán impedancí portu směšovače anásledujícího stupně. V tomto odporu jsou stráveny všechny nežádoucí kmitočty mimo IF kmitočet.Simulace tohoto obvodu je na obr. 52.Obr. 52.:Výsledek simulace diplexeru.Zapojení směšovače je na obr. 53. Port LO je připojen přes ATT článek, který je podle potřebymožné osadit. V zapojení transvertoru počítám se zařazením MMIC zesilovače před směšovač, abybylo možné transvertor budit úrovní přibližně 1 mW, 0 dBm. Na portu IF je zařazen navržený diplexer.Obr. 53.:Připojení periferních obvodů ke směšovači.50

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHz5.3 Měření spektra zvoleného směšovačeOvěření vlastností směšovače bylo provedeno na vývojové desce od výrobce. Pomocígenerátoru a spektrálního analyzátoru bylo možné změřit izolaci LO i výsledné směšovací produkty.Při měření bylo použito injekce LO o úrovni P LO = 10 dBm. Výrobce udává izolaci LO portu na RF portlepší jak 25 dB. Podle měření na obr. 54. je pronikání lokálního oscilátoru bez přivedeného signálu naIF port ještě lepší. Úroveň LO na portu RF je P LO-RF = -19 dBm. Izolace je tedy:[dB] (5.1)Po přivedení signálu o kmitočtu 146 MHz na port IF o úrovni P IF = 0 dBm dojde ke zlepšeníizolace mezi porty IF a RF. Úroveň LO signálu na portu RF je P LO-RF = -22 dBm. Je tedy o 3 dB lepší aizolace je přes 30 dB. Směšovací produkty LO s IF signálem jsou na úrovni P SSB ≈ - 10 dBm. Tatohodnota odpovídá konverzní ztrátě CL = 10 dB.Obr. 54.:Pronikání LO na RF port při LO 10 dBm.51

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzObr. 55.:Výstupní spektrum na RF portu při úrovních LO 10 dBm a IF -10dBm.Obr. 56.:Široké výstupní spektrum na RF portu při úrovních LO 10 dBm a IF -10dBm.52

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHz6 Mikrovlnná přijímací částÚkolem této části je zesílit požadovaný mikrovlnný signál na vstupním SMA konektoru apřivést ho do směšovače. Zároveň musí potlačit nežádoucí signály z okolí bez vlivu na vlastníparametry přijímací cesty. Také musí signál zesílit bez vnesení dalšího šumu. To fyzikálně není možné,proto se snažíme dosáhnout alespoň co nejmenšího šumového čísla celého řetězce.Základními aktivními prvky nejen ve vysokofrekvenční technice jsou bipolární a unipolárnítranzistory. Dalšími aktivními prvky jsou hybridní nebo monolitické obvody, ty jsou však většinouurčené pro přesně dané využití.Dnes vyráběné monolitické zesilovače (MMIC) jsou velmi hojně využívané jako zesilovače odDC až do frekvencí 10GHz. Mají dostatečný zisk, přijatelná šumová čísla a vstupní i výstupníimpedance je blízká 50Vývojově starší bipolární tranzistory jsou v současné době běžně využívány v kmitočtovéoblasti do přibližně 20GHz. Vyrábějí se typy s velmi malým šumovým číslem i s velkým rozsahemvýstupních výkonů dosahujících až stovek wattů na mikrovlnných pásmech. Pro vývojově mladšíunipolární tranzistory, neboli tranzistory řízené elektrickým polem FET (Field Effect Transistor), sepoužívá následující označení elektrod: emitor S (Source), kolektor D (Drain) a hradlo G (Gate). Vesrovnání s bipolárními tranzistory mají odlišné admitanční vlastnosti, menší nelineární zkreslení apříznivější šumové vlastnosti. Běžné typy se používají do kmitočtů cca 2 GHz. Tranzistory FET seSchottkyho hradlem typu MESFET (Metall Semiconductor FET) a zejména nejnovější tranzistory HEMT(High Electron Mobility Transistor) se mohou používat až do kmitočtů desítek GHz .Podobně jako u pasivních reálných součástek je třeba sestavit vhodné modely i pro reálnétranzistory. Jelikož tyto tranzistory jsou nelineární prvky, jejichž parametry závisí na teplotě akmitočtu, budou příslušné modely složité. Před použitím tranzistoru v libovolném obvodu určenémpro požadovanou aplikaci je třeba nejdříve nastavit a teplotně stabilizovat jeho klidový pracovní bod.Pracuje-li tranzistor s velkým střídavým signálem, pohybuje se pracovní bod po příslušnécharakteristice v takovém rozsahu, že se projeví její nelinearita.6.1 Stabilita zesilovačeStabilita zesilovače představuje odolnost zesilovače vůči rozkmitání. Je zřejmé, že je to stěžejníproblém při realizaci zesilovače.Zesilovač se může rozkmitat, platí-li:S 11 > 1 nebo S 22 > 1 , (6.1)kde S 11 a S 22 jsou vstupní a výstupní činitele odrazu při obecném impedančním nepřizpůsobení.53

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzNutnými a dostačujícími podmínkami pro nepodmíněnou stabilitu samotného tranzistoru jsouS S S S S 1 , (6.2)11 22 21 12kde determinant rozptylové matice tranzistoru je menší než jedna.Linvillův činitel stability je větší než jedna.21S11 S22 SK 1, (6.3)2 S S122212Obr. 57.: Blokové schéma zesilovače. *8+.Pokud je tranzistor pouze podmíněně stabilní, musíme znát vlastnosti vstupních a výstupníchpřizpůsobovacích obvodů, obr. 57. Je-li velikost činitele odrazu na vstupu větší než jednain S11S21S1S1222LL(6.4)je zesilovač nestabilní. Činitel odrazu na vstupu tranzistoru závisí na jeho rozptylových parametrech,ale také na činiteli odrazu na vstupu výstupního přizpůsobovacího obvodu L , kterým je tranzistorzatížen.Stejné je to z pohledu ze strany zátěže. Výstupní brána tranzistoru se nám jeví jako vstup avstupní přizpůsobovací obvod jako zátěž. Pokud je činitel odrazu na výstupní bráně tranzistoru54

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzout S22S21S1S1211SS, (6.5)větší jak jedna, je zesilovač opět nestabilní.Reálný vstupní, popř. výstupní odpor je ovlivňován jednak parametry S samotnéhotranzistoru, z nichž některé můžeme ovlivnit jednak volbou tranzistoru, jednak připojenýmiimpedancemi Z Z a Z G (obr. 57). Nevhodná velikost impedancemi Z Z a Z G bývá jedním z nejčastějšíchdůvodů k rozkmitání zesilovače. U širokopásmových zesilovačů je vyšetřování stability dosti rozsáhlé,vždy musíme uvažovat Z Z a Z G i mimo provozní kmitočtovou oblast, všude tam, kde zesilovač zesiluje.Proto je vždy výhodné omezit kmitočtový rozsah zesilovače na nutné minimum zařazením filtru dovstupu (omezující rozsah Z G ) nebo mezi jednotlivé stupně. Tyto stabilizační filtry mohou být velmijednoduché. Často stačí i články degenerované, tvořené jedním reaktančním prvkem, např. vazebnímkondenzátorem s malou kapacitou, který zmenší zisk na nízkých kmitočtech.Uměle lze stabilitu zlepšit zařazením malého rezistoru do báze tranzistoru, popř. ve forměferitové trubičky. V prvním stupni je to však šumového hlediska nežádoucí. Rezistor vnese vlastní šuma zvětší o něj výsledné šumové číslo zesilovače.Další parametr S, který může ovlivnit stabilitu, je zpětnovazební přenos S 12. Způsobujezpětnovazebný přenos z kolektoru (D) do báze (G). Pro zapojení se společným emitorem (source)vytváří zápornou zpětnou vazbu, která zmenšuje zisk, zvětšuje stabilitu. Pro nevhodné Z Z nebo Z Gvšak tato vazba může přejít v kladnou a vytvořit tak opačný stav. Tím se může zmenšit stabilita a dojítk rozkmitání tranzistoru.Ze vztahů (6.5) vyplývá, že stabilita může být ovlivněna také ziskovým parametrem S 21. Sezvětšujícím se ziskem se Linvillův činitel stability zmenšuje a s tím i stabilita.6.2 Šumový činitel – F (Noise Factor)Šumový činitel linearizovaného zesilovače je definován vztahem:PPsgPšgF (6.6)Psvýstšvýstu, kde P sg je výkon signálu na vstupu zesilovače,55

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzP šgP svýstP švýstje výkon šumu na vstupu zesilovače,je výkon signálu na výstupu zesilovače,je výkon šumu na výstupu zesilovače.Výraz P sg /P šg vyjadřuje poměr signál/šum na vstupu zesilovače a závisí pouze na parametrechgenerátoru. Nezávisí na parametrech zesilovače, protože vstupní admitance zesilovače zatěžujestejně zdroj signálu i zdroj šumu. Výraz P svýst /P švýst vyjadřuje poměr signál/šum na výstupu zesilovače anezávisí na admitanci zátěže Y z ,protože ta je stejná pro signál i šum. Proto i na výstupu zesilovačemůžeme skutečné výkony nahradit dosažitelnými výkony (poměr výkonů se nezmění).Šumový činitel je bezrozměrné číslo, které udává, kolikrát je větší poměr signál/šum navstupu zesilovače než na jeho výstupu. Pro reálný zesilovač platí:F > 1, pro ideální „nešumící“ zesilovač je F = 1.Při jeho definici se vždy uvažuje teplota rovna T 0 = 290 K (16,8°C). Má-li však zesilovač teplotu T ≠ T 0 ,určí se jeho šumový činitel podle vztahu:TF T 1( F 1),(6.7)T0kde F je šumový činitel při teplotě T 0Šumové číslo – F dB (Noise Figure – NF) je šumový činitel vyjádřený v dB podle vztahuF dB 10 log F(6.8)Pro reálný zesilovač je F dB > 0 , pro ideální „nešumící“ zesilovač je F dB = 0 .Poměr signál/šum, pomocí kterého je definován šumový činitel, se také často označujesymbolem S/N (Signal to Noise) nebo SNR (Signal to Noise Ratio). V praxi je měření poměru S/N dostiobtížné, a proto se nahrazuje určením poměru (S + N) N, který lze změřit celkem snadno. Nepřesnost,která touto záměnou vzniká je tím menší, čím větší je poměr S/N. Je-li na vstupu zesilovače kroměužitečného signálu a šumu také rušivý signál (například u rádiových přijímačů), vyhodnocuje se tzv.poměr SINAD (Signal plus Noise And Distortion), definovaný vztahem:SINAD dBS N D 10 log ,(6.9)N Dkde symbol D označuje výkon rušivého signálu.56

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHz6.3 Friisův vzorecMáme kaskádu zesilovačů zapojených podle obr. 58. První zesilovač má šumový činitel F 1 adosažitelné výkonové zesílení A Pa1 , druhý F 2 a A Pa2 , atd. Výsledný šumový činitel této kaskádyzesilovačů je určen Friisovým vzorcem.F21F31F41F F1 ...(6.10)A A . A A . A . APa1Pa1Pa 2Pa1Pa 2Pa3Obr. 58.:Kaskádní řazení zesilovačů.V případě, že zesílení A Pa1 bude dostatečně veliké, lze druhý, třetí a další členy pravé stranyvzorce (6.10) zanedbat a výsledný šumový činitel bude určen především šumovým činitelem prvníhozesilovače. Pro dosažení minimálního šumového činitele je tedy důležité, jak budou jednotlivézesilovače v kaskádě seřazeny. Je důležité, aby zesílení A Pa1 , A Pa2 , A Pa3 , …, atd. ve vzorci (6.10) byladosažitelná výkonová zesílení, nikoliv skutečná (obecná) výkonová zesílení A P1 , A P2 , A P3 , …, atd.Nesplnění této podmínky má za následek chybný výpočet. Je tedy nutné přepočítat zisk z dB navýkonové zesílení.Friisův vzorec lze použít nejen pro kaskádu zesilovačů, ale obecně platí i pro zapojeníaktivních i pasivních dvojbranů. Za kaskádu dvojbranů lze považovat například:a) anténní předzesilovač → svod → přijímačb) vstupní předzesilovač → vf zesilovač → směšovač → mf zesilovač …U všech těchto příkladů je třeba, v souladu se vzorcem (6.10), aby první blok kaskády mělminimální šumové číslo a co nejvyšší dosažitelné výkonové zesílení. Jedině tak lze zaručit, že výslednýšumový činitel kaskády bude malý a může tak být eliminován i vliv některého bloku s vyššímšumovým činitelem, např. diodového směšovače.57

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzZtráty vstupního obvodu závisí na:a) Na poměru provozního činitele jakosti obvodu vůči témuž činiteli naprázdno:[1 – (Q P /Q 0 )] 2 .Čím větší je Q 0 , tím vyšší může být Q P a tedy selektivita. Maximální Q 0 vyžaduje provedeníobvodu s optimální Z 0 , minimální povrchové ztráty materiálu obvodu a minimální ztrátyv dielektriku obvodu. U koaxiálního typu vstupního obvodu je optimální Z 0 cca 100 . Prodocílení co nejvyššího Q 0 je teoreticky třeba rezonátor co největších rozměrů. Jeho velikost seještě zvýší při použití bezeztrátového dielektrika s malým r . Takový obvod se však obtížněbezeztrátově přizpůsobuje miniaturnímu FET-u, čím vznikají přídavné ztráty. Každý kousekpřívodu totiž představuje změnu rozměrů a znamená výraznou změnu Z 0 v tomto místě.b) Na provedení vstupního obvodu, tj. na velikosti ztrát vyzařováním. Bohužel obvykle platí, žečím menší je , tím větší jsou ztráty vyzařováním obvodu, není-li obvod dokonale kompaktněuzavřen. Čím kompaktnější je vstupní obvod, tj. čím více je elektromagnetického pole vevstupním obvodu koncentrováno, např. použitím dielektrika s vysokým r , tím menší jsouztráty vyzařováním, ale bohužel současně ztráty v dielektriku rostou s velikostí r .V praxi dosahovaná hodnota Q P u nízkošumových LNA s jedním rezonančním obvodem navstupu je okolo 10 i méně, je-li LNA nastaven na co nejmenší možné NF min. Provoznímu činiteli jakostiQ P 10 ovšem odpovídá šířka pásma obvodu pro pokles -3 dB okolo 50 MHz, pro pokles o 10 dB ješířka pásma již cca 150…200 MHz a pro -20 dB je šířka pásma více než 500 MHz a je již značněnesymetrická podle provedení obvodu. Při typickém paralelním obvodu s kapacitní vazbou křivkapropustnosti klesá k nižším kmitočtům podstatně rychleji než směrem k vyšším kmitočtům.Malá hodnota Q P na vstupu LNA umožní, aby se na vstup transistoru dostaly velmi silnésignály, např. z blízkých vysílačů VKV FM, TV, WLAN a vysílačů jiných radiokomunikačních služeb.Jejich interakcí na nelinearitě transistoru pak mohou snadno vznikat jak harmonické produkty, takprodukty intermodulační nejen třetího, ale i vyšších řádů. Některé z těchto produktů pak mohoupadnout do pásma 5760 MHz.6.4 Vlastnosti a rozdíly mezi strukturami tranzistorůZ obrázku 59 vyplývá, že tranzistory typu FET dosahují lepších šumových vlastností, nežbipolární tranzistory a to zvláště na vyšších kmitočtech. Velkou předností tranzistorů FET ve srovnánís bipolárními tranzistory je jejich větší odolnost vůči vzniku intermodulačního zkreslení včetně křížovémodulace.58

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzObr. 59.: Kmitočtová závislost šumu u bipolárních a unipolárních tranzistorů. *1+Zvláště na vyšších jednotkách GHz jednoznačně vítězí tranzistory řízené polem. V ojedinělýchpřípadech se však používají i tranzistory bipolární. Například některá zařízení WLAN 5,6 GHz používajína vstupním zesilovači přijímače speciální bipolární tranzistor navržený na tyto kmitočty. Šumovépoměry jsou sice horší jak u HEMT tranzistorů, ale odolnost proti zkreslení a přebuzení vstupníhozesilovače zařízení, jsou lepší.6.5 Monolitické zesilovače - MMIC.Monolitické zesilovače (MMIC amp.) jsou velmi praktické aktivní součástky používané nejenv mikrovlnné technice. Na trhu je celá řada výrobců a s nimi i celá řada těchto obvodů. Tynejjednodušší pracují od nízkých kmitočtů, výrobci označovány jako DC kmitočty, až po kmitočtyblízké 10 GHz. Nejnovější MMIC obvody však pracují až do vysokých desítek GHz. Jsou konstruoványjako zesilovače s rozloženými parametry. Jsou vnitřně přizpůsobeny na impedanci blízkou 50 Ω a majívyrovnaný zisk v celém udávaném rozsahu.Obr. 60.: Zapojení MMIC zesilovače. [23]Tyto obvody se dále vyznačují tím, že potřebují jen nezbytné součástky pro připojení donavrhované konstrukce. Jsou to vazební kondenzátory (na obr.60 označené jako C) a napájecí59

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHztlumivku, případně odpor pro nastavení správného napájecího napětí (R, C b ). Některé specifickéMMIC zesilovače umožňují pomocí externího napájení či rezistoru nastavovat zesílení, případněpracovní bod. Některé MMIC, například nízkošumové vstupní zesilovače, mají implementovány ivazební kapacity.6.6 Vstupní tranzistorPodle předešlé kapitoly je zřejmé, že nejlepšího šumového čísla zesilovače dosáhnemes tranzistorem řízeným polem. Podle Friisova vztahu jsou parametry prvního tranzistorunejdůležitější. Je třeba dosáhnout nízkého šumového čísla a co možná největšího zisku. To vše přizachování stability zesilovače v celém rozsahu impedancí na vstupu a při zatížení na výstupu.Jako vstupní tranzistor jsem zvolil nízkošumový pseudomorphický HJ FET firmy NEC typNE32584C. Jedná se o tranzistor určený především pro LNB satelitní konvertory. Jeho elektricképarametry jsou v tabulce na obr. 61.Obr. 61.:Elektrické parametry tranzistoru NE32584C.Tranzistor je nutné „šumově“ přizpůsobit. Výrobce udává následující šumové parametry:Obr. 62.:Typické parametry tranzistoru, závislost zisku a šumového čísla na kmitočtu.60

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzZ obr. 62 je patrné, ze na kmitočtu je podle výrobce možné dosáhnout nejnižšího šumovéhočísla 0,33 dB. Zisk tranzistoru je pak 16,5 dB. Tyto parametry jsou při nastaveném pracovním boduV DS = 2V a proudu tranzistorem I D = 10mA.6.7 Následující zesilovací stupněJelikož z Friisova vztahu plyne, že první stupeň udává šumové číslo zesilovacího řetězce (přidodržení dostatečného zisku), je možné na dalších pozicích s výhodou použít MMIC zesilovače, kterénevyžadují tak složité zacházení.MMIC zesilovač firmy Hittite HMC320ms8g je určený jako LNA zesilovač s vnitřním vstupněvýstupním přizpůsobením na 50 Ω a vnitřním šumovým přizpůsobením. Typické parametry tohotoobvodu udávané výrobcem jsou v tabulce na obr. 63.Obr. 63.:Parametry MMIC prvku z katalogového listu.Obvod umožňuje pomocí jediného pasivního externího prvku regulovat pracovní bodzesilovače a tím zisk a maximální výstupní výkon. Při zvolení proudu I DD = 40mA (obr. 64) je ziskpřibližně 13 dB a šumové číslo typicky 2,6 dB. Obvod je navíc stejnosměrně oddělen a není nutnépoužít vazební kapacity, viz obr. 65.Obr. 64.:Parametry nastavitelné vnějším rezistorem.61

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzObr. 65.:Zapojení vývodů, popis pouzdra.Z grafů na obr.66 z katalogového listu výrobce je možné odečíst hodnoty zisku, vstupního ivýstupního odrazu, průběh šumového čísla a závislosti uvedených veličin na pracovním bodu.Obr. 66.:Výrobcem udávané průběhy přizpůsobení, zisku a šumového čísla na kmitočtu.62

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHz6.8 Výpočet zisku a šumového číslaNyní známe předpokládané parametry zesilovacích prvků. Z předešlých kapitol známe průchozíútlumy vazebního a selektivního hrníčkového filtru a nyní je možné spočítat šumové číslo a ziskcelého řetězce. Můžeme tak učinit ručním výpočtem, dosazením do Friisova vztahu, nebo využítpočítačového programu. Já jsem využil programu AppCAD. Ve výpočtu uvažujeme i zařazeníWilkinsonova děliče a směšovače. První tranzistor je na vstupu „šumově“ přizpůsoben pasivnímobvodem, u kterého jsem odhadnul průchozí útlum 0,15 dB. Výsledný výpočet je na obr. 67.Obr. 67.:Výpočet zisku RX řetězce.Z výpočtu je zřejmé následující:Zisk řetězce:Šumové číslo řetězce:G = 26 dBNF = 0,64 dBZisk 26 dB vyjadřuje konverzní zisk celého transvertoru, pokud počítáme nulové ztráty v IF části.6.9 Návrh a přizpůsobení vstupního tranzistoruNávrh vstupního zesilovače musí splňovat následující požadavky:- Šumové impedanční přizpůsobení tranzistoru.- Zajištění stability v celém rozsahu vstupních i výstupních impedancí.- Výstupní přizpůsobení k vazebnímu filtru.- Dostatečný zisk63

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzV simulaci nepočítáme se stejnosměrnými napájecími obvody. Ty budou provedeny tak, abyneovlivňovaly vysokofrekvenční parametry navrženého zesilovače. Obr. 68 představuje základnízapojení pro simulaci, kde krom samotného aktivního prvku zadaného s2p parametry, jsou vedeníobou emitorů, provedení prokovů na zemní plochu a výstupní mikropásek s rezistorem. Umístěnítranzistoru na plošný spoj změní všechny jeho parametry. Díky programové simulaci máme představuo tom, jaké tyto změny jsou. Nemůžeme tranzistor přizpůsobovat na hodnoty udávanév katalogovém listu, protože například uzemnění tranzistoru přes prokovené otvory znamená natomto kmitočtu uzemnění přes malou indukčnost. Také mikropásky pod vývody tranzistoru mají natomto kmitočtu nemalý vliv.Obr. 68.:Schéma prvotní simulace zesilovače.Takto navržený obvod vykazuje následující stabilitu, obr. 69. Kružnice vyjadřují oblasti, kdemusí ležet normované impedance, aby byl zesilovač stabilní. Impedance musí ležet v oblasti, kamukazují kolmé „čárky“ z kružnic. Červená kružnice znázorňuje výstupní a modrá vstupní oblastimpedancí. Ve Smithově diagramu existují normované impedance, které by způsobili nestabilituzesilovače.Obr. 69.:Simulace stability obvodu.64

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzObr. 70.:Simulace zisku a šumového čísla.Na obr. 70 je zisk a šumové číslo takto „nepřizpůsobeného“ tranzistoru. Zisk je nízký, pouze7,9 dB a šumové číslo 0,79 dB. Šumové číslo je vyšší, než udává výrobce pro impedančně „šumově“přizpůsobený tranzistor. Pomocí Smithova diagramu v programu Ansoft Designer navrhneme vstupnípřizpůsobovací obvod. Program proloží hodnoty normované impedance udávané výrobcem a nanámi zvoleném kmitočtu vložíme impedanci do diagramu. Pak již navrhujeme samotný obvod,obr.71. Na paměti máme to, že vstup je nutné stejnosměrně oddělit. Tato kapacita vychází ze středudiagramu a při hodnotě 10 pF tvoří velmi malý úsek kružnice. Tato kapacita musí být velmi kvalitní.Jakékoliv ztráty v tomto kondenzátoru se přímo přičítají k velikosti šumového čísla a mají negativnívliv. Následuje mikropáskové vedení na konci naprázdno. Sériové vedením pak transformujemeimpedanci na vstup tranzistoru.Obr. 71.:Návrh přizpůsobovacího obvodu.65

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzObr. 72.:Výsledný návrh vstupního přizpůsobovacího členu.Mikropásková vedení jsou v simulaci uvažována ve formě elektrické délky vztažené k vlnovédélce. Přepočítání je celkem jednoduché, můžeme využít integrované utility v programu AnsoftDesigner. Vedení dlouhé 26,3 ° představuje na kmitočtu 5,76 GHz mikropásek s rozměry W= 7,49 mma P = 2,21 mm. Druhé transformační vedení dlouhé 54,5° má rozměry W = 1,51 mm a P = 4,91 mm,kde W je šířka a P délka mikropásku. Rozměry uvažujeme pro zadaný materiál plošného spoje Arlon25N.Obr. 73.:Obvod doplněný o vstupní přizpůsobeníObr. 73 je doplněním zesilovače o blok vstupního přizpůsobení. Simulací stability bylozjištěno, že se oblast impedancí nestability rozšířila. A to především díky impedanční transformacivstupního obvodu. Šumové číslo se však vylepšilo na hodnotu 0,51 dB a zisk je 9,2 dB, viz obr. 74.66

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzObr. 74.:Simulace stability obvodu.Obr. 75.:Simulace zisku, NF a přizpůsobení.Vstupní přizpůsobení zesilovače (S 11 ) je okolo -7,5 dB, výstupní pak -5,3 dB. Nyní se zaměřímena zlepšení stability zesilovače. Jedna z možností je zmenšení zisku zesilovače, toho se dosahujerezistorem na výstupu tranzistoru, zvolil jsem hodnotu 18 Ω. Další a velmi důležitou věcí, je dobréuzemnění tranzistoru. Samotné prokovy tvoří indukčnost, pájecí plošky pod emitory pakmikropásková vedení. Jejich skácení a zvětšení impedance zlepší stabilitu, stejně tak i zvětšení počtuprokovů do protější zemní vrstvy.Zapojení je na obr.76 a následná simulace stability v rozsahu 4 až 7 GHz odhaluje, ževšechny impedance ve Smithově diagramu splňují kritérium stability. Viz obr. 77.67

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzObr. 76.:Schéma zesilovače s vylepšenou stabilitou.Obr. 77.:Simulace stabilního zesilovače.Společně s mikropáskovým vedením na výstupu jsme dosáhli jak šumového přizpůsobení,výstupního přizpůsobení a zároveň stability zesilovače. Podle simulace jsou tedy výsledky následující:Zisk:Šumové číslo:Vstupní přizpůsobení:Výstupní přizpůsobení:G = 11,9 dBNF = 0,48 dBS 11 = -11,47 dBS 22 = -19,9 dB68

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzObr. 78.:Výsledek simulace zisku a šumového čísla.Obr. 79.:Simulace vstupního a výstupního přizpůsobení.6.10 Vazební filtrMezi prvním a druhým zesilovacím stupněm je umístěn vazební filtr tvořený úseky λ/4mikropáskového vedení. Tento filtr slouží zároveň jako stejnosměrná vazba. Navržený vazební filtrnemá velikou selektivitu, avšak dokáže omezit zesílení na nízkých kmitočtech.69

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzObr. 80.:Návrh vazebního filtru pro kmitočet 5760 MHz.Na obr. 80 jsou rozměry filtru pro plošný spoj Arlon N25. Jeho charakteristiky jsou na obrázku81. Podle simulace vykazuje filtr průchozí útlum S 21 = -0,28 dB a vstupní odraz je lepší jak 17 dB.Obr. 81.:Simulace navrženého filtru. Odraz a průchozí útlum.6.11 Simulace celého RX řetězceV prvním kroku přidáme ke vstupnímu zesilovacímu stupni navržený filtr, obr. 82. Ze simulaceje na první pohled patrné, že dojde k omezení zesílení podle charakteristiky filtru.70

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzObr. 82.:Vstupní zesilovač s vazebním filtrem.Obr. 83.:Simulace zesilovače s vazebním filtrem.Nyní můžeme přidat i následující zesilovací stupně. Jedná se o MMIC zesilovače s vnitřněvstupně výstupním přizpůsobením. Tyto zesilovače jsou uvnitř stejnosměrně odděleny. Simulacípomocí s2p parametrů je možné získat představu o výsledném zisku i přizpůsobení. Tyto hodnotynakonec srovnáme s hotovým vzorkem.Na obr. 84 je pak celé schéma simulovaného obvodu. Vstupní tranzistor je přizpůsoben na conejnižší šumové číslo, jeho výstup impedančně přizpůsoben k vazebnímu filtru a zároveň je zesilovačstabilní. Za vazebním filtrem pak následuje kaskáda dvou MMIC LNA zesilovačů.71

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzObr. 84.:Schéma celé mikrovlnné přijímací části.Přidání dvou MMIC zesilovačů obnáší minimum dalších přídavných prvků. Nutné je zajistitsprávné napájecí napětí a také nastavit pracovní bod. Ten je možné volit pomocí jednoho externíhorezistoru. Zisk celého řetězce vzrostl na přibližně 34 dB. Podle simulace je zisk o něco vyšší na72

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzkmitočtu kolem 5,5 GHz. To je dáno ziskem MMIC zesilovače, který má na tomto kmitočtu vyšší zisk.A to především díky vnitřnímu impedančnímu přizpůsobení.Šumové číslo by mělo zůstat stejné. Změna šumového čísla by se projevila v případě, že byprvní stupeň měl malý zisk a byl za něj zařazen útlum. Vstupní odraz zůstává téměř stejný a výstupníje přibližně – 10 dB.Obr. 85.:Průběh zisku celého řetězceObr. 86.:Vstupní (S 11 ) a výstupní (S 22 ) přizpůsobení.73

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzObr. 87.:Kmitočtová závislost šumového čísla.Výsledky simulace celého mikrovlnného přijímacího řetězce:Zisk řetězce:Šumové číslo:Vstupní odraz:Výstupní odraz:G ∑ = 34 dBNF = 0,5 dBS 11 = -7,84 dBS 22 = -9,46 dB74

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHz7 Wilkinsonův děličMezi mikrovlnnou přijímací a vysílací částí je nutné vyřešit přepínání. To je možné napříkladpomocí relé. Na takto vysokém kmitočtu je to ale obtížné. Klasická relé jsou nevhodná díkyimpedančním poměrům a navíc izolace, mezi rozepnutým a sepnutým pólem, je malá. Koaxiální reléjsou naopak rozměrná a navíc drahá. Další možností je použití PIN diod. Toto řešení vyžaduje zapojenítlumivek a přepínání ovládacích napětí. Při použití správných diod je toto řešení velmi vhodné. Jájsem se rozhodl pro použití Wilkinsonova děliče výkonu. Takovéto řešení nepotřebuje žádnépomocné obvody pro přepínání příjem-vysílání. Jeho nevýhodou je průchozí útlum. Ten je dánvlastností děliče a útlumem v materiálu dielektrika. Průchozí útlum je tedy o něco více jak 3 dB.Izolace mezi RX a TX cestou bude závislá na přesnosti provedení. Měla by být lepší jak 25 dB.Na obrázku obr. 88 je znázorněno zapojení Wilkinsonova děliče výkonu. Při předpokladu, ževstupní i výstupní porty mají impedanci 50 Ω, je impedance dělících vedení:[Ω] (7.1)Obr. 88.:Principiální schéma Wilkinsonova děliče výkonu.Délka transformačních úseků je čtvrtina vlnové délky. Tato délka je zkrácena díky dielektrikupoužitého plošného spoje. Pro použití materiálu Arlon 25N s tloušťkou 1,524 mm a E r = 3,38 je délkavedení 8 mm a šířka 1,9 mm. Z konstrukčního hlediska se Wilkinsonův dělič konstruuje jako kruhový,kde na jedné části je střední port a na druhé straně rezistor 100 Ω. Tato konstrukce zlepšujevlastnosti z hlediska izolace mezi porty 2 a 3. Simulace navrženého děliče v Ansoft Designer ukazujevelikost odbočení 3,05 dB a vstupní i výstupní odrazy jsou velmi dobré. Velikost izolace mezi porty 2 a3 bude ve skutečnosti nižší.75

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzObr. 89.:Schéma s hodnotami pro simulaci.Obr. 90.:Simulace děliče.Simulací Wilkinsonova děliče byly zjištěny následující hodnoty:Odrazy na branách:Dělení výkonu:Izolace mezi porty 2 a 3:S11 < -60 dBS22 < -50 dBS31 = 3,05 dBS32 < -50 dB76

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHz8 Mikrovlnná vysílací částMikrovlnná vysílací část transvertoru začíná výstupním portem směšovače (RF) a končívýstupním konektorem SMA. Úkolem této části je dostatečně zesílit žádaný signál ze směšovače.Žádaný signál je omezen dostatečně selektivními filtry.8.1 Návrh vysílacího řetězceNa výstupním portu směšovače naměříme signál lokálního oscilátoru pronikajícího navýstupní port (RF), dále součtovou a rozdílovou složku oscilátoru (LO) a mezifrekvenčního signálu (IF).Jediný signál, který je pro nás na výstupním portu směšovače užitečný, je součet LO a IF signálu.Tento signál je nutné vybrat a zároveň potlačit ostatní signály na výstupu směšovače. K tomuto úkoluje hned za směšovač zařazen hrníčkový dutinový filtr. Za ním následuje rozdělení cesty na RX a TX.Jelikož za směšovačem máme zařazeny samé pasivní prvky, které signál jen zeslabí, jenamístě zařadit do cesty aktivní prvek pro zesílení úrovně signálu. Zde se nabízí použití MMICzesilovače, jež vyžaduje jen minimum přídavných prvků, a který je vnitřně přizpůsoben k impedanciblízké 50 Ω.Následuje další selektivní filtr pro potlačení signálu oscilátoru a zrcadlového signálu. Zde byměl být signál dostatečně vyfiltrován a následuje koncový zesilovací stupeň. Ten je složen ze dvouMMIC zesilovačů v kaskádě pro získání většího zisku.Při základní úvaze v návrhu zesilovacího stupně máme dva vstupní parametry. Výstupní signálze směšovače nechť je -10 dBm. Požadovaný výstupní výkon vysílače uvažujme větší jak 20 dBm.Vložený útlum filtru známe z předchozího měření, počítáme 3 dB. Útlum Wilkinsonova děličepočítáme 3 dB. Zisk prvního MMIC zesilovače nechť je 13 dB a zisky výstupních zesilovačů 14 dB.Výpočet celého řetězce je na obr. 91.Obr. 91.:Výpočet zisku vysílací mikrovlnné části.Při této konfiguraci jsou předpokládany:Výstupní výkon:Zisk celého řetězce:P OUT > 20 dBm (22 dBm)G = 32 dB.77

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHz8.2 Výběr aktivních prvkůPrvní zesilovací stupeň má mít zisk alespoň 13 dB. Na tuto pozici jsem zvolil MMIC zesilovačfirmy Hittite HMC311ST89. Parametry tohoto zesilovače jsou následující:Obr. 92.:Elektrické parametry MMIC zesilovače podle katalogového listu.Obvod je v pouzdře SOT-89. Maximální napájecí napětí je 7 V. Z tabulky plyne, že zisk na našemkmitočtu je minimálně 12,5 dB, typicky 14,5 dB. Tento zesilovač vyžaduje minimální počet přídavnýchprvků. Doporučené zapojení je na obr. 93.Obr. 93.:Doporučené zapojení MMIC zesilovače HMC311ST89.Na místě koncového stupně je dvojice integrovaných zesilovačů HMC407MS8G také od firmyHittite. Tento zesilovač je konstruován pro kmitočtový rozsah 5 – 7 GHz. V tomto rozsahu je vnitřněpřizpůsoben k impedanci 50 Ω.Základní elektrické vlastnosti jsou na obr. 94.78

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzObr. 94.:Elektrické parametry výkonového MMIC zesilovače.Zisk na námi uvažovaném kmitočtu je typicky 15 dB při napájecím napětí 5 V. Doporučenézapojení výrobce je na obr. 95.Obr. 95.:Popis vývodů a doporučené zapojení filtračních kapacit.Z tohoto zapojení plyne, že obvod je vnitřně stejnosměrně oddělen. Nejsou tedy potřebažádné vazební kapacity. Zesilovač nepotřebuje žádné externí obvody předpětí. Důležité je pouzedobré vysokofrekvenční blokování napájecích cest a stabilní napájecí napětí. Zesilovač má poměrněvelký klidový proud. Důvodem tohoto faktu je to, že jsou určeny pro systém WLAN, kde se používajívícestavové modulace. Ty využívají nejen amplitudy, ale i fáze vysílaného signálu. Průchod taktomodulovaného signálu zesilovačem vyžaduje dobrou linearitu při zesílení. V opačném případě dojdek poškození modulovaného signálu, například k fázovému posunutí bodů konstalačního diagramu.8.3 Simulace koncového stupněZvolené zesilovače jsou vnitřně impedančně přizpůsobené. S použitím s2p parametrů výrobcebyla provedena simulace v programu Ansoft designer. Do simulace byly zahrnuty mikropáskovávedení propojující oba zesilovače a první stupeň s hrníčkovým filtrem. Na výstupu druhého zesilovačeje směrová odbočnice pro měření výstupního výkonu.79

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzObr. 96.:Schéma simulace s mikropáskovými vedeními.Výsledek simulace je na obr. 96. Ze simulace plyne:Zisk dvoustupňového zesilovače:Vstupní odraz:Výstupní odraz:G ≈ 27 dBS 11 ≈ -10 dBS 22 ≈ -14 dBTyto hodnoty nejsou ideální, ale jsou v souladu s hodnotami udávanými výrobcem.Obr. 97.:Simulace impedančního přizpůsobení a zisku.8.4 Směrová odbočniceJe vhodné mít určité povědomí o tom, zda-li mikrovlnný vysílač produkuje nějaký výstupnívýkon. Je možné ho detekovat například na výstupu pomocí externí směrové odbočnice, kde by bylomožné měřit i výkon odražený z antény, a nebo se spokojíme pouze s informativním měřením přímov transvertoru. Pro tento účel je za výstupním tranzistorem umístěna směrová odbočnice, která80

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzz výstupního výkonu odbočí dostatečnou úroveň signálu. Tu posléze detekujeme na mikrovlnnédetekční diodě.Směrová odbočnice je založena na principu vzájemně vázaných vedení. Skládá se obvykle zečtvrtvlnného úseku vázaných vedení a čtyř bran. Do brány Port 2 vstupuje signál o výkonu P 1 ,prochází čtvrtvlnným vedením a je zeslaben o hodnotu vloženého útlumu směrové odbočnice. Tentozeslabený signál je na bráně Port 1. Vložený útlum má hodnotu:[dB] (8.1)Zároveň se na bráně Port 3 objeví vstupní signál zeslabený o hodnotu vazebního útlumusměrové odbočnice. Vazební útlum je definován:[dB] (8.2)Při návrhu jsem počítal s výstupním výkonem až 26 dBm. Pro detekování výkonu namikrovlnné diodě jsem uvažoval hodnotu 0 dBm odpovídající udanému výkonu. To znamená velikostodbočení směrové vazby přibližně 26 dB.V programu Ansoft Designer jsem si sestavil jednoduchý směrový člen pomocí vázanýchmikropáskových vedení na materiálu Arlon N25. Tento člen je na obr. 98.Obr. 98.:Simulace vazebního členu.81

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzObr. 99.:Výsledek simulace vazebního členu.Ze simulace na obr. 99 vyplývá, že:Vazební útlum směrové odbočnice:Vstupní odraz směrové odbočnice:C = 23,6 dBS11 < -40 dB8.4.1 Detekce výstupního výkonuOdbočený výkon na Portu 3 směrové odbočnice z obr.98 má stejný kmitočet, jako průchozísignál. Pro jednoduchý přehled o výstupním výkonu je nutné signál převést na stejnosměrný a ten jepoté možné jednoduše měřit milivoltmetrem. K tomuto účelu se používají diodové detektory.Zjednodušeně si to můžeme představit jako usměrnění vf signálu. K těmto účelům se vyrábějíspeciální mikrovlnné detekční diody. Nové planární technologie, aplikované na galium-arzenidovépolovodičové struktury, umožnily výrobu vysokofrekvenčních detekčních a směšovacích diod zcelanových kvalit. Diody se vyrábějí pod označením Schottkyho PDB diody (PDB = „planar doped barrier“)a jsou použitelné do frekvencí přibližně 50 GHz. Mají malý rozptyl parametrů, snesou i krátkodobévýkonové přetížení a při nulovém předpětí („zero bias“) mají tvar voltampérové charakteristikyvhodný pro kvadratické detektory.Převodová charakteristika detektoru je definována jako závislost výstupního stejnosměrnéhonapětí na vstupním vysokofrekvenčním výkonu. Tato závislost je nelineární a závisí na mnohačinitelích. Obecně ji lze vyjádřit vztahem:(8.3)Činitel γ je napěťová citlivost detektoru.82

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzV určité části převodové charakteristiky nakreslené v logaritmickém měřítku se mění sklonpřímek, kterými jsou proloženy lineární úseky V-A charakteristiky diody. V oblasti mezi kvadratickou alineární částí charakteristiky leží tzv. bod zlomu. Jeho pozice na charakteristice je definovánavstupním výkonem, který je o daný počet dB vyšší než výkon odečtený na přímce prodlužující lineárníúsek kvadratické charakteristiky, pro stejné výstupní stejnosměrné napětí detektoru. Bývá v rozsahu−30 až −15 dBm, pro rozdíl výkonů ∆ = 0,3 až 1 dB.Obr. 100.: Schéma vazebního členu s diodovým detektorem..Z měření na transvertoru bylo zjištěno:Detekované napětí pro P OTU = 200 mW (32 dBm):U det = 220 mV83

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHz9 Obvod mezifrekvenceZačíná přizpůsobovacím článkem na IF portu směšovače. Ten je popsán v kapitole Směšovač.Hlavním úkolem mezifrekvenční části je ochránit směšovač před zničení přebuzením a také možnostínastavení správné a maximální úrovně budícího IF signálu. Pro přepínání RX a TX cesty je použitoobyčejné relé do plošného spoje, které parametry vyhoví našim požadavkům.Ty jsou:- dostatečná izolace mezi sepnutým a rozepnutým portem,- malý průchozí útlum,- dostatečně rychlé přepnutí.Toto relé je ovládáno napájecím napětím TX cesty, je tedy spínané při vysílání. TX cestaobsahuje zatěžovací odpor 50 Ω / 2W ze strany vysílače, rezistor 560 Ω sériově pro snížení napětí(vložení útlumu) a trimru pro nastavení optimálního budícího výkonu.RX cesta obsahuje trimr pro nastavení úrovně přijímaného signálu. Tento trimr má uplatněnípři vysokém zisku mikrovlnné části. To je případ, je-li před transvertor předřazen předzesilovač – LNA.Antiparalelně zapojené diody chrání směšovač v případě, že by relé nepřeplo a výkon IF vysílače byprocházel RX cestou bez většího útlumu.Obr. 101.: Mezifrekvenční část.84

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzObr. 102.: Simulace mezifrekvenční přijímací cestyObr. 103.: Simulace mezifrekvenční vysílací cestyHodnoty vypočítané simulací:Průchozí útlum TX cesty při střední poloze trimru R 17 :Průchozí útlum TX cesty při minimálním útlumu trimru R 17 :Průchozí útlum RX cesty při minimálním útlumu trimru R 18 :Vstupní a výstupní odraz:A TX ≈ 25 dBA TX ≈ 20 dBA RX = 0,5 dBS 11 , S 22 < -20 dB85

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHz10 Obvody napájeníObvody stejnosměrného napájení jsou nedílnou součástí zařízení. Každá aktivní součástkavyžaduje určité napájecí napětí, které je buď dáno výrobcem, nebo použitým pracovním bodem.Trvalé napětí o konstantní úrovni vyžaduje lokální oscilátor složený z násobiče kmitočtu. Přijímač avysílač vyžadují napětí řízené podle RX a TX stavu, případně trvalé záporné napětí pro nastavenípracovního bodu vstupního GaAs FET tranzistoru. Toto napětí je připojeno trvale z důvodu ochranytranzistoru.Na obr. 104 je katalogové zapojení obvodu ICL 7660, který tvoří stejnosměrný měnič napětí.Přivedené vstupní napětí + 5 V je měničem převedeno na – 5 V. Výstupní záporné napětí je nutnédobře filtrovat. Obvod funguje na principu frekvenčního měniče a v případě, že nebude napětívyfiltrováno, dojde k cyklické změně pracovního bodu a to má vliv například na intermodulačníodolnost. Odporový dělič R 1 společně s trimrem R 5 umožňuje měnit napětí v rozsahu několika mV dopřibližně – 1 V.Obr. 104.: Obvod záporného stejnosměrného předpětí.Napájení mikrovlnných obvodů lze provést přes vysokoimpedanční úsek vedení dlouhý λ/4, tentvoří napájecí tlumivku, obr. 105. Vedení dlouhé λ/4 je známé jako impedanční transformátor. Je-li nakonci vedení zkrat, je na vstupu nekonečná impedance. Pokud tuto impedanci připojíme k impedanciblízké 50 Ω, nedojde k jejímu ovlivnění. Tlumivka je vysokofrekvenčně uzemněna kapacitou. Pracujena principu transformace impedance. Tato kapacita nemusí být veliká, avšak musí být kvalitní. Protose na vysokých kmitočtech realizuje jako “praporek“ dlouhý opět λ/4. Klasické SMD kondenzátorynemají takovou jakost. Za touto tlumivkou obvykle následuje malý rezistor a poté blokovací SMDkondenzátor. Uvedená konfigurace vyhovuje i jako blokování na nižších kmitočtech.86

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzObr. 105.: Vysokofrekvenční blokování. [2]V základním blokovém schématu, na začátku této práce, je naznačeno, že stejnosměrnénapájení pro přijímací a vysílací část je přepínáno podle provozu. Znamená to, že v čase příjmu jenapájena přijímací část a vysílací je nenapájena. Při vysílání je situace opačná. Trvale napájeny jsoujen MMIC zesilovač před směšovačem v části LO a vstupní GaAs FET transistor má přivedeno zápornépředpětí pro nastavení pracovního bodu.Tranzistor Q 1 slouží k přepínání + 5 V při příjmu a Q 2 při vysílání. Jelikož je odběr vysílací částivětší, je tranzistor Q 2 zvolen jako výkonnější. Vyhovuje FET tranzistor s kanálem typu P. Při uzemněníbáze tranzistoru se stane vodivým a tranzistor Q 1 je naopak rozepnut. Úbytky napětí nastabilizátorech jsou rozloženy postupně na více stabilizátorů. První IC10 stabilizuje vstupní napětí na8 V, které je použito i pro napájení LO části. IC7 stabilizuje napětí na 5 V pro přijímací a IC9 provysílací část. Bohužel se jedná o lineární stabilizátory, kde jsou úbytky napětí přeměněny na teplo.S výhodou by bylo lepší použít spínané stabilizátory pro zvětšení účinnosti zařízení. Tyto stabilizátoryby ovšem bylo nutné ošetřit proti pronikání kmitočtu měniče do VF částí zařízení a tím k degradaciparametrů.Obr. 106.: Stejnosměrné napájení.Obr. 106 představuje připojení stejnosměrného napájení k VF částem. Levá část znázorňujeobvod nastavení předpětí vstupního GaAs FET tranzistoru. Napětí se nastavuje trimrem R 11 a je87

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzpřivedeno přes vysokofrekvenční mikropáskovou tlumivku s blokovacím praporkem. Napětí U DS musíbýt podle katalogového listu omezeno na maximální hodnotu + 3 V. Po překročení této hodnotymůže dojít k poškození tranzistoru. Napětí je omezeno zenerovou diodou D 2 . MMIC zesilovače HittiteHMC 320 vyžadují napájecí napětí + 3 V. Napětí je opět omezeno zenerovou diodou a úbytky narezistorech. Napětí jsou filtrována kondenzátory s kapacitoru 1 nF, případně 1 µF. Pravá část jenapájení vysílací části. MMIC zesilovače HMC 407 jsou napájeny + 5 V s omezením přes diodu D 7 ,limitní napětí těchto MMIC zesilovačů je 5,5 V. Zesilovač za směšovačem, mezi filtry, je napájenpřímo 5 V přes ochranný rezistor R 19 s hodnotou 10 Ω.Obr. 107.: Schéma připojení ss napětí k zesilovacím stupňům.88

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHz11 Návrh plošného spojeNávrh plošného spoje byl proveden v programu Eagle CAD soft. Celkové schéma mikrovlnnéčásti transvertoru je na obr. 110. Strana součástek navrženého plošného spoje je na obr. 108. Deskaplošného spoje je realizována z materiálu Arlon 25N tloušťky 1,524 mm s E r = 3,38.Obr. 108.: Deska plošného spoje, pohled zespod.Osazení součástek je na obr. 109. Některé součástky jsou z vrchní strany, jako například hrníčkovéfiltry, stabilizátory napětí, atd.Obr. 109.: Deska plošného spoje, pohled na osazení.89

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzObr. 110.: Schéma transvertoru.90

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzPohled na osazený transvertor:Obr. 111.: Fotka osazeného transvertoru.Celkový pohled na část transvertoru shora:Obr. 112.: Fotka transvertoru.91

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHz12 Měření na realizovaném transvertoruPoužité přístroje pro měření realizovaného vzorku transvertoru:Spektrální analyzátor:Rohde&Schwarz FSL-6Generátor:Synthesized signal generátor HP-8672AMěřič výkonu: Powermeter Boonton 4220 + Power sensor Boonton 51100Útlumové články:MCL BW-N20W5 20 dB, BW-N10W5 10 dBNa mezifrekvenčním kmitočtu byla použita radiostanice Yaesu FT-817 s IF kmitočtem 146 MHz.12.1 Proměření přijímací mikrovlnné částiPo osazení součástek transvertoru jsem změřil přijímací mikrovlnnou část. Zkalibrovanýmspektrálním analyzátorem s generátorem byla proměřena cesta od vstupního SMA po vstupní portsměšovače RF. Zisk zesilovače je omezen selektivním filtrem, který udává tvar kmitočtovécharakteristiky. Podle obr. 113 je zisk na kmitočtu 5760 MHz více jak 29 dB. Potlačení zrcadlovéhokmitočtu je více jak 25 dB. I na tomto kmitočtu však přijímací řetězec vykazuje zisk přes 4 dB. Nadkmitočtem 5,9 GHz je zisk menší jak 0 dB.Obr. 113.: Měření mikrovlnné přijímací části.92

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHz12.2 Proměření mikrovlnné vysílací částiMěření mikrovlnné vysílací cesty je na obr. 114. Podle tohoto měření je zisk TX cesty 30 dB apotlačení zrcadlového kmitočtu lepší jak 46 dB. Předpokládaný zisk podle simulace byl 32 dB. Dopředpokladu jsem se celkem trefil. Potlačení zrcadlového kmitočtu je dáno dvěma hrníčkovými filtrys velkou selektivitou. Toto potlačení je pro naše účely dostatečné.Obr. 114.: Měření vysílací mikrovlnné části.Na obrázcích 115. a 116. je výstupní spektrum mikrovlnného signálu měřené spektrálnímanalyzátorem na výstupním SMA konektoru. Z prvního obrázku jsou patrné všechny tři signály:kmitočet oscilátoru, zrcadlový kmitočet a náš kmitočet 5760 MHz. Při měření byl mezifrekvenčnívysílač naladěn na kmitočet 146.0 MHz. Nejsilnější spektrální čára o úrovni 22 dBm je výstupní výkonpožadovaného signálu. O 40 dB je potlačen signál oscilátoru a o 49 dB signál zrcadlového kmitočtu.Z měření vyplývá:Výstupní výkon:Potlačení oscilátoru:Potlačení zrcadlového kmitočtu:P OUT = 22,1 dBmΔP LO = 40,5 dBΔP mirr = 49,6 dBPo optimalizaci koncového stupně:Výstupní výkon:Potlačení oscilátoru:Potlačení zrcadlového kmitočtu:P OUT = 26,1 dBmΔP LO = 51,6 dBΔP mirr = 59,7 dB93

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzObr. 115.: Výstupní spektrum vysílače transvertoru.Na druhém obrázku je patrnější vyšší úroveň výstupního výkonu požadovaného kmitočtu5760 MHz a větší potlačení ostatních signálů. Toho bylo dosaženo doladěním výstupního MMICzesilovače přidáním měděného praporku o rozměrech 5 x 5 mm poblíž výstupního SMA konektoru.Výstupní výkon 26 dBm odpovídá přibližně 400 mW výkonu na impedanci 50 Ω.Obr. 116.: Výstupní spektrum vysílače transvertoru po optimalizaci.94

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzZ naměřených hodnot můžeme vypočítat účinnost vysílacího řetězce. Jelikož známe výstupnívýkon, potřebujeme vypočítat stejnosměrný příkon:VF výkon:Napájecí napětí:Klidový proud:Proud při vysílání:P VF = 400 mWU TX = 5 VI stb = 0,35 AI TX = 0,80 AStejnosměrný příkon při klidových proudech:(12.1)Stejnosměrný příkon při vysílání a výstupním výkonu P OUT = 400 mW:(12.2)Účinnost vysílače:(12.3)Z výpočtu vychází účinnost vysílací části pouze 10 %. Tato hodnota je velmi malá a je dánapředevším poměrem klidových proudů a přírůstku proudů potřebných k získání vysílacího výkonu400 mW. Příkon zesilovačů 1,75 W je jen pro nastavení pracovních bodů. To je věc daná výrobcipoužitých MMIC zesilovačů. Ty jsou navrženy pro práci v lineárním režimu, a proto je i odebíranýklidový proud větší. Jejich hlavní užití je dnes v systémech WLAN, kde se používají vícestavovémodulace, které potřebují maximální linearitu zesilovačů pro zajištění co nejmenšího zkreslení připrůchodu.95

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHz12.3 Proměření obvodu mezifrekvenceZde je proměřena přijímačová cesta mezifrekvenčního řetězce. Obsahuje přepínací relé,odporový trimr pro regulaci přijímací úrovně a přizpůsobovací článek směšovače. Z měření na obr.117 je vidět, že průchozí útlum je 1,96 dB. Filtr u směšovače omezuje třetí harmonickoumezifrekvenčního signálu o více jak 11 dB. Nižší kmitočty jsou potlačeny více.Obr. 117.: Měření mezifrekvenčního obvodu.12.4 Vliv spodního víčkaPři měření realizovaného transvertoru bylo zjištěno, že při zavíčkování spodní strany boxudochází k oscilacím jak přijímače, tak vysílače. Tyto oscilace jsou nejspíš způsobeny vznikem vazbymezi vstupy a výstupy MMIC zesilovačů. Tyto zesilovače mají v kaskádním zapojení velký zisk auzavřením boxu vzniká nad plošným spojem dutina, která se může chovat jako vlnovod či rezonátor.Řešením problému je použití speciální tlumící hmoty, která se nalepí na spodní víčko. V praxi postačínalepení tlumící hmoty pouze nad zesilovače a tím zvětšit izolaci mezi vstupy a výstupy.96

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHz13 Porovnání výsledkůV této práci jsme na jednu stranu navrhovali a simulovali obvody a celé zařízení, v druhé částiměřili realizovaný vzorek. Závěrem provedu diskuzi mezi rozdíly simulace a měření.Přijímací částparametr silumace měření rozdíl[ dB ] [ dB ] [ dB ]Zisk 40,2 29,9 -10,3Tab. 1: Porovnání mikrovlnné přijímací části.Konverzní zisk RXparametr silumace měření rozdíl[ dB ] [ dB ] [ dB ]Zisk 26 18 -8Tab. 2: Porovnání konverzního zisku přijímací části.Vysílací částparametr silumace měření rozdíl[ dB(m) ] [ dB(m) ] [ dB ]Zisk 32 30,7 -1,3Výst. výkon 22 22 0Tab. 3: Porovnání vysílací části.Z porovnání jistě vyplývá, že simulace počítají velmi „optimisticky“. Uvažují ve výpočtechnejlepší hodnoty, jako například nejvyšší udávaný zisk, a proto jsou simulované parametry lepší než-lity naměřené. Přijímací mikrovlnná část vykazuje rozdíl 10,3 dB, konverzní zisk je horší o 8 dB a vysílacíčást má zisk menší o 1,3 dB. Výstupní výkon je stejný, jako předpokládala simulace. Důvodem můžebýt větší výstupní výkon ze směšovače, než je předpokládáno ve výpočtu. I přes rozdíly mezi simulacía měřením jsou hodnoty dostatečné a splňují zadané požadavky.97

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzZávěrÚkolem této práce bylo teoreticky rozebrat postup řešení zadaní. Rozdělení na dílčí části anávrh jejich řešení.Zaměřil jsem se na problematiku základního oscilátoru, na možná řešení, na vlastnostioscilátorů a srovnání s našimi požadavky. Tímto postupem byl vybrán a navržen krystalový oscilátor,který tvoří část nazvanou základní oscilátor.Dalším krokem bylo vyřešení problému, jak získat kmitočet potřebný pro směšovač. Byl taknavržen násobič kmitočtu, který se skládá z aktivních násobících stupňů. U těchto stupňů bylyvypočítány pracovní body tranzistorů a následně provedeno měření. Násobící stupně jsou oddělenypásmovými filtry.Pásmové filtry byly realizovány jako dvě rezonanční cívky volně vázané v rezonančním boxu.Tyto filtry se nazývají helixové. Na výstupu násobiče byl použit vysoce selektivní filtr s rezonančnídutinou, jedná se o hrníčkový filtr. U realizovaných filtrů bylo provedeno měření a diskuzes očekávanými vlastnostmi. Pásmové filtry splňují požadavky.Celý navržený řetězec oscilátoru splňuje požadavky na čistotu výstupního spektra i navýstupní výkonovou úroveň, a pro zvýšení stability kmitočtu by bylo možné oscilátor doplnit oněkterou z uvedených možností, která by vedla ke zlepšení.Výběr směšovače je další podstatná část. Po rozboru možností realizace bylo přistoupenok použití dvojitě vyváženého diodového směšovače integrovaného v pouzdru MSOT8.Následoval návrh přijímací mikrovlnné části. Pomocí programu Ansoft Designer bylo navrženoimpedanční přizpůsobení vstupního tranzistoru. Důraz byl kladen na získání minimálního šumovéhočísla. Následují monolitické integrované zesilovače s dobrým ziskem a šumovým číslem. Tyto obvodyjsou vnitřně impedančně přizpůsobeny. Podle simulace má být zisk přijímací mikrovlnné části40,2 dB. Změřený zisk na realizovaném transvertoru je 29,9 dB, rozdíl činí 10,3 dB v prospěchsimulace. Konverzní zisk přijímače, čili zisk včetně směšovače a mezifrekvenčních obvodů, byl změřenna 18 dB. Simulací byl vypočten na 26 dB. Je tedy opět menší, zde o 8 dB.Vysílací mikrovlnná část zesiluje signál ze směšovače na potřebnou výstupní úroveňz transvertoru. Výstupní výkon jsme uvažovali alespoň 20 dBm. V této části je zařazen druhýselektivní filtr, který omezí signál oscilátoru a zrcadlový kmitočet. Simulací řetězce s MMIC zesilovačibyl vypočten zisk 32 dB. Podle měření má zesilovač zisk 30,7 dB. Rozdíl je 1,3 dB. Výstupní výkon bylzměřen 22 dBm. Při pokusu o doladění výstupního koncového zesilovače byl naměřen výstupní výkonaž 26 dBm. Potlačení lokálního oscilátoru je lepší jak 40 dB, resp. 51 dB po doladění PA. Potlačenízrcadlového kmitočtu je lepší jak 49 dB, resp. 59 dB. Tyto hodnoty jsou dostatečné.Samostatnou část tvoří napájecí obvody, stabilizátory potřebných napětí a zápornéhopředpětí.Mezifrekvenční obvod ochraňuje směšovač před zničením, umožňuje nastavit optimálníúroveň buzení směšovače a případně úroveň přijímaného signálu.Díky této práci jsem se blíže seznámil s postupem návrhu a simulací mikrovlnných obvodů.Využil jsem moderní integrované součástky a ověřil jejich jednoduchou aplikaci do mikrovlnnýchobvodů.98

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzSeznam zkratekRXTXLOIFSSBPLLYIGDROVCOPWMGSPBWQPřijímačVysílačLokální oscilátorMezifrekvenční kmitočetSignál s jedním postranním pásmemObvod fázového detektoruRezonátor z feromagnetického materiáluDielektrický rezonátorNapětím řízený oscilátorPulsně šířková modulaceSatelitní systém přesného času a určování polohyŠířka pásmaJakostMMIC Monolitický integrovaný obvod (zesilovač), (Monolithic Microwave Integrated Circuit)PPSVCXOIMdBmPuls za sekunduNapětím řízený oscilátor s krystalemIntermodulační odolnostVýkonová úroveň vztažená k 1 mW.99

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzLiteratura[1] HANUS, S.; SVAČINA, J.: Vysokofrekvenční a mikrovlnná technika.Brno: Skripta FEKT VUT v Brně, 2002. 210 s. ISBN 80-214-2222-X.[2] VÁGNER, P.: PLL syntetizátor v pásmu X. Diplomová páce, Brno 2005[3] CALIFORNIA EASTERN LABORATORIES, AN1035: “Design Considerations for a Ku-Band DROin Digital Communication Systems”[4] DOBEŠ,J.; KOLEKTIV: Amatérská radiotechnika a elektronika *2.díl+.Praha: tiskárna Naše vojsko, n.p. v Praze 1986; 28-092-86[5] DOBEŠ,J.; KOLEKTIV: Amatérská radiotechnika a elektronika *3.díl+.Praha: tiskárna Naše vojsko, n.p. v Praze 1988; 28-098-88[6] WADE,P.: Pipe-cap filters revisited.2008, http://www.w1ghz.org[7] MILLER,J.: Simple GPS stabilized 10MHz oscillator.2007 Dec 30, www.jrmiller.demon.co.uk[8] SUMMERS,H.: GPS frequency reference.2007, http://www.hanssummers.com[9] KUTÍN, P.: Lokální oscilátor konvertoru pro pásmo 24 GHz.Diplomová páce, Brno 2002[10] BIOLEK, D.;HÁJEK, K.;KRTIČKA, A.: Analogové elektrické obvody.Brno: Skripta FEKT VUT v Brně, 2007.[11] NITSCHKE,U.: 60°OCXO dy DF9LN (90-140 MHz).Dostupné na adrese: http://www.dl6nci.de/ocxo.htm[12] ŠVÁBENÍK, P.: Synchronizace času pomocí GPS. Diplomová páce, Brno 2010[13] SKYWORKS, AN1008: Coaxial resonators for VCO applications. Trans-Tech, March 2007[14] JUGES,D.: Pipe Cap Filters for Microwave Applications.Dostupné na adrese: http://www.ko4bb.com/[15] KUHNE,M.: KIT 5,7 GHz 57 G2.Dostupné na adrese: http://www.kuhne-electronic.de[16] DOAKKAEW,D.: SINGLE-BALANCED DIODE MIXER USING DEFECTED GROUND STRUCTUREFOR WIRELESS APPLICATIONS. SIRINDHORN INTERNATIONAL THAI-GERMAN GRADUATESCHOOL OF ENGINEERING. 2006. ISBN 974-1908-46-6[17] Katalogové listy Hittite. HMC 407, HMC 311, HMC 218, HMC 313, HMC 320.Dostupné na adrese: http://www.hittite.com100

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHz[18] GREENMAN, M.: Simple GPS disciplined reference.Dostupné na adrese: http://www.qsl.net/zl1bpu/[19] DANEK, K. Moderní rádiový přijímač. Praha: BEN - technická literatura, 2005.[20] The ARRL Handbook for Radio Communications. Newington: ARRL Publisher, 2003.[21] KUHNE,M.: Transverter for5.7 GHz. Technical reports: DUBUS 3/1991[22] Katalogový list firmy NEC : NE32584C: ULTRA LOW NOISE PSEUDOMORPHIC HJ FET[23] ŠÍR,P.: Radioamatérské konstrukce pro mikrovlnná pásma.Nakladatelství BEN, ISBN 80-7300-014-8, Praha 2001101

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzPřílohyVyrobený a postříbřený plošný spoj včetně prokovů, postříbřených hrníčků a budících antének102

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzMožné zlepšení: 5,7 GHz LNA, G = 16,5 dB, NF = 1,1 dB103

Mikrovlnný transvertor z 5760 MHz na 146 MHzMožné zlepšení: 5,7 GHz POUT > 1 W104