buradan - 320Volt

GÜÇ ÇARPANI DÜZELTİLMİŞ ÇOK ÇIKIŞLIANAHTARLAMALI KAYNAK TEORİ VE UYGULAMASITarık KIRAÇYÜKSEK LİSANS TEZİELEKTRİK ELEKTRONİK MÜHENDİSLİĞİGAZİ ÜNİVERSİTESİFEN BİLİMLERİ ENSTİTÜSÜTEMMUZ 2007ANKARA

- 2 -Tarık KIRAÇ tarafından hazırlanan GÜÇ ÇARPANI DÜZELTİLMİŞ ÇOKÇIKIŞLI ANAHTARLAMALI KAYNAK TEORİ VE UYGULAMASI adlı bu tezinYüksek Lisans tezi olarak uygun olduğunu onaylarım.Yrd.Doç.Dr.Fadıl ÇELİKKOLTez YöneticisiBu çalışma, jürimiz tarafından oy birliği ile Elektrik Elektronik MühendisliğiAnabilim Dalında Yüksek lisans tezi olarak kabul edilmiştir.Başkan: Prof.Dr. Şenol BAŞKAYAÜye: Yrd.Doç.Dr. Fadıl ÇELİKKOLÜye: Yrd.Doç.Dr. Timur AYDEMİRTarih : 11/07/2007Bu tez, Gazi Üniversitesi Fen Bilimleri Enstitüsü tez yazım kurallarınauygundur.

- 3 -TEZ BİLDİRİMİTez içindeki bütün bilgilerin etik davranış ve akademik kurallar çerçevesindeelde edilerek sunulduğunu, ayrıca tez yazım kurallarına uygun olarakhazırlanan bu çalışmada orijinal olmayan her türlü kaynağa eksiksiz atıfyapıldığını bildiririm.Tarık KIRAÇ

ivGÜÇ ÇARPANI DÜZELTİLMİŞ ÇOK ÇIKIŞLIANAHTARLAMALI KAYNAK TEORİ VE UYGULAMASI(Yüksek Lisans Tezi)Tarık KIRAÇGAZİ ÜNİVERSİTESİFEN BİLİMLERİ ENSTİTÜSÜTemmuz 2007ÖZETBu çalışmada çok çıkışlı Flyback tipi bir SMPS’in önüne aktif güççarpanı düzeltici tasarlanıp şebeke akımının dalga şekli şebeke gerilimiile aynı fazda ve sinüzoidal olmasına çalışılmıştır. Aktif güç çarpanıdüzeltmesinin teorisi ve tasarımı incelenerek Powersim simülasyonu ilegüç çarpanı düzeltmesinin benzeşimi yapılıp çalışma dalga şekilleri eldeedilmiştir. Pratik uygulamada ise süreksiz iletim modu tekniğindetakipçi tipi SMPS olarak çalışan MC33260 tüm devresi ile güç çarpanıdüzeltilmesi sağlanmış, simülasyondan elde edilen dalga şekilleri ilepratikte elde edilen dalga şekilleri karşılaştırılmıştır. Güç çarpanıdüzeltilmesine yük olarak anahtarlamalı kaynak tasarımı için çok çıkışlıFlyback tipi SMPS tercih edilip tasarımı incelenmiştir. Bu tasarımdaFlyback tipi SMPS elemanları ile SMPS trafosunun seçimi vehesaplanması anlatılmıştır. Süreksiz iletim modu tekniğinde akımdenetimli olarak çalışan dâhili anahtara sahip bir denetleyicikullanılarak 22W’lık Flyback tipi bir SMPS tasarlanmıştır. Tasarlanançok çıkışlı anahtarlamalı kaynağın güç çarpanı düzeltilmesi yapıldığı veyapılmadığı durumdaki akım dalga şekilleri elde edilmiş vekarşılaştırılmıştır.

vGüç çarpanı düzeltilmiş çok çıkışlı Flyback tipi SMPS’in akım dalgaşekli ile gerilim dalga şeklinin aynı fazda olduğu gözlemlenmiş ve güççarpanı değeri 1’e yaklaştırılmıştır.Bilim Kodu : 905.1.035Anahtar Kelimeler : Flyback tipi SMPS, Takipçi tipi SMPS, Aktif GüçÇarpanı Düzeltme, FSDM0365RN, MC33260Sayfa Adedi : 106Tez Yöneticisi : Yrd.Doç.Dr.Fadıl ÇELİKKOL

viPOWER FACTOR CORRECTEDMULTIPLE OUTPUT FLYBACK CONVERTER DESIGN(M.Sc. Thesis)Tarık KIRAÇGAZI UNIVERSITYINSTITUTE OF SCIENCE AND TECHNOLOGYJuly 2007ABSTRACTIn this study, active Power Factor Correction (PFC) pre-converter isdesigned to bring the line current in phase with the line voltage and tomake its waveform sinusoidal. By studying the theory and the design ofactive Power Factor Correction, the simulation of PFC is done byPowersim packet program and its waveform is obtained. In practicaldesign, Power Factor Correction is achieved with MC33260 controllerwhich works in discontinuous mode as a pre-converter. The waveformsof the simulation and practical design circuit are compared. As the loadfor PFC, multiple output Flyback converter is preferred and its design isanalyzed. In Flyback converter design, the selection and the calculationof all the SMPS circuit elements and its transformer are described. Byusing a controller which has an internal switch that works in the currentcontrol mode and 22W Flyback converter is designed. The currentwaveforms of multiple output Flyback converter with and without PFCare obtained and compared.

viiIt is observed that the line current waveform of power factor correctedmultiple output Flyback converter is in the same phase with the linevoltage. It indicates that a corrected power factor close to 1 is achieved.Science Code : 905.1.035Key Words: Flyback Converter, Follower Converter, ActivePower Factor Correction, FSDM0365RNB,MC33260Page Number : 106Adviser : Yrd.Doç.Dr.Fadıl ÇELİKKOL

viiiTEŞEKKÜRBu çalışmada bana katkılarını esirgemeyen Sayın Hocam Yrd.Doç.Dr.FadılÇELİKKOL’a, beni bugünlere getiren ve her zaman yanımda olan sevgiliaileme, bu tezi hazırlamamda bana yardımcı olan ve beni hep destekleyencanım nişanlım Ceylan ÇİMEN’e, çok sevdiğim değerli arkadaşım MustafaBurak ÜVEZ’e, mesai saatlerimde bu tezi hazırlamak için bana izin verensayın amirlerime ve tüm çalışma arkadaşlarıma teşekkürü bir borç bilirim.Bu yüksek lisans programında ilk danışmanlığımı yapan ve talihsiz bir şekildekaybettiğimiz merhum Prof.Dr.Veysel SİLİNDİR’e Allah’tan rahmet dilerim.

ixİÇİNDEKİLERSayfaÖZET .............................................................................................................ivABSTRACT....................................................................................................viTEŞEKKÜR.................................................................................................. viiiİÇİNDEKİLER ................................................................................................ixÇİZELGELERİN LİSTESİ...............................................................................xiŞEKİLLERİN LİSTESİ................................................................................... xiiRESİMLERİN LİSTESİ..................................................................................xvSİMGELER VE KISALTMALAR.................................................................. xvii1. GİRİŞ ..................................................................................................... 12. FLYBACK TİPİ SMPS............................................................................ 42.1. Flyback Tipi SMPS’in Dezavantajları .......................................... 82.2. Flyback SMPS’lerin Denetim Yöntemleri....................................103. GÜÇ ÇARPANI VE GÜÇ ÇARPANI DÜZELTME .................................133.1. Yükseltici Tipi SMPS ..................................................................164. GÜÇ ÇARPANI DÜZELTME DEVRESİNİN TASARIMI........................194.1. MC33260 Tüm devresinin Çalışma Prensibi ..............................204.2. Yükseltici Tipi Doğrultucunun Tasarımı......................................225. FLYBACK TİPİ SMPS’İN TASARIMI.....................................................425.1. Flyback Tipi SMPS Trafo Çeşitleri..............................................425.2. Flyback Tipi SMPS Trafosu’nun Tasarımı..................................445.3. Giriş Diyotları ve Giriş Sığacının Hesaplanması.........................61

xSayfa5.4. Çıkış Sargı Endüktansındaki Çıkış DiyotlarınHesaplanması............................................................................615.5. Çıkış Sargı Endüktansındaki Çıkış SığaçlarınınHesaplanması............................................................................635.6. Denetleyicinin Seçilmesi.............................................................645.7. FSDM0365RNB Denetleyicinin Özellikleri ve ÇevreElemanlarının Tasarımı..............................................................665.8. Sönümlendirme Elemanlarının Hesaplanması ...........................695.9. Geri Beslemenin Tasarımı ve Sistem Kararlılığınınİncelenmesi................................................................................746. AKTİF GÜÇ ÇARPANI DÜZELTME DEVRESİ İLE FLYBACKTİPİ SMPS’İN BİRLEŞTİRİLMESİ.........................................................877. SONUÇ VE ÖNERİLER........................................................................92KAYNAKLAR ................................................................................................94EKLER ..........................................................................................................96EK-1 E tipi çekirdeklerin seçim çizelgesi.......................................................97EK-2 Tel değerleri çizelgesi ..........................................................................99EK-3 Pratikte hazırlanan devrenin şeması..................................................100EK-4 Tasarlanan devrenin malzeme listesi.................................................101EK-5 Kelimeler dizini...................................................................................104ÖZGEÇMİŞ.................................................................................................106

xiÇİZELGELERİN LİSTESİÇizelgeSayfaÇizelge 2.1. Flyback tipi SMPS için bilinmesi gereken denklemler ................ 9

xiiŞEKİLLERİN LİSTESİŞekilSayfaŞekil 1.1. Flyback Tipi SMPS devresi ............................................................ 2Şekil 2.1. Çıkış gerilimine karşı çıkış gücü değerine göre SMPSçeşitleri........................................................................................... 4Şekil 2.2. Flyback tipi SMPS’in en genel devre şeması ................................. 5Şekil 2.3. Flyback tipi SMPS’in çalışma dalga şekli ....................................... 5Şekil 2.4. Sürekli iletim modu dalga şekilleri .................................................. 7Şekil 2.5. Süreksiz iletim modu dalga şekilleri................................................ 7Şekil 2.6. Flyback tipi SMPS devre şeması...................................................10Şekil 2.7. Gerilim denetim yöntemi devre şeması .........................................11Şekil 2.8. Akım denetim yöntemi devre şeması ............................................11Şekil 3.1. Akım fazör şekli.............................................................................13Şekil 3.2. Kompanzasyon ve aktif güç çarpanı düzeltmesinin dalgaşekilleri ..........................................................................................15Şekil 3.3. Güç çarpanı düzeltmesinin katı .....................................................16Şekil 3.4. Yükseltici tipi SMPS’in devre şeması ............................................17Şekil 3.5. Yükseltici tipi SMPS’in çalışma dalga şekli....................................17Şekil 4.1. Takipçi tipi doğrultucunun giriş gerilimine göre çıkış dalgaşekli...............................................................................................19Şekil 4.2. Kritik iletim modu denetleyicinin temel çalışma şeması.................20Şekil 4.3. Endüktans akımı dalga şekli..........................................................21Şekil 4.4. Yükseltici tipi doğrultucunun devre şeması ...................................22Şekil 4.5. C T sığaç değerine göre tam yükteki girişe karşı çıkışgerilimi...........................................................................................29

xiiiŞekilSayfaŞekil 4.6. Sıfır akım algılama dalga şekli ......................................................30Şekil 4.7. Psim programının güç çarpanı düzeltme devre şeması ................32Şekil 4.8. Güç çarpanı düzeltmesinin yapılmadığı durumdaki V ogerilimi...........................................................................................33Şekil 4.9. R cs direnç akımı, giriş akım ve gerilim dalga şekli .........................33Şekil 4.10. V o Çıkış gerilimi...........................................................................34Şekil 4.11. R cs direnç akımı, giriş akım ve gerilim dalga şekli .......................34Şekil 4.12. Güç çarpanı düzeltmesinin yapılmadığı durumdakiakım harmonikleri........................................................................35Şekil 4.13. Güç çarpanı düzeltmesinin yapılmadığı durumdakiakım harmoniklerinin yakınlaştırılmış hali....................................35Şekil 4.14. Güç çarpanı düzeltmesinin yapıldığındaki akımharmonikleri ................................................................................36Şekil 4.15. Güç çarpanı düzeltmesinin yapıldığı durumdaki akımharmoniklerinin yakınlaştırılmış hali ............................................36Şekil 4.16. Ani giren akımın dalga şekli ........................................................37Şekil 4.17. Pratikte hazırlanan güç çarpanı düzeltme devresi.......................38Şekil 5.1. Flyback tipi SMPS’in devre şeması ...............................................42Şekil 5.2. Tel kesit alanının gösterimi............................................................51Şekil 5.3. EE 25/13/7 çekirdeğin geometrik yapısı........................................53Şekil 5.4. Paralel telden oluşan sarım...........................................................59Şekil 5.5. Hesaplanan trafo değerleri............................................................60Şekil 5.6. Trafonun sarım noktasının belirlenmesi ........................................60Şekil 5.7. Dâhili anahtara sahip denetleyicinin Flyback tipiSMPS’deki uygulaması .................................................................65

xivŞekilSayfaŞekil 5.8. Flyback tipi SMPS’deki sızıntı endüktanslarının gösterilişi ............70Şekil 5.9. Anahtarın akaç-kaynak gerilim dalga şekli ....................................70Şekil 5.10. Sönümlendirme elemanlı Flyback tipi SMPS...............................71Şekil 5.11. Sönümlendirme elemanlı Flyback tipi SMPS’in çalışmadalga şekilleri ..............................................................................71Şekil 5.12. Sistemin geri besleme döngüsü ..................................................75Şekil 5.13. Flyback tipi SMPS’in çıkış süzgeci ..............................................77Şekil 5.14. Minimum yükte çıkış süzgecinin Bode ve evre eğrisi ..................78Şekil 5.15. Maksimum yükte çıkış süzgecinin Bode ve evre eğrisi................79Şekil 5.16. Hata kuvvetlendiricisine eklenen dengeleyici ..............................79Şekil 5.17. Dengeleyicinin Bode ve evre eğrisi .............................................81Şekil 5.18. Dengeleyicinin sisteme katılmasıyla elde edilen Bodeve evre eğrisi...............................................................................82Şekil 5.19. Tasarlanan Flyback Tipi SMPS’in devre şeması .........................83

xvRESİMLERİN LİSTESİResimSayfaResim 4.1. Güç çarpanı düzeltmesinin yapılmadığı durumdadoğrultulmuş giriş gerilimine karşı Rcs üzerindeki gerilim...........39Resim 4.2. Güç çarpanı düzeltmesinin yapılmadığı durumdadoğrultulmuş giriş gerilimine karşı Rcs’nin bir periyotboyunca olan gerilimi .................................................................39Resim 4.3. Güç çarpanı düzeltmesinin yapıldığı durumda doğrultulmuşgiriş gerilimine karşı R cs üzerindeki gerilim..................................40Resim 4.4. Güç çarpanı düzeltmesinin yapıldığı durumda doğrultulmuşgiriş gerilimine karşı R cs ’nin bir periyot boyunca olan gerilimi......40Resim 5.1. N27 malzemesinin özellikleri.......................................................45Resim 5.2. Anahtarın üzerindeki V ds gerilimi.................................................84Resim 5.3. Flyback tipi SMPS denetleyicinin V cc dalga şekli ........................84Resim 5.4. Denetleyicinin çıkış gerilimi düzenlenmesi..................................85Resim 5.5. 5V çıkış gerilimi...........................................................................86Resim 5.6. 12V çıkış gerilimi.........................................................................86Resim 6.1. Power PCB’de çizilen devrenin baskı devre şeması...................87Resim 6.2. Hazırlanan devrenin baskı devre şeması....................................87Resim 6.3. Devre elemanlarının yerleşim planı.............................................88Resim 6.4. Pratikte hazırlanan devrenin yerleşim planı ................................88Resim 6.5. Hazırlanan devrenin kutulanmış resmi........................................89Resim 6.6. Güç çarpanı düzeltmeli V ds dalga şekli .......................................89Resim 6.7. Hazırlanan devrenin tam yükteki dalga şekli...............................90Resim 6.8. PFC’nin yapılmadığı durumdaki akım dalga şekli .......................90Resim 6.9. Hazırlanan devrenin tam yükteki PFC’li dalga şekli ....................91

xviResimSayfaResim 6.10. PFC’nin yapıldığı durumdaki akım dalga şekli ..........................91

xviiSİMGELER VE KISALTMALARBu çalışmada bazı kısaltmalar açıklamaları ile birlikte aşağıda sunulmuştur.KısaltmalarAçıklamaCS (Current Sense)EMI (Electro Magnetic Interference)ESR (Effective Series Resistance)FFT (Fast Fourier Transform)NTC (Negative Thermistor)OCP (Over Current Protection)OVP (Over Voltage Protection)PF (Power Factor)PFC (Power Factor Correction)PWM (Pulse Width Modulation)SMPS (Switch Mode Power Supply)TSD (Thermal Shutdown Protection)ZCS (Zero Current Sense)PM (Phase Margin)Akım algılamaElektromanyetik girişimSığacın etkin seri direnciHızlı furiye dönüşümüNegatif ısıl katsayılı dirençAşırı akım korumasıAşırı gerilim korumasıGüç ÇarpanıGüç Çarpanı düzeltmeDarbe genişlik modülasyonuAnahtarlamalı güç kaynağıIsı kapama korumasıSıfır akım algılamasıEvre payı

11. GİRİŞSon yıllarda teknolojinin gelişmesi ile giderek artan enerji ihtiyacının büyükçoğunluğunu elektrik enerjisi oluşturmaktadır. Elektrik enerjisi üretimkaynaklarının sınırlı olmasına karşın bu enerjiyi kullanan cihaz sayısı giderekartmaktadır. Günümüzde ortaya çıkan elektrik enerjisi ihtiyacı karşısında varolan enerjiyi verimli kullanmak çok önemli hale gelmiştir. Elektrik enerjisiüretim maliyetlerinin artması kullanıcı tarafına da yansımış ve elektrikenerjisine ödenen miktar artmıştır. Bu sebeple yeni geliştirilen cihazlaryüksek verim sağlayacak şekilde tasarlanmaya başlanmıştır. Teknolojigeliştikçe elektrik enerjisinin kullanımı dirençli ısıtıcılar, akkor telli lamba gibibasit yüklerden anahtarlamalı motor sürücüleri, AC/DC dönüştürücüler,bilgisayarlar vb. karmaşık yapılı yüklere geçmiştir [1].Bu güç kaynağı ihtiyaçları artık doğrusal güç kaynaklarından anahtarlamalıgüç kaynaklarına doğru yönelmiştir. Giriş geriliminin sürekli değiştiği, 50Hzgürültüsünün kolay yok edilemediği, boyutun ve verimin önem kazandığıdurumlarda anahtarlamalı güç kaynakları kullanılmaktadır. Bu devrelerdeanahtarın tamamen açık veya tamamen kapalı olarak kullanılmasıylaanahtarın aktif bölgede çalışma zorunluluğu ortadan kaldırılarak kayıplarazaltılmıştır [2].Anahtarlamalı güç kaynakları ilk olarak 1960’lı yıllarda doğrusal güçkaynakları veriminin düşük olmasından dolayı kullanılmaya başlanmıştır.Temelde anahtarlamalı güç kaynaklarının alçaltıcı (buck) çevirici, yükseltici(boost) çevirici ve alçaltıcı-yükseltici çevirici olmak üzere üç tipibulunmaktadır. Daha sonra günümüzde bu yapılardan Flyback, ileri-yön,yarım köprü ve tam köprü devreler türetilerek farklı kullanım alanlarıoluşturulmuştur. Bu yapıların bazıları 200W’ın altında AC/DC için en iyisiykenbazıları daha yüksek güç de kullanılmaktadır. Bu nedenle her biranahtarlamalı güç kaynağının kendine özgü kullanım alanları bulunmaktadır.En fazla kullanılan anahtarlamalı güç kaynağı Flyback tipi SMPS (Switch

2Mode Power Supply) olarak bilinmektedir.Şekil 1.1. Flyback Tipi SMPS devresiŞekil 1.1’de yer alan Flyback tipi SMPS’in devresindeki anahtar iletimegeçince diyot ters kutuplanır ve bu esnada endüktans üzerinde enerjidepolanır. Anahtar kesime gittiğinde endüktansta depolanan enerji çıkış sargıendüktansına aktarılarak diyot üzerinden çıkış beslenir [3]. Ortalama 1W ile150W arasındaki ve çok çıkışlı uygulamalarda çalışan Flyback tipi SMPS’intercih edilmesinin sebebi, tasarımının kolay, maliyetinin ucuz, verimininyüksek ve tasarım boyutlarının ufak olmasıdır [3]. Günümüzde Flyback tipiSMPS’lerin kayıplarını daha aza indirmek için quasi-rezonans tipi SMPS(Quasi-resonant Converter) uygulamaları da mevcuttur.Bunların yanı sıra, Flyback tipi SMPS ve diğer anahtarlamalı kaynaklarındaha karmaşık yapıda olması ve yüksek frekansta anahtarlaması nedeniyleoluşan elektromanyetik girişimin engellenmesi gibi zorlukları da vardır [2].Bir SMPS devresi doğrusal olmayan bir yük gibi davrandığından güççarpanının düzeltilmesi (Power Factor Correction) gerekmektedir. Çünkükaynaktan aktif gücün yanında reaktif güç de çekilir. Bu reaktif gücünelektromanyetik cihazlarda manyetik alan oluşturarak yararlı iş yapması ilehiçbir bağlantısı yoktur. Reaktif gücün sıfır olması, dolayısıyla güç çarpanın(Power Factor) 1 olması istenir. Sistem verimliliğinin arttırılması, hat ile üretimiletim aygıtlarının aşırı yüklenmesinin önlenmesi ve kayıpların azaltılması içingüç çarpanı düzeltilmesinin yapılması gerekir [2].

3Devreye paralel kapasite veya endüktans bağlanarak pasif güç çarpanıdüzeltmesi yapılmaktadır. Fakat asıl zor olan harmonikli akım çeken yüklerinyani anahtarlamalı güç kaynaklarının oluşturduğu düşük güç çarpanınıdüzeltmektir [1]. Burada şebekeden çekilen akım, şebeke gerilimi ile aynıfazda olabilmektedir. Ancak dalga şekli ideal sinüsten oldukça uzak vedarbelidir. Önceleri, kontrolsüz doğrultucu içeren güç elektroniğiuygulamalarında güç çarpanını yükseltmek için aktif süzgeç kullanılırdı.Ancak son yıllarda pahalı ve tasarımı zor olan bu yöntemin yerine kontrollüelemanlar kullanılarak doğru denetim yöntemi ile şebekeden şebekeye aynıfazda ve dalga şeklinde akım çeken devreler tasarlanmaya başlanmıştır. Budevrelere örnek olarak şebekeden sinüse yakın akım çeken güç çarpanıdüzeltmeli doğrultucular gösterilebilir [3, 8].

42. FLYBACK TİPİ SMPSAnahtarlamalı güç kaynağı tasarımında ilk olarak çıkış gücü değeribelirlenerek Şekil 2.1’deki referansa göre anahtarlamalı güç kaynağı seçilir.Şekil 2.1. Çıkış gerilimine karşı çıkış gücü değerine göre SMPS çeşitleriŞekil 2.1’de görüldüğü gibi Flyback tipi SMPS, anahtarlamalı güçkaynaklarının 1W ile 150W arasında en çok kullanılan modelidir. Bununsebebi, devre yapısının basit, tasarım için gereken teknik dokümanlarınyaygın ve en önemlisi tasarım maliyetinin ucuz olmasıdır.Flyback tipi SMPS, anahtar iletimdeyken trafo giriş sargı endüktansın(primary inductance) enerji depolaması sırasında devre yükünün çıkış sığacıtarafından beslenmesi ve anahtar kesime gittiğinde ise giriş sargıendüktansında depolanan enerjinin çıkış sargı endüktansına (secondaryinductance) aktarılarak devre yükünün beslenmesi ve boşalan sığacınyüklenmesi mantığı ile çalışır [3].

5Şekil 2.2. Flyback tipi SMPS’in en genel devre şemasıFlyback tipi SMPS sisteminin en genel devre şeması Şekil 2.2’degösterilmiştir. Anahtar iletimdeyken trafonun noktalı bütün sarımları negatifkutuplanmıştır. D 1 ve D 2 diyotları kesimdeyken sistemin yükü, C 1 ve C osığaçları tarafından beslenmektedir. Şekil 2.3’de Flyback tipi SMPS’inçalışma dalga şekilleri gösterilmektedir.Şekil 2.3. Flyback tipi SMPS’in çalışma dalga şekliAnahtar iletime geçince giriş sargı endüktansı (L p ) üzerinde sabit bir gerilimolup akım doğrusal olarak artmaktadır (Şekil 2.3).

6ddiptV=Ldcp(2.1)İletim süresi sonunda giriş sargı endüktanstaki akım,VIp=Ldcp* Ton(2.2)Depolanan enerji,Lp*IE =22p(2.3)Bir periyot sonunda giriş sargı endüktansta depolanan enerji,L *I2p pP = (2.4)2 * TAnahtar (Q 1 ) kesime gidince çıkış sargı endüktansın noktalı tarafı pozitifkutuplanır. D 1 -D 2 diyotları iletime geçerek C 1 -C o sığaçları yüklenir ve çıkışsargı endüktansdaki akım doğrusal olarak azalır (Şekil 2.3).NpIsm=Ip* (2.5)NsmdidtsmV=Lomsm(2.6)Flyback tipi SMPS’in Sürekli ve Süreksiz iletim modu olmak üzere iki farklıçalışma tekniği vardır. Bu modlar aynı devre yapılarına sahip olmalarınarağmen manyetik endüktansa (magnetizing inductance) ve çıkıştaki yükegöre çalışma modları belirlenir [3].

7Sürekli iletim modunda, anahtarın bir sonraki iletime geçme süresine kadarçıkış sargı endüktanstaki akım sıfıra inmiyorsa, endüktansta depolanan enerjitam transfer edilememiş olur. Bu modun dalga şekilleri Şekil 2.4’degösterilmiştir.Şekil 2.4. Sürekli iletim modu dalga şekilleriSüreksiz iletim modunda ise, anahtarın bir sonraki iletime geçme süresinekadar çıkış sargı endüktanstaki akım sıfıra iniyorsa giriş sargı endüktanstadepolanan tüm enerji çıkış sargı endüktansına aktarılarak tam enerji transferigerçekleştirilmiş olur. Süreksiz iletim modu dalga şekilleri Şekil 2.5’degösterilmiştir.Şekil 2.5. Süreksiz iletim modu dalga şekilleri

8Şekil 2.5’de görüldüğü gibi süreksiz iletim modu çalışmasında ölü süre (t dt )konulmuştur. Bunun sebebi sistemin çıkış yükü artırıldıkça geri beslemebilgisi doğrultusunda PWM (Pulse Width Modulation) karşılaştırıcısının, çıkışgerilimini, yük artışına karşı anahtarın iletim süresini artırarak sabit tutmayaçalışmasıdır. Eğer anahtar bir sonraki iletime geçene kadar endüktansüzerindeki enerjinin tamamı aktarılamadıysa sistem sürekli iletim modunageçer ve söz konusu olaya göre devrenin hata kuvvetlendiricisitasarlanmadıysa sistemde istenmeyen salınımlar oluşur. Bu istenmeyendurumu engellemek ve devrenin süreksiz iletim modunda çalışmasınıgarantilemek için sistemin periyoduna 0,1 ölü süre oranı konulur [3, 4].Sürekli ve süreksiz iletim modlarının avantaj ve dezavantajları ileride aktif güççarpanı düzeltme konusunda anlatılacaktır. Ancak, Flyback tipi SMPS’de debu modların avantajları ve dezavantajları söz konusudur. Her iki moda daanahtar kesime gittiğinde çıkış geriliminde görülen yüksek frekanslı tepegerilimini gidermek için LC süzgecine ihtiyaç duyulur. Giriş sargı ve çıkışsargı endüktanstaki etkin akım, sürekli iletim moduna göre iki katına kadarçıkabildiğinden daha geniş tel çapı ve yüksek akım değerli pahalı bir güçanahtarı gerektirir. Ayrıca çıkış sargı endüktanstaki etkin akımın yüksekolması nedeniyle de çıkış diyotlarının ısınması görülür [3].Bütün bu dezavantajlarına rağmen süreksiz iletim modunun en çok kullanılanmodel olmasının sebebi, çıkış yük akımı ile giriş gerilimindeki değişimlereçabuk cevap vermesi ve anahtar iletime geçerken akımın sıfır olmasındandolayı anahtarlama kayıplarının olmamasıdır [3].2.1. Flyback Tipi SMPS’in DezavantajlarıAnahtar kesime gittiğinde C 1 ‘in empedansı yük direncine göre çok küçükdeğer aldığından çıkış sargı endüktanstaki akım C 1 ‘in etkin seri direnci

9R esr ‘den akar. Bundan dolayı çıkış geriliminde oluşan yüksek tepe geriliminigidermek için çıkışta süzgeç sığaclarına ihtiyaç duyulur [3].Np*Ip *ResrNs(2.7)En önemli dezavantajı, çekirdek kayıplarının olmasıdır. Bu nedenle Flybacktipi SMPS’ler 150W’ın altındaki uygulamalarda tercih edilir. Anahtara zararvermemesi için giriş sargı ve çıkış sargı endüktanslarının düzgün ve sıralısarılması sağlanarak sızıntı endüktans (leakage inductance) değeri ufakdeğerde tutulmalıdır [3].Dezavantajlarının yanı sıra, çok çıkışlı güç kaynağı uygulamalarındakullanılabilmesi, devre yapısının basit olması, eleman sayısının az olmasınedeniyle maliyetinin düşük olması ve küçük boyutları sebebiyle yer kazancısağlamasından dolayı Flyback tipi SMPS’ler daha çok tercih edilmektedir.Flyback tipi SMPS için gereken genel denklemler Çizelge 2.1’de verilmiştir.Flyback tipi SMPS’lerin genel kullanım alanları:1. 220V uygulamaları (P

102.2. Flyback SMPS’lerin Denetim YöntemleriYukarıda Flyback tipi SMPS’in çalışma şekli anlatılmıştır. Pratikte yapılacakbir Flyback tipi SMPS, doğrultma yapan diyotlar, geri besleme bloğu ve bublokların kontrolünde sürülen bir anahtardan oluşmaktadır (Şekil 2.6).Şekil 2.6. Flyback tipi SMPS devre şemasıSabit anahtarlama frekansında çalışan Flyback tipi SMPS’de kullanılan ikiayrı denetim vardır: çıkış sargı endüktansı tarafından alınan gerilim bilgisidoğrultusunda yapılan Gerilim Denetim Yöntemi ve kontrolde gerilimbilgisinin yanında anahtar üzerinden geçen akımın da dâhil edildiği AkımDenetim Yöntemi.Gerilim Denetim YöntemiŞekil 2.7’deki yöntemde güç kaynağı çıkışından gerilim bilgisi alınarakreferans gerilim bilgisi hata kuvvetlendiricisinde karşılaştırılır. Elde edilengerilim değeri testere dişi dalga şekli ile PWM karşılaştırıcısındakarşılaştırılarak anahtarın sürülmesi için gereken darbe genişlikli sinyallerelde edilmiş olur [1, 5].

11Şekil 2.7. Gerilim denetim yöntemi devre şemasıGerilim denetim yönteminin avantajları, tasarımının ve analizinin kolay olmasıile sabit yüklü durumlarda iyi sonuç vermesidir.Dezavantajları ise yükteki herhangi bir değişimden dolayı sistem cevabınınyavaş olması ve geri besleme döngüsü kazancının giriş gerilimine bağlıolmasından dolayı kararlılığın zorlaşmasıdır [5].Akım Denetim YöntemiŞekil 2.8. Akım denetim yöntemi devre şemasıGerilim denetim yönteminin yük değişimine karşı hızlı cevapverememesinden dolayı bu yöntem geliştirilmiştir. Akım denetim yönteminde,gerilim yönteminde kullanılan testere dişi dalga şekli yerine anahtarın

12üzerinden geçen akımın dalga şekli alınmaktadır (Şekil 2.8). Bu sayede çıkışendüktans akımı ve dolayısıyla çıkış gerilimi denetim edilmektedir.Akım denetim yönteminin avantajı, anahtar akımının giriş gerilimi değeriylebelirlenmesinden dolayı giriş gerilim değişimlerine karşı hızlı cevap vermesive anahtarlama periyodu için akım sınırlamasının yapılabilmesidir [1, 5].Akım denetim yönteminin dezavantajı ise çalışma oranın 0,5’i aşmasıdurumunda sistemin kararsız hale gelmesi, denetim yönteminin giriş sargıendüktanstaki akıma bağlı olmasından dolayı güç bölümündeki rezonanslarınve anahtarın iletime geçtiği anda oluşan ani akım değişimlerinin denetimdöngüsünde gürültüye sebep olması ve sistemi karasızlığa götürmeolasılığıdır [5].Günümüzde üretilen denetim elemanları çoğunlukla akım denetim yöntemiyleçalışmaktadır. Bu tez çalışmasında da akım denetim yöntemi ile çalışandenetim elemanı kullanılmıştır.

133. GÜÇ ÇARPANI VE GÜÇ ÇARPANI DÜZELTMEBasit yükler şebekeden reaktif güç çekmez iken, karmaşık yapılı yüklerşebekeden aktif gücün yanında reaktif güç de çekerler. Reaktif gücünelektromanyetik cihazlarda manyetik alan oluşturması, gereksiz yere hattı veüretim iletim aygıtlarını yükleyerek gerilim düşümüne ve kayıplara yol açmasınedeniyle şebekeden çekilen reaktif gücün sıfır olması istenir. Saf direnç vebuna benzer yapıdaki doğrusal yüklerin güç çarpanı (Power Factor) 1 ve 1’eyakın iken, doğrusal olmayan kapasite ve endüktans bulunan devrelerde güççarpanı düşüktür [2, 6]. Güç çarpanı, en basit haliyle, aktif gücün görünürgüce oranı olarak bilinir. Şekil 3.1’de devreye doğrusal olmayan birendüktans bağlandığındaki akım fazörü gösterilmektedir.Şekil 3.1. Akım fazör şekliPS= VIcosφ (3.1)= VI(3.2)PPF = = cosφ (3.3)SPS: Aktif Güç: Görünür GüçCosΦ olarak tanımlanan güç çarpanı Eş 3.3’den bulunur. Güç çarpanı, akımve gerilim arasındaki faz farkını dolayısıyla yükün reaktifliğini belirtir. Güççarpanının yüksek tutulması ile şebekenin aşırı zorlanması ve trafoların aşırıısınması gibi problemler ortadan kalkmaktadır. Yüksek güç çarpanına sahip

14bir cihazın şebekeden şebeke ile aynı faz ve dalga şekline sahip akımçekmesi gerekmektedir [7].Düşük güç çarpanının iki sebebi vardır. Birincisi, devredeki sığaç veendüktans sebebi ile oluşan düşük güç çarpanı, ikincisi ise kontrolsüzdoğrultucular gibi harmonikli akım çeken yüklerin oluşturduğu düşük güççarpanıdır. Birinci de şebekeden çekilen akımın dalga şekli sinüs olup fazıkayıktır. Bu tür düşük güç çarpanını yükseltmek kolaydır. Devreye paralelkapasite veya endüktans bağlanarak faz kayması düzeltilir ve güç çarpanıyükseltilmiş olur. Bu işleme ‘kompanzasyon’ denir. Fakat asıl zor olanharmonikli akım çeken yüklerin oluşturduğu düşük güç çarpanını düzeltmektir[1]. Burada şebekeden çekilen akım, şebeke gerilimi ile aynı fazdaolabilmektedir. Ancak dalga şekli ideal sinüsten oldukça uzak ve darbelidir.Önceleri, kontrolsüz doğrultucu içeren güç elektroniği uygulamalarında güççarpanını yükseltmek için aktif süzgeç kullanılırdı. Ancak son yıllarda pahalıve tasarımı zor olan bu yöntemin yerine kontrollü elemanlar kullanılarakdoğru denetim yöntemi ile şebekeden şebekeye aynı fazda ve dalga şeklindeakım çeken devreler tasarlanmaya başlanmıştır. Bu devrelere örnek olarakşebekeden sinüse yakın akım çeken güç çarpanı düzeltmeli doğrultuculargösterilebilir. SMPS devreleri doğrusal olmayan bir yük gibi davrandığındangüç çarpanı düzeltmesinin yapılması gerekmektedir. Bu çalışmada, yükselticitipi SMPS (Boost Converter) kullanılarak aktif güç çarpanı düzeltmesisağlanmıştır. Şekil 3.2’de kompanzasyon dalga şekli ile güç çarpanıdüzeltmesinin giriş dalga şekli verilmiştir. Bu şekil ile güç çarpanıdüzeltmesinin enerjiyi daha yüksek verimde kullandığı ve giriş akımının dasinüse benzediği görülmektedir [6, 7, 8].

15Şekil 3.2. Kompanzasyon ve aktif güç çarpanı düzeltmesinin dalga şekilleriKullanılan güç çarpanı düzeltmesi iki ayrı bölümde incelenir: Pasif güççarpanı düzeltme ve aktif güç çarpanı düzeltme. Pasif güç çarpanıdüzeltmesi, akım ve gerilimi aynı faza getirmek için devreye sığaç veyaendüktans gibi pasif elemanların eklenmesiyle yapılmaktadır. Fakat yüksekgüç uygulamalarında pasif güç çarpanı tekniğiyle güç çarpanını düzeltmekiçin çok büyük sığaclara ihtiyaç duyulmaktadır. Bu da hem maliyet hem deyer alanı olarak büyük dezavantaj getirmektedir.Günümüzde üretilen güç kaynaklarının Avrupa EN61000-3-2 harmonikazaltma standartlarına uygun olarak üretilmesi gerekmektedir [9]. Yüksek güçuygulamasında pasif güç çarpanı düzeltmesi bu standarda ulaşamadığından,aktif düzeltme teknikleri kullanılmaktadır.Aktif güç çarpanı düzeltmesi, Şekil 3.3’de gösterildiği gibi, girişteki doğrultucudiyot ile sığaç arasına yükseltici tipi SMPS konularak oluşmaktadır. Bunun

16amacı, giriş akımının, giriş gerilim dalga şekline benzemesini ve faz farkının1'e yaklaşmasını sağlamaktır.Şekil 3.3. Güç çarpanı düzeltmesinin katıBu yöntem günümüzde en çok kullanılanıdır. Ancak, Avrupa EN61000-3-2standardına göre, harmoniklerin azaltılmasını sağlayan çeşitli yeni çalışmayöntemleri de kabul görmektedir.3.1. Yükseltici Tipi SMPSYükseltici tipi SMPS’in devre şeması ve çalışma dalga şekli Şekil 3.4 - Şekil3.5’te verilmiştir. Yükseltici tipi SMPS’in, adından da anlaşılacağı gibi, çıkışgerilimi her zaman girişteki geriliminden büyüktür. Şekil 3.4’teki Q 1 anahtarıiletime geçince diyot ters kutuplanır ve çıkış devresini girişten ayırır. Buesnada endüktansta enerji depolanır ve yük çıkış sığacı tarafından beslenir.Anahtar kesime gidince, devrenin çıkışına hem girişten hem de endüktanstanenerji aktarılarak yükün beslenmesi ve boşalan sığacın yüklenmesi sağlanır.Burada kullanılan süzgeç sığacı çıkış gerilimini sabit tutacak şekilde yeterikadar büyük seçilmelidir.

17Şekil 3.4. Yükseltici tipi SMPS’in devre şemasıŞekil 3.5. Yükseltici tipi SMPS’in çalışma dalga şekliYükseltici tipi SMPS’in, Flyback tipi SMPS’de olduğu gibi, iki farklı çalışmatekniği vardır: Süreksiz ve Sürekli iletim modu [2]Süreksiz İletim Modu (Kritik İletim Modu)Bu modda anahtar kesime gittiğinde L 1 ’de depolanan bütün enerji D odiyotuna aktarılır (Şekil 3.4). Diyotun üzerindeki akımın sıfıra inmesiyle sıfırakım geçişi sağlanır. Bu sayede yükseltici tipi diyot seçimi kritik değildir. Ençok, düşük güç uygulamalarında tercih edilen bu devre denetleyicinin, ucuzolmasının yanı sıra kullanılması da çok kolaydır. Uygulanan çalışmada güççarpanı düzeltmesi bu teknikte yapıldığından ileride daha detaylıanlatılacaktır.

18Avantajı: Denetleyicinin ucuz olması, devre yapısının basit olması, sıfırakımda anahtarlama yapması sayesinde kayıpsız anahtarlama ve yükselticidiyotu seçiminin kritik olmaması [9].Dezavantajı: Değişken anahtarlama frekansına sahip olması ve girişeelektromanyetik girişim (electromagnetic interference) süzgeci gerekmesi [9].Sürekli İletim ModuBu modda L 1 endüktansının üzerindeki akım sıfıra düşmemektedir (Şekil3.4). Akımdaki anlık tepelerin az olması, anahtar ve diğer elemanlarüzerindeki kayıpların az olmasına neden olur. Sabit frekanslı olup girişteki2akım dalgalanması azdır. İki ayrı denetim tekniği vardır: V rms ve Ortalamaakım denetim modu [7, 9].Avantajı: 200W’ın üstünde etkili ve sabit frekanslı olarak çalışması, anahtarve diğer elemanlar üzerinde kayıpların az olması nedeniyle süreksiz iletimmoduna göre daha fazla kullanılması [9].Dezavantajı: Büyük endüktans gerektirmesi, daha karmaşık ve pahalı olması[2].

194. GÜÇ ÇARPANI DÜZELTME DEVRESİNİN TASARIMI22W’lık SMPS güç kaynağı için yapılan güç çarpanı düzeltmesinde süreksiziletim modu tekniği kullanılmıştır. Bu yapıda çalışan denetleyicileraraştırıldığında piyasada en çok kullanılanlar, On firmasının MC33260,Unitrode UC3852 ve Fairchild FAN7528’dir. Bu çalışmada tercih edilenMC33260 tüm devresi, çıkış geriliminden aldığı geri besleme bilgisidoğrultusunda gerilim düzenlemesi yaparak çıkış gerilimini girişin ortalamagerilim değerine göre düzenlemektedir. Şebeke gerilimi düştüğünde çıkışgerilimi düşmekte, yükseldiğinde ise çıkış gerilimi yükselmektedir. Şekil4.1’de gösterilen söz konusu çalışma şekli, takipçi tipi SMPS (Follower BoostConverter) olarak bilinmektedir [10]. MC33260 tüm devresi, hem yükselticitipi SMPS hem de takipçi tipi SMPS olarak çalışabilmektedir. Yükseltici tipiSMPS, takipçi tipi SMPS olarak çalıştırıldığında, anahtarın ve güç çarpanıdüzeltmesi endüktansının boyutlarında önemli ölçüde küçülme sağlamıştır.Bu da söz konusu tüm devrenin bu çalışmada tercih edilme sebebidir [11].MC33260 tüm devresini üretici firmanın kendi internet sitesinden numuneolarak getirtmek mümkündür (http://www.onsemi.com/PowerSolutions/home.do).Şekil 4.1. Takipçi tipi doğrultucunun giriş gerilimine göre çıkış dalga şekliTakipçi tipi SMPS, çıkış gerilimini giriş geriliminin belli bir değer üstünedüzenler. Çoğu uygulamalarda güç çarpanı düzeltme devresinin çıkışınaSMPS bağlanmıştır. SMPS, geniş giriş gerilim değerlerinde çalışabildiğindensabit bir giriş gerilimine ihtiyaç duymaz. Bu sayede daha küçük değerliendüktans kullanılır ve anahtar iletim kayıpları da azaltılmış olur [9].

204.1. MC33260 Tüm devresinin Çalışma PrensibiVrefŞekil 4.2. Kritik iletim modu denetleyicinin temel çalışma şemasıDoğrultucu diyotun çıkışındaki sinüs tam dalga şekli, gerilim bölücülerden(R ac1 ve R ac2 ) belli bir orana düşürülerek çarpıcı devresine girer. Hatakuvvetlendiriciden gelen sinyal ve belli bir orana düşürülen AC giriş sinyaliçarpılarak referans giriş gerilimi (V ref ) elde edilir. V ref sinyali ve akım dalgaşekli, akım şekillendiricideki karşılaştırıcıya bağlanır. Akım şekillendiricininamacı, devre akımının çarpıcı çıkışındaki V ref sinyaline benzemesinisağlamaktır. Anahtar iletimdeyken endüktans akımı doğrusal olarak V refdeğerine ulaşıncaya kadar artar (Şekil 4.3). Bu artma istenilen ortalama akımdeğerine ulaşana kadar endüktans akımı iki katına çıkmış olur. Endüktansakımı V ref değerine ulaşınca, karşılaştırıcı konum değiştirip anahtarı kesimesokar. Bu durumda endüktans akımı, sıfıra düşene kadar doğrusal olarakazalır. Sıfır akım detektörü endüktans üzerindeki gerilimi ölçer. Endüktans

21üzerindeki akım sıfır olunca gerilim de sıfır olacağından endüktans akımınınsıfıra düştüğü anlaşılıp anahtar tekrardan iletime sokulur. Bu durumdatekrardan endüktans akımı doğrusal olarak artar [9].Şekil 4.3. Endüktans akımı dalga şekliBu çalışma tekniği kritik iletim modu olarak da bilinir. Bu tip doğrultucularınyük ve giriş değerlerinin değişimine göre frekansı da değişmektedir.Maksimum giriş ve minimum yükte anahtarlama frekansı maksimumdur [9].Anahtar iletimdeyken endüktanstaki akım doğrusal olarak artmaktadır.ViniL= (4.1)LAnahtarın kesim süresinde endüktanstaki akım, sıfıra düşene kadar doğrusalolarak azalmaktadır.Vo- ViL=Lin(4.2)Sonuç olarak elde edilen üçgen dalga şekilli akım, endüktans üzerinden akar.Güç çarpanı düzeltme katı bu üçgen dalga şekillerinin genliklerini ayarlayarak

22endüktans akımını sinüs dalga şekline benzetir.4.2. Yükseltici Tipi Doğrultucunun TasarımıŞekil 4.4. Yükseltici tipi doğrultucunun devre şemasıYukarıda MC33260 tüm devresi ve çevresel elemanlarıyla oluşan devreşeması görülmektedir.Tasarım için gereken değerler;• Giriş gerilimi V acLL ve V acHL• Çıkış V o değeri• P o istenilen çıkış güç• İstenilen verim ηEvrensel (Universal) bir güç kaynağı için giriş gerilim değerleri aşağıdaki gibiseçilir [8],V acLL= 85V acV acHL = 265V ac

23V acLL : Minimum giriş gerilimi (V ac Low Line )V acHL : Maksimum giriş gerilimi (V ac High Line )Düzenlenmiş çıkış gerilim değerleriV omax = V dcmax = 400VV omin = V dcmin = 140V22W’lık SMPS için giriş gücü tasarlanırsaP in = P o / η (4.3)P in = 31,4 ≅ 32WBeklenen verim iseη = 0,7Giriş diyotunun maksimum akımı, giriş gerilimi (V acLL ) minimumkenhesaplanır [11].Iinpk2Po= (4.4)η VacLL2(22)Iinpk= = 0,52 A(0,7)(85)P oηV acLLI inpk: Çıkış gücü: Sistemin verimi: Minimum giriş gerilimi: Maksimum giriş akımıBu sayede diyotun iletmesi gereken maksimum akım 0,6A olup diyotlarüzerindeki maksimum gerilim, giriş geriliminin etkin değeridir.

24Vrrm≤ 2V(4.5)acHLVrrm= 265 2 = 375VSeçilen doğrultucu diyot I f =2A V rrm =1000V değerinde olan KBP10’dur.Endüktansın üzerinden geçen akımın ortalama değeri (I Lort ) şebekedençekilen akımın maksimum (I inpk ) değerine eşittir [11]. Bu sayedeI Lpk = 2I Lort =1,04A (4.6)I Lpk: Endüktans tepe akımıEvrensel giriş değeri, takipçi tipi SMPS endüktansının hesaplanmasındakullandığından V omin = 140V ve t total = 40µs alınarakLLppVomin2t total( − V acLL )VacLL=2(4.7)V Iomin Lpk140(2)(40)(10−6)( − 85)(85)=2= 654µH(140)(1,04)L pt totalV ominV acLLI Lpk: Takipci tipi SMPS’in endüktansı: Anahtarlama periyodu: Minimum çıkış gerilimi: Minimum giriş gerilimi: Endüktans tepe akımıBu çalışmada, MC33260 tüm devresinin uygulama notunda gösterilen80W’lık N2881-AL trafosu kullanılmıştır [12]. Üretici firma Coilcraft olupinternet sitesinden numune veya satın almak mümkündür.

25Kullanılan çekirdek PT2510 olup EE25/10/6 tipi N27 malzemesindenoluşmaktadır [13].A e = 0,394cm 2B max = 0,3TL P = 320µHYükseltici tipi SMPS trafosunun sarım sayısıNPLPILpk10=B Amaxe6(4.8)−6 6(320)(10 )(1,04)(10 )NP= ≅ 29(0,3)(39,4)Trafonun doyuma gitmemesi için gereken hava boşluğuIgap−7 2p4π10 N Ae= (4.9)LpI−7 2 −64 π(10 )(33) (39,4)(10 )= = 0,17mm(320)(10 )gap −6A eN pL pI gap: Çekirdek kesit alanı: Endüktans sarım sayısı: Endüktans değeri: Hava boşluğuB max : Maksimum akı yoğunluğuMC33260 tüm devresi için gereken çalışma gerilimi (V aux ) 14V’dur Bubesleme değerinin elde edilmesi için gereken sarım sayısı

26NauxVauxNp=(V − V )oacLL(14)(33)Naux= = 4(400 − 265)(4.10)V oV auxN aux: Çıkış gerilimi: MC33260 çalışma gerilimi: MC33260 tüm devresinin çalışması için gereken sarım sayısıAnahtarın maksimum akımı, endüktans akımının maksimum değeri ile ifadeedilir. Endüktans üzerindeki akımın maksimum olması için de giriş gerilimdeğeri, minimum alınarak Eş 4.11’den hesaplanır.ILpk2 2Po= 2ILort= (4.11)η VacLLI Lpk = (2)(0,52)=1,04AAnahtar üzerinde oluşacak maksimum gerilim değeri ise şebeke gerilimitarafından belirlenir. V acHL = 265 olarak alındığında anahtar üzerindeki gerilimV = V 2(4.12)dsacHLVds= 365 2 = 375VV ds: Anahtarın akaç-kaynak (drain-source) gerilimiV acHL : Maksimum giriş gerilimiAnahtar seçimi yapılırken anahtarın ortalama akımı, V ds gerilimi ve iletimdirenci (R ds ) değerlerinin göz önünde tutulması gerekir. Eş 4.11’dehesaplanan anahtarın iletim akımı ve Eş 4.12’de hesaplanan V ds geriliminegöre seçilen anahtar, ST firmasının MTP4N150 (4A-1500V ) MOSFET'i dir.MOSFET, hızlı, güvenilir ve iletim kayıpları düşük olduğu için tercih edilmiştir.

27Çıkış doğrultucu diyotu (D o ) tercih edilirken, ters toparlanma yeteneği veüzerinden geçen akım dikkate alınır. Kritik iletim modunda ters toparlanmasüresi önemsiz olduğundan diyotun çalışması kolaylaştırılmıştır. Buçalışmada, ON Semiconductor firmasının çok hızlı MUR460E (4A-600V)diyotu kullanılmıştır [2].Çıkış sığacının (C o ) değeri, çıkış gerilimi, çıkış gerilim dalgalanması veanahtar kesimdeyken depolaması gereken enerji için dikkate alınır. Sığacındepolayacağı enerji miktarının, sistemin bekleme süresini karşılamasıgerekir. Düzenlenmiş çıkış geriliminin V o =400V ve çıkış gerilimdalgalanmasının %1 olduğu kabul edilirse;Po∆ Vo= (4.13)2 π f C VCoac o o22= = 44µF2 π(50)(4)(400)f ac∆Vo: Hat frekansı (50Hz): Çıkış geriliminin tepeden tepeye dalgalanmasıÇıkış geriliminin maksimum değeri 400V olacağından çıkış sığacının gerilimdeğeri için 400V veya daha yukarı bir değer seçilmelidir. Bu çalışmada çıkışsığaç değeri olarak 100µF/450V kullanılmıştır.Bu değerler bulunduktan sonra, MC33260 tüm devresinin istenilen tasarımagöre çalışması için çevre elemanların hesaplanmasına geçilmiştir.Çıkış geriliminin istenilen değerde olması için geri besleme direnci (R f )RfVo≅200µA(4.14)

28Rf400V≅ = 2MΩ200µAŞekil 4.4'deki R f1 ve R f2 dirençleri 1MΩ olarak alınmıştır.MC33260 tüm devresi, daha önce bahsedildiği gibi, yükseltici veya takipçi tipiSMPS olarak iki ayrı moda çalışır [9]. Entegrenin çalışma modu C T osilatörsığacının değeriyle belirlenir. C T sığacının değeri ise;MC33260 tüm devresinin kendi değerleri olanK OSC = 6400C int= 15pF alınarak,CT≥ 2K L P V− C(4.15)2OSC P in omin2 2VacLLRfint−6 2(2)(6400)(320)(10 )(30)(140 )−12CT≥ − (15)(10 ) = 68pF2 6 2(85 )((2)(10 ))C TK OSCL PV oR fV acLLP inC int: Osilatör sığacı: Kazanç sabiti: Endüktans değeri: Çıkış gerilimi: Geri besleme direnci: Minimum giriş gerilimi: Giriş gücü: Dâhili osilatör sığacıYapılan uygulamada C T = 510pF alınmıştır.

30dâhili akım kaynağı eklenir. Bu sayede R ocp üzerinde V ocp gerilimi oluşarak− V + V = − 60mV(4.17)csocp− (RcsxI Lpk ) + Vocp= −60mV (4.18)Eş 4.18’den, I Lpk yalnız bırakılıp Vocp = RocpxI ocp (I ocp =205µA) alınır ve -60mVihmal edilirseRocpILpk≈ × 0,205Rcs(4.19)R cs = 1Ω alınırsa;(1)(1)Rocp= = 4,8KΩ0,205R ocp: Aşırı akım koruma direnciYapılan çalışmada ise R ocp =10KΩ alınarak aşırı akım koruma değeri 2A’eyükseltilmiş olur.Şekil 4.6. Sıfır akım algılama dalga şekli

31Güç çarpanı düzeltme devresine şebeke gerilimi verildiğinde R stup (Start upResistance) direnci üzerinden ilk besleme gerilimi alınarak MOSFET'inanahtarlama yapması sağlanır. Bu sayede trafo iletime girip Şekil 4.4’dekiC vcc sığacı yüklenir ve güç çarpanı düzeltme devresi trafodan beslenmeyebaşlar. Herhangi bir gerilim artışından devrenin korunması için R vcc ve D 5zener diyotu kullanılır. Şekil 4.4'deki R vcc , R stup ve D 5 zener diyotu içinMC33260 uygulama notunda verilen değerlerin aynısı alınmıştır.Yapılan çalışmada güç çarpanı düzeltme devresi ilk olarak tek başına kurulupdenendiğinden R stup direnci kullanılmıştır. Flyback katı tasarlandıktan sonraR stup direnci kullanılmayıp Flyback V cc beslemesi ile MC33260 tüm devresiçalıştırılmıştır.R stup = 100KΩ/2WR VCCD 5= 22Ω= 15VGüç çarpanı düzeltme devresi elemanlarının değerleri hesaplandıktan sonraPowersim simülasyon programıyla devre çalıştırılmıştır. Psim programınıntercih edilmesinin sebebi MC33260 tüm devresinin Pspice modelininolmasıdır. Bu programın demo sürümünü kendi internet sitesinden teminetmek mümkündür. Demo sürümü sadece 20 eleman kullanımına imkânvermekte olup MC33260 sisteminin simülasyon denemesi için yeterlidir.Simülasyon çalışması sonucunda elde edilen çıkış değerleri, pratiktehazırlanan devrenin çıkış değerleri ile karşılaştırılmış olup değerlerinbenzediği gözlemlenmiştir.

32Şekil 4.7. Psim programının güç çarpanı düzeltme devre şemasıİlk çalışmada güç çarpanı düzeltme devresine yük olarak 1KΩ direnç takılıpdenenmiştir. Daha sonra 22W’lık SMPS’in çalışması için gereken giriş gücü31W olduğundan P=V 2 /R’den R o = 7,2kΩ bulunur. Tasarım için hesaplanandeğerler simülasyonda kurularak istenilen çıkış dalga şekilleri alınmıştır. Güççarpanı düzeltmesinin yapılmadığı durumda, giriş gerilimi ve R cs akım dalgaşekilleri Şekil 4.8 - Şekil 4.9’da belirtilmiştir. Elde edilen şekillere göre R csakımının sinüs şeklinde olmadığı ve gerilim ile akım arasında faz farkınınolduğu görülmektedir.

33Şekil 4.8. Güç çarpanı düzeltmesinin yapılmadığı durumdaki V o gerilimiŞekil 4.9. R cs direnç akımı, giriş akım ve gerilim dalga şekli

34Şekil 4.10. V o Çıkış gerilimiŞekil 4.11. R cs direnç akımı, giriş akım ve gerilim dalga şekliŞekil 4.10 - Şekil 4.11’de elde edilen simülasyon çıkışları dikkate alınarakgüç çarpanı düzeltme devresi akımının sinüs şekline benzer bir yapıdaolduğu ve yapılan bu simülasyon çalışması sonucunda elde edilen çalışmadalga şeklinin Şekil 4.3’de gösterilen sistemin çalışma dalga şekli ile aynıolduğu görülmektedir.Kaynaktan çekilen akımın sinüse benzetilmesi sağlandıktan sonra yapılançalışmanın, Psim simülasyonu yardımıyla güç çarpanı düzeltmesi yapıldığıve yapılmadığı durumdaki giriş akımının hızlı furiye dönüşümü (Fast Fourier

35Transform) alınarak harmonik azaltılmasına bakılmıştır.Şekil 4.12. Güç çarpanı düzeltmesinin yapılmadığı durumdaki akımharmonikleriŞekil 4.13. Güç çarpanı düzeltmesinin yapılmadığı durumdaki akımharmoniklerinin yakınlaştırılmış hali

36Şekil 4.14. Güç çarpanı düzeltmesinin yapıldığındaki akım harmonikleriŞekil 4.15. Güç çarpanı düzeltmesinin yapıldığı durumdaki akımharmoniklerinin yakınlaştırılmış haliAktif güç çarpanı düzeltmesi yapıldığı durumda akım harmoniklerinin azaldığıve sadece 50Hz’deki temel bileşenin olduğu görülmektedir (Şekil 4.14).Elde edilen çıkış dalga şekillerine göre aktif güç çarpanı düzeltme devresinindüzgün çalıştığı anlaşılmaktadır. Bu sayede yapılan simülasyonçalışmasında elde edilen değerlere göre pratikte güç çarpanı düzeltme

37devresi kurulmuştur. Sistem ilk anda enerjilendiğinde Şekil 4.4’deki R csdirencinin yandığı gözlemlenmiştir. Psim programı ile C 0 (t) ≤ 0 durumundaC o ‘ın değerini belirlemek mümkündür. Yapılan ilk çalışmalarda C o ‘ın değeri400V alınmıştır. C o (t) ≤ 0 durumunda C o değeri 0V alınarak analizyapıldığında, güç çarpanı düzeltme devresinde oluşan ani giren akım (inrushcurrent) Şekil 4.16’da görülmektedir.Ani giren akımŞekil 4.16. Ani giren akımın dalga şekliYapılan analiz çalışmasında R cs direncinin ani giren akımdan dolayı yandığıgözlemlenmiştir. Sorunun giderilmesi için devreye ani giren akım sınırlayıcıolarak bilinen NTC (Negative Thermistor) eklenmiştir. NTC, güç çarpanıdüzeltme devresi enerjilendiğinde yüksek direnç gösterip ani giriş akımınısınırlamaktadır. NTC’nin yaklaşık değerleri 0,25Ω ile 220Ω arasındadeğişmektedir. Üzerinden akım geçmeye başlayınca belli bir süre sonraNTC’nin direnci 0,01Ω’a kadar düşerek sistem verimini etkilememektedir [14].Pratikte yapılan güç çarpanı düzeltme devresindeki akım dalga şekilleri Şekil4.18-4.19-4.20-4.21’de verilmektedir. Bu çalışmada kullanılan sayısalosiloskop Hitachi VC5470‘dir. Ölçümde birinci kanal R cs direnci üzerindekigerilimi, ikinci kanal ise doğrultulmuş giriş gerilimini göstermektedir. Ölçüm

38yapılırken, R cs direncinin kısa devre olmaması için osiloskop toprağınınşebeke toprağıyla olan bağlantısının ayrılması gerekmektedir. Kullanılanosiloskop, harici 12V adaptör ile çalıştığından probun toprağı, şebeketoprağından izole edilmiştir. Pratikte hazırlanan devre şekli ve ölçüm yapılannoktalar Şekil 4.17’de verilmiştir.Ölçüm yapılannoktalarŞekil 4.17. Pratikte hazırlanan güç çarpanı düzeltme devresi

39Resim 4.1. Güç çarpanı düzeltmesinin yapılmadığı durumda doğrultulmuşgiriş gerilimine karşı R cs üzerindeki gerilimResim 4.2. Güç çarpanı düzeltmesinin yapılmadığı durumda doğrultulmuşgiriş gerilimine karşı R cs ’nin bir periyot boyunca olan gerilimiPsim programıyla elde edilen R cs üzerindeki gerilim dalga şekli ile (Şekil 4.9),pratikte hazırlanan güç çarpanı düzeltme devresinin çalışmadığı durumdakidalga şeklinin (Resim 4.1) birbirine benzediği görülmektedir. Burada yükündirenç olmasına rağmen akım ile gerilim arasında faz farkının olduğu,

40kaynaktan çekilen akımın sinüse benzemediği ve bu nedenle de PF’nin 1’denküçük olduğu anlaşılmaktadır. Güç çarpanı düzeltmesinin yapıldığı durumda(Resim 4.3) R cs direnci üzerindeki gerilimin sinüse benzediği ve doğrultulmuşgiriş gerilimi ile yaklaşık aynı fazda olduğu görülmektedir.Resim 4.3. Güç çarpanı düzeltmesinin yapıldığı durumda doğrultulmuş girişgerilimine karşı R cs üzerindeki gerilimResim 4.4. Güç çarpanı düzeltmesinin yapıldığı durumda doğrultulmuş girişgerilimine karşı R cs ’nin bir periyot boyunca olan gerilimi

41Süreksiz iletim modunun değişken anahtarlama frekansına sahip olması vegirişe elektromanyetik girişim süzgeci gerektirmesinden dolayı EMI süzgecikullanılmıştır. Bir cihazın performansını çevredeki başka bir cihaz, iletim yoluveya elektromanyetik ışınımla gerilim ya da akım oluşturarak olumsuz birşekilde azaltıyorsa buna elektromanyetik girişim denir [9]. Söz konusu girişimiengellemek için sistemin girişine EMI süzgeci konulması gerekir.Çalışmada kullanılan elektromanyetik girişim süzgeci 390nF’lık iki sığaç ve0.06mH’lik bir hat süzgecinden (Line Filter) oluşmaktadır. Bu değerler ONSemiconductor firmasının güç çarpanı düzeltme kitabından alınmıştır [9].Kullanılan hat süzgecini Coilcraft firmasının internet sitesinden numuneolarak getirtmek mümkündür.

425. FLYBACK TİPİ SMPS’İN TASARIMIBu çalışmada, ilk olarak, Flyback tipi SMPS’in trafosu tasarlanarak trafoçekirdeğinin seçilmesi, ölçüsünün belirlenmesi ve sarımı anlatılmıştır. Dahasonra ise Flyback tipi SMPS’in devre elemanlarının hesaplanmasıgösterilmiştir.Şekil 5.1. Flyback tipi SMPS’in devre şeması5.1. Flyback Tipi SMPS Trafo ÇeşitleriTrafo tasarımında ilk olarak çekirdeğin (core) türü ve geometrisi seçilmelidir.Kullanılan çekirdeğin malzemesi doğru seçildiğinde güç kaynağı performansıartmaktadır. Çekirdeğin üretildiği malzemenin seçimi, anahtarlama frekansı,hangi uygulamada kullanılacağı, fiyatı ve nasıl temin edebileceğine göre

43yapılmalıdır. Çekirdeğin üretilen malzemesine göre farklı türleri vardır.Bunlar; metal glass (metallic glass) çekirdek, silikon çelik (silicon steel)çekirdek, molypermalloy toz (molypermalloy powder-MPP) çekirdek, ferrit(ferrite) çekirdek ve benzeridir. Metal glass çekirdek, yüksek geçirgenlik vedüşük çekirdek kaybı olduğundan (permeability) yüksek frekansuygulamalarında kullanılmaktadır [4]. Silikon çelik çekirdek, elektriksel direnciyüksek olduğundan burgaç akımı (eddy current) kayıplarını azaltmakta vemalzemenin kararlılığını iyileştirmektedir. Silikon çelik çekirdek yüksek doyumakı yoğunluğundan dolayı iyi geçirgenliğe sahip olup ses frekansında kabuledilebilir kayıpları vardır. Molypermalloy toz çekirdeğin en fazla kullanım alanıSMPS olup anahtar ile yüksek frekanslarda çalışma imkânı sağlar. Yapıldığımalzemeden dolayı hafif ve küçük olması güç kaynakları için tercih sebebidir.Her ne kadar MPP çekirdek SMPS’lerde kullanılmakta ise de en çokkullanılan ferrit çekirdeklerdir. Söz konusu çekirdeğin yapıldığı malzemeyegöre Manganez-Çinko (Maganese Zinc) ve Nikel-Çinko (Nickel Zinc) olmaküzere iki farklı çeşidi vardır. Manganez çinko, yüksek geçirgenliğe sahipolması nedeniyle 2MHz’in altında çalışmakta iken, nikel çinko yüksek direncesahip olup 1-2MHz ile birkaç yüz MHz arasında çalışabilmektedir [4,15].Ferrit çekirdeğin, diğer manyetik malzemelere göre, düşük fiyatlı olması,sıcaklıktaki kararlılığı, geniş çalışma frekans aralığı, geometri yapısının çokyönlü olması, en önemlisi ise kolay bulunabilme ve yeterli tasarım bilgisininolması gibi avantajları vardır. Ferrit çekirdekler geometrisine ve yapıldığımalzeme türüne göre ayrılmaktadır. E, EI, ETD, I, EFD, C ve toroid’lermalzemenin geometrisini belirtmektedir. E tipi ferrit çekirdek en çok kullanılanyapıda olup çok çıkışlı SMPS tasarım içinde en fazla ETD tipi çekirdekkullanılmaktadır. Bu tip geometriye sahip çekirdeklerde hava boşluğubırakmak daha kolaydır. Her bir üretici firmanın ferrit çekirdeğin malzemesinegöre farklı isim vermesine rağmen hepsi birbirinin muadilidir. Güç kaynağıanahtarlama frekansına göre malzemenin tipi seçilerek kullanılmak istenenferrit çekirdek hangi firmadan alınacaksa o firmanın kendi ismine göre tercihedilir.

445.2. Flyback Tipi SMPS Trafosu’nun TasarımıBu çalışmada, anahtarlama frekansı 65KHz olduğundan Epcos üreticifirmasının E tipi N27 malzemeli çekirdeği seçilmiştir. N27 malzemesi standartgüç uygulamalarında 100KHz’e kadar kullanılabilmekte olup yüksek ısıdadüşük güç kaybına ve ısıya az bağımlı olarak yüksek doyuma sahiptir.Çekirdeği istenildiğinde hava boşluklu olarak da temin etmek mümkündür[16]. Çekirdek boyutlarının hesaplanması için Flyback tipi SMPS’in çalışmamodu belirlenir. Sistem süreksiz iletim modunda çalıştırılacağından trafotasarımı bu moda göre hesaplanmalıdır.Öncelikle sistemin giriş gerilimi, çıkış gerilimi, çıkış akımı, istenilen çıkışgücü, anahtarlama frekansı ve sistem veriminin bilinmesi gerekir.Giriş geriliminin minimum (V dc(min) ) ve maksimum (V dc(max) ) değerleri aktif güççarpanı düzeltme devresinde elde edilen düzenli çıkış değerleridir. V in değeriaktif güç çarpanı düzeltme devresinin çalışmadığı durumdaki en uygungerilim değeridir [4].V in = 220× 2 = 311V (5.1)V dcmin = 140VV dcmax = 400Vİstenilen çıkış gerilimleri V o1 ,V o2 ,V vcc ve akımları I o1 , I o2 , I vccV o1V o2V vccI 01I 02I vcc= 5V= 12V= 13V= 2A= 1A= 50mA

45Kullanılan PWM anahtar Fairchild firmasının FSDM0365RNB ürünüdür. Buanahtar hakkında detaylı bilgi ileriki bölümde verileceğinden trafohesaplamasında sadece anahtarlama frekansını bilmek yeterlidir.f SW =65KHzEpcos üretici firmasının ferrit çekirdek malzemelerinin özellikleri vegeometrileri hakkında teknik bilgilerin yer aldığı “Ferrite Magnetic Design Tool4.0” programı sayesinde ferrit çekirdeklerin maksimum akı yoğunluklarını,manyetik geçirgenliklerini, boyutlarını ve etkin kesit alanlarını bulmakmümkündür. Bu program Epcos’un kendi internet sitesindenindirilebilmektedir. Resim 5.1’de N27 tipi malzemenin özelliklerigösterilmektedir.Resim 5.1. N27 malzemesinin özellikleriTrafonun doyuma gitmemesi için Resim 5.1’deki Epcos N27 malzemesininmaksimum akı yoğunluğu 100˚C’de B s =0,4T olduğundan; hesaplamalardamaksimum akı yoğunluğu (B max ) ve çekirdek geçirgenliği (µ i )

46B max = 0,25Tµ i = 2000Flyback tipi SMPS’in beklenilen verimiη = 0,7Sistemin toplam periyodu1T = (5.2)fsw1T = = 15µs3(65)(10 )Tf SW: Anahtarın periyodu: Anahtarlama frekansıAnahtarın maksimum iletimde kalma süresiton(max)on(max)= TD(5.3)max−6t = (15)(10 )(0,5) = 7,5µsD max : Çalışma oranıt on(max) : Anahtarın iletimde kaldığı maksimum süreÇıkış sargı endüktansının çıkış güçleri P o1 ve P o2Po1 = I o1(Vo1 + V d)(5.4)Po2 = I o2(Vo2 + V d)(5.5)

47Po1= 2(5 + 1) = 12W P o2 = 13WPo2= 1(12 + 1) = 13WP o1P o2I o1I o2V d: Çıkış sargı endüktansının birinci çıkış gücü: Çıkış sargı endüktansının ikinci çıkış gücü: Çıkış sargı endüktansının birinci akımı: Çıkış sargı endüktansının ikinci akımı: Diyot iletim gerilimiÇıkış sargı endüktansındaki toplam güçPo(max) = Po1 + Po2(5.6)P o(max) = (12 + 13) = 25WMaksimum giriş akımı (I in(max) )IIin(max)in(max)P=Vo(max)dcminη25= = 0,26mA(140)(0,7)(5.7)Giriş sargı endüktanstaki tepe akımı (I p(pk) )Ip(pk)= 2Po(max)Tη V t(5.8)dcmin on(max)−6(2)(25)(15)(10 )Ip(pk) = = 1,02A−6(0,7)(140)(7,5)(10 )Giriş sargı endüktanstaki etkin akım (I p(rms) )

48Ip(rms)= Ip(pk)ton(max)3T(5.9)(7,5)(10 )I p(rms) = 1,02 0,416A-6(3)(15)(10 ) =-6Maksimum giriş gücü (P in(max) )PP in(max) =ηo(max)(5.10)25Pin(max)= = 35,7W0,7Sistemin eşdeğer giriş direnci (R eşdğr )Reşdğrin(max)2(V dc(min) )= (5.11)P(140)Reşdğr= = 550Ω35,72Giriş sargı endüktansın değeri (L p )LLpp2ReşdğrT(D max )= (5.12)2−6 2(550)(15)(10 )(0,5)= = 1mH2Giriş sargı endüktansta depolanan enerji (E)2p p(pk)L IEnerji = (5.13)2

53Elde edilen K g değerine göre EK-1’deki en yakın değerli çekirdek EE 25/13/7K g =0,0206cm 5 ’tir. EE 25/13/7 çekirdeğin değerleri EK-1’den alınarak tasarımiçin kullanılmıştır.Şekil 5.3. EE 25/13/7 çekirdeğin geometrik yapısıŞekil 5.3’de EE tipi çekirdeğin geometrik değerleri gösterilmektedir. EE25/13/7, çekirdek değerlerinin A=25mm C=2x12,8mm ve D=7mmolmasından dolayı EE25/13/7 veya EF25 olarak tanımlanmaktadır.Hesaplamalarda kullanılacak EK-1’deki EE25/13/7 değerleri A p , A e , MLT,MPL ve G’dir.A p = 0,496cm 4A e = 0,517cm 2MLT = 5,8cmMPL = 5,0cmG = 1,790cmW a = 0,960cm 2A p : Alan çarpımı (A e x W a )A e: Çekirdeğin etkin kesit alanıMLT : Ortalama sarım uzunluğuMPL : Manyetik yol uzunluğu

54GW a: Sarım uzunluğu: Pencere alanıKullanılacak çekirdeğin boyutu ve malzemesi bulunduktan sonra (EE 25/13/7N27) sarılması gereken tel çapını bulmak için akım yoğunluğunun (J, currentdensity) hesaplanması gerekir.m p u42(Enerji)10J = (5.22)B A K(2)(0,00052)(10 )J = = 295A / cm(0,25)(0,496)(0,285)42Akım yoğunluğu bulunduktan sonra giriş sargı endüktansta kullanılmasıgereken telin çıplak kesit alanıAApw(B)pw(B)Ip(rms)= (5.23)J0,416= = 0,00141cm2952A pw(B) : Giriş sargı endüktansta kullanılması gereken telin çıplak kesit alanıGiriş sargı endüktansta kullanılması gereken paralel tel sayısı, yüzeyolayından dolayı seçilen 27 no’lu telin çıplak kesit alanından (A w(B) )hesaplanarak elde edilir.Snp=AApw(B)w(B)(#27)(5.24)0,00141Snp= = 1,380,00102

55S npA w(B)(#27): Sarılması gereken paralel tel sayısı: 27 no’lu telin çıplak kesit alanıS np = 1,38 ≈ 1’den dolayı trafonun giriş sargı endüktansı 27 no’lu tel ile teksarım olarak sarılmıştır.Giriş sargı endüktansın sarım sayısı; çekirdeğin pencere alanının (W a ) yarısıalınarak giriş sargı endüktans pencere alanından hesaplanır. Çekirdekpenceresinin yarısının alınmasının sebebi, giriş sargı endüktans sarımsayısının fazla olması nedeniyle sarımların çekirdek penceresinin yarısındanfazla alanı kaplaması ve böylece diğer çıkış sargı sarımlar için yerkalmamasıdır.Giriş sargı endüktansın kullanım pencere alanı (W ap )WWapapWa= (5.25)20,960= = 0,480cm22NpKuWap= (5.26)Aw(B)(#27)(0,285)(0,480)Np= = 134 sarım0,00102N p:Giriş sargı endüktansın sarım sayısıTrafonun doyuma gitmemesi için gereken hava boşluğu2 −8p e0,4πN A 10 MPLlg= − (5.27)Lµpi

562 −8(0,4)(3,14)(134) (0,517)(10 ) 5l g = − ( ) ≅ 0,1cm(0,001) 2000Saçak akı çarpanı (F, fringing flux factor)lg2GF = 1 + ln( )A l(5.28)e0,1 (2x1,79)F = 1 + ln( ) 1,50,517 0,1≅gSaçak akı çarpanını ekleyerek giriş sargı endüktansın sarım sayısı tekrarhesaplanır.Nl Lg Pp(yeni) =−8π e0,4 A F(10 )(5.29)(0,1)(0,001)Np(yeni) = = 101 sarım−8(0,4)(3,14)(0,517)(1,5)(10 )Bu çalışmada giriş sargı endüktans için gereken sarım sayısı 101 olarakalınmıştır. Hesaplanan değerler için çekirdeğin tepe akı yoğunluğu (B pK )Bpkgi−40,4πNp(yeni)FIp(pk)10=(5.30)MPLl + µ−4(0,4)(3,14)(101)(1,5)(1,02)(10 )Bpk= 0,195≅0,1+2000TeslaGiriş sargı endüktans için gereken sarım sayısı ve bırakılması gereken havaboşluğu bulunduktan sonra çıkış sargı endüktansın sarım sayıları

57NsN p(yeni) (Vo + V d)(1− Dmax − D dt )= (5.31)V Ddc(min)max(101)(5 + 1)(1 − 0,5 − 0,1)Ns1= ≅ 4(140)(0,5)(101)(12 + 1)(1 − 0,5 − 0,1)Ns2= ≅ 8(140)(0,5)(101)(13 + 1)(1 − 0,5 − 0,1)Nvcc= ≅ 8(140)(0,5)D max : Maksimum çalışma oranıD dtV dN s1N s2N vcc: Ölü süre oranı: Diyotun iletim gerilimi: Çıkış sargı endüktansının birinci sarım sayısı: Çıkış sargı endüktansının ikinci sarım sayısı: PWM denetleyicinin besleme gerilimi için gereken sarım sayısıEş 5.31’den çıkış sargı endüktans sarımlarının birincisi 4 sarım, ikincisi 8sarım olarak hesaplanmasına rağmen tasarımda çıkış gerilimlerinin yeterliolması için birincisi 5 sarım, ikincisi 9 sarım olarak alınmıştır.Çıkış sargı endüktansı sarımının tepe akımı (I s(pk) )IIIs(pk)s1(pk)s2(pk)2Io=(1−D − D )maxdt2(2)= = 10A(1−0,5 − 0,1)2(1)= = 5A(1−0,5 − 0,1)(5.32)2(0,05)Isvcc(pk)= = 0,25A(1−0,5 − 0,1)Çıkış sargı endüktansı sarımının etkin akımı (I s(rms) )

58Is(rms)1−Dmax−Ddt= Is(pk)(5.33)3Is1(rms)= 101−0,5 − 0,1= 3,65A3Is2(rms)= 51−0,5 − 0,1= 1,825A3Isvcc= 0,251−0,5 − 0,1= 0,09A3Çıkış sargı endüktansının birinci sarımı için gereken telin kesit alanı (A sw(B) )AAAAsw(B)sw1(B)sw2(B)swvccIs(rms)= (5.34)J3,65= = 0,0123cm2951,825= = 0,0062cm2950,09= = 0,0003cm295222Çıkış sargı endüktansında kullanılmak istenen tellerin kesit alanlarına göreEK-2’de verilen tablodan tellerin çapları bulunur. Bulunan değerlere göre;birinci sarımın tel kesit alanına en yakın 0,01039cm 2 kesit alanlı 1,2mm çaplıolan #17 tel, ikinci sarımın tel kesit alanına en yakın 0,005188cm 2 kesit alanlı0,9mm çaplı #20 tel ve denetleyici elemanının besleme gerilimi için gerekensarıma en yakın tel kesit alanı 0,00032cm 2 kesit alanlı 0,2mm çaplı #32tellerdir.Burgaç akım kayıplarını, kalın telin sarılma zorluğunu, sızıntı endüktansınıazaltmak ve seçilen çekirdeğin pencere alanının daha ekonomik sarılmasınısağlamak için 1mm çapından daha kalın tek tel kullanılmasından

59kaçınılmalıdır [18]. Onun yerine Şekil 5.4’de gösterildiği gibi birden fazlaparalel tel kullanılmalıdır.Şekil 5.4. Paralel telden oluşan sarımParalel kullanılması gereken tel sayıları (S ns )SnsAsw(B)= (5.35)Aw(B)(#27)0,010Sns1= ≅ 100,001020,00518Sns2= ≅ 50,00102Eş 5.35’de hesaplanan paralel tel sayılarında, birinci sarım için (#27) 0,40mmçaplı telden 10 paralel tel olmak üzere 5 sarım, ikinci sarım için de 0,40mmçaplı telden 5 paralel tel olmak üzere 9 sarım sarılmasının EF25 tipi çekirdekiçin fazla olduğu görülmektedir. Bunun sebebi Eş 5.22’de hesaplanan akımyoğunluğunun düşük olmasıdır. Pratikte kullanılan tel uzunluğu 1m‘ninyukarısında ise akım yoğunluğu 500A/cm 2 , tel uzunluğu 1m’in altında iseakım yoğunluğu 600-10000A/cm 2 olarak alınabilmektedir [18]. Eş 5.34’dekiakım yoğunluğu, J=600A/cm 2 olarak hesaplandığında A sw1(B) = 0,00608cm 2

60ve A sw2(B) = 0,00304cm 2 olarak bulunur. Elde edilen yeni değere göre paraleltel sayıları birincisi için 6, ikincisi için 3 olarak alınır.Sonuç olarak N27 EE 25/13/7 çekirdekli kömür için hesaplanan trafodeğerleri Şekil 5.5’de gösterilmiştir.Şekil 5.5. Hesaplanan trafo değerleriTasarım için gereken değerler bulunduktan sonra trafonun sarılmasıgerekmektedir. Amatör şekilde trafo sarılmaya çalışılırsa tellerin düzgünsarılması zor olacağından hesaplanan mevcut değerleri çekirdek pencerealanına sığdırmak zordur. Sarma işlemi yapılırken trafonun noktalarına dikkatedilmesi gerekir. Trafonun noktası Şekil 5.6’da gösterildiği gibi belirlenebilir.Bundan sonra, bütün sarımlar, aynı yönde olacak şekilde yapılmalıdır [18,19].Şekil 5.6. Trafonun sarım noktasının belirlenmesi

615.3. Giriş Diyotları ve Giriş Sığacının HesaplanmasıBu çalışmada Flyback tipi SMPS, aktif güç çarpanı düzeltmesiyleçalıştırıldığından giriş diyotları ve giriş sığacı aktif güç çarpanı düzeltmesindehesaplanmıştır. Şebekeden sadece Flyback tipi SMPS tasarlanmakistendiğinde Eş 5.36, 5.37 ve 5.38’den giriş diyot ve giriş sığaç değerlerihesaplanır.Vrrm< 2V(5.36)acHLI p(rms)I f(rms) = (5.37)2Cin=Vdc2PoT− Vdc(min)(5.38)V rrm: Diyotun maksimum toparlanma gerilim değeriV acHL : Maksimum giriş gerilimiI f(rms)I p(rms)V dc: Diyotun maksimum iletim akımı: Giriş sargı endüktansın etkin akımı: Normal gerilim değeri (V ac =220 iken V dc =300V)V dc(min) : Minimum dc gerilim değeri(V acmin =85 iken V dcmin =120V)P oT: Çıkış gücü: Anahtarlama periyodu5.4. Çıkış Sargı Endüktansındaki Çıkış Diyotların HesaplanmasıFlyback tipi SMPS’lerde anahtar kesime gittiğinde oluşan tepe gerilimleriçıkış sargı endüktanstaki diyotları önemli şekilde etkilemektedir. Bu sebeptendolayı diyot üzerinde tepe ve etkin akım stresleri görülür. Anahtarlamafrekansı yüksek olduğundan hızlı ters toparlanma diyotlarının kullanılmasıgerekir. Flyback tipi SMPS’lerde tepe akımı ortalama akımdan büyük olduğuiçin etkin akım da ortalama akımdan büyük olur. Çıkış sargı endüktansındaki

62diyotlar üzerindeki yaklaşık etkin akımı hesaplamak için anahtarın kesimdekaldığı süre ve çıkış sargı endüktansın tepe akımının bilinmesi gerekir [20].Trafo hesaplanırken çıkış sargı endüktanstaki tepe akımı Eş 5.32’den, etkinakım ise Eş 5.33’den hesaplanmıştır. Çıkış sargı endüktansında elde edilenetkin akım değerleri, tasarımda kullanılacak diyotun iletim akım (I f ) değerlerinigöstermektedir.1−0,5 − 0,1Is1(rms)= If1= 10 = 3,65A31−0,5 − 0,1Is2(rms)= If2= 5 = 1,825A31−0,5 − 0,1Isvcc(rms)= Ifvcc= 0,25 = 0,09A3Çıkış sargı endüktansındaki çıkış diyotları üzerindeki ters toparlanmagerilimleri (V rr )NV > V + V(5.39)srr o dc(max)Np5Vrr1> 5 + (400) = 25V1019Vrr2> 12 + (400) = 48V1018Vrrvcc> 13 + (400) = 45V101Elde edilen diyotların iletim akımı ve ters toparlanma gerilimlerine göre Şekil5.1’deki D o1 ve D o2 diyotları için iletim akımı 4A, ters toparlanma gerilimi 600Volan çok hızlı MUR460 diyotu; denetleyicinin beslemesi için gerekendoğrultucu diyot D vcc için ise iletim akımı 200mA, ters toparlanma gerilimi 75Volan 1N4148 diyotu kullanılmıştır.

635.5. Çıkış Sargı Endüktansındaki Çıkış Sığaçlarının HesaplanmasıÇıkış sığaçları, sığacın değerine, kendi ESR (effective serial resistance)direncine ve çıkış dalgalanmasına bağlı olarak seçilir. Anahtar kesime gittiğianda çıkış sargı endüktans akımı, yük direncine göre daha küçük değerdeolan sığacın ESR direncinden akar. Bu da gerilim üzerinde anlık bir artışaneden olur. Gerilim üzerindeki dalgalanmanın az olması için ESR direncininküçük olması istenir. Anahtar kesimdeyken devrenin yükü, çıkış sığacıtarafından karşılanır. Çıkış sığacının değeri, maksimum kesim süresi, çıkışakımı ve gereken dalgalanma gerilim değerlerinden hesaplanmaktadır [3,21].Maksimum kesim süresi; anahtarın minimum iletimde kaldığı süre ile bulunur.Anahtarın iletim süresinin minimum olması için de giriş geriliminin maksimumolması gerekir.Ptinp2(Vdc(max) t on(min) )= (5.40)2TLon(min)−6 −3(35,7)(2)(15)(10 )(1)(10 )= = 2,6µs400t = T − t(5.41)off(max)on(min)toff(max)= 15 − 2,6 = 12,4µsTL pP int on(min)t off(max)V dc(max): Sistemin periyodu: Giriş sargı endüktansın değeri: Giriş gücü: Anahtarın iletimde kaldığı minimum süre: Anahtarın kesimde kaldığı maksimum süre: Giriş geriliminin maksimum değeri

64Çıkış geriliminin üzerinde %0,5’lik bir dalgalanma kabul edilebilmektedir.Fakat pratikte bu dalgalanma değerleri beklenen değerlerin üstündegörülmektedir [3].Vp− p = 0,005xVo(5.42)Vp − p1 = 0,005x5 = 0,025Vp − p2 = 0,005x12 = 0,06Vp − pvcc = 0,005x13 = 0,065V p-p: Çıkış gerilimi üzerindeki tepeden tepeye dalgalanma değeriÇıkış sığacı değeriCot I= (5.43)off(max) oVp − pCCo1o2−6(12,4)(10 )(2)= = 992µF0,025−6(12,4)(10 )(1)= = 207µF0,06Cvcc−6(12,4)(10 )(0,05)= = 10µF0,065Şekil 5.1’deki C o1 ve C o2 sığaçları 1000µF/25V, C vcc sığacı ise 47µF/16Valınarak tasarımda kullanılmıştır.5.6. Denetleyicinin SeçilmesiFlyback tipi SMPS devrelerinde PWM denetleyicinin yanında harici biranahtar kullanılarak sistemin çalışması sağlanmaktaydı. Fakat günümüzde100W’a kadar üretilen denetleyicinin içinde dâhili anahtarın bulunması ile

65devre tasarımında kullanılacak anahtarın seçilme zorluğu, fazla elemankullanımı, yüksek maliyet ve anahtarın tam sürülme sorunu ortadankaldırılmıştır. Söz konusu denetleyicinin Flyback tipi SMPS uygulamasındakigenel gösterimi Şekil 5.7’de verilmiştir.Şekil 5.7. Dâhili anahtara sahip denetleyicinin Flyback tipiSMPS’deki uygulamasıDâhili anahtara sahip denetleyici elemanını seçmek için öncelikle anahtarınakaç-kaynak akımı (I ds , drain-source) ve akaç-kaynak geriliminin (V ds )bilinmesi gerekir. Anahtarın akım değeri, maksimum yüke, verime, girişgerilimine ve çalışma moduna bağlıdır. Buna bağlı olarak anahtarın akaçkaynakakımı, giriş geriliminin minimum ve yükün maksimum olduğu Eş5.8’de hesaplanan giriş sargı endüktansın tepe akımıdır.I p(pk) = I ds = 1,02AAnahtar üzerinde oluşacak maksimum gerilim değeri, çıkış sargıendüktanstan yansıyan gerilim ve maksimum giriş geriliminin toplamıylabulunur.

66NV = V + V(5.44)pds dc(max) oNs101Vds= 400 + ( )(12) ≅ 540V9Elde edilen değerlere göre, tasarımda, I ds =2,15A ve V ds =650V’luk SenseFET’e sahip Fairchild firmasının FSDM0365RNB no’lu tüm devresikullanılmıştır [20]. Bu denetleyici, akım kontrolü yöntemiyle çalışması, aşırıgerilim koruması (OVP), aşırı akım koruması (OCP), dâhili ısınma koruması(Thermal Shutdown protection, TSD), yumuşak başlama özelliği, hatadurumunda tekrardan başlama özelliği, 65KHz’de anahtarlama yapması, tepeakımının sınırlandırılabilmesi, piyasadan temin edilebilmesi ve tasarım içinyeterli teknik dokümanın mevcut olmasından dolayı tercih edilmiştir. Sözkonusu kontrolörü, üretici firmanın kendi internet sitesinden temin etmekmümkündür(http://www.fairchildsemi.com/ShoppingExperience/action/displayItems?gpn=FSDM0365RNB&itemType=BUY).5.7. FSDM0365RNB Denetleyicinin Özellikleri ve Çevre ElemanlarınınTasarımıŞekil 5.1’de, denetleyici, ilk çalışma gerilimini, doğrultulmuş giriş geriliminebağlı R str direncinden alarak anahtarın, anahtarlama yapmasını sağlayıptrafoyu iletime sokar. Bu sayede denetleyicinin besleme değeri (V cc ) 12V’aulaşınca denetleyici otomatik olarak dâhili beslemesini keser ve trafoüzerinden beslenmeye başlar.RstrVdc(max)> (5.45)Ivcc(max)Rstr400> = 80KΩ0,005

67Başlangıç direnci üzerinde harcanan güç P (Rstr)PR(str)2R(str)V= (5.46)Rstr400PR(str)= = 1,1W1500002Eş 5.46’da hesaplanan R str üzerindeki 1,1W’lık kayıp güçten dolayı tasarımdabaşlangıç direnci 150KΩ/2W olarak alınmıştır.Denetleyici, akım denetim yöntemiyle çalıştığından tepe akım sınırlamasıyapabilmektedir. Tasarlanan devrede maksimum akım sınırlaması, Şekil5.1’deki akım algılama direncinin (R cs ) denetleyicinin dâhili 2,8KΩ‘lukdirencine paralel konulmasıyla yapılır [20]. Tasarımda maksimum tepe akımıEş 5.8’den giriş sargı endüktansın tepe akımı olarak bulunur. Bu sayedesistemin düzgün olarak çalışması için hesaplanan (I p(pk) ) değerinin üstü birdeğer seçilerek akım sınırlamasının yapılması gerekir. Bu çalışmada Flybacktipi SMPS’in akım sınırlaması 1,3A olarak alınmıştır.Tasarımda, akım sınırlamasının (I req ) 1,3A olabilmesi için akım algılamadirenci Eş 5.47 ve Eş 5.48’den bulunur.Ilim2,8KΩ=I XKΩreq(5.47)I lim: Denetleyicinin maksimum tepe akımı2,8xRXKΩ =2,8 + Rcscs(2,8)(1,3)XKΩ = = 1,7K Ω2,15(5.48)

68(2,8)(1,7)Rcs= = 4,4KΩ2,8 −1,7Eş 5.48’den elde edilen R cs direnci bu çalışmada 4,7KΩ olarak alınmıştır.Çıkış geriliminin düzenlenmesi, Şekil 5.1’deki R 1 ve R 2 dirençleri ileayarlanan şönt düzenleyici (TL431) ve optik bağlaştırıcı (BC817) ilekontrolöre gelen geri besleme bilgisi doğrultusunda yapılmaktadır. Geribesleme bilgisi, denetleyicinin dâhili referans gerilimi ile karşılaştırılır. EğerTL431 referans ucu gerilimi 2,5V’u aşarsa optik bağdaştırıcının akımı artar vegeri besleme gerilim değeri düşerek PWM’in çalışma oranını düşürür. Busayede çıkış geriliminin düzenlenmesi sağlanır [21].TL431’in referans geriliminin ayarlanması R 1 ve R 2 dirençleri ile olmaktadır.R 1 direnci 3,9KΩ alınarak R 2 direnci bulunur.2,5V Vo1R2= R + R1 2(2,5)(3,9)R2= = 3,9KΩ5 − 2,5(5.49)Tasarımda R 1 = 3,9KΩ, R 2 = 3,9KΩ alınmıştır.Optik bağdaştırıcının (BC817) sürülmesi için Şekil 5.1’deki R d ve R bdirençlerinin bulunması gerekir. R d ve R b dirençleri, istenilen çıkış gerilimi(V o1 ), optik bağdaştırıcının iletim gerilimi (V op ) ve denetleyicinin geri beslemeakım (I fb ) değerlerinden bulunur [21]. Optik bağdaştırıcının iletim gerilimi 1Vve denetleyicinin geri besleme akımı 1mA olarak alındığında,Vo1− Vop− 2,5V I fbRd> (5.50)

695 −1−2,5Rd< = 1,5K Ω0,001Vop1mAR > (5.51)Rbb1< = 1K Ω0,001V opV o1R d: Optik bağdaştırıcının iletim gerilimi: İstenilen çıkış gerilimi: Diyot iletim direnciR b : Optik bağdaştırıcının ön akım direnci (R bias )I fb: Denetleyicinin geri besleme akımıTasarımda R d = 560Ω ve R b = 1KΩ olarak alınmıştır.Şekil 5.1’deki denetleyicinin besleme direnci (R vcc ) pratik uygulamalarda 5Ω-20Ω arasında alındığından tasarımda R vcc direnci 5,6 Ω alınmıştır [21].5.8. Sönümlendirme Elemanlarının HesaplanmasıFlyback tipi SMPS’de anahtar kesime gittiğinde anahtarın çıkış sığacı (C oss )ile Şekil 5.8’de gösterilen trafonun sızıntı endüktansı (L lk ) rezonansa girerekanahtarın akacında ani gerilim artışına neden olmaktadır (Şekil 5.9). Bu anigerilim artışı anahtarın maksimum değerini geçtiğinde elemana zararvermektedir. İstenmeyen bu gerilim artışını önlemek için devredesönümlendirme elemanları kullanılmaktadır [22].

70Şekil 5.8. Flyback tipi SMPS’deki sızıntı endüktanslarının gösterilişiŞekil 5.9. Anahtarın akaç-kaynak gerilim dalga şekliL lk1 ve C oss arasındaki rezonansdan oluşan istenmeyen anlık gerilim artışının,RCD sönümlendirme elemanları vasıtasıyla kabul edilebilir bir değere kadarbastırılması ile anahtarın korunması sağlanır. Şekil 5.10 ve Şekil 5.11’desönümlendirme elemanları ile dalga şekilleri gösterilmiştir. Anahtarın akaçkaynakgerilimi, giriş ve çıkış sargı endüktanstan yansıyan gerilimintoplamına ulaşınca (V dc +nV o ) sönümlendirme diyotu (D sn ) iletime geçereksızıntı endüktansının akımını yutar. Anahtarın bir periyodu boyuncasönümlendirme sığacının (C sn ) üzerindeki gerilimin değişmemesi için C sn ‘indeğerinin yeteri büyüklükte olduğu varsayılır [22, 23].

71Şekil 5.10. Sönümlendirme elemanlı Flyback tipi SMPSŞekil 5.11. Sönümlendirme elemanlı Flyback tipi SMPS’in çalışma dalgaşekilleriAnahtar elemanı kesime gittiğinde sızıntı endüktansta depolanan enerji,sönümlendirme diyotu (D sn ) üzerinden sönümlendirme sığacını (C sn ) yükler.C sn üzerindeki gerilim anlık değişemediğinden sızıntı endüktansının

72oluşturduğu anlık gerilim artışını sınırlamış olur. Anahtarın kesimde olduğusüre boyunca D sn üzerindeki gerilim nV o +V dc olduğundan C sn gerilimi sabitkalır. Anahtar iletime geçtiğinde, D sn üzerindeki gerilim sıfıra düştüğündenC sn gerilimi, sönümlendirme direnci (R sn ) üzerinden boşalır. C sn gerilimininanahtar iletime geçtikten sonra boşalmasından dolayı sığaç ve direnç, zamansabiti anahtarlama periyotundan büyük olmalıdır [22].Sönümlendirme elemanları değerlerinin bulunması için, önce maksimum yükve minimum giriş geriliminde sönümlendirme sığaç geriliminin (V sn )bulunması gerekir. Giriş geriliminin maksimum değeri, çıkış sargıendüktanstan giriş sargı endüktansa yansıyan gerilim değeri ve tutulmasıistenen gerilim değerleri toplamının, kullanılan Sense Fet’in maksimum V dsgerilimini (650V) geçmemesi gerekir.NV = V + V + V(5.52)pds dc(max) o clmpNs101Vds= 400 + ( )(12) + 100 = 630V9V clmp: Tutulması istenen gerilimNV = V + V(5.53)psn o clmpNsVsn= 134 + 100 = 234VSönümlendirme elemanları üzerindeki güç kaybı (P sn )2sn 1sn = = s lk p(pk)Rsn2(V ) 2 VsnP f L (I )NVsn−NpsVo(5.54)V sn: Sönümlendirme sığacı üzerindeki gerilim

73R snV oP snL lkI p(pk)f sNpNs: Sönümlendirme direnci: Çıkış sargı endüktansının çıkış gerilimi: Sönümlendirme elemanlarında harcanan güç: Sızıntı endüktansı: Giriş sargı endüktansın tepe akımı: Anahtarlama frekansı: Giriş sargı endüktansın sarım sayısı: Çıkış sargı endüktansın sarım sayısıGiriş sargı endüktansın sızıntı endüktans değerini (L lk ), bütün çıkış sargıendüktans sarımları kısa devre edilerek RLC metre ile ölçmek mümkündür.Eğer RLC metre ile ölçme imkânı yoksa hesaplanan giriş sargı endüktansındeğerinin %10’u alınarak yaklaşık hesaplama yapılır. Bütün sönümlendirmeelemanlarının değerleri bulunduktan sonra anahtarın V ds gerilimini aşmamasıiçin direnç ve sığaç değerlerini osiloskop yardımı ile eniyilemek gerekir. Buçalışmada yapılan trafonun sızıntı endüktans değeri, diğer sarım uçları kısadevre edilerek RLC metre ile 1KHz’de ölçüm yapıldığında 58µH ölçülmüştür.Eş 5.54’den P sn1 3 6 2 230P sn = (65)(10 )(58)(10−)(1,02) = 4,7W2101230 − ( )(12)9PRsnsn2snV= (5.55)Rsn2230= = 12KΩ4,7Sönümlendirme sığacı (C sn )Vsn∆ Vsn= (5.56)C R fsnsn s

74∆V sn : Sönümlendirme geriliminin dalgalanması (Bu değer sönümlendirmegeriliminin %5-10’u arasında alınmaktadır) [21].C230= = 12nF(23)(13)(10 )(65)(10 )sn 3 3C sn ’in üzerindeki maksimum gerilim değeri Eş 5.52’de 630V olarakhesaplandığından, kullanılacak sığacın gerilim değerinin 1kV alınması vesönümlendirme diyotunun ters toparlanma geriliminin C sn üzerindekimaksimum gerilime göre seçilerek çok hızlı olması gerekir.Bu çalışmada ilk olarak R sn 15KΩ/5W, C sn 6,8nF/1kV ve genel amaçlı terstoparlanma gerilimi 1000V olan 1N4007 D sn alınmıştır. Ancak, R sn direncininfazla ısındığı, maksimum yük ve giriş geriliminde V ds üzerinde 550V olduğugözlemlenmiştir. R sn direncinin ısınmasını önlemek için, V ds gerilimi 570Volacak şekilde R sn direnci 20K/5W olarak alınmıştır. Sönümlendirme diyotuolarak da genel amaçlı diyot yerine ters toparlanma gerilimi 600V olan çokhızlı MUR160 diyotu kullanılmıştır.5.9. Geri Beslemenin Tasarımı ve Sistem Kararlılığının İncelenmesiAnahtarlamalı güç kaynaklarının geri beslemeleri, sistemlerin çıkışgerilimlerini istenen değerde tutmalarını sağlar. Bu da işlemselkuvvetlendiricinin çıkış gerilimi ile referans gerilimi arasındaki farkı alması ileolur. Bu fark alan işlemsel kuvvetlendirici, hata kuvvetlendiricisi olarakadlandırılır. Hata kuvvetlendiricisinin görevi ise güç kaynağının referans vegerçek çıkışı arasındaki hatayı minimuma indirmektir. Yükün durumuna göreçıkış geriliminin azalmasını veya artmasını anlayarak çıkışın istenen değerdeolmasını sağlar. Eğer yük ve giriş gerilimi hep aynı ise o zaman hatakuvvetlendiricisi sadece DC olarak değerlendirilir. Fakat giriş ve yükündeğişmediği durumlar hiç yok gibidir. Hata kuvvetlendiricisinin yüksek

75frekansta kazançlı olarak yükün veya giriş geriliminin artışı ve azalışına yanıtvermesi gerekir. Bu da sistemin kararlı olmasıyla sağlanır.Şekil 5.12. Sistemin geri besleme döngüsüŞekil 5.12’de gösterilen sistemin geri beslemesi olmadığı durumdaki transferfonksiyonu y/u=G’dir. Sisteme geri besleme dâhil edildiği durumda ise kapalıdöngü transfer fonksiyonu y/u=G/(1+GH) olarak ifade edilir [24].Nyquist ölçütlerine göre açık döngü kazancı 0 dB’den sadece bir kezgeçmekte ve geçiş frekansında (crossover frequency) evre gecikmesi (phaselag) 180˚den az ise sistem kararlı olmaktadır. Geri beslemeli sistemlerde evregecikmesi bulunmaktadır. Eğer bu evre gecikmesi geçiş frekansında 180˚yeulaşırsa sistem geçiş frekansında osilasyon yapmaktadır. Bu da istenmeyenbir durumdur. Kararlılıkta kullanılan evre payı (phase margin) geçişfrekansında 180˚ye olan evre gecikmesidir [25].Kararlı bir devrenin aşağıda belirtilen ölçütleri sağlaması gerekir:1. Evre payının en az 45˚ alınmasıyla geçiş frekansında toplam evrekaymasının, 360˚den az olması gerekir. Bu sayede güç kaynağı geçicideğişikliklere yanıt verebilecektir.2. -2’lik eğime sahip olan kararlı bir devrenin açık döngü kazancı geçişfrekansında -1’lik eğime sahip olmalıdır.3. Kararlı bir döngü için evre payının en az 45° olması gerekir.

76Süreksiz iletim modu tekniği ile çalışan maksimum ve minimum yükteki akımkontrollü Flyback tipi SMPS’in kararlı çalışması için hata kuvvetlendiricininçıkışından sistemin çıkış gerilimi düğümüne kadar olan düşük frekanslıkazancın (DC kazanç) bulunması gerekir [3].∆Vo Vdc 0,35R oT=∆V 3 Lcp(5.57)∆V o : Çıkış gerilimi∆V c : Hata kuvvetlendiricinin gerilimiV dcR oTL p: Giriş gerilimi: Yük direnci: Anahtarlama periyodu: Giriş sargı endüktans değeriMinimum yük,5VRo(max)= = 25Ω0,2AMaksimum yük,5VRo(min)= = 2,5Ω2AMinimum yükteki DC kazançoVc3−3(1)(10 )−6∆V 305 (0,35)(25)(15)(10 )= = 37∆20log 10(37)= 31dBMaksimum yükteki DC kazanç

77oVc3−3(1)(10 )−6∆V 305 (0,35)(2,5)(15)(10 )= = 12∆20log (12) = 21dB10Şekil 5.13. Flyback tipi SMPS’in çıkış süzgeciÇıkış süzgecinin transfer fonksiyonunun bulunması için Şekil 5.13’dekidevrenin eşdeğer direncinin hesaplanması gerekir.Zeşdğr1+ RC s 1 C R s= =R 1 (R R )C sesro + o esrRo+oo + esr o(5.58)Eş 5.58’den elde edilen denkleme göre f z =1/2πR esr C o ’da bir sıfırı, R o >>R esrf p =1/2πR o C o ’da bir kutbu olduğu anlaşılmaktadır. Çıkış süzgecinin maksimumve minimum yükteki kutuplarıffp1= (5.59)2 π R Coo1= = 6,4Hz2 π(25)(1000)(10 )p −6f1= = 64Hz2 π(2,5)(1000)(10)p −6

78Sığacın R esr direnci, uygulama notundan 0,03Ω alınarak çıkış süzgecindekisıfırffz1= (5.60)2 π R CESRz −6o1= = 5305Hz2 π(0,03)(1000)(10 )Elde edilen değerlere göre minimum yükteki çıkış süzgecinin Bode eğrisiŞekil 5.14. Minimum yükte çıkış süzgecinin Bode ve evre eğrisi

79Şekil 5.15. Maksimum yükte çıkış süzgecinin Bode ve evre eğrisiSistemin kararlı olabilmesi için hata kuvvetlendiricisinin Şekil 5.16’daki gibidengeleyici olarak tasarlanması gerekir.Şekil 5.16. Hata kuvvetlendiricisine eklenen dengeleyiciHata kuvvetlendiricisinin dengeleyici olarak tasarlanmasıyla istenilen geçişfrekansında çıkış süzgeç kazancının sıfır olması ve evre payının en az 45˚olması beklenir. Dengeleyici tasarlanırken ilk olarak dengeleyicinin transferfonksiyonun bilinmesi gerekir.

80Gc(s)1+sRfCf=sR (C + C )(1+sR C )in 2 f f 2(5.61)Dengeleyici transfer fonksiyonu elde edildikten sonra geçiş frekansı bulunur.Genellikle geçiş frekansı anahtarlama frekansının beşte biri olarak alınır.ffcucufsw= (5.62)565000= = 13kHz5Geçiş frekansında maksimum ve minimum yükteki kazanç5305Maksimum yükte; 21dB − 20log( ) = −17dB645305Minimum yükte; 31dB − 20log( ) = −27dB6,4Maksimum yükteki kazancın sıfır olması için geçiş frekansında dengeleyicininkazancı +17dB olmalıdır. Bu sayede geçiş frekansında çıkış süzgeçlerininkazancı sıfıra düşürülmüş olur. Dengeleyicinin bu kazancı sağlaması içingeçiş frekansının 10 kat aşağısı olan 1,3kHz’e bir kutup eklenir.Dengeleyicinin transfer fonksiyonundan biri başnoktada olmak üzere iki kutbuve bir de sıfırı olduğu görülmektedir. Bu sayede 1,3kHz’de kutbubelirlendikten sonra sıfırının da bulunması gerekir. Sıfır noktasının yeri kritikolmadığından 240Hz olarak alınmıştır.ffpczc1= = 1,3kHz2 π(R C )f 21= = 240Hz2 π(R C )ff(5.63)(5.64)

81Dengeleyicinin 1,3kHz’deki kazancı17dB+20log(13000/1300)=37dB (5.65)372010 = 71R f ve R in dirençleri dengeleyicinin kazancından bulunur. R in direnci 2,2KΩalınırsa R f direnciRf71R = (5.66)inR f =156KΩR f direnci bulunduktan sonra dengeleyicinin Eş 5.63’den kutbu ve Eş5.64’den sıfırından faydalanarak C f ve C 2 ’si bulunur.CC1= = 780pF2 π(156)(10 )(1300)2 31= = 4,2nF2 π(156)(10 )(240)f 3Şekil 5.17. Dengeleyicinin Bode ve evre eğrisi

82Bulunan R in , R f , C f , ve C 2 değerlerinden sonra dengeleyicinin Bode ve evreeğrileri çizilir. Şekil 5.17’de görüldüğü gibi geçiş frekansında(ω cu =81681rad/sn) dengeleyicinin kazancı yaklaşık +17dB’dir. Bu sayedeçıkış süzgecinin kazancını geçiş frekansında sıfırlamak mümkündür. Geçişfrekansında çıkış süzgecinin ve dengeleyicinin evre değerleri−1 13000 −113000Yükün evresi= tan ( ) − tan ( ) = − 22°5305 64−1 13000 −113000Dengeleyicinin evresi= − 90 + tan ( ) − tan ( ) = − 85°240 1300Sisteme dengeleyicinin eklenmesiyle elde edilen Bode ve evre eğrileri Şekil5.17’de gösterilmiştir.Şekil 5.18. Dengeleyicinin sisteme katılmasıyla elde edilen Bode ve evreeğrisiŞekil 5.18’de görüldüğü gibi geçiş frekansında sistemin kazancı 0 ve bunoktadaki evre payı isepm=180 − 22 − 85 = 73° (5.67)

83pm:Evre payıŞekil 5.18’deki geçiş frekansında 0 dB kazancın olması, -1’lik eğimle geçmesive evre payının 45˚den büyük olması ile sistemin kararlılığı sağlanmıştır.TasarımdaC f =3,9nF C 2 =820pF R f =150KΩ ve R in =2,2KΩ olarak alınmıştır.Hesaplanan değerlere göre Flyback tipi SMPS’in devre şeması Şekil 5.19’dagösterilmiştir.Ölçüm yapılannoktaŞekil 5.19. Tasarlanan Flyback Tipi SMPS’in devre şemasıHesaplanan değerlere göre Flyback tipi SMPS devresi Şekil 5.19’daki gibikurularak sistemin çalışma dalga şekilleri osiloskop yardımıyla alınmıştır.

84Tasarlanan Flyback tipi SMPS’in aktif güç çarpanı düzeltmesi ile birliktekullanıldığında giriş gerilimi 305V yerine 400V olacağından Sense FET’in V dsgerilimine dikkat edilmesi gerekmektedir. Resim 5.2’de anahtarın V dsgeriliminin yaklaşık 500V olduğu görülmekte olup anahtarın çalışma sınırınıgeçmediği gözlemlenmiştir. Ölçülen osiloskop çıktısında her kare 50V2µs’dir.Resim 5.2. Anahtarın üzerindeki V ds gerilimiResim 5.3. Flyback tipi SMPS denetleyicinin V cc dalga şekli

85Kullanılan denetleyicinin çalışma gerilimi 12V’dur. Denetleyicinin düzgünçalışması için tasarlanan trafonun çıkış sargı geriliminin 12V olması beklenir.Yapılan çalışmada elde edilen denetleyicinin çıkış sargı gerilimi Resim 5.3’degösterilmiştir. Bu dalga şekli giriş sargısındaki anahtarlama dalga şekliningiriş ve çıkış sarım oranı kadar düşmüş değeridir. Osiloskop ölçümünde herkare 10V 2µs’dir.Resim 5.4. Denetleyicinin çıkış gerilimi düzenlenmesiResim 5.3’teki dalga şeklinin doğrultucu diyot ve filtre sığacı iledüzenlenmesiyle elde edilen gerilimin yaklaşık 12V olduğu Resim 5.4’tegörülmektedir. Aynı zamanda Resim 5.4’te denetleyicinin yumuşakanahtarlama yaptığı ve sistemin kararlı çalıştığı da görülmektedir. Resimdegörülen anlık artış, sistemin ilk çalışması için anahtarlama yapmasındandolayı oluşmakta ve geri besleme bilgisi alındığında ise sistemin 12V’adüzenlenerek kararlı şekilde çalışması sağlanmaktadır.

86Resim 5.5. 5V çıkış gerilimiResim 5.6. 12V çıkış gerilimiResim 5.5 ve Resim 5.6’da, tasarlanan Flyback tipi SMPS’in 5V ve 12V olançıkış gerilimlerinin dalga şekilleri gösterilmiştir. Resim 5.4’deki gerilimartışının Resim 5.5 veya Resim 5.6’daki gibi aniden olmamasının sebebikullanılan denetleyicinin yumuşak anahtarlamaya sahip olmasıdır.

876. AKTİF GÜÇ ÇARPANI DÜZELTME DEVRESİ İLE FLYBACK TİPİSMPS’İN BİRLEŞTİRİLMESİBirinci ve ikinci bölümde tasarlanan devre yapıları birleştirilerek sisteminçalışması sağlanmıştır. Yapılan devrenin devre şeması EK-3’de verilmiştir.Power PCB programı sayesinde devrenin hem mantık hem de baskı devreşeması çizilerek devre kurulmuştur. Resim 6.1’de devrenin baskı devre resmiResim 6.1. Power PCB’de çizilen devrenin baskı devre şemasıResim 6.2. Hazırlanan devrenin baskı devre şeması

88Resim 6.3. Devre elemanlarının yerleşim planıResim 6.4. Pratikte hazırlanan devrenin yerleşim planıResim 6.3 - Resim 6.4’de devrenin yerleşme planı verilmiştir. Hazırlanandevrenin güç çarpanı düzeltmesi yapıp yapmadığının anlaşılması içinMC33260 tüm devresinin V cc ucuna açma-kapama anahtarı konularak

89istenildiğinde sadece Flyback katı, istenildiğinde ise aktif güç çarpanıdüzeltmeli Flyback katının çalıştırılması sağlanmıştır (Şekil 6.5).PFC ON/OFFAnahtarıResim 6.5. Hazırlanan devrenin kutulanmış resmiResim 6.6’da güç çarpanı düzeltme devresi çalıştığında V ds üzerindekigerilimin 570V olduğu ve anahtarın 650V olan maksimum çalışma geriliminiaşmadığı görülmektedir. Bu sayede devrenin güç çarpanı düzeltmesininyapıldığı durumda sağlıklı çalıştığı gözlemlenmiştir. Ölçülen her bir kare 50V2µs’dir.Resim 6.6. Güç çarpanı düzeltmeli V ds dalga şekli

90Hazırlanan devrenin 5V ve 12V çıkışlarına yük takılarak 5V çıkışından2,024A ve 12V çıkışından 1,03A çekilmesi sağlanarak tam yükteki akımdalga şekilleri Resim 6.7, 6.8, 6.9 ve 6.10’da gösterilmiştir. Resim 6.7 veResim 6.8’de PFC anahtarının kapalı olduğu durumdaki akım dalga şekilleri,Resim 6.9 ve Resim 6.10’da ise devrenin güç çarpanı anahtarının açılıp güççarpanı düzeltmesi yapıldığındaki akım dalga şekilleri verilmiştir.Resim 6.7. Hazırlanan devrenin tam yükteki dalga şekliResim 6.8. PFC’nin yapılmadığı durumdaki akım dalga şekli

91Resim 6.9. Hazırlanan devrenin tam yükteki PFC’li dalga şekliResim 6.10. PFC’nin yapıldığı durumdaki akım dalga şekliGüç çarpanı düzeltmesinin yapıldığı durumda şebeke akımının hat gerilimiyleaynı fazda olduğu ve dalga şeklinin sinüzoidal’e benzediği görülmektedir. Busayede 4. bölümde Powersim programıyla elde edilen sonuçların güç çarpanıdüzeltmeli Flyback tipi SMPS ile de elde edildiği görülmüştür.

927. SONUÇ VE ÖNERİLERFlyback tipi SMPS’in önüne aktif güç çarpanı düzeltme devresi uygulanarakşebeke akımının dalga şeklinin şebeke gerilimiyle aynı fazda ve akımsinüzoidal olması sağlanmıştır. Aktif güç çarpanı düzeltmesi tasarımındatakipçi tipi SMPS olarak çalışan denetleyici tercih edilerek kullanılacak PFCendüktansının boyutlarında önemli ölçüde küçülme elde edilmiştir. PFCtasarımı aşamasında akım algılama direncinin yandığı gözlemlenmiş (Şekil4.17’deki R6 direnci); bunun sebebinin anlaşılması için devre tasarımınınsimülasyon desteğiyle yapılmasına geçilmiştir. Simülasyon yardımıylasorunun ani giren akımdan kaynaklandığı anlaşılarak pratik devreye NTCdirenç eklenmiş olup (Şekil 4.17) böylece akım algılama direncinin yanmasıönlenmiştir. Bu sayede devrenin çalışması sağlanmış ve kullanılan 1Ω’luk R csdirenci sayesinde devrenin çektiği akım, gerilime dönüştürülerek osiloskop ileölçüm yapılmıştır. PFC’nin çıkışı gerilimini 400V’ta tuttuğu görülmüştür.Simülasyon ve pratikte elde edilen akım dalga şekillerinin birbirine benzediğigörülerek devrenin düzgün çalıştığı anlaşılmıştır.Aktif güç çarpanı düzeltme devresi tasarlandıktan sonra 22W’lık 5V 2A ve12V 1A’lik çıkışlara sahip Flyback tipi SMPS tasarımına geçilmiştir. Akımdenetim yöntemiyle çalışan dâhili anahtara sahip denetleyici seçilerekFlyback tipi SMPS’in elemanlarının bulunması ve SMPS’lerin en sorunluparçası olan, devrenin verimini en çok etkileyen trafonun tasarlanmasıdetaylıca anlatılmıştır. Hesaplanan trafoya bağlı olarak oluşan sızıntıendüktansının, anahtarın akaç-kaynak üzerindeki etkisi ve buna göresönümlendirme elemanlarının tasarımı gösterilerek güç çarpanıdüzeltmesinin yapıldığı ve yapılmadığı durumda anahtarın zarar görmesiengellenmiştir. Kullanılan denetleyicinin özelliği sayesinde akım sınırlamasıyapılmıştır. Böylece istenmeyen herhangi bir akım artışı veya kısa devredurumunda devrenin korunması sağlanmıştır. TL 431 ile kurulan devreningeri besleme döngüsünün tasarımı gösterilmiş; sistem kararlılığının analizi

93için Bode ve evre eğrileri çizilerek Flyback tipi SMPS tasarımıtamamlanmıştır.Aktif güç çarpanı düzeltme devresiyle birleştirilen Flyback tipi SMPSdevresinin güç çarpanı düzeltmesi yapıldığı ve yapılmadığı durumun daha iyianlaşılması için güç çarpanı devresine açma-kapama anahtarı konularakdevrenin şebeke akımı ve şebeke gerilimi dalga şekillerine bakılmıştır. Güççarpanının yapılmadığı durumda şebeke akımının darbeli ve şebekegerilimine göre faz farkının olduğu Resim 6.8’de görülmektedir. Güç çarpanıdüzeltmesinin yapıldığı durumda ise anahtarın üzerindeki gerilimin yaklaşık570V olduğu Resim 6.6’da görülmüş ve anahtarın maksimum çalışmageriliminin 650V’u aşmadığı anlaşılmıştır. Şebeke akımının şebeke gerilimiyleaynı fazda ve sinüzoidal olduğu ise Resim 6.10’da gösterilmiştir. Tam yüktekigüç faktörü düzeltilmiş çok çıkışlı Flyback tipi SMPS’in şebekeden çektiğietkin akım (I rms ) 0,117A ve etkin gerilim (V rms ) 220V olduğundan giriş gücü25,74W’dır. Buna göre tasarlanan 22W’lık devrenin verimi η=22W/25,74W=0,855’dir.Bu sayede doğrusal güç kaynaklarına göre devrenin yüksek verimdeçalışması sağlanmış, şebeke akımı dalga şekli sinüse yakın bir yapı aldığıiçin akım harmonikleri azaltılmış, kaynaktan çekilen reaktif güç en azaindirilmiş ve şebeke akımının şebeke gerilimi ile aynı fazda olması nedeniylede güç çarpanı 1’e yaklaştırılmıştır. Böylece, günümüzde ortaya çıkanelektrik enerjisi kayıpları azaltılmış, enerjinin verimli kullanılması sağlanmıştır.

94KAYNAKLAR1. UÇAR, H.M., “Anahtarlamalı Güç Kaynağı Ve Güç Çarpanı DüzeltmeDevresinin Tasarımı”, Yüksek Lisans Tezi, İstanbul Teknik ÜniversitesiFen Bilimleri Enstitüsü, İstanbul, 5-7 (1996)2. Mohan, N., Undeland, M.T., Robbins, W.P., (Çevirenler: Tuncay, N.,Gökaşan, M., Bogosyan, M., “Güç Elektroniği Çeviriciler,Uygulamalar veTasarım”, Literatür., İstanbul, 36-40,185-191 (2003)3. Pressman, A.I., “Switching Power Supply Design Second edition”,McGraw-Hill Inc., New York, 105–145, 427-470 (1998)4. McLyman, C.T., “Transformer And Inductor Design Handbook ThirdEdition, Revised and Expanded” Marcel Derker., New York, 45-65 (2004)5. GÖKSU, M.S., “TV Uygulamaları için bekleme modunda 1W’ın altındagüç tüketen Flyback tipi anahtarlamalı güç kaynağı tasarımı vegerçekleştirilmesi”, Yüksek Lisans Tezi, Ege Üniversitesi Fen BilimleriEnstitüsü, İzmir, 16-20 (2003)6. Invensys Lambda, ”App. Note 513 Power Factor Correction”, InvensysLambda Inc., USA, 1 (2002).7. Fairchild Semiconductor, “Power Factor Correction (PFC) Basics”,Fairchild Semiconductor App. Note AN42047., USA, 1-8 (2004)8. ON Semiconductor, “Switch Mode Power Supply reference manual 3rdedition”, On Semiconductor Rev 3A, SMPSRM/D, Denver, 14–15 (2002)9. On Semiconductor, “Power Correction Handbook”, On SemiconductorHBD853/D Rev 2., Denver, 8–14, 20–22 (2004)10. Turchi, J., “Power Factor Correction Stages Operating in CriticalConduction Mode”, On Semiconductor App. Note AND8123/D., Denver,1-18 (2003)11. Chew, M.H., “Design of Power Factor Correction Circuit Using GreenlineCompact Power Factor Controller MC33260”, On Semiconductor App.Note AND8016/D., Denver, 1-12 (2002)12. ON Semiconductor, “MC33260, GreenLine Compact Power FactorController Innovative Circuit for Cost Effective Solutions”, OnSemiconductor., USA, 1-15 (2005)

9513. McLyman, C.T., “Magnetic Core Selection for Transformers and InductorsA User’s Guide to Practice and Specification Second Edition”, MarcelDerker., New York, 90-120 (1997)14. Sami, M., “Special Thermistors Limit Inrush Current”, Ametherm Inc.,Nevada, 94-95 (1998)15. Dixon, L.H., “Transformer and Inductor Design for Optimum CircuitPerformance”, Texas Instruments., Dallas, 16-21 (2003)16. Epcos AG,”Ferrites and Accessories”, Epcos AG Application notes.,Münich, 15-17 (2006)17. Dixon, L.H., “Eddy Current Losses in Transformer Windings and CircuitWiring”, Texas Instruments., Dallas, 1-2 (2003)18. Choi, H.S., “Transformer Design Consideration for off-line FlybackConverters using Fairchild Power Switch”, Fairchild SemiconductorApp. Note AN4140., USA, 1-10 (2003)19. Choi, H.S., “Audible Noise reduction Techniques for FPS Applications”,Fairchild Semiconductor App. Note AN4148., USA, 1-5 (2005)20. Fairchild Semiconductor, “FSDM0365RN Green Mode Fairchild PowerSwitch (FPS)”, Fairchild Semiconductor Corporation., USA, 1-18(2004)21. Choi, H.S., “Design Guidelines for Off-line Flyback Converters UsingFairchild Power Switch (FPS)”, Fairchild Semiconductor App. NoteAN4137., USA, 1-19 (2003)22. Koo, B.G., “Design Guidelines for RCD Snubber of Flyback Converters”,Fairchild Semiconductor App. Note AN4147., USA, 1-5 (2006)23. Todd, P.C., “Snubber Circuits: Theory, Design and Application”, TexasInstruments., Dallas, 5-7 (2001)24. Mitchell, D., Mammano, B., “Designing Stable control Loops”, TexasInstruments., Dallas, 1-3 (2002)25. Dixon, L.H., ”Control Loop Cookbook”, Texas Instruments., Dallas, 2-8(2002)

EKLER96

EK-1 E tipi çekirdeklerin seçim çizelgesi97

98EK-1 (Devam) E tipi çekirdeklerin seçim çizelgesiH tW thL tW tfeW tcuA t: Hazırlanmış trafo yüksekliği: Hazırlanmış trafonun eni: Hazırlanmış trafonun boyu: Çekirdek ağırlığı: Bakır tel ağırlığı: Yüzey alanıPerm : Çekirdek geçirgenliğiAL : Çekirdeğin 1000 tur başına mH değeri

99EK-2 Tel değerleri çizelgesiÇizelge 2.1. Tel değerleri

EK-3 Pratikte hazırlanan devrenin şeması100

101EK-4 Tasarlanan devrenin malzeme listesiÇizelge 4.1. Tasarlanan devrenin malzeme listesiAdet Referans No Değeri1 A1 Hat Süzgeci 60uH2 A2 AC Giriş3 A3 AC Giriş4 A4 MTP4N1505 A5 15V Zener6 C1 100uF/450V7 C2 390nF/63V8 C3 390nF/63V9 C4 510pF/63V10 C5 680nF/63V11 C6 3,3nF/63V12 C7 100uF/25V13 C8 6,8nF/1kV14 C9 1000uF/25V15 C10 1000uF/25V16 C11 1000uF/25V17 C12 1000uF/25V18 C13 2,2nF/63V19 C14 47uF/50V20 C15 820pF/63V21 C16 68nF/63V22 C17 47uF/63V23 C18 560pf/63V24 C19 3,9nF/63V25 D1 MUR 46026 D2 1N493727 D3 LED

102EK-4 (Devam) Tasarlanan devrenin malzeme listesiÇizelge 4.1 (Devam) Tasarlanan devrenin malzeme listesi28 D4 KBP1029 D5 MUR 16030 D6 1N414831 D7 TL43132 D8 1N414833 D9 LED34 D10 LED35 D11 MUR 46036 D12 MUR 46037 F1 3A Sigorta38 L1 2,2uH39 L2 3,9uH40 Q1 PC81741 R1 10K42 R2 1M43 R3 NTC44 R4 10R45 R5 15K/5W46 R6 1R47 R7 1M48 R8 5,6R49 R9 2.7R50 R10 150K/2W51 R11 15K52 R12 5,6R53 R13 3,9K54 R14 3,3K

103EK-4 (Devam) Tasarlanan devrenin malzeme listesiÇizelge 4.1 (Devam) Tasarlanan devrenin malzeme listesi55 R15 560R56 R16 1,2K57 R17 150K58 R18 4,7K59 R19 270K60 R20 2,7K61 R21 10K62 R22 18K/3W63 R23 2,2K64 S1 ON/OFF Anahtar65 T1 PFC Trafo 320uH66 T2 Flyback Trafo 1mH67 U1 MC3326068 U2 FSDM0365RNB

104EK-5 Kelimeler diziniKelimeler DiziniÇalışmada kullanılan yabancı teknik terimlerin Türkçe anlamları aşağıdasunulmuştur.Bode plot: Bode eğri çiftiBoost Converter : Yükseltici tipi SMPSCapacitor: SığaçContinuous Mode : Sürekli iletim moduController: DenetleyiciCore: ÇekirdekCrossover frequency : Geçiş frekansıCurrent Density : Akım YoğunluğuDC gain: DC kazançDiscontinuous Mode : Süreksiz iletim moduEddy Current : Girdap akımıEffective Window factor : Etkin pencere çarpanıElectrical Condition : Elektriksel durumFactor: ÇarpanFerrite: FerritFill factor: Doluluk çarpanıFlux density: Akı yoğunluğuFollower Boost Mode : Takipçi tipi yükselten SMPSFringing Flux Factor : Saçak akı yoğunluğuInitial permeability : Çekirdek geçirgenliğiInsulation factor : Yalıtım çarpanıLeakage Inductance : Sızıntı endüktansıLine Fitler: Hat süzgeciMagnetizing inductance : Manyetik endüktansOptimize: Eniyilemek

105EK-5 (Devam) Kelimeler diziniOpto couplerPermeabilityPhasePhase lagPhase marginPrimary inductanceSaturationSecondary inductanceSkin depthSkin effectSnubber elementsSoft start: Optik bağdaştırıcı: Geçirgenlik: Evre: Evre gecikmesi: Evre payı: Giriş sargı endüktans: Doyum: Çıkış sargı endüktansı: Yüzey derinliği: Yüzey olayı: Sönümlendirme elemanları: Yumuşak başlama

106ÖZGEÇMİŞKişisel BilgilerSoyadı, adUyruğu: KIRAÇ, Tarık: T.C.Doğum tarihi ve yeri: 28.01.1979 AnkaraMedeni hali: BekârTelefon : 0 (312) 491 41 33e-mail: tarikkirac@yahoo.com.Eğitim Derecesi Eğitim Birimi Mezuniyet tarihiLisans Erciyes Üniversitesi/ Elk-Elkt Müh. 2002Lise Özel Arı Fen Lisesi 1998İş DeneyimiYıl Yer Görev2003-2004 Elektro Optik Sistemler Md’lüğü Proje Subayı2004- Başbakanlık Elektronik Müh.Yabancı DilİngilizceHobilerFutbol, Fenerbahçe, Bilgisayar oyunları