estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores cc - cc ...

UNIVERSIDAD POLITÉCNICA DE MADRID
ESCUELA TÉCNICA SUPERIOR DE INGENIEROS INDUSTRIALES
ESTUDIO Y ANÁLISIS DE SOLUCIONES
TOPOLÓGICAS DE CONVERTIDORES CC - CC
BIDIRECCIONALES PARA SU APLICACIÓN EN
VEHÍCULOS HÍBRIDOS
TESIS DOCTORAL
LUIS ALEJANDRO FLORES OROPEZA
Ingeniero Eléctrico por el Instituto Tecnológico de Aguascalientes, México
Para la obtención del Grado de Doctor Ingeniero Industrial
2004

DEPARTAMENTO DE AUTOMÁTICA, INGENIERÍA
ELECTRÓNICA E INFORMÁTICA INDUSTRIAL
ESCUELA TÉCNICA SUPERIOR DE INGENIEROS INDUSTRIALES
ESTUDIO Y ANÁLISIS DE SOLUCIONES
TOPOLÓGICAS DE CONVERTIDORES CC - CC
BIDIRECCIONALES PARA SU APLICACIÓN EN
VEHÍCULOS HÍBRIDOS
AUTOR: LUIS ALEJANDRO FLORES OROPEZA
Ingeniero Eléctrico por el Instituto Tecnológico de Aguascalientes, México
DIRECTOR:
ÓSCAR GARCÍA SUÁREZ
Doctor Ingeniero Industrial por la Universidad Politécnica de Madrid

Tribunal
Tribunal nombrado por el Magfco. Y Excmo. Sr. Rector de la Universidad
Politécnica de Madrid, el día 16 de diciembre de 2004.
Presidente:
Vocales:
Dr. Javier Uceda Antolín
Dr. Joseph Bordonau Farrerons
Dr. Juan Manuel Carrasco Solís
Dr. Arturo Fernández González
Secretario:
Suplentes:
Dr. Andrés Barrado Bautista
Dr.
Dr.
Realizado el acto de defensa y lectura de la tesis el día 26 de enero de 2005
en la E.T.S. Ingenieros Industriales.
CALIFICACIÓN:
EL PRESIDENTE
LOS VOCALES
EL SECRETARIO

A ti Sandra,
Gracias por compartir a mi lado y al lado de nuestras hijas los momentos de
felicidad y porque sin tu apoyo, amor y consejos en los momentos difíciles, no
lo hubiera logrado.
Te Ama
t.m.h.l.m.
A mis hijas Alexandra Valentina y Samanta Jacqueline, quienes solo
tenían papá por las noches y a veces fines de semana.
Papá
A mis padres María y Luis Rey, a mis hermanos Carlos, Lucy, Caro y Pepe
quienes toda la vida han creído en mí.
Gracias, también a mi segunda familia, en especial a Titi, Paty, Chela, a mis
suegros Celestina y Arnulfo a Isaías, a Ron, Pillo. A todos mis cuñados y
cuñadas sobrinos y sobrinas en México y en L.A. ya que también se
emocionaron como nosotros siempre que estuvimos en Madrid.
A nuestros amigos mexicanos y extranjeros con los que vivimos experiencias
inolvidables en este país. Gracias a todos.
A Dios que nunca se olvidó de nosotros.

Agradecimientos
Quiero agradecer a todo el personal de la DIE porque siempre me dieron un trato
que me hacia sentir como en casa. Siempre lo dije a mis amigos, en éste
departamento se vive como una familia, “La familia de la DIE”.
Quiero agradecer enormemente a mi director de tesis Oscar, gracias por tus consejos
comentarios y apoyo. Te agradezco todo el tiempo que me brindaste, ya que a pesar
de tus múltiples ocupaciones, siempre tuviste un espacio para mí. Admiro en ti, tu
alegría y sabiduría para conducir a las personas. Siempre tendrás en mí a un buen
amigo, gracias por todo.
Agradezco a todos los profesores del departamento José Antonio, Roberto, Pedro
Alou, Jesús, Tere, Edu (que por fin descansa de mis fotografías), Aparicio, Yago y a
los maestros de laboratorio Justo, Pedro y Alfonso. Gracias a Yolanda y Nieves por
su ayuda en todo momento. Gracias a Javier Uceda por su apoyo, confianza y
amistad, haré todo lo posible porque se sientan orgullosos de este estudiante.
Un especial agradecimiento a mis compañeros doctorándos por su ayuda y paciencia
Miguelón, Andrés, Ahmed, Pablo, Cristina, Marina, Ana, Mario, Fernando, Susana,
Yaser Arafat, Cony, Eduardo, Yana, Vlado y Jorge.
Quiero agradecer también la ayuda invaluable de José Manuel, juntos vivimos los
momentos más difíciles del proyecto HEV que dio como resultado una parte de mi
tesis.
No puedo dejar este espacio sin mencionar a cinco de los más cercanos amigos con
los que compartimos muchos momentos de angustia y felicidad. Almudena y Jesús,
Ángel y María y por último el amigo que siempre dejó de hacer lo que hacia para
ayudarme a mí y a mi familia, Felipe. No olvidaré los momentos que compartimos
juntos, gracias por las muestras de cariño cuando lo necesitamos y gracias por
siempre estar ahí, a pie de cañón.
Agradezco la hospitalidad de su país España, en el cual dejamos una parte de
nuestras vidas.
Agradezco también al gobierno de México por el apoyo brindado para realizar estos
estudios a través de los programas de becas para posgrado.
Madrid a 26 de enero de 2005

Índice
Índice
1 CONVERTIDORES BIDIRECCIONALES Y SU APLICACIÓN EN LOS
SISTEMAS DE ALIMENTACIÓN DE VEHÍCULOS HÍBRIDOS .................................... 1
1.1 CONVERTIDORES BIDIRECCIONALES ............................................................................ 1
1.1.1 Convertidor bidireccional sin aislamiento galvánico ......................................... 1
1.1.2 Convertidor bidireccional con aislamiento galvánico ........................................ 2
1.1.3 Convertidor bidireccional para altas potencias.................................................. 3
1.2 SISTEMA DE DISTRIBUCIÓN ELÉCTRICO EN VEHÍCULOS HÍBRIDOS ................................ 4
1.2.1 Sistema de distribución basado en celdas de combustible (Fuel Cells).............. 5
1.2.2 Sistema de distribución basado en baterías ........................................................ 6
1.2.3 Sistema de distribución basado en banco de condensadores "Ultra
condensador" ...................................................................................................................... 6
1.2.4 Modos de funcionamiento eléctrico de vehículos híbridos ................................. 7
1.3 EVOLUCIÓN DEL CONSUMO DE POTENCIA EN LOS VEHÍCULOS...................................... 9
1.4 PROBLEMÁTICA DEL BUS DE BAJA TENSIÓN Y ALTA POTENCIA .................................... 9
1.5 MOTIVACIÓN DE LA TESIS .......................................................................................... 10
2 ESTADO DE LA TÉCNICA EN CONVERTIDORES BIDIRECCIONALES......... 11
2.1 INTRODUCCIÓN .......................................................................................................... 11
2.2 REPASO DE CONVERTIDORES BIDIRECCIONALES ........................................................ 11
2.2.1 Convertidor doble puente completo bidireccional sin bobina .......................... 12
2.2.2 Convertidor doble medio puente bidireccional................................................. 14
2.2.3 Puente completo bidireccional con esquema unificado para conmutaciones
suaves y capacidad de arranque desde tensión cero en modo elevador ........................... 16
2.2.4 Convertidor medio puente y push-pull bidireccional ........................................ 18
2.2.5 Convertidor Flyback bidireccional ................................................................... 19
2.3 RESUMEN Y COMPARACIÓN ....................................................................................... 21
2.4 CONCLUSIONES.......................................................................................................... 25
3 CONVERTIDOR REDUCTOR–PUENTE BIDIRECCIONAL................................. 27
3.1 INTRODUCCIÓN .......................................................................................................... 27
3.2 CONVERTIDOR REDUCTOR-PUENTE “MODO REDUCTOR” .......................................... 28
3.2.1 Topología y formas de onda.............................................................................. 28
3.2.2 Funcionamiento en modo reductor ................................................................... 32
3.2.3 Corriente magnetizante en el transformador TR............................................... 33
3.2.4 Función de transferencia en modo reductor ..................................................... 38
3.2.5 Control del convertidor en modo reductor........................................................ 40
3.3 CONVERTIDOR REDUCTOR-PUENTE “MODO ELEVADOR”.......................................... 42
3.3.1 Etapa de arranque............................................................................................. 44
3.3.2 Etapa permanente o normal.............................................................................. 48
I

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
3.3.3 Transición Etapa de arranque - Etapa normal ................................................. 52
3.3.4 Función de transferencia en modo elevador..................................................... 57
3.3.5 Control del convertidor en modo elevador ....................................................... 60
3.4 CONVERTIDOR REDUCTOR-PUENTE “BIDIRECCIONAL" ............................................. 62
3.4.1 Análisis de la topología..................................................................................... 63
3.4.2 Penalización de la bidireccionalidad................................................................ 64
3.4.3 Diseño del convertidor para funcionar bidireccionalmente ............................. 65
3.4.4 Frecuencia de conmutación .............................................................................. 66
3.4.5 Cálculo de tensiones ......................................................................................... 66
3.4.6 Cálculo de la relación de transformación n TR ................................................... 67
3.4.7 Cálculo de corrientes ........................................................................................ 68
3.4.8 Cálculo de los condensadores........................................................................... 69
3.4.9 Cálculo del transformador y la bobina ............................................................. 70
3.4.10 Control del convertidor bidireccional............................................................... 71
3.5 DISEÑO Y PARTICULARIZACIÓN DEL CONCEPTO BIDIRECCIONAL ............................... 74
3.5.1 Cálculo de la relación de transformación n TR ................................................... 75
3.6 RESULTADOS EXPERIMENTALES 1 ER PROTOTIPO......................................................... 82
3.6.1 Resultados experimentales modo Reductor....................................................... 84
3.6.2 Resultados experimentales modo elevador ....................................................... 89
3.7 RESULTADOS EXPERIMENTALES DEL 2 O PROTOTIPO ................................................... 95
3.7.1 Resultados modo reductor................................................................................. 97
3.7.2 Resultados modo elevador .............................................................................. 103
3.7.3 Resumen del capítulo ...................................................................................... 108
3.8 COMPARACIÓN DEL CONVERTIDOR REDUCTOR-PUENTE BIDIRECCIONAL CON EL
ESTADO DE LA TÉCNICA ....................................................................................................... 110
3.9 CONCLUSIONES Y APORTACIONES DEL CAPÍTULO .................................................... 113
4 CONVERTIDOR PUENTE COMPLETO Y RECTIFICADOR DOBLADOR DE
CORRIENTE BIDIRECCIONAL ...................................................................................... 115
4.1 INTRODUCCIÓN ........................................................................................................ 115
4.2 PUENTE COMPLETO Y RECTIFICADOR DOBLADOR DE CORRIENTE "MODO REDUCTOR"
115
4.2.1 Topología y formas de onda............................................................................ 116
4.2.2 Corriente en las bobinas ................................................................................. 119
4.2.3 Control del convertidor en modo reductor...................................................... 119
4.3 PUENTE COMPLETO Y RECTIFICADOR DOBLADOR DE CORRIENTE "MODO ELEVADOR"
122
4.3.1 Antecedentes del convertidor en modo elevador............................................. 122
4.3.2 Topología y formas de onda............................................................................ 123
4.3.3 Funcionamiento modo "Normal" .................................................................... 124
4.3.4 Funcionamiento modo "Arranque" ................................................................. 130
4.3.5 Funcionamiento modo "Arranque – Normal" ................................................. 150
4.4 PUENTE COMPLETO Y RECTIFICADOR DOBLADOR DE CORRIENTE “BIDIRECCIONAL” 159
4.4.1 Análisis de la topología................................................................................... 160
II

Índice
4.4.2 Penalización de la bidireccionalidad.............................................................. 161
4.4.3 Devanados auxiliares en modo reductor......................................................... 162
4.4.4 Diseño del convertidor para funcionar bidireccionalmente ........................... 163
4.4.5 Cálculo de la relación de transformación n p .................................................. 163
4.4.6 Cálculo de tensiones ....................................................................................... 164
4.4.7 Cálculo de corrientes ...................................................................................... 165
4.4.8 Cálculo de los condensadores......................................................................... 166
4.4.9 Cálculo de transformadores............................................................................ 166
4.5 DISEÑO Y PARTICULARIZACIÓN DEL CONCEPTO BIDIRECCIONAL ............................. 167
4.5.1 Cálculo de las relaciones de transformación n p y n f ....................................... 168
4.5.2 Selección del arranque en modo elevador ...................................................... 174
4.5.3 Control del convertidor bidireccional............................................................. 175
4.6 RESULTADOS EXPERIMENTALES .............................................................................. 177
4.6.1 Resultados modo reductor............................................................................... 179
4.6.2 Resultados del funcionamiento permanentemente en el arranque .................. 184
4.6.3 Resultados modo elevador .............................................................................. 189
4.6.4 Resumen del capítulo ...................................................................................... 194
4.7 COMPARACIÓN DEL CONVERTIDOR PUENTE COMPLETO Y RECTIFICADOR DOBLADOR
DE CORRIENTE CON EL ESTADO DE LA TÉCNICA ................................................................... 197
4.8 CONCLUSIONES Y APORTACIONES DEL CAPÍTULO .................................................... 200
5 CONCLUSIONES......................................................................................................... 203
5.1 APORTACIONES ORIGINALES.................................................................................... 203
5.2 SUGERENCIAS PARA FUTUROS TRABAJOS................................................................. 206
6 REFERENCIAS............................................................................................................ 209
ANEXO I HOJA DE CÁLCULO CAPÍTULO 3 ............................................................... 215
ANEXO II HOJA DE CÁLCULO CAPÍTULO 4.............................................................. 255
ANEXO III ESQUEMÁTICOS Y LISTA DE COMPONENTES DE LOS
CONVERTIDORES DISEÑADOS ..................................................................................... 295
III

Índice de Figuras
Índice de Figuras
Figura 1.1 Convertidor reductor.................................................................................................. 2
Figura 1.2 Convertidor reductor bidireccional............................................................................ 2
Figura 1.3 Convertidor de retroceso "Flyback" .......................................................................... 3
Figura 1.4 Convertidor de retroceso "Flyback" bidireccional..................................................... 3
Figura 1.5 Convertidor bidireccional de alta potencia alimentado en corriente.......................... 4
Figura 1.6 Sistema de distribución eléctrico en vehículos híbridos ............................................ 5
Figura 1.7 Celda de combustible para bus de alta tensión (Cortesía Ballard Power Systems).... 6
Figura 1.8 Evolución de potencia en vehículos [8]..................................................................... 9
Figura 2.1 Convertidor bidireccional doble puente sin bobina ................................................. 13
Figura 2.2 Convertidor bidireccional basado en dos medios puentes ....................................... 15
Figura 2.3 Convertidor puente completo bidireccional con esquema unificado para
conmutaciones suaves y capacidad de arranque desde tensión cero en modo elevador.... 17
Figura 2.4 Convertidor Medio Puente y Push-Pull Bidireccional............................................. 18
Figura 2.5 Convertidor Flyback bidireccional .......................................................................... 20
Figura 3.1 Diagrama de bloques con los tres niveles de tensión V C , V bus y V B .......................... 28
Figura 3.2 Esquema del convertidor Reductor-Puente modo reductor ..................................... 29
Figura 3.3 Formas de onda del convertidor Reductor-Puente en modo reductor...................... 30
Figura 3.4 Ganancia del convertidor en modo reductor en función del ciclo de trabajo d y para
distintos valores de n TR ...................................................................................................... 31
Figura 3.5 Circuito equivalente del transformador para determinar la corriente magnetizante 34
Figura 3.6 Diagrama de bloques para estimar la corriente magnetizante I mag en TR................. 36
Figura 3.7 Circuito para estimar indirectamente la corriente magnetizante (I mag ) .................... 36
Figura 3.8 Señales del circuito para estimar la corriente magnetizante en el transformador TR y
para resetear el control del convertidor ............................................................................. 38
Figura 3.9 Convertidor Reductor-Puente con el transformador considerado como una ganancia
constante ........................................................................................................................... 39
Figura 3.10 a) Condensador de salida C Bp referido en V p de TR b) Circuito equivalente del
convertidor para obtener la función de transferencia ........................................................ 40
Figura 3.11 Diagrama de bloques para controlar el convertidor Reductor-Puente modo reductor
.......................................................................................................................................... 41
Figura 3.12 Diagrama de bloques del convertidor en modo elevador con los tres niveles de
tensión V B , V C y V bus .......................................................................................................... 42
Figura 3.13 Circuito del nuevo convertidor en modo elevador................................................. 43
Figura 3.14 Circuito equivalente para la etapa de arranque en modo elevador......................... 45
Figura 3.15 Formas de onda en el arranque del convertidor en modo elevador........................ 46
Figura 3.16 Ganancia del convertidor en el arranque del modo elevador................................. 47
Figura 3.17 Convertidor en modo elevador, etapa permanente ó normal ................................. 50
Figura 3.18 Formas de onda del convertidor etapa permanente o normal, modo elevador....... 50
Figura 3.19 Ganancia del convertidor en modo elevador para la etapa permanente o normal k N
en función del ciclo de trabajo y para distintas n TR ........................................................... 51
V

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
Figura 3.20 Ganancia del convertidor en modo elevador, etapa de arranque y etapa permanente
.......................................................................................................................................... 53
Figura 3.21 Ganancia del convertidor en modo elevador, etapa de arranque y etapa permanente
separadas y con distinta relación de transformación n TR ................................................... 54
Figura 3.22 Circuito electrónico para determinar la señal “M” a partir de un comparador con
histéresis de dos niveles de tensión y de un circuito combinacional................................. 56
Figura 3.23 Activación de la señal lógica de control “M” en función de los niveles de tensión
V B y V C y con el circuito comparador de dos niveles de tensión....................................... 56
Figura 3.24 Diagrama de bloques para el control del convertidor en modo elevador............... 62
Figura 3.25 Convertidor Reductor-Puente Bidireccional.......................................................... 63
Figura 3.26 Control del convertidor Reductor-Puente Bidireccional........................................ 72
Figura 3.27 Pulsos de control del convertidor Reductor-Puente Bidireccional en Modo
Reductor............................................................................................................................ 73
Figura 3.28 Pulsos de control del convertidor Reductor-Puente Bidireccional en Modo
Elevador ............................................................................................................................ 73
Figura 3.29 Esquema eléctrico del circuito de disparo para los MOSFETs M1 y M2.............. 74
Figura 3.30 Fotografía de la cara anterior y posterior del circuito de disparo de M1 y M2...... 74
Figura 3.31 Excursión del ciclo de trabajo para distintos valores de n TR .................................. 78
Figura 3.32 Máxima tensión de bloqueo para M3 - M6 y M11 en el convertidor Reductor-
Puente Bidireccional ......................................................................................................... 79
Figura 3.33 Pérdidas para 100kHz y n TR = 7............................................................................. 81
Figura 3.34 Pérdidas para 100kHz y n TR = 12........................................................................... 81
Figura 3.35 Aspecto del 1 er prototipo a) Vista lateral del convertidor en la que se aprecian los
MOSFETs de potencia b) Vista superior en la que se aprecian el transformador TR
(izquierda arriba) y la bobina L (derecha arriba)............................................................... 82
Figura 3.36 Aspecto de la tarjeta de control con los controladores UC3825 y UC3823 de Texas
Instrument. ........................................................................................................................ 83
Figura 3.37 Etapa de potencia del prototipo experimental realizado con la topología Reductor-
Puente Bidireccional ......................................................................................................... 83
Figura 3.38 Señales de control para funcionar en modo reductor. Ch1(10V/div, 5µs/div) =
V GSM1 , Ch2(10V/div, 5µs/div) = V GSM3 y 6 y Ch3(10V/div, 5µs/div) = V GSM4 y 5 ............... 85
Figura 3.39 Señales de control y rectificación síncrona para el transformador en modo reductor.
Ch1(10V/div, 5µs/div) = V GSM3 y 6 y Ch2(10V/div, 5µs/div) = V GSM4 y 5 Ch3(10V/div,
5µs/div) = V GSM7 y 10 y Ch4(10V/div, 5µs/div) = V GSM8 y 9 ................................................ 86
Figura 3.40 Señales del convertidor en modo reductor. Ch1(20V/div, 5µs/div) = V GSM6 ,
Ch2(10V/div, 5µs/div) = V GSM3 , Ch3(20V/div, 5µs/div) = V S , Ch4(2A/div, 5µs/div) = i L 88
Figura 3.41 Rendimiento de la etapa de potencia en función de la tensión de entrada y de la
potencia de salida.............................................................................................................. 89
Figura 3.42 Señales de control del convertidor Reductor-Puente en modo elevador.
Ch1(10V/div, 5µs/div) = V GSM7 y 10 , Ch2(10V/div, 5µs/div) = V GSM8 y 9 , Ch3(10V/div,
5µs/div) = V GSM2 ............................................................................................................... 90
Figura 3.43 Señales de control del puente completo y señales de la rectificación síncrona.
Ch1(10V/div, 5µs/div) = V GSM7 y 10 , Ch2(10V/div, 5µs/div) = V GSM8 y 9 , Ch3(10V/div,
5µs/div) = V GSM3 y 6 , Ch4(10V/div, 5µs/div) = V GSM4 y 5 ................................................... 91
VI

Índice de Figuras
Figura 3.44 Arranque del convertidor en modo elevador. Ch1(20V/div, 500ms/div) = V GSM11 ,
Ch2(100V/div, 500ms/div) = V C , Ch3(500mA/div, 500ms/div) = i L ................................ 92
Figura 3.45 Arranque del convertidor en modo elevador. Ch1(20V/div, 500ms/div) = V GSM11 ,
Ch2(100V/div, 500ms/div) = V C , Ch3(5A/div, 500ms/div) = i B ....................................... 92
Figura 3.46 Régimen permanente en modo elevador. Ch1(2A/div, 10µs/div) = i L , Ch2(25V/div,
10µs /div) = V s , Ch3(10A/div, 10µs /div) = i s , Ch4(10A/div, 10µs /div) = i p ................... 93
Figura 3.47 Régimen permanente en modo elevador. Ch1(20V/div, 10µs/div) = V GSM2 ,
Ch2(25V/div, 10µs /div) = V C , Ch4(2A/div, 10µs /div) = i L ........................................... 93
Figura 3.48 Rendimiento de la etapa de potencia en función de la tensión de entrada y de la
potencia de salida.............................................................................................................. 94
Figura 3.49 Aspecto de la tarjeta de control del 2º prototipo.................................................... 96
Figura 3.50 Fotografía de la etapa de potencia del 2º prototipo. Al centro se observa la bobina
L y a la derecha se observa el transformador de potencia TR............................................ 97
Figura 3.51 Formas de onda del 2º prototipo en Modo Reductor en un punto de operación .... 98
Figura 3.52 Gráfica de rendimiento para 400V de entrada ..................................................... 101
Figura 3.53 Gráfica de rendimiento para 350V de entrada ..................................................... 101
Figura 3.54 Gráfica de rendimiento para 300V de entrada ..................................................... 102
Figura 3.55 Gráfica de rendimiento para 260V de entrada ..................................................... 102
Figura 3.56 formas de onda del prototipo 2º en un punto de operación del Modo levador..... 103
Figura 3.57 Gráfica de rendimiento del convertidor para V B = 16V y distintas tensiones de
salida V C en Modo Elevador ........................................................................................... 106
Figura 3.58 Gráfica de rendimiento del convertidor para V B = 14V y distintas tensiones de
salida V C en Modo Elevador ........................................................................................... 106
Figura 3.59 Gráfica de rendimiento del convertidor para V B = 12V y distintas tensiones de
salida V C en Modo Elevador ........................................................................................... 107
Figura 3.60 Gráfica de rendimiento del convertidor para V B = 10V y distintas tensiones de
salida V C en Modo Elevador ........................................................................................... 107
Figura 4.1 Convertidor puente completo con rectificador doblador de corriente.................... 116
Figura 4.2 Formas de onda del convertidor puente completo con rectificador doblador de
corriente Modo reductor ................................................................................................. 117
Figura 4.3 Variación de la ganancia del convertidor en función del ciclo de trabajo y para
distintos valores de n p ..................................................................................................... 118
Figura 4.4 Modelo en pequeña señal del convertidor puente completo con rectificador doblador
de corriente en modo reductor aplicando la técnica de corriente promediada................. 120
Figura 4.5 Diagrama de bloques de control para modo reductor ............................................ 121
Figura 4.6 Puente completo con rectificador doblador de corriente, modo elevador.............. 123
Figura 4.7 Formas de onda rectificador doblador de corriente elevador modo normal........... 124
Figura 4.8 Ganancia del rectificador doblador de corriente en modo elevador....................... 125
Figura 4.9 a) Formas de onda de la fuente de tensión V DSM5 y de la fuente de corriente I L b)
Circuito equivalente para la bobina c) Circuito equivalente para el condensador........... 126
Figura 4.10 Puente completo con rectificador doblador de corriente, modo elevador............ 131
Figura 4.11 Devanados auxiliares colocados en las bobinas L 1 y L 2 que se utilizan para el
arranque del convertidor ................................................................................................. 133
Figura 4.12 Formas de onda del Arranque I............................................................................ 134
VII

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
Figura 4.13 Formas de onda del convertidor con "Arranque II"............................................. 138
Figura 4.14 Intervalos de operación en "Arranque II"............................................................ 140
Figura 4.15 Curvas de ganancia del convertidor en el Arranque II considerando n p = 1 y para
distintos valores de n f ...................................................................................................... 142
Figura 4.16 Curvas de ganancia del convertidor en el Arranque II considerando n f = 1 y para
distintos valores de n p ..................................................................................................... 142
Figura 4.17 Esquema del circuito con el Arranque II para ser simulado en PSpice................ 145
Figura 4.18 En orden descendente, Señal de control de M5, Tensión drenador fuente de M5,
Corriente que fluye a través de L 1 y Corriente que fluye a través del diodo Flyback D5 146
Figura 4.19 En orden descendente, Tensión en primario del transformador principal TR,
Tensión aplicada a la bobina L 1 , Corriente magnetizante que fluye a través de TF1
(corriente que crea el flujo Φ TF1 ) y Tensión drenador fuente de M5............................... 147
Figura 4.20 Ganancia del convertidor utilizando el Arranque I y considerando n f = 2n p ........ 153
Figura 4.21 Ganancia del convertidor utilizando el Arranque I y considerando n f ≠ 2n p ....... 155
Figura 4.22 Ganancia del convertidor utilizando el Arranque II y considerando n f = 2n p con lo
que el convertidor en el arranque se comporta como un convertidor reductor................ 157
Figura 4.23 Ganancia del convertidor utilizando el Arranque II y considerando n f = n p con lo
que el convertidor en el arranque se comporta como un convertidor Flyback................ 158
Figura 4.24 Esquema del convertidor puente completo cor rectificador doblador de corriente
bidireccional ................................................................................................................... 160
Figura 4.25 Valores que puede adoptar n p para a) Modo reductor y b) Modo elevador ......... 170
Figura 4.26 Valores de n f en función de n p y de las tensiones de operación para cumplir con la
condición de bidireccionalidad en el convertidor............................................................ 171
Figura 4.27 Tensión de bloqueo para los diodos D F1 y D F2 para los posibles valores de n p .... 172
Figura 4.28 Tensión de bloqueo crítica en M5 y M6 para modo reductor y elevador ............ 173
Figura 4.29 Tensión de bloqueo crítica en M5 y M6 para modo arranque (Flyback)............. 173
Figura 4.30 Diagrama de bloques para el control en modo elevador...................................... 176
Figura 4.31 Formas de onda para el modo elevador utilizando el Arranque II a partir de dos
controladores UC3825 .................................................................................................... 177
Figura 4.32 Aspecto de la etapa de potencia del convertidor Puente completo y rectificador
doblador de corriente ...................................................................................................... 178
Figura 4.33 Etapa de potencia del prototipo experimental realizado con la topología puente
completo y rectificador doblador de corriente bidireccional........................................... 178
Figura 4.34 Circuito disparador utilizado para MOSFETs de alta tensión (cara anterior y
posterior de la placa del disparador) ............................................................................... 180
Figura 4.35 Señales de control para los MOSFETs de alta tensión Ch1=M1, Ch2=M2,
Ch3=M3 y Ch4=M4........................................................................................................ 180
Figura 4.36 Señales de control para la rectificación síncrona Ch1=M1, Ch2=M2, Ch3=M5 y
Ch4=M6 .......................................................................................................................... 180
Figura 4.37 (5µs/div) Ch1(10V/div) = Disparo en M1, Ch2(500V/div) = Tensión en V p ,
Ch3(5A/div) = Corriente en L 1 Ch4(5A/div) = Corriente en L 2 ..................................... 181
Figura 4.38 (5µs/div) Ch1(10V/div) = Disparo en M1, Ch2(500V/div) = Tensión en V p ,
Ch3(10A/div) = Corriente en L 1 Ch4(10A/div) = Corriente en L 2 ................................. 181
VIII

Índice de Figuras
Figura 4.39 (10µs/div) Ch1(2A/div) = Corriente i p , Ch2(500V/div) = Tensión en V p ,
Ch3(10A/div) = Corriente en L 1 Ch4(10A/div) = Corriente en L 2 ................................. 182
Figura 4.40 Rendimiento de la etapa de potencia en función de la tensión de entrada y de la
potencia de salida............................................................................................................ 183
Figura 4.41 Etapa de potencia del prototipo experimental realizado con la topología puente
completo y rectificador doblador de corriente para funcionar permanentemente con el
Arranque II...................................................................................................................... 184
Figura 4.42 Señales de control para funcionar permanentemente en el arranque. Ch1(10V/div,
2µs/div) = V GSM5 , Ch2(10V/div, 2µs/div) = V GSM6 ......................................................... 185
Figura 4.43 Señales del convertidor al funcionar permanentemente en el arranque. Ch1
(20V/div, 2µs/div) = V GSM5 , Ch2 (20V/div, 2µs/div) = V DSM5 , Ch3 (2A/div, 5µs/div) = i L1 ,
Ch4 (500mA/div, 5µs/div) = i DF1 .................................................................................... 186
Figura 4.44 Señales del convertidor para d = 45%. Ch1 (20V/div, 2µs/div) = V GSM5 , Ch2
(50V/div, 2µs/div) = V DSM5 , Ch3 (5A/div, 5µs/div) = i L1 , Ch4 (500mA/div, 5µs/div) = i DF1
........................................................................................................................................ 187
Figura 4.45 Señales del convertidor para d = 51%. Ch1 (20V/div, 2µs/div) = V GSM5 , Ch2
(50V/div, 2µs/div) = V DSM5 , Ch3 (5A/div, 5µs/div) = i L1 , Ch4 (500mA/div, 5µs/div) = i DF1
........................................................................................................................................ 187
Figura 4.46 Rendimiento de la etapa de potencia en función de la potencia de salida............ 189
Figura 4.47 Etapa de potencia del prototipo experimental realizado con la topología puente
completo y rectificador doblador de corriente para funcionar permanentemente en modo
elevador........................................................................................................................... 190
Figura 4.48 Transición del convertidor del Arranque al modo Normal de operación
Ch1(100V/div, 500ms/div) = V C , Ch2(5A/div, 500ms/div) = i B ..................................... 191
Figura 4.49 Corriente en las bobinas L 1 y L 2 para la transición del convertidor Ch1(100V/div,
500ms/div) =V C , Ch3(5A/div, 500ms/div) = i L1 Ch4(5A/div, 500ms/div) = i L1 .............. 192
Figura 4.50 Formas de onda en modo elevador normal Ch1(500V/div, 5µs/div) = Vp,
Ch2(2A/div, 5µs/div) = i p Ch3(5A/div, 5µs /div) = i L1 , Ch4(5A/div, 5µs /div) = i L2 ...... 193
Figura 4.51 Rendimiento de la etapa de potencia en función de la tensión de entrada y de la
potencia de salida............................................................................................................ 194
IX

Índice de Tablas
Índice de Tablas
Tabla I Resumen de aspectos físicos de las topologías en el estado de la técnica .................... 22
Tabla II Resumen y comparación cualitativa de las topologías bidireccionales ....................... 23
Tabla III Ganancia del convertidor en modo elevador para la etapa de arranque y la etapa
permanente o normal......................................................................................................... 52
Tabla IV Tensiones de bloqueo en los componentes del convertidor en modo reductor y modo
elevador............................................................................................................................. 65
Tabla V Especificaciones de diseño del convertidor Reductor-Puente Bidireccional............... 75
Tabla VI MOSFETs utilizados para el análisis de pérdidas en el convertidor.......................... 80
Tabla VII Condiciones de corrientes, tensiones y rendimiento del convertidor en Modo
Reductor para la medida de las formas de onda en régimen permanente del 1 er prototipo 87
Tabla VIII Rendimientos medidos sobre el prototipo en función de la tensión de entrada y de la
potencia de salida.............................................................................................................. 89
Tabla IX Rendimientos medidos sobre el prototipo en función de la tensión de entrada y de la
potencia de salida.............................................................................................................. 94
Tabla X Rendimiento con 400V de entrada y distintas tensiones de salida .............................. 99
Tabla XI Rendimiento con 350V de entrada y distintas tensiones de salida............................. 99
Tabla XII Rendimiento con 300V de entrada y distintas tensiones de salida ......................... 100
Tabla XIII Rendimiento con 260V de entrada y distintas tensiones de salida ........................ 100
Tabla XIV Rendimiento con 16V de entrada y distintas tensiones de salida.......................... 104
Tabla XV Rendimiento con 14V de entrada y distintas tensiones de salida ........................... 104
Tabla XVI Rendimiento con 12V de entrada y distintas tensiones de salida.......................... 105
Tabla XVII Rendimiento con 10V de entrada y distintas tensiones de salida......................... 105
Tabla XVIII Comparación del convertidor Reductor-Puente con el estado e la técnica......... 111
Tabla XIX Comparación cualitativa del convertidor Reductor-Puente con el estado de la
técnica ............................................................................................................................. 112
Tabla XX Parámetros para la simulación del Arranque II ...................................................... 145
Tabla XXI Tensión de salida del convertidor para los distintos modos de operación............. 151
Tabla XXII Ciclo de trabajo del convertidor para los distintos modos de operación.............. 151
Tabla XXIII Ganancia del convertidor para los distintos modos de operación....................... 151
Tabla XXIV Tensiones de bloqueo en los componentes del convertidor ............................... 162
Tabla XXV Tensiones críticas de bloqueo del convertidor puente completo con rectificador
doblador de corriente bidireccional................................................................................. 165
Tabla XXVI Especificaciones de diseño del convertidor Bidireccional Puente Completo y
Rectificador Doblador de Corriente ................................................................................ 168
Tabla XXVII Rendimientos medidos sobre el prototipo en función de la tensión de entrada y de
la potencia de salida ........................................................................................................ 183
Tabla XXVIII Valores del rendimiento del convertidor operando de manera permanente en la
etapa de arranque. Las tensiones son: V B =14V y V C = 100V ........................................ 188
Tabla XXIX Valores con los que fueron tomadas las formas de onda del convertidor para la
transición del modo arranque al modo normal................................................................ 190
XI

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
Tabla XXX Rendimientos medidos sobre el prototipo en función de la tensión de entrada y de
la potencia de salida ........................................................................................................ 194
Tabla XXXI Comparación del convertidor Puente completo y rectificador Doblador de
corriente con el estado e la técnica.................................................................................. 198
Tabla XXXII Comparación cualitativa del convertidor Puente completo y Rectificador
doblador de corriente con el estado de la técnica............................................................ 199
XII

Planteamiento y resumen de la tesis
Planteamiento y resumen de la tesis
La sustitución de los "Vehículos de Combustión Interna" (VCI) por "Vehículos
Eléctricos" (VE) es una realidad que se está dando desde hace algunos años. Esta
sustitución se hace, entre otras cosas, con la intención de salvaguardar el medio
ambiente y fomentar la utilización de las energías renovables. Este proceso de cambio
no se dará de la noche a la mañana, sino que se prevé que durará a lo largo de los
próximos años. Mientras esto ocurre, se está pasando por un período de transición en
el cual deben convivir la tecnología de los vehículos de combustión interna y la
tecnología de los vehículos eléctricos, dando paso a su vez a un nuevo tipo de
vehículos llamados, "Vehículos Híbridos" (VH).
Uno de los convertidores que integran los vehículos híbridos (VH) presenta unos
requerimientos que, desde el punto de vista de la electrónica de potencia, son difíciles
de satisfacer. De estos requerimientos, los más importantes y que se deben considerar,
para el diseño de esta nueva fuente de alimentación se mencionan a continuación:
• Niveles de tensión. Es necesario introducir un bus de alta tensión de entre
260V y 416V para los sistemas de arranque y tracción del vehículo. Se
conservan 12V para los sistemas de iluminación, frenado, aire acondicionado,
control, etc.
• Bidireccionalidad. La fuente de alimentación debe ser bidireccional para
permitir que el flujo de energía vaya en ambos sentidos. Para arrancar el
vehículo se toma energía de la batería de 12V para a su vez cargar un banco
de condensadores o alimentar un sistema de celdas de combustible (Fuel
Cells); después se recarga la batería mientras el vehículo se encuentra en
marcha, alimentado por el motor de explosión.
• Aislamiento. Es necesario aislamiento galvánico entre los niveles de alta
tensión (260V-420V) y baja tensión (12V) por seguridad.
• Potencia. La potencia en los vehículos se ha incrementado notablemente,
demandando actualmente de 1kW a 1,5kW en promedio.
XIII

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
• Tiempo de carga del banco de condensadores. Si se utiliza un banco de
condensadores en el lado de alta tensión, éste se debe cargar en un tiempo
muy reducido que ocasiona mayores esfuerzos de corriente en el convertidor.
De los cinco requerimientos anteriores, se deduce que la selección de la topología para
este tipo de convertidores CC-CC bidireccionales no es nada sencilla, debido a que se
tienen que administrar corrientes del orden de 125A en la batería. Este valor de
corriente promedio en la batería es muy elevado y dependiendo de la topología que se
utilice, se pueden producir pérdidas muy elevadas por conducción, ya que estas
dependen del cuadrado de la corriente eficaz. De ahí la importancia para seleccionar
adecuadamente la topología o proponer nuevas topologías de convertidores
bidireccionales, que sean capaces de manejar valores tan elevados de corriente y
tensión causando un mínimo de pérdidas. Asimismo, conviene distinguir entre
aplicaciones en que el bus de alta tensión esté soportado por un sistema de baterías o
células de combustible o simplemente por condensadores. La diferencia es que estos
últimos pueden estar descargados completamente. Las topologías, dependiendo del
sistema que se tenga en el bus de alta tensión, pueden ser diferentes para cada caso.
El tema resulta de gran interés para la industria de la automoción, ya que en los
últimos años se han propuesto algunas soluciones para resolver la problemática de
diseño de este nuevo tipo de fuentes de alimentación, aunque no existe una solución
que sea claramente la que mejores prestaciones tenga.
La presente Tesis doctoral se centra en el estudio y análisis de soluciones
topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para satisfacer las
necesidades que se presentan en los Vehículos Híbridos (12V-400V). Se
analizan y comparan cualitativamente las distintas soluciones existentes para
esta aplicación y también se proponen dos nuevas topologías de convertidotes
bidireccionales que satisfacen estos nuevos requerimientos. Se diseñan y
construyen prototipos para validar la funcionalidad de estas nuevas topologías.
En el primer capítulo, se presenta una breve introducción a los convertidores
bidireccionales, el modo de operación y algunas de las aplicaciones más comunes de
estos convertidores bidireccionales. También se presenta una introducción a los
sistemas de alimentación de los vehículos híbridos (VH) y la evolución del consumo
de potencia de los vehículos en los últimos años.
XIV

Planteamiento y resumen de la tesis
En el segundo capítulo, se muestra un resumen de las topologías de convertidores
bidireccionales que se han presentado para aplicaciones de vehículos híbridos (VH) y
algunas otras que por sus características pueden ser validas para esta aplicación en
particular. En este capítulo, se hace una valoración de las topologías que el autor
considera más relevantes.
En el tercer capítulo, se presenta de manera original la primera topología de
convertidor bidireccional propuesta para esta aplicación. Esta topología, corresponde a
un convertidor reductor seguido de un puente completo que opera al 50% cada una de
sus ramas. En este capítulo, se analiza el funcionamiento del convertidor en modo
reductor, en modo elevador y la operación de la topología bidireccionalmente. Para
cada una de las etapas de funcionamiento del nuevo convertidor, se incluyen las
ecuaciones de diseño y formas de onda correspondientes. Los resultados prácticos de
un prototipo experimental se incluyen para verificar el correcto funcionamiento de
este nuevo convertidor bidireccional.
En el cuarto capítulo, también se presenta de manera original la segunda topología de
convertidor bidireccional propuesta. Esta topología, corresponde a un convertidor
puente completo con rectificador doblador de corriente. Lo novedoso de ésta
topología, es su funcionamiento como convertidor bidireccional y el sistema de
arranque implementado en modo elevador. En éste capítulo, se analiza el
funcionamiento del convertidor en modo reductor, en modo elevador y la operación de
la topología bidireccionalmente. Al igual que para la primera topología, en cada una
de las etapas de funcionamiento del nuevo convertidor, se incluyen las ecuaciones de
diseño y formas de onda correspondientes. En esta nueva topología, dependiendo del
sistema con el que se cuente en el bus de alta tensión (Celdas de combustible, baterías
o condensadores), serán las consideraciones que se hagan para que opere
correctamente como convertidor elevador. La verificación del modo de
funcionamiento, las ecuaciones de diseño y los resultados experimentales de un
prototipo de laboratorio se presentan para validar esta nueva topología de convertidor
bidireccional.
En el quinto capítulo, se presentan las conclusiones y aportaciones del trabajo de tesis
realizado. Se incluyen también, las líneas futuras de investigación que a juicio del
autor resultaría interesante investigar a partir de este trabajo de tesis doctoral.
XV

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
Por último, se presentan las referencias de la tesis, y los anexos necesarios para el
cálculo y diseño de los convertidores propuestos por el autor.
XVI

Convertidores bidireccionales y su aplicación en los sistemas de alimentación de vehículos
híbridos
1 Convertidores bidireccionales y su aplicación
en los sistemas de alimentación de vehículos
híbridos
La necesidad de reducir la contaminación y el consumo de combustibles carburantes,
así como ofrecer nuevas prestaciones, ha dado paso a la utilización de una alternativa
distinta al vehículo convencional, esta alternativa se trata de los vehículos híbridos [1]
y [2]. Algunas empresas de automoción ya han sacado al mercado vehículos de
propulsión eléctrica pero que no han evolucionado con la velocidad deseada debido a
los elevados costos de fabricación de este nuevo tipo de vehículos [3].
En éste capítulo se presenta una breve introducción de los convertidores
bidireccionales, su aplicación y problemática de diseño para ser implementados como
fuentes de alimentación en vehículos híbridos y la evolución del consumo de potencia
en los vehículos en los últimos 30 años.
1.1 Convertidores bidireccionales
Un convertidor bidireccional es aquel que tiene la capacidad de transferir energía en
ambos sentidos, es decir, de la entrada a la salida y viceversa únicamente efectuando
un cambio de sentido en la corriente. La mayoría de las topologías de convertidores
continua-continua que existen con y sin aislamiento galvánico pueden ser utilizadas
como convertidores bidireccionales, lo único que se debe hacer es sustituir el o los
diodos rectificadores que se encuentren en la topología por transistores MOSFETs
controlados que permitan el flujo de la corriente en ambas direcciones [4]. Esto
permite que básicamente casi cualquier convertidor sea capaz de transferir energía en
ambos sentidos de operación.
1.1.1 Convertidor bidireccional sin aislamiento galvánico
El ejemplo más sencillo de convertidor bidireccional sin aislamiento galvánico se
explica con el convertidor reductor "Buck" (Figura 1.1) ya que al sustituir el diodo de
libre circulación D1 por un MOSFET M2, y controlar los disparos de ambos
1

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
interruptores complementariamente (d 1 y d 2 ), se obtiene un convertidor bidireccional
(Figura 1.2). En este convertidor bidireccional, si la corriente circula de V C hacia V B se
transfiriere energía como en un convertidor reductor, si la corriente circula de V B hacia
V C la energía se transfiere como en un convertidor elevador "Boost". Una de las
aplicaciones que tiene este convertidor bidireccional, dependiendo de las tensiones de
alimentación y de salida al igual que de la potencia, es de un cargador/descargador de
batería para sistemas de satélite [5]. Este convertidor también es muy utilizado para
aplicaciones de automoción en el sistema dual de baterías.
M1
L
M1
L
V C
d 1
D1
CB
V B
V C
d 1
d 2
M2
V B
Figura 1.1 Convertidor reductor
Figura 1.2 Convertidor reductor
bidireccional
1.1.2 Convertidor bidireccional con aislamiento galvánico
Al igual que en el convertidor reductor, el ejemplo más sencillo con el que se ilustra el
concepto de bidireccionalidad en los convertidores con aislamiento galvánico, se
aplica al convertidor de retroceso "Flyback". En este convertidor al igual que en el
convertidor reductor, basta con sustituir el diodo rectificador DF por un transistor MF
para conseguir la bidireccionalidad [21]. La Figura 1.3 y Figura 1.4, muestran un
convertidor de retroceso normal, y un convertidor de retroceso bidireccional
respectivamente. En este caso, tanto para transferir energía de V C a V B como de V B a
V C , el convertidor que resulta es un convertidor de retroceso "Flyback".
2

Convertidores bidireccionales y su aplicación en los sistemas de alimentación de vehículos
híbridos
Lm
1
n F
DF
C B
V B
Lm
1
n F
d 2
MF
V B
V C
V C
M1
d 1
d 1
M1
Figura 1.3 Convertidor de retroceso
"Flyback"
Figura 1.4 Convertidor de retroceso
"Flyback" bidireccional
Las aplicaciones de éste convertidor dependiendo de las potencias y de las tensiones
son muy diversas y van desde cargadores de baterías, sistemas de alimentación
ininterrumpidos, sistemas de cómputo, sistemas aeroespaciales y circuitos para control
de motores [20].
1.1.3 Convertidor bidireccional para altas potencias
Los convertidores utilizados para manejar altas potencias son los convertidores
basados en las topologías de "Medio Puente", "Puente Completo" y Push-Pull. En
[25]-[39] se encuentran topologías de convertidores diseñadas para alcanzar altos
valores de potencia.
Al igual que los convertidores bidireccionales explicados en los apartados 1.1.1 y
1.1.2, también los convertidores para altas potencias pueden ser utilizados como
convertidores bidireccionales. Se debe sustituir de igual forma, la etapa de
rectificación por interruptores que permitan el flujo de corriente en ambas direcciones.
La Figura 1.5 muestra el esquema de un convertidor bidireccional de alta potencia, si
la bobina se encuentra en la entrada del convertidor, a éste se le llama "Convertidor
alimentado en corriente", si la bobina se encuentra en la salida, entonces a éste
convertidor se le llama "Convertidor alimentado en tensión".
3

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
L
L disp 1:n
V B
V C
Figura 1.5 Convertidor bidireccional de alta potencia alimentado en corriente
En éste caso, la Figura anterior muestra un convertidor alimentado en corriente,
debido a que la bobina se encuentra en la entrada (parte izquierda de la figura). Por la
construcción del mismo, se representa una inductancia de dispersión (L disp ) que es
proporcionada por el transformador de la topología. Es deseable, que el lado del
convertidor que deba administrar más corriente, sea el lado en el que esté colocada la
bobina L.
1.2 Sistema de distribución eléctrico en vehículos híbridos
Usualmente, un vehículo propulsado por motores eléctricos, puede estar alimentado
por baterías, por celdas de combustible o por un banco de condensadores de alta
tensión [4]. El sistema de distribución eléctrico en un vehículo híbrido básicamente
esta formado por dos buses de tensión, uno de alto voltaje que varia de entre 260V y
416V y otro de que varía entre 10V y 16V que normalmente funciona con una batería
de 12V. La Figura 1.6 muestra el sistema clásico de distribución eléctrico en vehículos
híbridos.
4

Convertidores bidireccionales y su aplicación en los sistemas de alimentación de vehículos
híbridos
CELDAS DE
COMBUSTIBLE
BATERÍAS
BANCO DE
CONDENSADORES
260V - 416V
12V
BATERÍA
ACTIVACIÓN DE
ALTA TENSIÓN
INVERSOR
CONVERTIDOR
BIDIRECCIONAL
ILUMINACIÓN
CONTROL
ELECTRÓNICO
TRACCIÓN
AMORTIGUACIÓN
Y FRENADO
DOBLE BUS
Figura 1.6 Sistema de distribución eléctrico en vehículos híbridos
El bus de alta tensión cuenta con un sistema de activación de la propia alta tensión, un
inversor para controlar el sistema de tracción y otras cargas de alta tensión. El bus de
baja tensión provee la energía a los sistemas de iluminación, sistemas de control,
sistemas de amortiguamiento y frenado, etc. [7].
1.2.1 Sistema de distribución basado en celdas de combustible (Fuel
Cells)
Las celdas de combustible son por ahora la opción más utilizada para formar parte del
sistema de alimentación de vehículos híbridos. Estas celdas de combustible o "Fuel
Cells" generan energía eléctrica a través de un proceso electroquímico en el que
intervienen hidrógeno y oxígeno resultando agua, la cual es más fácil de tratar a
diferencia de la contaminación producida por la quema de carburantes. Directamente
los niveles de tensión de las celdas de combustible van desde 260V hasta 420V lo cual
es idóneo para el funcionamiento del sistema eléctrico del vehículo híbrido. La Figura
1.7 muestra una celda de combustible para el bus de alta tensión de un vehículo
híbrido.
5

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
Figura 1.7 Celda de combustible para bus de alta tensión (Cortesía Ballard Power
Systems)
1.2.2 Sistema de distribución basado en baterías
En la actualidad es posible tener baterías para vehículos híbridos, pero la mayoría de
ellas está en fase de investigación y desarrollo. Los principales inconvenientes que
presentan estas baterías son elevados costos, muy bajo rendimiento en sus celdas,
elevada auto descarga y la necesidad de una infraestructura para su reciclaje.
1.2.3 Sistema de distribución basado en banco de condensadores
"Ultra condensador"
No menos importante es el sistema eléctrico del vehículo híbrido basado en un banco
de condensadores. Éste al igual que las celdas de combustible y que las baterías, se
encarga de almacenar la energía del bus de alta tensión. A pesar de que el
funcionamiento del sistema eléctrico en los tres casos es básicamente el mismo, en el
caso del banco de condensadores existe un matiz importante que lo hace distinto de los
otros. Esta diferencia consiste en que cada vez que arranca el vehículo, los
condensadores se encuentran totalmente descargados lo cual implica que se debe
cargar este banco de condensadores desde 0V hasta la tensión nominal del bus de
alta tensión. Esto puede ocasionar problemas si la topología que se utiliza es una
topología elevadora o derivada de ella, ya que con estas topologías se presentan
valores de sobre corriente al cargar un banco de condensadores antes de llegar al
régimen permanente donde la tensión de salida es mayor que la de entrada.
6

Convertidores bidireccionales y su aplicación en los sistemas de alimentación de vehículos
híbridos
1.2.4 Modos de funcionamiento eléctrico de vehículos híbridos
El sistema eléctrico de un Vehículo Híbrido (VH) tiene básicamente dos modos de
funcionamiento Modo Marcha y Modo Recarga. Estos modos de funcionamiento se
refieren a la forma en que opera el convertidor bidireccional de la Figura 1.6 cuando el
vehículo comienza a funcionar y la forma en la que después funciona una vez que el
vehículo ya está en operación permanente.
1.2.4.1 Modo Marcha
Para que el sistema eléctrico de un Vehículo Híbrido se ponga en funcionamiento, lo
debe hacer tomando energía de la batería de baja tensión. La manera de conseguirlo,
es utilizando el convertidor que en éste caso eleva la tensión. La tensión llega hasta un
nivel en el que el sistema eléctrico de alta tensión se pueda poner en marcha. Pueden
existir restricciones de tiempo de carga que dificulten el diseño del convertidor.
La puesta en marcha del vehículo, también depende del tipo de sistema que se tenga
en el lado de alta tensión (baterías, condensadores o celdas de combustible). A
continuación se explica la puesta en marcha del sistema en cada uno de los casos:
• Puesta en marcha con celdas de combustible.- En el sistema que cuenta con
celdas de combustible, el hidrógeno está almacenado en un contenedor a alta
presión. Para inicializar éste sistema, la energía almacenada en la batería de
baja tensión es transferida al bus de alta tensión a través del convertidor
bidireccional. Con ésta transferencia de energía se pone a funcionar un
compresor de aire que libera oxígeno a la celda de combustible. El oxígeno
interactúa con el hidrógeno que provee el contenedor de alta presión y se
genera el voltaje para el bus de alta tensión. Durante éste proceso, para poner
en marcha el vehículo, la energía se transfiere del bus de baja tensión hacia el
bus de alta tensión y el convertidor funciona como un convertidor elevador
"Boost".
• Puesta en marcha con batería de alta tensión.- Aunque no se utiliza por
ahora, utilizar batería en el lado de alta tensión sería una forma adecuada de
operar el Vehículo Híbrido. Esta batería de alta tensión por si misma podría
poner en marcha el vehículo. El convertidor solo se utilizaría en el caso de que
7

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
la batería de alta tensión no tuviera la carga suficiente para conseguir poner en
marcha el vehículo. Esta configuración resultaría muy cómoda, ya que al
contar con batería en ambos lados del convertidor, la topología que se utilice
no tendría que trabajar con tensiones de salida de 0V.
• Banco de condensadores (Ultra condensador).- Para el sistema que cuenta
con un banco de condensadores, el funcionamiento es similar en cuanto a que
la energía se toma de la batería de baja tensión. La diferencia consiste en
cargar los condensadores de alta tensión desde 0V hasta la tensión nominal.
Aunque aparentemente el modo de funcionamiento es muy parecido, en
realidad este proceso de cargar un banco de condensadores resulta más
complicado de lo que parece. Esto se debe a que al utilizar una topología
elevadora, la bobina se carga con la tensión de entrada, y se descarga con la
diferencia de la tensión de entrada y la tensión de salida. Si la tensión de
salida en el arranque vale 0V, significa que la corriente aumentará sin control
cada ciclo de conmutación hasta que la tensión de salida alcance su valor
nominal. Por lo tanto, para éste sistema de puesta en marcha del vehículo, se
debe incluir un mecanismo para cargar los condensadores y evitar que se
presenten elevados estreses de corriente. Una problemática adicional que se
presenta en el caso de utilizar condensadores de alta tensión, es que la carga
de éstos, se debe hacer en muy poco tiempo (de 5 a 6 segundos aprox.), lo que
obliga a aumentar los esfuerzos de corriente.
1.2.4.2 Modo recarga
Este modo de operación se presenta una vez que el vehículo ya ha inicializado su
marcha y es movido por el motor de explosión. Una vez que el vehículo se pone en
movimiento, existe una regeneración de energía por parte del sistema mecánico del
vehículo que devuelve energía tanto al bus de alta tensión como a la batería de baja
tensión. En el caso de la recarga de la batería de baja tensión, se hace a través del
mismo convertidor que en un principio se utilizó para poner en marcha el vehículo.
Este proceso de carga de la batería de baja tensión, obliga que el convertidor deba ser
bidireccional. Durante este proceso de carga de la batería de baja tensión, el
convertidor funciona como un convertidor reductor "Buck".
8

Convertidores bidireccionales y su aplicación en los sistemas de alimentación de vehículos
híbridos
1.3 Evolución del consumo de potencia en los vehículos
La evolución del consumo de potencia en los vehículos normales se ha incrementado
notablemente en las últimas décadas. Éste incremento, se debe principalmente al
incluir en los vehículos cada vez más elementos de control y al sustituir los sistemas
mecánicos de frenado por sistemas electrónicos, al igual que la inyección electrónica
del combustible (fuel injection). Otra causa que ha ocasionado que el consumo de
potencia haya incrementado, es la inclusión de elementos de comodidad como aire
acondicionado, así como de sistemas de localización, entre otros [8] y [9].
Es importante conocer la evolución y el consumo de potencia de los vehículos para
saber en torno a qué valores oscila el manejo de potencia que debe suministrar el
convertidor bidireccional de los vehículos híbridos (sin incluir el consumo de los
motores eléctricos). La Figura 1.8 muestra la evolución del consumo de los vehículos
y la tendencia en los últimos 30 años.
Potencia (W)
Año
Figura 1.8 Evolución de potencia en vehículos [8]
1.4 Problemática del bus de baja tensión y alta potencia
De la Figura 1.8 se observa que la potencia promedio que debe proporcionar el
convertidor bidireccional debe ser de entre 1,5kW y 2kW lo que ocasiona que por el
bus de baja tensión circulen corrientes del orden de entre 125A y 166A que pueden
9

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
producir elevadas pérdidas por conducción ya que éstas dependen del cuadrado de la
corriente. Estas características de funcionamiento, hacen que la elección y diseño de la
topología a utilizar para manejar estos valores tan elevados de corriente no sea tan
sencillo ni tan evidente como en algunas otras aplicaciones de menor potencia como
en los casos de los apartados 1.1.1 y 1.1.2. Además, esa topología, debe de trabajar
con tensiones muy altas, manteniendo un rendimiento razonable.
1.5 Motivación de la tesis
Aunque lentamente, los vehículos híbridos van apareciendo en los mercados
mundiales, algunas empresas de automoción han sacado ya al mercado modelos de
Vehículos Híbridos (VH) como Honda y Toyota. Sin embargo, los estudios y mejoras
de los sistemas de alimentación siguen avanzando y proponiendo nuevos esquemas de
convertidores bidireccionales para ser implementados en éste tipo de vehículos. Sólo
pocas soluciones se han propuesto en los últimos años tal como lo reflejan las
publicaciones que se hacen en los congresos más importantes de electrónica de
potencia. En los últimos años, en congresos como APEC y PESC, se han abierto
sesiones especiales dedicadas a los temas relacionados con la automoción. Lo anterior
indica, que el tema que se esta tratando es de actualidad, y que aportaciones que se
hagan al respecto pueden resultar muy interesantes desde el punto de vista de la
innovación tecnológica.
Problemas aún sin resolver, como lo son encontrar topologías bidireccionales que sean
capaces de manejar altas potencias y que cuenten con aislamiento galvánico para
separar los niveles de alta y baja tensión. Topologías que puedan funcionar
correctamente con un banco de condensadores de alta tensión, y que sirvan para
trabajar con niveles de tensión tan dispares como lo es en esta aplicación en particular,
hacen que el estudio de esta aplicación en particular resulte altamente interesante.
Por las razones anteriores, en la presente tesis se propone un ESTUDIO Y
ANÁLISIS DE SOLUCIONES TOPOLÓGICAS DE CONVERTIDORES CC -
CC BIDIRECCIONALES PARA SU APLICACIÓN EN VEHÍCULOS
HÍBRIDOS.
10

Estado de la técnica en convertidores bidireccionales aplicados a vehículos híbridos
2 Estado de la técnica en convertidores
bidireccionales
2.1 Introducción
Tal como se explicó en el capitulo anterior, casi cualquier topología de convertidor
unidireccional se puede hacer bidireccional al cambiar los diodos que estén en la
topología por interruptores controlados. En la actualidad, se han presentado distintas
topologías de convertidores bidireccionales con aislamiento galvánico que pueden ser
utilizadas para las aplicaciones de Vehículos Híbridos (VH) [11]-[19]. En éste
capítulo, se presentan las topologías más importantes consideradas por el autor, de
éstas se explican las principales ventajas y desventajas con las que cuenta cada una de
ellas.
2.2 Repaso de convertidores bidireccionales
Recordemos que la fuente de alimentación para Vehículos Híbridos debe ser capaz de
trabajar con dos buses de tensión, uno de alto voltaje para celdas de combustible,
baterías o un banco de condensadores, y un bus de bajo voltaje y alta corriente que es
utilizado actualmente por las baterías de los coches.
En éste apartado, se hace un repaso de las soluciones que hasta el día de hoy han sido
propuestas de los convertidores bidireccionales y que podrían ser utilizadas para VH.
Este repaso, se hace principalmente con los siguientes criterios de revisión:
• Tamaño.- El tamaño de la topología es importante, ya que deberá ir
alojada dentro de los vehículos.
• Coste.- El coste es un elemento de comparación que resulta importante
para industrializar. En éste trabajo de investigación, no se hace un estudio
exhaustivo de costes de los convertidores, sin embargo, se asume que a
mayores elementos de control y de potencia, mayores resultaran los costos
de una topología frente a otra de menores elementos.
11

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
• Fiabilidad.- La fiabilidad, es un elemento que resulta muy importante a la
hora de construir cualquier equipo electrónico. En ocasiones, se sacrifican
el tamaño y el coste del convertidor para asegurar una mayor fiabilidad.
Dependiendo del tipo de aplicación que se trate, la fiabilidad puede
resultar el elemento de decisión. En este caso, al tratarse de aplicaciones
de automoción, y que es el convertidor para la fuente principal de
alimentación para el vehículo, es importante asegurar una alta fiabilidad
del funcionamiento del convertidor.
• Complejidad de diseño.- Este apartado se refiere a la complejidad o
sencillez que se tenga para diseñar fuente de alimentación, éste es un
elemento de comparación subjetivo, ya que dependiendo de la topología
que se trate, puede resultar más fácil o difícil el diseño del convertidor.
• Aislamiento.- En este resumen, solo se han considerado las topologías de
convertidores bidireccionales que tengan incluido aislamiento galvánico.
• Rendimiento.- Este es un parámetro de comparación que puede resultar
decisivo dependiendo de la aplicación y de las potencias que se traten. De
manera general, una topología que presente altos rendimientos, será mejor
candidata que otra que tenga bajo rendimiento.
A continuación se presentan las topologías de convertidores bidireccionales que el
autor ha considerado más importantes de las que se encuentran en el estado de la
técnica.
2.2.1 Convertidor doble puente completo bidireccional sin bobina
Este convertidor está propuesto por Kheraluwala et al.[11]. Fundamentalmente, éste
autor propone construir un convertidor bidireccional utilizando dos puentes completos
y un transformador. La característica principal de éste convertidor es que no tiene
bobina, en este caso, la única impedancia inductiva que aparece en el convertidor
aparte de la inductancia magnetizante del transformador, es la inductancia de
dispersión con la que cuente el propio transformador. El flujo de energía se controla
con ésta inductancia de dispersión, y la manera de hacerlo es implementando un
control por desplazamiento de fase entre el puente del primario y el puente del
12

Estado de la técnica en convertidores bidireccionales aplicados a vehículos híbridos
secundario y también variando la frecuencia. En la Figura 2.1 se muestra la topología
del convertidor doble puente sin bobina.
Figura 2.1 Convertidor bidireccional doble puente sin bobina
En el artículo que presenta el autor ésta topología, no menciona que tipo de aplicación
se trata, y en ningún momento aborda la problemática que se pueda tener en el
convertidor para funcionar en modo elevador, aunque parece un convertidor simétrico.
Las principales ventajas de ésta topología son:
• Reducida cantidad de elementos en el convertidor, ya que únicamente cuenta
con los interruptores de ambos puentes y con dos filtros por condensador.
• Las tensiones de estrés en los interruptores está fijada por las respectivas
tensiones de entrada y de salida, esto permite seleccionar los mejores
interruptores sin preocuparse por la relación de transformación u otro elemento
que condicione la selección de los interruptores.
• Facilidad para implementar el control del convertidor al tratarse de un sistema
dinámico de primer orden.
• Se pueden tener conmutaciones a tensión cero (ZVS) para una razonable tensión
de entrada y un amplio rango de carga de salida
• Alta densidad de potencia, ya que esta topología ha sido utilizada por el autor en
aplicaciones de decenas de kilovatios.
Las principales desventajas encontradas en ésta topología son:
13

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
• Complicado diseño del transformador, ya que se tiene que utilizar alguna
técnica avanzada para asegurar la obtención de la inductancia de dispersión
deseada. Esto ocasiona que se tenga que pagar un alto costo en el diseño del
transformador.
• Frecuencia variable lo cual supone mayores problemas de EMI y que además en
algunas aplicaciones no se permite su utilización (por ejemplo en automoción).
2.2.2 Convertidor doble medio puente bidireccional
Este convertidor está propuesto por Hiu Lu et al. [12]-[15]. Esta nueva topología de
convertidor bidireccional está basada en la utilización de dos convertidores de medio
puente. En ésta topología, el autor pretende minimizar al máximo los elementos que se
utilizan en un convertidor bidireccional con dos puentes completos. En ésta topología,
se pueden tener conmutaciones a tensión y corriente cero (ZVZCS). Con lo anterior es
posible alcanzar altos rendimientos. Esta topología tiene una densidad de potencia
mayor, ya que comparado con un convertidor puente completo, al entregar ambos
convertidores la misma potencia, éste último tiene la mitad de componentes. El
principio de funcionamiento de éste convertidor, al igual que el convertidor puente
completo, consiste en controlar simétricamente los interruptores del primario y del
secundario con ciclos de trabajo del 50%. Al hacer esto, la entrada del convertidor
funciona como un convertidor elevador con ciclo de trabajo del 50% imponiendo la
tensión de entrada en cada uno de los condensadores del primario. Después se utiliza
control por desplazamiento de fase y variación de la frecuencia entre ambos medios
puentes del convertidor para conseguir variar la tensión de salida. Se utiliza la
inductancia de dispersión del transformador como único elemento para almacenar y
transferir el flujo de potencia del convertidor del primario al secundario. En la Figura
2.2 se muestra la topología del convertidor bidireccional basado en dos medios
puentes.
14

Estado de la técnica en convertidores bidireccionales aplicados a vehículos híbridos
Figura 2.2 Convertidor bidireccional basado en dos medios puentes
El autor menciona que es factible utilizar esta nueva topología en aplicaciones de
Vehículos Híbridos que tengan un bus de alta tensión con celdas de combustible. Por
lo tanto, no aborda ninguna problemática para el arranque del convertidor cuando
funciona en modo elevador., siendo esto necesario en aquellos casos en que el bus de
alta tensión es soportado por un banco de condensadores.
De entre las principales ventajas de ésta topología se pueden mencionar las siguientes:
• Reducida cantidad de elementos en el convertidor, consiguiendo que el costo
por componentes de potencia sea muy bajo
• Se pueden tener conmutaciones a tensión y corriente cero (ZVZCS) sin la
necesidad de más elementos en el convertidor.
• Alta densidad de potencia, ya que para la misma potencia que un puente
completo, esta nueva topología ocupa mucho menor espacio.
Las principales desventajas encontradas en ésta topología son:
• Los esfuerzos de tensión en los interruptores del primario es dos veces la
tensión de entrada, y en los interruptores del secundario es dos veces la tensión
de salida, esto supone una limitación a la hora de analizar las posibles
aplicaciones del convertidor.
• Aunque el autor no lo menciona, es complicado el diseño del transformador, ya
que la inductancia de dispersión juega un papel importante en el diseño del
convertidor para el control del flujo de energía del primario al secundario.
15

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
• Control complejo, ya que el autor sugiere la utilización de un procesador digital
de señales (DSP)
• Frecuencia variable lo cual supone mayores problemas de EMI e imposibilidad
de emplearse en ciertos sistemas.
2.2.3 Puente completo bidireccional con esquema unificado para
conmutaciones suaves y capacidad de arranque desde tensión
cero en modo elevador
Este convertidor está propuesto por Kunrong Wang et al.[16]-[17]. El convertidor
bidireccional propuesto principalmente incorpora un esquema unificado para
conseguir conmutaciones suaves. Una rama adicional formada por un interruptor y un
condensador en serie que se utilizan para alcanzar conmutaciones suaves en ambas
direcciones del flujo de potencia. Cuando el convertidor opera en modo reductor, la
topología alcanza conmutaciones a tensión y corriente cero (ZVZCS). Cuando el
convertidor funciona en modo elevador, la misma rama para las conmutaciones suaves
se utiliza para limitar el voltaje transitorio de pico en los interruptores. Al mismo
tiempo el interruptor adicional consigue conmutación suave para sí mismo teniendo
conmutación a tensión cero (ZVS). Esta topología tiene la capacidad de arrancar desde
tensión cero en modo elevador a través de un devanado auxiliar colocado en la bobina
del convertidor. Esta característica, hace de ésta topología idónea para aplicaciones de
Vehículos Híbridos en los que se tenga un bus de alta tensión con un banco de
condensadores. En la Figura 2.3 se muestra el esquema del convertidor puente
completo con rama auxiliar para conmutaciones suaves y con el devanado auxiliar
para conseguir arranque en modo elevador desde tensión cero.
16

Estado de la técnica en convertidores bidireccionales aplicados a vehículos híbridos
Figura 2.3 Convertidor puente completo bidireccional con esquema unificado para
conmutaciones suaves y capacidad de arranque desde tensión cero en modo elevador
Este esquema de convertidor ha sido probado por los autores para una potencia de
salida de 5kW. La tensión de baja tensión que se utilizó corresponde con la tensión de
los coches (12V), esto significa que es una topología altamente idónea para
aplicaciones de Vehículos Híbridos.
De entre las principales ventajas de ésta topología se pueden mencionar las siguientes:
• Se pueden tener conmutaciones a tensión y corriente cero (ZVZCS) en modo
reductor y en modo elevador con el mismo interruptor auxiliar.
• Capacidad de arranque desde tensión de salida cero en modo elevador.
• Frecuencia de operación constante.
• Elevado rendimiento para altas cargas.
Las principales desventajas encontradas en ésta topología son:
• Muchos elementos en el convertidor que aumenta el coste.
• Control complejo, ya que se utiliza un controlador PWM para modo reductor y
dos más para conseguir el funcionamiento en modo elevador.
17

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
2.2.4 Convertidor medio puente y push-pull bidireccional
Este convertidor está propuesto por Jain M. et al.[18]-[19]. Esta topología está
básicamente integrada por un transformador de alta frecuencia, por un medio puente
en un lado del transformador y por una salida Push-Pull alimentada en corriente. Para
evitar desequilibrio de tensión en los condensadores del Medio Puente, se adiciona un
devanado en el transformador con un arreglo de diodos. Este devanado se utiliza
también cuando el convertidor transfiere energía del Push-Pull al Medio Puente, ya
que por medio de éste se cargan simultánea y simétricamente los condensadores del
medio puente. En la Figura 2.4 se muestra el esquema del convertidor Medio Puente y
Push-Pull Bidireccional.
Figura 2.4 Convertidor Medio Puente y Push-Pull Bidireccional
Cuando el convertidor transfiere energía en modo elevador (del Push-Pull al Medio
Puente) y los condensadores del Medio Puente están descargados, se presenta el
problema de sobre corriente en la bobina. Este problema es que la corriente de la
bobina aumenta sin control hasta que la tensión de salida alcanza un valor aceptable de
tensión para poder desmagnetizar la bobina y que por consiguiente la corriente
disminuya. Para minimizar el aumento excesivo de corriente en el convertidor, el autor
propone la utilización de una resistencia que disipe la corriente en forma de calor. Esta
resistencia debe ir conectada en serie con la bobina para limitar la corriente de
arranque del convertidor; una vez que el convertidor alcance una tensión adecuada en
los condensadores del Medio Puente, esta resistencia, se cortocircuita con un
interruptor para que el convertidor funcione de manera normal en modo elevador. Por
esta razón, el autor propone el uso de ésta topología en aplicaciones de baja potencia,
ya que en el arranque en modo elevador se tiene que desechar una cantidad importante
18

Estado de la técnica en convertidores bidireccionales aplicados a vehículos híbridos
de energía para el correcto arranque del convertidor. En caso de utilizar la topología
para mayor potencia, significaría perder más potencia en el arranque del convertidor.
De entre las principales ventajas de ésta topología se pueden mencionar las siguientes:
• Topología de principio de funcionamiento muy sencillo
• Topología compacta
• Frecuencia constante
Las principales desventajas encontradas en ésta topología son:
• No se puede arrancar con tensión de salida cero en los condensadores. Se debe
adicionar un elemento para disipar energía cuando el convertidor funciona en
modo elevador. Al mismo tiempo, es necesario un mecanismo de activación y
desactivación de este elemento resistivo.
• Es necesario adicionar otro devanado en el transformador, lo cual hace más
difícil su diseño.
• La tensión en los interruptores del Push-Pull es del doble de la tensión de
salida.
2.2.5 Convertidor Flyback bidireccional
Esta topología ha sido propuesta por varios autores como convertidor bidireccional
[20], [21] y [24]. Esta topología sin duda es una de las más sencillas que se puede
encontrar de las topologías con aislamiento galvánico. Está integrada por un
transformador de alta frecuencia, por dos interruptores, uno en cada lado del
transformador y también por dos condensadores, uno para cada lado del convertidor.
El principio de funcionamiento de esta topología es muy sencillo, ya que almacena la
energía en el transformador cada vez que se controla el ciclo de trabajo y la transfiere
el resto del tiempo. Este convertidor puede funcionar en modo de conducción continuo
(MCC) y en modo de conducción discontinuo (MCD). La manera de implementar el
control es muy sencilla, pudiéndolo hacer con control por corriente promediada y con
control por corriente de pico. Las aplicaciones con las que se relaciona a ésta
topología, son con aplicaciones de mediana potencia (pocos cientos de vatios), ya que
19

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
al trabajar con corrientes pulsantes en ambos lados del transformador, ocasiona que se
tengan corrientes eficaces muy grandes causando altas pérdidas. En la Figura 2.5 se
muestra la topología del convertidor Flyback bidireccional.
.
.
Figura 2.5 Convertidor Flyback bidireccional
De entre las principales ventajas de ésta topología se pueden mencionar las siguientes:
• Reducida cantidad de elementos en la topología que hacen de ella una topología
económica.
• Ambos transistores están conectados a masa lo cual facilita su control.
• Principio de funcionamiento muy sencillo, al igual que la implementación del
control.
• Topología compacta que permite arrancar con condensadores descargados en la
salida
Las principales desventajas encontradas en ésta topología son:
• Corrientes pulsantes en ambos lados del transformador, causando elevadas
pérdidas por conducción.
• Al mismo tiempo, no se puede aplicar para valores elevados de potencia, ya que
para mayores potencias mayores serán las corrientes eficaces del convertidor.
• La inductancia de dispersión, ejerce una influencia muy grande en las
conmutaciones del convertidor, haciendo del diseño del transformador
complicado.
20

Estado de la técnica en convertidores bidireccionales aplicados a vehículos híbridos
2.3 Resumen y comparación
En éste capítulo, se han presentado las topologías de convertidores bidireccionales que
el autor ha considerado más importantes dentro del estado de la técnica. Una breve
descripción del principio de funcionamiento junto con las ventajas y desventajas que
presentan estos convertidores se presentó a lo largo del capítulo. Al mismo tiempo, es
importante hacer una valoración comparativa de estas topologías, sin embargo y
debido a que cada una de las topologías ha sido presentada para aplicaciones y
potencias distintas, resulta difícil hacer una comparación rigurosa y cuantitativa. Por
ello, se van a llevar a cabo, dos comparaciones de estas topologías. La primera de ellas
se hace con los datos proporcionados por cada uno de los autores y con las
características físicas de cada una de las topologías. La segunda comparación consiste,
en una valoración cualitativa en base a las necesidades de las fuentes de alimentación
para los Vehículos Híbridos.
En la Tabla I, se muestran los aspectos físicos encontrados en cada una de las
topologías del estado de la técnica. En ésta tabla, se encuentran el número de
semiconductores, componentes magnéticos, frecuencia de conmutación, rendimiento y
potencia de cada una de los circuitos mencionados. La tensión enclavada en
MOSFETs se refiere a si la tensión drenador-fuente de los MOSFETs se ve aumentada
por la inductancia de dispersión, que en aplicaciones de alta corriente es muy
importante. Por ejemplo, esta tensión es constante para los interruptores de un puente
completo independientemente de la tensión de salida y de la relación de
transformación que se escoja. No sucede así en un convertidor flyback, en el que ésta
tensión depende de la relación de transformación y de la tensión de salida.
21

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
Tabla I Resumen de aspectos físicos de las topologías en el estado de la técnica
TOPOLOGIA
Tensión en
transistores
AT/BT
Frec.
(kHz)
Potencia
(W)
η (%)
2.2.1 Doble puente
completo sin bobina
2.2.2 Doble medio
puente
2.2.3 Puente completo
con ZVZCS
2.2.4 Medio puente y
push-pull
2.2.5 Flyback
bidireccional
8 1 V C V B 50 (vble) 50000 90
4 2 2V C 2V B 20 (vble) 1600 92
9 2 V C 2V B 20 1600 94,5
4 2 V C 2V B 100 200 91
2 2 2V C 2V B 120 60 94
En la tabla anterior, se pueden observar las características generales de las topologías
presentadas en el estado de la técnica. De ésta tabla, se observa que altas potencias y
bajas frecuencias son manejadas por topologías formadas por Puentes completos y
Medios puentes. Las topologías como el Flyback y el Medio puente con Push-Pull son
utilizadas para bajas potencias y altas frecuencias debido a sus bajos rendimientos en
potencias altas (mas de 200W). Se observa que las topologías presentadas de manera
general cuentan con 2 componentes magnéticos, a excepción de la topología
presentada en 2.2.1 que tiene uno solo. Es importante resaltar las columnas que
muestran los esfuerzos de tensión ya que de forma indirecta esto condiciona la
aplicación en la que se utiliza cada convertidor.
En la Tabla II, se presenta una valoración cualitativa (bueno, regular, malo) de las
topologías bidireccionales de acuerdo a los criterios establecidos en el apartado (2.2).
Esta valoración es de cara a las necesidades que presentan los convertidores que son
utilizados en aplicaciones de Vehículos Híbridos.
22

Estado de la técnica en convertidores bidireccionales aplicados a vehículos híbridos
Tabla II Resumen y comparación cualitativa de las topologías bidireccionales
TOPOLOGIA
Tamaño
Coste
Fiabilidad
Complejidad
Rendimiento
Arranque
2.2.1 Doble puente
completo sin bobina
B R R M M R
2.2.2 Doble medio
puente
B B B M R M
2.2.3 Puente completo
con ZVZCS
M R M R B B
2.2.4 Medio puente y
push-pull
R B B B R M
2.2.5 Flyback
bidireccional
R B B B M B
De la tabla anterior, se observa que no existe una sola topología que sea capaz de
satisfacer todos y cada uno de los aspectos que se clasifican para aplicaciones de
Vehículos Híbridos.
La topologías que se puede utilizar para más alta potencia (2.2.1) resulta muy
compleja de diseñar debido a la necesidad de controlar la inductancia de dispersión del
transformador ya que es ella quien controla el flujo de potencia del convertidor.
Además los rendimientos alcanzados no son muy altos.
El Doble medio puente (2.2.2) también presenta dificultades en el diseño del
transformador y no permite el arranque suave desde tensión nula. Además los
interruptores están muy estresados en tensión como se aprecia en la primera tabla de
este apartado.
La topología del puente completo con conmutaciones suaves y capacidad de arranque
desde tensión cero en modo elevador (2.2.3), es una topología que no resulta difícil de
diseñar, ya que su diseño es un diseño más típico en el que se diseña tanto bobina
como transformador por separado y el flujo de energía se controla a través del ciclo de
trabajo del convertidor. Otra ventaja es que permite el arranque desde tensión nula. El
23

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
principal inconveniente es la presencia de 9 interruptores, 4 de los cuales están
sometidos a una tensión doble de la batería, lo que reduce la fiabilidad.
La topología de Medio Puente con Push-Pull (2.2.4) y la topología del convertidor
Flyback bidireccional (2.2.5), aunque mirando los parámetros presentan un buen
equilibrio no son topologías adecuadas para manejar altas potencias. Estas topologías
no son útiles para aplicaciones de media/alta potencia debido a las corrientes pulsantes
tanto en la entrada como en la salida. Además, la topología formada por el medio
puente y Push-Pull no tiene la capacidad de arrancar en modo elevador desde tensión
cero.
Por tanto, la que el autor considera más adecuada es la presentada en el apartado 2.2.3.
Las topologías que se presentan como novedosas en este trabajo (capítulos 3 y 4)
tienen como característica fundamental el poder trabajar de forma permanente con
tensiones bajas (lo que se ha denominado arranque en modo elevador). Posteriormente
se procederá a la comparación con las presentadas en este capítulo.
24

Estado de la técnica en convertidores bidireccionales aplicados a vehículos híbridos
2.4 Conclusiones
En la actualidad, diferentes son los laboratorios de investigación en automoción que
están interesados en encontrar nuevas topologías de convertidores bidireccionales para
ser utilizados en aplicaciones de Vehículos Híbridos. La tendencia en las
investigaciones es encontrar y diseñar nuevas topologías de convertidores
bidireccionales, que sean capaces de satisfacer las necesidades de los VH. Estas
topologías deberán ser sencillas, económicas y de altos rendimientos.
Distintas son las topologías de convertidores bidireccionales que se pueden encontrar
hoy en día. Sin embargo, muy pocas de ellas son para aplicaciones de Vehículos
Híbridos. Por esta razón, se hace un estudio y resumen de las más importantes que a
juicio del autor deben ser consideradas para esta aplicación. Del estado de la técnica,
la topología que a juicio del autor resulta más interesante para aplicaciones de
Vehículos Híbridos es:
• Convertidor Puente completo bidireccional con esquema unificado para
conmutaciones suaves (apartado 2.2.3) debido a su relativa sencillez y alto
rendimiento. El diseño de este convertidor resulta fácil al hacerse de manera
típica en el que se calcula una bobina y un transformador los cuales se pueden
optimizar para alcanzar altos rendimientos. La utilización de un devanado
auxiliar es útil para conseguir el arranque del convertidor desde tensión cero
en modo elevador.
Se han revisado las soluciones del estado de la técnica que han resultado más
interesantes y que aportan algunas ventajas para la conversión CC-CC bidireccional.
En los capítulos 3 y 4 de ésta doctoral se presentan, de manera original, dos nuevas
topologías de convertidores bidireccionales, cada una de ellas con características que
las hacen opciones interesantes y atractivas de cara a las aplicaciones de Vehículos
Híbridos. Ambas topologías alcanzan altos rendimientos y tienen la capacidad de
arrancar en modo elevador con tensión cero de salida (sin sobrecorrientes), siendo está
última característica lo que ha llevado a encontrar estas soluciones
25

Convertidor Reductor – Puente Bidireccional
3 Convertidor Reductor–Puente Bidireccional
3.1 Introducción
En éste capítulo se presenta de manera original una nueva topología de convertidor
bidireccional basada en la asociación serie de un convertidor reductor más un
convertidor puente completo. Este nuevo esquema de convertidor es capaz de
satisfacer las necesidades que presentan las fuentes de alimentación de los vehículos
híbridos (VH). Recordemos que las necesidades principales de estas fuentes de
alimentación son, trabajar con dos buses de tensión, uno de alta tensión y otro de baja
tensión, proporcionar aislamiento galvánico, y ser capaz de arrancar en modo elevador
desde tensión de salida cero para cargar un banco de condensadores o arrancar un
sistema de celdas de combustible.
Es importante mencionar, que éste trabajo de investigación está centrado en el estudio
y análisis de topologías de convertidores bidireccionales. Por lo tanto, en este capítulo,
se presenta el análisis y resultados de una nueva topología de convertidor bidireccional
que satisface los requerimientos de la fuente de alimentación de los vehículos híbridos
(VH).
Nota: No confundir modo reductor con convertidor reductor, ya que lo primero se
refiere al modo de funcionamiento del convertidor al transferir energía del bus
de alta tensión (V C ) hacia el bus de baja tensión (V B ). En tanto que lo segundo se
refiere a la topología conocida como convertidor reductor ó Buck.
El esquema general en el que está basada la topología bidireccional, es el que se
describe a continuación. Se trabaja con un bus de alta tensión (V C ), un nivel de tensión
intermedio al que se conecta el puente completo, y este a su vez está conectado con el
bus de baja tensión (V B ). El nivel de tensión intermedia V bus es directamente la salida
del convertidor reductor y tiene la ventaja de ser un nivel de tensión controlado. En la
Figura 3.1 se muestra el diagrama de bloques del esquema general de la topología. En
éste esquema se aprecian, la presencia de tres niveles de tensión, bus de alta tensión
(V C ), tensión intermedia (V bus ) y bus de baja tensión (V B ).
27

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
V C
REDUCTOR
V bus
PUENTE
COMPLETO
AL 50%
V B
Figura 3.1 Diagrama de bloques con los tres niveles de tensión V C , V bus y V B
Debido a los distintos modos de control del convertidor, se va a explicar en cada uno
de los modos, el primero como convertidor reductor, el segundo como convertidor
elevador y el último como convertidor bidireccional.
3.2 Convertidor Reductor-Puente “Modo reductor”
En éste apartado se hace el análisis de la nueva topología funcionando en modo
reductor. Como se mencionó, éste nuevo esquema de convertidor está basado en un
convertidor reductor seguido de un puente completo, etapa que proporciona
aislamiento galvánico. La estructura que se utiliza para proporcionar aislamiento
galvánico es un transformador con cuatro interruptores MOSFETs y una etapa
rectificadora formada por un puente de diodos. Cada uno de los MOSFETs opera con
ciclo de trabajo del 50% lo que hace de ésta estructura de puente completo una simple
ganancia que queda determinada por la relación de transformación.
3.2.1 Topología y formas de onda
En la Figura 3.2 se muestra el esquema del convertidor Reductor-Puente en modo
reductor. El convertidor reductor esta integrado por C C , M1, D2, L y C bus cuya salida
es la entrada del puente completo. Por otra parte, el puente completo está integrado
por cuatro MOSFETs M3 a M6, por el transformador TR, por el rectificador formado
por los diodos D7 a D10 y por el condensador de salida C B al que se conecta la carga
de baja tensión.
28

Convertidor Reductor – Puente Bidireccional
REDUCTOR
L
i L
PUENTE COMPLETO AL 50%
i B
V C
Cc
M1
D2
V bus
M3
i c
V L
Vs
M5
i p
Vp
TR
D7
D9
C B
V B
C bus
n TR
: 1
M4
M6
D8
D10
Figura 3.2 Esquema del convertidor Reductor-Puente modo reductor
Las formas de onda que corresponden a éste nuevo esquema de convertidor se
muestran en la Figura 3.3. En ésta figura se aprecia que la frecuencia de conmutación
del transformador TR es la mitad de la frecuencia en la bobina L. También se aprecia,
que al comportarse el transformador como una simple ganancia, la tensión que aparece
en V B es directamente proporcional a V bus y a la relación de transformación n TR .
29

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
M3 y M6
t
M4 y M5
t
V C – n TR V B
V L
-n TR V B
i L
V bus
V p
-V bus
M1
dT
n TR V B
t
∆i
t
t
-n TR V B
t
i p
t
T
2T
Figura 3.3 Formas de onda del convertidor Reductor-Puente en modo reductor
Si el convertidor opera en modo de conducción continuo (MCC) y en régimen
permanente, se aplica el balance voltios·segundos en la bobina L en un período de
conmutación, con esto se obtiene la ecuación (3.1) que define la tensión de salida V B
en función de la tensión de entrada V C , ciclo de trabajo d y de la relación de
transformación n TR .
Donde: 0 ≤ d ≤ 1
VC
VB = d
(3.1)
n
En la ecuación (3.2), se define el factor k R que es la ganancia del convertidor en modo
reductor.
TR
30

Convertidor Reductor – Puente Bidireccional
V
B
k
R
= (3.2)
VC
Sustituimos (3.2) en la ecuación (3.1) para definir la ganancia en función del ciclo de
trabajo y de la relación de vueltas n TR quedando:
V d
= (3.3)
n
B
k
R
=
VC
En la Figura 3.4 se muestra la ecuación (3.3) en función del ciclo de trabajo d y para
distintos valores de n TR .
1
TR
0,8
Ganancia k R
0,6
0,4
n TR = 1
n TR = 2
n TR = 3
0,2
n TR = 5
n TR = 10
0
0 0,2 0,4 0,6 0,8 1
Ciclo de trabajo d
Figura 3.4 Ganancia del convertidor en modo reductor en función del ciclo de trabajo d y
para distintos valores de n TR
En la figura anterior, se observa que la topología Reductor-Puente en modo reductor
puede alcanzar ganancias muy pequeñas para distintos valores de n TR . El valor del
ciclo de trabajo para distintos valores de n TR variar ampliamente desde cero hasta el
100%. Lo anterior significa que un amplio margen de tensiones de entrada puede
alimentar al convertidor y tener una salida constante. Dependiendo de la aplicación
31

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
que se trate, de ser posible, se debe seleccionar el número óptimo de vueltas n TR para
producir las menores pérdidas en el convertidor.
3.2.2 Funcionamiento en modo reductor
El funcionamiento de éste convertidor en modo reductor se puede explicar en dos
partes. La primera corresponde a un convertidor reductor que es controlado por el
ciclo de trabajo d en M1 y cuya salida es V bus . La segunda, es la que corresponde al
puente completo alimentado en corriente formado por los interruptores M3 a M6 y el
puente de diodos D7 a D10. Los MOSFETs están conmutando a la mitad de la
frecuencia de M1 y siempre conducen el 50% cada una de las ramas del puente. Con
lo anterior se consigue que el transformador TR se comporte únicamente como una
ganancia en continua que está determinada por n TR .
Debido a que la tensión de salida V B es inversamente proporcional a la relación de
transformación n TR y a V bus , al controlar el ciclo de trabajo d, se controla directamente
la tensión de salida V B . Por lo tanto, el flujo de energía que va desde la entrada V C
hacia la carga conectada en V B se controla directamente con el ciclo de trabajo d.
3.2.2.1 C bus y disparos de control en el puente completo
La presencia de C bus en el convertidor de la Figura 3.2 no es estrictamente necesaria.
Se coloca para disminuir los efectos de la inductancia de dispersión que presenta el
transformador TR sobre los MOSFETs M3 a M6. La presencia de éste condensador,
ayuda a atenuar los esfuerzos de tensión que soportan estos interruptores al conseguir
que se tenga una tensión en V bus mas limpia. Si el transformador TR es diseñado para
que la inductancia de dispersión sea muy pequeña, no hace falta la colocación de este
condensador.
Sin embargo, la presencia o no del condensador C bus condiciona el modo de controlar
los interruptores del puente completo M3 a M6. Si el condensador C bus no se coloca,
los disparos de los interruptores del puente completo se deben solapar. Esto se hace
para que la corriente de la bobina L siempre tenga un camino de circulación, de lo
contrario se presentaría una tensión de pico que dañaría a estos MOSFETs. Por el
contrario, si C bus es colocado, las señales de control del puente completo no se deben
32

Convertidor Reductor – Puente Bidireccional
solapar y es en éste condensador en el que continúa circulando la corriente de la
bobina cuando los interruptores del puente están apagados.
3.2.3 Corriente magnetizante en el transformador TR
Una vez que el convertidor se encuentra en estado permanente de funcionamiento, es
posible que las tensiones aplicadas al transformador no sean completamente simétricas
(del 50%). Esto se debe a pequeñas variaciones en los anchos de pulsos de los ciclos
de trabajo, ya que estos no son completamente iguales. Esto puede producir un
desequilibrio en la corriente magnetizante del transformador de potencia TR, lo que en
el peor caso produciría la saturación del núcleo que equivale a un cortocircuito {∆i →
∞}. Las resistencias parásitas del circuito, tienden a equilibrar el efecto de
desequilibrio de la corriente, sin embargo si el desequilibrio es muy grande entonces
se puede saturar el transformador.
Una solución habitual a este problema consiste en colocar un condensador serie que
obliga a que la corriente media por el transformador sea nula. Sin embargo, cuando el
convertidor maneja una corriente muy grande, este condensador presenta muchas
pérdidas además de ser muy voluminoso.
En el prototipo se ha diseñado e implementado de manera original un circuito que
previene la saturación del núcleo. Este circuito se encarga de prevenir la saturación
del núcleo ciclo a ciclo de conmutación mediante el sensado directo de la corriente
magnetizante y compararla con niveles preestablecidos de saturación del
transformador TR.
Para estimar la corriente magnetizante del transformador (I mag ), se utiliza el circuito
equivalente más simple del transformador. En la Figura 3.5 se muestra dicho circuito
en el que se muestran las partes del transformador y la corriente magnetizante que se
va a medir.
33

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
I`prim
R
n TR : 1 : 1 sec L sec
R prim L prim
I prim
I mag
V s
V p
L mag
V AUX
Figura 3.5 Circuito equivalente del transformador para determinar la corriente
magnetizante
Debido a que no es posible medir de una forma directa la corriente magnetizante en un
transformador, se propone estimarla de forma indirecta y partiendo de algunas
consideraciones. La primera de ellas, es considerar que el convertidor se encuentra
funcionando en estado estable. La segunda y más importante, es suponer y establecer
la semejanza que existe entre la corriente promedio del primario del transformador
(Î`prim ) con la corriente promedio magnetizante (Î mag ). Ambas corrientes promedio,
deben ser cero para asegurar que el flujo en el transformador se encuentre centrado y
garantizar que el núcleo no se sature. Estas consideraciones, nos permite hacer la
siguiente igualación:
Iˆ
′ ≡ ˆ
(3.4)
prim
I mag
Lo anterior significa, que si se es capaz de estimar la corriente promedio en el
primario del transformador, al mismo tiempo se estima la corriente promedio
magnetizante.
La manera de medir ésta corriente promedio, es midiendo directamente en los
terminales del transformador para determinar si existe alguna caída de tensión en la
resistencia del primario del transformador (R prim ). Sí en los bornes del primario del
transformador existe una caída de tensión positiva o negativa, significa que la
corriente magnetizante se esta desequilibrando, y el flujo aumenta positiva o
negativamente. En la ecuación (3.5) se presenta la caída de tensión promedio que se
presenta en el devanado primario del transformador, ya que es directamente
proporcional a la resistencia del primario del transformador (R prim ).
34

Convertidor Reductor – Puente Bidireccional
Vˆ = Iˆ
R
(3.5)
prim
Despejando la corriente magnetizante queda:
mag
Vˆ
prim
prim
Iˆ mag
= (3.6)
R
prim
Un devanado auxiliar es necesario, para de éste determinar el rizado de la corriente
magnetizante y sumado con el valor promedio previamente calculado, tener entonces
la estimación completa de la corriente magnetizante en el transformador. Para
determinar el rizado, se hace directamente midiendo la tensión en éste devanado
auxiliar (V AUX ) e integrándola. Con este devanado auxiliar y la relación de
transformación n TR , se puede medir la tensión que se aplica a la inductancia
magnetizante (L mag ). A partir de la ecuación simple de la bobina, se tiene:
Despejando la corriente queda:
V
AUX =
L
mag
dI
mag
dt
I
mag
1
= ∫VAUX
dt
L
mag
(3.7)
De la ecuación (3.7) se puede observar, que si se integra la tensión auxiliar, se tiene el
rizado de la corriente magnetizante. Previo a la integración de la tensión auxiliar, es
necesario quitar el valor medio a la señal, ya que con la estimación de la corriente
promedio es suficiente y únicamente resta conocer el rizado de la misma. La suma de
la corriente promedio y el rizado dan por resultado la corriente magnetizante completa
y con ella se puede conocer si la corriente magnetizante se desequilibra pudiendo
saturar al transformador, y si lo hace con flujo positivo o negativo.
En la Figura 3.6 se muestra el diagrama de bloques para estimar la corriente
magnetizante. La interpretación física de este diagrama de bloques corresponde a la
corriente magnetizante del transformador TR, aunque en realidad las señales que
manejan los circuitos electrónicos (amplificadores operacionales), son señales de
tensión.
35

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
Figura 3.6 Diagrama de bloques para estimar la corriente magnetizante I mag en TR
Figura 3.7 Circuito para estimar indirectamente la corriente magnetizante (I mag )
El circuito que se utiliza para estimar la corriente magnetizante se muestra en la Figura
3.7. En éste circuito, se aprecia la utilización de amplificadores operacionales para la
medida del valor promedio, para el rizado de la corriente y para la suma de ambas
señales.
36

Convertidor Reductor – Puente Bidireccional
Analizando el circuito de la Figura 3.7, se observa que esta integrado por tres bloques
distintos.
• El bloque integrador está formado por:
1.- Un filtro paso alto, que quita el valor medio de la tensión aplicada al
transformador, dejando una onda cuadrada en el cuadrante positivo y
negativo.
2.- Un circuito integrador, que obtiene el rizado de la onda cuadrada sin valor
medio. En la práctica el amplificador operacional que se va a utilizar para
realizar el integrador debe ser elegido con mucha precaución ya que debe
ser rápido y dar una salida en todo el rango de tensiones de alimentación
(en esta aplicación se utilizó un LM6152).
• El bloque que se encarga de medir el valor promedio de la corriente
magnetizante, solo cuenta con:
1.- Un filtro paso alto que tiene de entrada una tensión diferencial que se mide
directamente en los bornes del devanado del primario. Con este circuito, se
obtiene el valor medio de la tensión en el primario del transformador,
interpretándose como el valor promedio de la corriente magnetizante. En
este caso, el amplificador operacional que se usa debe ser de alta precisión
y de muy bajo offset, por ser decisiva la medida precisa del valor medio
(en ésta aplicación se ha utilizado el amplificador operacional OPA2277).
• El tercer bloque esta formado por un circuito que se encarga de sumar el valor
promedio de la corriente magnetizante con su rizado, ambos obtenidos con
circuitos independientes. De este modo se obtiene una estimación de la corriente
magnetizante completa que fluye a través del transformador TR.
Una vez que se tiene estimada la corriente magnetizante del transformador, se debe
comparar con un nivel máximo positivo y con un nivel mínimo negativo y asegurar
que ésta corriente no rebase estos límites de comparación. De lo contrario, se debe
hacer una inversión en los disparos del circuito de control del puente completo, para
evitar que el transformador del convertidor se sature.
37

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
En la Figura 3.8 se presentan las formas de onda que se obtienen del circuito para
medir la corriente magnetizante del transformador. En este caso, únicamente se ha
colocado una referencia para que se aprecie el funcionamiento del circuito cuando
existe un desequilibrio (en este caso negativo) de la corriente magnetizante. En el
Canal 1 se muestra la tensión medida en el devanado auxiliar del transformador
(V AUX ), el Canal 2 muestra la corriente magnetizante estimada (I mag ) que es la salida
del circuito antes explicado. En el Canal 3, se presenta la señal “RESET” que se
encargará de invertir el control del convertidor, es decir, que los pulsos de control en
el puente completo se inviertan, para evitar la saturación del transformador.
V AUX
I mag
Señal de
RESET
Figura 3.8 Señales del circuito para estimar la corriente magnetizante en el
transformador TR y para resetear el control del convertidor
3.2.4 Función de transferencia en modo reductor
Cuando el convertidor Reductor-Puente funciona en modo reductor, éste se comporta
como la asociación serie de un convertidor Reductor seguido de un convertidor puente
completo con ciclo de trabajo constante del 50% en cada una de sus ramas. De cara al
control, éste convertidor se puede considerar como un transformador ideal, el cual se
puede sustituir por una simple ganancia en continua fijada por la relación de
transformación. Lo anterior significa que, el comportamiento general del convertidor,
es como el de un convertidor reductor el cual tiene una ganancia constante entre el
38

Convertidor Reductor – Puente Bidireccional
condensador C bus y el condensador del bus de baja tensión C B . En la Figura 3.9 se
muestra el convertidor Reductor-Puente con el puente completo considerado como una
ganancia constante.
i L
L
GANANCIA CONSTANTE
i B
TR
V C
C C
M1
D2
C bus
Vp
Vs
C B
V B
i c V L n TR : 1
n TR
: 1
(PUENTE COMPLETO AL 50%)
Figura 3.9 Convertidor Reductor-Puente con el transformador considerado como una
ganancia constante
Para simplificar el análisis y obtener con sencillez la función de transferencia de éste
nuevo convertidor, se sugiere colocar todas las impedancias en uno de los lados del
transformador. En este caso, la manera más sencilla de hacerlo es refiriendo el
condensador C B hacia el lado V p del transformador dado que es la única impedancia
que se encuentra en la salida del transformador. De este modo, el condensador de
salida C B referido en el lado V p del transformador TR quedaría en paralelo con el
condensador C bus del convertidor reductor (Figura 3.10a). De estos dos condensadores,
se obtendría uno solo (C EQ ) que sería el equivalente paralelo de ambos. En la Figura
3.10b se muestra el circuito equivalente del nuevo convertidor simplificado con el
condensador equivalente C EQ .
En este caso, dado que n TR esta en el lado V p del transformador, al referir el
condensador C B hacia éste lado del transformador, lo hacemos partiéndolo por el
cuadrado de n TR , resultando:
C
B
C
Bp
= (3.8)
( n ) 2
El paralelo de ambos condensadores se calcula de la siguiente manera:
EQ
Bp
TR
C = C + C
(3.9)
bus
39

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
i L
L
C EQ
i L
L
V C
C C
M1
D2
i c V L Bp
C bus
C
V bus
V C
C C
i c V L C EQ
M1
D2
V bus
a)
b)
Figura 3.10 a) Condensador de salida C Bp referido en V p de TR b) Circuito equivalente
del convertidor para obtener la función de transferencia
La función de transferencia que resulta de este nuevo convertidor, es la de un
convertidor reductor resultando ser:
∆V
∆d
B
= V
C
LC
EQ
· s
1
L
+ · s + 1
R
2
(3.10)
Donde R es la resistencia de carga equivalente conectada en la salida del convertidor.
La ganancia del transformador se considera en el momento de cerrar el lazo de control
al igual que se considera la ganancia del modulador PWM (de las siglas en ingles
Pulse Width Modulation, Modulación de Ancho de Pulso). Por lo anterior, a ésta
nueva topología de convertidor, se le puede cerrar el lazo de control de manera muy
sencilla como a cualquier convertidor reductor.
3.2.5 Control del convertidor en modo reductor
El funcionamiento del convertidor es prácticamente como el de un convertidor
reductor, por lo tanto la forma de controlarlo es sencilla. Para implementar éste
control, se utilizan dos controladores comerciales convencionales como el UC3823
que controla el convertidor reductor y el UC3825 que controla el puente completo,.
Ambos controladores son de Texas Instruments. El diagrama de bloques de la Figura
3.11 muestra la forma de colocar a los dos controladores para controlar el convertidor
en modo reductor.
40

Convertidor Reductor – Puente Bidireccional
V C
V bus
V B
PUENTE
REDUCTOR
COMPLETO
M1 M3, M6 M4, M5
f c
f c
/ 2
UC3823
(Principal)
SINCRO
UC3825
(Esclavo)
Ref
Error
Figura 3.11 Diagrama de bloques para controlar el convertidor Reductor-Puente modo
reductor
3.2.5.1 Implementación del control
La manera en la que funciona el circuito de control se describe a continuación. El
controlador principal es el UC3823, éste se encarga de fijar la frecuencia de
conmutación (f c ) y el ciclo de trabajo que controla al MOSFET M1. De éste
controlador sale una señal llamada "SINCRO" que se encarga de sincronizar al
UC3825 quien proporciona dos salidas sincronizadas con el controlador principal.
Estas dos salidas son de un valor fijo del 50%, están desfasadas 180º entre ellas y cada
una controla dos MOSFETs del circuito puente. Debido a la forma de funcionamiento
del controlador esclavo (UC3825), las dos salidas son de la mitad de la frecuencia de
la que opera el controlador principal (f c /2) tal como es necesario para ésta topología
de puente completo. El lazo de control se cierra a través del amplificador de error que
proporciona el controlador principal. El controlador principal permite de manera
sencilla implementar arranque suave y adicionar protecciones en el circuito.
Con el esquema anterior, es posible controlar la tensión de salida de éste nuevo
convertidor funcionando en modo reductor.
41

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
3.3 Convertidor Reductor-Puente “Modo Elevador”
En este apartado se describe el convertidor funcionando en modo elevador. En este
análisis se presentan los aspectos principales que se deben considerar para diseñar y
construir correctamente este nuevo convertidor en modo elevador.
Es importante mencionar, que ésta topología funcionando como convertidor elevador,
es completamente novedosa, ya que no ha sido presentada en ninguna bibliografía
hasta hoy en día.
Para conseguir que el flujo de energía vaya desde V B hacia V C , es necesario sustituir
los diodos de libre circulación que están en la topología por interruptores MOSFETs
controlados. Con esta sustitución y con la estrategia de control adecuada, se consigue
que el convertidor, sea la asociación serie de un puente completo seguido de un
convertidor elevador. En la Figura 3.12 se muestra el diagrama de bloques del
convertidor para funcionar en modo elevador. Al igual que el funcionamiento en modo
reductor, en el modo elevador también se presentan tres niveles de tensión V B , V C y la
tensión intermedia V bus .
V bus
V bus PUENTE
V ELEVADOR V B
COMPLETO
C
Figura 3.12 Diagrama de bloques del convertidor en modo elevador con los tres niveles de
tensión V B , V C y V bus
En la Figura 3.13 se muestra el esquema completo del convertidor para funcionar en
modo elevador. Para que éste convertidor funcione adecuadamente, es necesario
adicionar un interruptor MOSFET (M11) para que conecte y desconecte C bus . Al
mismo tiempo, la operación de M2 está sujeta a la conexión de C bus , es decir, M2
funciona siempre y cuando C bus esté conectado. A continuación en el funcionamiento
42

Convertidor Reductor – Puente Bidireccional
de las etapas del convertidor, se explica la razón de conectar y desconectar el
condensador C bus .
i B
PUENTE COMPLETO
ELEVADOR
L
i L
i D1
i c
M7
M9
TR
D3
D5
C bus
V L
D1
V B
C B
i s
Vs
Vp
V bus
M2
C C
V C
M8
M10
1 : n TR
D4
D6
M11
Figura 3.13 Circuito del nuevo convertidor en modo elevador
Esta nueva topología de convertidor elevador, tiene dos etapas de operación, estas
etapas de operación son; Etapa de arranque y Etapa permanente o normal. A
continuación se explican cada una de estas etapas y la combinación de ambas para que
el convertidor arranque desde tensión cero hasta la tensión de salida nominal:
• Etapa de arranque.- Esta etapa se presenta transitoriamente y consiste en
arrancar el convertidor puente completo variando el ciclo de trabajo de los
cuatro MOSFETs M7 a M10 hasta alcanzar el 50% en cada una de las
ramas del puente completo. En esta etapa, tanto M2 como M11
permanecen abiertos, por lo tanto el condensador C bus permanece
desconectado. De ésta manera el circuito equivalente que resulta, es el de
un convertidor puente completo. Al variar el ciclo de trabajo d en los
interruptores del puente M7-M10, se controla directamente la tensión de
salida V C . Cuando se alcanza el 50% del ciclo de trabajo en cada una de
las ramas del transformador, éste funciona como una simple ganancia
constante que se encarga de multiplicar la tensión de entrada V B por la
relación de transformación n TR . Es en este momento cuando la etapa de
arranque ha llegado a su fin. En ésta etapa de funcionamiento, C bus
permanece desconectado, ya que de lo contrario, se cargaría
instantáneamente al valor de la tensión de entrada multiplicada por la
relación de transformación y se perdería la capacidad de regular V C . Para
43

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
evitar esto y poder variar la tensión de salida, éste condensador permanece
desconectado con el interruptor M11.
Nota: Se le nombra etapa de arranque, porque es una etapa previa al
funcionamiento permanente o normal del convertidor, sin embargo el
convertidor puede funcionar indefinidamente en esta etapa sin problemas.
• Etapa permanente ó normal.- Una vez alcanzado el 50% del ciclo de
trabajo en el puente completo, éste se mantiene constante y ya no es
posible incrementar la tensión de salida V C . Es en este momento cuando se
conecta el condensador C bus a través de M11 y al mismo tiempo comienza
a conmutar el MOSFET M2. Con lo anterior se consigue, que el circuito
equivalente sea el de un convertidor elevador que tiene como tensión de
entrada n TR·V B ó V bus . Este cambio de funcionamiento en la topología,
permite incrementar la tensión de salida V C hasta el valor requerido.
Invariablemente, cada vez que el convertidor opere en modo elevador, deberá utilizar
la etapa de arranque y la etapa permanente o normal. Es necesario utilizar estas dos
etapas de funcionamiento, para que la tensión de salida pueda arrancar desde tensión
cero y llegar hasta el valor de la tensión nominal.
A continuación, en los siguientes apartados se describen más ampliamente cada una de
las etapas de operación del convertidor:
3.3.1 Etapa de arranque
Para que éste nuevo convertidor arranque correctamente, es necesario adicionar un
transistor MOSFET (M11) que mantenga desconectado al condensador C bus . Este
condensador debe estar desconectado para evitar que se cargue instantáneamente hasta
el valor de la tensión de entrada, ya que entre éste condensador y la tensión de
alimentación V B existe únicamente la inductancia de dispersión que tiene el
transformador TR. De igual forma no sería posible regular la tensión en la salida del
convertidor en la etapa de arranque ya que el condensador se cargaría directamente a
la tensión n TR·V B para cualquier ciclo de trabajo en el puente M7-M10.
El convertidor en conjunto funciona como un convertidor puente completo, ya que la
bobina se magnetiza cada ciclo de trabajo con la tensión de entrada multiplicada por la
44

Convertidor Reductor – Puente Bidireccional
relación de transformación n TR menos la tensión de salida; el resto del tiempo, la
bobina se desmagnetiza con el inverso de la tensión de salida tal como ocurre en un
convertidor directo o forward.
3.3.1.1 Topología y formas de onda de la etapa de arranque
En la Figura 3.14 se muestra el circuito equivalente que resulta para controlar la
tensión de salida en el arranque del convertidor. En este circuito no aparece C bus , ya
que M11 está desconectado. Lo único que aparece es el circuito puente M7 a M10 con
el transformador TR, la etapa de rectificación D3 a D6, la bobina L y el condensador
C C al cual se conecta la carga de alta tensión.
i B
PUENTE COMPLETO
i L
L
i D1
i c
M7
M9
TR
D3
D5
V L
D1
V B
C B
i s
Vs
Vp
V bus
C C
V C
M8
M10
1 : n TR
D4
D6
Figura 3.14 Circuito equivalente para la etapa de arranque en modo elevador
En la Figura 3.15 se muestran las formas de onda que corresponden al arranque de este
convertidor. El convertidor en la etapa de arranque se comporta como un convertidor
puente completo, ya que lo único que controla el flujo de energía hacia V C es el ciclo
de trabajo impuesto a los MOSFETs del puente completo (M7 – M10).
45

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
M7 y M10
M8 y M9
V bus
dT
n TR V B
t
t
t
n TR V B - V C
V L
t
-V C
i D3
, i D6
i L
/2
t
i D4
, i D5
t
i D1
, i L
T
2T
∆i
t
Figura 3.15 Formas de onda en el arranque del convertidor en modo elevador
Si el convertidor opera en modo de conducción continuo (MCC) y se considera la
tensión de entrada y de salida constantes de un ciclo de conmutación a otro, se aplica
el balance voltios·segundos en la bobina L, se obtiene la ecuación (3.11) que define la
tensión de salida V C en la etapa de arranque en función de la tensión de entrada V B ,
ciclo de trabajo d y de la relación de transformación n TR .
Donde: 0 ≤ d ≤ 1
V = C
nTRVBd
(3.11)
En la ecuación (3.12) se define la ganancia del convertidor para el arranque en modo
elevador k A :
46

Convertidor Reductor – Puente Bidireccional
k
VC
= nTRd
(3.12)
V
A
=
B
En la Figura 3.15 se muestra la ecuación (3.12) en función del ciclo de trabajo y para
distinto número de vueltas n TR .
10
8
Ganancia k A
6
4
2
n TR = 10
n TR = 5
n TR = 3
n TR = 2
n TR = 1
0
0 0,2 0,4 0,6 0,8 1
Ciclo de trabajo d
Figura 3.16 Ganancia del convertidor en el arranque del modo elevador
Es importante mencionar, que el arranque del convertidor en modo elevador llega
hasta un nivel de tensión en el que la tensión es constante (momento en el que el ciclo
de trabajo es del 50% en cada una de las ramas del puente completo). En estas
condiciones, la tensión de salida no puede seguir aumentando sino hasta que comience
a funcionar el siguiente modo de operación (modo normal o permanente). En la figura
anterior, puede observarse que variando el valor de n TR , se consigue variar la ganancia
del convertidor en el arranque al mismo valor que se selecciona de n TR y con el ciclo
de trabajo máximo.
En la etapa de arranque, se debe tener cuidado con la tensión de salida, ya que ésta
no deberá sobrepasar el valor de la mínima tensión nominal. Es decir, que la
máxima tensión que se alcance en el arranque del convertidor, no debe ser mayor
que la mínima tensión de salida que el convertidor entregue en modo permanente o
47

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
normal. Este es un criterio de diseño que se aplicará para la selección de n TR en el
prototipo de este capítulo.
Lo anterior se debe cumplir, para asegurar que todos los valores de la tensión de salida
V C se regulen correctamente en una sola etapa de operación del convertidor (en este
caso en la etapa permanente o normal).
Para asegurar que la máxima tensión de salida en la etapa de arranque, no sobrepase la
mínima tensión de salida en la etapa permanente o normal, se establece una condición
que determina la máxima relación de transformación n TR que asegure lo anterior
expuesto. Esta condición queda como:
Despejando el valor de n TR nos queda:
n V ≤ V
(3.13)
TR
B max C min
VCmin
nTR
≤ (3.14)
V
La condición establecida en la inecuación (3.14) se debe cumplir si se desea que la
tensión de salida varíe en un rango de tensión de salida mínimo y máximo. Esto limita
la selección de la relación de transformación n TR del convertidor Reductor-Puente
Bidireccional.
Bmax
3.3.2 Etapa permanente o normal
En este apartado, se explica el modo de funcionamiento del convertidor en la etapa
permanente ó normal. Una vez que la etapa de arranque ha finalizado, el convertidor
pasa a funcionar con la etapa permanente ó normal. Esta etapa hace funcionar el
convertidor como un convertidor elevador. La manera de conseguir que el convertidor
funcione como un convertidor elevador, es utilizando los interruptores MOSFETs que
en la etapa de arranque permanecieron apagados. En este caso M2 estará conmutando,
y M11 estará encendido permanentemente. Con la ayuda de estos MOSFETs, el
convertidor funciona como un convertidor elevador que tiene como entrada la tensión
del bus de baja tensión multiplicada por la relación de transformación n TR . De igual
manera que cuando el convertidor funciona en modo reductor, la presencia de C bus no
48

Convertidor Reductor – Puente Bidireccional
es indispensable, solamente se incluye para tener una tensión mas limpia en la
entrada del convertidor elevador.
La manera de pasar a la etapa permanente o normal, es a través de un circuito de
comparación de niveles de tensión. Este circuito, consiste en comparar la tensión de
salida V C con el producto de la tensión del bus de baja tensión y la relación de
transformación n TR (n TR·V B ). Esta comparación se utiliza para saber si la etapa de
arranque ha terminado. Si la tensión de salida V C es inferior al valor del producto
n TR·V B , significa que el convertidor se encuentra funcionando en la etapa de arranque.
Sin embargo, una vez que se alcanza la tensión de salida máxima en el arranque del
convertidor (cuando se alcanza el 95% ó 97% del ciclo de trabajo) la etapa de arranque
finaliza y el convertidor comienza a funcionar como un convertidor elevador. Es decir,
el circuito comparador se ajusta para que tenga una histéresis que previamente se
calibra, y que el cambio de modo se efectúe antes de que el arranque deba llegar al
ciclo de trabajo máximo. La salida que el circuito comparador proporciona por defecto
es cero, y una vez que la comparación se efectúa, la señal de salida de éste circuito se
pone en alto para activar a los MOSFETs M2 conmutando y M11 encendido
permanentemente. Es en este momento cuando el convertidor comienza a funcionar
como un convertidor elevador.
3.3.2.1 Topología y formas de onda de la etapa permanente o normal
En la Figura 3.17 se muestra el circuito del convertidor para funcionar en la etapa
permanente ó normal. Este circuito es el mismo que se presentó en la Figura 3.13 ya
que éste circuito es aquel que tienen todos los elementos necesarios para funcionar
como convertidor elevador. El convertidor elevador tiene como tensión de entrada
V bus que se obtiene al hacer conmutar al 50% cada una de las ramas del puente
completo formado por los interruptores M7 a M10; los demás elementos que integran
al convertidor elevador son la bobina L, el MOSFET M2 y el condensados de salida
C C al cual se conecta la carga de alta tensión. En esta etapa de funcionamiento del
convertidor en modo elevador, el MOSFET M2 es quien se encarga de controlar el
flujo de energía que va desde V B hacia V C . Por lo tanto el ciclo de trabajo que controla
a M2 es el que se encarga de controlar la tensión de salida del convertidor en la etapa
permanente del modo elevador.
49

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
i B
PUENTE COMPLETO
ELEVADOR
L
i L
i c
M7
M9
TR
i p
D3
D5
C bus
V L
i D1
i M2
D1
C B
i s
V s
V p
V bus
M2
C C
V C
M8
M10
1 : n TR
D4
D6
M11
Figura 3.17 Convertidor en modo elevador, etapa permanente ó normal
En la Figura 3.18 se muestran las formas de onda que corresponden a la etapa
permanente ó normal del modo elevador.
M7 y M10
t
t
dT
M8 y M9
t
i M2
M2
t
t
dT
V B
i D1
V s
t
t
-V B
n TR V B
V L
n TR V B -V C
V bus
t
M2
i D3
,i D6
i D4
,i D5
t
t
i L
∆i
t
i p
t
dT
T
2T
T
2T
Figura 3.18 Formas de onda del convertidor etapa permanente o normal, modo elevador
Si el convertidor opera en modo de conducción continuo (MCC) y se consideran la
tensión de entrada y de salida constantes de un ciclo de conmutación a otro, se aplica
el balance voltios·segundos en la bobina L y se obtiene la ecuación (3.15) que define
50

Convertidor Reductor – Puente Bidireccional
la tensión de salida V C en la etapa permanente ó normal en función de la tensión de
entrada V B , ciclo de trabajo d y de la relación de transformación n TR .
V
C
= n
TR
V
B
1
1−
d
(3.15)
Donde: 0 ≤ d ≤ 1
La ecuación (3.16) define la ganancia del convertidor en la etapa permanente o normal
k N en modo elevador como:
k
N
V
=
V
C
B
= n
TR
1
1−
d
(3.16)
En la Figura 3.19 se muestra la ecuación (3.16) en función del ciclo de trabajo y para
distinto número de vueltas n TR .
200
n TR = 10
160
Ganancia k N
120
80
n TR = 6
n TR = 3
40
n TR = 1
0
0 0,2 0,4 0,6 0,8 1
Ciclo de trabajo d
Figura 3.19 Ganancia del convertidor en modo elevador para la etapa permanente o
normal k N en función del ciclo de trabajo y para distintas n TR
En la figura anterior, se aprecia que una gran variedad de valores para n TR pueden ser
utilizados y variar la ganancia del convertidor. En este caso, se selecciona el que
mejor convenga de cara a la selección de los semiconductores, es decir, se debe
51

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
procurar que su selección sea el que menores pérdidas cause en el convertidor. Otro
aspecto que se debe tener en cuenta para la selección adecuada de la relación de
transformación, es de cara a la construcción del transformador ya que relaciones de
transformación muy grandes causan que sea difícil de construir el transformador.
También, se debe seleccionar una relación de transformación que produzca ciclos de
trabajo fáciles de modular, tanto para modo reductor como para modo elevador.
3.3.3 Transición Etapa de arranque - Etapa normal
Una vez explicadas las dos etapas del convertidor en modo elevador, se deben unir
ambas para tener el funcionamiento completo del convertidor. Una manera de analizar
el comportamiento del convertidor con las dos etapas de funcionamiento, es con la
ganancia en cada una de las etapas de funcionamiento del convertidor. El
comportamiento de la ganancia en ambas etapas es importante y nos permite evaluar
la buena o mala transición que se hace de una etapa a otra en modo elevador.
Para todo ciclo de trabajo, la ganancia debe ser ascendente y no debe presentar
discontinuidades. Si la transición se efectúa correctamente, el convertidor puede
funcionar adecuadamente y permitir que el control del mismo se realice de manera
satisfactoria.
En la Tabla III se presentan las ecuaciones que definen la ganancia del convertidor en
modo elevador, una para la etapa de arranque y la otra para la etapa permanente o
normal.
Tabla III Ganancia del convertidor en modo elevador para la etapa de arranque y la
etapa permanente o normal
Ganancias del convertidor en Modo Elevador
Etapa de Arranque
Etapa Permanente o Normal
k
V
=
V
C
A
=
B
n
TR
d
k
N
V
=
V
C
B
= n
TR
1
1 − d
Nota: El ciclo de trabajo para la etapa de arranque y para la etapa permanente o
normal del convertidor es distinto. En la etapa de arranque, el ciclo de trabajo d
52

Convertidor Reductor – Puente Bidireccional
corresponde al de un convertidor Puente completo (MOSFETs M7 a M10), y en la
etapa permanente o normal corresponde a un convertidor Elevador (M2).
En ambas etapas, el ciclo de trabajo varía de 0 a 100% y lo hace en tiempos distintos,
esto se debe a que el ciclo de trabajo de la etapa permanente o normal comienza una
vez que el ciclo de trabajo de la etapa de arranque ha llegado a su valor máximo. Lo
anterior significa que las ganancias del convertidor en las dos etapas del modo
elevador son independientes. Nótese, que una vez que da comienzo la etapa
permanente o normal, el ciclo de trabajo en la etapa de arranque es el máximo y en ese
momento el transformador se comportará como una simple ganancia fijada por la
relación de transformación.
En la Figura 3.20 se muestran las ganancias de la etapa de arranque y de la etapa
permanente o normal una seguida de la otra con una relación de transformación n TR =
1, en esta figura se aprecia que en cuanto finaliza la etapa de arranque da comienzo la
etapa permanente o normal.
10
9
Ganancia total Modo Elevador
8
7
6
5
4
3
2
Etapa de Arranque
Reductor
Etapa Permanente
Elevador
1
0 0 0,2 0,4 0,6 0,8 1 / 0 0,2 0,4 0,6 0,8 1
Ciclo de trabajo d
Figura 3.20 Ganancia del convertidor en modo elevador, etapa de arranque y etapa
permanente
53

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
Con lo anterior se demuestra, que el comportamiento del convertidor es adecuado para
la combinación de las dos etapas de funcionamiento. Que es posible variar la tensión
de salida desde tensión cero y aumentarla hasta el valor deseado, ya que en la etapa
permanente se cuenta con un convertidor elevador. De igual manera, se puede ajustar
la relación de transformación n TR , para que la ganancia del convertidor sea mayor o
menor según se requiera. En la Figura 3.21 se muestra la gráfica de la ganancia del
convertidor para distintos valores de relación de transformación n TR . En esta gráfica, se
aprecia la modificación de la ganancia del convertidor variando la relación de
transformación n TR .
10
9
8
Etapa de Arranque
n TR = 5
Ganancia total
7
6
5
4
3
2
n TR = 3
n TR = 1
1
Etapa Permanente
0 0 0,2 0,4 0,6 0,8 1 / 0 0,2 0,4 0,6 0,8 1
Ciclo de trabajo d
Figura 3.21 Ganancia del convertidor en modo elevador, etapa de arranque y etapa
permanente separadas y con distinta relación de transformación n TR
Obsérvese en la figura anterior que se puede modificar el valor de la ganancia total del
convertidor modificando la relación de transformación n TR . Con lo anterior, se pueden
conseguir relaciones de tensión entre la entrada y la salida muy grandes
permitiéndonos seleccionar el valor adecuado de n TR según nos convenga.
54

Convertidor Reductor – Puente Bidireccional
3.3.3.1 Circuito de transición de la etapa de Arranque a la etapa Permanente
o Normal
Tal como se explicó en el apartado anterior, cuando el convertidor Reductor-Puente
funciona en modo elevador, está integrado por dos etapas de funcionamiento, la etapa
de arranque, y la etapa permanente o normal. En cada una de las etapas, el convertidor
funciona de manera diferente. En la etapa de arranque, el convertidor funciona como
un puente completo y en la etapa permanente funciona como un convertidor elevador.
En la etapa de arranque deben estar conmutando y variando el ciclo de trabajo M7 a
M10, M2 y M11 deben estar apagados, éste último se encarga de mantener
desconectado C bus ya que de lo contrario no se podría regular la tensión de salida en la
etapa de arranque. Cuando en la etapa de arranque el ciclo de trabajo alcanza su valor
máximo y la tensión de salida V C alcanza el valor máximo teórico (n TR·V B ) también, es
entonces cuando se debe producir el cambio de la etapa de arranque a la etapa
permanente o normal.
De manera original y como una aportación, se ha diseñado construido y probado un
circuito comparador de dos niveles de tensión con histéresis, que permite activar y
desactivar la señal de control “M” que es la señal que se encarga de determinar la
etapa en la que se encuentra funcionando el convertidor en modo elevador.
La señal de control M, se encarga de activar y/o desactivar a los interruptores
MOSFETs en cada una de las etapas de funcionamiento del convertidor cuando éste
funciona en modo elevador. En la Figura 3.22 se muestra el circuito que se utiliza para
determinar la señal lógica de control “M”. El circuito está integrado básicamente por
un comparador con histéresis de dos niveles de tensión y por un circuito
combinacional que se encarga de activar y desactivar señal M dependiendo en que
nivel de tensión de salida se encuentre funcionando el convertidor.
La interpretación de la señal de control “M” es como a continuación se indica:
Señal
⎧0
⎪
" M"
⎨
⎪
⎩1
⇒
⇒
Etapa de Arranque
Etapa Permanente
55

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
Comparador con Histéresis de
dos niveles de tensión
Circuito combinacional para
cumplir con las condiciones de
la señal de modo “M”
Figura 3.22 Circuito electrónico para determinar la señal “M” a partir de un comparador
con histéresis de dos niveles de tensión y de un circuito combinacional
V C
2 O NIVEL
1 ER NIVEL
n TR V B
Etapa Normal
Etapa de Arranque
Señal
“M”
0
t
0
t
Figura 3.23 Activación de la señal lógica de control “M” en función de los niveles de
tensión V B y V C y con el circuito comparador de dos niveles de tensión
De la Figura 3.23 se tiene que el valor por defecto de la señal lógica de control M es
cero. Esto significa que el convertidor en la salida, tiene una tensión inferior al
producto n TR V B o incluso 0V. Una vez que la tensión de salida V C incrementa su valor
56

Convertidor Reductor – Puente Bidireccional
y supera el primer nivel de tensión de comparación, es entonces cuando se activa la
señal de control M y se coloca en nivel alto. Es en este momento cuando el
convertidor deja de funcionar con la etapa de arranque y comienza a funcionar con la
etapa permanente o normal del modo elevador. De igual modo, cuando la tensión de
salida disminuye y cruza el segundo nivel de tensión, entonces la señal de control pasa
de nivel alto a nivel bajo. Cuando esto sucede, el convertidor deja de funcionar de la
etapa permanente y vuelve a hacerlo con la etapa de arranque.
El circuito para efectuar la transición de la etapa de arranque a la etapa permanente en
modo elevador, se incluye dentro del circuito de control del convertidor en modo
elevador que se explica en el apartado 3.3.5. Este se incluye como un bloque que tiene
como entradas, la medida de la tensión de salida y la medida de la tensión de la batería
y como salida proporciona la señal lógica de control “M”.
3.3.4 Función de transferencia en modo elevador
Para controlar correctamente el convertidor en modo elevador, es necesario conocer la
función de transferencia del mismo. Las dos funciones de transferencia, son la de un
convertidor reductor cuando se encuentra funcionando en la etapa de arranque y la de
un convertidor elevador cuando el convertidor esta operando en la etapa permanente o
normal. Para hacer un lazo de control adecuado, se deben considerar las dos funciones
de transferencia cada una en las condiciones de funcionamiento a que corresponda en
el convertidor y hacer un lazo de control que sea capaz de controlar el convertidor
cuando este funcionando con una función de transferencia u otra.
En éste trabajo de investigación, el autor no se ha centrado en desarrollar un lazo de
control que satisfaga a las dos funciones de transferencia. Únicamente se proporcionan
las funciones de transferencia de cada uno de los funcionamientos del convertidor para
aquel que desee explorar el mejor lazo de control de acuerdo a cada aplicación en
particular de la topología.
3.3.4.1 Función de transferencia de la etapa de arranque
La función de transferencia que corresponde a esta etapa de funcionamiento del
convertidor, es la de un convertidor reductor tradicional. Es por ello que no se
profundiza mas allá de la teoría de control para esta función de transferencia, y el
57

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
autor solo se limita a la presentación de esta función asumiendo que el lector está
familiarizado con esta función típica. En este caso, los pulsos de tensión que se aplican
a la bobina en el ciclo de trabajo d son del valor de la tensión de entrada multiplicados
por la relación de transformación n TR . La función de transferencia del convertidor en
modo elevador funcionando en la etapa de arranque es:
∆V
C
∆d
= n
TR
V
B
LC
C
· s
2
1
L
+ · s + 1
R
Donde R es la resistencia de carga conectada a la salida del convertidor.
(3.17)
3.3.4.2 Función de transferencia de la etapa permanente o normal
La función de transferencia de ésta etapa de funcionamiento del convertidor en modo
elevador, corresponde a la función de transferencia de un convertidor Boost o
elevador. Al igual que la función de transferencia de la etapa de arranque, la función
de transferencia de la etapa permanente o normal también es una función ya por demás
conocida. La única diferencia que se encuentra frente a la función de transferencia del
convertidor elevador típico, es que éste nuevo convertidor tiene por tensión de entrada
la tensión del bus de baja tensión multiplicada por la relación de transformación n TR .
En cuanto a lo demás, esta función también presenta un cero en el semiplano derecho
del eje imaginario que hace difícil su compensación al momento de cerrar el lazo de
control.
De la Figura 3.17 y de la Figura 3.18 se obtienen las ecuaciones de estado del
convertidor para la etapa permanente o normal. Las ecuaciones de estado de la tensión
en la bobina L y la corriente en el condensador C C quedan definidas como:
⎛
L i
• ⎞
⎜ L ⎟ = nTRVBd
+ ( nTRVB
−VC
)( 1 − d )
(3.18)
⎝ ⎠
⎛ V
C V
• ⎞
C
C ⎜ C ⎟ = iL
( 1 − d ) −
(3.19)
⎝ ⎠
R
58

Convertidor Reductor – Puente Bidireccional
Al linealizar y resolver las ecuaciones de estado, la función de transferencia que se
obtiene queda definida como:
∆V
C
∆d
=
V
C0
( 1−
d )
0
⎡
⎢
⎢⎣
1
⎡
⎢−
⎢⎣
V
C0
i
LC·
s
L0
( 1−
d )
2
L
+
⎤
· s + 1⎥
⎥⎦
1 L ⎤
· s + 1
( ) ( ) ⎥ ⎥ 2
2
1−
d
0
1−
d R
0 ⎦
0
(3.20)
⎛ ⎞
El funcionamiento del convertidor en estado estable, permite suponer que ⎜i • L ⎟ = 0 ,
⎝ ⎠
por lo tanto, de la ecuación (3.18) despejamos el ciclo de trabajo “d 0 ” en condiciones
estables resultando:
VB
d = 1− n
(3.21)
0
TR VC
Se calcula la resistencia de carga R y la corriente promedio en la bobina en
condiciones estables, resultando:
Donde: P es la potencia del convertidor
2
0
VC0
R = (3.22)
P
P
i
L
= (3.23)
0
V
Por lo tanto y al sustituir las ecuaciones (3.21) a (3.23) en (3.20) queda:
C
0
∆V
C
∆d
2
VC0
=
n V
TR
B
⎡
⎢
⎢⎣
V
2
C
0
⎡
⎢−
⎢⎣
n
TR
LC·
s
PL
V V
2
B
+
⎤
· s + 1⎥
⎥⎦
2
V
L ⎤
· s + 1
( ) ( ) ⎥ ⎥ 2
2
n V
n V R
TR B
TR B ⎦
C
0
C
0
(3.24)
59

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
Éste convertidor, presenta un cero positivo en la función de transferencia. Este cero
PL
positivo esta ubicado en tal como lo indica el coeficiente del término lineal
n V V
TR
B
C 0
del numerador en la función de transferencia. Este cero positivo, limita la respuesta
dinámica del convertidor al limitar el ancho de banda en el control al cerrar el lazo.
Con las dos funciones de transferencia calculadas, es posible implementar el lazo de
control para ambas etapas de funcionamiento del convertidor.
3.3.5 Control del convertidor en modo elevador
El control del convertidor en modo elevador incluye el control para la etapa de
arranque y el control para la etapa permanente o normal. En la Figura 3.24 se muestra
el diagrama de bloques que se utiliza para controlar el convertidor en modo elevador.
Este control funciona adecuadamente tanto para el arranque como para la etapa
permanente o normal y tiene incluido el circuito de transición de una etapa a otra
explicado en el apartado 3.3.3.1.
3.3.5.1 Implementación del control en modo elevador
La manera de implementar éste control es utilizando dos controladores convencionales
como el UC3823 y el UC3825 de Texas Instrument. En esta aplicación, el primer
controlador es llamado “Principal” y el segundo “Esclavo”. El controlador principal se
encarga de sincronizar al controlador esclavo mediante la señal “SINCRO”, el
controlador principal es el que fija la frecuencia de conmutación fc y el ciclo de
trabajo d. La señal de control M, se encarga de determinar la etapa de funcionamiento
del convertidor, es decir, etapa de arranque o etapa permanente o normal.
En la etapa de arranque, el controlador esclavo UC3825 proporciona dos salidas de
un valor fijo del 50%, estas señales están desfasadas 180º entre ellas y cada una,
después de ser multiplicada por el ciclo de trabajo del controlador principal, controla
los MOSFETs del circuito puente. En el arranque, los MOSFETs M2 y M11
permanecen apagados. La tensión de salida en la etapa de arranque del convertidor, es
controlada por el ciclo de trabajo que se impone a los interruptores MOSFETs del
60

Convertidor Reductor – Puente Bidireccional
puente completo. Una vez que la tensión de salida alcanza el valor de la comparación
(n TR·V B ), da comienzo la etapa permanente o normal.
En la etapa permanente o normal, una vez que la tensión de salida alcanza el valor de
la tensión de entrada multiplicado por la relación de transformación, se activa la señal
M que conecta el condensador C bus a través del interruptor M11. Al mismo tiempo ésta
señal M pone a conmutar el interruptor M2, en este momento la etapa de arranque
termina y la etapa permanente ó normal comienza. La señal M a través de un arreglo
de puertas lógicas, se encarga de enclavar los disparos de los interruptores del puente
completo para hacer que el transformador se quede funcionando al 50% como una
simple ganancia. De éste modo, la tensión de entrada del convertidor en modo
elevador tiene como entrada el bus de baja tensión multiplicado por la relación de
transformación. Es en este momento cuando la tensión de salida queda controlada por
el interruptor M2 que es gobernado directamente por el controlador principal. En ésta
etapa, la que la tensión de salida debe ser regulada para todos los valores de tensión de
funcionamiento permanente o normal.
Con el esquema anterior, es posible arrancar el convertidor con tensión cero en la
salida en modo elevador, y tener un banco de condensadores y/o celdas de
combustible en el lado de alta tensión de salida.
61

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
V B
PUENTE
COMPLETO
V bus
C bus
ELEVADOR
V C
M7, M10
fc / 2
M8, M9
M11
fc
M2
M
d
V B
Comparador de
niveles de tensión
V C
UC3825
(Esclavo)
SINCRO
UC3823
(Principal)
Error
Ref
Figura 3.24 Diagrama de bloques para el control del convertidor en modo elevador
3.4 Convertidor Reductor-Puente “Bidireccional"
En los apartados anteriores, se han analizado por separado el funcionamiento de la
topología en modo reductor y en modo elevador. En ambos casos, fueron considerados
arreglos de diodos para las respectivas etapas de rectificación. En la topología
bidireccional, no se utilizan diodos rectificadores, en su lugar se han sustituido por
MOSFETs que son necesarios para funcionar correctamente como convertidor
bidireccional.
En éste apartado se presenta de manera original la topología del nuevo convertidor
Reductor-Puente Bidireccional basado en un convertidor Reductor mas un Puente
completo. Las características principales con las que cuenta esta nueva topología
son: capacidad de transferir energía en ambas direcciones, aislamiento galvánico,
alta relación entre la tensión de entrada y la tensión de salida y puede arrancar en
modo elevador con tensión de salida desde 0V sin problemas.
Esta nueva topología de convertidor bidireccional, cuenta con la ventaja de tener un
funcionamiento muy sencillo. Funciona como un convertidor reductor y como un
62

Convertidor Reductor – Puente Bidireccional
convertidor elevador, la única diferencia, es la adición de un transformador que está
conmutando la mayor parte del tiempo al 50% en cada una de sus ramas. En éste
apartado, se van a presentar los principales aspectos de diseño del convertidor para
que funcione adecuadamente como un convertidor bidireccional.
En la Figura 3.25 se muestra la topología del convertidor Reductor-Puente
Bidireccional. En esta figura, se colocan todos los elementos que son necesarios para
que la nueva topología pueda funcionar como un convertidor bidireccional.
i c
REDUCTOR
L
PUENTE COMPLETO
i B
Vc
Cc
M1
i L
C bus
M3
M5
i i s
p
Vp
Vs
M2 V bus
TR
M7
M9
CB
VB
M11
M4
M6
n TR
: 1
M8
M10
Figura 3.25 Convertidor Reductor-Puente Bidireccional
Al sustituir los diodos por MOSFETs y controlar el flujo adecuado de la corriente, se
tiene una nueva topología de convertidor bidireccional. Esta topología, funciona
correctamente y tiene la capacidad de arrancar en modo elevador desde tensión de
salida cero como lo es para los casos de los convertidores con bancos de
condensadores en la salida.
3.4.1 Análisis de la topología
Esta topología ha sido analizada por separado como convertidor reductor y como
convertidor elevador en los apartados 3.2 y 3.3 respectivamente. El análisis que se ha
realizado de la topología en cada caso, ha sido un análisis independiente en el que no
se ha tomado en consideración que el convertidor sería utilizado como convertidor
bidireccional. Por lo tanto, de los análisis realizados no se puede desprender aún un
criterio definitivo para diseñar correctamente la topología como convertidor
bidireccional. Es por ello que en el desarrollo de este apartado, se analizan las
características y restricciones de la topología funcionando como bidireccional.
63

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
El aspecto que se debe revisar para analizar la topología como convertidor
bidireccional es, estudiar la penalización que sufre el convertidor para que pueda
funcionar como convertidor bidireccional.
3.4.2 Penalización de la bidireccionalidad
Es importante hacer un análisis de la penalización que se tiene en el convertidor al
tener que trabajar como convertidor bidireccional. La penalización está determinada
por los niveles de tensión que deben soportar los semiconductores de potencia del
convertidor. Estos niveles de tensión, dependen del modo de operación en que se
encuentre trabajando el convertidor pudiendo ser, modo reductor o modo elevador.
Dentro de un mismo período de conmutación, los componentes del convertidor están
sometidos a distintos niveles de tensión. En este caso, el nivel de tensión que nos
interesa es el máximo que soporta cada componente.
En la Tabla IV se presenta un resumen de las ecuaciones para calcular las tensiones de
bloqueo para cada uno de los componentes del convertidor tanto para modo reductor
como para modo elevador.
Las tensiones de bloqueo son las máximas tensiones que se presentan el los terminales
de cada uno de los componentes en un determinado intervalo dentro del período de
conmutación.
En general, es deseable que las tensiones de bloqueo sean lo menor posibles de cara a
la selección de los componentes, ya que un mismo componente de potencia que
soporte más tensión que otro, tendrá peores características eléctricas. Por ejemplo, la
resistencia en conducción (R DSON ) para los transistores MOSFETs, es mayor para
aquellos transistores que soporten mayor tensión entre drenador y fuente.
64

Convertidor Reductor – Puente Bidireccional
Tabla IV Tensiones de bloqueo en los componentes del convertidor en modo reductor y
modo elevador
TENSIONES DE BLOQUEO
COMPONENTE
MODO
REDUCTOR
MODO ELEVADOR
ARRANQUE NORMAL
M1 y M2
VC
VC
VC
M3 a M6
n V TR B
n V TR B
n V TR B
M7 a M10
V
B
V
B
V
B
M11 0 n V TR B
0
Obsérvese, que tanto para modo reductor como para modo elevador y para todos los
componentes excepto para el MOSFET M11, las tensiones de bloqueo son
exactamente las mismas en cada caso. Esto significa, que de ningún modo, la
topología se penaliza al convertirla en una topología de convertidor bidireccional.
De los esfuerzos eléctricos que sufren los componentes del convertidor, ninguno de
ellos se ve afectado al hacer de la topología un convertidor bidireccional. M11,
soporta 0 voltios de tensión en modo reductor y en la etapa permanente del modo
elevador, ya que en estos modos de funcionamiento el interruptor permanece cerrado.
En la etapa de arranque del modo elevador éste interruptor permanece abierto, pero al
igual que los MOSFETs M3 a M6 únicamente soporta la tensión del bus de baja
tensión multiplicada por la relación de transformación.
3.4.3 Diseño del convertidor para funcionar bidireccionalmente
Se ha realizado una hoja de cálculo en el programa matemático MathCAD (Anexo I)
para calcular y obtener corrientes, tensiones y pérdidas del convertidor. De forma
general, el diseño del convertidor Reductor-Puente Bidireccional utiliza los mismos
65

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
criterios que se establecen para diseñar el convertidor en modo reductor y en modo
elevador. Se debe cuidar que sea un diseño en el que se tengan las menores pérdidas y
en el que los componentes sean los mas adecuados posibles de cara a tamaño, peso y
rendimiento. De igual manera, la selección y cálculo de los componentes se hace de
acuerdo al criterio que a continuación se describe.
3.4.4 Frecuencia de conmutación
En un convertidor conmutado la elección de la frecuencia de conmutación es un
parámetro que va ha influir en todos sus elementos. Va a ser un determinante del
tamaño de los elementos magnéticos, así como de los interruptores y el rendimiento.
La elección de este parámetro no es nada sencillo, debido a que la frecuencia va a
determinar el tamaño y las pérdidas de los magnéticos, así como en los demás
dispositivos. Se debería hacer un barrido en frecuencias del convertidor, para obtener
la que optimiza las pérdidas para las tensiones nominales, pero es posible que la
mejora no sea muy significativa. Por lo tanto es un parámetro que queda a la elección
y experiencia del diseñador, y a partir de la elección de ésta se diseñan los demás
componentes. Claro está, que la libertad de elección no es total, siendo para éste tipo
de convertidores variable aproximadamente entre 25kHz y 200kHz. En este
convertidor se ha elegido una frecuencia intermedia, debido a la las altas tensiones y a
los altos valores de potencia que se presentan (1,5kW), de modo que el transformador
no resulte muy voluminoso. Se ha escogido 100kHz para los transistores M1 y M2 que
conforman el convertidor reductor, lo anterior hace que el puente completo conmute a
50kHz.
3.4.5 Cálculo de tensiones
Este convertidor, debe ser capaz de funcionar con un margen de tensiones de entrada y
proporcionar otro margen de tensiones de salida. Esto ocasiona que los MOSFETs,
soporten distintos valores de tensión al tener tensiones de entrada y salida mínimas y
máximas. La selección de estos componentes se debe hacer considerando la tensión de
bloqueo crítica, es decir, la máxima tensión que soportan para las distintas
combinaciones de tensiones de entrada y salida. En topologías que cuentan con uno o
varios transformadores de por medio, la selección de la relación de transformación es
66

Convertidor Reductor – Puente Bidireccional
crítica, ya que en muchos casos de ella depende la selección de la mayoría de los
MOSFETs de potencia. Es por ello, que conviene utilizar una relación de
transformación con la que se puedan seleccionar MOSFETs de la menor tensión
drenador fuente posible para el convertidor. En ésta topología en particular,
únicamente los MOSFETs M3 a M6 y M11 dependen de la relación de transformación
n TR , ya que el resto de interruptores soportan la tensión de entrada y la tensión de
salida sin importar la relación de transformación que se tenga.
3.4.6 Cálculo de la relación de transformación n TR
La relación de transformación n TR , afecta directamente en el funcionamiento del
convertidor al estar involucrada para el cálculo de la inductancia, por lo tanto afecta en
las corrientes en todos los componentes del convertidor. Por esta razón, no es tan
sencillo determinar el valor de esta relación de transformación ya que las pérdidas del
convertidor pueden aumentar al influir directamente en las corrientes de los
componentes del convertidor. Algunas veces, se tienen limitaciones de carácter físico
para la selección de esta relación de transformación, en otras ocasiones el mismo
funcionamiento de la topología que se utiliza puede limitar la selección ó quien
también puede fijar su valor es el rango de tensiones de operación en los que tenga que
trabajar el convertidor.
En el caso del convertidor Reductor-Puente Bidireccional y debido a la aplicación en
la que se desea utilizar (Vehículos Híbridos), es una combinación de los factores
anteriores quienes se encargan de determinar el valor de la relación de transformación
n TR . Estos factores se mencionan a continuación:
• Márgenes de tensión de operación.- De acuerdo a los márgenes de tensión
con los que deba funcionar el convertidor, se debe seleccionar el valor
adecuado de n TR para que los ciclos de trabajo que resulten sean de valores
aceptables. Al mismo tiempo, en ésta nueva topología de convertidor
bidireccional, se estableció una condición de diseño en el modo elevador que
limita la selección de los valores de la relación de transformación. Esta
condición esta definida por la inecuación (3.14) y establece que la relación de
transformación se debe seleccionar de entre los siguientes valores posibles:
67

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aplicación en vehículos híbridos
V
nTR
≤
V
C
• Tensión de bloqueo.- De igual manera, la selección de n TR debe ser un
compromiso en el que la tensión de bloqueo de los componentes sea lo menor
posible para poder seleccionar dispositivos de baja resistencia en conducción
y bajas capacidades parásitas en el caso de los MOSFETs. Los MOSFETs que
se ven afectados con la selección de n TR son M3 a M6 y M11.
• Cálculo de pérdidas.- Por último, para determinar el valor adecuado de la
relación de transformación, se debe realizar un análisis de las pérdidas que se
producen en los dispositivos del convertidor para los posibles valores de n TR y
seleccionar el que menores pérdidas presente para el convertidor.
B
min
max
3.4.7 Cálculo de corrientes
En el convertidor, se han calculado las corrientes promedio y eficaces de cada uno de
los componentes cuando opera en modo reductor y cuando opera en modo elevador.
Estos valores de corriente, se detallan más ampliamente en el Anexo I, que es una hoja
de MathCAD utilizada para calcular los parámetros y pérdidas del convertidor en un
modo de operación o en otro. El valor de las corrientes que circulan a través de los
componentes del convertidor, dependen de la potencia de diseño y del valor de
inductancia que tiene la bobina L, que es otro grado de libertad del diseño.
3.4.7.1 Cálculo de la bobina L
Para calcular el valor de la bobina, se pueden considerar varios criterios, desde
preseleccionar un valor de inductancia, un núcleo, un valor en el rizado de la corriente
u optimizar el valor de las corrientes promedio y eficaces para alcanzar un mínimo de
pérdidas en los componentes del convertidor. En este caso, como va a ser un elemento
voluminoso por la corriente que lleva, se ha permitido que el rizado sea grande (100%
de la corriente promedio que circula en la bobina). Con esto, se pretende utilizar un
bajo valor de inductancia que sea fácil de alcanzar y construir. La ecuación (3.25)
define el valor de la inductancia en la bobina del convertidor con un rizado del 100%
pico a pico. Se calcula para la corriente nominal de salida.
68

Convertidor Reductor – Puente Bidireccional
( n V )
3
1 ⎛
⎞
2 TR B 1
max
L = ⎜( nTRVB
) − ⎟
(3.25)
max
P ⎜
V ⎟
⎝
c
fc
max ⎠
Donde:
L = Inductancia de la bobina L (H)
P = Potencia de salida (W)
V Bmax , V Cmax = Tensiones de entrada y salida máximas (V)
fc = Frecuencia de conmutación (Hz)
n TR = Relación de vueltas en el transformador
3.4.8 Cálculo de los condensadores
En general, el cálculo de los condensadores depende de la topología que se este
utilizando. Por ejemplo, en modo de conducción continuo (MCC), el condensador de
salida de un convertidor reductor o de un convertidor reductor con aislamiento
(forward), necesita un valor de condensador de filtrado menor que en el caso de un
convertidor de retroceso (flyback). La corriente en la salida de un convertidor de
retroceso es pulsante, ocasionando que el condensador de salida sea el que se encargue
de alimentar la carga cuando no existe corriente desde la entrada. Esto penaliza su
funcionamiento, ya que tiene que almacenar suficiente energía para alimentar a la
carga en los tiempos en que se interrumpe la corriente.
La forma más común de calcular el valor de un condensador y que es la que se ha
utilizado en este trabajo de tesis, es fijar un valor de rizado de tensión que se desee en
la salida e integrar la corriente que circula en el condensador, de este modo se obtiene
el valor necesario del condensador.
Por la aplicación de esta topología en Vehículos Híbridos (VH), es necesario mantener
en las salidas del convertidor valores de tensión con relativa calidad al tener que hacer
las funciones de un cargador/descargador de baterías. Por lo anterior, el rizado de
tensión con el que se calculan los condensadores con respecto a su salida, es del 1%.
69

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
Al igual que las corrientes en cada uno de los componentes del convertidor, el cálculo
de los condensadores se hace en el correspondiente modo de funcionamiento (reductor
o elevador) y se selecciona aquel que resulte de mayor valor. Esto es así, porque en el
caso de convertidores bidireccionales, un mismo condensador es de entrada en un
modo de funcionamiento y de salida en el otro modo de operación y uno de los modos
puede estar más penalizado y resultar un condensador más grande.
3.4.9 Cálculo del transformador y la bobina
Para diseñar el transformador y la bobina se recurre a la experiencia desarrollada en la
División de Ingeniería Electrónica (DIE) que ha comercializado una herramienta
computacional llamada "PExprt" la cual es distribuida internacionalmente por
ANSOFT Corporation (www.ansoft.com). Esta herramienta, cuenta con un apartado
que permite diseñar componentes magnéticos (bobinas y transformadores) de los
convertidores de potencia conocidos o a partir de las formas de onda que se aplican al
componente. Esta herramienta proporciona múltiples diseños de componentes
magnéticos los cuales pueden ser optimizados para obtener las menores pérdidas, los
menores tamaños, las menores temperaturas, utilizar un núcleo determinado, los
menores volúmenes, etc. La herramienta computacional de diseño cuenta con una
extensa base de datos de todas las empresas que comercializan núcleos magnéticos y
conductores con los cuales propone los diferentes diseños. De los diseños propuestos
se selecciona el que mejores prestaciones de tamaño y menores pérdidas tenga.
También cuenta con un apartado para modelar el componente magnético (PExprt
Modeler), en este apartado se puede aplicar entrelazado a los devanados del
transformador y calcular las pérdidas y acoplamientos que se producen en el
componente antes de construirlo.
• Transformador TR.- Para calcular el transformador TR se proporcionan
como entrada las tensiones de operación, la potencia de operación, el ciclo de
trabajo y la relación de transformación en cualquiera de los modos de
funcionamiento, ya sea modo reductor o modo elevador normal. El criterio
fundamental para la selección y construcción del transformador fue utilizar un
núcleo determinado para la potencia seleccionada y modelar distintas
estrategias de devanado y análisis del modelo del transformador con la
70

Convertidor Reductor – Puente Bidireccional
Herramienta de Elementos Finitos (HEF) para seleccionar la que mejores
acoplamientos y menores pérdidas produjese.
• Bobina L.- Por la aplicación que se esta desarrollando para este nuevo
convertidor, es conveniente utilizar una bobina de núcleo toroidal, ya que al
estar sometida a vibraciones de baja frecuencia, se puede modificar el
entrehierro si se tratase de cualquier otro tipo de núcleo. En éste tipo de
núcleos no es posible colocar entrehierro para alcanzar el valor adecuado de
inductancia. Por tanto, habitualmente se utilizan núcleos toroidales de polvo
de hierro para construir la bobina.
3.4.10 Control del convertidor bidireccional
El control del nuevo convertidor bidireccional, es una combinación de los controles
realizados tanto para modo reductor como para modo elevador. Esta topología, utiliza
los mismos controladores tanto en modo reductor como en modo elevador, es decir, un
UC3823 y un UC3825 ambos de Texas Instrument. Esto permite que, se puedan
utilizar los mismos controladores para funcionar en modo reductor y/o en modo
elevador. Para conseguir esto, es necesario generar una etapa lógica de control, en la
que dependiendo del modo de operación, la distribución de los pulsos sea para
funcionar en modo reductor o en modo elevador. Esta etapa lógica, cuenta con un
selector de modo de funcionamiento para modo reductor o modo elevador. La
realimentación de V C y V B se hace a esta etapa lógica de control en la que además está
incluido el circuito para la transición de la etapa de arranque a la etapa permanente en
modo elevador. En la Figura 3.26 se muestra el esquema general del control para el
convertidor Reductor-Puente Bidireccional.
71

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aplicación en vehículos híbridos
V C
REDUCTOR ó
ELEVADOR
V bus
C bus
PUENTE
COMPLETO
V B
M1
M2
M11
M3
M4
M5
M6
M7
M8
M9
10
Etapa lógica, para generación de pulsos
en modo reductor ó en modo elevador
Reductor
Elevador
UC3823
(Principal)
SINCRO
UC3825
(Esclavo)
Selector
de modo
Error
Ref
Figura 3.26 Control del convertidor Reductor-Puente Bidireccional
3.4.10.1 Rectificación Síncrona en el convertidor bidireccional
Para disminuir las pérdidas por conducción del convertidor, se utiliza rectificación
síncrona. Para implementar esta técnica, es necesario utilizar circuitos adicionales que
se encarguen de generar los pulsos para los rectificadores síncronos en cada modo de
funcionamiento del convertidor. En otras palabras, los MOSFETs que controlan el
convertidor en modo reductor (M1 y M3 a M6), son los rectificadores síncronos en
modo elevador. De igual manera los MOSFETs que controlan el convertidor en modo
elevador (M2 y M7 a M10), son los rectificadores síncronos en modo reductor.
Se debe tener cuidado con la generación de los pulsos de control, ya que para que el
convertidor Reductor-Puente Bidireccional funcione adecuadamente, los pulsos deben
ser distintos para un modo de operación u otro. En la Figura 3.27 y Figura 3.28 se
muestran los pulsos de control para modo reductor y modo elevador respectivamente
con los respectivos tiempos muertos. La generación adecuada de estos tiempos
muertos, garantiza que no se produzca corto circuito en el convertidor.
72

Convertidor Reductor – Puente Bidireccional
V GS
0
d·T
Tiempos muertos
d·T
Tiempos muertos
V GS
0
M1
t
M2
t
0
M2
t
0
M1
t
M3 y M6
0
0
M7 y M10
0
0 T
2T
M4 y M5
M8 y M9
t
t
t
t
M7 y M10
0
0
M3 y M6
0
0 T
2T
M8 y M9
M4 y M5
t
t
t
t
Figura 3.27 Pulsos de control del
convertidor Reductor-Puente Bidireccional
en Modo Reductor
Figura 3.28 Pulsos de control del
convertidor Reductor-Puente Bidireccional
en Modo Elevador
3.4.10.2 Circuitos de disparo para MOSFETs de alta tensión
En el caso de los MOSFETs M1 y M2 se utilizan circuitos de disparo adicionales que
permitiesen garantizar el apagado de los MOSFETs ya que generalmente los
interruptores de alta tensión tienen problemas de falsos disparos. El circuito que se
utilizó para controlar estos MOSFETs enciende y apaga con tensión positiva y
negativa respectivamente. Este circuito se ha utilizado en la División de Ingeniería
Electrónica ocasionalmente si se utilizan MOSFETs de alta tensión. En la Figura 3.29
y Figura 3.30 se muestra el esquema eléctrico y una fotografía respectivamente del
circuito disparador que se conecta directamente en las terminales de los MOSFETs
M1 y M2 de alta tensión.
73

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
V+
V GS
d·T
S
V-
Figura 3.29 Esquema eléctrico del circuito de disparo para los MOSFETs M1 y M2
Figura 3.30 Fotografía de la cara anterior y posterior del circuito de disparo de M1 y M2
3.5 Diseño y particularización del concepto bidireccional
Para validar la topología del convertidor Reductor-Puente Bidireccional, se construyó
un prototipo de laboratorio en el que se verifica el concepto de funcionamiento. Este
convertidor al ser un prototipo diseñado y construido en el laboratorio, tiene la
desventaja de no poder disipar las pérdidas que se generarían para una potencia de
entre 1,5kW y 2 kW. Lo anterior se debe a que en prototipos de estas potencias, los
diseños se hacen para tener sistemas de refrigeración por aire forzado o por sistemas
de refrigeración con agua que facilitan la evacuación del calor. Sin embargo, La
construcción de éste prototipo a pesar de ser de menor potencia, es suficiente para
validar el concepto de la bidireccionalidad de la nueva topología y en el que se pueden
probar tanto el circuito para medir el desequilibrio de la corriente magnetizante en el
74

Convertidor Reductor – Puente Bidireccional
transformador de potencia, como el circuito de transición en modo elevador de la
etapa de arranque a la etapa permanente o normal.
Un segundo prototipo de mayor potencia en colaboración con la empresa
ALCATEL de España se ha construido. Este segundo prototipo también incluye
los circuitos para la estimación de la corriente magnetizante y de transición en
modo elevador aquí propuestos así como otros de monitorización y protección.
En este caso, la aplicación en particular en la que se pretende aplicar éste convertidor
bidireccional, es en el sistema eléctrico de Vehículos Híbridos (VH). Tal como se
explicó en el apartado 1.2, las tensiones en este tipo de vehículos deben ser la de una
batería de baja tensión (12V) y la de un bus de alta tensión (400V). De igual manera,
al tratarse de una aplicación en la que se involucra a baterías, los rizados de tensión
del convertidor no deben ser excesivos para evitar dañar a estas.
En la Tabla V se muestran las especificaciones de diseño del convertidor, esta tabla
muestra que las tensiones de funcionamiento del convertidor son las mismas que para
cualquier otro prototipo para aplicaciones de Vehículos Híbridos.
Tabla V Especificaciones de diseño del convertidor Reductor-Puente Bidireccional
ESPECIFICACIONES DE DISEÑO
V C
V B
P
fc
Rizado V B
Rizado V C
260 V - 416 V
10 V - 16 V
150 W
Frecuencia CTE.
1% (0,1V pico a pico)
1% (4,16V pico a pico)
3.5.1 Cálculo de la relación de transformación n TR
En el apartado 3.4.6 se explicó el procedimiento que se debe seguir para determinar el
valor adecuado de n TR . Para la selección de esta relación de transformación, se
estableció una condición que asegure el buen funcionamiento del convertidor en modo
elevador. Esta condición esta definida por la inecuación (3.14), sustituyendo los
valores de la Tabla V en la inecuación anterior se tiene:
75

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
n
TR
≤
260V
16V
n
TR
≤ 16,25
Resolviendo la inecuación, se tiene que n TR solo puede tomar valores menores o
iguales a 16´25. Con cualquiera de los valores anteriores, se asegura que la transición
de la etapa de arranque a la etapa permanente o normal en modo elevador se realizará
de forma adecuada y que en el modo elevador se regularán todas las tensiones de
salida.
3.5.1.1 Ciclo de trabajo y tensiones de operación
Para completar el cálculo del número de vueltas n TR que se pueden colocar en modo
reductor y en modo elevador, utilizamos las ganancias en cada uno de los modos de
funcionamiento del convertidor. Las respectivas ganancias mínimas y máximas de
cada modo de funcionamiento nos permiten evaluar la excursión del ciclo de trabajo
que se tiene en el convertidor para los posibles valores de n TR .
Con los datos de la Tabla V se calculan las ganancias mínimas y máximas del
convertidor para modo reductor y para modo elevador.
• Ganancias mínima y máxima en modo reductor:
k
k
V
10V
=
416V
B min
R min
=
=
VC
max
V
16V
=
260V
B max
R max
=
=
VC
min
0,024
0,0615
• Ganancias mínima y máxima en modo elevador permanente:
k
V
260V
=
16V
C min
N min
=
=
VB
max
16,25
76

Convertidor Reductor – Puente Bidireccional
k
V
416V
=
10V
C max
N max
=
=
VB
min
41,6
En la Figura 3.31a) y b) se han sustituido los valores de las ganancias mínima y
máxima en modo reductor y en modo elevador respectivamente. En estas gráficas se
presenta la excursión del ciclo de trabajo para distintos valores de n TR . En el caso del
convertidor funcionando en modo reductor Figura 3.31a), no es recomendable utilizar
valores de n TR muy pequeños, ya que la excursión del ciclo de trabajo es mínima a
medida que disminuye n TR . La mejor excursión del ciclo de trabajo se presenta para los
valores mayores que puede adoptar n TR . Una adecuada relación de transformación
puede ser el valor máximo de n TR , ya que para este valor el ciclo de trabajo varía desde
el 40% hasta el 100%. Sin embargo, cuando el convertidor funciona en modo elevador
Figura 3.31b), no se puede sugerir la utilización del valor máximo de n TR ya que para
este valor, el ciclo e trabajo para la ganancia mínima es del 0% o muy pequeño.
Por lo anterior, para tener una excursión de ciclo de trabajo razonable en ambos
modos de funcionamiento del convertidor, el autor sugiere utilizar un valor de n TR
superior a 5 e inferior a 16.
77

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
0,2
50
k Nmax
0,16
40
Ganancia kR
0,12
0,08
k Rmax
Ganancia kN
30
20
k Nmin
0,04
k Rmin
10
0 0 0,2 0,4 0,6 0,8 1
Ciclo de trabajo d
n TR = 5
n TR = 10
n TR = 16,25
0
0 0,2 0,4 0,6 0,8 1
Ciclo de trabajo d
n TR = 5
n TR = 10
n TR = 16,25
a) Modo reductor b) Modo elevador
Figura 3.31 Excursión del ciclo de trabajo para distintos valores de n TR
3.5.1.2 Cálculo de las tensiones de bloqueo
El siguiente paso, para determinar n TR según se explica en el apartado 3.4.6, es calcular
las tensiones de bloqueo críticas en los componentes del convertidor en los que
interviene la relación de transformación n TR . Únicamente se analizan las tensiones de
bloqueo para los posibles valores de n TR .
En general, tal como se mencionó con anterioridad, es conveniente que las tensiones
de bloqueo en los componentes sean lo menor posibles para poder seleccionar
componentes de mejores prestaciones eléctricas.
• Tensión de M1 y M2.- Tal como se aprecia en la Tabla IV, la máxima tensión
de bloqueo que se tendrá para los MOSFETs M1 y M2, será el máximo valor
de V C . En este caso, no importa el valor que se escoja para la relación de
transformación n TR , ya que estos interruptores siempre soportaran el mismo
valor de tensión.
• Tensión de M7 a M10.- Tal como se aprecia en la Tabla IV, la máxima
tensión de bloqueo que se tendrá para los MOSFETs M7 a M10, será el
78

Convertidor Reductor – Puente Bidireccional
máximo valor de V B . En este caso, no importa el valor que se escoja para la
relación de transformación n TR , ya que estos interruptores siempre soportaran
el mismo valor de tensión.
• Tensión de M3 a M6 y M11.- En este caso en particular, se pretende colocar
interruptores MOSFET de relativa baja tensión drenador fuente (máximo
200V, ya que los siguientes son de 400V y presentan una R DSON mucho
mayor). Para conseguir este objetivo, se observa cuales son los posibles
valores de n TR que se pueden seleccionar. En la Figura 3.32 se muestra la
curva de la tensión de bloqueo que se presenta en los MOSFETs cuando el
convertidor opera en modo reductor o en modo elevador. En esta curva, se
aprecia que si se desean utilizar MOSFETs de 200 voltios, será necesario
seleccionar n TR para valores menores o iguales a 11, ya que para 12 la tensión
de bloqueo esta muy cercana a 200V. Por lo tanto, los valores que puede
adoptar n TR para garantizar que las tensiones de bloqueo en los MOSFETs M3
a M6 y M11 sean inferiores a 200V con un margen de seguridad son:
250
n ≤ 11
(3.26)
TR
Tensión de bloqueo (V)
200
150
100
50
0 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14
No. de vueltas n TR
Figura 3.32 Máxima tensión de bloqueo para M3 - M6 y M11 en el convertidor Reductor-
Puente Bidireccional
79

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
3.5.1.3 Calculo de pérdidas en el convertidor
Una vez realizado el análisis de los posibles valores que puede tomar n TR , el siguiente
paso consiste en determinar cual es la mejor relación de transformación para que sea
ésta la que se seleccione. La manera correcta de hacerlo es implementando las
ecuaciones de las corrientes y tensiones del convertidor en un programa u hoja de
cálculo. Este programa u hoja de cálculo determina las pérdidas a través de los
semiconductores (pérdidas de conducción, conmutación, encendido-apagado y las de
convivencia corriente-tensión). En este caso, la implementación fue hecha en una hoja
de de cálculo con el programa MathCAD. Esta hoja de cálculo esta incluida en el
Anexo I de este documento.
Un análisis de pérdidas para distintos valores de frecuencia y para diferentes
relaciones de transformación se realizó utilizando la hoja de cálculo de MathCAD del
Anexo I. También fueron utilizados diferentes MOSFETs y puestos en paralelo para
observar la tendencia en las pérdidas del convertidor en general. El análisis de
pérdidas fue realizado en base a una potencia de 1500W y con diferentes MOSFETs
en el puente M3 a M6 dependiendo de la relación de transformación utilizada. En la
Tabla VI se muestran los MOSFETs utilizados para cada relación de transformación.
Tabla VI MOSFETs utilizados para el análisis de pérdidas en el convertidor
n TR M1 y M2 M3 a M6 M7 a M10
7 IRFPS43N50K PSMN030-150P FDP047AN08A0
12 IRFPS43N50K IRFP250 FDP047AN08A0
El análisis de pérdidas realizado en el convertidor para distintas relaciones de
transformación al igual que para distintos MOSFETs y frecuencias es orientativo. Esto
se debe así, porque las pérdidas en cada caso particular dependen estrechamente de los
dispositivos que se utilicen y las condiciones en las que se pongan a funcionar. Sin
embargo, los resultados que se obtienen de este análisis, marcan una tendencia
favorable a utilizar relaciones de transformación altas para tener las menores pérdidas.
Las pérdidas que se calculan son: perdidas de conducción R ds-on , por encendido y
apagado de puerta Q gs , por capacidades parásitas C oos , y por convivencia corriente
tensión (switching) P sw .
80

Convertidor Reductor – Puente Bidireccional
Las pérdidas fueron calculadas para dos relaciones de transformación, para una
frecuencia de conmutación (100kHz) y para distintos MOSFETs en paralelo por
dispositivo. A continuación, definimos las condiciones con las que fueron calculadas
las pérdidas y con las cuales se realiza la comparación:
(1) 100kHz @ n TR = 7
(2) 100kHz @ n TR = 12
120
100kHz @ n TR = 7
100
Pérdidas (W)
80
60
40
M1
M2
M3 -M6
M7 -M10
20
0
1 2 3 4
MOSFETs en paralelo "m"
Figura 3.33 Pérdidas para 100kHz y n TR = 7
120
100kHz @ n TR = 12
100
Pérdidas (W)
80
60
40
M1
M2
M3 -M6
M7 -M10
20
0
1 2 3
MOSFETs en paralelo "m"
Figura 3.34 Pérdidas para 100kHz y n TR = 12
En la Figura 3.33 y en la Figura 3.34 se muestran los resultados de las pérdidas
calculadas. En estas figuras, se aprecia que la tendencia en las pérdidas de una relación
de transformación a otra varía bastante, sobre todo para los MOSFETs M1 y M2
81

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
resultando favorecida la relación de transformación mayor. Es decir, conviene utilizar
la relación de transformación mayor posible. Para el caso de los dispositivos en
paralelo, varía dependiendo del MOSFET que se trate, resultando en general un
beneficio la colocación de más dispositivos en paralelo para M7 a M10 para ambas
relaciones de transformación. El resultado es lógico, debido a que son los MOSFETs
que mayores corrientes conducen.
3.6 Resultados experimentales 1 er prototipo
Se ha construido un prototipo de esta nueva topología bidireccional. Se ha diseñado y
construido la etapa de potencia (Figura 3.35) y el control (Figura 3.36), en el
laboratorio de la División de Ingeniería Electrónica para validar el concepto de
funcionamiento de esta nueva topología como bidireccional. A este prototipo, se le
han practicado las pruebas en modo reductor y en modo elevador. Se ha verificado su
funcionamiento para la etapa de arranque y para la etapa de funcionamiento normal o
permanente del modo elevador. Es importante mencionar que éste trabajo de
investigación ha sido desarrollado en conjunto con ALCATEL España para validar
una nueva topología de convertidor bidireccional que se pretende utilizar en
aplicaciones de Vehículos Híbridos (VH).
a) b)
Figura 3.35 Aspecto del 1 er prototipo a) Vista lateral del convertidor en la que se
aprecian los MOSFETs de potencia b) Vista superior en la que se aprecian el
transformador TR (izquierda arriba) y la bobina L (derecha arriba)
82

Convertidor Reductor – Puente Bidireccional
Figura 3.36 Aspecto de la tarjeta de control con los controladores UC3825 y UC3823 de
Texas Instrument.
Los resultados que se incluyen en este trabajo de tesis se muestran en dos partes, una
para modo reductor y otra para modo elevador. En su conjunto, estos resultados
corresponden a los resultados del nuevo convertidor bidireccional que se ha propuesto
de manera original en este trabajo de investigación.
NOTA: El transformador y la bobina, se han diseñado empleando los núcleos
magnéticos disponibles en el laboratorio, no siendo éstos los más idóneos. En
el segundo prototipo presentado, se optimizan estos elementos para alcanzar
mejores rendimientos.
En la Figura 3.37 se muestra la etapa de potencia del convertidor Reductor-Puente
Bidireccional. En el Anexo III se presenta la lista de los componentes del convertidor,
así como el correspondiente layout de la placa de potencia.
i c
L
i B
Cc
M1
i L
C bus
M3
M5
i i s
p
V p
V s
M2 V bus
TR
M7
M9
C B
V B
M11
V C
11 : 1
M4
M6
M8
M10
Figura 3.37 Etapa de potencia del prototipo experimental realizado con la topología
Reductor-Puente Bidireccional
83

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
Las especificaciones y datos de diseño más significativos se dan a continuación:
• Potencia de operación: 200W
• Voltaje en el condensador o batería de alta tensión: V C = 260V...416V con
rizado del 1% pico a pico (tensión de operación típica 400V)
• Voltaje en batería de baja tensión: V B = 10V...16V con rizado del 1% pico a
pico (tensión típica de operación 12V)
• Frecuencia de conmutación: fc = 100kHz (en el reductor); 50kHz en el puente
• Relación de transformación: n TR = 11
• Inductancia en la bobina del convertidor: L = 488µH
• Condensador de alta tensión: C C = 3µF
• Condensador intermedio: C bus = 1µF
• Condensador de baja tensión: C B = 100uF
A continuación se presentan los correspondientes resultados del convertidor para cada
uno de los modos de operación.
3.6.1 Resultados experimentales modo Reductor
Control: Tal como se explicó en el apartado 3.2.5, el control de este convertidor en
modo reductor se realizó con dos controladores, el UC3823 y el UC3825 de Texas
Instrument. De estos controladores se obtuvieron las señales para controlar el
convertidor en modo reductor. Fue necesaria la utilización de circuitos disparadores
(drivers), para garantizar que los MOSFETs de alta tensión (M1 y M2) se mantuvieran
apagados cuando no debían conducir. Estos circuitos disparadores, encienden y
apagan los interruptores MOSFETs con tensión positiva y negativa respectivamente.
También los MOSFETs de M3 a M6 fueron controlados con este circuito disparador.
En la Figura 3.38 se muestran las señales de puerta-fuente de los interruptores
MOSFETs del convertidor reductor M1 y del puente completo funcionando con la
mitad de la frecuencia de conmutación de la señal M1. Estas señales son las que
controlan al convertidor en modo reductor. Obsérvese que la señal M1 puede variar el
84

Convertidor Reductor – Puente Bidireccional
valor del ciclo de trabajo, mientras que las señales para M3 a M6 se mantienen
constantes con ciclo de trabajo del 50%. En esta misma figura se puede apreciar que la
señal de control para estos interruptores es positiva para el encendido y negativa para
el apagado.
M1
M3, M6
M4, M5
Figura 3.38 Señales de control para funcionar en modo reductor. Ch1(10V/div, 5µs/div) =
V GSM1 , Ch2(10V/div, 5µs/div) = V GSM3 y 6 y Ch3(10V/div, 5µs/div) = V GSM4 y 5
Rectificación Síncrona: En la Figura 3.39 se muestran las señales de Rectificación
Síncrona aplicadas a los MOSFETs de baja tensión junto con las señales del puente
completo. El hecho de incluir rectificación síncrona en los interruptores de baja
tensión, permite que la corriente se pueda hacer negativa para valores en los que se
trabaje con muy baja carga. En la figura, se observa que el encendido de los
interruptores de baja tensión (M7 a M10) se hace con tensión positiva, y que el
apagado se produce con tensión cero. En éste caso, no es necesario utilizar
disparadores adicionales ya que en los interruptores de baja tensión no se presentan
problemas de reencendido como en los MOSFETs de alta tensión.
85

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
M3, M6
M4, M5
M7, M10
M8, M9
Figura 3.39 Señales de control y rectificación síncrona para el transformador en modo
reductor. Ch1(10V/div, 5µs/div) = V GSM3 y 6 y Ch2(10V/div, 5µs/div) = V GSM4 y 5
Ch3(10V/div, 5µs/div) = V GSM7 y 10 y Ch4(10V/div, 5µs/div) = V GSM8 y 9
Funcionamiento en régimen permanente. - El convertidor en régimen permanente
ha sido probado para distintos niveles de tensión de entrada y distintos valores de
tensión de salida. En todos los niveles de tensión de entrada y salida se han encontrado
buenos resultados al no presentarse desequilibrios apreciables de corriente en el
convertidor. El control del convertidor no fue realizado utilizando los métodos de
control por corriente, lo cual puede ocasionar un posible desequilibrio en la corriente
magnetizante se produzca (esto no sucedió, sin embargo se tiene implementado el
circuito para prevenir el desequilibrio en la corriente magnetizante). La tensión de
salida se modificó manualmente por medio de un potenciómetro.
En la Figura 3.40 se muestran algunas formas de onda del convertidor funcionando en
régimen permanente del modo reductor. En la Tabla VII se muestran las condiciones
de funcionamiento del convertidor en las que fueron capturadas estas formas de onda.
86

Convertidor Reductor – Puente Bidireccional
Tabla VII Condiciones de corrientes, tensiones y rendimiento del convertidor en Modo
Reductor para la medida de las formas de onda en régimen permanente del 1 er prototipo
Condiciones de medición en modo reductor
V C (V) i C (A) V B (V) i B (A) η(%)
425 0,58 14,34 13,65 79,4
De la Figura 3.40, en el canal 1 (Ch1) se muestra la tensión puerta-fuente del
MOSFET M10 que actúa como rectificador síncrono en el modo reductor. El canal 2
(Ch2) corresponde a la tensión puerta-fuente del MOSFET M6. Este es uno de los
interruptores que están conmutando al 50% del ciclo de trabajo en el puente de la
tensión V bus . En el disparo de este interruptor se aprecia el “Efecto Miller”, que es un
comportamiento normal que se presenta en los MOSFETs al intentar cambiar las
tensiones en las capacidades de entrada y de salida. En el canal 3 (Ch3) de esta misma
figura, se tiene la tensión en los bornes del secundario del transformador V S . Esta
tensión, es prácticamente una forma de onda cuadrada que se encuentra con el mismo
nivel de tensión positivo y negativo que corresponde con el valor de la tensión de
salida (13,65V en éste caso). Por último, el canal 4 (Ch4) de ésta misma figura,
muestra la corriente que circula en la bobina del convertidor i L en la cual se observa
que corresponde con el doble de frecuencia de la que está operando el puente
completo TR. Se recordará que en el modo reductor del convertidor, el transformador
únicamente se utiliza como una simple ganancia en continua.
87

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
M10
M6
V S
i L
Figura 3.40 Señales del convertidor en modo reductor. Ch1(20V/div, 5µs/div) = V GSM6 ,
Ch2(10V/div, 5µs/div) = V GSM3 , Ch3(20V/div, 5µs/div) = V S , Ch4(2A/div, 5µs/div) = i L
Rendimiento: El rendimiento del convertidor, esta obtenido para distintas tensiones
de entrada, distinta potencia de salida y para la tensión típica de baja tensión (V B =
12V). El rendimiento en función de la tensión de entrada y de la carga, aparece en la
Tabla VIII. Este rendimiento es únicamente de la etapa de potencia, ya que la etapa de
control esta alimentada por un circuito independiente. El máximo rendimiento del
convertidor es del 85,36% (60W y 330V). Los datos mostrados en la Tabla VIII se
muestran gráficamente en la Figura 3.41. Se puede observar de esta Figura, que el
rendimiento está comprendido entre el 74% y 85%. Los valores de rendimiento
alcanzados en este prototipo no han sido muy buenos. Esto es así porque los
componentes con los que se ha construido el convertidor no son los mejores que se
podían utilizar, pero sí los mas rápidamente utilizables. Como se verá más adelante, en
el segundo prototipo realizado de esta topología, los rendimientos alcanzados en este
modo de funcionamiento están en torno al 94%.
88

Convertidor Reductor – Puente Bidireccional
Tabla VIII Rendimientos medidos sobre el prototipo en función de la tensión de entrada
y de la potencia de salida
η(%)
P SALIDA 400V
Tensión de entrada V C
330V 260V
51 W 81,73 83,93 79,09
60 W 83,62 85,36 78,00
72 W 84,98 83,28 76,63
97 W 81,50 79,41 74,94
120 W 78,20 77,53 74,31
132 W 77,00 76,63 73,85
144 W 75,41 75,63 74,00
Rendimiento (%)
86
84
82
80
78
76
74
72
50 70 90 110 130 150
Potencia de salida P (W)
V C = 400V V C = 330V V C = 260V
Figura 3.41 Rendimiento de la etapa de potencia en función de la tensión de entrada y de
la potencia de salida
3.6.2 Resultados experimentales modo elevador
Las especificaciones de diseño son las mismas que para modo reductor, solo que en
este caso la tensión de entrada es V B y la tensión de salida es V C .
El control del convertidor se construye con los mismos controladores que se utilizan
en modo reductor. La diferencia consiste en que ahora quien se encarga de controlar el
89

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
flujo de energía es el MOSFET M2. El puente formado por los interruptores M7 a
M10 comienza a conmutar y varía el ciclo de trabajo en cada rama del puente desde 0
hasta 50%. Es en este momento cuando el transformador se comporta como una
simple ganancia en continua y entonces el MOSFET M2 comienza a conmutar para
poder seguir elevando la tensión de salida. En la Figura 3.42 se muestran las formas de
onda de control del convertidor en modo elevador. Las señales de control del puente
están al 50% del ciclo de trabajo cada una y la señal de control de M2 está saturada a
casi el 100% de su valor. Puede observarse que la frecuencia de conmutación del
puente es la mitad de la frecuencia de conmutación de M2.
M7, M10
M8, M9
M2
Figura 3.42 Señales de control del convertidor Reductor-Puente en modo elevador.
Ch1(10V/div, 5µs/div) = V GSM7 y 10 , Ch2(10V/div, 5µs/div) = V GSM8 y 9 , Ch3(10V/div,
5µs/div) = V GSM2
Rectificación síncrona.- Al igual que en el modo reductor, para evitar que la corriente
circule por los diodos parásitos de los MOSFETs, en este caso de M3 a M6, se
implementa rectificación síncrona que ayude a minimizar las pérdidas que se puedan
producir por conducción en modo elevador. En la Figura 3.43 se muestran las formas
de onda de control del puente completo en las que se aprecia la implementación de la
rectificación síncrona. De igual manera el MOSFET M1 se dispara cuando debe
conducir el diodo en modo elevador.
90

Convertidor Reductor – Puente Bidireccional
M7, M10
M8, M9
M3, M6
M4, M5
Figura 3.43 Señales de control del puente completo y señales de la rectificación síncrona.
Ch1(10V/div, 5µs/div) = V GSM7 y 10 , Ch2(10V/div, 5µs/div) = V GSM8 y 9 , Ch3(10V/div,
5µs/div) = V GSM3 y 6 , Ch4(10V/div, 5µs/div) = V GSM4 y 5
Arranque del convertidor.- Esta nueva topología puede arrancar desde tensión de
salida cero y no sufrir incrementos excesivos en la corriente de la bobina. En modo
elevador, el arranque del convertidor se efectúa sin problemas, ya que el método de
arranque permite incrementar la tensión de salida suavemente sin que la corriente
incremente bruscamente. Esta es otra de las ventajas que presenta esta nueva topología
en modo elevador, ya que la tensión de salida incrementa en el arranque del
convertidor como en un convertidor reductor y luego que el puente completo se
comporta como una simple ganancia, el convertidor comienza a funcionar como un
convertidor elevador. Cuando el convertidor comienza a funcionar en modo elevador
la tensión de salida ya tiene un valor superior a cero voltios, por esta razón no hay
sobrecorrientes permitiendo de este modo que el arranque del convertidor sea un
arranque suave y controlado.
En la Figura 3.44 y Figura 3.45 se muestra la evolución de la tensión de salida y el
comportamiento de la corriente en la bobina i L y la corriente en la entrada del
convertidor i B , en estas mismas figuras se aprecia la señal de control de M11 que es el
interruptor que se encarga de conectar el condensador C bus y al mismo tiempo
determina que ha dado comienzo la etapa en modo elevador del convertidor.
91

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
M11
M11
V C
V C
i L
i B
Figura 3.44 Arranque del convertidor en
modo elevador. Ch1(20V/div, 500ms/div) =
V GSM11 , Ch2(100V/div, 500ms/div) = V C ,
Ch3(500mA/div, 500ms/div) = i L
Figura 3.45 Arranque del convertidor en
modo elevador. Ch1(20V/div, 500ms/div) =
V GSM11 , Ch2(100V/div, 500ms/div) = V C ,
Ch3(5A/div, 500ms/div) = i B
Funcionamiento en régimen permanente.- El convertidor en régimen permanente al
igual que en modo reductor ha sido probado para distintos niveles de tensión de
entrada y distintos valores de tensión de salida. En todos los niveles de tensión de
entrada y salida se han encontrado buenos resultados que hacen de esta topología una
buena candidata para las aplicaciones de VH. El control del convertidor no fue
realizado utilizando los métodos de control por corriente y la tensión de salida se
modificó manualmente por medio de un potenciómetro.
Las formas de onda más importantes del funcionamiento del convertidor en régimen
permanente se muestran a continuación. En la Figura 3.46 se muestran las formas de
onda de la corriente en la bobina i L y en ambos lados del transformador i s e i p .
También se muestra la tensión V s que es la baja tensión de entrada en el transformador.
En estas formas de onda se aprecia que en régimen permanente se puede conseguir un
buen funcionamiento del convertidor ya que a pesar de no utilizar control por corriente
o haber colocado un condensador en serie con el transformador, éste funciona
correctamente sin desequilibrios apreciables en la corriente magnetizante.
En la Figura 3.47 se muestra el rizado de alta frecuencia. Este rizado de alta frecuencia
apenas si es de un voltio pico a pico. Puede apreciarse que el rizado corresponde
perfectamente con la topología de un convertidor elevador, ya que cuando M2 se
encuentra conduciendo la energía se almacena en la bobina y no se transfiere corriente
92

Convertidor Reductor – Puente Bidireccional
a la salida lo que ocasiona que la tensión disminuya y cuando el interruptor deja de
conducir, la corriente fluye hacia la salida ocasionando que la tensión vuelva a
aumentar, tal como ocurre en un convertidor elevador. Predomina el efecto de la
resistencia serie del condensador.
i L
V s
M2
i s
V C
i L
i p
Figura 3.46 Régimen permanente en modo
elevador. Ch1(2A/div, 10µs/div) = i L ,
Ch2(25V/div, 10µs /div) = V s , Ch3(10A/div,
10µs /div) = i s , Ch4(10A/div, 10µs /div) = i p
Figura 3.47 Régimen permanente en modo
elevador. Ch1(20V/div, 10µs/div) = V GSM2 ,
Ch2(25V/div, 10µs /div) = V C ,
Ch4(2A/div, 10µs /div) = i L
Con lo anterior se puede considerar que el convertidor Reductor-Puente bidireccional
en modo elevador funciona adecuadamente para las condiciones de tensiones y carga
que esté diseñado.
Rendimiento.- El rendimiento del convertidor, esta obtenido para distintas tensiones
de entrada, distinta potencia de salida y para la tensión típica de alta tensión (V C =
400V). El rendimiento en función de la tensión de entrada y de la carga, aparece en la
Tabla IX. Este rendimiento es únicamente de la etapa de potencia, ya que la etapa de
control está alimentada por un circuito independiente. El máximo rendimiento del
convertidor es del 86% (100W y 16V). Los datos de la Tabla IX se muestran
gráficamente en la Figura 3.48. Se puede observar de esta figura, que el rendimiento
está comprendido entre el 71% y 86%, aunque está penalizado como se comentó para
el modo reductor.
Conforme la carga aumenta, el rendimiento decae, lo cual indica que las pérdidas que
más se imponen son las de conducción. Para mejorar estas pérdidas es conveniente
93

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
mejorar en todos los sentidos el convertidor, desde el diseño y selección de los
componentes como el diseño de la placa de potencia para evitar en la medida de lo
posible los caminos de las corrientes pulsantes. De igual forma, se verifica que los
mejores rendimientos se alcanzaron para la mayor tensión de entrada, ya que con esta
tensión la corriente de entrada es menor.
Tabla IX Rendimientos medidos sobre el prototipo en función de la tensión de entrada y
de la potencia de salida
η(%)
P SALIDA 12V
Tensión de entrada V B
14V 16V
68,4 W 82,25 84,97 82,21
80 W 79,94 85,29 84,18
100 W 78,03 83,15 86,09
120 W 76,92 81,17 84,36
160 W 74,07 78,98 81,43
200 W 70,98 77,10 80,96
88
86
84
Rendimiento (%)
82
80
78
76
74
72
70
50 75 100 125 150 175 200
Potencia de salida P (W)
V B = 12V V B = 14V V B = 16V
Figura 3.48 Rendimiento de la etapa de potencia en función de la tensión de entrada y de
la potencia de salida
94

Convertidor Reductor – Puente Bidireccional
3.7 Resultados experimentales del 2 o prototipo
Tal como se comentó con anterioridad, un segundo prototipo fue diseñado y
construido en colaboración con la empresa ALCATEL de España. En este prototipo, el
diseño y selección de los componentes de control y potencia fue realizado con mayor
detenimiento para obtener mejores rendimientos. La potencia de diseño de este
segundo prototipo aumentó, quedando de 1,5kW. Sin embargo, y debido a que no se
ha implementado el sistema de refrigeración a base de agua, únicamente se han
obtenido resultados en torno a 0,5kW tanto para modo reductor como para modo
elevador. A continuación, una descripción más detallada de la etapa de control y de la
etapa de potencia se presenta.
Control.- El segundo prototipo se ha diseñado con la misma topología de potencia,
únicamente se ha modificado la implementación del circuito de control,
que en este caso se hace a partir de un microprocesador. Este
microprocesador funciona vía bus CAN y se encarga de manejar un microcontrolador
de la marca MICREL (MIC38HC43BM). El micro-controlador
controla la tensión y/o corriente de salida del convertidor dependiendo del
modo de funcionamiento en el que se encuentre funcionando el convertidor
(Modo reductor o Modo elevador). La etapa de control se realizó en una
tarjeta impresa de 4 capas. En esta tarjeta de control se incluyeron el
circuito para medir el posible desequilibrio de la corriente magnetizante, el
circuito que en modo elevador se encarga de hacer la transición de la etapa
de arranque a la etapa permanente, transformadores de pulsos, fuente de
alimentación auxiliar para estar autoalimentado, los circuitos de retrasos en
las señales de control tanto para modo reductor como para modo elevador,
circuitos para medir tensión y corriente de entrada y salida, circuito para
medir la temperatura del convertidor entre otros. En la Figura 3.49 se
muestra el aspecto que presenta la tarjeta de control del segundo prototipo.
95

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
Figura 3.49 Aspecto de la tarjeta de control del 2º prototipo
Potencia.-El diseño de la etapa de potencia, se realizó con mayor detenimiento. La
bobina fue diseñada para la utilización de un núcleo toroidal de polvo de
hierro con el que con un mínimo de vueltas se consigue alcanzar la
inductancia requerida. El transformador utiliza un núcleo de perfil bajo y
está construido a base de tarjetas impresas quedando un transformador
plano. Para soportar los esfuerzos de corriente en el convertidor y al mismo
tiempo mejorar el rendimiento del convertidor se colocan MOSFETs en
paralelo sobretodo en los caminos en los que fluyan altas corrientes. El
convertidor fue diseñado para funcionar con los mismos niveles de tensión
que el 1 er prototipo. En la Figura 3.50 se muestra una fotografía del aspecto
que presenta la etapa de potencia del convertidor del 2º prototipo.
96

Convertidor Reductor – Puente Bidireccional
Figura 3.50 Fotografía de la etapa de potencia del 2º prototipo. Al centro se observa la
bobina L y a la derecha se observa el transformador de potencia TR
3.7.1 Resultados modo reductor
En la Figura 3.51 se muestran algunas formas de onda del convertidor funcionando en
un punto de operación en modo reductor. En esta figura, se aprecia la limpieza de las
formas de onda, en las que se incluye a la corriente en la bobina (Ch2), la tensión
puerta-fuente del MOSFET M2 (Ch4) que en este caso es el rectificador síncrono del
convertidor reductor formado por M1 y M2, la tensión puerta-fuente del MOSFET M1
(Ch3) que en este caso es el interruptor principal, al ser éste quien controle la tensión
de salida; y por último se presenta la tensión puerta-fuente del MOSFET M6 (Ch1)
que corresponde con el disparo del puente en que está funcionando permanentemente
al 50% del ciclo de trabajo. El punto de operación del convertidor en el que fueron
tomadas las formas de onda es: V C = 420,1V, I C = 0,56A, V B = 14,3V y I B = 15,13A.
97

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
i L
M2
M1
M6
Figura 3.51 Formas de onda del 2º prototipo en Modo Reductor en un punto de operación
Para el 2º prototipo, solo se incluirán los resultados correspondientes a las medidas de
rendimientos, ya que el principio de funcionamiento es exactamente el mismo que el
1 er prototipo. A continuación, se presentan las tablas y gráficas de resultados obtenidos
con el segundo prototipo para todas las tensiones de entrada y para una potencia de
salida de aproximadamente 0,5kW.
98

Convertidor Reductor – Puente Bidireccional
Tabla X Rendimiento con 400V de entrada y distintas tensiones de salida
Medidas para 400V de tensión de entrada
V C (V) I C (A) V B (V) I B (A) P entrada (W) P SALIDA (W) Pérdidas(W) η(%)
400 0,27 10 9,86 108,40 98,60 9,80 90,96
400 0,43 10 16,11 173,20 161,10 12,10 93,01
400 0,51 10 19,06 205,20 190,60 14,60 92,88
400 0,92 10 32,55 368,40 325,50 42,90 88,36
400 0,40 12 12,17 158,40 146,04 12,36 92,20
400 0,57 12 17,79 228,00 213,48 14,52 93,63
400 0,88 12 26,86 350,80 322,32 28,48 91,88
400 1,14 12 34,30 457,60 411,60 46,00 89,95
400 0,54 14 14,27 214,80 199,78 15,02 93,01
400 0,91 14 24,24 362,40 339,36 23,04 93,64
400 1,10 14 29,06 440,40 406,84 33,56 92,38
400 1,21 14 31,76 483,60 444,64 38,96 91,94
400 0,70 16 16,25 278,40 260,00 18,40 93,39
400 0,92 16 21,68 368,00 346,88 21,12 94,26
400 1,04 16 24,54 416,80 392,64 24,16 94,20
400 1,33 16 30,79 530,80 492,64 38,16 92,81
Tabla XI Rendimiento con 350V de entrada y distintas tensiones de salida
Medidas para 350V de tensión de entrada
V C (V) I C (A) V B (V) I B (A) P entrada (W) P SALIDA (W) Pérdidas(W) η(%)
350 0,33 10 10,04 116,90 100,40 16,50 85,89
350 0,81 10 25,71 283,85 257,10 26,75 90,58
350 0,91 10 28,60 318,15 286,00 32,15 89,89
350 1,01 10 31,46 353,85 314,60 39,25 88,91
350 0,45 12 12,25 158,20 147,00 11,20 92,92
350 0,70 12 19,20 245,00 230,40 14,60 94,04
350 1,00 12 26,74 348,95 320,88 28,07 91,96
350 1,21 12 31,90 422,45 382,80 39,65 90,61
350 0,61 14 14,26 213,50 199,64 13,86 93,51
350 0,91 14 21,32 317,45 298,48 18,97 94,02
350 1,21 14 27,94 423,15 391,16 31,99 92,44
350 1,42 14 32,45 496,65 454,30 42,35 91,47
350 0,79 16 16,13 275,45 258,08 17,37 93,69
350 0,97 16 19,93 338,45 318,88 19,57 94,22
350 1,10 16 22,63 385,00 362,08 22,92 94,05
350 1,30 16 26,46 453,95 423,36 30,59 93,26
350 1,50 16 30,32 525,00 485,12 39,88 92,40
99

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
Tabla XII Rendimiento con 300V de entrada y distintas tensiones de salida
Medidas para 300V de tensión de entrada
V C (V) I C (A) V B (V) I B (A) P entrada (W) P SALIDA (W) Pérdidas(W) η(%)
300 0,38 10 10,74 115,20 107,40 7,80 93,23
300 0,65 10 18,08 194,10 180,80 13,30 93,15
300 0,97 10 26,26 290,40 262,60 27,80 90,43
300 1,22 10 32,56 365,10 325,60 39,50 89,18
300 0,53 12 12,45 159,30 149,40 9,90 93,79
300 0,92 12 21,48 277,20 257,76 19,44 92,99
300 1,05 12 24,16 313,80 289,92 23,88 92,39
300 1,41 12 32,00 423,90 384,00 39,90 90,59
300 0,71 14 14,26 212,70 199,64 13,06 93,86
300 1,01 14 20,24 302,70 283,36 19,34 93,61
300 1,10 14 22,06 331,20 308,84 22,36 93,25
300 1,43 14 28,20 429,00 394,80 34,20 92,03
300 0,94 16 16,51 281,70 264,16 17,54 93,77
300 1,21 16 21,08 362,10 337,28 24,82 93,15
300 1,25 16 21,75 373,80 348,00 25,80 93,10
300 1,41 16 24,48 422,40 391,68 30,72 92,73
Tabla XIII Rendimiento con 260V de entrada y distintas tensiones de salida
Medidas para 260V de tensión de entrada
V C (V) I C (A) V B (V) I B (A) P entrada (W) P SALIDA (W) Pérdidas(W) η(%)
260 0,42 10 10,27 109,72 102,70 7,02 93,60
260 0,60 10 14,67 156,00 146,70 9,30 94,04
260 1,01 10 23,90 261,56 239,00 22,56 91,37
260 1,11 10 26,20 288,86 262,00 26,86 90,70
260 0,70 13 13,20 182,26 171,60 10,66 94,15
260 0,98 13 18,26 254,28 237,38 16,90 93,35
260 1,10 13 20,37 284,96 264,81 20,15 92,93
260 1,31 13 24,22 341,38 314,86 26,52 92,23
260 0,94 15 15,21 245,44 228,15 17,29 92,96
260 1,04 15 16,72 269,88 250,80 19,08 92,93
260 1,23 15 19,78 320,84 296,70 24,14 92,48
260 1,40 15 22,43 365,04 336,45 28,59 92,17
100

Convertidor Reductor – Puente Bidireccional
Rendimientos(%)
95
94
93
92
91
90
89
88
Rendimientos para tension V C =400V
0 100 200 300 400 500 600
Potencia de salida (W)
VB=10V VB=12V VB=14V VB=16V
Figura 3.52 Gráfica de rendimiento para 400V de entrada
Rendimientos(%)
95
94
93
92
91
90
89
88
87
86
85
Rendimientos para tension V C =350V
0 100 200 300 400 500 600
Potencia de salida(W)
VB=10V VB=12V VB=14V VB=16V
Figura 3.53 Gráfica de rendimiento para 350V de entrada
101

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
Rendimientos(%)
95
94
93
92
91
90
89
88
Rendimientos para tension V C =300V
0 100 200 300 400 500
Potencia de salida (W)
VB=10V VB=12V VB=14V VB=16V
Rendimientos(%)
Figura 3.54 Gráfica de rendimiento para 300V de entrada
Rendimientos para tension V C =260V
95,0
94,5
94,0
93,5
93,0
92,5
92,0
91,5
91,0
90,5
90,0
0 100 200 300 400
Potencia de salida (W)
VB=10V VB=13V VB=15V
Figura 3.55 Gráfica de rendimiento para 260V de entrada
Los resultados mostrados del convertidor en modo reductor, indican que el convertidor
puede funcionar con altos valores de rendimiento (hasta el 94% según las gráficas).
102

Convertidor Reductor – Puente Bidireccional
Que los mejores rendimientos son alcanzados para los más altos valores de la tensión
de salida, y que el rendimiento únicamente es adecuado para valores que están
comprendidos entre 100W y 200W.
3.7.2 Resultados modo elevador
En la Figura 3.56 se muestran algunas formas de onda del convertidor funcionando en
un punto de operación en modo elevador. En esta figura, se aprecia que la corriente en
la bobina está invertida (Ch1) ya que está fluyendo en la dirección opuesta al modo
reductor, en el canal 2 (Ch2) se muestra la tensión puerta-fuente del MOSFET M7 que
corresponde con el disparo del puente que está funcionando permanentemente al 50%
del ciclo de trabajo. En este caso la tensión puerta fuente del MOSFET M2 que es el
interruptor principal se encuentra en el canal 3 (Ch3) y por último, en el canal 4 (Ch4)
se encuentra la tensión V S que corresponde con tensión en los bornes del
transformador en el lado de baja tensión. El punto de operación del convertidor en el
que fueron tomadas las formas de onda es: V B = 14,08V y I B = 22,03A, V C = 323V, I C
= 0,89A.
- i L
V S
M7
M2
Figura 3.56 formas de onda del prototipo 2º en un punto de operación del Modo levador
103

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
De igual forma, los resultados del convertidor en modo elevador se presentan de la
Tabla XIV a la Tabla XVII. Los valores de estas tablas, están representados de la
Figura 3.57 a la Figura 3.60. Estos resultados, son los rendimientos del convertidor
cuando funciona en modo elevador dentro de la etapa permanente o normal.
Tabla XIV Rendimiento con 16V de entrada y distintas tensiones de salida
Medidas para 16V de tensión de entrada
V B (V) I B (A) V C (V) I C (A) P entrada (W) P SALIDA (W) P pérdidas (W) η(%)
16,00 11,38 260,00 0,65 182,08 167,96 14,12 92,25
16,00 15,32 260,00 0,88 245,12 229,32 15,80 93,55
16,00 21,09 260,00 1,24 337,44 322,40 15,04 95,54
16,00 10,37 350,00 0,42 165,92 145,60 20,32 87,75
16,00 13,90 350,00 0,58 222,40 203,35 19,05 91,43
16,00 20,84 350,00 0,88 333,44 308,35 25,09 92,48
16,00 28,50 350,00 1,19 456,00 416,50 39,50 91,34
16,00 9,73 412,20 0,33 155,68 134,79 20,89 86,58
16,00 14,80 421,90 0,51 236,80 213,48 23,32 90,15
16,00 19,20 417,80 0,67 307,20 279,93 27,27 91,12
16,00 22,21 418,10 0,77 355,36 320,26 35,10 90,12
16,00 29,08 416,20 1,00 465,28 415,78 49,50 89,36
Tabla XV Rendimiento con 14V de entrada y distintas tensiones de salida
Medidas para 14V de tensión de entrada
V B (V) I B (A) V C (V) I C (A) P entrada (W) P SALIDA (W) P pérdidas (W) η(%)
14,00 8,85 260,00 0,43 123,90 111,02 12,88 89,60
14,00 12,79 260,00 0,64 179,06 166,14 12,92 92,78
14,00 16,46 260,00 0,83 230,44 214,50 15,94 93,08
14,00 24,38 260,00 1,19 341,32 308,36 32,96 90,34
14,00 6,11 300,00 0,25 85,54 74,40 11,14 86,98
14,00 11,51 300,00 0,48 161,14 144,00 17,14 89,36
14,00 17,13 300,00 0,75 239,82 225,00 14,82 93,82
14,00 24,00 300,00 1,02 336,00 305,70 30,30 90,98
14,00 7,90 350,00 0,28 110,60 98,35 12,25 88,92
14,00 15,55 350,00 0,57 217,70 199,50 18,20 91,64
14,00 23,50 350,00 0,86 329,00 299,25 29,75 90,96
14,00 10,30 400,00 0,32 144,20 126,00 18,20 87,38
14,00 14,37 400,00 0,46 201,18 182,00 19,18 90,47
14,00 20,17 400,00 0,65 282,38 258,80 23,58 91,65
14,00 25,90 400,00 0,83 362,60 330,00 32,60 91,01
104

Convertidor Reductor – Puente Bidireccional
Tabla XVI Rendimiento con 12V de entrada y distintas tensiones de salida
Medidas para 12V de tensión de entrada.
V B (V) I B (A) V C (V) I C (A) P entrada (W) P SALIDA (W) P pérdidas (W) η(%)
12,00 5,56 260,00 0,21 66,72 55,64 11,08 83,39
12,00 6,98 260,00 0,28 83,76 72,80 10,96 86,91
12,00 10,06 260,00 0,42 120,72 109,98 10,74 91,10
12,00 15,30 260,00 0,65 183,60 168,22 15,38 91,62
12,00 7,20 300,00 0,25 86,40 74,40 12,00 86,11
12,00 9,17 300,00 0,32 110,04 96,90 13,14 88,06
12,00 13,32 300,00 0,49 159,84 145,80 14,04 91,22
12,00 20,72 300,00 0,75 248,64 226,20 22,44 90,97
12,00 9,72 350,00 0,29 116,64 101,85 14,79 87,32
12,00 12,23 350,00 0,38 146,76 131,95 14,81 89,91
12,00 18,24 350,00 0,57 218,88 200,20 18,68 91,47
12,00 28,50 350,00 0,87 342,00 303,10 38,90 88,63
12,00 12,76 400,00 0,34 153,12 134,80 18,32 88,04
12,00 15,70 400,00 0,43 188,40 172,80 15,60 91,72
12,00 25,00 400,00 0,66 300,00 264,00 36,00 88,00
Tabla XVII Rendimiento con 10V de entrada y distintas tensiones de salida
Medidas para 10V de tensión de entrada.
V B (V) I B (A) V C (V) I C (A) P entrada (W) P SALIDA (W) P pérdidas (W) η(%)
10,00 6,36 260,00 0,21 63,60 55,38 8,22 87,08
10,00 8,74 260,00 0,30 87,40 78,52 8,88 89,84
10,00 12,00 260,00 0,42 120,00 109,98 10,02 91,65
10,00 19,06 260,00 0,64 190,60 167,44 23,16 87,85
10,00 8,28 300,00 0,25 82,80 73,50 9,30 88,77
10,00 11,56 300,00 0,35 115,60 105,00 10,60 90,83
10,00 15,61 300,00 0,49 156,10 145,50 10,60 93,21
10,00 26,52 300,00 0,74 265,20 223,20 42,00 84,16
10,00 11,26 350,00 0,29 112,60 100,45 12,15 89,21
10,00 15,81 350,00 0,41 158,10 143,85 14,25 90,99
10,00 22,80 350,00 0,58 228,00 201,25 26,75 88,27
105

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
Rendimientos(%)
Rendimientos para V B =16V
96
95
94
93
92
91
90
89
88
87
86
0 100 200 300 400 500
Potencia de salida (W)
VC=260V VC=350V VC=416V
Figura 3.57 Gráfica de rendimiento del convertidor para V B = 16V y distintas tensiones
de salida V C en Modo Elevador
Rendimientos(%)
Rendimientos para V B =14V
95
94
93
92
91
90
89
88
87
86
0 50 100 150 200 250 300 350
Potencia de salida (W)
VC=260V VC=350V VC=400V VC=300V
Figura 3.58 Gráfica de rendimiento del convertidor para V B = 14V y distintas tensiones
de salida V C en Modo Elevador
106

Convertidor Reductor – Puente Bidireccional
Rendimientos(%)
93
92
91
90
89
88
87
86
85
84
83
82
Rendimientos para V B =12V
0 50 100 150 200 250 300 350
Potencia de salida (W)
VC=260V VC=350V VC=400V VC=300V
Figura 3.59 Gráfica de rendimiento del convertidor para V B = 12V y distintas tensiones
de salida V C en Modo Elevador
94
Rendimientos para V B =10V
92
Rendimientos(%)
90
88
86
84
82
0 50 100 150 200 250
Potencia de salida (W)
VC=260V VC=350V VC=300V
Figura 3.60 Gráfica de rendimiento del convertidor para V B = 10V y distintas tensiones
de salida V C en Modo Elevador
107

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
Se puede observar de las gráficas anteriores, que al igual que en el modo reductor, los
resultados del convertidor funcionando en modo elevador, también están por encima
del 90%. Los mejores rendimientos se presentan para la mayor tensión de entrada en
V B (16V) y con la menor tensión de salida alcanzándose un rendimiento por encima
del 95,5% para una potencia de salida de 320W. Las tablas y graficas de resultados
para menor tensión de entrada (10V) son las que presentan peores rendimientos
incluso para cargas inferiores a 200W. El rendimiento se ve penalizado debido a las
altas corrientes que circulan por el lado de baja tensión provocando elevadas pérdidas
por conducción.
3.7.3 Resumen del capítulo
Una nueva topología de convertidor bidireccional basada en un convertidor reductor
más un puente completo se ha presentado. De esta nueva topología, se han diseñado y
construido dos prototipos, de los cuales resaltamos las siguientes ventajas y
desventajas en cada uno de los modos de funcionamiento.
Del convertidor funcionando en Modo Reductor, se pueden resaltar las siguientes
ventajas y desventajas:
Ventajas
• Funciona adecuadamente para todo el rango de tensiones de entrada que se
necesitan para aplicaciones de Vehículos Híbridos (VH)
• Topología que permite ser diseñada de una manera muy sencilla para
funcionar en modo reductor.
• Cuenta con una tensión intermedia V bus que además está perfectamente
controlada, ésta tensión es un grado de libertad que favorece el diseño del
convertidor, ya que se puede fijar de un valor para no penalizar la selección de
los componentes.
• Se puede implementar rectificación síncrona para aumentar el rendimiento del
convertidor tanto en los interruptores del puente completo de baja tensión
como en el interruptor del convertidor reductor que funciona como diodo.
108

Convertidor Reductor – Puente Bidireccional
• Se alcanzan elevados rendimientos en el convertidor a pesar de que la energía
se procesa dos veces, la primera en el convertidor reductor y la segunda en el
puente completo
Desventajas
• El convertidor es grande y cuenta con muchos semiconductores de potencia
• A pesar de ser topologías sencillas las que se controlan, el control se complica
al tener que controlar tantos interruptores a la vez
• No es sencillo hacer el control para que sea bidireccional debido a que las
señales de control en un modo de operación y otro son distintas, sobre todo las
señales de rectificación síncrona que cambian según el modo de
funcionamiento del convertidor
• Se puede desequilibrar la corriente magnetizante del transformador causando
que el convertidor falle.
Del convertidor funcionando en Modo Elevador, se pueden resaltar las siguientes
ventajas y desventajas:
Ventajas
• Se alcanza la tensión de salida incluso con las bajas tensiones de entrada. Es
decir el convertidor opera correctamente para todos los niveles de tensión que
requiere la aplicación de VH.
• Tiene la capacidad de arrancar desde tensión de salida de cero voltios y
regular cualquier tensión hasta llegar a la tensión de salida nominal
• La transición de la etapa de arranque a la etapa permanente o normal se realiza
sin problemas
• Al igual que en el modo reductor, se puede fijar la tensión intermedia V bus para
que el diseño del convertidor permita utilizar componentes de mejores
prestaciones eléctricas
• Se alcanzan altos rendimientos en el convertidor
Desventajas
109

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
• El control se complica al tener que generar una señal lógica de control para
conectar y desconectar C bus que depende de la relación de transformación y de
los niveles de tensión tanto de entrada como de salida
• Una ligera sobre-corriente se presenta en la bobina del convertidor al
momento de realizarse la transición de la etapa de arranque a la etapa
permanente
• Elevada cantidad de semiconductores hacen que esta topología resulte costosa
y muy grande
3.8 Comparación del convertidor Reductor-Puente bidireccional
con el estado de la técnica
En el apartado 2 de este trabajo de investigación, se presentaron algunas topologías de
convertidores bidireccionales que a juicio del autor resultaron interesantes para
utilizarse y/o compararse con las topologías de convertidores para Vehículos Híbridos.
Corresponde en este apartado, hacer una comparación de la nueva topología Reductor-
Puente bidireccional propuesta con originalidad en este capítulo para observar las
ventajas y desventajas que presenta ésta frente a las soluciones presentadas en el
estado de la técnica.
Al igual que en el estado de la técnica, para comparar esta nueva topología con el
resto, se hará de dos formas distintas. La primera de ellas, de una forma cuantitativa en
función de los elementos y la potencia que se maneja en el convertidor, y la segunda
de una forma cualitativa a partir de las necesidades que se presentan para vehículos
híbridos.
En la Tabla XVIII se muestran las características de los convertidores presentados en
el estado de la técnica y al final de esta tabla se muestran las características del
convertidor Reductor-Puente presentado en este capítulo. De esta tabla, se observa que
la nueva topología Reductor-Puente, es comparable por la cantidad de elementos de
potencia, con la solución presentada en el apartado 2.2.3. A pesar de tener un
transistor más, sus interruptores sufren unos esfuerzos de tensión menores lo que
puede traducirse en un rendimiento algo mayor (a igualdad de potencias). Además esta
110

Convertidor Reductor – Puente Bidireccional
nueva topología, funciona a frecuencia mayor y constante que las mencionadas, lo que
permite tener menores tamaños en los componentes magnéticos.
Tabla XVIII Comparación del convertidor Reductor-Puente con el estado de la técnica
TOPOLOGIA
Tensión en
transistores
AT/BT
Frec.
(kHz)
Potencia
(W)
η (%)
2.2.1 Doble puente
completo sin bobina
2.2.2 Doble medio
puente
2.2.3 Puente completo
con ZVZCS
2.2.4 Medio puente y
push-pull
2.2.5 Flyback
bidireccional
3 Reductor más puente
completo
8 1 V C V B 50 (vble) 50000 90
4 2 2V C 2V B 20 (vble) 1600 92
9 2 V C 2V B 20 1600 94,5
4 2 V C 2V B 100 200 91
2 2 2V C 2V B 120 60 94
10 2 V C V B 100/50 500 94
En la Tabla XIX se muestra la comparación cualitativa del convertidor Reductor-
Puente frente a las topologías del estado de la técnica. Se puede apreciar que, dentro
de las topologías que permiten un arranque desde cero voltios, es mejor que el flyback
para la potencia de la aplicación y muy similar a la que se considera mejor (2.2.3). Las
dos ventajas que presenta frente a la solución 2.2.3 son:
• Menores esfuerzos de tensión en los interruptores. Los transistores del lado
de baja tensión soportan V B mientras que la solución del estado del arte
soportan 2V B . Además, de los 6 interruptores del lado de alta, sólo 2 soportan
V C mientras que los 4 restantes soportan una tensión menor; en cambio en
2.2.3 los 5 interruptores soportan V C . Esto debe traducirse en un rendimiento
mejor.
111

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
• Los 2 magnéticos son sencillos mientras que la bobina del convertidor en
2.2.3 necesita un devanado auxiliar para el arranque del convertidor, lo que
penaliza su tamaño y dificulta el diseño.
Por el contrario, el principal inconveniente reside en el alto número de interruptores
lo que penaliza la fiabilidad del convertidor y dificulta la realización práctica de los
circuitos de control y mando.
Tabla XIX Comparación cualitativa del convertidor Reductor-Puente con el estado de la
técnica
TOPOLOGIA
Tamaño
Coste
Fiabilidad
Complejidad
Rendimiento
Arranque
2.2.1 Doble puente
completo sin bobina
2.2.2 Doble medio
puente
2.2.3 Puente completo
con ZVZCS
2.2.4 Medio puente y
push-pull
2.2.5 Flyback
bidireccional
3 Reductor más puente
completo
B R R M M R
B B B M R M
M R M R B B
R B B B R M
R B B B M B
R R M B B B
Así pues, el convertidor propuesto en este capítulo se le considera apropiado para la
aplicación de vehículos híbridos y tiene ciertas ventajas competitivas frente a otras
soluciones del estado de la técnica.
112

Convertidor Reductor – Puente Bidireccional
3.9 Conclusiones y aportaciones del capítulo
Se ha presentado de manera original en este capítulo, una nueva topología de
convertidor bidireccional.
La topología está basada en un convertidor reductor más un puente completo que en la
mayoría del tiempo se comporta como una ganancia en continua. En este capitulo, se
han realizado dos análisis exhaustivos de la topología mencionada trabajando en
Modo Reductor, y en Modo Elevador. Se ha analizado, el convertidor para funcionar
como bidireccional, y se ha determinado la utilizaron de un condensador llamado C bus
para conseguir mayor limpieza en la tensión intermedia V bus .
En esta topología aparece un grado más de libertad: la tensión intermedia que facilita
el diseño del convertidor. Para no penalizar todos los componentes de potencia, este
nivel de tensión se puede fijar según las necesidades de cada aplicación y puede
permitir la selección de componentes de bajas tensiones y por lo tanto de mejores
características eléctricas que otros de mayor tensión de operación.
La principal ventaja diferenciadora es que cuando la topología funciona en modo
elevador, tiene la capacidad de arrancar sin sobrecorrientes desde tensión cero en la
salida. A diferencia de otras topologías de convertidores, en esta no es necesario
utilizar circuitos de precarga de los condensadores de alta tensión. El arranque es muy
sencillo de implementar, y se comporta como un convertidor reductor para después
hacerlo como un convertidor elevador.
Los resultados muestran que esta solución puede ser competitiva en rendimiento si
bien presenta como inconveniente fundamental el alto número de interruptores que
hay que controlar.
Por lo tanto y con los resultados obtenidos del análisis teórico y práctico del
convertidor, se concluye que ésta topología, es una propuesta interesante para ser
utilizada como un convertidor bidireccional. De manera particular, esta topología
resulta interesante para aplicaciones como la que se ha dado en esta tesis, Vehículos
Híbridos (VH). La sencillez de diseño, hace de esta topología una opción interesante
para cualquier otro tipo de aplicaciones en las que se requiera una gran relación entre
la tensión de entrada y la tensión de salida.
113

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
También de forma original se han desarrollado algunos circuitos auxiliares para
estimar la corriente magnetizante y proteger el convertidor de saturación y para
realizar el cambio de modo de funcionamiento en el tramo elevador.
Al mismo tiempo es importante mencionar que el trabajo de investigación de este
capítulo, es un resultado conjunto de ALCATEL España y la División de Ingeniería
Electrónica de la ETSII – UPM, en la que la empresa mencionada está interesada en
aplicar este nuevo convertidor bidireccional en Vehículos Híbridos (VH).
114

Convertidor puente completo y rectificador doblador de corriente
4 Convertidor puente completo y rectificador
doblador de corriente bidireccional
4.1 Introducción
En este capítulo se presenta el análisis y desarrollo de un nuevo esquema de
convertidor bidireccional basado en un puente completo con rectificador doblador de
corriente. Aunque la topología de este convertidor no es novedosa, ya que es utilizada
por separado como convertidor reductor [40]-[45] y varios autores la han propuesto
como convertidor elevador [46]-[51], lo que sí resulta novedoso y original es su
propuesta, análisis y utilización como convertidor bidireccional y su aplicación en
vehículos híbridos.
También de manera original se darán reglas de diseño del sistema de arranque
empleado en modo elevador.
En los apartados siguientes se describe brevemente el convertidor como convertidor
reductor; se describe más ampliamente como convertidor elevador fijando la atención
en el método de arranque; y se analizan las restricciones para su implementación como
convertidor bidireccional. Con los resultados del análisis de esta topología se establece
una metodología de diseño para su implementación como convertidor bidireccional.
Al mismo tiempo para validar el análisis y diseño de este nuevo esquema de
convertidor bidireccional, se presentan los resultados prácticos de un prototipo de
laboratorio en el que se verifica experimentalmente su funcionamiento.
4.2 Puente completo y rectificador doblador de corriente "Modo
reductor"
En este apartado se muestran las ecuaciones y formas de onda del convertidor
operando en modo reductor. En [40]-[45] se hace un análisis detallado del modo de
operación y control del convertidor funcionando como convertidor reductor, de ahí se
extraen las ecuaciones y formas de onda más importantes para entender su
funcionamiento.
115

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
4.2.1 Topología y formas de onda
En la Figura 4.1 se muestra la topología del convertidor puente completo con
rectificador doblador de corriente para operar en modo reductor. En la Figura 4.2 se
muestran las formas de onda típicas de este convertidor. El convertidor esta integrado
por un puente completo de cuatro transistores MOSFETs M1-M4 que operan con
control por desplazamiento de fase (Phase Shift Control), por un transformador TR
que proporciona aislamiento galvánico entre ambos lados del convertidor, por una
etapa de rectificación formada por dos diodos D5 y D6 y por un filtro de salida
formado por L 1 , L 2 y C B al cual se conecta la carga de baja tensión.
V C
i B
V L1
L 1 V L2 L 2
M1
M3
TR
i L1
i L2
C B
C C
V
i B
p
Vp
n p 1
M2
M4
n p : 1 D5 D6
Figura 4.1 Convertidor puente completo con rectificador doblador de corriente
Si el convertidor opera en modo de conducción continuo MCC y se aplica el balance
voltios·segundos en cualquiera de las bobinas del convertidor en un período de
conmutación, se obtiene la ecuación (4.1) que define la tensión de salida V B en función
de la tensión de entrada V C , ciclo de trabajo d y del número de vueltas n p .
116

Convertidor puente completo y rectificador doblador de corriente
M1 M2 M1
t
V p
V C
-V C
t
M4
M3
M4
t
V p
V C
-V C
t
dT/2
i L1
∆i
t
i B
/2
t
i L2
t
V L1
-V B
t
i D6
t
V L2
i p
T/2
-V B
V C /n p
t
i D5
T/2
t
T
T
Figura 4.2 Formas de onda del convertidor puente completo con rectificador doblador de
corriente Modo reductor
Donde: 0 ≤ d ≤ 1
V
V
C
B
= d
(4.1)
2n
p
Al igual que en el capitulo anterior, se define la ganancia del convertidor con un factor
k D para hacer un análisis de las relaciones de tensión de entrada y salida que se pueden
alcanzar con esta topología funcionando como convertidor reductor.
V
B
k
D
= (4.2)
VC
Sustituimos (4.2) en la ecuación (4.1) para definir la ganancia en función del ciclo de
trabajo y de la relación de transformación n p quedando:
117

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
k
D
d
= (4.3)
2n
p
En la Figura 4.3 se muestra la ecuación (4.3) en función del ciclo de trabajo y para
distinto número de vueltas n p .
0,5
0,4
Ganancia kD
0,3
0,2
0,1
0 0 0,2 0,4 0,6 0,8 1
n p = 1
n p = 2
n p = 4
n p = 10
Ciclo de trabajo d
Figura 4.3 Variación de la ganancia del convertidor en función del ciclo de trabajo y para
distintos valores de n p
En la figura anterior, se observa que con la topología puente completo y rectificador
doblador de corriente se puede alcanzar una gran relación entre la tensión de entrada y
la tensión de salida únicamente seleccionando el valor adecuado n p para que el ciclo
de trabajo d esté dentro de valores aceptables. Dependiendo de la aplicación que se
trate, de ser posible, se debe seleccionar el número óptimo de vueltas n p para producir
la menor cantidad de pérdidas posible en el convertidor.
118

Convertidor puente completo y rectificador doblador de corriente
4.2.2 Corriente en las bobinas
Un inconveniente que presenta esta topología, es garantizar la correcta ecualización de
las corrientes en las bobinas, es decir, que el valor de corriente en cada una de ellas
sea el mismo. Diferencias que se producen en los ciclos de trabajo debidas a los
controladores, pueden producir que las corrientes en L 1 y L 2 sean distintas. Esto causa
que una de las dos maneje más energía que la otra, pudiendo ocasionar que la bobina
que maneja mas corriente se sature. Este desequilibrio de corrientes en las bobinas
también puede causar que el transformador TR se sature al no funcionar en equilibrio.
Para asegurar que la corriente en las bobinas sea la misma, se utilizan métodos de
control por corriente (control por corriente de pico, control de corriente promediado).
Y para asegurar que el transformador TR no se sature con diferencias entre las
corrientes de las bobinas, se coloca un condensador en serie en el devanado primario o
secundario del transformador, para garantizar que el valor medio de corriente a través
de él sea cero, con esto se asegura el balance del flujo en el transformador. No
obstante, las resistencias parásitas ayudan a equilibrar las corrientes en las bobinas.
4.2.3 Control del convertidor en modo reductor
Para controlar este convertidor, comúnmente se utilizan los métodos de control por
corriente para asegurar que la corriente en ambas bobinas sea igual. Algunos autores,
sugieren que el control por corriente promediada es mejor frente al control por
corriente de pico debido a las ventajas de simplificación que presenta el primero. Para
modelar el convertidor puente completo con rectificador doblador de corriente, es
posible hacerlo mediante dos convertidores reductores en paralelo. Aplicando control
por corriente promediada, es posible simplificar el modelo de los dos convertidores
reductores en uno solo con el doble de frecuencia y con la mitad de la inductancia en
la bobina [41] - [42]. Esto permite, que se pueda hacer una simplificación de cara al
circuito de control.
En la Figura 4.4 se muestra el circuito equivalente del convertidor aplicando la técnica
de control por corriente promediada para obtener el modelo de pequeña señal del
convertidor. En él se aprecia que solamente se considera un convertidor reductor. Para
obtener la función de transferencia, se ha utilizado la técnica de control promediado
utilizando el bloque “PWM switch” [27]. Con esta técnica, es posible modelar el
119

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
comportamiento del convertidor en lazo cerrado y aplicar el lazo de compensación
adecuado. En la Figura 4.4 se identifican los bloques R s que es el sensor resistivo,
H e (s) es la ganancia del sensado de la corriente, F m es la ganancia del modulador y
G C (s) es el compensador de la función de transferencia. En éste modelo, está incluida
la inductancia equivalente L del convertidor reductor, una resistencia de carga R, el
condensador de salida C, la resistencia en el condensador R C y el propio bloque PWM
switch para el modelo promediado del convertidor.
a
PWM
switch
c
L
L = 1
2
C
VC
2n
p
V ap
p
R C
R
V B
F m
R s
G C
(s)
H e
(s)
i ref
Figura 4.4 Modelo en pequeña señal del convertidor puente completo con rectificador
doblador de corriente en modo reductor aplicando la técnica de corriente promediada
La función de transferencia para el lazo cerrado de control de la corriente de salida
esta definida por:
Ti( s)
= R · H ( s)·
G ( s)·
F · F ( s)
(4.4)
s
e
Donde F i (s) es la función de transferencia directa del convertidor definida como:
C
m
i
120

Convertidor puente completo y rectificador doblador de corriente
Vap
1−
RCs
Fi ( s)
= ·
(4.5)
R 2 ⎛ L ⎞
LCs + ⎜ RCC
+ ⎟·
s + 1
⎝ R ⎠
4.2.3.1 Implementación del control
Para el convertidor puente completo con rectificador doblador de corriente, se puede
utilizar el controlador UC3875 de Texas Instrument (por ejemplo) que está diseñado
para controlar un puente completo con desplazamiento de fase. En la Figura 4.5 se
muestra el diagrama de bloques del control con las cuatro salidas del puente completo.
Para controlar los interruptores del puente completo en el convertidor, es necesario
incluir circuitos disparadores de los MOSFETs, que sean capaces de generar masas
flotantes. Otra alternativa que se puede utilizar para controlar los MOSFETs, es la
utilización de transformadores de pulsos; con éstos, es fácil conseguir las masas
flotantes que se utilizan en cualquier circuito puente.
V C
Puente
Completo
Etapa de
Rectificación
V B
M1 M2 M3 M4
UC3875
Error
Ref
Figura 4.5 Diagrama de bloques de control para modo reductor
El controlador UC3875 genera dos trenes de pulsos con dos señales del 50% de ciclo
de trabajo cada una; estos dos trenes de pulsos, se desfasan entre si desde 0º hasta 180º
para conseguir el control por desplazamiento de fase entre las ramas del puente
completo. La utilización de este controlador, facilita el control de este convertidor, ya
que en un único encapsulado es posible implementar arranque suave y protecciones de
121

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
sobre tensión y sobre corriente en el circuito. La tensión de salida V B se controla a
través del amplificador de error que está implementado también en este controlador.
4.3 Puente completo y rectificador doblador de corriente "Modo
elevador"
El rectificador doblador de corriente, no está muy popularizado para ser utilizado en
modo elevador. En este apartado, nos centraremos en el estudio del convertidor
funcionando en modo elevador. Se hace un repaso de los autores que han propuesto
este rectificador como convertidor elevador; se menciona la problemática que
presentan el convertidor elevador o los derivados de él para arrancar, y un análisis más
detallado para el arranque del convertidor.
4.3.1 Antecedentes del convertidor en modo elevador
El convertidor puente completo con rectificador doblador de corriente, no es una
topología que sea utilizada comúnmente para elevar la tensión aunque su estructura
intrínsecamente lo permite, al ser un convertidor derivado del convertidor elevador.
Una de las posibles razones por la que no se utiliza comúnmente, es porque cuenta con
dos bobinas en la entrada. Sólo contados autores han propuesto el rectificador como
convertidor elevador, los cuales se mencionan a continuación. En [46] se hace un
estudio de la topología para integrarla dentro de un único componente magnético para
alta corriente y baja tensión (VRM); en [47] y [48] el autor propone adicionar un
transformador auxiliar para acoplar las corrientes de las bobinas y lograr tener una
mejor regulación de la tensión de salida para un amplio rango de carga y tensión de
entrada. Con la adición de este transformador auxiliar, consigue alcanzar gran relación
entre la tensión de entrada y la tensión de salida (4 veces la tensión de entrada a la
salida sin aislamiento) haciendo de esta topología apta para aplicaciones en las que
exista una gran diferencia entre la tensión de entrada y la tensión de salida; en [49] el
autor es el primero que propone este convertidor como una alternativa atractiva para
operar con baja tensión de entrada y alta corriente obteniendo a la salida una elevada
tensión; en [50] se hace un estudio comparativo entre el convertidor Push-Pull
alimentado en corriente y el Doblador de Corriente con salida Push-Pull llamándolo
Dual Inductor Converter (DIC); en [51] el autor propone adicionar una red resonante
122

Convertidor puente completo y rectificador doblador de corriente
para conseguir conmutaciones a corriente cero en un amplio rango de frecuencia, y
también propone la topología apta para elevados valores de corriente en baja tensión;
por último, en [52] el autor también propone que la topología sea utilizada para
trabajar con baja tensión y alta corriente haciendo un análisis comparativo de esta
topología con el convertidor que tiene transformador con toma media.
4.3.2 Topología y formas de onda
En la Figura 4.6 se muestra la topología del convertidor puente completo con
rectificador doblador de corriente para operar como convertidor elevador. Se
sustituyen los diodos D5 y D6 por MOSFETs para que el convertidor funcione como
convertidor elevador. En esta misma Figura se aprecia que la etapa de rectificación del
puente completo de alta tensión esta integrada por diodos rectificadores (D1-D4).
Para analizar el funcionamiento de este convertidor en modo elevador, es conveniente
hacerlo en dos partes por separado, una para modo "Normal" que se presenta cuando
el ciclo de trabajo se encuentra entre 50% y 100%, y otra para modo "Arranque" que
se presenta cuando el ciclo de trabajo se encuentra entre 0% y 50%, donde éste
convertidor no puede funcionar en régimen permanente por sí solo.
i L1
i L2
V B
C B
V L1
M5
L 1
V L2
L 2
TR
V s
M6
V DSM5 V DSM6
i M5
i M6
1
n p
D1
D2
D3
D4
C C
i C
V C
Figura 4.6 Puente completo con rectificador doblador de corriente, modo elevador
123

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
4.3.3 Funcionamiento modo "Normal"
Este es el modo de operación que proponen los autores indicados en el apartado 4.3.1.
En la Figura 4.7 se muestran las formas de onda que corresponden a este modo de
operación y de las cuales se extraen las expresiones que rigen su comportamiento.
M6
dT
M6
t
Vs
t
M5
t
V C /n p
Vs
t
i L2
i L1
∆i
t
-V C /n p
V L2
t
i M6
t
V B
(V B – V C /n p )
V L1
t
i M5
t
T/2
T
(1 - d)T
dT
T
Figura 4.7 Formas de onda rectificador doblador de corriente elevador modo normal
Si el convertidor opera en modo de conducción continuo (MCC) y en régimen
permanente, aplicando el balance voltios·segundos en cualquiera de las bobinas en un
período de conmutación, se obtiene la ecuación (4.6) que define la tensión de salida V C
en función de la tensión de entrada V B , ciclo de trabajo d y del número de vueltas n p .
V
C
= n
p
V
B
1
1−
d
(4.6)
Donde: 0,5 ≤ d ≤ 1
La ganancia del convertidor en modo elevador se define como:
V
C
k
UP
= (4.7)
VB
124

Convertidor puente completo y rectificador doblador de corriente
Sustituimos la ecuación (4.7) en la ecuación (4.6) para tener la ganancia del
convertidor en modo elevador en función del ciclo de trabajo y del número de vueltas
n p resultando:
k
UP
V
=
V
C
B
= n
p
1
1 − d
(4.8)
La ecuación de la ganancia es idéntica a la de cualquier convertidor elevador con
aislamiento galvánico, la diferencia es que en la topología puente completo con
rectificador doblador de corriente, el ciclo de trabajo mínimo que se puede utilizar es
del 50%.
En la Figura 4.8 se muestra la ecuación (4.8) en función del ciclo de trabajo y para
distintos valores de n p .
50
40
Ganancia kUP
30
20
10
0
0,5 0,6 0,7 0,8 0,9 1
Ciclo de trabajo d
n p = 1
n p = 5
n p = 10
n p = 15
Figura 4.8 Ganancia del rectificador doblador de corriente en modo elevador
125

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
4.3.3.1 Función de transferencia del rectificador doblador de corriente en
modo elevador normal (d > 50%)
La función de transferencia se obtiene a través de las ecuaciones de estado que rigen el
comportamiento dinámico del convertidor. En este caso, las variables de estado son la
corriente en las bobinas y la tensión en el condensador.
De la Figura 4.6 se hace una simplificación del circuito para analizar la tensión en una
de las bobinas y las corrientes que se inyectan en el condensador de salida. La
simplificación consiste en sustituir las conmutaciones del convertidor por fuentes de
tensión y de corriente equivalentes a lo que ven tanto las bobinas como el
condensador. De los circuitos equivalentes, se plantean las ecuaciones de estado del
convertidor. En la Figura 4.9a) se muestran los valores de la tensión y la corriente que
se aplican tanto a la bobina como al condensador en forma de fuente de tensión y
fuente de corriente. En la Figura 4.9b) y c) se muestran los circuitos equivalentes del
convertidor con fuente de tensión para la bobina y con fuente de corriente para el
condensador.
M5
dT
(1 - d)T
T
M5
t
L
V C /n p
V DSM5
M6
t
t
V
i L V L C
V ( 1−
d
B
V DSM5
)
n
p
b)
V C /n p
V DSM6
t
i L1 /n p
I L1
I L2
i L2 /n p
i L2 /n p
t
t
i C
i
L
2 ( 1
−
d
)
C
V n
C
R
p
I L
i L2 /n p i L1 /n p i L2 /n p
I L
t
c)
a)
Figura 4.9 a) Formas de onda de la fuente de tensión V DSM5 y de la fuente de corriente I L
126

Convertidor puente completo y rectificador doblador de corriente
b) Circuito equivalente para la bobina c) Circuito equivalente para el condensador
Como el valor de la inductancia en las dos bobinas que integran el convertidor es el
mismo, permite hacer una simplificación y considerar que i L1 e i L2 tienen el mismo
valor (i L ) cuando son referidas al secundario del convertidor y entran al condensador
C. El análisis de la tensión aplicada a las bobinas se simplifica de igual manera y solo
se considera L 1 = L 2 = L que es del mismo valor para ambas bobinas.
Las ecuaciones de estado de la tensión en la bobina L y la corriente en el condensador
C quedan definidas como:
Multiplicando y reacomodando las ecuaciones quedan:
⎛ V
L i
• ⎞
C
⎜ L ⎟ = VB
− ( 1 − d )
(4.9)
⎝ ⎠ n
p
⎛ i V
C V
• ⎞ L
C
⎜ C ⎟ = 2 ( 1−
d ) −
(4.10)
⎝ ⎠ n R
p
⎛
L i
• ⎞ 1 1
⎜ L ⎟ = VB
− VC
+ VC
· d
(4.11)
⎝ ⎠ n n
p
p
p
p
⎛
C V
• ⎞ 2 2 1
⎜ C ⎟ = iL
− iL
· d − VC
(4.12)
⎝ ⎠ n n R
Se tienen productos no lineales al estar multiplicadas las variables de estado i L y V C
por el ciclo de trabajo d. Para resolver las ecuaciones anteriores, se hace una
aproximación lineal tal como se muestra a continuación.
( V d ) = V · ∆( d ) + d ∆( V )
C
·
C
0
∆ ·
0
( i d ) = i · ∆( d ) + d ∆( i )
∆ ·
L· L
0
Aplicamos incrementos a las ecuaciones (4.11) y (4.12) quedando:
⎛
L∆
⎜i
⎝
⎞
0
1
n
1
n
•
L ⎟ = ∆
B
C
C
·
⎠
p
p
( V ) − ∆( V ) + ∆( V d )
L
C
(4.13)
(4.14)
127

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
⎛ ⎞
C∆ V
• 2 2 1
⎜ C ⎟ = ∆
L
L
⎝ ⎠ n n R
p
( i ) − ∆( i · d ) − ∆( V )
Al tratarse de una constante, hacemos ∆(V B ) = 0 quedando:
p
⎛ ⎞ 1 1
L∆ i
• ⎜ L ⎟ = − ∆( VC
) + ∆( VC
· d )
(4.15)
⎝ ⎠ n n
p
p
C
⎛ ⎞
C∆ V
• 2 2 1
⎜ C ⎟ = ∆
L
L
⎝ ⎠ n n R
p
( i ) − ∆( i · d ) − ∆( V )
p
C
(4.16)
Sustituimos las ecuaciones (4.13) y (4.14) en (4.15) y (4.16), al simplificar quedan:
⎛ ⎞ VC
1
0
L∆ i
• ⎜ L ⎟ = ∆( d ) − ∆( VC
)( 1−
d
0
)
(4.17)
⎝ ⎠ n n
p
p
⎛ ⎞
C∆ V
• 2 2
1
⎜ C ⎟ = − iL
∆
0
L 0
⎝ ⎠ n n
R
p
( d ) + ∆( i )( 1−
d ) − ∆( V )
p
C
(4.18)
Derivamos la ecuación (4.18) quedando:
⎛
C∆⎜V
⎝
••
C
⎞ 2
⎟ = −
⎠ n
p
i
L
0
•
⎛ ⎞ 2
∆⎜d
⎟ +
⎝ ⎠ n
p
⎛
∆⎜i
⎝
•
•
⎛ ⎞
L
( 1−
d
0
) − ∆ VC
⎟ ⎠
⎞
⎟
⎠
1
R
⎜
⎝
(4.19)
Despejamos
⎛ ⎞
⎜i ⎟ de la ecuación (4.17) y queda:
⎝ ⎠
∆ • L
⎛ ⎞ VC
1
0
∆ i
• ⎜ L ⎟ = ∆( d ) − ∆( VC
)( 1−
d
0
)
(4.20)
⎝ ⎠ n L n L
p
Sustituimos la ecuación (4.20) en (4.19), reacomodamos y simplificamos quedando:
⎛
C∆⎜V
⎝
••
⎞ 1
•
⎛
C ⎟ + ∆⎜VC
⎠ R ⎝
⎞ 2 1
⎟ +
⎠ n
( − d )
2
p
L
∆
( V )
C
p
2i
= −
n
p
•
⎛ ⎞ 2
∆⎜d
⎟ +
⎝ ⎠
( − d )
2
L
1
0
V
0 0 C0
Aplicamos Transformada de Laplace a la ecuación (4.21) y resulta:
n
2
p
L
∆
( d )
(4.21)
128

CV
· s
Convertidor puente completo y rectificador doblador de corriente
2
( − d ) 2iL
2( − d
0
)
1 2 1
1 V
0
0 C
+ VC
· s + VC
= − d·
s +
d (4.22)
2
R n L n n L
2 0
C 2
p
p
p
V
Expresamos la ecuación (4.22) como C
, simplificamos y nos queda la función de
d
transferencia del convertidor elevador basado en el rectificador doblador de corriente
como a continuación se muestra:
∆V
C
∆d
=
V
C
0
( 1−
d )
0
⎡ n
⎢
⎢⎣
2 1
2
p
⎡ − iL
n ⎤
0 p
L
⎢ · s + 1⎥
⎢⎣
VC
( 1−
d
0
)
0
⎥⎦
2
n
2
p
LC·
s +
L ⎤
· s + 1
( ) ( ) ⎥ ⎥ 2
2
− d
0
2 1−
d R
0 ⎦
(4.23)
⎛ ⎞
El funcionamiento del convertidor en estado estable, permite suponer que⎜i • L ⎟ = 0 ,
⎝ ⎠
por lo tanto, de la ecuación (4.9) despejamos el ciclo de trabajo “d 0 ” en condiciones
estables resultando:
VB
d = 1− n
(4.24)
0
p VC
Se calcula la resistencia de carga R y la corriente promedio en cada bobina en
condiciones estables, resultando:
Donde: P es la potencia del convertidor
Sustituyendo las ecuaciones (4.24) a (4.26) en (4.23) queda:
2
0
VC0
R = (4.25)
P
P
iL
= (4.26)
0
2V
B
129

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
∆V
C
∆d
2
VC
V
0
=
n V
p
C0
B
⎡ V
⎢
⎢⎣
2
2
C
n
2
p
⎡ n ⎤
p
PL
⎢−
· s + 1
2
⎥
⎢⎣
2n
pVB
⎥⎦
LC·
s
2
+
2
C
L ⎤
· s + 1
0
0
( ) 2( ) ⎥ ⎥ 2
2
n V
n V R
p B
p B ⎦
V
n
2
p
(4.27)
Éste convertidor funcionando como rectificador doblador de corriente en modo
elevador en modo normal, presenta un cero positivo en el semiplano positivo en la
npPL
función de transferencia. Este cero positivo esta ubicado en tal como lo indica
2
n V
2
p B
el coeficiente del término lineal del numerador en la función de transferencia. Este
cero positivo, limita la respuesta dinámica del convertidor al limitar el ancho de banda
en el control al cerrar el lazo. Por esta razón, es importante conocer la función de
transferencia y calcular con exactitud la respuesta en frecuencia del rectificador
doblador de corriente en modo elevador.
4.3.4 Funcionamiento modo "Arranque"
El convertidor elevador y los convertidores derivados de él con aislamiento galvánico
presentan problemas para arrancar. Estos convertidores cargan la bobina con la tensión
de entrada y la descargan con la diferencia entre la tensión de entrada y la tensión de
salida (tensión reflejada en el caso de convertidores con aislamiento). Como la
descarga en el momento de arrancar, se produce prácticamente con tensión de salida
cero, esto ocasiona que una sobrecorriente se presente transitoriamente en la bobina
mientras la tensión del condensador alcanza su valor de tensión nominal. En el caso
del convertidor elevador, esto no se puede evitar incluso ni con la apertura del
semiconductor de control. Una solución que se suele practicar para arrancar este tipo
de convertidores, es pre-cargar anticipadamente el condensador de salida hasta un
valor adecuado de tensión, antes de comenzar a utilizar cualquier topología elevadora.
Un problema adicional se presenta en el arranque en el caso del convertidor puente
completo con rectificador doblador de corriente en modo elevador (Figura 4.10). Este
130

Convertidor puente completo y rectificador doblador de corriente
convertidor por sí solo no puede funcionar con ciclos de trabajo inferiores al 50%, esto
se debe a que la energía que se almacena en las bobinas L 1 y L 2 para este ciclo de
trabajo no puede ser transferida a la salida por ningún camino. Esta energía
almacenada en las bobinas, al no encontrar un camino hacia la salida en el momento
que se abren los semiconductores M5 y M6, ocasiona que se presente una derivada de
tensión muy alta en los terminales de los MOSFETs, dañándolos.
i L1
i L2
V B
C B
V L1
M5
L 1
V L2
L 2
TR
V s
M6
V DSM5 V DSM6
i M5
i M6
1
n p
D1
D2
D3
D4
C C
i C
V C
Figura 4.10 Puente completo con rectificador doblador de corriente, modo elevador
En la bibliografía que propone éste convertidor como convertidor elevador con
aislamiento galvánico y sin él, utilizan distintas alternativas para conseguir el arranque
del convertidor. Los métodos de arranque que se utilizan se mencionan a continuación.
En [47] y [48], proponen un arranque suave y lento haciendo que los interruptores del
convertidor operen complementariamente con ciclo de trabajo del 0% (50% en nuestra
referencia) pero no permanentemente, sino encenderlos y apagarlos por pequeños
intervalos de tiempo y evitar que se presente la sobrecorriente en la bobina. Con esto y
con la ayuda de un transformador auxiliar que esta integrado en la topología, se
consigue hacer que el convertidor alcance 4 veces la tensión de entrada, momento en
el cual puede comenzar a regularse la tensión de salida. En [52] el autor hace
referencia a la problemática del arranque y lo resuelve pre-cargando el condensador de
salida hasta la tensión de entrada reflejada en la salida. También en [47], [48] y [50] lo
que se propone es colocar redes de protección para evitar que se presenten picos de
tensión en caso de que se quede energía almacenada en los devanados del convertidor
131

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
al momento del apagado. También se sugiere el uso de devanados auxiliares en las
bobinas para canalizar ésta energía remanente a la entrada o a la salida del convertidor.
En [26] se propone un método general para conseguir el arranque en las topologías
con aislamiento galvánico derivadas del convertidor elevador. La solución consiste en
adicionar un devanado auxiliar en la bobina principal, para que sea éste devanado
quien se encargue de pre-cargar el condensador de salida y arrancar al convertidor (en
[47] y [50] este devanado se utiliza para proteger el circuito de sobretensiones y
canalizar la energía remanente del apagado hacia la salida o la entrada). El método
propuesto, está implementado en un convertidor en puente completo que permite
arrancar de dos modos distintos, el primero a través del transformador principal y de la
bobina que funciona como un convertidor de retroceso ó flyback, y el segundo método
es utilizando únicamente el convertidor de retroceso. En ambos casos, el convertidor
de retroceso deja de funcionar, ya sea al evolucionar el ciclo de trabajo desde 0% hasta
su valor nominal, o mediante una secuencia lógica y programada de encendidos y
apagados en el puente completo. Esta secuencia, consiste en activar y desactivar a la
vez los cuatro interruptores del puente completo. Esto permite que el arranque sea
únicamente con la bobina principal, funcionando como convertidor de retroceso. Una
vez que la tensión de salida alcanza un valor de tensión adecuado, la secuencia de
encendido y apagado de los interruptores del puente completo cambia. Deja de
funcionar a través de la bobina como un convertidor de retroceso, para hacerlo como
un convertidor elevador normal a través del transformador principal.
En [58] se presenta la patente del arranque explicado en [25]. En esta patente
únicamente se basan en el convertidor puente completo para explicar el método de
arranque en convertidores con aislamiento galvánico. En la patente, los autores
mencionan que es posible extrapolar éste tipo de arranque a cualquier convertidor
derivado del convertidor elevador, incluso al rectificador doblador de corriente que se
presenta en esta tesis. Sin embargo, y a pesar de mencionar que se puede utilizar éste
tipo de arranque con el rectificador doblador de corriente en modo elevador, no se
presenta ningún análisis ni resultado de la implementación de éste arranque con la
topología mencionada.
Por lo anterior, el análisis, diseño e implementación del método de arranque en el
convertidor elevador con rectificador doblador de corriente, es considerado de
132

Convertidor puente completo y rectificador doblador de corriente
carácter original. Este análisis se presenta como una aportación original en esta
tesis doctoral a pesar de ser un análisis posterior a la fecha de presentación de la
patente (Mayo 24 de 2001), tiempo en el cual simultáneamente se comenzó con el
estudio e implementación de éste arranque en la topología mencionada. El
conocimiento de ésta patente, fue hasta que apareció publicada el 31 de Octubre del
2002.
Tal como se menciona en la patente, la topología puente completo con rectificador
doblador de corriente, también funciona con dos arranques similares a los que se
proponen en [26]. Lo único que se debe hacer, es adicionar un devanado auxiliar por
cada bobina del convertidor. Estas bobinas auxiliares deben tener un número de
vueltas adecuado (n f ) y estar conectadas a la salida a través de un diodo rectificador
(D F1 , D F2 ) tal como se muestra en la Figura 4.11.
C B
1 : n f
M6
1 : n f i DF1
i L1 TF1 i L2 TF2
D F1
i DF2
D F2
V F1
V F2
L 1 L 2
TR
D1
D3
i C
V B
i s
Vs
1
n p
C C
V C
M5
V DSM5
V DSM6
D2
D4
i M5
i M6
Figura 4.11 Devanados auxiliares colocados en las bobinas L 1 y L 2 que se utilizan para el
arranque del convertidor
A continuación se explican los dos posibles arranques con los que se puede poner en
funcionamiento el convertidor. El Arranque I consiste en encender y apagar
simultáneamente los dos MOSFETs M5 y M6. Con esto se consigue hacer funcionar
los dos convertidores de retroceso en paralelo y en fase. Con el Arranque II, los
MOSFETs M5 y M6 se controlan con señales de disparo desfasadas 180º. Este
arranque es una combinación del convertidor de retroceso con convertidor elevador a
través del transformador principal. A continuación se explican cada uno de ellos.
133

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
4.3.4.1 Arranque I "Dos convertidores de retroceso en paralelo y en fase"
Este arranque consiste en activar al mismo tiempo las señales de disparo de M5 y M6.
Con esto se consigue almacenar energía en cada uno de los transformadores de
retroceso (TF1 y TF2), que posteriormente es transferida a la salida. En este arranque,
una vez que se alcanza la tensión de salida, la secuencia de encendido y apagado de
los MOSFETs cambia para dejar de funcionar como convertidores de retroceso y pasar
hacerlo como un convertidor elevador a través del transformador principal. Las
señales de control pasan de estar en fase a desfasarse 180º. Para hacer este cambio en
las señales de control, es necesario utilizar un circuito que detecte que se ha alcanzado
la tensión de salida y en ese mismo momento cambiar la secuencia de funcionamiento
de los pulsos de control.
En la Figura 4.12 se muestran las formas de onda típicas del Arranque I.
M5, M6
M5, M6
t
V B
V F1 ,V F2
t
V C /n f
i M5 ,i M6
t
i DF1 ,i DF2
dT
T
(1-d)T
t
Figura 4.12 Formas de onda del Arranque I
Para modo de conducción continuo (MCC) se aplica el balance voltios·segundos en
cualquiera de las bobinas de los convertidores de retroceso L 1 o L 2 en un período de
conmutación y se obtiene la ecuación (4.28) que define la tensión de salida en el
"Arranque I" en función de la tensión de entrada V B , ciclo de trabajo d y del número
de vueltas n f .
134

Convertidor puente completo y rectificador doblador de corriente
V
C
= V
B
n
f
d
1−
d
(4.28)
Donde: 0 ≤ d ≤ 1
La ganancia del convertidor para el Arranque I definida en la ecuación (4.29). Esta
ganancia queda como la ganancia de cualquier convertidor de retroceso:
VC
d
k
F1 = = n
f
(4.29)
V 1−
d
B
Con el Arranque I, el convertidor arranca y llega a régimen permanente como
cualquier convertidor de retroceso, la diferencia consiste básicamente en que son dos
los convertidores funcionando en paralelo. La utilización de dos convertidores en
paralelo, beneficia a la topología al dividir la potencia que se entrega a la salida en 2
partes con lo que se obtiene una disminución de las pérdidas por conducción al repartir
la corriente entre los dos convertidores. Sin embargo, una topología de convertidor de
retroceso, implica que el rendimiento se vea penalizado debido a que su corriente es
pulsante tanto en la entrada como en la salida.
Una característica desfavorable de este arranque es la necesidad de utilizar un circuito
que cambie la secuencia de los pulsos control de la topología. El diseño de éste
circuito de detección y cambio de funcionamiento, complica la implementación de
este tipo de arranque.
Dos funciones de transferencia se deben considerar para controlar el Arranque I. La
primera de ellas debe ser la de dos convertidores de retroceso en paralelo y en fase.
Con esta función de transferencia, el convertidor arranca y llega hasta el valor nominal
de la tensión de salida ó a cualquier valor pre-establecido. La segunda función de
transferencia debe ser la del convertidor elevador con aislamiento galvánico basado en
el rectificador doblador de corriente (función de transferencia obtenida en el apartado
4.3.3.1). Con esta función de transferencia, el convertidor se queda operando
permanentemente y se regula la tensión de salida al valor especificado.
135

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
4.3.4.2 Función de transferencia del Arranque I
De la Figura 4.11 y de la Figura 4.12 se obtienen las ecuaciones de estado del
convertidor utilizando el Arranque I.
Las ecuaciones de estado de la tensión en la bobina L y la corriente en el condensador
C quedan definidas como:
⎛ V
L i
• ⎞
C
⎜ L ⎟ = VBd
− ( 1 − d )
(4.30)
⎝ ⎠ n
p
⎛ i V
C V
• ⎞ L
C
⎜ C ⎟ = 2 ( 1−
d ) −
(4.31)
⎝ ⎠ n
R
f
Al igual que en el apartado 4.3.3.1 en el que se obtuvo la función de transferencia del
convertidor en modo elevador normal, estas ecuaciones se resuelven para obtener la
función de transferencia en el Arranque I. Linealizando las ecuaciones, mediante los
pasos descritos desde la ecuación (4.9) hasta la ecuación (4.23), la función de
transferencia que se obtiene queda definida como:
∆V
C
∆d
=
2
VC0
2
0
n
f
VB
d
⎡⎛
VC0
⎢⎜
⎢
⎣⎝VBd
0
⎞
⎟
⎠
2
⎡−
i
⎢
⎣ V
LC
· s
2
L0
2
B
L ⎤
· s + 1⎥
⎦
⎛ VC0
+ ⎜
⎝VBd
0
⎞
⎟
⎠
2
L ⎤
· s + 1⎥
2R
⎥
⎦
(4.32)
⎛ ⎞
El funcionamiento del convertidor en estado estable, permite suponer que⎜i • L ⎟ = 0 ,
⎝ ⎠
por lo tanto, de la ecuación (4.30) despejamos el ciclo de trabajo “d 0 ” en condiciones
estables resultando:
VC0
d
0
=
(4.33)
⎛ VC
⎞
0
n ⎜ + ⎟
p
V
B
⎝ n
p ⎠
136

Convertidor puente completo y rectificador doblador de corriente
Se calcula la resistencia de carga R y la corriente promedio en cada bobina en
condiciones estables, resultando:
Donde: P es la potencia del convertidor
2
VC0
R = (4.34)
P
P
iL
= (4.35)
0
2V
B
∆V
C
∆d
=
n
2
p
⎛ V
⎜V
+
B
⎝ n
n V
f
B
C0
p
⎞
⎟
⎠
2
⎡⎛
⎢⎜
⎢
n
⎣⎝
p
V
+
V
C0
B
⎞
⎟
⎠
2
⎡ PL ⎤
⎢−
· s + 1
2 ⎥
⎣ 2V
B ⎦
LC
· s
2
2
⎛
+ ⎜
n
⎝
p
V
+
V
C0
B
⎞
⎟
⎠
2
(4.36)
L
⎤
· s + 1⎥
2R
⎥
⎦
Éste convertidor funcionando como rectificador doblador de corriente en modo
elevador en el modo Arranque I, presenta un cero positivo en el semiplano positivo de
PL
la función de transferencia. Este cero positivo esta ubicado en
2 tal como lo indica
2V
B
el coeficiente del término lineal del numerador en la función de transferencia.
4.3.4.3 Arranque II "Convertidor de retroceso - elevador"
Este arranque es una combinación del arranque de un convertidor de retroceso y de un
convertidor elevador. El Arranque II resulta por defecto al colocar los devanados
auxiliares en las bobinas del convertidor, siempre y cuando las señales de control de
M5 y M6 varíen desde 0% hasta 50% y desfasadas 180º. Con la adición de estos
devanados auxiliares en las bobinas, es posible que el convertidor funcione de
manera permanente para cualquier ciclo de trabajo inferior al 50%.
Con éste arranque se pasa automáticamente a funcionar como convertidor elevador
normal sin la necesidad de un circuito de detección como en el Arranque I. Una vez
que las señales superan el 50% del ciclo de trabajo, automáticamente el convertidor
137

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
pasa a funcionar como convertidor elevador en modo "Normal" (Apartado 4.3.3). Este
arranque resulta interesante, ya que no es necesario adicionar más elementos en el
circuito de control para conseguir el arranque y además se puede controlar la tensión
de salida para ciclos de trabajo inferiores al 50%. En la Figura 4.13 se muestran las
formas de onda del Arranque II, en esta figura se divide un periodo de conmutación en
4 intervalos que más adelante se explican.
V C /n p
M5
M6
M5
t
M5
T/2
M6
M5
t
Vs
t
Φ TF1
t
-V C /n p
i L1
t
V B
VC
−
n
V F1
⎛ ⎞
⎜
VC
V + ⎟
B
⎝ n
f ⎠
V C /n p
V DSM5
⎛
⎟ ⎞
⎜
VC
V
B
+
⎝ n
f ⎠
V C /n p
f
V DSM6
⎛ ⎞
⎜
VC
V − ⎟
B
⎝ np
⎠
Φ TF2
t
t
t
t 0 t 1 t 2 t 3 t 4
i L2
i DF1
i DF2
dT
T
t
t
t
t
Figura 4.13 Formas de onda del convertidor con "Arranque II"
A continuación, se explica la evolución de las corrientes y tensiones en un ciclo de
conmutación, esto se hace de intervalo en intervalo para comprender su
funcionamiento. Se parte de la suposición de que la corriente se encuentra en modo de
conducción continuo (MCC) y que la tensión en la entrada y la salida son constantes
en un ciclo de conmutación. En la Figura 4.14, se muestran los circuitos equivalentes
de cada intervalo de operación del convertidor funcionando con el Arranque II.
138

Convertidor puente completo y rectificador doblador de corriente
t 0 – t 1 .- En este intervalo, conduce M5 haciendo que la corriente i L1 incremente
linealmente con la tensión de entrada V B almacenando energía en el núcleo
del transformador TF1. Al mismo tiempo, se transfiere energía a la salida del
convertidor al facilitar que la corriente i L2 circule por el primario del
transformador principal TR. La corriente i L1 y la corriente i L2 se suman al
circular ambas por el MOSFET M5. En resumen, en este intervalo se
almacena energía en TF1 mediante el efecto del convertidor de retroceso, y
se transfiere otra parte de energía a través de TR como en un convertidor
elevador gracias a la energía previamente almacenada en TF2.
t 1 – t 2 .- En este intervalo, deja de conducir M5 haciendo que la corriente i L1 circule
por el secundario del transformador TF1 y a través del diodo D F1 entregando
la energía al condensador de salida C C , al mismo tiempo, la corriente i L2 pasa
a circular por el secundario del transformador TF2 y a través del diodo D F2 .
En resumen, en este intervalo se hace transferencia de energía mediante el
efecto del transformador de retroceso a través de TF1 y TF2. Por otra parte
la corriente magnetizante del transformador principal TR circula a través de
los diodos D1 - D4. Esta corriente no se representa en los circuitos de la
Figura 4.14 ya que se desprecia frente a las corrientes de carga del
convertidor.
t 2 – t 3 .- En este intervalo, sucede lo mismo que en el intervalo (t 0 – t 1 ) pero en distintos
componentes. En resumen, en este intervalo se almacena energía en TF2, y
se transfiere otra parte a través de TR gracias a la energía previamente
almacenada en TF1.
La pendiente de la corriente i L1 en éste intervalo puede ser positiva, cero
o negativa. Sí la tensión de salida reflejada en primario de TR es menor,
igual o mayor que la tensión de entrada V B , la pendiente es positiva, cero o
negativa respectivamente. En este caso, en la Figura 4.13 la tensión de salida
reflejada en el primario de TR debe ser menor que V B ya que la pendiente de
la corriente i L1 en este intervalo es positiva.
t 3 – t 4 .- Por simetría en éste intervalo sucede lo mismo que en (t 1 – t 2 ). En resumen,
en este intervalo se hace transferencia de energía mediante el efecto del
139

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
transformador de retroceso a través de TF2 y TF1. Este es el último
intervalo de análisis y a partir de aquí se repite el proceso.
V B
C B
V F1 L 1
V F2 L 2
i C
i L1 i L2
D3
i s
Vs
TR
1
n p
C C
V C
1 : n f 1 : n
D F1
f i DF1
i L1 TF1 i L2 TF2
i DF2
D F2
V F1 V
L F2
1 L 2
C B
V B
C C
i C
V C
D2
i M5
t 0 – t 1
t 1 – t 2
V B
C B
V F1 L 1
V F2 L 2
i C
i L1 i L2
D1
i s
i M6
Vs
TR
1
n p
C C
V C
1 : n f 1 : n
D F1
f i DF1
i L1 TF1 i L2 TF2
i DF2
D F2
V F1 V
L F2
1 L 2
C B
V B
C C
i C
V C
D4
t 2 – t 3
t 3 – t 4
Figura 4.14 Intervalos de operación en "Arranque II"
Para modo de conducción continuo (MCC) se aplica el balance voltios·segundos en
cualquiera de las bobinas de los convertidores de retroceso L 1 o L 2 en un período de
conmutación y se obtiene la ecuación (4.37). Esta ecuación define la tensión de salida
en el "Arranque II" en función de la tensión de entrada V B , ciclo de trabajo d y del
numero de vueltas en n p y n f .
V
C
=
( 1−
2d
)
n
2V
f
B
d
+
d
n
p
(4.37)
Donde: 0 ≤ d ≤ 0,5
La ganancia del convertidor para el Arranque II esta definida como:
VC
2d
k
F 2
= =
(4.38)
V ( 1−
2d
) d
B
+
n n
f
p
140

Convertidor puente completo y rectificador doblador de corriente
En la Figura 4.15 y en la Figura 4.16 se muestran las curvas de la ganancia del
convertidor en el Arranque II. Estas curvas se han obtenido utilizando la ecuación
(4.38). En la Figura 4.15, se mantiene n p igual a uno y se varía n f . En la Figura 4.16, se
mantiene n f igual a uno y se varía n p .
De las figuras se pueden establecer las siguientes afirmaciones:
• La máxima ganancia, se alcanza con el máximo ciclo de trabajo, (d = 50%).
• En todas las combinaciones de n f y n p , la ganancia del convertidor siempre es
ascendente, pudiendo controlar correctamente el convertidor.
• La ganancia de un convertidor Reductor ó Buck se puede conseguir al
hacer n f el doble de n p .
• La máxima ganancia que se puede obtener para cualquier combinación
de relaciones de transformación de n p y n f , es del doble de n p . Esto se debe
a que para d = 50%, la ganancia deja de depender de d y se convierte en
una constante que vale 2n p .
• Si n p » n f la ganancia es prácticamente la de un convertidor de retroceso
o flyback, sobre todo si el ciclo de trabajo esta muy cercano a cero.
141

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
2
n f = 40
Ganancia del convertidor
1,5
1
0,5
n f = 8
n f = 4
n f = 2
n f = 1
n f = 0,5
n f = 0,1
0 0 0,1 0,2 0,3 0,4 0,5
Ciclo de trabajo d
Figura 4.15 Curvas de ganancia del convertidor en el Arranque II considerando n p = 1 y
para distintos valores de n f
10
9
8
Ganancia del convertidor
7
6
5
4
3
2
1
n p = 4
n p = 2
n p = 1
n p = 0,5
n p = 0,1
0 0 0,1 0,2 0,3 0,4 0,5
Ciclo de trabajo d
Figura 4.16 Curvas de ganancia del convertidor en el Arranque II considerando n f = 1 y
para distintos valores de n p
142

Convertidor puente completo y rectificador doblador de corriente
Dependiendo de la aplicación que se trate, se deberá seleccionar una combinación de
relaciones de transformación u otra. Sin embargo, por simplicidad, se pueden
considerar dos casos particulares de los cuales se puede seleccionar el más adecuado.
• Se puede colocar n f como el doble de n p para tener la ganancia de un
convertidor Reductor. De esta manera, la ganancia del convertidor tendrá el
mismo valor para cada incremento del ciclo de trabajo. La ecuación (4.40)
muestra la ganancia del convertidor al colocar n f como el doble de n p .
• De la ecuación (4.38), se observa que al igualar las relaciones de
transformación n f y n p , se obtiene la ganancia de un convertidor de Retroceso
o flyback. La diferencia ante un convertidor de retroceso normal, es que se
obtiene el doble de la ganancia. La ecuación (4.42) muestra la ganancia del
convertidor al igualar las relaciones de transformación.
La tensión del convertidor para el Arranque II al igualar n f con el doble de n p es:
Donde: 0 ≤ d ≤ 0,5
V
= n V d
(4.39)
C
4
La ganancia del convertidor para el Arranque II al igualar n f con el doble de n p es:
Donde: 0 ≤ d ≤ 0,5
k
p
B
VC
= n
pd
(4.40)
V
F 2 '
= 4
B
La tensión del convertidor para el Arranque II al igualar n f con n p es:
V
C
d
= 2 n V
(4.41)
p
B
( 1−
d )
La ganancia del convertidor para el Arranque II al igualar n f con n p es:
Donde: 0 ≤ d ≤ 0,5
k
F
VC
d
2 ''
= = 2n
p
(4.42)
V
B
( 1 − d )
143

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
En resumen, con el Arranque II el convertidor puede funcionar en régimen permanente
como cualquier otro convertidor (es decir, no es realmente un arranque). El
convertidor puede diseñarse de distintas formas, es decir, dependiendo de las
relaciones de transformación que se seleccionen para n p y n f , la ganancia del
convertidor podrá ser la de un convertidor Reductor, la de un convertidor de Retroceso
o la propia del convertidor Retroceso-Elevador. La máxima ganancia que se alcanzará
en el convertidor será el doble del valor de n p . Sin embargo, las corrientes y tensiones
en los componentes del convertidor serán las que se han mostrado en la Figura 4.13.
4.3.4.4 Simulación del Arranque II
De manera original, se realiza la simulación del convertidor puente completo con
rectificador doblador de corriente utilizando el Arranque II. El objetivo de ésta
simulación, es validar el análisis que se ha realizado del comportamiento de éste
convertidor con el arranque descrito. Principalmente, se pretende comprobar el
comportamiento de la corriente en las bobinas L 1 y L 2 . Haciendo uso de ésta
herramienta de simulación, se pudo comprobar si la transferencia de energía se realiza
a través de los devanados auxiliares mediante el efecto Flyback y a través del
transformador principal como convertidor Boost o elevador.
El circuito de simulación utilizado, para obtener los resultados del comportamiento de
este convertidor, se muestra en la Figura 4.17. La simulación de éste convertidor como
de cualquier otro es útil, ya que en ocasiones se detectan modos de funcionamiento
que a simple vista un diseñador no toma en consideración. Sin embargo, la simulación
del convertidor no es el paso definitivo para dar por valido el funcionamiento del
arranque propuesto, sino un respaldo a la suposición teórica que se ha planteado en
este apartado y que se comprobará en un prototipo de laboratorio.
En la Tabla XX se muestran los datos de los parámetros que se utilizaron para la
simulación del convertidor.
144

:
Convertidor puente completo y rectificador doblador de corriente
Tabla XX Parámetros para la simulación del Arranque II
V B V C L 1 y L 2 C B C C n p n f
14V 400V 7,48uH 100uF 7,4uF 7 7
Para la simulación del convertidor, se utilizaron valores de inductancias y
condensadores de bajo valor. Esto se hizo con la finalidad de que la simulación no
tardase tanto en llegar al régimen permanente. De igual manera, las relaciones de
transformación n p y n f se igualaron para simplificar el diseño del convertidor.
0
3
1
R10
D5
7
1
2 4
0.1
:T1
Dbreak
Rfbp1
0.1
L1
1 2
7.48uH
RLs1
0.1
VB
14Vdc
CB
100u
0
3
1
7
1
2 4
R11
0.1
T2
Rfbp2
0.1
L2
1 2
7.48uH
Vgs6
M6
D6
Dbreak
Vgs5
M5
RLs2
0.1
TR
1
3
2 4
1 :
7
1
L12
24mH
R7
0.05
R8
0.01
D1
Dbreak
D2
Dbreak
D3
Dbreak
D4
Dbreak
VC
4.7u
0
R5
320
IRF150
IRF150
2
R6
0
0.144
Figura 4.17 Esquema del circuito con el Arranque II para ser simulado en PSpice
De la simulación del convertidor con el Arranque II, se obtuvieron los siguientes
resultados.
En la Figura 4.18 y Figura 4.19 se muestra las señales que se obtienen de la
simulación del convertidor. De estas señales, se observa que haciendo una
comparación con las señales explicadas en la Figura 4.13, existe gran similitud y
sobretodo, en las suposiciones que se hacían de la manera en que fluye la corriente a
través de las bobinas y de los diodos flyback. Lo mismo sucede con las tensiones que
soportan tanto el MOSFET M5 como el MOSFET M6, así como la tensión que se
aplica a los terminales de las bobinas (Figura 4.19). Recordemos, que la tensión que se
145

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
aplica a los terminales de las bobinas, varía de acuerdo a la tensión de salida,
provocando que una de las pendientes de la corriente en las bobinas pueda ser
positiva, cero o negativa. En este caso, en las figuras mostradas, la pendiente de ésta
corriente, es cero, ya que es horizontal y la tensión que se aplica en este intervalo es de
0V.
20V
0V
-20V
40V
Senal_de_control_para_M5
20V
0V
10A
5A
0A
1.0A
0.5A
SEL>>
Tension_drenador_fuente_de_M5
Corriente_en_bobina_L1
2.20ms 2.22ms 2.24ms 2.26ms
Corriente_en_diodo_D5
Time
Figura 4.18 En orden descendente, Señal de control de M5, Tensión drenador fuente de
M5, Corriente que fluye a través de L 1 y Corriente que fluye a través del diodo Flyback
D5
146

Convertidor puente completo y rectificador doblador de corriente
20V
0V
-20V
20V
Tension_en_primario_de_TR
0V
-20V
10A
Tension_aplicada_a_L1
5A
0A
40V
Corriente_magnetizante_en_TF1
SEL>>
0V
2.20ms 2.22ms 2.24ms 2.26ms
Tension_drenador_fuente_en_M5
Time
Figura 4.19 En orden descendente, Tensión en primario del transformador principal TR,
Tensión aplicada a la bobina L 1 , Corriente magnetizante que fluye a través de TF1
(corriente que crea el flujo Φ TF1 ) y Tensión drenador fuente de M5
En la Figura 4.19 se presenta la corriente magnetizante a través de TF1. Esta corriente,
es la que fluye a través del transformador TF1. Esta corriente ha sido representada, ya
que el flujo en el transformador TF1 es proporcional a esta corriente y en ella se puede
observar que el flujo no incrementa ciclo a ciclo de conmutación. También en esta
misma figura, se aprecia la tensión que se aplica en los bornes de la bobina L 1 , que en
este caso el la bobina magnetizante de TF1.
Por lo tanto, ya que la simulación del Arranque II corresponde con el análisis teórico
que se ha realizado del mismo, se puede establecer que el método propuesto para que
el convertidor arranque correctamente es válido. Únicamente solo resta su
comprobación mediante un prototipo físico.
De lo anterior se concluye que el Arranque II (propuesto de forma original) es apto
para ser implementado como alternativa de arranque en el convertidor puente
completo con rectificador doblador de corriente.
147

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
4.3.4.5 Función de transferencia del Arranque II
De la Figura 4.11 y de la Figura 4.13 se obtienen las ecuaciones de estado del
convertidor utilizando el Arranque II.
Las ecuaciones de estado de la tensión en la bobina L y la corriente en el condensador
C quedan definidas como:
⎛ V V
L i
• ⎞ ⎛ ⎞
C C
⎜ L ⎟ = ⎜2V
B
− ⎟d
− ( 1−
2d
)
(4.43)
⎝ ⎠
n
⎝
p ⎠ n
f
⎞ iL
iL
VC
C⎜
⎛ V
• C ⎟ = 2 d + 4 ( 1−
d ) −
⎝ ⎠ n n
2
(4.44)
R
p
Al igual que en el apartado 4.3.3.1 en el que se obtuvo la función de transferencia del
convertidor en modo elevador normal, estas ecuaciones se resuelven para obtener la
función de transferencia en el Arranque II. Linealizando las ecuaciones, mediante los
pasos descritos desde la ecuación (4.9) hasta la ecuación (4.23), la función de
transferencia que se obtiene queda definida como:
f
∆VC
=
∆d
2V
B
⎛ 2 1 ⎞
+ ⎜ − ⎟V
⎝ n
f
np
⎠
0
d0
+
n n
( 1 − 2d
)
f
p
C0
⎛
⎜
d
⎝ n
0
p
2
⎞
⎟
3d
0
+
⎠ npn
f
⎡ 4npn
f
⎢
2
⎢⎣
2n
f
− 8n
pn
f
1 2
LC·
s
2
2
( 1 − 2d
) + ( 1 − 2d
)
0
n
2
2
f
iL
L
0
· s + 1
⎤⎡
⎛ 2 1 ⎞ ⎤
+ d0
⎥⎢2V
⎜ ⎟
B
+ − VC
⎥
0
⎥⎢
⎦⎣
⎝ n
f
np
⎠ ⎥⎦
L
· s
+
2R
⎡ 2 ⎛ 1 4 ⎞ ⎤⎡
1 ⎛ 2
⎢ + ⎜ − ⎟d
0
0 ⎥⎢
− ⎜
⎢
⎥⎢
⎣
n
f ⎝ np
n
f ⎠ ⎦⎣
n
f ⎝ n
f
+ 1
1 ⎞ ⎤
− ⎟d0
⎥
n
p ⎠ ⎥⎦
(4.45)
Particularizando la función de transferencia para n f con el doble del valor de n p en la
que la ganancia del convertidor es semejante a la de un convertidor reductor queda:
∆V
C
∆d
= 4n
V
p
B
n
2
p
2V
LC
· s
( 1−
d )
2
· s + 1
2
p
L
· s
R
+ 1
( 1−
d ) ( 1−
d )
0
− i
B
L
0
L
0
n
+
0
(4.46)
148

Convertidor puente completo y rectificador doblador de corriente
Particularizando la función de transferencia para n f igual a n p en la que la ganancia
del convertidor es semejante a la de un convertidor de retroceso queda:
iL
L
0
· s + 1
⎛ 2 ⎞⎛
VC
⎞
0
⎜d
0
− ⎟⎜2V
⎟
2
3
B
+
∆V
n V + V ⎝ ⎠
0
⎝ n
C p B C
p
=
⎠
(4.47)
∆d
( 1−
2d
) 1
0
2
L
LCn
p
2
2
· s +
2R
· s + 1
2
2 − 5d
− 3d
( 2 − 3d
)( 1−
d )
0
⎛ ⎞
El funcionamiento del convertidor en estado estable, permite suponer que⎜i • L ⎟ = 0 ,
⎝ ⎠
por lo tanto, de la ecuación (4.43) despejamos el ciclo de trabajo “d 0 ” en condiciones
estables resultando:
V
0
C0
n
f
d
0
=
(4.48)
⎡ VC
V ⎤
0 C0
⎢2V
B
− + 2 ⎥
⎢⎣
n
p
n
f ⎥⎦
Se calcula la resistencia de carga R y la corriente promedio en cada bobina en
condiciones estables, resultando:
Donde: P es la potencia del convertidor
2
0
VC0
R = (4.49)
P
P
iL
= (4.50)
0
2V
En la ecuación (4.45) está definida la función de transferencia del convertidor para
funcionar en el Arranque II. Al mismo tiempo, se ha particularizado esta función de
transferencia para los casos descritos con anterioridad en los que la ganancia del
B
0
149

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
convertidor se asemejaba a la de un convertidor Reductor o a la ganancia de un
convertidor de Retroceso.
Con esta o estas funciones de transferencia, es posible cerrar el lazo de control del
convertidor para ciclos de trabajo inferiores al 50%.
4.3.5 Funcionamiento modo "Arranque – Normal"
En los apartados 4.3.3 y 4.3.4, se han explicado de manera detallada, el modo de
funcionamiento normal y los modos de arranque del convertidor en modo elevador. En
este apartado, se analizan las diferentes maneras de cómo diseñar el convertidor para
que pueda funcionar en cualquiera de ambos modos, Arranque y/o Normal.
Un modo de operación se ha denominado de Arranque, sin embargo, el convertidor
puede trabajar en ese modo de forma indefinida y régimen permanente. En este trabajo
se ha nombrado modo arranque, debido a que es un modo de operación previo al
funcionamiento del convertidor en modo elevador. Cualquiera de los dos arranques,
Arranque I y Arranque II puede funcionar con ciclo de trabajo inferior al 50%. El
Arranque I, puede funcionar con ciclo de trabajo mayor al 50%, pero el Arranque II
únicamente funciona para ciclo de trabajo menor o igual al 50%.
En la Tabla XXI, Tabla XXII y Tabla XXIII, se muestra un resumen de ecuaciones
para calcular la tensión de salida, ciclo de trabajo y ganancia del convertidor
respectivamente en modo Arranque y en el modo Normal.
Básicamente, existen dos formas de poner en marcha el convertidor puente
completo con rectificador doblador de corriente elevador. Estas se consiguen, al
combinar los dos modos de arranque (Arranque I y II) con el modo de operación
Normal.
Por lo tanto, las combinaciones son nombradas “Arranque I- Normal” y “Arranque II -
Normal”. En los apartados siguientes, se explica cada una de las combinaciones para
conseguir poner en marcha el convertidor.
150

Convertidor puente completo y rectificador doblador de corriente
Tabla XXI Tensión de salida del convertidor para los distintos modos de operación
TENSIÓN DE SALIDA EN CADA MODO DE OPERACIÓN
V
C
=
MODO ARRANQUE
V
C
Arranque I
d
= V
B
n
f
1 − d
Arranque II
n f ≠ n p n f = 2n p n f = n p
( 1 − 2d
)
n
2V
d
f
B
+
d
n
p
V
C
= 4
n V d
p
B
V
C
= 2n
V
p
B
d
( 1 − d )
MODO NORMAL
1
VC
= npVB
1−
d
Tabla XXII Ciclo de trabajo del convertidor para los distintos modos de operación
CICLO DE TRABAJO EN CADA MODO DE OPERACIÓN
MODO ARRANQUE
Arranque I
1
d =
⎛ n
⎜
1 +
⎝ k
Arranque II
n f n p n f = 2n p n f = n p
1
1
d =
k
d =
⎡
⎤
F 2'
⎛ ⎞
⎢ ⎜
2 1
+ − ⎟
d =
⎛ 2n
p ⎞
2 n
f
⎥
⎢
4n
⎜ ⎟
⎣ ⎝ k
F 2
n
f
1 +
p ⎠⎥⎦
⎝ k
F 2'' ⎠
f
F1
⎞
⎟
⎠
MODO NORMAL
d
= 1 −
n
k
p
UP
Tabla XXIII Ganancia del convertidor para los distintos modos de operación
GANANCIA EN CADA MODO DE OPERACIÓN
MODO ARRANQUE
Arranque I
k
F 1
V
=
V
C
B
d
= n
f
1 − d
Arranque II
n f n p n f = 2n p n f = n p
k
MODO NORMAL
UP
V
=
V
C
B
1
= n
p
1 − d
k
V
=
=
C
C
F 2
V ( 1 − 2d
) d k
F 2 '
= = 4n
p
d
B
+
V
B
n
f
2d
n
p
V
k
F 2''
V
=
V
C
B
= 2n
p
d
( 1 − d )
151

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
4.3.5.1 Arranque I - Normal
Este funcionamiento, es una combinación del Arranque I con el modo Normal de
operación del convertidor en modo elevador. Recordemos que en el caso de
convertidores elevadores, es necesario pre-cargar el condensador de salida hasta un
nivel de tensión adecuado para evitar una sobrecorriente.
Con el Arranque I, el convertidor comienza a funcionar como dos convertidores de
retroceso en paralelo a través de los devanados auxiliares. Después de un tiempo, y ya
que el condensador alcance un nivel de tensión adecuado, se efectúa una transición y
se pasa a funcionar como un convertidor elevador. La transición de un modo de
operación a otro, está relacionada con las relaciones de transformación n p y n f . Estas
relaciones, determinan el momento en el cual se debe dejar de funcionar como dos
convertidores de retroceso en paralelo y comenzar a funcionar como un convertidor
elevador.
En el apartado 4.3.3, se estableció que el ciclo de trabajo mínimo con el que puede
funcionar el modo elevador normal es del 50% y que la mínima tensión de salida que
se obtiene con este ciclo de trabajo es del doble de la tensión de entrada. Como se
pretende utilizar el Arranque I para que la tensión del condensador de salida llegue a
un valor en el que el modo elevador pueda funcionar correctamente, se establece la
siguiente condición para calcular las relaciones de transformación n p y n f que dice:
“La tensión de salida para d = 50% con el Arranque I, debe ser igual a la tensión de
salida en modo elevador cuando el ciclo de trabajo también es del 50%”
Por lo tanto, igualamos las ecuaciones (4.28) y (4.6) que definen la tensión de salida
en el Arranque I y en Modo elevador respectivamente:
V
B
n
f
d 1
= VBn
p
1− d 1−
d
Sustituimos d = 0,5 y resolvemos para n f resultando:
n
f
= 2n p
(4.51)
Con la consideración anterior, se consigue que la transición de un modo de operación
a otro se realice de manera correcta y que la ganancia del convertidor sea continua
152

Convertidor puente completo y rectificador doblador de corriente
para todo el rango del ciclo de trabajo. En la Figura 4.20 se muestran las curvas de la
ganancia del convertidor con la implementación del Arranque I para distintos valores
de n p y con n f = 2n p .
Ganancia
20
18
16
Arranque I
Flyback
0,5 Elevador
14
12
10
8
n p = 3
2
1
6
4
0,5
2
0 0 0,2 0,4 0,6 0,8 1
Ciclo de trabajo d
Figura 4.20 Ganancia del convertidor utilizando el Arranque I y considerando n f = 2n p
Por lo tanto, la ecuación de la tensión en el convertidor para la transición utilizando el
Arranque I queda definida como:
d
VB
2n
p
si 0 ≤ d ≤ 0,5
1−
d
VC =
(4.52)
1
n
pVB
si 0,5 ≤ d ≤ 1
1−
d
Para conseguir que ésta transición se realice adecuadamente, es necesario implementar
un circuito que se encargue de cambiar las señales de control para que el convertidor
deje de funcionar como convertidor de retroceso y pase a hacerlo como convertidor
elevador. La necesidad de utilizar un circuito adicional para la detección del ciclo de
trabajo en 50%, complica el diseño del convertidor con el Arranque I.
153

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
En la Figura 4.21 se muestran las curvas de ganancia del convertidor en modo
elevador con el Arranque I, en estas curvas se utilizan distintos valores de n f para un
mismo valor de n p . Los valores que se utilizan para n f son, n f = n p , el segundo es n f =
2n p (corresponde con la condición de la ecuación (4.51)) y por último un valor
superior al anterior, en este caso n f = 4n p . De las curvas que se obtienen, se puede
observar que para la primera de ellas, la ganancia que se alcanza en la etapa de
arranque cuando el ciclo de trabajo es del 50% no es suficiente, al quedarse con una
ganancia de 10 siendo necesario de 20. Por otro lado, en el caso de que la selección de
n f sea cuatro veces el valor de n p , entonces la ganancia que en éste caso se alcanza en
la etapa de arranque es superior a la ganancia que se debe tener al momento de hacer
la transición de una etapa a otra, en este caso la ganancia que se obtiene es de 40. Por
último y coincidiendo con la condición de que n f sea el doble de n p , se observa que la
curva de la ganancia del convertidor de la etapa de arranque y la etapa permanente,
coinciden cuando el ciclo de trabajo es del 50%.
Si no se considerara n f como el doble de n p , entonces la transición de la etapa de
arranque a la etapa permanente o normal se realizaría de forma inadecuada ya sea con
mayor o menor ganancia que la necesitada.
154

Convertidor puente completo y rectificador doblador de corriente
50
45
40
Arranque I
Flyback
0,5 Elevador
Ganancia Total
35
30
25
20
15
10
5
0 0 0,2 0,4 0,6 0,8 1
n f = n p
n f = 2n p
n f = 4n p
Ciclo de trabajo d
De lo anterior, se establece que no es conveniente utilizar valores diferentes de n f de
acuerdo a la condición establecida por la ecuación (4.51), de lo contrario las
transiciones no se harán de forma adecuada.
Figura 4.21 Ganancia del convertidor utilizando el Arranque I y considerando n f ≠ 2n p
4.3.5.2 Arranque II - Normal
Con el Arranque II, el convertidor comienza a funcionar en cada período de
conmutación como un convertidor de retroceso y como un convertidor elevador
simultáneamente. Cuando el ciclo de trabajo alcanza el 50%, automáticamente el
convertidor deja de funcionar como convertidor de retroceso y elevador para hacerlo
únicamente como un convertidor elevador. La transición de un modo de operación a
otro, se hace de manera automática sin importar las relaciones de transformación n p y
n f que se tengan.
En el apartado 4.3.4.3 se explicó el funcionamiento del Arranque II. En ese mismo
apartado, se observó que la ganancia del convertidor con d = 50% únicamente está
155

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
fijada por el doble del valor de n p . Por lo tanto, no importa el valor que se seleccione
para n f , ya que con cualquiera que se escoja, la ganancia del convertidor siempre será
la misma en el momento de la transición (d = 50%). Esta es una ventaja que presenta
el Arranque II frente el Arranque I, ya que a diferencia del segundo, se puede
seleccionar libremente el valor de n f .
Una segunda ventaja que se presenta con el Arranque II, es que la ganancia del
convertidor en modo elevador para d = 50% es el doble del valor de n p al igual que lo
es para el Arranque II en ese mismo ciclo de trabajo. Esto permite que la transición de
un modo de operación a otro sea cual sea el valor de n p se realice de manera
automática. Esta transición resulta interesante, ya que no es necesario cambiar las
señales de control del convertidor para que siga funcionando correctamente como hay
que hacerlo en el Arranque I.
La influencia de las relaciones de transformación, únicamente determinan la forma en
la que crece la ganancia del convertidor en el arranque, ya que dependiendo de la
relación entre las relaciones de transformación, se puede conseguir que la ganancia del
convertidor aumente como la de un convertidor reductor (n f = 2n p ), como la de un
convertidor de Retroceso (n f = n p ) o propiamente como la de un convertidor
Retroceso-Elevador (n f ≠ n p ≠ 2n p ). En la Figura 4.22 y en la Figura 4.23 se muestran
las curvas de las ganancias del convertidor en las que se aprecia la ganancia como
convertidor reductor y como convertidor de retroceso (Flyback) respectivamente.
Ambas figuras, se han representado para distintos valores de n p . De la primera a la
segunda figura se puede observar que únicamente difieren en la forma en la que
incrementa la ganancia hasta que el ciclo de trabajo alcanza el 50%, ya que a partir de
este valor en adelante, se trata de las mismas curvas que definen el comportamiento
del convertidor en modo elevador. Estas curvas son solamente una particularización de
la ganancia del convertidor utilizando el Arranque II, lo cual no significa que por
fuerza deban ser utilizadas por el lector, simplemente, tal vez por su singularidad
resulte interesante tomarlas en cuanta.
156

Convertidor puente completo y rectificador doblador de corriente
20
18
16
Arranque II
Reductor
0,5
Elevador
Gananci
a
14
12
10
8
n p = 3
2
1
6
4
0,5
2
0 0 0,2 0,4 0,6 0,8 1
Ciclo de trabajo d
Figura 4.22 Ganancia del convertidor utilizando el Arranque II y considerando n f = 2n p
con lo que el convertidor en el arranque se comporta como un convertidor reductor
Por lo tanto, la ecuación de la tensión en el convertidor para la transición utilizando el
Arranque II y particularizando para n f = 2n p la tensión queda definida como:
4n
pVBd
si 0 ≤ d ≤ 0,5
VC = 1
(4.53)
n
pVB
si 0,5 ≤ d ≤ 1
1−
d
157

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
Ganancia
20
18
16
14
12
10
8
Arranque II
Flyback
0,5
Elevador
n p = 3
2
1
6
4
0,5
2
0 0 0,2 0,4 0,6 0,8 1
Ciclo de trabajo d
Figura 4.23 Ganancia del convertidor utilizando el Arranque II y considerando n f = n p
con lo que el convertidor en el arranque se comporta como un convertidor Flyback
Por lo tanto, la ecuación de la tensión en el convertidor para la transición utilizando el
Arranque II y particularizando para n f = n p la tensión de salida queda definida como:
d
2npVB
si 0 ≤ d ≤ 0,5
1−
d
VC =
(4.54)
1
npVB
si 0,5 ≤ d ≤ 1
1−
d
A continuación, se hace un resumen de las principales características que se tienen al
utilizar el Arranque I y el Arranque II en el convertidor.
Con la utilización del Arranque I se tienen las siguientes características en el
funcionamiento del convertidor:
• La relación de transformación de los devanados auxiliares n f debe ser fija y
valer 2n p , para que la ganancia del convertidor sea la misma en el cambio de
modo retroceso a modo elevador.
158

Convertidor puente completo y rectificador doblador de corriente
• Es necesario utilizar un circuito de detección para saber cuándo se ha
alcanzado el ciclo de trabajo del 50% para efectuar un cambio en las señales
de control del convertidor.
• Los flybacks están en fase lo que es peor para el filtro tanto de entrada como
de salida, a diferencia del Arranque II en el que los flybacks están desfasados
180º
Con la utilización del Arranque II se tienen las siguientes características en el
funcionamiento del convertidor:
• No importa la relación que exista entre n p y n f , la ganancia del convertidor
siempre es la misma en el momento de pasar a funcionar como un convertidor
elevador. Esta ganancia es fija y esta determinada por el doble de n p .
• El cambio de un modo de operación a otro, es decir del arranque al modo
normal, se realiza de manera automática sin la necesidad de circuitos de
detección del ciclo de trabajo.
• En este arranque los flybacks se encuentran desfasados 180º lo cual es mejor
para el filtro de entrada y de salida.
Dadas las características que presenta cada uno de los arranques en el
funcionamiento del convertidor, el autor estima que es más conveniente utilizar el
Arranque II debido a las ventajas que presenta para poner en marcha el convertidor
puente completo con rectificador doblador de corriente en modo elevador.
4.4 Puente completo y rectificador doblador de corriente
“Bidireccional”
En éste apartado se presenta de manera original, la topología del convertidor puente
completo con rectificador doblador de corriente para que sea bidireccional. Un análisis
de los aspectos y consideraciones principales que rigen el funcionamiento de éste
convertidor así como las restricciones de diseño que implica operar en ambas
direcciones se presenta en este apartado. Con este análisis se establece el criterio de
diseño de este convertidor para operar de forma bidireccional.
159

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
En la Figura 4.24 se muestra el convertidor con los elementos necesarios para operar
correctamente y transferir energía en ambas direcciones. Nótese que hay transistores
en ambos lados del transformador TR y que están colocados los devanados auxiliares
en la bobina L 1 y L 2 para arrancar correctamente en modo elevador.
V DF2
D F2
M1
V DSM1
M3
D F1
V DF1
1 : n f 1 : n f
L 1 TF1 L 2 TF2
V F1
V F2
V DSM3
TR
V C
C C
C B
V B
Vp
Vs
M2
V DSM2
M4
V DSM4
n p : 1
V DSM5
V DSM6
M5
M6
Figura 4.24 Esquema del convertidor puente completo cor rectificador doblador de
corriente bidireccional
4.4.1 Análisis de la topología
Esta topología ha sido analizada por separado como convertidor reductor y como
convertidor elevador en los apartados 4.2 y 4.3 respectivamente. El análisis que se ha
realizado de la topología en cada caso, ha sido un análisis independiente en el que no
se ha tomado en consideración que el convertidor sería utilizado como convertidor
bidireccional. Por lo tanto, de los análisis realizados no se puede desprender aún un
criterio definitivo para diseñar correctamente la topología para transferir energía en
ambos sentidos. Es por ello que en el desarrollo de este apartado, se analizan las
características y restricciones de la topología funcionando como bidireccional.
Para que el convertidor funcione como reductor, no es necesario hacer cambios a la
topología puente completo con rectificador doblador de corriente, sin embargo, para
160

Convertidor puente completo y rectificador doblador de corriente
que pueda arrancar y transferir energía en modo elevador, fue necesario colocar
devanados auxiliares tal como se explicó en el apartado 4.3. Como estos devanados
aparecen en el convertidor propuesto para funcionar de forma bidireccional, es
necesario estudiar la influencia que estos ejercen cuando el convertidor funciona en
modo reductor.
Por lo anterior, dos aspectos son los que se consideran para analizar la topología como
convertidor bidireccional, estos son:
• Penalización de la bidireccionalidad
• Devanados auxiliares en modo reductor
4.4.2 Penalización de la bidireccionalidad
Es importante hacer un análisis de la penalización que se tiene en el convertidor al
tener que trabajar como convertidor bidireccional. La penalización está determinada
por los niveles de tensión que deben soportar los semiconductores de potencia del
convertidor. Estos niveles de tensión, dependen del modo de operación en que se
encuentre trabajando el convertidor pudiendo ser, modo reductor o modo elevador.
Dentro de un mismo período de conmutación, los componentes del convertidor están
sometidos a distintos niveles de tensión. En este caso, el nivel de tensión que nos
importa es el máximo que soporta cada componente.
En la Tabla XXIV se presenta un resumen de las ecuaciones para calcular las
tensiones de bloqueo para cada uno de los componentes del convertidor tanto para
modo reductor como para modo elevador.
Las tensiones de bloqueo son las máximas tensiones teóricas que se presentan en los
terminales de cada uno de los componentes en un determinado intervalo dentro del
período de conmutación.
En general, es deseable que las tensiones de bloqueo sean lo menor posibles de cara a
la selección de los componentes, ya que un mismo componente de potencia que
soporte más tensión que otro, tendrá peores características eléctricas. Por ejemplo, la
resistencia en conducción (R DSON ) para los transistores MOSFETs, es mayor para
aquellos transistores que soporten mayor tensión entre drenador y fuente.
161

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
Tabla XXIV Tensiones de bloqueo en los componentes del convertidor
TENSIONES DE BLOQUEO
COMPONENTE
MODO
REDUCTOR
MODO ELEVADOR
ARRANQUE NORMAL
M1 - M4
VC
VC
VC
M5 y M6
V
n
C
p
V
V
B
+
n
C
f
V
n
C
p
D F1 y D F2
V + n
V
C
+ n
f
V
B
C f B
C f B
V
V + n
V
Obsérvese, que tanto para modo reductor como para modo elevador y para todos los
componentes excepto para los MOSFETs M5 y M6, las tensiones de bloqueo son las
mismas en cada caso.
Lo anterior permite afirmar que, únicamente un par de componentes
semiconductores, en éste caso MOSFETs, se pueden penalizan al hacer funcionar
el convertidor de forma bidireccional.
4.4.3 Devanados auxiliares en modo reductor
Cuando el convertidor funciona en modo reductor, los diodos D F1 y D F2 no deben
conducir en ningún momento, sin embargo, por la forma en la que esta construido el
convertidor, cuando está funcionando en éste modo, es posible que conduzcan,
provocando que la energía regrese hacia la entrada a través de estos diodos. Si ésta
situación se presenta, el valor del rendimiento se vería afectado y disminuiría.
Si la diferencia de tensión entre el ánodo y el cátodo es positiva, los diodos pueden
entrar en conducción. Para evitar que esto se presente, es necesario establecer una
condición para la selección de n f ya que de ésta relación de transformación en los
devanados auxiliares, depende la tensión que se impone en el ánodo de los diodos.
Esta condición consiste, en limitar la tensión que aparece en el ánodo de los diodos a
162

Convertidor puente completo y rectificador doblador de corriente
como mucho el valor de la tensión de entrada, en éste caso la diferencia de tensión que
soportarían sería de 0V. Por lo tanto la inecuación (4.56) es la condición que se debe
cumplir para seleccionar el valor adecuado de n f y evitar que conduzcan los diodos
D F1 y D F2 . El lado izquierdo de la inecuación es la tensión que se impone en el ánodo
de los diodos en dT para modo reductor y el lado derecho de la inecuación es la
tensión a la que siempre están conectados los cátodos de los diodos.
⎛
⎜
V
⎝ n
C
p
⎞
− V ⎟
B
n
f
≤ V
C
(4.55)
⎠
Resolvemos para n f quedando:
VC
n
f
≤
(4.56)
⎛ ⎞
⎜
VC
−V
⎟
B
⎝ n
p ⎠
Esta es la única condición de diseño que se debe satisfacer en el convertidor puente
completo con rectificador doblador de corriente para que pueda funcionar
correctamente como un convertidor bidireccional junto con los métodos de
arranque descritos en el apartado anterior.
4.4.4 Diseño del convertidor para funcionar bidireccionalmente
De forma general, el diseño del convertidor puente completo con rectificador doblador
de corriente bidireccional utiliza los mismos criterios que se establecen para diseñar
cualquier convertidor en modo reductor y cualquier convertidor en modo elevador.
Únicamente, se debe cuidar el diseño de los devanados auxiliares de acuerdo a la
condición establecida en la inecuación (4.56). De igual manera, la selección y cálculo
del resto de componentes se hace de acuerdo al criterio que a continuación se describe.
4.4.5 Cálculo de la relación de transformación n p
La relación de transformación n p afecta directamente en el funcionamiento del
convertidor al estar involucrada para el cálculo de tensiones de bloqueo, inductancias
y por lo tanto, las corrientes en todos los componentes del convertidor. Por esta razón,
163

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
para seleccionar el valor de esta relación de transformación, se debe tener un
compromiso con todos los factores mencionados y seleccionar el que mejores
prestaciones tenga para el convertidor.
En el caso del convertidor puente completo con rectificador doblador de corriente
bidireccional, quienes se encargan de determinar el valor de la relación de
transformación n p principalmente son los factores siguientes:
• Márgenes de tensión de operación.- De acuerdo a los márgenes de tensión
con los que deba funcionar el convertidor, se debe seleccionar el valor
adecuado de n p para que los ciclos de trabajo que resulten sean de valores
aceptables. Habrá valores de n p no válidos porque el convertidor no sería
capaz de dar los márgenes requeridos.
• Tensión de bloqueo.- De igual manera, la selección de n p debe ser un
compromiso en el que la tensión de bloqueo de los componentes sea lo menor
posible para poder seleccionar dispositivos de baja resistencia en conducción
y bajas capacidades parásitas en el caso de los MOSFETs. Los MOSFETs que
se ven afectados con la selección de n p son M5 y M6.
• Cálculo de pérdidas.- Por último, para determinar el valor adecuado de la
relación de transformación, se debe realizar un análisis de las pérdidas que se
producen en los dispositivos del convertidor para los posibles valores de n p y
seleccionar el que menores pérdidas presente para el convertidor. Se hará de
forma experimental mediante la utilización de una hoja de cálculo de
MathCAD.
4.4.6 Cálculo de tensiones
Este convertidor debe ser capaz de funcionar para un margen de tensiones de entrada y
proporcionar otro margen de tensiones de salida lo que ocasiona que los componentes
como diodos y MOSFETs soporten distintos valores de tensión al tener tensiones de
entrada y salida mínimas y máximas. La selección de estos componentes se debe hacer
considerando la tensión de bloqueo crítica, es decir, la máxima tensión que soportan
para las distintas combinaciones de tensiones de entrada y salida. En la Tabla XXV se
muestra un resumen de las tensiones de bloqueo críticas que se presentan en los
164

Convertidor puente completo y rectificador doblador de corriente
componentes de potencia del convertidor. Con estos valores de tensión se seleccionan
los transistores y diodos del convertidor con un margen de seguridad debido a las
sobretensiones que generan las inductancias de dispersión.
Tabla XXV Tensiones críticas de bloqueo del convertidor puente completo con
rectificador doblador de corriente bidireccional
TENSIONES DE BLOQUEO CRÍTICAS
COMPONENTE
M1 a M4
TENSIÓN
V C max
VC
max
M5 y M6 V
B
+ y
max
n
f
VC
max
n
p
D F1 y D F2
V + n
V
C max p B max
4.4.7 Cálculo de corrientes
En el convertidor se calculan las corrientes promedio y eficaces de cada uno de los
componentes cuando opera en modo reductor y en modo elevador. Estos valores de
corriente se obtienen mediante una hoja de MathCAD la cual es utilizada para calcular
los parámetros y pérdidas del convertidor en un modo de operación o en otro. El valor
de las corrientes que circulan a través de los componentes del convertidor, dependen
de la potencia de diseño y del valor de inductancia que tienen las bobinas L 1 y L 2 .
4.4.7.1 Cálculo de las bobinas L 1 y L 2
Para calcular el valor de las bobinas del convertidor, se pueden considerar varios
criterios, desde preseleccionar un valor de inductancia, un valor en el rizado de la
corriente u optimizar el valor de las corrientes promedio y eficaces para alcanzar un
mínimo de pérdidas en los componentes del convertidor. En este caso, como las
bobinas están colocadas en la salida de baja tensión del convertidor lo que más
165

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
importa es construirlas de manera que tengan el mínimo número de vueltas posible
para reducir la resistencia en continua y para que el camino por el que circulen las
altas corrientes sea lo más corto posible. Por esta razón, el rizado que se propone
utilizar para calcular las bobinas en este caso particular es del 100% de la corriente de
salida para con ello necesitar un bajo valor de inductancia que se alcance fácilmente.
La ecuación (4.57) sirve para calcular el valor de la inductancia de las bobinas del
convertidor con un rizado del 100% pico a pico. Se calcula para la corriente nominal
de salida.
Donde:
L = Inductancia de las bobinas L 1 y L 2 (H)
P = Potencia del convertidor (W)
3
2 ⎛
2
n
pVB
max 1
L VB
max
P V ⎟ ⎟ ⎞
= ⎜ −
(4.57)
⎜
⎝
C
fc
max ⎠
V Bmax , V Cmax = Tensiones de entrada y salida máximas (V)
fc = Frecuencia de conmutación (Hz)
n p = Número de vueltas del transformador principal
4.4.8 Cálculo de los condensadores
El cálculo de los condensadores, se hace fijando un rizado de tensión del 1% al
tratarse de aplicaciones de Cargador/Descargador de baterías e integrando la corriente
que circula a través de ellos, para obtener así, el valor del respectivo condensador.
4.4.9 Cálculo de transformadores
Para diseñar el transformador y las bobinas se utiliza una herramienta para ordenador
llamada "PExprt" que es empleada para el diseño y modelado de componentes
magnéticos. A continuación se detallan las características de los transformadores que
se utilizan en el convertidor.
166

Convertidor puente completo y rectificador doblador de corriente
• Transformador principal TR.- Para calcular el transformador principal TR
se dan como entrada las tensiones de operación, la potencia de operación, el
ciclo de trabajo y la relación de transformación en cualquiera de los modos de
funcionamiento, ya sea modo reductor o elevador. Los criterios fundamentales
para la selección y construcción del transformador principal fueron dos, el
primero de ellos fue seleccionar el núcleo de menor tamaño posible para la
potencia seleccionada y el segundo criterio fue seleccionar el que menores
pérdidas presentase dentro de un tamaño razonable.
• Transformadores TF1 y TF2.- En realidad estos transformadores son las
bobinas principales L 1 y L 2 en modo Reductor y también lo son en modo
Elevador-Normal. Sin embargo, funcionan como transformadores de retroceso
en el arranque del modo Elevador. Este hecho, complica su diseño al tener que
considerar ambos modos de operación, aunque es verdad que el arranque solo
se hace en un tiempo pequeño comparado con el tiempo que deben estar
funcionando en modo reductor o en modo elevador normal. Esto obliga a
pensar en un diseño que sea lo mejor posible para ambas condiciones de
operación.
Para la construcción de los transformadores TF1 y TF2 se utilizan núcleos
toroidales Kool Mu. La ventaja que presenta la utilización de este tipo de
núcleos, es que se alcanzan altos valores de inductancia con un mínimo de
vueltas, lo cual se traduce en una menor resistencia en continua en las bobinas.
4.5 Diseño y particularización del concepto bidireccional
Para validar la topología del convertidor bidireccional puente completo con
rectificador doblador de corriente y con arranque en modo elevador, se construyó un
prototipo de laboratorio en el que se verifica el concepto de funcionamiento. Este
convertidor al ser un prototipo diseñado y construido en el laboratorio, tiene la
desventaja de no poder disipar las pérdidas que se generarían para una potencia de
entre 1,5kW y 2 kW típicas de la aplicación. Esto es debido a que en prototipos de
estas potencias, los diseños se hacen para tener sistemas de refrigeración por aire
forzado o por sistemas de refrigeración con agua lo que facilita la evacuación del
calor.
167

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
La construcción de éste prototipo a pesar de ser de menor potencia, es suficiente
para validar el concepto de la bidireccionalidad de la topología.
El diseño de este convertidor, esta pensado para aplicaciones en las que se tengan que
manejar tensiones de entrada y salida con una gran relación entre ellas. En este caso, la
aplicación en particular en la que se pretende aplicar este convertidor bidireccional, es
en el sistema eléctrico de Vehículos Híbridos (VH). Tal como se explicó en el
apartado 1.2, las tensiones en este tipo de vehículos deben ser la de una batería de baja
tensión (12V) y la de un bus de alta tensión (400V). De igual manera, al tratarse de
una aplicación en la que se involucra a baterías, los rizados de tensión del convertidor
no deben ser excesivos para evitar dañar a éstas.
En la Tabla XXVI se muestran las especificaciones de diseño del convertidor, esta
tabla muestra que las tensiones de funcionamiento del convertidor son las mismas que
para cualquier otro prototipo para aplicaciones de Vehículos Híbridos.
Tabla XXVI Especificaciones de diseño del convertidor Bidireccional Puente Completo y
Rectificador Doblador de Corriente
ESPECIFICACIONES DE DISEÑO
V C
V B
P
fc
Rizado V B
Rizado V C
260 V - 416 V
10 V - 16 V
150 W
Frecuencia CTE.
1% (0,1V pico a pico)
1% (4,16V pico a pico)
4.5.1 Cálculo de las relaciones de transformación n p y n f
En el apartado 4.4.5 se determinó el procedimiento que se debe seguir para determinar
el valor adecuado de n p . En el caso de n f , en el apartado 4.4.3 se fijó una condición
para garantizar que el convertidor funcione correctamente en forma bidireccional. Esta
condición esta definida por la inecuación (4.56) que a continuación se vuelve a
mostrar:
168

Convertidor puente completo y rectificador doblador de corriente
n
f
VC
≤
⎛
⎜
VC
−V
⎝ n
p
B
⎞
⎟
⎠
4.5.1.1 Ciclo de trabajo y tensiones de operación
Para calcular el número de vueltas n p que se puede colocar en modo reductor y en
modo elevador, utilizamos las ganancias del convertidor en cada modo de
funcionamiento. Con los valores de las ganancias mínima y máxima, construimos una
gráfica en modo reductor y otra en modo elevador para determinar los posibles valores
que puede tomar n p en ambos modos de operación de acuerdo a las tensiones de
operación.
Con los datos de la Tabla XXVI se calcula la ganancia mínima y máxima en modo
reductor y modo elevador quedando:
• Ganancias mínima y máxima en modo reductor:
k
k
V
10V
=
416V
B min
D min
=
=
VC
max
V
16V
=
260V
B max
D max
=
=
VC
min
• Ganancias mínima y máxima en modo elevador:
k
V
260V
=
16V
C min
UP min
=
=
VB
max
k
V
416V
=
10V
C max
UP max
=
=
VB
min
0,024
0,0615
16,25
41,6
169

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
En la Figura 4.25a), el valor de n p puede adoptar los valores desde 1 hasta 8 (con este
valor, el ciclo de trabajo que se tendría en modo reductor sería del 100% para k Dmax ).
De igual forma, en la Figura 4.25b) el valor de n p puede adoptar los valores desde 1
hasta 8 (con este valor, el ciclo de trabajo en modo elevador sería del 50% para k UPmin ).
0,1
50
k UPmax
0,08
40
Ganancia kD
0,06
0,04
k Dmax
Ganancia kUP
30
20
k Dmin
k UPmin
0,02
10
0 0 0,2 0,4 0,6 0,8 1
n p = 2
n p = 4
n p = 6
n p = 8
Ciclo de trabajo d
0
0,5 0,6 0,7 0,8 0,9 1
Ciclo de trabajo d
n p = 2
n p = 4
n p = 6
n p = 8
a) b)
Figura 4.25 Valores que puede adoptar n p para a) Modo reductor y b) Modo elevador
En el caso del convertidor reductor, no es posible mantener un ciclo de trabajo del
100% como funcionamiento de modo permanente, por esta razón, n p solo puede
adoptar los valores de 1 a 7. En modo elevador, para garantizar que el convertidor
proporcione todo el rango de ganancia, como valor máximo de n p se puede seleccionar
8. Por ende y para que el valor del ciclo de trabajo no sea del 100% en modo reductor
y al mismo tiempo se satisfagan los valores que pueden ser tomados en modo
elevador, los valores de n p están comprendidos entre los valores de la siguiente
inecuación:
1 ≤ n ≤ 7
(4.58)
Para calcular n f , resolvemos la inecuación (4.56) en la que sustituimos los valores de la
Tabla XXVI y los posibles valores de n p .
p
170

Convertidor puente completo y rectificador doblador de corriente
De la sustitución de estos valores se obtiene la Figura 4.26. En esta Figura, se aprecian
los máximos valores que puede tomar n f de acuerdo a cada valor de n p . Por ejemplo, si
se selecciona n p = 5, n f podrá adoptar cualquier valor igual o inferior a 6. Por lo tanto,
los valores que puede tomar n f , estarán siempre limitados a cumplir con la condición
establecida en la inecuación (4.56) y no podrán ser seleccionados de manera arbitraria.
10
9
Relación de transformación nf
8
7
6
5
4
3
2
1
0 0 1 2 3 4 5 6 7 8
Relación de transformación n p
Figura 4.26 Valores de n f en función de n p y de las tensiones de operación para cumplir
con la condición de bidireccionalidad en el convertidor
4.5.1.2 Cálculo de las tensiones de bloqueo
El siguiente paso, para determinar n p según se explica en el apartado 4.4.5, es calcular
las tensiones de bloqueo críticas en los componentes del convertidor en los que
intervienen las relaciones n p y n f . Las tensiones de bloqueo críticas, están determinadas
en la Tabla XXV. Únicamente se analizan las tensiones de bloqueo para los posibles
valores de n p y n f .
En general, tal como se mencionó con anterioridad, conviene que las tensiones de
bloqueo en los componentes sean lo menor posibles para seleccionar componentes
de mejores prestaciones eléctricas.
• Tensión de M1 a M4.- Tal como se aprecia en la Tabla XXV, la máxima
tensión de bloqueo que se tendrá para los MOSFETs M1 a M4, será el
máximo valor de V C . En este caso, no importa el valor que se escoja para las
relaciones de transformación n p y n f , ya que estos interruptores siempre
soportarán el mismo valor de tensión.
171

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
• Tensión de D F1 y D F2 .- Para el caso de los diodos D F1 y D F2 y sustituyendo las
especificaciones de diseño del convertidor, la tensión de bloqueo que
corresponde para los posibles valores de n p y con las tensiones de diseño, se
obtiene la Figura 4.27, en la que se observa que para cualquiera de los valores
de n p , la tensión de bloqueo esta comprendida entre 400V y 600V lo que
obliga en cualquier caso a utilizar diodos de 600V.
600
400
200
0 0 2 4 6 8 10
n p
Figura 4.27 Tensión de bloqueo para los diodos D F1 y D F2 para los posibles valores de n p
• Tensión de M5 y M6.- En este caso en particular, se pretende colocar
interruptores MOSFET en M5 y M6 de baja tensión drenador-fuente (máximo
100V). Para conseguir este objetivo, se observa cuales son los posibles valores
de n p y/o n f que se pueden seleccionar. En la Figura 4.28 se muestra la curva
de la tensión de bloqueo que se presenta en los MOSFETs M5 y M6 cuando el
convertidor opera en modo reductor o en modo elevador. En esta curva, se
aprecia que si se desean utilizar MOSFETs de 100 voltios, será necesario
seleccionar n p para valores mayores o iguales a 6. En éste caso, los únicos
valores que se pueden seleccionar son 6 y 7 debido a la limitación de n p para
el ciclo de trabajo en modo reductor. En el caso de la tensión que soportan
estos mismos MOSFETs pero por parte de los devanados auxiliares (Figura
4.29), se pueden escoger valores para n f mayores o iguales a 7, pero como
mucho hasta 9 debido a la condición que se debe satisfacer para la
bidireccionalidad del convertidor. Esta tensión la soportan los MOSFETs
cuando el convertidor funciona en el arranque como un convertidor Flyback.
172

Convertidor puente completo y rectificador doblador de corriente
Por lo tanto, los valores que pueden adoptar tanto n p como n f , para garantizar
que las tensiones de bloqueo en los MOSFETs M5 y M6 sean inferiores a
100V son:
6 ≤ n ≤ 7
(4.59)
p
6 ≤ n ≤ 9
(4.60)
f
500
Tensión de bloqueo (Voltios)
400
300
200
100
Tensión de bloqueo (Voltios)
400
300
200
100
0 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10
0 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10
n p
n f
Figura 4.28 Tensión de bloqueo crítica en
M5 y M6 para modo reductor y elevador
Figura 4.29 Tensión de bloqueo crítica en
M5 y M6 para modo arranque (Flyback)
4.5.1.3 Calculo de pérdidas en el convertidor
Una vez realizado el análisis de los posibles valores que puede tomar n p , el siguiente
paso consiste en determinar cual es la mejor relación de transformación para que sea
ésta la que se seleccione. La manera correcta de hacerlo es implementando las
ecuaciones de las corrientes y tensiones del convertidor en un programa o una hoja de
cálculo, para que sea con este programa u hoja de cálculo con la que se determinen las
pérdidas a través de los semiconductores (pérdidas de conducción, conmutación,
encendido-apagado y las de convivencia corriente-tensión). En este caso, la
implementación fue hecha en una hoja de de cálculo con el programa MathCAD. Esta
hoja de cálculo esta incluida en el ANEXO II de este documento.
La manera correcta de calcular las pérdidas, es variando los posibles valores de n p e
intercambiando los semiconductores para que se pueda hacer un análisis cuantitativo
de los resultados y seleccionar de éste modo el valor más adecuado de n p . En este caso
173

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
en particular, los mejores resultados que se obtuvieron y de acuerdo a los datos de la
Tabla XXVI, fueron para n p = 7, ya que con este valor las pérdidas del convertidor
fueron mínimas.
Para la selección de un valor para n f , es necesario determinar qué tipo de arranque se
implementará en el convertidor. En el apartado siguiente, de entre los posibles valores
de n f , se determina el valor más adecuado.
4.5.2 Selección del arranque en modo elevador
Tal como se explicó en el apartado 4.3.4, cuando el convertidor funciona en modo
elevador, es posible implementar el arranque de éste de dos formas distintas, Arranque
I y Arranque II.
Para implementar adecuadamente el Arranque I, es necesario que la relación de
transformación en n f , sea el doble de n p . Esto con la finalidad de que en el momento de
la transición de un modo de operación a otro (d = 50%), la transición se realice de
forma adecuada. En el caso del Arranque II, se pueden seleccionar valores de n p y n f
sin seguir ninguna restricción entre ellos.
Al mismo tiempo, se recordará que el Arranque II frente el Arranque I, presenta
mejores prestaciones de implementación física al no tener que hacer cambio en las
estrategias de las señales de control y al hacer el cambio de un modo de operación a
otro de forma automática conforme aumenta el ciclo de trabajo desde 0 a 100%.
Por lo tanto se considera la implementación del Arranque II como la opción idónea
para esta aplicación. De este modo su puesta en marcha permitirá demostrar que es
un nuevo modo de funcionamiento y que es adecuado para el arranque de este
convertidor en modo elevador. De igual manera su puesta en marcha es una
aportación original, ya que hasta el momento en ninguna bibliografía se ha
encontrado su análisis y diseño.
El Arranque II cuenta con dos casos particulares, uno de ellos es cuando la ganancia
del convertidor se puede comportar como la de un convertidor reductor. En este caso
n f debe ser el doble de n p . El otro caso, se presenta cuando n f es igual a n p , de este
modo, la ganancia del convertidor se comporta como la de un convertidor de retroceso
ó flyback. Sin embargo y dado que el valor de n f no puede tomar el doble de n p por la
174

Convertidor puente completo y rectificador doblador de corriente
condición de bidireccionalidad en el convertidor. Se iguala la relación de
transformación de los devanados auxiliares con n p . De esta manera, el valor de n f es:
n n = 7
(4.61)
f
= p
4.5.3 Control del convertidor bidireccional
Para implementar el control de forma bidireccional, es necesario hacerlo en dos partes
por separado, un control para el convertidor funcionando en modo reductor y un
control distinto para el modo elevador. En el caso del convertidor en modo reductor,
en el apartado 4.2.3.1 se explicó la manera de implementar el control utilizando el
controlador de TEXAS INSTRUMENT (TI) llamado UC3875 que es utilizado para
controlar circuitos de puentes completos aplicando control por desplazamiento de fase.
En este caso, la implementación del control en modo reductor resulta sencilla. Al
mismo tiempo, se deben incluir los circuitos necesarios para generar las señales de
rectificación síncrona en este modo de funcionamiento.
En el caso del convertidor funcionando en modo elevador y dado que el método
seleccionado para arrancar el convertidor fue el Arranque II, las señales de control que
se necesitan son dos y deben estar desfasadas 180º. En estas señales de control, el
ciclo de trabajo debe incrementar simultáneamente desde 0 hasta 100%.
En esta aplicación en particular, el autor para conseguir las dos señales de control,
emplea dos controladores UC3825 de Texas Instrument. En la Figura 4.30 se muestra
el diagrama de bloques que se utiliza para implementar el control en modo elevador
empleando dichos controladores. Sin embargo, para conseguir estas dos señales de
control de una manera más sencilla, existen otros controladores para convertidores
Multifase que proporcionan múltiples salidas y desfasadas entre ellas. Estos
controladores son por ejemplo el LTC1629 de Linear Technology para 2 fases, y el
TPS40090 de Texas Instrument para 2, 3 y 4 fases.
El funcionamiento del control en modo elevador utilizando dos controladores
UN3825 se explica a continuación. El controlador llamado "Arranque", se encarga
como su nombre indica, de generar las formas de onda del arranque. Estas formas de
onda van desde 0 hasta 50% del ciclo de trabajo total del convertidor. Una vez que se
ha alcanzado el 50% del ciclo de trabajo, un circuito generado a partir de puertas
175

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
lógicas, se encarga de activar el segundo controlador llamado "Normal". Esta
activación se hace a través del pin SS (Soft Start). El segundo controlador, es el que se
encarga de controlar la tensión de salida en modo normal. Las dos salidas del
controlador "Normal" se suman entre si, para dar paso a una señal que se denomina
"d N ". Esta señal "d N ", a su vez se suma con cada una de las señales del controlador
"Arranque" (d A1 y d A2 ), de este modo se consiguen las dos señales que controlan el
convertidor en modo elevador. En la Figura 4.31 se muestra el conjunto de formas de
onda que proporciona cada controlador, las señales d A1 , d A2 , la señal d N , y las señales
M5 y M6 que controlan a sus respectivos MOSFETs.
V B
DOBLADOR
DE
CORRIENTE
PUENTE
DE
RECTIFICACIÓN
V C
M5 = d A1 + d N
M6 = d A2 + d N
d N
d A1
d A2
UC3825
(Arranque)
SINCRO
SS
UC3825
(Normal)
ARREGLO DE
PUERTAS
LÓGICAS
Ref
Error
Figura 4.30 Diagrama de bloques para el control en modo elevador
176

Convertidor puente completo y rectificador doblador de corriente
ARRANQUE
d A1
t
d A2
d A2 + d N
t
NORMAL
t
t
d N
M5
d A1 + d N
t
t
M6
dT
T
t
Figura 4.31 Formas de onda para el modo elevador utilizando el Arranque II a partir de
dos controladores UC3825
4.6 Resultados experimentales
Se ha construido un prototipo que corresponde a la topología puente completo y
rectificador doblador de corriente presentada en este capítulo. Se ha diseñado y
construido la etapa de potencia (Figura 4.32) y el control, en el laboratorio de la
División de Ingeniería Electrónica para validar el concepto de funcionamiento de esta
nueva topología como bidireccional. La potencia para la que ha sido construido es de
150W, en esta topología se ha implementado el que en esta tesis se ha llamado
Arranque II. Se le han practicado las pruebas como convertidor reductor, convertidor
elevador y se ha puesto a funcionar de manera permanente en la etapa del Arranque II
obteniendo en los tres casos buenos resultados.
177

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
Figura 4.32 Aspecto de la etapa de potencia del convertidor Puente completo y
rectificador doblador de corriente
En la Figura 4.33 se muestra la etapa de potencia del convertidor puente completo y
rectificador doblador de corriente para funcionar en modo reductor. En el Anexo III se
presenta la lista de los componentes del convertidor, así como el correspondiente
layout de la placa de potencia.
D F2
DF1
1 : n f
L 1 TF1 L 2
1 : n f
TF2
V C
M1
M3
TR i L1 i L2 C B
V
C B
C i p
Vp
M2
M4
n p : 1
M5
M6
Figura 4.33 Etapa de potencia del prototipo experimental realizado con la topología
puente completo y rectificador doblador de corriente bidireccional
Las especificaciones y datos de diseño más significativos se dan a continuación:
• Potencia de operación: 200W
• Voltaje en el condensador o batería de alta tensión: V C = 260V...416V con
rizado del 1% pico a pico (tensión de operación típica 400V)
178

Convertidor puente completo y rectificador doblador de corriente
• Voltaje en batería de baja tensión: V B = 10V...16V con rizado del 1% pico a
pico (tensión típica de operación 12V)
• Frecuencia de conmutación: fc = 100kHz
• Relación de transformación en transformador principal: n p = 7
• Relación de transformación en devanados auxiliares: n f = 7
• Inductancia de las bobinas del convertidor: L 1 = L 2 = 7,48uH
• Condensador de alta tensión: C C = 3uF
• Condensador de baja tensión: C B = 100uF
A continuación se presentan los correspondientes resultados del convertidor para cada
uno de los modos de operación.
4.6.1 Resultados modo reductor
Control: Tal como se explicó en el apartado del convertidor en modo reductor, el
control de este convertidor se realizó con el controlador UC3875. De este controlador
se obtuvieron las señales para controlar el convertidor en modo reductor. Fue
necesaria la utilización de circuitos disparadores (drivers), para garantizar que los
MOSFETs de alta tensión se mantuvieran apagados cuando no debían conducir. Estos
circuitos disparadores, encienden y apagan los interruptores MOSFETs con tensión
positiva y negativa respectivamente, estos circuitos son utilizados en la División de
Ingeniería Electrónica (DIE) cada vez que se usan MOSFETs de alta tensión.
En la Figura 4.34 se muestra una fotografía del circuito disparador que se conecta
directamente en las terminales de los MOSFETs de alta tensión.
179

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
Figura 4.34 Circuito disparador utilizado para MOSFETs de alta tensión (cara anterior y
posterior de la placa del disparador)
En la Figura 4.35 se muestran las señales de puerta de los cuatro interruptores
MOSFETs del puente completo.
Rectificación Síncrona: Para el circuito de control en modo reductor, se utilizó
rectificación síncrona en los interruptores de baja tensión (M5 y M6), esto se hizo con
la finalidad de reducir las pérdidas de estos interruptores. En la Figura 4.36 se
muestran las señales de la rectificación síncrona junto con dos de las señales del
puente completo.
Figura 4.35 Señales de control para los
MOSFETs de alta tensión Ch1=M1,
Ch2=M2, Ch3=M3 y Ch4=M4
Figura 4.36 Señales de control para la
rectificación síncrona Ch1=M1, Ch2=M2,
Ch3=M5 y Ch4=M6
El convertidor en modo reductor fue probado en distintos puntos de operación para
comprobar su adecuado funcionamiento. Debido a que el convertidor tiene
implementada rectificación síncrona en los interruptores M5 y M6, la corriente en las
bobinas L 1 y L 2 se puede hacer negativa si la carga es baja.
180

Convertidor puente completo y rectificador doblador de corriente
En la Figura 4.37, se muestran las señales para una tensión de entrada V C = 400V y
una tensión de salida V B = 12V. En esta Figura la corriente de las bobinas se hace
negativa lo cual indica que se esta operando con muy baja carga. La Figura 4.38,
tienen las mismas señales que la figura anterior, pero en esta otra la tensión de entrada
es de V C = 260V y para la misma tensión de salida V B = 12V. En esta Figura, las
corrientes han dejado de ser negativas debido a que se demanda mayor potencia a la
salida.
Figura 4.37 (5µs/div) Ch1(10V/div) =
Disparo en M1, Ch2(500V/div) = Tensión
en V p , Ch3(5A/div) = Corriente en L 1
Ch4(5A/div) = Corriente en L 2
Figura 4.38 (5µs/div) Ch1(10V/div) =
Disparo en M1, Ch2(500V/div) = Tensión
en V p , Ch3(10A/div) = Corriente en L 1
Ch4(10A/div) = Corriente en L 2
Desequilibrio de corrientes: El control del convertidor no fue realizado utilizando los
métodos de control por corriente. La tensión de salida se modificó manualmente por
medio de un potenciómetro. De igual manera, no se colocó condensador en serie con
el transformador para evitar el desequilibrio de la corriente en las bobinas del
convertidor. En estas condiciones de funcionamiento, puede haber un desequilibrio en
las corrientes del convertidor el cual se compensa con las resistencias parásitas del
transformador y las bobinas. En la experimentación, no se presentó problema por
pequeños desequilibrios que se presentaron en las corrientes. En la Figura 4.39 se
muestran la tensión V p del transformador principal, la corriente i p y la corriente en L 1 y
L 2 para V C = 400V, V B =12V y con una potencia de salida de 150W. En esta figura,
realizó la lectura de la corriente promedio por cada bobina. Ambas corrientes eran
distintas debido a pequeñas variaciones del ciclo de trabajo ocasionadas por los
181

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
retrasos de cada señal. A pesar de las diferencias en los ciclos de trabajo y del
desequilibrio de corriente en el convertidor, la operación del mismo no presentó mal
funcionamiento. Las lecturas registradas para cada una de las bobinas en estas
condiciones de operación fueron de 5,66A para i L1 y de 6,56A para i L2 .
Figura 4.39 (10µs/div) Ch1(2A/div) = Corriente i p , Ch2(500V/div) = Tensión en V p ,
Ch3(10A/div) = Corriente en L 1 Ch4(10A/div) = Corriente en L 2
Rendimiento: El rendimiento del convertidor, está obtenido para distintas tensiones
de entrada, distinta potencia de salida y para la tensión típica de baja tensión (V B =
12V). El rendimiento en función de la tensión de entrada y de la carga, aparece en la
Tabla XXVII. Este rendimiento es únicamente de la etapa de potencia, ya que la etapa
de control esta alimentada por un circuito independiente. El máximo rendimiento del
convertidor es del 93,6% (74W y 260V). Los datos mostrados en la Tabla XXVII se
muestran gráficamente en la Figura 4.40. Se puede observar de esta Figura, que el
rendimiento está comprendido entre el 87% y 93,6%. Los valores de rendimiento más
altos se alcanzaron para la menor tensión de entrada.
182

Convertidor puente completo y rectificador doblador de corriente
Tabla XXVII Rendimientos medidos sobre el prototipo en función de la tensión de
entrada y de la potencia de salida
η(%)
Tensión de entrada V C
P 400V 330V 260V
51 W 89,74 91,06 92,33
61 W 91,33 92,07 93,62
74 W 92,02 93,30 93,61
86 W 91,50 92,22 92,40
99 W 89,78 90,30 91,74
109 W 88,12 88,86 90,95
120 W 87,40 88,62 90,94
143 W 87,29 88,76 90,77
95
Rendimiento (%)
93
91
89
87
85
50 70 90 110 130 150
Potencia de salida (W)
VC=400V Vc=330V Vc=260V
Figura 4.40 Rendimiento de la etapa de potencia en función de la tensión de entrada y de
la potencia de salida
En general, el convertidor opera adecuadamente dentro de los márgenes de tensión de
entrada. Esto permite considerar a la topología puente completo y rectificador
doblador de corriente adecuada para la aplicación de un convertidor bidireccional en
modo reductor.
183

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
4.6.2 Resultados del funcionamiento permanentemente en el arranque
Tal como se explicó en el apartado 4.3.4, tanto el Arranque I como el Arranque II,
pueden funcionar de manera permanente para ciclos de trabajo inferiores al 50%. En
esta tesis doctoral, se utiliza el arranque que el autor ha denominado Arranque II.
En la Figura 4.41 se muestra el diagrama de la etapa de potencia del convertidor para
funcionar de manera permanente con el Arranque II. Al trabajar el convertidor en la
etapa de arranque o como convertidor elevador, se incluyen cuatro diodos (D1-D4)
que están en paralelo con los MOSFETs de alta tensión. Estos diodos se colocan para
que sea a través de ellos por los que circule la corriente y no por los diodos parásitos
de los interruptores. Estos diodos son de la misma tensión que los MOSFETs del
circuito puente, pero de mejores prestaciones eléctricas y dinámicas comparados con
los diodos parásitos de los MOSFETs.
C B
1 : n f
M6
1 : n f i DF1
i L1 TF1 i L2 TF2
i DF2
D F1
D F2
L 1 L 2
M1
TR
D1 M3
D3
V B
C C
1
n p
V C
M5
V DSM5
V DSM6
M2
D2 M4
D4
Figura 4.41 Etapa de potencia del prototipo experimental realizado con la topología
puente completo y rectificador doblador de corriente para funcionar permanentemente
con el Arranque II
Las especificaciones y datos de diseño para que el convertidor funcione de manera
permanente en la etapa de arranque se dan a continuación:
• Potencia de operación: 200W
• Voltaje en el condensador o batería de alta tensión: V C = 100V
• Voltaje en batería de baja tensión: V B = 14V
• Frecuencia de conmutación: fc = 100kHz
184

Convertidor puente completo y rectificador doblador de corriente
Control: El control para asegurar que se encuentra funcionando como la combinación
de un convertidor de retroceso y de un convertidor elevador, se hace con dos señales
de disparo desfasadas 180º y que el valor máximo de ciclo de trabajo sea del 50%.
Estas señales se pueden obtener a partir del controlador UC3825. En este caso, como
el circuito que se utiliza para controlar el convertidor en modo elevador es la
combinación de dos controladores UC3825, se configura para que únicamente sea el
del arranque del convertidor el que se utilice.
Figura 4.42 Señales de control para funcionar permanentemente en el arranque.
Ch1(10V/div, 2µs/div) = V GSM5 , Ch2(10V/div, 2µs/div) = V GSM6
El convertidor funciona sin problemas en este modo de operación y transfiere energía
hacia la salida de la forma esperada sin problemas.
Corriente y tensión: Con la corriente en las bobinas y la tensión drenador fuente en
M5 y M6, se comprueba que el convertidor está transfiriendo energía a la salida, como
un convertidor de retroceso y como un convertidor elevador. De acuerdo al análisis
realizado en el apartado 4.3.4.3 y a la simulación realizada en el apartado 4.3.4.4, se
comprueba, que las formas de onda que se obtienen del prototipo del convertidor
coinciden con las formas de onda presentadas en la teoría y en la simulación del
arranque.
En la Figura 4.43 se muestran la señal de disparo así como la tensión drenador fuente
de M5. En esta misma Figura, se muestra la corriente a través de L 1 y de su
correspondiente diodo D F1 . En estas formas de onda, se aprecia que tanto la tensión
185

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
drenador fuente del MOSFET como las corrientes mencionadas, cambian según cada
periodo definido en un ciclo de conmutación (tal como se aprecia en la Figura 4.13 y
como se explicó en el apartado 4.3.4.3)
t 0 – t 1 t 1 – t 2 t 2 – t 3 t 3 – t 4
V GSM5
V DSM5
i L1
i DF1
Figura 4.43 Señales del convertidor al funcionar permanentemente en el arranque. Ch1
(20V/div, 2µs/div) = V GSM5 , Ch2 (20V/div, 2µs/div) = V DSM5 , Ch3 (2A/div, 5µs/div) = i L1 ,
Ch4 (500mA/div, 5µs/div) = i DF1
De acuerdo a las formas de onda, se puede establece, que el convertidor opera
correctamente para ciclos de trabajo inferiores al 50%. Que es posible controlar la
tensión de salida modificando el ciclo de trabajo en M5 y M6. A medida que el ciclo
de trabajo aumenta, la corriente en las bobinas se asemeja cada vez más a la corriente
de un convertidor elevador tal como se aprecia en la Figura 4.44.
186

Convertidor puente completo y rectificador doblador de corriente
Figura 4.44 Señales del convertidor para d = 45%. Ch1 (20V/div, 2µs/div) = V GSM5 , Ch2
(50V/div, 2µs/div) = V DSM5 , Ch3 (5A/div, 5µs/div) = i L1 , Ch4 (500mA/div, 5µs/div) = i DF1
V GSM5
V DSM5
i L1
i DF1
Figura 4.45 Señales del convertidor para d = 51%. Ch1 (20V/div, 2µs/div) = V GSM5 , Ch2
(50V/div, 2µs/div) = V DSM5 , Ch3 (5A/div, 5µs/div) = i L1 , Ch4 (500mA/div, 5µs/div) = i DF1
El convertidor se comporta cada vez más como un convertidor elevador a medida que
el ciclo de trabajo se acerca al 50%. Al llegar el ciclo de trabajo al 50%, el convertidor
deja de transferir energía como una combinación de convertidor de retroceso y de
convertidor elevador, pasando a comportarse únicamente como un convertidor
elevador. Esto se puede comprobar en la Figura 4.45 en la que se muestran las formas
de onda para un ciclo de trabajo del 51%. En esta Figura, el comportamiento de la
187

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
tensión en drenador fuente de M5 y la corriente a través L1, cambian para funcionar
como en un convertidor elevador. Por su parte, la corriente que fluía a través de D F1 ,
ha dejado de hacerlo, ya que estos diodos no conducen para ciclo de trabajo mayor del
50%.
Rendimiento: El rendimiento se ha obtenido con el convertidor funcionando de
manera permanente en el arranque. Este rendimiento se ha medido para una tensión de
entrada (V B = 14V) y para distinta potencia de salida. El rendimiento en función de la
tensión de entrada y de la carga, aparece en la Tabla XXVIII. Este rendimiento es
únicamente de la etapa de potencia, ya que la etapa de control esta alimentada por un
circuito independiente.
Tabla XXVIII Valores del rendimiento del convertidor operando de manera permanente
en la etapa de arranque. Las tensiones son: V B =14V y V C = 100V
P
η(%)
53W 92
91W 91
143W 90
206W 88
Los datos mostrados en la Tabla XXVIII se muestran gráficamente en la Figura 4.46.
El máximo rendimiento del convertidor es del 92% y se alcanza para 53W de salida.
El rendimiento del convertidor disminuye a medida que aumenta la carga, lo cual hace
suponer que las pérdidas se van incrementando debido a las corrientes eficaces que
circulan a través del convertidor, causando una disminución del rendimiento total del
convertidor.
188

Convertidor puente completo y rectificador doblador de corriente
94
Rendimiento (%)
92
90
88
86
84
0 50 100 150 200 250
Potencia de salida P (W)
Figura 4.46 Rendimiento de la etapa de potencia en función de la potencia de salida
4.6.3 Resultados modo elevador
Este es el tercer y último de los resultados que se presentan del convertidor
bidireccional propuesto y en el que se verifica el funcionamiento en modo elevador.
Las especificaciones de diseño son las mismas que para modo reductor, solo que en
este caso la tensión de entrada es V B y la tensión de salida es V C . Principalmente se
presentan dos resultados en éste modo de operación:
• Transición del modo arranque al modo normal explicado en el apartado 4.3 y
• Rendimiento y formas de onda para el régimen permanente en modo elevador
En la Figura 4.47 se muestra la etapa de potencia del convertidor puente completo y
rectificador doblador de corriente para funcionar en modo elevador. En el Anexo III se
presenta la lista de los componentes del convertidor, así como el correspondiente
layout de la placa de potencia.
189

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
C B
1 : n f
M6
D F1
i L1
TF1
i L2
i B
i p
i C
1 : n f
TF2
D F2
L 1 L 2
M1
TR
D1 M3
D3
V B
C C
1
n p
V p
V C
M5
V DSM5
V DSM6
M2
D2 M4
D4
Figura 4.47 Etapa de potencia del prototipo experimental realizado con la topología
puente completo y rectificador doblador de corriente para funcionar permanentemente
en modo elevador
Transición Arranque-Normal: Esta transición, además de la topología funcionando
como bidireccional, es una de las principales aportaciones que se presenta en esta tesis
de manera original. La originalidad de la aportación, radica en que se hace utilizando
los devanados auxiliares para cargar el condensador de salida. Esta carga del
condensador de salida se hace sin que se presente sobre-corriente en el arranque del
convertidor. En esta transición, el convertidor pasa del modo arranque al modo normal
al evolucionar el ciclo de trabajo desde 0% hasta el ciclo de trabajo nominal.
En la Tabla XXIX se muestran los valores de los parámetros del convertidor con los
que se capturaron todas las formas de onda de la transición del arranque a modo
normal. Se puede apreciar que las medidas fueron hechas para prácticamente la
potencia de salida nominal (150W).
Tabla XXIX Valores con los que fueron tomadas las formas de onda del convertidor para
la transición del modo arranque al modo normal
Condiciones de la medición de la transición
V B (V) i B (A) V C (V) i C (A) η(%)
12 19,19 402,59 0,497 87
190

Convertidor puente completo y rectificador doblador de corriente
V C
Arranque
Modo Normal
i B
Figura 4.48 Transición del convertidor del Arranque al modo Normal de operación
Ch1(100V/div, 500ms/div) = V C , Ch2(5A/div, 500ms/div) = i B
La manera de implementar el control se explicó en el apartado 4.5.3. En la Figura 4.48
se muestra la tensión de salida V C y la corriente de la batería i B . En esta figura, se
aprecia que la tensión de salida aumenta gradualmente en el Arranque hasta llegar a un
valor de tensión en el que se mantiene constante por unos milisegundos (d = 50%,
área sombreada). Cuando se activa el modo normal, la tensión aumenta con una
pendiente muy elevada ya que en ese momento comienza a funcionar el convertidor
como un convertidor elevador. Es en este momento cuando se efectúa la transición del
modo arranque al modo normal. Obsérvese, que la corriente de entrada i B al igual que
la tensión de salida V C , aumenta lentamente hasta llegar a un valor fijo antes de
comenzar a operar el convertidor en modo elevador. Cuando la transición se efectúa la
corriente al igual que la tensión de salida, se dispara con una pendiente muy grande y
se estabiliza cuando la tensión de salida alcanza el valor pre-establecido, en este caso
400V.
En la Figura 4.49 se muestra una vez más la tensión de salida pero ahora con la
corriente por cada una de las bobinas del convertidor. En esta figura, se aprecia que la
corriente tiene la misma evolución para cada una de las bobinas, y comparada con la
corriente en i B , también son iguales.
191

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
V C
i L1
i L2
Figura 4.49 Corriente en las bobinas L 1 y L 2 para la transición del convertidor
Ch1(100V/div, 500ms/div) =V C , Ch3(5A/div, 500ms/div) = i L1 Ch4(5A/div, 500ms/div) = i L1
Con los resultados obtenidos de la transición del modo de funcionamiento en el
convertidor, se puede afirmar que ha sido una implementación adecuada al cumplirse
el objetivo de arrancar el convertidor sin que se presentaran sobre-corrientes en el
arranque.
Rendimiento y formas de onda para el régimen permanente en modo elevador:
Para concluir los resultados del convertidor puente completo y rectificador doblador
de corriente funcionando en modo elevador, se presentan las formas de onda más
significativas funcionando en régimen permanente.
En la Figura 4.50 se muestra el detalle de la tensión V p del convertidor, la corriente i p ,
y la corriente en cada una de las bobinas del convertidor (i L1 , i L2 ). Estas formas de
onda, corresponden con el funcionamiento en régimen permanente realizado en el
convertidor para modo elevador. Se aprecia cierto desequilibrio entre la corriente de
una bobina y otra, éste desequilibrio de corriente se compensa con las resistencias
parásitas tanto de las bobinas como del transformador mismo. Sin embargo si el
desequilibrio es muy grande, se puede saturar el transformador o las bobinas. Para
eliminar este desequilibrio de corrientes, se puede utilizar control en modo corriente
de pico y evitar que se puedan saturar el transformador y las bobinas.
192

Convertidor puente completo y rectificador doblador de corriente
Figura 4.50 Formas de onda en modo elevador normal Ch1(500V/div, 5µs/div) = Vp,
Ch2(2A/div, 5µs/div) = i p Ch3(5A/div, 5µs /div) = i L1 , Ch4(5A/div, 5µs /div) = i L2
Los valores promedio para cada una de las corrientes de las bobinas son 8,99A para i L1
y 5,42A para i L2 .
Rendimiento: El rendimiento del convertidor, esta obtenido para distintas tensiones
de entrada, distinta potencia de salida y para la tensión típica de alta tensión (V C =
400V) y se muestra en la Tabla XXX. Este rendimiento es únicamente de la etapa de
potencia, ya que la etapa de control esta alimentada por un circuito independiente. El
máximo rendimiento del convertidor es del 93% (68W y 14V). Los datos mostrados
en la Tabla XXX se muestran gráficamente en la Figura 4.51. Se puede observar de
esta Figura, que el rendimiento está comprendido entre el 88% y 93%. Los valores de
rendimiento más altos se alcanzaron para la mayor tensión de entrada y para la menor
potencia de salida. Esto indica, que las pérdidas van aumentando con el aumento de la
carga lo cual significa que son producidas por caídas resistivas. Esto también lo
demuestran las curvas de rendimiento, ya que la curva de menor tensión presenta
menores rendimientos. Esto se debe a que para menor tensión de entrada, debe ser
mayor corriente de entrada para mantener la misma potencia; esto significa que las
corrientes eficaces aumenten disminuyendo el rendimiento del convertidor.
193

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
Tabla XXX Rendimientos medidos sobre el prototipo en función de la tensión de entrada
y de la potencia de salida
η(%)
Tensión de entrada V C
P V B = 12V V B = 14V
68 W 86,94 92,81
80 W 86,53 91,19
101 W 86,31 89,46
121 W 86,17 88,64
161 W 85,99 88,07
202 W 85,80 88,10
94
Rendimiento (%)
92
90
88
86
84
0 50 100 150 200 250
Potencia de salida P (W)
VB = 12V
VB = 14V
Figura 4.51 Rendimiento de la etapa de potencia en función de la tensión de entrada y de
la potencia de salida
4.6.4 Resumen del capítulo
Una nueva topología de convertidor bidireccional basada en un convertidor un puente
completo con rectificador doblador de corriente se ha presentado. De esta nueva
topología, se ha diseñado y construido un prototipo, del cual se resaltan las siguientes
ventajas y desventajas en cada uno de los modos de funcionamiento.
194

Convertidor puente completo y rectificador doblador de corriente
Del convertidor funcionando en Modo Reductor, se pueden resaltar las siguientes
ventajas y desventajas:
Ventajas
• Funciona adecuadamente para todo el rango de tensión de entrada que se
necesita en la aplicación de Vehículos Híbridos (VH)
• Topología que permite ser diseñada de una manera muy sencilla para
funcionar en modo reductor.
• La implementación del control también es sencilla al hacer control por
desplazamiento de fase.
• Se puede implementar rectificación síncrona para aumentar el rendimiento del
convertidor en los interruptores del rectificador doblador de corriente.
• A pesar de incluir devanados auxiliares, es una topología que resulta compacta
y con pocos elementos de control y potencia.
Desventajas
• Se pueden desequilibrar las corrientes en las bobinas, causando que una de
ellas este más penalizada en el funcionamiento permanente.
• Se puede saturar el transformador si el desequilibrio de las corrientes en las
bobinas es muy grande.
• Se debe tener especial consideración en el diseño del convertidor para que en
este modo de funcionamiento, no regrese energía a la entrada a través de los
devanados auxiliares.
Del convertidor funcionando en Modo Elevador, se pueden resaltar las siguientes
ventajas y desventajas:
Ventajas
• La transición del arranque al modo normal se realiza sin ningún problema. No
se presentan sobre-corrientes en el convertidor en el arranque.
195

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
• Se alcanza la tensión de salida del convertidor con las bajas tensiones de
entrada.
• Funciona adecuadamente para todo el rango de tensión de entrada que se
necesita en la aplicación de Vehículos Híbridos (VH)
• Se alcanza la tensión de salida incluso con las bajas tensiones de entrada. Es
decir el convertidor opera correctamente para todos los niveles de tensión que
requiere la aplicación de VH.
• Tiene la capacidad de arrancar desde tensión de salida de cero voltios y
regular cualquier tensión hasta llegar a la tensión de salida nominal
• Se alcanzan altos rendimientos en el convertidor
Desventajas
• Es necesaria la utilización de devanados auxiliares en las bobinas para que el
convertidor pueda arrancar.
• Se pueden presentar desequilibrios en la corriente de las bobinas lo cual puede
causar que una de ellas se sobrecargue más que la otra
• El tamaño de las bobinas es mayor al tener que utilizarlas para el arranque del
convertidor, y al tener que alojar un devanado auxiliar en cada una de ellas
Resumen del modo permanente de funcionamiento en el arranque: Se ha
presentado de manera original el arranque del convertidor mediante la utilización de
devanados auxiliares en las bobinas. Se ha puesto a trabajar de manera permanente el
convertidor en este modo de funcionamiento con una tensión y potencia de salida de
100V y 200W respectivamente. En resumen, los aspectos más importantes a destacar
de este modo de funcionamiento son:
Ventajas
• Adecuado funcionamiento del convertidor para ciclo de trabajo menor del
50%, ya que es posible regular la tensión de salida desde cero voltios hasta la
tensión máxima posible.
196

Convertidor puente completo y rectificador doblador de corriente
• La operación del convertidor a medida que el ciclo de trabajo se acerca al
50%, se asemeja a la de un convertidor elevador
• Cuando el ciclo de trabajo alcanza el 50%, deja de funcionar como la
combinación de convertidor de retroceso y elevador, haciéndolo únicamente
como un convertidor elevador
• Se alcanza alto rendimiento en el convertidor, al transferir energía de dos
modos distintos a la vez
Desventajas
• La máxima ganancia que se puede alcanzar con esta topología, es del doble de
la relación de transformación que se utilice, limitando las aplicaciones de la
misma
4.7 Comparación del convertidor Puente completo y Rectificador
doblador de corriente con el estado de la técnica
Al igual que en el capitulo anterior, se presenta una comparación de la nueva
topología Puente completo con Rectificador doblador de corriente para ver las
ventajas y/o desventajas de esta nueva topología frente a las topologías presentadas en
el estado de la técnica.
En la Tabla XXXI se muestran las características de los convertidores presentados en
el estado de la técnica y al final de esta tabla se muestran las características del
convertidor Puente completo y Rectificador doblador de corriente presentado en este
capítulo. De esta tabla, se observa que la nueva topología, tiene una cantidad
intermedia de componentes de entre las soluciones que al autor le resultaron más
interesantes del estado de la técnica (2.2.2 y 2.2.3). Esta nueva topología presenta
claras ventajas ante la topología del doble medio puente bidireccional presentado en el
apartado 2.2.2, ya que su diseño es mucho más sencillo y además se utiliza frecuencia
constante. Una desventaja que presenta, es mayor número de componentes de
potencia, sin embargo su sencillez y alta frecuencia, hacen de esta topología una
alternativa interesante para tener una topología de alta potencia con componentes
magnéticos de menor tamaño.
197

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
Tabla XXXI Comparación del convertidor Puente completo y rectificador Doblador de
corriente con el estado e la técnica
TOPOLOGIA
Tensión en
transistores
AT/BT
Frec.
(kHz)
Potencia
(W)
η (%)
2.2.1 Doble puente
completo sin bobina
2.2.2 Doble medio
puente
2.2.3 Puente completo
con ZVZCS
2.2.4 Medio puente y
push-pull
2.2.5 Flyback
bidireccional
3 Reductor más puente
completo
4 Puente completo y
doblador de corriente
8 1 V C V B 50 (vble) 50000 90
4 2 2V C 2V B 20 (vble) 1600 92
9 2 V C 2V B 20 1600 94,5
4 2 V C 2V B 100 200 91
2 2 2V C 2V B 120 60 94
10 2 V C V B 100/50 500 94
6 3 V C 2V B 100 150 93,6
En la Tabla XXXII se muestra la comparación cualitativa del convertidor Puente
completo y Rectificador doblador de corriente frente a las topologías del estado de la
técnica. Cabe destacar, a juicio del autor, el buen equilibrio de todos los parámetros
que se han considerado. Es una topología sencilla, que permite el arranque desde cero,
no presenta muchos componentes y permite alcanzar un buen rendimiento. Teniendo
en cuenta que el prototipo es de baja potencia (150W), el rendimiento alcanzado
(93,6%) es muy prometedor y permite pensar en un rendimiento mucho mayor cuando
se diseñe en el margen 500-1500W.
Como elementos más negativos cabe destacar que las dos bobinas llevan devanados
adicionales para el arranque, lo que aumenta su volumen y que el diseño del
198

Convertidor puente completo y rectificador doblador de corriente
convertidor se complica algo por esta razón. En este trabajo se han dado reglas de
diseño para minimizar este último aspecto.
Tabla XXXII Comparación cualitativa del convertidor Puente completo y Rectificador
doblador de corriente con el estado de la técnica
TOPOLOGIA
Tamaño
Coste
Fiabilidad
Complejidad
Rendimiento
Arranque
2.2.1 Doble puente
completo sin bobina
2.2.2 Doble medio
puente
2.2.3 Puente completo
con ZVZCS
2.2.4 Medio puente y
push-pull
2.2.5 Flyback
bidireccional
3 Reductor más puente
completo
4 Puente completo y
doblador de corriente
B R R M M R
B B B M R M
M R M R B B
R B B B R M
R B B B M B
R R M B B B
R B R R B B
Comparando con la topología propuesta en el capítulo 3, la de este capítulo es más
sencilla (tiene menos interruptores) y parece más interesante. Aunque tiene 2 bobinas
en lugar de una, esto permite que cada una lleve la mitad de la corriente y, debido al
desfase, se produzca una cierta cancelación de los rizados de corriente. Además no es
necesario adicionar circuitos auxiliares para cambiar de modo ya que la transición se
hace de forma natural.
199

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
4.8 Conclusiones y aportaciones del capítulo
En éste capítulo, se han realizado un análisis exhaustivo de la topología puente
completo y rectificador doblador de corriente trabajando en Modo Reductor, Modo
Arranque y en Modo Elevador. Se han analizado, establecido reglas de diseñado y
construido un prototipo de convertidor bidireccional, basado en esta topología.
De los análisis mencionados, se han establecido los criterios de diseño de cada modo
de operación del convertidor. Al mismo tiempo, se ha establecido también un criterio
de diseño para garantizar que el convertidor funcione correctamente como un
convertidor bidireccional.
Dentro del Modo Arranque, se han estudiado y propuesto dos arranques distintos para
este convertidor. Ambos con la intención de evitar que el convertidor presente sobrecorrientes
en el momento del arranque en modo elevador. El arranque denominado en
este trabajo de tesis como Arranque II, se presenta de manera original, ya que hasta
hoy en día no se han presentado ni su análisis ni criterio de diseño para ser aplicado en
el arranque de este tipo de convertidor. De éste mismo análisis, se presentan los
resultados de las características que presenta la ganancia del Arranque II, ya que puede
comportarse como la ganancia de un convertidor reductor, la de un convertidor
flyback o la de la topología misma que el autor ha denominado retroceso-elevador.
También de manera completamente original, se ha presentado una nueva topología
basada en el funcionamiento del convertidor en régimen permanente utilizando el
Arranque II. Este es un nuevo convertidor que transfiere energía a la salida como la
combinación de un convertidor flyback y un convertidor elevador. Al igual que el
Arranque II, esta topología tampoco ha sido presentada en ninguna bibliografía como
un convertidor para funcionar de manera permanente.
Por lo tanto y con los resultados obtenidos del análisis teórico y práctico del
convertidor, se concluye que esta topología, es una propuesta interesante para ser
utilizada como un convertidor bidireccional. De manera particular, esta topología
resulta interesante para aplicaciones como la que se ha dado en esta tesis, Vehículos
Híbridos (VH).
200

Convertidor puente completo y rectificador doblador de corriente
Tras comparar esta solución propuesta con otras presentes en el estado de la técnica y
con la también propuesta en el capítulo 3 de este trabajo, al autor considera que esta
solución es muy competitiva frente a las demás y presenta ventajas específicas para
ciertas aplicaciones.
201

Conclusiones
5 Conclusiones
Las aportaciones de este trabajo de investigación se centran en el campo de los
convertidores CC – CC bidireccionales. En particular, el estudio se centra en el
análisis de las topologías de potencia que se utilizan en los sistemas eléctricos de los
Vehículos Híbridos (VH). Una de las necesidades que se presenta en los Vehículos
Híbridos, es disponer de un convertidor que sea capaz de trabajar con dos buses de
tensión muy distintos, uno con baja tensión y altas corrientes y otro con alta tensión y
baja corriente. Este convertidor debe ser bidireccional para transferir energía del bus
de baja tensión al bus de alta tensión y viceversa, y contar con la capacidad de trabajar
con un margen de variación de tensión muy grande.
Es en éste entorno, donde se sitúan las aportaciones de la presente tesis doctoral. En
éste trabajo de investigación hay que destacar que, se proponen y analizan de forma
original dos nuevas topologías de convertidores bidireccionales que pueden ser
utilizadas para resolver las necesidades que se presentan en el sistema eléctrico
de los Vehículos Híbridos. Asimismo también hay otras aportaciones originales
que se detallan aquí a continuación.
Es importante mencionar, que en este trabajo de investigación, se han obtenido
resultados prácticos mediante la elaboración de prototipos experimentales de
laboratorio, en los cuales se ha podido validar el funcionamiento teórico de las
topologías de convertidores propuestas. En general, las topologías que están basadas
en el convertidor elevador tienen dificultad para funcionar adecuadamente con baja
tensión de salida. En las topologías que se presentan de manera original en esta tesis,
se ha buscado que tengan la capacidad de funcionar permanentemente en modo
elevador con tensiones de salida muy bajas, lo que representa una ventaja frente a la
mayor parte de las topologías del estado del arte
5.1 Aportaciones originales
De las aportaciones originales que se destacan del presente trabajo de investigación, se
pueden desprender las principales conclusiones que son:
203

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
• En el capítulo tercero, se presenta una nueva topología de convertidor
bidireccional basada en el convertidor reductor mas un puente completo
trabajando al 50%. Esta topología, tiene la capacidad de satisfacer las
necesidades que se presentan en los Vehículos Híbridos al cumplir con los
requisitos eléctricos. Esta topología es muy flexible, ya que cuenta con un bus
de tensión intermedio que ofrece un grado de libertad adicional. Este bus de
tensión, permite que sea posible diseñar al convertidor para que los
componentes de un lado del puente completo no se vean sometidos a grandes
esfuerzos de tensión y corriente. Una de las características principales de éste
convertidor, es que puede arrancar con un banco de condensadores en el
bus de alta tensión sin que se presente sobre-corriente. Dos prototipos
experimentales fueron diseñados y construidos para ésta nueva topología. El
primero de ellos se utilizó para verificar el correcto funcionamiento de la
topología y fue diseñado para una potencia de 150W. En éste primer prototipo,
se alcanzó un rendimiento del 85% en modo reductor y del 86% en modo
elevador, ambos rendimientos en la etapa de potencia. Es importante mencionar,
que el diseño y construcción de éste primer prototipo se realizó con el material
de laboratorio disponible, lo cual significa que el rendimiento no fue
completamente optimizado. El diseño y selección de los componentes del
segundo prototipo fue más riguroso, alcanzándose un 94% para ambos modos
de operación del convertidor. Lo anterior significa, que la nueva topología de
convertidor bidireccional, puede alcanzar altos rendimientos con una adecuada
selección de los componentes de potencia. Un circuito para estimar la corriente
magnetizante del transformador, y determinar si se presentan desequilibrios en
la misma ha sido presentado, diseñado y se considera como otra aportación
original dentro del desarrollo de ésta tesis doctoral. Es también una aportación
original, el circuito de transición que se utiliza para cambiar de un modo de
operación a otro en modo elevador junto con el circuito de detección en modo
elevador.
• En el capítulo cuarto, se presenta de manera original la topología del
convertidor puente completo con rectificador doblador de corriente
funcionando como convertidor bidireccional. Esta topología, también tiene la
capacidad de satisfacer las necesidades eléctricas que se presentan en los
204

Conclusiones
Vehículos Híbridos al cumplir con los requisitos de aislamiento galvánico, y la
capacidad de manejar dos buses de tensión con un margen de variación de
tensión muy grande. Una de las características principales que también tiene
éste convertidor, es que puede arrancar con un banco de condensadores en
el bus de alta tensión sin que se presente sobre-corriente para ello se han
incluido unos devanados adicionales en la topología. Un análisis detallado de
los posibles métodos de Arranque en modo elevador se presenta como una
pequeña aportación dentro de ésta nueva topología de convertidor bidireccional.
El estudio de la relación que guardan tanto la relación de transformación en el
transformador principal como la relación de transformación en los devanados
auxiliares, también se presenta como otra aportación original dentro del análisis
de este convertidor bidireccional. El máximo rendimiento que se alcanzó en el
convertidor para modo reductor fue del 93,6%; en tanto que el máximo
rendimiento que se alcanzó para modo elevador fue del 92,8%. Los resultados
obtenidos de este convertidor, en general fueron buenos, ya que a diferencia del
primer convertidor bidireccional (reductor mas puente completo), éste sí fue
mas optimizado para producir el mínimo de pérdidas con los componentes del
laboratorio existentes. Este convertidor es una opción interesante, debido a su
sencillez de diseño y sobre todo lo compacto que resulta por tener
únicamente 6 interruptores. Esta topología, es una atractiva solución para ser
implementada en los Vehículos Híbridos.
• Las dos nuevas topologías de convertidores bidireccionales explicadas por
separado en el capítulo 3 y 4, son opciones interesantes para aplicaciones de
Vehículos Híbridos. Comparadas estas dos nuevas topologías con el estado de
la técnica, resultan favorecidas respecto a la sencillez de su funcionamiento. La
topología Reductor-Puente presentada en el capítulo 3, es comparable con las
topologías basadas en puentes completos del estado de la técnica aunque
presenta un mayor número de interruptores. Esta topología cuenta con la ventaja
de proporcionar un nivel de tensión intermedio que permite optimizar el diseño.
La topología del convertidor Puente completo y Rectificador doblador de
corriente presentada en el capitulo 4, es otra alternativa completamente original
que puede ser utilizada sin problemas en aplicaciones de Vehículos Híbridos.
Esta topología además de contar con el carácter de completa originalidad y
205

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
sencillez de funcionamiento, tiene muy reducido número de componentes de
potencia, lo cual la hace una solución aún más interesante pensando en
costos de fabricación. Su buen funcionamiento y los altos rendimientos
alcanzados, hacen de esta solución la que el autor considere mejor para las
aplicaciones de vehículos híbridos.
Las topologías propuestas tienen la capacidad de arrancar con tensión cero en el lado
de alta tensión sin provocar sobre-corrientes. Es posible conseguir altos rendimientos
en la etapa de potencia para estas dos nuevas topologías de convertidores
bidireccionales. En ambas topologías, se han propuesto las ecuaciones de diseño para
poder funcionar como convertidores bidireccionales.
5.2 Sugerencias para futuros trabajos
Una vez concluida la tesis doctoral, varias líneas de investigación se pueden explorar.
A continuación se detallan las ideas que a juicio del autor se deben desarrollar como
futuras líneas de investigación:
• Es importante mencionar, que la presente tesis doctoral está centrada en
encontrar y diseñar convertidores de potencia bidireccionales y no en el estudio
de los temas de control de las topologías. Por lo tanto, resulta interesante desde
el punto de vista del control, complementar el trabajo desarrollado en esta tesis
con la obtención de modelos del convertidor y el estudio de métodos
avanzados de control.
• Se puede continuar con la búsqueda de nuevas alternativas de convertidores
bidireccionales con menos interruptores.
• Explorar las topologías que utilizan la inductancia de dispersión como elemento
de control del flujo de energía en los convertidores bidireccionales y adicionar
una inductancia en serie con ésta inductancia parásita y estudiar el
comportamiento del convertidor.
206

Conclusiones
207

Referencias
6 Referencias
INTRODUCCIÓN A LOS VEHICUOLOS HÍBRIDOS
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213

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maintains a continuous input current during step-up conversion
[56] US5027264 Power conversion apparatus for DC/DC conversion using
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[58] US2002_0159280A1 START-UP CIRCUIT AND CONTROL FOR HIGH POWER
ISOLATED BOOST DC/DC CONVERTERS
214

Anexo I
Anexo I Hoja de cálculo Capítulo 3
Convertidor BI-Direccional Modo Reductor
Potencia de salida
Po := 1500W
Tensiones de
operación
Vc min := 260V
Vc max := 416V
VB min := 10V
VB max := 16V
Vc tip := 400V
VB tip := 12V
Vc := Vc min , Vc min + 40V..
Vc max
VB:=
VB min , VB min + 1V..
VB max
Frecuencia y
periodo del
reductor
fs := 100KHz
1
T :=
fs
T = 1 × 10 − 5 s
Relación
detransformación
n TR := 1..
16
n sel := 11
Ciclo de trabajo para distintos valores de Vc y n TR
n
d( Vc, VB,
n TR )
TR ⋅VB
:=
Vc
1
d
0.5
0
0 4 8 12 16
n TR
215

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
Variación de la inductancia en la bobina "L"
Corriente promedio
en la bobina
( )
I L VB,
n TR
:=
Po
n TR ⋅VB
Rizado
Riz:=
1
( ) := Riz⋅
I L ( VB,
n TR )
∆i VB,
n TR
Inductancia
( )
L Vc, VB,
n TR
( Vc − n TR ⋅ VB) ⋅d( Vc, VB,
n TR ) ⋅T
:=
∆i( VB,
n TR )
2 . 10 4
1.5 . 10 4
L (H)
1 . 10 4
5 .10 5
0
0 5 10 15 20
n TR
Inductancia mínima para satisfacer
el rizado en todas las tensiones
( ) = 1.191 10 − 4
L Vc max , VB max , n sel
× H
2 . 10 4 .
1.5 . 10 4
L (H)
1 . 10 4
5 .10 5
0
0 4 8 12 16
VB min , Vc min n TR
.
.
VB tip , Vc tip
VB max , Vc max
216

Anexo I
Tensiones de bloqueo en semiconductores
Nota: Debido a la estructura del convertidor, las tensiones de bloqueo en los componentes
son las mismas para ambos modos de fucnionamiento. Ademas, al tratarse de arreglos de
puentes completos y de un convertidor reductor, las máximas tensiones de bloqueo son las
máximas tensiones de entrada y salida segun sea el caso.
Los únicos componentes que modifican su tension de bloqueo, son los MOSFETs que
soportan la tension V bus , ya que el valor de esta, depende de n TR y de VB.
M1 y D2
Tensión en M1 y D2 (V)
600
400
200
V M1 := Vc max
0
0 5 10 15 20
M3 - M6
V M3_6 n TR
( ) := VB max ⋅n TR
300
Tensión en M3-M6 (V)
200
100
0
0 5 10 15 20
n TR
D7 - D10 V D7_10 := VB max
20
Tensión en D7-D10 (V)
10
0
0 5 10 15 20
217

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
Convertidor BI-Direccional Modo Reductor
Potencia de salida
Po := 1500W
Tensiones de
operación
Vc min := 260V
Vc max := 416V
VB min := 10V
VB max := 16V
Vc tip
VB tip
:= 400V
:= 12V
Vc := Vc min , Vc min + 40V..
Vc max
VB:=
VB min , VB min + 1V..
VB max
Frecuencia y
periodo del
reductor
fs := 100KHz
1
T :=
fs
Relación
detransformación
n TR := 1..
16
n sel := 11
Ciclo de trabajo para distintos valores de Vc y n TR
( )
d Vc, VB,
n TR :=
n TR ⋅VB
Vc
1
d
0.5
0
0 4 8 12 16
n TR
218

Anexo I
n sel ⋅VB tip
d :=
Vc tip
d = 0.33
Tensión aplicada a
la bobina
V L ( t) := Vc tip − n sel ⋅VB tip if 0 < t ≤ d⋅T
−n sel ⋅VB tip
if
d⋅T
< t ≤ T
200
V L ( t)
0
200
0 2 .10 6 4 .10 6 6 .10 6 8 .10 6
t
Recordemos la tensión
en una Bobina
V =
d
L⋅
i
d t
Cálculo de corrientes
L := 119.1µH
NOTA : El valor de L se calcula en la hoja de
estreses para todas las tensiones de entrada y
salida del convertidor.
Rizado
I L :=
∆i :=
Po
n sel ⋅VB tip
( )
Vc tip − n sel ⋅VB tip
⋅
L
n sel ⋅VB tip
Vc tip
⋅T
I L = 11.364A
∆i = 7.426A
∆i
Corriente de pico I pk := I L +
2
Definición de las corrientes en el circuito
∆i ∆i
I 1 ( t)
:= ⋅t
+ I L −
d⋅T
2
I pk = 15.076A
−∆i
I 2 ( t)
:= ⋅( t − d⋅T)
+ I L +
( 1 − d) ⋅T
∆i
2
∆i
∆i
I 3 ( t)
:= ⋅( t − T)
+ I L −
d⋅T
2
−∆i
I 4 ( t)
:= ⋅( t − d⋅T
− T)
+ I L +
( 1 − d) ⋅T
∆i
2
219

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
Corriente en la bobina
20
I L1 ( t) := I 1 ( t) if 0 < t ≤ d⋅T
I 2 ( t) if d⋅T
< t ≤ T
16
I L1 ( t)
12
8
4
0
0 2 .10 6 4 .10 6 6 .10 6 8 .10 6
T
T
1 ⌠
1 ⌠
I L1prom := ⋅⎮
I L1 ( t)
dt
I L1ef := ⋅⎮
I L1 ( t) 2 dt
T ⌡
T ⌡
0 0
I L1prom = 11.364A
I L1ef = 11.565A
t
Corriente en M1
I M1 ( t) := I 1 ( t) if 0 < t ≤ d⋅T
0A
if
d⋅T
< t ≤ T
20
16
I M1 ( t)
12
8
4
0
0 2 . 10 6 4 . 10 6 6 . 10 6 8 . 10 6
t
T
T
1 ⌠
1 ⌠
I M1prom := ⋅⎮
I M1 ( t)
dt
I M1ef := ⋅⎮
I M1 ( t) 2 dt
T ⌡
T ⌡
0 0
I M1prom = 3.921A
I M1ef = 6.834A
220

Anexo I
Corriente en D2
I D2 ( t) := 0A if 0 < t ≤ d⋅T
I 2 ( t) if d⋅T
< t ≤ T
20
16
I D2 ( t)
12
8
4
0
0 2 .10 6 4 .10 6 6 .10 6 8 .10 6
T
T
1 ⌠
1 ⌠
I D2prom := ⋅⎮
I D2 ( t)
dt
I D2ef := ⋅⎮
I D2 ( t) 2 dt
T ⌡
T ⌡
0 0
I D2prom = 7.443A
I D2ef = 9.329A
t
Corriente en M3 y M6 ó M4 y M5
I M3_6 ( t) := I 1 ( t) if 0 < t ≤ d⋅T
I M4_5 ( t) := 0A if 0 < t ≤ T
20
I 2 ( t) if d⋅T
< t ≤ T
0A if T < t ≤ 2T
I 3 ( t) if T < t ≤ T + d⋅T
I 4 ( t) if T + d⋅T
< t ≤ 2T
I M3_6 ( t)
I M4_5 ( t)
16
12
8
4
0
0 4 . 10 6 8 . 10 6 1.2 . 10 5 1.6 . 10 5
t
2T
2T
1 ⌠
1 ⌠
I M3_6prom := ⋅⎮
I M3_6 ( t)
dt
I M3_6ef := ⋅⎮
I M3_6 ( t) 2 dt
2T ⌡
2T ⌡
0 0
I M3_6prom = 5.68A
I M3_6ef = 8.173A
221

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
Corriente en i p del transformador modo reductor
I p ( t) := I M3_6 ( t) − I M4_5 ( t)
20
I p ( t)
0
20
0 5 . 10 6 1 . 10 5 1.5 . 10 5
t
2T
2T
1 ⌠
1 ⌠
I pprom := ⋅⎮
I p ( t)
dt
I Tpef := ⋅⎮
I p ( t) 2 dt
2T ⌡
2T ⌡
0 0
I pprom = 1.355× 10 − 15 A
I Tpef = 11.559A
Corriente i s del transformador modo reductor
⋅( )
I s ( t) := n sel I p ( t)
200
I s ( t)
0
200
0 5 . 10 6 1 . 10 5 1.5 . 10 5
t
Nota: falta adicionar la
corriente magnetizante,
ya que esta circula
atraves del secundario
del transformador.
2T
2T
1 ⌠
1 ⌠
I sprom := ⋅⎮
I s ( t)
dt
I sef := ⋅⎮
I s ( t) 2 dt
2T ⌡
2T ⌡
0 0
I sprom
= 0A
I sef = 127.205A
222

Anexo I
Corriente en D7 y D10 ó D8 y D9
I D7_10 ( t) := n sel ⋅I 1 ( t)
if 0 < t ≤ d⋅T
I D8_9 ( t) := 0A if 0 < t ≤ T
I D7_10 ( t)
I D8_9 ( t)
200
160
120
80
40
n sel ⋅I 2 ( t)
if
d⋅T
0A if T < t ≤ 2T
< t ≤ T
0
0 4 .10 6 8 .10 6 1.2 .10 5 1.6 .10 5
t
n sel ⋅I 3 ( t)
if T < t ≤ T + d⋅T
n sel ⋅I 4 ( t)
if T + d⋅T
< t ≤ 2T
2T
2T
1 ⌠
1 ⌠
I D7_10prom := ⋅⎮
I D7_10 ( t)
dt
I D7_10ef := ⋅⎮
I D7_10 ( t) 2 dt
2T ⌡
2T ⌡
0 0
I D7_10prom = 62.477A
I D7_10ef = 89.948A
Corriente rectificada despues del secundario del transformador modo reductor (corriente en batería)
⋅( )
I srec ( t) := n sel I M3_6 ( t) + I M4_5 ( t)
200
I srec ( t)
100
0
0 5 .10 6 1 .10 5 1.5 .10 5
t
2T
2T
1 ⌠
1 ⌠
I srecprom := ⋅⎮
I srec ( t)
dt
I srecef := ⋅⎮
I srec ( t) 2 dt
2T ⌡
2T ⌡
0 0
I srecprom = 124.955A
I srecef = 127.205A
223

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
Condensador de entrada Cc
Cálculo de condensadores modo reductor
Corriente en
condensador
I Cc ( t) I M1prom − I M1 ( t)
:= ( )
T
1 ⌠
I Ccprom := ⋅⎮
I Cc ( t)
dt
T ⌡ 0
T
1 ⌠
I Ccef := ⋅⎮
I Cc ( t) 2 dt
T ⌡ 0
I Ccprom
= 0A
I Ccef = 5.598A
Rizado de tensión (%)
1
∆ Cc :=
100 Vc tip
∆ Cc = 4V
Cálculo de Capacitancia
T
1 ⌠
Cc := ⋅⎮
I Cc ( t)
dt
∆ Cc ⌡
d⋅T
Cc = 6.567× 10 − 6 F
Recordemos la tensión
en un condensador
TOL
TOL :=
10000
Tolerancia
en el cálculo
Nota : puse el límite
superior a ojo
V = 1 ⌠
⋅⎮
C ⌡
i dt
t
1 ⌠
V Cc ( t)
:= ⋅⎮
I Cc ( t)
dt
Cc ⌡
0
Ec. Rizado de tensión
en condensador
TOL := TOL⋅
10000
15
9
I Cc ( t)
3
0
V Cc ( t)
3
9
15
0 2 .10 6 4 .10 6 6 .10 6 8 .10 6
t
224

Anexo I
Condensador de salida VB
Recordemos la tensión
en un condensador
V = 1 ⌠
⎮
C
⋅
⌡
i d t
Rizado de tensión (%)
Corriente en condensador de salida
⎛
⎝
Po
I CB ( t) := −⎜
I srec ( t)
−
VB tip
1
∆ CB :=
100 VB tip
⎞ ⎟⎠
∆ CB = 0.12V
Cálculo de Capacitancia
Ec. Rizado de tensión
en condensador
( 1+
d)
⋅T
⌠
−1 ⎮ 2
CB := ⋅⎮
I CB ( t)
dt
∆ CB ⎮
⌡ d⋅T
2
t
1 ⌠
V CB ( t)
:= ⋅⎮
I CB ( t)
dt
CB ⌡ 0
CB = 850.964× 10 − 6 F
100
60
d⋅T
2
( 1+
d)
2
⋅T
I CB ( t)
20
20
0
60
100
0 4 . 10 6 8 . 10 6 1.2 . 10 5 1.6 . 10 5
t
Corriente promedio y eficaz en condensador de salida
2T
1 ⌠
I CBprom := ⋅⎮
I CB ( t)
dt
2T ⌡ 0
2T
1 ⌠
I CBef := ⋅⎮
I CB ( t) 2 dt
2T ⌡ 0
I CBprom = 0.045A
I CBef = 23.577A
225

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
0.05
0.02
d⋅T
2
( 1+
d)
2
⋅T
0
V CB ( t)
0.01
0.04
0.07
0.1
0 4 .10 6 8 .10 6 1.2 .10 5 1.6 .10 5
t
Condensador intermedio C bus
Corriente en condensador de salida
Recordemos la tensión
en un condensador
V = 1 ⌠
⎮
C
⋅
⌡
i d t
⎛
⎜
⎝
I Cbus ( t) := − I M3_6 ( t) + I M4_5 ( t)
−
Po
n sel ⋅VB tip
⎞
⎟
⎠
Rizado de tensión (%)
Cálculo de Capacitancia
Ec. Rizado de tensión
en condensador
1
∆ Cbus :=
100 n sel⋅VB tip
∆ Cbus = 1.32V
( 1+
d)
⋅T
⌠
−1
⎮ 2
C bus := ⋅⎮
I Cbus ( t)
dt
∆ CB ⎮
⌡d⋅T
C bus = 77.36× 10 − 6 F
2
t
1 ⌠
V Cbus ( t)
:= ⋅⎮
I Cbus ( t)
dt
C bus ⌡
0
226

Anexo I
10
6
d⋅T
2
( 1+
d)
2
⋅T
I Cbus ( t)
2
2
0
6
10
0 4 .10 6 8 .10 6 1.2 .10 5 1.6 .10 5
t
Corriente promedio y eficaz en condensador de salida
2T
2T
1 ⌠
1 ⌠
I Cbusprom := ⋅⎮
I Cbus ( t)
dt
I Cbusef := ⋅⎮
I Cbus ( t) 2 dt
2T ⌡
2T ⌡
0 0
I Cbusprom = 4.114× 10 − 3 A
I Cbusef = 2.137A
0.05
0.02
d⋅T
2
( 1+
d)
2
⋅T
0
V Cbus ( t)
0.01
0.04
0.07
0.1
0 4 .10 6 8 .10 6 1.2 .10 5 1.6 .10 5
t
227

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
Cálculo de pérdidas ensemiconductores del
convertidor en modo reductor
Pérdidas M1 y D2
MOSFETs en
Paralelo
Tensión
Puerta-Fuente
Tensión
Drenador-Fuente
Frecuencia
mos := 3
V gs := 15V
Vc tip fs = 1 × 10 5 Hz
Corrientes en las
Conmutaciones
∆i
∆i
i sw := I L − i sw2 := I L +
2
2
Datos del MOSFET S1
IRFPS43N50K
R on := 2⋅78⋅
10 − 3 ⋅Ω
T on := 140⋅
10 − 9 s
C oos := 200⋅
10 − 12 F
Q gs := 350⋅
10 − 9
T off := 74⋅
10 − 9 s
C
SPA11N60C3
R on := 1.8⋅ 340⋅
10 − 3 Ω
C oos := 40⋅
10 − 12 F
Q gs := 45⋅
10 − 9 C
T on := 5⋅10 − 9 s
T off := 5⋅10 − 9 s
Pérdidas por conducción
R on
P on := ⋅( I M1ef ) 2 P on = 9.529W
mos
Pérdidas por Carga de la Puerta del MOSFET
P gs := mos⋅Q gs ⋅V gs ⋅fs
P gs = 0.203W
Pérdidas por "Capacitancia Parasita" en drenador-fuente
mos
2
P coos := ⋅C oos ⋅Vc tip ⋅fs
P coos = 0.96W
2
228

Anexo I
Pérdidas por convivencia "Corriente-Tension" (switching losses)
Vc tip
P sw := ⋅fs⋅( T on ⋅i sw + T off ⋅i sw2 )
P sw = 2.273W
2
Pérdidas totales de M1
P TM1 := P on + P gs + P coos + P sw
P TM1 = 12.964W
Datos de diodo D2 que en realidad es MOSFET M2
mos := 3
SPA11N60C3
R on := 1.8⋅ 340⋅
10 − 3 Ω
C oos := 40⋅
10 − 12 F
Q gs := 45⋅
10 − 9 C
IRFPS43N50K
T on := 5⋅10 − 9 s
T off := 5⋅10 − 9 s
R on := 2⋅78⋅
10 − 3 Ω
C oos := 200⋅
10 − 12 F
Q gs := 350⋅
10 − 9 C
R on := 1.8⋅ 250⋅
10 − 3 Ω
C oos := 50⋅
10 − 12 F
Q gs := 39⋅
10 − 9 C
T on := 140⋅
10 − 9 s
T off := 74⋅
10 − 9 s
STP20NM60
T on := 20⋅
10 − 9 s
T off := 11⋅
10 − 9 s
Pérdidas por conducción
R on
P on :=
mos
⋅( ) 2
I D2ef
P on = 13.055W
Pérdidas por Carga de la Puerta del MOSFET
P gs := mos⋅Q gs ⋅V gs ⋅fs
P gs = 0.176W
229

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
Pérdidas por "Capacitancia Parasita" en drenador-fuente
mos
2
P coos := ⋅C oos ⋅Vc tip ⋅fs
P coos = 1.2W
2
Pérdidas por convivencia "Corriente-Tension" (switching losses)
Vc tip
P sw := ⋅fs⋅( T on ⋅i sw )
P sw = 3.06W
2
Pérdidas totales de D2
P TD2 := P on + P gs + P coos + P sw
P TD2 = 17.49W
Pérdidas M3 - M6
MOSFETs en
Paralelo
Tensión
Puerta-Fuente
mos := 2
V gs := 15V Vbus n TR
Corrientes en las
Conmutaciones
Tensión
Drenador-Fuente
( ) := n TR ⋅VB tip
∆i
i sw := I L −
2
Frecuencia
fs
f t :=
2
f t = 5 × 10 4 Hz
Datos del MOSFET M3
IRFP264
R on := 1.75⋅ 75⋅
10 3 ⋅Ω
n sel := 7..
10 V ds = 250V
C oos := 140⋅
10 12 F
T on := 99⋅
10 9 s
Q gs := 210⋅
10 9 C
T off := 92⋅
10 9 s
STP40NS15
R on := 1.8⋅ 44⋅
10 3 ⋅Ω
n sel := 7
V ds = 150V
C oos := 380⋅
10 12 F
T on := 45⋅
10 9 s
Q gs := 100⋅
10 9 C
T off := 35⋅
10 9 s
230

Anexo I
PSMN020-150W
R on := 1.8⋅ 20⋅
10 3 ⋅Ω
n sel := 7
V ds = 150V
C oos := 854⋅
10 12 F
T on := 79⋅
10 9 s
Q gs := 227⋅
10 9 C
T off := 101⋅
10 9 s
PSMN030-150W
R on := 1.8⋅ 30⋅
10 3 ⋅Ω
n sel := 7
V ds = 150V
C oos := 140⋅
10 12 F
T on := 71⋅
10 9 s
Q gs := 98⋅
10 9 C
T off := 76⋅
10 9 s
IRFP360LC
R on := 1.75⋅ 200⋅
10 3 ⋅Ω
n sel := 11 V ds = 400V
C oos := 500⋅
10 12 F
T on := 75⋅
10 9 s
Q gs := 110⋅
10 9 C
T off := 50⋅
10 9 s
FQA35N40
R on := 1.8⋅ 80⋅
10 3 ⋅Ω
n sel := 15 V ds = 400V
C oos := 750⋅
10 12 F
T on := 360⋅
10 9 s
Q gs := 110⋅
10 9 C
T off := 190⋅
10 9 s
FDH34N40
R on := 1.8⋅ 106⋅
10 3 ⋅Ω
n sel := 11 V ds = 400V
C oos := 500⋅
10 12 F
T on := 72⋅
10 9 s
Q gs := 57⋅
10 9 C
T off := 58⋅
10 9 s
STW18NB40
R on := 1.8⋅ 190⋅
10 3 ⋅Ω
n sel := 11 V ds = 400V
C oos := 500⋅
10 12 F
T on := 14⋅
10 9 s
Q gs := 60⋅
10 9 C
T off := 15⋅
10 9 s
231

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
Pérdidas por conducción
R on
P on :=
mos
⋅( ) 2
I M3_6ef
P on = 11.423W
Pérdidas por Carga de la Puerta del MOSFET
P gs := mos⋅Q gs ⋅V gs ⋅fs
P gs = 0.18W
Pérdidas por "Capacitancia Parasita" en drenador-fuente
mos
P coos := ⋅C oos ⋅
2
( ) 2
n sel ⋅VB tip
⋅fs
P coos = 0.871W
Pérdidas por convivencia "Corriente-Tension" (switching losses)
P sw :=
( ) ⋅fs⋅( )
n sel ⋅VB tip
T on ⋅i sw
P sw = 1.414W
Pérdidas individuales de M3
P M3 := P on + P gs + P coos + P sw
P M3 = 13.888W
Pérdidas totales desde M3 a M6
( ) 4
P M3_6 := P on + P gs + P coos + P sw ⋅
P M3_6 = 55.553W
232

Anexo I
Pérdidas D7 - D10
Están representados diodos aunque en realidad son MOSFETs
MOSFETs en
Paralelo
Tensión
Puerta-Fuente
Tensión
Drenador-Fuente
Frecuencia
mos := 3
V gs := 15V
VB tip f t = 5 × 10 4 Hz
Corrientes en las
Conmutaciones
⎛
⎝
∆i
i sw := ⎜ I L −
2
⎞ ⎟⎠ ⋅n sel
Datos del MOSFET M7
FDB7045L
R on := 1.2⋅ 4.5⋅
10 3 ⋅Ω
n sel := 11 V ds = 30V
C oos := 1000⋅
10 12 F T on := 114⋅
10 9 s
Q gs := 50⋅
10 9 C
T off := 115⋅
10 9 s
ISL9N302AP3
R on := 1.25⋅ 3.6⋅
10 3 ⋅Ω
n sel := 11 V ds = 30V
C oos := 800⋅
10 12 F
T on := 67⋅
10 9 s
Q gs := 70⋅
10 9 C
T off := 19⋅
10 9 s
ISL9N302AS3ST
R on := 1.4⋅ 1.9⋅
10 3 ⋅Ω
n sel := 11 V ds = 30V
C oos := 2200⋅
10 12 F T on := 120⋅
10 9 s
Q gs := 200⋅
10 9 C
T off := 34⋅
10 9 s
Pérdidas por conducción
R on
P on := ⋅( I D7_10ef ) 2 P on = 7.174W
mos
Pérdidas por Carga de la Puerta del MOSFET
P gs := mos⋅Q gs ⋅V gs ⋅fs
P gs = 0.9W
233

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
Pérdidas por "Capacitancia Parasita" en drenador-fuente
mos
P coos := ⋅C oos ⋅( VB tip ) 2 ⋅fs
P coos = 0.048W
2
Pérdidas por convivencia "Corriente-Tension" (switching losses)
( ) fs⋅( )
P sw := VB tip ⋅ T on ⋅i sw
P sw = 12.119W
Pérdidas individuales de M7
P M7 := P on + P gs + P coos + P sw
P M3 = 13.888W
Pérdidas totales desde M7 a M10
( ) 4
P M7_10 := P on + P gs + P coos + P sw ⋅ P M7_10 = 80.96W
234

Anexo I
Convertidor BI-Direccional modo elevador
Potencia de salida
Po := 1500W
Tensiones de
operación
Vc min := 260V
Vc max := 416V
VB min := 10V
VB max := 16V
Vc tip
VB tip
:= 400V
:= 12V
Vc := Vc min , Vc min + 40V..
Vc max
VB:=
VB min , VB min + 1V..
VB max
Frecuencia y
periodo del
elevador
fs := 100KHz
1
T :=
fs
Relación
detransformación
n TR := 1..
16
n sel := 11
Variación del
ciclo de trabajo
d := 0.01, 0.01 + 0.01..
1
235

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
Arranque modo elevador
Tension de salida en
el arranque
( ) := d⋅n TR
Vc A VB, n TR , d
⋅VB
300
260V
200
Vc (V)
100
0
0 0.25 0.5 0.75 1
d
n
. TR := 1
.
n TR := 9
. n TR := 16
NOTA: para no sobrepasar el valor minimo de tensión que se debe regular en modo elevador
permanente o normal, el valor de n TR
no debe ser superior 16 vueltas.
236

Anexo I
Permanente ó Normal, modo elevador
Tensión de bus
( ) := VB⋅
n TR
V bus n TR , VB
V bus ( n sel , VB tip ) = 132V
Variación de la tensión de salida para distintas relaciones de transformación n TR
( ) := VB⋅
n TR
Vc VB, n TR , d
⋅
1
1 − d
600
400
416V
Vc (V)
260V
200
0
0 0.25 0.5 0.75 1
d
n
. TR := 1
.
n TR := 9
. n TR := 16
Ciclo de trabajo para las tensiones de entrada y salida típicas
n sel ⋅VB tip
d := 1 −
d = 0.67
Vc tip
237

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
Tensión aplicada a
la bobina
V L ( t) := n sel ⋅VB tip if 0 < t ≤ d⋅T
n sel ⋅VB tip
− Vc tip
if
d⋅T
< t ≤ T
500
V L ( t)
0
500
0 2 . 10 6 4 . 10 6 6 . 10 6 8 . 10 6
t
Cálculo de corrientes modo normal elevador
Recordemos la tensión
en una Bobina
V =
d
L⋅
i
d t
I L :=
L := 119.1µH
Po
n sel ⋅VB tip
I L = 11.364A
Rizado
∆i :=
( )
n sel ⋅VB tip
L
⎛
⎜
⎝
⋅ 1 −
n sel ⋅VB tip
Vc tip
⎞ ⎟⎠
⋅T
∆i = 7.426A
Corriente de pico
∆i
I pk := I L +
2
I pk = 15.076A
Definición de las corrientes en el circuito
I 1 ( t)
∆i
:= ⋅t
+ I L −
d⋅T
∆i
2
I 2 ( t)
−∆i
:= ⋅( t − d⋅T)
+ I L +
( 1 − d) ⋅T
∆i
2
I 3 ( t)
∆i
:= ⋅( t − T)
+ I L −
d⋅T
∆i
2
I 4 ( t)
−∆i
:= ⋅( t − d⋅T
− T)
+ I L +
( 1 − d) ⋅T
∆i
2
238

Anexo I
Corriente en la bobina
I L1 ( t) := I 1 ( t) if 0 < t ≤ d⋅T
I 2 ( t) if d⋅T
< t ≤ T
20
16
I L1 ( t)
12
8
4
0
0 2 .10 6 4 .10 6 6 .10 6 8 .10 6
T
T
1 ⌠
1 ⌠
I L1prom := ⋅⎮
I L1 ( t)
dt
I L1ef := ⋅⎮
I L1 ( t) 2 dt
T ⌡
T ⌡
0 0
I L1prom = 11.364A
I L1ef = 11.565A
t
Corriente en M2
I M2 ( t) := I 1 ( t) if 0 < t ≤ d⋅T
0A
if
d⋅T
< t ≤ T
20
16
I M2 ( t)
12
8
4
0
0 2 . 10 6 4 . 10 6 6 . 10 6 8 . 10 6
t
T
T
1 ⌠
1 ⌠
I M2prom := ⋅⎮
I M2 ( t)
dt
I M2ef := ⋅⎮
I M2 ( t) 2 dt
T ⌡
T ⌡
0 0
I M2prom = 7.443A
I M2ef = 9.329A
239

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
Corriente en D1
I D1 ( t) := 0A if 0 < t ≤ d⋅T
I 2 ( t) if d⋅T
< t ≤ T
20
16
I D1 ( t)
12
8
4
0
0 2 .10 6 4 .10 6 6 .10 6 8 .10 6
T
T
1 ⌠
1 ⌠
I D1prom := ⋅⎮
I D1 ( t)
dt
I D1ef := ⋅⎮
I D1 ( t) 2 dt
T ⌡
T ⌡
0 0
I D1prom = 3.921A
I D1ef = 6.834A
t
Corriente en D3 y D6 ó D4 y D5
I D3_6 ( t) := I 1 ( t) if 0 < t ≤ d⋅T
I D4_5 ( t) := 0A if 0 < t ≤ T
20
I 2 ( t) if d⋅T
< t ≤ T
0A if T < t ≤ 2T
I 3 ( t) if T < t ≤ T + d⋅T
I 4 ( t) if T + d⋅T
< t ≤ 2T
I D3_6 ( t)
I D4_5 ( t)
16
12
8
4
0
0 4 . 10 6 8 . 10 6 1.2 . 10 5 1.6 . 10 5
t
2T
2T
1 ⌠
1 ⌠
I D3_6prom := ⋅⎮
I D3_6 ( t)
dt
I D3_6ef := ⋅⎮
I D3_6 ( t) 2 dt
2T ⌡
2T ⌡
0 0
I D3_6prom = 5.68A
I D3_6ef = 8.173A
240

Anexo I
Corriente i p del transformador modo elevador
I p ( t) := I D3_6 ( t) − I D4_5 ( t)
20
I p ( t)
0
20
0 5 . 10 6 1 . 10 5 1.5 . 10 5
t
2T
2T
1 ⌠
1 ⌠
I pprom := ⋅⎮
I p ( t)
dt
I Tpef := ⋅⎮
I p ( t) 2 dt
2T ⌡
2T ⌡
0 0
I pprom = −1.355× 10 − 15 A
I Tpef = 11.559A
Corriente i s del transformador modo elevador
⋅( )
I s ( t) := n sel I p ( t)
200
I s ( t)
0
200
0 5 . 10 6 1 . 10 5 1.5 . 10 5
t
Nota: falta adicionar la
corriente magnetizante,
ya que esta circula
atraves del secundario
del transformador.
2T
2T
1 ⌠
1 ⌠
I sprom := ⋅⎮
I s ( t)
dt
I sef := ⋅⎮
I s ( t) 2 dt
2T ⌡
2T ⌡
0 0
I sprom
= 0A
I sef = 127.205A
241

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
Corriente en M7 y M10 ó M8 y M9
I M7_10 ( t) := n sel ⋅I 1 ( t)
if 0 < t ≤ d⋅T
I M8_9 ( t) := 0A if 0 < t ≤ T
I M7_10 ( t)
I M8_9 ( t)
200
160
120
80
40
n sel ⋅I 2 ( t)
if
d⋅T
0A if T < t ≤ 2T
< t ≤ T
0
0 4 . 10 6 8 . 10 6 1.2 . 10 5 1.6 . 10 5
t
n sel ⋅I 3 ( t)
if T < t ≤ T + d⋅T
n sel ⋅I 4 ( t)
if T + d⋅T
< t ≤ 2T
2T
2T
1 ⌠
1 ⌠
I M7_10prom := ⋅⎮
I M7_10 ( t)
dt
I M7_10ef := ⋅⎮
I M7_10 ( t) 2 dt
2T ⌡
2T ⌡
0 0
I M7_10prom = 62.477A
I M7_10ef = 89.948A
Corriente demandada por el convertidor antes de entrar al transformador en modo elevador
(corriente en batería)
I srec ( t) := n sel I D3_6 ( t) + I D4_5 ( t)
⋅( )
200
I srec ( t)
100
0
0 5 .10 6 1 .10 5 1.5 .10 5
t
2T
2T
1 ⌠
1 ⌠
I srecprom := ⋅⎮
I srec ( t)
dt
I srecef := ⋅⎮
I srec ( t) 2 dt
2T ⌡
2T ⌡
0 0
I srecprom = 124.955A
I srecef = 127.205A
242

Anexo I
Condensador de entrada VB
Recordemos la tensión
en un condensador
V = 1 ⌠
⎮
C
⋅
⌡
i d t
Rizado de tensión (%)
Cálculo de condensadores modo elevador
Corriente en condensador de entrada
⎛
⎝
Po
I CB ( t) := −⎜
I srec ( t)
−
VB tip
1
∆ CB :=
100 VB tip
⎞
⎟
⎠
∆ CB = 0.12V
Cálculo de Capacitancia
Ec. Rizado de tensión
en condensador
( 1+
d)
⋅T
⌠
−1 ⎮ 2
CB := ⋅⎮
I CB ( t)
dt
∆ CB ⎮
⌡d⋅T
2
t
1 ⌠
V CB ( t)
:= ⋅⎮
I CB ( t)
dt
CB ⌡ 0
CB = 850.964× 10 − 6 F
100
60
d⋅T
2
( 1+
d)
2
⋅T
I CB ( t)
20
20
0
60
100
0 4 .10 6 8 .10 6 1.2 .10 5 1.6 .10 5
t
Corriente promedio y eficaz en condensador de entrada
2T
1 ⌠
I CBprom := ⋅⎮
I CB ( t)
dt
2T ⌡ 0
2T
1 ⌠
I CBef := ⋅⎮
I CB ( t) 2 dt
2T ⌡ 0
I CBprom = 0.045A
I CBef = 23.577A
243

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
0.1
0.07
d⋅T
2
( 1+
d)
⋅T
2
V CB ( t)
0.04
0.01
0
0.02
0.05
0 4 . 10 6 8 . 10 6 1.2 . 10 5 1.6 . 10 5
t
Condensador de salida Cc
Corriente en
condensador
I Cc ( t) I M2prom − I M2 ( t)
:= ( )
T
1 ⌠
I Ccprom := ⋅⎮
I Cc ( t)
dt
T ⌡ 0
I Ccprom = −2.711× 10 − 15 A
T
1 ⌠
I Ccef := ⋅⎮
I Cc ( t) 2 dt
T ⌡ 0
I Ccef = 5.624A
Rizado de tensión (%)
1
∆ Cc :=
100 Vc tip
∆ Cc = 4V
Cálculo de Capacitancia
T
1 ⌠
Cc := ⋅⎮
I Cc ( t)
dt
∆ Cc ⌡
d⋅T
Cc = 6.141× 10 − 6 F
Recordemos la tensión
en un condensador
TOL
TOL :=
10000
Tolerancia
en el cálculo
Nota : puse el límite
superior a ojo
V = 1 ⌠
⎮
C
⋅
⌡
i d t
t
1 ⌠
V Cc ( t)
:= ⋅⎮
I Cc ( t)
dt
Cc ⌡
0
Ec. Rizado de tensión
en condensador
TOL := TOL⋅
10000
244

Anexo I
15
9
I Cc ( t)
V Cc ( t)
3
3
0
9
15
0 2 .10 6 4 .10 6 6 .10 6 8 .10 6
t
Condensador intermedio C bus
Corriente en condensador de salida
Recordemos la tensión
en un condensador
V = 1 ⌠
⎮
C
⋅
⌡
i d t
⎛
⎜
⎝
I Cbus ( t) := − I D3_6 ( t) + I D4_5 ( t)
−
Po
n sel ⋅VB tip
⎞ ⎟⎠
Rizado de tensión (%)
Cálculo de Capacitancia
Ec. Rizado de tensión
en condensador
1
∆ Cbus :=
100 n sel⋅VB tip
∆ Cbus = 1.32V
( 1+
d)
⋅T
⌠
−1
⎮ 2
C bus := ⋅⎮
I Cbus ( t)
dt
∆ CB ⎮
⌡d⋅T
C bus = 77.36× 10 − 6 F
2
t
1 ⌠
V Cbus ( t)
:= ⋅⎮
I Cbus ( t)
dt
C bus ⌡
0
245

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
10
6
d⋅T
2
( 1+
d)
2
⋅T
I Cbus ( t)
2
2
0
6
10
0 4 .10 6 8 .10 6 1.2 .10 5 1.6 .10 5
t
Corriente promedio y eficaz en condensador de salida
2T
2T
1 ⌠
1 ⌠
I Cbusprom := ⋅⎮
I Cbus ( t)
dt
I Cbusef := ⋅⎮
I Cbus ( t) 2 dt
2T ⌡
2T ⌡
0 0
I Cbusprom = 4.114× 10 − 3 A
I Cbusef = 2.137A
0.1
0.07
d⋅T
2
( 1+
d)
2
⋅T
V Cbus ( t)
0.04
0.01
0
0.02
0.05
0 4 .10 6 8 .10 6 1.2 .10 5 1.6 .10 5
t
246

Anexo I
Cálculo de pérdidas ensemiconductores del
convertidor en modo elevador
Pérdidas M1 y D2
MOSFETs en
Paralelo
Tensión
Puerta-Fuente
Tensión
Drenador-Fuente
Frecuencia
mos := 3
V gs := 15V
Vc tip fs = 1 × 10 5 Hz
Corrientes en las
Conmutaciones
∆i
∆i
i sw := I L − i sw2 := I L +
2
2
Datos del diodo D1 que en realidad es MOSFET M1
IRFPS43N50K
R on := 2⋅78⋅
10 − 3 ⋅Ω
T on := 140⋅
10 − 9 s
C oos := 200⋅
10 − 12 F
Q gs := 350⋅
10 − 9
T off := 74⋅
10 − 9 s
C
SPA11N60C3
R on := 1.8⋅ 340⋅
10 − 3 Ω
C oos := 40⋅
10 − 12 F
Q gs := 45⋅
10 − 9 C
T on := 5⋅10 − 9 s
T off := 5⋅10 − 9 s
Pérdidas por conducción
R on
P on := ⋅( I D1ef ) 2
P on = 9.529W
mos
Pérdidas por Carga de la Puerta del MOSFET
P gs := mos⋅Q gs ⋅V gs ⋅fs
P gs = 0.203W
Pérdidas por "Capacitancia Parasita" en drenador-fuente
mos
2
P coos := ⋅C oos ⋅Vc tip ⋅fs
P coos = 0.96W
2
247

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
Pérdidas por convivencia "Corriente-Tension" (switching losses)
Vc tip
P sw := ⋅fs⋅( T on ⋅i sw + T off ⋅i sw2 )
P sw = 2.273W
2
Pérdidas totales de M1
P TM1 := P on + P gs + P coos + P sw
P TM1 = 12.964W
Datos del MOSFET M2
mos := 3
SPA11N60C3
R on := 1.8⋅ 340⋅
10 − 3 Ω
C oos := 40⋅
10 − 12 F
Q gs := 45⋅
10 − 9 C
T on := 5⋅10 − 9 s
T off := 5⋅10 − 9 s
IRFPS43N50K
R on := 2⋅78⋅
10 − 3 Ω
C oos := 200⋅
10 − 12 F
Q gs := 350⋅
10 − 9 C
R on := 1.8⋅ 250⋅
10 − 3 Ω
C oos := 50⋅
10 − 12 F
Q gs := 39⋅
10 − 9 C
T on := 140⋅
10 − 9 s
T off := 74⋅
10 − 9 s
STP20NM60
T on := 20⋅
10 − 9 s
T off := 11⋅
10 − 9 s
Pérdidas por conducción
R on
P on :=
mos
⋅( ) 2
I M2ef
P on = 13.055W
Pérdidas por Carga de la Puerta del MOSFET
P gs := mos⋅Q gs ⋅V gs ⋅fs
P gs = 0.176W
248

Anexo I
Pérdidas por "Capacitancia Parasita" en drenador-fuente
mos
2
P coos := ⋅C oos ⋅Vc tip ⋅fs
P coos = 1.2W
2
Pérdidas por convivencia "Corriente-Tension" (switching losses)
Vc tip
P sw := ⋅fs⋅( T on ⋅i sw )
P sw = 3.06W
2
Pérdidas totales de D2
P TD2 := P on + P gs + P coos + P sw
P TD2 = 17.49W
Pérdidas D3 - D6
MOSFETs en
Paralelo
Tensión
Puerta-Fuente
mos := 2
V gs := 15V Vbus n TR
Corrientes en las
Conmutaciones
Tensión
Drenador-Fuente
( ) := n TR ⋅VB tip
∆i
i sw := I L −
2
Frecuencia
fs
f t :=
2
f t = 5 × 10 4 Hz
Datos del MOSFET M3
IRFP264
R on := 1.75⋅ 75⋅
10 3 ⋅Ω
n sel := 7..
10 V ds = 250V
C oos := 140⋅
10 12 F
T on := 99⋅
10 9 s
Q gs := 210⋅
10 9 C
T off := 92⋅
10 9 s
STP40NS15
R on := 1.8⋅ 44⋅
10 3 ⋅Ω
n sel := 7
V ds = 150V
C oos := 380⋅
10 12 F
T on := 45⋅
10 9 s
Q gs := 100⋅
10 9 C
T off := 35⋅
10 9 s
249

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
PSMN020-150W
R on := 1.8⋅ 20⋅
10 − 3 ⋅Ω
n sel := 7
V ds = 150V
C oos := 854⋅
10 − 12 F
T on := 79⋅
10 − 9 s
Q gs := 227⋅
10 − 9 C
T off := 101⋅
10 − 9 s
PSMN030-150W
R on := 1.8⋅ 30⋅
10 − 3 ⋅Ω
n sel := 7
V ds = 150V
C oos := 140⋅
10 − 12 F
T on := 71⋅
10 − 9 s
Q gs := 98⋅
10 − 9 C
T off := 76⋅
10 − 9 s
IRFP360LC
R on := 1.75⋅ 200⋅
10 − 3 ⋅Ω
n sel := 11 V ds = 400V
C oos := 500⋅
10 − 12 F
T on := 75⋅
10 − 9 s
Q gs := 110⋅
10 − 9 C
T off := 50⋅
10 − 9 s
FQA35N40
R on := 1.8⋅ 80⋅
10 − 3 ⋅Ω
n sel := 15 V ds = 400V
C oos := 750⋅
10 − 12 F
T on := 360⋅
10 − 9 s
Q gs := 110⋅
10 − 9 C
T off := 190⋅
10 − 9 s
FDH34N40
R on := 1.8⋅ 106⋅
10 − 3 ⋅Ω
n sel := 11 V ds = 400V
C oos := 500⋅
10 − 12 F
T on := 72⋅
10 − 9 s
Q gs := 57⋅
10 − 9 C
T off := 58⋅
10 − 9 s
STW18NB40
R on := 1.8⋅ 190⋅
10 3 ⋅Ω
n sel := 11 V ds = 400V
C oos := 500⋅
10 12 F
T on := 14⋅
10 9 s
Q gs := 60⋅
10 9 C
T off := 15⋅
10 9 s
250

Anexo I
Pérdidas por conducción
R on
P on :=
mos
⋅( ) 2
I D3_6ef
P on = 11.423W
Pérdidas por Carga de la Puerta del MOSFET
P gs := mos⋅Q gs ⋅V gs ⋅fs
P gs = 0.18W
Pérdidas por "Capacitancia Parasita" en drenador-fuente
mos
P coos := ⋅C oos ⋅
2
( ) 2
n sel ⋅VB tip
⋅fs
P coos = 0.871W
Pérdidas por convivencia "Corriente-Tension" (switching losses)
P sw :=
( ) ⋅fs⋅( )
n sel ⋅VB tip
T on ⋅i sw
P sw = 1.414W
Pérdidas individuales de M3
P M3 := P on + P gs + P coos + P sw
P M3 = 13.888W
Pérdidas totales desde M3 a M6
( ) 4
P M3_6 := P on + P gs + P coos + P sw ⋅
P M3_6 = 55.553W
251

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
Pérdidas M7 - M10
Están representados diodos aunque en realidad son MOSFETs
MOSFETs en
Paralelo
Tensión
Puerta-Fuente
Tensión
Drenador-Fuente
Frecuencia
mos := 3
V gs := 15V
VB tip f t = 5 × 10 4 Hz
Corrientes en las
Conmutaciones
⎛
⎝
∆i
i sw := ⎜ I L −
2
⎞ ⎟⎠ ⋅n sel
Datos del MOSFET M7
FDB7045L
R on := 1.2⋅ 4.5⋅
10 3 ⋅Ω
n sel := 11 V ds = 30V
C oos := 1000⋅
10 12 F T on := 114⋅
10 9 s
Q gs := 50⋅
10 9 C
T off := 115⋅
10 9 s
ISL9N302AP3
R on := 1.25⋅ 3.6⋅
10 3 ⋅Ω
n sel := 11 V ds = 30V
C oos := 800⋅
10 12 F
T on := 67⋅
10 9 s
Q gs := 70⋅
10 9 C
T off := 19⋅
10 9 s
ISL9N302AS3ST
R on := 1.4⋅ 1.9⋅
10 3 ⋅Ω
n sel := 11 V ds = 30V
C oos := 2200⋅
10 12 F T on := 120⋅
10 9 s
Q gs := 200⋅
10 9 C
T off := 34⋅
10 9 s
Pérdidas por conducción
R on
P on := ⋅( I M7_10ef ) 2 P on = 7.174W
mos
Pérdidas por Carga de la Puerta del MOSFET
P gs := mos⋅Q gs ⋅V gs ⋅fs
P gs = 0.9W
252

Anexo I
Pérdidas por "Capacitancia Parasita" en drenador-fuente
mos
P coos := ⋅C oos ⋅( VB tip ) 2 ⋅fs
P coos = 0.048W
2
Pérdidas por convivencia "Corriente-Tension" (switching losses)
( ) fs⋅( )
P sw := VB tip ⋅ T on ⋅i sw
P sw = 12.119W
Pérdidas individuales de M7
P M7 := P on + P gs + P coos + P sw
P M3 = 13.888W
Pérdidas totales desde M7 a M10
( ) 4
P M7_10 := P on + P gs + P coos + P sw ⋅ P M7_10 = 80.96W
253

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
Transición Arranque-Normal modo elevador
( ) := d⋅n TR
Vc A VB, n TR , d
( ) := VB⋅
n TR
Vc VB, n TR , d
⋅VB
⋅
1
2 − d
Variación del
ciclo de trabajo
d := 0.01, 0.01 + 0.01..
2
( ) := Vc A ( VB, n TR , d) if 0 d
( , , d) if 1 d ≤
Vc T VB, n TR , d
Vc VB n TR
< ≤ 1
< 2
600
1
416V
400
Vc (V)
260V
200
0
0 0.5 1 1.5 2
d
.
.
.
254

Anexo II
Anexo II Hoja de cálculo Capítulo 4
PUENTE COMPLETO CON RECTIFICADOR
DOBLADOR DE CORRIENTE (MODO REDUCTOR)
Potencia de salida
Po := 500W
Tensiones de
operación
Control por desplazamiento de fase
Frecuencia de conmutación
1
fs := 100KHz T :=
fs
Relación de vueltas
Ns := 1
Np := 1..
9
Vc min := 260V VB min := 10V Vc tip := 400V
Vc max := 416V VB max := 16V VB tip := 12V
Vc := Vc min , Vc min + 40V..
Vc max
VB:=
VB min , VB min + 1V..
VB max
Nsel := 7
Ciclo de trabajo
d( Np, Vc,
VB)
:=
⎛
⎜
⎝
2⋅( VB)
Ns
Np
⎞ ⎟⎠ ⋅( Vc)
Nota: d = 1 = 180º = T/2 = φ
El filtro de salida solo ve como
un Buck en la entrada
1.2
1.03
Variación del ciclo de trabajo "d"
Nsel
( )
d Np , Vc 0.86
min
, VB max
( )
d Np , Vc min
, VB min
0.69
( )
d Np , Vc tip
, VB tip
0.51
0.34
0.17
0
0 2 4 6 8 10
Np
( ) = 0.42
d Nsel, Vc tip , VB tip
255

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
Corriente promedio
en cada bobina
Variación de la Inductancia en la Bobina
I L1 ( VB)
:=
Po
2⋅VB
Rizado Riz:= 1 ∆i( VB) := Riz⋅
I L1 ( VB)
L 1 ( Np, Vc,
VB)
:=
⎡
⎢
⎣
Vc⋅
⎛
⎜
⎝
Ns
Np
⎞ ⎟⎠
− VB ⋅
⎤ ⎥⎦ d Np Vc
∆i( VB)
T
( , , VB)
⋅
2
2
L X ( Np, Vc,
VB)
:= ⋅
Po
⎛
⎜
⎝
VB 2 −
VB3 ⋅ Np
Vc
⎞
⎟
⎠
1
⋅
fs
1 . 10 5
Nsel
( )
L 8 .10 6
1
Np , Vc max
, VB max
( )
L 1
Np , Vc min
, VB min
( )
L 1
Np , Vc tip
, VB tip
( )
6 . 10 6
L X
Np , Vc max
, VB max
4 . 10 6
2 .10 6
0 2 4 6 8 10
Np
NOTA: Cualquier rizado esta
considerado dentro de este valor de "L"
( ) 7.483 10 − 6
L 1 Nsel, Vc max , VB max =
× H
256

Anexo II
MODO ELEVADOR
El convertidor doblador de corriente funcionando en modo inverso, se comporta como
un convertidor Boost, pero con la diferencia de que se deben disparar los interruptores
con un ciclo de trabajo mayor ó igual al 50% para que exista flujo de energía desde VB
hacia el condensador Cc de salida.
Si queremos trabjar con ciclos de trabajo inferiores al 50% es necesario colocar dos
devanados auxiliares en las bobinas del converidor para que estas funciones como
convertidores Flyback independientes. Esto además es útil al momento de arrancar el
convertidor, ya que es posible arrancar desde tensión cero en el condensador y tener la
capacidad de regular la tensión de salida.
Funcionando con d >= 50% (Funcionamiento Normal)
Po = 500W fs = 1 × 10 5 Hz T = 1 × 10 − 5 s
Ciclo de trabajo
d( Np, Vc,
VB) := 1 −
Np
( VB)
⋅⎛
⎞
⎜ ⎟
⎝ Ns ⎠
Vc
Nota: d = 1 = 360º = T = 2 π
Para cada convertidor Boost
1
0.94
Nsel
( )
0.89
d Np , Vc max
, VB min
( )
0.83
d Np , Vc max
, VB max
( )
d Np , Vc tip
, VB tip
0.77
0.71
0.66
0.6
0 2 4 6 8 10
Np
( ) 0.79
d Nsel, Vc tip , VB tip =
257

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
Funcionando con d

Anexo II
Relación de Transformación en Flyback´s + Boost
Calculamos la relación de transformación en el convertidor Flyback para que nos de una
tensión de salida mayor o igual que VTR con ciclo de trabajo al 50%., con esto nos
aseguramos que en el momento que se produzca la transición de un modo Flyback+Boost
a modo Boost, la tensión en la salida será de valor adecuado.
Ciclo de trabajo
y tensión de
transición
d TR = 0.5
V TR ( Nsel,
VB tip ) = 168V
Vueltas Flyback para conseguir una transición adecuada en modo UP
⎛ Np ⎞
⎜ ⎟⎠
⎝ Ns
nF( Np)
:=
d TR
NOTA: es importante asegurar que la tensión en el diodo Flyback no valla a conducir en
modo reductor, para eso, se debe cumplir la siguiente condición: nF

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
Vueltas primario Nsel = 7
Vueltas Flyback
Vueltas Down
nF( Nsel) = 14
( ) floor( nF Down ( Nsel, Vc max , VB min ))
nF Down Nsel, Vc max , VB min :=
( ) = 8
nF Down Nsel, Vc max , VB min
nF( Np)
( )
nF Down
Np , Vc max
, VB min
( )
nF Down
Np , Vc tip
, VB tip
Igualamos vueltas nF
a la mas restrictivas
16
15
14
13
12
11
10
9
8
7
6
5
4
3
2
1
0
0 1 2 3 4 5 6 7 8
Np
( )
nF( Np) := nF Down Np, Vc max , VB min
nF( Np)
( )
nF Down
Np , Vc max
, VB min
12
11
10
9
8
7
6
5
4
3
2
1
0
0 1 2 3 4 5 6 7 8
Np
260

Anexo II
Nsel = 7
Arranque I
Variación de la tensión de salida en modo elevador
V FbkBoost ( Np, VB,
d)
:=
⎛
⎜
⎝
d := 0.01, 0.01 + 0.01..
0.98
2⋅VB⋅
d
1 − 2⋅d
nF( Np)
d
+ ⎞
Np ⎟⎠
Para d

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
Particularización de la ganancia del convertidor para nF = Np
en Tramo I del Arranque
(Convertidor Flyback con 2ble Ganancia)
Nsel = 7
d
V FbkBoost ( Np, VB,
d) := 2⋅VB⋅
Np⋅
Para d

Anexo II
Evaluación de la tensión de transición variando nF
NF := 5..
Nsel
V sal ( Np, NF, VB,
d)
:=
⎛
⎜
⎝
2⋅VB⋅
d
1 − 2⋅d
NF
+
d
Np
⎞ ⎟⎠
200
180
( )
V sal
Nsel, 5, VB tip
, d
( )
V sal
Nsel, 6, VB tip
, d
( )
V sal
Nsel, 7, VB tip
, d
( )
V sal
Nsel, 8, VB tip
, d
160
140
120
100
80
60
40
20
0
0 0.05 0.1 0.15 0.2 0.25 0.3 0.35 0.4 0.45 0.5
Nota: En la gráfica anterior, se aprecia que la máxima
tensión a la que se llega en la transición (d=50%), es
independiente de nF.
También, es observable que mientras nF sea mas
grande, la ganancia del convertidor en este tramo
de operación, será mayor.
d
263

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
TENSIONES
EN MOSFET
DOWN
UP FLYBACK
Np := 1..
9
Tensiones de bloqueo en Diodos y MOSFETS
V M5Down ( Np,
Vc) := Vc⋅
Ns
Np
1
V M5UP_FB ( Np, Vc,
VB) := VB + Vc⋅
nF( Np)
Nsel = 7
500
V M5Down ( Np , Vc max )
( )
V M5UP_FB
Np , Vc max
, VB max
400
300
200
Nsel
100
0
0 1.43 2.86 4.29 5.71 7.14 8.57 10
Np
Máxima tensión de bloqueo MOS
( ) 68V
V M5UP_FB Nsel, Vc max , VB max =
TENSION
EN DIODOS
UP FLYBACK
UP
nF( Np)
V DFB ( Np, Vc,
VB) := Vc + ⋅VB
1
V DUP ( Np, Vc,
VB) := Vc
Vc − ⎛
⎜ − VB⎞
⎟ nF Np
⎝ Np ⎠ ⋅ ( )
600
Nsel
( )
V DFB
Np , Vc max
, VB max
( )
V DUP
Np , Vc min
, VB max
( )
V DUP
Np , Vc max
, VB min
400
200
0
0 2 4 6 8 10
Np
CUIDADO: Si la tension se hace negativa,
significa que conduciría el diodo en modo
elevador despues del arranque y en modo
reductor, regresando energía a la entrada
( ) 0.667V
V DUP 6, Vc max , VB min =
264

Anexo II
Observaciones:
_ Es conveniente que Np sea de un valor en el que se pueda tener variación de la tensión de
salida desde 260V hasta 400V.
_ Para MOSFETs de BT, es conveniente que la tensión de bloqueo no pase de 100V para
poder seleccionarlos de baja resistencia en conducción (Np>=6 para MOS de 100V)
_ Para los Diodos, es conveniente no pasar de Np=7 para que se puedan utilizar de 600V
TENSION
EN DIODOS
UP FLYBACK
Down
V DFB ( Np, Vc,
VB) := Vc +
V DDown ( Np, Vc,
VB) := Vc −
( Np)
⋅VB
1
⎛
⎜
⎝
⎞ ⎟⎠ Np
Vc
− VB ⋅( )
Np
600
Nsel
( )
V DFB
Np , Vc tip
, VB tip
( )
V DDown
Np , Vc tip
, VB tip
400
200
0
0 2 4 6 8 10
Np
265

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
Puente completo con rectificador
Doblador de Corriente
Vc := 400V
VB:=
14V
Po := 500W
Tensión aplicada a
las bobinas
V L1 ( t) := ( Vc⋅
n − VB) if 0 < t ≤ d⋅
T 2
−VB
if d⋅
T < t ≤ T
2
Modo reductor
Control por desplazamiento de fase
1
T :=
fs
d :=
fs := 100KHz
2⋅VB
n⋅Vc
T = 1 × 10 − 5 s
d = 0.49
d⋅0.5
= 0.245
T
V L2 ( t) := −VB
if 0 < t ≤
2
( Vc⋅
n − VB)
if
T
−VB if ⎛
⎜ +
⎝ 2
Nota: d = 1 = 180º = T/2 = φ
El filtro de salida solo ve como
un Buck en la entrada
T
2
d⋅
T 2
< t
⎞ ⎟⎠
T
≤ ⎛
⎜ +
⎝ 2
< t ≤ T
Np := 7
Ns := 1
Ns
n :=
Np
d⋅
T 2
⎞ ⎟⎠
V L1
( t)
V L2
( t)
50
0
50
0 2 .10 6 4 .10 6 6 .10 6 8 .10 6
t
266

Anexo II
Recordemos la tensión
en una Bobina
V =
d
L⋅
i
d t
Cálculo de corrientes
I LA :=
Riz:=
1
Po
2⋅VB
I LA = 17.857A
∆i := Riz⋅
I LA
∆i = 17.857A
Corriente de pico
∆i
I pk := I LA +
2
L A := 7.483µH
I pk = 26.786A
NOTA : El valor de L1 se calcula en la hoja de estreses para todas las tensiones de
entrada y salida del convertidor resultando
Definición de las corrientes en el circuito
2⋅∆i
∆i
I 1 ( t)
:= ⋅t
+ I
d⋅T
LA −
2
2⋅∆i
I 4 ( t)
⎛ T
t − ⎞ ∆i
:= ⋅⎜
⎟⎠ + I
−∆i
I 2 ( t)
t d T d⋅T
⎝ 2 LA −
2
⎛ − ⋅ ⎞ ∆i
:=
⋅⎜
⎛ d
1 − ⎞
⎜ ⎟
⎝ 2 ⎠ ⋅T
2 ⎟⎠ + I LA +
⎝
2
−∆i T
I 5 ( t)
:=
⋅⎛
⎜ t − − d⋅
T ⎞
⎛ d
−∆i T
I 3 ( t)
⋅⎛
⎜ t − ⎞ ∆i
⎜ 1 − ⎞
⎟
:=
⎟⎠ + I
⎛ d
⎜ 1 − ⎞
⎟
⎝ 2 ⎠ ⋅T
⎝ 2 LA −
⎝ 2 ⎠ ⋅T
⎝ 2 2 ⎟⎠ + I LA +
2
∆i
2
Corriente en c/bobina
I L1 ( t) := I 1 ( t) if 0 < t ≤ d⋅
T 2
I 2 ( t) if d⋅
T < t ≤ T
2
Corriente Total de salida
T
I L2 ( t) := I 3 ( t) if 0 < t ≤
2
I 4 ( t)
I 5 ( t)
I LT ( t) := I L1 ( t) + I L2 ( t)
if
if
T
2
T
2
< t
T
≤ +
2
d⋅
T 2
+ d⋅
T < t ≤ T
2
50
I L1
( t)
I L2
( t)
I LT
( t)
40
30
20
10
0
0 2 .10 6 4 .10 6 6 .10 6 8 .10 6
t
267

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
T
T
1 ⌠
1 ⌠
I L1prom := ⋅⎮
I t
T L1 ( t)
d
I L1ef := ⋅⎮
I t
⌡
T L1 ( t) 2 d
⌡
0 0
I L1prom = 17.841A
I L1ef = 18.564A
T
T
1 ⌠
1 ⌠
I LTprom := ⋅⎮
I t
T LT ( t)
d
I LTef := ⋅⎮
I t
⌡
T LT ( t) 2 d
⌡
0 0
I LTprom = 35.721A
I LTef = 35.883A
Corriente en Rectificadores
I M5 ( t) := 0A if 0 < t ≤ d⋅
T I
2
M6 ( t) := I 1 ( t) + I 3 ( t)
if 0 < t ≤ d⋅
T 2
I 2 ( t) if d⋅
T 2
< t
I 2 ( t) + I 4 ( t)
if
I 2 ( t)
if
T
2
T
≤
2
T
2
< t
T
≤ +
2
+ d⋅
T < t ≤ T
2
d⋅
T 2
I 3 ( t) if d⋅
T 2
0A
I 5 ( t)
if
if
T
2
< t
T
2
< t
T
≤
2
T
≤ +
2
d⋅
T 2
+ d⋅
T < t ≤ T
2
60
48
I M5
( t)
I M6
( t)
36
24
12
0
0 2 .10 6 4 .10 6 6 .10 6 8 .10 6
t
T
T
1 ⌠
1 ⌠
I M5prom := ⋅⎮
I t
T M5 ( t)
d
I M5ef := ⋅⎮
I t
⌡
T M5 ( t) 2 d
⌡
0 0
I M5prom = 17.861A
I M5ef = 22.294A
268

Anexo II
Corriente que circula en cada rama del puente en primario
I M1 ( t) I 1 ( t) ⋅n
0 < t d T T
:= if ≤ ⋅
I
2
M3 ( t) := 0A if 0 < t ≤
2
0A if d⋅
T < t ≤ T
2
I 4 ( t) ⋅n
0A
if
if
T
2
T
2
< t
T
≤ +
2
+ d⋅
T < t ≤ T
2
d⋅
T 2
4
I M1
( t)
I M3
( t)
3.2
2.4
1.6
0.8
Po
Vc
0
0 2 .10 6 4 .10 6 6 .10 6 8 .10 6
t
T
T
1 ⌠
1 ⌠
I M1prom := ⋅⎮
I t
T M1 ( t)
d
I M1ef := ⋅⎮
⌡
T ⌡
0 0
I M1 ( t) 2 dt
I M1prom = 0.573A
I M1ef = 1.237A
Corriente que circula en primario del transformador modo Down
I Tp ( t) := I M1 ( t) − I M3 ( t)
5
I Tp
( t)
0
5
0 2 .10 6 4 .10 6 6 .10 6 8 .10 6
t
T
T
1 ⌠
1 ⌠
I Tpprom := ⋅⎮
I t
T Tp ( t)
d
I Tpef := ⋅⎮
I t
⌡
T Tp ( t) 2 d
⌡
0 0
I Tpprom = 0A
I Tpef = 1.749A
269

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
Corriente que circula en Secundario del transformador modo reductor
I Ts ( t)
:=
I Tp ( t)
n
30
18
I Ts
( t)
6
6
18
30
0 2 .10 6 4 .10 6 6 .10 6 8 .10 6
t
T
T
1 ⌠
1 ⌠
I Tsprom := ⋅⎮
I t
T Ts ( t)
d
I Tsef := ⋅⎮
I t
⌡
T Ts ( t) 2 d
⌡
0 0
I Tsprom = −1.355× 10 − 15 A
I Tsef = 12.981A
270

Anexo II
Corriente que el condensador de entrada deberá ser capaz de aportar
2
0.8
I Cc ( t) := −I M1 ( t)
− I M3 ( t)
+
Po
Vc
Po
Vc
I Cc
( t)
0.4
1.6
2.8
4
0 2 . 10 6 4 . 10 6 6 . 10 6 8 . 10 6
t
T
1 ⌠
I Ccprom := ⋅⎮
I t
T Cc ( t)
d
⌡ 0
I Ccprom = 0.104A
T
1 ⌠
I Ccef := ⋅⎮
I t
T Cc ( t) 2 d
⌡ 0
I Ccef = 1.326A
Rizado de tensión (%)
1
∆ Cc :=
100 Vc
∆ Cc = 4V
Cálculo de Capacitancia
T
⌠
1 ⎮ 2
Cc := ⋅⎮
∆ Cc ⎮
⌡
d⋅
T 2
I Cc ( t)
dt
Cc = 796.875× 10 − 9 F
Recordemos la tensión
en un condensador
V = 1 ⌠
⋅⎮
C ⌡
i dt
TOL
TOL :=
10000
Tolerancia
en el cálculo
t
1 ⌠
V Cc ( t)
:= ⋅⎮
I t
Cc Cc ( t)
d
⌡
0
Nota : puse el límite
superior a ojo
Ec. Rizado de tensión
en condensador
TOL := TOL⋅
10000
d⋅T
2
= 2.45× 10 − 6 s
271

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
4
2.2
d⋅T
2
T
2
I Cc
( t)
0.4
V Cc
( t)
1.4
3.2
5
0 2 . 10 6 4 . 10 6 6 . 10 6 8 . 10 6
t
Recordemos la tensión
Corriente en condensador de salida
en un condensador
V = 1 ⌠
⋅⎮
C ⌡
i dt
Rizado de tensión (%)
I CB ( t) := I LT ( t) − 2⋅I LA
I LA = 17.857A
1
∆ CB := ∆ CB = 0.14V
100 VB
Cálculo de Capacitancia
Ec. Rizado de tensión
en condensador
10
6
d⋅
T 4
( 1+
d) ⋅
T ⌠
1 ⎮ 4
CB := ⋅⎮
I CB ( t)
dt
∆ CB ⎮
⌡
d⋅
T 4
t
1 ⌠
V CB ( t)
:= ⋅⎮
I t
CB CB ( t)
d
⌡ 0
( 1+
d) ⋅
T 4
CB = 53.848× 10 − 6 F
I CB
( t)
V CB
( t) ⋅10
2
2
0
6
10
0 2 . 10 6 4 . 10 6 6 . 10 6 8 . 10 6
t
Corriente promedio y eficaz en condensador de salida
T
1 ⌠
I CBprom := ⋅⎮
I
T CB ( t)
dt
⌡ 0
I CBprom = 6.873× 10 − 3 A
T
1 ⌠
I CBef := ⋅⎮
I t
T CB ( t) 2 d
⌡ 0
I CBef = 3.494A
272

Anexo II
PÉRDIDAS EN SEMICONDUCTORES MODO REDUCTOR
IRFIB7N50A C oos := 97pF
t r := 35⋅
10 − 9 s
:= Q gs := 32⋅
10 − 9 C
t f := 28⋅
10 − 9 s
R on 1.8⋅( 0.52Ω )
SPA11N60C3 C oos := 40pF
t r := 5⋅10 − 9 s
:= Q gs := 45⋅
10 − 9 C
t f := 5⋅10 − 9 s
R on 1.8⋅( 0.34Ω )
Puente M1 - M4
MOS paralelo mos := 1 V gs := 15V V DS := Vc fs = 1 × 10 5 Hz
Datos del MOSFET
STP20NM60 C oos := 50pF
t r := 20⋅
10 − 9 s
:= Q gs := 39⋅
10 − 9 C
R on 1.8⋅( 0.25Ω )
t f := 11⋅
10 − 9 s
Conducción
R on
Pon M
mos I 2
:= ⋅ M1ef Pon M = 0.688W Pon M ⋅4
= 2.754W
mos
Capacidad Parásita
2
P Coos := ⋅C 2 oos ⋅V DS ⋅fs
P Coos = 0.4W P Coos ⋅4
= 1.6W
Carga de Puerta Pgs := mos⋅Q gs ⋅V gs ⋅fs
Pgs = 0.059W Pgs⋅4
= 0.234W
Conmutación
NOTA: 2 ON con I Mín y 2 off con I Máx en puente
1
Psw on := 2 2 ⋅ V DS⋅( I 1 ( 0s ) ⋅ n ) ⋅t r ⋅fs
⎡⎣
⎤⎦
Psw 1
off := ⎡
2 2 ⋅ V DS⋅⎛
I ⎛ 1 ⎜ d⋅
T ⎞
⎜ ⎟
⎝ ⎝ 2 ⎠ ⋅n
⎞
⎢
⎟⎠ ⋅t f ⋅fs⎤ ⎥⎦
⎣
Psw on = 1.02W
Psw off = 1.684W
Psw := Psw on + Psw off
Psw = 2.704W
P TM14 := Pon M ⋅4
+ Pgs⋅4
+ P Coos ⋅4
+ Psw
TOTALES M1-M4
P TM14 = 7.292W
Nota: las pérdidas por convivencia corriente tensión no se ven afectadas al colocar MOSFETs
en paralelo, ya que si la corriente disminuye para cada dispositivo, la suma de ellas da como
resultado como si ubiese sido solo un dispositivo
273

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
HUF75639P3 C oos := 350pF
t r := 60⋅
10 − 9 s
:= Q gs := 110⋅
10 − 9 C t f := 25⋅
10 − 9 s
R on 1.6⋅( 0.025Ω )
STP80NF10 C oos := 600pF
t r := 145⋅
10 − 9 s
R on
( 0.012Ω )
:= Q gs := 140⋅
10 − 9 C t f := 115⋅
10 − 9 s
Rectificadores M5 - M6
MOS paralelo mos := 5 V gs := 15V V DS := Vc⋅
n
fs = 1 × 10 5 Hz
Datos del MOSFET
V DS = 57.143V
STY140NS10 C oos := 2100pF
t r := 150⋅
10 − 9 s
R on
( 0.009Ω )
:= Q gs := 450⋅
10 − 9 C
t f := 170⋅
10 − 9 s
Conducción
R on
Pon M := ⋅
mos I M5ef 2 Pon M = 0.895W Pon M ⋅2
= 1.789W
mos
Capacidad Parásita
2
P Coos := ⋅C 2 oos ⋅V DS ⋅fs
P Coos = 1.714W P Coos ⋅2
= 3.429W
Carga de Puerta Pgs := mos⋅Q gs ⋅V gs ⋅fs
Pgs = 3.375W Pgs⋅2
= 6.75W
Conmutación
1
Psw on
2 V ⎛ ∆i ⎞
1
:= ⋅ DS⋅⎜
I LA + ⎟⋅t ⎝ 2 r ⋅fs
Psw off
⎠
2 V ⎛ ∆i ⎞
:= ⋅ DS⋅⎜
I LA − ⎟⎠ ⋅t ⎝ 2 f ⋅fs
Psw on = 11.48W
Psw off = 4.337W
Psw := Psw on + Psw off
Psw = 15.816W Psw⋅2
= 31.633W
TOTALES M5-M6
P TM56 := Pon M ⋅2
+ Pgs⋅2
+ P Coos ⋅2
+ Psw⋅2
P TM56 = 43.601W
Nota: las pérdidas por convivencia corriente tensión no se ven afectadas al colocar MOSFETs
en paralelo, ya que si la corriente disminuye para cada dispositivo, la suma de ellas da como
resultado como si ubiese sido solo un dispositivo
274

Anexo II
Modo Elevador
El convertidor doblador de corriente funcionando en modo inverso, se comporta como
un convertidor Boost, pero con la diferencia de que se deben disparar los interruptores
con un ciclo de trabajo mayor ó igual al 50% para que exista flujo de energía desde VB
hacia el condensador Cc de salida.
Si queremos trabjar con ciclos de trabajo inferiores al 50% es necesario colocar dos
devanados auxiliares en las bobinas del converidor para que estas funciones como
convertidores Flyback independientes. Esto además es útil al momento de arrancar el
convertidor, ya que es posible arrancar desde tensión cero en el condensador y tener la
capacidad de regular la tensión de salida.
Funcionando con d >= 50% (Funcionamiento Normal)
Vc := 400V
VB:=
14V
Po := 500W
Np
n1 :=
Ns
fs = 1 × 10 5 Hz
1
T :=
fs
Ciclo de trabajo en modo Boost
d := 1 −
VB⋅
n1
Vc
d = 0.755
Disparos en los interruptores
V gs5 ( t) := 1 if 0 ≤ t ≤ d⋅T
0 if d⋅T
< t ≤ T
V gs6 ( t) := 1 if
1
0 < t ⎛
⎜ d − ⎞
⎟
⎝ 2 ⎠ 0 ⎛ 1
⎜ d − ⎞
⎟
⎝ 2 ⎠ ⎛ T
if
≤ ⎞
⎜ ⎟⎠
⎝ 2
1 ⎛ T
if ⎞
⎜ ⎟⎠ < t ≤ T
⎝ 2
1.5
V gs5
( t)
V gs6
( t)
1.1
0.7
0.3
0.1
0
0.5
0 2 .10 6 4 .10 6 6 .10 6 8 .10 6
t
275

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
Tensión aplicada a las bobinas
V LA ( t) := VB if 0 ≤ t ≤ d⋅T
VB −
Vc if
n1
d⋅T
< t ≤ T
1
V LB ( t) := VB if 0 < t ≤ ⎛
⎜ d − ⎞
⎟
⎝ 2 ⎠ ⋅T
VB −
Vc ⎛ 1
d − ⎞
⎜ ⎟
n1 ⎝ 2 ⎠ ⋅T
≤ t ⎛ T
if
≤ ⎞
⎜
⎝ 2 ⎟⎠
T
VB if ⎛ ⎞
⎜
⎝ 2 ⎟⎠ < t ≤ T
V LA
( t)
V LB
( t)
30
14
2
18
34
0
50
0 2 .10 6 4 .10 6 6 .10 6 8 .10 6
t
Cálculo de corrientes
Corriente promedio
L A = 7.483× 10 − 6 H
Po
I LA :=
VB⋅
d⋅T
2⋅VB
∆i :=
∆i = 14.125A
L A
I Corriente de pico
LA = 17.857A
∆i
I Pk := I LA +
2
Definición de las corrientes en el circuito
I pk = 26.786A
∆i
∆i
I 1 ( t)
:= ⋅t
+ I
d⋅T
LA −
2
−∆i
∆i
I 2 ( t)
:= ⋅( t − d⋅T)
+ I
( 1 − d) ⋅T
LA +
2
∆i
I 3 ( t)
⎡t
⎛ 1
d − ⎞
⎢ ⎜ ⎟
d⋅T
⎣
−
⎝ 2 ⎠ ⋅T
⎤ ∆i
:= ⋅
⎥ + I
⎦ LA +
2
−∆i
1
I 4 ( t)
:= ⋅⎡t
⎛ d − ⎞
⎢ ⎜ ⎟
( 1 − d) ⋅T
⎣
−
⎝ 2 ⎠ ⋅T
⎤
⎥ + I LA +
⎦
∆i
I 5 ( t)
⎛ T
t − ⎞ ∆i
:= ⋅⎜
d⋅T
⎝ 2 ⎟⎠ + I LA −
2
Corriente en c/bobina
∆i
2
I L1 ( t) := I 1 ( t) if 0 ≤ t ≤ d⋅T
I 2 ( t) if d⋅T
≤ t ≤ T
I L2 ( t) := I 3 ( t) if
1
0 < t ⎛
⎜ d − ⎞
⎟
⎝ 2 ⎠ I 4 ( t) ⎛ 1
⎜ d − ⎞
⎟
⎝ 2 ⎠ ⎛ T
if
≤ ⎞
⎜
⎝ 2 ⎟⎠
I 5 ( t)
⎛ T
if ⎞
⎜ ⎟ < t ≤ T
⎝ 2 ⎠
276

Anexo II
Corriente Total
I LT ( t) := I L1 ( t) + I L2 ( t)
60
I L1
( t)
I L2
( t)
I LT
( t)
48
36
24
12
0
0 2 . 10 6 4 . 10 6 6 . 10 6 8 . 10 6
t
Corriente en Mosfet´s
1
I M5 ( t) := I 1 ( t) if 0 < t ≤ ⎛
⎜ d −
⎝ 2
1
I 1 ( t) + I 4 ( t)
if ⎛
⎜ d −
⎝ 2
T
I 1 ( t)
if ⎛ ⎞
⎜ ⎟ < t ≤ d⋅T
⎝ 2 ⎠
0A
if
d⋅T
< t ≤ T
⎞ ⎟⎠ ⋅T
⎞ ⎟⎠ ⋅T
≤ t
T
≤ ⎛ ⎞
⎜ ⎟
⎝ 2 ⎠
60
48
I M5
( t)
36
24
12
0
0 2 . 10 6 4 . 10 6 6 . 10 6 8 . 10 6
t
T
T
1 ⌠
1 ⌠
I M5prom := ⋅⎮
I t
T M5 ( t)
d
I M5ef := ⋅⎮
I t
⌡
T M5 ( t) 2 d
⌡
0 0
I M5prom = 17.86A
I M5ef = 22.106A
277

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
Corriente que cada Bobina hace circular por secundario del trasformador
I Cc1 ( t) := 0A if 0 < t ≤ d⋅T
I 2 ( t)
n1
if
d⋅T
< t ≤ T
1
I Cc2 ( t) := 0A if 0 < t ≤ ⎛
⎜ d − ⎞
⎝ 2 ⎟⎠ ⋅T
I 4 ( t)
⎛ 1
d − ⎞
⎜ ⎟
n1 ⎝ 2 ⎠ ⋅T
< t T
if
≤ ⎛ ⎞
⎜
⎝ 2 ⎟⎠
T
0A if ⎛ ⎞
⎜
⎝ 2 ⎟⎠ < t ≤ T
I Cc1
( t)
I Cc2
( t)
5
4
3
2
1
0
0 2 . 10 6 4 . 10 6 6 . 10 6 8 . 10 6
t
Po
Vc
T
T
1 ⌠
1 ⌠
I Cc1prom := ⋅⎮
I t
T Cc1 ( t)
d
I Cc1ef := ⋅⎮
I t
⌡
T Cc1 ( t) 2 d
⌡
0 0
I Cc1prom = 0.577A
I Cc1ef = 1.227A
Corriente que circula en secundario del transformador modo Boost
I Tp ( t) := I Cc2 ( t) − I Cc1 ( t)
5
I Tp
( t)
0
0
5
0 2 .10 6 4 .10 6 6 .10 6 8 .10 6
t
T
T
1 ⌠
1 ⌠
I Tpprom := ⋅⎮
I t
T Tp ( t)
d
I Tpef := ⋅⎮
I t
⌡
T Tp ( t) 2 d
⌡
0 0
I Tpprom = 0A
I Tpef = 1.736A
278

Anexo II
Corriente en condensador de salida
( )
I Cc ( t) := I Cc1 ( t) + I Cc2 ( t )
−
Po
Vc
I Cc
( t)
3
2
1
0
1
2
0 2 . 10 6 4 . 10 6 6 . 10 6 8 . 10 6
t
Po
Vc
0
Tolerancia
en el cálculo
T
TOL
T
1 ⌠
TOL := 1 ⌠
I
100
Ccef := ⋅⎮
I t
T Cc ( t) 2 d
I Ccprom := ⋅⎮
I t
T Cc ( t)
d
⌡
⌡
0 0
TOL := TOL⋅
100
I Ccprom = −0.05A
I Ccef = 1.301A
1
Rizado de tensión (%) ∆ Cc := 100 Vc
∆ Cc = 4V
Cálculo de Capacitancia
T
⌠
1 ⎮ 2
Cc := ⋅⎮
I Cc ( t)
dt
∆ Cc ⎮
⌡⎛
⎜d−
1 ⎞
⎟
⎝ 2 ⎠ ⋅T
Cc = 796.875× 10 − 9 F
279

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
Recordemos la tensión
en un condensador
V = 1 ⌠
⋅⎮
C ⌡
i dt
TOL
TOL :=
10000
V Cc ( t)
Tolerancia
en el cálculo
t
1 ⌠
:= ⋅⎮
I t
Cc Cc ( t)
d
Ec. Rizado de tensión
⌡
en condensador
0
TOL := TOL⋅
10000
5
3
⎛
⎜
⎝
d−
1 2
⎞
⎟
⎠ ⋅T
T
2
I Cc
( t)
V Cc
( t)
1
1
0
3
5
0 2 .10 6 4 .10 6 6 .10 6 8 .10 6
t
280

Anexo II
PÉRDIDAS EN SEMICONDUCTORES MODO ELEVADOR
IRFIB7N50A C oos := 97pF
t r := 35⋅
10 − 9 s
:= Q gs := 32⋅
10 − 9 C
t f := 28⋅
10 − 9 s
R on 1.8⋅( 0.52Ω )
Puente M1 - M4
STP20NM60 C oos := 50pF
t r := 20⋅
10 − 9 s
:= Q gs := 39⋅
10 − 9 C
t f := 11⋅
10 − 9 s
R on 1.8⋅( 0.25Ω )
MOS paralelo mos := 1 V gs := 15V V DS := Vc fs = 1 × 10 5 Hz
Datos del MOSFET
SPA11N60C3 C oos := 40pF
t r := 5⋅10 − 9 s
:= Q gs := 45⋅
10 − 9 C
R on 1.8⋅( 0.34Ω )
t f := 5⋅10 − 9 s
Conducción
R on
Pon M
mos I 2
:= ⋅ Cc1ef Pon M = 0.922W Pon M ⋅4
= 3.687W
mos
Capacidad Parásita
2
P Coos := ⋅C 2 oos ⋅V DS ⋅fs
P Coos = 0.32W P Coos ⋅4
= 1.28W
Carga de Puerta Pgs := mos⋅Q gs ⋅V gs ⋅fs
Pgs = 0.068W Pgs⋅4
= 0.27W
Conmutación
⎛
1 I 2 ( d⋅T)
Psw on ⋅
2 V 1
:= DS⋅⎜
⋅t n1 r ⋅fs
Psw off := ⋅
2 V DS⋅
⎝
⎞ ⎟⎠
Psw on = 0.356W
Psw off = 0.154W
⎛
⎜
⎝
I 2 ( T)
n1
⎞
⎟
⎠
⋅t f ⋅fs
Psw := Psw on + Psw off Psw = 0.51W Psw⋅4
= 2.041W
P TM14 := Pon M ⋅4
+ Pgs⋅4
+ P Coos ⋅4
+ Psw⋅4
TOTALES M1-M4
P TM14 = 7.278W
281

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
¿Uso de la rectificación Síncrona en modo elevador
En este apartado se valora cuantitativamente el uso o no de la rectificación síncrona en
los interruptores del puente completo (M1-M4) en modo elevador. Para hacer esta valoración,
es necesario conocer las características del diodo parásito que se encuentra en estos
MOSFETs. El cálculo de estas perdidas se hace con la tensión de caida en conduccion
directa del diodo multiplicada por la corriente promedio que circula a traves de él. Para
justificar el uso de la rectificacion síncrona en modo elevador, las pérdidas resultantes en
este modo al hacer conmutar los interruptores deben ser inferiores a las que se producen al
dejar conducir libremente a los diodos parásitos de los mismos.
Caida Forward en
diodo de M1-M4
V Fw := 1.5V
Corriente promedio
en Diodo parásito
I Cc1prom = 0.577A
Pérdidas por diodo
P didUP := V Fw ⋅I Cc1prom P didUP = 0.865W
Pérdidas Totales
por diodos
P didUP ⋅4
= 3.46W
Conclusión: obtenidos los resultados de las pérdidas que se producen al hacer conmutar los
MOFETs M1 a M4 (7.27W), y las pérdidas que se producen al dejar conducir el diodo
parásito (3.46W), se concluye que no es viable utilizar la Rectificación Síncrona. Lo que se
debe hacer, es dejar conducir libremente al diodo parásito del MOSFET, ó en su defecto
poner en paralelo un diodo de mejores prestaciones, es decir, de menor caida forward.
282

Anexo II
HUF75639P3 C oos := 350pF
t r := 60⋅
10 − 9 s
:= Q gs := 110⋅
10 − 9 C t f := 25⋅
10 − 9 s
R on 1.6⋅( 0.025Ω )
STP80NF10 C oos := 600pF
t r := 145⋅
10 − 9 s
R on
( 0.012Ω )
:= Q gs := 140⋅
10 − 9 C t f := 115⋅
10 − 9 s
Rectificadores M5 - M6
MOS paralelo mos := 1
Vc
V gs := 15V V DS :=
n1
fs = 1 × 10 5 Hz
Datos del MOSFET V DS = 57.143V
STY140NS10 C oos := 2100pF
t r := 150⋅
10 − 9 s
R on
( 0.009Ω )
:= Q gs := 450⋅
10 − 9 C
t f := 170⋅
10 − 9 s
Conducción
R on
Pon M := ⋅
mos I M5ef 2 Pon M = 4.398W Pon M ⋅2
= 8.796W
mos
Capacidad Parásita
2
P Coos := ⋅C 2 oos ⋅V DS ⋅fs
P Coos = 0.343W P Coos ⋅2
= 0.686W
Carga de Puerta Pgs := mos⋅Q gs ⋅V gs ⋅fs
Pgs = 0.675W Pgs⋅2
= 1.35W
Conmutación
1
Psw on
2 V 1
:= ⋅ DS⋅( I 2 ( T)
) ⋅t r ⋅fs
Psw off := ⋅
2 V DS⋅( I 2 ( d ⋅ T)
) ⋅t f ⋅fs
Psw on = 4.626W
Psw off = 12.104W
Psw := Psw on + Psw off
Psw = 16.73W Psw⋅2
= 33.46W
TOTALES M5-M6
P TM56 := Pon M ⋅2
+ Pgs⋅2
+ P Coos ⋅2
+ Psw⋅2
P TM56 = 44.292W
Nota: las pérdidas por convivencia corriente tensión no se ven afectadas al colocar MOSFETs
en paralelo, ya que si la corriente disminuye para cada dispositivo, la suma de ellas da como
resultado como si ubiese sido solo un dispositivo
283

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
Arranque del convertidor
Este convertidor tiene dos arranques distintos.
• El primero consiste en hacer fucncionar los dos convertidores de retroceso en paralelo, es
decir, con el mismo ciclo de trabajo y en fase.
• El otro consiste en hacer funcionar los dos convertidores desfasados 180º, y con el mismo
ciclo de trabajo, con lo que se obtiene un funcionamiento interesante, de modo retroceso y
modo elevador.
Convertidores de retroceso en fase
Realmente, el convertidor funciona como la asociación paralela de dos convertidores
de retroceso que operan cada uno con ciclo de trabajo dT, y que entregan energía al
condensador de slida Cc a través de los devanados auxiliares que están colocados en
cada una de las bobinas.
La tension de salida se varía hasta alcanzar la tensión deseada. Una vez que se
alcanza este valor de tensión, el convertidor pasa a operar como un puente completo.
Este convertidor se calcula como cualquier convertidor de retroceso normal, pero
dividiendo la potencia por dos para cada uno de ellos.
Vc := 400V
fs := 100KHz
VB:=
14V
Po := 500W
1
T :=
fs
T = 1 × 10 − 5 s
nF := Np
d :=
Vc
nF⋅VB
+ Vc
d = 0.803
Disparos de los MOSFETS M5 y M6
V gs5 ( t) := 1 if 0 ≤ t ≤
d⋅T
0 if d⋅T
< t ≤ T
V gs6 ( t) := 1 if 0 ≤ t ≤
d⋅T
0 if d⋅T
< t ≤ T
V gs5
( t)
V gs6
( t)
1.5
1.2
0.9
0.6
0.3
0
0 2 .10 6 4 .10 6 6 .10 6 8 .10 6
t
284

Anexo II
Tensión aplicada a las bobinas
V L1 ( t) := VB if 0 ≤ t ≤
Vc
−
nF
if
d⋅T
d⋅T
< t ≤ T
V L2 ( t) := VB if 0 ≤ t ≤
Vc
−
nF
if
d⋅T
d⋅T
< t ≤ T
60
V L1
( t)
V L2
( t)
36
12
12
36
0 2 .10 6 4 .10 6 6 .10 6 8 .10 6
60
t
Cálculo de corrientes
Inductancia magnetizante
L A = 7.483× 10 − 6 H
Corriente promedio
de salida c/ Fbk
I of :=
Po
2⋅Vc
I of = 0.625A
VB⋅
d⋅T
∆i :=
L A
Primario
I of
I maxfs :=
( 1 − d)
I maxfs = 3.176A
1
∆i s := ∆i⋅
nF
Secundario
Definición de las corrientes
I 1 ( t)
:=
∆i s ⋅nF
d⋅T
⋅t
+
I maxfs ⋅nF
−
∆i s ⋅nF
2
I 2 ( t)
−∆i s
:= ⋅( t − d⋅T)
+ I
( 1 − d) ⋅T
maxfs +
∆i s
2
285

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
Corriente en Mosfet y Diodo
I M5 ( t) := I 1 ( t) if 0 < t ≤ d⋅T
0A
if
d⋅T
< t ≤ T
I DF5 ( t) := 0A if 0 < t ≤ d⋅T
I 2 ( t) if d⋅T
< t ≤ T
I M6 ( t) := I 1 ( t) if 0 < t ≤ d⋅T
0A
if
d⋅T
< t ≤ T
I DF6 ( t) := 0A if 0 < t ≤ d⋅T
I 2 ( t) if d⋅T
< t ≤ T
50
I M5
( t)
I M6
( t)
40
30
20
10
0
0 2 . 10 6 4 . 10 6 6 . 10 6 8 . 10 6
t
6
I DF5
( t)
I DF6
( t)
4
2
0
0 2 .10 6 4 .10 6 6 .10 6 8 .10 6
t
T
1 ⌠
I M5prom := ⋅⎮
I t
T M5 ( t)
d
⌡ 0
I M5prom = 17.928A
T
1 ⌠
I DF5prom := ⋅⎮
I t
T DF5 ( t)
d
⌡ 0
I DF5prom = 0.614A
T
T
1 ⌠
I M5ef ⎮ I t
T M5 ( t) 2
1 ⌠
:= ⋅
d
I DF5ef := ⋅⎮
I t
⌡
T DF5 ( t) 2 d
⌡
0 0
I M5ef = 20.167A
I DF5ef = 1.419A
286

Anexo II
Cálculo del condendensador de entrada, Arranque modo elevador
Recordemos la tensión
en un condensador
V = 1 ⌠
⋅⎮
C ⌡
i dt
Rizado de tensión (%)
Corriente en condensador de entrada
I CB ( t)
:= Po
VB
− I M6 ( t)
− I M5 ( t)
1
∆ CB := ∆ CB = 0.14V
100 VB
Cálculo de Capacitancia
Ec. Rizado de tensión
en condensador
d⋅T
−1 ⌠
CB := ⋅⎮
I CB ( t)
dt
∆ CB ⎮
⌡ d⋅T
4.5
TOL
TOL :=
10000
t
1 ⌠
V CB ( t)
:= ⋅⎮
I t
CB CB ( t)
d
⌡ 0
Tolerancia
en el cálculo
CB = 539.465× 10 − 6 F
TOL := TOL⋅
10000
40
24
d⋅T
4.5
d⋅T
I CB
( t)
8
8
0
24
40
0 2 .10 6 4 .10 6 6 .10 6 8 .10 6
t
Corriente promedio y eficaz en condensador
T
1 ⌠
I CBprom := ⋅⎮
I
T CB ( t)
dt
⌡ 0
I CBprom = −0.141A
T
1 ⌠
I CBef := ⋅⎮
I t
T CB ( t) 2 d
⌡ 0
I CBef = 19.425A
287

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
0.12
d⋅T
4.5
d⋅T
V CB
( t)
0.04
0.04
0
0.12
0.2
0 2 . 10 6 4 . 10 6 6 . 10 6 8 . 10 6
t
Cálculo del condendensador de salida, Arranque modo elevador
Corriente en Condensador Cc debida a los Flyback's
( )
I Cc ( t) := I DF5 ( t) + I DF6 ( t )
Po
−
Vc
8
6
I Cc
( t)
4
2
0
0
2
0 2 . 10 6 4 . 10 6 6 . 10 6 8 . 10 6
t
Corriente promedio y eficaz en condensador
T
T
1 ⌠
1 ⌠
I Ccprom := ⋅⎮
I t
T Cc ( t)
d
I Ccef := ⋅⎮
I t
⌡
T Cc ( t) 2 d
⌡
0 0
I Ccprom = −0.022A
I Ccef = 2.558A
288

Anexo II
1
Rizado de tensión (%) ∆ Cc := 100 Vc
∆ Cc = 4V
Cálculo de Capacitancia
d⋅T
−1 ⌠
Cc := ⋅⎮
I Cc ( t)
dt
∆ Cc ⌡
0
Cc = 2.51× 10 − 6 F
Recordemos la tensión
en un condensador
V = 1 ⌠
⋅⎮
C ⌡
i dt
TOL
TOL :=
10000
V Cc ( t)
Tolerancia
en el cálculo
t
1 ⌠
:= ⋅⎮
I t
Cc Cc ( t)
d
Ec. Rizado de tensión
⌡
en condensador
0
TOL := TOL⋅
10000
0
0
1
V Cc
( t)
2
3
4
5
0 2 . 10 6 4 . 10 6 6 . 10 6 8 . 10 6
t
289

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
Convertidores de retroceso desfasados 180º
Arranque Retroceso-Elevador
En este arranque, la corriente sigue caminos distintos en diferentes intervalos, ya que
en determinados intervalos del período, la corriente es como la de un convertidor de
retroceso que va a través del diodo DF, y en otro intervalo va a través del transformador TR
como en un convertidor elevador con aislamiento. Este arranque termina cuando el ciclo de
trabajo alcanza el 50% en cada uno de los MOSFETS M5 y M6.
Vc := 98V
VB:=
14V
Po := 500W
Ciclo de trabajo
fs := 100KHz
1
T := T = 1 × 10 − 5 s
fs
d :=
Vc
nF
2VB
2Vc Vc
+ −
nF Np
d = 0.333
nF := Np
V gs5
( t)
V gs5 ( t) := 1 if 0 < t ≤ d⋅T
2
Disparos de los MOSFETS M5 y M6
0 if d⋅T
< t ≤ T
V gs6 ( t) := 1 if
1
0 < t ⎛
⎜ d − ⎞
⎟
⎝ 2 ⎠ 0 if ⎛ 1
⎜ d − ⎞
⎟
⎝ 2 ⎠ 1
2 1 if 1
2 ⎛ d 1
⎜ + ⎞
⎟
⎝ 2 ⎠ 0 if ⎛ 1
⎜ d + ⎞
⎟
⎝ 2 ⎠ V gs6
( t)
1
0
0 2.5 .10 6 5 .10 6 7.5 .10 6 1 .10 5
t
290

Anexo II
⎝
−⎛
⎜
⎝
Vc
nF
⎞ ⎟⎠
if
⎛
⎜
⎝
1
d +
2
Tensión aplicada a las bobinas
V L1 ( t) := VB if 0 ≤ t ≤ d⋅T
V L2 ( t) := ⎜ VB −
Vc
⎝ Np
⎛ Vc
−
⎞ 1
⎜ ⎟⎠ d⋅T
< t
⎝ nF
if ≤
2 ⋅T
Vc
−⎛
⎞
⎜ ⎟⎠
⎛
⎜ VB −
Vc
⎝ nF
if
⎞ 1
⎟⎠
Np 2 ⋅T
< t ⎛
d 1
if ≤ ⎜ +
⎞ ⎟⎠ ⋅T
1
⎝ 2
VB if
2 ⋅T
20
⎞ ⎟⎠ ⋅T
< t ≤ T
⎛
−
⎛
⎜
⎝
Vc
nF
⎞ ⎟⎠
if
⎞ ⎟⎠ if 0 ≤ t
d⋅T
< t
⎛
⎝
≤
d⋅T
≤ 1
2 ⋅T
< t d 1
≤ ⎜ +
2
⎛
⎜
⎝
1
d +
2
⎞ ⎟⎠ ⋅T
⎞ ⎟⎠ ⋅T
< t ≤ T
V L1
( t)
10
0
10
20
0
30
0 2 .10 6 4 .10 6 6 .10 6 8 .10 6
t
20
V L2
( t)
10
0
10
20
0
30
0 2 .10 6 4 .10 6 6 .10 6 8 .10 6
t
291

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
Cálculo de corrientes
Inductancia magnetizante
L A = 7.483× 10 − 6 H
Corriente promedio
de salida c/ Fbk
Corriente promedio
de entrada c/ Fbk
Po
I of :=
Vc
Po
I inf :=
VB
I of = 5.102A
I inf = 35.714A
Cálculo de incrementos de corrente
VB⋅
d⋅T
∆i 1 :=
L A
∆i 1 = 6.236A
d = 0.333
⎛ Vc⎞
⎜ ⎟
⎝ nF ⎠
⋅ ⎛ 1
− d⎞
⎜ ⎟
⎝ 2 ⎠ T
∆i 2 :=
L A
∆i 2 = 3.118A
⎛ VB −
Vc ⎞ 1
⎜ ⎟⋅⎛
− d⎞
⎜ ⎟⋅T
⎝ Np ⎠ ⎝ 2 ⎠
∆i 3 :=
L A
∆i 3 = 0A
Cálculo de las pendientes de las ecuaciones
⎛ ∆i 1 ⎞ ⎛ ∆i 1 ⎞
⎜ I inf + ⎟⎠
2
m ⎝
− ⎜ I inf − ⎟⎠
⎝ 2
1 :=
d⋅T
− 0
⎡⎛
∆i 1 ⎞ ⎤ ⎛ ∆i 1 ⎞
⎢⎜
I inf +
2
m ⎝
⎟ − ∆i
⎣ ⎠ 2 ⎥ − ⎜ I
⎦ inf + ⎟
⎝ 2 ⎠
2 :=
1
2 ⋅T
− d⋅T
⎡⎛
∆i 1 ⎞ ⎤ ⎡⎛
∆i 1 ⎞ ⎤
⎢⎜
I inf − ⎟⎠
2
m ⎝
+ ∆i 2 ⎥ − ⎢⎜
I inf + ⎟ − ∆i
⎣
⎦ ⎝ 2 2 ⎥
⎣ ⎠ ⎦
3 :=
⎛ 1
⎜ + d⎞ 1
⎝ 2 ⎟⎠ ⋅T
− ⎛
⎜
⎝ 2 T ⎞
⎟
⎠
⎛ ∆i 1 ⎞ ⎡⎛
∆i 1 ⎞ ⎤
⎜ I inf −
2
m ⎝
⎟ − ⎢⎜
I
⎠ inf − ⎟ + ∆i
⎣⎝
2 ⎠ 2 ⎥
⎦
4 :=
1
T − ⎛
⎜ + d⎞
⎟
⎝ 2 ⎠ ⋅T
m 1 1.871 10 6 A
= ×
s
m 2 −1.871
10 6 A
= ×
s
m 3 = 0 A s
m 4 −1.871×
10 6 A
=
s
292

Anexo II
∆i 1
I 1 ( t) := m 1 ⋅( t − 0)
+ ⎜ I inf −
2
∆i 1
I 2 ( t) := m 2 ⋅( t − d⋅T)
+ ⎜ I inf +
2
⎛
⎝
⎛
⎝
Definición de las corrientes
⎛
⎝
⎡⎛
⎢⎜
⎣⎝
⎞ ⎟⎠
⎞
⎟
⎠
⎞
⎟
⎠
1
∆i 1
I 3 ( t) := m 3 ⋅⎜
t −
2 T + I inf +
2
∆i 1
I 4 ( t) := m 4 ⋅( t − T)
+ ⎜ I inf −
2
⎞ ⎟⎠
⎛
⎝
⎞ ⎟⎠
⎤
⎥
⎦
− ∆i 2
Corriente magnetizante en la bobina para el Arranque II
I Lm ( t) := I 1 ( t) if 0 < t ≤ ( d⋅T)
I 2 ( t) if d⋅T
< t ≤
I 3 ( t)
I 4 ( t)
if
if
⎛
⎜
⎝
⎛
⎝
1
2 T
1
2 T < t 1
≤ ⎜
2
⎛
⎜
⎝
1
+ d
2
⎞ ⎟⎠ ⋅T
⎞
⎟
⎠
+ d
⎞ ⎟⎠ ⋅T
< t ≤ T
40
30
I Lm
( t)
20
10
0
0 2 . 10 6 4 . 10 6 6 . 10 6 8 . 10 6
t
293

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
Corriente en bobina L1 y diodo de retroceso DF1
I L1 ( t) := I 1 ( t) if 0 < t ≤ ( d⋅T)
I DF1 ( t) := 0A if 0 < t ≤ ( d⋅T)
0A
I 3 ( t)
0A
if
if
if
d⋅T
⎛
⎜
⎝
< t ≤
⎛
⎜
⎝
1
2 T
⎛
⎝
1
2 T < t ≤ 1
⎜
2
1
+ d
2
⎞ ⎟⎠ ⋅T
⎞ ⎟⎠
⎞
⎟
+ d
⎠ ⋅T
< t ≤ T
I 2 ( t) if d⋅T
< t ≤
0A
I 4 ( t)
if
⎛
⎝
⎞
⎟ ⋅
⎛
⎜
⎝
1
2 T < t 1
≤ ⎜
2
if
⎛
⎜
⎝
1
+ d
2 ⎠ T
1
2 T
⎞
⎟
⎠
+ d
⎞ ⎟⎠ ⋅T
< t ≤ T
40
I L1
( t)
30
I DF1
( t)
20
10
0
0 2 .10 6 4 .10 6 6 .10 6 8 .10 6
t
El arranque finaliza cuando se alcanza el 50% del ciclo de trabajo, por esta razon, en las
especificaciones que se dan para este arranque, no se coloca 400V, ya que en el arraqnue
nunca se alcanza este valor. Dependiendo de la tensión de salida que se desee, las formas
de onda de las corrientes modifican sus pendientes.
294

Anexo III
Anexo III Esquemáticos y lista de componentes
de los convertidores diseñados
Convertidor Reductor Puente Completo al 50% (Capítulo 3)
Esquema eléctrico de potencia
M1
L
Vgs3
Vgs5
Vgs7
Vgs9
C1
C2
Vgs1
Vgs2
C5
M3
M5
T M7 M9
C3
C4
M2
Vgs11
M11
Vgs4
Vgs6
Vgs8
Vgs10
M4
M6
M8
M10
Lista de componentes
Nombre Descripción Observación
M1 , M2 IRFP460 -
M3 - M6 IRFP360 -
M7 - M10 SP60N06 -
M11 IRFP460 -
C1 1uF, 600V Electrolítico
C2 1nF, 600V Cerámico
C3 94uF, 35V 2 X 47uF
C4 1uF, 35V Cerámico
C5 1uF, 600V Cerámico
L
488uH
E55/28/21 - 3C80 - GAP = 1,15mm, 36
vueltas 14AWG
T E65/32/27 - 3C80
11 vueltas primario 14AWG; 1 vuelta
secundario pletina de cobre 0,5mm
295

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
Placas de potencia del Convertidor Reductor Puente Completo al 50%
Cara superior
296

Anexo III
Cara inferior
297

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
Convertidor Puente completo con rectificador doblador de corriente (Capítulo 4)
Esquema eléctrico de potencia
0
D5
T1
Vgs1
Vgs3
0
D6
TR
M1
D1
M3
D3
C2
C1
C3
C4
T2
Vgs5
Vgs6
Vgs2
Vgs4
M5
M6
M2
D2
M4
D4
0
Lista de componentes
Nombre Descripción Observación
M1 - M4 STP20NM60 -
M5 - M6 HUF75639P3 3 EN PARALELO POR CADA RAMA
D1 - D4 MUR460 -
D5 - D6 MUR860 -
C1 1uF, 600V Electrolítico
C2 1nF, 600V Cerámico
C3 94uF, 35V 2 X 47uF
C4 1uF, 35V Cerámico
T1 , T2
TR
7,5uH
E42/21/15 - 3C85
Kool Mu 77083A7, Rel (1:7), Primario =
10 vueltas 3 paralelo litz 400 X 0,07mm;
Secundario = 70 vueltas 0,75mm
Rel (7:1), Primario = 42 vueltas 0,75mm;
Secundario = 6 vueltas con 7 en paralelo
y 0,75mm
298

Anexo III
Placa de potencia del Convertidor Puente completo con rectificador doblador de
corriente
Placa inferior
299

Estudio y análisis de soluciones topológicas de convertidores CC-CC bidireccionales para su
aplicación en vehículos híbridos
Placa superior
300