sistemas de comunicaciones electrónicas - Universidad de Oviedo

UNIVERSIDAD DE OVIEDO
SISTEMAS DE COMUNICACIONES
ELECTRÓNICAS
Por: Alberto Martín Pernía
1

INTRODUCCIÓN
Telecomunicación: es toda emisión, transmisión y recepción de signos,
señales, escritos e imágenes, sonidos e informaciones de cualquier naturaleza,
realizadas por hilo, radioelectricidad, medios ópticos u otros sistemas
electromagnéticos
Modelo de un sistema de telecomunicación:
Fuente
origen
Procesador
de emisión
Medio de
transmisión
Procesador
de
recepción
Destino
Perturbaciones
Medios de transmisión:
Naturales: Atmósfera, agua, tierra, etc.
Artificiales: Cables, guías de onda, fibras ópticas, etc.
2

Características del medio de transmisión
Atenuación
PT
A = 10log
P
R
[ dB]
P T : señal transmitida
P R : señal recibida
P
3 dB T P (mW)
⇒ = 2 P dBm
= 10log [ dBm]
P
1 mW
R
Distorsión: el medio de transmisión no es lineal y actúa distorsionando la señal
a) modificando las características de la atenuación con la frecuencia
b) generando frecuencias no presentes en el emisor.
Interferencias: señales de naturaleza similar o de frecuencia próxima a la señal
a transmitir.
Ruido: señales indeseables que se suman a la señal útil.
Ruido térmico, ruido atmosférico, ruido ambiental
3

Descripción de una señal en el dominio de la frecuencia
T o
A
Descomposición en
armónicos de Fourier
f o
Ancho de banda
Pot/Pot media
0dB
-3dB
BW
f
4

Mensajes:
1 kHz
35 kHz
evolución temporal
Espectro de la voz humana
Interesa tener una alta relación señal/ruido
ρ = 20·log
señal
ruido
[dB]
5

Ondas electromagnéticas (espectro):
A mayor λ menor energía y a mayor Frec. mayor energía
6

Ondas electromagnéticas:
Se componen de dos campos (E, H) perpendiculares entre si y que
a su vez son perpendiculares a la dirección de propagación
Velocidad de propagación C=λ·Frec
(C=3·10 8 m/s)
7

Ondas electromagnéticas:
Campo magnético:
Campo eléctrico:
+ -
I
E
8

Ondas electromagnéticas:
A
Φ
e(t)
T
t
λ = C·T
T = 1/ f
C = λ·f
Polarización de las ondas electromagnéticas:
Polarización vertical
-
E
Polarización horizontal
E
dirección de
propagación
-
+
H
H
dirección de
propagación
+
9

Antena resonantes:
Su longitud es un múltiplo entero de la semilongitud de onda
λ
long = n· n= 1,2,3...
2
c
f = ⇒ long =
λ
150
n·
f (MHz)
A mayor frecuencia menor
tamaño de antena
[m]
Diagrama de radiación
de una antena.
10

Sistemas de comunicación:
Atendiendo a la señal portadora se clasifican en :
A) Sin portadora (ej. Código Morse)
La señal transmitida esta constituida directamente por la información
Telégrafo
eléctrico
B) Con portadora
La información esta contenida en una onda de alta frecuencia.
Para ello se modificarán alguno de los parámetros de la onda portadora.
Denominaremos:
Moduladora: a la señal que contiene la información (baja frecuencia)
Portadora: la señal que transporta la información (alta frecuencia)
11

Sistemas de comunicación:
A
e(t)
T
Portadora
t
e(t) =
A·sen(wt
2· π
w = 2· π·f
=
T
+ Φ)
=
Asen Ψ(t)
Φ
Técnicas de modulación Analógica
- Modulación de amplitud (AM):
la información se incorpora modificando A
- Modulación angular
Frecuencia modulada (FM): modificamos (w·t)
Fase modulada (PM):
modificamos (F)
12

Modulación de amplitud (AM)
u
u
C
f (t)
f (t)
Indice de
m
m
(t)
(t)
Onda
=
=
=
=
=
A
A
AM
[ A ]
C
+ k
a·u
m(t)
A ·1 [ + m·cos(w t) ]
C
k
a·A
A
C
C
m
·cos(w
·cos(w
mod ulación
m
· 100
c
t)
m
t)
·cos(w
m
C
t)
·cos(w
C
t)
13

Modulación de amplitud (AM)
Si m>100%
distorsión
14

Modulación de amplitud (AM)
f (t)
=
A
C
·cos(w
C
t) +
m·A
2
C
·cos[(w
C
+
w
m
)t] +
m·A
2
C
·cos[(w
C
−
w
m
)t]
1
m/2
w C
-w m
w C
w C
+w m
w=2πf
1
m/2
Voz: 300 - 3300 Hz
f m1 =300 f m2 =3300 Hz
f C
-f m2
f C
-f m1
f C
f C
+f m1
f C
+f m2
f
BW = f + f − (f − f ) =
C
m2
C
m2
2· f
m2
Banda lateral inferior
Banda lateral superior
15

Modulación de amplitud (AM)
Doble banda lateral sin portadora (DSB)
1
m/2
5 W
m=1
1.25 W 1.25 W
- Se reduce la energía emitida
w C
-w m
w C
w C
+w m
w=2πf
Se elimina la portadora
m
4
m
4
2
2
P
LSB
= · PC
P
USB
= · PC
P
C
=
⎛V
⎜
⎝
C
2 ⎟ ⎞
⎠
R
2
Valor eficaz
16

Modulación de amplitud (AM)
Banda lateral única (SSB)
1
m/2
5 W
m=1
1.25 W 1.25 W
Podemos transmitir
a) la banda superior: USB
b) la banda inferior: LSB
c) las dos bandas con información
diferente: (BLI)
Banda lateral independiente
w C
-w m
w C
w C
+w m
w=2πf
Se elimina la portadora y
una banda.
17

Comunicación a través de la atmósfera
Teléfono
Amplificador Antena Antena
Amplificador
Teléfono
c
150
f = ⇒ long = n· [m] Antena resonante
λ
f (MHz)
Para transmitir la voz (300-3300 Hz) directamente
la longitud de la antena sería de 300 Km
Si incluimos una portadora de alta frecuencia
el problema se minimiza
18

Modulación de amplitud (AM)
19

Generación de doble banda lateral sin portadora (DSB)
Mezclador de diodo balanceado
D1
Portadora
D2
f m
D3
V O
V o
D4
f C
Semiciclo positivo
Semiciclo negativo
D1
D2
f m
V O
f m
D3
V O
D4
+
f C
-
-
f C
+
21

Circuito Integrado SA602A
mezclador doblemente balanceado
8
7
6
5
V CC
REGULADOR
DE TENSIÓN
OSCILADOR
TIERRA
1 2 3 4
Mezclador para modulación en AM: V RF :moduladora y V LO :portadora
Mezclador para demodulación en AM: V RF :señal de radio y V LO :portadora
22

Demodulación AM
Germanio
C2
Elimina la componente DC
V RL
AM
R
C1
R L
Filtro
V C1
(t)
23

Modulación FM
u
u
C
m
m
f
f
C
m
C
m
m
Onda FM
f (t) = A ·cos(w
Desviación en frecuencia
δ =
(t) =
(t) =
k
·A
A
k
f
·A
w
m
·cos(w
c
c
m
m
Indice de mod ulación
=
A
·cos(w
t
t
+
+
t)
k
f
·A
w
f
m
m
·sen(w
·sen(w
m
t))
m
t))
24

Modulación FM
Espectro de una onda modulada en frecuencia:
f (t) : A
C
⎡J
· ⎢
⎣J
0
1
(m)
Ct
+ J1(m)
[ sen(w
C
+ w
m
)t − sen(w
C
− w
m)t]
+ ⎤
[ sen(w + 2·w )t − sen(w − 2·w )t] + ...
⎥ ⎦
(m)·sen w
C
m
C
m
Funciones de Bessel
m f
25

Modulación FM
Coeficientes de Bessel
26

Modulación FM
Características:
- Mayor insensibilidad al ruido
- Mayor calidad de sonido
- Ocupa más ancho de banda que AM
- Toda la energía transmitida en FM contiene información
- Los circuitos de modulación y demodulación son mas complejos que en AM
- Se generan más armónicos que en AM por lo que las frecuencias utilizadas
han de ser superiores (MHz)
- Se propaga por onda directa
- El espectro es simétrico respecto a la portadora
A
BW
Se puede estimar el ancho de banda:
BW=2·N·fm
N:número de coef. Bessel considerados
Formula de Carson:
f C
f
BW≈2·f m·(1+m f )
27

Comparación de las señales de FM y AM
28

Generación FM
SONIDO
C
L
OSCILADOR
LC
FM
MICRÓFONO
1
f C
=
2· π L·
C
Como condensador variable
se suele utilizar un diodo varicap
29

Demodulación de FM
R
i
FM
L
+
u L
=2·π·f·L·i
(señal AM)
-
D
Demodulador de
AM
Detector de pendiente balanceado
Amp.
FM
L a
C
+
V i
(señal AM)
-
D
Circuito resonante
Demodulador de
AM
f C
+ - Δf
f R
30
f

Demodulación de FM con lazo de fase cerrada
FM
Detector
de fase
v d
Filtro
pasa-bajos
Amplificador
k a
v sal
Salida
demodulada
al audio
f o
Oscilador
controlado por
tensión
Este tipo de demoduladores se realiza con circuitos integrados
(PLL) como por ejemplo el XR-2212
31

Demodulación de FM con lazo de fase cerrada
32

Demodulación de PM
PM
FM
33

34
m
p
p
m
p
c
C
·A
k
m
mod ulación
Indice de
t))
·sen(w
m
t
·cos(w
A
f (t)
PM
Onda
=
+
=
m
m
f
f
m
f
c
C
w
·A
k
m
t))
·sen(w
m
t
·cos(w
A
f (t)
FM
Onda
=
+
=
Comparación FM-PM

Receptor superheterodino
AMPLIFICADOR
DE RF
MEZCLADOR
AMPLIFICADOR
DE F.I.
(Muy selectivo)
DETECTOR
AMPLIFICADOR
B.F.
OSCILADOR
LOCAL
SINTONÍA
Mezclador: circuito no lineal capaz de generar una señal de F.I.
modulada igual que la señal de R.F.
Oscilador local: proporciona una señal de F.I. (455 kHz (AM) 10.7MHz (FM))
por encima o por debajo de la señal sintonizada en R.F.
35

Receptor superheterodino
R.F.
1000 kHz
Amp.
R.F.
f i
f o
f o
fi
f i
+f o
f i
-f o
Oscilador
local
(1455 kHz)
1000 kHz
1455 kHz
455 kHz
2455 kHz
.
.
.
455 kHz
Amplificador
de F.I.
F.I.
A la salida del filtro F.I. Tendremos la misma información que
en la entrada (misma modulación) pero trasladada a frec. Intermedia.
Para cambiar de emisora cambiamos la frecuencia del oscilador local
36

Receptor superheterodino
R.F.
1000 kHz
Amp.
R.F.
f i
f o
f o
fi
f i
+f o
f i
-f o
F.I.
455 kHz
Oscilador
local
(1455 kHz)
Amplificador
de F.I.
Frecuencia imagen: existen otras frecuencias que mezcladas con f o
dan como resultado la frec. Intermedia (ej. f i =1910 kHz; f i -f o =455kHz).
Sintonizaríamos otras emisoras también.
Para evitarlo el Amp de R.F. Debe rechazar la frec. Imagen y dicha
selectividad ha de ser variable. El circuito de rechazo de la frec.
Imagen ha de estar acoplado con el oscilador local.
37

Receptor superheterodino
La separación entre la frec. imagen y la frec. intermedia es = 2xF.I.
PROBLEMA:
Si queremos sintonizar 25 MHz la frec. imagen estaría en ≈26 MHz
(separación entre una frec y su imagen es 2·F.I.=1 MHz)
Nos encontramos con la frec. imagen muy próxima a la frec que
deseamos sintonizar
Solución:
a) aumentar la F.I. Esto complica el amplificador de F.I.
(son menos selectivo)
b) los circuitos resonantes han de ser muy selectivos (complicado)
(utilizar filtros a cristal ya que son muy selectivos)
38

Receptor superheterodino
c) Superheterodino de doble conversión
se utilizan dos etapas con dos frecuencias intermedias (F.I.):
- Una a 1,625 MHz más fácil de filtrar y seleccionar en la entrada
- otra a 455 kHz más baja para tener una mayor selectividad en el amplif. de F.I.
R.F.
Amp.
R.F.
f i1
f o1
F.I.
1,635 MHz
F.I.
455 kHz
f i2
f o2 Amplificador
Oscilador
local
(variable)
Amplificador
de F.I.
Oscilador
local fijo
(455 kHz)
de F.I.
Si queremos recibir 15 MHz el primer oscilador trabajaría a 16,625 MHz. La frec
imagen estaría en 15MHz+2·1,625 MHz=18,25 MHz suficientemente alejada para
ser filtrada en el amplif. de radio frecuencia.
39

Oscilador
E'
+
-
R
E
β
A
S
Sistema realimentado
S = A·E
R = S· β
'
E = E − S· β
E '
=
E
+ S· β =
S
A
+ S· β =
⎛1+
A· β
S· ⎜
⎝ A
⎞
⎟
⎠
A
'
=
S
'
E
=
⎛ A ⎞
⎜ ⎟
⎝1+
A· β ⎠
40

Oscilador
E'
A'
S
A
'
=
S
'
E
=
⎛ A
⎜
⎝1+
A· β
⎞
⎟
⎠
Realimentación negativa: 1 + A· β > 1⇒
A· β > 0
Realimentación positiva:
1 + A· β < 1⇒
A· β <
0
Sist. oscilatorio:
A·β
0 dB
1+
A· β
= 0 ⇒ A· β = −1
⎪⎧
A· β = 1
⇒ ⎨
o
⎪⎩ arg(A· β)
= 180
A·β
0
180
41

Oscilador
-1
β
A
S
1+
A· β
= 0 ⇒ A· β = −1
⎪⎧
A· β = 1
⇒ ⎨
o
⎪⎩ arg(A· β)
= 180
β
A *
S
Para que comience a oscilar
*
⎪⎧
A · β > 1
⇒ ⎨
*
⎪⎩ arg(A · β)
= 0
o
En baja frecuencia β se realiza con condensadores y resistencias.
En radio frec. suele realizarse con elementos reactivos.
42

Oscilador
R s
u e
A o·u e
R s
+
u A
Z e o·u p
u s
e
_
Z2
Z3
Z1
Z
p
=
Z1·(Z2
+ Z3)
Z + Z + Z
1
2
3
β
A
*
=
u
u
s
e
=
Zp
Ao·
R + Z
s
p
Z2
Z1
u eβ
u sβ Z3
eβ
2 3
β =
u
u
sβ
=
Z
Z3
+ Z
46

Condiciones de oscilación
*
⎪⎧
arg(A · β)
⎨ *
⎪⎩
A · β > 1
=
0
o
A
*
· β =
R
s
( Z + Z + Z ) + Z ( Z + Z )
1
2
A
o
·Z ·Z
3
1
3
1
2
3
Z i son números complejos sin parte real, y el producto de dos de estos complejos
es un real, luego:
Arg(A *·β)=0 ⇒ Z 1 +Z 2 +Z 3 =0, (es el único térmico con parte imaginaria)
En oscilación (Z 1 +Z 2 +Z 3 =0)
β
=
⎛
⎜
⎝
A
*
o 3
o 3
arg( A · ) arg
arg =
( Z + Z )
2
·Z
3
⎞
⎟ =
⎠
⎛ A ·Z
⎜
⎝ − Z1
⎞
⎟
⎠
0
o
Configuración en Emisor Común⇒A 0

Condiciones de oscilación
*
⎪⎧
arg(A · β)
⎨ *
⎪⎩
A · β > 1
=
0
o
A
*
· β
=
Ao·Z
Z
1
3
> 1
A >
o
Z
Z
1
3
Arg(A *·β)=0 ⇒ Z 1 +Z 2 +Z 3 =0 ⇒
−1
C ·w
1
o
−
C
2
1
·w
o
+ L·w
o
=
0
⇒
w
o
Frecuencia de oscilación
Aspectos constructivos:
- Condensadores tipo NPO, estiroflex
(C no depende de la Temperatura)
- Alimentaciones muy estables
48

Oscilador de Colpist
200k
R2
20k
R1
u s
Si L=1uH y fo=500kHz ¿C 1 ,C 2 ?
*
⎪⎧
arg(A · β)
= 0
⎨ *
⎪⎩
A · β > 1
o
A >
o
Z
Z
1
3
Z2
L
C1
C2
Z3
Z1
−1
C · w
w
1
2
o
=
o
1
−
C · w
1
L·
C
p
2
o
→
+
f
o
L·
w
o
=
=
2· π ·
0 ⇒
1
L·
C
p
L·
w
2
o
C1
+ C
=
C · C
= 500kHz
1
2
2
A
A
o
o
Z
>
Z
=
R
R
2
1
1
3
=
C
C
1
2
200K
=
20K
= 10
=
C
C
1
2
→
C
1
= 1uF,
C
2
= 110nF
49

OSCILADORES DE FRECUENCIA VARIABLE
50

Oscilador controlado por tensión
(utilización de diodos varicap)
51

Osciladores de cristal
- Basados en el efecto piezoeléctrico
- Tienen un comportamiento como bobina
en un margen de frecuencias muy estrecho.
- Se sustituye la bobina del Colpitts por el cristal.
- Tienen un comportamiento muy estable con la
temperatura
52

Cristales piezoeléctricos
53

Cristales piezoeléctricos
L
C o
R
C
54

Oscilador de precisión XR-2209
XR-2206 AM/FM, FSK,V/F, VCO
58

ICL8038
59

Oscilador controlado por tensión VCO
60

Generador de funciones de alta frecuencia
MAX-038
Margen de frecuencias: 0.1Hz-20MHz
Ciclo de trabajo ajustable 15%-85%
61

Mezcladores
f RF
f RF
+f o
f o
f RF
-f o
i D
i D
u GS
2
i
D
= k· u GS
V CC
w 1
w 2
+
i D
R
u S
u
GS
= A
1·sen(w1t)
+ A2·sen(w
2t)
-
62

Mezcladores
sen 2
x
1−
=
cos 2x
2
sen(a + b) = sen a·cos b + sen b·cosa
sen(a − b) = sen a + cos b − sen b·cosa
sen(a + b) + sen(a − b) = 2sen a·cos b
u
i
D
GS
=
= A ·sen(w t) + A
k·u
1
2
GS
=
k·
1
·sen(w
t)
[ A ·sen (w t) A ·sen (w t) 2·A ·A ·sen(w t)·sen(w t) ]
2 2
2 2
+
+
1
2
1
2
2
2
2·w 1 2·w 2 (w 1 +w 2 )y (w 2 -w 1 )
1
2
[ sen( (w + w )·t) + sen( (w w )·t)]
2·A 1·A
2·sen(w1t)·sen(w
2t)
= A
1·A
2·
1 2
1
−
2
1
2
U s =i D·R
La tensión de salida tendrá las frecuencias:
2·w 1 , 2·w 2 , (w 1 +w 2 )y (w 2 -w 1 )
63

Mezcladores
MOSFET de doble puerta
V cc
G 1
G 2
Podemos sustituirlo por un circuito
resonante que filtre las componentes
de alta frecuencia y solo pase w2-w1
64

Mezcladores
Mezclador con diodo
+
i D
V 1
=A 1·sen(w 1
t)
R
V s
i
D
V
S
= I
S
= i
⎛
· ⎜e
⎜
⎝
D
v
v
D
T
⎞
−1⎟
; v
⎟
⎠
·R = R k
V 2
=A 2·sen(w 2
t)
2
[ (v + v ) + k (v + v ) ]
1
T
v1
+ v2
⎛ ⎞
vT
iD
= IS·
⎜e
−1⎟
= k1(v1
+ v2)
+ k
2(v1
+ v
⎜ ⎟
⎝ ⎠
desprecienado términos de orden sup erior
1
= 26mV
2
2
1
2
2
)
2
+ ... (desarrollo de Tailor)
-
u D
No lineal
Aparecen: w 1 , w 2 , 2w 1 , 2w 2 , w 1 +w 2 , w 2 -w 1
65

Mezcladores
Mezclador balanceado
D1
V 1
i 1
i 2
D2
V S
R
V 2
desprecienado términos de orden sup erior
i
i
1
2
V
= k
S
= k
=
1
'
1
(v
(v
1
2
+ v
− v
) + k
) + k
( i1
− i2
)·R
=
R· ( k ·2v + k ·4v v )
⎧VS
=
1 1
⎪
⎨v1
= A
1·sen(w1t)
⎪
⎩v2
= A2·sen(w
2t)
2
1
2
'
2
(v
2
(v
1
2
+ v
− v
1
2
2
1
)
)
2
2
(desarrollo de Tailor)
(si los diodos son iguales k
i
= k
Aparecen: w 1 , w 1 +w 2 , w 2 -w 1
se ha eliminado w 2
'
i
)
66

Mezcladores
Mezclador en anillo o doblemente balanceado
D1
D2
f m
D3
V O
D4
f C
Circuito Integrado SA602A
mezclador doblemente balanceado
Aparecen: w 1 +w 2 , w 2 -w 1
se ha eliminado w 1 y w 2
V CC
REGULADOR
DE TENSIÓN
OSCILADOR
8
7
6
5
Se utilizan diodos schottky
TIERRA
1 2 3 4
67

Mezcladores
Oscilador que varíe entre 15 y 15.3 MHz
10 MHz
5 - 5.3
MHz
Mezclador
Filtro
15 - 15.3
MHz
68

Amplificador de frecuencias intermedias
Ha de ser muy selectivo.
Se realizara con varias etapas sintonizadas a la F.I.
Las bobinas se realizan con polvo de hierro o ferrita (toroides)
6 kHz
6 dB
455
kHz
f
LM3028
69

TRANSMISIÓN DIGITAL
70

TRANSMISIÓN DIGITAL
Se transmite la señal a intervalos regulares de tiempo
v(t)
v(t)
t
t
Tipos de modulación:
Cuantificada: la información se aproxima por un número finito de valores, PCM
No cuantificada: los parámetros que varían del impulso lo hacen de forma
continua en función de la información: PAM, PWM, PPM
VENTAJA: MAYOR INMUNIDAD AL RUIDO QUE LA TRANSMISIÓN ANALÓGICA
PERMITEN TRANSMISIONES A MAYOR DISTANCIA
Circuitería digital de escaso coste
Pulsos digitales pueden ser almacenados
Pueden aplicarse circuitos de detección y corrección de errores
71

MODULACIÓN POR AMPLITUD DE IMPULSOS (PAM)
v(t)
v(t)
t
t
Pulsos de muestreo
Entrada
analógica
C
Salida
PAM
Frecuencia de muestreo= 2· Frec. Máxima de entrada
72

MODULACIÓN POR ANCHURA DE IMPULSOS (PWM)
Se varía la anchura de los impulsos proporcionalmente al valor
instantáneo de la onda moduladora.
Presenta un rendimiento superior a PAM.
CLOCK IN
PWM
73

MODULACIÓN POR ANCHURA DE IMPULSOS (PWM)
Variable: Duración del pulso
constantes: Amplitud del pulso
Posición del pulso
74

MODULACIÓN POR POSICIÓN DE IMPULSOS (PPM)
Variable: Posición del pulso
constantes: Amplitud del pulso
Duración del pulso
Señal de
entrada
PWM d/dt Recortador Monoestable
PPM
75

MODULACIÓN POR CODIFICACIÓN DE IMPULSOS (PCM)
Convertidor A/D
5
3.75
2.5
1.25
(V)
11
10
01
00
t
Resolución
N: número de niveles
n: número de bits
V
2
max
n
Mínimo incremento de la variable analógica necesario ara modificar el bit menos significativo
76

MODULACIÓN POR CODIFICACIÓN DE IMPULSOS (PCM)
Ventajas:
- Permite efectuar numerosas transmisiones sin pérdidas por degradación
- Se presta para ser empleada en sistemas de multiplexado en el tiempo
Inconvenientes:
- Introduce un error ya que no se transmite el valor exacto,
sino el discreto más próximo
77

MODULACIÓN DIGITAL
Modulación por desplazamiento de amplitud (ASK)
* Características
-Portadora a frecuencia constante
-Fácil detección
-Fácil emisión
-Le afecta el ruido exterior
-Ancho de banda: doble de la señal de datos a transmitir
B: Baudios (bits por seg.)
T=2/B
v
v
am
m
⎡A
(t) = [ 1+
vm(t)
]·
⎢
·cos(w
⎣ 2
señal binaria mod uladora
C
⎤
t)
⎥ ⎦
78

MODULACIÓN DIGITAL
Sistemas digitales de portadora analógica
Modulación ASK (Amplitude Shift Key Modulation)
2
2
20
20
10
1
Vcuad()
t
Vmod2()
t
0
0
10
− 1
1
0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05
0 t
0.05
− 20
20
0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05
0 t
0.05
20
20
20
20
10
10
Vask()
t
0
Vaskdif()
t
0
10
10
− 20
20
0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05
0 t
0.05
− 20
20
0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05
0 t
0.05
79

Modulación por desplazamiento de amplitud (ASK)
El ancho de banda es inferior a FSK o PSK
pero la inmunidad al ruido es más reducida
BW=f o
Puede considerarse el ancho de banda igual a los baudios
Ej. 1200 baudios ⇒ ancho de banda BW=1200Hz
80

Demodulador (ASK)
Señal modulada
Señal demodulada
Detector de envolvente
81

Modulación por desplazamiento de frecuencia (FSK)
Señal
VCO
FSK
82

Modulación FSK (Frequency Shift Key modulation): Se puede ver como dos ASK
2
2
20
20
10
1
Vcuad()
t
Vfsk1()
t
0
0
10
− 1
20
20
1
0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05
0 t
0.05
− 20
20
20
0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05
20
0 t
0.05
10
10
Vfsk1()
t
0
Vfsk()
t
0
10
10
− 20
20
0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05
0 t
0.05
− 20
83
20
0 0.005 0.01 0.015 0.02 0.025 0.03 0.035 0.04 0.045 0.05
0 t
0.05

Modulación por desplazamiento de frecuencia (FSK)
Espectro
B: Baudios (bits por seg.)
f o =B/2 (frecuencia máxima de la moduladora
La frecuencia de la señal modulada puede variar ±Δf
El índice de modulación m f
será
Con el índice de modulación podemos identificar los
coeficientes de Bessel y deducir el ancho de banda:
La frecuencia central del BW será:
BW
f c
+
2
= f1
f 1

Amp
B
Δ
2 f
f1
f
Amp
Δf
Amp
+
fo
f
fo
BFSK=2( Δf + B)
f1
f
Δ
β =
B
FSK
Δf
B
= 2⋅
B ⋅(1
+ β )
Δf
= B
B
FSK
= 4⋅
B
Aunque F puede ser menor que B, el ancho de banda preciso es siempre mayor
que 2B
85

Modulación por desplazamiento de frecuencia (FSK)
Receptor: Demodulador PLL-FSK
FSK
Comparador de
fases
cc
Amp
Tensión de
error
Salida de datos
binarios
Oscilador
controlado por
tensión
(VCO)
PLL
Demodulador FSK no coherente
FSK
Divisor de
potencia
Filtro
pasabanda
Filtro
pasabanda
f s
f m
Detector de
envolvente
Detector de
envolvente
Salida de
datos
86

Modulación por desplazamiento de fase (PSK)
Ancho de banda BW=B
f o =B/2
87

Modulación por desplazamiento de fase (PSK)
Emisor PSK
Modulador balanceado
Oscilador
sen(w c
t)
Inversor
-sen(w c
t)
Multiplexador
Filtro
pasa-banda
PSK
Datos
binarios
D1
Oscilador de
portadora
D3
D4
Salida
modulada
Datos binarios
D2
88

Modulación por desplazamiento de fase (PSK)
D1
Datos binarios
+V (1 Lógico)
D2
D3
D4
Datos binarios
-V (0 Lógico)
89

Modulación por desplazamiento de fase (PSK)
Receptor PSK
PSK
+ - sen(w c
t)
Modulador
balanceado
(PRODUCTO)
s
Filtro
pasa-bajos
Convertidor
de
nivel
Datos
binarios
sen(w c
t)
Recuperación
coherente de
portadora
“1” Lógico
v
s
=
sen(w
C
t)·sen(w
C
t)
=
sen
2
(w
C
t)
=
1
2
−
1
·cos(2w
2
C
t)
Se filtra
2 1
vs = −sen(w
Ct)·sen(w
Ct)
= −sen
(w
Ct)
= − +
2
1
·cos(2w
2
C
t)
“0” Lógico
90

Recuperación coherente de portadora
PSK
Filtro
pasabanda
x 2
PLL
VCO
Salida
Divisor de
frecuencia
·/. 2
Portadora
recuperada
Entrada
salida = sen(w
C
salida = −sen(w
-V
Comparador de
fases
−π/2
+V
π/2
t)·sen(w
C
t)·
C
t) = sen
2
(w
C
t) =
1
2
−
1
·cos(2w
2
2
[ − sen(w t) ] = sen (w t) = − ·cos(2w t)
Filtro
Pasabajos
C
Amplificador
de
baja ganancia
C
1
2
1
2
C
t)
C
Se filtra
La fase del bloque x 2
se rastrea con el PLL
f i
ε XR-215
Salida de VCO
f o
=f n
+Δf
Oscilador
controlado por
tensión (VCO)
- Dos señales con igual fase tienen igual frecuencia
-Si f i
≠f o
; la tensión aplicada al VCO (ε) se modifica
hasta que ambas frecuencias se igualen (sist. Realimentado)
91

Estructura básica de un PLL
92

Estructura básica de un PLL
93

Respuesta temporal
94

100

Para tener buena estabilidad de frecuencia y también la posibilidad de tener saltos controlados,
se desarrollaron los sintetizadores de frecuencia
101

102

103

Modulaciones QPSK (Quadrature Phase Shift Keying)
Concepto de DIBIT
01
00
Vc( t)
= a ⋅cos(2⋅π
⋅ fc ⋅t)
+ b ⋅ sen(2⋅π
⋅ fc ⋅t)
DIBIT
Fase
a
b
00
01
10
11
π
4
3π
4
− 3⋅π
4
−π
4
+1
-1
-1
+1
+1
+1
-1
-1
10 11
104

Modulaciones QPSK (Quadrature Phase Shift Keying)
00 01 10 11
2
2
1.5
1
0.5
VQPSK2t ()
0
0.5
1
1.5
− 2
2
0 0.005 0.01 0.015 0.02 0.025 0.03 0.035 0.04 0.045 0.05
0 t
0.05
En general, QPSK
105

Modulación QAM (Quadrature Amplitude Modulation)
Vc( t)
= a ⋅cos(2⋅π
⋅ fc ⋅t)
+ b ⋅ sen(2⋅π
⋅ fc ⋅t)
hacemos variar su valor (en módulo)
Supongamos cuatro bits: separamos en dos grupos, que pasan a modular la fase y
cuadratura
Dibit
a
Dibit
b
00
1/3
00
1/3
01
-1/3
01
-1/3
10
1
10
1
11
-1
11
-1
106

107
-1
11
1
10
-1/3
01
1/3
00
a
Dibit
-1
11
1
10
-1/3
01
1/3
00
b
Dibit
-1
-1
1111
1
-1
1110
-1/3
-1
1101
1/3
-1
1100
-1
1
1011
1
1
1010
-1/3
1
1001
1/3
1
1000
-1
-1/3
0111
1
-1/3
0110
-1/3
-1/3
0101
1/3
-1/3
0100
-1
1/3
0011
1
1/3
0010
-1/3
1/3
0001
1/3
1/3
0000
b
a
Información

Mas distancia 16QAM que 16 QPSK
a
Resumen:
- Necesario reconstruir, Nyquist
- Generalmente, se muestrea (moduladora analógica portadora digital)
y se cuantifica, dando lugar a los PCM (PAM => PCM)
- Portadora analógica: ASK, FSK, PSK, QPSK y QAM
- Concepto de multibit: aumentamos la cantidad de información
- Diferencias QPSK y QAM
108

Antenas
I
H
R
r
R: resistencia a la radiación
r: resistencia ohmica
L
I
C
P i
[W]
Coeficiente de eficiencia de la antena
Potencia radiada
P
r
= ηP
i
η =
R
R +
r
109

λ/2
Polarización: depende de la posición del campo eléctrico respecto al suelo
polarización horizontal E paralelo a la tierra
polarización vertical E perpendicular a la tierra
110

T ma de reciprocidad
Los parámetros van a ser válidos para recepción
como para transmisión
111

Antena Isotrópica
Radia igual potencia en todas las direcciones “Pt”
d
Dp
=
Pt
S
=
Pt
4· π · d
2
[ W m ]
2
/
Si colocamos una antena receptora de área efectiva A a una distancia d
Pr
Pt·
A
=
2
4· π · d
[ W ]
El área efectiva de una antena isotrópica es:
2
λ
A =
4· π
Para cualquier otra antena de ganancia “Gr” respecto a la isotrópica :
2
λ
A = Gr·
4· π
Potencia radiada efectiva
Potencia recibida
Cociente entre potencia recibida y densidad de potencia
en el punto considerado.
ERP = G · P r e P e
: pot. Eléctrica en terminales
112

Bandas de frecuencia
113

Bandas de frecuencia
114

Ganancia de la antena
Ganancia de directividad:
Gd=Densidad de potencia en la dirección principal/Dp (isotrópica)
Para la misma potencia de emisión en ambas antenas
Gd= Potencia radiada por una isotrópica/ Pot. Radiada por la antena real
Con igual potencia de alimentación
Gd
=
4
3·10
Δϕ·
Δθ
Ganancia de potencia:
Δθ: anchura del haz en el plano vertical
Δϕ: anchura del haz en el plano horizontal
Gp=Densidad de potencia en la dirección principal/Dp (isotrópica)
Para la misma potencia de alimentación en ambas antenas
Gp= Potencia con que se excita una isotrópica/ Pot. De excitación de la antena real
Para la misma densidad de potencia en la dirección principal
Rendimiento de la antena η
Gp = Gd η·
η =
r
R
+
R
R: resistencia de radiación
r: resistencia ohmica
115

R: resistencia de radiación
Resistencia que disiparía una energía eléctrica igual a la E. radiada
R =
Potencia
2
I max
emitida
En el punto de alimentación
Antena receptora
Densidad de potencia recibida:
Impedancia característica del medio
En una antena isotrópica:
d: distancia
E: valor eficaz del campo eléctrico
recibido a una distancia “d”
Dp =
z
φ
E
max
z
φ
2
E μo
= = = 377 Ω
H ε
Pt Dp = =
4· π · d
o
2
E
2
377
[
2
w / m ]
2
/
[
2
w m ]
116

Antena receptora isotrópica
2
P E
[
2
w / m ]
t
= E [ mV / m]
=
π
2
d [ Km]
t
Dp =
4· · d
377
Antena receptora no isotrópica
30· P
[ w]
P t
= Gd·
P
P: potencia radiada
Pt: potencia radiada en la dirección principal
Modelo de antena receptora
R a :r+R
V γ
Receptor
z c
r: resistencia de pérdidas
R: resistencia de radiación
⎛ h ⎞
⎝ λ ⎠
2
R = = 80· π · [ Ω]
I: corriente en el punto de alimentación 2 ⎜ ⎟
Ej. Un hilo de corriente uniforme de 1 m de longitud tendría una resistencia de radiación
de 7,89 a 30 MHz y 789 a 300 MHz
P
I
2
117

Potencia transferida a la carga será:
P
e
P
e
V
R
22· c
=
( ) ( ) 2
En valor eficaz
Ra
+ Rc
+ xa
+ xc
Potencia disipada en la antena:
=
22·
( R + R ) + ( x + x ) 2
a
c
V
R
Altura efectiva “h e ”:
0 θ
I(x)
a
λ/2
a
c
h e
I ( x)
= I·
sen(
θ )
V
En valor eficaz
El área del rectángulo = área bajo la senoide ⇒
h e =λ/π
La tensión captada por el dipolo de media onda (V):
= E· h =
e
E·
λ·
G
π
En una antena adaptada Z a =Z C
*
V =
γ
E· λ·
G
2· π
118

Longitud de la antena:
c
150
f = ⇒ long = n· [m] Antena resonante
λ
f (MHz)
Carga de la antena:
Podemos aumentar la longitud eléctrica de una antena sin variar su longitud física
Cálculo mediante software
Bobina de carga
Antena con carga capacitiva
119

Líneas de transmisión
I
Z i
Línea de transmisión
Z O
V
Línea de transmisión
x
Onda incidente
Onda reflejada
V ( x)
I(
x)
=
= V · e
1
V
Z
1
φ
γ · x
· e
γ · x
+ V
2
V
−
Z
· e
2
φ
−γ
· x
· e
−γ
· x
V
1
V
=
+ Z
2
·
L φ
I L
V
2
V
=
− Z
2
·
L φ
I L
Si Z L =Z φ no existe onda
reflejada. Línea adaptadada
γ =
jw
LC
Línea sin pérdidas
120

Coeficiente de reflexión
Relación entre tensión incidente y tensión reflejada en ese punto
Γ =
z
z
i
i
−
+
z
z
*
O
*
O
Una línea de transmisión sin pérdidas
Z O
=
L
C
Una línea de transmisión esta adaptada si : Z O
=Z i
ROE
ROE (Relación de onda estacionaria ) es una medida de la energía enviada por el transmisor
que es reflejada por el sistema de transmisión y vuelve al transmisor. Se admite como máximo
Un ROE de 2, es decir un 12% de potencia perdida.
1+
ROE = 1 −
Γ
Γ
121

En la carga
V
Potencia transmitida “P T ” [ ]
1
2
P = P − P = 1−
Γ
T
i
r
2·
2
Z φ
P i
: Potencia incidente
P r
: Potencia reflejada
V
P i
=
2·
2
1
Z φ
P r
=
V
2·
2
1
Z φ
Γ
2
Pérdidas de retorno
P.
R.(
dB)
Pref
= 10log = 20log
Γ
P
inc
122

Problema: Una antena radia isotrópicamente, si E=50mV m -1
A una distancia 1 Km calcular:
a) potencia radiada
b) Resistencia de radiación si la corriente terminal de la antena es I=3.5A
Solución:
Dp
=
E
max
z
φ
2
2
2
[ w / m ]
a) P=2·π·r 2 ·Dp= 2·π·(10 3 ) 2·0.05 2 /377=41.7 W
b) P=I 2·R ; R=41.7/3.5 2 =3.4Ω
123