LVA 354.028 Integrierte Schaltungstechnik

Ausarbeitung der gesammelten Fragen der
LVA 354.028
Integrierte Schaltungstechnik
Diese Ausarbeitung wurde gemeinsam von Martin Fein und Christian
Schwingenschlögl im Laufe der Prüfungsvorbereitung erstellt und ist
nach bestem Wissen und Gewissen ausgearbeitet worden!

Unterschied zwischen integrierten und diskreten Bauteilen (Seite 1):
Diskrete Bauteile Integrierte Bauteile
kleinere Toleranzen der Wiederstandswerte
absolute Genauigkeiten sehr gut
Große Toleranz der Widerstandwerte
Widerstandsbereich: mΩ - GΩ
Widerstandsbereich: Ω - kΩ
Kapazitätsbereich: pF – mF
Kapazitätsbereich: fF – pF
Induktionsbereich: nH – H
Induktionsbereich: nH
große Werte
Kleine Werte
Kombination von verschiedenen
Silizium dominiert (SiGe) bei NMOS, PMOS
Semikonducter-Materialien möglich
(+NPN)
Selection of key device possible
Ungenauigkeiten (mismatch) bleiben mit
(z.B.: low-noise u high-noise HEMT)
high-electron-mobility-transistor “Transistor
mit hoher Elektronenbeweglichkeit“
Laser oder Sicherungen abgleichen
Hoher Preis pro Transistorfunktion Kleiner Preis pro Transistorfunktion
Begrenzte Geschwindigkeit Hohe Geschwindigkeiten (high speed) am
Chip möglich
Warum gibt es Design Regeln? (DRC – Design Rule Checking) (Seite 2)
DRC: (Seite 70) ist ein Layout- u Verifikationstool.
Chiphersteller gibt dem Schaltungsdesigner bestimmte Spezifikationen/Entwurfsregeln für
einen Chip vor (z.B.: Mindestabstände-, Mindestbreiten-, Überlappungen-, Innenlagen der
einzelnen Layer, …) nach dem Entwurf müssen die Einhaltung dieser Regeln überprüft
werden automatisch mittels DRC; falls etwas nicht passen sollte gibt es Re-Design.
Was ist Analog IC Design?
Analog IC Design (Entwurf) ist die erfolgreiche Implementierung analoger Schaltungen und
Systeme unter Verwendung von IC Technologien.
o Geometrie ist sehr wichtig!
Electrical Design Physical Design Test Design
o Für gewöhnlich gemischte Architekturen (analog/digital)
o Analog 20% u digital 80% der Chipfläche
o Jedoch benötigt analoges 80% der Entwurfszeit (im Circuit Level) !!
Zusammenfassung:
o IC kombiniert Funktion und Applikation mittels IC Technologien für eine erfolgreiche
Lösung
o 3 Hauptschritte in der Entwicklung:
Electrical Design: Topologie, W/L (Width u Length), DC Schaltkreise
Physical Design (Layout)
Test Design (Test)
o Komplexe Probleme können durch Knowhow und flexible Designer vereinfacht und
verstanden werden u somit implementiert werden
o IC wird mehr von alt bewährten Technologien getrieben als von ganz neuen
o IC Entwurf hat seine „Reife“ erlangt (ist ausgereifte Technologie)
o Wenn das Problem ökonomisch digital gelöst werden kann, verwende NICHT analoge
Schaltungen!
2

Wie wird der Chip im Wafer realisiert? (Seite 25 ff)
Oxidgrowth (Oxidation) Auf dem Silizium Wafer wird eine Schicht
Silizium Oxid ‚aufgewachsen‘. VT:
unterliegende Material wird vor
Verschmutzung geschützt, Isolation zw. 2
Schichten; Maskieren; Gateoxid erstellen;
für dünne Schichten: dry oxidationtechniques
für dicke Schichten: wet oxidationtechniques
Diffusion Hier werden Fehlatome von der Obefläche
des Siliziums in das Innere (Bulk) befördert;
von hoher zu niedriger Konzentration! Bei
hohen Temperaturen (800 - 1200 °C)
Ion Implementation Bei diesem Schritt werden Fehl Ionen
eingepflanzt; dies passiert mit hoher
Geschwindigkeit; VT: gut kontrollierbar u
wiederholbar; Konzentrationsspitze knapp
unter der Oberfläche; bei niedrigen
Temperaturen (im Verhältniss zu Diffusion);
geht durch die Oberfläche;Ausglühen ist
notwendig um die Fehlionen zu ‚aktivieren‘ u
die Kristallstrukturschäden zu reparieren
(500 – 800 °C); bei noch höheren
Temperaturen Difusion
Deposition (Schichtabscheidung) Verschiedene Materialschichten werden am
Silizium Wafer abgeschieden: SiliziunNitrat,
Silizium Oxid, Aluminium, Polysilicon
Verschiedene Arten:
Chemical Vapor Deposition (CVD): chemische
Reaktion das ein Gas als dünnen Film auf der
Oberfläche transformiert
Low Preassure CVD
Plasma Assisted CVD: keine thermische
Energie wird verwendet
Sputter Deposition
Anwendung am ganzen Layer
Etching Selektives beseitigen von Layermaterial:
Mask, Film, Underlying Layer
Etzrate in bestimmte Richtungen (film etch
rate / mask etch rate
Epitaxy Zur Herstellung von Dotierungsschichten die
mit üblichen Verfahren (Diffusion Ion
Implementation) nicht realisiert werden
können; Epitaxyschichten sind viel reiner
Photolithography Um das Layout mittels einer Maske auf den
Chip zu bringen; Photoresist Material, Mask,
Oxid (Wo Maske rauf kommt)
Positiv- u negative photolitograpy
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CMOS Aufbau: (Seite 36) Complementary Metal Oxyd Semiconducor) PMOS u NMOS auf
einem Substrat
Auch in p-well Technologie realisierbar! (n-substrate p-well)
Well tie & Subtrate tie = Bulk Anschlüsse des PMOS u NMOS Backgate = Bulk
Backgate Effekt:
Mit der Spannung VSB kann die Schwellspannung Vth verändert werden: VSB↑ Vth↑
Herstellung eines PNP Transistors (Seite 52,53): Es gibt 2 Arten:
4

Aufbau MOS Transistor: (Seite 39) (NMOS u PMOS siehe 1.Bild CMOS Aufbau)
+ parasitäre Effekte:
Ist eigentlich ein NMOS auf n-Substrat.
NMOS: Source u Drain n+ dotiert
PMOS: Source u Drain p+ dotiert
CMOS (Complementary Metal….) bedeutet sowohl PMOS als auch NMOS auf einem Substrat
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BJT NPN u PNP Aufbau:
NPN mit buried Layer:
PNP siehe Frage: Herstellung eines PNP Transistors
Unterschiede zwischen MOS und BJT: (Seite 59)
MOS BJT
Spannungsgesteuert Stromgesteuert
Negativer Temperaturkoeffizient Positiver Temperaturkoeffizient
Majoritätsladungsträger Bauteil Minoritätsladungsträger Bauteil
ID ~ VGS 2 IC ~ exp(VBE)
Gut geeignet für IC Schlecht geeignet für IC
Probleme mit CMOS:
o Längere Transistoren führen zu höheren Strömen
o Schalten von hohen Spannungen mit Standard CMOS ist nicht möglich
BJTs werden für Leistungstransistoren bevorzugt!
Gibt es Bipolartransistoren in reiner CMOS Technologie? (Seite 41)
Ja, natürlich…
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Performance (Stromverstärkung u Übertragungsfrequenz) können nicht mit dem vertical NPN
Transistor in SBC (Standard Buried Collector) Technologie (Buried Layer: siehe Bild NPN
Aufbau) mithalten.
ESD Schutz (Seite 43):
Um das Gate Oxid vor hohen externen Spannungen zu schützen wird ‚Electrostatic-Discharge
Protection‘ (ESD) verwendet. Hervorgerufen kann dies werden durch:
o Induktivitäten: wenn die Oberfläche von einem nahen el. Feld polarisiert wird
o Capazitiv: wenn die Kapazität des Gehäuse, das auf fixem Potential liegt, steigt
o Reibungselektrizität: wenn zwei Materialien die getrennt werden Ladung als Folge von
Reibung austauschen (z.B.: der Mensch kann eine wesentliche Ladung aufweisen)
Vergleich zwischen MOSFET und BJT:
Analog IC: BJT sind besser
Digital IC: CMOS sind besser
Analog/digital IC: BiCMOS
o Verstärkung und Bandbreite vom BJT sind viel größer als die des MOS Verstärkers
o Steilheit: gm,BJT ≈ 10 * gm,MOS
o Temperaturverhalten:
MOS: T↑ µ↓ gm↓
BJT: T↑ IC↑ gm↑
o Geschwindigkeit: bei BJTs werden Kapazitäten schneller geladen und entladen
o Rauschen: In Transistorschaltungen zur Signalverarbeitung wie Vorverstärker ist das
Rauschen eine wesentliche Störgröße. Es spielt dabei vor allem das thermische
Rauschen, das Schrotrauschen sowie das 1/f-Rauschen eine Rolle. Bei dem MOS-
Feldeffekttransistor ist das 1/f-Rauschen bereits unter ca. 1 MHz besonders groß. Das
unterschiedliche Rauschverhalten bestimmt ebenfalls die möglichen Einsatzbereiche
der Transistortypen, beispielsweise in Niederfrequenzverstärkern oder in speziellen
rauscharmen Hochfrequenzumsetzern.
o Matching: baugleiche Transistoren müssen möglichst gleiche Bauteilparameter
aufweisen.
BJT: IS, β, VA, Emitter area
MOSFET: VT, K‘, λ, Width & Length
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CMOS BiCMOS Vorteile/Nachteile:
BiCMOS = CMOS + NPN BJT (vertical) (meistens)
Allgemein BiCMOS: Kombination von MOSFET und BJT. Eingang und logische Verknüpfung in
CMOS Technik (Vorteile von CMOS); Ausgangsstufe als BJT realisiert
Vorteil BiCMOS: hohe Stromtreiberfähigkeit und geringe Abhängigkeit von der kap. Last; mit
BiCMOS werden Logikschaltungen mit leistungselektronischen Schaltungen auf einem Chip
vereint. Zum Schalten und Regeln hoher Ströme
Nachteile: BiCMOS können beispielsweise nicht gut in Microprozessoren eingesetzt werden.
Herstellung ist teuer!
BiCMOS bei analog/digitalen Schaltungen
CMOS bei rein digitalen Schaltungen
Vorteile CMOS: nahezu keine Stromaufnahme ohne Zustandsänderung (zB.: BIOS),sehr
niedrige Kosten, extrem niedriger und unkritischer Leistungsbedarf, nahezu unendlich große
Eingangswiderstände, gute Rauscheigenschaften
Nachteil CMOS: Ausgänge sind empfindlich gegen Belastung (speziell kap. Belastung), bei
hohen Frequenzen >5MHz hohe Verluste
Matching/Mismatching (Seite 75-77)
Mismatch tritt auf wenn gleiche Bauteile Abweichungen in deren Parametern haben. Matching
siehe Frage ‚ Vergleich zwischen MOSFET und BJT‘
o MOS: 2 spezielle Modellparameter:
ΔVth (=Schwellspannungs Mismatch) und ΔID/ID (=Drainstrom Mismatch)
σ ΔVth … Standardabweichung von ΔVth
σ ΔVth =
ist ein const technologieabhängiger Faktor. In den meisten Fällen reicht dieser
Faktor aus, um das gesamte Mismatchverhalten zu beschreiben.
σ ΔID/ID … Standardabweichung von ΔID/ID
σ ΔID/ID =
hängt stark von (VGS- VTH) ab. Wenn (VGS- VTH) ↑ ↓
o BJT: 2 spezielle Modellparameter:
ΔIC/IC, ΔIB/IB und deren Standardabweichungen
σ ΔIC/IC =
σ ΔIB/IB =
We u Le… width u length of emitter
o Methoden gegen Mismatch: (Seite 74)
Einheitliche Bauteilgeometrien des selben Materials sollten verwendet werden. Für
kleine Geometrien ist das Matching Verhältnis 2:1; Matching Elemente sollten möglichst
nahe beisammen sein, selbe Orientierung aufweisen, Dummy Elemente sollten am Rand
von Matching Elementen hinzugefügt werden (zwischen 2 verschiedenen). Teile die die
höchsten Anforderungen haben sollten im Zentrum des Chips (die) platziert werden,
thermal sensitive Elemente sollten soweit wie möglich von energieverbrauchenden
Bauteilen entfernt sein.
o Temperatur macht beim BJT Probleme, BJT haben einen pos. Temperaturkoeffizienten
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Integrierte Kapazitäten und Widerstände:
Standard MOS Kapazität:
o D = S = B
o Arbeitet zwischen Accumulation (Vorwärtsbetrieb) und Inversion (Rückwärtsbetrieb),
aber const hohe Kapazität nur bei Accumulation und starker Inversion!
o Nichtlinear u nichtmonoton
o Supply blocking capacitaors on Chip
Inversion Mode MOS Kapazität:
D = S; B = VDD keine Accumulation Region!!
Poly-Poly Kapazität:
Best möglicher Kakazität für analoge IC, niedrige parasitäre Effekte, Spannungsunabhängig
Ploysilicon Widerstand:
o 30 – 100 /square
(unshielded)
o 100 – 500
square(shielded)
o Abs Genauigkeit ±30%
o Rel Genauigkeit 2%
o Temp Koeffizient 500 –
1000 ppm/°C
o Spannungskoeffizient 100
ppm/V
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Stomspiegel: (Seite 82ff)
Stromspiegel sind sehr wichtig für analoge u digitale ICs!
Mirror Ratio (Spiegelverhältnis) = I0/IREF
Welche Arten:
o Standard Stromspiegel:
MOS bzw. BJT Bauart realisierbar!
MOS:
Für idente Werte von VDS ist I0 = IREF
Jedoch ist dies in der Realität wegen Mismatch nicht gegeben!
Ausgangswiderstand: ROUT = ro2 … Ausgangswiderstand des Transistors M2
BJT:
Da Basisströme vorhanden sind, und die Stromverstärkung endlich ist ( ≈ 100)
resultiert ein Errorfaktor beim Ausgangsstrom: (für ≈ 100 Fehler = 2%)
Ausgangswiderstand: ROUT = ro2 … Ausgangswiderstand des Transistors Q2
Um die Leistung zu erhöhen, kann die Mirrorratio verändert werden:
MOS: es werden W/L der beiden NMOS verändert:
BJT: die Emitterflächen werden in ein Verhältnis zueinander gesetzt:
Im Idealfall (Verstärkung ): I0/IREF = M
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Sonst:
o Multable Current Sources:
Wird benötigt, wenn mehrere verschiedene Stromquellen verwendet werden.
Problem: für BJT würde der Fehler bei endlichem unakzeptabel groß werden!
Buffered Current Mirror
o Buffered Current Mirror:
Erweiterung um einen BJT Q3: es wird dadurch der Basisstrom IB1 und IB2 reduziert
Errorterm wird kleiner!!
o Widlar Current Source (BJT):
Erweitert den Standard-Stromspiegel um einen Widerstand im Emitterzweig 2. Dies
schafft einen zusätzlichen Freiheitsgrad für die Mirror Ratio. Durch R wird der
Ausgangsstrom IO festgelegt.
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Ausgangswiderstand: ROUT = K*ro2 … Faktor K * Ausgangswiderstand des Transistors Q2
ROUT ist bei der Widlar Source um das 1 bis 10 fache Größer als beim Standard-
Stromspiegel!!
Widlar Source ist auch mit MOS realisierbar! (Seite 96 ff)
Erweitert den Standard-Stromspiegel um einen Widerstand im Sourcezweig 2
ROUT = ro2(1+gm2*R)
o Wilson Source: (Seite 98ff)
Die Wilson Source ist ein Stromspiegel mit sehr hohem Ausgangswiderstand! Wird
benötigt für hohes CMRR bei OPAMPs.
MOS:
Ausgangswiderstand: ROUT = µf2*ro3
Als BJT:
Ausgangswiderstand: ROUT =
Dieser Ausgangswiderstand ist im Verhältnis zum Standard-Stromspiegel um den
Faktor
erhöht!!
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Um jedoch bessere Ergebnisse bei Präzisionsschaltungen zu erlangen wird ein weiterer
Transistor hinzugefügt:
o Cascode Current Sources (MOS u BJT):
Hier werden 2 Standard-Stromspiegel kaskadiert:
MOS: Ausgangswiderstand: ROUT = µf4*ro2
BJT: Ausgangswiderstand: ROUT =
Die Cascode Source und die Wilson Source sind die besten Stromspiegel, da sie hohe
Werte von VCS und hohe Ausgangswiderstände gewährleisten!
Referenzstromquelle: (Seite 108)
Alle bisher besprochenen Stromspiegel benötigen eine Referenzstromquelle:
Einfachste Möglichkeit ist: Widerstand R vorschalten (a) oder 2 MOSFETs in Serie (b):
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Bandgap Referenzquelle (BGR): (Seite 115)
o Ziel ist es, die
Referenzspannungsquelle
unabhängig von der Temperatur
zu machen
Prinzip: Kombination von VBE und
VT: VBE↓ mit T↑ Generation
einer Spannung VT die diesen
Abfall von VBE kompensiert
o Praktische Realisierung eines BGR:
(a) Ohne OPAMP: Feedbackloop
mit Q4 wird verwendet, um
den Arbeitspunkt festzulegen;
VOUT ist von der
Versorgungsquelle abhängig.
(b) Mit OPAMP: I1 und I1
verhalten sich wie R1 und R2;
OPAMP ist ideal kein Offset!)
o Kompabilität mit CMOS Technologie:
Die meisten CMOS Prozesse sind N-well Prozesse!
Daher ergeben sich nur PNP Transistoren!! Mit
Collector = Substrate (= Ground)
o Problem mit BGR:
In der Realität hat der OPAMP eine
Offsetspannung VOS Fehler in VOUT
VOS (ist auch temperaturabhängig) wird mit einem
Faktor (1+R2/R1) verstärkt!
LÖSUNG:
Es gibt 3 Möglichkeiten:
(1) Einbinden großer Bauelemente um Offset zu minimieren
(2) Collectorstrom von Q1 und Q2 kann mit
einem Faktor m ins Verhältnis gebracht
werden
(3) ein zusätzlicher PNP Transistor wird in jeden
Zweig hinzugefügt um ΔVBE zu verdoppeln.
( jedoch nicht realisierbar in Standard-
CMOS Q2 u Q4 sind nicht geerdet in
Emitterfolger konvertieren!!)
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PTAT (Proportional To Absolute Temperature): (Seite 119 u 125)
Prinzip: wenn 2 BJT mit unterschiedlichen
Kollektorströmen arbeiten, dann ergibt sich eine
Differenz ΔVBE ihrer Basis-Emitter-Spannungen,
die ebenso von der absoluten Temperatur
abhängig ist! (PTAT)
ΔVBE = VBE1 - VBE2 = VT*ln(n)
daraus ergibt sich ein pos.
Temperaturkoeffizient (TC):
In BGR Schaltungen sind die Bias Ströme der
Transistoren ebenfalls proportional zur
absoluten Temperatur. Dadurch ist es möglich eine Strombasierende PTAT Bandgap Quelle zu
generieren.
Was ist ein einfacher OTA (Operational Transconductance Amplifier) (Seite 147)
o Ein OTA ist ein OPAMP der die Differenzspannung an den beiden Eingängen in einen
proportionalen Ausgangsstrom umwandelt.
T1 und T2 sind matching Transistoren (gleiches W/L); keine Vorspannungs-Schaltungen
für Lasten nötig; T3 und T4 sind ebenso matching Transistors; IB bestimmt alle
Stromstärken; Alle wells sind mit den Sources verbunden (ebenso Bulk = Source) VBS =
0 , d.h.: kein Body-Effekt! Somit wird Matching verbessert;
o Gain-Bandwidth (GBW):
Es existieren 2 Pole: ein dominanter (fd) und ein nicht-dominanter (fnd) (Knoten (5) und
(4) im vorherigen Bild)
und
Dadurch ergibt sich die Spannungsverstärkung zu AV = gm1 * ROUT !!
Phasenrand ist im Frequenzgangdiagramm die Differenz zu -180° Phasenlage (PM ist pos.
für arg. > -180°
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Phasenrand (Phase Margin): PM = 90° - arctan(GBW/fnd)
Es ist ersichtlich, dass sowohl die Bandbreite (GBW), die Spannungsverstärkung (AV)
und der Phasenrand (PM) von der Steilheit (gm1) abhängen
o Funktionsweise einfacher OTA:
IOUT = UIN * gm
Eine Ausgangsspannung kann durch eine externe Last generiert werden.
Funktion ohne Widerstände sondern nur mit Transistoren realisiert!
o Funktionsweise Miller OTA (2-Stufen Miller OTA):
Der Miller OTA ist eine Erweiterung des Standard-OTAs. (siehe nächste Grafik)
Die Erweiterung betrifft einen zusätzlichen invertierenden Verstärker und somit wird der
Miller OTA ziemlich schnell. Die Pole und Nullstellen des Miller OTAs heben sich soweit
auf, jedoch gibt es ein Problem bei sprunghaften Eingangssignalen Dominate Pol
ändert kurzfristig seine Frequenz höheres Überschwingen
Allgemeines (Seite 164): Die Pole f1 und f4 liegen nahe beisammen negativer
Phasenrand (PM)! Durch die zusätzliche Kapazität CC wird der Phasenrand wieder
positiv. Die GBW hängt beim Miller OTA nur mehr vom CC ab und NICHT vom CL siehe
nächste Formel.
und Phasenrand (Phase Margin): PM = 90° - arctan(GBW/fnd)
Spannungs-Verstärkung des Miller OTA:
1. Stufe: Niederfrequenzverstärkung: Av10 = gm1/(gOUT2+gOUT4)
2. Stufe: Niederfrequenzverstärkung: Av20 = gm6/G’L mit G’L = 1/RL + gOUT5 + gOUT6
Av0 = Av10 * Av2
BW = GBW/AV
o VT/NT Miller OTA und einfacher OTA:
Miller OTA Einfacher OTA
VORTEILE
Maximale Leistungsvertärkung Keine zusätzliche Kompensationskapazität
Maximales Signalschwingen Niedrigerer Leistungsverbrauch
Besserers PSRR (Power Suppl Rejection
Ratio = Netzstörunterdrückungsverhältnis)
NACHTEILE
Benötigt zusätzliche Kapazität für
Kleineres Signalschwingen
Frequenzkompensation
Größerer Leistungsverbrauch
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o Eigenschaften Miller OTA:
Slew Rate: maximale Anstiegsrate. Bei niedrigen Frequenzen wird
Ausgangsspannung von der Versorgungsspannung begrenzt; bei hohen
Frequenzen limitiert die SR die Ausgangsspannung
Settling Time: (Zeit bis Error < 0,1%) entweder durch SR oder τd (durch BW
gegeben) begrenzt
Input Impedanz: RIN ZIN ist kapazitiv und fällt mit f
Ausgangswiderstand: für kleine Frequenzen ZOUT ~ 550k ; für hohe Frequenzen
ZOUT ~ 5k;
Temperaturverhalten: nur der Faktor Kn‘ ist temp.abhängig T - mit
Rauchverhalten: jeder MOS besitzt thermisches und 1/f Rauschen:
Niedrige u mittlere Frequenzen: 1/f Rauschen ist dominant!
Für hohe Frequenzen: 1/f Rauschen spielt keine so große Rolle und die
Kapazitäten müssen betrachtet werden
o Miller-Effekt:
Als Millereffekt wird die Vergrößerung der Eingangskapazität eines invertierenden
Verstärkers bezeichnet, die aufgrund der effektiven Verstärkung der Kapazität zwischen
Ein- und Ausgang dieses Verstärkers auftritt. Dieser Effekt ist meist störend, kann aber
auch zum Erzeugen größerer effektiver Kapazitätswerte vorteilhaft genutzt werden.
Miller OTA
CMRR (Common Mode Rejection Ratio) (Seite 201):
o = Gleichtaktunterdrückung gibt an, wie wenig sich die Ausgangsspannung ändert, wenn
sich die beiden Eingangsspannungen eines elektrischen Differenzverstärkers um den
gleichen Betrag (=„Gleichtakt“) ändern. Im Idealfall sollte sich dann die
Ausgangsspannung des Differenzverstärkers nicht ändern, weil sie nur von der Differenz
der beiden Eingangsspannungen abhängt.
CMRR und der Offset hängen vom Matching der Transistoren ab.
CMRR = Add/Adc
Add … Verstärkung für einen reinen Differenzverstärker = gm1 * RL
Adc … Verstärkung für einen reinen Gleichtaktverstärker Eingänge auf gleiches
Potential!
CMRR kann verbessert werden durch: hohe Eingangs Transkonduktanz (Steilheit) gm1 und
hohen Ausgangswiderstand (RB) der Stromquelle.
Zusammenhang mit dem Offset: VOS * CMRR = IB * RB
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o Offset und CMRR bei Bipolar Differenz Verstärkern im Gegensatz zu MOS:
Der Offset ist bei Bipolar Differenzverstärkern um eine Größenordnung (Faktor 10)
KLEINER als bei MOS Differenzverstärkern! Offset u CMRR:
VOS * CMRR = 2gm * RB *(k*T)/q CMRR ist für typische Werte um einen Faktor 10
GRÖßER als beim MOS!
o Kann man die Eingangsströme (bias current) von bipolaren Differenzverstärkern
kompensieren? (Seite 207 - 209):
Die Differenz der beiden Eingangsströme Ibias ist Ibos. Der Offset Ibos ist ca. 5 – 10 % von
Ibias . Kann zwar nicht auf 0, aber auf 1/10tel bis 1/20tel. (5 – 10%) reduziert werden.
2 verschiedene Schaltungen im Skriptum:
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o PSRR (Power Supply Rejection Ratio): (Seite 210)
= Netzstörunterdrückungsverhältnis
Digitale Schaltungen in Mixed-Signal Chips verursachen Spannungsspitzen an VDD und
VSS; mittels einer hohen PSRR kann nur das Einkoppeln dieser Spannungsspitzen in
analogen Schaltkreisen vermindert werden.
PSRRDD = Av/ADD = vDD/vIN
PSRRSS = Av/ASS = vSS/vIN
(vDD und vSS sind die jeweiligen Spannungsspitzen)
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Symmetrischer CMOS OTA (SOTA): (Seite 215)
Die Transistoren T5 und T6 sind um den Faktor B weiter als T3 und T4. Dieser Faktor B bedingt
einen größeren Leitwert (Steilheit) G B * gm1 als beim einfachen OTA.
Verstärkung: Av = B * gm1 * ROUT
Aber gleichzeitig wird ROUT um den Faktor B kleiner
Die GBW eines SOTAs ist um den Faktor B größer als die eines einfachen OTAs.
Der totale Stromverbrauch ist um den Faktor (B + 1) größer als beim einfachen OTA.
Wegen des Phasenrands kann der Faktor B nicht besonders groß gemacht werden.
PM↑ für: Cn5↓ bzw Cn6↓; B↓; (W/L)7↑
Die Slew Rate (SR) des SOTAs ist um das B fache größer als die des einfachen OTAs
o Symmetrical BiCMOS OTA:
Die NMOS (eher PMOS?)Transistoren werden durch NPN Transistoren ersetzt
Die PMOS Transistoren als Eingang auf Grund des hohen Eingangswiderstandes und des
hohen SR/GBW Verhältnisses;
Vorteil: größerer Output swing u Knoten 4 u 5 haben kleinere Impedanz
Nachteil: Rauscheigenschaft ist schlecht, da Av1 kleiner wird
o Komplementäre SOTA:
normaler SOTA, jedoch ist die Schaltung auf den Kopf gestellt und die Eingangstransistoren
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werden durch PMOS Transistoren ersetzt.
o Kaskaden SOTA: (Cascoded SOTA) (Seite 220)
Transistoren M7 – M10 erhöhen die open Loop Verstärkung (VORTEIL). Sie werden von den
Transistoren M15 – M18 mittels der Stromquelle IB und M14 beeinflusst;
Nur der Ausgangsknoten hat hohe Impedanz;
Av0 = gm1 * ROUT
GBW ~ GBW von SOTA jedoch wird die Steilheit um gmb1 erhöht
o Folded Cascode CMOS SOTA: (Gefalteter Kaskaden CMOS OTA) (Seite 223):
Der Output Swing wird durch das Falten erhöht (VORTEIL)
M7 – M9 sind kaskadierte Stromspiegel
Der Strom von M3 ist doppelt so groß als jener von M1
Verstärkung: die einzig hohe Impedanz ist wieder der Ausgangsknoten Av0 = gm1 * ROUT
wobei ROUT sehr groß werden kann! (VORTEIL)
Slew Rate: SR =
o Folded Cascode BiCMOS SOTA: (Gefalteter Kaskaden BiCMOS OTA) (Seite 226):
In Vergleich zum Folded Cascode CMOS SOTA werden die Transistoren M5 u M6 durch NPN
Transistoren ersetzt. Dadurch werden die Knoten 8 u 9 niederohmig. Dadurch kann ein hoher
Phasenrand (PM) realisiert werden.
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Komparatoren: (Seite 243)
Komparatoren sind die grundlegenden Bauelement für ADCs. Allgemein: Am Ausgang des
Komparators steht ein Signal zur Verfügung, das anzeigt, welche der Eingangsspannungen höher
ist. Wenn die Spannung am positiven, nicht-invertierenden Eingang höher ist als die Spannung am
negativen, invertierenden Eingang, so nähert sich die Ausgangsspannung der positiven
Versorgungsspannung. Bei umgekehrten Verhältnissen geht die Ausgangsspannung gegen die
negative Versorgungsspannung.
Reale Komparatoren:
o Endliche Empfindlichkeit
o Offset
o Endliche Geschwindigkeit
2 Typen von Komparatoren:
o Kontinuierlicher Betrieb (OPAMP): hohe Verstärkung notwendig
o Sample Betrieb (S&H, Verstärker A, Latch): kleine Verstärkung von A ist ausreichend (ist
schneller!)
Empfindlichkeit: das ist die kleinste Eingangsspannung / der kleinste Eingangsstrom, der nötig ist,
um einen konsistenten Ausgang zu bekommen.
Input Offset Spannung VOS: Spannung die am Eingang anliegen muss, damit der Ausgang Null
liefert.
Verstärker Antwortzeit tr: benötigte minimale Verarbeitungszeit um einen richtigen logischen
Ausgang zu erlangen
Hysterese: sollte größer als das Rauschlevel sein.
o Offset Compensation:
die benötigte Empfindlichkeit beträgt ~ 1mV. CMOS haben jedoch einen Offset in der
Größenordnung von 10 mV!! Auto zero techniques sind notwendig
allgemein: in der 1. Phase wird VOS vom S&H Glied gelesen; im der 2. Phase wird die
Eingangsspannung durchgeschaltet und mit dem Betrag des S&H Glieds (VOS) summiert;
dann wird die Summe am invertierenden Eingang des Verstärkers angelegt VOS kürzt
sich raus; Implementierung erfolgt mittels Kapazität am Eingang (siehe Bild unten)
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o Latch (Aufbau): (Seite 254)
Latch steuert eine weitere Verstärkung hinzu, es generiert einen logischen Ausgang, es
gewährleistet stabilen Ausgang der synchron zum Takt ist;
TODO Funktionsweise
o Seite 249 ff !!!
Sample & Hold Glied: (Seite 271)
Anwendung in: ADCs, Switched Capacitor (SC) Filters, Komparatoren
Schaltet, um das Sampeln durchführen zu können.
Hohe Eingangsimpedanz
Vorteile von MOSFET gegenüber BJT:
o eingeschaltet aber kein Stromfluss
o S/D Spannungen sind nicht mit der Gate Spannung verknüpft
o Leitet in beide Richtungen
MOSFET Schalter Fehler:
o Endliche Aufnahme (acquisition) Zeit
o Endliche Bandbreite in Samplemode
o DC Offset in Samplemode (VOS1)
o Endliche Aperturzeit (t)
o Abfall in Hold Mode
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RON =
des MOSFET
… im linearen Bereich Widerstand ergibt sich ja aus den Parametern
Wenn der Schalter ON ist, lädt sich der Kanal mit einer bestimmten Ladung. Nach dem
Ausschalten muss sich die Ladung abbauen ca. 50% gehen zum Ausgangsknoten (der genaue
Wert ist sehr von bestimmten Parametern abhängig), falls die Taktrate zu klein ist, wird die
gesamte Ladung vom Eingang absorbiert;
Clock feed-through:
Beim Ausschalten des Schalters wird eine zusätzliche Kapazität (abhängig von Bauteil Parametern
des MOS) auf den Ausgang wirksam. Bei kleiner Clockrate ist diese jedoch sehr klein.
Um Ladungsinjektion zu verhindern, wird ein weiterer MOSFET als Schalter hinzugefügt (Dummy
Switch), jedoch mit entgegengesetztem Clock und W2 = W1/2 !
o kT/C Rauschen: (Seite 275)
äquivalente Schaltung mit Rauschquelle:
Mittelwert von vn² = 4*k*T*RON*f
Mittelwert von vOT² = k*T/CH
vOT(rms) =
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Unabhängig vom Eingang liegt am Ausgang immer diese Rausschspannung vOT(rms) an.
Switch Capacitor (SC): (Seite 278)
… sind elektronische Filter, die in ihrem Schaltungsaufbau statt ohmschen Widerständen
geschaltete Kondensatoren besitzen.
Prinzip: Widerstand kann als geschaltet Kapazitäten realisiert werden!
o Vorteile:
Kondensatoren sind in CMOS leichter zu realisieren als Widerstände
Wert der Kapazität ist temperaturunabhängig
Kapazität verbunden mit dem Ausgang eines OPAMP wirkt sich nicht auf dessen
Widerstand aus und folglich auch nicht auf die open loop Verstärkung
o Nachteile:
Clock feed-through ist ein Thema
Die 2 Taktraten dürfen sich nicht überlappen
Bandbreite des Signals muss kleiner als die Taktfrequenz sein
Der äquivalente Widerstand ergibt sich zu: Requ = T/C mit T = Periodendauer
Wird beispielsweise bei S&H Glied verwendet
Oszillatoren
Verwendung: als Taktgenerator in Microprozessoren; zur Trägersignalgenerierung bei
Mobiltelefonen;
Realisierung ist in CMOS noch immer eine Herausforderung, oft in Phase locked Loop Systemen
realisiert
Arten von Oszillatoren:
Ringoszillator, LC Oszillator, VCO, …
Systeme mit negativer Rückführung oszillieren möglicherweise;
„Ein Oszillator ist ein schlecht designter Rückkopplungs-Verstärker….“
„In der Hochfrequenzwelt sind Verstärker Oszillatoren, und eigentliche Oszillatoren sind keine…“
VOUT/Vin(s) = H(s)/(1 + H(s))
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Oszillation für s = j0, H(j0)=-1
closed loop Verstärkung = für 0
Verstärker verstärkt seine eigene Rauschkomponente bei 0
Barkhausen Kriterium (nicht notwendig, aber hinreichend):
| H(j0)| ≥ 1
Arg(H(j0)) 180°
o Ringoszillator:
Single Common source schwingt nicht, da das Barkhausenkriterium nicht erfüllt ist
90° (1Pol) + 180° (CS-stage) = 270° ≠ 180°
2-Pol-Feedback-System schwingt nicht weil : zwar Phasenlage = 180° ABER pos.
Rückkopplung (siehe Grafik) und falls der Winkel stimmt (mit zusätzlicher Signal
Inversion) passt |H(j0)| (loop-gain) nicht!
LÖSUNG ist eine dritte Stufe, um Phase shift zu erhöhen
jede Stufe muss eine Phaseshift von 60° aufweisen damit in Summe ein Winkel von
180° realisiert werden kann
0… -3dB Bandbreite OSC… Frequenz, bei der der Oszillator schwingt
arctan(OSC / 0) = 60°
OSC = *0
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o Ringoszillator mit CMOS Inverters:
Vorteile: kein Widerstand notwendig, Rail to Rail Swing ist möglich
-) Singleended ring Oscillator: ungerade Zahl an Inverter sind notwendig
-) Differential Ringoszillator: eine gerade Zahl an Stages ist möglich falls eine Stage nicht
invertiert
Optimal sind 3 – 5 Stages bezüglich Geschwindigkeit, Energieverbrauch,
Rauschunempfindlichkeit
o LC Oszillator (Seite 302):
Oszillator mit Spule und Kapazität
o Voltage Controlled Oscillator (VCO) (Seite 303) :
VCO handelt es sich um einen elektrischen Schwingungserzeuger, dessen Frequenz durch
die Größe einer anliegenden Spannung (Steuer- oder Regelspannung) verändert werden
kann.
KVCO ≥
entspricht der Verstärkung
Für Versorgungsspannung↓ KVCO↑ Oszillator wird empfindlicher (für geg. 2-1)
gegenüber Rauschen bezüglich der Steuerspannung
Im Folgenden werden Kombinationen aus VCOs und Ringoszillator bzw VCOs und LC
Oszillator verwendet
VCO + Ringoszillator: fOSC kann um 4 Größenordnungen variiert werden; bei großen
Veränderungen von ISS bleibt ein relativ konstanter Output swing;
VCO + LC Oszillator: fOSC =
Kapazität (Varactor) realisiert
; L ist const und C wird als spannungsabhängige
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Dioden in CMOS realisieren (Seite 308) :
(a) Anode ist unvermeidlich geerdet
(b) Beide Anschlüsse können verwendet werden
Integrierte Induktivitäten: (Seite 309 ff)
Range für on-chip Induktivitäten: 5 – 25 GHz 5 – 1 nH
Mögliche Realisierungen:
o Bond wire Inductors: 2 – 5 nH
o Planar Spiral inductors: 1 – 8 nH
o Multi level spiral inductor (3D): gut für hohe Induktivität pro Fläche
o Solenuid Inductors (3D): magn Fluss in einem kleinen Bereich, potentiell am besten mit
ferromagn. Kern
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