Étude, conception et réalisation de circuits de commande

Numéro d'ordre : 2005-ISAL-0097 Année 2005 

THÈSE 

présentée 

devant l'INSTITUT NATIONAL DES SCIENCES APPLIQUÉES DE LYON 

pour obtenir 

LE GRADE DE DOCTEUR 

ÉCOLE DOCTORALE : ÉLECTRONIQUE ÉLECTROTECHNIQUE AUTOMATIQUE 

FORMATION DOCTORALE : GÉNIE ÉLECTRIQUE 

par 

Pierre LEFRANC 

Ingénieur Supélec 

Étude, conception et réalisation de circuits de commande 

d'IGBT de forte puissance 

Soutenue le 30 novembre 2005 devant la commission d'examen 

Jury : Rapporteur S. Lefebvre SATIE - Maître de conférences 

Rapporteur JP. Ferrieux LEG - Professeur 

Directeur de thèse JP. Chante CEGELY - Professeur 

Directeur de thèse D. Bergogne CEGELY - Maître de conférences 

Examinateur T. Meynard LEEI – Directeur de Recherche 

Invité J.F. Roche ARCEL - Industriel 

Cette thèse a été préparée au Centre de Génie Electrique de Lyon (CEGELY) avec le financement de la société ARCEL, 

Champagne Au mont d'Or – 69.

Novembre 2003 

INSTITUT NATIONAL DES SCIENCES APPLIQUEES DE LYON 

Directeur : STORCK A. 

Professeurs : 

AMGHAR Y. 

AUDISIO S. 

BABOT D. 

BABOUX J.C. 

BALLAND B. 

BAPTISTE P. 

BARBIER D. 

BASKURT A. 

BASTIDE J.P. 

BAYADA G. 

BENADDA B. 

BETEMPS M. 

BIENNIER F. 

BLANCHARD J.M. 

BOISSE P. 

BOISSON C. 

BOIVIN M. (Prof. émérite) 

BOTTA H. 

BOTTA-ZIMMERMANN M. (Mme) 

BOULAYE G. (Prof. émérite) 

BOYER J.C. 

BRAU J. 

BREMOND G. 

BRISSAUD M. 

BRUNET M. 

BRUNIE L. 

BUFFIERE J-Y. 

BUREAU J.C. 

CAMPAGNE J-P. 

CAVAILLE J.Y. 

CHAMPAGNE J-Y. 

CHANTE J.P. 

CHOCAT B. 

COMBESCURE A. 

COURBON 

COUSIN M. 

DAUMAS F. (Mme) 

DJERAN-MAIGRE I. 

DOUTHEAU A. 

DUBUY-MASSARD N. 

DUFOUR R. 

DUPUY J.C. 

EMPTOZ H. 

ESNOUF C. 

EYRAUD L. (Prof. émérite) 

FANTOZZI G. 

FAVREL J. 

FAYARD J.M. 

FAYET M. (Prof. émérite) 

FAZEKAS A. 

FERRARIS-BESSO G. 

FLAMAND L. 

FLEURY E. 

FLORY A. 

FOUGERES R. 

FOUQUET F. 

FRECON L. (Prof. émérite) 

GERARD J.F. 

GERMAIN P. 

GIMENEZ G. 

GOBIN P.F. (Prof. émérite) 

GONNARD P. 

GONTRAND M. 

GOUTTE R. (Prof. émérite) 

GOUJON L. 

GOURDON R. 

GRANGE G. (Prof. émérite) 

GUENIN G. 

GUICHARDANT M. 

GUILLOT G. 

GUINET A. 

GUYADER J.L. 

GUYOMAR D. 

LIRIS 

PHYSICOCHIMIE INDUSTRIELLE 

CONT. NON DESTR. PAR RAYONNEMENTS IONISANTS 

GEMPPM*** 

PHYSIQUE DE LA MATIERE 

PRODUCTIQUE ET INFORMATIQUE DES SYSTEMES MANUFACTURIERS 


LIRIS 

LAEPSI**** 

MECANIQUE DES CONTACTS 

LAEPSI**** 

AUTOMATIQUE INDUSTRIELLE 


LAEPSI**** 

LAMCOS 

VIBRATIONS-ACOUSTIQUE 

MECANIQUE DES SOLIDES 

UNITE DE RECHERCHE EN GENIE CIVIL - Développement Urbain 

UNITE DE RECHERCHE EN GENIE CIVIL - Développement Urbain 

INFORMATIQUE 


CENTRE DE THERMIQUE DE LYON - Thermique du bâtiment 


GENIE ELECTRIQUE ET FERROELECTRICITE 


INGENIERIE DES SYSTEMES D’INFORMATION 

GEMPPM*** 

CEGELY* 

PRISMA 

GEMPPM*** 

LMFA 

CEGELY*- Composants de puissance et applications 

UNITE DE RECHERCHE EN GENIE CIVIL - Hydrologie urbaine 


GEMPPM 

UNITE DE RECHERCHE EN GENIE CIVIL - Structures 

CENTRE DE THERMIQUE DE LYON - Energétique et Thermique 

UNITE DE RECHERCHE EN GENIE CIVIL 

CHIMIE ORGANIQUE 

ESCHIL 

MECANIQUE DES STRUCTURES 


RECONNAISSANCE DE FORMES ET VISION 

GEMPPM*** 


GEMPPM*** 


BIOLOGIE FONCTIONNELLE, INSECTES ET INTERACTIONS 


GEMPPM 



CITI 

INGENIERIE DES SYSTEMES D’INFORMATIONS 

GEMPPM*** 

GEMPPM*** 

REGROUPEMENT DES ENSEIGNANTS CHERCHEURS ISOLES 

INGENIERIE DES MATERIAUX POLYMERES 

LAEPSI**** 

CREATIS** 

GEMPPM*** 



CREATIS** 

GEMPPM*** 

LAEPSI****. 


GEMPPM*** 

BIOCHIMIE ET PHARMACOLOGIE 




GENIE ELECTRIQUE ET FERROELECTRICITE

Novembre 2003 

HEIBIG A. 

JACQUET-RICHARDET G. 

JAYET Y. 

JOLION J.M. 

JULLIEN J.F. 

JUTARD A. (Prof. émérite) 

KASTNER R. 

KOULOUMDJIAN J. (Prof. émérite) 

LAGARDE M. 

LALANNE M. (Prof. émérite) 

LALLEMAND A. 

LALLEMAND M. (Mme) 

LAREAL P (Prof. émérite) 

LAUGIER A. (Prof. émérite) 

LAUGIER C. 

LAURINI R. 

LEJEUNE P. 

LUBRECHT A. 

MASSARD N. 

MAZILLE H. (Prof. émérite) 

MERLE P. 

MERLIN J. 

MIGNOTTE A. (Mle) 

MILLET J.P. 

MIRAMOND M. 

MOREL R. (Prof. émérite) 

MOSZKOWICZ P. 

NARDON P. (Prof. émérite) 

NAVARRO Alain (Prof. émérite) 

NELIAS D. 

NIEL E. 

NORMAND B. 

NORTIER P. 

ODET C. 

OTTERBEIN M. (Prof. émérite) 

PARIZET E. 

PASCAULT J.P. 

PAVIC G. 

PECORARO S. 

PELLETIER J.M. 

PERA J. 

PERRIAT P. 

PERRIN J. 

PINARD P. (Prof. émérite) 

PINON J.M. 

PONCET A. 

POUSIN J. 

PREVOT P. 

PROST R. 

RAYNAUD M. 

REDARCE H. 

RETIF J-M. 

REYNOUARD J.M. 

RICHARD C. 

RIGAL J.F. 

RIEUTORD E. (Prof. émérite) 

ROBERT-BAUDOUY J. (Mme) (Prof. émérite) 

ROUBY D. 

ROUX J.J. 

RUBEL P. 

SACADURA J.F. 

SAUTEREAU H. 

SCAVARDA S. (Prof. émérite) 

SOUIFI A. 

SOUROUILLE J.L. 

THOMASSET D. 

THUDEROZ C. 

UBEDA S. 

VELEX P. 

VERMANDE P. (Prof émérite) 

VIGIER G. 

VINCENT A. 

VRAY D. 

VUILLERMOZ P.L. (Prof. émérite) 

Directeurs de recherche C.N.R.S. : 

BERTHIER Y. 

CONDEMINE G. 

MATHEMATIQUE APPLIQUEES DE LYON 


GEMPPM*** 

RECONNAISSANCE DE FORMES ET VISION 



UNITE DE RECHERCHE EN GENIE CIVIL - Géotechnique 




CENTRE DE THERMIQUE DE LYON - Energétique et thermique 

CENTRE DE THERMIQUE DE LYON - Energétique et thermique 

UNITE DE RECHERCHE EN GENIE CIVIL - Géotechnique 



INFORMATIQUE EN IMAGE ET SYSTEMES D’INFORMATION 

UNITE MICROBIOLOGIE ET GENETIQUE 


INTERACTION COLLABORATIVE TELEFORMATION TELEACTIVITE 


GEMPPM*** 

GEMPPM*** 

INGENIERIE, INFORMATIQUE INDUSTRIELLE 


UNITE DE RECHERCHE EN GENIE CIVIL - Hydrologie urbaine 

MECANIQUE DES FLUIDES ET D’ACOUSTIQUES 

LAEPSI**** 


LAEPSI**** 

LAMCOS 


GEMPPM 

DREP 

CREATIS** 

LAEPSI**** 




GEMPPM 

GEMPPM*** 

UNITE DE RECHERCHE EN GENIE CIVIL - Matériaux 

GEMPPM*** 





MODELISATION MATHEMATIQUE ET CALCUL SCIENTIFIQUE 


CREATIS** 

CENTRE DE THERMIQUE DE LYON - Transferts Interfaces et Matériaux 


CEGELY* 


LGEF 


MECANIQUE DES FLUIDES 

GENETIQUE MOLECULAIRE DES MICROORGANISMES 

GEMPPM*** 

CENTRE DE THERMIQUE DE LYON – Thermique de l’Habitat 


CENTRE DE THERMIQUE DE LYON - Transferts Interfaces et Matériaux 




INGENIERIE INFORMATIQUE INDUSTRIELLE 


ESCHIL – Equipe Sciences Humaines de l’Insa de Lyon 

CENTRE D’INNOV. EN TELECOM ET INTEGRATION DE SERVICES 


LAEPSI 

GEMPPM*** 

GEMPPM*** 

CREATIS** 



UNITE MICROBIOLOGIE ET GENETIQUE

COTTE-PATAT N. (Mme) 

ESCUDIE D. (Mme) 

FRANCIOSI P. 

MANDRAND M.A. (Mme) 

POUSIN G. 

ROCHE A. 

SEGUELA A. 

VERGNE P. 

Directeurs de recherche I.N.R.A. : 

FEBVAY G. 

GRENIER S. 

RAHBE Y. 

Directeurs de recherche I.N.S.E.R.M. : 

KOBAYASHI T. 

PRIGENT A.F. (Mme) 

MAGNIN I. (Mme) 


CENTRE DE THERMIQUE DE LYON 

GEMPPM*** 


BIOLOGIE ET PHARMACOLOGIE 


GEMPPM*** 

LaMcos 




PLM 

BIOLOGIE ET PHARMACOLOGIE 

CREATIS** 

* CEGELY CENTRE DE GENIE ELECTRIQUE DE LYON 

** CREATIS CENTRE DE RECHERCHE ET D’APPLICATIONS EN TRAITEMENT DE L’IMAGE ET DU SIGNAL 

***GEMPPM GROUPE D'ETUDE METALLURGIE PHYSIQUE ET PHYSIQUE DES MATERIAUX 

****LAEPSI LABORATOIRE D’ANALYSE ENVIRONNEMENTALE DES PROCEDES ET SYSTEMES INDUSTRIELS

2005 

SIGLE ECOLE DOCTORALE NOM ET COORDONNEES DU RESPONSABLE 

E2MC 

E.E.A. 

E2M2 

EDIIS 

EDISS 

Math IF 

MEGA 

CHIMIE DE LYON 

Responsable : M. Denis SINOU 

ECONOMIE, ESPACE ET 

MODELISATION DES COMPORTEMENTS 

Responsable : M. Alain BONNAFOUS 

ELECTRONIQUE, ELECTROTECHNIQUE, 

AUTOMATIQUE 

M. Daniel BARBIER 

EVOLUTION, ECOSYSTEME, 

MICROBIOLOGIE, MODELISATION 

http://biomserv.univ-lyon1.fr/E2M2 

M. Jean-Pierre FLANDROIS 

INFORMATIQUE ET INFORMATION 

POUR LA SOCIETE 

http://www.insa-lyon.fr/ediis 

M. Lionel BRUNIE 

INTERDISCIPLINAIRE SCIENCES-SANTE 

http://www.ibcp.fr/ediss 

M. Alain Jean COZZONE 

MATERIAUX DE LYON 

http://www.ec-lyon.fr/sites/edml 

M. Jacques JOSEPH 

MATHEMATIQUES ET INFORMATIQUE 

FONDAMENTALE 

http://www.ens-lyon.fr/MathIS 

M. Franck WAGNER 

MECANIQUE, ENERGETIQUE, GENIE 

CIVIL, ACOUSTIQUE 

http://www.lmfa.eclyon.fr/autres/MEGA/index.html 

M. François SIDOROFF 

M. Denis SINOU 

Université Claude Bernard Lyon 1 

Lab Synthèse Asymétrique UMR UCB/CNRS 5622 

Bât 308 

2 ème étage 

43 bd du 11 novembre 1918 

69622 VILLEURBANNE Cedex 

Tél : 04.72.44.81.83 Fax : 04 78 89 89 14 

sinou@univ-lyon1.fr 

M. Alain BONNAFOUS 

Université Lyon 2 

14 avenue Berthelot 

MRASH M. Alain BONNAFOUS 

Laboratoire d’Economie des Transports 

69363 LYON Cedex 07 

Tél : 04.78.69.72.76 

Alain.bonnafous∂ish-lyon.cnrs.fr 

M. Daniel BARBIER 

INSA DE LYON 

Laboratoire Physique de la Matière 

Bâtiment Blaise Pascal 


Tél : 04.72.43.64.43 Fax 04 72 43 60 82 

Daniel.Barbier@insa-lyon.fr 

M. Jean-Pierre FLANDROIS 

UMR 5558 Biométrie et Biologie Evolutive 

Equipe Dynamique des Populations Bactériennes 

Faculté de Médecine Lyon-Sud Laboratoire de Bactériologie BP 

1269600 OULLINS 

Tél : 04.78.86.31.50 Fax 04 72 43 13 88 

E2m2∂biomserv.univ-lyon1.fr 

M. Lionel BRUNIE 

INSA DE LYON 

EDIIS 

Bâtiment Blaise Pascal 


Tél : 04.72.43.60.55 Fax 04 72 43 60 71 

ediis@insa-lyon.fr 

M. Alain Jean COZZONE 

IBCP (UCBL1) 

7 passage du Vercors 

69367 LYON Cedex 07 

Tél : 04.72.72.26.75 Fax : 04 72 72 26 01 

cozzone@ibcp.fr 

M. Jacques JOSEPH 

Ecole Centrale de Lyon 

Bât F7 Lab. Sciences et Techniques des Matériaux et des 

Surfaces 

36 Avenue Guy de Collongue BP 163 

69131 ECULLY Cedex 

Tél : 04.72.18.62.51 Fax 04 72 18 60 90 

Jacques.Joseph@ec-lyon.fr 

M. Franck WAGNER 

Université Claude Bernard Lyon1 

Institut Girard Desargues 

UMR 5028 MATHEMATIQUES 

Bâtiment Doyen Jean Braconnier 

Bureau 101 Bis, 1 er étage 


Tél : 04.72.43.27.86 Fax : 04 72 43 16 87 

wagner@desargues.univ-lyon1.fr 

M. François SIDOROFF 

Ecole Centrale de Lyon 

Lab. Tribologie et Dynamique des Systêmes Bât G8 

36 avenue Guy de Collongue 

BP 163 

69131 ECULLY Cedex 

Tél :04.72.18.62.14 Fax : 04 72 18 65 37 

Francois.Sidoroff@ec-lyon.fr

Ce matin, j’ai imaginé que des hommes et des femmes venus de tous les horizons de 

la connaissance, sociologues, mathématiciens, historiens, biologistes, philosophes, politiciens, 

auteurs de science-fiction, astronomes, se réunissaient dans un lieu isolé de toute 

influence. Ils formeraient un club : le Club des visionnaires. 

J’ai imaginé que ces spécialistes discuteraient et tenteraient de mêler leurs savoirs et leurs 

intuitions pour établir une arborescence, l’arborescence de tous les futurs possibles pour 

l’humanité, la planète, la conscience. 

Ils pourraient avoir des avis contraires, cela n’aurait aucune importance. Ils pourraient 

même se tromper. Peu importe qui aurait raison ou tort, ils ne feraient qu’accumuler, sans 

notion de jugement moral, les épisodes possibles pour l’avenir de l’humanité. L’ensemble 

constituerait une banque de données de tous les scénarios de futurs imaginables. 

Sur les feuilles de l’arbres s’inscriraient des hypothèses : "Si une guerre mondiale éclatait", 

ou "Si la météorologie se déréglait", ou "Si l’on se mettait à manquer d’eau potable", ou 

"Si on utilisait le clonage pour engendrer de la main d’oeuvre gratuite", ou "Si l’on arrivait 

à créer une ville sur Mars", ou "Si l’on découvrait qu’une viande a provoqué une maladie 

contaminant tous ceux qui en ont consommé", ou "Si on réussissait à brancher des cerveaux 

directement sur des ordinateurs", ou "Si des matières radioactives commençaient à 

suppurer des sous-marins nucléaires russes coulés dans les océans". 

Mais il pourrait y avoir des feuilles plus bénignes ou plus quotidiennes comme "Si la mode 

des minijupes revenait", ou "Si on abaissait l’âge de la retraite", ou "Si l’on réduisait le 

temps de travail", ou "Si l’on abaissait les normes de pollution automobile autorisées". 

On verrait alors sur cet immmense arbre se déployer toutes les branches et les feuilles du 

futur possible de notre espèce. 

On verrait aussi apparaître de nouvelles utopies. 

Ce travail d’apprentissage visionnaire serait entièrement représenté dans ce schéma. Evidemment, 

il n’aurait pas la prétention de "prédire l’avenir" mais en tout cas l’avantage de 

désigner les enchaînements logiques d’évènements. 

Et à travers cet arbre des futurs possibles, on discuterait ce que j’ai appelé la VMV : "Voie 

de moindre violence". On verrait qu’une décision impopulaire sur le moment peut éviter 

un gros problème, à moyen ou à long terme. 

L’Arbre des possible aiderait ainsi les politiciens à surmonter leur peur de déplaire pour 

revenir à plus de pragmatisme. Ils pourraient déclarer : "L’Arbre des possibles montre que, 

si j’agis en ce sens, cela aura des conséquences pénibles dans l’immédiat, mais nous échapperons 

à telle ou telle crise ; tandis que si je ne fais rien, nous risquons probablement telle 

ou telle catastrophe." 

Le public, moins apathique qu’on ne se le figure généralement, comprendrait et ne réagirait 

plus de manière épidermique, mais en tenant compte de l’intérêt de ses enfants, 

petits-enfants et arrières-petits-enfants. 

Certaines mesures écologiques difficiles à prendre deviendraient plus acceptables. 

L’Arbre des possibles aurait pour vocation non seulement de permettre de détecter la VMV 

mais aussi de passer un pacte politique avec les générations à venir, en vue de leur laisser 

une terre viable. 

Bernard Werber, L’Arbre des possibles. 

vi

Ces travaux de thèse ont été effectués au sein du laboratoire CEGELY de 

l’INSA de Lyon et de la société ARCEL. Je tiens en premier lieu à remercier Monsieur 

le Professeur Jean-Pierre Chante pour m’avoir accueilli au sein de son laboratoire 

et Monsieur Yves Paris au sein de sa société. 

Merci à Dominique Bergogne et Jean-Pierre Chante d’avoir été mes directeurs 

de thèse. J’espère avoir été un bon thésard. 

Je remercie Monsieur Stéphane Lefebvre et Monsieur Jean-Paul Ferrieux de 

participer au jury en tant que rapporteurs. 

Je remercie Monsieur Thierry Meynard de participer au jury en tant qu’examinateur. 

Je remercie Monsieur François Costa, professeur au SATIE de l’ENS Cachan 

et Monsieur Dejan Vasic pour leur collaboration et leur aide en matière de transformateur 

piézoélectrique. 

Je remercie Monsieur Paul Gonnard, professeur au LGEF de l’INSA de Lyon 

pour sa collaboration et son aide en matière de transformateur piézoélectrique. 

Je tiens à remercier Jean-François Roche pour m’avoir encadré pendant ces 

trois années et de m’avoir fait participer activement à l’activité du service technique 

de la société ARCEL. 

Je remercie également Philippe Lardet et Ludovic Derouen pour leurs conseils 

et leur aide quotidienne. Mes remerciements se portent également sur Mathieu Herodet 

(pour sa bonne humeur et sa culture musicale), Nonos (pour son rire), Affif 

(pour ses discussions passionnantes), le BE (pour leurs blagues), Chantal - Françoise 

- Caroline - Isabelle - Odile - Sandra et Jojo (pour leur gentillesse) et tous 

ceux que je n’ai pas cité. 

Un grand merci à Hervé Morel et Bruno Allard pour leurs conseils et leurs relectures 

; à Dominique Planson pour m’avoir confié des enseignements et m’avoir 

grandement aidé pour les simulations ; à Pierre Brosselard pour son aide et ses 

histoires de vieux tracteurs ; à Jean-Pierre Masson et Pascal Venet pour m’avoir 

fait entrer au CEGELY ; à Cyril Buttay pour son aide gargantuesque ; "l’père", 

"l’bombé" et "l’glaude" (ils se reconnaîtrons) ; et toute l’équipe du CEGELY. 

Un grand merci à mes parents, mon frère et toute ma famille. 

vii

Table des matières 

Introduction générale 

xii 

1 Etat de l’art des modules IGBT de puissance 1 

1.1 Les convertisseurs statiques . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1 

1.2 Les semiconducteurs de puissance . . . . . . . . . . . . . . . . . 2 

1.3 Les modules IGBT de puissance . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3 

1.3.1 Historique de l’IGBT . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3 

1.3.2 Comportement physique d’une cellule IGBT . . . . . . . 4 

1.3.3 Les différentes technologies de puces IGBT . . . . . . . . 8 

1.3.4 Les différents types de boîtiers des modules IGBT . . . . 15 

1.3.5 Les diodes des modules IGBT . . . . . . . . . . . . . . . 22 

1.4 Bilan et perspectives . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22 

1.5 Conclusion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 24 

2 Etat de l’art des circuits de commande d’IGBT 25 

2.1 Description des circuits de commande d’IGBT dans leur environnement 

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 25 

2.2 Commande de grille des modules IGBT . . . . . . . . . . . . . . 27 

2.2.1 Commande en tension . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 28 

2.2.2 Commande en courant . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 31 

2.2.3 Commande mixte . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33 

2.2.4 Commande en tension avec plusieurs résistances de grille . 35 

2.2.5 Conclusion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 35 

2.3 Protections des modules IGBT . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37 

2.3.1 Causes de destruction de modules IGBT . . . . . . . . . . 37 

2.3.2 Protection thermique . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 38 

2.3.3 Protections contre les court-circuits et surintensités . . . . 41 

2.3.4 Protections contre les surtensions . . . . . . . . . . . . . 44 

2.3.5 Conclusion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 46 

2.4 Transmission des ordres . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 47 

2.4.1 Transmission optique . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 48 

2.4.2 Transformateur magnétique . . . . . . . . . . . . . . . . 51 

ix

TABLE DES MATIÈRES 

2.4.3 Transformateur sans noyau magnétique : transformateur 

coreless . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 52 

2.4.4 Transformateur piezo-électrique . . . . . . . . . . . . . . 54 

2.4.5 Conclusion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 55 

2.5 Transmission de puissance . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 55 

2.5.1 Transformateurs magnétiques . . . . . . . . . . . . . . . 57 

2.5.2 Transformateur coreless . . . . . . . . . . . . . . . . . . 65 

2.5.3 Transformateur piezo-électrique . . . . . . . . . . . . . . 68 

2.5.4 Transmission optique . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 70 

2.5.5 Conclusion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 71 

2.6 Conclusion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 72 

3 Analyse et modélisation en commutation des modules IGBT 73 

3.1 Modélisation électrique simplifiée de puce IGBT . . . . . . . . . 73 

3.1.1 Modélisation statique des puces IGBT . . . . . . . . . . . 73 

3.1.2 Modélisation des effets capacitifs des puces IGBT . . . . 74 

3.2 Analyse des commutations de puces IGBT en vue de leur commande 77 

3.2.1 Commande de grille en tension avec diode parfaite - simulation 

analytique . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 78 

3.2.2 Commande de grille en tension avec diode réelle et inductance 

de câblage - simulation analytique . . . . . . . . . . 85 

3.2.3 Commande de grille en courant avec diode réelle et câblage 

- simulation analytique . . . . . . . . . . . . . . . . 87 

3.2.4 Influence du circuit de commande de grille sur la commutation 

de l’IGBT - simulations analytique et numérique . . 93 

3.2.5 Conclusion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 98 

3.3 Modélisation et influences des inductances de câblage de module 

IGBT . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 98 

3.3.1 Intérêt de la prise en compte des inductances de câblage . 98 

3.3.2 Influence des inductances de câblage . . . . . . . . . . . 99 

3.4 Estimation et identification de l’inductance d’émetteur de modules 

IGBT 1200A-3300V . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 116 

3.4.1 Présentation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 116 

3.4.2 Identification de L 7 par une mesure en commutation . . . 117 

3.4.3 Estimation de L 7 avec le logiciel InCa . . . . . . . . . . . 118 

3.4.4 Comparaison des méthodes et des modules . . . . . . . . 122 

3.5 Avalanche dynamique de module IGBT . . . . . . . . . . . . . . 122 

3.5.1 Introduction . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 122 

3.5.2 Phénomène physique . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 122 

3.5.3 Influence de la nature des puces IGBT . . . . . . . . . . . 125 

3.5.4 Influence du courant coupé et de la résistance de grille . . 127 

3.5.5 Simulation numérique d’une cellule IGBT Punch Through 128 

3.6 Conclusion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 139 

x

TABLE DES MATIÈRES 

4 Conception et réalisation d’une gamme de drivers d’IGBT 141 

4.1 Contraintes de conception . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 141 

4.2 Commande de grille . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 141 

4.2.1 Conception . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 144 

4.2.2 Simultations et expérimentations . . . . . . . . . . . . . . 154 

4.2.3 Conséquences des gradients de tension sur la commande 

de grille . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 159 

4.3 Protection des modules IGBT . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 162 

4.3.1 Description de la solution . . . . . . . . . . . . . . . . . 163 

4.3.2 Résultats expérimentaux . . . . . . . . . . . . . . . . . . 174 

4.4 Transmission des ordres . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 180 

4.4.1 Transmission du primaire vers secondaire . . . . . . . . . 180 

4.4.2 Transmission du secondaire vers primaire . . . . . . . . . 185 

4.5 Transmission de puissance . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 192 

4.5.1 Analyse et conception . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 192 

4.5.2 Résultats expérimentaux . . . . . . . . . . . . . . . . . . 195 

4.5.3 Alimentation à base de transformateur piezoélectrique . . 198 

4.6 Conclusion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 203 

Conclusion générale et perspectives 205 

Bibliographie 207 

xi

Introduction générale 

Depuis ses débuts en 1980, l’IGBT a pris une importance énorme pour arriver 

à l’heure actuelle à concurrencer tous les autres composants de puissance : bipolaire, 

MOSFET, GTO, ... Une large gamme de modules IGBT est actuellement 

disponible : de quelques dizaines d’Ampère à quelques kilo-Ampère et de 300V à 

6500V. 

Dans les convertisseurs de puissance, les modules IGBT sont associés à une 

carte appelée "driver". Le driver a pour fonction de piloter son module IGBT associé 

et de garantir son intégrité en cas de défauts (surintensité et surtension). Le 

driver constitue un sous système au sein du convertisseur. Il devient aussi important 

que le module IGBT. L’enjeu est de taille car certains modules coûtent plus de 

1000C l’unité. 

Le travail présenté dans ce mémoire a pour but d’étudier la conception et la réalisation 

d’une gamme de circuits de commande de modules IGBT (gamme de trois 

drivers). Ces drivers répondent à un besoin industriel et seront produits en moyenne 

série en technologie hybride (circuit imprimé et composants traditionnels). 

Le premier et second chapitre de ce mémoire constituent un état de l’art des 

modules IGBT et des drivers d’IGBT. Les différentes technologies de puces IGBT 

propres aux différents constructeurs sont exposées et expliquées afin de clarifier 

l’abondance de technologies de puces. Les fonctions de base des drivers d’IGBT 

sont exposées ainsi que les solutions technologiques classiques associées. 

Dans le troisième chapitre, une modélisation des puces IGBT est proposée afin 

d’étudier leurs commutations en vue de leur commande. On propose également de 

prendre en compte les effets inductifs dus au câblage dans les boîtiers des modules 

IGBT. Afin de finaliser la modélisation des puces IGBT, nous proposons l’étude du 

phénomène d’avalanche dynamique présent sur certaines technologies de puces à 

l’aide d’équations simples puis de simulations par éléments finis. 

Enfin, nous proposons l’analyse et la conception des fonctions élémentaires 

propres aux drivers d’IGBT. Des méthodes de conception, des simulations et des 

résultats expérimentaux sont proposés. 

xii

Chapitre 1 

Etat de l’art des modules IGBT 

de puissance 

Dans ce chapitre, nous exposons l’historique de la technologie de l’IGBT 1 depuis 

ses débuts jusqu’en 2005. Les différentes structures de puce sont expliquées 

(PT 2 , NPT 3 , . . .) ainsi que les différentes technologies propres à certains constructeurs 

(CSTBT 4 , IEGT 5 , . . .) dans le but de clarifier les abréviations rencontrées 

dans la litterature. 

1.1 Les convertisseurs statiques 

La plupart des convertisseurs modernes sont constitués d’interrupteurs à base 

de composants à semiconducteur, d’éléments passifs (inductances, capacités, résistances, 

transformateurs magnétiques et piezoélectriques) et de dissipateurs thermiques. 

La nature de l’interrupteur dépend de la fréquence de découpage, du type 

de commutation (dure, ZVS 6 , ZCS 7 , . . .), du courant et de la tension commutés. 

Dans la majorité des cas, l’objectif est de diminuer le temps de conception (et indirectement 

le coût), le poids et le volume du convertisseur tout en respectant les 

contraintes CEM 8 . Ceci passe par un compromis entre : 

• la topologie de l’alimentation 

• le type de commutation 

• la fréquence de découpage 

1 Insulated Gate Bipolar Transistor 

2 Punch Through 

3 Non Punch Through 

4 Carrier Stored Trench gate Bipolar Transistor 

5 Injection Enhancement Gate Transistor 

6 Zero Voltage Switching 

7 Zero Current Switching 

8 Compatibilité Electro-Magnétique 

1

1.2 Les semiconducteurs de puissance 

• la nature du dissipateur thermique 

• la nature des interrupteurs 

La figure 1.1 donne une bonne classification des applications des convertisseurs 

en fonction des courants et tensions mis en jeux. 

1000 

Courant [A] 

Traction 

HVDC 

100 

10 

1 

0.1 

0.01 

Alimentation 

à 

découpage 

Contrôle 

moteur 

Automobile 

Telecom 

Alimentations 

intégrées 

Modules 

IGBT 

Tension [V] 

10 100 1000 10000 

FIG. 1.1 – Classification des applications des convertisseurs statiques en fonction 

du courant commuté et de la tension bloquée des composants semiconducteurs 

[Bal96] 

1.2 Les semiconducteurs de puissance 

Les composants de puissance commandables sont apparus dans les années 

1950 avec les premiers thyristors de puissance. Ils n’ont cessé d’évoluer et ont 

donné naissance au MOSFET 9 dans les années 1970 et à l’IGBT dans les années 

9 Metal Oxyde Semiconductor Field Effect Transistor 

2

1.3 Les modules IGBT de puissance 

1980 [Bal96]. 

Le MOSFET est très bien adapté pour les convertisseurs basse-tension et à fréquence 

élevée (inférieure à 100V et supérieure à 50kHz) alors que l’IGBT est utilisé 

pour les tensions supérieures à 300V et des fréquences rarement supérieures à 

20kHz. Les GTO 10 et thyristors sont dédiés aux applications haute tension (>1kV) 

fort courant (>1kA). La figure 1.2 résume cette classification de composants de 

puissance en fonction de la fréquence de commutation et du produit U.I des composants. 

FIG. 1.2 – Classification des composants de puissance en fonction de la fréquence 

de découpage et le produit U.I des composants 

Les modules IGBT ont un domaine d’application qui recouvre totalement celui 

des transistors bipolaires, partiellement celui des MOSFET et des GTO. C’est pourquoi 

les modules IGBT sont des composants d’avenir dans les fortes et moyennes 

puissances [Bal96]. 


1.3.1 Historique de l’IGBT 

Les transistors MOSFET permettent d’obtenir des commutations rapides avec 

une commande qui nécessite peu d’énergie. Ils présentent des chutes de potentiel 

élevés et donc des pertes en conduction importantes surtout pour les composants 

haute tension. Les transistors bipolaires ont une chute de tension à l’état passant 

très faible surtout pour les hautes tensions mais ont des commutations lentes. Certains 

constructeurs ont voulu réunir dans un composant de puissance les avantages 

des MOSFET et des bipolaires. 

10 Gate Turn Off thyristor 

3


En 1982, General Electric dépose un brevet pour l’IGR 11 et RCA pour le COM- 

FET 12 . En 1983, Motorola propose la structure GEMFET 13 . D’autres noms sont 

associés à cette structure de composant : IGT 14 , TGB 15 [Arn92], Bipolar MOS 

Transistor, . . .[Per04]. Depuis le début des années 1990, les constructeurs utilisent 

couramment le nom d’IGBT : Insulated Gate Bipolar Transistor. 

1.3.2 Comportement physique d’une cellule IGBT 

Le point de départ d’une cellule IGBT est une cellule MOSFET à canal horizontal 

et à courant vertical (VDMOS). 

FIG. 1.3 – Coupe schématique d’une cellule IGBT à structure symétrique ou à base 

homogène 

Sur la figure 1.4, on montre le mouvement des trous et des électrons dans une 

cellule IGBT lors de la conduction. On fait apparaître la zone de charge d’espace, 

la création d’un effet JFET et du canal d’électron sous la grille. 

Sur la figure 1.5, apparaissent les éléments constitutifs internes à cette structure. 

Tout d’abord, un transistor bipolaire PNP qui a pour émetteur le collecteur de 

l’IGBT. Ensuite, un transistor NPN qui a pour collecteur la zone de drain N − . Un 

effet JFET est associé à la zone de charge d’espace entre les caissons PP + près de 

l’émetteur de l’IGBT et augmente la résistivité interne de l’IGBT. Les différentes 

résistances internes sont également associées aux types de couches. 

Sur la figure 1.6, on représente les circuits équivalents d’une cellule IGBT. On 

voit apparaître sur la figure 1.6(a) une structure thyristor avec les transistors PNP 

11 Insulated Gate Rectifier 

12 COnductivity Modulated Field Effect Transistor 

13 Gain Enhanced Field Effect Transistor 

14 Insulated Gate Transistor 

15 Transistor à Grille Bipolaire 

4


FIG. 1.4 – Conduction d’une cellule IGBT - trajets des trous et des électrons 

FIG. 1.5 – Schéma de principe d’une cellule IGBT - éléments constitutifs et parasites 

5


et NPN. Celle-ci ne doit pas être activée pour garder le contrôle de l’ouverture de 

l’IGBT par la grille. 

Collecteur 

Collecteur 

Rn(mod) 

N- 

Rn(mod) 

N- 

Grille 

Grille 

Rb 

P+ 

Emetteur 

Emetteur 

(a) 

(b) 

FIG. 1.6 – Circuits équivalents d’une cellule IGBT 

Pour que la structure thyristor N + PN − P + ne s’amorce pas (phénomène de déclenchement 

ou de verrouillage du thyristor parasite ou "latch-up"), il faut que la 

jonction base-émetteur du transistor NPN reste bloquée. Pour cela, on diminue le 

plus possible la résistance R b qui court-circuite la jonction base-émetteur du transistor 

NPN. Dans la pratique, le gain du transistor PNP est ajusté à 0.3 pour que 

70% du courant passe par le MOSFET. Mais le gain du transistor PNP ne doit pas 

être trop diminué pour ne pas trop pénaliser la modulation de résistivité de la zone 

N − et de ce fait la chute de tension à l’état passant. 

Une technique simple pour diminuer la valeur de Rp consiste à doper plus fortement 

le caisson P au niveau des métallisations d’émetteurs. Mais le dopage de cette 

zone P est limité pour ne pas changer la tension de seuil du canal. Une technique 

plus évoluée, mais largement répandue, consiste à utiliser des formes spécifiques 

de cellules pour repousser le déclenchement du thyristor parasite [Alo98] [Per04]. 

Par exemple, pour la forme en U, on introduit une résistance R 1 entre la source 

du MOSFET et l’émetteur de l’IGBT (figures 1.7 et 1.8). La chute de tension dans 

R 1 empêche la polarisation de la jonction base-émetteur du transistor NPN. Cette 

technique repousse le phénomène de verrouillage du thyristor mais a pour effet de 

réduire la valeur du courant de court-circuit [Alo98]. Cette technique se traduit par 

la forme géométrique des cellules d’IGBT : sur la figure 1.8, apparaît la résistance 

R 1 entre le contact métallique d’émetteur et la source du MOSFET. 

6


FIG. 1.7 – Schéma de principe pour repousser le verrouillage de l’IGBT 

FIG. 1.8 – Cellule en U pour répousser le verrouillage de l’IGBT 

7


1.3.3 Les différentes technologies de puces IGBT 

NPT - PT : description [Alo98] [Per04] 

Historiquement, il existe deux types de structures de cellules IGBT : NPT 16 et 

PT 17 . La structure NPT étant apparue en 1982 et PT en 1985 [Bal96]. 

(a) 

(b) 

FIG. 1.9 – Coupe schématique d’une cellule IGBT NPT (a) et PT (b) 

Une cellule de type NPT est représentée figure 1.9(a). Pour des tensions supérieures 

ou égales à 1200V, on peut utiliser directement une plaquette brute de type 

N − . Il faut compter 10V par micromètre pour la tenue en tension de la couche N − . 

L’inconvénient est que pour les tensions inférieures à 1200V, les plaquettes sont 

fines et nécessitent des machines à transport par coussin d’air pour éviter les casses 

[Alo98] [Per04]. 

Pour la technologie NPT, la couche N − est le substrat, la couche P + côté collecteur 

est réalisée par diffusion ou implantation et est peu épaisse. La tenue en tension 

directe bloquée est assurée par la zone épaisse N − . Cette couche N − épaisse 

confère à la puce IGBT une chute de tension à l’état passant assez élevée. Ceci 

devient très pénalisant surtout pour la gamme des tensions bloquées inférieures à 

1200V. Mais, ce problème peut être résolu en utilisant une couche N − plus fine. La 

quantité de charges stockées dans la zone N − peut être contrôlée par la réduction 

du coefficient d’injection 18 de trous en agissant sur l’épaisseur et la concentration 

de la couche P + . 

Sur la figure 1.9(b), on représente une cellule de type PT. Le substrat est de 

type P + sur lequel on fait croître par épitaxie la couche N + (couche tampon) puis la 

couche N − . Cela permet d’avoir une couche N − plus fine que pour la technologie 

NPT pour la même tenue en tension. Ceci est possible grâce à la décroissance 

rapide du champ électrique en polarisation directe dans la zone tampon N + . Mais, 

la tenue en tension d’une cellule PT est dissymétrique contrairement à une cellule 

16 Non Punch Through : structure symétrique 

17 Punch Through : structure asymétrique 

18 rapport entre le courant total et le courant de trous au niveau de la couche P + côté collecteur 

8


de type NPT. Une structure PT offre une chute de tension à l’état passant très faible 

grâce à la faible épaisseur de la zone N − mais nécessite soit une injection de métaux 

lourds soit une irradiation de la zone N − pour créer des centres de recombinaison 

pour accélérer la recombinaison des trous (porteurs minoritaires de la zone N − ) 

lors de l’ouverture de l’IGBT (queue de courant) mais au détriment du V cesat . 

NPT - PT : comparaison, comportement 

Dans cette partie, on montre les différences de comportement pour des IGBT 

PT et NPT pour des tensions comprises entre 600V et 1200V. Les courbes et analyses 

sont tirées de la publication [She03] qui donnent des résultats pour des IGBT 

PT et NPT "trench gate" (voir page 10). 

La technologie PT permet d’avoir des pertes faibles en conduction alors que la 

technologie NPT offre des pertes faibles en commutation. Mais la liaison entre ces 

deux technologies se fait à l’avantage de la structure NPT. La figure 1.10(a) résume 

ces tendances. 

La structure NPT est fabriquée avec la technique "transparent anode" et permet 

de contrôler la concentration des porteurs du côté de l’anode (collecteur) sans avoir 

une grande répercussion sur la concentration des porteurs du côté de la cathode 

(émetteur) ce qui est bon pour le compromis V cesat /E o f f . 

Sur une structure de type PT, le substrat est la couche P + du collecteur, l’épaisseur 

est limitée par les procédés de fabrication pour des raisons mécaniques, son 

dopage ne peut pas être inférieur à une certaine valeur (environ 10 18 cm −3 ) à cause 

de la résistance de cette couche. De plus, il est difficile de bien maîtriser le dopage 

et l’épaisseur de la couche tampon N + . Il faut utiliser une technique d’irradiation 

d’électrons de la couche N − pour limiter les pertes en commutation. Mais, la durée 

de vie des trous est améliorée côté collecteur et malheureusement aussi côté 

émetteur de la zone N − ce qui a pour effet d’augmenter le V cesat (figure 1.10(a)). 

Eoff 

Sans 

Irradiation 

PT 

Trench IGBT 

Avec 

irradiation 

Eoff 

PT 

NPT 

NPT 

Vcesat 

Tj 

(a) 

(b) 

FIG. 1.10 – Comportement des technologies PT et NPT 

On voit que la technique "transparent anode" pour les IGBT NPT donne un 

meilleur résultat que la technique d’irradiation pour les IGBT PT. Pour améliorer 

9


les pertes à l’ouverture de la structure PT, on peut également utiliser l’implantation 

ionique qui permet de concurrencer la structure NPT. 

Sur la figure 1.10(b), on note que la structure PT est sensible à la température au 

niveau des pertes à l’ouverture (E o f f ). Sur la figure 1.11, on montre que la structure 

PT est instable thermiquement avant la structure NPT dans les mêmes conditions 

de test. 

Tj 

PT 

NPT 

F 

FIG. 1.11 – Comportement en température des cellule NPT et PT en fonction de la 

fréquence de commutation 

La structure NPT permet de tenir plus longtemps le court-circuit que la structure 

PT. Ceci s’explique par le fait que la zone N − de la structure PT est plus fine 

que celle de la structure NPT. La température croît plus rapidement dans la zone 

N − de la structure PT. Dans [She03], une simulation montre que la température 

maximale pour la structure NPT est de 520K et de 750K pour la structure PT lors 

d’un court-circuit. 

Trench gate 

La structure "trench gate" est apparue en 1987 pour les IGBT [Bal96]. Cette 

technologie permet d’éliminer l’effet JFET entre les cellules IGBT : voir figure 

1.12. 

La chute de tension à l’état passant de l’IGBT est améliorée pour la technologie 

trench gate. Par ailleurs, la résistance de canal (R canal ) est réduite. La largeur de la 

grille est plus petite qu’en technologie planar et permet une meilleure densité de 

courant. De plus, le courant de "latch-up" est amélioré [Mot98]. L’inconvénient de 

cette technologie est que la capacité grille-émetteur augmente et de ce fait change 

le comportement dynamique de l’IGBT [Mal01]. 

10


(a) 

(b) 

FIG. 1.12 – Coupes schématique de cellules planar et trench gate 

Field Stop, Light Punch Through, Soft Punch Through 

A partir de la structure PT, les concepteurs de puce IGBT ont eu l’idée d’utiliser 

la couche N − comme substrat fin, une couche tampon N et une couche P + pour 

l’injection de trous (figure 1.13). 

FIG. 1.13 – Coupe schématique d’une cellule IGBT Field Stop et profil du champ 

électrique lors d’une polarisation directe bloquée 

Cette structure est appelée Field Stop (FS) par Eupec et Fuji. La fine couche 

N "Field Stop" faiblement dopée modifie l’injection de trous de la couche P (côté 

collecteur) et permet de stopper le champ électrique de la zone N − en polarisation 

directe bloquée : voir figure 1.13 pour le profil du champ électrique théorique de 

la structure Field Stop. Le tableau 1.1 compare les différentes structures de cellule 

11


Couche P côté 

collecteur 

PT NPT FS 

Fortement dopée, 

forte injection 

dans la couche 

N − 

Faiblement 

dopée 

Zone de drain N − Fine : épitaxiée Moyennement 

épaisse 

Couche additionnelle 

Stoppe le champ Pas de couche N 

N 

électrique à l’état 

bloqué 

Carrier lifetime Méthodes pour Durée de vie non 

accélérer la optimisée 

recombinaison 

Faiblement 

dopée 

Fine : substrat fin 

Permet de stopper 

le champ E à 

l’état bloqué 

Durée de vie non 

optimisée 

TAB. 1.1 – Comparaison des cellules PT, NPT et FS pour une tenue en tension 

identique 

IGBT : NPT, PT, FS. 

De par sa nature, la structure FS ne présente plus de queue de courant et sa 

chute de tension à l’état passant est faible. Lors de l’ouverture de l’IGBT , le champ 

électrique atteint la couche tampon "Field Stop" ce qui permet de réduire le phénomène 

de queue de courant [Las00]. 

Cette même technologie est utilisée par Mitsubishi mais est appelée LPT : 

Light Punch Through [Nak]. De son côté, ABB propose une structure Soft Punch 

Through (SPT) qui est identique aux structures FS et LPT [Rah01]. 

IEGT - CSTBT - HiGT 

Toshiba a développé l’IEGT (Injection Enhancement Gate Transistor) pour 

combiner la chute de tension du GTO et l’excellente performance de commutation 

de l’IGBT [Mur01] [Tso04]. 

La structure de l’IEGT est la même que celle de l’IGBT avec un profil de dopage 

différent pour la zone de drain N − . La figure 1.14 montre une cellule IGBT 

PT Trench Gate et le profil de dopage de la zone N − . La figure 1.15 montre une 

cellule IEGT Trench Gate et le profil de dopage de la zone N − N + . De son côté, 

Mitsubishi Electric propose une structure d’IGBT : CSTBT (Carrier Stored Trench 

gate Bipolar Transistor) qui a pour but de réduire la chute de tension à l’état passant 

sans détériorer les pertes à l’ouverture. Cette structure est la même qu’une structure 

"PT Trench Gate" avec une couche N ajoutée côté émetteur : couche "Carrier Stored 

N Layer" [Tak] [Iur01]. Sur la figure 1.16, on représente une cellule IGBT LPT 

CSTBT : Light Punch Through CSTBT. De même, Hitachi propose la structure 

HiGT (High conductivity IGBT) qui est basée sur le même principe que l’IEGT 

et le CSTBT : une couche N est ajoutée côté émetteur sur une cellule planar. La 

12


FIG. 1.14 – Coupe schématique d’une cellule IGBT Trench Gate et profil de dopage 

FIG. 1.15 – Coupe schématique d’une cellule IEGT Trench Gate et profil de dopage 

13


FIG. 1.16 – Coupe schématique d’une cellule LPT CSTBT et profil de dopage 

figure 1.17 montre une cellule d’un HiGT. On note que cette structure est proche de 

FIG. 1.17 – Coupe schématique d’une cellule HiGT et profil de dopage 

la structure de l’IEGT de Toshiba. Les profils de concentration de dopage sont très 

proches pour ces deux structures. Elles ont l’avantage d’avoir une chute de tension 

14


à l’état passant réduite grâce à la couche "carrier stored" pour l’IGBT CSTBT et 

au dopage augmenté de la couche N − côté émetteur pour l’IEGT. 

1.3.4 Les différents types de boîtiers des modules IGBT 

Le rôle du boîtier 

Le boîtier a pour rôle d’assurer la liaison électrique entre les puces diodes 

et IGBT, l’isolation électrique entre les différentes connexions des modules et le 

maintien mécanique de l’ensemble. Ceci doit être réalisé en optimisant les transferts 

thermiques de la puce IGBT vers l’extérieur du boîtier et réduire les inductances 

parasites. La figure 1.18 montre quelques boîtiers de modules IGBT. 

FIG. 1.18 – Différents types de boîtiers de modules IGBT 

Dans la plupart des cas, les modules IGBT sont soit en boîtier plastique (avec 

semelle métallique), soit en boîtiers "press-pack". Ces deux technologies sont les 

plus répandues pour les IGBT disponibles dans le commerce. Nous détaillons ces 

deux technologies. 

Boîtiers plastiques 

Le problème de base de la mise en boîtier des puces IGBT et diode est d’avoir 

un bon compromis entre la fiabilité et l’évacuation des pertes des puces vers l’extérieur. 

Ce compromis va conduire au choix des isolants, des semelles métalliques 

et des soudures. 

15


La figure 1.19 montre la structure d’un boîtier de module IGBT. On voit apparaître 

la semelle (baseplate) qui garantit la rigidité mécanique de l’ensemble et le 

transfert thermique de l’intérieur vers l’extérieur du boîtier ; les couches d’isolants 

entre les puces de silicium et la semelle pour l’isolation galvanique des boîtiers ; 

les "bondings" et les connexions vers l’extérieur. 

FIG. 1.19 – Coupe schématique d’un module IGBT monté sur radiateur 

La fiabilité des modules IGBT en boîtier plastique est limitée par la fatigue des 

soudures entre "bondings" et puces IGBT ; entre puces IGBT et isolant puis entre 

isolant et semelle. 

Pour les brasures entre "bondings" et puces, des forces électromagnétiques se 

créent à chaque impulsion de courant (voir figure 1.20). Le cisaillement se situe 

sous le "bonding" sur la métallisation de la puce (7 micromètre d’épaisseur) au 

talon de la soudure. La granulométrie de l’aluminium des métallisations augmente 

et la liaison se dégrade puis se rompt. Par expérience, la soudure ultrasonique est 

meilleure que la thermo-compression [Alo98]. 

Les soudures "puce - isolant" et "isolant - semelle" sont soumises à des contraintes 

mécaniques si les coefficients de dilatation thermiques sont différents entre les matériaux 

à souder. La figure 1.21 montre le type de déformation propre à un empilage 

de trois matériaux. 

On peut calculer la contrainte S au centre de la puce par [Alo98] : 

16


FIG. 1.20 – Connexion par bonding 

Si 

soudure 

isolant 

T 

Si 

soudure 

isolant 

T 

FIG. 1.21 – Déformation d’un empilage à cause de dilatations thermiques 

17


S = 

D · ∆α · ∆T · E 

2 · es 

D : Diagonale de la puce 

∆α : Différence de coefficient de dilatation Si-brasure 

∆T : Différence de température entre les deux matériaux 

E : Module d’élasticité Young du matériau 

es : Epaisseur de la brasure 

(1.1) 

On distingue trois types de brasures : 

• brasure élastique : (dite brasure dure) à base de molybdène, a pour avantages 

d’avoir un coefficient de dilatation identique au silicium et un coefficient 

d’élasticité élevé. 

• brasure tendre : à base de plomb, d’étain et d’argent avec des alliages de métaux 

comme l’indium et l’antimoine. 

• colle epoxy chargée d’argent : pratique mais sa fiabilité reste à être éprouvée. 

Pour les isolants, on distingue plusieurs matériaux utilisés dans l’industrie : 

alumine (Al 2 O 3 ) ; berylium (BeO) ; nitrure d’aluminium (AlN). 

Pour les semelles, on utilise couramment le cuivre pour obtenir une bonne 

conductivité thermique et l’AlSiC 19 (mélange d’aluminium et de carbure de silicium) 

pour une bonne fiabilité lors de cyclages thermiques. 

Le mode de défaillance des soudures est dû à la fatigue thermique sous l’effet 

de cyclage thermique. Les structures d’empilage se déforment selon des cycles 

imposés par les pertes dans le composant. On rencontre le plus souvent les phénomènes 

de fatigue thermique dans les modules IGBT utilisés pour la traction. 

On utilise alors des semelles AlSiC avec isolant AlN 20 . Le tableau 1.2 montre les 

coefficients des matériaux utilisés pour l’électronique de puissance. 

Les figures suivantes montrent la composition du module Eupec FZ1200R33KF2. 

Ce composant constitue un seul IGBT avec diode anti-parallèle. Il est constitué de 

six zones chacune constituée de quatre puces IGBT 50A et deux puces diode de 

100A : voir figure 1.22. 

Sur la figure 1.23, on montre plus en détail une zone constituée de deux puces 

IGBT et une puce diode. On voit apparaître plus clairement les systèmes de connexion 

en bus-barre et par "bonding". 

Sur la figure 1.24, on fait apparaître l’empilage des puces, de l’isolant et de la 

semelle. On distingue difficilement les soudures (couches très fines). 

19 Aluminium + Carbure de Silicium 

20 Nitrure d’Aluminium 

18


matériaux 

Coefficient 

de dilatation 

[ppm/°C] 

Module 

Young 

[GPa] 

Charge 

rupture 

[MPa] 

Acier (Fe+C) 11 200 450 300 

Aluminium (Al) 23 70 100 80 

Antimoine (Sb) 11 

Cuivre (Cu) 16 130 180 170 

Etain (Sn) 20 50 250 

Fer (Fe) 12 210 290 200 

Germanium (Ge) 6 200 

Kovar (Ni+Fe) 13 450 300 

Molybdène (Mo) 5 325 650 500 

Nickel (Ni) 13 200 520 360 

Or (Au) 14 78 200 

Plomb (Pb) 29 16 15 10 

Silicium (Si) 4 200 100 

Tungstène (W) 4.5 430 

Tantale (T) 6.5 

soudures 

Au + 20 Sn 16 48 250 200 

Au + 3 Si 12 80 230 200 

PbAgIn 28 

Pb + 5 Sn 13 10 

Sn + 3.5 Ag + 1.5 

20 15 

Sb 

Sn + 10 Ag + 10 

47 30 

Sb 

Sn + 25 Ag + 10 

65 50 

Sb 

SnSb 26 

isolants 

Mica 3 

Quartz (SiO 2 ) 13 310 

Alumine (Al 2 O 3 ) 6 340 193 

Berylium (BeO) 6 158 

Nitrure d’aluminium 

(AlN) 

6 

de 

Limite élastique 

[MPa] 

TAB. 1.2 – Propriétés mécaniques des matériaux de l’électronique de puissance 

19


FIG. 1.22 – Module IGBT FZ1200R33KF2 avec et sans boîtier plastique 

FIG. 1.23 – Puces IGBT et diodes FZ1200R33KF2 

20


FIG. 1.24 – Empilage des couches puces - isolant - semelle FZ1200R33KF2 

Boîtiers "press-pack" 

Nous avons vu dans le paragraphe précédent que l’empilage puce - isolant - semelle 

est soumis à des contraintes mécaniques lors de cyclages thermiques menant 

à la détérioration des soudures (et des résistances thermiques de ce fait). De même 

pour les bondings qui sont soumis à des forces électromagnétiques et contraintes 

thermiques. A partir de ce constat, il est intéressant de supprimer les soudures. 

C’est possible grâce à la technologie "press-pack" qui élimine les soudures grâce 

à une pression permanente en fonctionnement par le système de "clamp". Cette 

solution est utilisée pour les diodes, thyristors, IGCT et IGBT dans le cadre d’applications 

de traction par exemple où les problèmes de cyclage thermique sont les 

plus sévères. 

[Sch01] présente une description d’un IGBT press-pack 6.5kV - 650A. Il est 

constitué de 21 puces IGBT en parallèle. Une puce est représentée figure 1.25 avec 

les connexions métalliques. 

FIG. 1.25 – Coupe d’un IGBT press-pack 

Grâce à cet empilage, la résistance thermique du composant est améliorée par 

21

1.4 Bilan et perspectives 

FIG. 1.26 – Montage press-pack 

rapport à un boîtier plastique car un radiateur est présent sur les deux faces du 

composant. La résistance thermique du composant dépend de la force de serrage 

du "clamp" [Eva99]. La figure 1.26 montre un montage de composant press-pack 

avec les radiateurs et le clamp. 

1.3.5 Les diodes des modules IGBT 

Dans les modules IGBT de puissance, les diodes sont montées en anti-parallèle. 

Elles jouent le rôle de roue-libre dans les onduleurs de tension à commutation dure 

dans la plupart des applications. Elles doivent supporter la même tension que les 

puces IGBT, avoir une chute de tension la plus faible possible, avoir un recouvrement 

le plus faible possible pour minimiser les pertes à la fermeture de l’IGBT. 

Les diodes jouent un rôle important dans la performance du module IGBT 

(pertes en commutation et conduction). La technologie des puces diode évolue en 

même temps que celle des puces IGBT car les performances du module IGBT 

dépendent des puces diodes et IGBT. 


Les constructeurs proposent à l’heure actuelle une large gamme de produits qui 

permet au module IGBT de trouver sa place dans bon nombre d’applications. Pour 

représenter l’état actuel (2005) des possibilités des modules IGBT, on propose le 

graphique de la figure 1.27 qui donne les courants coupés maximums en fonction 

des tensions de blocage pour trois types de modules IGBT : 

22


– single : module IGBT simple 

– dual : module IGBT double 

– six-pack : module IGBT pour onduleur triphasé 

Ce graphique est donné pour le constructeur Eupec. Il donne un bon aperçu de 

l’état actuel du marché de l’IGBT. 

4.0 kA 

Courant coupé maximal [A] 

3.5 kA 

3.0 kA 

2.5 kA 

2.0 kA 

1.5 kA 

1.0 kA 

500.0 A 

single 

dual 

six−pack 

0.0 A 

0 V 1 kV 2 kV 3 kV 4 kV 5 kV 6 kV 7 kV 

Tension bloquée maximale[V] 

FIG. 1.27 – Gamme de modules IGBT du constructeur Eupec, boîtiers single, dual 

et six-pack 

On remarque que les possibilités à venir sont importantes, notamment pour 

les boîtiers "dual" qui représentent une part de marché très importante. En effet, 

ces boîtiers sont parfaitement adaptés pour la réalisation d’onduleurs. Les boîtiers 

"single" 6500V-600A ont un intérêt pour les applications haute-tension pour s’affranchir 

de la mise en série de composants. Les boîtiers "six-pack" sont intéressants 

pour la réalisation compacte d’onduleurs triphasés à tension réseau (réseau 380V). 

Les avancées technologiques se situent sur la tenue en tension des modules 

(modules 6500V commercialisés à l’heure actuelle) et l’optimisation du compromis 

pertes en commutation - pertes en conduction des modules 1200V - 1700V - 

3300V. 

En effet, comme vu précédemment (paragraphe 1.3.3 page 8), les constructeurs 

se sont lancés dans une course aux dénominations des technologies de puce (FS, 

LPT, SPT, IEGT, CSTBT, HiGT) qui ont toutes le même objectif : réduction des 

pertes et amélioration de la fiabilité des modules. 

Du point de vue de la tenue en tension, l’avancée de la technologie silicium 

semble être faible. Pour comparaison, le plus gros calibre en tension pour les diodes 

de redressement est de 10kV. Le prochain saut technologique se situe certainement 

dans le camp du carbure de silicium (SiC) qui permettrait à long terme de dépasser 

les limites actuelles du silicium malgré le problème de mobilité du SiC compro- 

23

1.5 Conclusion 

mettant pour l’IGBT. 


Le début du chapitre a été consacré à l’historique de l’IGBT et à son comportement 

physique. Ensuite, nous avons vu les différentes technologies de cellule 

IGBT dont les principales sont : punch through, non punch through et trench gate. 

Les nouvelles structures et technologies de cellules ont été exposées pour clarifier 

les termes propres à chaque constructeurs (FS, IEGT, CSTBT, HiGT. . . ). Enfin, 

nous avons décrit les principaux avantages et inconvénients des boîtiers plastiques 

et press-pack. 

Dans le chapitre suivant, nous présentons le composant indissociable au module 

IGBT : le driver d’IGBT. 

24

Chapitre 2 

Etat de l’art des circuits de 

commande d’IGBT 

Dans ce chapitre, nous présentons l’environnement et les fonctions associées 

aux circuits de commande des modules IGBT. Pour chaque fonction, nous exposons 

les objectifs à atteindre puis les solutions technologiques employées et envisageables. 

2.1 Description des circuits de commande d’IGBT dans 

leur environnement 

Le circuit de commande de module IGBT est communément appelé "driver". 

Nous gardons cette dénomination pour la suite du manuscrit. 

La définition d’un driver de module IGBT est relativement simple : c’est un 

circuit qui doit piloter tout type de module IGBT dans tout type de convertisseur 

statique (hacheur, onduleur, redresseur commandé, convertisseur matriciel, ...). Le 

pilotage consiste à provoquer et contrôler les passages de l’état bloqué à l’état 

passant. 

Dans l’objectif d’intégrer ce produit dans les convertisseurs industriels, il faut 

avoir comme objectif de réaliser un driver dont le prix est en accord avec ceux 

des modules IGBT et des convertisseurs. Ceci passe par l’utilisation des solutions 

technologiques fiables et peu coûteuses. 

•Pilotage : 

Le driver a pour rôle de piloter un module IGBT en fonction des ordres qu’il reçoit 

d’une commande globale (voir figure 2.1). Le module IGBT peut être composé 

d’un bras d’onduleur avec diodes de roue libre ou bien d’un seul IGBT avec diode 

de roue libre (figure 2.2). 

•Sécurité : 

Le driver doit effectuer la sécurité rapprochée du module qu’il pilote pour améliorer 

sa survie en cas de défaut. En cas de sur-intensité dans le composant de puissance 

25

2.1 Description des circuits de commande d’IGBT dans leur environnement 

FIG. 2.1 – Synoptique commande - driver - module IGBT - convertisseur statique 

(a) 

(b) 

FIG. 2.2 – Topologie de modules IGBT double et simple 

26

2.2 Commande de grille des modules IGBT 

par exemple, le driver doit couper l’IGBT et envoyer une information d’erreur à la 

commande globale. En cas d’ouverture en court-circuit, le driver doit piloter l’ouverture 

de l’IGBT de telle manière que sa tension V ce ne dépasse pas sa tension de 

claquage. Des mesures et estimations de température peuvent être effectuées pour 

la sécurité thermique des modules IGBT. Des sécurités en di/dt et dv/dt peuvent 

être implantées pour compléter les sécurités en court-circuit et sur-intensité. 

•Isolation galvanique : 

Pour répondre à tous les types de module IGBT et tous les types de convertisseurs 

statiques, les ordres qui proviennent de la commande globale et appliqués sur la 

grille de l’IGBT concerné doivent être isolés galvaniquement. La qualité de cette 

isolation galvanique tient dans sa tenue en tension statique qui permet de piloter 

des IGBT à des potentiels flottants (300V, 600V, 800V, 1500V, ···) et également 

à ses caractéristiques dynamiques qui donneront au driver la possibilité de piloter 

des modules IGBT de plus en plus rapides sans problèmes de CEM (dv/dt) sur 

l’électronique du driver. 

La commande de grille nécessite une puissance pour ouvrir et fermer l’IGBT 

(charge et décharge des charges stockées dans la grille de l’IGBT). Il faut donc 

transmettre cette puissance avec une isolation galvanique du potentiel de la commande 

globale au potentiel flottant (ou non flottant) de l’IGBT. La qualité de cette 

alimentation isolée est soumise aux mêmes caractéristiques que la transmission 

d’ordre : il faut tenir la tension statique et minimiser les capacités de couplage 

entre le primaire et le secondaire de l’alimentation isolée. 

Les capacités parasites entre le primaire et les secondaires ont pour effets de 

générer des courants de mode commun lors des variations de tension sur les secondaires. 

Ces courants circulent au primaire du driver et au niveau de la commande 

globale. Ils peuvent perturber l’électronique au primaire du driver et au niveau de 

la commande globale et ensuite provoquer des dysfonctionnements. 

Pour synthétiser les caractéristiques précédentes, on représente figure 2.3 le 

synoptique d’un driver de module IGBT. On fait apparaître la notion de primaire et 

secondaire pour l’isolation galvanique. 

Dans la suite de ce chapitre, nous présentons les quatre grandes fonctionnalités 

des drivers de modules IGBT : 

• commande de grille 

• protection des modules IGBT 

• transmission des ordres 

• transmission de puissance 


Le but principal de la commande de grille est de faire commuter l’IGBT (charge 

et décharge de la grille de l’IGBT, élément à comportement capacitif). Ensuite, 

différentes contraintes viennent s’ajouter : 

27


FIG. 2.3 – Synoptique du driver d’IGBT 

• contrôle de la vitesse de commutation 

• respect des aires de sécurité des composants de puissance 

• minimisation des pertes en conduction et commutation 

A partir de la fonction principale et des contraintes précédentes, on aboutit à 

une multitude de solutions : 

• commande en tension 

• commande en courant 

• commande mixte (tension et courant) 

• commande en tension avec plusieurs résistances commutables 

• commande en tension et courant avec valeurs ajustables dans le temps 

• commande à résonance 

2.2.1 Commande en tension 

La commande en tension consiste à faire commuter l’IGBT avec une source de 

tension commutable (deux états stables possibles) et une (ou deux) résistance(s) de 

grille. La source de tension V g passe de V dd à V cc pour la fermeture et de V cc à V dd 

pour l’ouverture : la figure 2.4 représente cette solution. 

Nous nous intéressons aux solutions technologiques pour réaliser la source 

commutable V g . Nous disposons de deux sources de tension aux valeurs V cc et 

28


(a) 

(b) 

FIG. 2.4 – Commande de la grille en tension 

V dd qu’il faut commuter sur la résistance de grille de l’IGBT à l’aide d’interrupteurs 

commandés. Nous disposons de composants commandables de type bipolaire 

et MOSFET. Suite aux travaux de thèse réalisés par Mohamad Kheir El Chieckh 

[EC95], nous exposons la liste des solutions possibles en technologie bipolaire et 

MOSFET : figure 2.5. 

Les signaux de commande a et b permettent de faire commuter indépendamment 

l’un ou l’autre des interrupteurs de la structure. Le secondaire du driver doit 

générer les signaux de commande a et b en fonction des ordres reçus provenant du 

primaire. 

•Push-pull à bipolaire : 

Les deux transistors bipolaires sont utilisés en suiveur de tension. Le gain en courant 

β permet aux sources de tensions a et b de ne pas fournir un courant trop 

important dans les bases des transistors bipolaires lors des impulsions du courant 

de grille. Les potentiels a et b doivent être reliés, la commande de cette structure 

nécessite une seule tension de commande qui commute entre V cc et V dd . 

•Push-pull inversé à bipolaire : 

Les deux transistors sont utilisés en régime de saturation. Un courant est extrait de 

la base de T 1 pour la fermeture de l’IGBT et un courant est injecté de la base de 

T 2 pour l’ouverture de l’IGBT. Cette solution nécessite un système de temps mort 

pour éviter de court-circuiter les sources V cc et V dd . 

•Totem pole à bipolaire : 

Le transistor T 1 fonctionne en suiveur de tension et T 2 en régime de saturation. 

Cette structure est utilisée en sortie des circuits TTL. Le pilotage de cette structure 

ne pose pas de problème. 

•Push-pull à MOSFET : 

Cette structure ne permet pas de piloter convenablement une grille d’IGBT. Sur la 

figure 2.6, on représente la charge d’une capacité C via une résistance R avec un 

transistor MOSFET. 

29


(a) 

(b) 

FIG. 2.5 – Commande de grille en technologie bipolaire et MOSFET 

30


FIG. 2.6 – Charge d’une capacité avec un transistor MOSFET 

On suppose que la tension V gm ne peut pas dépasser la tension d’alimentation 

V cc pour des raisons évidentes de simplicité de la solution. Au temps t = 0 − , le 

condensateur C est initialement déchargé (V c = 0) et la tension V gm = 0. Au temps 

t = 0 + , la tension V gm passe de 0V à V cc quasi instantanément. Le MOSFET entre 

en conduction et charge la capacité C. La tension V c croît à partir de 0V et atteint la 

valeur d’équilibre V c = V cc −V th (V th : tension de seuil du transistor MOSFET). Or 

ceci n’est pas acceptable car la tension finale de V c peut atteindre 11V au lieu de 

15V (V cc ) par exemple ce qui ne permet pas de minimiser la tension de saturation 

de l’IGBT (V cesat = f (V ge ,I c )) piloté par cette structure. 

•Push-pull inversé à MOSFET : 

Les deux transistors sont utilisés en commutation et permettent d’obtenir des temps 

de montée et descente de T 1 et T 2 très faibles. Un système de temps mort sur les 

commandes a et b permet d’éviter de court-circuiter les sources V cc et V dd . 

•Totem pole à MOSFET : 

Pour les mêmes raisons que le push-pull à MOSFET, le totem pole à MOSFET ne 

permet pas de piloter convenablement une grille d’IGBT. 

2.2.2 Commande en courant 

La commande en courant consiste à faire commuter l’IGBT avec une source 

de courant. La source doit pouvoir fournir un courant positif et négatif avec une 

tension aussi bien positive et négative (source quatre quadrants). Des écrêteurs de 

tension sont ajoutés en parallèle sur la grille de l’IGBT pour limiter la tension V ge : 

voir figure 2.7. 

Or, cette solution n’est pas réalisable telle qu’elle est présentée sur la figure 

2.7. Il faut utiliser une source de courant et un puits de courant que l’on commute 

31


FIG. 2.7 – Commande de grille en courant et diodes zener 

pour la fermeture et l’ouverture de l’IGBT (voir figure 2.8). 

FIG. 2.8 – Commande en courant avec une source de courant I s et un puits de 

courant I p , interrupteurs commandables a, b, c et d 

Cette solution nécessite une synchronisation parfaite entre le interrupteurs a, b, 

c et d pour que les sources de courant soient toujours connectées sur une charge. 

Il faut noter également que cette solution est très coûteuse car elle dissipe en 

32


permanence la puissance I s .V DZ1 quand l’IGBT est fermé et I p .V DZ2 quand l’IGBT 

est ouvert. 

Une source de courant peut être réalisée par une source de tension et résistance 

en série. La valeur de la source de tension doit être supérieure à la tension de charge 

de la grille de l’IGBT (figure 2.9). 

(a) 

(b) 

FIG. 2.9 – Source de courant à partir d’une source de tension 

Les diodes zener D Z1 et D Z2 limitent la tension de grille. Cette solution consomme 

énormément de puissance car la source de tension débite en permanence dans la 

résistance R g et les diodes zener en régime permanent. Cette solution est envisageable 

pour la simulation ou pour la caractérisation de composants mais pas pour 

un driver industriel pour des raisons évidentes de consommation. 

2.2.3 Commande mixte 

Nous voyons que la commande par générateur de courant pose quelques problèmes 

de consommation lors des régimes permanents sur la tension de grille de 

l’IGBT. Ce problème peut être contourné en associant des générateurs de courant 

pour les phases transitoires et des générateurs de tension pour les régimes permanents. 

Cette solution est illustrée figure 2.10. 

Lors de la phase transitoire de charge de la grille de l’IGBT, on commence 

par fermer b, ouvrir a et e ( f et c ouverts, d fermé). La grille se charge à courant 

constant ce qui permet de maîtriser les gradients des grandeurs V ce et I c sur charge 

inductive. Lorsque la tension V ge est proche de V + , on ferme a et e, on ouvre b 

pour que la tension de grille finisse de se charger à la tension V + via la résistance 

R. Lorsque la tension V ge a atteint la valeur V + , le courant de grille est quasi nul et 

la consommation du circuit de charge est quasi nulle. 

Cette solution nécessite la gestion de six interrupteurs (a, b, c, d, e et f ) qui 

représente une des difficultés de ce circuit. 

Par souci d’optimisation de la commutation de l’IGBT, on peut extrapoler la 

solution précédente avec plusieurs sources de courant et de résistances de grille. 

Ceci peut être utile pour maîtriser indépendamment les gradients de V ce et I c . La 

figure 2.11 illustre une des nombreuses possibilités. 

33


FIG. 2.10 – Commande mixte, source de courant I s et puits de courant I p , interrupteurs 

commandables a, b, c et d 

FIG. 2.11 – Commande mixte généralisée 

34


2.2.4 Commande en tension avec plusieurs résistances de grille 

Pour maîtriser indépendamment les vitesses de variation de V ce et I c sur un 

IGBT sur charge inductive et avec une commande de grille en tension, une des 

méthodes consiste à utiliser plusieurs résistances de grille que l’on connecte en 

fonction de l’état de commutation de l’IGBT. 

On illustre cette méthode sur la figure 2.12 qui permet de mettre en conduction 

l’IGBT avec trois résistances de grille et d’effectuer l’ouverture avec une résistance. 

FIG. 2.12 – Commande de grille avec plusieurs résistances de grille 

Cette solution permet d’améliorer les pertes à la mise en conduction de l’ordre 

de 20% par rapport à une commande avec une seule résistance de grille [Man03]. 

Lors de la charge de la grille de l’IGBT, la tension V ge est initialement à la valeur 

V − . Tant que la tension V ge reste inférieure à V th (tension de seuil de l’IGBT), on 

commute la résistance de grille R 1 (valeur très faible) pour charger très rapidement 

la grille. Ensuite, lorsque V ge dépasse la valeur V th , le courant I c croît et la résistance 

de grille est R 2 (valeur forte) pour limiter les valeurs de dI c /dt et du courant 

de recouvrement de la diode de roue libre qui induit des pertes importantes dans 

l’IGBT. Lorsque la commutation du courant est terminée, la diode se bloque et la 

tension V ce décroît. La résistance de grille est R 3 (valeur moyenne) pour accélérer 

la décroissance de la tension V ce pour minimiser les pertes en commutation. La 

figure 2.13 montre les chronogrammes de cette solution. 

Cette solution est effectivement très efficace pour réduire les pertes en commutation 

à la mise en conduction mais nécessite une mise en oeuvre importante. Il 

faut détecter le début et la fin de la commutation en courant de la diode. 

2.2.5 Conclusion 

Nous venons de voir que la commande de grille peut être réalisée avec plusieurs 

solutions (commande en tension, courant, mixte). La commande en tension est 

35


FIG. 2.13 – Oscillogramme d’une commande de grille avec plusieurs résistances 

de grille 

36

2.3 Protections des modules IGBT 

la plus simple à mettre en oeuvre dans l’optique de la conception de circuits de 

commande à utilisation industrielle. En effet, la commande en courant nécessite 

de dissiper une puissance importante ou de gérer un système d’interrupteurs qui 

augmente la complexité de commande. 

Dans le chapitre 4, nous verrons que la commande de grille en tension permet 

d’obtenir de bonnes performances pour les commutations en fonctionnement 

normal (section 4.2 page 141) et de limiter la surtension sur le collecteur lors de 

l’ouverture en régime de surintensité avec l’aide d’une troisième résistance de grille 

(section 4.3 page 162). 


La destruction d’un module IGBT peut avoir des conséquences importantes des 

points de vue matériel, financier et humain. Lors d’un dysfonctionnement, un module 

IGBT peut exploser et prendre feu. Il peut endommager le matériel environnant 

et éventuellement détruire la totalité de l’installation électrique dans laquelle 

le module IGBT est implanté. Il s’avère indispensable de protéger les modules 

IGBT par leurs systèmes de pilotage. 

2.3.1 Causes de destruction de modules IGBT 

La principale cause de destruction de modules IGBT est thermique. L’élévation 

de température excessive du composant provoque un changement physique des 

puces IGBT et diodes qui entraîne un comportement irréversible du composant 

[Amm98]. 

L’élévation anormale de la température peut être provoquée de différentes manières 

: 

• cyclage et fatigue thermique : l’augmentation des résistances thermiques des 

modules IGBT due au cyclage thermique engendre une augmentation anormale 

de la température du module IGBT en fonctionnement normal [Coq99]. 

Les brasures se fragilisent lors des cycles de température. Le contact surfacique 

se dégrade et le transfert thermique diminue (résistance thermique 

locale augmente). La température et l’excursion de température augmentent 

jusqu’à arriver à la destruction du module. 

• court-circuit : en cas de court-circuit, la puissance dissipée par les puces IGBT 

est énorme. La température croît très rapidement. Sans protection, le module 

IGBT est détruit en un temps assez court : de quelques µs à quelques dizaines 

de µs. 

• amorçage dynamique : la structure quatre couches de l’IGBT peut être amorcée 

de façon irréversible lors de forts dv/dt sur le composant. Le composant n’est 

plus commandable à l’ouverture par la grille et est voué à une mort rapide. 

• avalanche : lors de l’ouverture des modules IGBT, une surtension est observée, 

elle est due à la décroissance du courant dans les inductances de câblage. 

37


Cette surtension peut atteindre la tension limite du composant et provoquer 

l’avalanche de celui-ci. L’énergie d’avalanche et la répétitivité du phénomène 

engendre une augmentation rapide de la température des puces diodes 

et IGBT. 

2.3.2 Protection thermique 

La protection thermique permet de protéger les modules IGBT contre l’élévation 

trop importante de la température moyenne. Cette protection ne permet pas de 

détecter l’élévation de température due à un court-circuit (constante de temps trop 

faible lors d’un court-circuit). Elle permet de détecter si la température moyenne 

de certaines puces IGBT ou diode est trop élevée. 

Pour cela, on mesure la température d’une puce IGBT en fonctionnement, de 

même pour une puce diode. On mesure également la température à l’intérieur du 

module IGBT ou bien à l’extérieur sur le système de refroidissement du module : 

figure 2.14. 

FIG. 2.14 – Différents points de mesure de température pour la protection thermique 

des modules 

•Mesure de la température du système de refroidissement : 

C’est la solution la plus simple envisageable pour détecter une température trop 

importante des puces diodes et IGBT. On suppose que la température du dissipateur 

(ou du système de refroidissement) est l’image de la température moyenne des 

puces diodes et IGBT. Si la température du dissipateur dépasse une valeur donnée, 

le driver ouvre les IGBT et envoie une information de défaut à la commande globale 

(figure 2.1 page 26). 

•Mesure de la température du boîtier de l’IGBT : 

Pour être plus précis sur la mesure de température des puces, on mesure la température 

du boîtier du module IGBT. Pour cela, on utilise la thermistance 1 intégrée à 

certains modules IGBT. Elle permet de donner une estimation de température du 

boîtier du module grâce aux relations suivantes : 

1 composant passif en semiconducteur 

38


Pour une thermistance NTC 2 

( 

R(T ) = R(T 0 ).exp B.( 1 T − 1 ) 

) 

T 0 

Pour une thermistance PTC 3 

R(T ) = R(T 0 ).exp 

(B.( 1 − 1 ) 

T 0 T ) 

Dans la pratique, on utilise un générateur de courant ou un pont diviseur résistif 

pour avoir une tension image de la résistance R, donc une image de la température 

de celle-ci (figure 2.15). Si la température de la thermistance dépasse une valeur 

fixée, le driver doit ouvrir les IGBT et envoyer une information de défaut à la 

commande globale. 

La figure 2.16 montre un module IGBT "six pack" FS225R12KE3 (module 

IGBT pour onduleur triphasé 1200V - 225A) et sa thermistance intégrée au module. 

FIG. 2.15 – Schémas électriques de polarisation de thermistances des modules 

IGBT 

•Estimation d’une température de jonction des puces IGBT et diode : 

Les deux méthodes exposées précédemment ont le mérite d’être faciles à mettre 

en oeuvre. Mais, on ne peut pas mesurer avec précision la température des puces 

diodes et IGBT avec ces deux méthodes. Nous exposons une méthode développée 

par Cyril Buttay [But03]. Elle permet d’estimer la température et le courant des 

MOSFET dans un bras d’onduleur sur charge inductive. On peut envisager d’utiliser 

cette méthode dans le cas des IGBT : on considère le bras d’onduleur de la 

figure 2.17. 

On suppose que la tension V d1 de la puce d 1 dépend de la température T (quand 

la diode est passante) et du courant qui la traverse (i d1 ). De même, on suppose que 

2 Coefficient de température négatif 

3 Coefficient de température positif, B : constante réelle positive 

39


(a) 

(b) 

FIG. 2.16 – Thermistance du module FS225R12KE3 

FIG. 2.17 – Bras d’onduleur sur charge inductive 

40


la tension V ce2 de la puce IGBT 2 dépend de la température T (quand l’IGBT 2 est 

passant) et du courant qui le traverse (i c2 ). Lors d’une commutation, on suppose 

que le courant reste constant dans la charge, on mesure la tension V ce2 avant la 

commutation, la tension V d1 après la commutation : 

V ce2 = f 2 (T,I 0 ) (2.1) 

V d1 = f 1 (T,I 0 ) (2.2) 

Comme on connaît les fonctions f 1 et f 2 (après caractérisation des puces diodes 

et IGBT) et que l’on a mesuré les tensions V ce2 et V d1 , on obtient l’estimation de la 

température T et du courant I 0 (par résolution du système constitué des équations 

2.1 et 2.2). 

On suppose que la température est la même pour les puces IGBT 1, IGBT 2, d 1 

et d 2 . Or, cette hypothèse est difficilement vérifiable dans la pratique car les puces 

sont espacées de plusieurs millimètres à plusieurs centimètres dans le cas de modules 

IGBT. Mais, cette méthode peut donner des estimations de température plus 

précises et plus rapides que dans le cas de la méthode utilisant une thermistance 

exposée précédemment 

2.3.3 Protections contre les court-circuits et surintensités 

•Définition du court-circuit et sur-intensité 

On dit que l’IGBT est en régime de court-circuit quand le courant est supérieur au 

courant nominal et qu’il est limité par l’IGBT (régime en zone saturée : figure 3.1 

page 74). 

On dit que l’IGBT est en régime de sur-intensité quand le courant est supérieur 

au courant nominal et qu’il est limité (ou imposé) par le circuit extérieur à l’IGBT. 

On définit également deux types de défaut : 

Type I : le défaut est présent avant la mise en conduction de l’IGBT 

Type II : le défaut arrive quand l’IGBT est en conduction 

•Intérêt de la sécurité en court-circuit et sur-intensité 

Le régime de court-circuit est supporté par la quasi totalité des modules IGBT 

actuels. Les constructeurs préconisent de ne pas rester dans ce mode de fonctionnement 

plus de 10µs (valeur typique). Pour plus de précision, il faut se reporter aux 

SCSOA 4 des constructeurs. 

En cas de régime de court-circuit, le driver doit couper l’IGBT et envoyer une 

information de défaut à la commande globale (figure 2.3 page 28). 

Le régime de court-circuit répétitif entraîne une chute de la durée de vie des 

puces IGBT. Des travaux montrent que la probabilité de destruction des puces 

IGBT est très fortement liée au nombre de court-circuits que les puces IGBT ont 

subi [SE04] [SE02]. 

4 Short Circuit Safe Operating Area 

41


Ceci montre que si le régime de court-circuit est raccourci ou même évité, la 

durée de vie du module IGBT est moins altérée. 

•Méthodes de détection de court-circuit et de surintensité 

L’objectif des sécurités en court-circuit et en surintensité des drivers d’IGBT est de 

détecter le plus vite possible ces modes de fonctionnement et d’ouvrir l’IGBT. Le 

système de protection contre les surtensions suite aux court-circuits et surintensités 

est exposé dans le paragraphe suivant. 

La méthode la plus utilisée consiste à mesurer la tension collecteur-émetteur 

quand l’IGBT est passant pour détecter un courant anormal dans l’IGBT. En effet, 

lors d’un court-circuit de type I ou II, la tension collecteur chute très peu par rapport 

à la tension de bus. Dans ce cas, le court-circuit est très facile à détecter : la 

tension collecteur atteint plusieurs centaines de volts au lieu de quelques volts en 

fonctionnement normal. 

Lors d’un défaut en surintensité la tension collecteur décroît rapidement, atteint 

la valeur correspondant au réseau statique V ce = f (V ge ,I c ). Ensuite, le courant collecteur 

croît rapidement à cause d’une faible impédance inductive de défaut. Dans 

ce cas, la détection du régime de surintensité s’effectue en comparant la mesure 

de la tension V ce (= f (V ge ,I c )) et une tension fixée au préalable par l’utilisateur 

(V re f ). Si la tension V ce dépasse la tension V re f , le driver coupe l’IGBT et envoie 

une information de défaut à la commande globale (voir figure 2.3 page 28). 

La figure 2.19 montre les oscillogrammes pour un défaut de court-circuit de 

type I, la figure 2.20 pour un régime de sur-intensité de type I pour un bras d’onduleur. 

L’inductance L moteur modélise l’inductance de phase d’un moteur et L cc 

l’inductance de défaut de court-circuit (quelques µH). 

FIG. 2.18 – Bras d’onduleur avec impédance de court-circuit 

Sur la figure 2.19, on remarque que dans le cas d’un court-circuit, la tension 

V ce ne décroît pas jusqu’à une valeur proche de quelques Volts. La longueur du 

plateau Miller est plus faible que lors de commutation en fonctionnement normal. 

42


FIG. 2.19 – Court-circuit de type I 

FIG. 2.20 – Sur-intensité type I 

43


Cette information peut être utilisée pour détecter un régime de court-circuit. Dans 

la thèse de Robert Pasterczik [Pas93], différentes méthodes sont exposées pour 

détecter le régime de court-circuit par la mesure de la tension grille-émetteur. 

En cas de défaut, la montée du courant dans l’IGBT est imposée par l’impédance 

de défaut. Dans la plupart des cas, on modélise cette impédance par une 

inductance de faible valeur, ce qui correspond bien à la réalité. La montée du courant 

est très rapide lors d’un défaut. La détection peut être effectuée par la mesure 

du di/dt dans l’IGBT. Une méthode consiste à mesurer la tension entre l’émetteur 

de puissance et l’émetteur de commande qui donne une image du di/dt dans l’IGBT 

grâce aux effets inductifs des connexions internes du module IGBT [Lef05] : voir 

section 4.3 page 162. 

2.3.4 Protections contre les surtensions 

Lors de l’ouverture en régime de défaut, la surtension présente sur le collecteur 

du module IGBT est supérieure à celle obtenue en commutation normale. Elle 

peut dépasser la tension admissible par le module IGBT et provoquer sa destruction. 

Pour éviter ce type de destruction de module IGBT, on utilise un système qui 

permet de limiter la surtension sur le collecteur en cas d’ouverture de l’IGBT en 

régime de défaut. 

La solution la plus répandue consiste à utiliser des diodes TRANSIL 5 entre 

le collecteur et la grille du module IGBT : souvent appelé "clamping" ou "clamping 

actif". Dès que la tension collecteur-émetteur dépasse la tension des diodes 

TRANSIL T r , un courant i T R est injecté dans la grille (figure 2.21), la tension V ge 

augmente, l’IGBT fonctionne en linéaire et la tension V ce est réduite. 

FIG. 2.21 – Hacheur en régime de défaut avec clamping à diode TRANSIL 

Sur la figure 2.22, on représente le courant collecteur I c , les tensions V ge et V ce 

sans et avec diode TRANSIL. Avec le système de clamping, la tension V ge remonte 

5 marque déposée 

44


après le plateau Miller (phénomène expliqué dans le paragraphe 3.2.1 page 78) : 

dans cette phase, la tension V ge est fixée à une tension pour limiter la tension V ce à 

une valeur proche de la tension de la diode TRANSIL T r . 

FIG. 2.22 – Ouverture de l’IGBT avec et sans système de clamping à diode TRAN- 

SIL 

Cette solution est très utilisée sur les drivers de module IGBT de type industriel. 

Elle comporte néanmoins des risques : la contre-réaction du collecteur sur la grille 

peut engendrer des oscillations sur la tension de grille et la tension collecteur. Si 

ces oscillations deviennent trop importantes, l’IGBT peut repasser à l’état saturé. 

Le courant dans l’IGBT se met à croître, la sécurité en surintensité coupe l’IGBT et 

l’ouverture crée une surtension qui dépasse la valeur des diodes TRANSIL. A cause 

de ce phénomène, l’IGBT voit son courant augmenter très rapidement, quelques 

cycles suffisent pour que le module soit détruit. 

Pour éviter ce phénomène, on ajoute une résistance en série avec les diodes 

TRANSIL. Cette résistance permet d’amortir les oscillations sur les tensions de 

grille et collecteur. Mais, elle a pour conséquence néfaste de modifier la tension 

maximale vue par le collecteur. Ceci implique un réglage précis du système de 

clamping pour chaque convertisseur : choix de R g , R T et T r sur la figure 2.23. 

Afin d’étudier ce phénomène, nous avons réalisé des essais de clamping sur 

des modules IGBT. Les essais ont été réalisés conformément au schéma de la figure 

2.23. La tension de bus est de 360V environ. La tension V ge passe de +16V à 

-16V lors de l’ouverture du module IGBT. Une surtension apparaît sur la tension 

V ce , les diodes TRANSIL entrent en conduction et le courant i g qui est alors néga- 

45


FIG. 2.23 – Hacheur en régime de défaut avec clamping à diode TRANSIL et résistance 

série 

tif croît rapidement pour atteindre des valeurs positives (figure 2.24). La tension 

V ge augmente légèrement après le plateau Miller pour ralentir la décroissance du 

courant collecteur et ainsi limiter la surtension. 

FIG. 2.24 – Exemple de clamping à diode TRANSIL 


Compte tenu des coûts des convertisseurs à base de modules IGBT, on comprend 

l’intérêt de mettre en oeuvre des systèmes de protection pour la thermique, 

les court-circuits et surintensités, les surtensions. 

La protection thermique avec la mesure de la température du système de refroidissement 

est la plus simple à mettre en oeuvre mais fait intervenir des constantes 

46

2.4 Transmission des ordres 

de temps de plusieurs dizaines de minutes. La mesure de la température avec l’aide 

d’une thermistance permet de mesurer la température au plus près des puces diodes 

et IGBT du module. La mise en oeuvre est très simple et son efficacité est excellente. 

Les systèmes de mesure de température des puces diodes et IGBT sont beaucoup 

plus lourds à mettre en oeuvre et ne sont pas mis en oeuvre à l’heure actuelle 

sur des drivers industriels. Ils nécessitent des systèmes de mesures analogiques, de 

conversions analogique-numérique et des traîtements numériques. 

Les systèmes de protection contre les court-circuits, les surintensités et les surtensions 

sont nécessaires car ils garantissent la sûreté de fonctionnement du convertisseur 

de puissance lors de défauts. A l’heure actuelle, la méthode utilisée consiste 

à mesurer la tension V ce lorsque l’IGBT est passant (methode du V cesat ) puis en cas 

de défaut d’ouvir l’IGBT comme en fonctionnement normal. Le système à diodes 

TRANSIL est également actif et limite la surtension aux bornes de l’IGBT. Cette 

méthode est assez simple à mettre en oeuvre et est très largement répandue dans 

les applications industrielles. Dans le chapitre 4, nous verrons les améliorations 

que l’on peut apporter à cette méthode lorsque les défauts ont des impédances extrêmement 

faibles, ceci pour éviter de fonctionner en régime de court-circuit et 

seulement en régime de surintensité. 


La transmission des ordres a pour but de transmettre les ordres provenant du 

primaire pour les restituer au secondaire (et inversement pour le retour d’information 

dont les ordres proviennent du secondaire et sont restitués au primaire) : voir 

figure 2.3 page 28. Cette transmission doit garantir une isolation galvanique statique 

et dynamique ; elle doit être rapide pour minimiser le temps de transfert entre 

la commande globale et la grille du module IGBT ; elle doit résister aux perturbations 

électromagnétiques. 

Dans cette partie, nous nous attachons aux différentes solutions technologiques 

existantes avec l’évaluation des performances sur les points suivants : 

• isolation galvanique statique 

• isolation galvanique dynamique : capacité de couplage entre primaire et secondaire 

• rapidité du transfert des ordres 

• consommation 

• mise en oeuvre 

• immunité aux perturbations électromagnétiques 

Nous exposons quatre axes de solutions technologiques pour la transmission 

des ordres. Dans chaque axe, il existe différentes variantes associées aux modes de 

transmission des ordres et des choix des composants. 

47


FIG. 2.25 – Synoptique d’une transmission d’ordre 

2.4.1 Transmission optique 

Cette solution consiste à associer un émetteur optique (LED) à un récepteur 

photo-sensible (photo-transistor ou photo-diode). 

Optocoupleur 

La première solution utilisable est l’optocoupleur. La diode émettrice et le composant 

photosensible sont dans le même boîtier plastique. Le composant photosensible 

peut être un transistor bipolaire, un transistor bipolaire Darlington, un triac, 

une diode ou un thyristor. Les performances de ces composants sont limitées à une 

isolation statique de quelques kV et des dV/dt de quelques kV/µs maximum. De 

plus, les temps de propagation sont très longs, ils peuvent varier de quelques µs 

à quelques ms. Quelques optocoupleurs ont des temps de propagation inférieurs à 

100ns. 

Cette solution est à écarter car les temps de propagation doivent être inférieurs 

à 1µs pour les drivers de module IGBT. De plus, les dv/dt rencontrés dans des 

applications peuvent atteindre quelques dizaines de kV/µs pour les modules IGBT 

et quelques centaines de kV/µs pour les MOSFET dans des cas extrêmes. 

LED - photodiode - comparateur 

Compte tenu des remarques précédentes, il devient préférable d’utiliser des 

composants "séparés" pour la transmission d’ordre. Un guide de lumière entre 

l’émetteur et le récepteur permet de bien séparer physiquement (quelques mm) les 

deux parties pour augmenter la tenue en tension statique et minimiser les capacités 

parasites entre l’émetteur et le récepteur. La figure 2.26 illustre cette solution où le 

guide de lumière est une fibre optique. 

48


FIG. 2.26 – LED et photodiode séparées par une fibre optique 

La LED est alimentée en fonction des ordres à émettre. La logique de commande 

est triviale. La photodiode peut être modélisée par un générateur de courant 

qui dépend de l’intensité lumineuse reçue avec en parallèle un condensateur dont 

la valeur dépend de la tension inverse de la photodiode. Une utilisation simple de 

ce principe est de connecter une résistance en série avec la photodiode, de mesurer 

et de comparer la tension à ses bornes pour faire commuter un comparateur (figure 

2.27). 

FIG. 2.27 – Transmission avec LED - photodiode et comparateur 

Les éléments parasites sont représentés sur cette figure pour faire apparaître les 

points faibles de cette structure. Avec les composants actuels, on peut avoir une 

photodiode qui a une capacité parasite de 10pF et un courant photo-électrique de 

10µA. Si l’on prend V re f = 0.5V (valeur faible), il faut avoir une tension aux bornes 

de R 3 qui varie entre 0V (presque 0V, dépend du courant de repos de la photodiode 

et de la résistance R 3 ) et 1V. Il faut donc prendre R 3 =1V / 10µA = 100kΩ. Or, la 

capacité parasite C 1 et la résistance R 3 créent une constante de temps τ 1 de 1µs. 

Ce qui veut dire que la tension V R3 met environ 1µs pour passer de 0V à 0.5V et 

49


de 1V à 0.5V. Ce temps est assez élevé mais reste acceptable. Or, les niveaux de 

tension sont très faibles (détecter 0.5V) pour un environnement qui est soumis à de 

nombreuses perturbations électromagnétiques. Si l’on augmente R 3 à 500kΩ pour 

avoir une tension V R3 =5V, on obtient τ 1 = 5µs . . . 

LED - photodiode - amplificateur - comparateur 

Le principe de l’émission est identique à la solution précédente. L’émetteur 

et le récepteur sont séparés par une fibre optique. Pour la réception, on voit qu’il 

faut réaliser un compromis entre la rapidité et l’immunité aux parasites extérieurs 

par rapport à la solution précédente. Pour contourner ce problème, on réalise un 

amplificateur de transimpédance qui donne une tension image du courant de la 

photodiode. Celle-ci n’est plus connectée en série avec une résistance de forte valeur 

qui permet d’obtenir des temps de montée et de descente rapides. La figure 

2.28 propose un schéma amplificateur de transimpédance. 

FIG. 2.28 – Transmission avec LED - photodiode - amplificateur - comparateur 

En régime statique, on obtient V id = i d · (R 2 + R 3 ). On fixe la valeur maximale 

de V id par les valeurs de résistances R 2 et R 3 . En régime dynamique, on ajuste les 

régimes transitoires avec les capacité C 2 et C 3 . La tension V inv permet de polariser 

en inverse la photodiode d 2 qui a pour effet de réduire sa capacité parasite C 1 et 

augmente ainsi la rapidité du système. 

LED - recepteur intégré 

Cette solution est identique à la précédente. L’émetteur et le récepteur sont 

séparés par une fibre optique. Le système de réception est entièrement intégré. La 

figure 2.29 illustre cette solution. 

Les performances de cette solution technologiques sont exposées dans la partie 

4.4.1 page 180. 

50


FIG. 2.29 – Transmission avec LED et récepteur intégré 

2.4.2 Transformateur magnétique 

Principe de base 

Cette solution consiste à transmettre un ordre isolé galvaniquement à l’aide de 

bobinages et de matériaux magnétiques (ferrites). Les bobinages sont soit réalisés 

sur circuit imprimé (tranformateur planar), soit par des fils avec isolants bobinés 

sur le matériau magnétique. 

Le transformateur magnétique est piloté par une électronique pour l’émission. 

La réception est également réalisée par une électronique pour mettre en forme le 

signal reçu au secondaire du transformateur : voir figure 2.30. 

FIG. 2.30 – Principe de base de l’émission et réception d’ordre avec transformateur 

magnétique 

Il existe deux grands types de transmission d’ordre par transformateur magnétique 

: transmission par modulation ou par impulsion. 

51


Transmission par modulation d’amplitude 

Dans ce cas, le primaire du transformateur est excité par une tension alternative 

à fréquence fixe pour transmettre l’état "haut". Pour l’état "bas", la tension au 

primaire du transformateur magnétique est nulle. Dans le premier cas, la tension au 

secondaire est alternative (de même fréquence que la tension au primaire). Dans le 

second cas, la tension au secondaire est nulle. L’électronique du secondaire doit détecter 

la présence ou non de la tension alternative au secondaire du transformateur 

pour faire changer l’état de sa sortie (figure 2.31). 

FIG. 2.31 – Transmission d’ordre avec transformateur magnétique et modulation 

d’amplitude 

Transmission par impulsion 

Dans ce cas, le primaire du transformateur est excité par des impulsions brèves 

à chaque fois que la tension V entree change de valeur. Cette transmission est réalisée 

sur les fronts de V entree et non sur ces états. La tension au secondaire du transformateur 

est constituée d’impulsions qui sont détectées par l’électronique au secondaire 

et remise en forme pour obtenir l’oscillogramme de la figure 2.32. 

Il existe un problème majeur dans ce système à impulsion. On peut avoir des 

perturbations importantes lors des commutations des modules IGBT. Le système 

de détection des impulsions au secondaire peut alors soit ne pas détecter une impulsion 

ou soit être perturbé et voir une impulsion alors que celle-ci provient d’un 

parasite. Dans les deux cas, le module IGBT concerné va entrer en défaut : les deux 

IGBT du même bras sont en conduction en même temps. 

2.4.3 Transformateur sans noyau magnétique : transformateur coreless 

Dans la suite de ce manuscrit, nous appelons transformateur coreless un transformateur 

magnétique qui n’a pas de noyau magnétique. Un transformateur co- 

52


FIG. 2.32 – Transmission d’ordre avec transformateur magnétique et impulsions 

reless est constitué de bobinages couplés sans matériaux magnétiques. Le plus 

souvent, les bobinages sont sérigraphiés sur un circuit imprimé. Les différents bobinages 

sont isolés par le circuit imprimé. Les coefficients de couplage entre les 

bobinages permettent de réaliser des transformateurs coreless : voir figure 2.33 

pour exemple. Ce transformateur coreless a été réalisé pour les drivers de la société 

ARCEL. Il est en matériau FR4 de 1.6mm et une épaisseur de cuivre 35µm. Il a été 

spécialement conçu pour la transmission du retour défaut (information provenant 

du secondaire en direction du primaire). L’analyse et la conception sont présentées 

au paragraphe 4.4.2 page 185 : il est fait appel à un logiciel de calcul numérique 

3D, à LTSpice 6 et à des essais expérimentaux. 

FIG. 2.33 – Prototype de transformateur coreless réalisé sur circuit imprimé, dimension 

de 6mm x 6mm 

Comme pour le transformateur magnétique (voir paragraphe 2.4.2), le trans- 

6 Marque déposée 

53


formateur coreless est piloté par une électronique pour l’émission et la réception : 

voir figure 2.30 page 51. Les modes de pilotage du transformateur coreless sont 

identiques au transformateur magnétique. 

De nombreuses publications montrent les différentes formes de bobinage (carré, 

rectangle, cercle) et les conséquences sur les caractéristiques des transformateurs 

coreless [Tan99] [Hui99b] [Hui99a] [Tan99] [Tan00] [Tan01] [Hui97]. Des applications 

spécifiques ont été réalisées pour la transmission d’ordre par modulation 

pour driver d’IGBT [Vas04]. 

2.4.4 Transformateur piezo-électrique 

Principe de base 

Le transformateur piezo-électrique est constitué d’une (ou plusieurs) céramique(s) 

piezo-électrique(s) et de quatre électrodes métalliques. L’effet piezo-électrique inverse 

est utilisé pour créer une déformation mécanique à partir d’un champ électrique 

(au primaire du transformateur). L’effet piezo-électrique direct est utilisé 

pour créer une tension à partir d’une déformation mécanique (au secondaire du 

transformateur). On illustre ce principe sur la figure 2.34 où l’on représente un 

transformateur piezo-électrique en forme de barre. 

FIG. 2.34 – Principe de base du transformateur piezo-électrique 

Des applications à base de transformateur piezo-électrique sont utilisées pour 

piloter un bras d’onduleur à IGBT [Vas01] [Vas02] [Vas03b]. 

Il faut noter qu’il existe plusieurs formes de transformateurs piezo-électriques. 

Les plus courants pour les applications de commande isolée sont en barreau ou en 

disque [Vas01] [Vas02] [Vas03b] [Vas03a]. 

Modes de transmission 

Comme pour les transformateurs magnétiques et coreless, on peut utiliser un 

transformateur piezo-électrique par modulation et par impulsion. La méthode par 

54

2.5 Transmission de puissance 

modulation semble être la seule utilisée dans la pratique [Vas04]. 


A priori, toutes les méthodes et solutions technologiques exposées précédemment 

pour la transmission des ordres semblent être utilisables pour un driver industriel. 

Or, on peut tout de même émettre quelques réserves vis à vis des solutions 

à transformateurs magnétiques et coreless qui utilisent une transmission par impulsion 

car elles nécessitent une gestion plus complexe des ordres par rapport à 

une solution optique qui transmet des états. En effet, les systèmes à impulsions 

sont plus propices à créer des défauts sur un bras d’onduleur par exemple si une 

impulsion correspondant à l’ouverture est "loupée" ou si un parasite envoie une 

impulsion correspondant à la fermeture alors que l’IGBT doit être ouvert. 

Les transformateurs piézoélectriques sont difficiles à mettre en oeuvre à cause 

de leur multiples résonnances. De plus, des problèmes mécaniques sont attendus 

lors des phases de moulage des drivers et d’utilisations en milieux soumis à de 

fortes vibrations. 

Dans le chapitre 4, nous verrons que la solution optique avec récepteur intégré 

permet d’obtenir des performances excellentes bien que son prix soit important. 

D’un point de vue économique, la solution à transformateur coreless et transmission 

par impulsion semble être la meilleure. En effet, ce transformateur est 

intégré au circuit imprimé et coûte seulement la surface qu’il occupe. L’inconvénient 

de cette solution réside dans le pilotage de ce transformateur qui possède des 

impédances très faibles. Nous verrons dans le chapitre 4 les contraintes en courant 

dans un tel dispositif. 


La transmission de puissance a pour but de transmettre l’énergie électrique 

du primaire au secondaire du driver (voir synoptique figure 2.3 page 28). Cette 

transmission doit garantir une isolation galvanique statique et dynamique et doit 

résister aux perturbations électromagnétiques. Le rendement de la transmission de 

puissance doit être le plus élevé possible. 

Sur la figure 2.35, on montre le synoptique de la transmission de puissance 

dans le cas d’un driver qui pilote un module avec un IGBT simple et dans le cas 

où le driver pilote un module avec deux IGBT en série (bras d’onduleur). Ces deux 

configurations sont les plus rencontrées dans le milieu industriel. 

55


FIG. 2.35 – Synoptiques de deux drivers d’IGBT avec alimentation isolée et représentation 

des capacités parasites de mode commun 

56


Dans cette partie, nous nous attachons aux différentes solutions technologiques 

existantes et évaluons les performances sur les points suivants : 

• isolation galvanique statique 

• isolation galvanique dynamique : capacités de couplage entre primaire et secondaires 

• immunité aux perturbations électromagnétiques 

• rendement 

• mise en oeuvre 

2.5.1 Transformateurs magnétiques 

Les transformateurs magnétiques sont très utilisés pour ce type d’application : 

faible puissance (quelques Watt), fort isolement (quelques kV), faible couplage 

capacitif entre bobinages, facilité de mise en oeuvre. Nous décrivons tout d’abord 

les conséquences des contraintes énoncées précédemment sur les transformateurs 

magnétiques. 

Contraintes et conséquences 

Considérons le cas "simple" d’un transformateur à deux enroulements. L’isolation 

galvanique statique est assurée par les isolants entre les conducteurs des enroulements 

et la ferrite. En effet, les ferrites sont considérées comme des conducteurs 

électriques car leur résistivité est très faible dans certains cas. La ferrite seule ne 

peut donc pas assurer l’isolation statique. 

L’isolation galvanique dynamique se quantifie par le biais des capacités de couplage 

entre les enroulements. Si l’on considère un condensateur plan, la capacité C 

s’exprime par l’expression suivante : 

C = ε. S e = ε 0.ε r . S e 

57


ε : permittivité de l’isolant 

ε r : permittivité relative de l’isolant 

ε 0 : permittivité du vide 

S : surface en regard 

e : distance entre les surfaces 

Cette considération simpliste permet de dégager plusieurs remarques dans le 

cas des transformateurs magnétiques. La nature de l’isolant (ε r ) conditionne les 

capacités parasites de couplage, de même pour la distance entre les enroulements 

(e) et les surfaces en regard (S). 

Compte tenu de ces remarques, on aura plutôt tendance à bobiner les transformateurs 

magnétiques de façon à ce que les enroulements se chevauchent le moins 

possible. Ceci n’est pas sans conséquences, on diminue le couplage et on augmente 

la valeur des inductances de fuites. La tension récupérée au secondaire est atténuée 

par le biais des inductances de fuite. Nous verrons par la suite que les inductances 

de fuite peuvent être utilisées à notre avantage : voir page 59. 

Topologies et structures d’alimentation 

Les contraintes imposées par l’isolation statique et dynamique obligent à bobiner 

les enroulements sans chevauchement ce qui diminue les couplages magnétiques 

entre ceux-ci. 

Ce constat nous oblige soit à utiliser des structures d’alimentation à découpage 

qui utilisent à leur avantage les inductances de fuite du transformateur, soit à utiliser 

les circuits écrêteurs pour limiter les surtensions dues aux inductances de fuite. Il 

est évident que pour des raisons de rendement, la première solution est à privilégier. 

Transformateur planar 

Cette technologie consiste à utiliser les pistes d’un circuit imprimé pour réaliser 

les bobinages du transformateur. La ferrite se monte par le biais de découpes dans 

le circuit imprimé. La figure 2.36 montre un exemple de transformateur planar. 

Il a été développé pour les drivers de la société ARCEL. Le circuit imprimé est 

constitué de six couches en matériau FR4 et une épaisseur de cuivre de 70µm. 

La mise en oeuvre de ce type de transformateur n’est pas facile pour respecter 

la contrainte d’isolation statique. Prenons l’exemple d’un circuit imprimé double 

face : un bobinage est effectué sur chaque face du circuit imprimé. Lorsque la 

ferrite est insérée sur le circuit imprimé, elle est très proche des pistes des deux 

enroulements des deux faces du circuit imprimé : figure 2.37. 

Ce problème peut être résolu par l’insertion de deux plaques de circuit imprimé 

entre les pistes et la ferrite : figure 2.38. 

58


FIG. 2.36 – Exemple de transformateur planar réalisé au cours des travaux de recherche 

Les capacités parasites entre les enroulements dépendent des surfaces des pistes 

en regard, de leurs dispositions et de l’épaisseur du circuit imprimé. Comme le 

processus de gravure des pistes est industrialisé et automatisé, la répétabilité des 

caractéristiques des transformateurs planar est excellente. 

Cette solution n’est pas retenue par la suite car la résistance des pistes est trop 

importante. Les pertes produites par les bobinages sont trop importantes ce qui 

cause une élévation de température du circuit imprimé qui n’est pas acceptable. 

Transformateur bobiné 

Dans ce cas, le bobinage des enroulements est réalisé avec du fil isolé. La ferrite 

peut avoir des formes variées : tores, E, U, . . . . Nous nous intéressons au cas d’un 

transformateur dit torique : la forme de la ferrite est un tore (figure 2.39). 

Cette solution est très utilisée pour des drivers industriels car elle permet d’obtenir 

d’excellentes caractéristiques (isolation statique et dynamique, rendement, 

mise en oeuvre, volume) pour des prix inférieurs aux transformateurs planars. 

L’isolation statique est assurée par l’isolant sur les fils des bobinages et la peinture 

isolante de la ferrite. Celle-ci permet de tenir une tension d’isolement comprise 

entre 1500V et 3000V en standard. L’isolant des fils assure des isolations comprises 

entre quelques centaines de volts et quelques kilo-volts en fonction de la nature et 

l’épaisseur de celui-ci. 

Les capacités de couplage sont réduites si l’on diminue le nombre de tours des 

bobinages et que l’on éloigne les enroulements les uns des autres : figure 2.40. 

Ceci nous incite à utiliser des structures d’alimentation à fréquence élevée pour 

diminuer le nombre de tours des bobinages et utiliser au maximum des commutations 

à zéro de tension qui utilisent les inductances de fuite des transformateurs : 

structures à résonance et quasi résonance. 

Alimentation à commutation douce à zéro de tension 

Nous développons deux exemples d’alimentations spécialement adaptées pour 

les drivers d’IGBT : faible puissance, fort isolement galvanique, faible couplage 

capacitif du transformateur associé. 

59


FIG. 2.37 – Problèmes d’isolement entre pistes et ferrite sur un transformateur 

planar 

60


FIG. 2.38 – Isolement d’un transformateur planar à l’aide de deux circuits imprimés 

supplémentaires 

(a) 

(b) 

FIG. 2.39 – Tores en ferrite et transformateurs toriques - deux ferrites différentes et 

nombre de tours différent entre (a) et (b) - (a) : diamètre de 16mm - (b) : diamètre 

de 13mm 

(a) 

(b) 

FIG. 2.40 – Isolation et transformateur torique 

61


La première est une alimentation Forward multi-résonant en tension [Hei98]. 

En effet, elle possède deux condensateurs qui sont utilisés pour la résonance. Nous 

montrons le cheminement intellectuel pour arriver au schéma final. 

(a) 

(b) 

(c) 

(d) 

(e) 

FIG. 2.41 – Construction de l’alimentation Forward ZVS à double resonance 

Le schéma a de la figure 2.41 représente un hacheur abaisseur avec la source V e 

et la tension de charge V s . L’implantation d’un transformateur est impossible entre 

la source et la charge car 〈V d 〉 ≠ 0. On insère une diode d’ en série avec la source 

de tension qui ne change en rien le fonctionnement de l’abaisseur mais qui permet 

d’obtenir un degré de liberté pour avoir 〈V d 〉 = 0 (schéma b). Le schéma c montre 

une structure Forward sans démagnétisation du transformateur. Cette structure ne 

peut pas fonctionner telle qu’elle est actuellement. L R modélise l’inductance de 

fuite du transformateur réel et T le transformateur idéal de rapport de transformation 

m. Sur la figure d, la structure abaisseur peut fonctionner à commutation nulle 

en tension sur Q 1 grâce au condensateur C R : commutation mono-directionnelle en 

tension. Le condensateur C R2 sert à obtenir une deuxième résonance en tension au 

62


secondaire du transformateur T . 

Le deuxième exemple est une alimentation utilisée sur des drivers industriels 

disponibles dans le commerce. Cette structure est très simple et fait fonctionner 

l’interrupteur à zéro de tension à l’ouverture et à la fermeture. La figure 2.42 représente 

cette structure. 

(a) 

(b) 

FIG. 2.42 – Alimentation à commutation douce pour driver d’IGBT 

Cette structure n’est pas conventionnelle comme le sont les structures flyback 

et forward. En effet, lorsque le MOSFET Q est fermé, le transfert d’énergie entre 

la source de tension V e et le récepteur V s est direct. Lorsque le MOSFET Q s’ouvre, 

la tension V ds croît et la tension V prim décroît. La tension V sec décroît et le transfert 

d’énergie entre le primaire et la source diminue jusqu’à s’annuler. A ce moment, 

le courant dans la diode d s’annule, la tension V sec devient l’image de la tension 

V prim . Le secondaire est déconnecté du primaire. Le primaire est alors constitué de 

l’inductance magnétisante L m et l’inductance de fuite L R avec un courant positif 

les traversant. Le condensateur C R et l’inductance L m + L R constituent un circuit 

oscillant. La tension V ds et le courant d’entrée i e sont en quadrature de phase. La 

fréquence d’oscillation est : 

1 

f R = 

2π √ (L m + L R ).C R 

Comme L m ≫ L R on peut simplifier l’expression de f R : 

1 

f R = 

2π √ L m .C R 

Lorsque V ds devient négative, la diode du MOSFET Q se met en conduction et 

V ds = 0. La tension V sec devient positive quand la tension V ds passe en dessous de 

V e . Le courant dans d s’établit quand la tension V sec devient légèrement supérieure 

à V s . La charge V s absorbe un courant provenant du secondaire du transformateur. 

Le courant d’entrée i e est négatif et croît vers des valeurs positives. Le MOSFET 

Q est remis en conduction quand sa diode intrinsèque conduit. Lorsque le courant 

i e devient positif, le MOSFET Q entre en conduction en polarisation directe. On 

63


voit que l’inductance de fuite du transformateur L R intervient très peu dans la fréquence 

d’oscillation f R si celle-ci est négligeable devant L m . Ceci est vrai dans la 

plupart des cas pour les transformateurs bobinés. Cela implique que la façon dont 

est bobiné le transformateur a peu d’influence sur la fréquence f R . La valeur de L R 

va surtout conditionner les commutations de la diode d du secondaire. 

Pour illustrer ces explications, nous avons simulé cette structure avec le logiciel 

LTSpice avec les paramètres suivants : 

T on : 0.7µs temps de mise en conduction du MOSFET 

T : 2.1µs période de découpage 

C R : 1.2nF condensateur de résonance 

C s : 10µF capacité de découplage de la charge 

R ch : 470Ω résistance de charge 

L R : 100nH inductance de fuite du transformateur 

m : 1.29 rapport de transformation 

L m : 56µH inductance magnétisante du transformateur 

V s : 19V tension de sortie de l’alimentation 

V ds V gs [V] 

45 

0.3 

V ds 

i LR 

40 

V gs id 

35 

0.2 

30 

25 

20 

0.1 

15 

10 

0.0 

5 

0 

−0.1 

−5 

−10 

−0.2 

0.0 s 500.0 ns 1.0 us 1.5 us 2.0 us 2.5 us 

0.0 s 500.0 ns 1.0 us 1.5 us 2.0 us 2.5 us 

Temps [s] 

i LR i d [A] 

Temps [s] 

V d V sec [V] 

60 

50 

40 

30 

20 

10 

0 

−10 

−20 

−30 

−40 

0.0 s 500.0 ns 1.0 us 1.5 us 2.0 us 2.5 us 

Temps [s] 

V sec 

V d 

FIG. 2.43 – Simulation de la structure de la figure 2.42 

64


2.5.2 Transformateur coreless 

Le transformateur coreless peut être utilisé pour transmettre de l’énergie électrique 

avec isolation galvanique. Dans la littérature [Hui99b] [Hui99a] [Tan99], on 

trouve des applications à base de transformateurs coreless sur circuit imprimé qui 

permettent de transférer les ordres et la puissance par le même transformateur. Les 

auteurs utilisent un système de modulation haute fréquence au primaire du transformateur. 

Au secondaire, le signal du transformateur est démodulé par un système de 

redresseur. La composante haute fréquence de modulation permet de transmettre 

l’énergie et l’ordre en même temps. Les puissances transmises au secondaire sont 

inférieures à 2W. Cette méthode permet d’obtenir des circuits de commande de 

MOSFET et IGBT avec une isolation supérieure à 10kV. Les fréquences de découpage 

sur la grille des interrupteurs peuvent aller de 1Hz à 300kHz [Hui99b], ce qui 

permet de répondre à bon nombre d’applications. La figure 2.44 illustre ces propos. 

FIG. 2.44 – Transformateur coreless avec transmission de puissance et ordres de 

commande 

Dans [Tan99], un transformateur à un primaire et deux secondaires permet de 

65


piloter un bras d’onduleur. Les commandes sur les grilles des interrupteurs sont 

isolées et complémentaires. L’aspect CEM de cette solution technologique est également 

traité : les auteurs montrent que le transformateur coreless rayonne très peu 

car il travaille en "champ proche". Le champ électromagnétique généré par le transformateur 

coreless est très local. Il se concentre dans le circuit imprimé entre les 

deux enroulements et très localement à l’extérieur. Du point de vue immunité aux 

rayonnements extérieurs, il est peu sensible dans sa plage d’utilisation : quelques 

Méga-Hertz. De plus, les capacités de couplage entre primaire et secondaires sont 

de l’ordre de 10pF et peuvent même descendre en dessous de 3pF en fonction de 

la taille du transformateur. 

Cette solution permet d’envoyer les ordres et la puissance via le même signal. 

La solution suivante permet d’avoir une alimentation isolée à base de transformateur 

coreless. Dans [Tan01], une alimentation stabilisée est mise en oeuvre. Le 

transformateur coreless a un diamètre de 4.6mm. L’alimentation permet de transmettre 

une puissance de 0.5W (5V, 100mA) avec un rendement total de 34%. L’isolation 

galvanique est assurée par les propriétés diélectriques du circuit imprimé 

(10kV à 40kV par millimètre). 

Les inductances équivalentes des bobinages et le coefficient de couplage étant 

très faibles, le transformateur coreless est utilisé dans une structure à résonance au 

secondaire du transformateur. La fréquence de découpage est choisie pour avoir 

des commutations à zéro de tension des interrupteurs au primaire et obtenir un 

rendement et un gain en tension acceptables. La modélisation simplifiée de ce type 

de transformateur permet de prédire son comportement sur une large gamme de 

fréquence. L’effet de peau est pris en compte, les auteurs ont choisi de modéliser 

l’aspect résistif des bobinages de la façon suivante : 

R 1 ( f ) = R 2 ( f ) = α. f 3 + β. f 2 + γ. f + δ (2.3) 

f : fréquence 

α,β,γ,δ : coefficients réels 

Le couplage inductif est modélisé par deux inductances de fuite L f 1 et L f 2 et 

par l’inductance magnétisante L m . La capacité C 12 représente la capacité parasite 

entre le primaire et le secondaire. La figure 2.45 représente cette modélisation. 

La capacité C s et la résistance R s représentent la charge au secondaire du transformateur. 

La structure de alimentation de l’article [Tan01] est exposée figure 2.46 

où l’on représente le circuit de commande, le demi-pont capacitif, le condensateur 

de résonance C R au secondaire du transformateur et le régulateur linéaire 5V. 

Cette alimentation est peu attractive du point de vue de son rendement : 34%. 

En effet, à cause de la fréquence d’excitation élevée, des pertes importantes sont 

générées dans les enroulements à cause de l’effet de peau modélisé par l’équation 

2.3 et à cause des commutations des MOSFET du demi-pont et celà malgré des 

commutations dites "douces". Mais, ses principaux atouts sont sa tenue en tension 

statique très importante (plus de 10 kilo-Volts) et sa capacité de couplage entre 

primaire et secondaire très petite (environ 10pF). 

66


FIG. 2.45 – Modélisation d’un transformateur coreless [Tan01] 

FIG. 2.46 – Structure d’une alimentation isolée à base de transformateur coreless 

[Tan01] 

67


2.5.3 Transformateur piezo-électrique 

Nous montrons dans ce paragraphe deux applications à base de transformateur 

piezo-électrique. La première réalise la transmission d’ordre et de puissance 

par le même transformateur pour deux IGBT en configuration de bras d’onduleur 

[Vas02]. Rappelons que le principe de base du transformateur piezo-électrique 

consiste à utiliser l’effet piezo-électrique inverse pour créer une déformation mécanique 

à partir d’un champ électrique au primaire du transformateur. L’effet direct 

est utilisé au secondaire pour créer une tension à partir d’une déformation mécanique 

: voir figure 2.34 page 54. Cette application permet de piloter un bras d’onduleur 

sous 300V, 20A à 40kHz avec des rapports cycliques compris entre 0.1 et 1. 

La figure 2.47 donne le schéma de principe de cette application. 

FIG. 2.47 – Schéma de principe de la commande de bras à base de transformateur 

piezo-électrique 

Au primaire, la commande crée deux ordres complémentaires avec temps mort. 

Le circuit de modulation effectue une modulation pleine onde à fréquence fixe. 

Celle-ci est adaptée à la résonance mécanique du transformateur. Au secondaire, 

un circuit de mise en forme démodule le signal reçu pour commander la grille 

(système de détection d’enveloppe) et le redresse pour charger un condensateur 

qui fournit l’énergie nécessaire au secondaire (alimentation de l’électronique et la 

commande de grille). Il existe donc un rapport cyclique minimum pour faire fonctionner 

le secondaire convenablement. La rapidité du système est basée sur la vitesse 

de transmission du transformateur. Le temps de propagation est minimisé par 

l’utilisation d’un matériau le plus dur possible (Zirconate de Titanate de Plomb : 

PZT). L’onde mécanique parcourt une distance minimisée si le transformateur est 

de faible épaisseur et fonctionne en mode épaisseur. Les deux céramiques sont isolées 

électriquement et couplées mécaniquement à l’aide d’une couche d’alumine 

de 300µm. Les trois couches sont reliées par de la colle époxy. La fréquence d’excitation 

du transformateur est choisie pour avoir un zéro de contrainte au niveau du 

68


collage : voir figure 2.48. 

FIG. 2.48 – Contrainte, déplacement et polarisation électrique suivant l’épaisseur 

Cette configuration permet d’obtenir un rendement de 72% pour 0.45W disponible 

au secondaire. Du fait des grandes surfaces en regard entre primaire et 

secondaire, la capacité parasite de mode commun est importante. Elle est mesurée 

à 26pF pour un transformateur disque de 16mm de diamètre et 2.3mm d’épaisseur. 

Le deuxième exemple réalise une transmission de puissance à l’aide d’une céramique 

en forme de pavé [Vol99]. Cette structure permet de minimiser la capacité 

parasite entre primaire et secondaire : les surfaces en regard sont beaucoup plus 

faibles que dans l’exemple précédent avec une structure disque. Le maintien de la 

céramique est réalisé avec une enveloppe plastique séparée par des chambres pour 

augmenter l’isolation électrique. Les contacts entre le boîtier et la céramique sont 

réalisés avec des joints silicone : voir figure 2.49. 

FIG. 2.49 – Céramique et mise en boîtier 

Du point de vue électrique, le transformateur possède trois zéros de phase pour 

le courant d’entrée dans la gamme 40kHz - 54kHz. Un seul correspond à un maximum 

d’impédance d’entrée : le point de fonctionnement se situe au plus proche de 

ce point pour garantir un rendement optimum. La figure 2.50 montre les courbes 

de phase pour le courant d’entrée et l’impédance d’entrée. 

69


FIG. 2.50 – Phase du courant d’entrée et impédance d’entrée dans la gamme 

40kHz-54kHz 

Ces deux courbes dépendent de la température, de l’impédance de sortie et de 

la nature de la céramique : la fréquence de fonctionnement doit être asservie pour 

avoir une phase nulle entre la tension et le courant d’entrée. La figure 2.51 donne 

le schéma de principe de l’alimentation. 

FIG. 2.51 – Schéma de principe de l’alimentation 

Un transformateur élévateur au primaire permet d’utiliser une tension de quelques 

centaines de volts au primaire de la céramique. Un transformateur abaisseur au secondaire 

donne une tension exploitable en basse tension. Avec un transformateur 

de 150mm de long, 5mm de largeur et 2.5mm d’épaisseur, l’auteur obtient une 

puissance de 7W avec un rendement de 80%. La capacité parasite est mesurée à 

1.5pF. 

2.5.4 Transmission optique 

Cette solution consiste à utiliser un émetteur et un récepteur optique séparés 

par un guide de lumière. Compte tenu des rendements actuels des dispositifs photo- 

70


électriques, il semble assez difficile d’utiliser une telle technologie pour des applications 

de drivers classiques : 20% pour les émetteurs infra-rouge et 30% pour les 

cellules photo-voltaïques. 

On peut se demander comment transmettre une puissance de quelques Watts 

avec un isolement de plusieurs dizaines de kilo-Volts avec une capacité de couplage 

inférieurs à quelques pico-Farads : la seule réponse possible actuellement est la 

transmission de puissance par système photo-électrique. 

Une équipe de chercheurs Japonnais a mis en oeuvre une alimentation isolée 

à base d’émetteurs et récepteurs optiques pour isoler une source d’énergie à plusieurs 

dizaines de kilo-Volts (testée à 70kV) [Yas02]. Sur la figure 2.52, on décrit 

brièvement le système mis en oeuvre. 

Contrôle de 

l'émission 

Diodes laser 

Cellules 

photovoltaïques 

convertisseur 

5V 

2W 

retour 

LED 

Fibres 

optiques 

FIG. 2.52 – Alimentation isolée à base de composants photo-électriques 

Les émetteurs sont des diodes laser (longueur d’onde : 808nm) et les récepteurs 

des cellules photovoltaïques en GaAs dont le maximum du rendement quantique se 

situe aux alentours de 800nm. Un convertisseur permet de fournir une tension de 

5V en sortie du secondaire. Un système de retour a pour but de couper les émetteurs 

en cas de rupture des fibres optiques ou en cas de problème au secondaire sur les 

cellules photovoltaïques. Ce système a permis de fournir une puissance de 2W au 

secondaire avec un rendement de 2.9%. 


Nous venons de voir que les solutions à base de transformateurs piézoélectriques 

ont des rendements faibles. La solution optique a un rendement très faible 

mais une excellente tenue en tension statique et une capacité de couplage très 

faible. 

Le transformateur planar n’est pas utilisable car son volume et les pertes dans 

les bobinages sont trop importants. 

La meilleure solution semble être celle à base de transformateur magnétique 

bobiné. Elle permet d’obtenir des puissances volumiques et des rendements très 

71


satisfaisants grâce notamment aux topologies utilisants les interrupteurs en commutation 

à zéro de tension. 

Dans le chapitre 4, nous verrons que notre système de commande de grille 

nécessite une tension symétrique (±15V) et ceci a des conséquences sur le choix 

de la topologie de l’alimentation isolée. 


Un driver de module IGBT doit comporter plusieurs fonctions de base. Cellesci 

peuvent être réalisées de différentes manières. Dans le chapitre 4, nous découvrirons 

les solutions apportées par rapport à celle ce chapitre. 

Dans le chapitre suivant, chapitre 3, nous étudions la modélisation et les commutations 

des modules IGBT afin de connaître au mieux les comportements des 

modules IGBT pour la conception des drivers. 

72

Chapitre 3 

Analyse et modélisation en 

commutation des modules IGBT 

Dans ce chapitre, nous proposons une modélisation électrique simple à base 

d’éléments passifs classiques (résistance, inductance et capacité) de module IGBT. 

La commutation de l’IGBT est présentée avec un modèle électrique simplifié. On 

montre que le type de commande de grille a une influence sur la commutation de 

l’IGBT (commande de grille en tension ou courant) ainsi que la vitesse des impulsions 

de tension sur la résistance de grille dans le cas de la commande de grille en 

tension (phénomène qui prend de l’importance dans la pratique). 

L’importance de la prise en compte des inductances de câblage et des couplages 

magnétiques entre puissance et commande est mise en évidence par des simulations 

d’un module IGBT. 

Un exemple de modélisation des inductances de câblage est réalisé grâce au logiciel 

InCa 1 (Inductance Calculation) pour deux modules IGBT 1200A - 3300V du 

commerce. 

Pour finir, nous exposons le phénomène d’avalanche dynamique présent sur des 

modules IGBT d’une certaine technologie avec expérimentations, simulations numériques 

et modélisations à l’appui. 

3.1 Modélisation électrique simplifiée de puce IGBT 

Dans cette partie, nous proposons une modélisation électrique simple qui prend 

en compte les courbes statiques des modules IGBT, les capacités équivalentes des 

puces IGBT et le recouvrement inverse des diodes. 

3.1.1 Modélisation statique des puces IGBT 

La modélisation statique des modules IGBT consiste à donner le réseau de 

courbes liant I c , V ge , V ce à différentes températures. Les constructeurs donnent en 


73


général la courbe qui lie I c à V ce pour différentes valeurs de V ge . 

Sur la figure 3.1, on distingue trois zones de fonctionnement pour l’IGBT. La 

première zone caractérise l’IGBT à courant collecteur nul et tension collecteur 

quelconque (axe I c = 0) ; la seconde zone dite "zone saturée" où l’IGBT fonctionne 

en limitation de courant, puis la zone ohmique quand l’IGBT est dit "fermé". La 

figure 3.2 montre la courbe statique I c = f (V ce ,V ge ) pour deux modules de calibre 

en courant différent. 

Ic 

Vge=20V 

Vge=11V 

Zone 

ohmique 

Vge=10V 

Vge=9V 

Zone 

saturée 

Vge=8V 

V 0 

Vce 

FIG. 3.1 – Réseaux statique du comportement de l’IGBT en direct 

Le fonctionnement statique des modules IGBT est modélisé très simplement. 

Tout d’abord, dans la zone ohmique, on donne l’équation simple : 

V ce = V 0 + R · Ic 

Ensuite, dans la zone saturée, on modélise le comportement par l’équation : 

I c = K · f (V ge ) 

où K est une constante de l’IGBT et f est une fonction. Dans la littérature, on 

trouve deux types de fonction f : simple droite ou parabole. 

f (V ge ) = (V ge −V th ) [EC95][Pas93][Fre03] 

f (V ge ) = (V ge −V th ) 2 [Sar95] 

V th : tension de seuil du canal de l’IGBT 

(3.1) 

3.1.2 Modélisation des effets capacitifs des puces IGBT 

Dans cette partie nous présentons une modélisation simplifiée des éléments 

capacitifs d’une puce IGBT. On considère une section de puce IGBT sur la figure 

3.3 où l’on représente les capacités prises en compte dans notre modélisation. 

74


FIG. 3.2 – Caractéristiques statiques des modules FF300R12KT3 et 1MBI800UB- 

120 - sources datasheets Eupec et Fuji Electric 

FIG. 3.3 – Eléments capacitifs d’une cellule IGBT 

75


• C 1 : capacité entre grille et émetteur, dépend de l’épaisseur de l’oxyde d’isolement 

entre les contacts de grille et d’émetteur et de la géométrie des cellules. 

• C 2 - C 4 : capacités entre grille et émetteur (de la zone P + ), C 2 dépend de l’épaisseur 

de l’oxyde de grille et de la géométrie des cellules ; C 4 dépend de l’état 

de la zone de déplétion de la jonction N + P. 

• C 3 - C 5 : capacités entre grille et collecteur ; C 3 dépend de l’épaisseur de l’oxyde 

de grille et de la géométrie des cellules ; C 5 dépend de l’état de la zone de 

déplétion de la jonction P/P + N − . 

• C 6 : capacité entre émetteur et collecteur ; dépend de l’état de la zone de déplétion 

de la jonction P/P + N − . 

Les paramètres définis précédemment sur une cellule sont macroscopiques. 

Pour des raisons de simplicité, on peut considérer que cette modélisation reste vraie 

pour une approche globale d’une cellule IGBT. On représente alors une cellule 

IGBT et ses éléments capacitifs comme sur la figure 3.4. 

FIG. 3.4 – Circuit équivalent d’une cellule IGBT 

Les associations série-parallèle des différentes capacités peuvent être simplifiées 

pour arriver à la figure 3.5. 

Nous reviendrons sur cette modélisation électrique simplifiée pour étudier la 

commutation de l’IGBT (paragraphe 3.2) où nous ferons des hypothèses simplificatrices 

sur la non-linéarité des capacités C ge C gc et C ce . 

Cette modélisation électrique simplifiée nous permet de décrire le comportement 

d’une cellule et d’une puce IGBT. Elle ne permet pas à elle seule de décrire le 

comportement de modules IGBT qui sont pour la pluspart des composants multipuces. 

Il faut pour cela prendre en compte les impédances dues au câblage des 

modules (bondings, connexions bus-barre) : voir paragraphe 3.3 

76

3.2 Analyse des commutations de puces IGBT en vue de leur commande 

FIG. 3.5 – Circuit équivalent simplifié d’une cellule IGBT 

3.2 Analyse des commutations de puces IGBT en vue de 

leur commande 

Nous présentons l’analyse des commutations d’une puce IGBT dans un hacheur 

sur charge inductive. Les résultats sont issus de simulations analytiques (pour 

les sections 3.2.1, 3.2.2, 3.2.3, 3.2.4). On suppose que le courant dans l’inductance 

est constant pendant les commutations. La figure 3.6 représente le schéma du hacheur 

et la commande de grille. On représente seulement L cab qui modélise les 

inductances de câblage. 

FIG. 3.6 – Hacheur à IGBT sur charge inductive 

77


3.2.1 Commande de grille en tension avec diode parfaite - simulation 

analytique 

Nous considérons le schéma de la figure 3.7 et la diode D comme parfaite. La 

source de tension V g part de V dd et rejoint la valeur V cc avec un front infiniment 

rapide. 

FIG. 3.7 – Commande de grille en tension 

Avant tout, il faut modéliser les capacités C ge , C gc et C ce lors des commutations 

car elles ont un comportement non-linéaire. On modélise ces capacités selon les 

figures 3.8 (a), (b) et (c). 

• C ge : constante, elle est due à la couche d’oxyde sous la grille et à la métallisation 

de l’émetteur. 

• C ce : représente la capacité entre le collecteur et l’émetteur, elle est non-linéaire 

en fonction de V ce . 

• C gc : représente les échanges de charges entre la grille et le drain du MOSFET 

interne, c’est à dire entre la grille de l’IGBT et la base du transistor pnp interne. 

Cette capacité est fortement non-linéaire en fonction de la tension V ce 

Dans cette première étude, on ne prend pas en compte l’inductance L cab . Sur la 

figure 3.9, on montre les formes d’onde lors de la mise en conduction. 

Sur la figure 3.10, on représente le chemin parcouru par le point de fonctionnement 

de l’IGBT sur la courbe statique I c = f (V ce ,V ge ). 

⋆ t < T 0 : 

Le montage est à l’état de repos, le courant dans la diode est imposé par l’induc- 

78


(a) 

(b) 

(c) 

FIG. 3.8 – Variation des capacités de l’IGBT en fonction de V ce 

79


FIG. 3.9 – L’IGBT à la mise en conduction - commande en tension 

80


FIG. 3.10 – Parcours de Vce et Ic lors de la mise en conduction - commande en 

tension 

tance I 0 , l’IGBT est bloqué, la tension V ce est égale à la pleine tension V bus , la commande 

V g est à V dd (V ge = V dd et i g = 0). On a également C gc = C gc2 et C ce = C ce2 . 

⋆ T 0 < t < T 1 : 

La tension de grille part de V dd et croît jusqu’à V th (tension de seuil de l’IGBT). La 

capacité C ge se charge alors que C gc se décharge, la tension V ge évolue comme la 

charge de la capacité équivalente C ge +C gc2 : 

( 

) 

V ge (t) = (V cc −V dd ) · 1 − e − t 

Rg·(Cge+C gc2 ) 

+V dd (3.2) 

i g (t) = V cc −V dd 

R g 

· e − t 


(3.3) 

L’IGBT reste bloqué : I c = 0, V cc = V bus . 

⋆ T 1 < t < T 2 : 

L’IGBT entre en conduction dans sa zone de saturation. I c (t) est lié à la tension 

V ge (t) : 

I c = K · (V ge (t) −V th ) 2 (3.4) 

Le courant de la charge est supposé constant, le courant dans la diode décroit de 

I 0 à 0 pour faire croître le courant collecteur de 0 à I 0 . Comme la diode D est 

conductrice, sa chute de tension est faible devant V bus , on a V ce = V bus . Les formes 

d’onde pour i g et V ge sont exprimées par les équations de l’intervalle précédent. 

⋆ T 2 < t < T 3 : 

A l’instant T 2 , le courant dans la diode a tendance à s’inverser, elle retrouve son 

81


pouvoir de blocage. Le courant collecteur est imposé par la charge : I 0 . La tension 

V ge se stabilise à la tension V geI0 appelée tension de plateau Miller : 

V geI0 = 

√ 

I0 

K +V th (3.5) 

La tension de grille constante entraîne un courant de grille constant : 

I gI0 = V cc −V geI0 

R g 

(3.6) 

Ce courant constant décharge la capacité C gc (t) = C gc2 , on a alors l’équation suivante 

: 

dV cg (t) 

dt 

= I geI0 

= dV ce(t) 

= V cc −V geI0 

(3.7) 

C gc2 dt R g ·C gc2 

⋆ T 3 < t < T 4 : 

A l’instant T 3 , la tension V ce atteint la valeur V geI0 et on a V cg (t) = 0 et C gc (t) = C gc1 

(forte augmentation). Les équations sont les mêmes que pour la phase précédente : 

dV cg (t) 

dt 

= I geI0 

= dV ce(t) 

= V cc −V geI0 

(3.8) 

C gc1 dt R g ·C gc1 

⋆ T 4 < t < T 5 : 

A l’instant T 4 , l’IGBT entre dans sa zone ohmique. La tension V ge croît pour compenser 

la chute de V ce à courant collecteur constant. La source de tension V g charge 

la capacité équivalente C ge +C gc1 (>C ge +C gc2 ) à travers R g . 

⋆ t > T 5 : 

A l’instant T 5 , la tension V ce atteint sa valeur finale V cesat . La mise en conduction 

de l’IGBT est terminée. 

Sur la figure 3.11, on représente les formes d’ondes lors de l’ouverture de 

l’IGBT et sur la figure 3.12 le chemin parcouru par l’IGBT sur la courbe I c = 

f (V ge ,V ce ). 

⋆ t < T 6 : 

La charge impose le courant collecteur (I 0 ), l’IGBT est conducteur en zone ohmique 

(V ce = V cesat ), i g (t) = 0, V ge (t) = V cc , V g (t) = V cc , la capacité C gc (t) = C gc1 

est chargée à V ce = V cesat . 

⋆ T 6 < t < T 7 : 

A l’instant T 6 , la commande V g (t) passe de V cc à V dd avec un front infiniment raide. 

82


FIG. 3.11 – L’IGBT à l’ouverture - commande en tension 

83


FIG. 3.12 – Parcours de V ce et I c lors de l’ouverture - commande en tension 

Ceci a pour effet de décharger les capacités C ge et C gc1 . La tension V ge (t) et le 

courant i g (t) évoluent de la façon suivante : 

( 

) 

V ge (t) = (V dd −V cc ) · 1 − e − t 


+V dd (3.9) 

i g (t) = V dd −V cc 

R g 

· e − t 


(3.10) 

L’IGBT reste sur la partie ohmique de sa caractéristique statique (I c = I 0 , V ge (t) ↘, 

V ce (t) ↗) 

⋆ T 7 < t < T 8 : 

La tension V ce continue à augmenter légèrement, l’IGBT fonctionne dans sa zone 

ohmique (proche de la zone saturée). La tension V ge diminue également pour se 

rapprocher de la zone saturée pour garantir I c = I 0 . 

⋆ T 8 < t < T 9 : 

A l’instant T 8 , l’IGBT entre dans sa zone saturée. La tension V ge se stabilise à la 

valeur V geI0 et répond à l’équation : 

Le courant dans la résistance R g est donc constant : 

V geI0 = 

√ 

I0 

K +V th (3.11) 

I gI0 = V dd −V geI0 

R g 

(3.12) 

84


Ce courant de grille décharge la capacité C gc (t) = C gc1 , on peut écrire l’équation 

suivante : 

dV cg (t) 

dt 

= − I geI0 

C gc1 

(3.13) 

Comme la tension V ge (t) est constante, on peut écrire également : 

dV cg (t) 

dt 

= dV ce(t) 

dt 

= − V dd −V geI0 

R g ·C gc1 

(3.14) 

⋆ T 9 < t < T 10 : 

Losque V cg (t) s’annule, la valeur de C gc passe de C gc1 à C gc2 . Il y a un changement 

de pente pour les tensions V cg (t) et V ce (t). 

dV cg (t) 

dt 

= dV ce(t) 

dt 

= − V dd −V geI0 

R g ·C gc2 

(3.15) 

⋆ T 10 < t < T 11 : 

Losque V ce atteint la tension V bus , la diode D se met en conduction et le courant 

collecteur commence à chuter. La tension V ge (t) décroît : 

( 

) 

V ge (t) = (V dd −V geI0 ) · 1 − e − t 


+V geI0 (3.16) 

i g (t) = V dd −V geI0 

R g 

· e − t 


(3.17) 

⋆ T 11 < t < T 12 : 

A l’instant T 11 , il ne reste plus que le courant de trous à annuler. Ces charges positives 

sont principalement stockées dans la zone de drain N − de l’IGBT. Elles 

représentent des charges minoritaires qui doivent se recombiner et engendrent un 

temps de décroissance important du courant collecteur : phénomène couramment 

appelé "queue de courant". 

⋆ t > T 12 : 

L’IGBT est bloqué, la tension de grille n’évolue plus, V ce = V bus , I c = 0, V ge = V dd . 

3.2.2 Commande de grille en tension avec diode réelle et inductance 

de câblage - simulation analytique 

On garde les mêmes conditions que dans la partie précédente (figure 3.7 page 

78). On ajoute deux phénomènes pour compléter l’étude de la commutation de 

85


FIG. 3.13 – Mise en conduction avec diode réelle et câblage - commande en tension 

86


l’IGBT. On prend en compte le recouvrement de la diode D et l’inductance de 

câblage L cab . 

Tout d’abord, pour la fermeture de l’IGBT, on représente les formes d’ondes 

sur la figure 3.13. 

Lors de la croissance du courant dans le collecteur, on observe une chute de 

tension sur le collecteur due à l’inductance de câblage L cab : 

∆V ce = L cab · dI c 

dt 

(3.18) 

Lorsque le courant atteint la valeur I 0 fixée par la charge, la diode se bloque mais 

passe par une phase de recouvrement qui vient ajouter le courant I RM à I 0 au courant 

collecteur. Pendant cette phase de recouvrement, la tension dépasse la valeur V geI0 

pour satisfaire l’équation : 

√ √ √ 

Ic (t) 

V ge (t) = 

K +V I0 + I RM I0 

th = +V th > 

K 

K +V th = V geI0 

A la fin du recouvrement, la tension V ge se stabilise à V geI0 et la commutation se 

termine comme dans le paragraphe précédent. 

Ensuite, pour l’ouverture de l’IGBT, on représente les formes d’ondes sur la 

figure 3.14. On remarque que seule la tension V ce est changée par rapport à la 

figure 3.11 page 83. Effectivement, pendant la décroissance du courant collecteur, 

la tension V ce dépasse V bus de la valeur ∆V ce : 

∆V ce = L cab · dI c 

dt 

(3.19) 

Ensuite, pendant la queue de courant, le dI c /dt est faible et provoque une surtension 

négligeable. 

3.2.3 Commande de grille en courant avec diode réelle et câblage - 

simulation analytique 

Dans ce paragraphe, nous présentons la commande de grille sur charge inductive 

à l’aide d’un générateur de courant. Pour cela, nous considérons le schéma de 

la figure 3.15. Nous prenons en compte le recouvrement de la diode D et l’inductance 

de câblage pour l’ouverture seulement. On suppose que la source de courant 

est parfaite pour des tensions comprises entre V dd et V cc . On garde les hypothèses 

de non-linéarité des capacités C ge , C gc et C ce qui sont représentées figure 3.8 page 

79. 

Avant la mise en conduction, on suppose que l’IGBT est bloqué : V ce = V bus , 

I c = 0. La source de courant i g est bloquée à V dd et maintient la tension V ge à V dd . 

L’inductance L impose le courant I 0 dans la diode D. Sur la figure 3.16, on représente 

les formes d’ondes à la fermeture de l’IGBT. 

87


FIG. 3.14 – Ouverture avec diode réelle et câblage - commande en tension 

88


FIG. 3.15 – Commande de grille en courant 

⋆ t < T 0 : 

L’IGBT est bloqué, la tension de grille est égale à V dd , la source de courant i g (t) 

fournit un courant négatif pour maintenir la tension V ge à V dd (courant de fuite de 

la grille). Les capacités C gc (t) et C ce (t) ont pour valeur C gc2 et C ce2 . 

⋆ T 0 < t < T 1 : 

Le générateur de courant fournit un courant i + g0 qui charge la capacité C ge et décharge 

C gc . L’IGBT est bloqué. La tension V ge (t) évolue suivant l’équation : 

∆V ge (t) = 

i + g0 

C ge +C gc2 

·t +V dd (3.20) 

⋆ T 1 < t < T 2 : 

La tension V ge dépasse la tension de seuil V th et le courant de l’IGBT commence 

à croître. La diode D est passante et la tension collecteur reste à V bus . Le courant 

collecteur évolue de la façon suivante : 

I c (t) = K · (V ge (t) −V th ) 2 

i + g0 

V ge (t) = ·t +V th 

C ge +C gc2 

( ) 

i + 2 

g0 

I c (t) = K · 

·t 2 (3.21) 

C ge +C gc2 

⋆ T 2 < t < T 3 : 

Lorsque le courant collecteur atteint I 0 , la diode se bloque et passe par une phase 

de recouvrement. Elle impose à I c la valeur I 0 +I RM qui a pour conséquence d’augmenter 

la tension V ge : 

√ √ 

Ic (t) 

V ge (t) = 

K +V I0 + I RM 

th = +V th > 

K 

√ 

I0 

K +V th = V geI0 

89


FIG. 3.16 – Fermeture de l’IGBT - commande en courant 

90


La tension collecteur commence à décroître, si on néglige le recouvrement de la 

diode, on a : 

V ge (t) = V geI0 

I(C ge ) = 0 

dV gc 

dt 

dV ce 

dt 

= − dV ce 

dt 

= − i+ g0 

C gc2 

(3.22) 

⋆ T 3 < t < T 4 : 

La diode D a fini son recouvrement, elle est complètement bloquée. L’équation 

3.22 est valide pour cet intervalle de temps. 

⋆ T 4 < t < T 5 : 

Lorsque V ce atteint la valeur V geI0 , on a la capacité C gc (t) qui passe de C gc2 à C gc1 

(> C gc2 ). La pente des tensions V cg et V ce diminue : 

dV ce 

dt 

= dV gc 

dt 

= − i+ g0 

C gc1 

⋆ T 5 < t < T 6 : 

Lorsque la tension V ce atteint des valeurs très faibles proches de V cesat , l’IGBT fonctionne 

dans la zone ohmique. La tension V ce continue de diminuer pour atteindre 

V cesat . La tension V ge évolue de la façon suivante : 

V ge (t) = 

i + g0 

C ge +C gc1 

·t +V gI0 (3.23) 

⋆ t > T 6 : 

Lorsque la tension V ge atteint la valeur V cc , la source de courant se bloque et maintient 

V ge à la tension V cc . Le courant dans l’IGBT est égale à I 0 et sa tension collecteur 

vaut V cesat . 

Pour l’ouverture de l’IGBT avec une source de courant, on considère la figure 

3.15. L’IGBT est en conduction et la diode D est bloquée. On prend en compte 

l’inductance L cab . Les formes d’onde pour l’ouverture avec une source de courant 

sont représentées figure 3.17. 

On observe que la décharge de la grille est la même qu’à la charge (hormis 

le phénomène dû au recouvrement de la diode). Une surtension sur le collecteur 

est dû au câblage et à la décroissance rapide du courant d’électron de l’IGBT. 

Lorsque la tension V ge passe en dessous de V th , le courant de trous décroît lentement 

(phénomène de recombinaison des trous dans la zone de drain N − ). 

91


FIG. 3.17 – Ouverture de l’IGBT - commande en courant 

92


3.2.4 Influence du circuit de commande de grille sur la commutation 

de l’IGBT - simulations analytique et numérique 

Dans les paragraphes précédents, nous considérons la commande en tension 

passant instantanément de V dd à V cc (ou de V cc à V dd ). Or, dans la pratique, ceci 

n’est pas réalisable. En fonction des technologies et des solutions employées, nous 

avons un temps de montée (et de descente) de la tension de commande de grille 

qui n’est pas nul et engendre des conséquences sur les commutations des IGBT. 

Tout d’abord, nous étudions la charge et la décharge d’une capacité (C) par une 

résistance (R) et un générateur de tension non idéal. Le schéma est représenté figure 

3.18. 

FIG. 3.18 – Circuit de charge d’une capacité avec une source de tension et temps 

de montée non nul 

La capacité est initialement chargée à la tension V dd . La tension de commande 

passe de V dd à V cc avec un temps de montée noté t m . La croissance de V g est linéaire. 

Nous étudions seulement la montée. Les équations de courant i et de la tension V c 

sont les suivantes : 

{ i(t) = 

V cc −V dd 

t 

0 ≤ t ≤ t 

m 

·C · (1 

− exp(− t τ )) 

m 

V c (t) = V cc−V dd 

t m 

· (t ( ) 

+ τexp(− t τ )) +V dd · 1 + τ 

t m 

− τ 

t m 

·V cc 

⎧ 

⎪⎨ i(t) = V cc−V ctm 

R 

· exp(− t τ ) 

t ≥ t m 

V c (t) = (V cc −V ctm ) · (1 

( 

− exp(− t τ 

⎪ )) 

⎩ V ctm = V cc · 1 + τ ( 

t m 

−1 + exp(− 

t 

τ ))) +V dd · τ ( 

t m 

1 − exp(− 

t 

τ )) 

τ = R ·C 

Grâce à ces équations, on peut étudier l’influence des trois paramètres (R, C, 

t m ) sur la forme de la tension V c et du courant i. Dans une première approche, on 

93


peut supposer R et t m comme constants (qui modélisent une solution donnée de 

commande de grille) et faire varier C (pour modéliser plusieurs IGBT différents). 

On prend arbitrairement t m = 70ns et R = 3.3Ω (qui représente bien la réalité) et 

des valeurs de C allant de 10nF à 220nF. Sur la figure 3.19, on représente la charge 

de la capacité C pour différentes valeurs. 

On remarque que les formes d’ondes sont différentes d’une charge de capacité 

avec une source parfaite (front de montée infiniment raide). Le courant maximal 

ne dépend pas uniquement de la tension de commande et de la résistance R. Plus la 

constante de temps R.C est proche de t m , plus la forme du courant i s’éloigne de sa 

forme avec une source de tension parfaite. En effet, le courant maximal avec une 

source parfaite est : 

et dans le cas de la source réelle : 

i max1 = i(t = 0) = V cc −V dd 

R 

i max2 = i(t = t m ) = V cc −V 

( 

dd 

·C · 1 − exp(− t ) 

m 

t m τ ) 

(3.24) 

(3.25) 

Sur la figure 3.20(a), représente la courbe de i max2 en fonction de t m . Lorsque 

t m tend vers zéro, on retrouve la valeur i max1 . 

Sur la figure 3.20(b), on représente la courbe i max2 en fonction de C. Cette 

courbe est la plus intéressante car elle donne la valeur i max2 pour une solution donnée 

de commande de grille (t m fixe et R ajustable) et pour différents IGBT modélisés 

par la capacité C. 

Cette modélisation est simpliste mais permet de montrer que si la constante de 

temps R.C est du même ordre de grandeur que le temps de montée (et de descente) 

de la source de tension, les formes d’ondes et les équations des paragraphes 3.2.1 

et 3.2.2 ne sont plus valides. La prise en compte de t m est nécessaire. L’étude de 

l’influence de la commande de grille sur la commutation de l’IGBT passe par des 

simulations sur une puce IGBT dans un montage hacheur sur charge inductive 

(3.6). 

Sur la figure 3.21, on montre les simulations pour différents temps de montée 

de la tension de commande V g . Le logiciel est SIMPLORER 2 . Les conditions 

de simulations sont décrites en détail dans le paragraphe 3.3 page 98. Le schéma 

considéré est représenté figure 3.24. La tension V ee représente la tension V E pEs . 

On remarque que les commutations en tension et en courant sont retardées si 

l’on augmente le temps de montée t m . La vitesse de variation de la tension V ce 

diminue très peu si t m augmente. La tension V ge et le courant i g sont influencés 

par la valeur de t m . Comme vu précédemment, la courant de grille maximum et la 

vitesse de variation du courant i c dépendent de t m . 


94


9 

8 

7 

6 

Courant Ic 

10nF 

33nF 

100nF 

220nF 

Courant [A] 

5 

4 

3 

2 

1 

0 

0 s 100 ns 200 ns 300 ns 400 ns 500 ns 600 ns 700 ns 800 ns 900 ns 1 us 

Temps [s] 

15 

10 

Tension Vc 

10nF 

33nF 

100nF 

220nF 

5 

Tension [V] 

0 

-5 

-10 

-15 

0 s 100 ns 200 ns 300 ns 400 ns 500 ns 600 ns 700 ns 800 ns 900 ns 1 us 

Temps [s] 

FIG. 3.19 – Charge d’une capacité par une source de tension avec un transitoire de 

montée non nul - R=3.3Ω et t m =70ns 

95


(a) 

(b) 

FIG. 3.20 – Courant maximal en fonction de t m et C 

96


20 

15 

10 

5 

V g [V] 

0 

−5 

−10 

−15 

50ns 

200ns 

400ns 

20 

−20 

12.5 us 13.0 us 13.5 us 14.0 us 

Time [s] 

12 

V GsEs [V] 

15 

10 

5 

0 

−5 

−10 

−15 

50ns 

200ns 

400ns 

Igrille [A] 

10 

8 

6 

4 

2 

50ns 

200ns 

400ns 

V CpEp [V] 

V CE [V] 

−20 

12.5 us 13.0 us 13.5 us 14.0 us 

800 

700 

600 

500 

400 

300 

200 

100 

0 

Time [s] 

−100 

12.5 us 13.0 us 13.5 us 14.0 us 

800 

700 

600 

500 

400 

300 

200 

100 

0 

Time [s] 

50ns 

200ns 

400ns 

−100 

12.5 us 13.0 us 13.5 us 14.0 us 

Time [s] 

50ns 

200ns 

400ns 

Ic [A] 

Vee [V] 

0 

12.5 us 13.0 us 13.5 us 14.0 us 

500 

400 

300 

200 

100 

0 

Time [s] 

−100 

12.5 us 13.0 us 13.5 us 14.0 us 

8 

6 

4 

2 

0 

−2 

−4 

−6 

Time [s] 

50ns 

200ns 

400ns 

−8 

12.5 us 13.0 us 13.5 us 14.0 us 

Time [s] 

50ns 

200ns 

400ns 

FIG. 3.21 – Influence du temps de montée de la tension de grille V g sur la commutation 

d’une puce IGBT à la mise en conduction - simulation SIMPLORER. 

97

3.3 Modélisation et influences des inductances de câblage de module IGBT 


Deux types de commande (tension et courant) ont été étudiées afin de déterminer 

les formes d’onde lors de commutations sur charge inductive. On peut dégager 

plusieurs remarques qui seront utiles lors de la conception de la fonction de commande 

de grille ( section 4.2 page 141). 

Tout d’abord, on note que les deux types de commande permettent de contrôler 

les vitesses de variation des grandeurs électriques côté puissance (V ce et I c ). Ceci 

implique que le choix retenu pour la conception dépend de critères technologiques. 

En effet, la solution à base de générateur de courant n’est pas viable pour un driver 

industriel, elle est trop complexe à mettre en oeuvre. La solution avec une source 

de tension et une résistance de grille est très intéressante car les réalisations technologiques 

envisageables sont simples à mettre en oeuvre : voir section 4.2.2 page 

154. 

En dernier point, nous avons mis en évidence, dans la cas de la commande 

en tension, que la vitesse de variation de la source de tension qui commande la 

résistance de grille a une influence sur les commutations des modules IGBT. Une 

attention toute particulière sera portée sur ce phénomène lors de la conception de 

la commande de grille (section 4.2.2 page 154). 

3.3 Modélisation et influences des inductances de câblage 

de module IGBT 

Dans la section précédente (3.2), nous avons étudié les commutations de puces 

IGBT. Le modèle d’IGBT utilisé précédemment ne prend pas en compte les effets 

inductifs dus aux connexions dans les modules IGBT. Dans ce paragraphe, nous 

exposons l’intérêt de la prise en compte des inductances de câblage des modules 

IGBT et leurs influences sur les commutations. Puis, grâce au logiciel SIMPLO- 

RER, nous présentons des simulations de commutations de puces IGBT avec des 

inductances de câblage. 

3.3.1 Intérêt de la prise en compte des inductances de câblage 

La modélisation électrique complète des modules IGBT passe par la connaissance 

et la caractérisation des puces IGBT (caractérisation statique, non linéarité 

des effets capacitifs) et par la modélisation des inductances et des couplages dus à 

la connectique. 

En effet, les modules IGBT possèdent des systèmes de connectique qui allient 

bus-barres et bondings pour relier les différentes puces IGBT et diodes aux 

connexions électriques externes. Il faut prendre conscience que la moindre connexion 

métallique possède une inductance propre et des coefficients de couplage avec les 

autres connexions. 

Sur la figure 3.22 on montre deux modules composés de plusieurs puces IGBT 

et diode : ECONOPACK FS225R12KE3 et FZ1200R33KE3. On voit apparaître 

98


les connexions par bondings et bus-barres. On note également que les connexions 

de puissance et de commande sont proches les unes des autres et va engendrer des 

couplages entre puissance et commande. 

(a) 

(b) 

FIG. 3.22 – Modules IGBT, connexions par bus-barres et bondings 

3.3.2 Influence des inductances de câblage 

Descripion du montage 

Dans cette partie, nous considérons une puce IGBT connectée aux bornes de 

Grille-signal (Gs), Emetteur-signal (Es), Collecteur-signal(Cs), Emetteur-puissance 

(Ep) et Collecteur-puissance (Cp) par des connexions modélisées par les inductances 

propres L 1 à L 7 et les coefficients de couplage M i j . Sur la figure 3.23(a), on 

représente la puce IGBT, les inductances et les couplages. 

D’une manière plus systématique, on représente la puce et le câblage suivant 

le schéma de la figure 3.23(b) pour faire apparaître la matrice symétrique d’inductance 

M : 

⎡ 

⎢ 

⎣ 

⎤ 

V 1 

V 2 

V 3 

V 4 

V 5 

⎥ 

V 6 

⎦ 

V 7 

⎡ 

= 

⎢ 

⎣ 

⎤ 

V CpA 

V CsA 

V AC 

V GsG 

V EB 

⎥ 

V BEs 

⎦ 

V BE p 

⎡ 

= 

⎢ 

⎣ 

L 1 M 12 M 13 M 14 M 15 M 16 M 17 

L 2 M 23 M 24 M 25 M 26 M 27 

L 3 M 34 M 35 M 36 M 37 

L 4 M 45 M 46 M 47 

L 5 M 56 M 57 

L 6 M 67 

L 7 

⎤ 

⎥ 

⎦ 

· d 

dt 

⎡ 

⎢ 

⎣ 

⎤ 

i 1 

i 2 

i 3 

i 4 

i 5 

⎥ 

i 6 

⎦ 

i 7 

99


(a) 

(b) 

FIG. 3.23 – Puce IGBT et matrice d’impédances 

V = M · di 

(3.26) 

dt 

M = M t (3.27) 

V : vecteur tension 

i : vecteur courant 

M : matrice d’inductance 

Nous considérons le montage hacheur représenté figure 3.24 pour commenter 

l’influence des valeurs des coefficients de la matrice M sur les commutations de 

l’IGBT. On considère que la source V g est parfaite (temps de montée et descente 

nuls). 

• L 1 , L 3 , L 7 : inductances en série avec L cab , elles augmentent la surtension de V ce 

à l’ouverture. 

• L 2 : n’a pas d’influence dans cette configuration car la connexion C s n’est pas 

reliée. 

• L 4 , L 6 : elles ralentissent la montée et la descente du courant de grille i g à chaque 

commutation. Elles peuvent engendrer des oscillations sur la tension de grille 

et provoquer des instabilités. 

100


FIG. 3.24 – Montage hacheur sur charge inductive, prise en compte des impédances 

de câblage 

101


• L 5 : elle ralentit la montée (et la descente) du courant de grille i g (comme L 4 et 

L 6 ) et crée une contre-réaction sur la tension de grille lors des commutations 

du courant collecteur i c qui a pour effet de ralentir la montée (et la descente) 

de la tension V ge . 

• L cc : inductance de charge du hacheur. 

• L d : inductance série de la diode de roue libre. 

• L cab : inductance de câblage de la source de tension V bus et du bus-barre du hacheur. 

Le montage hacheur est simulé avec le logiciel SIMPLORER. La puce IGBT 

est modélisée par un composant IGBT "N channel IGBT" de la librairie "semiconductors 

device level". Son calibre en courant est de 400A et en tension de 3300V. 

La diode d est modélisée par le composant "diode" de la librairie "semiconductors 

device level" avec les mêmes calibres en courant et tension que la puce IGBT. 

Analyses et influences des inductances propres et mutuelles 

Tout d’abord, pour simplifier l’analyse, on suppose que les couplages entre L cc , 

L d , L cab et les inductances du module IGBT sont nuls. 

Les inductances L 4 et L 6 modélisent le câblage de la commande de grille. La 

mutuelle M 46 augmente ou diminue la valeur de l’inductance vue par la tension V g 

(commande grille). En effet, comme L 4 et L 6 sont parcourues par le même courant 

i g , on a les formules suivantes : 

V GsEs = V 4 +V GE +V 5 +V 6 

V 4 = L 4 . di g 

dt + M 45. d dt (i g + i c ) + M 46 . di g 

dt 

V 5 = L 5 . d dt (i g + i c ) + M 45 . di g 

dt + M 56. di g 

dt 

V 6 = L 6 . di g 

dt + M 56. d dt (i g + i c ) + M 46 . di g 

dt 

V GsEs = V GE + (L 4 + L 5 + L 6 + 2.M 45 + 2.M 46 + 2.M 56 ). di g 

dt + (L 5 + M 45 + M 56 ). di c 

dt 

V GsEs = V GE + L g1 . di g 

dt + L g2. di c 

dt 

L g1 = L 4 + L 5 + L 6 + 2.M 45 + 2.M 46 + 2.M 56 

L g2 = L 5 + M 45 + M 56 

⎧ 

⎨ 

⎩ 

si M 46 = 0 =⇒ L g = L 4 + L 6 + 2.M 45 + 2.M 56 

si M 46 ≥ 0 =⇒ L g ≥ L 4 + L 6 + 2.M 45 + 2.M 56 

si M 46 ≤ 0 =⇒ L g ≤ L 4 + L 6 + 2.M 45 + 2.M 56 

102


On remarque que la structure géométrique des connexions de grille et d’émetteur 

peut avoir un effet de réduction sur l’inductance L g vue par la commande de 

grille (effet bus-barre). 

Nous venons de faire apparaître l’inductance L 5 et ses coefficients de couplage 

avec L 4 et L 6 dans l’équation de commande de grille. Celle-ci est parcourue d’une 

part par le courant de grille et d’autre part par le courant collecteur. Ceci nous 

montre que le courant collecteur a un effet direct sur la maille de commande de 

grille par le biais de l’inductance L 5 et des mutuelles M 45 et M 56 . 

Du côté de la partie puissance, quatre inductances interviennent dans la maille : 

L 1 , L 3 , L 5 et L 7 . On néglige pour le moment les effets de couplage entre la partie 

commande (modélisée par L 4 et L 6 ) et la partie puissance (modélisée par L 3 , L 5 et 

L 7 ) pour des raisons de simplicité du modèle. 

V CpE p = V 1 +V 3 +V CE +V 5 +V 7 

V CpE p = (L 1 + L 3 + L 5 + L 7 + 2.M 13 + 2.M 15 + 2.M 17 + 2.M 35 + 2.M 37 + 

2.M 57 ). di c 

dt +V CE + (L 5 + M 15 + M 35 + M 57 ). di g 

dt 

V CpE p = L c1 . di c 

dt +V CE + L c2 . di g 

(3.28) 

dt 

L c1 = L 1 + L 3 + L 5 + L 7 + 2.M 13 + 2.M 15 + 2.M 17 

+2.M 35 + 2.M 37 + 2.M 57 (3.29) 

L c2 = L 5 + M 15 + M 35 + M 57 

La structure géométrique des connexions de puissance influence la valeur de 

L c1 et L c2 par le biais des coefficients de couplage et peut favoriser la diminution 

de L c1 et L c2 (effet bus-barre). La variation du courant de grille i g a une influence 

sur le circuit de puissance à cause de l’impédance commune L 5 et des coefficients 

de couplage entre L 5 et (L 1 -L 3 -L 7 ). 

La connexion C s n’est pas reliée à un potentiel ou à une impédance, on néglige 

L 2 , M 12 , M 23 , M 24 , M 25 , M 26 et M 27 . Il reste les coefficients de couplage entre la 

puissance et la commande : M 14 , M 16 , M 17 , M 34 , M 36 , M 47 et M 67 . Leurs influences 

sont exposées et analysées dans le paragraphe suivant. 

Simulation du montage 

Les équations analytiques permettent de comprendre les implications des variations 

des paramètres de la matrice d’inductance M sur les formes d’ondes associées 

au montage hacheur figure 3.24. Les simulations numériques apportent un 

complément d’analyse avec le comportement des puces IGBT. 

Nous étudions tout d’abord l’influence de L 1 , L 7 et M 17 sur les commutations 

d’ouverture et de fermeture. 

Sur les figures 3.25, 3.26 et 3.27, on montre l’influence de L 1 , L 7 et K 17 sur les 

tensions et courants suivants : V GsEs , i g , V CpE p , i c et V ee . On note que les inductances 

103


L 1 et L 7 ont les mêmes effets sur les commutations. La seule différence intervient 

sur la tension V ee (= L 6 . di g 

dt 

− L 7 . di c 

dt ). Le coefficient de couplage K 17 est défini par 

la formule suivante : 

K 17 = M 17 

√ 

L1 .L 7 

Les valeurs choisies pour L 1 et L 7 (10nH, 30nH, 100nH, 300nH) représentent une 

large gamme de valeurs et ne sont pas des valeurs conformes à la réalité (comme 

1nH et 300nH). Les valeurs de K 17 sont choisies arbitrairement à -0.3, 0 et 0.3. 

• L 1 : sur la figure 3.25, on montre l’influence de L 1 sur les commutations de 

l’IGBT. L 1 appartient à la maille de puissance du montage hacheur et ralentit 

la montée et la descente du courant I c . De ce fait, les tensions V ce et V CpE p 

sont différentes en fonction de la valeur de L 1 (L 1 , L 3 , L 5 , L 7 , L cab . di c 

dt ). 

Comme le courant i c et les tensions V ce et V ge sont liés par la caractéristique 

statique de la puce IGBT, la valeur de L 1 a une influence sur la maille de commande 

de grille. La tension V ge et le courant i g sont influencés par la valeur 

de L 1 lors des commutations en courant et très peu lors des commutations en 

tension. On note que pour L 1 = 300nH, des oscillations apparaissent sur V ge 

et i g . Ceci est dû aux oscillations de i c à l’ouverture. Lors de manipulations, 

il est très peu pratique d’avoir accès aux points G, C et E des modules. La 

tension V CpE p est celle mesurée dans la pratique (connexions accessibles de 

l’IGBT). Or, on remarque que la valeur maximale à l’ouverture de V ce augmente 

lorsque L 1 augmente et que ceci n’est pas vrai pour la tension V CpE p . 

La diminution de la vitesse de commutation du courant collecteur (di c /dt) ne 

contre pas totalement l’effet de l’augmentation de la valeur de L 1 . Il est donc 

important de prendre conscience que la tension mesurée V CpE p ne reflète pas 

la tension présente aux bornes de la puce IGBT. 

• L 7 : sur la figure 3.26, on montre l’influence de L 7 sur les commutations de 

l’IGBT. L 7 est en série avec L 1 , elle a donc le même effet que celle-ci. Seule 

la tension V ee est modifiée différement que avec L 1 car V ee = L 6 .di g /dt − 

L 7 .di c /dt. Plus L 7 a une valeur importante, plus V ee atteint des valeurs importantes 

lors des commutations en courant de l’IGBT (tension V CE ). 

• K 17 : sur la figure 3.27, on montre l’influence de K 17 sur les commutations de 

l’IGBT. Quand K 17 = 0, on dit que L 1 et L 7 ne sont pas couplées, ce qui ne 

correspond pas à la réalité. Lorsque K 17 < 0, on dit que L 1 et L 7 réalisent un 

effet bus-barre, c’est à dire que l’inductance équivalente de L 1 et L 7 est réduite 

(voir les équations 3.28 et 3.29). Lorsque K 17 > 0, l’effet bus-barre est 

"négatif", cette configuration ne représente pas de cas réel et comporte seulement 

un intérêt pédagogique. Nous comparons des courbes de la figure 3.27 

lorsque K 17 = 0 et −0.3. On remarque que lorsque K 17 = −0.3, la commutation 

en courant est plus rapide à l’ouverture et à la fermeture que lorsque 

K 17 = 0 (effet bus-barre). De même, pour la surtension aux bornes de la puce 

IGBT à l’ouverture. On note que la tension V ge et le courant i g sont très peu 

104


influencés par la valeur de K 17 dans l’intervalle [-0.3 , 0.3]. 

V GsEs [V] 

V CpEp [V] 

V CE [V] 

20 

15 

10 

5 

0 

−5 

−10 

−15 

−20 

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us 

800 

700 

600 

500 

400 

300 

200 

100 

0 

Time [s] 

1nH 

30nH 

100nH 

300nH 

−100 

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us 

1400 

1200 

1000 

800 

600 

400 

200 

0 

Time [s] 

1nH 

30nH 

100nH 

300nH 

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us 

Time [s] 

1nH 

30nH 

100nH 

300nH 

Igrille [A] 

Ic [A] 

Vee [V] 

8 

6 

4 

2 

0 

−2 

1nH 

−4 

30nH 

100nH 

−6 

300nH 

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us 

500 

400 

300 

200 

100 

0 

Time [s] 

−100 

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us 

12 

10 

8 

6 

4 

2 

0 

−2 

−4 

−6 

Time [s] 

1nH 

30nH 

100nH 

300nH 

−8 

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us 

Time [s] 

1nH 

30nH 

100nH 

300nH 

FIG. 3.25 – Influence de la valeur de L 1 - simulation 

105


V GsEs [V] 

V CpEp [V] 

V CE [V] 

20 

15 

10 

5 

0 

−5 

−10 

−15 

−20 

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us 

800 

700 

600 

500 

400 

300 

200 

100 

0 

Time [s] 

1nH 

30nH 

100nH 

300nH 

−100 

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us 

1200 

1000 

800 

600 

400 

200 

0 

Time [s] 

1nH 

30nH 

100nH 

300nH 

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us 

Time [s] 

1nH 

30nH 

100nH 

300nH 

Igrille [A] 

Ic [A] 

Vee [V] 

8 

6 

4 

2 

0 

−2 

1nH 

−4 

30nH 

100nH 

−6 

300nH 

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us 

500 

400 

300 

200 

100 

0 

Time [s] 

−100 

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us 

100 

80 

60 

40 

20 

0 

−20 

−40 

−60 

−80 

Time [s] 

1nH 

30nH 

100nH 

300nH 

−100 

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us 

Time [s] 

1nH 

30nH 

100nH 

300nH 


106


20 

8 

V GsEs [V] 

V CpEp [V] 

V CE [V] 

15 

10 

5 

0 

−5 

−10 

−15 

−20 

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us 

800 

700 

600 

500 

400 

300 

200 

100 

0 

Time [s] 

K17 = − 0.3 

K17 = 0 

K17 = 0.3 

−100 

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us 

800 

600 

400 

200 

0 

Time [s] 

K17 = − 0.3 

K17 = 0 

K17 = 0.3 

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us 

Time [s] 

K17 = − 0.3 

K17 = 0 

K17 = 0.3 

Igrille [A] 

Ic [A] 

Vee [V] 

6 

4 

2 

0 

−2 

−4 

−6 

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us 

500 

400 

300 

200 

100 

0 

Time [s] 

K17 = − 0.3 

K17 = 0 

K17 = 0.3 

−100 

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us 

14 

12 

10 

8 

6 

4 

2 

0 

−2 

−4 

−6 

−8 

−10 

−12 

−14 

−16 

−18 

Time [s] 

K17 = − 0.3 

K17 = 0 

K17 = 0.3 

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us 

Time [s] 

K17 = − 0.3 

K17 = 0 

K17 = 0.3 

FIG. 3.27 – Influence de la valeur de K 17 - simulation 

107


Sur les figures 3.28, 3.29 et 3.30, on montre l’influence de L 4 , L 6 et K 46 sur les 

tensions et courants suivants : V GsEs , i g , V CpE p , i c et V ee . Le coefficient de couplage 

K 46 est défini par la formule suivante : 

K 46 = M 46 

√ 

L4 .L 6 

Les valeurs choisies pour L 4 et L 6 (1nH, 30nH, 100nH) représentent une large 

gamme de valeurs. Les valeurs de K 46 sont choisies arbitrairement à -0.3, 0 et 0.3. 

• L 4 : sur la figure 3.28, on montre l’influence de L 4 sur les commutations. L 4 appartient 

à la maille de commande de grille. Elle ralentit la montée du courant 

de grille. Elle peut également provoquer des oscillations sur la tension et le 

courant de grille lorsque sa valeur est trop élevée mais n’est pas visible dans 

les figures proposées. Elle est également la cause d’un décrochement lors de 

la mise en conduction et de la fermeture de l’IGBT sur la tension V GsEs (tension 

accessible facilement) : sur la courbe V GsEs de la figure 3.28, on voit ces 

deux décrochements pour l’ouverture à 10.1µs et pour la fermeture à 12.5µs. 

Les formes d’onde V GsEs et i g sont légèrement différentes pour des valeurs 

de L 4 comprises entre 1nH et 100nH (ce qui correspond à des valeurs réelles 

de modules IGBT). De ce fait, la tension V CpE p et le courant i c sont très peu 

influencés par les variations de L 4 . 

• L 6 : sur la figure 3.29, on montre l’influence de L 6 sur les commutations. Elle 

appartient à la maille de commande de grille au même titre que L 4 . Les remarques 

précédentes concernant L 4 sont donc valables pour L 6 . La seule 

différence concerne la tension V ee qui dépend directement de L 6 . On voit, sur 

les courbes de la tension V ee , l’influence de L 6 et de la variation du courant 

de grille i g . 

• K 46 : sur la figure 3.30, on montre l’influence de K 46 sur les commutations. On a 

choisi arbitrairement les valeurs -0.3, à et 0.3. Cette dernière valeur a un intérêt 

purement pédagogique car les structures classiques des modules IGBT 

privilégient les couplages négatifs (effet bus-barre). K 46 modélise le couplage 

entre la connexion de grille et la connexion d’émetteur de commande. 

Lorsque K 46 < 0, L 4 et L 6 réalisent un effet bus-barre. L’inductance vue par 

le circuit de commande (modélisé par la tension V g ) est réduite. Ceci permet 

d’accélérer les variations du courant de grille et par conséquent les variations 

du courant collecteur. Cela est vérifié sur les courbes de i c et V ce de la figure 

3.30. La tension V ee est également sensible aux variations de K 46 car elle est 

directement liée à M 46 et à la vitesse de variation de i c (par le biais de L 7 ) 

qui dépend de K 46 . 

108


20 

8 

V GsEs [V] 

V CpEp [V] 

Vce [V] 

15 

10 

5 

0 

−5 

−10 

−15 

−20 

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us 

800 

700 

600 

500 

400 

300 

200 

100 

0 

Time [s] 

1nH 

30nH 

100nH 

−100 

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us 

800 

600 

400 

200 

0 

Time [s] 

1nH 

30nH 

100nH 

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us 

Time [s] 

1nH 

30nH 

100nH 

Igrille [A] 

Ic [A] 

Vee [V] 

6 

4 

2 

0 

−2 

−4 

−6 

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us 

500 

400 

300 

200 

100 

0 

Time [s] 

1nH 

30nH 

100nH 

−100 

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us 

25 

20 

15 

10 

5 

0 

−5 

−10 

−15 

−20 

−25 

Time [s] 

1nH 

30nH 

100nH 

−30 

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us 

Time [s] 

1nH 

30nH 

100nH 


109


20 

8 

V GsEs [V] 

V CpEp [V] 

Vce [V] 

15 

10 

5 

0 

−5 

−10 

−15 

−20 

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us 

800 

700 

600 

500 

400 

300 

200 

100 

0 

Time [s] 

1nH 

30nH 

100nH 

−100 

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us 

800 

600 

400 

200 

0 

Time [s] 

1nH 

30nH 

100nH 

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us 

Time [s] 

1nH 

30nH 

100nH 

Igrille [A] 

Ic [A] 

Vee [V] 

6 

4 

2 

0 

−2 

−4 

−6 

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us 

500 

400 

300 

200 

100 

0 

Time [s] 

1nH 

30nH 

100nH 

−100 

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us 

25 

20 

15 

10 

5 

0 

−5 

−10 

−15 

−20 

−25 

Time [s] 

1nH 

30nH 

100nH 

−30 

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us 

Time [s] 

1nH 

30nH 

100nH 


110


20 

8 

V GsEs [V] 

V CpEp [V] 

Vce [V] 

15 

10 

5 

0 

−5 

−10 

−15 

−20 

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us 

800 

700 

600 

500 

400 

300 

200 

100 

0 

Time [s] 

K46 = − 0.3 

K46 = 0 

K46 = 0.3 

−100 

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us 

800 

600 

400 

200 

0 

Time [s] 

K46 = − 0.3 

K46 = 0 

K46 = 0.3 

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us 

Time [s] 

K46 = − 0.3 

K46 = 0 

K46 = 0.3 

Igrille [A] 

Ic [A] 

Vee [V] 

6 

4 

2 

0 

−2 

−4 

−6 

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us 

500 

400 

300 

200 

100 

0 

Time [s] 

K46 = − 0.3 

K46 = 0 

K46 = 0.3 

−100 

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us 

30 

25 

20 

15 

10 

5 

0 

−5 

−10 

−15 

−20 

−25 

−30 

−35 

−40 

Time [s] 

K46 = − 0.3 

K46 = 0 

K46 = 0.3 

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us 

Time [s] 

K46 = − 0.3 

K46 = 0 

K46 = 0.3 


111


Nous avons vu l’influence sur les commutations des valeurs des inductances 

de la maille de commande (L 4 et L 6 ) et de la maille de puissance (L 1 et L 7 ). Les 

couplages étudiés précédemment font intervenir des inductances appartenant à la 

même maille : M 46 et M 17 . Il est maintenant intéressant d’étudier l’influence des 

couplages entre la puissance et la commande. Considérons le cas du couplage entre 

L 4 de la maille de commande et L 7 de la maille de puissance modélisé par la mutuelle 

M 47 et le coefficient de couplage K 47 : 

K 47 = M 47 

√ 

L4 .L 7 

V GsEs [V] 

20 

15 

10 

5 

0 

−5 

−10 

−15 

−20 

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us 

800 

Time [s] 

K47 = − 0.1 

K47 = 0 

K47 = 0.1 

Igrille [A] 

8 

6 

4 

2 

0 

−2 

−4 

−6 

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us 

500 

Time [s] 

K47 = − 0.1 

K47 = 0 

K47 = 0.1 

V CpEp [V] 

600 

400 

200 

0 

800 

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us 

Time [s] 

K47 = − 0.1 

K47 = 0 

K47 = 0.1 

Ic [A] 

400 

300 

200 

100 

0 

−100 

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us 

6 

Time [s] 

K47 = − 0.1 

K47 = 0 

K47 = 0.1 

600 

K47 = − 0.1 

K47 = 0 

K47 = 0.1 

4 

2 

K47 = − 0.1 

K47 = 0 

K47 = 0.1 

V CE [V] 

400 

Vee [V] 

0 

200 

−2 

0 

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us 

Time [s] 

−4 

−6 

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us 

Time [s] 


112


Ce couplage a pour effet de lier le circuit de commande (L 4 ) au circuit de 

puissance (L 7 ) lors des variations des courants i g et i c . En effet, sur la figure 3.31, 

on note que la tension V GsEs est fortement influencée par la valeur de K 47 . Lors 

de la mise en conduction, quand la vitesse de variation du courant i c est la plus 

importante, la tension V GsEs est fortement perturbée. A l’ouverture, la variation 

de i c est plus faible, la tension V GsEs est très peu perturbée. Ces remarques sont 

valables pour le courant de grille i g . 

Sur la figure 3.32, on montre l’influence de L cab sur les commutations. Elle a 

une influence importante sur les tensions V CpE p et V ce . En effet, lors des commutations 

du courant i c , L cab joue un rôle important. A l’ouverture, les surtensions sur 

V CpE p et V ce ont pour origine principalement L cab .di c /dt ; puis à la fermeture, les 

tensions V CpE p et V ce ont un creux dû également à L cab .di c /dt. Les variations du 

courant i c à l’ouverture et à la fermeture sont très peu affectées par la valeur de 

L cab dans la gamme [5nH , 100nH] ainsi que la tension V ge et le courant i g . 

Sur la figure 3.33, on montre l’influence de L 5 sur les commutations. Cette 

inductance est commune à la maille de commande et de puissance. Elle a un effet 

néfaste sur la commutation en courant de l’IGBT. Lors de la fermeture par exemple, 

la tension L 5 .di c /dt se soustrait à la tension V ge et ralentit la montée du courant i c . 

Ceci se vérifie sur la figure 3.33 où l’on voit que la vitesse d’établissement du 

courant décroit lorsque L 5 augmente. 

Conclusion 

Grâce à des hypothèses simplificatrices, nous avons étudié l’influence de certaines 

valeurs d’inductances propres et mutuelles. 

Tout d’abord, on remarque que les inductances de la maille de commande de 

grille (L 4 et L 6 ) ont une faible influence sur les commutations dans la gamme de 

valeur : 1nH - 300nH. Ceci implique que la longueur des câbles entre la résistance 

de grille et le module IGBT peut être de quelques centimètres à quelques dizaines 

de centimètres sans avoir de répercussions sur les commutations. Cette remarque 

est intéressante surtout pour les concepteurs de convertisseurs qui peuvent se permettrent 

de placer les drivers à quelques centimètres des modules IGBT sans avoir 

de problème d’oscillations sur la commande de grille. Cette remarque ne prend pas 

en compte les effets de couplages qui peuvent exister entre le câblage du circuit de 

commande de grille et le reste du convertisseur. 

On a pu mettre en évidence l’influence de la contre-réaction de L 5 sur la commutation 

à la mise en conduction. Or, la valeur de cette inductance est imposée par 

la topologie des modules IGBT. Dans l’optique de la conception d’un driver, celle 

valeur est imposée. 

La même remarque se profile pour L 1 et L 7 dont les valeurs dépendent du module 

IGBT. Elles ont pour conséquence de changer les vitesses de variation des 

grandeurs électriques i c et V ce et la valeur de la surtension de V ce . Pour la conception 

du driver, ces valeurs sont à prendre en compte pour l’estimation des surtensions 

de V ce . 

113


V GsEs [V] 

20 

15 

10 

5 

0 

−5 

−10 

−15 

−20 

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us 

800 

Time [s] 

5nH 

50nH 

100nH 

Igrille [A] 

8 

6 

4 

2 

0 

−2 

−4 

−6 

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us 

500 

Time [s] 

5nH 

50nH 

100nH 

V CpEp [V] 

600 

400 

200 

0 

800 

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us 

Time [s] 

5nH 

50nH 

100nH 

Ic [A] 

400 

300 

200 

100 

0 

−100 

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us 

6 

Time [s] 

5nH 

50nH 

100nH 

600 

4 

2 

5nH 

50nH 

100nH 

V CE [V] 

400 

5nH 

50nH 

100nH 

Vee [V] 

0 

200 

−2 

0 

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us 

Time [s] 

−4 

−6 

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us 

Time [s] 

FIG. 3.32 – Influence de la valeur de L cab - simulation 

114


V GsEs [V] 

20 

15 

10 

5 

0 

−5 

−10 

−15 

−20 

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us 

800 

Time [s] 

1nH 

5nH 

10nH 

Igrille [A] 

12 

10 

8 

6 

4 

2 

0 

−2 

−4 

−6 

−8 

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us 

500 

Time [s] 

1nH 

5nH 

10nH 

V CpEp [V] 

V CE [V] 

600 

400 

200 

0 

800 

600 

400 

200 

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us 

0 

Time [s] 

1nH 

5nH 

10nH 

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us 

Time [s] 

1nH 

5nH 

10nH 

Ic [A] 

Vee [V] 

400 

300 

200 

100 

0 

−100 

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us 

10 

8 

6 

4 

2 

0 

−2 

−4 

−6 

−8 

Time [s] 

1nH 

5nH 

10nH 

−10 

10 us 11 us 12 us 13 us 14 us 15 us 

Time [s] 

1nH 

5nH 

10nH 


115

3.4 Estimation et identification de l’inductance d’émetteur de modules IGBT 

1200A-3300V 

Pour la conception du driver au chapitre 4, nous pouvons retenir que la pluspart 

des valeurs des inductances de la modélisation proposée sont imposées par le 

module IGBT aux exceptions de L 4 et L 6 . Nous verrons par la suite que la connaissance 

de la valeur de L 7 présente un enjeu important pour la protection en courtcircuit 

proposée au chapitre 4. 

3.4 Estimation et identification de l’inductance d’émetteur 

de modules IGBT 1200A-3300V 

3.4.1 Présentation 

Dans cette section, nous proposons d’identifier l’inductance d’émetteur (notée 

L 7 sur les figures 3.23(a) et 3.24) des modules FZ1200R33KF2 (Eupec) et 

CM1200HB66H (Mitsubishi). Deux méthodes sont exposées et comparées : l’une 

expérimentale basée sur l’extraction de paramètre à partir d’une commutation, 

l’autre basée sur une description physique du câblage et résolution numérique du 

système. 

L’importance de connaître L 7 est développée dans la section 4.3.2 page 179 où 

l’on utilise cette inductance pour avoir l’image de di c /dt lors des commutations 

sur des faibles impédances de court-circuit. 

Nous proposons de comparer deux modules 1200A-3300V de deux constructeurs 

différents. Ce sont des IGBT simples constitués chacun de 24 puces IGBT 

de 50A et 12 puces diodes de 100A. On distingue 6 zones rectangulaires (4 puces 

IGBT et deux puces diodes) reliées deux à deux par les connexions de puissance 

extérieures : voir figures 3.34(a) pour le module FZ1200R33KF2 et 3.34(b) pour 

le module CM1200HB66H. 

(a) 

(b) 

FIG. 3.34 – Modules IGBT FZ1200R33KF2 et CM1200HB66H décapotés 

116


1200A-3300V 

3.4.2 Identification de L 7 par une mesure en commutation 

Le principe de base consiste à modéliser le module IGBT comme sur la figure 

3.35 : une seule puce IGBT et sept inductances couplées. On suppose que les couplages 

M i7 sont nuls (1 ≤ i ≤ 6). Nous vérifions la validité de ces simplifications à 

l’aide des résultats obtenus. 

FIG. 3.35 – Montage hacheur sur charge inductive, prise en compte des impédances 

de câblage 

Sur le montage de la figure 3.35, lors de la mise en conduction avec un courant 

non nul dans L cc , la diode s’ouvre avec un recouvrement. Le courant dans l’IGBT 

évolue rapidement. Une tension est engendrée aux bornes de L 7 : L 7 .di c /dt. Elle 

peut être mesurée par l’intermédiaire de la tension V E pEs qui est accessible par les 

connexions externes du module IGBT : 

V E pEs = L 6 . di g 

dt − L 7. di c 

dt 

Dans cette formule, on suppose que tous les couplages M i6 et M i7 sont nuls. Lorsque 

le courant collecteur commute, le courant de grille a un gradient très faible ce qui 

permet d’identifier V E pEs à di c /dt. La dérivée du courant i c est calculée numériquement 

à partir de i c . La tension V E pEs est mesurée simplement avec une sonde 

de tension. On fait le ratio de la tension V E pEs et de di c /dt sur une partie de la 

117


1200A-3300V 

commutation où di c /dt est non nul pour obtenir une estimation de L 7 . Pour vérifier 

la validité de la valeur trouvée, on superpose V E pEs et L 7 .di c /dt. 

Les figures 3.36 et 3.37 montrent les commutations et les résultats obtenus pour 

les modules FZ1200R33KF2 et CM1200HB66H. 

i c [A] 

3000 

2500 

2000 

1500 

1000 

500 

ic 

V ee [V] et −L 7 .dI c /dt[V] 

15 

10 

5 

0 

−5 

−10 

L 7 = 3nH 

Vee 

−L 7 .dI c /dt 

0 

1.0 us 1.5 us 2.0 us 2.5 us 3.0 us 

Temps [s] 

−15 

1.0 us 1.5 us 2.0 us 2.5 us 3.0 us 

Temps [s] 

FIG. 3.36 – Estimation de L 7 pour le module FZ1200R33KF2 - valeur estimée : 

3nH 

i c [A] 

6000 

5000 

4000 

3000 

2000 

1000 

ic 

V ee [V] et −L 7 .dI c /dt[V] 

20 

10 

0 

−10 

−20 

L 7 = 5nH 

Vee 

−L 7 .dI c /dt 

0 

0 s 1 us 2 us 3 us 4 us 5 us 6 us 7 us 8 us 

Temps [s] 

−30 

0 s 1 us 2 us 3 us 4 us 5 us 6 us 7 us 8 us 

Temps [s] 

FIG. 3.37 – Estimation de L 7 pour le module CM1200HB66H - valeur estimée : 

5nH 

3.4.3 Estimation de L 7 avec le logiciel InCa 

Nous proposons une estimation de L 7 avec le logiciel InCa. Pour le module 

FZ1200R33KF2, nous effectuons une simplification qui permet de considérer une 

seule zone du module pour estimer L 7 si l’on considère que les six zones sont 

identiques. Le courant se divise en trois de façon équilibré, ensuite en deux puis en 

deux (figure 3.38). Pour estimer L 7 , on calcule les inductances élémentaires, on les 

pondère par la proportion du courant qui les traverse puis on somme ces valeurs. La 

figure 3.38 montre une zone du module FZ1200R33KF2 et le chemin du courant. 

La figure 3.39 montre le schéma équivalent de la figure 3.38. 

Sur la figure 3.40, on représente les descriptions faites avec le logiciel InCa 

pour le calcul de L a , L b , L c et L d du module FZ1200R33KF2. 

118


1200A-3300V 

FIG. 3.38 – Module FZ1200R33KF2 et distribution du courant d’émetteur 

FIG. 3.39 – Schéma équivalent des connexions du module FZ1200R33KF2 

119


1200A-3300V 

L a et L b 

L c 

L d 

FIG. 3.40 – Descriptions physiques des connexions d’émetteur du module 

FZ1200R33KF2 avec le logiciel InCa 

La résolution 2D de InCa donne les résultats suivants : 

⎫ 

⎪⎬ 

L a = 0.5nH 

L b = 25nH 

L c = 3.25nH 

L d = 20nH 

à 1MHz 

⎪⎭ 

Pour obtenir L 7 , on ajoute ces valeurs d’inductance corrigées par leurs coefficients 

respectifs : 

L 7 = L a 

3 + L b + L c 

6 

+ L d 

12 = 0.5 

3 

+ 

25 + 3.25 

6 

+ 20 

12 ≈ 6.5nH 120


1200A-3300V 

Nous effectuons le même raisonnement pour le module CM1200HB66H. Il est 

constitué de six zones. Elles sont reliées deux par deux à la connexion d’émetteur 

de puissance. Le courant est supposé équiréparti entre les trois connexions. On 

modélise une seule connexion d’émetteur de puissance puis on divise sa valeur 

par trois. La figure 3.41 montre le module CM1200HB66H avec les six zones. 

Les connexions d’émetteur de puissance ne sont pas présentes sur la photographie 

(arrachées pour pouvoir ouvrir le module). La figure 3.42 montre la modélisation 

physique de cette partie du module. 

FIG. 3.41 – Module CM1200HB66H décapoté 

FIG. 3.42 – Description physique des connexions d’émetteur du module 

CM1200HB66H avec le logiciel InCa 

121

3.5 Avalanche dynamique de module IGBT 

On trouve grâce au logiciel InCa : 

L 7 ≈ 27 3 = 9nH 

à 1MHz 

3.4.4 Comparaison des méthodes et des modules 

Le tableau 3.1 donne les résultats obtenus avec l’identification à l’aide des 

commutations et les simulations avec le logiciel InCa. 

Module Commutation InCa 

FZ1200R33KF2 3nH 6.5nH 

CM1200HB66H 5nH 9nH 

TAB. 3.1 – Comparaison des valeurs de L7 

On note que les valeurs données par le logiciel InCa sont plus grandes que les 

valeurs identifiées avec les commutations. La tendance est la même avec les deux 

modules. On peut expliquer ce phénomène car, avec le logiciel InCa, nous n’avons 

pas pris en compte l’effet bus-barre qui existe entre la connexion d’émetteur et la 

connexion de collecteur. Dans la réalité, la valeur de l’inductance d’émetteur vue 

par le circuit extérieur est plus faible que sa valeur d’inductance propre grâce au 

couplage entre le collecteur et l’émetteur. 


3.5.1 Introduction 

L’avalanche dynamique est un phénomène qu’il faut prendre en compte lors 

de l’ouverture sur défaut de certains modules IGBT pour pouvoir expliquer les 

formes d’ondes [Ogu04a]. En effet, lors de l’ouverture en cas de défaut, le courant 

coupé par l’IGBT est supérieur au courant nominal et une surtension importante est 

présente lors de l’ouverture. Un exemple de commutation à l’ouverture est donné 

figure 3.43 avec avalanche dynamique : module IGBT Mitsubishi CM300DU-24H 

(1200V - 300A). 

Pour la tension V ce correspondant au courant coupé de 380A (valeur légèrement 

supérieure au courant nominal de 300A), la surtension est de 100V. Pour 

des courants supérieurs à la valeur nominale (770A et 1100A), la surtension est de 

130V environ. La tension V ce présente un plateau à 730V environ qui caractérise un 

fonctionnement en avalanche car la tension d’avalanche en statique est de 1200V. 

3.5.2 Phénomène physique 

La tenue en tension de l’IGBT est assurée par la couche épitaxiée N − . Sur la 

figure 3.44, on représente en coupe une demie cellule IGBT. En fonctionnement 

122


800 

Tension V ce pour différents courants coupés 

1200 

Courant I c 

Tension [V] 

700 

600 

500 

400 

300 

200 

100 

I c =380A 

770A 

1100A 

Courant [A] 

1000 

800 

600 

400 

200 

I c =380A 

770A 

1100A 

0 

0.00 s 250.00 ns500.00 ns750.00 ns 1.00 us 1.25 us 1.50 us 

Temps [s] 

0 


Temps [s] 

FIG. 3.43 – Mise en évidence de l’avalanche dynamique du module CM300DU- 

24H - photographies du montage hacheur - courbes de commutation à l’ouverture 

- schéma électrique du dispositif 

123


"fermé", le courant circule du collecteur vers l’émetteur et polarise la jonction 

P + N − (couche P + côté collecteur) en direct. La zone N − est en régime de forte 

injection (injection forte de trous provenant de la couche P + du collecteur) créant 

une zone de plasma caractérisée par une faible chute de tension. A l’état "bloqué", 

la tenue en tension de l’IGBT est assurée par la jonction P + N − (P + côté émetteur) 

polarisée en inverse. En régime statique, la tenue en tension est assurée par la 

largeur de la couche N − épitaxiée W B . Il faut que la largeur de la zone de charge 

d’espace soit inférieure à W B . Si la largeur de la zone de charge d’espace est supérieure 

à W B , on a perçage de la couche N − (couche épitaxiée). 

Lors de l’ouverture de l’IGBT sur charge inductive, la tension V ce augmente. 

Quand elle atteint la tension de bus, la diode de roue libre entre en conduction, le 

courant dans l’IGBT décroît. Le fort gradient de courant dans l’IGBT crée une surtension 

à cause des inductances de câblage. La tension V ce crée un champ électrique 

E M dans la région N − (couche épitaxiée) et peut mener à l’avalanche si celui-ci est 

supérieur au champ critique E C . En régime de forte injection, le champ maximum 

E M dépend de la densité de courant dans l’IGBT. En effet, nous avons les équations 

suivantes dans les cas de faible et forte injections pour la jonction P + N côté 

émetteur en polarisation inverse : 

Faible injection : 

Forte injection : 

J p = q.µ p .p.E − q.D p . ∂p 

∂x 

(3.30) 

E M = q.N D.W 

ε SC 

(3.31) 

J p = q.p.V s p (3.32) 

J p 

p = 

q.Vp 

s (3.33) 

p >> N D (3.34) 

E M = q.(N D + p).W 

ε SC 

( ) 

(3.35) 

E M (J p ) = 

q. N D + J p 

q.Vp 

s .W 

ε SC 

(3.36) 

q : charge élémentaire 1,6.10 −19 C 

µ p : mobilité des trous [cm 2 .V −1 .s −1 ] 

p : densité de trous [cm −3 ] 

E : champ électrique [V.cm −1 ] 

D p : constante de diffusion des trous [cm 2 .s −1 ] 

N D : densité d’atome donneurs [cm −3 ] 

W : largeur de la zone N − [cm] 

ε SC : permittivité diélectrique du matériau [F.cm −1 ] 

Vp s : vitesse de saturation des trous [cm.s −1 ] 

124


FIG. 3.44 – Coupe d’une cellule IGBT et champ critique 

3.5.3 Influence de la nature des puces IGBT 

Sur la figure 3.43, nous montrons que l’avalanche dynamique apparaît pour 

un courant coupé supérieur à deux fois le courant nominal. L’IGBT utilisé est le 

CM300DU-24H de technologie PT (Punch Through). Nous faisons commuter un 

module IGBT FZ1200R33KF2 (3300V - 1200A) de technologie NPT (Non Punch 

Through) pour vérifier si le phénomène existe sur cette technologie. En effet, l’avalanche 

dynamique n’a jamais été observée. Lors des essais, le courant commuté est 

de 8kA, ce qui correspond à six fois le courant nominal de 1200A (figure 3.45). 

3500 

Tension V ce module FZ1200R33KF2, courant coupé = 8kA 

3000 

V ce 

2500 

Tension [V] 

2000 

1500 

1000 

500 

0 

8.0 us 8.5 us 9.0 us 9.5 us 10.0 us 10.5 us 11.0 us 

Temps [s] 

FIG. 3.45 – Commutation à l’ouverture du module FZ1200R33KF2 à 8kA coupé 

Pour expliquer que l’avalanche dynamique apparaît sur les modules IGBT de la 

technologie PT et pas sur la technologie NPT, il faut considérer l’équation suivante 

[Per04] : 

125


dE(x,t) 

dx 

= − q 

ε SC 

· (N D + p(x,t) − n(x,t)) (3.37) 

E(x,t) : champ électrique dans la zone de charge centrale N − de la cellule IGBT [V.cm −1 ] 

N D : densité d’atomes donneurs [cm −3 ] 

p(x,t) : densité de trous [cm −3 ] 

n(x,t) : densité d’électrons [cm −3 ] 


ε SC : permittivité du matériau [F.cm −1 ] 

Cette équation peut être développée si l’on considère les paramètres suivants : 

v n (x,t) : vitesse des électrons 

K PNP = J p(x,t) 

J n : rapport des densités de trous et d’électrons dans la zone N − 

δ(x,t) = v n(x,t) 

v p (x,t) 

: rapport des vitesses d’électrons et de trous 



J c : densité de courant dans l’IGBT [A.cm −2 ] 

dE(x,t) 

dx 

= − q ( 

1 

· N D + 

ε SC q · v n (x,t) · KPNP(x,t) ) 

· δ(x,t) − 1 

· J c (3.38) 

1 + K PNP (x,t) 

On peut supposer K PNP égal au gain dynamique du transistor PNP β PNPdyn et 

constant au long de la zone de charge d’espace. A fort champ électrique, on peut 

supposer que v n = v p = V s p = 10 7 cm/s et que cela implique δ(x,t) = 1. L’équation 

précédente devient alors : 

dE(x,t) 

dx 

( 

) 

= − q · N D + 1 

ε SC q ·Vp 

s · βPNPdyn − 1 

· J c 

1 + β PNPdyn 

(3.39) 

Vp s : vitesse de saturation 

β PNPdyn : gain dynamique du transistor PNP 

Le champ maximal atteint noté E M est situé à la jonction P + N − et vaut : 

( 

) 

E M = q ·W · N D + 1 

ε SC q ·Vp 

s · βPNPdyn − 1 

· J c (3.40) 

1 + β PNPdyn 

W : largeur de la zone de charge d’espace coté N − 126


La valeur du paramètre β PNPdyn détermine si l’IGBT concerné peut ou non 

fonctionner en avalanche dynamique. On considère trois cas : 

– β PNPdyn = 1 : le champ maximal E M n’est pas influencé par la densité de 

courant dans l’IGBT. On ne peut pas observer d’avalanche dynamique avec 

ce type d’IGBT. 

– β PNPdyn > 1 : le champ maximal E M croît avec le courant, on peut observer 

le phénomène d’avalanche dynamique avec ce type d’IGBT. 

– β PNPdyn < 1 : le champ maximal E M décroît avec le courant, on ne peut pas 

observer le phénomène d’avalanche dynamique avec ce type d’IGBT. 

Le problème se situe dans la connaissance du paramètre β PNPdyn . Celui varie 

lors de la commutation et il est très difficile de le calculer de façon analytique. On 

peut simplement effectuer l’analyse suivante : les IGBT de technologie PT ont une 

zone N − peu épaisse, ce qui leur confère une valeur de β PNP importante et favorise 

l’avalanche dynamique. Pour la technologie NPT, la zone N − est épaisse et le gain 

statique β PNP est faible et l’avalanche dynamique est difficile à obtenir avec cette 

technologie. 

3.5.4 Influence du courant coupé et de la résistance de grille 

Nous montrons l’influence de la résistance de grille à l’ouverture et du courant 

coupé sur la forme d’onde de la tension V ce en régime d’avalanche dynamique 

[Ogu04b]. L’IGBT considéré est le CM300DU-24H (1200V - 300A Mitsubishi, 

technologie PT). Les tests sont réalisés en montage hacheur abaisseur sur charge 

inductive. La diode de roue libre est la diode anti-parallèle du module IGBT : 

schéma figure 3.46. 

127


FIG. 3.46 – Montage hacheur pour les résultats expérimentaux pour l’avalanche 

dynamique 

Sur les courbes 3.47 et 3.48, on note que la tension maximale V ce dépend du 

courant coupé et légèrement de la résistance de grille dans la gamme [1.5Ω - 22Ω] : 

I c [A] V ce [V ] 

380 720 

770 730 

1100 740 

0n pourrait envisager ne pas utiliser de système de protection contre les surtensions 

lors d’ouverture en régime de surintensité. En effet, le système de clamping 

fait fonctionner l’IGBT en zone saturée (figure 3.1 page 74 pour absorber l’énergie 

des inductances de câblage. Cette énergie est absorbée par les puces IGBT. Lors de 

l’avalanche dynamique, la puce IGBT absorbe un courant sous la tension bus et a 

pour effet d’absorber l’énergie des inductances de câblage. On voit que le système 

de clamping et le fonctionnement en avalanche dynamique ont le même effet final 

(limiter la surtension à l’ouverture) et la même conséquence : la puce IGBT absorbe 

de l’énergie. Le constructeur ABB proposent des composants auto-protégés 

contre les surtensions en régime de défaut : technologie SPT (Soft Punch Through : 

voir paragraphe page 11). Cette technologie de puce est proche de la structure PT 

(Punch Through) car elle possède une couche tampon entre la couche P + (côté 

collecteur) et la couche N − et de ce fait possède les mêmes comportements (faible 

queue de courant, avalanche dynamique). 

3.5.5 Simulation numérique d’une cellule IGBT Punch Through 

Le but de ce paragraphe est d’étudier l’avalanche dynamique à l’aide de simulations 

numériques à éléments finis. Dans les paragraphes précédents, nous avons 

étudié le phénomène d’avalanche dynamique à l’aide des équations des semiconducteurs 

et des mesures systématiques. Le phénomène a pu être expliqué grâce 

128


800 

Tension V ce pour I c =380A 

400 

Courant I c pour I c =380A 

700 

Tension [V] 

600 

500 

400 

300 

200 

100 

R goff =1.5Ω 

=4.7Ω 

=10Ω 

=15Ω 

=22Ω 

Courant [A] 

300 

200 

100 

R goff =1.5Ω 

=4.7Ω 

=10Ω 

=15Ω 

=22Ω 

0 


Temps [s] 

0 


Temps [s] 

800 


800 


Tension [V] 

700 

600 

500 

400 

300 

200 

100 

R goff =1.5Ω 

=4.7Ω 

=10Ω 

=15Ω 

=22Ω 

Courant [A] 

700 

600 

500 

400 

300 

200 

100 

R goff =1.5Ω 

=4.7Ω 

=10Ω 

=15Ω 

=22Ω 

0 


Temps [s] 

0 


Temps [s] 

Tension [V] 

800 

700 

600 

500 

400 

300 

200 

100 


0 


Temps [s] 

R goff =1.5Ω 

=4.7Ω 

=10Ω 

=15Ω 

=22Ω 

Courant [A] 

1200 

1100 

1000 

900 

800 

700 

600 

500 

400 

300 

200 

100 

0 



Temps [s] 

R goff =1.5Ω 

=4.7Ω 

=10Ω 

=15Ω 

=22Ω 

FIG. 3.47 – Influence du courant coupé et de la résistance de grille - courbes temporelles 

- mesures sur le module CM300DU-24H 

129


I c =f(V ce ) pour I c =380A 


400 

800 

700 

Courant [A] 

300 

200 

R goff =1.5Ω 

=4.7Ω 

=10Ω 

=15Ω 

=22Ω 

Courant [A] 

600 

500 

400 

300 

R goff =1.5Ω 

=4.7Ω 

=10Ω 

=15Ω 

=22Ω 

100 

200 

100 

0 

0 100 200 300 400 500 600 700 800 

Tension [V] 

0 

0 100 200 300 400 500 600 700 800 

Tension [V] 

Courant [A] 

1200 

1100 

1000 

900 

800 

700 

600 

500 

400 

300 

200 

100 

0 

R goff =1.5Ω 

=4.7Ω 

=10Ω 

=15Ω 

=22Ω 


0 100 200 300 400 500 600 700 800 

Tension [V] 

FIG. 3.48 – Influence du courant coupé et de la résistance de grille - courbes I c = 

f (V ce ) - mesures sur le module CM300DU-24H 

130


à des équations simples qui ont nécessité des hypothèses simplificatrices importantes. 

Dans ce paragraphe, nous apportons des précisions sur les phénomènes 

physiques mis en jeux grâce aux outils de simulation par éléments finis. 

Dans les paragraphes précédents, nous avons obtenu des équations qui permettent 

de mettre en évidence le phénomène d’avalanche dynamique : équations 

3.39 et 3.40 page 126. 

Avant d’entrer dans le détail des simulations, nous faisons un rappel les équations 

à considérer pour la suite [Cha80] : 

div( → E) = − ρ 

ε SC 

(3.41) 

ρ : densité de charge [C.cm −3 ] 


→ 

E : champ électrique [V.cm −1 ] 

Si l’on considère que le champ varie sur une seule direction de l’espace, on 

peut simplifier l’équation 3.42 de la façon suivante : 

∂E x (x,t) 

= − ρ(x,t) 

(3.42) 

∂x 

ε SC 

ρ(x,t) = q.(p(x,t) − n(x,t) + N d (x) − n d (x) − N a (x) + p a (x)) 

ρ(x,t) = q.(p(x,t) + N d (x) − [n(x,t) + N a (x)]) 

ρ(x,t) = q.∆ np (x,t) 

∆ np (x,t) = p(x,t) + N d (x) − [n(x,t) + N a (x)] 

∂E x (x,t) 

∂x 

= − q.∆ np(x,t) 

ε SC 

(3.43) 

N d : densité d’atomes donneurs [cm −3 ] 

n d : densité d’électrons libres liés aux atomes donneurs, supposée nulle à 

température ambiante [cm −3 ] 

N a : densité d’atomes accepteurs [cm −3 ] 

n a : densité de liaisons covalentes libres liées aux atomes accepteurs, supposée 

nulle à température ambiante [cm −3 ] 

n : densité d’électrons libres dans la bande de conduction [cm −3 ] 

p : densité de trous libres dans la bande de valence [cm −3 ] 

q : charge élémentaire [C] 

D’après l’équation 3.43, la dérivée du champ électrique dépend de la différence 

de charge entre les électrons et les trous. 

Le calcul du champ réel passe obligatoirement par une simulation numérique 

compte tenu de la complexité de l’équation à résoudre : 

E x (x,t) = q 

ε SC 

. 

Z x 

0 

∆ np (u,t).du (3.44) 

131


En effet, le terme ∆ np (x,t) dépend du temps et de l’abscisse x. Lors de la commutation 

de l’IGBT, ce terme évolue de façon trop complexe pour effectuer un calcul 

analytique. 

Pour mettre en évidence l’avalanche dynamique d’une cellule IGBT, nous considérons 

le schéma de la figure 3.49. 

FIG. 3.49 – Montage hacheur - simulation du phénomène d’avalanche dynamique 

Une coupe de la cellule de technologie Punch Through est donnée figure 3.50(a). 

Cette représentation ne respecte pas les proportions réelles. La cellule est constituée 

d’une zone de drain faiblement dopée N − qui constitue le corps de la cellule 

IGBT. Les couches fortement dopées de type N + et P + côté collecteur sont réalisées 

par diffusion en face arrière. La coupe réelle de la puce est présentée figure 

3.50(b) en respectant les proportions réelles. 

Les caractéristiques statiques sont présentées sur la figure 3.51 : le réseau de 

courbes I c = f (V ce ,V ge ) et la courbe de claquage en polarisation directe bloquée. La 

caractéristique statique ne correspond pas à un IGBT en particulier. On remarque 

que les tensions de saturation et les résistances dynamiques sont importantes. La 

tension de claquage directe bloquée est de 1200V environ. Nous utiliserons cette 

cellule dans le montage hacheur (figure 3.49) avec une tension de bus V bus de 500V. 

Dans le cadre de l’étude sur l’avalanche dynamique d’une cellule IGBT, nous 

nous intéressons tout particulièrement au schéma de la figure 3.49 lors de l’ouverture 

de la cellule IGBT. La simulation mixte MEDICI 3 - SPICE permet de simuler 

le comportement physique de la puce (MEDICI) et le comportement électrique du 

reste du circuit. La commande de grille V g est pilotée pour mettre la cellule IGBT 

en conduction, le courant collecteur i c atteint un certain niveau de courant par l’intermédiaire 

de l’inductance L cc , puis la cellule est commandée à l’ouverture. Lors 

de l’ouverture, l’inductance L cab crée une surtension aux bornes de l’IGBT. Cette 

phase est tout particulièrement intéressante car elle conjugue une densité de courant 

importante dans la cellule IGBT et une tension importante à ses bornes. 


132


profil de dopage pour x = 0 de la structure IGBT 

10 21 0 50 100 150 200 250 

10 18 

dopage [cm −3 ] 

10 15 

10 12 

10 9 

(a) 

(b) 

y [µm] 

FIG. 3.50 – Description de la cellule IGBT avec le logiciel MEDICI 

30 A 

caractéristique statique de la structure IGBT 

70 pA 

caractéristique directe bloquée de la structure IGBT 

I c [A] 

25 A 

20 A 

15 A 

10 A 

V ge =8V 

10V 

12V 

15V 

I c [A] 

60 pA 

50 pA 

40 pA 

30 pA 

20 pA 

5 A 

10 pA 

0 A 

0 V 2 V 4 V 6 V 8 V 10 V 

V ce [V] 

(a) 

0 A 

0.0 V 400.0 V 800.0 V 1.2 kV 

V ce [V] 

(b) 

FIG. 3.51 – Caractéristiques statiques de la cellule IGBT - simulation MEDICI 

133


Pendant cette phase, un champ électrique se crée en chaque point de la cellule 

IGBT. Il est constitué de la somme de deux champs électriques : 

→ 

E (t) = → EV ce 

(t)+ E → J c 

(t) (3.45) 

E Vce : champ électrique dû à la tension V ce 

E Jc : champ électrique dû à la forte 

densité de courant 

Le champ électrique est principalement localisé à la jonction P + N − du côté 

émetteur. En effet, cette jonction est polarisée en inverse : figure 3.52. 

FIG. 3.52 – Coupe de la cellule IGBT lors de l’ouverture 

Nous considérons par la suite que le champ et les autres variables ne dépendent 

pas de la position sur l’axe z : la demi-cellule est modélisée en deux dimensions 

avec un facteur d’échelle de 4.10 5 sur l’axe z pour obtenir une cellule de 1cm 2 . 

On peut reprendre l’équation 3.41 de la page 131 : 

div( → E) = − q 

ε SC 

.{p(x,y,t) + N d (x,y) − [n(x,y,t) + N a (x,y)]} (3.46) 

Les résultats de simulation sont obtenus avec la configuration suivante : 

– V bus = 500V 

– L cab = 100nH 

– L cc = 2µH 

– R g = 10Ω 

– V g : temps de conduction de 2.5µs 

Sur la figure 3.53, on montre la montée du courant dans la cellule IGBT. Ensuite, 

sur la figure 3.54, on montre l’ouverture en détail pour identifier l’avalanche dynamique 

entre 12.85µs et 13µs. 

134


1 kV 

600 A 

800 V 

I c [A] 

400 A 

V ce [V] 

600 V 

400 V 

200 A 

200 V 

0 A 

9 us 10 us 11 us 12 us 13 us 

Temps [s] 

0 V 

9 us 10 us 11 us 12 us 13 us 

Temps [s] 

2.0 A 

20 V 

1.5 A 

1.0 A 

15 V 

I g [A] 

500.0 mA 

0.0 A 

−500.0 mA 

V ge [V] 

10 V 

5 V 

−1.0 A 

−1.5 A 

0 V 

−2.0 A 

9 us 10 us 11 us 12 us 13 us 

Temps [s] 

−5 V 

9 us 10 us 11 us 12 us 13 us 

Temps [s] 

FIG. 3.53 – Montée du courant dans la cellule IGBT - simulation 

I c [A] 

700 A 

600 A 

500 A 

400 A 

300 A 

200 A 

100 A 

0 A 

12.7 us 12.8 us 12.9 us 13.0 us 13.1 us 13.2 us 

Temps [s] 

V ce [V] 

1 kV 

900 V 

800 V 

700 V 

600 V 

500 V 

400 V 

300 V 

200 V 

100 V 

0 V 

12.7 us 12.8 us 12.9 us 13.0 us 13.1 us 13.2 us 

Temps [s] 

1.0 A 

15 V 

500.0 mA 

0.0 A 

10 V 

I g [A] 

−500.0 mA 

V ge [V] 

5 V 

−1.0 A 

−1.5 A 

0 V 

−2.0 A 

12.7 us 12.8 us 12.9 us 13.0 us 13.1 us 13.2 us 

Temps [s] 

−5 V 

12.7 us 12.8 us 12.9 us 13.0 us 13.1 us 13.2 us 

Temps [s] 

FIG. 3.54 – Phénomène d’avalanche dynamique à l’ouverture de la cellule IGBT 

et régime de sur intensité - simulation 

135


Nous proposons de visualiser les grandeurs électriques suivantes pour le point 

d’abscisse x = 0 aux temps 12.85µs, 12.9µs et 12.95µs de la commutation à l’ouverture 

de la figure 3.54 pour identifier les zones qui sont à l’origine du phénomène 

d’avalanche : 

– module du champ électrique 

– courant d’ionisation par impact 

– concentration de charges : ρ 

Sur la figure 3.55, on représente les grandeurs physiques proposées. Il est 

évident que la jonction P + N − du côté émetteur est à l’origine de l’avalanche. Au 

temps t=12.9µs, on voit bien l’accumulation de charges positives entre 7µm et 9µm 

qui provoque un champ électrique local intense. Le courant de génération par impact 

est également très fort dans cette zone. Sur la figure 3.56, on représente le 

courant de génération par impact en 2D. La zone d’avalanche est clairement identifiée. 

136


champ électrique [V/m] 

300 kV/m 

200 kV/m 

100 kV/m 

12.85µs 

12.9µs 

12.95µs 

concentration de charge [cm −3 ] 

courant de génération [cm −3 .s −1 ] 

0 V/m 

5 µm 10 µm 15 µm 

4.0e+015 

0.0e+000 

−4.0e+015 

−8.0e+015 

−1.2e+016 

distance 

−1.6e+016 

5 µm 10 µm 15 µm 

7e+025 

6e+025 

5e+025 

4e+025 

3e+025 

2e+025 

1e+025 

distance 

12.85µs 

12.9µs 

12.95µs 

0e+000 

5 µm 10 µm 15 µm 

distance 

12.85µs 

12.9µs 

12.95µs 

FIG. 3.55 – Champ électrique - concentration de charge - courant généré par ionisation 

par impact - simulation MEDICI 

137


FIG. 3.56 – Représentation 2D du courant généré par ionisation par impact - simulation 

MEDICI - t=12.9µs 

138



Dans un premier temps, nous avons présenté le modèle électrique simplifié 

des puces IGBT pour effectuer l’étude analytique d’une cellule de commutation 

avec une puce IGBT. L’étude des commandes en tension et courant a permis de 

montrer que ces deux solutions sont équivalentes. La commande en tension est bien 

évidemment beaucoup plus simple à mettre en oeuvre que la commande en courant. 

Dans le chapitre 4, nous présentons plusieurs possibilités pour la commande en 

tension. Nous porterons une attention à la montée et la descente de la tension de 

commande de grille qui a une influence sur la charge et la décharge de la grille. 

Ensuite, pour compléter l’étude analytique, nous avons étudié les influences 

des inductances de câblage des modules IGBT à l’aide de simulations. Nous avons 

mis en évidence les interactions entre la partie commande et la partie puissance 

des modules IGBT. Les valeurs des inductances et des couplages étudiés précédemment 

sont imposés par le modules IGBT sauf pour les inductances notées L 4 

et L 6 . Nous avons montré que leurs valeurs peuvent atteindre 300nH sans que cela 

soit pénalisant pour les commutations. 

L’estimation et l’identification de l’inductance d’émetteur notée L 7 a été réalisée 

pour des modules IGBT issus du commerce. Dans le chapitre 4, nous verrons 

que la connaissance de sa valeur nous permet de réaliser une lecture du di/dt du 

courant collecteur afin de protéger le module IGBT contre des défauts de surintensité 

et de court-circuit. Un outil de simulation et une méthode d’identification 

ont été confrontés. La méthode expérimentale est plus simple à mettre en oeuvre 

et permet d’obtenir des résultats sans connaître la structure physique interne du 

module. 

Enfin, le phénomène d’avalanche dynamique a été observé puis expliqué grâce 

à des équations simples. Afin de mieux comprendre ce phénomène, des simulations 

par éléments finis ont permis de comprendre le comportement interne d’une 

puce IGBT de technologie Punch Through lors d’une ouverture en régime de surintensité. 

Ce phénomène est intéressant car il permettrait d’auto-protéger les puces 

diodes et IGBT des modules lors de l’ouverture en cas de régime de défaut. En 

effet, la puce limite la surtension à ses bornes en cas de régime de surintensité. 

139

Chapitre 4 

Conception et réalisation d’une 

gamme de circuits de commande 

d’IGBT 

Dans ce chapitre, nous présentons les solutions développées et mises en oeuvre 

au cours de cette thèse pour la gamme de drivers industriels de la société ARCEL. 

Une brève introduction expose les contraintes technologiques et économiques pour 

le développement de la gamme de driver. Les solutions pour les différentes fonctions 

sont ensuite développées et analysées. 

4.1 Contraintes de conception 

Ces travaux de recherche sont inscrits dans le cadre du développement et la 

réalisation d’une gamme de drivers de modules IGBT de forte puissance. Les solutions 

proposées sont en accord avec les contraintes économiques et industrielles 

imposées par le contexte. Pour appréhender la suite, nous exposons le cahier des 

charges des drivers développés. La gamme comprend trois drivers pour le pilotage 

de modules IGBT : drivers A, B et C. Le tableaux 4.1 donne les principales 

caractéristiques de ces drivers. 

Les figures 4.1 et 4.2 donnent les schémas de principe des drivers A, B et 

C. Nous faisons apparaître les sous-ensembles et les fonctions développées par 

la suite : la commande de grille, les protections, les transmissions d’ordres et de 

retour défaut puis la transmission de puissance. Pour chacune des fonctions, nous 

développons les solutions étudiées puis celles retenues. 

4.2 Commande de grille 

Nous appelons commande de grille la fonction électronique qui reçoit un signal 

logique (0V ; +15V) provenant de la fonction "logique" (voir figures 4.1 et 4.2) et 

141


Spécifications A B C 

Nombre de voie 2 2 1 

Puissance disponible par 2W 4W 4W 

voie sur la grille 

Isolation galvanique 3kV 3kV 6kV 

Courant de grille maximum 

10A 20A 20A 

Protection V cesat oui oui oui 

Protection di/dt non non oui 

Protection alimentation oui oui oui 

secondaire 

Temps de propagation des ≤ 1µs ≤ 1µs ≤ 1µs 

ordres du primaire au secondaire 

Commande directe oui oui oui 

Commande demi-pont oui oui non car une seule voie 

Mode multi niveaux non non oui 

Retour défaut oui oui oui 

Acquittement de commutation 

non non oui 

TAB. 4.1 – Cahier des charges des drivers développés 

FIG. 4.1 – Schéma de principe des drivers A et B 

142


FIG. 4.2 – Schéma de principe du driver C 

qui permet en sortie de piloter directement la grille de l’IGBT (tensions V − et 

V + ) : voir figure 4.3. Elle ne prend pas en compte les protections qui représentent 

une fonction séparée dans notre démarche de conception. 

FIG. 4.3 – Fonction de commande de grille 

La fonction "commande de grille" reçoit un signal logique d’ordre, fournit un 

signal analogique capable de piloter la grille de modules IGBT et de fournir le 

courant nécessaire à la commutation. Celui-ci peut atteindre 30 Ampères crête. 

Les tensions de grille en régime établi sont respectivement V + et V − pour les valeurs 

maximale et minimale. Le standard industriel est V + à 15V et V − à -15V. La 

tension V + permet d’obtenir des pertes en conduction les plus faibles possibles. La 

tension V − a pour but de bloquer la grille de l’IGBT le plus bas possible pour se 

prémunir des parasites extérieurs qui peuvent faire augmenter la tension de grille 

de l’IGBT et le remettre en conduction alors que celui-ci est ouvert. Ensuite, la 

rapidité des transitions pour passer de V + à V − et inversement conditionne les 

pertes en commutation. A la mise en conduction, la vitesse de croissance du courant 

dans l’IGBT conditionne la valeur du courant de recouvrement de la diode de 

roue libre. Si ce dernier augmente, les pertes à la fermeture augmentent. A l’ouverture, 

la décroissance du courant conditionne la surtension présente sur le collecteur 

de l’IGBT et peut détruire l’IGBT si celle-ci est supérieure à la valeur critique du 

module. Voir figure 4.4 pour la fermeture et l’ouverture d’un IGBT. 

143


(a) (b) (c) 

FIG. 4.4 – Mise en conduction et ouverture d’une cellule de commutation 

Fermeture 

Ouverture 

Trop lente 

perte trop importante à cause du 

temps de fermeture trop long 

perte trop importante à cause du 

temps d’ouverture trop long 

Trop rapide 

recouvrement de la diode augmente 

si le di/dt augmente, les 

pertes augmentent et risque de 

sortir du SOA de la diode 

surtension aux bornes de 

l’IGBT, risque de destruction en 

avalanche de l’IGBT 

TAB. 4.2 – Résumé des contraintes à la fermeture et l’ouverture pour la commande 

de grille 

4.2.1 Conception 

Nous nous intéressons à la commande de grille en tension. Elle permet de piloter 

la grille grâce à une ou plusieurs résistances et une ou plusieurs sources de 

tension. 

FIG. 4.5 – Schéma de principe de commande de grille en tension 

Sur la figure 4.5, on fait apparaître la résistance de grille R g , l’impédance d’entrée 

Z in et la source de tension commandée V g . Celle-ci doit avoir une impédance 

144


de sortie minimale pour des raisons de CEM que nous expliquons par la suite. Les 

fronts de tension doivent être les plus raides possibles pour ne pas entrer en considération 

dans la dynamique de commutation de l’IGBT (voir section 3.2.4 page 

93). Le temps de propagation entre V ordre et V g doit être le plus faible possible. 

Pour répondre au mieux à ces caractéristiques, nous développons une méthode 

de conception de source de tension commandée en tension : source que nous appelons 

scv → v, voir figure 4.6 [Ald99]. 

FIG. 4.6 – Source réelle commandée scv → v 

On définit la matrice Z, telle que : 

[ ] [ ] 

Ve Ie 

= Z · 

V s I s 

[ ] [ ] [ ] 

Ve Z11 Z 

= 

12 Ie 

· 

V s Z 21 Z 22 I s 

Le paramètre Z 21 est appelé coefficient de transfert ou gain. 

FIG. 4.7 – Paramètres en Z d’une source commandée 

Pour obtenir une source commandée opérationnelle, il faut que Z 21 → ∞. Ce 

qui conduit à avoir la matrice chaîne A nulle (matrice A définie ci-dessous). On 

veut que les grandeurs électriques de la sortie (V s et I s ) n’aient aucune influence sur 

celles de l’entrée (V e et I e ). 

[ ] [ ] [ ] 

Ve a11 a 

= 

12 Vs 

· 

I e a 21 a 22 −I s 

145


A = ⎣ 

[ ] [ ] 

Ve Vs 

= A · 

I e −I s 

⎡ 

Z 11 

Z 21 

Z 11 .Z 21 −Z 12 .Z 21 

Z 21 

1 

Z 21 

Z 22 

Z 21 

⎤ 

⎦ 

On obtient un quadripôle qui a le comportement suivant : V e et I e sont nuls, V s 

et I s dépendent du circuit extérieur. Ce nouveau quadripôle s’appelle un nulleur : 

voir figure 4.8 

FIG. 4.8 – Quadripôle nulleur 

Nous définissions deux nouveaux dipôles pathologiques : nullateur et norateur 

(figure 4.9). Ils ne correspondent à aucun composant réel : ils sont appelés pathologiques 

pour cette raison. 

FIG. 4.9 – Nullateur et norateur 

Pour le nullateur, le courant et la tension sont nuls. Pour le norateur, le courant 

et la tension sont imposés par le circuit extérieur. 

Le principe de rétroaction nous permet de réaliser des sources commandées 

performantes à partir de quadripôles à grand gain. La figure 4.10 illustre ces propos 

: le gain µ modélise le nulleur et le gain β la chaîne de retour qui permet de 

fixer le gain en boucle fermée. 

La fonction de transfert s’exprime de la façon suivante : 

s 

e = µ 

1 + µ.β 

et 

146


FIG. 4.10 – Source commandée à base de rétroaction 

µ 

lim 

µ→∞ 1 + µ.β = 1 β 

Comme le gain d’un nulleur est théoriquement infini, on peut synthétiser les quatre 

structures de base de sources opérationnelles : scv → v, scv → i, sci → i et sci → v. 

Pour cela, on considère les grandeurs e et s comme étant soit des courants soit des 

tensions. Sur la figure 4.11 on montre la démarche qui considère le schéma bloc de 

la figure 4.10 pour arriver à une source de tension commandée en tension de gain 

1/β : scv → v. 

Notre but est de créer une source scv → v à gain théoriquement infini. Or, on 

voit que la structure scv → v proposée à la figure 4.12 a un gain de valeur finie : 

R 1 + R 2 

R 1 

La mise en cascade de sources commandées incompatibles permet de réaliser 

des gains très élevés avec un faible nombre d’étages élémentaires : voir figure 4.13. 

Il faut ensuite trouver un composant physique qui correspond au mieux au 

comportement du nulleur. Si on considère un transistor bipolaire parfait (β → ∞), 

son courant de base est nul et sa tension Base-Emetteur également. Sa tension 

Collecteur-Emetteur dépend du circuit externe. La jonction Base-Emetteur peut 

être modélisée par un nullateur et le dipôle Collecteur-Emetteur par un norateur : 

voir figure 4.14. 

La figure 4.15 donne les deux structures scv → i et scv → v à base de transistors 

bipolaires. 

On reprend le schéma de la figure 4.13 qui représente trois sources commandées 

scv → i : scv → i : scv → v et l’on applique la représentation en technologie 

bipolaire on obtient les schémas de la figure 4.16. 

Nous avons choisi une entrée différentielle qui permet de fixer une des deux 

entrées à une tension de référence constante (7.5V par exemple) et de connecter 

l’autre entrée au signal provenant de la logique de commande. L’information est 

ensuite transmise par deux structures scv → i puis à une structure scv → v de gain 

unitaire communément appelée push-pull. 

Une deuxième façon d’obtenir une source commandée à grand gain consiste à 

utiliser des transistors MOSFET en commutation. On considère toujours la figure 

4.5 page 144. La tension V ordre varie entre 0V et +15V (signal provenant de la 

logique de commande). On utilise un MOSFET de type P et un de type N pour 

effectuer la commutation de grille. La figure 4.17 montre une ébauche pour la 

commande de grille en technologie MOSFET. 

147


FIG. 4.11 – Démarche de conception de la source scv → v commandée à base de 

nulleur 

148


V s 

V e 

= R 1+R 2 

R 1 

I s 

V e 

= 1 R 

I s 

I e 

= − R 1+R 2 

R 2 

V s 

I e 

= −R 

FIG. 4.12 – Sources commandées idéales 

FIG. 4.13 – Mise en cascade de structures incompatibles 

149


FIG. 4.14 – Modélisation de transistors npn et pnp à base de nullateur et norateur 

scv → i, gain 1/R 

scv → v, gain unitaire, R 2 = 0 et R 1 est supprimée par le norateur 

FIG. 4.15 – Sources commandées élementaires à base de transistors bipolaires 

150


FIG. 4.16 – Circuit de commande de grille en technologie bipolaire 

FIG. 4.17 – Première étape 

151


Les transistors B 1 et B 2 isolent la tension de commande V ordre du circuit de 

commutation. La source de tension V 0 permet de décaler la tension V ordre pour 

commander le MOSFET M 2 . Lorsque V ordre = 15V , le MOSFET M 1 est bloqué 

et M 2 passant et inversement lorsque V ordre = 0V . Le problème majeur de cette 

structure réside dans le courant de croisement i mos lors des transitions. En effet, à 

chaque commutation, les deux transistors M 1 et M 2 sont passant en même temps. 

La seule impédance qui limite le courant i mos est la somme r dson1 +r dson2 qui a pour 

valeur quelques Ohms. Le courant i mos atteint alors des valeurs trop importantes : 

quelques Ampère à 30 Ampère. Une des solutions consiste à insérer une résistance 

en série entre les deux MOSFET (figure 4.18). 

FIG. 4.18 – Deuxieme étape 

L’insertion de R n’est pas sans conséquence. Lors de transitions, la résistance 

R et les capacités parasites C 1 et C 2 forment deux circuits RC. Sur la figure 4.19, 

on représente les deux tensions V a et V b de la figure 4.18. 

La résistance R g ne peut pas être pilotée directement par les tensions V a ou 

V b . Elle est commandée par un deuxième étage MOSFET qui permet de fournir 

le courant de grille. On retrouve le même problème lors des transitions, le courant 

commun aux deux MOSFET est prohibitif. On propose deux solutions. La première 

consiste à piloter le MOSFET canal P par la tension V a et le canal N par V b . Ceci 

permet de couper le P MOSFET avant de mettre en conduction le N MOSFET et 

inversement (figure 4.20). 

La deuxième solution consiste à utiliser la tension V b pour commander la sortie 

MOSFET et utiliser deux résistances de grille pour limiter le courant dans M 3 et 

M 4 lors des transitions. Le MOSFET M 3 est commandé à la fermeture avec un front 

très raide ce qui permet d’obtenir un front très raide sur la tension S lors de la mise 

152


FIG. 4.19 – Tension V a et V b , influence de R 

FIG. 4.20 – Première solution, sortie MOSFET 

153


en conduction de l’IGBT (figure 4.21). 

FIG. 4.21 – Deuxième solution, sortie MOSFET 

4.2.2 Simultations et expérimentations 

Dans cette section, nous présentons les simulations et les résultats expérimentaux 

de la structure dérivée des schémas figures 4.20 et 4.21 en technologie MOS- 

FET et la structure de la figure 4.25 en technologie bipolaire. 

Dans les deux cas, nous remplaçons la grille de l’IGBT par un condensateur 

qui nous permet d’effectuer des simulations simples. Le fait de connecter un IGBT 

n’aurait rien apporté sur l’analyse du comportement de la structure de commande 

de grille. 

Les simulations sont effectuées avec le logiciel SwitcherCAD III / LTSpice 1 de 

Linear Technology. Ce logiciel est basé sur le noyau SPICE 3F4/5. 

Technologie MOSFET 

Nous considérons le schéma de la figure 4.22. La tension V ordre provient d’une 

porte logique CMOS classique. Les résistances de grille R g1 et R g2 valent 1.5Ω et 

la capacité C 1 220nF. 

Nous montrons que le courant commun aux MOSFET M 5 et M 6 dépend des 

résistances R 2 et R 3 . Plus celles-ci augmentent, plus ce courant commun diminue. 

La figure 4.23(a) montre I R4 et I R5 pour les résultats expérimentaux et la figure 

4.23(b) pour les simulations. 

Les figures 4.24 (a) et (b) montrent que la tension V C1 et le courant i C1 sont peu 

influencés par les variations de R 2 et R 3 dans la gamme 22Ω - 220Ω. 


154


FIG. 4.22 – Commande de grille en technologie MOSFET 

155


I R4 

I R5 

Courant [A] 

20 

15 

10 

5 

courant dans le MOS 5 

R 2 =R 3 =22 ohm 

47 ohm 

100 ohm 

220 ohm 

Courant [A] 

20 

15 

10 

5 

0 

R 2 =R 3 =22 ohm 

47 ohm 

100 ohm 

220 ohm 


0 

−5 

−5 

0 s 1 us 2 us 3 us 4 us 5 us 

Temps [s] 

−10 

0 s 1 us 2 us 3 us 4 us 5 us 

Temps [s] 

Courant [A] 

Courant [A] 

5 

4 

3 

2 

1 

0 

−1 

−2 

−3 

−4 


−5 

3.0 us 3.1 us 3.2 us 3.3 us 

20 

15 

10 

5 

0 

Temps [s] 

R 2 =R 3 =22 ohm 

47 ohm 

100 ohm 

220 ohm 


R 2 =R 3 =22 ohm 

47 ohm 

100 ohm 

220 ohm 

Courant [A] 

10 

8 

6 

4 

2 

0 

−2 

−4 

−6 

−8 

Résultats expérimentaux 

(a) 

Courant [A] 


R 2 =R 3 =22 ohm 

47 ohm 

100 ohm 

220 ohm 

−10 

1.0 us 1.1 us 1.2 us 

5 

0 

−5 

−10 

−15 

−20 

R 2 =R 3 =22 ohm 

47 ohm 

100 ohm 

220 ohm 

Temps [s] 


−5 

0 s 1 us 2 us 3 us 4 us 5 us 

Temps [s] 

−25 

0.0 s 1.0 us 2.0 us 3.0 us 4.0 us 5.0 us 

Temps [s] 

Courant [A] 

8 

7 

6 

5 

4 

3 

2 

1 

0 


R 2 =R 3 =22 ohm 

47 ohm 

100 ohm 

220 ohm 

−1 

3.00 us 3.05 us 3.10 us 

Temps [s] 

Courant [A] 

2 

0 

−2 

−4 

−6 

−8 

−10 

1.00 us 1.02 us 1.04 us 

Résultats de simulations avec LTSpice 

(b) 


Temps [s] 

R 2 =R 3 =22 ohm 

47 ohm 

100 ohm 

220 ohm 

FIG. 4.23 – Courant de croisement dans les MOSFET M5 et M6 - comparaison 

entre résultats expérimentaux et simulations - commande de grille en technologie 

MOSFET - schéma de la figure 4.22 

156


Or, elles ont pour avantage de limiter le courant de croisement dans les MOS- 

FET M 5 et M 6 sans modifier les formes d’ondes de V C1 et i C1 . Le courant de croisement 

doit être limité car il constitue une perte de puissance pour le driver et donc 

une augmentation de température pour l’alimentation du driver et les MOSFET M 5 

et M 6 . De plus, les résistances R 2 et R 3 limitent les courants de croisement dans 

M 1 , M 2 , M 3 et M 4 lors des commutations. Plus R 2 et R 3 sont de forte valeur, moins 

il y a de pertes dans les quatre MOSFET M 1 -M 2 -M 3 -M 4 . 

Tension [V] 

20 

15 

10 

5 

0 

−5 

tension aux bornes de C1 : V C1 

−10 

R 2 =R 3 =22 ohm 

47 ohm 

−15 

100 ohm 

220 ohm 

−20 

0 s 1 us 2 us 3 us 4 us 5 us 

Temps [s] 

Tension [V] 

20 

15 

10 

5 

0 

−5 

tension aux bornes de C1 : V C1 

−10 

R 2 =R 3 =22 ohm 

47 ohm 

−15 

100 ohm 

220 ohm 

−20 

0 s 1 us 2 us 3 us 4 us 5 us 

Temps [s] 

Courant [A] 

20 

15 

10 

5 

0 

−5 

courant dans C1 : i C1 

−10 R 2 =R 3 =22 ohm 

47 ohm 

−15 

100 ohm 

220 ohm 

−20 

0 s 1 us 2 us 3 us 4 us 5 us 

Temps [s] 


(a) 

Courant [A] 

20 

15 

10 

5 

0 

−5 

courant dans C1 : i C1 

−10 R 2 =R 3 =22 ohm 

47 ohm 

−15 

100 ohm 

220 ohm 

−20 

0 s 1 us 2 us 3 us 4 us 5 us 

Temps [s] 


(b) 

FIG. 4.24 – Tension V C1 et courant i C1 , comparaison entre résultats expérimentaux 

et simulations - commande de grille en technologie MOSFET - schéma de la figure 

4.22 

Technologie bipolaire 

Nous considérons le schéma de la figure 4.25. Le signal V ordre provient de la 

sortie d’un comparateur en collecteur ouvert. Les résultats expérimentaux et de 

simulation sont sur la figure 4.26. 

On note que cette structure de commande de grille n’est pas symétrique : les 

courants i C1 à la fermeture et à l’ouverture ne sont pas identiques. Ceci vient de la 

commande en collecteur ouvert à l’entrée de la structure, la tension V ordre est très 

rapide pour commuter de +15V à 0V et lente pour commuter de 0V à +15V. La 

résistance R (schéma figure 4.25) a un rôle déterminant sur la rapidité de transmission 

de l’ordre à l’ouverture et sur la raideur des fronts de tension sur la résistance 

de grille à l’ouverture également. Cette résistance limite le courant de croisement 

157


FIG. 4.25 – Commande de grille, technologie bipolaire 

Tension [V] 

20 

15 

10 

5 

0 

−5 

−10 

−15 

Tension du condensateur C 1 : V C1 

R 2 =22 ohm 

47 ohm 

100 ohm 

220 ohm 

−20 

0 s 1 us 2 us 3 us 4 us 5 us 6 us 

Temps [s] 

Tension [V] 

20 

15 

10 

5 

0 

−5 

−10 

−15 

Tension du condensateur C 1 : V C1 

R 2 =22 ohm 

47 ohm 

100 ohm 

220 ohm 

−20 


Temps [s] 

20 

Courant du condensateur C 1 : i C1 

20 

Courant du condensateur C 1 : i C1 

Courant [A] 

15 

10 

5 

R 2 =22 ohm 

47 ohm 

100 ohm 

220 ohm 

Courant [A] 

15 

10 

5 

R 2 =22 ohm 

47 ohm 

100 ohm 

220 ohm 

0 

0 

−5 


Temps [s] 


(a) 

−5 


Temps [s] 


(b) 

FIG. 4.26 – Tension V C1 et courant i C1 , comparaison entre résultats expérimentaux 

et simulations - commande de grille en technologie bipolaire - schéma de la figure 

4.25 

158


dans les MOSFET M 1 et M 2 . Elle permet de limiter les pertes dues à ce phénomène. 

Un compromis doit être fait entre rapidité et dissipation thermique sur M 1 , 

M 2 et R. 

Comparaison MOSFET - bipolaire 

On voit très nettement se dégager les avantages et les inconvénients des deux 

structures proposées. La technologie MOSFET permet d’obtenir des fronts de tension 

très raides en amont de la résistance de grille (fonctionnement en commutation) 

mais avec la présence de courants de croisement qui augmentent les pertes 

dans la structure de commande de grille. La technologie bipolaire permet d’éviter 

les courants de croisement mais au détriment d’une chute de tension due aux deux 

jonctions V be en montage Darlington et de fronts moins raides : fonctionnement 

linéaire en suiveur de tension. 

4.2.3 Conséquences des gradients de tension sur la commande de grille 

Nous prenons le cas d’un onduleur de tension sur charge inductive et considérons 

un bras lors des commutations : figure 4.27. Nous supposons le courant de 

charge I 0 constant à l’échelle de temps de la commutation. Il apparaît quatre cas de 

commutation pour l’IGBT flottant : 

– (a) : mise en conduction du module IGBT sur fonctionnement de la puce 

IGBT, figure 4.28(a). 

– (b) : mise en conduction du module IGBT sur fonctionnement de la puce 

diode, figure 4.28(b). 

– (c) : ouverture du module IGBT sur fonctionnement de la puce IGBT, figure 

4.28(c). 

– (d) : ouverture du module IGBT sur fonctionnement de la puce diode, figure 

4.28(d). 

FIG. 4.27 – Bras d’onduleur sur charge inductive 

159


(a) 

(b) 

(c) 

(d) 

FIG. 4.28 – Quatre types de commutation sur charge inductive et temps mort 

160


On voit se dégager deux types de commutation en tension : les cas (a) et (d) 

sont en commutation rapide et les cas (b) et (c) en commutation lente. En effet, 

pour les cas (a) et (d), le gradient en tension (dV ce /dt) est imposé par les modules 

IGBT du bras, synonyme de commutation rapide. Alors que dans les cas (b) et (c), 

la variation du point milieu (et donc des tensions V ce ) est imposée par le courant de 

charge I 0 et les capacités intrinsèques C ce des modules IGBT et donnent naissance 

à des commutations plus lentes lors du temps mort. 

Nous analysons ce qui se passe dans les cas (a) et (d) à cause des forts gradients 

de tension. Pour le cas (a), le module IGBT est commandé à la fermeture pour faire 

fonctionner sa puce diode (figure 4.28(a)). La figure 4.29 modélise l’état du circuit 

lors de la commutation en tension [Fre03]. 

FIG. 4.29 – Etat du circuit de commande et de puissance dans le cas (a) de la figure 

4.28 lors de la commutation en tension 

– R g1 : résistance de grille + résistance interne de la source de tension V g . 

– R g2 : résistance interne au module IGBT. 

– C gc : capacité intrinsèque Grille-Collecteur. 

– C 1 : capacité parasite entre le point A et la masse de puissance. 

– i pert : courant généré lors des commutations en tension. 

– V geth : tension de seuil du module IGBT. 

– V g : source de tension de commande de grille = +15V lors de la mise en 

conduction. 

A partir de la figure 4.29, on obtient les équations suivantes : 

dV ce 

dt 

R g1 

= V geth −V g 

C gc .(R g1 + R g2 ) − C gc .(R g1 + R g2 ) .i pert 

i pert = −C 1 . dV Am 

dt 

V geth −V g 

C gc .(R g1 +R g2 ) 

A la mise en conduction du module IGBT, on a dV ce /dt < 0. Le terme 

est négatif : V geth = quelques Volt et V g =+15V. Le terme dV Am /dt est positif ce qui 

R 

implique que i pert est négatif et que le terme − g1 

C gc .(R g1 +R g2 ) .i pert est positif. Le courant 

i pert ralentit la mise en conduction de l’IGBT. 

161

4.3 Protection des modules IGBT 

Pour le cas (d), le module IGBT est commandé à l’ouverture alors que sa puce 

diode conduit (figure 4.28(d)). La figure 4.30 modélise l’état du circuit lors de la 

commutation en tension. 

FIG. 4.30 – Etat du circuit de commande et de puissance dans le cas (d) de la figure 

4.28 lors de la commutation en tension 

Lorsque l’IGBT du bas commute en tension, la tension V g = −15V et la tension 

V ge a déjà atteint -15V si le temps mort est suffisant. Le courant i pert est positif, il se 

répartit entre R g1 et R g2 et a pour conséquence de faire augmenter momentanément 

V ge et peut faire repasser l’IGBT en conduction. Ce phénomène explique pourquoi 

on bloque les IGBT à une tension négative : on augmente la marge de sécurité qui 

évite la remise en conduction de l’IGBT lors des commutations en tension. 


La protection des modules est une fonction essentielle des drivers d’IGBT. Elle 

garantit la survie du composant et de ce fait celle du convertisseur de puissance 

lors de défauts survenant sur celui-ci. Comme exposé à la section 2.3 page 37, les 

conséquences peuvent être importantes d’un point de vue matériel, économique et 

humain. 

Dans cette section, nous présentons la solution retenue pour la sécurité en 

court-circuit et surintensité des modules simples 3300V-1200A [Lef05]. 

Nous présentons une nouvelle méthode de protection de module IGBT en régime 

de défaut. L’objectif de base est de détecter le plus tôt possible le régime de 

défaut afin de ne pas faire fonctionner l’IGBT en régime de court-circuit mais toujours 

en régime de surintensité : le nombre de passages en régime de court-circuit 

ayant un impact sur la durée de vie des puces IGBT [SE02] [SE04]. 

Nous montrons que notre solution est la réunion de trois méthodes de détection 

de défaut et de deux pour l’ouverture en régime de défaut. 

Tout d’abord, il faut lister et appréhender tous les types de défaut qui peuvent 

survenir sur un bras d’onduleur ou un hacheur pour expliquer les différentes parties 

162


de la protection. La liste suivante donne toutes les configurations de défaut que l’on 

peut rencontrer : 

1. Type I avec impédance de défaut très faible (< 1µH) 

2. Type I avec impédance de défaut moyenne (de quelques µH à 100µH) 

3. Type I avec impédance de défaut élevée (> 100µH) 

4. Type II avec impédance de défaut très faible (< 1µH) 

5. Type II avec impédance de défaut moyenne (de quelques µH à 100µH) 

6. Type II avec impédance de défaut élevée (> 100µH) 

7. Défaut de la commande, temps de conduction trop long avec impédance de 

charge normale 

8. Conduction des deux IGBT en même temps sur le même bras (défaut diamétral) 

Type I : le défaut est présent avant que l’IGBT soit commandé à la fermeture, 

appelé défaut HSF : Hard Switching Fault. 

Type II : le défaut intervient pendant que l’IGBT est fermé, appelé défaut FUL : 

Fault Under Load. 

La figure 4.31 illustre les défauts de type I et II. L’IGBT est modélisé par un 

interrupteur. Dans le cas du défaut de type I, c’est à partir du moment où l’IGBT 

est commandé à la fermeture que le défaut a une conséquence sur le circuit. Dans 

le cas du type II, l’IGBT est fermé, le défaut est modélisé par un interrupteur qui 

est ouvert et qui se ferme pour appliquer le régime de défaut à l’IGBT. 

FIG. 4.31 – Exemple de défauts de type I et II 

4.3.1 Description de la solution 

Détection des défauts 

Nous commençons par les défauts les plus simples à détecter et à traiter : les défauts 

(3), (6) et (7). Le gradient du courant collecteur imposé par le défaut est faible, 

la mesure de la tension V cesat permet de détecter la surintensité (I c = f (V ge ,V ce )). 

A cause du défaut (3), il faut utiliser un "blanking time" à la mise en conduction, 

163


temps pendant lequel la mesure de la tension V ce n’est pas active. En effet, lors de la 

mise en conduction, la tension V ce décroît de la tension bus pour rejoindre la valeur 

V cesat (= f (V ge ,I c )). Cette décroissance dure entre 3 et 4µs pour des modules du 

calibre 1200V-300A et 8 à 10µs pour des calibres 3300V-1200A. La tension V ce est 

mesurée à l’aide de diodes haute tension polarisées par un générateur de courant 

I 0 : voir figure 4.32 pour le schéma. La capacité C et le générateur de courant I 0 

permettent de calibrer le "blanking time" : voir figure 4.33. Le MOSFET M courtcircuite 

le condensateur C quand l’IGBT est ouvert ce qui inhibe la lecture de la 

tension V ce . La tension V c permet d’avoir l’image de la tension V ce plus la chute 

de tension aux bornes des diodes haute tension. Si la tension V c dépasse la tension 

V re f préalablement réglée par l’utilisateur, le driver coupe l’IGBT en coupure 

douce (résistance de grille à l’ouverture supérieure à la valeur spécifiée lors des 

commutations normales) pour limiter la surtension à l’ouverture [Lef04] [Lef05]. 

FIG. 4.32 – Schéma de principe de mesure de la tension V cesat 

Le défaut (8) est équivalent au (1) : dans le cas (8), l’IGBT du bas d’un bras 

d’onduleur (par exemple) est commandé à la fermeture alors que l’IGBT du haut 

est déjà fermé. Le courant dans le bras de l’onduleur est limité seulement par les 

inductances de câblage des condensateurs du bus continu, des modules IGBT et du 

bus barre. L’inductance totale de la maille est très faible : entre 30nH et 200nH. 

Pour les défauts (1), (4) et (8), l’impédance de défaut est très faible : de 30nH à 

quelques µH. Le courant dans l’IGBT croît très rapidement. Le défaut doit être 

détecté en quelques µs au début de la fermeture de l’IGBT pour les défauts (1) et 

(8). 

La méthode de mesure du V ce exposée précédemment n’est pas adaptée à cause 

du "blanking time". En effet, lors du "blanking time", le courant peut atteindre 

des valeurs prohibitives avec une impédance de 1µH par exemple pendant 10µs 

sous 1500V de tension de bus : ∆I c = ∆T.V bus /L = 10.10 −6 .1500/10 −6 = 15kA. 

La solution proposée consiste à lire la valeur du dI c /dt imposé par l’impédance de 

défaut au début de la mise en conduction pour les défauts (1) et (8). Si la valeur du 

dI c /dt est supérieure à une valeur prédéterminée par l’utilisateur, le driver coupe 

l’IGBT avec la résistance de grille des commutations normales. 

164


(a) 

(b) 

FIG. 4.33 – Fermeture sans et avec défaut - "blanking time" - courbes théoriques 

La valeur du dI c /dt est mesurée par le biais de la tension entre l’émetteur de 

puissance et l’émetteur de commande : tension Vee, voir section 3.3 page 98. La 

figure 4.34 donne le schéma et les formes d’ondes associées. 

Cette méthode permet de réaliser une anticipation sur la valeur du courant collecteur. 

Si juste après la fin de la fermeture du module IGBT le gradient du courant 

collecteur est trop élevé, le courant risque d’atteindre des valeurs trop importantes 

par la suite si l’IGBT n’est pas ouvert. L’IGBT est alors commandé à l’ouverture 

avec la même résistance de grille qu’en commutation normale. 

On note que la lecture de la tension V ee doit être effective le plus vite possible 

mais pas avant que le diode n’ait fini de recouvrer. Ce temps est compris entre 2µs 

et 4µs et dépend du courant commuté. Il doit être ajusté en fonction du module 

IGBT et de la diode de roue libre associée. Les figures 4.35 (a), (b) et (c) montrent 

des fermetures du module IGBT CM1200HB-66H (Mitsubishi 3300V-1200A) en 

montage hacheur avec une inductance de défaut de 13µH. Le courant commuté 

varie de 450A à 4300A. On voit bien la proportionnalité entre la tension V ee et le 

signal dI c /dt : voir identification de l’inductance du module IGBT dans la section 

3.4 page 116. Plus le courant commuté est élevé, plus le temps de commutation du 

module IGBT et de la diode de roue libre est important. 

Pour le défaut (2), l’impédance de défaut est comprise entre quelques µH et 

100µH. La méthode de V cesat n’est pas très bien adaptée pour les valeurs d’impédances 

de quelques µH car pendant le "blanking time", le courant peut atteindre 

plusieurs kA. Le défaut doit être détecté plus tôt. La méthode du dI c /dt n’est pas 

adaptée car la tension V ee est trop faible pour des valeurs d’impédance de défaut 

supérieures à quelques µH. 

Lors de la fermeture de l’IGBT, on note que la décroissance de la tension V ce 

dépend de l’impédance de défaut. Plus l’impédance est faible, plus la tension V ce 

165


FIG. 4.34 – Mesure du dI c /dt et détection du défaut - schéma de principe et courbes 

associées 

166


Ic [A] 

7000 

6000 

5000 

4000 

3000 

450A 

900A 

1300A 

1700A 

1900A 

3600A 

4300A 

Vee [V] 

25 

20 

15 

10 

5 

0 

−5 

450A 

900A 

1300A 

1700A 

1900A 

3600A 

4300A 

2000 

−10 

1000 

−15 

−20 

0 

1 us 2 us 3 us 4 us 5 us 6 us 7 us 8 us 9 us 

−25 


Time [s] 

Time [s] 

(a) 

(b) 

dIc/dt [kA/us] 

5 

4 

3 

2 

1 

0 

−1 

−2 

450A 

900A 

1300A 

1700A 

1900A 

3600A 

4300A 

−3 

−4 

−5 


Time [s] 

(c) 

(d) 

FIG. 4.35 – Commutation à la fermeture et influence du courant commuté sur le 

temps de commutation de l’IGBT et de la diode de roue libre - courbes expérimentales 

- module IGBT CM1200HB-66H 

167


décroît lentement. Le principe de base consiste à lire l’information de vitesse de 

décroissance de la tension V ce à la mise en conduction. Sur la figure 4.36, on montre 

la mise en conduction du module CM1200HB-66H avec le même courant coupé 

mais avec une impédance de défaut de 13µH et 110µH. On note que la décroissance 

de la tension V ce dépend de l’impédance de défaut. 

80 

70 

13uH 

110uH 

2000 

13uH 

110uH 

60 

1500 

50 

Vce [V] 

40 

30 

Ic [A] 

1000 

20 

500 

10 

0 

1 us 2 us 3 us 4 us 5 us 6 us 7 us 8 us 9 us 10 us 

0 

1 us 2 us 3 us 4 us 5 us 6 us 7 us 8 us 9 us 10 us 

Temps [s] 

Temps [s] 

(a) 

(b) 

FIG. 4.36 – Mise en conduction avec deux inductances de charge différentes - 

courbes expérimentales - module IGBT CM1200HB-66H 

Nous utilisons ce phénomène pour détecter que l’IGBT commute une inductance 

de trop faible valeur. Pour cela, on mesure la tension collecteur à l’aide de 

diodes haute tension et d’un générateur de courant (comme dans le cas de la méthode 

V cesat figure 4.32) qui peut accepter une tension V c de 40V minimum : figure 

4.37. 

FIG. 4.37 – Schéma de principe de mesure de la tension V cedyn 

On compare la tension V c à une tension de référence V re f , si V c > V re f on coupe 

l’IGBT en coupure normale. La figure 4.38 illustre ce mode de détéction de défaut. 

Le tableau 4.3 résume les méthodes de détection de défaut en fonction du type 

de défaut et l’action associée à l’ouverture du défaut. 

168


(a) 

(b) 

FIG. 4.38 – Fermeture sans et avec défaut - méthode du V cedyn - courbes théoriques 

Défaut Détection Ouverture 

1-4-8 di/dt R go f f ouverture normale, clamping à diodes TRANSIL 

3-6-7 V cesat coupure douce 

2 V cedyn R go f f ouverture normale, clamping à diodes TRANSIL 

5 V cesat coupure douce 

TAB. 4.3 – Résumé des défauts et actions associées 

169


Ouverture en cas de défaut 

En cas de défaut, le courant dans l’IGBT à l’ouverture est supérieur au courant 

nominal. L’énergie magnétique emmagasinée dans les inductances de câblage est 

plus forte que lors des commutations normales. Cette énergie provoque une surtension 

aux bornes de l’IGBT à l’ouverture de celui-ci. La surtension peut dépasser la 

valeur maximale admise par le composant et le détruire. 

La solution la plus connue et la plus utilisée est le clamping à diode TRANSIL : 

voir section 2.3.4 page 44. Elle permet de limiter la tension collecteur par le biais 

d’une rétroaction sur la grille. Cette protection est connectée en permanence mais 

est seulement active lors de l’ouverture en régime de défaut. 

La deuxième solution consiste à ouvrir l’IGBT plus lentement qu’en commutation 

normale, la dérivée du courant collecteur est limitée et la surtension aux 

bornes de l’IGBT est réduite par conséquence [Lef04]. Nous choisissons d’utiliser 

une troisième résistance de grille de valeur plus élevée pour réaliser la fonction. 

Nous montrons qu’il est possible de limiter la surtension lors de l’ouverture en cas 

de défaut comme le montre la figure 4.39. 

700 

650 

600 

∆V ce [V] 

550 

500 

450 

400 

350 

300 

2 kA 4 kA 6 kA 8 kA 10 kA 

Courant coupé 

FIG. 4.39 – Surtension mesurée en fonction du courant coupé avec la coupure 

douce sur un montage hacheur - module IGBT CM1200HB-66H 

La surtension ∆V ce est la tension présente aux bornes de l’IGBT en plus de 

la tension de blocage : ∆V ce = V cemax −V bus . Le schéma est présenté figure 4.40. 

L’inductance L cc vaut 700nH, le courant coupé varie de 3.5kA à 10kA, R go f f so ft = 

10Ω. Grâce à la coupure douce, il est possible de couper 10kA sans dépasser 1kV 

de surtension. 

Solution complète 

La solution finale a pour but de détecter le plus rapidement possible tous les 

types de défaut et d’agir en conséquence en fonction du type de détection. Le tableau 

4.3 résume les actions à effectuer en fonction du type de détection qui est 

activée : 

– di/dt : coupure normale 

170


FIG. 4.40 – Circuit de test de la coupure douce 

– V cedyn : coupure normale 

– V cesat : coupure douce 

La figure 4.41 donne le schéma de principe de cette solution. Les interrupteurs 

com1, com2 et com3 sont commandés en fonction des ordres reçus du "récepteur 

fibre optique" et des défauts par la fonction "logique de commande". Les résistances 

R 1 et R 2 permettent d’ajuster la tension de clamping. 

FIG. 4.41 – Synoptique du driver avec sécurité en surintensité 

171


Clamping capacitif 

Dans le cadre de l’étude systématique des protections de l’IGBT une solution 

alternative au clamping à diode TRANSIL a été imaginée et mise en oeuvre pour 

les modules de faible courant : 100A - 1200V par exemple [Lef03a] [Lef03b]. Elle 

permet de s’affranchir des tolérances des diodes TRANSIL et de leur résistance 

dynamique. 

Le principe de base consiste à remplacer les diodes TRANSIL par un condensateur 

chargé à la tension de bus du convertisseur : voir figure 4.42 pour le schéma 

de "clamping capacitif". 

La tension V re f permet d’ajuster la valeur maximale de la tension collecteur lors 

d’ouverture en cas de défaut. Or, la tension V re f doit être supérieure à la tension de 

blocage de l’IGBT. Ceci implique que la source de tension V re f soit supérieure à la 

tension V bus et pose un problème pour la réalisation technologique de cette solution. 

Pour contourner ce problème, on fixe V re f à V bus et on règle la tension maximale 

aux bornes de l’IGBT avec la valeur de la résistance R 5 . La figure 4.43 montre 

les commutations à l’ouverture du module Mitsubishi CM100DU-24H (100A - 

1200V) sur un montage hacheur à charge inductive. La résistance R 1 charge le 

condensateur C à la tension bus. Les diodes d 1 et d 2 bloquent le système de clamping 

quand l’IGBT est fermé. La résistance R 5 permet d’ajuster la valeur maximale 

de la tension collecteur. 

FIG. 4.42 – Principe de base du clamping "capacitif" 

Sur la figure 4.43, on note que la valeur maximale de la tension V ce dépend 

de la valeur de R 5 . Le courant de grille à l’ouverture lors du clamping augmente 

pour limiter la vitesse de décharge de la tension de grille et diminuer la vitesse 

de commutation du courant collecteur et par conséquent la valeur maximale de la 

172


Tension V ce pour différentes valeurs de R 5 à 200A 

Courant i g pour différentes valeurs de R 5 à 200A 

Tension [V] 

800 

700 

600 

500 

400 

300 

200 

100 

0 

9.6 us 9.8 us 10.0 us 10.2 us 10.4 us 

Temps [s] 

R 5 =50Ω 

100Ω 

250Ω 

330Ω 

500Ω 

Courant [A] 

0.3 

0.2 

0.1 

0.0 

−0.1 

−0.2 

−0.3 

−0.4 

−0.5 

−0.6 

−0.7 

R 5 =50Ω 

100Ω 

250Ω 

330Ω 

500Ω 

9.6 us 9.8 us 10.0 us 10.2 us 10.4 us 

Temps [s] 

Courant i c pour différentes valeurs de R 5 à 200A 

300 

Courant [A] 

250 

200 

150 

100 

R 5 =50Ω 

100Ω 

250Ω 

330Ω 

500Ω 

50 

0 

9.6 us 9.8 us 10.0 us 10.2 us 10.4 us 

Temps [s] 

FIG. 4.43 – Influence de R 5 sur la tension maximale - courbes expérimentales - 

module IGBT CM100DU-24H 

173


tension V ce . 

Cette solution est une alternative au clamping à diodes TRANSIL et nécessite 

également un réglage pour chaque application. De plus, le domaine d’application 

de cette solution est limité aux petits modules IGBT présentant une faible valeur 

de capacité de grille. En effet, lors du fonctionnement du système de clamping, le 

courant injecté dans la grille de l’IGBT provient de la capacité C : 

i d2 = C. ∆V c 

∆t 

≈ C ge . ∆V ge 

∆t 

Pour que le système fonctionne convenablement, il faut que la tension V c n’augmente 

pas de manière excessive. Pour cela, on pose l’inégalité suivante : 

Ce qui implique : 

∆V c < ∆V ge 

C > C ge 

Pour des modules IGBT 1200V-100A, la capacité C ge a une valeur de quelques 

nano-Farad. La valeur de la capacité C doit donc être supérieure ou égale à 10nF 

par exemple. Cette capacité doit supporter la tension bus plus la surtension présente 

sur le collecteur : soit 1kV environ pour un module IGBT 1200V utilisé avec un 

bus 600V. Elle doit également pouvoir fournir un courant de quelques Ampère 

lors du fonctionnement du circuit de clamping. Le problème survient pour utiliser 

cette solution sur des modules de plus fort calibre en courant. Par exemple, le 

module Eupec FF800R12KL4C (1200V-800A) a une capacité C ge de 40nF environ. 

Il faudrait utiliser une valeur de 100nF pour le condensateur C pour ce module. La 

taille de ce condensateur devient prohibitive (son prix également) devant la taille 

du driver qui pilote ce module. 

4.3.2 Résultats expérimentaux 

Nous exposons les résultats expérimentaux du schéma de la figure 4.44 associé 

à la logique de gestion des défauts du tableau 4.4. Le montage utilisé est un montage 

hacheur abaisseur : voir figure 4.45. Le module IGBT est le FZ1200R33KF2 

(1200A-3300V) et la diode DD800S33K2 (800A-3300V) qui sont des composants 

du constructeur Eupec. 

Défaut Action Limitation surtension 

V cesat R go f f so ft coupure douce + TRANSIL 

V cedyn R go f f TRANSIL 

di/dt R go f f TRANSIL 

TAB. 4.4 – Logique de fonctionnement en défaut 

174


FIG. 4.44 – Synoptique du driver avec sécurité en surintensité 

175


FIG. 4.45 – Montage hacheur et sécurité en surintensité 

176


Détection V cesat 

La méthode de détection en V cesat est expliquée section 4.3.1 page 163. Les 

résultats suivants permettent de montrer l’efficacité conjointe de la détection en 

V cesat et de la coupure douce : figure 4.46 

V ge [V] 

V ce [V] 

Tensions V ge et V ce 

20 

15 

10 

5 

0 

−5 

−10 

−15 

−20 

−50 us 0 s 50 us 100 us 150 us 200 us 250 us 

1.2 k 

1.0 k 

800.0 

600.0 

400.0 

200.0 

0.0 


Temps [s] 

V cemesure [V] 

I c [A] 

Tension V cemesure et courant I c 

5 

0 


2 k 

1 k 

0 


Temps [s] 

FIG. 4.46 – Détection en V cesat et coupure douce - courbes expérimentales - module 

IGBT FZ1200R33KF2 

V ge [V] 

V ce [V] 

20 

15 

10 

5 

0 

−5 

−10 

−15 

−20 

Tensions V ge et V ce 

avec 

sans 

230 us 240 us 250 us 260 us 270 us 

1.5 k 

1.0 k 

500.0 

avec 

sans 

V cemesure [V] 

I c [A] 

5 

0 

Tension V cemesure et courant I c 

avec 

sans 

230 us 240 us 250 us 260 us 270 us 

2 k 

1 k 

avec 

sans 

0.0 

230 us 240 us 250 us 260 us 270 us 

Temps [s] 

0 

230 us 240 us 250 us 260 us 270 us 

Temps [s] 

FIG. 4.47 – Détection en V cesat , comparaison avec et sans coupure douce - courbes 

expérimentales - module IGBT FZ1200R33KF2 

Pour les résultats obtenus figures 4.46 et 4.47, nous avons pris la configuration 

suivante : 

– V bus = 600V 

– R gon = 1.5Ω 

– R go f f = 1.5Ω 

– R go f f so ft = 10Ω 

– L cc = 70µH 

Sur la figure 4.46, on montre trois conductions de l’IGBT de 150µs, 175µs et 

177


230µs respectivement. Le courant collecteur atteint respectivement 1.3kA, 1.6kA et 

2kA. Sur la troisième courbe, le driver détecte une surintensité par la comparaison 

de la tension V cemesure avec une référence de 7.3V. Le driver coupe l’IGBT avec 

une coupure douce (ouverture avec une résistance de grille de 10Ω). Le détail de 

l’ouverture est donné figure 4.47. On montre bien l’influence de la coupure douce 

sur la tension de grille (plateau Miller plus long avec coupure douce) et la tension 

V ce (tension V ce maximale plus faible avec coupure douce). 

La réunion de la détection en V cesat et de la coupure douce est bien adaptée 

pour la gestion des défauts avec des inductances de défaut supérieures à quelques 

dizaines de µ-Henry. En effet, la coupure a pour conséquence de limiter la vitesse 

de décroissance du courant collecteur, mais d’allonger le délai entre le début et la 

fin de l’ouverture de l’IGBT, ce qui peut devenir critique lors de défauts avec des 

impédances très faibles (inférieures à quelques µ-Henry). 

Détection en V cedyn 

La méthode en V cedyn est expliquée à la section 4.3.1 page 163. Les résultats 

suivants montrent le détection de défaut avec cette méthode : figure 4.48. 

Tension V ge 

Tension V ce mesurée 

20 

12 

Tension [V] 

15 

10 

5 

0 

−5 

avec 

sans 

Tension [V] 

10 

8 

6 

4 

avec 

sans 

−10 

2 

−15 

−20 

−2 us 0 s 2 us 4 us 6 us 8 us 10 us 12 us 

Temps [s] 

0 


Temps [s] 

Courant [A] 

400 

300 

200 

100 

0 

Courant I c 

avec 

sans 

Tension [V] 

5 

4 

3 

2 

1 

0 

−1 

avec 

sans 

Tension V ce mesurée, atténuée et filtrée 

500 

6 

−100 


Temps [s] 

−2 


Temps [s] 

FIG. 4.48 – Détection en V cedyn et coupure normale - courbes expérimentales - 

module IGBT FZ1200R33KF2 

Pour les résultats obtenus figure 4.48, nous avons pris la configuration suivante 

: 

– V bus = 600V (défaut détecté) et 500V (défaut non détecté) 

178


– R gon = 1.5Ω 

– R go f f = 1.5Ω 

– L cc = 13µH 

La tension "V ce mesurée" correspond à la tension V ce mesurée par le système à 

générateur de courant et diode de la figure 4.37 page 168. La tension "V ce mesurée, 

atténuée et filtrée" correspond à la tension décrite précédente filtrée par un pont 

diviseur résistif. 

Nous montrons deux conductions avec et sans détection en V cedyn . Le système 

de mesure (tension "V cemesure ") commence à lire la tension 3µs après le début de la 

commutation, ce qui permet de couper l’IGBT très tôt si un défaut est présent. 

Détection en di/dt 

La méthode en di/dt est expliquée à la section 4.3.1 page 163. Les résultats 

suivants montrent le détection de défaut avec cette méthode : figure 4.49. 

Tension V ge 

15 

10 

15 

10 

Tension V ee 

avec 

sans 

20 

20 

Tension [V] 

5 

0 

−5 

avec 

sans 

Tension [V] 

5 

0 

−5 

−10 

−10 

−15 

−15 

−20 


Temps [s] 

−20 


Temps [s] 

Courant [A] 

3.5 k 

3.0 k 

2.5 k 

2.0 k 

1.5 k 

1.0 k 

500.0 

0.0 

Courant I c 

avec 

sans 

Tension [V] 

10 

8 

6 

4 

2 

0 

avec 

sans 

Tension V ee filtrée et inversée 

4.0 k 

12 

−500.0 


Temps [s] 

−2 


Temps [s] 

FIG. 4.49 – Protection en di/dt, avec et sans détection - courbes expérimentales - 

module IGBT FZ1200R33KF2 

Pour les résultats obtenus figure 4.49, nous avons pris la configuration suivante 

: 

– V bus = 600V (avec détection) et 90V (sans détection) 

– R gon = R go f f = 1.5Ω 

– L cc = 600nH 

179


Un système de fenêtre permet de bloquer la mesure de la tension V ee les quatre 

premières µ-secondes de la conduction. Elle permet de masquer le recouvrement 

de la diode de roue libre d. 

La tension V ee est la tension entre l’émetteur de puissance et l’émetteur de 

commande de grille. Cette tension est inversée, filtrée et amplifiée puis appliquée 

à un système de fenêtre pour donner la tension "V ee filtrée et inversée". 

Lors de la détection, le défaut est détecté 4.7µs après le début de la conduction. 

Le courant collecteur atteint est de 4kA. Avec la détection en V cesat dans les mêmes 

conditions, le "blanking time" de 10µs donnerait un courant maximal de 10kA 

environ. 


Le fonction "émission d’ordre" permet de transmettre les ordres de commande 

de grille du primaire au secondaire et le "retour défaut" du secondaire au primaire. 

Les contraintes pour réaliser ces fonctions sont les suivantes : 

– temps de propagation : temps pour faire passer l’information du primaire au 

secondaire (et inversement). Il doit être inférieur à 1µs. 

– isolation : la fonction doit isoler galvaniquement la partie réception de l’émission 

des points de vue statique et dynamique. La tenue statique doit atteindre 

plusieurs kilo-Volts (dépend de l’application finale visée) : tests en décharges 

partielles. Pour la contrainte dynamique, les capacités de couplage entre primaire 

et secondaire doivent être minimisées afin de limiter la circulation des 

courants de mode commun lors de gradients de tension entre primaire et 

secondaire. 

– compatibilité électromagnétique : la fonction doit être insensible aux perturbations 

rencontrées lors du fonctionnement. 

– coût : le coût de la fonction doit être le plus faible possible tout en respectant 

les critères techniques précédents. 

4.4.1 Transmission du primaire vers secondaire : "émission d’ordre" 

Nous avons choisi un système optique : LED émettrice, fibre optique, récepteur 

optique intégré. Cette solution est commentée section 2.5.4 page 70. Nous 

commentons ici principalement son inconvénient majeur : la sensibilité du récepteur 

optique intégré. Il est basé sur le schéma de la figure 4.50. 

Le courant de diode i d est amplifié et transformé en une tension V id . Le courant 

photoélectrique i d est de quelques nA au repos et de quelques µA quand le 

récepteur est excité par une fibre optique. 

Lors de fortes variations de potentiels dans les convertisseurs de puissance, des 

champs électromagnétiques impulsionnels intenses sont rayonnés. Prenons le cas 

concret d’un bras d’onduleur (figure 4.51) où l’IGBT T 1 s’ouvre et T 2 se ferme. La 

tension V ce2 chute très rapidement de V bus à 0V. Ce gradient de tension provoque 

180


FIG. 4.50 – Schéma de principe du récepteur optique intégré 

un rayonnement électromagnétique à front raide. 

FIG. 4.51 – Source du rayonnement électromagnétique lors des variations de tension 

sur un bras d’onduleur 

Ce champ électromagnétique se couple au circuit de réception optique (figure 

4.50) au niveau du secondaire du driver de l’IGBT T 1 . La sortie du récepteur optique 

change d’état et a pour effet de réamorcer de façon transitoire l’IGBT T 1 . Les 

deux IGBT T 1 et T 2 sont en conduction en même temps et a pour effet de créer un 

régime de défaut dans le bras d’onduleur. 

Le champ électromagnétique émis se couple sur les connexions qui relient la 

photodiode à l’amplificateur de transimpédance (figure 4.52). Ce couplage est communément 

appelé couplage "champ à fil" où les connexions jouent le rôle d’antenne. 

Le courant généré dans ces connexions circule grâce à l’effet capacitif de la 

photodiode et est amplifié par l’amplificateur de transimpédance. 

Pour réduire ce phénomène, il faut protéger le récepteur contre les rayonnements 

extérieurs. La seule solution est le blindage du récepteur par un feuillard 

métallique. Nous avons réalisé cette fonction à l’aide d’un ruban de cuivre (entre 

100µm et 200µm d’épaisseur) qui est relié à la masse du circuit : voir figure 4.53. 

Cette solution nous permet d’obtenir un fonctionnement normal sur un onduleur 

181


FIG. 4.52 – Schéma de principe du récepteur optique - perturbation rayonnée - 

couplage "champ à fil" 

182


triphasé. De plus, il permet de ne pas être perturbé lors d’essais en commutations 

rapides atteignant plus de 150kV /µs (figure 4.54). Les tests ont été réalisés sur un 

montage comme celui de la figure 4.51 en remplacant les IGBT par des MOSFET. 

FIG. 4.53 – Blindage du récepteur optique 

183


Vds [V] 

800 

700 

600 

500 

400 

300 

200 

100 

0 

-100 

-200 

-10 ns 0 s 10 ns 20 ns 

100 

50 

dVds/dt [kV/us] 

0 

-50 

-100 

-150 

-200 

-10 ns 0 s 10 ns 20 ns 

Temps [s] 

FIG. 4.54 – Tension V ds du MOSFET piloté par le driver - test d’immunité en dv/dt 

184


4.4.2 Transmission du secondaire vers primaire : "retour défaut" 

Comme nous venons de le voir, la solution optique est très performante mais 

reste néanmoins très coûteuse. La fonction "retour défaut" permet d’informer le 

primaire du driver qu’un défaut est survenu au secondaire (défaut de surintensité 

...). On pourrait utiliser la solution optique mais celle-ci est très coûteuse et peut 

être remplacée par une solution à base de transformateur coreless dans ce cas précis. 

Nous allons voir que cette solution à caractère impulsionnel consomme un 

courant crête très important. 

Schéma du circuit de transmission 

FIG. 4.55 – Retour défaut par transformateur coreless 

La tension V de f aut vient de la logique de commande. Lors d’un défaut, une 

brève impulsion à 0V est générée. Le circuit d’excitation génère une impulsion de 

tension aux bornes d’un enroulement de transformateur coreless. L’information est 

récupérée côté primaire du driver par un système de redresseur (diode d) et d’effet 

mémoire (R 3 −C 4 ) : voir figure 4.55. 

Contraintes technologiques 

Nous avons comme contrainte technologique la largeur des pistes sur le circuit 

imprimé et le nombre de tours des enroulements. Nous avons réalisé un transformateur 

coreless avec une largeur de piste de 0.2mm (espacées de 0.2mm) avec 

quatre spires au primaire et au secondaire. Ce nombre de tour dépend de la largeur 

disponible entre les empreintes d’une résistance CMS de 0Ω en boîtier 1206 (2mm 

x 3mm) : voir figure 4.56 pour un enroulement du transformateur coreless. 

185


FIG. 4.56 – Enroulement du transformateur coreless 

Modélisation et caractérisation physique du transformateur coreless 

Nous modélisons le transformateur par deux inductances propres et une mutuelle 

inductance : L 1 , L 2 , M. L’aspect résistif des pistes est pris en compte avec les 

deux résistances R 1 et R 2 . La figure 4.57 donne le schéma électrique équivalent du 

transformateur coreless. 

FIG. 4.57 – Modèle électrique du transformateur coreless 

Les équations associées sout les suivantes : 

v 1 = R 1 .i 1 + L 1 . di 1 

dt + M.di 2 

dt 

v 2 = R 2 .i 2 + L 2 . di 2 

dt + M.di 1 

dt 

La description physique du transformateur coreless et la résolution avec le logiciel 

InCa nous permet de calculer de façon précise les paramètres L 1 , L 2 et M. 

La figure 4.58 représente la description du transformateur coreless avec le logiciel 

InCa. 

La résolution par le logiciel InCa en 2D donne les résultats suivants : 

[ ] [ ] 

L1 M 73nH 21nH 

M = 

= 

M L 2 21nH 100nH 

σ = 

M √ 

L1 .L 2 

≈ 0.24 

R L1 = 135mΩ 

186


FIG. 4.58 – Transformateur coreless modélisé avec le logiciel InCa 

R L2 = 172mΩ 

Simulations et résultats expérimentaux 

Les simulations du circuit figure 4.55 nous permettent de voir si le transformateur 

coreless proposée figure 4.56 est capable de répondre aux exigences de la 

fonction. 

Sur le schéma de la figure 4.59, on étudie l’influence de la valeur de certains 

paramètres : les condensateurs C 2 et C 3 . Les valeurs de ces composants jouent un 

rôle important dans les formes d’ondes associées à V 1 et V 2 : 4.60. 

FIG. 4.59 – Schéma de la fonction retour défaut par transformateur coreless 

La tension V 1 est très peu influencée par les valeurs de C 2 et C 3 . La tension V 2 

187


Influence de C 2 

Tension [V] 

Tension [V] 

15 

10 

5 

0 

Tension V 1 pour différentes valeurs de C 2 

C 2 =100pF 

1nF 

4.7nF 

10nF 

−5 

0.0 s 500.0 ns 1.0 us 1.5 us 2.0 us 2.5 us 3.0 us 

15 

10 

5 

0 

Temps [s] 


Tension [V] 

6 

5 

4 

3 

2 

1 

0 

−1 

−2 


−5 


Temps [s] 

Tension [V] 

C 2 =100pF 

1nF 

−1 0123456 

10nF 

−2 

22nF −3 

Tension [V] 


C 2 =100pF 

1nF 

4.7nF 

10nF 

−3 


Temps [s] 


C 2 =100pF 

1nF 

−1 0123456 −2 

−3 


Temps [s] 

10nF 

22nF 

FIG. 4.60 – Simulation, influence de C 2 et C 3 

188


dépend très peu de la valeur de C 2 mais beaucoup de celle de C 3 . En effet, lorsque 

C 3 = 100pF, la tension V 2 atteint 4.5V et oscille à une fréquence de plusieurs 

dizaines de MHz. Pour 1nF et 10nF, la valeur maximale est 5.2V et pour 22nF de 

4.5V. L’optimum se situe entre 1nF et 10nF pour la valeur de C 3 . Les contraintes 

en courant sur le MOSFET M sont assez importantes, il faut choisir un MOSFET 

capable de supporter cette surcharge en courant. La figure 4.61 donne le courant 

i mos dans la source du MOSFET M pour différentes valeurs de C 2 et C 3 . Pour un 

circuit de commande de MOSFET donné (V ordre , R 1 , C 1 , R 2 ), la forme de i mos 

dépend très peu de C 2 et C 3 . 

5 

Courant i mos pour différentes valeurs de C 2 

5 

Courant i mos pour différentes valeurs de C 3 

Courant [A] 

0 

−5 

−10 

C 2 =100pF 

1nF 

4.7nF 

10nF 

Courant [A] 

0 

−5 

−10 

C 3 =100pF 

1nF 

10nF 

22nF 

−15 

−15 

−20 


Temps [s] 

−20 


Temps [s] 

FIG. 4.61 – Simulation, influence de C 2 et C 3 sur le courant i mos 

Nous vérifions que le modèle choisi est bien conforme à la réalité. Les résultats 

expérimentaux sont présentés figure 4.62 pour l’influence de C 2 et C 3 . 

Nous considérons également l’influence de la résistance R 1 sur le circuit : voir 

figure 4.63. On note l’importance de sa valeur qui doit être comprise entre quelques 

dizaines d’ohm et quelques centaines d’ohm pour C 1 = 100nF et R 2 = 10kΩ. 

Sur la figure 4.64, nous comparons les résultats expérimentaux à ceux de simulation 

pour la configuration suivante : R 1 = 220Ω - C 1 = 100nF - R 2 = 10kΩ - 

C 2 = 1nF - C 3 = 10nF. Les simulations sont réalisées avec le logiciel LTSpice. 

En ajustant les valeur de M et des résistances des bobinages, on obtient les 

courbes de la figure 4.65 : 

[ ] [ ] 

L1 M 100nH 32nH 

M = 

= 

M L 2 32nH 100nH 

R L1 = R L2 = 400mΩ 

Tenue en tension et capacité parasite 

La tenue en tension statique entre le primaire et le secondaire dépend principalement 

de la nature du matériau du circuit imprimé et de son épaisseur. La rigidité 

diélectrique du matériau Epoxy FR4 utilisé est de plusieurs k-Volt/mm. L’épaisseur 

du circuit est de 1.6mm, ce qui garantit une tenue en tension largement suffisante 

pour les applications visées : tenue en tension de 300V à quelques kilo-Volts. 

189



Tension [V] 

15 

10 

5 

0 


C 2 =1nF 

4.7nF 

10nF 

−5 

0.0 s 250.0 ns 500.0 ns 750.0 ns 1.0 us 1.3 us 1.5 us 

Temps [s] 

Tension [V] 

6 

5 

4 

3 

2 

1 

0 

−1 



C 2 =1nF 

4.7nF 

10nF 

−2 


Temps [s] 

15 


5 


Tension [V] 

10 

5 

0 

C 2 =100pF 

1nF 

10nF 

22nF 

Tension [V] 

4 

3 

2 

1 

0 

−1 

C 2 =100pF 

1nF 

10nF 

22nF 

−5 


Temps [s] 

−2 


Temps [s] 

FIG. 4.62 – Résultats expérimentaux, influence de C 2 et C 3 

15 

Tension V 1 pour différentes valeurs de R 1 

5 

Tension V 2 pour différentes valeurs de R 1 

Tension [V] 

10 

5 

0 

R 1 =1k 

220 

47 

Tension [V] 

4 

3 

2 

1 

0 

−1 

R 1 =1k 

220 

47 

−5 


Temps [s] 

−2 


Temps [s] 

FIG. 4.63 – Résultats expérimentaux, influence de R 1 

190


Tension [V] 

15 

10 

Tension V 1 : comparaison résultats expérimentaux et simulation 

5 

0 

expérimental 

simulation 

500.0 ns 1.0 us 1.5 us 2.0 us 2.5 us 

Temps [s] 

Tension [V] 

6 

5 

4 

3 

2 

1 

0 

−1 

−2 


expérimental 

simulation 

−3 

500.0 ns 1.0 us 1.5 us 2.0 us 2.5 us 

Temps [s] 

FIG. 4.64 – Comparaison entre résultats expérimentaux et simulations, tensions V 1 

et V 2 - logiciel LTSpice 

Tension [V] 

15 

10 


5 

0 

expérimental 

simulation 

500.0 ns 1.0 us 1.5 us 2.0 us 2.5 us 

Temps [s] 

Tension [V] 

6 

5 

4 

3 

2 

1 

0 

−1 

−2 


expérimental 

simulation 

−3 

500.0 ns 1.0 us 1.5 us 2.0 us 2.5 us 

Temps [s] 

FIG. 4.65 – Comparaison entre résultats expérimentaux et simulations, tensions V 1 

et V 2 , nouveaux paramètres du transformateur coreless - logiciel LTSpice 

191


La capacité parasite peut être estimée si l’on caractérise le dipôle suivant à 

l’aide d’un analyseur d’impédance : 

FIG. 4.66 – Caractérisation des capacités parasites du transformateur coreless 

La mesure de la capacité parasite avec l’analyseur d’impédance HP 4191A 

donne une valeur de 1.4pF à 50MHz. Cette valeur est très faible et est à la limite des 

valeurs mesurables avec cet appareil. En effet, si l’on mesure la capacité parasite 

de la sonde de mesure de l’analyseur d’impédance, celui-ci affiche une valeur de 

1.2pF. On peut donc majorer la valeur de la capacité parasite du transformateur 

coreless à quelques pF. Cette valeur est très satisfaisante car elle est du même ordre 

de grandeur que celle de l’alimentation isolée proposée par la suite (figure 4.74 

page 197). 


La fonction "transmission de puissance" permet de fournir de l’énergie électrique 

au(x) secondaire(s) des drivers. Elle assure une isolation statique et dynamique 

entre le primaire et les secondaires et les secondaires entre eux. 

Si l’on se réfère au tableau 4.1 page 142, les contraintes les plus importantes 

sont les suivantes : 

– consommation par voie : 4W (8W au total pour les deux secondaires) 

– isolation statique : 6kV 

– courant impulsionnel à fournir à la grille : 20A 

Nous prenons en compte les critères énoncés ci-dessus pour exposer la solution 

retenue. La dernière contrainte provient de la solution retenue pour la commande 

de grille : l’alimentation doit être symétrique. La figure 4.67 donne le synoptique 

de l’alimentation à concevoir. 

4.5.1 Analyse et conception 

Les solutions proposées aux figures 2.5.1 page 59 et figure 2.5.1 page 59 nécessitent 

un enroulement primaire et un secondaire pour une alimentation asymétrique 

(0V ;+15V) ou (0V ;-15V). Pour concevoir l’alimentation du synoptique fi- 

192


FIG. 4.67 – Synoptique de l’alimentation 

gure 4.67, il faudrait un enroulement primaire commun et quatre enroulements 

secondaires (deux pour chaque secondaire). La solution compte cinq enroulements 

à bobiner sur un corps de ferrite torique. Or, pour la gamme de puissance à transmettre, 

la taille des tores permet difficilement de bobiner cinq enroulements sur le 

même tore. 

Pour contourner ce problème, nous proposons une solution qui utilise quatre 

enroulements au total. Nous partons de la structure de base du montage hacheur 

abaisseur pour arriver au montage push-pull : voir figure 4.68 [Sad91]. 

FIG. 4.68 – Montage push-pull et doubleur de tension - méthodologie de conception 

Ce montage push-pull proposé figure 4.68 ne permet pas d’obtenir de tension 

symétrique tel quel. Nous modifions le secondaire du montage push-pull classique. 

Le primaire excite le matériau magnétique de manière symétrique dans le 

193


plan (B,H). Pour récupérer une tension alternative, il suffit de coupler un seul 

enroulement sur le noyau magnétique. Pour obtenir deux tensions symétriques (- 

15V ;0V ;+15V), on utilise un doubleur de tension qui nous permet de créer les 

tensions symétriques à partir d’une source alternative : voir figure 4.69. Le schéma 

de l’alimentation finale découle des figures 4.68 et 4.69 : voir figure 4.70. 

FIG. 4.69 – Doubleur de tension 

FIG. 4.70 – Solution proposée, push-pull et doubleurs de tension 

Cette solution a pour principal avantage de fournir deux alimentations symétriques 

isolées avec un nombre réduit de composants et un encombrement minimum 

: 

194


– un tore et quatre enroulements 

– deux MOSFET 

– quatre diodes de redressement 

– un circuit d’écrêtage pour les MOSFET 

– capacités de découplage pour fournir les courants impulsionnels pour le circuit 

d’attaque de grille 

Le principal inconvénient de cette structure vient des contraintes en courant 

des diodes de redressement d 1 , d 2 , d 3 et d 4 . A la mise en conduction du MOSFET 

M 1 , les diodes d 2 et d 4 entrent en conduction et chargent les condensateurs C 2 et 

C 4 . Dans le cas où le transformateur est parfait, les courants de charge des condensateurs 

C 2 et C 4 sont limités uniquement par les fronts de tension et les résistances 

dynamiques des diodes. Les contraintes en courant des diodes de redressement sont 

très importantes et doivent être choisies en conséquence. Dans le cas où le transformateur 

n’est pas parfait (cas réel), le courant est limité en plus par les inductances 

de fuite du transformateur. La figure 4.71 donne le schéma équivalent d’une partie 

de l’alimentation lors de la mise en conduction de M 2 . 

FIG. 4.71 – Schéma équivalent lors des commutations 

4.5.2 Résultats expérimentaux 

Nous donnons les caractéristiques électriques de l’alimentation développée : 

– tensions de sortie en fonction de la puissance de sortie totale 

– rendement en fonction de la puissance de sortie totale 

– estimation des capacités parasites 

La figure 4.72 montre les réalisations physiques des deux alimentations des 

drivers A et B du tableau 4.1 page 142. 

Les caractéristiques électriques V s = f (P s ) et η = f (P s ) sont données figure 

4.73. Différentes courbes sont exposées pour analyser l’influence de la fréquence 

de découpage. La tension moyenne de sortie et le rendement dépendent de la fréquence 

de découpage. Un compromis doit être fait entre rendement et tension de 

195


FIG. 4.72 – Alimentations isolées des drivers A et B 

Tension moyenne de sortie V s 

Rendement de l’alimentation[%] 

V s [V] 

16.5 

16.0 

15.5 

15.0 

14.5 

14.0 

f=90kHz 

f=135kHz 

f=200kHz 

f=285kHz 

n [%] 

90 

88 

86 

84 

82 

f=90kHz 

f=135kHz 

f=200kHz 

f=285kHz 

13.5 

4 6 8 10 12 14 

P s [W] 

80 

4 6 8 10 12 14 

P s [W] 

FIG. 4.73 – Caractéristiques électriques mesurées de l’alimentation du driver B en 

fonction de la fréquence de découpage 

sortie. 

L’analyseur d’impédance HP 4194A permet d’estimer la capacité de couplage 

entre le primaire et les secondaires et entre les secondaires : figure 4.74. 

Les capacités parasites proviennent principalement du transformateur. La figure 

4.75 et le tableau 4.5 permettent de mieux appréhender le problème du bobinage 

et de son influence sur les capacités parasites. On effectue six bobinages 

différents : on étudie de façon expérimentale l’influence sur les capacités parasites 

le nombre de tours des bobinages et leurs positions relatives sur une ferrite en 

forme de tore. 

(a) (b) (c) (d) (e) (f) 

Capacité parasite 2.9pF 2.5pF 2pF 1.6pF 1.6pF 1.8pF 

TAB. 4.5 – Influence de la nature du bobinage sur les capacités parasites 

On remarque que les capacités parasites sont principalement apportées par le 

transformateur. Il y a très peu de différences entre les valeurs de l’alimentation et le 

transformateur seul. En effet, les principales surfaces en regard sont situées sur le 

transformateur au niveau des bobinages. Le tableau 4.5 et la figure 4.75 permettent 

de confirmer que les capacités parasites dépendent des surfaces en regard au niveau 

du transformateur. Les figures 4.75 (a), (b), (c) et (d) montrent des transformateurs 

196


Alimentation Transformateur seul 

C ps 4.6pF 4.4pF 

C ss 4.3pF 3.7pF 

C ps : capacité parasite entre primaire et un secondaire 

C ss : capacité parasite entre les secondaires 

FIG. 4.74 – Capacités parasites de l’alimentation et du transformateur torique 

(a) 10 tours (b) 8 tours (c) 6 tours 

2.9pF 2.5pF 2pF 

(d) 4 tours 180° (e) 4 tours et 90° (f) 4 tours collés 

1.6pF 1.6pF 1.8pF 

FIG. 4.75 – Influence de la nature du bobinage sur les capacités parasites 

197


avec respectivement 10, 8, 6 et 4 tours. La situation relative des deux bobinages 

a une influence très faible sur la capacité parasite : cas (d), (e) et (f). La capacité 

parasite dépend du nombre de tours des enroulements du transformateur. 

4.5.3 Alimentation à base de transformateur piezoélectrique 

Suite aux bons résultats obtenus avec la technologie à transformateur magnétiques, 

nous étudions la possibilité d’utiliser des transformateurs piézoélectriques. 

Cette axe de recherche a eu pour but d’étudier la faisabilité et le prototypage d’une 

alimentation isolée de 3W à base de transformateur piézoélectrique. L’étude a été 

réalisée en partenariat avec le laboratoire SATIE de l’ENS Cachan qui a fourni 

les céramiques piézoélectriques et leurs premières caractérisations. La suite des recherches 

et du développement de l’alimentation a été effectuée conjointement avec 

le LGEF et le CEGELY INSA de Lyon. 

L’alimentation proposée doit répondre aux caractéristiques suivantes : 

– tension d’entrée : +15V 

– tension de sortie : ±15V 

– puissance transmise : 3W 

– capacité de couplage entre primaire et secondaire :


sonance en longueur, largeur et épaisseur à des fréquences bien précises liées aux 

paramètres physiques du barreau piézoélectrique. La figure 4.77 donne l’évolution 

du gain en tension d’un transformateur en forme de barreau. On constate la 

présence d’un grand nombre de pics qui proviennent des différents multiples de 

résonance (λ/2, λ, 3.λ/2, ...) des trois dimensions du matériau : longueur, largeur 

et épaisseur. 

FIG. 4.77 – Gain en tension à vide en fonction de la fréquence d’un transformateur 

piézoélectrique en forme de barreau 

La première partie de l’étude porte sur la caractérisation des transformateurs 

et l’optimisation des métallisations des transformateurs. Nous disposons de deux 

céramiques de tailles différentes en PZT (Plomb Zirconate Titanate) : voir figure 

4.78. 

FIG. 4.78 – Deux céramiques piézoélectriques de dimensions différentes 

La caractérisation des transformateurs consiste à obtenir leurs paramètres électriques 

à l’aide d’un amplificateur de puissance (voir figure 4.79) : 

– P : puissance de sortie maximale fournie au secondaire 

– R ch : résistance de charge optimale pour obtenir le meilleur rendement 

– V cc : tension crête-à-crête en sortie du transformateur 

– Fr : première fréquence de résonance 

– C : capacité de couplage parasite entre primaire et secondaire 

199


FIG. 4.79 – Circuit de caractérisation des transformateurs 

Transformateurs P R ch V cc F r C 

T 1 0.64W 220Ω 16V 177kHz 10pF 

T 2 0.31W 100Ω 7.9V 236kHz 18pF 

T 3 1.64W 110Ω 19V 88kHz 64pF 

T 4 1.13W 44Ω 10V 178kHz - 

T 5 0.73W 220Ω 18V 178kHz - 

T 6 1.82W 110Ω 20V 110kHz - 

TAB. 4.6 – Caractéristiques des transformateurs réalisés 

Nous avons réalisé six transformateurs à base des deux types de céramiques 

(figure 4.78). La figure 4.80 donne les dimensions des transformateurs et des métallisations. 

Le tableau 4.6 donne les caractéristiques de chaque transformateur. 

Le transformateur 1 est fabriqué avec notre première céramique. Il a été fourni 

tel qu’il apparaît sur la figure 4.80. Les métallisations font 10mm de longueur. La 

tension crête-à-crête est de 16V à 177kHz sous 200Ω. La puissance au secondaire 

est de 0.64W. On constate que la tension et la puissance disponibles au secondaire 

sont trop faibles. 

Le transformateur 2 est fabriqué avec notre deuxième céramique fournie par le 

SATIE. Elle est plus épaisse et plus large que la première. On peut donc s’attendre 

à transmettre plus de puissance avec cette céramique. Avec cette configuration, on 

transmet 0.31W sous 100Ω à 236kHz. La tension est de 7.9V crête-à-crête. La 

tension au secondaire est très faible, ainsi que le puissance disponible. 

Pour améliorer les performances, on modifie les métallisations du transformateur 

2 pour obtenir le transformateur 3. La surface au secondaire est plus grande 

que celle du primaire pour obtenir un effet élévateur par rapport transformateur 

2. En effet, la puissance transmise est de 1.64W sous 110Ω à 88kHz. La tension 

secondaire est de 19V crête à crête. La capacité parasité augmente à cause de la surface 

des électrodes : 18pF pour le transformateur 2 et 64pF pour le transformateur 

3. 

Pour améliorer les performances du transformateur 1, on augmente les surfaces 

des électrodes pour donner le transformateur 4. La puissance transmise est 

améliorée. Elle est de 1.13W sous 44Ω à 178kHz. La tension secondaire est de 

10V crête-à-crête. 

200


Transformateur 1 






FIG. 4.80 – Différents transformateurs - céramiques et métallisations 

201


1.2 

1.0 

0.8 

Puissance de sortie P en fonction de la résistance de charge R ch 

T 1 

T 4 

T 5 

P [W] 

0.6 

0.4 

0.2 

0.0 

0 100 200 300 400 500 600 700 

R [Ω] 

P [W] 

2.0 

1.8 

1.6 

1.4 

1.2 

1.0 

0.8 

0.6 

0.4 

0.2 

Puissance de sortie P en fonction de la résistance de charge R ch 

0.0 

0 100 200 300 400 500 600 700 

R [Ω] 

T 2 

T 3 

T 6 

FIG. 4.81 – Puissance de sortie en fonction de la résistance de charge pour les 

transformateurs 

202


La tension disponible sur le transformateur 4 est trop faible. La céramique vibre 

dans le mode de la largeur à 178kHz (céramique 1). Comme la tension est proportionnelle 

à l’intégrale de la contrainte et que celle-ci est positive sur une moitié de 

la largeur puis négative ensuite (voir figure 4.82), nous avons réalisé l’électrode 

secondaire sur une moitié de largeur. 

FIG. 4.82 – Contrainte en mode largeur d’un transformateur piézoélectrique en λ 

En effet, la tension obtenue est de 18V crête-à-crête contre 10V précédemment. 

La puissance est de 0.73W sous 220Ω à 178kHz. 

Pour le transformateur 6, une structure différente a été réalisée avec la céramique 

2. Le primaire est constitué d’électrodes placées aux deux extrémités et le 

secondaire d’électrodes au milieu de la céramique. La puissance transmise est de 

1.82W sous 110Ω à 110kHz. La tension secondaire est de 20V crête-à-crête. Cette 

structure permet d’obtenir les meilleurs résultats. 

Une alimentation isolée a été réalisée avec le transformateur 6. Le primaire du 

transformateur est excité avec une pont en H. La fréquence de découpage est asservie 

pour avoir le courant et la tension du primaire du transformateur en phase 

(système à comparateur de phase et VCO 2 ). Le secondaire est constitué d’un redresseur. 

Différents types de redresseurs ont été expérimentés. En effet, à cause du 

comportement fortement capacitif du transformateur piézoélectrique, il ne semblait 

pas évident qu’un pont de Graëtz soit la meilleure solution. La figure 4.83 donne 

le synoptique de l’alimentation réalisée. 

Le transformateur piézoélectrique ne constitue pas une solution utilisable dans 

l’immédiat pour notre application. Les valeurs de capacités parasites ne répondent 

pas aux exigences : doivent être inférieures à 10pF (seul le transformateur 1 pourrait 

répondre à ce critère). Les puissances transmises sont toutes inférieures aux 

exigences. 


Dans ce chapitre, nous avons découpé le fonctionnement global d’un driver 

d’IGBT en fonctions élémentaires. La première, qui est la commande de grille, a 

2 Voltage Controlled Oscillator 

203


FIG. 4.83 – Synoptique de l’alimentation à base de transformateur piézoélectrique 

nécessité une approche très synthétique pour aboutir à des solutions technologiques 

à base de transistors bipolaires et MOSFET. Les solutions proposées permettent de 

piloter correctement les modules IGBT à l’heure actuelle. Les solutions à base de 

transistor MOSFET présentent une bonne symétrie de commande de grille alors 

que ce n’est pas le cas pour celles à base de transistors bipolaires. 

Ensuite, une nouvelle méthode pour la protection des modules IGBT a été mise 

en oeuvre. Elle permet de ne pas faire fonctionner l’IGBT en régime de courtcircuit. 

Lors des défauts avec des impédances de défauts très faibles, cette solution 

permet d’anticiper le niveau de courant et d’ouvrir l’IGBT alors qu’il est en régime 

de surintensité avant qu’il passe en régime de court-circuit. 

Pour la transmission des ordres, la solution classique par fibre optique est exposée 

ainsi que son principal inconvénient : sa sensibilité aux rayonnements électromagnétiques. 

Comme alternative, nous avons effectué la conception d’un transformateur 

coreless à l’aide de simulations. Les résultats expérimentaux sont très 

satisfaisants et montrent que cette solution devient envisageable pour la transmission 

d’ordres du primaire vers le secondaire si les contraintes en courant du circuit 

d’excitation du transformateur coreless sont minimisés. 

Une solution à base de transformateur magnétique est exposée pour la transmission 

de puissance. L’analyse des capacités de couplage en fonction du type des 

bobinages du transformateur est également présentée. Les positions relatives des 

bobinages ne jouent pas un rôle prépondérant pour les valeurs des capacités parasites. 

Enfin, une alimentation à base de transformateur piézoélectrique nous a 

permis d’effectuer une recherche sur le type de transformateur et de métallisation 

les mieux adaptés à nos besoins. A l’heure actuelle, une solution à base de transformateur 

piézoélectrique ne permet pas de répondre à notre cahier des charges. 

204

Conclusion générale et 

perspectives 

Les travaux présentés dans ce mémoire ont pour principal objectif la conception 

et la réalisation d’une gamme de drivers de modules IGBT. 

Avant d’aborder la conception des drivers, nous avons étudié les technologies 

des modules IGBT disponibles dans le commerce. Pour ce faire, nous avons étudié 

les principaux avantages et inconvénients des différentes technologies de puce et 

de boîtiers (plastique et press-pack). On a pu constaté que la tendance actuelle des 

constructeurs est de proposer des noms de puce qui leur sont propres pour décrire 

le même type de puce : Field Stop de Eupec, Light Punch Through de Mitsubishi 

et Soft Punch Through de ABB. Cette technologie est née d’un judicieux process 

de fabrication qui tente de garder les avantages des structures Punch Through et 

Non Punch Through. Depuis quelques années, les technologies ont évoluées vers 

des puces dont le profil de dopage s’approche de ceux des GTO afin de réduire les 

pertes en conduction : IEGT de Toshiba, CSTBT de Mitsubishi et HiGT de Hitachi. 

Ensuite, afin de comprendre aux mieux les contraintes et les fonctions des drivers, 

nous avons étudié la modélisation des modules IGBT et leurs commutations. 

Pour cela nous avons proposé un modèle simple de puce et les équations de commutation 

qui en découlent. Les effets inductifs ont été pris en considération à l’aide 

de simulations. Nous avons mis en évidence que lorsque le circuit de commande et 

de puissance sont couplés (soit par impédance commune, soit par couplage inductif) 

que les gradients de courant et de tension sont modifiés. Nous avons également 

apporté un complément d’analyse sur l’avalanche dynamique d’une cellule IGBT 

en régime de surintensité. Nous avons montré que le phénomène est dû à l’accumulation 

de charges positives dans une zone bien précise de la cellule qui a pour effet 

d’augmenter très localement le champ électrique et de générer des paires électrontrou 

par ionisation par impact. 

Après avoir préalablement étudié les drivers existants et les commutations des 

modules IGBT, nous avons analysé le cahier des charges de la gamme de drivers à 

développer. Le découpage du driver en fonctions élémentaires nous a permis d’effectuer 

une synthèse méthodique pour chacune d’elles. Tout d’abord, la fonction 

"commande de grille" a été développée de façon synthétique et méthodique pour 

aboutir à deux solutions à base de transistors bipolaires et MOSFET. La fonction de 

protection a abouti à une solution qui permet d’anticiper la valeur du courant col- 

205


lecteur et de couper l’IGBT avant d’être en régime de court-circuit. Pour la transmission 

d’ordre, la solution optique a pour principal inconvénient sa sensibilité 

aux champs rayonnés par les commutations. Comme alternative à la technologie 

optique, nous avons mis en oeuvre une solution à base de transformateur coreless. 

Pour la transmission de puissance, nous avons développé une alimentation isolée à 

base de transformateur magnétique. Pour compléter son étude, nous avons étudié 

différents types de transformateurs piézoélectriques (dimensions des barreaux, positions 

et tailles des métallisations). 

En conclusion, les perspectives se dirigent vers la transmission d’ordre à transformateur 

coreless à cause de son prix (très faible en comparaison à un système 

à fibre optique), de sa répétabilité de production et de ses qualités en matière de 

CEM. Ceci est possible si un circuit de pilotage du transformateur coreless permet 

de le piloter de façon à transmettre une information tout en minimisant le 

courant d’excitation du transformateur qui pose un problème d’échauffement. Une 

nouvelle structure d’alimentation devrait être envisagée afin d’améliorer les pertes 

dans la structure utilisée à l’heure actuelle. En effet, les diodes de redressement 

fonctionnent en régime de sur contrainte en courant et ont une température de fonctionnement 

élevée. 

206

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IEE Japan», tome 122-C, p. 1089–1093, Japan, 2002. 71 

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FOLIO ADMINISTRATIF 

THESE SOUTENUE DEVANT L'INSTITUT NATIONAL DES SCIENCES APPLIQUEES DE LYON 

NOM : LEFRANC DATE de SOUTENANCE : 30 novembre 2005 

(avec précision du nom de jeune fille, le cas échéant) 

Prénoms : Pierre 

TITRE : Etude, conception et réalisation de circuits de commande d'IGBT de forte puissance. 

NATURE : Doctorat 

Numéro d'ordre : 05 ISAL 

Ecole doctorale : EEA 

Spécialité : Génie Electrique 

Cote B.I.U. - Lyon : T 50/210/19 / et bis CLASSE : 

RESUME : 

L'IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) a pris une part importante dans les applications de l'électronique de puissance. Depuis ses 

débuts dans les années 1980, il n'a cessé de concurrencer les composants comme le thyristor, le GTO, le MOSFET et le transistor bipolaire. 

A l'heure actuelle, le transistor IGBT permet d'être utilisé dans beaucoup d'applications notamment sous forme de module IGBT dont il est 

question dans cette thèse. 

Les modules IGBT font partie intégrante des convertisseurs de puissance. Ils sont associés à leurs circuits de commande (aussi appelés 

drivers). Ils ont pour fonction de piloter les modules IGBT qui leurs sont associés et de garantir leur intégrité en cas de défauts (surintensité, 

surtension). 

Dans ce mémoire, nous traitons de la réalisation et la conception de drivers de modules IGBT. Pour mener à bien cette étude, nous 

présentons tout d'abord un état de l'art sur les modules IGBT et leurs drivers. Ensuite, nous proposons une analyse et une modélisation des 

modules IGBT en prenant en compte le câblage. Nous apportons un complément d'étude sur le phénomène d'avalanche dynamique des 

puces IGBT en régime de surintensité. Enfin, nous effectuons la conception et la réalisation de drivers de modules IGBT. La fonction 

principale des drivers est découpée en sous fonctions qui permettent d'effectuer une étude structurée. Chaque sous fonction est étudiée et les 

solutions apportées sont exposées avec simulations et résultats expérimentaux à l'appui. 

MOTS-CLES : 

IGBT, commande rapprochée d'IGBT, isolation galvanique, protection des IGBT, modélisation, simulation, CEM, avalanche dynamique. 

Laboratoire (s) de recherche : Centre de Génie Electrique de Lyon (CEGELY) 

Directeurs de thèse: Jean-Pierre CHANTE 

Dominique BERGOGNE 

Président de jury : 

Composition du jury : 

Jean-Pierre CHANTE (CEGELY – Lyon) 

Dominique BERGOGNE (CEGELY – Lyon) 

Stéphane LEFEBVRE (SATIE – Cachan) 

Jean-Paul FERRIEUX (LEG – Grenoble) 

Thierry MEYNARD (LEEI – Toulouse) 

Jean-François ROCHE (ARCEL – Lyon)

Étude, conception et réalisation de circuits de commande

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