ENLACE POR SATÉLITE EN BANDA Ka PARA ESTUDIOS DE ...

ENLACE POR SATÉLITE EN BANDA KaPARA ESTUDIOS DE PROPAGACIÓNJosé Manuel Mostaza Tavira, José Manuel Riera Salís, José Luis Besada SanmartínDepartamento de Señales, Sistemas y RadiocomunicacionesE.T.S.I. de Telecomunicación, Universidad Politécnica de Madrid,Ciudad Universitaria s/n, 28040 Madridriera@grc.ssr.upm.esAbstract–A Ka-band experimental satellite-link is beingdesigned, within a complex propagation experiment, inorder to study the main temporal dynamic aspects ofsignal fades, mainly because of rain attenuation. Aterrestrial radio-link at a millimeter frecuency of 38 GHzis already developed, to operate together with thissatellite-link. Thus, the influence of the elevation angleon fade dynamics can be analized.I. INTRODUCCIÓNLos estudios de propagación en ondas milimétricasvienen siendo, desde hace muchos años, un interesantecampo de investigación para el grupo de radiocomunicaciónde la E.T.S.I. de Telecomunicación de Madrid. El últimoexperimento de propagación llevado a cabo ha consistido enel desarrollo de un radioenlace terrenal a 38 GHz [1], con elpropósito de caracterizar distintos aspectos de dinámicatemporal de los desvanecimientos de señal.A fin de realizar un estudio más completo del citadoexperimento, se ha iniciado el diseño e implementación deun enlace por satélite en banda Ka. La motivación dedesarrollar este enlace, para operar en paralelo con elradioenlace terrenal, es poder analizar la influencia delángulo de elevación sobre la dinámica temporal de losdesvanecimientos.Para diseñar el enlace, en un primer momento, se pensóen hacer uso de la baliza que proporcionaría el satélitefrancés Stentor. Sin embargo, su lanzamiento fallido, supusola elección de otro satélite, concretamente del satéliteEutelsat Hot-Bird 6, que proporciona una baliza en banda Kade 19,701 GHz.Se prevé que el enlace esté operativo a finales delpresente año, de manera que se encuentre funcionandoininterrumpidamente, junto con el radioenlace terrenal,durante al menos dos años. Después de la recogida yalmacenamiento de las muestras de señal recibidas, seprocederá a su procesamiento, con el objetivo mencionadode caracterizar estadísticamente diferentes aspectos dedinámica temporal (duraciones, pendiente de atenuación,periodicidad, etc) de los desvanecimientos sufridos por laseñal recibida.El estudio de las características dinámicas de los eventosde atenuación en el canal de propagación, resulta de graninterés actual para la evaluación de medidas de mitigaciónde desvanecimientos (FMT, Fade Mitigation Techniques).El uso de estas técnicas en sistemas radio inteligentespermitirá un incremento en las prestaciones del sistema, talescomo disponibilidad del enlace, calidad de servicio ocapacidad de transmisión. Los resultados que se obtengandel experimento de propagación que estamos abordandoserán de gran utilidad para el diseño de estos novedosossistemas de telecomunicación.II. DISEÑO DEL ENLACEEl análisis de potencias de señal y ruido que se va allevar a cabo (balance de enlace), permitirá determinar elmargen dinámico de medida disponible, para el satélite y laestación receptora considerados, de manera que se puedaconcluir sobre la viabilidad del enlace.La PIRE de la señal de baliza que transmite el satéliteEutelsat-HB6 tiene un valor nominal de 9 dBW. Laspérdidas de espacio libre, para el valor frecuencial de19,701 GHz de la baliza y una distancia de 38000 Km,resultan ser de 209,9 dB.En la estación receptora, para construir la antena, se va ahacer uso de un reflector parabólico de 1,2 m de diámetro,véase apartado III, disponible de un anterior experimento a49,5 GHz con el satélite Italsat-F1. La ganancia responde ala siguiente expresión:Grx = 10·log(η) + 20·log(π·D/λ) (1)Si tenemos en cuenta que λ=c/f, se deduce fácilmenteque la ganancia a la frecuencia de interés puede obtenerse apartir del valor de ganancia conocido a otra frecuencia (f2)tal como sigue:Grx (f1) = Grx (f2) + 20·log(f1/f2) (2)Así, considerando que la ganancia de la antena receptorapara el satélite Italsat es de Grx (49,5 GHz) = 53 dBi, obtenemosque para el enlace que nos ocupa con el satélite de Eutelsat,la ganancia será: Grx (19,7 GHz) = 45 dBi.

Considerando unas pérdidas para el acoplador colocadoen la antena receptora de valor Lgo = 1 dB, se obtiene,en condiciones de ausencia de desvanecimientos, un valornominal de potencia recibida de:P R = PIRE – Lfs + Grx – Lgo = -156,9 dBW (3)El nivel de ruido en la entrada del receptor lo podemoscalcular a partir de la temperatura equivalente, que paranuestro diseño, como se deduce del diagrama de bloques dela unidad exterior expuesto en el apartado III, es:Tsis ≅ Tant/lgo + ((lgo-1)/lgo)·T 0 + T LNA (4)La temperatura de ruido del LNA que vamos aconsiderar tiene un valor de T LNA = 150 K. Para latemperatura de ruido captada por la antena, se asume Tant =270 K en condiciones de lluvia intensa. Con ello, se obtieneque la temperatura equivalente de ruido del sistema resultaser de Tsis = 425 K. Por tanto, la densidad espectral de ruidoes: N 0 = -202,3 dBW/Hz.A partir del valor de potencia nominal recibida quehallamos anteriormente, obtenemos que la relación portadoraa densidad espectral de ruido tiene un valor de C/N 0 =45,4 dBHz. Si tenemos en cuenta ahora que el umbral deC/N 0 del receptor digital es de 30 dBHz, el margen dinámicode medida resultante es: M D = 15,4 dB.A priori, parece que el margen de medida calculado esbastante pequeño y que pudiera ser insuficiente para nuestraaplicación, donde un margen dinámico típico suele estar entorno a los 25 ó 30 dB. En el caso de que el porcentaje detiempo durante el cual el enlace esté cortado seasignificativo, que a continuación calcularemos para decidirla viabilidad del enlace, habrá que incrementar el margenmediante el empleo de otra antena con mayor ganancia, yreduciendo el nivel de ruido con un LNA de más altasprestaciones, todo ello asumiendo el encarecimiento queconlleva.El modelo de predicción que vamos a usar para estimarel porcentaje de tiempo que estará cortado el enlace a causade desvanecimientos por precipitaciones, o lo que es lomismo, la indisponibilidad del enlace, es el método de laRec. 618 del UIT-R [2]. En la Fig. 1 puede verse la curva depredicción que resulta al aplicar este método con losparámetros de nuestro enlace.El porcentaje de tiempo de indisponibilidad que suele serespecificado por los operadores para sistemas con este tipode enlace es típicamente del 0,01 % (GOS = 99,99 %).Por ello, para analizar la viabilidad del enlace diseñado,podemos tomar como criterio disponer de un margen demedida suficientemente superior al umbral de atenuaciónexcedida en dicho porcentaje de tiempo. Observamos en laFig. 1 que para el 0,01 % del tiempo el umbral de atenuacióncorresponde a 7,7 dB. Por lo tanto, como el margen demedida disponible es de 15,4 dB, queda asegurado el diseñorealizado. La indisponibilidad del enlace que obtenemos esdel 0,0014 %.III. DISEÑO DE LA ESTACIÓN RECEPTORAEl equipamiento de la estación receptora está dividido endos grandes unidades. La primera es una unidad exterior,que denominaremos cabezal de RF, ubicada en la propiaestructura de la antena, formada por todos los elementos deradiofrecuencia. El otro conjunto de elementos, que secorresponde con los distintos bloques de FI y el receptordigital de medida, forman la unidad interior de la estaciónreceptora, estando instalados todos ellos en un puesto dellaboratorio. A continuación se detallan los diagramas debloques que constituyen el diseño de la estación, haciendohincapié en la funcionalidad de cada bloque, así como de susprincipales características técnicas.A. Cabezal de RadiofrecuenciaEl cabezal de RF que se ha diseñado está formado por unconjunto reducido de componentes, presentando laestructura que se ha representado en la Fig. 2.18Predicción de Atenuación por Lluvia (UIT-R Rec. 618)16FUENTEDE RUIDOAtenuación excedida (dB)141210864ACOPLADORLNARFLNARFFI12010 -3 10 -2 10 -1 10 0 10 1Porcentaje de tiempo (%)OSCILADORRFREFOCXOFig. 1. Curva de atenuación excedida en función del porcentaje detiempo siguiendo el método de predicción Rec.618 del UIT-R.Fig. 2. Diagrama de bloques del cabezal de RF.

Las funciones principales del cabezal de radiofrecuenciason captar la baliza del satélite, amplificar el nivel de señal,y realizar la conversión de frecuencias a la frecuenciaintermedia FI1. Con ello se consigue acondicionar laportadora captada al nivel de señal y frecuencia propiciospara su introducción en los cables de bajada hacia la unidadinterior que completa la estación receptora.La antena de recepción empleada está constituida por dosreflectores parabólicos y una bocina dispuestos según unaconfiguración de tipo Cassegrain centrada. Como ya se hamencionado en el apartado II, el diámetro del reflectorprincipal es de 1,2 m, y la ganancia de 45 dBi. La eficienciaglobal teórica, η, es superior al 80 %. Por otra parte, laanchura de haz del lóbulo principal a 3 dB en elevación Ω E ,y acimut Ω A , es de aproximadamente 0,5º. La polarización,en este caso lineal, que se ha requerido fijar es la horizontal.Tras la antena, acoplado a la propia bocina por medio deun codo en guía de onda, tenemos un acoplador direccionalde 20 dB con tres puertos. Al puerto del brazo secundario seha conectado una fuente de ruido, que se va a usar para elradiómetro que veremos posteriormente en la unidadinterior, siendo su misión generar ruido a una temperatura dereferencia conocida. El ruido generado cubre la banda de18 a 26.5 GHz y posee una relación ENR de 25 dB.A la salida del acoplador va directamente conectado unamplificador de bajo ruido con entrada en guía de onda ysalida coaxial. Este LNA cubre la banda de 18 a 26 GHz,tiene una ganancia mínima nominal de 35 dB, una figura deruido máxima de 1,8 dB, y un punto de compresión de 1 dBreferido a la salida de 8 dBm.El siguiente bloque, formado por el mezclador y eloscilador de RF, realiza la conversión de frecuencias de RF,19,701 GHz, a la frecuencia intermedia FI1 de 470 MHz.Con el fin de reducir a la mitad el nivel de ruido tras laconversión, se va a hacer uso de un mezclador con rechazode imagen. Las pérdidas de conversión especificadas tienenun valor nominal máximo de 12 dB. El oscilador de RF esun oscilador de cavidad enganchado en fase, sintonizado auna frecuencia de 20,171 GHz. La señal de referenciarequerida la obtendremos a partir de un oscilador OCXO(‘Oven Controlled Crystal Oscillator’), para conseguir unaalta estabilidad con la temperatura y un bajo ruido de fase.El último elemento del cabezal de RF, conectado a lasalida del mezclador, es otro amplificador LNA. Esteamplificador cubre la banda de frecuencias de 0,2 a 2 GHz,tiene una ganancia mínima nominal de 35 dB, una figura deruido máxima de 0,8 dB, y un punto de compresión de 1 dBreferido a la salida de 10 dBm.B. Unidad interior de la estación receptoraLa unidad interior de la estación la forman los módulosque se van a ubicar en el puesto del laboratorio. Laestructura diseñada, así como la conexión entre los distintosmódulos, puede verse en la Fig. 3.FI1F.P.B.SPLITTERRADIÓMETROFI2FI2RS-232F.P.B.Rx. DIG.PCFig. 3. Diagrama de bloques de la unidad interior de recepción.La señal de entrada en FI1, que llega a través de loscables de bajada desde el cabezal de RF, es filtrada por unfiltro paso banda que tiene como objetivos limitar la bandade ruido y filtrar la banda imagen de la conversión defrecuencia a FI2. El splitter que sigue al filtro permiteintroducir señal a la entrada del radiómetro, sin afectar alresto de la cadena de recepción. La estructura interna delradiómetro se verá con detalle en el próximo apartado.El siguiente bloque de la cadena de recepción es elconversor de frecuencia a FI2, constituido por un mezcladory un oscilador local de 400 MHz. Esta frecuencia deoscilador, en modo inferior, se ha elegido para obtener unafrecuencia intermedia de 70 MHz.La señal en frecuencia intermedia FI2 es filtrada por unfiltro paso banda cuya misión principal, además de eliminarruido, es el filtrado de los productos espurios de laconversión de frecuencia. No se requiere la implementaciónen este punto de un filtro demasiado complejo ya que losfiltros que incorpora el receptor digital a su entradaefectuarán un filtrado muy selectivo. Por otro lado, la señalen FI2 es amplificada hasta alcanzar un nivel suficiente paraatacar al receptor. El nivel máximo de potencia de entradaque admite el receptor digital es de -10 dBm.El receptor digital que se pretende utilizar, disponible deexperimentos anteriores [3], tiene como funcionesprincipales detectar las señales en frecuencia intermedia de70 MHz (FI2), enganchar la portadora con un PLL digital,realizar las medidas correspondientes de amplitud, y entregarlos resultados de las medidas al PC. Entre sus característicastécnicas destacamos que la relación C/N 0 tiene un valormínimo de 30 dBHz, que el ancho de banda del PLL es de50 Hz, y que la frecuencia de medida de amplitud, o lo quees lo mismo, de salida de datos es de 18,66 Hz. Lacomunicación entre el receptor digital y el PC se establece através de una conexión serie RS-232. Esta conexión esbidireccional, permitiendo el control del receptor desde elordenador. Los datos de salida del receptor digital seentregan al PC, a través de esta conexión serie, para efectuarsu almacenamiento en memoria.OL

C. Diseño del radiómetroLa razón de implementar un radiómetro en elexperimento que nos ocupa es poder realizar posteriormente,en la fase de procesamiento, la calibración de la señalrecibida. Con el radiómetro obtendremos una estimación delvalor de temperatura de ruido captada por la antena de laestación receptora, tal como analizaremos de forma teóricamás adelante.El tipo de radiómetro elegido es una variante mejoradadel radiómetro de potencia total [4]. La modificaciónefectuada consiste en la adición de una fuente de ruido através un acoplador direccional, tal como se vio en la Fig. 2,para generar un tren de pulsos de ruido con muy bajafrecuencia mediante una conmutación ‘on’ - ‘off’ sobre laalimentación de la fuente de ruido. El motivo de usar esteradiómetro en lugar del radiómetro básico de potencia totales evitar la inestabilidad debida a fluctuaciones de laganancia de la cadena de recepción sobre la calibraciónde la señal recibida.La estructura interna del radiómetro, representado por unúnico bloque en el diagrama de la Fig. 3, puede verse en laFig. 4. Los elementos que forman dicho bloque interno sonun amplificador, un filtro paso banda, un detector cuadráticoy un integrador. La salida del radiómetro proporcionará unatensión continua V out proporcional a la potencia de ruidopresente a la entrada. A través de un amplificador de DC, seacondicionará esta señal de salida para llevarla a una tarjetade adquisición de datos que efectúe el muestreo y realice latransmisión de las muestras al PC, vía puerto serie, pararealizar su almacenamiento en memoria.Si evaluamos la relación entre los valores de tensiónV 1 y V 2 , presentados en las ecuaciones (5) y (6)respectivamente, llegamos a que la temperatura de ruidocaptada por la antena es:Tant=T 0 –l·(T 0 +Trx)+(l/100)·(V 1 Tref–V 2 T 0 )/(V 2 –V 1 ) (7)Analizando la expresión obtenida comprobamos que laprecisión que alcanzamos es muy buena, ya que se haeliminado la dependencia de la ganancia, y las fluctuacionesde la temperatura de ruido del radiómetro tienen un pesomuy pequeño. Para conseguir una precisión absoluta seríapreciso recurrir a otro tipo de radiómetro, como es elradiómetro de inyección de ruido [4], basado en un bucle decontrol con una fuente de ruido variable actuando sobre unradiómetro de Dicke. Sin embargo, para nuestra aplicación,la mejora que supondría este sofisticado radiómetro no sejustifica con el incremento de coste y de complejidad queconllevaría su implementación.IV. CONCLUSIONESSe han expuesto en el presente artículo los distintosaspectos del diseño de un enlace experimental a19,701 GHz, con el satélite Eutelsat Hot-Bird 6, que formaparte de un experimento de propagación conjunto con unradioenlace terrenal a 38 GHz. Con ello, se caracterizará ladinámica temporal de los desvanecimientos de señal paraambos tipos de sistemas, pudiéndose analizar el efecto delángulo de elevación. Los resultados que se consigan serán degran interés para los futuros sistemas que usen medidas demitigación de los desvanecimientos (FMT).InF.P.B. X²Fig. 4. Estructura de bloques del radiómetro.∫VoutAGRADECIMIENTOSLos autores hacen constar su agradecimiento a lafinanciación del proyecto TIC2001-3701-C02-02 por partedel Plan Nacional de Investigación Científica, Desarrollo eInnovación Tecnológica (I+D+I) del Ministerio de Ciencia yTecnología.A partir de los valores de tensión de salida que nos daráel radiómetro, V 1 cuando la fuente de ruido esté en ‘off’, yV 2 cuando esté en estado ‘on’, podremos determinar el valorde la temperatura de ruido que capta la antena. Los valoresde V 1 y V 2 que tenemos para el radiómetro diseñado, vienendados los por las siguientes expresiones:V 1 = C·G (Tant/l + Trx + T 0 /100 + T 0·(l-1)/l) (5)V 2 = C·G (Tref/100 + Tant/l + Trx + T 0·(l-1)/l) (6)donde C es una constante, l la pérdida introducida por elacoplador en el camino directo, Tant la temperatura de ruidocaptada por la antena, Tref la temperatura de ruido dereferencia que genera la fuente de ruido, Trx la temperaturade ruido que introduce el radiómetro y T 0 es 290 K.REFERENCIAS[1] J.M. Mostaza Tavira, J.M. Riera Salís, “Radioenlace Terrenalpara Experimentos de Propagación a 38 GHz”, Actas delXVIII-Simposium Nacional de URSI, La Coruña, Sept. 2003.[2] UIT-R Rec. P.618-7, “Datos de Propagación y Métodos dePredicción Necesarios para el Diseño de Sistemas deTelecomunicación Tierra-Espacio”, UIT, Ginebra, 2001.[3] Kifah Hasan Al-Ansari, Tesis doctoral: “Construcción de unaEstación Receptora a 50 GHz y su Aplicación al EstudioExperimental de la Atenuación por Gases y Nubes en TrayectoInclinado”. ETSIT, UPM, 2002.[4] Neils Skou, “Microwave Radiometer Systems: Design &Analysis”. Artech House, 1989.