HiFi-forstærker - Websted for Morten Christophersen

HiFi-forstærker
-med digital volumenkontrol
Elektronik og Elektroteknik
3. semester
Aalborg universitet 2005
Projektgruppe 05gr315

Titel:
Tema:
HiFi-forstærker med digital volumenkontrol
Analog og digital elektronik
Projektperiode:
P3, efterårssemesteret 2005
Projektgruppe:
E3 05 315
Deltagere:
Morten Christophersen
Mark Aarup Mikaelsen
Daniel Kirk Nielsen
Morten Lundby Nielsen
Thomas Deleuran Rasmussen
Vejleder:
Aage Baun
Oplagstal: 8
Sidetal: 147
Appendiksantal: 10
Bilagsantal og –art: 1 stk. CD-rom
Afsluttet den 19/12-2005
Institut for Elektroniske Systemer
Elektronik og Elektroteknik
Fredriks Bajersvej 7
Telefon 96 35 86 50
Fax 98 15 15 83
http://kom.aau.dk/
Synopsis:
Denne rapport omhandler konstruktionen af
en HiFi-forstærker med digital volumenkontrol.
Rapporten beskriver og dokumenterer
forløbet frem til accepttesten af det endelige
produkt, hvorefter der konkluderes og perspektiveres
på denne.
Kravene er opstillet ud fra DIN 45 500 standarden
samt viden fra PE-kurser. Vha. simulering
og tests af de enkelte blokke, eftervises
om disse krav er opfyldt.
For at opfylde kravene designes en modkoblet
klasse B forstærker. Desuden konstrueres en
mikrofonforstærker, indgangsvælger og tonekontrol
ved brug af analog elektronik samt en
volumenkontrol med digital elektronik.
Det samlede produkt består kravene til systemet.
Dog med den undtagelse at tonekontrollen
skal være tilvalgt, når mikrofonen benyttes.
Rapportens indhold er frit tilgængeligt, men offentliggørelse (med kildeangivelse) må kun ske efter
aftale med forfatterne.

Title:
Tema:
HiFi-amplifier with digital volume control
Analogue and digital elektronics
Projekt period:
P3, autumn semester 2005
Projekt group:
E3 05 315
Participants:
Morten Christophersen
Mark Aarup Mikaelsen
Daniel Kirk Nielsen
Morten Lundby Nielsen
Thomas Deleuran Rasmussen
Supervisor:
Aage Baun
Copies: 8
Page numbers: 147
Appendices: 10
Enclosures: CD-rom
Date of completion 19/12-2005
Institute for Elektronic Systems
Elektronics & Electrotechnics
Fredriks Bajersvej 7
Telefon 96 35 86 50
Fax 98 15 15 83
http://kom.aau.dk/
Synopsis:
The content of this report concerns the construction
of a HiFi-amplifier with digital volume
control. The report describes and documents
the progress till the test of the final product
after which a conclusion is presented, and
the product is put into perspective.
The standards is set up by the DIN 45 500
standards and knowledge from our courses this
autumn. Satisfaction of these standards fulfilment
are documented by simulation and tests
of the individual blocks and the final product.
To satisfy the standards, the power amplifier
is designed as a class B amplifier with feedback
loop. Moreover the microphone amplifer, channel
selector and equalizer are designed with analogue
electronics, while the volume control
is designed using digital electronics.
The report concludes that the final product
meet its standards and is therefore evaluated
as a succes. Though with the exception that
the equalizer must be activated when the microphone
is used.
The content of this report is freely available, but publication (with reference source) may only
be pursued due to agreement with the respective authors.

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
Forord
Denne P3-rapport er udarbejdet af gruppe 315 ved Institut for Elektroniske Systemer,
Aalborg Universitet. Rapporten er udarbejdet i perioden fra den 2. september
til den 19. december 2005.
Ifølge projektenhedsbeskrivelsen skal projektet indeholde både analog og digital
teknik. Ydermere skal projektet opdeles i delblokke med separate krav, og projektblokkene
skal herefter testes individuelt og sammensat.
Kildehenvisninger er i rapporten angivet efter Harvardmetoden ved [forfatter, år,
evt. sidetal]. Er der mere end en forfatter, angives henvisningen som [første forfatter
et al., år, evt. sidetal]. Henvisninger til bilag angives med sammen metode, hvor
disse er at finde på medfølgende CD-rom. Enkelte forelæsningsnoter fra dette års
kurser er ligeledes lagt på CD-rommen, da disse ikke altid forventes at være frit
tilgængelige. Litteraturlisten forefindes bagerst i hovedrapporten på side 80.
Alle angivelser af spænding [V], strøm [A] og effekt [W] er angivet som rms-værdier
medmindre andet angives.
Komponentværdier er i rapporten angivet efter den respektive blok, de bruges i.
Dvs. komponentværdier i blok nummer et starter fra 101 (f.eks. R101, R102, C101),
blok nummer to fra 201 (R201, R202, C201) osv.
Alle simuleringer af kredsløb er lavet i OrCad 10.3, og tests af blokkene er foretaget
i instituttets tilknyttede elektroniklaboratorie.
I appendiks J side A 45 findes fold-ud-kredsløbsdiagrammer for de enkelte blokke.
Disse kan med fordel foldes ud under gennemlæsningen af de respektive afsnit.
Side I

Projektdeltagere:
Morten Christophersen Mark Aarup Mikaelsen
Daniel Kirk Nielsen Morten Lundby Nielsen
Thomas Deleuran Rasmussen
Side II P3-Rapport

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
Indhold
Forord I
Forkortelser 1
1 Indledning 2
2 Kravspecifikation 3
2.1 Systembeskrivelse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3
2.2 Krav til samlet system . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3
2.3 Blokkenes funktioner . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4
2.4 Tekniske krav til blokke . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5
3 Mikrofonforstærker 7
3.1 Formål . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 7
3.2 Krav . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8
3.3 Design . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8
3.4 Dimensionering . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11
3.5 Simulering . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17
3.6 Test . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17
3.7 Resultater . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 18
3.8 Delkonklusion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 18
4 Indgangsvælger 19
4.1 Formål . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 19
4.2 Krav . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 19
4.3 Design . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 19
4.4 Dimensionering . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20
4.5 Simulering . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20
4.6 Test . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20
4.7 Resultater . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21
4.8 Delkonklusion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21
5 Tonekontrol 22
5.1 Formål . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22
5.2 Krav . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22
5.3 Design . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23
5.3.1 Baxandall tonekontrol . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23
5.3.2 Alternativ tonekontrol . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 24
5.4 Dimensionering . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 25
Side III

INDHOLD
5.4.1 Diskantkontrol . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 25
5.4.2 Baskontrol . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 28
5.4.3 Slew Rate . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 31
5.4.4 Offset-beregning på tonekontrollen . . . . . . . . . . . . . . . 31
5.4.5 Fravælger . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33
5.4.6 Ind- og udgangsimpedans . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33
5.5 Simulering . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 35
5.6 Test . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36
5.7 Resultater . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37
5.8 Delkonklusion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 38
6 Digital volumenkontrol 39
6.1 Formål . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 39
6.2 Krav . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 39
6.3 Design & dimensionering . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 40
6.3.1 Styring . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 40
6.3.2 Volumenregulering . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 45
6.3.3 Display . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 48
6.3.4 Positioner . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 50
6.4 Simulering . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 50
6.5 Test . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 50
6.6 Resultater . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 50
6.7 Delkonklusion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 51
7 Effektforstærker 52
7.1 Formål . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 52
7.2 Krav . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 52
7.3 Design & dimensionering . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 52
7.3.1 Strømforstærkertrin . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 52
7.3.2 Spændingsforstærkertrin . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 63
7.3.3 Tilbagekobling . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 65
7.3.4 Stabilitet . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 66
7.3.5 Ind- og udgangsimpedans . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 67
7.4 Simulering . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 68
7.5 Test & resultater . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 70
7.6 Delkonklusion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 70
8 Test af konstrueret forstærker 71
8.1 Formål . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 71
8.2 Krav . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 71
8.3 Accepttest resultater . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 71
9 Konklusion 76
9.1 Perspektivering . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 77
Litteraturliste 80
Appendiks A 1
Appendiks A: Målejournal for mikrofon . . . . . . . . . . . . . . . . . . . A 1
Appendiks B: Målejournal for mikrofonforstærker . . . . . . . . . . . . . . A 3
Appendiks C: Målejournal for indgangsvælger . . . . . . . . . . . . . . . . A 10
Appendiks D: Målejournal for tonekontrol . . . . . . . . . . . . . . . . . . A 13
Appendiks E: Målejournal for volumenkontrol . . . . . . . . . . . . . . . . A 20
Side IV P3-Rapport

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
Appendiks F: Målejournal for effektforstærker . . . . . . . . . . . . . . . . A 25
Appendiks G: Målejournal for accepttest . . . . . . . . . . . . . . . . . . . A 30
Appendiks H: Beregninger i forbindelse med tonekontrol . . . . . . . . . . A 37
Appendiks I: Udledning af tællerlogik . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . A 41
Appendiks J: Kredsløbsdiagrammer for blokke . . . . . . . . . . . . . . . A 45
Bilag 1: CD-rom B 1
Side V

Figurer
FIGURER
2.1 Blokdiagram over det fulde system. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3
3.1 Mikrofonopkobling [Panasonic, 2005, side 2] . . . . . . . . . . . . . . 7
3.2 Common-source transistorkobling med uafkoblet source-modstand. . 8
3.3 AC-ækvivalentkredsløb for common-source transistorkobling med uafkoblet
source-modstand. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9
3.4 Model til beregning af udgangsimpedans. . . . . . . . . . . . . . . . 10
3.5 Minimum- og maksimumkurver for JFET-transistor samt input-biaslinje 12
3.6 Simuleret frekvensrespons . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17
3.7 Målt frekvensrespons . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 18
4.1 Kredsløbsdiagram for indgangsvælger bestående af en drejekontakt,
en analog switch samt en diode for hver kanal. . . . . . . . . . . . . 20
5.1 Ukorrigeret bodeplot over den ønskede forstærkning i tonekontrol. . 23
5.2 Baxandall tonekontrol, der indeholder bas- og diskantregulering. . . 23
5.3 Alternativ tonekontrol med baskontrol sat i kaskade efter diskantkontrol.
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 24
5.4 Diskantkontrol med tilbagekobling bygget symmetrisk omkring operationsforstærkerens
inverterende indgang. . . . . . . . . . . . . . . . 25
5.5 Ukorrigeret bodeplot af overføringsfunktionen for diskantkontrol. . . 27
5.6 Baskontrol med tilbagekobling bygget symmetrisk omkring operationsforstærkerens
inverterende indgang. . . . . . . . . . . . . . . . . . 28
5.7 Ukorrigeret bodeplot af overføringsfunktionen for baskontrol. . . . . 30
5.8 Kredsløbsdiagram for tonekontrollen med til/fra-vælger. . . . . . . . 33
5.9 Kredsløbsdiagram for tonekontrollen med standard komponentværdier. 34
5.10 Bodegainplot for tonekontrollen ved maksimal forstærkning/dæmpning. 36
5.11 Bodeplot for tonekontrollen ved forskellige grader af forstærkning/dæmpning.
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37
5.12 Bodegainplot for tonekontrollen ved maksimal forstærkning/dæmpning. 38
6.1 Blokdiagram over volumenkontrol. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 40
6.2 Kredsløb over 555 timer [Sedra and Smith, 2004, side 1198]. . . . . 41
6.3 Kredsløb med kontakten, anti-prel og beskyttelsesled. . . . . . . . . 42
6.4 Kontakten i figur 6.3 har følgende specifikation. . . . . . . . . . . . . 42
6.5 CMOS logiske niveauer og støjmargin. [Mikkelsen, 2005e, side 6] . . 43
6.6 Typisk overføringskarakteristik for
en Schmitt-trigger [Motorola, 2005, side 3]. . . . . . . . . . . . . . . 43
6.7 Eksempel på Schmitt-triggerens virkemåde [Motorola, 2005, side 3]. 43
Side VI P3-Rapport

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
6.8 Load-funktion et RC led og en Schmitt trigger. . . . . . . . . . . . . 44
6.9 Tællerne i volumenregulering. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 45
6.10 Det endelige kredsløb for en binær 4-bit tæller. . . . . . . . . . . . . 47
6.11 Standardopkobling for AD7111ABN D/A-converteren. Opkoblingen
er tilpasset 5-bit volumenkontrollen. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 49
6.12 Opbygning af displayet. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 49
6.13 Dæmpning som funktion af volumentrinnet. . . . . . . . . . . . . . . 51
7.1 Illustration af operationsforstærkers slew rate, hvor VOA er det originale
signal og VO er det slew rate korrigerede signal. . . . . . . . . . 54
7.2 Collectorstrøm for forskellige forstærkerklasser. Klasse A (a), klasse
B (b) og klasse AB (c). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 55
7.3 Forspænding af strømforstærker med dioder. . . . . . . . . . . . . . . 56
7.4 Forspænding af strømforstærker med VBE-multiplier. . . . . . . . . . 56
7.5 Konstantstrømsgeneratoren sikrer en konstant biasstrøm. . . . . . . 57
7.6 Jo større hvilestrøm, der løber gennem transistorerne, des mere varme
afsættes deri, og den konstante forspænding vil dermed trække en
endnu større hvilestrøm. Figuren viser en ligevægtssituation. . . . . . 58
7.7 En emitter-modstand RE kan afhjælpe termisk runaway. . . . . . . . 58
7.8 En modkoblet klasse B forstærker. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 59
7.9 Darlingtonkobling bestående af to npn-transistorer. . . . . . . . . . . 60
7.10 Compoundkobling bestående af en pnp- og en npn-transistor. . . . . 60
7.11 (Tc, PD)-graf fra databladet for MJE3055 [Semiconductor, 2005, side
2] . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 61
7.12 Kredsløb til kortslutningssikring. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 62
7.13 Differenstrin med matchede transistorer og ens collectormodstande. . 63
7.14 Differenstrin efterfulgt af en common-emitter spændingsforstærker. . 64
7.15 β-netværk i serie-shunt kobling. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 65
7.16 Bodegain og -faseplot. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 67
7.17 Effektforstærkerindgangstrin, som har betydning for indgangsimpedansen.
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 67
7.18 Effektforstærkeren bestående af et spændingsforstærknings- og strømforstærkningstrin.
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 68
7.19 Endelig effektforstærker, hvor kortslutningssikringen er konstrueret
med en flink finsikring. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 69
7.20 Effektforstærkerens simulerede frekvensrespons . . . . . . . . . . . . 69
8.1 Frekvensresponsplot for forsøg nummer nr. 5 - plottet ligger stort set
oven i 0 dB linien. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 73
8.2 Frekvensresponsplot for forsøg nummer nr. 6. . . . . . . . . . . . . . 73
8.3 Faseplot for forsøg nr. 7. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 74
8.4 Faseplot for forsøg nr. 8. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 74
A.1 Måleopstilling 1: Måling af mikrofonens udgangsspænding med oscilloskop
koblet på udgangen. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . A 2
B.1 Måleopstilling 1: Måling af forstærkning. . . . . . . . . . . . . . . . . A 6
B.2 Måleopstilling 2: Måling af indgangsimpedans på mikrofonforstærkeren.A 6
B.3 Måleopstilling 3: Måling af udgangsimpedans på mikrofonforstærkeren.A 6
B.4 Måleopstilling 4: Måling af THD på tonegeneratoren. . . . . . . . . . A 6
B.5 Måleopstilling 5: Måling af THD på mikrofonforstærkeren samt tonegenerator.
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . A 7
B.6 Plot af frekvenskarakteristikken, som det ses er kurven tilnærmelsesvis
lineær i intervallet 20 Hz - 20 kHz. . . . . . . . . . . . . . . . . . A 7
C.1 Måleopstilling 1: Måling af modstand igennem indgangsvælgeren. . . A 11
Side VII

FIGURER
C.2 Måleopstilling 2: Måling af THD på indgangsvælgeren. . . . . . . . . A 11
D.1 Måleopstilling 1: Frekvenskarakteristik. . . . . . . . . . . . . . . . . . A 15
D.2 Måleopstilling 2: Måling af indgangsimpedans. . . . . . . . . . . . . A 16
D.3 Måleopstilling 3: Måling af udgangsimpedans. . . . . . . . . . . . . . A 16
D.4 Måleopstilling 4: Måling af THD. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . A 16
D.5 Frekvenskarakteristik for tonekontrol ved maksimal forstærkning/dæmpning.
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . A 19
E.1 Måleopstilling 1: Måling af indgangsimpedans for volumenkontrollen. A 22
E.2 Måleopstilling 2: Måling af udgangsimpedans for volumenkontrollen. A 22
E.3 Måleopstilling 3 og 4: Måling af THD på volumenkontrollen, samt
for måling af dæmpning. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . A 22
E.4 Måleopstilling 5: Måling af maksimal ind- og udgangsspænding. . . . A 22
F.1 Måleopstilling 1: Måling af frekvensrespons på effektforstærkeren. . . A 26
F.2 Måleopstilling 2: Måling af indgangsimpedans på effektforstærkeren. A 26
F.3 Måleopstilling 3: Måling af udgangsimpedans på effektforstærkeren. . A 27
F.4 Måleopstilling 4: Måling af effekt på effektforstærkeren. . . . . . . . A 27
F.5 Måleopstilling 5: Måling af THD på effektforstærkeren. . . . . . . . . A 27
F.6 Plot af frekvenskarakteristikken. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . A 28
G.1 Måleopstilling 1: Måling af indgangsimpedans på forstærkeren. . . . A 33
G.2 Måleopstilling 2: Måling af maksimal udgangsspænding på forstærkeren.
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . A 33
G.3 Måleopstilling 3: Måling af forstærkerens effekt. . . . . . . . . . . . . A 33
G.4 Måleopstilling 4: Måling af udgangsimpedans på forstærkeren. . . . . A 33
G.5 Måleopstilling 5 og 6: Måling af forstærkerens frekvensrespons. . . . A 34
G.6 Måleopstilling 7 og 8: Måling af forstærkerens fasefrekvensrespons. . A 34
G.7 Måleopstilling 9: Måling af forstærkerens THD. . . . . . . . . . . . . A 34
G.8 Måleopstilling 10: Måling af forstærkerens signal-støj forhold. . . . . A 34
H.1 Diskantkontrol med tilbagekobling bygget symmetrisk omkring operationsforstærkerens
inverterende indgang. . . . . . . . . . . . . . . . A 37
H.2 Baskontrolkredsløb med tilbagekobling bygget symmetrisk omkring
operationsforstærkerens inverterende indgang. . . . . . . . . . . . . . A 38
H.3 Effekten af biasstrømmene kan reduceres ved at indføre modstanden,
R3. [Sedra and Smith, 2004, side 103] . . . . . . . . . . . . . . . . . A 40
I.1 Statediagram for en 4-bit tæller. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . A 41
I.2 Kredsløb for D0 og D1. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . A 43
I.3 Kredsløb for D2. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . A 44
I.4 Kredsløb for D3. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . A 44
Side VIII P3-Rapport

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
Forkortelser
• MSB Most Significant Byte
Udtryk brugt i digital teknik, om det mest betydende bit, i et parallelt digital
signal.
• LSB Least Significant Byte
Udtryk brugt i digital teknik, om det mindst betydende bit, i et parallelt digital
signal.
• SNR Signal-to-Noise Ratio
Angiver forskellen på signalets styrke og støjens styrke - målt i deciBel.
• THD Total Harmonic Distortion
Angivelse af den totale harmoniske forvrængning på udgangssignalet. HDn
angiver den n’te harmoniske svingning.
• SR Slew Rate
Angivelse af en operationsforstærkers evne til at ændre spændingen pr. tidsenhed.
Side 1

Kapitel 1
Indledning
KAPITEL 1. INDLEDNING
HiFi er en forkortelse for termen High Fidelity, der beskriver de produkter, der
reproducerer et signal fra en lydgivende enhed. Dette kan f.eks. være lyd fra en CDafspiller,
et lydkort eller ældre medier som vinylplader og kasettebånd. Formålet
med reproduktionen er at forstærke lyden med mindst mulig forvrængning og støj.
I løbet af 70´erne udgav Deutsches Institut für Normung, DIN, en række blade
kaldet DIN 45 500, der sætter nogle minimumskrav for HiFi-udstyr. Denne HiFistandard
vil i rapporten være med til at danne rammen for de krav, der stilles til
en HiFi-forstærker. På baggrund af efterårets PE-kurser dette semester vil ekstra
krav til forstærkeren også blive opstillet.
Rapporten er struktureret således, at det samlede system beskrives, hvorefter der
opstilles et blokdiagram. Herefter udarbejdes krav til det samlede system og grænseflader
til de enkelte blokke. De enkelte blokke behandles efterfølgende hver for sig.
Hvert kapitel vil starte med en beskrivelse af formålet med blokken efterfulgt af kravene
til blokken. Dernæst vil blokken designes ud fra op til flere løsningsmuligheder
hvorefter den valgte løsning dimensioneres. Blokken simuleres og testes herefter med
en konklusion på resultaterne til følge.
Side 2 P3-Rapport

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
Kapitel 2
Kravspecifikation
Formålet med dette afsnit er at optille krav til den HiFi-forstærker, der ønskes
konstrueret. Forstærkerens opbygning beskrives i en systembeskrivelse i form af
ønsker til systemet og i form af et blokdiagram over systemet. Der stilles herefter
krav til det fulde system på baggrund af gældende HiFi-standard samt egne krav.
Der stilles dernæst krav til de enkelte blokke i systemet og grænsefladerne mellem
disse.
2.1 Systembeskrivelse
Det fulde systems opgave er at kunne forstærke signaler fra forskellige lydkilder.
Der skal kunne tilsluttes flere forskellige kilder samtidig, og brugeren af systemet
skal kunne vælge hvilket signal, der skal forstærkes.
Det samlede system består derfor af en mikrofonforstærker, indgangsvælger, tonekontrol,
volumenkontrol, volumendisplay, volumenresetter og en effektforstærker.
Systemet kan ses på blokdiagramform i figur 2.1.
CD-afspiller
Lydkort(PC)
Mp3-afspiller
Mikrofon
Indgangsvælger
Mikrofonforstærker
Tonekontrol
Bas/diskant
Volumen-display
Digital volumenkontrol
Volumen-reset
Figur 2.1: Blokdiagram over det fulde system.
2.2 Krav til samlet system
Effektforstærker Højttaler
De opstillede krav til det samlede system er opstillet efter DIN 45 500 standarden
[DIN, 1974] samt efter egne ønsker til forstærkeren. Alle kravene stillet til
forstærkeren er skærpede i forhold til DIN 45 500. Kravene fra DIN 45 500 er indskrevet
i parentes efter de opstillede krav.
Med hensyn til ind- og udgangsimpedanser mellem de forskellige blokke i systemet
vælges det, at indgangsimpedansen skal være mindst 100 gange større end udgangsimpedansen
fra forrige blok. Kravene til det samlede system er opstillet herunder.
Side 3

KAPITEL 2. KRAVSPECIFIKATION
• Frekvensområde
Frekvensområdet skal ligge fra 20 Hz til 20 kHz ± 1,5 dB med 1000 Hz som
referencefrekvens. Dog for frekvenskorigerede indgange ±2 dB (frekvensområde
40 Hz - 16 kHz, ±1,5 dB med 1000 Hz som referencefrekvens. Dog for
frekvenskorrigerede indgange ±2 dB)
• Indgangsimpedans
Indgangsimpedans skal være ≥ 100 kΩ
• Udgangsimpedans
Udgangsimpedans skal være ≤ 8
3 = 2, 66 Ω (dæmpningsfaktor på 3)
• Signal-støj forhold
Signal-støj forholdet skal være på mindst 60 dB (> 50 dB)
• Harmonisk forvrængning
Total harmonisk forvrængning < 0,7 % (< 1%)
• Udgangseffekt
Udgangseffekten skal være på mindst 10 W ved 1 kHz kontinuert i 10 min.
(10 W ved 1 kHz kontinuert i 10 min. ved 35 ◦ C, ikke skærpet!)
De enkelte blokke i systemet vil nu blive beskrevet samt opstilling af tilhørende
krav.
2.3 Blokkenes funktioner
For specifikke krav se afsnit 2.4.
Mikrofon med mikrofonforstærker
Mikrofonforstærkerblokken skal sørge for at forstærke indgangssignalet fra mikrofonen
til et ønsket udgangsniveau svarende til udgangsniveauet fra andre mulige
lydkilder.
Indgangsvælger
Forstærkeren skal have en indgangsvælger, da den skal kunne forstærke forskellige
lydkilder, og det skal være muligt for brugeren at vælge hvilken af de tilsluttede
lydkilder, der skal forstærkes. Det er derfor valgt, at forstærkeren skal have tre
indgangskanaler. To kanaler skal være phono-stik, hvortil CD-afspillere, PC-lydkort
og MP3-afspillere kan tilsluttes. Den tredje kanal tilsluttes mikrofonforstærkeren.
Tonekontrol
Denne blok giver brugeren mulighed for at justere bas- og diskantniveauet for det
valgte lydsignal. Bas- og diskantniveauet vil kunne reguleres med to drejepotentionmetre.
Volumenkontrol
Med volumenkontrollen skal det være muligt at dæmpe signalet fra indgangen for
på den måde at kontrollere lydstyrken.
Volumendisplayet skal kunne vise hvilket lydniveau, der er på signalet, og dermed
hvilken lydstyrke signalet vil have, når det kommer ud af højttaleren.
Volumenreset-funktionen skal sikre, at lydstyrken sættes tilbage til et fastsat niveau,
hver gang forstærkeren tændes.
Side 4 P3-Rapport

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
Effektforstærker
Effektforstærkeren skal forstærke lydsignalet inden det sendes ud i højttaleren, så
det ønskede lydniveau opnås.
2.4 Tekniske krav til blokke
I dette afsnit opstilles kravene til de enkelte blokke, jf. figur 2.1. Desuden vises det
hvorfra disse krav stammer.
Datablade, hvorfra der opstilles krav, forefindes på den vedlagte CD-rom. Endvidere
er krav fra lydkilder til systemet også opstillet herunder.
Lydkilder
• CD-afspiller
Krav til belastning: 10 kΩ [Denon, 2005]
Udgangsspænding: 2 V [Denon, 2005]
• Mikrofon
Udgangsimpedans: < 2,2 kΩ [Panasonic, 2005]
Udgangsspænding: 43 mV (målt)
• Lydkort
Krav til belastning: 10 kΩ [Creative, 2005]
Udgangsspænding: 2 V [Creative, 2005]
HiFi-forstærkerens blokke
• Mikrofonforstærker
Overstyringsreserve: > 12 dB [DIN, 1974, blad 6, pkt. 3.1]
Indgangsimpedans: ≥ 100 kΩ
Udgangsimpedans: Ingen specielle krav da den ’ser’ direkte ind i en operationsforstærker
i tonekontrollen som har en meget høj indgangsimpedans.
THD < 0,5 % [DIN, 1974, blad 5, pkt. 2.3.1]
• Indgangsvælger
THD < 0,2 % [DIN, 1974, blad 5, pkt. 2.3.1]
• Tonekontrol
Frekvensområde: 20 Hz - 20 kHz
Maksimal forstærkning af indgangssignal: ±10 dB
Tolerance: ±2 dB
Knækfrekvens, bas: 150 Hz
Knækfrekvens, diskant: 8 kHz
Indgangsimpedans: ≥ 10 kΩ
Udgangsimpedans: ≤ 100 Ω
THD < 0,2 %
Fravælger
Side 5

• Digital volumenkontrol
THD < 0,2 %
Indgangsimpedans: ≥ 10 kΩ
Udgangsimpedans: ≤ 100 Ω
Skal kunne behandle et signal på mindst 7 V.
KAPITEL 2. KRAVSPECIFIKATION
• Effekttrin
THD < 0,3%
Udgangseffekt: ≥ 10 W ved 1 kHz i 10 min. ved 8 Ω belastning [DIN, 1974,
blad 5, pkt. 2.6]
Indgangsimpedans: ≥ 100 kΩ
Indgangsspænding: ≤ 2 V, dvs. tonekontrollen ikke skal sættes til at forstærke
signalet, medmindre volumenkontrollen dæmper tilsvarende.
Udgangsimpedans: ≤ 2,66 Ω [DIN, 1974, blad 6, pkt. 2.7]
Højttaler
• Belastningsimpedans: 8 Ω
Side 6 P3-Rapport

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
Kapitel 3
Mikrofonforstærker
Som småsignalforstærker designes en mikrofonforstærker, men før denne beskrives,
designes selve mikrofonopkoblingen til forstærkeren.
Mikrofonopkobling
Der vælges en electretmikrofon af typen WM-034B [Panasonic, 2005], som kobles
efter databladets standardopkobling jf. figur 3.1.
R101
R102
Vcc
R103
Vout
Mikrofon
Figur 3.1: Mikrofonopkobling [Panasonic, 2005, side 2]
Forsyningen vælges til 5 V, men da der i datablades angives 4,5 V, konstrueres en
spændingdeler bestående af R101=100 kΩ og R102=909 kΩ, til at opnå denne spænding.
Modstanden R103=2,2 kΩ er en størrelse, som direkte står angivet i databladet
for mikrofonen [Panasonic, 2005]. På figur 3.1 er en AC-koblingskondensator udeladt,
da den sidder i indgangen til mikrofonforstærkeren i stedet. For at fastlægge
hvor stort et udgangssignal, der kommer ud af koblingen, foretages målinger, som
er nærmere beskrevet i målejournal appendiks A, side A 1.
Resultatet bliver et målt udgangssignal på ca. 43 mV. Dette signal skal forstærkes
i mikrofonforstærkeren, som beskrives i det efterfølgende afsnit.
3.1 Formål
Mikrofonforstærkeren skal kunne forstærke et mikrofonsignal til et niveau som ligger
på højde med udgangssignalet fra en CD-afspiller, et lydkort og en MP3-afspiller.
Side 7

KAPITEL 3. MIKROFONFORSTÆRKER
Det viser sig ved målinger, at udgangsspændingen på den anvendte mikrofonkobling
ved meget højrøstet tale, ligger på ca. 43 mV. Da udgangsspændingen for denne
forstærkerblok ifølge DIN 45 500 højst må være 500 mV, pga. en 12 dB overstyringsreserve,
vælges det at mikrofonforstærkeren skal have en forstærkning på 10
gange, svarende til 20 dB.
3.2 Krav
• Forstærkning på 10 gange (20 dB)
• THD < 0,5 %
• Indgangsimpedans ≥ 100 kΩ
• Udgangsimpedans: Ingen specielle krav da den ser direkte ind i en operationsforstærker
i tonekontrollen som har en meget høj indgangsimpedans.
• Frekvensområde: 20 Hz - 20 kHz ± 1,5 dB med 1 kHz som reference.
3.3 Design
Mikrofonforstærkeren baseres på en dertil egnet transistorkobling. Der findes flere
forskellige transistorkoblinger, der udemærker sig på hver sin måde. Om koblingen
bygger på en BJT- eller FET-transistor er heller ikke uden betydning.
Grundet den meget høje indgangsimpedans og muligheden for at styre forstærkningen
vælges en common-source kobling med uafkoblet source-modstand.
JFET-transistorer giver desuden anledning til mindre forvrængning end BJT-transistorer.
Kredsløbet ses på figur 3.2.
VCC
VS
C1
VTH
R1 RD
R2
G
J1
D
S
ID
+
VDS
-
IS
Figur 3.2: Common-source transistorkobling med uafkoblet source-modstand.
Side 8 P3-Rapport
rs
R´S
C2
C3
RL

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
AC-analyse
AC-ækvivalentkredsløbet optegnes inklusiv modellen for transistoren og det antages,
at transistorens indgangsmodstand Rin og ro er uendeligt store, hvorved der
kan ses bort fra disse i beregningerne jf. figur 3.3.
vs
vi
+
-
Rin
+
vGS
-
R 1 || R2
rs
gmvGS ro
+
vo
-
R D || RL
Figur 3.3: AC-ækvivalentkredsløb for common-source transistorkobling med uafkoblet source-modstand.
Spændingsforstærkningen Av opskrives vha. AC-ækvivalentet:
Dermed bliver:
hvor:
vi = vGS + vrs = vGS + gmvGSrs = vGS (1 + gmrs) [V] (3.1)
vo = (RD||RL) (−gmvGS) [V] (3.2)
Av = vo
vi
= (RD||RL) (−gmvGS)
vGS (1 + gmrs)
gm =
2IDSS ID
|Vp| IDSS
= −(RD||RL) gm
1 + gmrs
[Sedra and Smith, 1998, side 451]
Modstanden rs ønskes bestemt og isoleres i udtrykket for Av:
Av = − (RD||RL) gm
1 + gmrs
⇕
rs = − RD||RL
Av
− 1
gm
= − RD||RL
1
gm
[−] (3.3)
[S] (3.4)
+ rs
[Ω] (3.5)
Indgangsimpedansen for transistorkoblingen bliver under antagelse af Rin = ∞:
Zi = R1||R2||Rin = R1||R2||∞ = R1||R2 [Ω] (3.6)
Udgangsimpedansen for transistorkoblingen findes ved at slutte en testspænding,
Vx, til udgangen, se figur 3.4. Under antagelse af at ro = ∞, findes den modstand
som RD kigger ind i. Spændingen vGS findes:
vGS = vG − vS = 0 − rS · gm · vGS = −rS · gm · vGS ⇔
vGS + rS · gm · vGS = vGS(1 + rS · gm) = 0 ⇔
vGS = 0 [V] (3.7)
Side 9

vi
Teststrømmen ix er:
Derfor bliver:
+
-
+
vGS
-
R 1 || R2
rs
Total harmonisk forvrængning
KAPITEL 3. MIKROFONFORSTÆRKER
gmvGS Figur 3.4: Model til beregning af udgangsimpedans.
ix = gm · vGS = gm · 0 = 0 ⇒
vx
ix
= vx
0
= ∞ [Ω] (3.8)
Zo = RD ∞ = RD [Ω] (3.9)
Det ønskes nu at finde THD for mikrofonforstærkeren, hvilket gøres ved ud fra figur
3.3 at opskrive følgende udtryk:
For JFET transistorer gælder, at:
[Mikkelsen, 2005a, side 21]
vs = vGS + iDrs [V] (3.10)
iD = IDSS
vGS =
⇕
1 −
1 − vGS
2 Vp
iD
IDSS
Indsættes dette udtryk for vGS i formel 3.10 fås:
vs =
1 −
iD
IDSS
ix
+
- vx
RD
Vp [V] (3.11)
Vp + iDrs [V] (3.12)
I dette udtryk skal første, anden og tredje afledede af iD mht. vs findes. Her vises
hvorledes første afledede fremkommer:
1 = − 1
iD
2
⇕
∂iD
= −
∂vs
1
iD
2
Vp
= −
2 √ IDSS
1 − 2
Vp
+ rs
IDSS IDSS
∂iD
∂vs
1 −1
− 2
Vp
+ rs
IDSS IDSS
−1 √ + rs
iD
[A/V ] (3.13)
Side 10 P3-Rapport

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
Anden afledede fremkommer ved at differentiere første afledede mht. vs:
∂2
iD
Vp
= − −
∂vs
2
2 −2
√ + rs −
IDSS iD
Vp
2 √
−
IDSS
1
3 − ∂iD
iD
2
2 ∂vs
∂iD
−1
−2
= −
−
∂vs
Vp
2 √
−
IDSS
1
3 − ∂iD
iD
2
2 ∂vs
= − Vp
4 √ 3 3 − ∂iD
2 iD [A/V
IDSS ∂vs
2 ] (3.14)
Til sidst fremkommer tredje afledede ved at differentiere anden afledede mht. vs:
∂3iD Vp
= −
∂vs
3 4 √
−
IDSS
3
4
5 − ∂iD
iD
2 + −
2 ∂vs
Vp
4 √ 2 2
3 − ∂iD ∂ iD
iD
2 3
IDSS ∂vs ∂vs 2
= 3Vp
8 √ 4 5 − ∂iD
2 iD −
IDSS ∂vs
3Vp
4 √ 2 3
2
− ∂iD ∂ iD
2 iD IDSS ∂vs ∂vs 2 [A/V 3 ] (3.15)
Derefter kan den anden harmoniske forvrængning opskrives:
HD2 ≈ 1
4 ·
f
2
f 1
· vs [−] (3.16)
Den tredje harmoniske forvrængning bliver:
HD3 ≈ 1
24 ·
f
3
f 1
hvor: f (1) er lig ∂iD
∂vs
f (2) er lig ∂2 iD
∂vs 2
f (3) er lig ∂3 iD
∂vs 3
[A/V ]
[A/V 2 ]
[A/V 3 ]
· vs 2
[−] (3.17)
Når der kun regnes med anden og tredje harmoniske forvrængninger, bliver THD’en
i procent:
THD = HD2 2 + HD3 2 · 100 [%] (3.18)
3.4 Dimensionering
Der vælges en JFET-transistor af typen BF245A. Desuden vælges en arbejdsstrøm
IDQ på 1 mA. Forsyningen, VCC, vælges til ±15 V.
DC-analyse
Tages der udgangspunkt i kredsløbet på figur 3.2 under antagelse af, at der ikke
løber nogen strøm ind i transistorens gate og at IS = ID, fås:
VTH = VGS + VS = VGS + RSIS
⇕
VGS = VTH − RSIS = VTH − RSID [V] (3.19)
hvor:
VTH er Theveninspændingen [V]
[Ω]
RS er summen af modstandene rS og R ′ S
Side 11

KAPITEL 3. MIKROFONFORSTÆRKER
For at undgå for stor afvigelse fra den ønskede IDQ pga. transistorvariation gøres
følgende: I databladet [Semiconductors, 2005a] for transistoren findes minimum- og
maksimumværdier for IDSS og Vp:
VPmin = −0, 4 V VPmax = −2, 2 V (3.20)
IDSSmin = 2 mA IDSSmax = 6, 5 mA (3.21)
For JFET-transistorer gælder det, som tidligere beskrevet, at:
ID = IDSS
1 − VGS
2 Vp
[A] (3.22)
Ud fra denne formel tegnes min- og max-kurver for transistoren givet ved:
IDmin = IDSSmin
IDmax = IDSSmax
1 − VGS
2 Vpmin
1 − VGS
2 Vpmax
[A] (3.23)
[A] (3.24)
Dette ses på figur 3.5. Der vælges en acceptabel variation på maksimum ±10 % for
Figur 3.5: Minimum- og maksimumkurver for JFET-transistor samt input-biaslinje
arbejdsstrømmen IDQ. Ved at tegne en ret linie gennem IDQmax på max-kurven og
IDQmin på min-kurven opnås en input-biaslinie, som kan beskrives ved:
ID = aVGS + b ⇔
hvor: a er hældningen [A/V]
b er skæringen med ID-aksen [A]
b = ID − aVGS [A] (3.25)
Side 12 P3-Rapport

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
For at beregne disse størrelser er det nødvendigt først at finde:
VGSQmin =
VGSQmax =
Ved indsættelse fås:
1 −
IDQmin
IDSSmin
Vpmin
0, 9 · 10−3 = 1 −
2 · 10−3
· (−0, 4) = −0, 13 V (3.26)
=
1 −
1 −
IDQmax
a = IDQmin − IDQmax
VGSQmin − VGSQmax
= 0, 9 · 10−3 − 1, 1 · 10 −3
−0, 13 − (−1, 29)
b = IDQmin − aVGSQmin
IDSSmax
1, 1 · 10 −3
6, 5 · 10 −3
Vpmax
· (−2, 2) = −1, 29 V (3.27)
= −172, 41 µA/V (3.28)
= 0, 9 · 10 −3 − −172, 41 · 10 −6 · (−0, 13) = 877, 59 µA (3.29)
Dernæst kan VGSQ findes:
IDQ = aVGSQ + b ⇔
VGSQ = IDQ − b
a
= 1 · 10−3 − 877, 59 · 10 −6
−172, 41 · 10 −6 = −0, 71 V (3.30)
Ud fra formel 3.19 ses, at VTH = VGS for ID = 0. Dvs. at den krævede Theveninspænding
er der hvor bias-linien skærer VGS-aksen. Denne findes ved at substituere
VGS med VTH i udtrykket for biaslinien og sætte det lig nul:
Nu kan RS bestemmes:
ID = aVTH + b = 0 ⇔
VTH = − b
a
877, 59 · 10−6
= − = 5, 09 V (3.31)
−172, 41 · 10−6 VTH = VGSQ + RSIDQ ⇔
RS = VTH − VGSQ
IDQ
= 5, 09 − (−0, 71)
1 · 10−3 = 5, 8 kΩ (3.32)
Spændingen over transistoren vælges således, at den befinder sig et godt stykke inde
i det område, hvor ID − VDS-kurven er blevet flad. Det ses i databladet [Semiconductors,
2005a] at med den givne VGSQ vil VDS = 10 V være passende. Derfor vælges
denne værdi.
Side 13

Drain-modstanden bestemmes ud fra figur 3.2:
VCC = RDID + VDS + RSID ⇔
RD = VCC − VDS − RSID
ID
KAPITEL 3. MIKROFONFORSTÆRKER
= 30 − 10 − 5, 8 · 103 · 1 · 10 −3
1 · 10 −3 = 14, 2 kΩ (3.33)
Som tidligere vist afhænger indgangsimpedansen af R1 og R2. Samtidig er R1 og R2
bestemmende for Thevenin-spændingen. Derfor skal dimensioneringen af R1 og R2
overholde kravene til både indgangsimpedans og VTH. For at gøre dette opskrives
følgende:
så:
hvor:
R2
VTH = VCC ⇔
R1 + R2
R1
R2
= VCC
− 1 =
VTH
30
− 1 = 4, 89 (3.34)
5, 09
RTH = R1||R2 = R1R2
R1 = RTH
R1
R2
=
R1 + R2
R1
R1
R2
+ 1
+ 1
[Ω] (3.35)
= 100 · 10 3 · (4, 89 + 1) = 589 kΩ (3.36)
R2 = R1
R1
R2
= 589 · 103
4, 89
= 120, 45 kΩ (3.37)
RTH er Theveninmodstanden, som også er lig med indgangsimpedansen [Ω]
De beregnede komponentstørrelser er dog ikke tilgængelige. Derfor benyttes standardkomponenter
med værdierne R1 = 590 kΩ og R2 = 121 kΩ Den sourcemodstand
RS, der her i dimensioneringsafsnittet blev fundet, er i virkeligheden
summen af to modstande rs og R ′ S , jf. figur 3.2.
Dvs:
RS = rs + R ′ S ⇔
R ′ S = RS − rs [Ω] (3.38)
Modstanden rs bestemmes vha. formel 3.5 i analyseafsnittet. Ifølge kravene ønskes
en forstærkning på Av = 10 og for typiske transistorværdier (aflæst grafisk i databladet
[Semiconductors, 2005a]) er:
2IDSS ID
gm =
|Vp| IDSS
−3 2 · 4 · 10 1 · 10−3 =
= 2 mS (3.39)
| − 2| 4 · 10−3 Side 14 P3-Rapport

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
Derfor bliver:
og
rs = − RD||RL
Av
− 1
gm
= − 14, 2 · 103 ||1 · 10 6
−10
R ′ S = RS − rs
−
1
= 900, 1 Ω (3.40)
2 · 10−3 = 5, 8 · 10 3 − 900, 1 = 4, 9 kΩ (3.41)
De beregnede komponentstørrelser er dog ikke tilgængelige. Derfor benyttes standardkomponenter
med værdierne rs = 909 Ω og R ′ S = 4, 87 kΩ
Kondensatordimensionering
Kondensatorstørrelserne findes vha. tidskonstantmetoden. Dvs. det undersøges hvilke
modstande den aktuelle kondensator kigger ind i, mens alle de andre kondensatorer
ses som kortslutninger. Alle tre kondensatorer virker tilsammen som et højpasfilter,
og det er dennes knækfrekvens fL, der skal bestemmes. Frekvensområdet
skal ifølge kravene være 20 Hz til 20 kHz, hvilket vil sige, at højpasfiltret bestående
af de tre kondensatorer skal have en knækfrekvens, som ligger et godt stykke under
de 20 Hz, så der ikke forekommer nogen nævneværdig dæmpning ved 20 Hz.
Kondensatorerne bestemmes vha. følgende udtryk:
C1 : RC1 = RTH = R1||R2 [Ω] (3.42)
C2 : RC2 = RL + RD||ro = RL + RD [Ω] (3.43)
rs + 1
[Ω] (3.44)
C3 : RC3 = R ′ S||
De modstande, som kondensatorerne kigger ind i, har størrelserne:
gm
RC1 = RTH = 100 kΩ (3.45)
RC2 = RL + RD = 1 · 10 6 + 5, 8 · 10 3 = 1, 01 MΩ (3.46)
RC3 = R′
S|| rs + 1
gm
= 4, 9 · 10 3
1
|| 900, 1 +
2 · 10−3
= 1, 09 kΩ (3.47)
Da RC3 er den mindste modstand bliver det den dominerende.
Nu kan kondensatorerne bestemmes:
C3 =
1
2π · f · RC3
=
1
= 73 µF (3.48)
2π · 2 · 1, 09 · 103 Kondensatorerne C1 og C2 dimensioneres til at give poler, der ligger en dekade
lavere.
C1 =
C2 =
1
2π · 0, 2 · RC1
= 8 µF (3.49)
1
2π · 0, 2 · RC2
= 790 nF (3.50)
De beregnede komponentstørrelser er dog ikke tilgængelige. Derfor benyttes standardkomponenter
med værdierne C1 = 10 µF og C2 = 1 µF og C3 = 100 µF
Side 15

Beregning med standardværdier
KAPITEL 3. MIKROFONFORSTÆRKER
Nu kontrolleres om de anvendte standardkomponenter giver anledning til nævneværdig
forringelse af koblingen i henhold til kravene:
Av = − (RD||RL) gm
1 + gmrs
hvor gm har samme værdi som før, dvs. 2 mS.
= 10, 01 (3.51)
Zi = R1||R2 = 100, 41 kΩ (3.52)
Zo = RD = 14, 3 kΩ (3.53)
Mht. forvrængningen udregnes den ved indsættelse af standardværdier og typiske
transistorværdier i formel 3.13 til formel 3.18. Herved fås:
f 1 = ∂iD
∂vs
Vp
= −
2 √ IDSS
−2
= −
f 2 = ∂2 iD
∂vs 2
−1
√ + rs
iD
2 √ 4 · 10−3√ −1 + 909
1 · 10−3 = − Vp
4 √
3 − ∂iD
2 iD IDSS ∂vs
−2
= −
4 √ 4 · 10−3 f 3 = ∂3 iD
∂vs 3
= 3Vp
8 √
5 − ∂iD
2 iD IDSS ∂vs
= 3 · (−2)
8 √ 4 · 10−3 3 · (−2)
−
4 √ 4 · 10−3 = −61, 38 µA/V 3
3
= 709, 72 µA/V (3.54)
1 · 10 −3 − 3
2 709, 72 · 10 −6 3 = 89, 37 µA/V 2
4
− 3Vp
4 √ i
IDSS
3 − 2
D
∂iD
∂vs
1 · 10 −3 − 5
2 709, 72 · 10 −6 4
2 ∂ 2 iD
∂vs 2
1 · 10 −3 − 3
2 709, 72 · 10 −6 2 89, 37 · 10 −6
Derefter kan den anden harmoniske forvrængning opskrives:
HD2 ≈ 1
4
2
· |f | · vs
f 1
= 1 89, 37 · 10−6
· |
4 709, 72 · 10−6 | · 60, 81 · 10−3 = 1, 89 · 10 −3
(3.55)
(3.56)
(3.57)
Side 16 P3-Rapport

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
Den tredje harmoniske bliver:
HD3 ≈ 1
24
3
2
· |f | · vs
f 1
= 1 38 · 10−6
· |−61,
24 709, 72 · 10−6 | · (60, 81 · 10−3 ) 2 = 13, 33 · 10 −6
(3.58)
Således bliver THD’en i procent:
THD = HD2 2 + HD3 2 · 100%
= (1, 89 · 10−3 ) 2 + (13, 33 · 10−6 ) 2 · 100% = 0, 189 % (3.59)
3.5 Simulering
Ved simulering i OrCAD med ovenstående standardværdier og vs = 60 mV fås
følgende frekvenskarakteristik:
Nedre knækfrekvens fL aflæses på grafen til ca. 1,6 Hz. Desuden ses at:
A v = 20 log(v o /v i ) [dB]
25
20
15
10
5
0
10 1
10 2
10 3
frekvens [Hz]
Figur 3.6: Simuleret frekvensrespons
Av ≈ 21 [dB]
≈ 11 [−]
Forvrængningen aflæses til 0,12 %
Der er en lille afvigelse fra den beregnede fL som var 2 Hz. Samtidig viser simuleringen
en forstærkning som er én gang større end beregnet. THD’en er mindre end
beregnet.
3.6 Test
Der måles på transistorkoblingens ind- og udgangsimpedans, forstærkning samt
THD. Desuden måles frekvensresponsen. Yderligere specifikation kan findes i målejournalen
appendiks A, side A 3.
10 4
10 5
Side 17

3.7 Resultater
KAPITEL 3. MIKROFONFORSTÆRKER
Test Krav Målt
Indgangimpedans ≥ 100 kΩ 98 kΩ
Udgangsimpedans intet 13,55 kΩ
THD THD ≤ 0,2 % 0,0178 %
Frekvensrespons ≤± 1,5 dB 0,1 dB
Tabel 3.1: Måleresultater for mikrofonforstærkeren.
Testene viser, at forstærkeren opfylder kravene. Mht. THD’en er den målte mindre
end både den beregnede og den simulerede. Den målte forstærkning passer bedre
med den beregnede end med simuleringen. Den målte frekvensrespons ses på figur
3.7. Resten af resultaterne kan findes i målejournalen appendiks A, side A 3.
A [dB]
v
30
25
20
15
10
5
0
1
10
2
10
3.8 Delkonklusion
3
10
Frekvens [Hz]
Figur 3.7: Målt frekvensrespons
Den konstruerede mikrofon lever ifølge testene stort set op til de opstillede krav.
Eneste afvigelse er at indgangsimpedansen målt til 98 kΩ og dermed ikke opfylder
kravet på 100 kΩ. Dog er det så tæt på at det ikke betragtes som et problem.
Det skal bemærkes at pga. af den måde, der tages højde for en 12 dB overstyringsreserve
derfor må forventes, at det bliver nødvendig at skrue ekstra op for volumen
i den samlede forstærker for at kunne høre mikrofonsignalet på samme niveau som
de andre lydkilder.
Side 18 P3-Rapport
4
10
5
10

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
Kapitel 4
Indgangsvælger
4.1 Formål
Formålet med en indgangsvælger er at kunne vælge signalenhed (CD-afspiller, lydkort,
MP3-afspiller og mikrofon) uden at skulle skifte rundt på kablerne bag på
forstærkeren. Brugeren skal kunne vælge signalenheden ved en drejeknap.
4.2 Krav
• Der må ikke kunne vælges mere end et signal af gangen
• Angivelse af den aktive kanal vha. lysdiode (rød)
• THD < 0,2%
Da blokken ikke behandler selve signalet, men blot ”vælger” det, er der ikke noget
krav om at blokken skal overholde de fællesopstillede impedanskrav. Udgangsimpedansen
bliver dermed summen af signalkildens udgangsimpedans og modstanden
igennem switchen.
4.3 Design
For at opfylde kravet om at det kun skal være muligt at vælge én signalkilde af gangen,
vælges en simpel drejekontakt til signalvælger. Samtidig kobles en rød lysdiode
til hver position på kontakten.
Da det ikke er hensigtsmæssigt at lydsignalet gennemløber flere komponenter end
højst nødvendigt, sættes drejekontakten til at styre en analog switch, således denne
switch er den eneste lydsignalet løber igennem jf. figur 4.1.
Side 19

5V
-5V
Kanalvælger
D201
R201
D202
R202
D203
R203
KAPITEL 4. INDGANGSVÆLGER
IC201
IN1
IN2
IN3
IN4
V+
V-
VL
D1
D2
D3
D4
S1
S2
S3
S4
Vout
CDin
LYDKORTin
MICin
Figur 4.1: Kredsløbsdiagram for indgangsvælger bestående af en drejekontakt, en analog switch samt en
diode for hver kanal.
For at opnå samme udgang fra switchen kortsluttes udgangene, således et enkelt
output opnås. Til styresignalet bruges spændingsforsyningen på 5 V.
Drejekontakten sender styresignalet til en af switchens kontrolindgange, hvorved
switchen åbner for den tilsvarende lydkanal. Samtidig sendes styresignalet til stel
gennem en rød lysdiode og en modstand.
4.4 Dimensionering
Modstanden dimensioneres efter lysdioden. Ifølge databladet er passende værdier
for spændingsfaldet over lysdioden 1,8 V og strømmen gennem den 10 mA.
Vha. Ohms lov beregnes modstanden til:
R = VD
ID
hvor: R er seriemodstanden for lysdioden [Ω]
VD er spændingsfaldet over lysdioden [V]
ID er strømmen igennem lysdioden [A]
= 5 − 1, 8
= 320 Ω (4.1)
10 · 10−3 Da lysdiode D201, D202 og D203 er identiske, skal R201, R202 og R203 også være
identiske. De vælges således alle til 320 Ω. I praksis er den nærmeste modstand på
324 Ω, som derfor benyttes.
4.5 Simulering
Den analoge switch DG445 brugt i indgangsvælgeren findes ikke i OrCad 10.3. Da
blokken samtidig er meget simpel, simuleres den ikke. Dvs. den bliver kun verificeret
via praktiske tests.
4.6 Test
Det testes om switchen afbryder alle andre indgange end den ene, for hvilken lysdioden
lyser.
Der måles også THD for en aktiv indgang.
Yderligere specifikation kan findes i målejournalen appendiks C, side A 10.
Side 20 P3-Rapport

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
4.7 Resultater
Ved testen blev der målt en THD på 0,0034 %. Modstanden igennem blokken, for
de forskellige blokke ses i tabel 4.1, samtidig ses det af tabellen at lysdioderne lyser
som de skal:
Kanal nr. Afbrudt Tilsluttet
Modstand [MΩ] Diode Modstand [Ω] Diode
1 0,82 - 78,3 +
2 0,99 - 79,3 +
3 1,03 - 79,4 +
4.8 Delkonklusion
Tabel 4.1: Måleresultater, et ’+’ angiver, at dioden lyser.
Testene af indgangsvælgeren viser at den fungerer efter hensigten. Alle krav er
opfyldt og blokkens THD overholder kravene. Dermed må blokken siges at være
godkendt.
Side 21

Kapitel 5
Tonekontrol
5.1 Formål
KAPITEL 5. TONEKONTROL
Formålet med tonekontrollen er at give brugeren mulighed for at styre diskant- og
basniveauet i et lydsignal, så signalet, der sendes ud i højttalerne, er tilpasset brugerens
ønsker.
Da der ikke er krav til tonekontrol i DIN 45 500, er kravene til forstærkning/dæmpning
udarbejdet udfra en eksisterende Denon HiFi-forstærker AVC-A1SRA, jf. databladet
[Denon, 2005], som er vedlagt på bilags CD´en.
Knækfrekvenser er valgt udfra overvejelser angående frekvensområde for hhv. basog
diskantområder. Ind- og udgangsimpedanser skal være hhv. mindst 10 kΩ og
mindre end 100 Ω.
Kravene for tonekontrollen opstilles således.
5.2 Krav
• Frekvensområde: 20 Hz - 20 kHz
• Forstærkning af indgangssignal: ±10 dB med en tolerance: ±2 dB
• Knækfrekvens bas: 150 Hz
• Knækfrekvens diskant: 8 kHz
• Indgangsimpedans: ≥10 kΩ
• Udgangsimpedans: ≤ 100 Ω
• THD ≤ 0,2 %
• Fravælger
Der er ifølge den overordnede kravspecifikationen valgt, at HiFi-forstærkeren skal
kunne gengive et frekvensområde fra 20 Hz til 20 kHz. Derfor skal tonekontrollen
også kunne arbejde i det område. Bas- og diskantområdet vil blive opdelt således,
at knækfrekvensen for basområdet er valgt til 150 Hz og 8 kHz for diskantområdet.
Dermed fås et basområde fra 20 Hz til 150 Hz og et diskantområde fra 8 kHz til
20 kHz. I disse områder skal tonekontrollen kunne forstærke op til ±10 dB med en
tolerance på ±2 dB.
10 dB svarer til en forstærkning Av på:
Av = 10 |A|
20 [−]
= 10 10
20 ≈ 3, 16 (5.1)
Side 22 P3-Rapport

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
De ±10 dB skal være forstærkningen i yderpunkterne. Dvs. når brugeren forstærker
eller dæmper bas- eller diskantområdet af signalet maksimalt. Den ønskede
karakteristik er vist i figur 5.1, som viser et ukorrigeret bodeplot over den ønskede
forstærkning i tonekontrollen.
Bas- og diskantområderne skal ydermere kunne reguleres hver for sig.
Figur 5.1: Ukorrigeret bodeplot over den ønskede forstærkning i tonekontrol.
Hvordan disse forskellige krav kan opfyldes behandles i næste afsnit, hvor udvalgte
tonekontroldesigns beskrives, og et design til brug i tonekontrollen vælges.
5.3 Design
5.3.1 Baxandall tonekontrol
Designet bag en Baxandall tonekontrol er vist i figur 5.2.
+
Vin
-
R3
C3
Rp2
Rp1
C4
R5
C1 R1
R2
R4
C2
-
+
OUT
+
Vout
Figur 5.2: Baxandall tonekontrol, der indeholder bas- og diskantregulering.
I denne type tonekontrol reguleres bas og diskant ved brug af de to potentiometre
RP1 og RP2. Her er reguleringen til bassen den øverste del af kredsløbet, og reguleringen
til diskanten den nederste. Det regulerede signal fra baskontrollen og det
fra diskant-kontrollen samles i en inverterende operationsforstærker og kan benyttes
videre i audioforstærkeren.
Som det ses af figur 5.2 er bas- og diskantkontrol symmetrisk opbygget omkring de
-
Side 23

KAPITEL 5. TONEKONTROL
to potentiometre. Opbygningen med både bas- og diskantkontrol igennem samme
operationsfortærker gør udregninger til Baxandall tonekontrol besværlige.
5.3.2 Alternativ tonekontrol
En alternativ tonekontrol kunne bestå af en diskantkontrol sat i kaskade med en
baskontrol, hvor begge er opbygget omkring hver sin inverterende operationsforstærker,
som vist på figur 5.3. På den måde vil signalet inverteres to gange, inden
+
C1 R1 xRp1 (1-x)Rp1 R2 C2
R5
R3
Vin Vout
-
+
OUT
R4
- -
xRp2
Diskantkontrol Baskontrol
C3
(1-x)Rp2 R6
Figur 5.3: Alternativ tonekontrol med baskontrol sat i kaskade efter diskantkontrol.
det når videre til næste blok i forstærkeren. Ved en inverterende operationsforstær-
ker fasedrejes signalet 180 ◦ jf. overføringsfunktionen Av = − Z2
Z1 .
Ved at benytte to inverterende koblinger sat i kaskade, fås først 180 ◦ fasedrej og
dernæst 180 ◦ yderligere, hvilket giver et samlet fasedrej på 360 ◦ .
Diskantkontrollen består af et førsteordens aktivt højpasfilter, og baskontrollen består
af et førsteordens aktivt lavpasfilter. Både diskant- og baskontrol er symmetriske
omkring den inverterede indgang på operationsforstærkerne som i Baxandall
tonekontrollen.
Grundlaget for denne symmetri ligger i kondensatorens egenskaber ved vekselspænding.
Når der er valgt en knækfrekvens, vil den ideelle kondensator virke som en kortslutning
ved frekvenser over knækfrekvensen og som en afbrydelse for frekvenser under.
I diskantkontrollen skal Av,LF = 1, og Av,HF være potentiometerafhængig.
Ved de lave frekvenser virker kondensatorerne som afbrydelser, og de eneste komponenter,
der vil have en betydning for forstærkning, er derfor R3 og R4. Forstærkningen
Av,LF = 1 kræver derfor at R3 = R4.
Endvidere skal Av,HF = 1 når potentiometeret er i midterstilling. Ved høje frekvenser
virker kondensatorerne som kortslutninger og forstærkningen vil derfor udelukkende
afhænge af parallelkoblingerne R1 R3 og R2 R4. Ved at lave R3 = R4
meget større end R1 og R2 kan der ses bort fra R3 og R4.
For at Av,HF = 1 skal det derfor gælde at R1 = R2. Hvis størrelsesforholdet mellem
de to kondensatorer er forskelligt fra 1:1, vil kondensatorerne have indflydelse på
forstærkningen af signalet. Derfor skal C1 = C2.
I baskontrollen ønskes Av,HF = 1, mens Av,LF skal være afhængig af potentiometerets
position. Ved de høje frekvenser vil C3 og C4 virke som kortslutninger og
derfor sikre Av,HF = 1.
Når potentiometeret er i midterstilling ønskes Av,LF = 1 og jf. forstærkningen for
en inverterende operationsforstærker skal R5 = R6 for at opnå dette. Som ved
Side 24 P3-Rapport
-
+
C4
OUT
+

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
diskantkontrollen vil det være hensigtsmæssigt at sætte C3 = C4 for at undgå kondensatorernes
indvirkning på forstærkningen.
Det alternative tonekontroldesign vil i dette projekt benyttes, da det har dimensioneringsmæssige
fordele.
5.4 Dimensionering
Da det alternative tonekontroldesign benyttes, behandles bas- og diskantdelen hver
for sig. I de følgende to afsnit opstilles derfor en overføringsfunktion for hhv. diskantog
basdelen. Herefter beregnes komponentstørrelserne udfra den ønskede knækfrekvens
og forstærkning. Da det sjældent er muligt at få de beregnede komponentværdier
vælges standardkomponentværdier, der ligger tættest muligt på de beregnede
værdier. Forstærkning og knækfrekvenser udregnes igen efter valg af standardkomponenter.
5.4.1 Diskantkontrol
På figur 5.4 ses den del af tonekontrollen, der styrer dæmpningen og forstærkningen
af diskantfrekvenserne. Filteret er bygget op omkring en inverterende operations-
+
Vin
-
Z1
C301
R301
R302
xRp1
(1-x)Rp1 R304
-
+
OUT
R305
Z2
C302
+
Vout
Figur 5.4: Diskantkontrol med tilbagekobling bygget symmetrisk omkring operationsforstærkerens inverterende
indgang.
forstærker, og forstærkningen er derfor givet ved:
H(s) = Vout
Vin
= − Z2
Z1
[-] (5.2)
Som det ses af figur 5.4 er de to impedanser Z1 og Z2 givet ved en modstand parallel
med: en kondensator, en modstand samt den respektive del af potentiometeret.
Z1 = R302||
Z2 = R305||
xRP1 + R301 + 1
sC301
(1 − x)RP1 + R304 + 1
sC302
[Ω]
(5.3)
[Ω] (5.4)
-
Side 25

Hermed kan overføringsfunktionen opstilles:
H(s) = − R305||((1 − x)RP1 + R304 + 1
sC302 )
R302||(xRP1 + R301 + 1
sC301 )
= − (1 − x)RP1 + R301
xRP1 + R301
· s +
KAPITEL 5. TONEKONTROL
1
C301((1−x)RP1+R301)
1
s + C301(xRP1+R301)
[-] (5.5)
Mellemregninger i forbindelse med udledning af oveføringsfunktionen forefindes i
appendiks H, side A 37.
Funktionen er nu blevet passende reduceret, og pol og nulpunkt samt DC-gain kan
umiddelbart læses ud fra overføringsfunktionen. Disse opstilles i følgende to afsnit,
hvor potentiometeret betragtes i yderstillingerne x = 0 og x = 1.
Diskantkontrol ved maksimal forstærkning
Ved maksimal forstærkning sættes x = 0, hvorved Z2 er størst mulig og der dermed
forstærkes maksimalt jf. formel 5.5.
Dette får overføringsfunktionen til at se ud som følger:
H(s) = − RP1 + R301
R301
· s +
1
C301(RP1+R301)
1
C301R301
s +
Her ses det, at DC-forstærkningen er givet ved:
og nulpunktet ωn+ givet ved:
og polen ωp+ givet ved:
s = −
K = − RP1 + R301
R301
1
C301(RP1 + R301)
s = −
1
C301R301
Diskantkontrol ved maksimal dæmpning
[-] (5.6)
[-] (5.7)
[s −1 ] (5.8)
[s −1 ] (5.9)
Ved maksimal dæmpning sættes x = 1, hvorved Z1 er størst mulig og der dermed
dæmpes maksimalt jf. formel 5.5.
Dette får overføringsfunktionen til at se ud som følger:
H(s) = −
R301
RP1 + R301
s +
·
s +
Her ses det, at DC-forstærkningen er givet ved:
og nulpunktet ωn- givet ved:
og polen ωp- givet ved:
s = −
K = −
s = −
R301
RP1 + R301
1
C301R301
1
C301(RP1 + R301)
1
C301R301
1
C301(RP1+R301)
[-] (5.10)
[-] (5.11)
[s −1 ] (5.12)
[s −1 ] (5.13)
Den samlede overføringsfunktion for diskantkontrollen ses på figur 5.5.
Side 26 P3-Rapport

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
Figur 5.5: Ukorrigeret bodeplot af overføringsfunktionen for diskantkontrol.
Bestemmelse af komponentværdier
Der ønskes at finde værdier for R301 = R304, R302 = R305, C301 = C302 samt
RP1. Potentiometeret vælges til at være et logaritmisk 100 kΩ, og den maksimale
forstærkning er fra kravene bestemt til at være 10 dB, som også svarer til √ 10 gange
forstærkning jf. formel 5.1. Hermed kan R301 = R304 bestemmes ud fra formel 5.7.
K = − RP1 + R301
⇔
R301
R301K = RP1 + R301 ⇔
R301K − R301 = RP1 ⇔
R301(K − 1) = RP1 ⇔
R301 = RP1
R301 =
K − 1
[Ω] (5.14)
100 · 103
√ = 46, 3
10 − 1
kΩ (5.15)
Da de eksakte værdier for modstandene ikke kan fås som standardkomponenter,
vælges i stedet R301 = R304 = 45, 3 kΩ. Denne værdi ligger ikke tættest på det
beregnede resultat, men for at opnå en forstærkning på mindst 10 dB er denne
valgt jf. formel 5.7. Forstærkningen bliver da i stedet:
K = − RP1 + R301
R301
= − 100 · 103 + 45, 3 · 10 3
45, 3 · 10 3 = 3, 2075 (5.16)
Dette svarer til en forstærkning/dæmpning på 10,12 dB, der anses som acceptabelt
ift. de opstillede krav om forstærkning/dæmpning.
Det er nu muligt at bestemme C301 = C302 vha. knækfrekvensen ωb. Knækfrekvensen
er givet ved polen for maksimal forstærkning og ved nulpunktet for maksimal
dæmpning, som det ses af figur 5.5:
ωb = −
C301 = − 1
1
C301R301
ωbR301
⇔
(5.17)
1
C301 = −
2π · 8 · 103 = 440 pF (5.18)
· 45, 3 · 103 Side 27

KAPITEL 5. TONEKONTROL
De eksakte kondensatorværdier kan heller ikke fås som standardkomponenter, men
i stedet parallelkobles en 330 pF med en 100 pF, så den samlede kapacitet svarer
til 430 pF. Knækfrekvensen for den samlede kondensatorværdi bliver:
1
ωb = −
2π · 430 · 10−12 = 8, 17 kHz (5.19)
· 45, 3 · 103 Denne værdi ses som værende acceptabel ift. det opstillede krav om knækfrekvensen.
Til sidst vælges R302 = R305 til 10 MΩ, da denne skulle være betydeligt større end
R301 + RP1 = R304 + RP1, så der ved lave frekvenser kun løber en strøm, når
kondensatorerne virker som afbrydelser.
5.4.2 Baskontrol
Ved dimensionering af baskontrollen tages der ligeledes udgangspunkt i den inverterende
forstærker som i figur 5.6, hvor baskontrollen er vist.
+
Vin
-
Z1
R306 xRp2
(1-x)Rp2
C303 C304
-
+
OUT
R308
+
Vout
Figur 5.6: Baskontrol med tilbagekobling bygget symmetrisk omkring operationsforstærkerens inverterende
indgang.
Som i diskantkontrollen er RP2 et potentiometer, hvis position er beskrevet ved
faktoren x. Det betyder, at der for x = 0 er maksimal forstærkning og for x = 1 er
maksimal dæmpning.
Som tidligere beskrevet er C303 = C304 og R306 = R308.
Hermed opstilles overføringsfunktionen for baskontrollen:
H(s) = − Z2(s)
Z1(s)
Z1(s) = R306 +
Z2(s) = R306 +
1 · xRP2
sC303
1 + xRP2
sC303
1 · (1 − x)RP2
sC303
1
sC303
+ (1 − x)RP2
-
Z2
[−] (5.20)
[Ω] (5.21)
[Ω] (5.22)
Så indsættes formel 5.21 og formel 5.22 i formel 5.20 for at finde et udtryk for
overføringsfunktionen.
H(s) = Y + s(B + D + E) + R306 + (1 − x)RP2
Y + s(D + B + E) + R306 + xRP2
[−] (5.23)
Side 28 P3-Rapport

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
hvor: Y = s 2 C 2 303R306xRP2(1 − x)RP2
B = R306xRP2C303
D = R306(1 − x)RP2C303
E = xRP2(1 − x)RP2C303
Mellemregningerne kan ses i Appendiks H, side A 38.
Med overføringsfunktionen passende reduceret kan poler, nulpunkter og DC-forstærkningen
bestemmes. Disse bestemmes med henblik på dimensionering af baskontrollen.
Baskontrollen betragtes ved hhv. maksimal forstærkning og dæmpning
hhv. x = 0 og x = 1.
Maksimal Forstærkning
Med x = 0 indsat i formel 5.23 opnås maksimal forstærkning. Udtrykket reduceres
og omskrives hvorved poler, nulpunkter og forstærkningen for baskontrollen kan
opskrives for maksimal forstærkning.
H(s) = − sR306RP2C303 + R306 + RP2
sR306RP2C303 + R306
(RP2 + R306) s
= −
R306RP2C303
+ 1
R306+RP2
R306 (sRP2C303 + 1)
RP2 + R306
= −
s R306RP2C303
+ 1
R306+RP2
sRP2C303 + 1
R306
Her ses det, at DC-forstærkningen er givet ved:
og nulpunktet ωn+ givet ved:
og polen ωp+ givet ved:
Maksimal dæmpning
K = − RP2 + R306
R306
s = − RP2 + R306
R306RP2C303
s = −
1
RP2C303
[−] (5.24)
[−] (5.25)
[s −1 ] (5.26)
[s −1 ] (5.27)
Med x = 1 indsat i formel 5.23 opnås maksimal dæmpning. Udtrykket reduceres og
omskrives. Hermed findes polen, nulpunktet og forstærkningen.
sR306RP2C303 + R306
H(s) = −
sR306RP2C303 + R306 + RP2
R306(sRP2C303 + 1)
= −
sR306RP2C303
(R306 + RP2)
+ 1
R306+RP2
R306
= −
R306 + RP2
sRP2C303 + 1
R306RP2C303 + 1
R306+RP2
[−] (5.28)
Side 29

Her ses det at DC-forstærkningen er givet ved:
og nulpunktet ωn- givet ved:
og polen ωp- givet ved:
K = −
s = −
R306
RP2 + R306
1
RP2C303
s = − RP2 + R306
R306RP2C303
KAPITEL 5. TONEKONTROL
[−] (5.29)
[s −1 ] (5.30)
[s −1 ] (5.31)
Herudfra kan det ukorrigerede bodeplot for overføringsfunktionen tegnes som det
er gjort på figur 5.7.
Figur 5.7: Ukorrigeret bodeplot af overføringsfunktionen for baskontrol.
Bestemmelse af komponentværdier
Kondensatorerne C303 og C304 findes nu udfra udtrykket for knækfrekvensen ωb.
Knækfrekvensen findes i nulpunktet for maksimal dæmpning og i polen for maksimal
forstærkning:
1
ωb =
RP2C303
⇒ C303 =
1
RP2ωb
[rad/s] (5.32)
For at bestemme kondensatorværdierne skal potentiometerets størrelse bestemmes.
Der vælges et 100 kΩ logaritmisk potentiometer som i diskantkontrollen.
Knækfrekvensen skal ifølge kravene være 150 Hz, og hermed kan kapacitansen af
C303 = C304 bestemmes udfra formel 5.32.
C303 =
1
100 · 103 = 10, 6 nF (5.33)
· 2π · 150
Så kan R306 bestemmes, udfra formel 5.25 på samme måde som i formel 5.15 hvor
K = √ 10.
R306 = RP2 100 · 103
= √ = 46, 3 kΩ (5.34)
K − 1 10 − 1
Side 30 P3-Rapport

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
Nu er de teoretiske værdier fundet. Ud fra dem vælges der en modstand med en
værdi, som er tilgængelig. R306 = R308 vælges derfor til 45,3 kΩ. C303 = C304 vælges
til 10 nF. Disse ændringer har en indflydelse på knækfrekvensen og forstærkningen.
Forstærkningen ved den nye modstandsværdi kan bestemmes ved formel 5.25.
K = 100 · 103 + 45, 4 · 103 45, 4 · 103 = 3, 229
20log |K| = 10, 18 dB (5.35)
Knækfrekvensen ved C303 = C304 = 10 nF kan bestemmes udfra formel 5.32
5.4.3 Slew Rate
1
ωb =
RP2C303
1
f =
RP2C303 · 2π
1
f =
100 · 103 · 10 · 10−9 = 159, 1
· 2π
Hz (5.36)
I en ikke-ideel operationsforstærker er der grænser for hvor hurtigt, den kan reagere
på et signal. Denne begrænsning hedder slew rate og er givet ved spændingsændringen
pr. mikrosekund. Udtrykket for slew rate kan opstilles som:
[Sedra and Smith, 2004, side 95]
hvor:
SR = dv0
dt
max
[ V
] (5.37)
µs
dv0 er den maksimale spændingsændring ved forstærkning af et signal.
Da spændingsændringen er størst, hvor signalet krydser 0 V, kan slew raten gives
ved:
SR = ωM · Vo max
[ V
] (5.38)
µs
Mellemregninger til ovenstående formel forefindes i appendiks H, side A 39.
De to operationsforstærkere i den samlede tonekontrol skal arbejde ved en maksimal
frekvens på 20 kHz, og har et maksimalt output på ±2 · √ 2 · √ 10 V. Slew raten skal
derfor mindst være:
SRmin = ω20 kHz · Vo max = 20 · 10 3 · 2π · 2 · √ 2 · √ 10 · 10 −6 = 1.12
5.4.4 Offset-beregning på tonekontrollen
V
µs
(5.39)
Da operationsforstærkere i virkeligheden ikke er ideelle, vil der løbe en lille strøm
i indgangsbenene på operationsforstærkeren. Denne strøm kaldes for biasstrømmen
og noteres IB. Den gennemsnitlige biasstrøm fra de to indgangsben er givet ved:
[Sedra and Smith, 2004, side 102]
IB = IB1 + IB2
2
[A]
Side 31

Forskellen mellem strømmene på de to indgangsben er givet ved:
Ios = |IB1 − IB2| [A]
KAPITEL 5. TONEKONTROL
[Sedra and Smith, 2004, side 102]
Denne forskel kaldes input-offset-strømmen, der ofte ikke er større end nogle få
nanoampere eller sågar picoampere for FET og MOSFET operationsforstærkere.
Da der vil løbe en lille strøm ind i operationsforstærkeren, vil dette forårsage en
forstærkning af DC-spændingen gennem operationsforstærkeren. Offset-spændingen
for Vout er givet på formen:
Vo-offset = R1 + R2
· ±Vos ± IosR2 [V] (5.40)
R1
hvor: Vos er input-offset-spændingen, og opgives i datablad [Instuments, 2005] [V]
Ios er input-offset-strømmen, og opgives i datablad [Instuments, 2005] [A]
[Nielsen, 2005, side 2]
Hermed kan offsetfejlen beregnes for baskontrollen med potentiometeret i den ene
yderstilling, x = 1:
Vo-offset = (R306 + xRP 2) + R308
R306 + xRP 2
= 145, 3 + 45, 3
145, 3
· ±Vos ± IosR308
· ±0, 34 · 10 −3 ± 5 · 10 −12 · 45, 3 · 10 3 = 0, 45 mV
For diskantkontrollen med potentiometeret i samme yderstilling, x = 1:
(5.41)
Vo-offset = 20
10 · ±0, 34 · 10−3 ± 5 · 10 −12 · 10 · 10 3 = 0, 73 mV (5.42)
For at modvirke denne offsetfejl, kan en modstand Rjust kobles mellem det positive
indgangsben på operationsforstærkeren og stel med en størrelsesorden svarende til
den samlede modstand på den inverterende indgang:
[Sedra and Smith, 2004, side 104]
Rjust = R301||R304 = R301R304
R301 + R304
For baskontrollen dimensioneres den nye modstand efter R306 og R308 samt potentiometeret
RP2. Da det inverterende ben har en variabel modstand, vil dette også
bevirke en variabel offset, hvilket er et problem for dimensioneringen af Rjust. Når
potentiometeret står i et af sine yderstillinger, x = 0 eller x = 1, fås den laveste
samlede modstand. Her beregnes for x = 1:
Rjust-lo = (R306 + RP2)||R308
= (45, 3 · 103 + 100 · 103 ) · 45, 3 · 103 45, 3 · 103 + 100 · 103 = 34, 53 kΩ (5.43)
+ 45, 3 · 103 Side 32 P3-Rapport
[Ω]

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
Når potentiometeret står i midterstillingen, x = 0, 5, fås den højeste samlede modstand,
der her beregnes til at være:
Rjust-hi = (R306 + 0, 5RP2)||(R308 + 0, 5RP 2)
= (45, 3 · 103 + 50 · 103 ) · (45, 3 · 103 + 50 · 103 )
45, 3 · 103 + 50 · 103 + 45, 3 · 103 = 47, 65 kΩ (5.44)
+ 50 · 103 Derfor beregnes den nye modstand til at være gennemsnittet af disse resultater:
Rjust-av = Rjust-lo + Rjust-hi
2
= 34, 53 · 103 + 47, 65 · 10 3
2
= 41, 09 kΩ (5.45)
I diskankontrollen dimensioneres den nye modstand efter R302 og R305, da offsetspændingen
er jævnspænding og kondensatorerne derfor virker som afbrydelser.
Derfor bliver værdien af den nye modstand:
Rjust = R302||R305 = 10 · 106 · 10 · 106 10 · 106 = 5 MΩ (5.46)
+ 10 · 106 I tonekontrollen bruges en operationsforstærker med en meget lille offset-strøm, og
det vil være begrænset hvor stor betydning, det har for signalet videre i kredsløbet.
Da der ikke AC-kobles videre til den næste blok indsættes dog en offset-korrigerende
modstand, R309, på det ikke-inverterende ben i baskontrollen med størrelsen 41,3
kΩ, da denne ligger tættest muligt på den beregnede modstand.
5.4.5 Fravælger
Der er opstillet et krav til en fravælger af tonekontrollen, så signalet kan passere
uændret til næste blok i audioforstærkeren. Dette kan gøres ved at benytte en simpel
tænd/sluk kontakt, hvor der vælges mellem indgangen til tonekontrollen og indgangen
til næste blok i audioforstærkeren. Med denne kontakt tilsluttet tonekontrollen
fås kredsløbet vist på figur 5.8.
Vin
Vout
Stel
C301
R301
R302
R303(P1)
-
+
R304
R305
OUT
IC301
C302
R306
R309
R307(P2)
C303
Figur 5.8: Kredsløbsdiagram for tonekontrollen med til/fra-vælger.
5.4.6 Ind- og udgangsimpedans
Det skal undersøges om tonekontrollen overholder kravene til ind- og udgangsimpedans.
En TLE2071 opfylder kravet til slew rate, som er beskrevet i afsnit 5.4.3, og har
samtidig en indgangsimpedans for operationsforstærkeren på 1 TΩ og en maksimal
udgangsimpedans på 80 Ω.
I databladet for TLE2071 [Instuments, 2005, figur 68, side 65] kan der aflæses en
C304
-
+
IC302
OUT
R308
Side 33

KAPITEL 5. TONEKONTROL
udgangsimpedans som funktion af frekvensen og forstærkningen. Denne kan aflæses
til en værdi på 0,05 Ω for et signal, der forstærkes én gang, og har en frekvens på 1
kHz.
Tonekontrollen er som tidligere beskrevet, opdelt i to dele. En diskantkontrol opbygget
som en inverterende operationsforstærker efterfulgt af en baskontrol ligeledes
opbygget som en inverterende operationsforstærker.
For at regne ind- og udgangsimpedans for tonekontrollen tages kun den nærliggende
kontrol i betragtning. Dvs. der ved beregning af indgangsimpedansen til tonekontrollen
kun beregnes på diskantkontrollen, og ved beregning af udgangsimpedansen
kun tages hensyn til baskontrollen.
Indgangsimpedansen for kredsløbet kan findes udfra formel 5.47.
[Huelsman, 1993, side 461]
Ri · (Z1 + Ro)
Zin = Z1 +
Z1 + Ro + Rin + A · Rin
Udgangsimpedansen kan udregnes ved formel 5.48.
Zo =
Ro · (Ri · (Z1 + Z2) + Z1 · Z2)
Ri · (Z1 + Z2 + Ro) + Z1 · (Z2 + Ro) + A · Ri · Z1
[Huelsman, 1993, side 461]
[Ω] (5.47)
[Ω] (5.48)
Ved beregningerne sættes begge potentiometre i midterstilling, x = 0, 5, hvorved
Z1 = Z2 for både bas- og diskantkontrol grundet symmetrien. De to impedanser vil
derfor benævnes hhv. Zdiskant og Zbas.
Komponentværdierne for de forskellige komponenter kan ses på figur 5.9. Ri og
Vin
Vout
Stel
C301 R301 xRP1 (1-x)RP1 R304 C302
430 p 45,3 k 100k 45,3 k 430 p
45,3k 100k
45,3k
R302
R305
10 M 10 M 10 n 10 n
-
+
OUT
IC301
R307
R309
C303
(1-x)R P2
C304
Figur 5.9: Kredsløbsdiagram for tonekontrollen med standard komponentværdier.
Ro er tidligere omtalt og er givet ved Ri = 1 TΩ og Ro = 5 mΩ. Open-loop
forstærkningen A for operationsforstærkeren er opgivet til 118 dB i databladet for
TLE2071 [Instuments, 2005], hvilket svarer til:
A = 10 118
20 794, 328 · 10 3
Der kan nu opstilles et udtryk for hhv. Zdiskant og Zbas:
Zdiskant =
=
1
j2πfC301
+ R301 + 1
2 RP1
R302
1
j2000π·430·10 −12 + 45, 3 · 10 3 + 50 · 10 3
xRP2
-
+
IC302
OUT
· 10 · 106 1
j2000π·430·10 −12 + 45, 3 · 10 3 + 50 · 10 3 + 10 · 10 6
= 107, 688 · 10 3 − j362, 56 · 10 3
R308
(5.49)
|Zdiskant| = 378, 21 kΩ (5.50)
Side 34 P3-Rapport

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
1
Zbas = R306 +
2 RP2
1
j2πfC303
= 45, 3 · 10 3 · 50 · 103 1 ·
50 · 103 +
j2000π·10·10−9 1
j2000π·10·10−9 = 58, 583 · 10 3 − j366, 173 · 10 3
|Zbas| = 370, 83 kΩ (5.51)
Alle værdier nødvendige for beregning af ind- og udgangsimpedans kendes nu, hvorfor
disse to nu udregnes:
Zout =
Zin = 378, 21 · 10 3 +
10 12 · (378, 21 · 10 3 + 0, 005)
378, 21 · 10 3 + 0, 005 + 10 12 + 10 118
20 · 10 12
|Zin| = 378, 22 kΩ (5.52)
0, 005 · (10 12 · (2 · 370, 83 · 10 3 ) + (370, 83 · 10 3 ) 2 )
10 12 · (2 · 370, 83 · 10 3 + 0, 005) + 370, 83 · 10 3 · (370, 83 · 10 3 + 0, 005) + 10 118
20 · 10 12 · 370, 83 · 10 3
|Zout| = 12, 589 nΩ (5.53)
Der er nu beregnet impedanser for tonekontrollen, og designet er klar til at blive
simuleret.
5.5 Simulering
Kredsløbet for tonekontrollen med de tilgængelige komponentværdier ses på figur
5.9 i afsnit 5.4.6.
Da komponentværdierne er beregnet efter en maksimal forstærkning/dæmpning på
10 dB, vil knækfrekvenserne for bas- og diskantkontrol være at finde, hvor signalet
dæmpes/forstærkes 3 dB ift. de ±10 dB. Dvs. knækfrekvenserne forventes at ligge
ved ±7 dB, når der hhv. forstærkes og dæmpes maksimalt. Kredsløbet på figur 5.9
indtegnes i OrCad, hvorefter der simuleres et AC-sweep. Der vil blive udført to simuleringer.
I første simulering sættes x lig hhv. 0 og 1 for RP1 og RP2, hvorved den maksimale
forstærkning og dæmpning i både bas- og diskantkontrol opnås.
I anden simulering varieres graden af forstærkning/dæmpning ved at dreje potentiometrene
mellem de to yderpositioner.
I første simulering er x = 0 for RP1 og RP2 på figur 5.9.
Ved simulering af dette kredsløb fås bodegainplottet på figur 5.10. Her ses det for
baskontrollen, at der er en maksimal forstærkning på ±9,9 dB.
Kravet til den maksimale forstærkning og dæmpning er opfyldt, da det er indenfor
de ±10 dB med en tolerance på ±2 dB.
Knækfrekvensen ved de ±7 dB er ved både maksimal forstærkning og dæmpning
≈164 Hz. Dermed er der en større forstærkning/dæmpning i den beregnede knækfrekvens
på 159 Hz end beregnet og kravet til forstærkning/dæmpning ved 159 Hz er
derfor opfyldt.
For diskantkontrollen er der en maksimal forstærkning på ±9,4 dB og kravet til
maksimal forstærkning/dæmpning er dermed opfyldt.
Knækfrekvensen ved ±7 dB er ved både maksimal forstærkning og dæmpning ≈7,25
kHz. Der er dermed en større forstærkning/dæmpning i den beregnede knækfrekvens
på 8,17 kHz end beregnet. Kravet til forstærkning/dæmpning ved 8,17 kHz er derfor
opfyldt.
Side 35

KAPITEL 5. TONEKONTROL
Figur 5.10: Bodegainplot for tonekontrollen ved maksimal forstærkning/dæmpning.
Det ses af figur 5.10 at der, ved de beregnede knækfrekvenser og i mellemtoneområdet,
er en forhøjet forstærkning ift. de ønskede ±7 dB ved 159 Hz og 8,17 kHz,
og 0 dB i mellemtoneområdet.
Dette skyldes baskontrollens indvirkning på diskantområdet og omvendt.
Af bodeplottet ses det, at diskantkontrollen ikke når at forstærke de høje frekvenser
±10 dB, men stadig er stigende ved de 20 kHz der er valgt som den øverste grænse
for frekvensområdet for audioforstærkeren. Dette skyldes, at der benyttes førsteordensfiltre,
som har en maksimal stigning pr. dekade på 20 dB.
På figur 5.11 ses fem forskellige variationer af x for forstærkning og dæmpning samt
hvor potentiometrene sættes i midterstilling. Det ses, at der uanset forstærkningen
er symmetri mellem forstærkning og dæmpning af både bas- og diskantområderne.
5.6 Test
For at se om den færdigudviklede tonekontrol lever op til kravene, skal den bestå
en række tests. Der tages udgangspunkt i IEC-60268-3 standarden, der beskriver
hvordan målingerne skal gennemføres.
Ved at måle amplituden i udgangen på tonekontrollen ved en række frekvenser, undersøges
det jf. kravene, om tonekontrollen fungerer indenfor et frekvensområde fra
20 Hz til 20 kHz, har en basknækfrekvens på 159 Hz og en diskantknækfrekvens på
8,17 kHz og om den maksimale forstærkning er på ± 10 dB med en tolerance på
±2 dB.
Kravet om en indgangsimpedans på mindst 10 kΩ og en udgangsimpedans mindre
end 100 Ω undersøges opfyldt ved at belaste henholdsvis ind- og udgangen af tonekontrollen.
Ved undersøgelse af den totale harmoniske forvrængning på højest 0,2 %
bruges et måleapparat, der digitalt kan bestemme THD´en. For alle disse målinger
Side 36 P3-Rapport

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
Figur 5.11: Bodeplot for tonekontrollen ved forskellige grader af forstærkning/dæmpning.
er der opstillet en målejournal, der forefindes i Appendix D, side A 13.
5.7 Resultater
Ved test af tonekontrollen er der lavet et manuelt AC-sweep hvor forstærkning som
funktion af frekvensen er aflæst. Der er ligeledes målt på ind- og udgangsimpedanser
samt på THD. Resultatet af den udførte AC-sweep er opstillet i grafen på figur 5.12.
De vigtigste resultater er opstillet i nedenstående tabel og de resterende måledata
samt procedure og teori bag målingerne forefindes i appendiks D, side A 13.
Udregnet Simuleret Måleresultat
Maksimal forstærkning 20 Hz 10,2 dB 9,9 dB 10,1 dB
Maksimal forstærkning 20 kHz 10,1 dB 9,5 dB 9,7 dB
Maksimal dæmpning 20 Hz -10,2 dB -9,9 dB -9,3 dB
Maksimal dæmpning 20 kHz -10,1 dB -9,4 dB -9 dB
Knækfrekvens lav forstærkning(7 dB) 159,1 Hz 164,1 Hz 180 Hz
Knækfrekvens høj forstærkning(7 dB) 8170 Hz 7220 Hz 6800 Hz
Knækfrekvens lav dæmpning(-7 dB) 159,1 Hz 165 Hz 160 Hz
Knækfrekvens høj dæmpning(-7 dB) 8170 Hz 7280 Hz 7500 Hz
Indgangsimpedans 378,22 kΩ 1,33 MΩ 360,52 kΩ
Udgangsimpedans 12,6 nΩ 0,455 Ω 0,55 Ω
THD 0,037 %
Tabel 5.1: Resultater for beregning, simulering og test af tonekontrollen.
Side 37

KAPITEL 5. TONEKONTROL
Figur 5.12: Bodegainplot for tonekontrollen ved maksimal forstærkning/dæmpning.
5.8 Delkonklusion
I resultatafsnittet sammenholdes de målte data med de beregnede og simulerede
værdier. Bas- og diskantkontrollens poler og nulpunkter ligger så tæt grundet den
korte afstand mellem knækfrekvenserne, at de indbyrdes påvirker hinanden. En anden
grund til afvigelserne skyldes bl.a. komponentusikkerheder.
Tonekontrollen er i hele frekvensspektret fra 20 Hz - 20 kHz i stand til at forstærke
og dæmpe maksimalt indenfor tolerancen, hvorved den lever op til kravet. Derudover
ligger de målte knækfrekvenser passende tæt på de beregnede og anses derfor
som acceptable for kredsløbet.
Kravene til en indgangsimpedans Zin ≥ 10 kΩ og en udgangsimpedans Zout ≤ 100
Ω er også opfyldt.
Da der gennem hele tonekontrollen blev målt en THD på 0,037 % lever denne op
til det opstillede krav til en THD < 0,2 %.
I helhed har produktet bestået kravene og dermed også testen. Der er også opstillet
et krav om, at tonekontrollen skal forsynes med en fravælger. Denne er parallelkoblet
med hele tonekontrollen, så signalet kan passere uden om tonekontrollen, hvis dette
er ønsket. Via test er det konstateret at denne virker efter hensigten.
Side 38 P3-Rapport

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
Kapitel 6
Digital volumenkontrol
6.1 Formål
Formålet med volumenkontrollen er, at give brugeren mulighed for at indstille volumen
efter vedkommendes ønske. Som en del af opgaveformuleringen skal volumenkontrollen
være digital.
I tillæg til dette har gruppen bestemt at forsyne denne med et display, der angiver
volumenniveauet samt en resetfunktion, så forstærkeren starter ved samme
volumenniveau hver gang.
6.2 Krav
• Digital
• LED-display til angivelse af volumen
• Volumenregulering i 32 trin
• Resetfunktion
• Indgangsimpedans ≥ 10 kΩ
• Udgangsimpedans ≤ 100 Ω
• Skal kunne behandle et signal på mindst 7 V.
• THD < 0,2 %
Side 39

6.3 Design & dimensionering
KAPITEL 6. DIGITAL VOLUMENKONTROL
Kredsløbet for volumenkontrollen er indviklet, og derfor er afsnittet delt op i flere
dele. Blokdiagrammet for kredsløbet ses på figur 6.1.
Figur 6.1: Blokdiagram over volumenkontrol.
For at undgå problemer med fan-in/out, baseres hele volumenkontrollen på CMOS
teknologi jf. afsnit 6.3.2.
Da der er 32 trin i volumenkontrollen, skal displayet kunne vise to cifre. Dette løses
vha. to syvsegments-displays. Til displayet skal der bruges en tæller, der tæller i
dekader. Til selve volumenkontrollen skal der bruges en binær tæller.
Kredsløbet bliver derfor bygget op med to tællere. Den valgte tæller undersøger om
den skal tælle op eller ned, når et tilført clocksignal går høj. Den tæller op, hvis
signalet på ben U/ ¯ D er højt, og ned hvis det er lavt.
Tællerne skal desuden have en latch-funktion, så volumen starter på et fastsat niveau,
hver gang forstærkeren tændes.
6.3.1 Styring
Til styring af volumenkontrollen benyttes en kontakt til at skrue op og ned for
volumen. I forbindelse med dette er der nogle problemer der skal undgås. Bl.a. skal
der tages højde for prel. Derudover skal der laves en load-funktion, der fortæller
volumenkontrollen, hvilket volumentrin den skal starte på. Som den sidste funktion
til styringen laves der et clocksignal vha. en astabil multivibrator.
Astabil multivibrator
Tællerne er afhængige af et clocksignal, der bestemmer hvor hurtigt, de skal tælle
op eller ned. Clocksignalet laves vha. en TS555 timer, der opkobles som det ses på
figur 6.2. Frekvensen for clocksignalet kan bestemmes ved dimensionering af RA,
RB og C ud fra formel 6.1, som ses på næste side. Clocksignalets frekvens er således
bestemt af hvor hurtigt kondensatoren C op- og aflades. Ud fra Figur 6.2 ses
tre identiske modstande benævnt R1, som er årsag til to spændingsdelinger således
VTH = 2
3 VCC og VTL = 1
3 VCC.
På figuren ses det yderligere, at kondensatoren oplades igennem både RA og RB.
Når spændingen over C når VTH, går ¯ Q-udgangen i 555-timerens flip-flop høj, hvilket
aktiverer Q1, som medfører, at der kommer en stelforbindelse imellem RA og
RB. Denne stelforbindelse gør, at C nu begynder at aflade igennem RB. Spændingen
Side 40 P3-Rapport

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
RA
RB
C
Threshold
Trigger
Discharge
VTH
VTL
VCC
R1
R1
R1
Ground
+
-
+
-
555 timer
Komparator 1
Komparator 2
R
Flip-Flop
Figur 6.2: Kredsløb over 555 timer [Sedra and Smith, 2004, side 1198].
over C falder nu indtil niveauet for VTL nås, hvorefter signalet på ¯ Q udgangen igen
bliver lavt. Herefter vil hele processen gentage sig. Dermed opnås et clocksignal der
svinger imellem 1
3 VCC og 2
3 VCC [Sedra and Smith, 1998, side 1010-1013].
Det findes passende, at volumenkontrollen maksimalt tager 10 sekunder om at gå
fra yderposition til yderposition. Da der er 32 positioner, skal clocksignalets frekvens
derfor være mindst 3,2 Hz. Herved sættes RA = 182 Ω, RB = 221 kΩ og C = 1 µF
og frekvensen bestemmes jf. formel 6.1.
[Microelectronics, 2005, side 9]
Up/Down og anti-prel
1, 44
f =
(RA + 2RB)C
1, 44
=
(182 + 2 · 221 · 103 = 3, 26
)1 · 10−6 Hz (6.1)
For at kunne styre i hvilket niveau tælleren og derved volumenreguleringen er i, er
der udviklet et led af en kontakt og et logisk led jf. figur 6.3.
S
Q1
Q
Q
100
Vout
Side 41

Binær signal
Clock
5V
UP
Kontakt
U 0 D
DOWN
IC407/IC404
KAPITEL 6. DIGITAL VOLUMENKONTROL
Clock
Stel UP/DOWN'
R404
R403
C403
IC407/IC404
R406
R405
C404
R408 R410
R407
C405
R409
IC402/IC1
IC415
C406
IC412
IC416
IC414
IC413
Figur 6.3: Kredsløb med kontakten, anti-prel og beskyttelsesled.
Kontakten i figur 6.3 kan ses i en mere detaljeret udgave i figur 6.4.
UP
DOWN
UP
DOWN
Clock
Figur 6.4: Kontakten i figur 6.3 har følgende specifikation.
Kontakten er det styrende led. Med den er det muligt at styre volumenreguleringen.
I kontakten er der to kanaler, som kan stå i tre positioner: ned, hvile og op. Clocksignalet
bliver tilsluttet den ene kanal, og den anden tilsluttes 5 V. Så er det muligt
at sende et clocksignal og 5 V ud af kontakten, hvis kontakten er stillet i ned eller
op position. På denne måde kan tælleren justeres op eller ned. I den sidste position
er systemet i hvile, da det ikke påvirkes af clocksignalet.
Efter kontakten er der påsat en pull-down modstand og et anti-prel led. Der er
fire af disse to led, et til hvert udgående ben på kontakten. Et eksempel på disse
består af R403, R404 og C403 jf. figur 6.3.
Når kontakten er sat i hvileposition, vil der ikke være koblet noget på benene, og
de vil derfor svæve. Derfor er der indsat en 1 kΩ pull-down modstand for at trække
spændingen lav.
Derefter er der indsat et anti-prel led. Når en kontakt tilsluttes, kan der forekomme
små spændingshop, såkaldt prel, som er uønskede i et digitalt kredsløb, da de
kan trigge kredsløbet. Dette kan betyde at tælleren kan hoppe flere trin, fordi den
modtager et signal, der har flere edges i forhold til det oprindelige signal.
Anti-prel leddet består af et RC-led hvis tidskonstant τ betyder, at kontakten er
tilsluttet udgangen, når kondensatoren er opladet. Som tommelfingerregel sættes
τ ≥ 20 ms. Der vælges en kondensator værdi på 1 µF, og ud fra denne værdi kan
Side 42 P3-Rapport
5V

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
R404 bestemmes.
τ = R404C403 ⇔
R404 = τ
C
20 · 10−3
= = 20 kΩ (6.2)
1 · 10−6 Clocksignalet vil dog ikke kunne holde spændingen oppe efter pull-down og antiprel,
da disse led trækker mere strøm end clock-generatoren kan levere. Spændingen
kan risikere at falde så meget, at den kommer til at ligge i støjmarginen.
Støjmargin er området mellem VIL og VIH, jf. figur 6.5. Hvis spændingen kommer
under VIH fra høj eller over VIL fra lav, vil outputtet fra logikken ikke kunne garanteres.
Figur 6.5: CMOS logiske niveauer og støjmargin. [Mikkelsen, 2005e, side 6]
For at afhjælpe dette problem, indsættes der en buffer. I dette tilfælde er der indsat
en Schmitt-trigger. Overføringskarakteristikken for en Schmitt-trigger, er således at
et højt signal vil falde ved en højere spænding, end en tilsvarende lav vil stige. jf.
figur 6.6. Dette gør at Schmitt-triggeren altid vil give et logisk høj eller logisk lavt
input. Et eksempel på dette kan ses på figur 6.7. Således er outputtet fra Schmitttriggeren
et klart højt eller lavt signal.
Vdd
Vout
VT- VT+
Vdd
Vin
Figur 6.6: Typisk overføringskarakteristik for
en Schmitt-trigger [Motorola, 2005, side 3].
Figur 6.7: Eksempel på Schmitt-triggerens virkemåde
[Motorola, 2005, side 3].
For at styre om tælleren skal tælle op eller ned, skal tælleren have hhv. et højt eller
et lavt signal. Kontakten udsender imidlertid et højt signal uanset om kontakten
trækkes op eller ned. Dette skal laves om til et højt signal, hvis kontakten trækkes
op, og et lavt hvis den trækkes ned. Dette gøres vha. en inverter og en OR-gate.
Leddet blev udvikles vha. en sandhedstabel, jf. tabel 6.1. Ved at undersøge hvilke
parametre, der har betydning, kan den resulterende side(C), opskrives. Det er ikke
muligt for systemet at være aktiv i begge positioner, da det vil kræve at kontakten
skal stå i begge positioner samtidigt. Når kontakten er i hvile, er A og B lave
Side 43

KAPITEL 6. DIGITAL VOLUMENKONTROL
og clocksignalet vil ikke være aktivt. Derfor vil det ikke være afgørende for, om
der kommer et højt eller lavt signal ud. Ud fra sandhedstabellen er det muligt at
A B C
1 1 -
0 1 1
1 0 0
0 0 -
Tabel 6.1: Sandhedstabel for inverter og OR med begrænsninger.
bestemme arbejdet for det system, der skal laves.
For at sikre at systemet ikke kan hoppe direkte fra højeste til laveste position, er
der indsat et logisk led bestående af to AND-gates, en NAND-gate og en OR-gate.
Det er udviklet således, at når det binære tal er 00000 (maksimal volumen), skal
systemet ikke kunne tælle op. I denne position vil OR-gatens output gå i lav, hvilket
betyder, at AND-gaten blokerer clocksignalet til tælleren. Dette gør det umuligt for
tælleren at tælle videre op.
Når det binære tal er 11111 (minimal volumen), vil en NAND-gate´s output gå lav
og med samme princip som før, vil det fjerne muligheden for at tælle længere ned
på dekade-tælleren.
Load
Når tælleren tændes starter den, som standard, i binær 0. Dette betyder at volumenreguleringen
vil stå på maksimal volumen, hvilket ikke er ønsket. Derfor udnyttes
tællerens load-funktion, hvorved der loades en ønsket værdi, når tælleren tændes.
Til dette system er der valgt en værdi for dekade-tælleren på 10 og en værdi for
binær-tælleren på 21. Hvorfor og hvad det betyder for systemet kan læses i afsnit
6.3.4 senere. Det vil også blive omhandlet i afsnit 6.3.2 og 6.3.3. Det fungerer ved
at signalet på A-D-benene loades når PE-benet tilføres et højt signal jf. IC408 på
kredsløbsdiagrammet, appendiks J, side A 51. PE-benet skal derfor kun være højt
så længe tælleren kan indlæse denne værdi. Derfor er der brug for en styring til
PE benet. Styringen laves vha. et RC-led og en Schmitt-trigger, så signalet bliver
renset jf. figur 6.8. Loaden vil være høj indtil kondensatoren er afladet så meget, at
spændingen kommer under VT −, jf. figur 6.7. Dimensioneringen for dette led blev
5V
Stel
C407
R411
IC407/IC404
LOAD
Figur 6.8: Load-funktion et RC led og en Schmitt trigger.
lavet på baggrund af den dobbelte periodetid for clocksignalet, således det er helt
sikkert at tælleren minimum trigges en gang jf. formel 6.3.
R = τ
C
625 · 10−3
= ≈ 133 kΩ (6.3)
4, 7 · 10−6 I formel 6.3 vælges C407 til 4, 7 µF og R411 bestemmes ud fra ligningen til 133 kΩ
Side 44 P3-Rapport

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
Clock
5V
UP/DOWN'
Stel
Load
IC407
6.3.2 Volumenregulering
IC408
LSB
A QA
LSB
B QB
C QC
D QD
CLK
CI
PE
B/D
U/D
CO
IC408
MSB
A QA
MSB
B QB
C QC
D QD
CLK
CI
PE
B/D
U/D
CO
Figur 6.9: Tællerne i volumenregulering.
5-bit
Systemets
binære tal
Volumenreguleringen indeholder to tællerkredse og en logaritmisk D/A converter.
Den logaritmiske D/A-converter bliver behandlet senere i afsnitet under ’Logaritmisk
D/A-converter’. Da styringen både skal styre D/A-converteren med en binærtæller
og displayet med en dekade-tæller, skal der laves to typer tællere. Disse skal
kobles så når displayet viser ’00’, skal lyden dæmpes maksimalt. D/A-converteren
dæmper signalet maksimalt, når den modtager et binært signal med den højeste værdi,
hvilket beskrives senere under ’Logaritmisk D/A-converter’. Når der bliver skruet
op for volumen, skal display-tælleren tælle op, mens tælleren for D/A-converteren
skal tælle ned. Derfor er der indsat en inverteret Schmitt-trigger, IC407 jf. figur 6.9,
således signalet ind i dette led skifter fra UP/DOWN’ til UP’/DOWN. Tælleren til
brug i display-funktionen omtales yderligere i afsnit 6.3.3.
De anvendte tællere, IC408 på figur 6.9, er begge af typen CD4029AB, som er 4-bit
tællere. Der anvendes derfor to tællere, som kobles til hinanden, efter metoden omtalt
på side 14 i databladet [Semiconductors, 2005c]. Derved fås en tæller på 8-bit,
hvilket dækker gruppens behov for 5-bit. Derfor vil ben QA på den anden tæller
være MSB.
Tællerne kobles så det er binære tællere, da den logaritmiske D/A-converter dæmpning
afhænger af et binær signal. Dette gøres ved at koble benet B/ ¯ D, IC408, til et
højt signal.
Disse tællere er edge-triggeret, hvilket betyder, at de opdaterer efter inputtet, når
de modtager en „low-to-high“ edge på clockbenet.
Når denne tæller startes, vil udgangssignalet enten være binært 0, eller som tilfældet
er her, det signal den får tilført fra load. Dette fungerer, som tidligere omtalt,
ved at tilføre et højt signal til PE-benet, på IC408. Når dette sker vil den værdi,
som bliver tilført A-D på den 1. tæller og A på anden tæller, være udgangsværdien.
Denne værdi er 21, hvilket vil svare til 2 0 +2 2 +2 4 . Derfor skal ben A og C på første
tæller og ben A på anden tæller være høje, og de andre lave.
Side 45

Udledning af tællerlogik
KAPITEL 6. DIGITAL VOLUMENKONTROL
Istedet for at anvende en færdig tællerkreds, kan en tæller laves ved brug af ANDog
OR-gates samt D-flip-flops. Designproceduren kan gøres på følgende måde:
Da det er en 4-bit tæller, vil den have 16 states. I tabel 6.2 ses de 16 states samt
deres binære værdi. Samtidig kan next state ses som funktion af X.
State / binær værdi Input
X = 0 X = 1
(Si)/Q3 Q2 Q1 Q0 (Sin+1) (Sin+1)
S00 / 0000 S15 / 1111 S01 / 0001
S01 / 0001 S00 / 0000 S02 / 0010
S02 / 0010 S01 / 0001 S03 / 0011
S03 / 0011 S02 / 0010 S04 / 0100
S04 / 0100 S03 / 0011 S05 / 0101
S05 / 0101 S04 / 0100 S06 / 0110
S06 / 0110 S05 / 0101 S07 / 0111
S07 / 0111 S06 / 0110 S08 / 1000
S08 / 1000 S07 / 0111 S09 / 1001
S09 / 1001 S08 / 1000 S10 / 1010
S10 / 1010 S09 / 1001 S11 / 1011
S11 / 1011 S10 / 1010 S12 / 1100
S12 / 1100 S11 / 1011 S13 / 1101
S13 / 1101 S12 / 1100 S14 / 1110
S14 / 1110 S13 / 1101 S15 / 1111
S15 / 1111 S14 / 1110 S00 / 0000
Tabel 6.2: States og next state.
Yderligere udregninger forefindes i appendiks I, side A 41.
For en edge-triggeret tæller vil den karakteristiske ligning være Q n+1 = D, dvs. at
Q n+1 vil blive sat til D i det øjeblik, clocksignalet går høj jf. tabel 6.3.
Ligningerne for D0, D1, D2 og D3 bliver på baggrund af Karnaughkortene, som
D CLK Q Q’
0 0 1
1 1 0
x 0 sidste Q sidste Q’
x 1 sidste Q sidste Q’
Tabel 6.3: Beskrivelse af den karakteriskiske ligning, x, angiver ’don’t cares’. Tabellen beskriver funktionen
af en D-flip-flop [Mikkelsen, 2005f, side 15]
ses i appendiks I, side A 41:
D0 = ¯ Q0 (6.4)
D1 =Q0 · Q1 · ¯ X + ¯ Q0 · ¯ Q1 · ¯ X + Q0 · ¯ Q1 · X + ¯ Q0 · Q1 · X (6.5)
D2 =Q0 · Q2 · ¯ X + Q0 · Q1 · ¯ Q2 · X + ¯ Q0 · Q1 · Q2+
¯Q0 · ¯ Q1 · ¯ Q2 · ¯ X + ¯ Q1 · Q2 · X (6.6)
D3 = ¯ Q0 · ¯ Q1 · ¯ Q2 · ¯ Q3 · ¯ X + Q0 · Q1 · Q2 · ¯ Q3 · X+
¯Q1 · Q3 · X + ¯ Q2 · Q3 · X + ¯ Q0 · Q1 · Q3+
Q0 · Q3 · ¯ X + Q2 · Q3 · ¯ X (6.7)
Side 46 P3-Rapport

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
Dermed kan det endelige kredsløb opstilles vha. D-flip-flops jf. figur 6.10.
X'
X
Clock
D0
D1
D2
D3
D
CLK
D
CLK
D
CLK
D
CLK
D0
D1
D2
D3
Q
Q
Q
Q
Q
Q
Q
Q
Q1
Q1'
Q0
Q0'
X'
X
Q0
Q1
Q2
Q0'
Q1'
Q2'
X'
X
Q0
Q1
Q2
Q3
Q0'
Q1'
Q2'
Q3'
Figur 6.10: Det endelige kredsløb for en binær 4-bit tæller.
D1
D2
D3
Side 47

KAPITEL 6. DIGITAL VOLUMENKONTROL
På figur 6.10 ses det, at D0 ¯ Q, X og ¯ X hver trækker 7 indgange. Dette stiller nogle
krav til udgangene på de gates, der trækker dem. Hvis der tilsluttes for mange
indgange til en enkelt udgang, vil spændingen på denne udgang falde i takt med, at
der tilsluttes flere indgange. Når et bestemt antal indgange opnås vil spændingen
være så lav, at den falder til under det logiske niveau for høj, og kredsløbet vil
ikke fungere efter hensigten. Denne problematik kaldes fan-out. For at afgøre hvor
mange indgange en specifik gate kan trække, er det nødvendigt at vide hvor meget
strøm udgangen kan levere, og hvor meget strøm indgangene i alt trækker. Derved
kan antallet af indgange pr. udgang udregnes jf. formel 6.8.
M = IOH
IIH
hvor: IOH er strømmen udgangen kan levere. [A]
IIH er strømmen samtlige indgange trækker. [A]
M er antallet af indgange, udgangen kan trække. [-]
[Mikkelsen, 2005e, side 24]
[−] (6.8)
Problemet undgåes ved blot at bruge CMOS-gates i hele kredsløbet, da udgangene
på disse uden problemer kan trække 8 CMOS indgange.
Logaritmisk D/A-converter
D/A-converteren, der benyttes, har otte binære datainput. Inputtet på disse ben
afgør hvor meget signalet bliver dæmpet igennem converteren. Da der skal være 32
trin i volumenkontrollen, benyttes kun fem af datainput-benene. Ben D3 bliver LSB
i stedet for ben D0. Dermed kan overføringsfunktionen for blokken opskrives som:
Vout
Vin
3N −
= −10 20 [-] (6.9)
hvor: Vout er udgangsspændingen [V]
Vin er indgangsspændingen [V]
N er det tal der bliver sendt ind på de binære inputben [-]
[Devices, 2005]
Converteren opkobles efter standardopkoblingen jf. databladet [Devices, 2005, side
5]
Det binære tal N fra tælleren bestemmer dæmpningsfaktoren. Det ses af overføringsfunktionen
i formel 6.9, at dæmpningen er 3 dB·N. Dette betyder at ved den
forudbestemte start position, binær 21 vil der være en dæmpning på 3 · 21 = 63 dB
fra volumenkontrollen.
Ved maksimal dæmpning, volumentrin 00 og 01, muter D/A-converteren signalet.
Da der sidder en operationsforstærker i udgangen opnås en lav udgangsimpedans
for volumenkontrollen.
6.3.3 Display
Display blokken indeholder to 4-bit tællerkredse, der er koblet således at det skaber
en 8-bit tæller. Denne tæller leverer data til to drivere, der styrer de to display som
denne blok er bygget op omkring. Opstilingen ses på figur 6.12. Til display vælges
to SC56-11EWA displays [Kingbright, 2005].
Hvert segment i disse trækker 20 mA ved 2 V. Ved denne belastning er outputtet
Side 48 P3-Rapport

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
Input fra binær tæller
Vin
IC410
D0
D1
D2
D3
D4
D5
D6
D7
WR
CS
VIN
RFB
AGND
IOUT
-
+
C408
IC411
R426
Figur 6.11: Standardopkobling for AD7111ABN D/A-converteren. Opkoblingen er tilpasset 5-bit volumenkontrollen.
Clock
UP/DOWN'
5V
Stel
Load
IC407/IC404
IC408
A
B
C
D
CLK
CI
PE
B/D
U/D
IC408
A
B
C
D
CLK
CI
PE
B/D
U/D
QA
QB
QC
QD
CO
QA
QB
QC
QD
CO
IC409
A
B
C
D
BI
LE
LT
VDD
IC409
A
B
C
D
BI
LE
LT
VDD
Figur 6.12: Opbygning af displayet.
a
b
c
d
e
f
g
a
b
c
d
e
f
g
R412-R425
7-leder
til første ciffer
Display
7-leder
til andet ciffer
Display
fra displaydriveren typisk 4,4 V [circuits, 2005]. Modstandene R412-R425 imellem
driver og display udregnes til:
R412−425 =
4, 4 − 2
0, 02
= 120 Ω (6.10)
Denne modstandsværdi er dog ikke tilgængelig og derfor vælges en modstand på
121 Ω.
Til styring af disse displays, er der indsat to drivere, IC409 jf. figur 6.12, en til hvert
display. Disse drivere converterer et dekade-signal, til et 7-bit-signal, der repræsenterer
hvilke dioder der skal være tændt, for at displayet viser det dekadetal som
driveren modtager.
Til styring af driverne skal der laves et dekade-signal. Der bliver brugt den samme
tælleropstilling som der bruges til den binære tæller. Men for at lave en dekadetæller,
skal B/ ¯ D tilkobles lav.
Side 49
Vout

KAPITEL 6. DIGITAL VOLUMENKONTROL
UP/ ¯
DOWN-signalet til denne tæller er ikke-inverteret, så den vil tælle op når den
får et højt signal. Når denne tæller startes, vil udgangssignalet enten være 00, eller
som tilfældet er her, det signal den får tilført fra load. Dette fungerer, som tidligere
omtalt, ved at tilføre et høj signal til PE, på IC408. Når dette sker vil værdien, som
tilføres A-D på den første tæller og A på anden tæller, være udgangsværdien. Dette
skal være 1010. Så på første tæller skal der være 0, altså lav, på A-D, og på anden
tæller skal der være 1, altså høj på A, og lav på alle andre.
6.3.4 Positioner
Da de to tællere dels tæller hver sin vej, og er to forskellige typer tællere, vil deres
indbyrdes forhold blive forklaret.
I kravspecifikationen er det bestemt, at volumenkontrollen skal have 32 positioner.
Dermed skal den kunne være i positionerne 00-31. Da der er to tællere, som er
inverteret i forhold til hinanden, vil binært 31 svare til 00 for dekade-tælleren.
For at sikre, at begge tælleres position bliver i samme område, skal kun den ene
af tællerne styre området for tællerne. Denne funktion er beskrevet i afsnit 6.3.1.
Tællerne skal have et fast udgangspunkt, så de har den samme position. Til at sikre
det, kan load-funktionen i tællerne bruges. Ved at vælge det binære tal til 21, og
vælge det tilsvarende tal for dekade-tælleren (10), jf. tabel 6.4, er det sikret at de
arbejder i samme område. Displayet vil derfor ikke komme under 00, hvis grænsen
Dekade 00 01 02 03 04 05 06 07 08 09 10
Binær 31 30 29 28 27 26 25 24 23 22 21
Dekade 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21
Binær 20 19 18 17 16 15 14 13 12 11 10
Dekade 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31
Binær 9 8 7 6 5 4 3 2 1 0
Tabel 6.4: Tabellen udtrykker forholdene mellem den binære tæller og dekade tælleren.
for den binære tæller ligger i binær 31, altså 11111 som er omtalt i afsnit 6.3.1.
6.4 Simulering
Idet der ikke er mulighed for at simulere kredsløbet i OrCad udelades dette punkt.
6.5 Test
Kredsløbet skal nu testes for at undersøge om det er istand til at klare spændingerne
fra tonekontrollen og om det dæmper 3 dB pr. volumentrin. Det testes yderligere
om det overholder kravene for ind- og udgangsimpedans og THD. Det testes også
om det er muligt at gå fra nederste volumentrin til det øverste på 10 sekunder.
6.6 Resultater
Det er blevet testet om volumendæmpningen fulgte dataene fra databladet AD7111
[Devices, 2005]. Resultaterne ses på figur 6.13. Som det ses, er der en afvigelse når
dæmpningen kommer over 65 dB. Når indgangssignalet på 2 V er dæmpet 65 dB,
svarer det til en udgangsspænding på 1,12 mV. Denne spænding er så lav, at det ikke
er muligt at skelne signalet fra støjen, som bliver tilført kredsløbet fra omgivelserne
i laboratoriet.
Side 50 P3-Rapport

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
Dæmpning [dB]
0
-20
-40
-60
-80
30
25
20
15
Volumentrin
10
Målt
Datablad
Figur 6.13: Dæmpning som funktion af volumentrinnet.
Test Krav Målt
Indgangimpedans Zin ≥ 10 kΩ 12,98 kΩ
Udgangsimpedans Zout ≤ 100 Ω 0,2Ω
THD THD ≤ 0,2 % 0,0178 %
Dæmpning pr. trin 3 dB 3 dB (t.o.m. 65 dB)
Gå fra minimum til maksimal vol. 10 s 10 s
Vin, maks ≥7 V 9,74 V
Vout, maks ≥7 V 9,65 V
6.7 Delkonklusion
Tabel 6.5: Måleresultater for volumenkontrollen.
Som det ses på figur 6.13, følger målingerne databladet AD7111 [Devices, 2005].
Ud fra tabel 6.5 konkluderes det, at volumenkontrollen lever op til alle opstillede
krav. Udgangsspændingen er dog ikke helt lig indgangsspændingen. Der er en
dæmpning på 80 mV, som skyldes at modstanden R426 ikke er helt præcis det, den
skal være. Forskellen er dog så lille, at der ikke laves om på dimensioneringen. Det
ses af tabel 6.5, at volumenkontrollen kan håndtere et signal på op til 9,65 V på
udgangen førend signalet klipper, hvilket opfylder kravet på 7 V.
Et komplet kredsløbsdiagram over volumenkontrollen kan findes i appendiks J, side
A 51.
5
0
Side 51

Kapitel 7
Effektforstærker
7.1 Formål
KAPITEL 7. EFFEKTFORSTÆRKER
Formålet med effektforstærkeren er at sørge for, at audioforstærkeren kan levere
den nødvendige effekt til belastningen, som i dette tilfælde er en højttaler. Det
er i effektforstærkeren der skal tages stilling til hvilken forstærkerklasse, der skal
benyttes. De forskellige klasser beskrives i afsnit 7.3.1, hvor en forstærkerklasse til
dette projekt vælges.
7.2 Krav
• Udgangseffekt: mindst 10 W ved 1 kHz i 10 min. ved 8 Ω belastning
• THD: < 0,3%
• Indgangsspænding: ≤2 V
• Indgangsimpedans: ≥ 100 kΩ
• Udgangsimpedans: ≤ 2,66 Ω
Effektforstærkeren skal ifølge DIN 45 500 være i stand til at levere 10 W ved 1 kHz
sinussignal i 10 min. ved en omgivelsestemperatur på 35 ◦ C. For at have en margin
for effektafsættelse i kredsløbet, der hovedsageligt skyldes effekttransistorerne, dimensioneres
effektforstærkeren til 12 W.
For det samlede system er der sat krav til en THD ≤ 0,7 %. For effektforstærkeren
kræves en THD ≤ 0,3 % også for et indgangssignal, der er dæmpet 26 dB.
7.3 Design & dimensionering
Kravene til effektforstærkeren er nu opstillet, og det undersøges derfor hvorledes
denne kan designes. Effektforstærkeren er opdelt i underafsnit hvori hhv. strømforstærkning,
spændingsforstærkning og tilbagekobling først designes og dernæst
dimensioneres.
7.3.1 Strømforstærkertrin
Før selve kredsløbet designes, beregnes værdierne for udgangsstrømmen og -spændingen
på baggrund af det opstillede krav til udgangseffekten. Disse vil ligge til
Side 52 P3-Rapport

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
baggrund for overvejelserne i det videre design. Udgangsstrømmen og -spændingen
findes vha. Ohms lov:
Peak-strømmen bliver derfor:
De tilhørende spændinger kan dermed bestemmes:
Peak-spændingen bliver derfor:
Valg af strømforsyning
I 2 = P
P
⇒ I =
(7.1)
R R
12
I = = 1, 22 A (7.2)
8
Î = √ 2 · 1, 22 = 1, 73 Ap (7.3)
V = R · I = 8 · 1, 22 = 9, 80 V (7.4)
ˆV = √ 2 · 9, 80 = 13, 86 Vp (7.5)
Udgangen skal have en peakspænding på 13,9 Vp til at yde en effektafsættelse på
12 W i udgangen. For med sikkerhed at kunne yde dette samt tage højde for basisemitter
spændingsfaldene over transistorerne vælges en forsyningsspænding på 18
V.
Forstærkerklasse
Forstærkere opbygges efter forskellige principper. Principperne er angivet efter hvordan
effekttransistorerne er koblet i effektforstærkeren. De forskellige principper indeles
efter klasser. Klasserne A, B og AB vil blive beskrevet i dette afsnit. Hele
afsnittet er skrevet på baggrund af [Sedra and Smith, 1998, side 751- 769].
Klasse A
I en klasse A forstærker behandler én transistor hele signalet. Det betyder, at den
samme transistor forstærker både de positive og negative dele af signalet. Hvis signalet
er en sinuskurve, vil denne transistor forstærke hele kurven, dvs. alle 360 ◦ jf.
figur 7.2a, side 55.
Klasse A forstærkeren er den mest enkle at fremstille, men den har dog en ulempe.
Da den samme transistor forstærker hele signalet, betyder dette, at der skal løbe en
hvilestrøm igennem transistoren, som er større end amplituden på signalstrømmen.
Dermed er der et stort effekttab i forstærkeren, hvilket gør den dyr i drift og i produktion,
da den dermed fx. skal have en større strømforsyning.
Klasse B
I klasse B bruges to transistorer til at forstærke signalet. Dermed undgås det at have
en uønsket hvilestrøm. Den ene transistor forstærker den positive halvdel af signalet
og den anden den negative. Dvs. 180 ◦ til hver af transistorerne jf. figur 7.2b, side
55. Brug af komplementært transistorpar giver også en større temperaturstabilitet,
da hver transistor kun arbejder i en halv periode.
Problemet ved dette er, at transistoren kræver en basis-emitter spænding på 0,7 V
Side 53

KAPITEL 7. EFFEKTFORSTÆRKER
vil der opstå et område mellem 0 V og 0,7 V hvor der ikke vil være noget udgangssignal.
Dette fænomen kaldes crossoverforvrænging og er uønsket i forbindelse med
audioforstærkning. Forvrængningen er af en størrelse, der gør klasse B forstærkeren
uegnet til audiobrug.
Det er dog muligt at reducere denne ved at modkoble forstærkeren.
Modkobling med operationsforstærker
Ved at modkoble klasse B effekttrinnet med en operationsforstærker reduceres crossoverforvrængningen.
Med denne metode vil crossoverforvrængningen afhænge af
operationsforstærkerens hastighed, kaldet slew raten. Med en høj slew rate vil operationsforstærkeren
pga. modkoblingen udligne spændingsforskellen mellem indgangssignalet
og dermed det døde bånd indtil transistorerne begynder at lede, se
figur 7.1. Jo højere slew rate, desto mindre crossoverforvrængning.
V O
V AO
Figur 7.1: Illustration af operationsforstærkers slew rate, hvor VOA er det originale signal og VO er det
slew rate korrigerede signal.
Slew raten der kræves som minimum, udregnes ved brug af formel 7.6:
SR ≫ ω · (ˆvL − ˆ VEB,P)
= 2πf · (ˆvL − ˆ VEB,P)
= 2π · 20 · 10 3 · (13, 9 − 0, 7)
V
= 2, 39
µs
(7.6)
hvor: SR er operationsforstærkerens slew rate [V/µs]
ω er den maksimale frekvens forstærkeren skal kunne gengive [rad/s]
ˆvL er den maksimale peakspænding over belastningen [V]
ˆVBE,P er spændingen over basis-emitter overgangen på QP transistoren [V]
[Mikkelsen, 2005d, side 12]
Benyttes en operationsforstærker der opfylder ovenstående krav til slew rate, vil
crossoverforvrængningen i lydmæssig henseende ikke blive et problem.
Klasse AB
Klasse AB kombinerer det bedste fra klasse A og klasse B. Klasse AB benytter, som
klasse B, to transistorer. De er koblet således at de overlapper hinanden ved små
spændinger. Dvs. at hver transistor forstærker mere end 180 ◦ af signalet, dog stadig
Side 54 P3-Rapport

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
ikke alle 360 ◦ jf. figur 7.2c, side 55. Dette gøres ved at påtrykke en forspænding.
Dermed undgås det døde bånd som tidligere beskrevet der giver forvrængningen i
klasse B forstærkeren, og samtidig er der ikke et effekttab på størrelse med det i
klasse A forstærkeren.
Figur 7.2: Collectorstrøm for forskellige forstærkerklasser. Klasse A (a), klasse B (b) og klasse AB (c).
Der findes flere muligheder for at forspænde transistorerne i udgangstrinnet, og efterfølgende
afsnit beskriver eksempler på disse.
Diodeforspænding
En af metoderne er, at forspænde strømforstærkertrinnet med to dioder og tilføre
en konstant biasstrøm IBIAS hvorved en bias-spænding VBB opstår over dioderne,
som vist på figur 7.3.
Der vil dermed være to diodespændingsfald fordelt over de to transistorers basisemitter
overgange, når der ikke er noget indgangssignal, hvilket resulterer i en hvilestrøm
gennem de to transistorer og dioder. Når der derfor skiftes mellem de to
transistorers arbejdsområder er der allerede det fornødne VBE-spændingsfald der får
transistoren til at lede. Når der kommer et positivt stigende indgangssignal vil QN
lede en stigende del af IBIAS hvorved strømmen gennem dioderne falder og dermed
også VBB. Når VBB falder vil spændingen tilgængelig for emitter-basis overgangen i
QP gradvist falde og denne transistor vil derfor lede mindre.
Når indgangsspændingen igen falder og går mod negativ vil QN langsomt lede mindre
og QP mere. Derved opnås en glidende overgang mellem de to transistorers
arbejdsområder hvorved crossoverforvrængningen forsvinder.
En ulempe ved denne forspændingsmetode er at der altid vil løbe en hvilestrøm
selv uden en tilsluttet signalkilde. Dette forårsager et konstant strømforbrug hvorved
forstærkeren må betragtes som en klasse AB, der beskrives på side 54.
VBE-multiplier
En anden mulighed er at benytte en VBE-multiplier som forøger designerens mulig-
Side 55

IBIAS
D1
D2
heder for at regulere bias-spændingen.
VBE-multiplieren kan ses på figur 7.4
vi
+
VBB
-
KAPITEL 7. EFFEKTFORSTÆRKER
+VCC
QN
QP
-VCC
vo
RL
Figur 7.3: Forspænding af strømforstærker med dioder.
VBB
vi
+
-
R2
R1
IBIAS1
IR IC1
Q1
QN
QP
vo
RL1
Figur 7.4: Forspænding af strømforstærker med VBE-multiplier.
I VBE-multiplieren, som består af en transistor med en modstand R1 mellem emitter
og base, og en modstand R2 mellem collector og base, vil biasspændingen afhænge
af forholdet mellem modstandene. Hvis der ses bort fra basisspændingen for Q1 vil
der løbe samme strøm gennem begge modstande. Denne strøm kan, som det ses af
figur 7.4, udtrykkes ved formel 7.7.
IR = VBE1
R1
[A] (7.7)
Side 56 P3-Rapport

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
[Sedra and Smith, 2004, side 1246]
Ved brug af Ohms lov opstilles et udtryk for biasspændingen som funktion af VBE
i formel (7.8).
VBB = IR(R1 + R2)
= VBE1 1 + R2
R1
[V] (7.8)
[Sedra and Smith, 2004, side 1246]
Det ses heraf at biasspændingen afhænger af basisemitterspændingsfaldet samt af
modstandene R1 og R2.
VBE-multiplieren kræver ligesom diodeforspændingsnetværket en konstant IBIAS
hvilken skabes med en konstantstrømsgenerator.
Yderligere kan designmulighederne i VBE-multiplieren øges ved at indsætte et potentiometer
mellem modstandene og transistorens base.
Der er ligeledes en konstant hvilestrøm ved denne forspænding som ligeledes resulterer
i et konstant strømforbrug hvorved forstærkeren må betragtes som en klasse AB.
Konstantstrømsgenerator
Biasstrømmen, som kræves, for at de to ovennævnte forspændingsmetoder kan benyttes,
kan skabes ved implementering af en konstantstrømsgenerator.
En konstantstrømsgenerator kan ses på figur 7.5
+
-
R1
IR1
+
-
+
-
0A
D
0,7V
D
0,7V
B
+
-
VBE
+
-
C
E
IC
R2
Vcc-
Figur 7.5: Konstantstrømsgeneratoren sikrer en konstant biasstrøm.
Af figur 7.5 ses det, at der ligger to diodespændinger over dioderne såfremt det
antages at der løber en ubetydelig strøm ind i basis på transistoren. Der vil derfor
ligeledes ligge ca. to diodespændinger over basis-emitteren på transistoren og
modstanden R2. Da basis-emitter spændingen mættes ved ca. en diodespænding vil
der tilsvarende ligge en diodespænding over modstanden R2. Dennes størrelse kan
derfor afgøre hvor stor en collectorstrøm der skal trækkes gennem modstanden jf.
Ohms lov. Derved kan den ønskede biasstrøm IBIAS = IC fås ved dimensionering
af modstanden R2. Modstanden R1 kan ligeledes dimensioneres udfra den viden at
der ligger to diodespændingsfald over denne, hvor forsyningsspændingen VCC- skal
lægges til. Derved fås følgende to formler for modstandene.
R1 = VCC- + 1, 4
−IC
[Ω] (7.9)
0, 7
[Ω] (7.10)
R2 =
IC
Side 57

KAPITEL 7. EFFEKTFORSTÆRKER
Termisk runaway
For at få hele audiosignalet igennem udgangstrinnet er det almindeligvis nødvendigt,
at udgangstransistorerne forspændes med en konstant basis-emitter spænding,
VBE, se figur 7.6a. Dermed løber der en lille hvilestrøm i transistorerne, så de er
klar til at lede og forstærke selv meget små audiosignaler.
Ikke al effekt afsættes i højttaleren, men også i kredsløbet i form af varme. Dette
bevirker, at udgangstransistorernes forspænding, der er dimensioneret til at trække
en given hvilestrøm ved 25 ◦ C, vil trække en større hvilestrøm jo varmere transistorerne
bliver, se figur 7.6b. Er den „varme“ hvileeffekt større end afkølingseffekten,
opstår termisk runaway.
Figur 7.6: Jo større hvilestrøm, der løber gennem transistorerne, des mere varme afsættes deri, og den
konstante forspænding vil dermed trække en endnu større hvilestrøm. Figuren viser en ligevægtssituation.
For at forhindre termisk runaway, er det muligt, at indsætte en modstand i serie
med transistorens emitter-terminal. Herved vil spændingen over emittermodstanden
stige i takt med en større hvilestrøm, og basis-emitter spændingen opnår derfor
et mindre spændingsfald. Der kan dermed ikke løbe en større hvilestrøm grundet
det lavere spændingsfald over basis-emitter spændingen, hvilket skyldes en negativ
feedbackregulering af emitter-modstanden, RE, se figur 7.7.
T j= 25 C
B
+
VBE
-
C
QN Ih,k
B
QN
E
+
VBE-VBE - E
+ T
+
+
VRE V E+ V
-
-
T j= 98 C
RE RE
R BE
C
Ih,v
Figur 7.7: En emitter-modstand RE kan afhjælpe termisk runaway.
Valg af løsning
Da gruppen under design og dimensionering af tonekontrollen stødte på operations-
Side 58 P3-Rapport

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
forstærkere med meget høje slew rates, vælges det for effektrinnet, at bruge en
modkoblet klasse B løsning. Det endelige blokdiagram for en modkoblet klasse B
løsning, ser ud som på figur 7.8. En LM7171 som kan ses i databladet [Semicon-
vi
+
-
OUT
+VCC
-VCC
QN
QP
Figur 7.8: En modkoblet klasse B forstærker.
ductors, 2005b], har en slew rate på 2200 V/µs ved et indgangssignal på 6 Vpp,
hvilket opfylder det udregnede krav til slew rate.
Ved at benytte en LM7171 kan brug af et biasdesign, som beskrevet ovenfor, helt
undgås da crossoverforvrængningen vil være så lille, at det ikke får nogen betydning
for signalforstærkningen eller lydkvaliteten.
Da der vælges at lave en modkoblet klasse B løsning, er det heller ikke nødvendigt,
at tage højde for termisk runaway. Der er ingen forspænding på netværket grundet
operationsforstærkerens høje slew rate, og operationsforstærkeren vil selv regulere
det nødvendige basis-emitter-spændingsfald krævet for at få signalet igennem. I
takt med at temperaturen i udgangstransistorerne stiger, vil operationsforstærkeren
supplere med en mindre basis-emitter-spænding, da der tilbagekobles fra effektudgangen
til operationsforstærkerens inverterende indgang. Hermed kan der også ses
bort fra design og dimensionering af forspændingsnetværket, hvis eneste formål er
at holde udgangstransistorerne på arbejdspunktet.
Effekttransistorer
Der vil i udgangstrinnet benyttes BJT-effekttransistorer, da disse er designet til
at håndtere en stor strøm. Effekttransistorer har dog generelt en lille strømforstærkning,
så for at opnå en højere forstærkning, benyttes en drivertransistor til
at forstærke signalstrømmen inden effekttransistoren. Dette kan enten være en
Darlington- eller Compoundkobling, der hver især har deres fordele og ulemper.
Fælles for dem er, at de reducerer strømmen, der skal trækkes fra signalkilden.
vo
RL
Side 59

KAPITEL 7. EFFEKTFORSTÆRKER
Darlingtonkoblingen, se figur 7.9, svarer til en enkelt npn-transistor i klasse AB
konfigurationen, der har en forstærkning på βDarlington ∼ = β1 · β2, men samtidig
næsten det dobbelte basis-emitter spændingsfald, VBE, ift. en enkelt transistor. En
Darlingtonkonfiguration kan også erstatte en pnp-transistor i diskrete kredsløb, men
ved IC-kredsløb er det svært at få pnp-transistorer, der er gode nok, og derfor vil
compoundkoblingen være et bedre alternativ [Sedra and Smith, 2004, side 1257].
B
Q1
C
Q2
E
B
Figur 7.9: Darlingtonkobling bestående af to npn-transistorer.
Compoundkoblingen, se figur 7.10, svarer til en enkelt pnp-transistor, der ligesom en
Darlingtonkobling har en forstærkning på βCompound ∼ = β1 ·β2. Compoundkoblingen
har dog kun et basis-emitter spændingsfald, VBE, svarende til en enkelt transistor,
da Q2 forsynes af Q1. Derimod har koblingen en dårlig højfrekvensrespons ved
fT ∼ = 5 MHz, og pga. transistorkoblingen kan den gå i selvsving omkring de 5
MHz. Der findes dog metoder for at reducere svingningerne, såfremt det skulle være
nødvendigt. Da compoundkoblingen har en lækstrøm, den skal af med, forbindes
basis-emitter overgangen med en 1 kΩ modstand.
B
iB
Q1
iE
E
Q2
iC
C
B
Figur 7.10: Compoundkobling bestående af en pnp- og en npn-transistor.
Når det tages i betragtning, at udgangstrinnet skal bruges til forstærkning af et
audiosignal, ses brugen af Compoundkoblingen som en større fordel. Dens ringe
frekvensrespons i MHz-området er uden betydning for audiosignalet og samtidig
undgås den dobbelte basis-emitter spænding som kræves ved Darlingtonkoblingen.
Det vil også muliggøre brug af en operationsforstærker som spændingsforstærkning
inden udgangstrinnet.
Til den ene compoundtransistorkobling, vælges en BC547B samt en effekttransistor
af typen MJE2955. Til den anden compoundkobling vælges en BC557B og en
effekttransistor af typen MJE3055. Strømforstærkningsfaktoren β for de to transi-
Side 60 P3-Rapport
iB
iE
E
iC
C
E
C

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
storkoblinger, bliver således mindst:
βCompound1min
βCompound2min
Dimensionering af køleplader
= βBC547Bmin · βMJE2955min = 200 · 20 = 4000 (7.11)
= βBC557Bmin · βMJE3055min = 220 · 20 = 4400 (7.12)
Den maksimale afsatte effekt PD i én effekttransistorer udregnes:
PD = 1
2
Vcc
·
π2 RL
= 1 182
· = 4, 1 W (7.13)
π2 8
[Sedra and Smith, 2004, side 1238]
For at transistoren ikke skal tage skade af den høje temperatur som effektafsættelsen
vil forårsage, er det nødvendigt med køling. Dette klares vha. af en køleplade til
hver transistor. Den nødvendige termiske modstand, Θsa, for disse køleplader skal
derfor bestemmes, men først findes et par andre størrelser.
Den termiske modstand, Θjc, som er mellem transistorens junction og case, kan
findes udfra hældningen på grafen figur 7.11:
Θjc = Tj − Ta
PD
= 150 − 25
75
= 1, 66 K/W (7.14)
Figur 7.11: (Tc, PD)-graf fra databladet for MJE3055 [Semiconductor, 2005, side 2]
Til det isolerende lag mellem transistorhus og køleplade vælges et materiale som hedder
sil-pads. Det har en maksimal termisk modstand i størrelsesordenen Θcs = 1, 5
K/W [Mikkelsen, 2005c, side 18].
Ifølge grafen på figur 7.11, må junction-temperaturen for den valgte transistor maksimal
være 150 ◦ C . Ved den maksimale effektafsættelse i denne forstærker, må temperaturen
ifølge figur 7.11 maksimal være cirka 140 ◦ C.
Desuden findes et krav om, at flader der kan berøres maksimum. må være 40 ◦ C varmere
end omgivelsestemperaturen. Dog absolut maksimalt 65 ◦ C uanset omgivelsestemperaturen.
Ved således at dimensionere efter at opfylde kravet til de maksimale
Side 61

KAPITEL 7. EFFEKTFORSTÆRKER
65 ◦ C, bliver førnævnte krav automatisk overholdt. Hvis omgivelsestemperaturen Ta
er maksimum 35 ◦ C, så gælder, at:
Ts = PDΘsa + Ta ⇔
Θsa = Ts − Ta
PD
= 65 − 35
4, 1
Nu kan den maksimale junction-temperatur Tj kontrolleres:
Tj = PDΘja + Ta = PD(Θjc + Θcs + Θsa) + Ta
= 4, 1 · (1, 66 + 1, 5 + 7, 32) + 35 = 77, 97
= 7, 32 K/W (7.15)
◦ C (7.16)
Her ses det, at denne køleplade vil være tilstrækkelig. Bemærk at det er udregnet
ved en omgivelsestemperatur på 35 ◦ C, så under typiske omstændigheder, vil den
ligge ca. 10 ◦ C under. Den fundne størrelse er beregnet til én transistor. I laboratoriet
anvendes en køleplade på 3 K/W til hver transistor for at være på den sikre side.
Kortslutningssikring
Hvis der sker en kortslutningen på udgangen af effektforstærkeren, hvilket vil svare
til loadmodstand på 0 Ω, vil det aktive transistorpar trække en langt større strøm
end beregnet. Dette vil føre til en afbrændt effekttransistor.
Dette kan dog forhindres ved at indsætte en transistor og en modstand i kredsløbet
som vist på figur 7.12. En kortslutning på udgangen vil resultere i en øget spænding
vI
IBIAS
Q3
Q4
Qk
+VCC
Q1
RE1
RE2
Q2
-VCC
Figur 7.12: Kredsløb til kortslutningssikring.
over RE1 indtil basis-emitter spændingen over Qk når de 0,7 V hvor transistoren
begynder at lede. Denne vil så trække strøm fra det aktive transistorpar og forhindre
at effekttransistoren brænder af.
Kredsløbet vist på figur 7.12 benyttes derfor til kortslutningssikring af kredsløbet.
Side 62 P3-Rapport
RL
vO

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
Det er dog nødvendigt at benytte to kredsløb idet den viste kun kan sikre den
positive del af signalet. Den negative del sikres på samme måde, dog med en PNP
transistor istedet for en NPN, da det er en negativ spænding.
Hvis det vælges, at strømmen gennem transistoren højst må blive 3 A, skal RE1
have følgende størrelse:
RE1 = VBE
IC
= 0, 7
3
7.3.2 Spændingsforstærkertrin
= 0, 23 Ω (7.17)
For at kunne levere den ønskede effekt til højttaleren, skal indgangssignalet på 2 V,
der maksimalt leveres fra volumenkontrollen, forstærkes så den ønskede spænding
på 9,8 V som bestemt i afsnit 7.3.1 over højttaleren opnås. Der skal dermed være
en spændingsforstærkning Av = 4,9.
For at forstå operationsforstærkerens funktion i effektforstærkeren, designes de trin,
der i stedet kan designes som erstatning for operationsforstærkeren.
Alternativ til operationsforstærkeren
Figur 7.13 viser kredsløbet for et differenstrin med matchede BJT-transistorer.
Transistorparret, Q1 og Q2, har en fælles konstantstrømsgenerator, der forspænder
transistorerne. Hver transistor er koblet med en collectormodstand RC af samme
størrelse.
Er der intet indgangssignal, eller tilføres begge transistorer det samme indgangssignal,
vil konstantstrømsgeneratoren trække lige meget strøm gennem hver transistor,
IC1 = IC2. Ved forskellige signaler på de to transistorer, trækker biasstrømmen mere
på den ene transistor end den anden. Herved opstår der en forstærkning af differensen
hen over collectormodstandene.
+
Vd
-
IC,1
B
C
Q1
E
RC
IC,1
IC,2
Q2
E
IBIAS
C
RC
B
+
Vout
-
Figur 7.13: Differenstrin med matchede transistorer og ens collectormodstande.
Tages udgangssignalet mellem den ene collectorterminal og stel, er differensforstærkningen
givet ved:
Ad = vout
vd
= − 1
2 gmRC [−] (7.18)
Side 63

KAPITEL 7. EFFEKTFORSTÆRKER
Hvor: vout er spændingen over det ene collectorben og stel [V]
vd er spændingen mellem de to transistorer [V]
[Sedra and Smith, 2004, side 713]
Da der kræves en høj spændingsforstærkning, er det nødvendigt at indsætte en
spændingsforstærker mellem differenstrinnet og strømforstærkertrinnet. Det vil være
hensigtsmæssigt at bruge en common-emitter kobling med en BJT-transistor, da
denne kan yde den nødvendige forstærkning. Figur 7.14 viser en common-emitter
kobling implementeret efter differenstrinnet. Ved at benytte en PNP-transistor kan
spændingsfaldet over RC også forspænde common-emitter transistoren. Herved ses
det, at collectormodstanden for common-emitter forstærkeren, Q3, bliver indgangsimpedansen
i strømforstærkertrinnet, se figur 7.14.
IC,1
+
VRC
-
B
+
Vin
-
C
RC
C
Q1 Q2
E
IC,2
E
IBIAS,diff
RC
B
RE,S
Q3
IBIAS
Vcc
Strømforstærkertrin
Figur 7.14: Differenstrin efterfulgt af en common-emitter spændingsforstærker.
Forstærkningen for en common-emitter forstærker med emittermodstand er givet
ved:
Av ∼ = − RL
RE,S
[−] (7.19)
Det kan heraf ses, at RE,S ikke må være for stor pga. den ønskede høje forstærkning.
Der trækkes gennem signalkilden til strømforstærkertrinnet en given biasstrøm. Dette
skal PNP-transistoren kunne levere. Derfor skal der tages højde for dette samt
spændingsfaldet over RC og emitter-basis på PNP-transistoren, når differenstrin og
spændingsforstærker dimensioneres. Dermed kan RE,S beregnes ved:
RE,S = VRc − VEB
IBIAS
[Ω] (7.20)
Spændingsforstærkertrinnet kan nu dimensioneres og den samlede spændingsforstærkning
for hele udgangstrinnet findes, såfremt det antages, at spændingsforstærkningen
i strømforstærkertrinnet er 1, ved produktet af de enkelte forstærkninger:
A = Ad · Av · 1 [−] (7.21)
Side 64 P3-Rapport

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
7.3.3 Tilbagekobling
Den modkoblede klasse B forstærker videredimensioneres nu, se figur 7.8. For at sikre
den beregnede spændingsforstærkning på 4,9 af indgangssignalet, konstrueres et
tilbagekoblingsnetværk hvorigennem lukketsløjfeforstærkningen for kredsløbet skal
være 4,9 gange.
Det vælges at konstruere denne tilbagekobling som en serie-shunt kobling. Dvs. tilbagekoblingsnetværket
vil bestå af to modstande Zfa og Zfb hvor forholdet mellem
disse modstande bestemmer lukketsløjfeforstærkningen af kredsløbet. Zfa er sat i
serie med indgangen mens Zfb er i parallel med udgangen for at opnå en serie-shunt
kobling.
Tilbagekoblingsnetværket vil derfor se ud som vist på figur 7.15 hvor det ses at der
i serie med Rfb er indsat en kondensator Cfb hvilket danner et højpasfilter. Dette
gøres for at opnå fuldstændig DC-tilbagekobling af signalet så DC-offset spændinger
ikke forstærkes eller når ud i højttaleren. For serie-shunt koblingen kan der opstilles
Figur 7.15: β-netværk i serie-shunt kobling.
et udtryk for tilbagekoblingsfaktoren β som funktion af åben- og lukketsløjfeforstærkningen
hhv. A og Af udfra formel (7.22).
I databladet LM7171 [Semiconductors, 2005b] for operationsforstærkeren kan det
aflæses at A = 85dB ≈ 17.783, og den ønskede lukketsløjfeforstærkning Af er tidligere
beregnet til 4,9. Tilbagekoblingsfaktoren β kan derfor udregnes udfra denne
formel.
A
Af = ⇔
1 + Aβ
Af(1 + Aβ) = A ⇔
A − Af
β =
[−] (7.22)
= 17.783 − 4, 9
AfA
17.783 · 4, 9
= 0, 204 (7.23)
Det kan ses udfra ovenstående udregning at såfremt A ≫ 1 kan udtrykket simplificeres
til formel
β = 1
Af
⇔ Af = 1
β
[−] (7.24)
Overføringsfunktionen for den ikke-inverterende operationsforstærker med tilbagekoblingsnetværket,
H(s) = Af(s), ønskes nu fundet.
Dette kan gøres ved at finde et udtryk for β(s), og som det ses af figur 7.15 er denne
Side 65

givet ved en spændingsdeling mellem Zfa og Zfb.
KAPITEL 7. EFFEKTFORSTÆRKER
Zfb
Rfb +
Vf = Vo · = Vo ·
Zfa + Zfb
1
sCfb
Rfa + Rfb + 1
sCfb
β = Vf
Rfb +
=
Vo
1
sCfb
Rfa + Rfb + 1
sCfb
H(s) = Af(s) = Rfa + Rfb + 1
sCfb
Rfb + 1
sCfb
= (Rfa + Rfb)
Rfb
· s +
1
(Rfa+Rfb)Cfb
s + 1
RfbCfb
(7.25)
(7.26)
[−] (7.27)
Komponentværdier for tilbagekoblingsnetværket kan nu findes idet der ønskes en
forstærkning på 4,9 og en lineær karakteristik indenfor det valgte frekvensområde.
Først bestemmes modstandsstørrelsen for Rfa når Rfb vælges til 1 kΩ. Dette gøres
udfra den fundne overføringsfunktion hvor DC-forstærkningen er givet ved:
Af = Rfa + Rfb
Rfb
⇔
Rfa = AfRfb − Rfb = 3, 9 · 1 · 10 3 = 3, 9 kΩ (7.28)
Kondensatoren Cfb skal nu dimensioneres udfra ønsket om en lineær karakteristik
indenfor frekvensområdet på 20 Hz - 20 kHz. Da det er et højpasfilter skal knækfrekvensen
ligge så lavt at den ikke vil have indflydelse på forstærkningen ved 20 Hz.
En knækfrekvens for filteret vælges derfor til 0,2 Hz hvilket er to decader inden 20
Hz.
1
ω = ⇔
RfbCfb
1
1
Cfb = =
= 796 µF (7.29)
2πfRfb 2π0, 2 · 1 · 103 Da en 796 µF kondensator ikke er tilgængelig vælges en 1000 µF.
Tilbagekoblingen er nu dimensioneret. Som et resultat af polerne i hhv. tilbagekoblingen
og spændingsforstærkeren kan der forekomme ustabilitet i kredsløbet.
Stabiliteten af kredsløbet undersøges derfor.
7.3.4 Stabilitet
Tilbagekoblingsnetværket har kun en pol og et nulpunkt som det kan ses af overføringsfunktionen
for tilbagekoblingen. Tilbagekoblingen kan derfor ikke i sig selv
skabe ustabilitet. Operationsforstærkere har derimod ofte flere højfrekvente poler.
I databladet for den benyttede operationsforstærker LM7171 [Semiconductors, 2005b]
kan det aflæses at den har en højfrekvent pol og en dominerende pol.
Afhængigt af disse polers placeringer kan der opstå ustabilitet i kredsløbet idet hver
pol er årsag til et fasedrej på 90 ◦ . Er der et fasedrej θ ≥ 180 ◦ hvor tilbagekoblingen
β og åbensløjfeforstærkningen A for operationsforstærkeren krydser siges kredsløbet
at være ustabilt. Forskellen mellem frekvensen hvor β krydser A og frekvensen
hvor der er et fasedrej på 180 ◦ benævnes fasemarginen. Som en tommelfingerregel
ønskes en fasemargin på mindst 45 ◦ .
Det undersøges derfor via bodeplot-analyse hvor A krydser β.
Det ses af figur 7.16 at der, ved frekvensen hvor A krydser β, er et fasedrej på
θ ≈ 115 ◦ . Dette giver en fasemargin på 180 ◦ − 115 ◦ = 65 ◦ , hvorved kredsløbet er
stabilt.
Side 66 P3-Rapport

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
Figur 7.16: Bodegain og -faseplot.
7.3.5 Ind- og udgangsimpedans
For at se om effektforstærkeren overholder kravene stillet til indgangsimpedans beregnes
denne i dette afsnit. Udgangsimpedansen for effektforstærkeren vil ikke blive
beregnet idet beregningerne er komplicerede, og findes derfor kun via simulering og
test af den konstruerede effektforstærker.
Indgangsimpedansen for blokken afhænger af modstanden R501 og indgangsmodstanden
i operationsforstærkeren samt den kondensator som er placeret i serie med
indgangssignalet. Da denne dog er meget stor antages det at den ikke har nogen
reel betydning for indgangsimpedansen. Opfattes kredsløbet som vist på figur 7.17
ses det at indgangsmodstanden Rin er givet ved formel 7.32 og kan udregnes idet
det vides at R501 = 121 kΩ, R502 = 1 kΩ, R503 = 3, 9 kΩ, Ri = 3, 3 MΩ, A = 10 85
20 ,
og β = 1
4,9 .
Vin
Rin
R501
R1||R2
Figur 7.17: Effektforstærkerindgangstrin, som har betydning for indgangsimpedansen.
Rif
Ri
Side 67

KAPITEL 7. EFFEKTFORSTÆRKER
Rif = (Ri + R502 R503) · (1 + Aβ) [Ω] (7.30)
Rin = R501 Rif [Ω] (7.31)
= R501 ((Ri + R502 R503) · (1 + Aβ)) [Ω] (7.32)
= 121 · 10 3
3, 6 3 3
3 · 10 + 1 · 10 3, 9 · 10
·
1 + 10 85
20 · 1
4, 9
= 121 kΩ (7.33)
7.4 Simulering
Det dimensionerede kredsløb som ses på figur 7.18, simuleres først med en 8Ω belastning
og derefter med kortsluttet udgang, for at kontrollere om kortslutningssikringen
fungerer. Bemærk at signalkilden ikke er AC-koblet, da det af uforklarlige
18V
18V
Vin
R501
121k
R502
1k
C502
1000u
R503
3,9k
+
-
IC501
OUT
LM7171
R504
BC547B
Q503
Q501
BC547B
BC557B
Q502
Q504
BC557B
R505
1k
1k
Q505
R506
0,1
R507
0,1
MJE3055
Q506
MJE2955
Figur 7.18: Effektforstærkeren bestående af et spændingsforstærknings- og strømforstærkningstrin.
årsager i simuleringen giver anledning til en asymmetri som dog ikke forekommer
ved praktiske målinger. Dermed bliver det nemmere at sammenligne med de praktiske
målinger.
Simuleringen viser, at med 8Ω belastning virker kredsløbet som det skal. Derimod
er der problemer med kortlutningssikringen som ikke har den ønskede virkning når
udgangen sluttes direkte til stel. Det forklares med, at operationsforstærkeren ikke
er i stand til at levere den fornødne strøm i tilfælde af kortslutning. Efter at have
simuleret forskellige andre løsningsmetoder til kortslutningssikringen uden succes,
vælges at sætte en ganske almindelig 3,15 amperes flink finsikring mellem udgang
og belastning. Denne løsning må formodes at fungere, dog stadig med fare for at
operationsforstærkeren brænder af, da der altid vil gå lidt tid før sikringen brænder
Side 68 P3-Rapport
+
Vout
-
R508
8

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
over.
Kredsløbet ser derfor nu ud som på figur 7.19. Simuleringsresultaterne for kredslø-
18V
Vin
Stel
-18V
Spændingsforstærkning
C501
R502
C502
R502 R503
+
-
IC501
OUT
R504
Q501
Q502
R505
Q503
Q504
Strømforstærkning
Figur 7.19: Endelig effektforstærker, hvor kortslutningssikringen er konstrueret med en flink finsikring.
bet med belastning, giver de resultater som ses i figur 7.20, hvor frekvensresponsen,
ved 2 V indgangssignal, vises. Ind- og udgangsimpedans findes ved et testsignal på
A = 20 log(v o / vi ) [dB]
14
13.9
13.8
13.7
13.6
13.5
13.4
13.3
13.2
13.1
13
10 1
10 2
10 3
frekvens [Hz]
F1
Sikring
Figur 7.20: Effektforstærkerens simulerede frekvensrespons
10 4
+
Vout
-
R507
10 5
Side 69

1 V og 1 kHz.
Effekt og THD findes ved et signal på 2 V og 1 kHz.
Resultaterne findes i tabel 7.1.
7.5 Test & resultater
KAPITEL 7. EFFEKTFORSTÆRKER
I tabel 7.1 ses resultater af både beregninger, simuleringer samt målinger på effektforstærkeren.
Desuden vises de på forhånd stillede krav, og en indikation af om disse
er opfyldt.
Beregnet Simuleret Målt Krav
Indgangsimpedans 117 kΩ 120,8 kΩ 120,22 kΩ ≥ 100 kΩ
Udgangsimpedans 0 Ω 110,2 µΩ 0,090 Ω ≤ 2 Ω
Udgangseffekt 12 W 11,99 W 11.19 W ≥ 10 W
THD 0,002 % 0,0040 % ≤ 0,3%
THD ved -26 dB 0,019 % 0,0675 % ≤ 0,3%
Tabel 7.1: Resultater for effektforstærker.
Kravet til frekvensområdet på 20 Hz - 20 kHz ± 1,5 dB med 1 kHz som reference
er ligeledes opfyldt, jf. målt frekvensrespons figur F.6 som findes i målejournalen
for effektforstærkeren i appendiks F, side A 25. Dermed er samtlige stillede krav
opfyldt.
7.6 Delkonklusion
Et problem der kan nævnes i forbindelse med effektforstærkeren, er kortslutningssikringen
som endte med at blive i form af en ganske almindelig sikring mellem
udgang og belastning.
Desuden blev det under test af forstærkeren observeret, at der blev trukket en større
strøm fra plus-forsyningen i forhold til minusforsyningen. Denne forskel kan skyldes
en offsetspænding på operationsforstærkerens plusben forårsaget modstanden
R501 som er meget større end parallelkoblingen af modstandene i tilbagekoblingsnetværket.
Problemet kan formentlig løses ved at fjerne R501 og istedet DC-koble
indgangen til signalkilden.
Ellers bemærkes det i målingerne, at der er en minimal crossover-forvrængning i
forstærkeren.
Af testresultaterne ses, at samtlige opstillede krav til ind- og udgangsimpedans,
udgangseffekt, THD samt frekvensområde er opfyldte.
Side 70 P3-Rapport

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
Kapitel 8
Test af konstrueret forstærker
8.1 Formål
Når de enkelte blokke opfylder deres individuelle krav, og har bestået deres test,
skal blokkene samles til en samlet forstærker. For at undersøge hvorvidt de enkelte
blokke er i stand til at arbejde sammen, udføres en endelig accepttest på det samlede
system. For at bestå accepttesten skal forstærkeren opfylde følgende krav:
8.2 Krav
• Indgangsimpedans > 100 kΩ
• Udgangsimpedans ≤ 2,66 Ω
• Frekvensrespons ± 1,5 dB hvis tonekontrollen er fravalgt
• Frekvensrespons ± 2 dB hvis tonekontrollen er tilvalgt
• Tonekontrollen skal være i stand til at forstærke/dæmpe udgangssignalet 10
dB, for både bas og diskant
• Signal-støj forhold > 60 dB
• THD < 0,7%
• Udgangseffekt på mindst 10 W, ved 1 kHz kontinuert i 10 min.
For at undersøge om forstærkeren opfylder de endelige krav, opstilles en række forsøg,
som tilsammen udgør accepttesten. Forsøgene opstilles på baggrund af DS/IEC
60268-3 standarden [IEC, 2001]. Målejournal for accepttesten forefindes i appendiks
G, side A 30.
8.3 Accepttest resultater
I tabel 8.1 ses resultaterne for accepttestens forsøg nr. 1, 2, 3, 4, 9 og 10.
Af resultaterne fra forsøg nr. 1 ses det, at forstærkeren ikke lever op til det opstillede
krav til indgangsimpedans for forstærkeren medmindre tonekontrollen er tændt.
Dette skyldes ikke en blok, der ikke lever op til de opstillede krav. Men derimod at
der er lavet en fejl i kravspecifikationen.
Side 71

KAPITEL 8. TEST AF KONSTRUERET FORSTÆRKER
Forsøg nr. Resultat
1 Indgangsimpedans
Uden tonekontrol 13 kΩ
Med tonekontrol 1 MΩ
2 Maksimal udgangsspænding
Uden tonekontrol 10,66 V
Med tonekontrol 10,60 V
3 Effekt ved en belastning på 8,2 Ω og 0,1 % THD
Uden tonekontrol 14,06 W
Med tonekontrol 14,21 W
4 Udgangsimpedans
Uden tonekontrol 38,13 mΩ
Med tonekontrol 137,77 mΩ
9 THD ved standard målebetingelser
Uden tonekontrol 0,24 %
Med tonekontrol 0,24 %
THD ved kildespænding dæmpet -26 dB
Uden tonekontrol 0,019 %
Med tonekontrol 0,072 %
10 Signal-støj forhold
Uden tonekontrol 95,35 dB
Med tonekontrol 83,60 dB
Tabel 8.1: Måleresultater for forsøg 1, 2, 3, 4, 9 og 10.
Der er ikke opstillet krav til forsøg nr. 2. Den maksimale udgangsspænding bruges
dog i forbindelse med udregning af forstærkerens signal-støj forhold, hvilket ligger
til grund for denne måling. Det ses at den maksimale udgangsspænding er på omkring
10,6 V før udgangssignalet bliver klippet. Dette svarer til en spænding på ±15
Vp. Da operationsforstærken i effektforstærkeren ikke er ’rail to rail’, må klipningen
tilskrives denne operationsforstærker.
Forstærkerens maksimale udgangseffekt skal være på mindst 10 W kontinuert ved 1
kHz sinus over 10 min. Forsøg nr. 3 viser at forstærkeren er istand til at levere hhv.
14,06 W og 14,21 W ved 0,1 % THD, med tonekontrollen hhv. slået fra og til.
Udgangsimpedansen må maksimal være på 2,66 Ω for at undgå for stort tab som
følge af en spændingsdeling. Forstærkeren opfylder kravet med over en faktor ti i
reserve.
THD for standard målebetingelser måles til 0,24 % hvilket opfylder kravet til forstærkeren.
Ved -26 dB opfylder forstærkeren også kravene, dog er forvrængningen
her mindre, hvilket den ikke burde være. Det skal her tilføjes at disse målinger ikke
er taget samme dag, men da de er taget med samme apparatur og indstillinger,
burde resultaterne også være enslydende.
Kravet til signal-støj forhold på minimum 60 dB, opfyldes også med en margin på
23,6 dB med tonekontrollen og uden tonekontrol med en margin på 35,35 dB.
Resultaterne for forsøg 5, 6, 7 og 8, ses på figur 8.1, 8.2, 8.3 og 8.4.
Side 72 P3-Rapport

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
10 dB
0 dB
-10 dB
MM, MC 12/12-2005
05gr315 forstærker: Frekvensresponsplot m. tonekontrol fravalgt
Figur 8.1: Frekvensresponsplot for forsøg nummer nr. 5 - plottet ligger stort set oven i 0 dB linien.
10 dB
0 dB
-10 dB
Maksimum
Neutral
Minimum
MM, MC 12/12-2005
05gr315 forstærker: Frekvensresponsplot m. tonekontrol i maksimum, minimum og neutral position
Figur 8.2: Frekvensresponsplot for forsøg nummer nr. 6.
Side 73

360°
180°
0°
360°
180°
0°
KAPITEL 8. TEST AF KONSTRUERET FORSTÆRKER
MM, MC 12/12-2005
05gr315 forstærker: Faseplot m. tonekontrol fravalgt
Figur 8.3: Faseplot for forsøg nr. 7.
MM, MC 12/12-2005
Maksimum
Neutral
Minimum
05gr315 forstærker: Faseplot m. tonekontrol i maksimum, minimum og neutral position
Figur 8.4: Faseplot for forsøg nr. 8.
På figur 8.1 ses frekvensresponsen for forstærkeren når tonekontrollen er fravalgt.
Det ses at frekvensresponsen afviger fra 0 dB referencen med mindre end ± 0,5 dB.
I denne indstilling opfylder forstærkeren derfor kravet om en maksimal afvigelse på
Side 74 P3-Rapport

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
± 1,5 dB.
Figur 8.2 viser frekvensresponsen med tonekontrollen indstillet til minimum, neutral
og maksimum. Det ses at plottet for den neutrale indstilling ikke er helt flad,
hvilket tilskrives at tonekontrollen ikke har været indstillet helt neutralt da målingen
blev foretaget. Dermed er 0 dB referencen også fejlplaceret, da den neutrale
respons burde være sammenfaldende med 0 dB referencen omkring 1 kHz, uanset
om det neutrale niveau er lidt fejlagtigt indstillet. Afvigelsen er dog ikke større end
at det opstillede krav stadig er opfyldt.
Hvis 1 dB istedet sættes som reference, ses det at niveauerne for minimum og maksimum,
passer med en dæmpning/forstærkning på 10 dB. Dog er tonekontrollen
kun istand til at forstærke diskantsignalet 9 dB, hvilket ikke er nok til at opfylde
kravet på 10 dB. Det er dog stadig inden for den tolererede afvigelse.
På figur 8.3 og 8.4 ses faseresponsplottet. Fasen ligger omkring 180 ◦ hvilket skyldes
at volumenkontrollen inverterer signalet.
Forstærkeren opfylder ikke alle kravene i alle indstillinger. Forslag til udbedringer
kan findes i perspektiveringen afsnit 9.1, side 77.
Et kredsløbsdiagram over det samlede system findes på bilags CD’en.
Side 75

Kapitel 9
Konklusion
KAPITEL 9. KONKLUSION
Projektforslaget lyder på fremstilling af en HiFi-forstærker med digital styring. Den
digitale styring skal enten være i form af en digital indgangsvælger eller digital volumenkontrol.
Der tages udgangspunkt i DIN 45 500 standarden samt krav, der stilles
fra gruppens side på baggrund af PE-kurser.
Som udgangspunkt for dimensionering af HiFi-forstærkeren, vælges en række lydkilder,
som skal kunne håndteres. Der vælges en CD-afspiller, et lydkort og en mikrofon
som mulige signalkilder. For at opfylde kravet om en småsignalforstærker designes
en sådan til mikrofonindgangen, så alle tre indgange får et indgangssignal på maksimalt
2 V. Gennem simulering og tests af mikrofonforstærkeren, konkluderes det, at
denne opfylder alle krav pånær kravet til udgangsimpedansen. Denne måles til 13,55
kΩ, hvilket betyder, at med fravælgeren på tonekontrollen slået til, løber indgangsignalet
direkte ind i volumenkontrollen, der kun har en indgangsimpedans på 12,98
kΩ. Mikrofonindgangen vil derfor kun fungere optimalt med tonekontrollen slået til.
For at styre hvilket signal der bliver brugt, indsættes en indgangsvælger. Denne
viser hvilket signal der vælges ved hjælp af tre lysdioder. Gennem tests af indgangsvælgeren,
konkluderes det, at indgangsvælgeren opfylder kravene.
Efterfølgende designes en tonekontrol, der har til formål at forstærke og dæmpe
bas- og diskantfrekvenser med 10 dB. Denne forsynes desuden med en fravælger, så
det er muligt, at føre signalet direkte og upåvirket videre ind i volumenkontrollen.
Gennem simulering og tests af tonekontrollen, konkluderes det, at diskantkonrollen
ikke formår at forstærke og dæmpe indgangsignalet med 10 dB, og ligeledes
formår dæmpningen af baskontrollen heller ikke dette. Da tolerancen er ±2 dB, og
målingerne ikke ligger uden for denne, anses tonekontrollen for at leve op til kravene.
Volumenkontrollen konstrueres med digital elektronik, da der i projektet er et krav
om, at det skal indeholde digital elektronik. Volumenkontrollen har til formål at
give brugeren mulighed for at styre niveauet af dæmpning af signalstyrken i HiFiforstærkeren.
Eftersom blokken indeholder digitale komponenter, er det ikke muligt
at simulere denne. Ved tests konkluderes det dog, at volumenkontrollen opfylder
de opstillede krav, med undtagelse af en 3 dB dæmpning pr. volumentrin for de ti
nederste trin samt en dæmpning af udgangssignalet på 90 mV i forhold til indgangssignalet.
Disse afvigelser anses dog for at være acceptable, da de er så små, at det
ikke har nogen lydmæssig betydning.
I effekttrinnet bruges en modkoblet klasse B løsning. Som spændingsforstærkning
bruges en hurtig operationsforstærker, så det ikke er nødvendigt at forspænde kom-
Side 76 P3-Rapport

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
plementærtransistorerne i udgangstrinnet. Gennem simulering og tests af effektforstærkeren
konkluderes det, at denne opfylder kravene. Det er dog ikke muligt
at benytte den første kortslutningssikringsløsning, men denne erstattes med en
flink finsikring, som placeres lige inden belastningen. Der er en minimal crossoverforvrængning
af signalet, og denne er så lille, at det ikke har nogen betydning for
lydgengivelsen.
Slutteligt testes det samlede system, hvorefter det konkluderes, at systemet virker
som ønsket og lever op til alle kravene med en enkelt undtagelse. Forstærkeren lever
ikke op til indgangsimpedanskravet, når tonekontrollen fravælges. Dette skyldes, at
gruppen har lavet en fejl i forbindelse med opstillingen af kravspecifikationen. Der
blev ikke taget højde for kravene til impedansniveauerne i det tilfælde, hvor tonekontrollen
fravælges. Dette skaber nogle problemer i forbindelse med mikrofonen,
da der opstår en spændingsdeling, hvorved en del at mikrofonsignalet tabes. Ved
forskellige niveauer er der målt THD for det samlede system, og de lever alle op til
kravet om en THD mindre end 0,7 % . Der er kun målt THD ved et indgangssignal
på 1 kHz, hvor det ikke med sikkerhed vides om THD-kravet overholdes for alle
andre frekvenser mellem 20 Hz og 20 kHz.
Efter simulering og tests af de enkelte blokke og test af det samlede system, kan
det dermed konkluderes, at HiFi-forstærkeren opfylder de opstillede krav såfremt
tonekontrollen er tilvalgt, når mikrofonindgangen benyttes.
9.1 Perspektivering
Når mikrofonen benyttes med tonekontrollen fravalgt, opfylder forstærkeren ikke
kravene til indgangsimpedansen. Udgangsimpedansen for mikrofonforstærkeren er
tilnærmelsesvis den samme som indgangsimpedansen i volumenkontrollen. Dette
betyder, at der opstår en spændingsdeling, hvori en del af signalet mistes. Dette
kan udbedres ved at lave fravælgeren om til en buffer, således der vælges mellem
tonekontrollen og bufferen. Bufferen skal bestå af en operationsforstærker med en
forstærkning på én. Derved vil indgangsimpedansen blive så høj og udgangsimpedansen
så lav, at forstærkeren kan opfylde de opstillede krav.
Indgangsvælgerens problem med at adskille de forskellige indgangskanaler, kan formentlig
udbedres ved at sætte en stor modstand i parallel med hver lysdiode, da
lysdioden formentlig forhindrer, at indgangen med sikkerhed bliver trukket til stel.
I forbindelse med målingerne på det samlede system, skærmes tonekontrollen ved
at pakke den ind i staniol, som forbindes til stel. Denne skærm nedsætter støjen
i kredsløbet betydeligt. Støjen kan formentlig undertrykkes yderligere ved at indkapsle
tonekontrollen i en metalkasse, der omslutter tonekontrollen helt.
Der er designet en kortslutningssikringsanordning, der forhindrer transistorerne i
at brænde af. Denne anordning får dog signalet til at klippe, og der vil under en
kortslutning blive trukket så stor en strøm, inden anordningen virker, at operationsforstærkeren
ikke kan levere den krævede strøm og forventligt vil brænde af i stedet.
For at imødekomme de mange krav, der stilles til den moderne forstærker, er der
mange ting at tage højde for og videreudvikle.
Da audiosignaler i dag ofte er stereosignaler, vil det være en oplagt mulighed, at
konstruere en identisk forstærker, så HiFi-forstærkeren kan håndtere et stereosignal.
Der skal dog tages højde for, at indgangsvælgeren, tonekontrollen og volumenkontrollen
skal kunne styre både højre og venstre indgang i stereosignalet, så de skal
omdesignes så både højre og venstre lydspor kan styres med samme regulatorer.
Skal der designes en effektforstærker med større effektafsættelse, vil den nuværende
Side 77

KAPITEL 9. KONKLUSION
operationsforstærker i spændingsforstærkertrinnet ikke være tilstrækkelig, da den
kun kan arbejde med en spændingsforsyning på højst ±18 V. Der må i stedet benyttes
en anden operationsforstærker, der kan tage en højere spændingsforsyning
og samtidig har en slew rate, der opfylder kravet fra formel 7.6, side 54. En anden
mulighed vil også være at benytte alternativet til operationsforstærkeren som beskrevet
i afsnit 7.3.2, hvor der er flere muligheder for at designe og dimensionere en
ønsket spændingsforstærkning.
Som beskrevet tidligere vil indkapsling af tonekontrollen i en metalkasse formentligt
reducere støjen betydeligt. Det vil være optimalt for hele forstærkeren at blive konstrueret
på et tilpasset print med så korte baner som muligt, og derefter montere
printet i en metalkasse sat til stel.
Da HiFi-forstærkeren skal virke inden for et frekvensområde fra 20 Hz til 20 kHz,
vil det være hensigtsmæssigt, at indsætte et lavpasfilter til sidst i kredsløbet. Dette
har til formål at dæmpe alle frekvenser over 20 kHz, da disse kun vil være støj i
kredsløbet.
HiFi-forstærkeren har endnu ikke nogen strømforsyning. Ved at designe denne, vil
det være muligt at tilslutte forstærkeren til lysnettet.
Side 78 P3-Rapport

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
Litteratur
[circuits, 2005] circuits, I. (2005). http://komponenten.ies.aau.dk/fileadmin/kompo
nenten/data_sheet/4000/4511.pdf. internet. Databladet forefindes på bilags
CD-rommen.
[Creative, 2005] Creative (2005). Pc-lydkort. internet. Databladet forefindes på
bilags CD-rommen.
[Denon, 2005] Denon (2005). Denon a/v surround forstærker. internet. Databladet
forefindes på bilags CD-rommen.
[Devices, 2005] Devices, A. (2005). http://komponenten.ies.aau.dk/fileadmin/kom
ponenten/data_sheet/adc%20+%20dac/ad7111.pdf. internet. Databladet forefindes
på bilags CD-rommen.
[DIN, 1974] DIN (1974). Din 45 500. internet. Databladet forefindes på bilags
CD-rommen.
[Huelsman, 1993] Huelsman, L. P. (1993). Active and passive analog filter design.
Oxford University Press, 2. udgave edition. ISBN 0-07-112519-1.
[IEC, 2001] IEC (2001). Lydudstyr - Del 3: forstærkere. IEC, 1. udgave edition.
Lydudstyr - Del 3: forstærkere.
[Instuments, 2005] Instuments, T. (2005). http://komponenten.ies.aau.dk/filead
min/komponenten/data_sheet/linear/tle2071.pdf. internet. Databladet forefindes
på bilags CD-rommen.
[Intersil, 2005] Intersil (2005). http://komponenten.ies.aau.dk/fileadmin/kompone
nten/data_sheet/switch%20cap/dg444_445.pdf. internet. Databladet forefindes
på bilags CD-rommen.
[Kingbright, 2005] Kingbright (2005). http://komponenten.ies.aau.dk/fileadmin/ko
mponenten/data_sheet/lcd/sc56-11ewa.pdf. internet. Databladet forefindes på
bilags CD-rommen.
[Microelectronics, 2005] Microelectronics, S. (2005).
http://komponenten.ies.aau.dk/fileadmin/komponenten/data_sheet/
linear/ts555.pdf. internet. Databladet forefindes på bilags CD-rommen.
[Mikkelsen, 2005a] Mikkelsen, J. H. (2005a). http://kom.aau.dk/~kl/e05/sites/e3
/ael/restrict/ael2.3.slides.pdf. internet.
[Mikkelsen, 2005b] Mikkelsen, J. H. (2005b). http://kom.aau.dk/~kl/e05/sites/e3
/ael/restrict/ael3.3.slides.pdf. internet.
Side 79

LITTERATUR
[Mikkelsen, 2005c] Mikkelsen, J. H. (2005c). http://kom.aau.dk/~kl/e05/sites/e3
/ael/restrict/ael4.4.slides.pdf. internet.
[Mikkelsen, 2005d] Mikkelsen, J. H. (2005d). http://kom.aau.dk/~kl/e05/sites/e3
/ael/restrict/ael4.5.slides.pdf. internet.
[Mikkelsen, 2005e] Mikkelsen, J. H. (2005e). http://kom.aau.dk/~kl/e05/sites/e3
/dtek/restrict/dtek1.3.slides.pdf. internet.
[Mikkelsen, 2005f] Mikkelsen, J. H. (2005f). http://kom.aau.dk/~kl/e05/sites/e3
/dtek/restrict/dtek1.5.slides.pdf. internet.
[Motorola, 2005] Motorola (2005). http://komponenten.ies.aau.dk/fileadmin/kom
ponenten/data_sheet/4000/4584.pdf. internet. Databladet forefindes på bilags
CD-rommen.
[Nielsen, 2005] Nielsen, S. B. (2005). http://kom.aau.dk/ kl/e05/sites/e3/ael/re
strict/ael4.2.off.pdf. internet.
[Panasonic, 2005] Panasonic (2005). Databladet forefindes på bilags CD-rommen.
[Sedra and Smith, 1998] Sedra, A. S. and Smith, K. C. (1998). Microelectronic
Circuits. Oxford University Press, 4. udgave edition. ISBN 0-19-511690-9.
[Sedra and Smith, 2004] Sedra, A. S. and Smith, K. C. (2004). Microelectronic
Circuits. Oxford University Press, 5. udgave edition. ISBN 0-19-514252-7.
[Semiconductor, 2005] Semiconductor, F. (2005). http://komponenten.ies.aau.dk/
fileadmin/komponenten/data_sheet/transistor/mje3055.pdf. internet. Databladet
forefindes på bilags CD-rommen.
[Semiconductors, 2005a] Semiconductors, D. (2005a).
http://komponenten.ies.aau.dk/
fileadmin/komponenten/data_sheet/fet/bf245a-b-c_2.pdf. internet. Databladet
forefindes på bilags CD-rommen.
[Semiconductors, 2005b] Semiconductors, N. (2005b).
http://cache.national.com/ds/lm/lm7171.pdf. internet. Databladet forefindes
på bilags CD-rommen.
[Semiconductors, 2005c] Semiconductors, P. (2005c).
http://komponenten.ies.aau.dk/fileadmin/komponenten
/data_sheet/4000/4029.pdf. internet. Databladet forefindes på bilags CDrommen.
Side 80 P3-Rapport

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
Appendiks A:
Målejournal for mikrofon
-Udarbejdet af Daniel Kirk Nielsen og Morten Christophersen.
den. 1/11 - 2005 Kl: 08.00 - 12.00
Aalborg Universitet
Institut for Elektroniske Systemer
Projektgruppe 05gr315
I følgende målerapport er der lavet målinger på mikrofonen til forstærkeren.
Målingerne omfatter måling af udgangsspænding.
Side A 1

Formål
APPENDIKS
Formålet med denne målerapport er at bestemme mikrofonens udgangsspænding
ved normal sang (højrøstet tale).
Måleprocedure
Mikrofonen kobles efter standardkoblingen jf. figur 3.1, side 7. Opkoblingen tilsluttes
et oscilloskop jf. måleopstillingen figur A.1, og spændingen aflæses på oscilloskopet,
når der tales højrøstet ind i mikrofonen. Målingen foretages tre gange og gennemsnittet
beregnes ud fra de tre målinger.
Måleopstillinger
For tilslutning af mikrofonen henvises til appandiks J, side A 45, hvor kredsløbet
for mikrofonen og mikrofonforstærkeren er tegnet.
Højrøstet tale
transducer
OUT
Mikrofon
(standardopkobling)
ch1
Oscilloskop
5V
Strømforsyning
Figur A.1: Måleopstilling 1: Måling af mikrofonens udgangsspænding med oscilloskop koblet på udgangen.
Udstyrsliste
Måleresultater
Usikkerheder
Beskrivelse af type AAU nummer
apparatur
Strømforsyning (5 V) Hameg HM7042 33902
Oscilloskop Agilent 54621A 33850
Tabel A.1: Anvendt apparatur.
Måling nr. Udgangsspænding [mV]
1 41
2 42
3 45
gennemsnit ≈ 43
Tabel A.2: Måleresultater.
Målingen er forbundet med usikkerheder i forbindelse med aflæsningen og det niveau,
der bliver talt med ind i mikrofonen. Men da målingen blot skal give et estimat
til at bestemme mikrofonforstærkerens forstærkning, ses dette ikke som noget problem.
Side A 2 P3-Rapport

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
Appendiks B:
Målejournal for mikrofonforstærker
-Udarbejdet af Daniel Kirk Nielsen og Morten Christophersen.
den. 17/11 - 2005 Kl: 12.00 - 16.00
Aalborg Universitet
Institut for Elektroniske Systemer
Projektgruppe 05gr315
I følgende målerapport er der lavet målinger på mikrofon samt mikrofonforstærker.
Målingerne omfatter måling af forstærkning, THD, ind- og udgangsimpedanser og
udgangsspænding med og uden overstyring.
Side A 3

Formål
APPENDIKS
Formålet med denne målerapport er at undersøge om mikrofonforstærkeren lever
op til de opstillede krav jf. afsnit 2.3, side 4.
Måleprocedure
Frekvensrespons
Måleopstillingen ses i figur B.1 hvor tonegenerator 1 benyttes.
Outputsignalet fra tonegeneratoren sættes til 43 mV, som er mikrofonens udgangssignal
uden overstyring. Herefter laves et AC-sweep, hvor mikrofonforstærkerens udgangsspænding
aflæses i bestemte frekvenser (frekvensværdierne følger E24-rækken
mhp. logaritmisk spredning af måleresultater). Resultaterne ses under måleresultater.
Måling af indgangsimpedans
Måleopstillingen i figur B.2 benyttes. Modstanden Rs sættes til 1 kΩ. Signalkilden
sættes til 43 mV og 1 kHz.
Voltmetrene aflæses og indgangsimpedansen udregnes på baggrund af formel B.1
fra teoriafsnittet. Oscilloskopet bruges til at kontrollere, at signalet ikke klipper.
Måling af udgangsimpedans
Måleopstillingen i figur B.3 benyttes. Modstanden R sættes til 13 kΩ. Signalkilden
sættes til 43 mV og 1 kHz.
Voltmetrene aflæses og udgangsimpedansen udregnes ved brug af formel B.2 fra
teoriafsnittet. Oscilloskopet bruges til at kontrollere, at signalet ikke klippes.
THD-måling
Måling af THD udføres af to omgange. Først måles THD på tonegenerator 2, hvorefter
THD måles på mikrofonforstærkeren samt tonegenerator 2. Tonegeneratorens
udgangssignal burde indstilles til 43 mV, men da THD-metret ikke kan måle THD
for spændinger lavere end 56 mV, laves målingen i stedet ved denne spænding.
Frekvensen indstilles til 1 kHz. THD-meteret tilsluttes med et lavpasfilter på 30
kHz. Disse indstillinger gælder for begge målinger.
THD på tonegenerator 2 måles vha. måleopstilling B.4.
THD på mikrofonforstærkeren og tonegeneratoren måles vha. måleopstilling B.5.
Målingen foretages også ved 12 dB overstyring, hvilket svarer til, at tonegeneratorens
udgangsspænding sættes til 480 mV.
Det er vigtigt, at alt unødvendigt apparatur slukkes under målingenerne, da disse
har en indvirken på måleresultaterne.
Teorien bag målingerne
Måling af forstærkning/frekvensrespons
Ind- og udgangsspændingen måles og plottes i en graf.
Denne graf viser frekvensresponsen. Grafen skal være flad i det interval, hvor forstærkeren
benyttes. Hvis dette gælder, siges forstærkningen at være lineær.
Side A 4 P3-Rapport

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
Måling af indgangsimpedans
Indgangsimpedansen på mikrofonforstærkeren skal måles vha. måleopstillingen på
figur B.2. Hvis det forestilles, at der sidder en indre modstand fra plus- til minusbenet
på indgangen, kan denne betragtes som indgangsmodstanden og findes vha.
Ohms lov.
Da strømmen skal kendes før Ohms lov kan anvendes, indsættes en modstand af
kendt størrelse, og spændingsfaldet over den måles så strømmen kan findes. Ohms
lov anvendes to gange, og derved kan et udtryk for indgangsimpedansen opstilles.
|Zin| = v2
I = v2 · 1
I = v2 · 1 v1
Rs
= v2
· Rs [Ω] (B.1)
v1
Måling af udgangsimpedans
Teorien bag målingen af udgangsimpedansen er den samme som for måling af indgangsimpedansen.
Der måles blot på udgangsbenene, og strømmen måles over modstanden
R. jf. figur B.3. Udgangsimpedansen er givet som:
|Zout| = v2
v1
· R [Ω] (B.2)
Måling af forvrængning
Mikrofonforstærkerens THD kan beregnes ved at trække de to mlinger fra hinanden,
dette gøres vha. formel B.3.
kb =
kg+b 2 − kg 2
hvor: kb er THD for blokken [%]
kg+b er THD for blokken og tonegenerator [%]
kg er THD for tonegeneratoren [%]
[Mikkelsen, 2005b, slide 9]
Måleopstillinger
[%] (B.3)
For tilslutning af mikrofonforstærkeren henvises til appendiks J, side A 45, hvor
kredsløbet for mikrofonforstærkeren og mikrofonen er tegnet.
Tonegenerator 1
10 Hz - 91kHz
IN OUT
Mikrofonforstærker
15V
Strømforsyning
15V
Strømforsyning
Figur B.1: Måleopstilling 1: Måling af forstærkning.
ch1
ch2
Oscilloskop
Side A 5

Voltmeter (V1)
Tonegenerator 1
1 kHz
Rs
Voltmeter (V2)
IN OUT
Mikrofonforstærker
15V
Strømforsyning
15V
Strømforsyning
RL
ch1
Oscilloskop
Figur B.2: Måleopstilling 2: Måling af indgangsimpedans på mikrofonforstærkeren.
IN OUT
15V
Strømforsyning
15V
Strømforsyning
Voltmeter (V1)
Rs R
Mikrofonforstærker
Voltmeter (V2)
ch1
Oscilloskop
Tonegenerator 1
1 kHz
Figur B.3: Måleopstilling 3: Måling af udgangsimpedans på mikrofonforstærkeren.
Tonegenerator 2
1 kHz
THD-meter
Figur B.4: Måleopstilling 4: Måling af THD på tonegeneratoren.
Tonegenerator 2
1 kHz
IN OUT
Mikrofonforstærker
15V
Strømforsyning
15V
Strømforsyning
THD-meter
APPENDIKS
Figur B.5: Måleopstilling 5: Måling af THD på mikrofonforstærkeren samt tonegenerator.
Side A 6 P3-Rapport

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
Udstyrsliste
Måleresultater
Frekvensrespons
Beskrivelse af type AAU nummer
apparatur
Strømforsyning (±15 V) Hameg HM7042 33902
Oscilloskop Agilent 54621A 33847
Tonegenerator 1 B & O TG7 07992
Tonegenerator 2 Tektronik SG505 08650
THD-meter Tektronik AA501A 08650
Voltmeter (V1) Fluke 37 08520
Voltmeter (V2) Fluke 37 33046
Tabel B.1: Anvendt apparatur.
f [Hz] v [V] f [Hz] v [V] f [kHz] v [V] f [kHz] v [V]
10,0 1,20 100 1,20 1,0 1,20 10 1,20
11,0 1,20 110 1,20 1,1 1,20 11 1,21
12,0 1,20 120 1,20 1,2 1,20 12 1,21
13,0 1,20 130 1,20 1,3 1,20 13 1,21
15,0 1,20 150 1,20 1,5 1,20 15 1,20
16,0 1,20 160 1,20 1,6 1,20 16 1,20
18,0 1,20 180 1,20 1,8 1,20 18 1,20
20,0 1,20 200 1,20 2,0 1,20 20 1,20
22,0 1,20 220 1,20 2,2 1,20 22 1,20
24,0 1,20 240 1,20 2,4 1,20 24 1,18
27,0 1,20 270 1,20 2,7 1,20 27 1,17
30,0 1,20 300 1,20 3,0 1,20 30 1,17
33,0 1,20 330 1,20 3,3 1,20 33 1,16
36,0 1,20 360 1,20 3,6 1,20 36 1,16
39,0 1,20 390 1,20 3,9 1,20 39 1,14
43,0 1,20 430 1,20 4,3 1,20 43 1,13
47,0 1,21 470 1,20 4,7 1,20 47 1,11
51,0 1,21 510 1,20 5,1 1,20 51 1,09
56,0 1,21 560 1,20 5,6 1,20 56 1,07
62,0 1,21 620 1,20 6,2 1,20 62 1,05
68,0 1,21 680 1,20 6,8 1,20 68 1,00
75,0 1,21 750 1,20 7,5 1,20 75 0,95
82,0 1,20 820 1,20 8,2 1,20 82 0,92
91,0 1,20 910 1,20 9,1 1,20 91 0,90
Tabel B.2: Måleresultaterne for frekvensrespons.
Side A 7

APPENDIKS
Figur B.6: Plot af frekvenskarakteristikken, som det ses er kurven tilnærmelsesvis lineær i intervallet 20
Hz - 20 kHz.
Måleresultater for indgangsimpedans
På voltmetrene blev følgende værdier aflæst:
v1 = 0, 438 mV og v2 = 42, 955 mV
Dvs.
|Zin| = v2
v1
· Rs =
Måleresultater for udgangsimpedans
På voltmetrene blev følgende værdier aflæst:
v1 = 21, 35 mV og v2 = 22, 25 mV
Dvs.
|Zout| =
Måleresultater for THD-måling
42, 955 · 10−3
0, 438 · 10 −3 · 1 · 103 = 98 kΩ (B.4)
22, 25 · 10−3
21, 35 · 10 −3 · 13 · 103 = 13, 55 kΩ (B.5)
THD for tonegenerator 2 måles til 0,0117% og THD for tonegenerator 2 og mikrofonforstærker
måles til 0,0724% hvorved den samlede THD bliver dermed
0, 0724 2 − 0, 0117 2 = 0, 0714% (B.6)
Med 12 dB overstyring måles THD til:
THD for tonegenerator 2 måles til 0,03% og THD for tonegenerator 2 og mikrofonforstærker
måles til 0,205% , hvorved den samlede THD ved 12 dB overstyring
dermed bliver 0, 205 2 − 0, 03 2 = 0, 2028%
Usikkerheder
THD-målingen kunne ikke foretages ved den spænding, der egentlig skulle måles
ved, da denne spænding lå under THD-målerens måleområde. Derfor forventes T-
HD’en ved den rigtige målespænding at være højere.
Side A 8 P3-Rapport

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
Appendiks C:
Målejournal for indgangsvælger
-Udarbejdet af Daniel Kirk Nielsen og Morten Christophersen.
den. 21/11 - 2005 Kl: 08.00 - 16.00
Aalborg Universitet
Institut for Elektroniske Systemer
Projektgruppe 05gr315
I følgende målerapport er der lavet målinger på indgangsvælgeren til forstærkeren.
Målingerne omfatter måling af THD, samt vurdering af funktionen af vælgeren.
Side A 9

Formål
APPENDIKS
Formålet med denne målerapport er, at konkludere hvorvidt indgangsvælgeren lever
op til de opstillede krav jf. afsnit 2.3, side 4.
Måleprocedure
Modstanden igennem switchen måles på hver kanal når den er afbrudt og når den
er tilsluttet. Når kanalen er afbrudt skal modstanden igennem den være uendelig
stor, dvs. Ohmmeteret skal sige, at der er en afbrydelse.
Når kanalen er tilsluttet skal modstanden være ≤ 85 Ω [Intersil, 2005], samtidig med
at den pågældende kanals lysdiode skal lyse. Måleopstillingen på figur C.1 benyttes.
THD-målingen gennemføres for et signal på 2 V, da dette vil give anledning til den
største forvrængning. Denne måling gennemføres på samme måde som i appendiks
B.
THD-målingen foretages kun for en kanal.
Teorien bag målingerne
Teorien bag målingerne for ind- og udgangsimpedanserne samt forvrængningen er
den samme som for mikrofonforstærkeren jf. appendiks B, side A 3.
Måleopstillinger
For tilslutning af volumenkontrollen henvises til appendiks J, side A 47, hvor kredsløbet
for indgangsvælgeren er tegnet.
Ohmmeter
IN OUT
Indgangsvælger
5V
Strømforsyning
5V
Strømforsyning
Figur C.1: Måleopstilling 1: Måling af modstand igennem indgangsvælgeren.
Tonegenerator
1 kHz
IN OUT
Indgangsvælger
5V
Strømforsyning
5V
Strømforsyning
THD-meter
Figur C.2: Måleopstilling 2: Måling af THD på indgangsvælgeren.
Side A 10 P3-Rapport

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
Udstyrsliste
Måleresultater
Indgangsvælger
Beskrivelse af type AAU nummer
apparatur
Strømforsyning (±5 V) Hameg HM7042 33888
Oscilloskop Agilent 54621A 33847
Tonegenerator Tektronik SG505 08650
THD-meter Tektronik AA501A 08650
Multimeter Fluke 37 33046
Tabel C.1: Anvendt apparatur.
Kanal nr. Afbrudt Tilsluttet
Modstand [MΩ] Diode Modstand [Ω] Diode
1 0,82 - 78,3 +
2 0,99 - 79,3 +
3 1,03 - 79,4 +
Tabel C.2: Måleresultater, et ’+’ angiver, at dioden lyser.
Når kanal 1 er valgt, skal denne aflæses under tilsluttet og kanal 2 og 3 skal så
aflæses under afbrudt osv. De respektive dioder lyser som de skal ifølge kravene.
THD-måling
Forvrængningen for tonegeneratoren er målt til 0,0013%. Den samlede forvrængning
er målt til 0,0036%, hvorved forvrængningen for indgangsvælgeren bliver 0,0034%
Side A 11

Appendiks D:
Målejournal for tonekontrol
APPENDIKS
Udarbejdet af Thomas Deleuran Rasmussen, Mark Aarup Mikaelsen og Morten
Lundby Nielsen den 21/11 - 2005
Aalborg Universitet
Institut for Elektroniske Systemer
Projektgruppe 05gr315
I følgende målerapport er der lavet målinger på tonekontrollen.
Målingerne omfatter måling af forstærkning, THD, ind- og udgangsimpedanser og
udgangsspænding.
Side A 12 P3-Rapport

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
Formål
Formålet med målejournalen er, at indsamle måledata til udarbejdelse af en frekvenskarakteristik
for maksimal forstærkning/dæmpning for tonekontrollen.
Der indsamles ligeledes data til udregning af den reelle ind- og udgangsimpedans
for kredsløbet.
Måling af THD for tonekontrollen foretages ligeledes.
Måleprocedure
Frekvensrespons
Opstillingen der benyttes til måling af forstærkning/dæmpning ved de forskellige
frekvenser ses på figur D.1.
Tonekontrollen tilkobles forsyningsspændingen på ± 15 V, betegnet hhv. V+ og V−.
Oscillatorspændingen Vi indstilles til 2 V.
For at få en brugbar frekvenskarakterisk skal der måles ved forskellige frekvenser.
For at variere frekvensen er der valgt at bruge E24-rækken, som varierer over fire
decader. Der vil blive målt fra 10 Hz til 91 kHz.
Efter frekvensen er indstillet til det ønskede, aflæses peak-peak spændingen Vpp på
udgangen af tonekontrollen på oscilloskopet. Denne værdi bruges til udregning af
forstærkningen. Når Vpp er målt ved alle frekvenser, opstilles en frekvenskarakteristik
for målingerne.
Opstillingen der benyttes til måling af forstærkning/dæmpning ved de forskellige
frekvenser ses på figur D.1.
Måling af indgangsimpedans
Denne måling gennemføres efter samme procedure som beskrevet i appendiks B.
Modstanden Rs sættes til 1 kΩ og RL sættes lig 100 kΩ. Ved måling af indgangsimpedansen
påtrykkes et signal ved 1 kHz og 1 V, hvor de to spændinger V1 og V2
på figur D.2 måles. Via formel D.1 kan Zin så bestemmes.
|Zin| = v2
v1
· Rs [Ω] (D.1)
Måling af udgangsimpedans
Denne måling gennemføres efter samme procedure som beskrevet i appendiks B.
Modstanden Rs sættes til 13 kΩ og R sættes lig 1 kΩ. Ved måling af udgangsimpedansen
påtrykkes et signal ved 1 kHz og 1 V, hvor de to spændinger V1 og V2 på
figur D.2 måles. Via formel D.2 kan Zout så bestemmes.
|Zout| = v2
v1
· R [Ω] (D.2)
THD
THD-målingen udføres for et signal på 2 V, da dette er det maksimale indgangssignal
til tonekontrollen, og derfor vil give anledning til størst forvrængning i kredsløbet.
Denne måling gennemføres efter samme procedure som beskrevet i appendiks B.
THD-målingen foretages kun for en kanal.
Side A 13

Teorien bag målingerne
APPENDIKS
Frekvensrespons
Til udregning af forstærkningen af signalet bruges følgende formel.
Vpp
K = 20log
[−] (D.3)
Vi(pp) Tidligere er Vi omtalt som en RMS-spænding, der omregnes til den ønskede værdi
udfra følgende udtryk.
V i(pp) = 2 √ 2 · Vi [V] (D.4)
Efter udregningerne er lavet indsættes resultaterne i en graf med forstærkningen på
y-aksen og logaritmen af frekvensen på x-aksen så der fås et bodegainplot.
Ind- og udgangsimpedans
Teorien bag måling af ind- og udgangsimpedanser er beskrevet i appendiks B, side
A 3.
THD
Teorien bag THD-måling er beskrevet i appendiks B, side A 3.
Måleopstillinger
For tilslutning af tonekontrollen henvises til appendiks J, side A 49, hvor kredsløbet
for tonekontrollen er tegnet.
Tonegenerator 1
10 Hz - 91kHz
IN OUT
Tonekontrol
5V
Strømforsyning
5V
Strømforsyning
ch1
Figur D.1: Måleopstilling 1: Frekvenskarakteristik.
Oscilloskop
Side A 14 P3-Rapport

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
Udstyrsliste
Voltmeter (V1)
Tonegenerator 1
1 kHz
Rs
Voltmeter (V2)
IN OUT
Tonekontrol
15V
Strømforsyning
15V
Strømforsyning
RL
ch1
Oscilloskop
Figur D.2: Måleopstilling 2: Måling af indgangsimpedans.
IN OUT
15V
Strømforsyning
15V
Strømforsyning
Voltmeter (V1)
Rs R
Tonekontrol
Voltmeter (V2)
ch1
Oscilloskop
Tonegenerator 1
1 kHz
Figur D.3: Måleopstilling 3: Måling af udgangsimpedans.
Tonegenerator 2
1 kHz
IN OUT
Tonekontrol
5V
Strømforsyning
5V
Strømforsyning
Figur D.4: Måleopstilling 4: Måling af THD.
THD-meter
Beskrivelse af type AAU nummer
apparatur
Strømforsyning (±15 V) HAMEG HM7042 33902
Tonegenerator nr. 1 B&O TG7 08494
Oscilloskop Agilent 54621A 33856
Tonegenerator nr. 2 Tektronik SG505 08650
THD-meter Tektronik AA501A 08650
Tabel D.1: Anvendt apparatur til forstærkningsmåling.
Side A 15

Måleresultater
Frekvensrespons
APPENDIKS
f [Hz] Vpp [V] f [Hz] Vpp [V] f [kHz] Vpp [V] f [kHz] Vpp[V]
10,0 18,000 100 14,94 1,0 6,80 10 14,440
11,0 18,100 110 14,60 1,1 6,75 11 14,900
12,0 18,200 120 14,30 1,2 6,75 12 15,600
13,0 18,200 130 13,55 1,3 6,75 13 15,900
15,0 18,200 150 13,30 1,5 6,90 15 16,500
16,0 18,100 160 12,69 1,6 6,90 16 16,650
18,0 18,100 180 12,07 1,8 7,10 18 16,900
20,0 18,000 200 11,50 2,0 7,22 20 17,300
22,0 18,000 220 11,13 2,2 7,65 22 17,500
24,0 18,000 240 10,50 2,4 7,80 24 17,600
27,0 17,800 270 9,90 2,7 8,10 27 17,750
30,0 17,800 300 9,50 3,0 8,50 30 17,750
33,0 17,800 330 9,07 3,3 8,90 33 17,800
36,0 17,700 360 8,82 3,6 9,25 36 17,900
39,0 17,700 390 8,40 3,9 9,60 39 17,900
43,0 17,700 430 8,13 4,3 10,00 43 18,100
47,0 17,600 470 7,90 4,7 10,44 47 18,300
51,0 17,450 510 7,65 5,1 10,94 51 18,300
56,0 17,400 560 7,50 5,6 11,40 56 18,400
62,0 17,000 620 7,30 6,2 12,00 62 18,500
68,0 16,700 680 6,97 6,8 12,50 68 18,700
75,0 16,700 750 6,90 7,5 13,00 75 18,800
82,0 16,400 820 6,85 8,2 13,50 82 18,850
91,0 16,000 910 6,80 9,1 14,00 91 19,100
Tabel D.2: Måleresultater for maksimal forstærkning.
Side A 16 P3-Rapport

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
f [Hz] Vpp [V] f [Hz] Vpp [V] f [kHz] Vpp [V] f [kHz] Vpp [V]
10,0 -9,273 100 -8,12 1,0 -1,25 10 -7,742
11,0 -9,273 110 -7,93 1,1 -1,19 11 -8,008
12,0 -9,273 120 -7,78 1,2 -1,21 12 -8,203
13,0 -9,273 130 -7,52 1,3 -1,25 13 -8,322
15,0 -9,273 150 -7,09 1,5 -1,43 15 -8,732
16,0 -9,251 160 -6,92 1,6 -1,48 16 -8,774
18,0 -9,251 180 -6,52 1,8 -1,61 18 -8,944
20,0 -9,251 200 -6,11 2,0 -1,83 20 -9,031
22,0 -9,251 220 -5,71 2,2 -2,10 22 -9,118
24,0 -9,251 240 -5,39 2,4 -2,34 24 -9,206
27,0 -9,251 270 -4,89 2,7 -2,69 27 -9,340
30,0 -9,251 300 -4,42 3,0 -3,19 30 -9,340
33,0 -9,162 330 -4,07 3,3 -3,57 33 -9,385
36,0 -9,118 360 -3,69 3,6 -3,88 36 -9,385
39,0 -9,118 390 -3,32 3,9 -4,22 39 -9,431
43,0 -9,031 430 -3,01 4,3 -4,63 43 -9,476
47,0 -9,031 470 -2,73 4,7 -5,00 47 -9,476
51,0 -8,988 510 -2,46 5,1 -5,31 51 -9,522
56,0 -8,902 560 -2,10 5,6 -5,74 56 -9,568
62,0 -8,859 620 -1,93 6,2 -6,11 62 -9,568
68,0 -8,732 680 -1,68 6,8 -6,42 68 -9,568
75,0 -8,649 750 -1,57 7,5 -6,92 75 -9,568
82,0 -8,443 820 -1,43 8,2 -7,16 82 -9,568
91,0 -8,282 910 -1,32 9,1 -7,45 91 -9,568
Tabel D.3: Måleresultater for maksimal dæmpning.
Ud fra måleresultaterne i tabel D.2 og D.3 kan der opstilles en frekvenskarakteristik
for tonekontrollen jf. figur D.5
Side A 17

APPENDIKS
Figur D.5: Frekvenskarakteristik for tonekontrol ved maksimal forstærkning/dæmpning.
Ind- og udgangsimpedans
V [V] Zin [Ω] Zout [Ω]
1 360,52 kΩ 0,55 Ω
Tabel D.4: Måleresultater for ind- og udgangsimpedansmåling.
Ud fra formel (D.1) og (D.2) kan hhv. ind- og udgangsimpedans nu udregnes.
Problemer ved udgangsimpedansmåling
Ved måling af udgangsimpedans for tonekontrollen var der problemer med visning
af det ønskede signal på det tilsluttede oscilloskop. På oscilloskopet observeres
kun højfrekvent støj selvom spændingen aflæst på voltmeteret i parallel med oscilloskopet
gav det forventede resultat, og impedansen udregnet ved brug af formel
D.2 ligeledes gav et resultat tæt på det forventede.
Ved måling af udgangsimpedansen blev der derfor set bort fra signalet på oscilloskopet,
og udelukkende set på de aflæste spændinger på voltmeteret.
THD
For tonegeneratoren blev der målt en THD på 0,003%.
For tonegeneratoren tilsluttet tonekontrollen blev der målt en THD på 0,04%, hvorved
THD for tonekontrollen er 0,0399%.
Side A 18 P3-Rapport

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
Appendiks E:
Målejournal for volumenkontrol
-Udarbejdet af Morten Lundby, Mark Aarup Mikaelsen og Morten Christophersen.
den. 1/12 - 2005 Kl: 08.00 - 16.00
Aalborg Universitet
Institut for Elektroniske Systemer
Projektgruppe 05gr315
I følgende målerapport er der lavet målinger på volumenkontrollen til forstærkeren.
Målingerne omfatter måling af THD, ind- og udgangsimpedanser, samt vurdering
af funktionen af volumenreguleringen.
Side A 19

Formål
APPENDIKS
Formålet med denne målerapport er at konkludere hvorvidt volumenkontrollen lever
op til de opstillede krav jf. afsnit 2.3, side 4.
Måleprocedure
Det søges eftervist om overføringsfunktionen passer, dvs. udgangsspændingen måles
for alle trin i volumenkontrollen, med et fast indgangssignal på 2 V.
Ind- og udgangsimpedans måles som i appendiks B, side A 3 med et signal på 1 V.
THD-målingen gennemføres for et signal på 2 V, da dette vil give anledning til den
største forvrængning. Denne måling gennemføres på samme måde som i appendiks
B, med tonegenerator nr. 1
Sidste måling der gennemføres tester den maksimale indgangsspænding uden udgangssignalet
bliver klippet. Tonegenerator nr. 2 tilsluttes til volumenkontrollen,
imens denne står på maksmal volumentrin, aflæses outputtet på et oscilloskop.
Spændingen fra tonegeneratoren øges indtil signalet begynder at blive klippet, herefter
aflæses spændingen fra tonegeneratoren vha. oscilloskopet. Jf. figur E.4, for
måleopstilling. Alle målinger gennemføres ved 1 kHz.
Teorien bag målingerne
Målingerne for overføringsfunktionen skal passe med D/A-converterens overføringsfunktion
jf. formel E.1
3(31−n)
−
Vout = −Vin · 10 20 [V] (E.1)
hvor: Vout er udgangsspændingen [V]
Vin er indgangsspændingen [V]
n er volumentrinnet vist på displayet [-]
[Devices, 2005, side 5]
I praksis bliver målingen foretaget vha. THD-meteret. Dette apparatur kan indstilles
til 0 dB ved en bestemt spænding og herefter måle dæmpingen i dB, som volumentrinnene
gennemløbes. Måleopstillingen er den samme som for målingen af THD jf.
figur E.3.
Teorien bag målingerne for ind- og udgangsimpedanserne samt forvrængningen er
den samme som for mikrofonforstærkeren jf. appendiks B, side A 3.
Måleopstillinger
For tilslutning af volumenkontrollen henvises til appendiks J, hvor kredsløbene for
de enkelte blokke er tegnet.
Side A 20 P3-Rapport

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
Voltmeter (V1)
Tonegenerator 1
1 kHz
Rs
Voltmeter (V2)
IN OUT
Volumenkontrol
15V
Strømforsyning
15V
Strømforsyning
RL
ch1
Oscilloskop
5V
Strømforsyning
Figur E.1: Måleopstilling 1: Måling af indgangsimpedans for volumenkontrollen.
Rs
5V
Strømforsyning
IN OUT
Volumenkontrol
15V
Strømforsyning
15V
Strømforsyning
Voltmeter (V1)
Voltmeter (V2)
ch1
R
Oscilloskop
Tonegenerator 1
1 kHz
Figur E.2: Måleopstilling 2: Måling af udgangsimpedans for volumenkontrollen.
Tonegenerator 2
1 kHz
IN OUT
Volumenkontrol
5V
Strømforsyning
15V
Strømforsyning
THD-meter
15V
Strømforsyning
Figur E.3: Måleopstilling 3 og 4: Måling af THD på volumenkontrollen, samt for måling af dæmpning.
Tonegenerator 2
1 kHz
IN OUT
Volumenkontrol
5V
Strømforsyning
15V
Strømforsyning
THD-meter
15V
Strømforsyning
Figur E.4: Måleopstilling 5: Måling af maksimal ind- og udgangsspænding.
Side A 21

Udstyrsliste
Måleresultater
Beskrivelse af Type AAU nummer
apparatur
Strømforsyning (±5 V) Hameg HM7042 33902
Strømforsyning (±15 V) Hameg HM7042 33888
Oscilloskop Agilent 54621A 33850
Tonegenerator 1 Tektronik SG505 08650
Tonegenerator 2 Philips PM5131 08087
THD-meter Tektronik AA501A 08650
Multimeter Fluke 37 52832
Tabel E.1: Anvendt apparatur.
APPENDIKS
Volumendæmpning
Vha. THD-meteret blev dæmpningen målt for alle trin i volumenkontrollen. Resultaterne
ses i tabel E.2.
Volumen- dæmpning Volumen- dæmpning Volumen- dæmpning
trin [db] trin [db] trin [db]
31 0 20 -33,3 9 -65,5
30 -3,1 19 -36,0 8 -68,3
29 -6,0 18 -39,3 7 -70,3
28 -9,2 17 -42,0 6 -72,3
27 -12,1 16 -45,3 5 -73,5
26 -15,3 15 -48,0 4 -74,3
25 -18,1 14 -51,3 3 -74,8
24 -21,3 13 -54,0 2 -75,1
23 -24,0 12 -57,2 1 -75,3
22 -27,3 11 -59,9 0 -75,3
21 -30,0 10 -63,0
Tabel E.2: Måledata for dæmpning af volumen.
Indgangsimpedans
Måling af indgangsimpedans gav følgende resultater jf. tabel E.3.
V1 423,6 mV
V2 549,7 mV
Rs 10 kΩ
RL 10 Ω
Tabel E.3
Fra dataene kan indgangsimpedansen udregnes jf. formel E.2.
|Zi| = V2 549, 7 · 10−3
· Rs =
423, 6 · 10−3 · 10 · 103 = 12, 98 kΩ (E.2)
V1
Side A 22 P3-Rapport

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
Udgangsimpedans
Målingen på udgangsimpedans gav følgende resultater jf. tabel E.4.
V1 16,441 mV
V2 0,374 mV
Rs 10 Ω
R 10 Ω
Tabel E.4
Fra dataene kan udgangsimpedansen udregnes jf. formel E.3.
|Zo| = V2 0, 374 · 10−3
· R = · 10 = 227, 48 mΩ (E.3)
16, 441 · 10−3 V1
THD-måling
Forvrængningen for tonegeneratoren er målt til 0,0021%. Den samlede forvrængning
er målt til 0,018%, hvorved forvrængningen for volumenkontrollen bliver 0,0178%
Maksimal ind- og udgangsspænding
Vin, max
Vout, max
9,74 V
9,65 V
Tabel E.5: Maksimal ind- og udgangsspænding.
Side A 23

Appendiks F:
Målejournal for effektforstærker
-Udarbejdet af Mark Mikaelsen og Daniel Kirk Nielsen
den. 8/12 - 2005 Kl: 09.00 - 12.00
Aalborg Universitet
Institut for Elektroniske Systemer
Projektgruppe 05gr315
APPENDIKS
I følgende målerapport er der lavet målinger på effektforstærkeren.
Målingerne omfatter måling af frekvensrespons, THD, ind- og udgangsimpedans
samt måling af effekt.
Side A 24 P3-Rapport

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
Formål
Formålet med denne målerapport er at konkludere hvorvidt effektforstærkeren lever
op til de opstillede krav jf. afsnit 7.2, side 52.
Måleprocedure
Frekvensrespons måles på samme måde som i appendiks B, side A 3, dog med et
indgangssignal på 2 V.
Ind- og udgangsimpedans måles som i appendiks B, side A 3 med et signal på 1 V.
Effekten findes ved at måle strømmen io gennem belastningsmodstanden og spændingen
vo over den ved et indgangssignal på 2 V.
THD-målingen gennemføres for et signal på 2 V og et på 100 mV (-26 dB). Denne
måling gennemføres på samme måde som i appendiks B.
Teorien bag målingerne
Teorien bag målingerne for frekvensrespons, ind- og udgangsimpedanserne, samt for
forvrængningen, er den samme som for mikrofonforstærkeren jf. appendiks B, side
A 3. Effekten PL findes som produktet af vo og io.
Måleopstillinger
For tilslutning af effektforstærkeren henvises til appendiks J, side A 53, hvor kredsløbet
effektforstærkeren er tegnet.
Tonegenerator 1
10 Hz - 91kHz
IN OUT
Effektforstærker
18V
Strømforsyning
18V
Strømforsyning
ch1
Oscilloskop
Figur F.1: Måleopstilling 1: Måling af frekvensrespons på effektforstærkeren.
Voltmeter (V1)
Tonegenerator 1
1 kHz
Rs
Voltmeter (V2)
IN OUT
Effektforstærker
18V
Strømforsyning
18V
Strømforsyning
RL
ch1
Oscilloskop
Figur F.2: Måleopstilling 2: Måling af indgangsimpedans på effektforstærkeren.
Side A 25

Udstyrsliste
IN OUT
18V
Strømforsyning
18V
Strømforsyning
Voltmeter (V1)
Rs R
Effektforstærker
Voltmeter (V2)
ch1
Oscilloskop
Tonegenerator 1
1 kHz
Figur F.3: Måleopstilling 3: Måling af udgangsimpedans på effektforstærkeren.
Tonegenerator 1
1 kHz
IN OUT
Effektforstærker
18V
Strømforsyning
18V
Strømforsyning
RL
Amperemeter
Voltmeter
Figur F.4: Måleopstilling 4: Måling af effekt på effektforstærkeren.
Tonegenerator 2
1 kHz
IN OUT
Effektforstærker
18V
Strømforsyning
18V
Strømforsyning
THD-meter
Figur F.5: Måleopstilling 5: Måling af THD på effektforstærkeren.
Beskrivelse af type AAU nummer
apparatur
Strømforsyning (±18 V) Hameg HM7042 33906
Oscilloskop Agilent 54621A 33863
Tonegenerator 1 B & O TG7 08492
Tonegenerator 2 Tektronik SG505 07993
THD-meter Tektronik AA501A 08650
Multimeter Fluke 37 08520
Effektmodstand 8,2 Ω, 18 W 2159-06
Tabel F.1: Anvendt apparatur.
APPENDIKS
Side A 26 P3-Rapport

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
Måleresultater
Frekvensrespons
f [Hz] vo [V] f [Hz] vo [V] f [kHz] vo [V] f [kHz] vo [V]
10,0 9,78 100 9,76 1,0 9,75 10 9,72
11,0 9,78 110 9,76 1,1 9,75 11 9,72
12,0 9,78 120 9,75 1,2 9,75 12 9,72
13,0 9,78 130 9,76 1,3 9,74 13 9,72
15,0 9,78 150 9,76 1,5 9,74 15 9,72
16,0 9,77 160 9,76 1,6 9,74 16 9,72
18,0 9,77 180 9,76 1,8 9,74 18 9,72
20,0 9,77 200 9,76 2,0 9,74 20 9,73
22,0 9,76 220 9,76 2,2 9,74 22 9,73
24,0 9,76 240 9,76 2,4 9,74 24 9,73
27,0 9,76 270 9,76 2,7 9,74 27 9,73
30,0 9,76 300 9,76 3,0 9,73 30 9,73
33,0 9,76 330 9,76 3,3 9,73 33 9,73
36,0 9,76 360 9,76 3,6 9,73 36 9,73
39,0 9,76 390 9,76 3,9 9,73 39 9,73
43,0 9,76 430 9,76 4,3 9,73 43 9,73
47,0 9,76 470 9,76 4,7 9,73 47 9,73
51,0 9,76 510 9,76 5,1 9,72 51 9,73
56,0 9,76 560 9,76 5,6 9,72 56 9,72
62,0 9,76 620 9,76 6,2 9,72 62 9,72
68,0 9,76 680 9,76 6,8 9,72 68 9,71
75,0 9,76 750 9,76 7,5 9,72 75 9,70
82,0 9,76 820 9,76 8,2 9,72 82 9,70
91,0 9,76 910 9,76 9,1 9,72 91 9,68
A = 20 log(v o /v i ) [dB]
Tabel F.2: Måleresultaterne for frekvensrespons ved et indgangssignal på 2 V.
14
13.9
13.8
13.7
13.6
13.5
13.4
13.3
13.2
13.1
13
10 1
10 2
10 3
frekvens [Hz]
Figur F.6: Plot af frekvenskarakteristikken.
10 4
Side A 27

APPENDIKS
Måleresultater for indgangsimpedans
Ved vs = 1 V, f = 1 kHz, Rs = 100 kΩ og RL = 8,2 Ω blev følgende værdier aflæst:
v1 = 0, 450 V og v2 = 0, 541 V
Dvs.
|Zin| = v2
v1
· Rs =
0, 541
0, 450 · 100 · 103 = 120, 22 kΩ (F.1)
Måleresultater for udgangsimpedans
Ved vs = 1 V, f = 1 kHz, Rs = 120 kΩ og RL = 8,2 Ω blev følgende værdier aflæst:
v1 = 100, 1 mV og v2 = 1, 1 mV
Dvs.
|Zout| =
1, 1 · 10−3
100, 1 · 10 −3 · 8, 2 · 103 = 90 mΩ (F.2)
Måleresultater for effektmåling
Ved vs = 2 V, f = 1 kHz, og RL = 8,2 Ω blev følgende værdier aflæst:
vo = 9, 73 V og io = 1, 15 A
Dvs.
Måleresultater for THD-måling
PL = vo · io = 9, 73 · 1, 15 = 11, 19 W (F.3)
Ved et indgangssignal på 2 V og 1 kHz måles THD for tonegenerator 2 til 0,0013%
og THD for Tonegenerator 2 og effektforstærker måles til 0,0042% hvorved den
samlede THD dermed bliver:
0, 0042 2 − 0, 0013 2 = 0, 00399 % (F.4)
Ved -26 dB (100 mV) måles THD til:
THD for tonegenerator 2 måles til 0,0164% og THD for tonegenerator 2 og effektforstærker
måles til 0,0695% . Den samlede THD ved -26 dB bliver dermed:
0, 0695 2 − 0, 0164 2 = 0, 0675 % (F.5)
Side A 28 P3-Rapport

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
Appendiks G:
Målejournal for accepttest
-Udarbejdet af Daniel Kirk Nielsen, Mark Aarup Mikaelsen og Morten
Christophersen.
den. 12/12 - 2005 Kl: 08.00 - 16.00
Aalborg Universitet
Institut for Elektroniske Systemer
Projektgruppe 05gr315
I følgende målerapport er der lavet målinger på det samlede system.
Målingerne omfatter måling af THD, ind- og udgangsimpedanser, samt målinger på
fase- og frekvensrespons.
Side A 29

Formål
APPENDIKS
Formålet med denne målerapport er at undersøge hvorvidt det samlede system lever
op til de opstillede krav jf. afsnit 2.2, side 3.
Målebetingelser
I IEC 60268-3 standarden er specificeret en række målebetingelser, som skal opfyldes
før målingerne kan foretages. Kun de målekrav som er relevante for netop denne
forstærker er beskrevet:
• Der bruges specificerede strømforsyninger til forstærkeren
• Indgange tilsluttes specificerede kilder med specificeret udgangsimpedans og
udgangsspænding
• Udgangen tilsluttes en specificeret belastningsimpedans
• Ubenyttede terminaler tilsluttes stel
• Kildespændingen skal være et sinussignal med den specificerede kildespænding.
Frekvensen er som standard 1 kHz, medmindre der er en speciel grund
til at anvende en anden frekvens
• Volumenkontrollen skal indstilles således, at den specificerede udgangsspænding
er på udgangen
• Tonekontrollen skal indstilles så den giver en flad frekvensrespons
• Mekaniske og klimatiske forhold skal overholde IEC 60268-1 standarden (udelades)
Til de fleste af målingerne skal forstærkeren bringes til standard målebetingelser.
Dette er når ovenstående betingelser er opfyldt, og kildespændingen er dæmpet 10
dB [IEC, 2001, pkt. 3.1.3]. Alle målinger foretages både med tonekontrollen slået
til og fra. Yderligere er tonekontrollen blev afskærmet fra udefra kommende støj,
dette er gjort ved at pakke den ind i staniol og forbinde dette til stel.
Måleprocedure
Forsøg nr. 1 - indgangsimpedans Zin [IEC, 2001, pkt. 14.5.2.2.2]
Forstærkeren indstilles til standard målebetingelser. Kontakten på måleopstillingen
G.1 stilles i øverste position og Vin aflæses på voltmeteret. Herefter stilles kontakten
i nederste position, således spændingen løber igennem skydemodstanden Rskyd, skydemodstanden
indstilles således at voltmeteret igen viser Vin. Indgangsimpedansen
Zin er således værdien af skydemodstanden Rskyd.
Forsøg nr. 2 - maksimal udgangsspænding [IEC, 2001, pkt. 14.5.3]
Forstærkeren indstilles til standard målebetingelser. Kildesignalet fra tonegenerator
1 hæves gradvist indtil forstærkeren når en forvrængning på 0,1 %. Ved denne
værdi tjekkes at signalets ikke klipper på oscilloskopet og spændingen aflæses på
voltmeteret.
Forsøg nr. 3 - effektmåling [IEC, 2001, pkt. 14.6.1]
Forstærkeren indstilles til standard målebetingelser. Kildespændingen hæves indtil
forstærkeren når en THD på 0,1 %. Spændingen aflæses på voltmeteret og strømmen
på amperemeteret, herudfra findes effekten ved en THD på 0,1 %.
Side A 30 P3-Rapport

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
Forsøg nr. 4 - udgangsimpedans Zout [IEC, 2001, pkt. 14.6.2]
Forstærkeren indstilles til standard målebetingelser, dog med den undtagelse at signalkilden
og indgang sættes til stel. Belastningsmodstanden RL fjernes. Herefter
tilsluttes en audioforstærker igennem et amperemeter til udgangen af forstærkeren,
jf. måleopstillingen figur G.4. Et voltmeter måler spændingen over forstærkerens
udgang.
Der skrues op for volumen på audioforstærkeren indtil strømmen igennem amperemeteret
er den samme som den, der ville løbe igennem RL modstanden ved standard
målebetingelser. Når denne strøm opnås aflæses spændingen på voltmeteret og Zout
beregnes vha. Ohms lov.
Forsøg nr. 5 - frekvensrespons [IEC, 2001, pkt. 14.11.1]
Forstærkeren indstilles til standard målebetingelser. Der udføres et AC-sweep(20
Hz - 20 kHz), som plottes vha. en x-y plotter. Dette gøres ved at kildesignalet fra
tonegenerator 2 føres til x-y plotterens x-indgang, og udgangssignalet føres fra forstærkeren
igennem en signalmidler og derefter til x-y plotterens y-indgang.
Forsøg nr. 6 - frekvensrespons m. tonekontrol i yderpositioner [IEC,
2001, pkt. 14.11.1.3]
Fremgangsmåden er den samme som i forsøg nr. 5, hvor der måles med tonekontrollen
stillet i yderpositionerne. Måleopstillingen er den samme som for forsøg nr.
5 jf. figur G.5.
Forsøg nr. 7 - fasefrekvensrespons [IEC, 2001, pkt. 14.11.4]
Fremgangsmåden er den samme som for forsøg nr. 5, der indføres blot et fasemeter
imellen signalmidleren og plotteren.
Forsøg nr. 8 - fasefrekvensrespons m. tonekontrol i yderpositioner [IEC,
2001, pkt. 14.11.4]
Fremgangsmåden er den samme som for forsøg nr. 7, der måles blot med tonekontrollen
i yderpositioner.
Forsøg nr. 9 - THD [IEC, 2001, pkt. 14.12.3]
Forstærkeren indstilles til standard målebetingelser. THD for forstærker og tonegenerator
aflæses. Herefter sættes tonegeneratoren direkte i THD-meteret og tonegeneratorens
THD aflæses. Forstærkerens THD udregnes som roden af kvadratdifferensen.
THD måles også med kildespændingen dæmpet 26 dB.
Forsøg nr. 10 - signal-støj forhold [IEC, 2001, pkt. 14.13.1a]
Forstærkeren indstilles til standard målebetingelser. Kildespændingen på indgangen
hæves indtil signalet på udgangen er lige under grænsen for klipning, og spændingen
V aflæses på voltmeteret. Herefter sættes indgangen til stel og udgangsspændingen
V ′ aflæses på voltmeteret.
Måleopstillinger
Grundet de mange måleopstillinger er strømforsyningerne ikke tegnet med på opstillingerne.
Hvis der er tvivl om hvordan disse skal tilsluttes henvises til appendiks
J, side A 45, hvor diagrammer over alle kredsløb forefindes.
Side A 31

Tonegenerator 1
1 kHz
Tonegenerator 1
1 kHz
Voltmeter 2
Rskyd
IN OUT
Forstærker
Figur G.1: Måleopstilling 1: Måling af indgangsimpedans på forstærkeren.
IN OUT
Forstærker
Oscilloskop
Figur G.2: Måleopstilling 2: Måling af maksimal udgangsspænding på forstærkeren.
Tonegenerator nr. 1
1 kHz
Voltmeter 1
IN OUT
Forstærker
Amperemeter 2
IN OUT
Forstærker
RL
RL
Figur G.3: Måleopstilling 3: Måling af forstærkerens effekt.
Amperemeter 2
IN OUT
Audioforstærker
Figur G.4: Måleopstilling 4: Måling af udgangsimpedans på forstærkeren.
APPENDIKS
THD-meter
Voltmeter 2
THD-meter
Voltmeter 1
RL
Tonegenerator 1
1 kHz
Side A 32 P3-Rapport

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
Tonegenerator 2
20-20 kHz
Tonegenerator 2
20-20 kHz
Tonegenerator 3
1 kHz
Tonegenerator 1
1 kHz
IN OUT
Forstærker
RL
IN OUT
Signalmidler
Figur G.5: Måleopstilling 5 og 6: Måling af forstærkerens frekvensrespons.
IN OUT
Forstærker
RL
IN OUT
Signalmidler
IN OUT
Fasemeter
Figur G.6: Måleopstilling 7 og 8: Måling af forstærkerens fasefrekvensrespons.
IN OUT
Forstærker
Figur G.7: Måleopstilling 9: Måling af forstærkerens THD.
IN OUT
Forstærker
Oscilloskop
RL
Figur G.8: Måleopstilling 10: Måling af forstærkerens signal-støj forhold.
x
y
X - Y plotter
x
y
X - Y plotter
THD-meter
Voltmeter 2
Side A 33

Udstyrsliste
Beskrivelse af type AAU nummer
apparatur
Strømforsyning (±5 V) Hameg HM7042 33886
Strømforsyning (±15 V) Hameg HM7042 33883
Strømforsyning (±18 V) Hameg HM7042 33906
Oscilloskop Agilent 54624A 33843
Tonegenerator 1 B & O TG7 08492
Tonegenerator 2 B & K Type 1051 08449
Tonegenerator 3 Tektronik SG505 08650
THD-meter Tektronik AA501A 08650
Voltmeter 1 Fluke 37 08520
Voltmeter 2 Fluke 189 52832
Amperemeter 1 Fluke 37 08520
Amperemeter 2 Fluke 189 52832
Signalmidler 08451
X - Y plotter B & K Type 2308 08450
Fasemeter B & K Type 2977 08451
RL 8,2 Ω 2159-01
Dekade skydemodstand DR4/EFGH 07537
Audioforstærker Pioneer SA-330 07925
Udregning af måleresultater
Tabel G.1: Anvendt apparatur.
Forsøg nr. 3 - effekt måling
Den maksimale effekt ved 8,2 Ω og 0,1 % THD, uden tonekontrol:
APPENDIKS
P = Vout · Iout = 10, 65 · 1, 32 = 14, 06 W (G.1)
Den maksimale effekt ved 8,2 Ω og 0,1 % THD, med tonekontrol:
P = Vout · Iout = 10, 67 · 1, 32 = 14, 21 W (G.2)
Forsøg nr. 4 - udgangsimpedans Zout
Udgangsimpedansen udregnes vha. Ohms lov, uden tonekontrol:
Med tonekontrol:
Zout = Vout
Iout
Zout = Vout
Iout
= 14, 5 · 10−3
= 54, 2 · 10−3
= 38, 13 mΩ (G.3)
380, 3 · 10−3 = 137, 77 mΩ (G.4)
393, 4 · 10−3 Forsøg nr. 8 - THD
THD ved standard målebetingelser udregnes som roden af kvadratdifferensen, uden
tonekontrol:
T HD = T HDalt − T HDgen = 0, 243 2 − 0, 0011 2 ≈ 0, 24 % (G.5)
Med tonekontrol:
T HD = T HDalt − T HDgen = 0, 237 2 − 0, 0011 2 ≈ 0, 24 % (G.6)
Side A 34 P3-Rapport

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
THD ved et indgangssignal dæmpet 26 dB af maksimal niveau, uden tonekontrol:
T HD = T HDalt − T HDgen = 0, 0189 2 − 0, 0011 2 ≈ 0, 019 % (G.7)
Med tonekontrol:
T HD = T HDalt − T HDgen = 0, 072 2 − 0, 0011 2 ≈ 0, 072 % (G.8)
Forsøg nr. 9 - signal-støj forhold
Signal-støj forholdet uden tonekontrol kan udregnes som:
Med tonekontrol:
SNR = 20 · log( Vref
10, 66
) = 20 · log( ) = 95, 35 dB (G.9)
V ′ 182 · 10−6 SNR = 20 · log( Vref
10, 60
) = 20 · log( ) = 83, 60 dB (G.10)
V ′ 700 · 10−6 Måleresultater
Forsøg nr. Resultat
1 Indgangsimpedans
Uden tonekontrol 13 kΩ
Med tonekontrol 1 MΩ
2 Maksimal udgangsspænding
Uden tonekontrol 10,66 V
Med tonekontrol 10,60 V
3 Effekt ved en belastning på 8,2 Ω og 0,1 % THD
Uden tonekontrol 14,06 W
Med tonekontrol 14,21 W
4 Udgangsimpedans
Uden tonekontrol 38,13 mΩ
Med tonekontrol 137,77 mΩ
9 THD ved standard målebetingelser
Uden tonekontrol 0,24 %
Med tonekontrol 0,24 %
THD ved kildespænding dæmpet 26 dB
Uden tonekontrol 0,019 %
Med tonekontrol 0,072 %
10 Signal-støj forhold
Uden tonekontrol 95,35 dB
Med tonekontrol 83,60 dB
Tabel G.2: Måleresultater for forsøg 1, 2, 3, 4, 9 og 10.
Side A 35

Appendiks H:
Beregninger i forbindelse med tonekontrol
APPENDIKS
Udledning af overføringsfunktionen for diskantkontrollen
Figur H.1 viser diskantdelen af tonekontrollen.
+
Vin
-
Z1
C301
R301
R302
xRp1
(1-x)Rp1 R304
-
+
OUT
R305
Z2
C302
+
Vout
Figur H.1: Diskantkontrol med tilbagekobling bygget symmetrisk omkring operationsforstærkerens inverterende
indgang.
Diskantkontrollen er bygget op omkring en inverterende operationsforstærker, og
forstærkningen er derfor givet ved formel H.1
H(s) = Vout
Vin
= − Z2
Z1
Hermed kan overføringsfunktionen for diskantkontrollen opstilles:
H(s) = − R305||((1 − x)RP1 + R304 + 1
sC302 )
R302||(xRP1 + R301 + 1
sC301 )
= −
R305((1−x)RP1+R304+ 1
sC )
302
R305+(1−x)RP1+R304+ 1
sC302 R302(xRP1+R301+ 1
sC )
301
R302+xRP1+R301+ 1
sC301 -
[-] (H.1)
= − R305((1 − x)RP1 + R304 + 1
sC302 )(R302 + xRP1 + R301 + 1
sC301 )
R302(xRP1 + R301 + 1
sC301 )(R305 + (1 − x)RP1 + R304 + 1
sC302 )
[−]
(H.2)
Da diskantkontrollen er opbygget symmetrisk omkring potentiometeret er komponentstørrelserne
ens for R301 og R304 samt for R302 og R305 og for C301 og C302.
Derfor kan udtrykket reduceres ved at sætte R301 ind i stedet for R304, R302 i stedet
for R305 og C301 i stedet for C302.
Side A 36 P3-Rapport

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
H(s) = − sC301((1 − x)RP1 + R301 + 1
sC301 )(R302 + xRP1 + R301 + 1
sC301 )
sC301(xRP1 + R301 + 1
sC301 )(R302 + (1 − x)RP1 + R301 + 1
sC301 )
= − (s(1 − x)RP1C301 + sR301C301 + 1)(sR302C301 + sxRP1C301 + sR301C301 + 1)
(sxRP1C301 + sR301C301 + 1)(sR302C301 + s(1 − x)RP1C301 + sR301C301 + 1)
= − (s((1 − x)RP1C301 + R301C301) + 1)(s(R302C301 + xRP1C301 + R301C301) + 1)
(s(xRP1C301 + R301C301) + 1)(s(R302C301 + (1 − x)RP1C301 + R301C301) + 1)
= − ((1 − x)RP1C301 + R301C301)(R302C301 + xRP1C301 + R301C301)
(xRP1C301 + R301C301)(R302C301 + (1 − x)RP1C301 + R301C301) ·
(s +
(s +
1
(1−x)RP1C301+R301C301
1
xRP1C301+R301C301
)(s +
1
R302C301+xRP1C301+R301C301 )
R302C301+(1−x)RP1C301+R301C301 )
)(s +
1
[−] (H.3)
Der vælges en komponentværdi for R302 >> R301+RP1, hvorved formel H.3 kan
simplificeres til:
H(s) = − ((1 − x)RP1 + R301)R302
(xRP1 + R301)R302
= − (1 − x)RP1 + R301
xRP1 + R301
· s +
· (s +
1
(s +
(1−x)RP1C301+R301C301
1
xRP1C301+R301C301
1
C301((1−x)RP1+R301)
1
s + C301(xRP1+R301)
)(s +
1
)(s +
1
Udledning af overføringsfunktionen for baskontrollen
+
Vin
-
Z1
R306 xRp2
(1-x)Rp2
C303 C304
-
+
OUT
R308
R302C301 )
R302C301 )
[−] (H.4)
+
Vout
Figur H.2: Baskontrolkredsløb med tilbagekobling bygget symmetrisk omkring operationsforstærkerens
inverterende indgang.
Som det ses af figur H.2 er baskontrollen også opbygget som en inverteret forstærker.
Derfor udledes overføringsfunktionen for kredsløbet ud fra formlen for en inverterende
operationsforstærker. Der er i afsnittet 5.3.2 beskrevet hvorledes R306 og R308
skal have samme værdi, og derfor vil de blive betegnet som R306. Der er også beskrevet
hvorfor C303 og C304 skal have samme værdi, og derfor vil blive betegnet
-
Z2
Side A 37

som C303.
Z1(s) = R306 +
Z2(s) = R306 +
1 · xRP2
sC303
1 + xRP2
sC303
1 · (1 − x)RP2
sC303
1
sC303
H(s) = − Z2(s)
Z1(s) = R306 +
= R306 +
xRP2
xRP2 · sC303 + 1
(1 − x)RP2
= R306 +
+ (1 − x)RP2 (1 − x)RP2 · sC303 + 1
R306 +
(1−x)RP2
(1−x)RP2·sC303+1
xRP2
xRP2·sC303+1
APPENDIKS
[Ω] (H.5)
[Ω]
(H.6)
[−] (H.7)
Der er nu opstillet en overføringsfunktion for baskontrollen. Udtrykket skal dog
reduceres for at gøre beregninger på kredsløbet mere simple.
H(s) =
− R306xRP2(1 − x)RP2s 2 C 2
303 + R306xRP2sC303 + R306(1 − x)RP2sC303 + (1 − x)RP2xRP2sC303 + R306 + (1 − x)RP2
R306(1 − x)RP2xRP2s 2 C 2 303 + R306(1 − x)RP2sC303 + R306xRP2sC303 + (1 − x)RP2xRP2sC303 + R306 + xR306
= s2 (R306xRP2(1 − x)RP2) + s(R306xRP2C303 + R306(1 − x)RP2C303 + (1 − x)RP2xRP2C303) + R306 + (1 − x)RP2
s 2 (R306xRP2(1 − x)RP2) + s(R306xRP2C303 + R306xRP2C303 + (1 − x)RP2xRP2C303) + R306 + xRP2
(H.8)
For at kunne læse denne ligning i selve rapporten, er den skrevet som følger.
H(s) = Y + s(B + D + E) + R306 + (1 − x)RP2
Y + s(D + B + E) + R306 + xRP2
Hvor:
Y = s 2 C 2 303R306xRP2(1 − x)RP2
B = R306xRP2C303
D = R306(1 − x)RP2C303
E = xRP2(1 − x)RP2C303
Udledning af slew rate
Et indgangssignal i form af en sinuskurve er givet ved:
Ændringshastigheden af sinuskurven er derfor givet ved:
Hvor ω ˆ Vi antager den største værdi.
[−] (H.9)
vI = ˆ Vi sin ωt [V] (H.10)
vI
dt = ω ˆ
V
Vi cos ωt
s
(H.11)
Den maksimale ændringshastighed er hvor signalet krydser værdien 0 V. Er ω ˆ Vi
større end operationsforstærkeren kan klare, vil udgangsignalet forvrænge. I datablade
på operationsforstærkere, er der ofte givet en frekvens, fM, der beskriver hvor
operationsforstærkeren begynder at forvrænge ved maksimal amplitude på udgangssignalet.
Dermed kan slew raten udtrykkes som:
SR = ωMVo max
V
µs
(H.12)
Side A 38 P3-Rapport

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
Udledning af offset-modstand
Ved at indføre en modstand, R3, kan værdien af DC-spændingen i udgangssignalet
reduceres. På figur H.3 ses de respektive biasstrømme, der løber i kredsløbet.
Figur H.3: Effekten af biasstrømmene kan reduceres ved at indføre modstanden, R3. [Sedra and Smith,
2004, side 103]
Ved DC-analyse på kredsløbet i figur H.3 kan et udtryk for R3 findes, så effekten
af biasstrømmene reduceres. DC-spændingen, VO findes ved:
VO = −IB2R3 + R2
R3
IB1 − IB2
R1
Det antages, at IB = IB1 = IB2. Herved er VO givet ved:
VO = IB
R2 − R3
1 + R2
R1
[V] (H.13)
[V] (H.14)
Dermed vil DC-spændingen VO være nul, når der udledes et udtryk for R3, som
korrigerer offsetspændingen.
R3 = R2
1 + R2
R1
= R1R2
R1 + R2
R3 skal således være ækvivalent med parallelværdien af R1 og R2.
[Ω] (H.15)
Side A 39

Appendiks I:
Udledning af tællerlogik
APPENDIKS
I dette appendiks vil logikken for en binær 4-bit tæller blive udledt. En 4-bit tæller
har 16 states jf. tabel I.1.
State værdi State værdi
S00 0000 S08 1000
S01 0001 S09 1001
S02 0010 S10 1010
S03 0011 S11 1011
S04 0100 S12 1100
S05 0101 S13 1101
S06 0110 S14 1110
S07 0111 S15 1111
Tabel I.1: Tællerens 16 forskellige states.
Ved et højt input(X = 1) skal tælleren tælle op, ved et lavt input (X = 0) skal
tælleren tælle ned. Dermed kan et statediagram laves jf. figur I.1.
X=1
X=0
Figur I.1: Statediagram for en 4-bit tæller.
Den karakteristiske ligning er Q n+1 = D og exitationstabeller laves. Da der er 5
variable laves det af to omgange et hvor X = 0 og et hvor X = 1. Hvert af de to
tilfælde kræver fire tabeller, en for hver af de udlæste cifre. Det udlæste binære tal
kan ud fra tabellerne skrives på formen D3 D2 D1 D0 jf. tabel I.2 og I.3.
Side A 40 P3-Rapport

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
D0
Q3Q2
Q1Q0 00 01 11 10
00 1 1 1 1
01 0 0 0 0
11 0 0 0 0
10 1 1 1 1
D2
Q3Q2
Q1Q0 00 01 11 10
00 1 0 0 1
01 0 1 1 0
11 0 1 1 0
10 0 1 1 0
D0
Q3Q2
Q1Q0 00 01 11 10
00 1 1 1 1
01 0 0 0 0
11 0 0 0 0
10 1 1 1 1
D2
Q3Q2
Q1Q0 00 01 11 10
00 0 1 1 0
01 0 1 1 0
11 1 0 0 1
10 0 1 1 0
Tabel I.2: Exitationstabel for X = 0.
Tabel I.3: Exitationstabel for X = 1.
D1
Q3Q2
Q1Q0 00 01 11 10
00 1 1 1 1
01 0 0 0 0
11 1 1 1 1
10 0 0 0 0
D3
Q3Q2
Q1Q0 00 01 11 10
00 1 0 1 0
01 0 0 1 1
11 0 0 1 1
10 0 0 1 1
D1
Q3Q2
Q1Q0 00 01 11 10
00 0 0 0 0
01 1 1 1 1
11 0 0 0 0
10 1 1 1 1
D3
Q3Q2
Q1Q0 00 01 11 10
00 0 0 1 1
01 0 0 1 1
11 0 1 0 1
10 0 0 1 1
På nogle af karnoughkortene er der flere kasser med samme farve. Disse skal betragtes
som forskellige kasser hvis de er lukkede, mangler de en side fortsætter de
et andet sted i kortet, Læg desuden mærke til at kortet for DO for X og ¯ X hører
sammen.
Vha. exitationstabellerne og reglerne for Karnaugh-kort kan der opstilles ligninger.
For D0 er ses det, at kortene er ens, for X = 0 og X = 1. Alle et-tallene kan beskrives
med en enkelt box jf. formel I.1.
D0 = ¯ Q0 (I.1)
For D1 bliver der fire kasser af en størrelse på 1x4 jf. formel I.2.
D1 = ¯ Q0 · ¯ Q1 · ¯ X + Q0 · Q1 · ¯ X + Q0 · ¯ Q1 · X + ¯ Q0 · Q1 · X (I.2)
D2 beskrives vha. tre kasser på 2x2 og to på 1x2 jf. formel I.3.
Side A 41

APPENDIKS
D2 = ¯ Q0 · ¯ Q1 · ¯ Q2 · ¯ X + Q0 · Q1 · ¯ Q2 · X + Q0 · Q2 · ¯ X+
¯Q0 · Q1 · Q2 + ¯ Q1 · Q2 · X (I.3)
D3 er den mest komplekse og skal beskrives ved otte kasser. To på 1x1, to på 1x4
og fire på 2x2 jf. formel I.4.
D3 = ¯ Q0 · ¯ Q1 · ¯ Q2 · ¯ Q3 · ¯ X + Q0 · Q1 · Q2 · ¯ Q3 · X+
¯Q1 · Q3 · X + ¯ Q2 · Q3 · X + ¯ Q0 · Q1 · Q3+
Q0 · Q3 · ¯ X + Q2 · Q3 · ¯ X (I.4)
På baggrund af ligningerne kan kredsløbslogikken laves. Alle de faktorer, der står
efter hinanden adskilt af et multiplikationstegn, skal samles i en AND-gate. Et plus
markerer således starten på en ny gate. Alle outputtene fra de forskellige AND-gates
samles vha. en OR-gate, og kredsens samlede output opnås.
Hvis tælleren skal realiseres, vil det typisk blive gjort vha. CMOS-gates fra 4000
serien, D0 er lig ¯ Q0 derfor tegnes dette blot ind i samme figur, som D1. De fire
kredsløb ses på figur I.2, I.3 og I.4.
X'
X
Q0
Q1
Q0'
Q1'
Figur I.2: Kredsløb for D0 og D1.
Side A 42 P3-Rapport
D0
D1

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
X'
X
X'
X
Q0
Q1
Q2
Q0'
Q1'
Q2'
Q0
Q1
Q2
Q3
Q0'
Q1'
Q2'
Q3'
Figur I.3: Kredsløb for D2.
Figur I.4: Kredsløb for D3.
D2
D3
Side A 43

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
Appendiks J:
Kredsløbsdiagrammer for blokke
Mikrofon og mikrofonforstærker
Modstands- Modstands- Kondensator- Kondensatornummer
værdi[Ω] nummer værdi[F]
R101 100 k C101 10 µ
R102 901 k C102 1 µ
R103 2,2 k C103 100 µ
R104 590 k
R105 121 k
R106 14,3 k
R107 909
R108 4,87 k
Tabel J.1: Komponentværdier og -typer for mikrofonforstærker.
Transistor Transistor Transistor
nummer navn type
Q101 BF245A JFET
Tabel J.2: IC nummer, navn og typer for mikrofonforstærker.
Mikrofonen der er brugt er en WM-034B.
Side A 45

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
Indgangsvælger
Modstands- Modstandsnummer
værdi[Ω]
R201 320
R202 320
R203 320
Tabel J.3: Komponentværdier og -typer for indgangsvælgeren.
IC IC IC Forsyningsnummer
navn type spænding
IC201 DG445 CMOS analog switch ±5 V og stel
Tabel J.4: IC nummer, navn og typer for indgangsvælgeren
Side A 47

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
Tonekontrol
Modstands- Modstands- Kondensator- Kondensatornummer
værdi[Ω] nummer værdi[F]
R301 45,3 k C401 430 p
R302 10 M C402 430 p
R303 100 k C403 10,6 n
R304 45,3 k C404 10,6 n
R305 10 M
R306 45,6 k
R307 100 k
R308 45,3 k
R309 41 k
Tabel J.5: Komponentværdier og -typer for tonekontrollen.
IC IC IC Forsyningsnummer
navn type spænding
IC301 TLE2071CP JFET Operationsforstærker ±15 V
IC302 TLE2071CP JFET Operationsforstærker ±15 V
Tabel J.6: IC nummer, navn og typer for tonekontrollen.
Side A 49

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
Volumenkontrol
Modstands- Modstands- Kondensator- Kondensatornummer
værdi[Ω] nummer værdi[F]
R401 182 C401 100 n
R402 221 k C402 1 µ
R403 1 k C403 1 µ
R404 20 k C404 1 µ
R405 1 k C405 1 µ
R406 20 k C406 1 µ
R407 1 k C407 4,7 µ
R408 20 k C408 15 p
R409 1 k
R410 20 k
R411 133 k
R412-R425 121
R426 665
Tabel J.7: Komponentværdier og -typer for volumenkontrollen.
IC IC IC Forsyningsnummer
navn type spænding
IC401 NE555P CMOS timer 5 V
IC402 HCF4078BE 8-input OR gate 5 V
IC403 CD4068BE 8-input NAND gate 5 V
IC404 HEF4069UBP Inverter 5 V
IC405 MC14081BCP 2-input AND gate 5 V
IC406 CD4071BE 2-input OR gate 5 V
IC407 MC14584BCP Schmitt trigger 5 V
IC408 CD4029AB 4-bit tæller 5 V
IC409 HEF4511BP 7-segments driver 5 V
IC410 AD7111ABN Logaritmisk D/A Converter 5 V
IC411 OP275 Bipolar/JFET Audio Opamp ±15 V
Tabel J.8: IC nummer, navn og typer for volumenkontrollen.
Side A 51

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
Effektforstærker
Modstands- Modstands- Kondensator- Kondensatornummer
værdi[Ω] nummer værdi[F]
R501 121 k C501 100 µ
R502 1 k C502 1000 µ
R503 3,9 k
R504 1 k
Tabel J.9: Komponentværdier og -typer for effekforstærkeren.
Der er tilsluttet en højttaler til systemet, med en indgangsimpedans på R507 = 8
Ω.
Sikringen er en 3,15 A flink sikring.
Der er yderligere to køleplader af 3 K/W.
IC IC IC Forsyningsnummer
navn type spænding
IC501 LM7171C Very high speed operationsforstærker ±18 V
Tabel J.10: IC nummer, navn og typer for effektforstærkeren.
Transistor Transistor Transistor
nummer navn type
Q501 BC547B BJT
Q502 BC557B BJT
Q503 MJE2955 BJT, effekt
Q504 MJE3055 BJT, effekt
Tabel J.11: IC nummer, navn og typer for effektforstærkeren.
Side A 53

Projektgruppe E3/05GR315 September - December 2005
Bilag 1: CD-rom
Som bilag er der vedlagt en CD-rom. Denne indeholder en række informationer, der
kan studeres, hvis læseren ønsker yderligere fordybelse.
CD-rommen indeholder følgende:
• Den endelige rapport
• Billeder af produktet
• Relevante datablade
• Samlet kredsløb
• Kursusnoter
• Standarder
Side B 1