Diseño Didáctico de Convertidores CD-CA - Facultad de Ciencias

Diseño Didáctico de Convertidores CD-CA
(a): Inversor Monofásico.
Gabriel Luna Mejía, Gregorio Moctezuma Jiménez, Abraham Mendoza Delgado y Daniel U.
Campos-Delgado, Member, IEEE.
Resumen— En este artículo se presenta un diseño didáctico de
un inversor monofásico unipolar con modulación senoidal de
ancho de pulso SPWM (convertidor CD-CA). El objetivo
principal de este convertidor es que el estudiante de ingeniería
pueda implementarlo y analizarlo con conocimientos básicos de
electrónica, tales como configuraciones de amplificadores
operacionales, BJT’s, circuitos lógicos, generadores de funciones
y principios básicos de dispositivos semiconductores. El inversor
se construyó por bloques: generación de señales portadora y
moduladora, comparación PWM, generación de tiempo muerto,
etapa de acoplamiento y circuito de potencia. En el artículo se
detalla cada etapa y se presentan pruebas experimentales del
circuito implementado.
Índices—Electrónica de Potencia, Convertidor CD-CA,
Instrumentación Electrónica.
I. INTRODUCCIÓN
a electrónica de potencia ha evolucionado de manera
Lacelerada
en los últimos 20 años. El desarrollo de
elementos semiconductores de potencia ha propiciado
que se puedan realizar conversiones de energía de manera
eficiente y a niveles altos de potencia. Todo esto ha ayudado a
satisfacer las necesidades crecientes de las aplicaciones
industriales. Por todo esto, la electrónica de potencia ya es una
materia básica en las carreras de licenciatura con enfoque en
la electrónica. Así, los diferentes métodos de conversión de
energía CA-CD, CD-CD, CA-CA, CD-CA son analizados y
estudiados [1], [2]. Los inversores (convertidores CD-CA) son
circuitos de potencia que permiten la conversión de corriente
directa en corriente alterna. Idealmente un inversor debe tener
una fuente de alimentación de CD y proveer a su salida un
voltaje senoidal puro a la frecuencia y magnitud deseada.
Estos convertidores basan su funcionamiento en la
conmutación sincronizada de interruptores unidireccionales
(BJT’s, MOSFET’s o IGBT’s). Las aplicaciones prácticas de
los inversores son muy variadas, entre ellas se tiene el control
de motores de inducción y las fuentes de potencia de respaldo
(UPS).
El desarrollo de este trabajo fue realizado gracias al apoyo brindado por
PROMEP (Proyecto para la Generación y Aplicación del Conocimiento).
Todos los autores se encuentran en la Facultad de Ciencias (UASLP), Av.
Salvador Nava s/n, Zona Universitaria, C.P. 78290, San Luis Potosí, S.L.P.,
México. Gabriel Luna Mejia (e-mail: gglunamejia@hotmail.com), Gregorio
Moctezuma (e-mail: g_moctezuma@hotmail.com), y Daniel U. Campos
Delgado (e-mail: ducd@fc.uaslp.mx).
Buscando proporcionar voltajes de salida que disminuyan el
contenido armónico, se han desarrollado diferentes estrategias
de conmutación en inversores monofásicos: modulación
uniforme de ancho de pulso (UPWM), modulación
trapezoidal, modulación por inyección de armónicas,
modulación senoidal de ancho de pulso (SPWM), etc. [1]. Sin
embargo, la técnica más utilizada es SPWM. En un inversor
monofásico se debe conmutar de manera adecuada 4
interruptores controlables con el fin de generar una onda
senoidal a la salida de magnitud y frecuencia ajustables. El
patrón de conmutación se obtiene a partir de la comparación
de una señal triangular de frecuencia y amplitud fija
(portadora) con una señal senoidal de frecuencia y amplitud
variables (moduladora).
En el presente trabajo se describe el desarrollo de un inversor
monofásico unipolar SPWM, detallando cada una de las fases
de diseño y finalizando con la implementación experimental
del circuito de control y de potencia. El orden de los puntos a
tratar en este artículo se detallan a continuación. La Sección 2
introduce la etapa de diseño del circuito de generación
SPWM. La etapa de acoplamiento óptico se muestra en la
Sección 3. En la Sección 4, se describe la etapa de potencia y
en la Sección 5 se muestran resultados experimentales.
Finalmente el artículo concluye con comentarios finales en la
Sección 6.
II. CIRCUITO DE GENERACIÓN SPWM
A. Introducción al Esquema Unipolar SPWM
En la técnica de conmutación SPWM la amplitud de la
señal de salida se controla a través del índice de modulación
M:
Am
M = (1)
A
p
donde Am y Ap representan las amplitudes de las señales
moduladora y portadora respectivamente. Ahora, la frecuencia
de salida fo se define por medio de la frecuencia la señal
moduladora. De esta manera, las características del voltaje
por fase se regulan modificando los parámetros (M,fo). La
estructura general del inversor monofásico se muestra en la
Figura 1, donde se debe determinar el patrón de conmutación
para los elementos (Q1,Q2,Q3,Q4), con el objeto de producir un

voltaje senoidal Vo a la salida del puente inversor a partir de
un voltaje de alimentación Vcd constante.
Figura 1. Circuito base del Inversor Monofásico.
En el esquema unipolar SPWM, el patrón de conmutación
se genera al comparar una señal triangular Vtri (portadora) con
una señal senoidal (moduladora) Vcontrol y su negativo -Vcontrol,
tal y como se muestra en la Figura 2. El orden de encendido
apagado se presenta:
Q1
→ Vcontrol > Vtri
Q4
→ Vcontrol < Vtri
Q2
→− V < V
Q →− V > V
3
control tri
control tri
El voltaje resultantes de salida Vo a la salida del puente
para una carga resistiva se muestran en la Figura 3. Las
Figuras 2 y 3 fueron obtenidas a través de simulación
numérica utilizando Power System Blockset de MATLAB©,
para una frecuencia de conmutación de 10 kHz, frecuencia
base fo de 60 Hz e índice de modulación M=0.9.
Figura 2. Esquema de Conmutación Unipolar SPWM.
(2)
Figura 3. Voltaje de Salida bajo Carga Resistiva (M=0.8, fo=60 Hz)
B. Implementación del Esquema SPWM
Para la implementación del circuito generador de los pulsos
SPWM, se dividió en cuatro etapas el diseño, las cuales serán
detalladas a continuación:
i. Generador de onda senoidal.
ii. Generador de onda triangular
iii. Comparador
iv. Generador de tiempo muerto
1) Generador de onda senoidal
Para generar el patrón de conmutación fue necesario utilizar
una onda senoidal (moduladora) que se implementó mediante
el circuito integrado ICL8038, como se muestra en la Figura
4. Este circuito tiene las propiedades de que la onda senoidal
de salida se puede variar en amplitud y frecuencia ajustando
ciertas resistencias variables en el circuito [4]. De esta manera
se puede tener control sobre los parámetros M y fo en el
inversor a través del ajuste de RM (índice de modulación) y Rf
(frecuencia de salida).
Rf
RM
Figura 4. Configuración del ICL8038 para Generar una Onda Senoidal

2) Generador de onda triangular
La generación de la onda triangular (portadora) se llevo acabo
utilizando amplificadores operacionales [3], ver Figura 5. Esta
señal tiene una frecuencia y amplitud constantes, de 20kHz y
5V respectivamente en el diseño final.
Figura 5. Diagrama Generador de Onda Triangular Bipolar
3) Comparador
Para generar los pulsos se compararon la onda senoidal
(moduladora) con la onda triangular (portadora) mediante un
amplificador operacional LM311, ver Figura 6. Como se
muestra en la Figura 2, los pulsos para Q1 y Q2 deben estar
desfasados 180° de Q3 y Q4. Para ello antes de comparar
dichas señales, la onda senoidal pasa a través de una
configuración inversora y después entra al comparador.
Figura 6. Configuración para la Comparación de la Onda Senoidal con la
Triangular
4) Generador de tiempo muerto
Por seguridad debe de existir un pequeño lapso de tiempo
muerto entre la activación y desactivación de los interruptores
de una misma rama (Figura 1). Esto se debe al tiempo de
apagado correspondiente a cada interruptor, y así debe
compensarse este factor para evitar un posible corto circuito
en el circuito de potencia. Para implementar dicho tiempo
muerto se utilizó un detector de flanco negativo con CIs como
se muestra en la Figura 7.
Figura 7. Generador de Tiempo Muerto.
III. ETAPA DE ACOPLAMIENTO
La etapa de acoplamiento mostrada en la Figura 8, se usó
para aislar la etapa de control de la etapa de potencia. Este
acoplamiento está basado en el uso de cuatro opto-acopladores
6N135 [5], que portan la señal de conmutación para cada
interruptor del puente inversor. El uso de los opto-acopladores
implica el uso de fuentes independientes de las usadas en la
etapa de control, así entonces, se usan 3 fuentes
independientes de +12V, una para la activación de los
interruptores de la parte inferior del puente inversor, y 2 para
poder activar los interruptores de la parte superior (ver Figura
1). En la Figura 8, el primer transistor refuerza la señal de
SPWM para poder suministrar la corriente necesaria al diodo
emisor del opto-acoplador. El último transistor es utilizado
para invertir la señal del SPWM dada por la configuración de
transistor del opto-acoplador. De esta manera, se conecta la
compuerta (G) y el emisor (E) del interruptor polarizado
(IGBT), al colector y emisor del transistor de salida (ver
Figura 8). Los transistores utilizados son el 2n2222 que
cumplen con las especificaciones de velocidad de
conmutación que se requiere para el uso de la técnica de
SPWM.
Figura 8. Etapa de Acoplamiento
IV. CIRCUITO DE POTENCIA
Ahora, a partir de una fuente de CD constante se debe
generar un voltaje senoidal a partir de la conmutación de los 4
interruptores en el puente monofásico [1]. Para ello se
controlan 4 IGBT’s de potencia ultrarrápidos (IRG4PC50U,
VDSS=600V, ID=30A,) los cuales tienen la capacidad de
conmutado rápido a parte de soportar rangos de voltajes altos.
El voltaje CD a la entrada del puente, se obtiene por medio de
un puente de diodos y un filtro capacitivo de 1200 µF. En la
Figura 9 puede apreciarse el esquema eléctrico de dicho
circuito. Finalmente, el circuito implementado del inversor
monofásico incluyendo todas las etapas del diseño se muestra
en la Figura 10.
Figura 9. Etapa de Potencia del Inversor Monofásico
G
E

Figura 10. Implementación Física del Inversor Monofásico
V. RESULTADOS EXPERIMENTALES
Como se expreso anteriormente, las pruebas de simulación
fueron hechas mediante Power System Blockset de
MATLAB©. Una vez concluido el diseño del prototipo se
tomaron diferentes valores representativos del voltaje de
salida. En estas mediciones se utilizó un osciloscopio FLUKE
43B Power Quality Analyzer, bajo las siguientes dos
condiciones:
• Sin filtro de salida y carga resistiva de 24.1Ω (Figura
10).
• Con filtro LC y carga resistiva de 48.2Ω (Figura 13).
A. Sin filtro de salida
Para un voltaje de 120V en la alimentación de CD, se tomó la
lectura del voltaje y corriente de salida para la condición
M=1.0 y fo=60Hz. El voltaje de salida correspondiente es de
75.4Vrms y con una corriente de 3.21Arms como se muestran
en la Figura 11. El espectro armónico del voltaje
correspondiente se observa en la Figura 12. En esta figura se
puede ver que el armónico fundamental de 60 Hz tiene un
factor de distorsión armónica (THD) de 10% y una amplitud
de 65.5Vrms.
Figura 10. Puente Inversor Sin Filtro
Figura 11. Voltaje y Corriente de Salida para M=1.0 y fo=60Hz
Figura 12. Espectro Armónico del Voltaje de Salida para M=1.0 y fo=60Hz
B. Con filtro LC
La calidad de los inversores por lo general se evalúan en
términos de los parámetros de rendimiento con THD. Para el
mejoramiento de esto, se implementó un filtro LC como se
muestra en la Figura 13, dando como resultado las siguientes
graficas de la Figura 14. Los parámetros del filtro son
L=300µH y C=13.2µF, resultando en una frecuencia de corte
de 2.5KHz la cual es adecuada ya que la frecuencia de la señal
portadora es de 20 kHz..
Figura 13. Puente Inversor Con filtro LC

Figura 14. Voltaje y Corriente de Salida Con Filtro
En la Figura 14 se observa como el voltaje de salida
entregado a la carga es prácticamente senoidal, eliminando a
través del filtro LC los armónicos de orden superior debido al
proceso SPWM.
VI. CONCLUSIONES Y COMENTARIOS FINALES
El presente artículo muestra de manera detallada los pasos
necesarios para la construcción de un inversor monofásico
mediante la técnica de conmutación de SPWM. La alta
eficiencia que esta técnica sobre algunas otras lo hace un
practico dispositivo para la realización de practicas y
aplicaciones, como el control de motores de AC, controles de
iluminación, etc. En el diseño final, los parámetros del
inversor: índice de modulación (M) y frecuencia de salida (fo)
pueden ser ajustados por medio de 2 potenciometros. Pruebas
experimentales muestran con éxito la implementación del
circuito inversor.
VII. REFERENCIAS
[1] H. Rashid, Muhammad. “Electrónica de Potencia, circuitos, dispositivos
y aplicaciones”, 2ª ed., Prentice Hall., 1995.
[2] J.M. Benavent García, A. Abellán G., E. Figueres A. “Electrónica de
Potencia, teoría y aplicaciones”, 1ª ed. Alfaomega, 2000.
[3] R. Coughlin. F. Driscoll, “Amplificadores Operacionales y integrados
lineales”, 5 a ed., Prentice may 1999.
[4] Boylestad Nashelsky, “Electronica: Teoria de Circuitos”, 6 a ed., Prentice
Hall, 1997.
[5] A. Mendoza Delgado, “Desarrollo de Pulsadores para Control de
Motores de CD”, Tesis Profesional, Ingeniero Electrónico, UASLP,
Septiembre 2003.
VIII. BIOGRAFÍAS
Gabriel Luna Mejía nació en Rioverde, S.L.P., el 8 de agosto de 1982.
Ingresó a la carrera de Ingeniero Electrónico de la Facultad de Ciencias de la
UASLP en Agosto de 1999, y se encuentra actualmente realizando su tesis
recepcional (“Diseño e Implementación de un Variador de Velocidad para un
Motor CA”). Sus intereses abarcan diseño electrónico, electrónica de potencia,
control de motores eléctricos, y electrónica digital.
Gregorio Moctezuma Jimenez nació en Tampico, Tamps., el 27 de febrero
de 1981. Ingresó a la carrera de Ingeniero Electrónico de la Facultad de
Ciencias de la UASLP en Agosto de 1999, y se encuentra actualmente
realizando su tesis recepcional (“Diseño e Implementación de un Variador de
Velocidad para un Motor CA”). Sus intereses abarcan electrónica de potencia,
control de motores, y electrónica digital.
Abraham Mendoza Delgado nació en San Luis Potosí en 1979. Ingresó a
la carrera de Ingeniero Electrónico de la Facultad de Ciencias de la UASLP en
Agosto de 1998, y obtuvo su grado en junio de 2003 con la tesis “Desarrollo
de Pulsadores para Control de Velocidad de motores de CD”. Sus intereses
abarcan electrónica de potencia, control de motores, e instrumentación
industrial.
Daniel U. Campos Delgado nació en San Luis Potosí el 14 de octubre de
1973. En 1996 recibió el título de Ingeniero Electrónico de la UASLP.
Realizó la Maestría (1999) y Doctorado (2001) en Ingeniería Eléctrica en
Louisiana State University A partir de agosto de 2001 es Profesor-
Investigador de la Facultad de Ciencias (UASLP). Desde 1999 es miembro de
la IEEE en las Sociedades de Control y Electrónica Industrial. Sus intereses
abarcan electrónica de potencia, sistemas de control, control robusto, y control
tolerante a fallas.