DMX - bei der Elektronikschule Tettnang

Projektarbeit 2005/06
DMX-Adaption für ein analog
gesteuertes Stroboskop
ELEKTRONIKSCHULE TET TNANG
Felix Bucella,
Karl-Heinz Zimmermann

Projektarbeit 2005/06
Zweijähriges Berufskolleg für
Informations- und Kommunikationstechnik
ELEKTRONIKSCHULE TETTNANG
DMX-Adaption für ein analog gesteuertes
Stroboskop
Verfasser:
Felix Bucella
Karl-Heinz Zimmermann
Betreuer:
Wilhelm Amann
Elektronikschule • Oberhofer Straße 25 • 88069 Tettnang

Ich versichere, dass die Projektarbeit von mir selbstständig angefertigt
und nur die angegebenen Hilfsmittel benutzt wurden.
Alle Stellen, die dem Wortlaut oder dem Sinne nach anderen Werken
entnommen sind, habe ich durch Angabe der Quellen kenntlich gemacht.
ELEKTRONIKSCHULE TET TNANG
Datum
Unterschrift
Datum
Unterschrift

Inhaltsverzeichnis
Kurzbeschreibung der Projektarbeit 1
Project Compendium 2
Seite:
1. Stroboskope 3
2. Lichtsteuerung 4
2.1 Lichtsteuerpulte 4
2.1.1 Generic-Pulte für konventionelles Licht 5 - 6
Preset- Pulte 5
Szenen-Pulte 5 - 6
2.1.2 MovingLight-Pulte für intelligentes Licht 6
2.1.3. Hybrid-Pulte 7
2.2 Lichtcontroller 7 - 8
3 Die Steuerungsdatenübertragung 8
3.1 Analoge Steuerung 8 - 9
3.2 Digitale Steuerung – DMX 9 - 10
3.2.1 Pegel 10
3.2.2 Frequenz 10
3.2.3 Signalleitung 11
3.2.4 Steckverbinder 11 - 12
3.2.5 Adressierung 13
3.2.6 Übertragungsprotokoll 14 - 15

4. Programmierung 16
4.1 Der DMX-Empfang 16 - 17
4.1.1 Reset Erkennung mittels Timer 17 - 19
4.1.2 Reset Erkennung mittels Errorflag 19 - 20
4.2 Frequenzerzeugung 20
4.2.1 Frequenzerzeugung mit zwei Timern 20 - 21
4.2.2 Frequenzerzeugung mit einem Timer 22
4.2.3 Frequenzerzeugung mit PCA-Timer 22 - 23
4.3 Flash Funktion 23 - 24
4.4 Tabelle mittels Java Programm 25
5. Elektronik 26
5.1 Rechtecksignal Verstärker 26
5.2 RS485 – TTL Pegelwandler 27
5.3 50kHz Rechtecksignal mit NE555 IC 28
6. Tagesberichte 29 – 36
Quellenangabe 36
Anhang: Programm PAP 37
Quellcode 38 - 40
Datenblätter

Kurzbeschreibung der
Projektarbeit
Unsere Aufgabe war es ein bisher analog angesteuertes Stroboskop auf DMX
umrüsten. Die Steuerfrequenz wurde über ein analoges Steuergerät erzeugt
wobei das Stroboskop bei jeder Aufwärtsflanke des Signals einmal blitzte.
Die Helligkeit wurde über ein Potentiometer am Stroboskop direkt
eingestellt. Unser Ziel, zwei DMX Kanäle mit dem Mikro-Controller zu
empfangen und die Daten zu verarbeiten, haben wir erreicht.
Die Blitzfrequenz wird dabei aus den Daten des ersten empfangenen Kanals
errechnet und der Datenwert des zweiten Kanals für die Helligkeit wird an
einem Port ausgegeben. An diesem Port soll noch eine Digitale
Potentiometerschaltung angeschlossen werden, um die Blitz Helligkeit zu
regeln. Eine besondere Schwierigkeit dabei war es, das sehr zeitkritische
DMX-Signal richtig zu empfangen und währenddessen eine gleichmäßige
Frequenz ohne Verwendung der Interrupts zu erzeugen. Aus diesem Grund
haben wir unser Programm in Assembler geschrieben. Durch verschiedene
elektronische Schaltungen haben wir die drei folgenden Komponenten
miteinander verbunden:
• DMX-Sender (Lichtsteuerpult)
• Mikro-Controller als DMX-Empfänger und Rechteck-Signal-Generator
• Stroboskop als Rechteck-Signal-Empfänger
Wir brauchten sehr viel Zeit um verschiedene Möglichkeiten des DMX-
Empfangs und der Rechteck-Signalerzeugung auszuprobieren.
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Project Compendium
Our task was it to rebuild an analog controlled stroboscope so that it can be
controlled by DMX. Until now we got an analog controller to control the
stroboscope. The stroboscope makes a flash, if it gets a rising edge form 0V
to 12V. The lightness is set with a potentiometer at the stroboscope. We
succeed to receive the DMX-Bytes and to create the needed frequency out of
them. The flash frequency is made out of the first DMX-value. For the
lightness we put the second received byte in a port so that we have access
to the value from outside. We want to connect this port to a digital
potentiometer circuit witch makes the lightness setting. An especially
difficult was it to receive the time critical DMX-signal and make a frequency
without using interrupts. Because of this we decide to make our programs in
the programming language assembler. We connected the three following
devices by electrical circuits.
• DMX-transmitter
• Microcontroller to receive and create a needed frequency
• Stroboscope as receiver of the frequency witch is made by the
microcontroller
The most time we needed to test and optimize different methods of
receiving and generating the frequency.
2

1. Stroboskope
Ein Stroboskop ist ein Gerät oder Bauteil welches Lichtblitze in
gleichmäßigen Abständen und meist sehr schnell hintereinander erzeugen
kann. Das Wort Stroboskop leitet sich griechischen Wörtern strobos =
drehen und skopein = betrachten ab. Durch die Trägheit des menschlichen
Auges nehmen wir unter solchen Blitzen alle Bewegungen abgehackt und
langsamer war. Der kurze belichtete Moment bleibt dem Auge noch so lange
in Erinnerung, bis der nächste Blitz kommt. Dieser Effekt ist allerdings nur in
einem Frequenzbereich zwischen ca. 2Hz und 50Hz schön zu beobachten.
Industriell werden Stroboskope zur Messung von Drehzahlen bei Rotierenden
Maschinen verwendet, z.B. um den Zündzeitpunkt von Motoren zu ermitteln.
Im privaten Bereich kennen wir das Stroboskop als kleine
Geschwindigkeitsanzeige beim Plattenspieler. Dabei scheint das am
Plattenteller angebrachte Raster bei richtiger Geschwindigkeitseinstellung
still zu stehen. Große Stroboskope sorgen außerdem für aufregende Effekte
in der Veranstaltungstechnik.
Die von uns entwickelte DMX-Adaption ist für ein Stroboskop aus diesem
letzten Anwendungsbereich gedacht. Bei der ursprünglichen Bauform eines
Stroboskops von Simon Ritter; Stampfer rotierte eine Scheibe mit Loch vor
einem Scheinwerfer. Heutzutage werden LEDs mit einer elektronisch
erzeugten Frequenz angesteuert, oder für starke Blitze spezielle Blitzröhren
verwendet.
(Das im Projekt
verwendete 2700W
Stroboskop)
3

2. Lichtsteuerung
Lichtsteuerungen kommen überall dort zum Einsatz wo Lichtanlagen
verwendet werden, also mehrere Lichter miteinander für eine Lichtstimmung
sorgen sollen. Dies ist allgemein in der Veranstaltungstechnik zum Beispiel
in Theatern, Fernsehstudios, Discotheken auf Großveranstaltungen wie
Festivals, Messen und Fernsehshows der Fall.
Lichtsteuerung ist die Übertragung der Steuerinformationen vom
Steuergerät wie einem Lichtsteuerpult oder Controller zu den Clients wie z.B.
Dimmer, Farbwechsler, Effektgeräte, Stroboskope, positionierbare
Scheinwerfer usw.
2.1 Lichtsteuerpulte
Es gibt vornehmlich drei Arten von Lichtpulten die je nach
Anwendungsbereich zum Einsatz kommen. Für das Ansteuern unseres
Stroboskopadapters sind alle drei Arten von Pulten geeignet, da er zwar
“Intelligenz“ besitzt, jedoch nur eine geringe. Im Folgenden werden wir auf
die drei Arten von Pulten eingehen, da unser Stroboskop in allen
Anwendungsbereichen zum Einsatz kommen soll.
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2.1.1 Generic-Pulte für konventionelles Licht
Diese Pulte sind ausschließlich zur Steuerung von konventionellem Licht
konzipiert. Sie unterstützen nur die ursprünglichste und einfachste Form der
Lichtsteuerung, die Helligkeitseinstellung. Zu dieser Kategorie gehören:
Preset- Pulte:
Bei Preset-Pulten werden mittels Fadern für jeden Kanal Helligkeitswerte
eingestellt. Mit einem P-Pult hat der Anwender die Möglichkeit, während
der Ausgabe einer Lichtstimmung (auch Szene genannt) bereits eine
zweite Szene auf dem Pult einzustellen, um nach Ende der ersten Szene
sofort auf die nächste umblenden zu können. Meist haben diese Pulte
zwei Presets (in Form von zwei Fader-Reihen untereinander), zwei
Summenregler, Flashtasten für jeden Kanal und eventuell eine
Schaltung zur Überblendung mit einstellbarer Geschwindigkeit. Die
meisten Analogpulte sind Pulte dieser Art.
Szenen-Pulte:
Im Gegensatz zu den Preset-Pulten benötigen Pulte mit Szenenspeicher
einen Mikrocontroller zur Steuerung und geben daher meist anstelle von
analogen 0 bis 10 Volt Signalen ein DMX-Signal aus. Die Funktion der
Presets übernehmen hier die Szenen. Mittels Fadern wird auch hier eine
Lichtstimmung eingestellt dann aber im Speicher des Pults abgelegt. Im
Betriebsmodus lässt sich dann diese Stimmung durch nur einen
bestimmten Fader wieder abrufen. Viele Pulte dieser Art bieten neben
dieser Betriebsform auch noch einen normalen Presetmodus. Außerdem
hat man bei diesen Pulten häufig die Möglichkeit Sequenzen, auch
Chaser genannt (teils durch Musik steuerbar), zu programmieren. Diese
Funktion findet den häufigsten Einsatz in
Diskotheken um Lauflichter und Blinkeffekte
zu erzeugen. Das hier abgebildete
DMX-Szenen-Pult haben wir bei der
Ausarbeitung unserer Projektarbeit
vorwiegend verwendet.
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Eine Erweiterung dieser Szenen-Pulte sind die Theaterpulte bei denen es
möglich ist, eine Cuelist zu kreieren. In einer Cuelist sind die
aufeinander folgenden Lichteinstellungen und Überblendeinstellungen
einer kompletten Show gespeichert sodass der Techniker nur durch
Drücken eines "Go-Buttons" den Übergang zur nächsten Lichtstimmung
starten kann.
2.1.2 MovingLight-Pulte für intelligentes Licht
Das sind Pulte, die zur Steuerung von intelligentem Licht (alles was über das
normale Dimmen, also Ändern der Helligkeit hinaus geht) konzipiert sind.
Die Steuerung von Scannern, Movingheads und anderem intelligentem Licht
ist mit den zuvor genannten Pulten nicht sinnvoll möglich, daher werden
häufig mehrere unterschiedliche Pulte eingesetzt. Bei Pulten für Intelligentes
Licht werden zuerst die zu steuernden Geräte einprogrammiert um die
Belegung der Kanäle zu berücksichtigen, da bei einigen Effektgeräten ein
Kanal gleich mehrere Funktionen steuern kann. Außerdem ist es Bei diesen
Pulten möglich, falls der Client es erfordert, 16-Bit Werte über zwei
aufeinander folgende Frames im DMX-Protokoll zu übertragen.
Nun werden die Spiegel- und Kopfpositionen
programmiert und in Sequenzen
zusammengefasst. Je
nach Pult können dann einzelne oder
mehrere Sequenzen gleichzeitig abgerufen
werden. Häufig können auch Parameter wie
Farbe, Helligkeit, Gobo und Geschwindigkeit
während der Laufzeit verändert werden. Im
begrenzten Umfang ist mit diesen Pulten
auch die Steuerung von konventionellem
Licht möglich, macht aber wenig Sinn.
(Multifunktionsscheinwerfer
Moving-Head MAC 2000)
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2.1.3 Hybrid-Pulte
Diese Pulte sind in der Lage, beide Arten von Licht, also konventionelles und
intelligentes Licht zu steuern. Hybridpulte fassen die Funktionen von
Generic-Pulten und Pulten für intelligentes Licht zusammen. Aufgrund des
Aufwands kommen hier meist PCs mit spezieller Hardware zum Einsatz.
Diese Pulte werden bei entsprechenden Showgrößen eingesetzt, z.B. in
stationären Musicals, TV-Shows und großen Theatern. Sie bieten aufgrund
des großen Kanalumfangs häufig mehrere DMX-Universen oder
Netzwerkprotokolle zur Steuerung einiger tausend Scheinwerfer.
2.2 Lichtcontroller
Zur Steuerung von Lichtanlagen kommen ebenfalls Lichtcontroller zum
Einsatz, die jedoch gegenüber den Lichtsteuerpulten nur begrenzte
Einstellungsmöglichkeiten bieten und somit meist nur in Discotheken und
Clubs eingesetzt werden. Lichtcontroller sind normalerweise so konstruiert
dass verschiedene vorgefertigte Programme, wie zum Beispiel ein Lauflicht,
abgespielt und der Musik angepasst werden kann. Es gibt zwar DMX
Lichtcontroller auch für bewegtes Licht, doch geben die meisten Controller
ein analoges Signal aus. Manche beinhalten sogar einen Verstärker an dem
die Scheinwerfer direkt angeschlossen werden können, sodass gar keine
Steuerleitungen mehr benötigt werden. Ein entscheidender Nachteil ist, dass
die Anzahl der Geräte die an einen analogen Lichtcontroller angeschlossen
werden können, meist gering und auf eine Art beschränkt ist.
(Der bisherige Stroboskop-Controller)
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Das in unserem Projekt verwendete Stroboskop wurde bisher über den, auf
der vorigen Seite abgebildeten Analog Strobe-Controller (Model FL-34C) von
GENI Electronics angesteuert. Dieser Controller wurde speziell für die
Ansteuerung von maximal 4 Stroboskopen gleichzeitig konstruiert.
Einstellbar ist dabei die Blitzfrequenz von 1Hz bis ca. 28Hz, die Anzahl der
aufeinander folgenden Blitze (1,2,4 oder 8) und die Reihenfolge, in der die 4
Stroboskope blitzen sollten.
3.Die Steuerungsdatenübertragung
Für die Übertragung der Steuerungsdaten gibt es in der
Veranstaltungstechnik zwei übliche Methoden:
1. Das mittlerweile veraltete analoge Ansteuern mit einer Leitung für jede
Funktion und jeden Client extra.
2. Die digitale Steuerung über den DMX-Bus.
3.1 Analoge Steuerung
Bei der analogen Steuerung war für jede Steuerungsfunktion eine Ader
nötig, auf der ein Steuersignal übertragen wurde. Hier hat sich die
Ansteuerung mit Gleichspannung von 0 bis +10V international durchgesetzt.
Das ist praktisch und einfach weil sich Niederspannung einfach handhaben,
leicht verteilen und im Falle eines Problems mit einem normalen
Taschenmultimeter sehr einfach überprüfen lässt. So wurde auch unser
Stroboskop bisher auf diese Weise vom Lichtkontroller angesteuert und
blitzte jedes Mal beim Überschreiten von ca. +3V. Dass diese Grenze bei 3V
liegt ist allerdings nebensächlich, da der Lichtcontroller ein Rechtecksignal
mit 0V für Low und 10V für High sendete.
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Einen entscheidenden Nachteil dieser Steuerungsart stellten wir jedoch
schon zu Beginn unserer Projektarbeit fest welcher darin bestand dass unser
Stroboskopcontroller empfindlich auf Schwankungen im Netz reagierte und
das Stroboskop somit manchmal unabsichtlich blitzte, wenn im selben Raum
ein starker Verbraucher eingeschaltet wurde. Diese Toleranzen fallen beim
Ansteuern von konventionellen Scheinwerfern durch deren Flackern noch
stärker ins Gewicht. Ein weiteres Problem bei der analogen Steuerung
allgemein ist, dass durch den zunehmenden Einsatz von Multifunktionsscheinwerfern
wie Scanner, Movingheads und Farbwechslern jedes Gerät
nun mehrere Kanäle und dadurch Steuerleitungen zur Ansteuerung benötigt.
Die Kanalanzahlen und Funktionen sind von Gerät zu Gerät unterschiedlich
und das "Aufsplitten" von Leitungen demzufolge sehr umständlich und bei
großen Netzen sehr verwirrend.
3.2 Digitale Steuerung - DMX
Seit 1988 gibt es eine Lösung für die meisten oben genannten Probleme der
Analogen Steuerung. Steven Terry (jetzt: ESTA Chair) und Mitch Hefter
(jetzt: USITT Commissioner) entwickelten die Ur-Form des DMX-512
Protokolls. Das Protokoll wurde von der USITT (United States Institute of
Theatre Technology, Inc.) dokumentiert und als DMX-512/1990 publiziert.
1994 legte der deutsche Industrienorm Fachnormenausschuß DIN FNTh2 das
USITT DMX-512 Protokoll als DIN 56930 "Lichtsteuersignale" fest.
Mittlerweile ist die serielle, digitale Übertragung nach DMX-512 oder DIN
56930 der meist verwendete Übertragungsstandard in der Lichttechnik. Da
die USITT jedoch kein international anerkanntes Normungsgremium ist,
wurde die Pflege und Weiterentwicklung des DMX-512 Standards der ESTA
(Entertainment Services and Technology Association) übertragen. Diese ist
berechtigt ANSI Normen (American National Standards Institute, sozusagen
das amerikanische DIN) zu erstellen und veröffentlichte im November 2005
die Weiterentwicklung des DMX-512/1990 nämlich DMX-512A
(vorgeschlagen als "DMX-512/2000"). Die korrekte Bezeichnung dieser
neuen ANSI-Norm lautet ANSI E1.11.
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In dieser Projektdokumentation wird ausschließlich die DMX-512A Norm
beschrieben da diese abwärtskompatibel und dem DMX-512/1990 Standart
sehr ähnlich ist. Unsere Adaption für das Stroboskop hält sich bereits an
diese neue Norm.
3.2.1 Pegel
Die Abkürzung DMX-512 steht für
Digital Multiplex für 512 Kanäle und
beschreibt einen digitalen seriellen
Bus, der auf dem RS-485 Standard
basiert. RS-458 ist ein elektrischer
Pegel zwischen 0V und 6V bei dem
auf 2 Leitungen Signale gespiegelt
übertragen werden, was die Übertragung
sehr sicher macht, wie es bei seriellen Bussen allgemein der Fall ist.
Für DMX-512 werden allerdings nur eine Signalspannung von 0V für Low-
Zustand und 2,5V für den High-Zustand verwendet.
3.2.2 Frequenz
Die Datenübertragungsrate beträgt 250 kBit/s (das sind 250 000 Bits pro
Sekunde), man hat also eine Grundfrequenz von 250 kHz in der sich laut
Soundlight.de auf Grund des Rechtecksignals Signalanteile von bis zu 2,5
MHz finden. Aufgrund dieser hohen Frequenz sind besonders bei der
Übertragung über längere Strecken Maßnahmen wie sie auch in der HF-
Technik angewendet werden erforderlich. Dazu gehört die Wahl der Kabel
mit korrekter Leitungsimpedanz, der richtiger Leitungsabschluss, und auf
eine saubere Verkablung ist außerdem zu achten. Insbesondere bei längeren
Verbindungen muss unbedingt ein Abschlussstecker mit 120 Ohm
Widerstand zwischen der DMX+ Leitung und der DMX- Leitung verwendet
werden.
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3.2.3 Signalleitung
Signalkabel die zur Übertragung von RS-485 Signalen und somit DMX
verwendet werden, sollten verdrillt (Twisted Pair) und geschirmt sein. Diesen
Anforderungen entsprechen Twinax-Kabel aus der digitalen Tontechnik, also
Kabel die der AES/EBU Norm mit einem Wellenwiderstand von 110 bis 120
Ohm, oder CAT-5 Kabel aus der Computertechnik welche allerdings nur für
eine feste Verkabelung geeignet sind. Unter Verwendung solcher Kabel
können theoretisch, nach der RS-485 Norm die DMX-512 implementiert,
Leitungslängen von bis zu 1200 m überbrückt werden. In der Praksis werden
es aber weit weniger sein, da die Leitungslänge stark von der Anzahl der
Busteilnehmer abhängt. Mit einem Standard-Mikrofonkabel ist die
Übertragung von DMX über kurze Strecken zwar auch möglich, über längere
Strecken wegen der hohen Kapazität dieser Kabel jedoch nicht zu
bewältigen. Auch für kurze Strecken sind normale Mikrofonkabel nicht zu
empfehlen, obwohl sie gerne verwendet werden, weil sie gleichen
Steckverbinder haben.
3.2.4 Steckverbinder
Die DMX-512-Norm schreibt fünfpolige XLR-Stecker vor, aufgrund des
Preises werden jedoch häufig auch die dreipolige Variante der XLR-Stecker
verwendet. Die Folge ist, dass man in der Praxis immer genügend Adapter
von 3 auf 5-polige XLR-Verbinder bereit halten sollte. Allgemein werden
immer 3 Adern benötigt, eine für das Signal (DMX+), eine für das invertierte
Signal (DMX-) und eine für die Masse und Abschirmung. Bei fünfpoligen XLR-
Kabeln wird ein Aderpaar meistens nicht angeschlossen, es kann jedoch für
einen Rückkanal ("Talkback") oder einen weiteren Sendekanal verwendet
werden. Ein Rückkanal wird in der Lichttechnik allerdings so gut wie nie
verwendet.
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Pol 5 polig 3 polig international
1 Masse (Schirm) Masse (Schirm)
XLR-Stecker:
5-polig
2 Signal invertiert (DMX-) Signal invertiert (DMX-)
3 Signal (DMX+) Signal (DMX+)
4 frei / 2. Signal (DMX-)
3-polig
5 frei / 2. Signal (DMX+)
Bei älteren Martin Geräten (vor 2000) mit 3-poligen XLR-Anschlüssen waren
der DMX+ Pin und DMX- Pin vertauscht und somit nicht normgerecht.
Ebenfalls nicht normgerecht aber bewährt ist das Verwenden von CAT-5
Kabeln aus der Computernetzwerktechnik und den dazugehörigen RJ-45
Steckern. Zwar gibt es keine vorgeschriebene Norm zur Pin-Belegung, ein
Entwurf für eine sinnvolle Belegung sieht jedoch wie folgt aus:
Pin Belegung Aderpaar
1 1. Signal invertiert (DMX-)
2 1. Signal (DMX+)
3 1. Masse (Schirm)
4 1. Versorgung 24V =
5 2. Signal invertiert (DMX-)
6 2. Signal (DMX+)
7 2. Masse (Schirm)
8 2. Versorgung 24V =
Paar 1
Paar 2
Paar 3
Paar 4
Wie an dieser Tabelle leicht zu erkennen ist können mit einer CAT-5 Leitung
die aus 4 Aderpaaren, also 8 Adern besteht, zwei DMX-Systeme über nur ein
Kabel versorgt werden.
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3.2.5 Adressierung
Wie in jeder Bustopologie müssen auch bei DMX-512 alle Clients eine oder
mehrere eindeutige Adressen haben, die am Gerät einstellbar sein sollten.
Das Lichtpult oder der Lichtcontroller braucht als Master keine Adresse. Die
Daten werden immer nur aneinandergereiht, vom Master gesendet, sodass
die Clients nur das ihrer Adresse entsprechende Datenframe von 8 Bit
abpassen müssen. Maximal können theoretisch 512 Clients im Bus adressiert
werden, wobei diese Zahl aus zwei Gründen unrealistisch ist.
Erstens können von einem Master nur maximal 32 Empfänger mit Daten
versorgt werden. Danach ist das Signal so schwach, dass ein
Repeater/Booster oder Splitter benötigt wird um das Signal aufzufrischen um
weitere 32 Geräte versorgen zu können.
Zweitens benötigen die meisten per DMX-512 gesteuerten Geräte mehr als
nur eine Adresse. Zum Beispiel braucht ein normaler Dimmer für 12
Scheinwerfer allein schon 12 Adressen. Komplizierte
Multifunktionsscheinwerfer können bis zu 35 aufeinander folgende Kanäle
und somit Adressen benötigen.
Selbst unser Stroboskopadapter lässt sich über 2 Kanäle (Adressen)
ansteuern welche wegen dem aktuellen Layout der Schulplatine jedoch nicht
frei wählbar sind. Dieses Problem ergibt sich dadurch, dass vom Port 1, an
dem Schalter angebracht sind, der Pin 1.3 bereits als Ausgangspin für das
PWM-Signal welches letztendlich das Stroboskop zum Blitzen bringt, belegt
ist. Wenn wir den Port 4, an dem momentan ein Display angeschlossen ist,
verwenden könnten, wäre die flexible Adressierung zwischen 0 und 255 mit
nur einer zusätzlichen Programmzeile möglich. Zum Test haben wir dem
Micro-Controller und somit dem Stroboskop die Adressen 7 und 8 fest
zugewiesen. Mit dem ersten empfangenen Kanal wird die Blitzfrequenz und
mit dem zweiten die Blitzhelligkeit eingestellt. Die falsche Adressierung und
die Doppelbelegung von Adressen sind die häufigsten Fehlerursachen bei der
Verwendung von DMX.
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3.2.6 Übertragungsprotokoll
Per DMX-512 übertragene Daten werden asynchron seriell übertragen. Die
Daten werden in aneinander gereihten 8 Bit großen Frames versendet. Das
heißt, es können pro Frame Werte zwischen 0 und 255 übertragen werden.
Der Master sendet nie mehr Frames als unbedingt benötigt werden, das
heißt, wenn ein Lichtpult 24 Kanäle hat, wird es nur 24 Frames senden und
nicht alle 512, wodurch das Protokoll stark verlangsamt werden würde. Ein
Bit dauert 4 µs woraus sich bei 8 Datenbits + 1 Startbit und + 2 Stoppbits
eine Dauer von 44 µs, pro Frame ergibt. Beim Verwenden aller 512
Adressen, einem Startbyte sowie einer RESET-Zeit die die doppelte Dauer
eines Frames beansprucht und den Marks dazwischen wäre die Refreshrate
eines Kanals mit weniger als 50 Hz sehr gering (Refresh ca. alle 23 ms). Zu
der Praxis ist also ein Betrieb mit weniger Adressen sinnvoll.
Im Ruhezustand liegt die Datenleitung auf hohem Potential (MARK). Jedes
DMX-Datenpaket wird mit einem BREAK, dem so genannten RESET-Signal
(Low-Pegel) von 88µs begonnen. Alle am Bus angeschlossenen Empfänger
müssen auf einen RESET reagieren. Ein RESET beendet in jedem Falle eine
laufende -auch eine nicht abgeschlossene- Übertragung. Gefolgt wird dieser
RESET von einem meistens 8µs lange Mark (High-Signal). Alle Empfänger
müssen in der Lage sein, auch diesen MARK-nach-BREAK zu erkennen und
auszuwerten. Empfänger, die darüber hinaus auch in der Lage sind, einen
4µs MARK-nach-BREAK zu erkennen und auswerten, dürfen mit der
Bezeichnung "DMX-512/1990 (4µs) gekennzeichnet werden. Nach dem
MARK wird das Startbit (SPACE) des Startbytes gesendet. Alle Bits des
Startbytes haben den Logischen Wert 0, also hat das Startbyte den
Datenwert 00h. Mit dem Datenwert den man im Startbyte übertragen
könnte, ist eine Erweiterung des DMX-Protokolls möglich. Aus diesem Grund
sollten Normale Empfänger wie z.B. Dimmer den Empfang, bei einem von 0
abweichenden Wert im Startbyte, einstellen.
Beendet wird das Startbyte mit zwei Stoppbits mit dem logischen Wert 1
(MARK). Nach dem Startbyte folgen so viele Datenbytes, getrennt von
MARKs, mit wie benötigt werden.
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Datenbytes haben denselben Aufbau wie das Startbyte nur dass
unterschiedliche Werte in ihren Datenbits stehen. Nachdem der letzte
gewünschte Wert gesendet wurde, kann die Übertragung abbrechen und die
Datenleitung verbleibt so lange auf dem Ruhepegel (MARK), bis der nächste
RESET ein neues Paket einleitet.
Signalname Min. Typ. Max. Einheit
RESET (Break) 88 88 - µs
MARK zw. RESET und Startbyte 8 - 1 s µs
Frame-Zeit 43,12 44,0 44,88 µs
Startbit 3,92 4,0 4,08 µs
LSB (niederwertigstes Datenbit) 3,92 4,0 4,08 µs
MSB (höchstwertigstes Datenbit) 3,92 4,0 4,08 µs
Stoppbit 3,92 4,0 4,08 µs
MARK zwischen Frames (Interdigit) 0 0 1,00 s
MARK zwischen Paketen 0 0 1,00 s
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4. Programmierung
4.1 Der DMX-Empfang
Am Anfang waren wir davon überzeugt dass der UART unseres Mikro-
Controllers allein schon im Stande sei, DMX-Daten zu empfangen und wir
nur noch die Daten des entsprechenden Frames, das der DMX-Adresse
entspricht, abfragen müssten. Den einfachen Empfang eines Datenbytes
realisierten wir mit dem folgenden fertigen Makro von Herrn Hambsch.
04 EMPFA MACRO
05 jnb ri,$ ;Warten bis Empfang fertig
06 mov a,sbuf ;Zeichen von serielle
07 clr ri ;Sendeflag zurücksetzen
08 ENDM
Leider stellte sich schnell heraus, dass es keine einfachere Möglichkeit gibt,
das richtige Byte zu empfangen, als die empfangenen Frames
durchzuzählen.
Der hier abgebildete Programmauszug zeigt, wie wir das Zählen der Frames
realisierten.
32 loop: EMPFA ;Byte empfangen
33 inc R1 ;Bytezähler um 1 erhöhen
34 cjne R1,#8,loop ;Springt wenn R1 nicht = 8
35 mov R3,a ;Schreibt den Akkuinhalt in Register R3
36 EMPFA ;Nächstes Byte empfangen
37 mov P2,a ;Schreibt den Akkuinhalt in Port P2
38 mov R1,#00h ;setzt Framezähler zurück
39 jmp error ;springt zum warten auf den RESET
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Zu Beginn setzten wir eine Sprungmarke, um diese Programmzeilen, je nach
DMX-Adresse, beliebig oft zu durchlaufen. Es wird der Block EMPFA
aufgerufen und ein Byte empfangen. Daraufhin wird das Register R1 um eins
inkrementiert. Die darauf folgende Zeile überprüft, ob das Datenbyte, mit
der richtigen DMX-Adresse empfangen wurde. Über diesen Befehl lässt sich
auch einstellen, welches Datenbyte zur Frequenzerzeugung verwendet
werden soll. In unserem endgültigen Programm springen wir hier allerdings
nicht zu loop sondern zu M1, welches für die Frequenzerzeugung zuständig
ist. Am Ende von M1 wird dann wieder zurück zu loop gesprungen. Dies
machen wir, da wir bei einem Byte, welches nicht unserer angegebenen
DMX-Adresse entspricht, 44 Micro Sekunden Zeit haben um die Frequenz zu
erzeugen. Danach wird das Byte, welches emfpangen wurde und im
Akkumulator steht, in das Register R3 geladen. Der darauf folgende DMX-
Kanal wird ebenfalls empfangen. Sein Datenwert wird allerdings nicht im
Register R3 gespeichert, sondern im Port P2. Nun wird das Register R1
wieder mit 0 geladen, damit es wieder bis zur richtigen DMX-Adresse
hochzählen und danach auf ein eintreffendes Errorflag und somit den RESET
warten kann.
4.1.1 RESET Erkennung mittels Timer
Naheliegend war es, ein Programm in Assembler zu schreiben, das bei jeder
fallenden Flanke des DMX-Signals einen Timer startet, welcher nach 88
Mikro Sekunden überläuft. Während der Timer läuft prüft das Programm auf
steigende Flanken im Signal geprüft. Falls solche festgestellt werden, wird
der Timer an dieser Stelle sofort angehalten und es über das Überlaufsflag
des Timers wird festgestellt, ob dieser zwischenzeitlich übergelaufen ist. Ist
das der Fall, so wird der vergangene Low-Pegel als RESET gewertet, ein
Zähler zurückgesetzt und bei jedem, durch das oben gezeigte Makro
EMPFA, empfange Byte um eins inkrementiert. Das Programm sollte uns der
Einfachheit halber zuerst nur das erste, nach dem RESET empfangene Byte,
am Port P2 (LED - Anzeige) ausgeben.
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Der folgende Programmausschnitt zeigt die Stelle im Programm an der auf
den RESET gewartet wird.
1 rsWart:
2 mov TL0,#8Ah ;Reload Wert auf 138 festlegen
3 jb P3.0,$ ;wartet auf DMX = 0
4 setb TR0 ;Timer starten
5 jnb P3.0,$ ;wartet auf DMX = 1
6 clr TR0 ;stoppt Timer
7 jnb TF0,rsWart ;Rücksprung wenn nicht übergelaufen
Der Reloadwert für den Timer errechnet sich hier folgendermaßen:
12
Maschinenzyklus: = 0,75µs
16MHZ
Anzahl der Zyklen:
Reloadwert: 255 – 117 = 138
in Hex:
88µs / 0,75µs = ca. 117 Maschinenzyklen
8A
Zu unserer Enttäuschung passierte erst einmal gar nichts und was wir auch
versuchten - es war wie verhext - der empfang funktionierte einfach nicht.
Es dauerte Stunden bis wir, nach der Vermutung unseres Projektbetreuers
Herr Amann, herausfanden, dass das kleine RS-232 Pegelwandler-IC
(MAX232CPE) unsere DMX-Signale verschluckt und auf Masse ableitete.
Diese IC ist für die Kommunikation zwischen Controller und Computer auf
der Platine angebracht. Glücklicherweise war es auf einem Sockel und ließ
sich leicht herausnehmen. Nun empfingen wir etwas, doch leider war es ein
wildes Durcheinander. Man konnte zwar erkennen, dass sich das wilde
Blinken der Dioden je nach Faderstellung am Pult änderte, man hatte jedoch
das Gefühl es würden immer nur halbe Bytes empfangen werden. Dieses
Problem lösten wir durch das Neustarten des UARTs nach jedem RESET im
DMX-Signal. Jetzt konnten wir vollständige Frames empfangen und durch
das Zählen dieser sogar ganz bestimmte Bytes ausgeben.
18

Zwei Probleme bleiben uns trotzdem noch, weshalb wir diese Art des
Empfangs letztendlich auch wieder verwarfen. Erstens verbrauchte diese
Methode zur Erkennung des RESETs viel kostbare Rechenzeit und zweitens,
was noch viel schlimmer war, es wurden immer mehrere Kanäle gleichzeitig
empfangen. Wir schafften es einfach nicht das zweite Problem zu lösen
welches die Datenauswertung unmöglich machte. Stellte man zum Beispiel
den Empfang des 3. Kanals ein, so bekam man die Werte des 6. und 9. noch
dazu, wobei der letzte Wert immer am besten angezeigt wurde, weil er am
längsten im Port P2 stand. Nach langem Tüfteln überwanden wir uns dann
dazu, eine andere von Herrn Amann vorgeschlagene Art der RESET-
Erkennung auszuprobieren: Die Auswertung des Errorflags.
4.1.2 RESET Erkennung mittels Errorflag
Da uns vom DMX-Signal ein Stoppbit vorgegeben ist, war die Idee
naheliegend, dieses auch auszuwerten. Da im RESET kein Stoppbit gesendet
wird, lässt sich dieser über das Errorflag leicht rausfiltern. Dies werteten wir
mit folgenden Zeilen aus:
27 error: anl SCON, #127d ;Errorflag löschen
28 EMPFA ;nächstes Byte empfangen
29 mov a, SCON ;SCHON-Register mit Errorflag
30 anl a,#128d ;Errorflag freistellen
31 jz error ;Wiederholung wenn kein Frame Error
Wir setzten zu Beginn unseres Programms eine Sprungmarke, um jederzeit
wieder zu der Errorflag-Filterung springen zu können. In der gleichen Zeile
löschten wir das höchstwertige Bit. Daraufhin benutzten wir wieder das
Makro EMPFA, um ein Datenbyte zu empfangen. Der empfangene Wert
steht nach dem Empfang im Akkumulator. Da in „Assembler“ AND-
Verknüpfungen nur mittels Akkumulator gemacht werden können, luden wir
in Zeile 29 den Wert, aus dem Register SCHON, in den Akkumulator.
19

Mit der Anweisung anl a,#128d wurden alle Bits, bis auf das höchstwertige
gelöscht und das höchstwertige Bit blieb erhalten. Ist das Errorflag = 0, so
war ein Stoppbit am Ende des Datenbytes und wir hattenein gültiges DMX-
Byte empfangen. In diesem Fall sprangen wir zu unserer loop Marke zurück.
Ist das Errorflag = 1, so war am Ende des empfangenem Datenbytes kein
Stoppbit und wir hatten den RESET gefunden.
Wir testeten diese Methode ebenso intensiv, wie die Methode mit dem 88
Mikro-Sekunden-Timer und haben uns auch letztendlich für diese Methode
entschieden.
4.2 Frequenzerzeugung
4.2.1 Frequenzerzeugung mit zwei Timern
Die Idee dieses Programms war es, mittels zwei Timern, Timer 0 und Timer
1 die Frequenz für das Stroboskop zu erzeugen welche bei jeder
Aufwärtsflanke einen Blitz auslöste. Hierbei erzeugte der Timer 1 eine High
Zeit von 17,5 ms und der Timer 0 eine Low Zeit zwischen 18,5 ms und einer
Sekunde. Die Low-Zeit wurde über den empfangenen DMX-Wert eingestellt,
wobei der höchste DMX-Wert von 255 für die kürzeste Low-Zeit und der
niedrigste DMX-Wert 0 für eine Sekunde Low-Zeit stand. Das war einfach
und unkompliziert weil man den empfangenen Wert als Reloadwert für den
Timer 0 nehmen konnte. Damit die Timer diese recht langen Zeiten
erreichen konnten, wurden sie über ein externes Rechtecksignal von 250Hz
getaktet. Dieses Signal wurde über ein NE555 IC im Multivibratorbetrieb
erzeugt. Dies erreichten wir mit einem weitern Assembler-Programm,
welches die beiden Timer initialisierte und ebenfalls automatisch startete und
stoppte. Sobald Timer 0 übergelaufen ist wurde der Timer 1 gestartet und
der Timer 0 wieder reloaded. Ist der Timer 1 übergelaufen so wurde der
Timer 0 gestartet. Allerdings war uns beim testen dieses Programmes
aufgefallen, dass diese Lösung nicht optimal war.
20

Das Problem war, dass der Timer, der für die Low Zeit zuständig war, immer
zuerst überlaufen musste, bevor er den empfangenen Wert laden konnte
und es bei dem kleinsten Wert 1 Sekunde dauerte, bis der Timer 0 eine
schnellere Frequenz erzeugen konnte. Solche stufenartigen Veränderungen
der Blitzfrequenz wären im Showeinsatz störend. Ein Versuch dem Problem
Abhilfe zu schaffen war das sofortige Neu-Laden des Timers 0, was dazu
führte, dass währenden einer DMX-Wert Änderung gar keine Frequenz mehr
erzeugt wurde. Zusätzlich ließ sich keine Falsh-Funktion mehr realisieren.
Deswegen haben wir uns für eine andere Methode entschieden.
(PAP zur Frequenzerzeugung
mit zwei Timern)
21

4.2.2 Frequenzerzeugung mit einem Timer
Unsere nächste Idee war es, einen Timer zu starten welcher je nach
empfangenem Wert zwischen 1s und 18ms überläuft und einem NE555 IC
eine kurze steigende und wieder fallende Flanke gibt. Der NE555 Baustein
sollte daraufhin im Monofloppbetrieb eine High Zeit mit 18ms machen.
Hierbei wurde der Timer wieder mit einem 4ms Clock von außen betrieben.
Nach dem Testen dieses Programms, welches wieder in „Assembler“
geschrieben war, wurde uns jedoch schnell klar, dass diese Methode auch
nicht funktionieren konnte. Das Problem an diesem Programm war, dass der
NE555 doch eine längere High Zeit benötigt als wir gedacht hatten. Da wir
aber unbedingt drauf achten mussten, nicht zu viel Zeit in dem
Frequenzerzeugendem Teil des Programms zuverschwenden, da ansonsten
ein Empfang ausfallen könnte, konnten wir dem NE555 keine längere High
Zeit geben.
Auch diese Methode war wohl nicht die richtige.
4.2.3 Frequenzerzeugung mit PCA-Timer
Nachdem wir mit unserem Versuch die Frequenz über 1 Timer zu erzeugen
sehr unzufrieden waren, suchten wir nach einer anderen Möglichkeit. Unser
Projektbetreuer Herr Amann machte uns auf einen Timer unseres
Mikrokontrollers aufmerksam, der nur dazu gedacht war, PWM-Signale zu
erzeugen. Dieser PCA-Timer konnte durch entsprechende Konfiguration,
über den Timer 0 geclockt werden. Man konnte nun den PCA-Timer so
einstellen, dass das Verhältnis von High-Zeit zu Low-Zeit in etwa gleich war
und die Ausgangsfrequenz durch das Ändern des Timer 0 Reloadwerts
beeinflussten. Wenn man nun den PCA-Timer mit dem hexadezimalen Wert
80h- der Hälfte von 256 lud, so erzeugte dieser eine gleichmäßige Frequenz.
Der Timer 0 wurde im Autoreload-Modus betrieben und bekam immer den
neusten empfangenen DMX-Wert übergeben.
22

Das einzige Problem war dabei nur noch, dass wir es mit der Frequenz des
Mikro-Controllers (16MHz) nie geschafft hätten, Ausgangsfrequenzen
zwischen 25 Hz und einem Herz zu erzeugen. Dazu lief der Timer 0 einfach
viel zu schnell, obwohl die Controller-Grundfrequenz bereits durch 12 geteilt
war. Abhilfe schaffte auch hier eine von außen eingespeiste Clockfrequenz
von 50 kHz. Auf 50 kHz waren wir durch das Ausprobieren verschiedener
Frequenzen gekommen. Dieses 50kHz Rechtecksignal wurde wiederum
durch die Multivibratorschaltung eines NE555 IC’s generiert. Letztendlich
entstand die Ausgangsfrequenz für das Stroboskop folgendermaßen:
Grundfrequenz
(50kHz)
÷12
÷ Timer 0
Wert
(1 bis 256)
÷ 256
Ganz perfekt passt selbst die Clockfrequenz von 50kHz auch nicht und so
dürfen Werte über 248 nicht in den Timer 0 geladen werden. Um dies zu
verhindern übersetzt unser Programm jeden empfangenen DMX-Wert über
eine Codetabelle. Der aus der Codetabelle entnommene Wert wird dann in
den Timer 0 Geladen. Außerdem können über diese Codetabelle besondere
Werte für zwei verschiedene Empfangswerte vergeben werden, was für die
Flash Funktion besonders wichtig ist.
4.3 Flash Funktion
Jetzt wo die Steuerfrequenz für das Stroboskop über den PCA-Timer im
Hintergrund erzeugt wird haben wir im Hauptprogramm genügend Zeit die
Flash Funktion zu behandeln. Durch die Flash Funktion ist es möglich auf
Knopfdruck am Pult einzelne Blitze zu erzeugen. Ganz entscheidend dabei ist
wieder, dass wir den empfangenen DMX-Wert, der für die Blitzfrequenz
verantwortlich sein soll, zuerst in einer Codetabelle übersetzen. Diese
Tabelle Macht aus den Werten 0 bis 2 den Wert 254, der Wert 3 wird mit 0
Übersetzt. Die Weiteren Werte werden dann immer um den Faktor 1 erhöht
zurückgegeben. Die letzten 3 Empfangenen DMX-Wert ab 253 werden mit
255 übersetzt.
23

Um einzeln Flashen zu können muss zuerst der DMX-Wert 0 gesendet
werden. Diesen Wert stellt man dadurch ein, dass man Fades des
entsprechenden Kanals ganz nach unten zieht. Der Empfangswert 0 Wird im
Mikro-Kontroller mit 254 übersetzt und verursacht ein Stoppen des PCA-
Timers, sobald dieser das Ausgangssignal auf High gesetzt hat. Würde er
sofort angehalten werden, könnte es sein, dass der Ausgang gerade auf Low
ist und alle Signale die von nun an ausgegeben werden “verschluckt“, also
auf Masse abgeleitet werden. Ein drücken der Flashtaste am Pult löst jetzt
das Senden des DMX-Werts 255 aus welcher auch mit dem Wert 255
übersetzt wird und den Ausgangsport sofort auf high setzt. Die erzeugte
Aufwärtsflanke löst einen Blitz am Stroboskop aus. Jetzt bleibt der Port
solange auf High, bis wieder ein anderer DMX-Wert eingestellt wird, der das
Signal zurücksetzt.
03 TB BIT 00H ;Definiert das TestBit TB
48 PruefWert:
49 cjne a,#0FEh,PWMgen ;Springt wenn DMX-Wert ungleich 254
50 jb TB,next ;Springt bei gesetztem TestBit
51 jnb P1.3, PWMgen ;macht noch so lange mit Signalerzeugen
weiter bis der Pin 1.3
den High-Zustand erreicht hat
52 setb TB ;setzt das TestBit um beim nächsten
mal zu überprüfen ob der Wert das
letzten Empfangs auch schon 254 war
53 next:
54 clr CR ;Schaltet PCA aus um Einzelblitze
zu erzeugen
55 clr P1.3 ;High-Flanke erzeugt Blitz
56 jmp loop ;weiter empfangen
57 PWMgen:
58 setb P1.3 ;Setzt Port 1.3 auf High
59 setb CR ;Startet PCA-Timer falls er aus ist
60 clr TB ;löscht Testbit
61 mov TH0, a ;Ladet den ausgesuchten wert aus der
Tabelle in das High Byte des Timer 0
62 jmp loop ;weitere Bytes empfangen
24

4.4 Tabelle mittels Java Programm
Wir haben uns dafür entschieden eine Tabelle im Data bereich zu verwenden
da wir so leicht die Werte verbessern und auch problemlos effektiver
auswerten konnten. Zum Beispiel konnten wir so den werte Bereich von 3
bis 253 abgrenzen. War der Wert, der empfangen wurde, größer als 253 so
wurde immer 255 als Wert aus der Tabelle entnommen und wir hatten etwas
Toleranz im oberen Bereich. Das gleiche war im Bereich von 0 bis 3, des
empfangenem Datenbytes, der Fall, nur dass hier der Wert aus der Tabelle
immer 254 war und uns auch etwas Toleranz im unteren Bereich gab. Dies
war auch notwendig, da manche DMX-Pulte keine 255 senden auch wenn sie
voll aufgedreht sind.
Um die Tabelle zu erstellen haben wir uns für ein Java Programm
entschieden welches die Tabelle errechnete und diese dann fertig in eine
Textdatei schrieb. Die Entscheidung für das Java Programm haben wir
getroffen, um so nicht immer von neuem die ganze Tabelle erstellen zu
müssen. Dies wäre ein mühsames Verfahren gewesen. Ebenfalls lies sich
dadurch sehr schnell eine neue Tabelle mit anderen Werten erstellen, in dem
man im Java Programm einen Term umschreibt. Aus diesem Grund haben
wir uns für ein Java Programm entschieden.
25

5. Elektronik
5.1 Rechtecksignal Verstärker
Im Idealfall sollte das Stroboskop, das wir verwenden mit 12V
Steuerspannung angesteuert werden. Unser Mikro Controller arbeitet
allerdings nur mit einer Spannung von 5V, welche auch an seinen Ports
anliegt. Zudem wäre der Strom an den Ports des Mikro-Controllers viel zu
schwach um die Elektronik des Stroboskops zu treiben. Also mussten wir uns
etwas überlegen um die 5V Ausgangsspannung des Mikro Controllers, auf
12V zu verstärken. Dies haben wir mit einem ULN2003A IC verwirklicht.
Der Baustein wird mit einer Versorgungsspannung von 12V betrieben und
verstärkt das Signal deshalb von 5V auf die nötigen 12V. Leider Invertiert
das IC sein Eingangssignal dabei, weshalb wir das Signal zweimal durch den
Baustein führen. Das IC ist folgendermaßen beschaltet: An seinem Pin 3
liegt das vom Mikro-Controller kommende Signal an und wird am Pin 14
bereits verstärkt, jedoch invertiert ausgegeben. Nun wird dieses Signal auf
den Pin 1 zurückgeführt wodurch es dann wieder invertiert am Pin 16
ausgegeben wird. Mit dieser doppelten Invertierung erhalten wir ein
sauberes Signal, gleich wie das vom Mikro-Controller ausgehende, nur dass
dieses nun 0V für Low und 12V für High hat.
26

5.2 RS485 – TTL Pegelwandler
Dieses 75176-IC war nötig um das DMX-Signal, welches auf dem RS-485
Pegel Basiert, für unseren Mikro-Controller anzupassen. Der RS485-TTL
Wandler erhält zwei Signale wovon eines invertiert ist. Seine Aufgabe ist es
nun Diese zwei Signale zu vergleichen und daraus einen 0V/5V TTL-Pegel-
Signal zu bilden. Dieser TTL Pegel ist wiederum einwandfrei für unseren
Micro Controller geeignet und kann direkt am Portpin 3.0 angelegt werden.
Dieses Bild von soudlight.de zeigt die Verschaltung
des 75176 IC’s im DMX-Bus:
27

5.3 50kHz Rechtecksignal mit NE555 IC
Die Frequenz von 50kHz hat sich durch Tests mit dem PCA Timer als die
günstigste erwiesen. Wir erzeugen sie nun mit Hilfe eines NE555 im
Multivibrator Betrieb.
1
1,46
50 ⋅10³
=
−
s ( ³ + 2 ⋅ 500) ⋅10
⋅10
R A
9
| ⋅ 10 ⋅10
−9
500 3 1 −
⋅10
⋅10
9
1,46 s
As
v
=
R
A
1
+ 2 ⋅500
342,46 ⋅10
−6
=
R A
1
+ 2 ⋅ 500
10 6
= R + 2 500
342,46
⋅ A
2 ,9K = RA + 1k
| − 1k
1 ,9k =
R A
28

6. Tagesberichte
14.11.2005:
Zuerst einmal mussten wir die Anforderungen unserer Geräte erfassen. Dazu
haben wir die Signale des bisher verwendeten Lichtcontrollers ausgemessen
und dabei folgende Werte festgestellt:
- Rechteck-Signal mit 0V für Low und 12V für High und nicht wie auf dem
Gehäuse angegeben 10V High
- minimale High Zeit 17,5ms
- minimale Low Zeit 18,5ms
Dies war nötig um die Ausgabe
des Mikrokontrollers ideal
an das Stroboskop anzupassen.
(Datenaufkleber auf Lichkontroller)
21.11.2005:
An diesem Tag haben wir uns die
Frage gestellt, mit welcher
Programmiersprache wir dieses
Projekt angehen sollten. Nach kurzer
Überlegung war uns aber klar, dass
wir in „Assembler“ programmieren
müssen. Diese Entscheidung haben
wir getroffen, weil das DMX-Protokoll
sehr zeitkritisch und schnell ist. Die
Programmiersprache „C“ wäre vermutlich zu langsam.
29

28.11.2005:
Am 28.11.2005 haben wir herausgefunden, dass unser Projekt mit unserem
Schulmikrocontroller, dem 80C535, nicht möglich wird. Dieser kommt nicht
auf die notwendige Geschwindigkeit, um die DMX-Bytes zu empfangen. Nach
Absprache mit unserem
Betreuer Herr Amann,
haben wir uns für einen
anderen Mikrocontroller,
den Atmel T89C51RD2,
entschieden. Nach
Absprache mit Herrn
Amann fanden wir heraus, dass wir ein 16MHz Quarz benötigen. Da der
Atmel T89C51RD2 noch mit einem 12MHz Quarz bestückt war, haben wir
dieses ausgelötet und durch ein 16MHz Quarz ersetzt.
5.12.2005, 12.12.2005 & 19.12.2005:
An diesem Montag suchten wir nach Informationen
über das DMX-Protokoll sowie nach Möglichkeiten
unser Projekt umzusetzen. An diesem Montag
entwarfen wir ebenfalls zum ersten mal ein
komplettes DMX-Empfangsprogramm. Dieses
bestand derzeit nur aus der UART Initialisierung
und einer Routine, welche die eintreffenden Bytes
zählt.
30

9.1.2006:
Da wir keinen Stecker für das DMX-Pult hatten, über den wir das
ausgegebene DMX-Signal auf den Mikro Controller geben konnten, mussten
wir uns ein DMX-Kabel selbst löten. Wir hatten ein altes abgeschnittenes
Kabel zur verfügen von dem wir den Stecker
entfernten und auf ein neues Kabel auflöteten.
Von nun an benutzen wir dieses Kabel, um das
DMX-Signal, am Pult abzugreifen. Das Signal
wurde über das Kabel auf den RS485 Wandler
geführt weshalb wir am anderen Kabelende
Stecker für die Schulplatine befestigten.
16.1.2006:
An diesem Tag haben wir mehrere
Verbesserungen an unserem
Programm gemacht und mehrere
Tests durchgeführt. Allerdings
mussten wir feststellen, dass der
UART alleine nicht in der Lage ist,
die einteffenden DMX-Bytes zu
empfangen. Aufgrund dessen
mussten wir uns eine andere V ariante einfallen lassen.
31

23.1.2006:
Hier haben wir das Programm resetTimer88.A51 erstellt.
Wir testen dieses neu erstellte Programm
und schrieben es mehrere male
um. Allerdings mussten wir
feststellen, dass es nicht gehen
kann, da wir leider ein Defektes
DMX-Pult hatten.
30.1.2006:
An diesem Tag haben wir bemerkt,
dass der MAX232 Baustein, den
Empfang stört. Wir entfernten diesen
auch an demselben Tag und der
Empfang Funktionierte zum erstem
mal. Leider war dieser noch
fehlerhaft, da er kein Spezielles
Datenbyte empfing. Zusätzlich
haben wir an diesem Tag ein kleines Programm für den Schulmikrokontroller
80535 erstellt, das ein DMX–Signal, an einem Portpin Simuliert. Mit diesem
Programm hatten wir die Kontrolle darüber, wann, welches und wie oft ein
Byte gesendet wird.
32

6.2.2006:
An diesem Tag haben wir versucht, unser
bisheriges Programm zu verbessern. Wir
haben einige stellen umgeschrieben, um zu
sehen woran es liegt, dass der Empfang
derart fehlerhaft ist. Nach längerer
Testphase haben wir dann allerdings doch
beschlossen, eine andere Variante des
Empfangs zu versuchen.
13.2.2006:
An diesem Tag haben wir erneut ein
Programm in Assembler geschrieben,
welches ein sauberes Stroboskop Signal
generiert. Dieses Programm war
notwendig, um die Ausgabe des Micro
Controllers mit Hilfe von Elektronik an
das Stroboskop anzupassen. Dies taten
wir um zu sehen, ob wir den Analogen
Lichtkontroller überhaupt ersetzen können.
6.3.2006:
Am 6.3.2006, haben wir das
Programm, StopUnd9bit.A51
geschrieben, welches mit Hilfe
Errorflags den RESET erkennt. Nach
kurzem testen lief der Empfang, der
DMX-Bytes, einwandfrei und ohne
Fehler.
33

13.3.2006 & 20.3.2006:
An diesen Tagen, haben wir unsere vorhandenen Programme kombiniert.
Wir erstellten ein Programm, welches aus dem Errorflag Programm und aus
den 2 Timern bestand. Ebenfalls zeichneten wir hier einen PAP, welcher die
arbeitsweiße, der 2 Timer, verdeutlicht. Nach längerer Testfase und
Verbessehrungen an diesem Tag, stellten wir fest, dass dies nicht die
optimale Lösung ist. Es gab mehrere Probleme. Beim hochziehen der Fader
am DMX-Pult gab es keine Blitze, es war keine Flash Funktion möglich und
es gab nur 3 verschieden schnelle Blitzarten beim Stroboskop.
27.3.2006:
Felix versuchte mit Hilfe eines
Monoflops ein Signal zu erzeugen,
welches einen 4ms Takt macht und
mit demselben Baustein das
Stroboskop steuert. Allerdings hat
dies an diesem Tag nicht Funktioniert
da erst Spät bemerkt wurde, dass
viele Bausteine Defekt waren. Karl-
Heinz schrieb ein Assembler Programm, welches mit 2 Timern betrieben
wird. Die Timer werden hierbei mit einem 4ms Takt von außen betrieben.
Dies wurde ebenfalls getestet, jedoch nicht mit dem Monoflop, sondern mit
einem Frequenz–Generator.
34

3.4.2006:
Felix übernahm den Hardware Teil. Er machte diverse Rechnungen um zwei
Monoflops zu schalten. Eines, welches einen 4ms Takt erzeugt und ein
anderes, das eine High zeit von 18ms macht, welches durch den Timer
getriggert wird. Karl-Heinz übernahm den Software Teil. Er schrieb ein
Assembler Programm, welches mit Hilfe des Timer 0 und einem 4ms Takt
Eingangs, das zweite Monoflop, mit Hilfe einer Kurzen High–Zeit am Portpin
P3.7 ansteuerte. (Timer4msV2.A51) Er zeichnete auch die vorhandene
Elektronische Schaltung ab.
6.4.2006:
An diesem Tag machten wir mehrere Messungen, um die best mögliche
Frequenz für das Timer 0 / PCA Programm zu finden. Doch dies war an
diesem Tag leider ohne Erfolg.
7.4.2006:
Zusammen haben wir nochmals
getestet, welches die optimale
Frequenz ist. Hierbei fanden wir
heraus, dass diese Frequenz 50kHz
sind. Felix errechnete die Schaltung
zur 50kHz Erzeugung mit Hilfe des
Bausteins NE555. Karl-Heinz fügte
die beste Lösung, für den Empfang
mit der für die Frequenzerzeugung zu einem Programm „V5“ zusammen.
Dieses war die Grundform unseres fertigen Programms. Alles was danach
noch Verbessert wurde, waren kleine Funktionsverbesserungen. Er schrieb
ebenfalls ein Java Programm, dass die Codetabelle automatisch in eine *.txt
Datei schreibt. Zusammen haben wir dann noch eine Verbesserung des V5
Programms vorgenommen, welche den unteren und den oberen Bereich des
DMX – Signals auswertet und sich somit Einzelblitze erzeugen lassen.
35

10.4.2006:
An diesem Montag testeten wir das
verbesserte V5 Programm. Hier
schrieben wir das V5 Programm
erneut um. Damit war nun auch die
Flash Funktion möglich. Es hat
einwandfreie Stufen, die kaum
voneinander zu unterscheiden sind.
An demselben Tag testeten wir auch
die von Felix gelötete Platine, auf
welcher, der TTL–RS485 Wandler ist, mit erfolg.
Verwendete Quellen:
Punkt 1. bis 2.1.3 :
Punkt 3. bis 3.2.6 :
angelehnt an www.Wikipedia.org
angelehnt an www.soundlight.de und
www.wikipedia.org
36

01 #include
02
03 TB BIT 00H ;Definiert das Testbit TB
04 EMPFA MACRO
05 jnb ri,$ ;Warten bis Empfang fertig
06 mov a,sbuf ;Zeichen von serielle
Schnittstelle
07 clr ri ;Sendeflag zurücksetzen
08 ENDM
09 org 0000h
10 start:
11 mov TMOD,#00000110b ;Timer 0 Autoreload Counter
initialisieren
12 setb TR0 ;Startet Timer 0
13 mov TH0,#00h ;Reloadwert für Timer 0
14 mov CMOD,#04h ;Triggerung durch Timer 0
(immer wenn Timer 0 Überläuft
wird PCA-Counter um 1 hochgezählt)
15 mov CCAPM0,#01000010b ;PWM Ausgang P1.3
16 mov CCAP0L,#80h ;Vergleichswert für PCA bei dem am
Port 1.3 getoggelt wird (laden)
17 mov CCAP0H,#80h ;Vergleichswert für PCA bei dem am
Port 1.3 getoggelt wird (vorladen)
18 mov cl,#0
19 setb CR ;Startet PCA - Timer
20 mov sp,#80h ;Stack Pointer auf 80 um Register
zu schützen
21 mov P1,#0 ;Port 1 sicherheitshalber löschen
22 mov SCON,#90h ;SMOD1 8 N 2 250 kBaud 16MHz
23 mov P2,#1
24 mov R1,#0h ;Löscht das Frame zähl Register
25 orl PCON,#64d ;Läd SMOD0 mit 1
26 setb REN ;startet UART
38

27 error: anl SCON, #127d ;Errorflag löschen
28 EMPFA ;nächstes Byte empfangen
29 mov a,SCON ;SCHON-Register mit Errorflag
30 anl a,#128d ;Errorflag freistellen
31 jz error ;Wiederholung wenn kein Frame Error
32 loop: EMPFA ;Byte empfangen
33 inc R1 ;Bytezähler um 1 erhöhen
34 cjne R1,#8, M1 ;Springt wenn R1 nicht = 8
35 mov R3,a ;Schreibt den Akkuinhalt in Register
R3
36 EMPFA ;Nächstes Byte empfangen
37 mov P2,a ;Schreibt den Akku Inhalt in den
Port P2
38 mov R1,#00h ;setzt Framezähler zurück
39 jmp error ;springt zum warten auf den RESET
40 M1:
41 mov dptr,#tabelle ;ladet den Datenpointer mit der
adresse wo tabelle beginnt
42 mov a,R3 ;ladet den Empfangenen Wert in den
Akku
43 movc a,@a+dptr ;holt sich den entsprechenden
Wert(Datenpointer+Empfangener Wert)
und ladet den Wert in den Akku
44 cjne a,#0FFh,PruefWert ;Springt wenn der DMX-Wert ungleich
255 ist
45 clr CR ;Schaltet PCA aus um einzelblitze zu
erzeugen
46 setb P1.3 ;High-Flanke erzeugt Blitz
47 jmp loop
48 PruefWert:
49 cjne a, #0FEh, PWMgen ;Springt wenn DMX-Wert ungleich 254
50 jb TB, next ;Springt bei gesetztem TestBit
51 jnb P1.3, PWMgen ;macht noch so lange mit Signalerzeugen
weiter bis der Pin 1.3
den High-Zustand erreicht hat
39

52 setb TB ;setzt ein Bit um beim nächsten mal
zu überprüfen ob der wert das
letzte mal auch schon 254 war
53 next:
54 clr CR ;Schaltet PCA aus um einzelblitze zu
erzeugen
55 clr P1.3 ;Port 1.3 auf Low um bei der
nächsten flanke zu blitzen
56 jmp loop ;weiter empfangen
57 PWMgen:
58 setb P1.3 ;Setzt Port 1.3 auf High
59 setb CR ;Startet PCA - Timer falls dieser
aus ist
60 clr TB ;löscht Testbit
61 mov TH0,a ;Ladet den ausgesuchten wert aus der
Tabelle in das High Byte des Timer 0
62 jmp loop ;weitere Bytes empfangen
63 tabelle: ;Werte
64 DB 254,254,254,0,1,2,3,4,5,6,7,8,9,10,11,12,13,14,15
65 DB 16,17,18,19,20,21,22,23,24,25,26,27,28,29,30
66 DB 31,32,33,34,35,36,37,38,39,40,41,42,43,44,45
67 DB 46,47,48,49,50,51,52,53,54,55,56,57,58,59,60
68 DB 61,62,63,64,65,66,67,68,69,70,71,72,73,74,75
69 DB 76,77,78,79,80,81,82,83,84,85,86,87,88,89,90
70 DB 91,92,93,94,95,96,97,98,99,100,101,102,103,104,105
71 DB 106,107,108,109,110,111,112,113,114,115,116,117,118,119,120
72 DB 121,122,123,124,125,126,127,128,129,130,131,132,133,134,135
73 DB 136,137,138,139,140,141,142,143,144,145,146,147,148,149,150
74 DB 151,152,153,154,155,156,157,158,159,160,161,162,163,164,165
75 DB 166,167,168,169,170,171,172,173,174,175,176,177,178,179,180
76 DB 181,182,183,184,185,186,187,188,189,190,191,192,193,194,195
77 DB 196,197,198,199,200,201,202,203,204,205,206,207,208,209,210
78 DB 211,212,213,214,215,216,217,218,219,220,221,222,223,224,225
79 DB 226,227,228,229,230,231,232,233,234,235,236,237,238,239,240
80 DB 241,242,243,244,245,246,247,248,248,248,255
81 end
40

®
NE555
SA555 - SE555
GENERAL PURPOSE SINGLE BIPOLAR TIMERS
..LOW TURN OFF TIME
MAXIMUM OPERATING FREQUENCY
GREATER THAN 500kHz
.
TIMING FROM MICROSECONDS TO HOURS
.
OPERATES IN BOTH ASTABLE AND
MONOSTABLE MODES
HIGH OUTPUT CURRENT CAN SOURCE OR
SINK 200mA
ADJUSTABLE DUTY CYCLE
.
TTL COMPATIBLE
TEMPERATURE STABILITY OF 0.005%
PER o C
DESCRIPTION
The NE555 monolithic timing circuit is a highly stable
controller capable of producing accurate time delays
or oscillation. In the time delay mode of operation,
the time is precisely controlled by one external resistor
and capacitor. For a stable operation as an oscillator,
the free running frequency and the duty cycle
are both accurately controlled with two external
resistors and one capacitor. The circuit may be triggered
and reset on falling waveforms, and the output
structure can source or sink up to 200mA. The
NE555 is available in plastic and ceramic minidip
package and in a 8-lead micropackage and in metal
can package version.
N
DIP8
(Plastic Package)
ORDER CODES
D
SO8
(Plastic Micropackage)
Part Temperature Package
Number
Range
N D
NE555 0 o C, 70 o C • •
SA555 –40 o C, 105 o C • •
SE555 –55 o C, 125 o C • •
PIN CONNECTIONS (top view)
1
2
8
7
1 - GND
2 - Trigger
3 - Output
4 - Reset
5 - Control voltage
6 - Threshold
3
6
7 - Discharge
8 - VCC
4 5
July 1998
1/10

NE555/SA555/SE555
BLOCK DIAGRAM
V + CC
5kΩ
THRESHOLD
CONTROL VOLTAGE
COMP
R
DISCHARGE
FLIP-FLOP
5kΩ
Q
TRIGGER
COMP
S
INHIBIT/
RESET
OUT
5kΩ
RESET
S
S - 8086
SCHEMATIC DIAGRAM
ABSOLUTE MAXIMUM RATINGS
Symbol Parameter Value Unit
V cc Supply Voltage 18 V
T oper Operating Free Air Temperature Range for NE555
for SA555
for SE555
0 to 70
–40 to 105
–55 to 125
T j Junction Temperature 150
T stg Storage Temperature Range –65 to 150
o C
o C
o C
2/10

NE555/SA555/SE555
OPERATING CONDITIONS
Symbol Parameter SE555 NE555 - SA555 Unit
V CC Supply Voltage 4.5 to 18 4.5 to 18 V
V th, V trig, V cl, V reset Maximum Input Voltage V CC V CC V
ELECTRICAL CHARACTERISTICS
Tamb = +25 o C, VCC = +5V to +15V (unless otherwise specified)
Symbol
Parameter
I CC Supply Current (R L ∞) (- note 1)
Low State V CC = +5V
V CC = +15V
High State V CC = 5V
V CL
Vth
Timing Error (monostable)
(RA = 2k to 100kΩ, C = 0.1µF)
Initial Accuracy - (note 2)
Drift with Temperature
Drift with Supply Voltage
Timing Error (astable)
(RA, RB = 1kΩ to 100kΩ, C = 0.1µF,
V CC = +15V)
Initial Accuracy - (note 2)
Drift with Temperature
Drift with Supply Voltage
Control Voltage level
V CC = +15V
VCC = +5V
Threshold Voltage
V CC = +15V
V CC = +5V
SE555
NE555 - SA555
Min. Typ. Max. Min. Typ. Max.
9.6
2.9
9.4
2.7
3 5
10 12
2
0.5
30
0.05
1.5
90
0.15
10
3.33
10
3.33
2
100
0.2
10.4
3.8
10.6
4
9
2.6
8.8
2.4
3 6
10 15
2
1
50
0.1
2.25
150
0.3
10
3.33
10
3.33
3
0.5
11
4
11.2
4.2
Unit
mA
%
ppm/°C
%/V
%
ppm/°C
%/V
I th Threshold Current - (note 3) 0.1 0.25 0.1 0.25 µA
V trig
Trigger Voltage
V CC = +15V
V CC = +5V
4.8
1.45
I trig Trigger Current (V trig = 0V) 0.5 0.9 0.5 2.0 µA
V reset Reset Voltage - (note 4) 0.4 0.7 1 0.4 0.7 1 V
I reset
VOL
VOH
Notes :
Reset Current
Vreset = +0.4V
Vreset = 0V
Low Level Output Voltage
V CC = +15V, I O(sink) = 10mA
I O(sink) = 50mA
IO(sink) = 100mA
I O(sink) = 200mA
V CC = +5V, I O(sink) = 8mA
IO(sink) = 5mA
High Level Output Voltage
V CC = +15V, I O(source) = 200mA
I O(source) = 100mA
V CC = +5V, I O(source) = 100mA
5
1.67
0.1
0.4
0.1
0.4
2
2.5
0.1
0.05
13
3
12.5
13.3
3.3
5.2
1.9
0.4
1
0.15
0.5
2.2
0.25
0.2
4.5
1.1
12.75
2.75
5
1.67
0.1
0.4
0.1
0.4
2
2.5
0.3
0.25
12.5
13.3
3.3
5.6
2.2
0.4
1.5
0.25
0.75
2.5
0.4
0.35
1. Supply current when output is high is typically 1mA less.
2. Tested at V CC = +5V and V CC = +15V.
3. This will determine the maximum value of RA + RB for +15V operation the max total is R = 20MΩ and for 5V operation
the max total R = 3.5MΩ.
V
V
V
mA
V
V
3/10

NE555/SA555/SE555
ELECTRICAL CHARACTERISTICS (continued)
Symbol
I dis(off)
V dis(sat)
tr
t f
Notes :
Parameter
Discharge Pin Leakage Current
(output high) (V dis = 10V)
Discharge pin Saturation Voltage
(output low) - (note 5)
VCC = +15V, Idis = 15mA
VCC = +5V, Idis = 4.5mA
Output Rise Time
Output Fall Time
SE555
NE555 - SA555
Min. Typ. Max. Min. Typ. Max.
Unit
20 100 20 100 nA
t off Turn off Time - (note 6) (V reset = V CC) 0.5 0.5 µs
5. No protection against excessive Pin 7 current is necessary, providing the package dissipation rating will not be exceeded.
6. Time mesaured from a positive going input pulse from 0 to 0.8x VCC into the threshold to the drop from high to low of the
output trigger is tied to treshold.
180
80
100
100
480
200
200
200
180
80
100
100
480
200
300
300
mV
ns
Figure 1 :
Minimum Pulse Width Required for
Trigering
Figure 2 :
Supply Current versus Supply Voltage
Figure 3 : Delay Time versus Temperature Figure 4 : Low Output Voltage versus Output
Sink Current
4/10

NE555/SA555/SE555
Figure 5 :
Low Output Voltage versus Output
Sink Current
Figure 6 :
Low Output Voltage versus Output
Sink Current
Figure 7 :
High Output Voltage Drop versus
Output
Figure 8 :
Delay Time versus Supply Voltage
Figure 9 :
Propagation Delay versus Voltage
Level of Trigger Value
5/10

NE555/SA555/SE555
APPLICATION INFORMATION
MONOSTABLE OPERATION
In the monostable mode, the timer functions as a
one-shot. Referring to figure 10 the external capacitor
is initially held discharged by a transistor inside
the timer.
Figure 10
Figure 11
t = 0.1 ms / div
INPUT = 2.0V/div
OUTPUT VOLTAGE = 5.0V/div
= 5 to 15V
V CC
Reset
4
R1
8
Trigger
2
7
Output
3
NE555
6
C1
Control Voltage
5
0.01µF
CAPACITOR VOLTAGE = 2.0V/div
R1 = 9.1kΩ, C1 = 0.01µF, R = 1kΩ L
1
Figure 12
The circuit triggers on a negative-going input signal
when the level reaches 1/3 Vcc. Once triggered, the
circuit remains in this state until the set time has
elapsed, even if it is triggered again during this interval.
The duration of the output HIGH state is given
by t = 1.1 R 1C 1 and is easily determined by
figure 12.
Notice that since the charge rate and the threshold
level of the comparator are both directly proportional
to supply voltage, the timing interval is independent
of supply. Applying a negative pulse simultaneously
to the reset terminal (pin 4) and the trigger terminal
(pin 2) during the timing cycle discharges the external
capacitor and causes the cycle to start over. The
timing cycle now starts on the positive edge of the
reset pulse. During the time the reset pulse in applied,
the output is driven to its LOW state.
When a negative trigger pulse is applied to pin 2, the
flip-flop is set, releasing the short circuit across the
external capacitor and driving the output HIGH. The
voltage across the capacitor increases exponentially
with the time constant τ = R 1C 1. When the voltage
across the capacitor equals 2/3 V cc, the comparator
resets the flip-flop which then discharge the capacitor
rapidly and drivers the output to its LOW
state.
Figure 11 shows the actual waveforms generated in
this mode of operation.
When Reset is not used, it should be tied high to
avoid any possibly or false triggering.
C
(µF)
10
1.0
0.1
0.01
R1= 1kΩ
10kΩ
100kΩ
1MΩ
10MΩ
0.001
10
µs
100
µs
1.0
ms
10
ms
100
ms
10
s
(t d)
ASTABLE OPERATION
When the circuit is connected as shown in figure 13
(pin 2 and 6 connected) it triggers itself and free runs
as a multivibrator. The external capacitor charges
through R 1 and R 2 and discharges through R 2 only.
Thus the duty cycle may be precisely set by the ratio
of these two resistors.
In the astable mode of operation, C 1 charges and
discharges between 1/3 Vcc and 2/3 Vcc. As in the
triggered mode, the charge and discharge times and
therefore frequency are independent of the supply
voltage.
6/10

NE555/SA555/SE555
Figure 13
Figure 15 : Free Running Frequency versus R1,
R 2 and C 1
V CC = 5 to 15V
Output 3
4 8
7
R1
C
(µF)
10
NE555
R2
1.0
10kΩ
1kΩ
0.01µF
Control
Voltage
5
1
2
6
C1
0.1
0.01
100kΩ
1MΩ
R1 + R2 = 10MΩ
Figure 14 shows actual waveforms generated in this
mode of operation.
The charge time (output HIGH) is given by :
t 1 = 0.693 (R 1 + R 2) C 1
and the discharge time (output LOW) by :
t 2 = 0.693 (R 2) C 1
Thus the total period T is given by :
T = t1 + t2 = 0.693 (R1 + 2R2) C1
The frequency ofoscillation is them :
f = 1 T = 1.44
(R 1 + 2R 2 ) C 1
and may be easily found by figure 15.
The duty cycle is given by :
R 2
D =
R 1 + 2R 2
Figure 14
t = 0.5 ms / div
OUTPUT VOLTAGE = 5.0V/div
0.001
0.1 1 10 100 1k 10k f o(Hz)
PULSE WIDTH MODULATOR
When the timer is connected in the monostable
mode and triggered with a continuous pulse train,
the output pulse width can be modulated by a signal
applied to pin 5. Figure 16 shows the circuit.
Figure 16 : Pulse Width Modulator.
Trigger
Output
2
3
4
NE555
1
8
7
6
5
Modulation
Input
R A
C
V CC
CAPACITOR VOLTAGE = 1.0V/div
R1 = R2 = 4.8kΩ, C1= 0.1µF, R = 1kΩ L
7/10

NE555/SA555/SE555
LINEAR RAMP
When the pullup resistor, R A, in the monostable circuit
is replaced by a constant current source, a linear
ramp is generated. Figure 17 shows a circuit configuration
that will perform this function.
Figure 17.
Trigger
Output
2
3
4
NE555
1
8
7
6
5
RE
2N4250
or equiv.
C
0.01µF
Figure 18 shows waveforms generator by the linear
ramp.
The time interval is given by :
T = (2/3 V CC R E (R 1+ R 2) C
R 1 V CC − V BE (R 1+ R 2)
V BE = 0.6V
Figure 18 : Linear Ramp.
R1
R2
V CC
50% DUTY CYCLE OSCILLATOR
For a 50% duty cycle the resistors R A and R E may
be connected as in figure 19. The time preriod for the
output high is the same as previous,
t 1 = 0.693 R A C.
For the output low it is t2 =
[(R A R B ) ⁄ (R A + R B )] CLn ⎡ R B − 2R A ⎤
⎢ ⎣ 2R B − R ⎥⎦
A
1
Thus the frequency of oscillation is f =
t1 + t 2
Note that this circuit will not oscillate if R B is greater
Figure 19 : 50% Duty Cycle Oscillator.
Out
2
3
4
NE55
1
V CC
8
7
6
5
R B
22kΩ
0.01µF
V CC
R A
51kΩ
C
0.01µF
than 1/2 RA because the junction of RA and RB cannot
bring pin 2 down to 1/3 VCC and trigger the lower
comparator.
ADDITIONAL INFORMATION
Adequate power supply bypassing is necessary to
protect associated circuitry. Minimum recommended
is 0.1µF in parallel with 1µF electrolytic.
VCC = 5V
Time = 20µs/DIV
R 1 = 47kΩ
R 2 = 100kΩ
RE = 2.7kΩ
C = 0.01µF
Top trace : input 3V/DIV
Middle trace : output 5V/DIV
Bottom trace : output 5V/DIV
Bottom trace : capacitor voltage
1V/DIV
8/10

NE555/SA555/SE555
PACKAGE MECHANICAL DATA
8 PINS - PLASTIC DIP
PM-DIP8.EPS
Dimensions
Millimeters
Inches
Min. Typ. Max. Min. Typ. Max.
A 3.32 0.131
a1 0.51 0.020
B 1.15 1.65 0.045 0.065
b 0.356 0.55 0.014 0.022
b1 0.204 0.304 0.008 0.012
D 10.92 0.430
E 7.95 9.75 0.313 0.384
e 2.54 0.100
e3 7.62 0.300
e4 7.62 0.300
F 6.6 0260
i 5.08 0.200
L 3.18 3.81 0.125 0.150
Z 1.52 0.060
DIP8.TBL
9/10

NE555/SA555/SE555
PACKAGE MECHANICAL DATA
8 PINS - PLASTIC MICROPACKAGE (SO)
PM-SO8.EPS
Dimensions
Millimeters
Inches
Min. Typ. Max. Min. Typ. Max.
A 1.75 0.069
a1 0.1 0.25 0.004 0.010
a2 1.65 0.065
a3 0.65 0.85 0.026 0.033
b 0.35 0.48 0.014 0.019
b1 0.19 0.25 0.007 0.010
C 0.25 0.5 0.010 0.020
c1
45 o (typ.)
D 4.8 5.0 0.189 0.197
E 5.8 6.2 0.228 0.244
e 1.27 0.050
e3 3.81 0.150
F 3.8 4.0 0.150 0.157
L 0.4 1.27 0.016 0.050
M 0.6 0.024
S
8 o (max.)
SO8.TBL
Information furnished is believed to be accurate and reliable. However, STMicroelectronics assumes no responsibility for the
consequences of use of such information nor for any infringement of patents or other rights of third parties which may result
from its use. No license is granted by implication or otherwise under any patent or patent rights of STMicroelectronics. Specifications
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devices or systems without express written approval of STMicroelectronics.
© The ST logo is a trademark of STMicroelectronics
© 1998 STMicroelectronics – Printed in Italy – All Rights Reserved
STMicroelectronics GROUP OF COMPANIES
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The Netherlands - Singapore - Spain - Sweden - Switzerland - Taiwan - Thailand - United Kingdom - U.S.A.
ORDER CODE :
10/10

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Datasheets for electronics components.

The ULN2001A is obsolete
and is no longer supplied.
500-mA Rated Collector Current
(Single Output)
High-Voltage Outputs . . . 50 V
Output Clamp Diodes
ULN2001A, ULN2002A, ULN2003A, ULN2004A, ULQ2003A, ULQ2004A,
HIGH-VOLTAGE HIGH-CURRENT DARLINGTON
TRANSISTOR ARRAY
SLRS027E – DECEMBER 1976 – REVISED SEPTEMBER 2002
Inputs Compatible With Various Types of
Logic
Relay-Driver Applications
Designed to Be Interchangeable With
Sprague ULN2001A Series
Package Options Include Plastic Small
Outline (D, NS) Packages and Plastic DIP
(N)
description
The ULN2001A, ULN2002A, ULN2003A, ULN2004A, ULQ2003A, and ULQ2004A are high-voltage,
high-current Darlington transistor arrays. Each consists of seven npn Darlington pairs that feature high-voltage
outputs with common-cathode clamp diodes for switching inductive loads. The collector-current rating of a
single Darlington pair is 500 mA. The Darlington pairs can be paralleled for higher current capability.
Applications include relay drivers, hammer drivers, lamp drivers, display drivers (LED and gas discharge), line
drivers, and logic buffers. For 100-V (otherwise interchangeable) versions of the ULN2003A and ULN2004A,
see the SN75468 and SN75469, respectively.
The ULN2001A is a general-purpose array and can be used with TTL and CMOS technologies. The ULN2002A
is designed specifically for use with 14-V to 25-V PMOS devices. Each input of this device has a Zener diode
and resistor in series to control the input current to a safe limit. The ULN2003A and ULQ2003A have a 2.7-kΩ
series base resistor for each Darlington pair for operation directly with TTL or 5-V CMOS devices. The
ULN2004A and ULQ2004A have a 10.5-kΩ series base resistor to allow operation directly from CMOS devices
that use supply voltages of 6 V to 15 V. The required input current of the ULN/ULQ2004A is below that of the
ULN/ULQ2003A, and the required voltage is less than that required by the ULN2002A.
TA
–20°C to 70°C
–40°C to85°C
AVAILABLE OPTIONS
PACKAGES
SMALL OUTLINE
(D, NS)
PLASTIC DIP
(N)
– ULN2002AN
ULN2003AD
ULN2003ANS
ULN2004AD
ULN2004ANS
ULQ2003AD
ULQ2004AD
ULN2003AN
ULN2004AN
ULQ2003AN
ULQ2004AN
The D package is available taped and reeled. Add the suffix R to
device type (e.g., ULN2003ADR). The NS package is only available
taped and reeled.
ULN2001A ...D OR N PACKAGE
ULN2002A ...N PACKAGE
ULN2003A, ULN2004A . . . D, N, OR NS PACKAGE
ULQ2003A, ULQ2004A ...D OR N PACKAGE
(TOP VIEW)
1B
2B
3B
4B
5B
6B
7B
E
1
2
3
4
5
6
7
8
16
15
14
13
12
11
10
9
1C
2C
3C
4C
5C
6C
7C
COM
Please be aware that an important notice concerning availability, standard warranty, and use in critical applications of
Texas Instruments semiconductor products and disclaimers thereto appears at the end of this data sheet.
PRODUCTION DATA information is current as of publication date.
Products conform to specifications per the terms of Texas Instruments
standard warranty. Production processing does not necessarily include
testing of all parameters.
Copyright © 2002, Texas Instruments Incorporated
POST OFFICE BOX 655303 • DALLAS, TEXAS 75265
1

ULN2001A, ULN2002A, ULN2003A, ULN2004A, ULQ2003A, ULQ2004A,
HIGH-VOLTAGE HIGH-CURRENT DARLINGTON
TRANSISTOR ARRAY
SLRS027E – DECEMBER 1976 – REVISED SEPTEMBER 2002
logic diagram
The ULN2001A is obsolete
and is no longer supplied.
1B
1
9
16
COM
1C
2B
2
15
2C
3B
3
14
3C
4B
4
13
4C
5B
5
12
5C
6B
6
11
6C
7B
7
10
7C
schematics (each Darlington pair)
COM
COM
Input
B
Output
C
Input
B
7 V
10.5 kΩ
Output
C
7.2 kΩ 3 kΩ
E
7.2 kΩ
3 kΩ
E
ULN2001A
ULN2002A
COM
Input
B
RB
Output
C
ULN/ULQ2003A: RB = 2.7 kΩ
ULN/ULQ2004A: RB = 10.5 kΩ
7.2 kΩ 3 kΩ
E
All resistor values shown are nominal.
ULN2003A, ULN2004A, ULQ2003A, ULQ2004A
2 POST OFFICE BOX 655303 • DALLAS, TEXAS 75265

The ULN2001A is obsolete
and is no longer supplied.
ULN2001A, ULN2002A, ULN2003A, ULN2004A, ULQ2003A, ULQ2004A,
HIGH-VOLTAGE HIGH-CURRENT DARLINGTON
TRANSISTOR ARRAY
SLRS027E – DECEMBER 1976 – REVISED SEPTEMBER 2002
absolute maximum ratings at 25°C free-air temperature (unless otherwise noted) †
Collector-emitter voltage . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 50 V
Clamp diode reverse voltage (see Note 1) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 50 V
Input voltage, V I (see Note 1) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30 V
Peak collector current (see Figures 14 and 15) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 500 mA
Output clamp current, I OK . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 500 mA
Total emitter-terminal current . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . –2.5 A
Continuous total power dissipation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . See Dissipation Rating Table
Package thermal impedance, θ JA (see Note 2): D package . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 73°C/W
N package . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 67°C/W
NS package . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 64°C/W
Operating free-air temperature range, T A , ULN200xA . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . –20°C to 70°C
ULQ200xA . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . –40°C to 85°C
Lead temperature 1,6 mm (1/16 inch) from case for 10 seconds . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 260°C
Storage temperature range, T stg . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . –65°C to 150°C
† Stresses beyond those listed under “absolute maximum ratings” may cause permanent damage to the device. These are stress ratings only, and
functional operation of the device at these or any other conditions beyond those indicated under “recommended operating conditions” is not
implied. Exposure to absolute-maximum-rated conditions for extended periods may affect device reliability.
NOTES: 1. All voltage values are with respect to the emitter/substrate terminal E, unless otherwise noted.
2. The package thermal impedance is calculated in accordance with JESD 51-7.
PACKAGE
DISSIPATION RATING TABLE
TA A = 25°C DERATING FACTOR TA A = 85°C
POWER RATING ABOVE TA = 25°C POWER RATING
D 950 mW 7.6 mW/°C 494 mW
N 1150 mW 9.2 mW/°C 598 mW
electrical characteristics, T A = 25°C (unless otherwise noted)
PARAMETER
TEST
FIGURE
TEST CONDITIONS
ULN2001A
ULN2002A
MIN TYP MAX MIN TYP MAX
VI(on) On-state input voltage 6 VCE = 2 V, IC = 300 mA 13 V
Collector-emitter
VCE(sat)
saturation voltage
II = 250 µA, IC = 100 mA 0.9 1.1 0.9 1.1
5 II = 350 µA, IC = 200 mA 1 1.3 1 1.3 V
II = 500 µA, IC = 350 mA 1.2 1.6 1.2 1.6
VF Clamp forward voltage 8 IF = 350 mA 1.7 2 1.7 2 V
ICEX
Collector cutoff current
VCE = 50 V,
II(off) Off-state input current 3 TA = 70°C
1 VCE = 50 V, II = 0 50 50
UNIT
VCE = 50 V, II = 0 100 100 µA
2 TA = 70°C VI = 6 V 500
IC C = 500 µA,
50 65 50 65 µA
II Input current 4 VI = 17 V 0.82 1.25 mA
IR Clamp reverse current 7
hFE
Static forward-current
transfer ratio
VR = 50 V, TA = 70°C 100 100
VR = 50 V 50 50
5 VCE = 2 V, IC = 350 mA 1000
Ci Input capacitance VI = 0, f = 1 MHz 15 25 15 25 pF
µA
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3

ULN2001A, ULN2002A, ULN2003A, ULN2004A, ULQ2003A, ULQ2004A,
HIGH-VOLTAGE HIGH-CURRENT DARLINGTON
TRANSISTOR ARRAY
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The ULN2001A is obsolete
and is no longer supplied.
electrical characteristics, T A = 25°C (unless otherwise noted) (continued)
PARAMETER
TEST
FIGURE
VI(on) On-state input voltage 6 VCE =2V
Collector-emitter
VCE(sat)
saturation voltage
ICEX
Collector cutoff current
TEST CONDITIONS
ULN2003A
ULN2004A
MIN TYP MAX MIN TYP MAX
IC = 125 mA 5
IC = 200 mA 2.4 6
IC = 250 mA 2.7
IC = 275 mA 7
IC = 300 mA 3
IC = 350 mA 8
II = 250 µA, IC = 100 mA 0.9 1.1 0.9 1.1
5 II = 350 µA, IC = 200 mA 1 1.3 1 1.3 V
II = 500 µA, IC = 350 mA 1.2 1.6 1.2 1.6
1 VCE = 50 V, II = 0 50 50
UNIT
VCE = 50 V, II = 0 100 100 µA
2 TA = 70°C VI = 1 V 500
VF Clamp forward voltage 8 IF = 350 mA 1.7 2 1.7 2 V
VCE = 50 V,
II(off) Off-state input current 3 TA = 70°C
IC = 500 µA, ,
VI = 3.85 V 0.93 1.35
50 65 50 65 µA
II Input current 4 VI = 5 V 0.35 0.5 mA
IR Clamp reverse current 7
VI = 12 V 1 1.45
VR = 50 V 50 50
VR = 50 V, TA = 70°C 100 100
Ci Input capacitance VI = 0, f = 1 MHz 15 25 15 25 pF
V
µA
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The ULN2001A is obsolete
and is no longer supplied.
ULN2001A, ULN2002A, ULN2003A, ULN2004A, ULQ2003A, ULQ2004A,
HIGH-VOLTAGE HIGH-CURRENT DARLINGTON
TRANSISTOR ARRAY
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electrical characteristics over recommended operating conditions (unless otherwise noted)
PARAMETER
TEST
FIGURE
VI(on) On-state input voltage 6 VCE =2V
Collector-emitter
VCE(sat)
saturation voltage
ICEX
Collector cutoff current
TEST CONDITIONS
ULQ2003A
ULQ2004A
MIN TYP MAX MIN TYP MAX
IC = 125 mA 5
IC = 200 mA 2.7 6
IC = 250 mA 2.9
IC = 275 mA 7
IC = 300 mA 3
IC = 350 mA 8
II = 250 µA, IC = 100 mA 0.9 1.2 0.9 1.1
5 II = 350 µA, IC = 200 mA 1 1.4 1 1.3 V
II = 500 µA, IC = 350 mA 1.2 1.7 1.2 1.6
1 VCE = 50 V, II = 0 100 50
2 VCE =50V
UNIT
II = 0 100 µA
VI = 1 V 500
VF Clamp forward voltage 8 IF = 350 mA 1.7 2.2 1.7 2 V
II(off) Off-state input current 3 VCE =50V V, IC = 500 µA 30 65 50 65 µA
VI = 3.85 V 0.93 1.35
II Input current 4 VI = 5 V 0.35 0.5 mA
IR Clamp reverse current 7
VI = 12 V 1 1.45
VR = 50 V, TA = 25°C 100 50
VR = 50 V 100 100
Ci Input capacitance VI = 0, f = 1 MHz 15 25 15 25 pF
V
µA
switching characteristics, T A = 25°C
PARAMETER
TEST CONDITIONS
ULN2001A, ULN2002A,
ULN2003A, ULN2004A UNIT
MIN TYP MAX
tPLH Propagation delay time, low- to high-level output See Figure 9 0.25 1 µs
tPHL Propagation delay time, high- to low-level output See Figure 9 0.25 1 µs
VOH High-level output voltage after switching
VS = 50 V, IO ≈ 300 mA,
VS–20
mV
See Figure 10
switching characteristics over recommended operating conditions (unless otherwise noted)
PARAMETER
TEST CONDITIONS
ULQ2003A, ULQ2004A
MIN TYP MAX
tPLH Propagation delay time, low- to high-level output See Figure 9 1 10 µs
tPHL Propagation delay time, high- to low-level output See Figure 9 1 10 µs
VOH High-level output voltage after switching
VS = 50 V, IO ≈ 300 mA,
VS–500
mV
See Figure 10
UNIT
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ULN2001A, ULN2002A, ULN2003A, ULN2004A, ULQ2003A, ULQ2004A,
HIGH-VOLTAGE HIGH-CURRENT DARLINGTON
TRANSISTOR ARRAY
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PARAMETER MEASUREMENT INFORMATION
The ULN2001A is obsolete
and is no longer supplied.
Open
VCE
Open
VCE
ICEX
ICEX
Open
VI
Figure 1. I CEX Test Circuit
Figure 2. I CEX Test Circuit
Open
VCE
Open
II(off)
IC
II(on)
VI
Open
Figure 3. I I(off) Test Circuit
Figure 4. I I Test Circuit
Open
hFE =
I C
II
Open
II
VCE
IC
VI(on)
VCE
IC
NOTE: II is fixed for measuring VCE(sat), variable for
measuring hFE.
Figure 5. h FE , V CE(sat) Test Circuit
Figure 6. V I(on) Test Circuit
VR
IR
Open
Open
VF
IF
Figure 7. I R Test Circuit
Figure 8. V F Test Circuit
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The ULN2001A is obsolete
and is no longer supplied.
ULN2001A, ULN2002A, ULN2003A, ULN2004A, ULQ2003A, ULQ2004A,
HIGH-VOLTAGE HIGH-CURRENT DARLINGTON
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PARAMETER MEASUREMENT INFORMATION
Input
50% 50%
tPHL
tPLH
Output
50% 50%
VOLTAGE WAVEFORMS
Figure 9. Propagation Delay-Time Waveforms
VS
Pulse
Generator
(see Note A)
Input
ULN2001A Only
2.7 kΩ
ULN2002A
ULN/ULQ2003A
ULN/ULQ2004A
Open
1N3064
2 mH
200 Ω
Output
CL = 15 pF
(see Note B)
TEST CIRCUIT
Input
≤5 ns
90% 90%
1.5 V 1.5 V
10% 10%
40 µs
≤10 ns
VIH
(see Note C)
0 V
Output
VOLTAGE WAVEFORMS
VOH
VOL
NOTES: A. The pulse generator has the following characteristics: PRR = 12.5 kHz, ZO = 50 Ω.
B. CL includes probe and jig capacitance.
C. For testing the ULN2001A, the ULN2003A, and the ULQ2003A, VIH = 3 V; for the ULN2002A, VIH = 13 V;
for the ULN2004A and the ULQ2004A, VIH = 8 V.
Figure 10. Latch-Up Test Circuit and Voltage Waveforms
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ULN2001A, ULN2002A, ULN2003A, ULN2004A, ULQ2003A, ULQ2004A,
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The ULN2001A is obsolete
and is no longer supplied.
TYPICAL CHARACTERISTICS
COLLECTOR-EMITTER
SATURATION VOLTAGE
vs
COLLECTOR CURRENT
(ONE DARLINGTON)
COLLECTOR-EMITTER
SATURATION VOLTAGE
vs
TOTAL COLLECTOR CURRENT
(TWO DARLINGTONS IN PARALLEL)
VCE(sat) V – Collector-Emitter Saturation Voltage – V
CE(sat)
2.5
2
1.5
1
0.5
0
0
TA = 25°C
II = 250 µA
II = 350 µA
II = 500 µA
100 200 300 400 500 600 700
IC – Collector Current – mA
800
VCE(sat) V – Collector-Emitter Saturation Voltage – V
2.5
2
1.5
1
0.5
0
0
TA = 25°C
100
200
300
400
II = 350 µA
500
II = 250 µA
II = 500 µA
600
700
IC(tot) – Total Collector Current – mA
800
Figure 11
Figure 12
IC
– Collector Current – mA
500
450
400
350
300
250
200
150
100
50
RL = 10 Ω
TA = 25°C
COLLECTOR CURRENT
vs
INPUT CURRENT
VS = 10 V
VS = 8 V
0
0
25 50 75 100 125 150 175
II – Input Current – µA
Figure 13
200
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The ULN2001A is obsolete
and is no longer supplied.
ULN2001A, ULN2002A, ULN2003A, ULN2004A, ULQ2003A, ULQ2004A,
HIGH-VOLTAGE HIGH-CURRENT DARLINGTON
TRANSISTOR ARRAY
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THERMAL INFORMATION
D PACKAGE
MAXIMUM COLLECTOR CURRENT
vs
DUTY CYCLE
N PACKAGE
MAXIMUM COLLECTOR CURRENT
vs
DUTY CYCLE
600
600
IC
– Maximum Collector Current – mA
500
400
300
200
100
0
0
N = 6
N = 7
N = 5
N = 4
N = 3
N = 2
TA = 70°C
N = Number of Outputs
Conducting Simultaneously
N = 1
10 20 30 40 50 60 70 80 90
Duty Cycle – %
100
IC
– Maximum Collector Current – mA
500
400
300
200
100
0
0
N = 5
N = 6
N = 7
TA = 85°C
N = Number of Outputs
Conducting Simultaneously
10
20
30
40
50
N = 2
60
Duty Cycle – %
70
N = 1
N = 3
N = 4
80
90
100
Figure 14
Figure 15
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ULN2001A, ULN2002A, ULN2003A, ULN2004A, ULQ2003A, ULQ2004A,
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TRANSISTOR ARRAY
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APPLICATION INFORMATION
The ULN2001A is obsolete
and is no longer supplied.
VSS
ULN2002A
V
VCC
ULN2003A
ULQ2003A
V
1
16
1
16
2
15
2
15
3
14
3
14
4
13
4
13
5
12
5
12
6
11
6
11
P-MOS
Output
7
8
10
9
7
8
10
9
TTL
Output
Lamp
Test
Figure 16. P-MOS to Load
Figure 17. TTL to Load
VDD
ULN2004A
ULQ2004A
V
VCC
ULN2003A
ULQ2003A
V
1
16
1
16
2
15
2
15
3
14
RP
3
14
4
13
4
13
5
12
5
12
6
11
6
11
7
10
7
10
CMOS
Output
8
9
TTL
Output
8
9
Figure 18. Buffer for Higher Current Loads
Figure 19. Use of Pullup Resistors
to Increase Drive Current
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Copyright © 2002, Texas Instruments Incorporated

DS75176B/DS75176BT
Multipoint RS-485/RS-422 Transceivers
General Description
The DS75176B is a high speed differential TRI-STATE ®
bus/line transceiver designed to meet the requirements of
EIA standard RS485 with extended common mode range
(+12V to −7V), for multipoint data transmission. In addition, it
is compatible with RS-422.
The driver and receiver outputs feature TRI-STATE capability,
for the driver outputs over the entire common mode
range of +12V to −7V. Bus contention or fault situations that
cause excessive power dissipation within the device are
handled by a thermal shutdown circuit, which forces the
driver outputs into the high impedance state.
DC specifications are guaranteed over the 0 to 70˚C temperature
and 4.75V to 5.25V supply voltage range.
Connection and Logic Diagram
July 2004
Features
n Meets EIA standard RS485 for multipoint bus
transmission and is compatible with RS-422.
n Small Outline (SO) Package option available for
minimum board space.
n 22 ns driver propagation delays.
n Single +5V supply.
n −7V to +12V bus common mode range permits ±7V
ground difference between devices on the bus.
n Thermal shutdown protection.
n High impedance to bus with driver in TRI-STATE or with
power off, over the entire common mode range allows
the unused devices on the bus to be powered down.
n Pin out compatible with DS3695/A and SN75176A/B.
n Combined impedance of a driver output and receiver
input is less than one RS485 unit load, allowing up to 32
transceivers on the bus.
n 70 mV typical receiver hysteresis.
DS75176B/DS75176BT Multipoint RS-485/RS-422 Transceivers
00875901
Top View
Order Number DS75176BN, DS75176BTN, DS75176BM or DS75176BTM
See NS Package Number N08E or M08A
TRI-STATE ® is a registered trademark of National Semiconductor Corp.
© 2004 National Semiconductor Corporation DS008759 www.national.com

DS75176B/DS75176BT
Absolute Maximum Ratings (Note 1)
If Military/Aerospace specified devices are required,
please contact the National Semiconductor Sales Office/
Distributors for availability and specifications.
Supply Voltage, V CC
7V
Control Input Voltages
7V
Driver Input Voltage
7V
Driver Output Voltages
+15V/ −10V
Receiver Input Voltages (DS75176B) +15V/ −10V
Receiver Output Voltage 5.5V
Continuous Power Dissipation @
25˚C
for M Package 675 mW (Note 5)
for N Package 900 mW (Note 4)
Storage Temperature Range
−65˚C to +150˚C
Lead Temperature
(Soldering, 4 seconds)
260˚C
Electrical Characteristics (Notes 2, 3)
0˚C ≤ T A ≤ 70˚C, 4.75V < V CC
< 5.25V unless otherwise specified
ESD Rating (HBM)
Recommended Operating
Conditions
500V
Min Max Units
Supply Voltage, V CC 4.75 5.25 V
Voltage at Any Bus Terminal −7 +12 V
(Separate or Common Mode)
Operating Free Air Temperature T A
DS75176B 0 +70 ˚C
DS75176BT −40 +85 ˚C
Differential Input Voltage,
VID (Note 6) −12 +12 V
Symbol Parameter Conditions Min Typ Max Units
V OD1 Differential Driver Output I O =0 5 V
Voltage (Unloaded)
V OD2 Differential Driver Output (Figure 1) R=50Ω; (RS-422) (Note 7) 2 V
Voltage (with Load) R = 27Ω; (RS-485) 1.5 V
∆V OD
Change in Magnitude of Driver
Differential Output Voltage For 0.2 V
Complementary Output States
V OC Driver Common Mode Output (Figure 1) R=27Ω 3.0 V
Voltage
∆|V OC | Change in Magnitude of Driver
Common Mode Output Voltage 0.2 V
For Complementary Output
States
V IH Input High Voltage 2 V
V IL Input Low Voltage DI, DE, 0.8
V CL Input Clamp Voltage RE , E I IN = −18 mA −1.5
I IL Input Low Current V IL = 0.4V −200 µA
I IH Input High Current V IH = 2.4V 20 µA
I IN Input DO/RI, DO/RI V CC = 0V or 5.25V V IN = 12V +1.0 mA
Current DE = 0V V IN = −7V −0.8 mA
V TH Differential Input Threshold −7V ≤ V CM ≤ + 12V −0.2 +0.2 V
Voltage for Receiver
∆V TH Receiver Input Hysteresis V CM =0V 70 mV
V OH Receiver Output High Voltage I OH = −400 µA 2.7 V
V OL Output Low Voltage RO I OL = 16 mA (Note 7) 0.5 V
I OZR OFF-State (High Impedance) V CC = Max ±20 µA
Output Current at Receiver 0.4V ≤ V O ≤ 2.4V
R IN Receiver Input Resistance −7V ≤ V CM ≤ +12V 12 kΩ
I CC Supply Current No Load Driver Outputs Enabled 55 mA
(Note 7) Driver Outputs Disabled 35 mA
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Electrical Characteristics (Notes 2, 3)
(Continued)
0˚C ≤ T A ≤ 70˚C, 4.75V < V CC
< 5.25V unless otherwise specified
Symbol Parameter Conditions Min Typ Max Units
I OSD Driver Short-Circuit V O = −7V (Note 7) −250 mA
Output Current V O = +12V (Note 7) +250 mA
I OSR Receiver Short-Circuit V O = 0V −15 −85 mA
Output Current
Note 1: “Absolute Maximum Ratings” are those beyond which the safety of the device cannot be guaranteed. They are not meant to imply that the device should
be operated at these limits. The tables of “Electrical Characteristics” provide conditions for actual device operation.
Note 2: All currents into device pins are positive; all currents out of device pins are negative. All voltages are referenced to device ground unless otherwise specified.
Note 3: All typicals are given for V CC = 5V and T A = 25˚C.
Note 4: Derate linearly at 5.56 mW/˚C to 650 mW at 70˚C.
Note 5: Derate linearly @ 6.11 mW/˚C to 400 mW at 70˚C.
Note 6: Differential - Input/Output bus voltage is measured at the noninverting terminal A with respect to the inverting terminal B.
DS75176B/DS75176BT
Note 7: All worst case parameters for which note 7 is applied, must be increased by 10% for DS75176BT. The other parameters remain valid for −40˚C < T A
< +85˚C.
Switching Characteristics
V CC = 5.0V, T A = 25˚C
Symbol Parameter Conditions Min Typ Max Units
t PLH Driver Input to Output R LDIFF =60Ω 12 22 ns
t PHL Driver Input to Output C L1 =C L2 = 100 pF 17 22 ns
t r Driver Rise Time R LDIFF =60Ω 18 ns
t f Driver Fall Time C L1 =C L2 = 100 pF 18 ns
(Figure 3 and Figure 5)
t ZH Driver Enable to Output High C L = 100 pF (Figure 4 and Figure 6) S1
29 100 ns
Open
t ZL Driver Enable to Output Low C L = 100 pF (Figure 4 and Figure 6) S2
31 60 ns
Open
t LZ Driver Disable Time from Low C L =15pF(Figure 4 and Figure 6) S2
13 30 ns
Open
t HZ Driver Disable Time from High C L =15pF(Figure 4 and Figure 6) S1
19 200 ns
Open
t PLH Receiver Input to Output C L =15pF(Figure 2 and Figure 7) 30 37 ns
t PHL Receiver Input to Output S1 and S2 Closed 32 37 ns
t ZL Receiver Enable to Output Low C L =15pF(Figure 2 and Figure 8) S2
15 20 ns
Open
t ZH Receiver Enable to Output High C L =15pF(Figure 2 and Figure 8) S1
11 20 ns
Open
t LZ Receiver Disable from Low C L =15pF(Figure 2 and Figure 8) S2
28 32 ns
Open
t HZ Receiver Disable from High C L =15pF(Figure 2 and Figure 8) S1
Open
13 35 ns
3
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DS75176B/DS75176BT
AC Test Circuits
FIGURE 3.
00875904
00875902
FIGURE 1.
00875905
Note: Unless otherwise specified the switches are closed.
FIGURE 4.
00875903
Note: S1 and S2 of load circuit are closed except as otherwise mentioned.
FIGURE 2.
Switching Time Waveforms
00875906
FIGURE 5. Driver Propagation Delays and Transition Times
www.national.com 4

Switching Time Waveforms (Continued)
DS75176B/DS75176BT
00875907
FIGURE 6. Driver Enable and Disable Times
Note: Differential input voltage may may be realized by grounding RI and pulsing RI between +2.5V and −2.5V
00875908
FIGURE 7. Receiver Propagation Delays
00875909
FIGURE 8. Receiver Enable and Disable Times
5
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DS75176B/DS75176BT
Function Tables
DS75176B Transmitting
Inputs Line Outputs
RE DE DI Condition DO DO
X 1 1 No Fault 0 1
X 1 0 No Fault 1 0
X 0 X X Z Z
X 1 X Fault Z Z
DS75176B Receiving
Inputs
Outputs
RE DE RI-RI RO
0 0 ≥ +0.2V 1
0 0 ≤ −0.2V 0
0 0 Inputs Open** 1
1 0 X Z
X — Don’t care condition
Z — High impedance state
Fault — Improper line conditons causing excessive power dissipation in the driver, such as shorts or bus contention
situations
**This is a fail safe condition
Typical Application
00875911
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Physical Dimensions inches (millimeters)
unless otherwise noted
DS75176B/DS75176BT
Lit. # 103669
Molded Dual-In-Line Package (N)
Order Number DS75176BN or DS75176BTN
NS Package Number N08E
7
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DS75176B/DS75176BT Multipoint RS-485/RS-422 Transceivers
Notes
LIFE SUPPORT POLICY
NATIONAL’S PRODUCTS ARE NOT AUTHORIZED FOR USE AS CRITICAL COMPONENTS IN LIFE SUPPORT
DEVICES OR SYSTEMS WITHOUT THE EXPRESS WRITTEN APPROVAL OF THE PRESIDENT AND GENERAL
COUNSEL OF NATIONAL SEMICONDUCTOR CORPORATION. As used herein:
1. Life support devices or systems are devices or
systems which, (a) are intended for surgical implant
into the body, or (b) support or sustain life, and
whose failure to perform when properly used in
accordance with instructions for use provided in the
labeling, can be reasonably expected to result in a
significant injury to the user.
2. A critical component is any component of a life
support device or system whose failure to perform
can be reasonably expected to cause the failure of
the life support device or system, or to affect its
safety or effectiveness.
BANNED SUBSTANCE COMPLIANCE
National Semiconductor certifies that the products and packing materials meet the provisions of the Customer Products
Stewardship Specification (CSP-9-111C2) and the Banned Substances and Materials of Interest Specification
(CSP-9-111S2) and contain no ‘‘Banned Substances’’ as defined in CSP-9-111S2.
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