Einführung ihn die Hobby - Elektronik

Einführung ihn die Hobby - Elektronik
Sie benötigen für diesen Einsteigerseminar etwas Vorkenntnisse Im Umgang
mit der Elektro - Technik. Dieses Elektro - Tutorial gibt Ihnen eine
praxisgerechte Anleitung zum Einstieg in die Elektronik, kann jedoch den sehr
großen Leistungsumfang der Praxis nicht vollständig darstellen.
Wir haben deshalb den Schwerpunkt auf solche Themen gelegt, die unserer
Erfahrung nach in der täglichen Praxis besonders häufig benötigt werden.

Wir wünschen Ihnen bei der Arbeit mit diesem Elektro - Tutorial viel Spaß und
Erfolg.
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Einführung ihn die Hobby - Elektronik
Zu diesem Tutorial
Sie benötigen für diesen Einsteigerseminar etwas Vorkenntnisse Im Umgang
mit der Elektro - Technik. Dieses Elektro - Tutorial gibt Ihnen eine
praxisgerechte Anleitung zum Einstieg in die Elektronik, kann jedoch den sehr
großen Leistungsumfang der Praxis nicht vollständig darstellen.
Wir haben deshalb den Schwerpunkt auf solche Themen gelegt, die unserer
Erfahrung nach in der täglichen Praxis besonders häufig benötigt werden.
Wir wünschen Ihnen bei der Arbeit mit diesem Elektro - Tutorial viel Spaß und
Erfolg.
Bei der Zusammenstellung von Texten und Abbildungen wurde mit größter
Sorgfalt vorgegangen. Trotzdem können Fehler nicht vollständig
ausgeschlossen werden. Für Verbesserungsvorschläge und Hinweise auf Fehler
sind wir Ihnen sehr dankbar. Oder schreiben Sie uns.
Sie können auf die Baubilder oder Schaltpläne drücken um eine Optimale
Darstellung zu erhalten! Wir werden auch große Projekte zum Download
anbieten. Wir Wünschen ihnen viel Freude beim Nachbauen.
Info´s: Die Bauteile können Sie bei den Firmen Bestellen:

-Reichelt - Elektronik-
Tel: 04422/955-280
http://www.Reichelt.de
Conrad - Electonik
Tel: 0180/5312111
http://www.Conrad.de
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Werkzeuge und Hilfsmittel
Das richtige Handwerkszeug für die verschiedenen Arbeiten an elektronischen
Schaltungen ist für den Hobby - Elektroniker sehr wichtig. Sparen Sie nicht am
falschen Platz und vergleichen Sie Qualität und Preis. Die Freude am billigen
Preis währt meistens nur kurze Zeit, bis das Werkzeug etwas mehr beansprucht
wird. Beim Kauf vom evtl. noch fehlender Werkzeuge achten Sie auch auf die
Unfallsicherheit, um Verletzungen durch schlechte Ausführung möglichst
auszuschließen.
Pinzetten sind in vielfältigen Ausführungen erhältlich. Als Grundausstattung
benötigen Sie eine etwas stabilere Spitzpinzette, eine gebogene Pinzette und
eine sog. Kreuzpinzette. Diese ist immer dann besonders hilfreich, wenn Sie
noch eine »dritte Hand« benötigen, z. B. wenn Sie ein Stück versilberten
Kupferdraht auf einer Lötaugenplatte mechanisch festhalten wollen. Alle
Zangen sollten möglichst isolierte Griffe haben und von der Bauform nicht zu
groß ausfallen. Es empfiehlt sich auch, die Zangen vor dem Kauf einmal in die
Hand zu nehmen, um zu sehen, ob man damit auch gut umgehen kann. Als
recht praktisch hat sich eine kleine Flachzange erwiesen. Damit können Sie
z.B. Bauteile rechtwinklig abbiegen, oder auch kleinere mechanische Arbeiten
ausführen. Auch eine Miniaturspitzzange im Sortiment hat sich bestens
bewährt. Mit ihr können Sie nicht nur ein Bauteil festhalten, sondern auch
einen Draht abzwicken bzw. abisolieren oder abwinkeln.
Besonderes Augenmerk sollten Sie einem Elektronik - Seitenschneider
schenken. Auch hier bietet die Industrie eine große Auswahl an. Achten Sie
beim Kauf auf eine spitz zulaufenden Form der Schneidbacken. Beim Einsatz
dieser sehr empfindlichen Seitenschneider sollten Sie wirklich nur dünne
Bauteildrähte abzwicken. Auch der Einsatz eines Seitenschneiders mit einer
Festhalteeinrichtung direkt an den Schneidbacken kann sich als sehr nützlich
erweisen. Ein abgezwickter Draht wird durch diese Halteeinrichtung

festgehalten. Sehr schnell sind schon so manche Kurzschlüsse durch
abgezwickte Drähte, die sich irgendwo in der Schaltung an meist schlecht
zugänglichen Stellen verborgen haben, entstanden.
Auch eine Abisolierzange sollte sich jeder Hobby - Elektroniker leisten.
Hiermit lassen sich Drahtenden hervorragend abisolieren. Schraubendreher -
im Volksmund eigentlich mehr unter dem Begriff Schraubenzieher bekannt -
sind ebenfalls ein wichtiges Werkzeug. Neben dem Ein- und Ausdrehen von
Schrauben, können damit z.B. auch Trimmwiderstände abgeglichen werden.
Wählen Sie dabei die Klinge stets in der Breite, die dem Schlitz der zu
lösenden Schraube entspricht. Sowohl der Schaft als auch der Griff sollten
möglichst aus isoliertem Kunststoff bestehen.
Bei Klemmarbeiten im Umgang mit der Netzspannung 230V ~ ist unbedingt
auf eine vollisolierte Ausführung zu achten. Wie schnell rutscht man mit dem
Schraubendreher einmal ab und gelangt dadurch ungewollter Weise direkt mit
der Netzspannung in Berührung.
Lötkolben und Lötstationen.
Das wohl wichtigste Werkzeug, um elektronische Schaltungen aufzubauen, ist
der Lötkolben. Hier gibt es eine ganze Menge von unterschiedlichen
Lötkolben. Die billigste Variante ist sicherlich der einfache Lötkolben. Dieser
ist direkt mit einem Netzstecker verbunden und wird mit 230V
Wechselspannung aus der Steckdose betrieben. Sollten Sie sich für ein solches
Modell entscheiden, so achten Sie bei der Auswahl unbedingt auf eine kleine,
leichte Ausführung.
Die elektrische Leistung für einen Lötkolben sollte zwischen 15 Watt bis
maximal 50 Watt liegen. Auch einen kleinen Lötkolbenständer oder eine
hitzebeständige Ablage und einen Schwamm sollten Sie immer griffbereit
haben. Selbstverständlich gibt es auch eine ganze Reihe von verschiedenen
Lötspitzen. Diese Lötspitzen sind an der Spitze besonders beschaffen und
dürfen nicht mit einer Feile beschädigt werden. Die Lebensdauer wurde sich
erheblich verkürzen, und die Ersatzbeschaffung ist teuer.
Um unabhängig vom Stromnetz zu sein, sind im Handel auch sog Akku- und
Gas - Lötkolben lieferbar. Leider haben diese Lötgeräte den Nachteil, daß man

sie zwischen dem Löten immer wieder abschalten muß. Bei Nichtbeachtung
überhitzt sich der Lötkolben. Die Folge ist, daß die Leiterplatte verschmort und
Bauteile beschädigt werden. Ein weiterer Nachteil ist der relativ hohe
Anschaffungspreis für eine derartige Ausrüstung. Für einen Servicetechniker
hingegen ist es sicherlich eine gute Möglichkeit, um bei einem Kunden schnell
ein paar Lötstellen zu löten.
Für alle Hobby - Vollblutelektroniker unter Ihnen ist eine komplette Lötstation
sicher die weitaus bessere Alternative. Auch hiervon gibt es eine große
Auswahl mit unterschiedlicher Ausstattung, von der automatisch geregelten
Löttemperaturregelung bis hin zur einstellbaren Löttemperatur mit zusätzlicher
digitaler Anzeige.
Der Vorteil einer solchen kompletten Lötstation liegt nicht nur im sog.
Handling, sondern vielmehr in der niederspannungsförmigen Ausführung.
Hierfür sorgt ein eigens vorhandener Netztransformator, welcher die
Netzspannung von 230V auf 24V herduntertransformiert. Dies bringt den
großen Vorteil einer sog. galvanischen Trennung mit sich. Darunter ist zu
verstehen, daß der Lötkolben an der Lötspitze völlig erdfrei ist, und somit keine
Verbindung mehr zu der Netzspannung von 230V hat. Die Preise für eine
solche einmalige Anschaffung sind nach oben hin offen und kommen allen
Wünschen und Bedürfnissen entgegen. So manche Schnäppchen kann man
aber auch auf Elektronik - Flohmärkten oder in den einschlägigen Elektronik -
Shops machen. Auch sinnvolles Zubehör ist dort erhältlich, wie z. B.
verschiedene spezielle Lötspitzeneinsätze in gerader, gebogener, besonders
breiter oder extrem spitzer Form.
Zum Verzinnen der Lötstellen ist das sog. Lötzinn erforderlich. Das Lötzinn
besteht aus einem hohen Zinnanteil von ca. 60 % und etwa 40 % Blei.
Außerdem befindet sich auch noch ein Flußmittel im Inneren des Lötzinnes.
Die Stärke des Lötzinndrahtes sollte zwischen 0,5 -1 mm liegen.
Wird die Lötzinnrolle einmal genauer unter die Lupe genommen, trägt sie
folgende Aufschrift:
L-Sn 60 Pb Cu2 (1 mm)
Die Aufschlüsselung sagt folgende Information aus:

1. L = Feinlot für Elektronik
2. Sn = Zinn
3. 60 = 60 % Zinnanteil
4. Pb = Blei (Anteil 38 %)
5. Cu2 = 2 % Kupferanteil
6. 1 mm = Lötzinndurchmesser
Die Lötzinnabsaugpumpe oder auch Entlötpumpe dient zum Auslöten von
Bauteilen und wird nur gelegentlich benötigt. Mit der einen Hand wird die
Entlötpumpe »aufgezogen«, also der Hebel nach unten gedrückt und direkt zur
Lötstelle gehalten. Während man mit der anderen Hand die heiße
Lötkolbenspitze direkt an das auszuwechselnde Bauteil führt. Nach etwa 2-3
Sekunden entfernt man die Lötspitze und drückt im gleichen Augenblick an der
Entlötpumpe den Verriegelungsknopf. Der Kolben der Entlötpumpe ist luftleer
und das Vakuum saugt das flüssige Lötzinn in das Innere der Entlötpumpe.
Nun kann das auszuwechselnde Bauteil entfernt werden.
Ein weiteres, nützliches Hilfsmittel ist der sog. Lötrauch - Absauger. Beim
Löten entstehen giftige Gase, zudem ist das Lötzinn ja bekanntlich auch noch
bleihaltig. Diese Dämpfe können die Atemwege und Augen reizen. Durch
Verwendung eines elektrischen Absauggerätes werden diese Lötdämpfe durch
einen darin befindlichen Aktivkohlefilter angesaugt. Eine sicherlich
lohnenswerte Investition.
Selbstverständlich erzielt auch ein kleiner, ausgedienter PC - Lüftermotor
brauchbare Resultate. Stellen Sie diesen Gebläsemotor so bei Ihrer Platine auf,
daß der Lötqualm vom Lüfter angesaugt wird.
IC - Werkzeuge und Fassungen
Zum Einsetzen und Entfernen von IC´s - die sogenannten kleinen, schwarzen
Tausendfüßler, besser bekannt als integrierte Schaltungen - dienen die beiden
nachfolgenden Werkzeuge. Mit ihnen werden die IC - Anschluß - Pins nicht
verbogen bzw. beschädigt, und ein umständliches Heraushebeln mit dem
Schraubendreher entfällt.
Eine große Hilfe bietet ein sog. IC - Pin - Ausrichter. Dazu wird das IC nur in
die passende Seite eingesetzt, und durch Betätigung des Mechanismus werden

die Beinchen (Pins) passend ausgerichtet. Mit diesem Werkzeug lassen sich
alle IC´s von 6 - polig bis zu 40 - polig mühelos rechtwinklig zurechtbiegen.
Wer schon einmal etwas mit eingelöteten IC´s zu tun hatte, der kennt sicherlich
das Problem des zeitraubenden Auslötens. Erfahrungsgemäß ist es am
sinnvollsten, die integrierten Schaltungen in dafür vorgesehene Fassungen -
auch Sockel genannt - zu stecken. Sollte dennoch einmal ein IC-Austausch
nötig sein, so kann dies problemlos mit dem passenden Werkzeug durchgeführt
werden. Damit wird nicht nur das IC von einer zusätzlichen Lötdauer entlastet,
sondern auch die Platine. Schon ein weiterer Entlötversuch kann die Lötaugen
auf der Platine durch die hohe Löttemperatur regelrecht »ablösen«.
IC - Fassungen sind in verschiedenen Ausführungen mit Standard - oder
Präzisionssockel erhältlich. Für den häufigeren Einsatz bei Versuchsaufbauten
empfiehlt sich der Kauf von sog. Testfassungen mit integrierter
Hebelmechanik. Bei Verwendung von IC- Fassungen beachten Sie bitte die
Aussparung, welche zur leichteren Identifizierung der richtig einzusetzenden
Seite von IC`s dient.
Praxistip
Die Industrie bietet für einige Lötstationen spezielle IC - Ein- und
Auslötspitzen an. Damit werden bei einem einzigen Lötvorgang alle IC - Pins
erhitzt. Die Fassung kann unmittelbar entnommen, bzw. wieder eingelötet
werden.
Das Einsetzen von elektronischen Bauelementen und Silberdrahtstücken wird
erheblich erleichtert, wenn Sie dazu einen passenden Platinenhalter verwenden.
Der Vorteil liegt ganz einfach darin, daß Sie beim Löten die Platine nicht mit
einer Hand festhalten müssen und dadurch beide Hände zum Löten frei haben.
Die Platine wird außerdem nicht erschüttert, wodurch keine zusätzlichen sog.
Kalte Lötstellen entstehen. Eine weitere Arbeitserleichterung ist die
Verwendung einer Biegenlehre - oder auch Abbiegevorrichtung. Damit können
Sie die Widerstände auf fünf verschiedene Rastermaße abwinkeln. Dadurch
können Sie direkt passend in die Platine gesteckt werden.
Analoge und digitale Vielfachmeßgeräte

Selbstverständlich sollte der geübte Hobbyelektroniker zumindest über ein
Vielfachmaßgerät verfügen. Sehr oft müssen vorgegebene elektrische Größen,
wie Spannung, Strom oder Widerstand, überprüft oder eingestellt werden.
Mancher selbst eingebauter Fehler läßt sich durch eine einfach Messung, z.B.
der Betriebsspannung zwischen den IC-Pins, oder durch eine einfache
Überprüfung der Drahtverbindungen mittels eines Ohmmeßgerätes feststellen.
Dazu dient ein sog. Universalmeßgerätes, oder ein Vielfachmessegerät.
Man unterteilt die Meßgeräte in analoge und digitale. Diejenigen, die mit
einem Zeiger als Anzeige und mehreren Skaleneinteilungen ausgestattet sind,
werden als analoge Geräte bezeichnet. Die Alternative ist eine elektronische
Ziffernanzeige, ein sog. Digitales Meßgerät. Sie benötigen eine eigene
Spannungsquelle für das Display. Meßgeräte dieser Art haben den Vorteil
gegenüber der Analogserie, daß es keine Ablesefehler gibt.
Der Erfolg Ihrer Arbeit beim Aufbau von elektronischen Schaltungen hängt
nicht zuletzt von den auszuführenden Lötarbeiten ab. Sollten Sie im Umgang
mit dem Lötkolben noch keine umfangreichen Erfahrungen gesammelt haben,
so beginnen Sie zuerst mit einigen Grundübungen. Bereiten Sie Ihren
Arbeitsplatz vor. Legen Sie eine nicht brennbare Unterlage auf Ihren
Arbeitsplatz. Außerdem sollte ein Seitenschneider zum Abzwicken der
Anschlußdrähte, eine Pinzette oder auch eine Kreuzpinzette zum Festhalten des
Bauteils, ebenso eine kleine Flachzange zum Abwinkeln der Anschlußdrähte,
eine Entlötpumpe zum Auslöten der Bauelemente, sowie ein nasser Schwamm
zum Abstreifen der Lötspitze und Lötzinn immer griffbereit vor ihnen liegen.
Ein kleiner Platinenhalter oder eine sog. "dritte Hand" dienen übrigens sehr zur
Arbeitserleichterung. Achten Sie auch auf eine ausreichende Beleuchtung am
Arbeitsplatz.
Löten heißt, zwei metallische Leiter miteinander unlösbar zu verbinden. Dazu
wird in der Elektronik das sog. Weichlöten angewandt. Weichlöten geschieht
bis zu einer Temperatur von 450°C. Die Löttemperatur für den Elektronik-
Bereich liegt zwischen mindestens 200°C bis ca. 370°C.
Bei Temperaturen über 450°C spricht man von Hartlöten. Elektronische
Bauelemente und Trägerplatten würden bei diesen Temperaturen jedoch sofort
verbrennen. Daher wird das Hartlöten im Elektronikbereich nicht angewandt.

In der Elektronik bestehen die Anschlußdrähte der Bauelemente meistens aus
dünnen Kupferdrähten. Diese gilt es nun unlösbar zu verbinden, so daß die
Lötstelle nur mit dem heißen Lötkolben oder mit dem Seitenschneider wieder
gelöst werden kann. Jedoch darf die Lötstelle niemals durch Erschütterung
auseinandergehen. Und genau das ist das Problem, an dem so manche
Lötstellen scheitern. Verwenden Sie zu ihren Lötarbeiten also erwähnte
Platinenhalter oder eine dritte Hand. Dadurch wird die Platine mechanisch
festgehalten, und Sie haben beide Hände frei für den Lötkolben und dem
Lötzinn.
Zuerst müssen die Anschlußdrähte des Bauteils gesäubert und verzinkt werden.
Dies ist erforderlich, weil sich auf den versilberten Kupferdraht nach einiger
Zeit ein Matter Belag bildet.
Durch Umwelteinflüsse entsteht nach einer gewissen Zeit an den
Drahtanschlüssen eine sog. Oxidschicht. Auch das Berühren mit den Fingern
trägt zusätzlich zur weiteren Verunreinigung bei, und all diese Schichten gilt es
zu beseitigen. Verwenden Sie dazu bitte keine Chemikalien und auch keine
Werkzeuge, wie Messer oder dergleichen. Auch Lötwasser oder Lötpaste
können die Trägerplatte zerstören und dürfen deshalb im Elektronikbereich
nicht verwendet werden.
Die Säuberung der Anschlußdrähte und Flächen geschieht auf eine viel
elegantere Weise: mittels dem heißen Lötkolben und dem Lötzinn. Das Lötzinn
besteht aus 60% Zinn (chem. Zeichen Sn) und etwa 40% Blei (chem. Zeichen
Pp). In der Mitte des Lötzinndrahtes befindet sich aber noch zusätzlich ein
Reinigungsmittel oder auch Flußmittel, welches auch Kolophonium bezeichnet
wird. Das Elektronik - Lötzinn sollte nicht dicker als 1mm sein.
Der Lötkolben ist bereits eingeschaltet, und Sie haben die heiße Lötspitze kurz
vor dem Lötvorgang nochmals über den nassen Schwamm gezogen (
Selbstverständlich können Sie auch einen Baumwohllappen verwenden). Ist der
Lötkolben nämlich längere Zeit in Betrieb, entstehen an der dünnen Lötspitze
meistens kleine Verunreinigungen, und mit einer verzunderten Lötspitze
können Sie keine saubere fachmännische Arbeit ausführen.
Mit der Lötkolbenspitze wird der Anschlußdraht zunächst für etwa 1 Bis 2

Sekunden erhitzt, maximal jedoch 5 Sekunden. Nun wird zur heißen Lötspitze
das Lötzinn an den zu verzinkenden Bauteilanschlußdraht geführt. Es schmilzt
zuerst das Kolophonium des Lötzinnes. Durch das Flußmittel werden
eventuelle Verunreinigungen auf der Kupferoberfläche des Anschlußdrahtes
beseitigt. Gleichzeitig wird das Zinn flüssig, und der Anschlußdraht ist jetzt
bereits verzinkt. Verwenden Sie zum Verzinsen aber auch nicht zuviel Lötzinn,
es sollen an der Lötstelle keine großen Kugeln bzw. Klumpen entstehen. Damit
ist der eigentliche Lötprozeß abgeschlossen.
Von besonderer Bedeutung ist die Länge der Lötdauer. Elektronische
Bauelemente dürfen höchstens für ca. 2 bis maximal 5 Sekunden erhitzt
werden. Bedenken Sie stets, daß die Löttemperatur an der Lötspitze bei etwa
370°C liegt. So ist es auch verständlich, daß die Bauelemente eine zu lange
Lötdauer nicht aushalten. Die Bauteile werden überhitzt, und dabei entstehen
unvorhersehbare Fehler und meist irreparable Schäden.
Tip:
Während der gesamten Dauer des Lötvorganges darf die Lötstelle nicht
erschüttert werden. Der Lötvorgang sollte in etwa 1 bis 2 Sekunden - maximal
jedoch in 5 Sekunden - komplett abgeschlossen sein. Zur Kühlung von
Halbleiterbauelementen ( Dioden, Transistoren, LED`s, IC`s etc.) verwenden
Sie eine Pinzette.
Eine Erschütterung hat sofort eine kurzzeitige Unterbrechung der
Löttemperatur zur Folge. Es entstehen an der Lötstelle kleine, meist für das
menschliche Auge unsichtbare Haarrisse. Betrachten Sie nach dem Lötvorgang
ihr Lötergebnis etwas genauer. Ist die Lötstelle nicht glänzend, sondern matt,
so wird dies als kalte Lötstelle bezeichnet. In der Praxis sind solche Fehler
meistens nur schwer zu erkennen und in der Fehlersuche sehr Zeitraubend.
Verwenden Sie zur Begutachtung ihrer Lötausführung eine Lupe.
· Stellen Sie ihre Tasse Kaffee oder ihre Brotzeit nicht direkt neben dem
Lötkolben ab. Die Beim Löten austretenden Lötdämpfe sind nicht gerade
gesundheitsfördernd.
· Halten Sie zwischen Lötkolben und Atemzone einen gewissen
Sicherheitsabstand ein.

· Verwenden Sie einen kleinen Gebläsemotor. Dieser saugt die giftigen
Lötdämpfe an und hält sie von der Atemzone fern.
· Am Ende ihrer Lötarbeit sollten Sie sorgfältig ihre Hände reinigen.
· Vergessen Sie nicht, den Raum gut durchzulüften.
· Achten Sie beim Kauf eines Lötkolbens bzw. einer Lötstation auf das VDE-,
Funkschutz- und GS- Zeichen. Dies dient ihrer eigenen Sicherheit.
Tip:
Eine fachmännische einwandfreie Lötstelle erkennen Sie sofort an der
glänzenden Oberfläche.
Die Europlatine
Die am meisten verwendete Leiterplatte ist die Europlatine. Die Europlatine ist
im Format 100x160 mm erhältlich, und ist die beste Lösung für die
Elektroniker. Die eine Seite der Trägerplatte ist im gleichen Rastermaßabstand
( Abkürzung: RM) von 2,54 mm mit kleinen, kreisrunden, voneinander
getrennten Kupferaugen beschichtet. Diese Seite wird als Lötseite bezeichnet,
die Vorderseite ist die Bestückungsseite.
Die Platine lassen sich jederzeit auf ein anderes Maß zuschneiden. Soll eine
Euroformat - Platine halbiert werden, so spannen Sie diese in den Schraubstock
ein und sägen es genau zwischen den Löchern und der Platine vorsichtig durch.
Mit einer Flachfeile können Sie den entstandenen Grat wegnehmen.
Auch mit dem Messer läßt sich eine Platinenhalbierung vornehmen. Dazu
markieren Sie die Schnittstelle mit einem wasserlöslichen Filzstift und spannen
die Platine ein. Mit dem Messer ritzen Sie nun auf jeder Seite dreimal zwischen
den Löchern vorsichtig und gefühlvoll ein. An der beidseitig entstandenen
Ritzstelle können Sie die Platine vorsichtig abkanten.
Schaum - Ätzanlage

Die wohl aufwendigste Schaltungsvariante in der Elektronik stellt die geätzte
Platine dar.
Dafür erreichen Sie bei dieser Version ein sehr professionelles Aussehen.
Wer sich für diese Form des Aufbaus elektronischer Schaltungen interessiert,
dem sei ein eigenes Kapitel auf der Elektronik - Homepage Gewidmet. Zum
Nachbauen gibt es auch eine eigene Ätzanlage und weitere Möglichkeiten zur
Ätzanlage. Auf der Elektronik - Homepage haben Sie auch die Möglichkeit die
Erklärungen der Schaltungen zum Downloaden.
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Widerstände
Bei einem Widerstand sind vor allem zwei Daten, der Widerstandsnennwert und die
Belastbarkeit wichtig.
Obwohl jeder beliebige Widerstandswert produziert werden kann, bieten die
Herstellerfirmen hauptsächlich Widerstandssortimente mit festen Wertabstufungen ohne
Zwischengröße an. Wie groß die einzelnen Wertstufen in so einer Reihe sind, hängt von der
Genauigkeit ab, mit der die Widerstandsnennwerte eingehalten werden. Tabelle enthält eine
Übersicht über die Normreihen E6, E12, und E24
An dieser Übersicht erkennt man, daß zum Beispiel die Reihe E6 für eine Dekade 6 Werte
enthält. Im Wertbereich 1 bis 10 gibt es nur die Widerstandswerte 1-1,5-2,2-3,3-4,7-6,8. Im
Bereich von 10 bis 100 gibt es nur die Werte 10-15-22-33-47-68- usw. Widerstände der E6 -
Reihe werden mit einer Toleranz von ± 20% gefertigt. Der tatsächliche Wert eines
Widerstands kann also um 20% größer oder kleiner sein als sein Widerstandsnennwert. Es
wäre also sinnlos, bei 20% Toleranz neben dem Widerstandsnennwert von 47Ω noch einen
Wert von 45Ω oder 50Ω zu produzieren. Deswegen gibt es oft Schwierigkeiten, einen
Widerstand von 480Ω Nennwert zu bekommen. Selbstverständlich werden auch
Widerstände angeboten, deren Maximale Abweichung von Widerstandsnennwert kleiner
als ±20% ist.
Es gibt z.B. die E6-Reihe mit 96 Wertabstufungen pro Dekade. Diese Feinabstufung ist
allerdings nur sinnvoll, wenn die maximale Wertabweichung nicht größer als ±1% ist.
Je genauer ein Widerstand hergestellt wird, desto teuerer ist er in dem Regal. Man muß
entscheiden, wo man Widerstände mit großer Genauigkeit benötigt und wo 10% oder 20%
Toleranz ausreichen. Es ist z.B. nicht nötig, bei einfachen Blinkschaltungen sehr genau
bemessene Widerstände zu verwenden, weil die übrigen Bauelemente wie Lämpchen,
Transistoren und Kondensatoren ebenfalls erhebliche Abweichungen von den Nennwerten
aufweisen, und weil es auf die Bildfrequenz der Lämpchen nicht so genau ankommt.
Dagegen müssen die Vorwiderstände für einen Spannungsmesser schon recht genau
bemessen sein. Weil Widerstände mehr oder weniger temperaturabhängig sind, setzt man
für diesen Verwendungszweck sogar meist spezielle Widerstände ein, deren Nennwert auch
bei Temperaturschwankungen nahezu unverändert bleiben. Ganz allgemein kann hier
gelten, daß Metallschichtwiderstände weniger temperaturabhängig sind als
Kohleschichtwiderstände. Bei Drahtwiderständen hängt die Temperaturabhängigkeit
wesentlich vom Drahtmaterial ab.

Für besondere Anwendungen zum Beispiel im Hochfrequenzbereich, können noch andere
Faktoren, wie die Induktivität oder die Kapazität eines Widerstandes, bedeutsam werden
und die Entscheidung zugunsten einer bestimmten Ausführungsform beeinflussen. Aber auf
solche spezielle Probleme soll in diesem Rahmen nicht näher eingegangen werden. Damit
ein stromdurchflossener Widerstand nicht zu warm wird, muß für ausreichende
Wärmeabfuhr sorgen.
Internationaler Farbcode zur Kennzeichnung von Widerständen
1.Ring 2.Ring 3.Ring 4.Ring
Farbe 1.Zahlenwert 2.Zahlenwert Anzahl der Nullen Toleranzangaben in %
Schwarz - 0 - -
Braun 1 1 0 ± 1%
Rot 2 2 00 ± 2%
Orange 3 3 000 -
Gelb 4 4 0000 -
Grün 5 5 00000 -
Blau 6 6 000000 -
Violett 7 7 0000000 -
grau 8 8 - -
weiß 9 9 - -
gold - - x0,1 ± 5%
silber - - x0,01 ±10%
ohne Farbring - - - ± 20%
Widerstandswert im Farbcode
Weil der Platz für Zahlenaufdrucke auf kleinen Widerständen nur gering ist, wird der

Widerstandswert in einem Farbcode angegeben: Jeder Widerstand trägt 4 oder 5 Farbringe.
Man zählt die Ringe von dem Widerstandsanschluß her, dem sie am nächsten liegen.
Metallfilmwiderstände, die in der Regel mit geringeren Toleranzen als
Kohleschichtwiderstände hergestellt werden, tragen 5 Ringe. Damit lassen sich genauere
Wertangaben machen als mit 4 Ringen.
Bei den Farbringen können Sie sich folgendermaßen orientieren: Der erste ist immer
derjenige, welcher sich am nächsten an der Anschlußkappe des Bauteil - Drahtanschlusses
befindet.
Verwenden Sie zur genauen Ohmwertermittlung am besten ein digitales Ohmmeßgerät
(Meßbereiche beachten!) Schließen Sie die beiden Meßklemmen parallel zum Widerstand
an, und Sie haben sofort eine exakte Wertangabe. Ohmische Widerstände haben keine
Polung!
Beispiel zur Ermittlung des Widerstandswertes über die vier Farbringe:
1. Ring (1. Zahl) gelb = 4
2. Ring (2. Zahl) violett = 7
3. Ring (Multiplikator) braun = 0
4. Ring = Toleranz gold = ±5%
(Ermittelt wurden = 470Ω ± 5 % )
Beispiel zur Berechnung der Toleranz:
Der Widerstand hat einen Nennwert von 470Ω, die Toleranzangabe beträgt ±5%.
Normwert = 470Ω = 100% 1% = 4,7Ω - 4,7Ω ± 5 = 23,5Ω
Der Widerstand kann bis zu 23,5Ω nach oben (+ 5 %), bzw. nach unten (- 5 %) vom Normwert abweichen.
In unserem Beispiel kann sich der tatsächliche Widerstandswert also zwischen + 5% = 493,5Ω bis zu -5% = 446,5Ω
bewegen. In diesem Bereich sollte auch ein Meßergebnis mittels einem Widerstandsmeßgerät liegen.
Widerstand Belastbarkeit
Je größer die Oberfläche eines Widerstandes ist, desto besser ist die Wärmeableitung und
desto größer darf auch die Belastung sein. Die Hersteller bieten Widerstände
unterschiedlicher Belastbarkeit, nach Stufen sortiert an; zum Beispiel 0,25 W - 0,33W - 0,5
W - 1W - 2W usw. Die angegebenen Belastungswert beziehen sich auf eine
Umgebungstemperatur von 70°C. Dabei wird eine Oberflächentemperatur von 155°C
erreicht. Solch extreme Bedingungen wird man allerdings in der Regel vermieden. Man
wird dann lieber einen Widerstand der neckst größeren Belastungsstufe verwenden, damit
die Schaltung sicherer wird. Wie stark ein Widerstand belastet wird, ist von den konkreten
Betriebsbedingungen abhängig.
Ein Beispiel: Eine Leuchtdiode soll über einen Vorwiderstand von 2.2kΩ an einer Betriebsspannung von 24V
betrieben werden. Am Vorwiderstand falle eine Spannung von 22.5V ab Für welche Belastung muß dieser
Vorwiderstand bemessen sein?

Im Widerstand wird folgende Leistung entstehen:
Ein Anwendungsbeispiel:
Man kann also einen Wiederstand aus der Belastungsstufe 0,25W verwenden!
Ein Widerstand von 1kΩ kann an Spannungen bis 10V angeschlossen werden, wenn er der Belastungsstufe 0.1W
angehört. Will man einen 1kΩ - Widerstand an 30V anschließen, so muß er der Belastungsstufe 1W angehören. Man
kann auch ablesen, daß zum Beispiel 0.5Ω . Widerstände nicht kleiner als 470Ω sein dürfen, wenn eine
Betriebsspannung von 15V gegeben ist.
Wenn man beim Experimentieren einen bestimmten Widerstand gerade nicht zur Hand hat, kann man sich durch
Zusammenschalten von Widerständen mit anderen Nennwerten behelfen. Auf diese Weise läßt sich der gewünschte
Widerstandswert und auch die erforderliche Belastbarkeit Erreichen.
Ein einfaches Beispiel: Erforderlich sei ein Widerstand mit den Daten 2.5Ω/1Ω. Vorrätig seien 10Ω Widerstände mit
einer Belastbarkeit von 0.25W.
Die Lösung: Man könnte vier 10Ω - Widerstände parallel schalten. Die Widerstandsschaltung hätte einen
Gesamtwiderstand von 2.5Ω und wäre bis zu 1W belastbar.
Einstellbare Widerstände
Zum Einstellen beliebiger Widerstandswerte gibt es veränderbare Widerstände, die
sogenannten Potentiometer. Für das gelegentliche oder einmalige Einstellen (zum
Abgleichen einer Schaltung) sind die Trimmer - Potentiometer gedacht, die mit einem
Schraubenzieher eingestellt werden. Es gibt Ausführungsformen für liegenden und stehende
Montage. Die Anschlüsse passen in das Rastermaß gedruckter Schaltungen.
"Wendelpotentiometer" kann man besonders gut "Feineinstellung", weil der gesamte
Einstellbereich erst mit mehreren Umdrehungen einer Einstellschraube überstrichen wird.
Potentiometer, die für die häufige Verstellung von Hand konstruiert sind, besitzen Achsen
zum Befestigen von Drehknöpfen. Sie sind für die Frontplattenmontage vorgesehen. Zur
synchronen Verstellung von zwei Widerstandswerten gibt es Doppelpotentiometer auf einer
gemeinsamen Achse. Sie werden z.B. zur Lautstärkeeinstellung im Stereogeräten benötigt.
Eine beliebte Alternative zu den Drehpotentiometern sind Schiebewiderstände. Man findet
sie z.B. an Mischpulten, weil sich mit ihnen mehrere Einstellungen nebeneinander und
gleichzeitig leichter vornehmen lassen sich linear verstellen: mit einer Vierteldrehung wird
auch ¼ des Widerstandsgesamtwertes abgeändert.

Potentiometer, die in elektroakustischen Schaltungen zur Einstellung der Lautstärke
verwendet werden, haben eine logarithmische Einstellcharakteristik. Damit wird erreicht,
daß Drehknopfstellung und Lautstärkeempfindung des menschlichen Gehörs etwa
proportional zueinander sind. Auf der Widerstandsbahn des Potentiometers muß jeweils der
zehnfache Widerstand eingestellt werden, wenn die Lautstärke für das Ohr verdoppelt
werden soll. Hier ist die Widerstandsbahn so beschaffen, daß ihr Widerstand bei Drehung
des Schleifers auf einen Endwert hin sehr stark zunimmt. Natürlich muß auch bei
einstellbaren Widerständen die Belastbarkeit berücksichtigt werden. Wenn Potentiometer
überlastet und damit zerstört werden, liegt es meistens daran, daß über einen kleinen Teil
der Widerstandsbahn ein zu großer Strom geflossen ist. Zur Begrenzung des Höchststromes
und als Schutz vor Kurzschluß bei seitlicher Schleiferstellung kann man strombegrenzende
Widerstände zuschalten. Das führt allerdings zu einer Einschränkung des Einstellbereiches.
Berechnen der Widerstände
Wichtig für uns ist die Belastbarkeit von Widerständen. Wir können mit der Formel
P = U * I
Die einzelnen Belastungsfälle berechnen. Durch einen Widerstand von R = 100Ω fließt ein Strom von 0.1A. Wie groß
ist die umgesetzte Leistung in dem Widerstand?
U = I * R P = U * I P = I² * R
U = 0.1A * 100Ω P = 10V * 0.1A P = (0.1A)² * 100Ω
U = 10V P = 1W P = 1W
Der Widerstand setzt eine Leistung von (P = 1W) um. Das P steht für Power, also für Leistung. Kaufen wir nun einen
Widerstand mit dem Aufdruck 100Ω / 1W und setzen diesen in einer Schaltung ein, wird dieser sehr heiß. In der
Praxis müssen wir einen Widerstand mit 100Ω / 2W einsetzen. Ansonsten ergeben sich Oberflächentemperaturen von
etwa 125°C.
Die genormten Werte sind 50mW, 0.1W, 0.25W, 0.33W, 0.5W, 1W, 2W, 5W und 10W. In den meisten
elektronischen Schaltungen finden wir 0.25W oder ¼W, 0.5W oder ½W.
Die Reihenschaltung von Widerstände. Der Gesamtwiderstand errechnet sich aus
Rges = x R1 + R2 +......Rn
Die Parallelschaltung von Widerstände. Der Gesamtwiderstand errechnet sich aus
Wir addieren die einzelnen Widerstände und erhalten den Gesamtwiderstand.
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Kondensatoren
Kondensatoren sind vom Prinzip her ganz einfache Bauelemente: zwei leitende
Flächen, dazwischen eine Isolierschicht. Allerdings haben das Material und die Art, wie
ein Kondensator damit aufgebaut ist, großen Einfluß auf seine Eigenschaften.
Je nach Verwendungszweck sind die Begriffe:
Nennkapazität, Toleranz der Nennwerte, Überspannungsfestigkeit,
Isolationswiderstand, Reststrom Verlustfaktor, Temperaturabhängigkeit,
Eigeninduktivität, Selbstheilung, Eigenerwärmung, Wechselstrombelastbarkeit,
Zuverlässigkeit, Beanspruchungsdauer, Alterungsverhalten wichtig.
Für den " Hausgebrauch" genügt es jedoch, wenn man die Nennkapazität, die
Höchstspannung, die Betriebspannungsart ( Gleich- oder Wechselspannung) und die
Bauart eines Kondensators kennt.
Kondensatorwerte
Die Kapazitätswerte von Kondensatoren sind in gleicher Weise nach Normzahlenreihen
gestaffelt wie die Widerstandsnennwerte.
Entsprechend liegen die Toleranzbereiche.
Bei dieser Wertstaffelung ist eine Abweichung vom Nennwert bis zu ± 20% möglich.
Die Grundeinheit für die Kapazität ist das Farad ( Abkürzung: F ).
Da in der Praxis fast nur Kondensatoren mit kleineren Kapazitäten als 1 Farad
verwendet werden, gibt man die Kapazität in Picofarad an. Bild: Beispiele für
Umrechnungshilfen
Picofarad ( 1pF = 10-12 F) 0,000 000 000 001F 10-12 F
Nanofarad ( 1nF = 10-9 F) 0,000 000 001F 10-9 F
Mikrofarad ( 1µF = 10-6 F) 0,000 001F 10-6 F
Millifarad ( 1mF = 10-3 F) 0,001 F 10-3 F
Umrechnungshilfen für Kapazitätswerte:

1000 µF 1 mF
1000 pF 1 nF
100 pF 0,1 nF
10 pF 0,01 nF
1 pF 0,001 nF
Bei der Neubeschaffung von Kondensatoren sind die folgenden technischen Werte
unbedingt anzugeben:
Kapazität - Angabe des Wertes in µF, nF bzw. pF.
Nennspannung - Angabe des Wertes in µF, nF bzw. pF.
Bauform - Keramik-, Kunstfolien-, MP-, Elektrolytkondensatoren etc.
Rastermaß - RM, axial = liegend, Radial = stehend.
Die Toleranzen liegen bei Elektrokondensatoren zwischen ±10% bis ±20% und sind bei
der neueren Typengeneration spannungsabhängig. Die Kapazitätswerte sind - ähnlich
wie die Widerstände - in Normreihen eingeteilt. Meistens gilt die E6-Reihe.
Neben der Kapazität ist die Kenntnis der höchstzulässigen Spannung bei einem
Kondensator von Wichtigkeit. Beachtet man diesen Nennwert nicht, so kann die
Isolierschicht des Kondensator, das sogenannte Dielektrikum, durchgeschlagen werden.
Fast alle Kondensatoren Nur die "selbstheilenden" Kondensatoren halten dies aus. Wie
groß ein Kondensator bestimmter Bauart in seinen äußeren Abmessungen ist, hängt von
der Nennkapazität und der Nennspannung ab. Je größer beide Werte sind, desto größer
ist das Volumen des Kondensators.
Der Kondensator mit der größten Kapazität ist auch äußerlich der größte. Sie besitzen
die gleiche Nennkapazität, unterscheiden sich aber in der zulässigen Spannung. Der
Kondensator für die höchste Nennspannung besitzt die größten äußeren Abmessungen.
Der Grund hierfür: Das Dielektrikum muß für höhere Spannungen stärker sein, damit es
nicht durchgeschlagen wird.
Der Anwendungsbereich
Weil man keine Kondensatoren herzustellen vermag, die alle denkbaren Vorzüge in
dich vereinigen, versucht man, Bauarten zu fertigen die wenigstens für einen

estimmten Verwendungszweck günstige Eigenschaften aufweisen. Deshalb sind alle in
der Praxis verfügbaren Kondensatoren Kompromißlösungen.
Die Vielfalt der Bauarten und Ausführungsformen ist groß. Nach der Art ihres
Aufbaues ist folgende Großeinteilung möglich:
Folienkondensatoren - Elektrolytkondensatoren - Keramikkondensatoren.
Ein paar Hinweise auf besondere Merkmale und Unterschiede: Folienkondensatoren
eignen sich für den Betrieb an Gleich - und Wechselspannungen. Zu beachten ist, daß
der Nennwert (Effektivwert) der Wechselspannung entsprechend niedriger liegen muß
als der Nennwert der Gleichspannung. Das Temperaturverhalten von
Folienkondensatoren ist größtenteils recht gut, ihr Isolationswiderstand hoch. Im
einzelnen kommt es darauf an, welches Folienmaterial Verwendung findet. Es gibt
Folienkondensatoren, die sich nicht für Hf - Anwendungen eignen, zum Beispiel Metall -
Papier - Kondensatoren und andere, die sich dafür gut verwenden lassen, zum Beispiel
Styroflex - Kondensatoren. Genaue ausführliche Angaben über die elektrischen
Eigenschaften von Kondensatoren findet man - wenn erforderlich - in speziellen
Datenblättern, die bei den Herstellern angefordert werden können.
Folienkondensatoren werden nur für "kleine" Kapazitäten (bis ca. 100µF) gebaut, weil
sie sonst in den äußeren Abmessungen zu groß ausfallen würden.
Elektrolytkondensatoren zeichnen sich vor allem durch ein gutes Kapazität - Volumen -
Verhältnis aus. Sie dürfen aber nur an Gleichspannung betrieben werden, die bis zu
einem gewissen Grad von Wechselspannung überlagert sein darf.
Elektrolytkondensatoren sind gepolt: bei falscher Polung wird ihr Isolierschicht zersetzt,
was zu Kurzschluß und sogar zur Explosion der Kondensatoren führen kann. Der
Isolationswiderstand von Elektrolytkondensatoren ist verhältnismäßig gering. Es
können Restströme bis zu einigen Milliampere fließen (je nach Kapazität, Spannung
und Güteklasse). Elektrolytkondensatoren verändern ihre Wert mit der Zeit und mit den
Betriebsbedingungen. Es hat bei diesen Bauelementen etwas für sich auf "frische Ware"
zu achten! Im Vergleich zu den am häufigsten verwendeten Aluminium -
Elektrolytkondensatoren haben die etwas teureren Tantal - Elektrolytkondensatoren
besser elektrische Eigenschaften und kleineren Raumbedarf.
Ihr Reststrom liegt um etwa eine Zehnerpotenz niedriger als bei entsprechenden
Aluminium - Kondensatoren. Die dritte Gruppe der Kondensatoren, die Keramik -
Kondensatoren, werden vor allem in der Hochfrequenztechnik verwendet. Sie zeichnen
sich durch gute Wertkonstanz, hohen Isolationswiderstand und geringe Verlust aus.
Man baut sie vorwiegend für Kapazitäten im Picofarad - und Nanofaradbereich. Vor
allem zur Frequenzalbestimmung in Oszillator - und Empfängerschaltungen setzt man

veränderbare Kondensatoren ein. Ihr Kapazität ist in der Regel im Picofaradbereich
verstellbar. Drehkondensatoren, die sie sich in Rundfunkempfängern zur Abstimmung
der Empfangsfrequenz üblich sind, und sogenannte Trimmer - Kondensatoren, die für
Abgleichmaßnahmen dienen. Beim Verstellen der Trimmer, die nur Kapazitäten von
einigen Picofarad besitzen, kann bei Verwendung von metallischen Schraubendrehern
eine zusätzliche Kapazitätsbeeinflussung auftreten. Besser geeignet sind hier nicht
leitende Kunststoff - Werkzeuge. Es gibt auf die Frage, welcher Kondensatortyp der
beste sei, leider keine generelle kurze Antwort.
Denn die Entscheidung für einen bestimmten Kondensatortyp muß jeweils
Berücksichtigung der konkreten Einsatzbedingungen getroffen werden. Einige Beispiele
sollen die Problematik andeuten:
Bild 1: Zur Glättung pulsierenden Gleichstroms in einem Netzgerät eignet sich am
besten ein Elektrolytkondensator. Er besitzt ein gutes Kapazität - Volumen - Verhältnis.
Er wird in diesem Anwendungsfall, wie erforderlich, nur an Gleichspannungen
betrieben. Auf eine große Genauigkeit bezüglich der Kapazität und andere Werte
kommt es bei diesem Einsatz nicht an.
Bild 2: In einer Zeitgeberschaltung wird neben einer großen Kondensatorkapazität auch
eine hohe Qualität der elektrischen Wert verlangt. Hier ist die Verwendung eines Tantal
- Elektrolytkondensators richtig.
Bild 3: In NF - Verstärkerschaltungen werden Folienkondensatoren verwendet, wenn es
um die polungsunkabhängige Ankopplung einer Verstärkerstufe an andere Stufen geht.
Die einzelnen Stufen bleiben für Gleichstrom voneinander getrennt und sind durch die
Kondensatoren für Wechselstrom verbunden.
Bild 4: In HF - Schaltungen werden meist Keramikkondensatoren verwendet.
Die Kennzeichnung von Kondensatoren ist je nach Bauart und Hersteller verschieden.
Die meisten Kondensatoren tragen eine Beschriftung mit den wichtigsten Daten wie
Nennkapazität, Auslieferungstoleranz, Nennspannungen und Herstellerzeichen.
Außerdem enthält die Aufschrift häufig noch Angaben bezüglich des Bautyps, des
Temperaturbereichs und der zugrunde liegenden DIN - Norm. Bei Folienkondensatoren
wird meist der Anschluß für den Außenbelag durch einen Ring oder Strich
gekennzeichnet. Dies kann bei Anwendungen im HF - Bereich von Bedeutung sein.
Elektrolytkondensatoren tragen deutliche Kennzeichen für den Pluspol. In der Regel
wird bei dieser Kondensatorart auch das Fertigungsdatum, die Art der Anode, die
Anwendungsklasse nach DIN und neben der Nennspannung eine kurzzeitig zulässige
Spitzenspannung angegeben. Kleine Keramik und Metallfilmkondensatoren sowie

manche Tantal - Elektrolytkondensatoren werden gelegentlich mit Hilfe eines
Farbcodes gekennzeichnet, ähnlich wie bei Widerständen.
Keramik - Kondensator
Farbe 1.Ziffer 2.Ziffer Multiplikator Toleranz Nennspannung
schwarz 0 0 x 1 pF ± 20 %
braun 1 11 x 10 pF ± 1 % 100 V
rot 2 2 x 100 pF ± 2 % 200 V
orange 3 3 x 1000 pF 300 V
gelb 4 4 x 10 000 pF 400 V
grün 5 5 x 100 000 pF ± 5 % 500 V
blau 6 6 x 1000 000 pF 600 V
violett 7 7 700 V
grau 8 8 x 0,01 pF 800 V
weiß 9 9 x 0,1 pF ± 10% 900 V
Beispiel zur Berechnung von Keramik - Kondensatoren

aun grün schwarz weiß gelb
15 pF ± 10% = 400V
Tantal - Elektrolykondensator
Farbe 1.Ziffer 2.Ziffer Multiplikator Nenngleichspannung
schwarz 0 0 x 1 µF 10 V
braun 1 1 x 10 µF 6,3 V
rot 2 2
orange 3 3
gelb 4 4
grün 5 5 16 V
blau 6 6 20 V
violett 7 7
grau 8 8 x 0,01 µF 25 V
weiß 9 9 x 0,1 µF 3 V
rosa 35 V
Beispiel zur Berechnung von Tantal - Elektrolytkondensator
rot rot braun schwarz
22 µF = 10V
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Die Halbleiterdioden
Unter den Sammelbegriff Halbleiterdioden fallen sehr viele einzelne Diodenarten und - Typen:
· Z - Dioden
· Fotodioden
· Kapazitätsdioden
· Siliziumdioden
· Leistungsdioden , usw.
Lassen Sie sich durch diese vielen Begriffe nicht verwirren. Mit wenigen grundlegende Kenntnissen über
das Verhalten von Gleichrichterdioden kann man in der Amateurelektronik schon viel anfangen.
Gleichrichterdioden arbeiten als "elektrische Ventile": sie lassen Strom in einer Richtung durch und sperren
in der anderen Richtung. Wenn Dioden "ideale Gleichrichter" wären, müßten sie beliebig große
Stromstärken durch lassen und beliebig hohe Spannungen sperren können. Aber es sind reale Bauelemente,
für die bestimmte Grenzwert gelten, die eingehalten werden müssen, sollen die Dioden nicht Schaden
erleiden.
· Die maximale Sperrspannung,
· Der maximale Durchlaßstrom,
· Die maximale Verlustleistung
Diodengrenzwerte
Die maximale Sperrspannung darf nicht überschritten werden, weil die Diode sonst auch in Sperrichtung
nicht durchlässig würde. Die maximale Sperrspannung liegt bei den verschiedenen Diodentypen
unterschiedlich hoch, die Werte reichen von etwa 20V zu einigen 100V. Beim Basteln kann es vorkommen,
daß man zwar niedrig sperrende Dioden zur Hand hat, aber gerade eine Diode mit hohem
Sperrspannungsgrenzwert benötigt. Man kann dann mehrere gleichartige Dioden in Reihe schalten. Eine
Reihenschaltung von 6 Dioden mit der Sperrspannung von je 50V würde eine Gleichrichterschaltung
ergeben, die 6*50V=300V sperren kann.
Auch der Durchlaßstrom darf bei Dioden nicht beliebig groß werden. Jede Diode hat nämlich auch
Durchlaßrichtung einen gewissen Widerstand. Sie würde sich bei einer großen Stromstärke zu stark
erwärmen. Die Leistung, die in der Dioden als Wärmeleistung auftritt und abgeführt werden muß, wird als
Verlustleistung bezeichnet.
Beispiele für Bauformen von Halbleiter - Gleichrichtern:
· Diode im Glasgehäuse,
· Dioden im Plastikgehäuse,
· Dioden im Metallgehäuse zum Befestigen an Kühlblechen,
· Kompakter Brückengleichrichter, der vier Einzeldioden enthält,
Dioden für größere Ströme werden häufig im Metallgehäuse eingebaut, wo die entsprechende größere
Wärmeleistung über Kühlflächen gut abgeleitet werden kann. Hat man einmal eine größere Stromstärke

gleichzurichten und keine entsprechend leistungsstarke Dioden zur Verfügung, so kann man improvisieren,
indem man mehrere gleichartige schwächere Dioden parallelgeschaltet. Beispielsweise müssen für eine
Stromstärke von 0.5A fünf 100mA Universaldioden parallelgeschaltet werden.
Kennwerte und Kennlinien
Vom Einsatz hängt es ab, ob bei einer Diode neben den Grenzwerten noch verschiedene andere Kennwerte
berücksichtigt werden müssen. Einer dieser Kennwerte ist der Dioden - Sperrstrom. Denn genau genommen
sperren Halbleiterdioden auch in Sperrichtung nicht vollkommen. In Abhängigkeit von der anliegenden
Spannung können Ströme von einigen Nanoampere bis Mikroampere "durchsickern". Das gibt vor allem bei
hochohmigen Lasten Probleme, wo der durch den Sperrstrom verursachte Spannungsabfall erheblich sein
kann.
· Der Diodenstrom erzeugt am hochohmigen Lastwiderstand einen Spannungsabfall,
· Die Schleusenspannungsschwelle verhindert die Gleichrichtung kleiner Spannungen.
Es ist eine Eigenart aller Halbleiterdioden, auch in Durchlaßrichtung erst dann einen nennenswerten Strom
fließen zu lassen, wenn eine bestimmte Spannung, die sogenannte Schleusenspannung, überschritten wird.
Kleine Signalspannungen werden deshalb entweder gar nicht oder nur teilweise durchgelassen.
Generell liegt diese Schleusenspannung bei Germaniumdioden etwas niedriger (ca. 0,4V) als bei
Siliziumdioden (ca. 0.6V).
Bei Siliziumdioden ist außerdem der Übergang vom hochohmigen zum niederohmigen Durchlaßwiderstand
an der Schleusenspannungsschwelle ausgeprägter.
Wenn Dioden zur Gleichrichtung von Hochfrequenz verwendet werden sollen, spielt eventuell ein weiterer
Kennwert, die Dioden Kapazität, eine Rolle. Sie liegt bei wenigen Picofarad. Bei Hochfrequenz kann also
eine Diode in gewissen Maß als Kondensator wirken, über den Wechselströme fließen. Was jedoch in
einem Anwendungsfall stört, kann in einem anderen Fall ausgenutzt werden. Es gibt Dioden - sogenannte
Kapazitätsdioden - die in der Hochfrequenztechnik als einstellbare Kondensatoren verwendet werden. Ihre
Kapazität läßt sich durch einen Bereich von einigen Picofarad verändern. Sie werden zur
Frequenzabstimmung in Rundfunk - und Fernsehempfängern eingesetzt.
Die Kennzeichnung von Dioden erfolgt am häufigsten durch Buchstaben und Ziffern. Nach deutschen
Normen gibt der erste Buchstabe die Materialart an der zweite Buchstabe weist auf die besondere Funktion
der Diode hin.
Ein möglicher dritter Buchstaben sowie nachfolgende Ziffern kennzeichnen den speziellen Typ. Damit man
weiß, in welcher Richtung eine Diode durchlässig ist, wird die Kathode besonders gekennzeichnet, meist
durch einen Ring auf den Gehäuse, manchmal durch andere Zeichnen oder durch die Gehäuseform selbst.
Auf manchen Industrietypen findet man die Kennzeichnung der Dioden auch ein Form eines Farbcodes
aufgetragen. Viele Diodentypen der verschiedenen Herstellerfirmen unterscheiden sich oft weniger in ihren
Eigenschaften als in ihrer Bezeichnung. Für die meisten Anwendungsfälle eignen sich in der Regel eine
ganze Reihe der unterschiedlich bezeichneten Typen, ohne daß nennenswerte funktionelle Unterschiede zu
bemerken wären.
Es gibt Vergleichslisten, aus denen man entnehmen kann, welche Halbleitertypen einander gleichen und
gegenseitig austauschbar sind. Eine recht hilfreiche Idee hatte die Elektronikzeitschrift " Elektor". Sie faßte
äquivalente Halbleiter, die bestimmten Anforderungen entsprechenden, unter Sammelbegriffen zusammen.
Für universelle Siliziumdioden verwendet die Zeitschrift in den von ihr veröffentlichten Schaltungen z.B.

die Bezeichnung DUS, für universelle Germaniumdioden die Bezeichnung DUG.
Kennbuchstaben zur Bezeichnung von Halbleiterdioden
1. Buchstabe 2. Buchstabe
[A] - Germaniumdiode [A] - Gleichrichterdiode
[B] - Siliziumdiode [B] - Kapazitätsdiode
[E] - Tunneldiode
[P] - Photodiode
[Y] - Leistungsdiode
[Z] - Stabilisierungsdiode
Eine Zusammenstellung vergleichbarer Universaldioden
Typ Material Ur max V IF max A IR µA Pv max W CD pF
DUS Si 25 0,1 1 0,25 5
DUG Ge 20 0,035 100 0,25 10
DUS BA 125 BA 218 BA 222 BA 318 BAY 61
DUS BA 217 BA 221 1 N 914 1 N 4148 BAX 13 u.a.
DUG OA 85 OA 95 AA 116 OA 95 OA 91 u.a.
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Transistortypen
Seid der Erfindung des Transistors im Jahre 1948 wurden viele tausend verschiedene
Transistortypen auf den Markt gebracht. Muß es überhaupt so viele verschiedene
Transistortypen geben? Die Sache ist vergleichbar mit dem Angebot an
Automobilen.
Alle dienen der Fortbewegung. Man käme prinzipiell mit wenigen Typen aus. Aber
bei dem einen Wagen ist vielleicht der Motor etwas kräftiger, bei dem anderen ist
der Außenspiegel schnittiger geformt. Und dann ist da noch die Konkurrenz.
Auch bei Transistoren käme man mit einer kleineren Anzahl von Typen aus. Denn
viele ähneln sich in ihren elektrischen Eigenschaften so stark, daß ihre
Typenbezeichnung noch der größte Unterschied ist. Wie kann man sich bei dieser
Typenvielfalt zurechtfinden? Einen gewissen Überblick über das große
Transistorenangebot erhält man schon durch die folgende grundlegende
Kategorisierung der Transistortypen. Nach der Art des Halbleitermaterials
unterschiedet man Germanium und Siliziumtransistoren, nach der Art der
Schichtung - PNP und NPN - Transistoren.
Nach der Leistungsstärke unterscheidet man kleinere, mittlere und größere
Transistoren. Und nach dem vorgesehenen Einsatz in einem bestimmten
Frequenzbereich unterteilt man in NF - und HF - Transistoren. Bild zeigt eine
Auswahl von Transistoren, die nach der Leistung gruppiert sind. Die
Leistungsstärksten Transistoren, die nach der Leistung gruppiert sind. Die
Leistungsstärksten Transistoren haben die größten Gehäuse, damit die in ihnen
entstehende Wärme gut abgeführt werden kann. Sie sind so gestaltet, daß sie sich
leicht auf Kühlflächen oder Kühlkörpern anbringen lassen.
Transistorkennzeichnungen
Nach deutschen Normen werden Transistoren wie andere Halbleiter mit Buchstaben
und Ziffern bezeichnet Aus den Buchstaben läßt sich zumindest groß ablesen, zu
welcher Kategorie ein Transistor gehört, Bild.

1.Buchstabe 2.Buchstabe
A - Germaniumtransistor C – Tonfrequenztransistor
D – Tonfrequenz – Leistungstransistor
B – Siliziumtransistor F – Hochfrequenztransistor
L – Hochfrequenz – Leistungstransistor
P - Phototransistor
S – Schalttransistor
U – Schaltransistor – Leistungstransistor
Bild: Übliche Kennbuchstaben zur Bezeichnung von Transistoren.
Der erste Buchstabe kennzeichnet das Halbleitermaterial, der zweite Buchstabe die
Funktionsgruppe. Ein dritter Buchstabe taucht bei Transistoren auf, die für
kommerzielle Anwendungen gedacht sind. Der dritte Buchstabe enthält, ebenso wie
die nachfolgenden Ziffern, keine genormte Aussage, sondern dient der laufenden
Typenkennzeichnung eines Herstellers.
In anderen Ländern sind andere Bezeichnungen üblich. So beginnt die Bezeichnung
amerikanischer Transistoren größtenteils mit 2N... Bei japanischen Transistoren
beginnt die Typenbezeichnung mit SA...,SB...,SC... usw. Wie bei allen anderen
Bauelementen sind auch bei Transistoren eine Anzahl von Grenzdaten, damit keine
Schäden oder Funktionsfehler auftreten. Grenzen gesetzt sind bei Spannungen, die
zwischen den Transistorenschlüssen angelegt werden dürfen, und bei den Strömen,
die einen Transistor durchfließen. So liegt die Grenzspannung [UCEO] zwischen
Kollektor - und dem Emitteranschluß bei offener, also nicht angeschlossener Basis,
für die meisten Transistoren zwischen etwa 20V und 100V. Wird dieser
Höchstspannungswert überschritten, so werden die zunächst sperrenden
Halbleiterschichten zwischen Kollektor und Emitter zerstört. Ähnliches gilt für die
Emitter - Basis Strecke eines Transistors, die man sich vereinfacht als Diodenstrecke
vorstellen kann. Diese Strecke wird bei den meisten Transistoren in Sperrichtung
durchbrochen, wenn nur eine Spannung von wenig mehr als 5V angelegt wird.
Beschränkungen bezüglich der Stromstärke bestehen, weil die Halbleiterschichten in
den Transistoren nur begrenzte Stromdichten vertragen können. Bei kleineren
Transistoren sind meist Kollektorströme von 50 mA zulässig. Es werden aber auch
Leistungstransistoren für Ströme bis über 50 A gebaut.
Zum Beispiel ist der Leistungstransistor 2 N 3055, der von vielen Herstellern
angeboten wird, für einen Kollektorstrom bis 15 A geeignet.

Wie bei allen anderen Bauelementen auch, wird Wärme erzeugt, wenn Ströme durch
einen Transistor fließen. Wie groß dabei die Wärmeleistung in einem Transistor
werden darf, hängt von der zulässigen Höchsttemperatur der Halbleiterschichten und
von der Wärmeabfuhr ab. Die Halbleiterschichten von Siliziumtransistoren dürfen
im allgemeinen fast doppelt so hoch erhitzt werden (bis 175°) wie die Schichten von
Germaniumtransistoren (bis 90°C). Transistoren, die für große Verlustleistungen
vorgesehen sind, haben entsprechend konstruierte Gehäuse, die eine gute
Wärmeableitung zu Kühlkörpern und in die Umgebungsluft gewährleisten. Der
sogenannte Wärmewiderstand (RTH) sollte bei Leistungstransistoren gering sein,
damit das Temperaturgefälle zwischen den Halbleiterschichten und der Umgebung
nicht zu groß ist.
Transistorkennwerte und -kennlinien
Neben den Grenzwerten interessieren den Anwender verschiedene
Betriebskennwerte von Transistoren. Ein sehr wichtiger Betriebskennwert ist die
sogenannte Stromverstärkung, die durch das Verhältnis des Kollektorstroms zum
Basisstrom ausgedrückt wird. Wenn beispielsweise bei einem bestimmten
Transistortyp durch einen Basisstrom von 1mA ein Kollektorstrom von 100mA
verursacht wird, ist die Stromverstärkung
Genau genommen werden zwei verschiedene Stromverstärkungsfaktoren verwendet,
die Gleichstromverstärkung B und die Wechselstromverstärkung ß. Beide
Wertangaben liegen bei den meisten Transistortypen in der gleichen Größenordnung.
Die Stromverstärkung ist bei einem Transistor je nach den Betriebsbedingungen
verschieden groß. Deswegen wird in den Datenblättern meist nicht ein einziger
Wert, sondern ein Wertbereich für das Kollektorstrom-Basisstrom-Verhältnis
angegeben. Zusätzlich werden manche Transistortypen noch nach der

Stromverstärkung in Gruppen eingeteilt. So gibt es bei dem Universaltransistortyp
BC547 die Gruppeneinteilung A, B und C. Ein Transistor vom Typ BC 547 C hat
eine größere Stromverstärkung als der Typ BC547A. Als weitere Kenndaten stehen
in den Datenblättern auf der Homepage der Kollektor - Emitter - Reststrom und die
Kollektor-Emitter - Sättigungsspannung. Diese Daten sind vor allem von Interesse,
wenn ein Transistor als Schalter verwendet werden soll. Die Kollektor - Emitter -
Sättigungsspannung gibt an, welcher Spannungsabfall im voll durchgesteuerten
Transistor auftritt. Die Kenndaten lassen deutlich werden, daß es keinen Transistor
gibt, der als vollkommener Schalter gelten kann, als Schalter, der total gesperrt oder
geöffnet sein kann.
Das liegt an der Beschaffenheit der Transistoren. Die Verstärkungswirkung von
Transistoren nimmt mit zunehmender Frequenz ab. Um die Frequenzabhängigkeit
der Stromverstärkung abschätzen zu können, wird für jeden Transistortyp als
Kennwert die sogenannt Transitfrquenz (fT) angegeben. Diese Transitfrequenz
überträgt der Transistor nur noch mit der "Verstärkung". Der Wert für den
Verstärkungsfaktor in den Datenblättern gilt also nur für wesentlich niedrigere
Frequenzen.
Eine besonders gute Übersicht über die Zusammenhänge zwischen einzelnen
Kenngrößen erhält man durch Diagramme, wie sie in ausführlichen Datenbüchern
der Herstellerfirmen abgedruckt sind.
Die Verschiedene Grenz- und Kenndaten eines Transistors bilden die
Entscheidungsgrundlage, wenn man darangeht, einen geeigneten Transistortyp für
eine bestimmte Anwendung auszusuchen. Je geringer die Anforderungen sind, die
man an einen Transistor stellen will. desto großer ist die Anzahl der Typen, die für
den betreffenden Anwendungszweck in Frage kommen.
Wenn ein Transistor benötigt wird, der in einer simplen Blinkschaltung Ströme bis
100mA schalten soll, so sind hundert verschiedener Transistortypen geeignet. Soll
die Stromverstärkung mindestens 100 betragen, dann ist die Typengruppe schon
kleiner, die zur Auswahl stehen.
NPN - Transistor
Es werden die entsprechenden Messungen wie beim PNP - Transistor jedoch mit
einem positiven Potential von der Basis zum Emitter durchgesteuert wird, muß der
Kollektor derjenige Transistoranschluß sein, der bei der Messung des kleinsten

Widerstandes mit dem Pluspol des Ohmmeters verbunden war. d.h. das die NPN -
Transistoren mit einer Spannung von 0,6V an der Basis durch gesteuert werden,
beim PNP ist dies genau so, nur es wird mit einer -0,6V Spannung der Transistor
durchgesteuert.
PNP - Transistor
Der PNP - Transistor wird mit einem negativen Potential von Basis zum Emitter
aufgesteuert. Dieses negative Potential wird der Basis über die hochohmige
Fingerbrücke zugeführt. Wegen der Stromverstärkung des Transistors reicht dieser
kleine Basis zur Aufsteuerung des Transistors aus. Dadurch wird der Widerstand
zwischen Kollektor und Emitter kleiner.
Transistor - Ersatzschaltbild mit Dioden BC107 A, B, oder C
Strom- und Potentialverhältnisse bei Transistoren : NPN - und PNP - Transistoren im Vergleich

Transistor - Testschaltung für NPN - und PNP - Transistoren
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Transistoren - Schalten
Schalten einer Leuchtdiode mit Transistor
Leuchtdioden ( "Lumineszenz - Dioden" oder kurz "LEDs") werden in
Durchlaßrichtung betrieben. Dabei steigt die Helligkeit der LEDs mit dem
Betriebsstrom an. Allerdings gibt es einen maximal zulässigen Strom ( IFmax ),
der nicht wesentlich überschritten werden darf, da die LEDs sonst zerstört
werden. Ist eine Leuchtdiode einmal durchgeschaltet, so bleibt die an der LED
abfallende Spannung UF fast konstant. Je nach technologischer Ausführung der
LEDs können IFmax und UF vom Typ zu Typ wesentlich verschieden sein. Man
muß sich diese Daten entweder aus Datenblättern beschaffen oder den stets
notwendigen Vorwiderstand Rv, der den Betriebsstrom begrenzen soll, durch
eine einfache Messung ermitteln. Dazu eignet sich die Schaltung nach Bild 1
Die Betriebsspannung UB, die an Rv und Diode gelegt wird, sollte diejenige
sein, die auch in der Anwendungsschaltung auftritt. Hier schlagen wir zwei in
Reihe geschaltet 9V - Spannung. Der Widerstand Rv wird solange verkleinert,
bis die Leuchtdiode deutlich leuchtet. In einer anschließenden Messung kann
man nun ( Bild 1 ) den Widerstandswert des Vorwiderstandes Rv bestimmen.
Selbstverständlich darf die Schleiferstellung beim Messen nicht mehr verändert
werden.
a) Bild der Dioden - Nennstrom wird eingestellt, b) Bestimmung des Vorwiderstandes, c) Leuchtdiode mit
Vorwiderstand UF = 1,6V, IF = 12 mA

Ausreichende Genauigkeit wird erzielt, wenn Sie die Spannung (U) und den
Strom (I) nacheinander (mit einem Vielfachinstrument) messen. In der Regel
wird die Betriebsspannung (UB) der Elektronikschaltung deutlich höher sein,
als die Diodendurchlaßspannung UF. Sind [ UF ] und Diodenstrom [ IF ] bekannt,
so läßt sich der benötigte Vorwiderstand [ Rv ] sehr schnell berechnen.
Berechnung des Vorwiderstandes:
In Bild: C wurde folgende Daten angenommen: UB = + 9V, IF = 12mA, UF = 1,6V. Am
Vorwiderstand (Rv) muß die Spannung URv = UB - UF, somit URv = 9V - 1,6V = 7,4V abfallen. Da der
Diodenstrom IF = 12mA auch durch den Vorwiderstand Rv fließt, errechnet sich: Rv = URv/IF, Rv =
7,4V/12mA, Rv = 617Ω.
Gewählt wird aus der E-12 Reihe der Normwiderstand mit Rv = 560Ω. Dann
wird der Diodenstrom IF in der ausgeführten Schaltung mit etwa 13mA ein
wenig höher als die vorgegebenen 12mA. Dies beeinträchtigt die Funktion der
Schaltung keineswegs.
Bauen Sie nun die Transistorschaltung nach Bild: A auf (die Dimensionierung

der Schaltung selbst werden wir im folgenden Abschnitt besprechen). In dieser
Schaltung übernimmt der Transistor BC 547C die Funktion des Schalters nach
Bild A.
Schaltung: 6
Betätigt man nämlich den Taster Ta, so fließt ein Steuerstrom IB zur Basis B
des Transistors. Die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors wird dadurch
schlagartig nahezu widerstandslos. Die Betriebsspannung UB fällt jetzt - bis auf
sehr geringe Abweichung - an der Reihenschaltung aus Widerstand R und LED
ab. Der Kollektorstrom IC wird nur noch durch den Gesamtwiderstand dieser
Reihenschaltung begrenzt; IC wird ungefähr 13mA. Öffnet man den Taster Ta
wieder, so wird der Basisstrom IB zu Null. Der Transistor sperrt dann, und die
Emitter-Kollektor-Strecke wird außerordentlich hochohmig. Der
Kollektrostrom IC wird Null - bis auf eine sehr geringe Abweichung. Der
Transistor hat die Funktion des Schalters übernommen.
Das Verhältnis IC / IB, das sich bei einem angesteuerten Transistor einstellt,
wird Gleichstromverstärkung B genannt. Es entspricht näherungsweise dem
Verstärkungsfaktor ß, den Sie in dem Transistor-Datenblättern finden. Daß der
Gleichstromverstärkungsfaktor B von der real ausgeführten Schaltung abhängig
ist, werden Sie selbst erleben. Für den Transistor BC 547C liegt der in den
Datenblättern angegebene Stromverstärkungsfaktor ist >900.

In der Regel liegt zu Beginn eines Schaltungsentwurfs die gegebene
Betriebsspannung UB vor. Weiter ist die zu schaltende Last bekannt. Nehmen
wir an, die Betriebsspannung sei UB = +9V, der Laststrom - der dem
Kollektorstrom IC entspricht - sei 13mA. Wegen der Streuung der
Transistordaten schätzen wir den Stromverstärkungsfaktor vorsichtig mit
B=160. Wie wir im folgenden noch sehen werde, dürfen wir mit der
Abrundung des Stromverstärkungsfaktors bei unserer Schalttransistor-Stufe
recht großzügig sein.
Aus [ B=IC / IB ] ergibt sich[ IB = IC / B ].
Wir rechnen: IB = 13 mA / 160, IB = 81 µA (d.h.0,081 mA).
Damit der Transistor in jedem Fall sicher und schnell durchschaltet, erhöhen wir den Basisstrom IB
auf runde 150 µA oder 0,15 mA /0,6V.
Siliziumtransistoren wird eine Basis - Emitter - Spannung UBE von rund 0,7 V
benötigt. Am Basisvorwiderstand RB muß also eine Spannung von| URB = UB -
UBE, | URB = 9 V - 0,7 V = 8,3 V |abfallen. Da URB und IB bekannt sind, errechnet
sich |RB = URB / IB RB=8,3V / 0,15 mA, RB=55,3 kΩ. Wir wählen RB nach der E-
12 Normreihe mit 56 kΩ. Der sich in unsere Schaltung einstellende reale
Stromverstärkungsfaktor ist jetzt B = 13 mA / 0,15 mA, B = 87. Stören Sie sich
bitte nicht daran, daß´der Stromverstärkungsfaktor so relativ niedrig liegt. Bei
Schalttransistor - Schaltungen legt man in erster Linie besonderen Wert auf
schnelles und sicheres Schalten.
Die Leistungsbelastung der Widerstände
Da die Widerstands Bauelemente für verschiedene Nennleistungen gefertigt
werden, soll hier ein Hinweis zur rechnerischen Bestimmung der
Widerstandsbetriebsleistung gegeben werden. Allgemein gilt die Beziehung P
= I² * R.
Berechnung der Leistung:
PRB = I²B * RB

PRB = (0,15 mA)² * 56kΩ
PRB = (0,15 * 10³A)² * 56 * 10³Ω
PRB = 1,26*10³ - W = 1,26mW
Es reicht hier in jedem Falle die sehr kleine Miniaturwiderstandsbauform
1/16W aus. Kommt es nicht auf eine besonders kleine Schaltungsausführung
an, so dürfen Sie selbstverständlich auch einen Widerstand mit höherer
zulässiger Leistung, etwa eine 0,5W - Ausführung wählen!
Schalttransistoren können übersteuert werden
Ein Schalttransistor gilt dann als übersteuert, wenn der Basisstrom größer ist
als es zum Durchschalten des Transistors nötig ist. Beachten Sie, daß ein
Transistor dann als durchgeschaltet gilt, wenn sich der Kollektorstrom mit
IC~UB/RC einstellt. Bauen Sie eine Versuchsschaltung nach Bild 6 auf.
Verändern Sie den Basisvorwiderstand RB von den bereits bewährten 56kΩ aus
so weit nach ob hin, bis der Kollektorstrom deutlich von 13mA abweicht. Jetzt
ist das Durchschalten des Transistors nicht mehr gewährleistet. Schalten Sie
nun Basisvorwiderstände in den Steuerstromkreis des Transistors ein, die in
unserem Schaltungsbeispiel nach Bild 6 kleiner als 56kΩ sind, so steigt der
Kollektorstrom fast nicht mehr an. Wenn Sie den Basisvorwiderstand solange
verkleinern bis der Transistor zerstört wird. Auch diesen Effekt sollten Sie
einmal erleben, um den Spielraum der Auswahl der Bauelemente wirklich
kennenzulernen.
Die jeweils in der Schaltung erzielte Stromverstärkung B errechnen Sie, wenn
Sie den gemessenen Kollektorstrom IC durch den gemessenen oder errechneten
Basisstrom IB teilen. Für Siliziumtransistoren nehmen Sie an:
Transistoren schalten Glühlampen
Will man Glühlampen mit Hilfe von Transistoren schalten, so muß man

eachten, daß der Kaltwiderstand dieser Lampen etwa nur 1/10 des
Betriebswiderstandes beträt. Ist der Nennstrom einer Lampe 50mA, so fließt im
Einschaltmoment ungefähr der zehnfache Strom - 500mA. Dieser hohe kurze
Einschaltstrom, den Sie mit Ihrem Vielfach- Meßinstrument nicht messen
können, weil es zu langsam reagiert, muß vom schaltenden Transistor
verkraftet werden können. Achtung bei der Auswahl des Transistortyps: IC max
muß größer sein als der Einschaltstrom, sonst wird der Tansistor zerstört.
Günstigere Bedienungen erhält man, wenn die Nennspannung der Glühbirne
deutlich unter der Betriebsspannung der Schaltung liegt. Dann muß man einen
Vorwiderstand Rv vor die Lampe schalten. Im Beispiel nach Bild 7 ergibt sich
im Einschaltmoment ein Kollektorwiderstand RC von 12Ω + 47Ω = 59Ω, nach
dem Einschalten 120Ω + 47Ω = 167Ω. Der Einschaltstrom beträgt hier also nur das
2,8 fache des Betriebsstromes.
Der Berührungsschalter - gesteigerte Stromverstärkung
Außerordentlich reizvoll ist es zu erleben, welch hohe Stromverstärkung durch
geschickte schaltungstechnische Kombination mehrerer Transistoren erzielt
wird. Bauen Sie die Schaltungen nach Bild 1 und Bild 2 vergleichend auf.
Während in Schaltung 1 der 3.3-MΩ - Basisvorwiderstand den Basisstrom
stark begrenzt und die Leuchtdiode höchstens noch gerade leicht "aufglimmt"
(Stromverstärkung B!), leuchtet die Leuchtdiode nach Schaltung Bild 2 bei
Betätigung des Tasters voll auf. Genau dies erzielen Sie auch wenn Sie den
Taster durch Ihren Zeigefinger ersetzen, der die beiden Anschlußdrähte
miteinander verbindet. Sie haben einen "Tastschalter" aufgebaut (Bild 2
Variante b), der selbst auf einfache Berührung hin kräftig durchschaltet. Die
beiden Transistoren sind in der sogenannten Darlington - Schaltung

miteinander verknüpft. Diese Schaltung bewirkt, daß der Emitterstrom des
Transistor T1 identisch mit dem Basisstrom - und somit Steuerstrom - des
Transistors T2 ist. Durch diese Anordnung wird eine Gesamtstromverstärkung
erzielt, die sich aus der Multiplikation der Einzelstromverstärkungsfaktoren
von T1 und T2 ergibt. In unserem Schaltungsbeispiel liegen wir bei einer
Größenordnung von rund 6000facher Stromverstärkung (80x80=6400).
Dabei haben wir die maximal mögliche Gesamtstromverstärkung noch nicht
einmal voll ausgeschöpft. Eine Variante des Berührungsschalters zeigt Ihnen
Bild 3. Im Unterschied zur Schaltung nach Bild 3 sind hier drei Transistoren
"hintereinander" geschaltet, jedoch jeder mit eigenem Kollektorwiderstand.
Diese Schaltung ist besonders empfindlich. Ein kurzes Berühren der
Eingangsleitung vor dem Basiswiderstand RB - der Berührungsschalter schaltet
kräftig durch. Die Verbindung zu UB kann man auch weglassen, da Ihr Körper,
als Antenne wirkend, die in Ihrer Umgebung auftretenden Felder des
Starkstromnetzes ausnützt und genügend Strom auf RB leitet.
Übringens: wenn Sie die Schaltungen nach Bild 2 und Bild 3 ausschließlich als
Sensoren benutzen wollen, könnten Sie im Prinzip auf den Basisvorwiderstand
verzichten. Er dient zur Strombegrenzung für den Fall, daß die Sensortaste
irrtümlich einmal niederohmig z.B. durch eine Metallverbindung überbrückt
wird.

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Elektronik-Bausysteme
Die astabile Kippstufe schwingt
"Astabil" steht für "nicht stabil": die Schaltung nach Bild 1 schwingt. Die
Leuchtdioden müssen abwechselnd aufblinken und wieder erlöschen. Bauen
Sie sich die Schaltung mit den gegebenen Daten auf. Sie erkennen den
Pendelvorgang sofort. Die Ursache hierfür? Vergleicht man die bistabile
Kippstufe nach Bild 1 mit dieser astabilden Kippstufe, dann zeigt sich, daß
die Kopplung der beiden Transistoren hier nicht über Widerstände, sondern
über Kondensatoren erfolgt. Ohne hier auf die relativ komplizierten
Vorgänge einzugehen, sei gesagt, daß das periodische Umladen der
Koppelkondensatoren letztlich den Schwingvorgang verursacht. Die
eingebauten Dioden sichern den zuverlässigen Betrieb der Transistoren.
Dieser Lade- und Entladevorgang der Kondensatoren - und somit auch die
Schaltfrequenz unserer astabilen Kippstufe - läßt sich zeitlich durch
Veränderung von Bauelementedaten beeinflussen. Zur Berechnung der
Schaltfrequenz wird die Formel angegeben:

Beispiel:
Ohne wesentliche mathematische Kenntnisse läßt sich an der Formel sofort
ablesen, daß eine Vergrößerung der Werte von C1, R1, C2 oder R2 zur
Verkleinerung der Schaltfrequenz führen muß. Selbstverständlich läßt sich
die Schaltfrequenz auch vergrößern. Dazu müssen die entsprechenden
Bauelementedaten verkleinert werden. Experimentieren Sie in diesem Sinne
frei nach der Leber weg. Bei extremer Wahl der Bauelementdaten
funktioniert die Schaltung dann nicht mehr einwandfrei. Kriterium: Die
Schaltung muß eindeutlich schwingen. Probieren Sie es aus!
Ein wesentliches Problem haben wir noch zu lösen. Bei hohen
Schaltfrequenzen ( z.B C1 = C2 = 0,1 µF - unveränderte Werte von R1 und R2 -
entspricht runde 0,7 KHz oder 700 Hz läßt sich das Umschalten der
Transistoren optisch nicht mehr wahrnehmen. Wegen der Trägheit unserer
Augen leuchten die LEDs scheinbar beide gleichzeitig auf. Hier hilft uns nur
eine akustische Anzapfung der Schaltung weiter (Bild 2). Bei der Wahl der
Kapazitätswerte CK und evtl. von RK sollten Sie nicht zu ängstlich sein.
Vielleicht reizt es Sie sogar, die akustischen Auswirkungen der
unterschiedlichen Kapazitätswerte des Koppelkondensators direkt einmal zu
hören!
Auf einen wichtigen Umstand bei der Funktion der astabilden Kippstufe muß
an dieser Stelle noch hingewiesen werden. Wenn R1 = R2 und C1 = C2 sind,
arbeitet die Schaltung symmetrisch: die LEDs leuchten abwechselnd gleich
lange auf. Wenn R1 ungleich R2 oder C1 ungleich C2 ist, wird die Symmetrie der
Schaltung gestört. Die Dioden leuchten unterschiedlich lange.
Die astabile Kippstufe wird sehr häufig auch Multivibrator genannt. Mit
ihrer Hilfe lassen sich Rechteck - Signale erzeugen, die dann in vielfältiger
Weise Verwendung finden: optische und akustische Signale, Zähl - und
Steuerimpulse usw.

Die Schmitt Trigger-Schaltung: Grenzwerte melden
Die Schaltung nach Bild 1 ist eine Kippschaltung mit bistabilem Charakter. Das
Besondere an ihr ist - und das unterscheidet sie von der bistabilen Kippstufe , daß
der jeweilige stabile Zustand von der Höhe der Eingangsspannung Ui der
Schaltung abhängig ist. Das Erkennungsmerkmal der Schmitt - Trigger - Schaltung
ist der den beiden Transistoren T1 und T2 gemeinsame Emitterwiderstand R2. Dieser
ist letztlich auch für das definierte Kippen der Schaltung verantwortlich.
Experimentieren Sie! Wenn Sie den Eingangsspannungsteiler (aus R1 und Rpot
bestehend) so einstellen, daß Ui um die Schleusenspannung des Transistors T1
größer als der Spannungsabfall am gemeinsamen Emitterwiderstand R2 wird,
schaltet Transistor T1 durch. Da der Basisspannungsteiler des Transistors (RV,
LED, R3, R4) so dimensioniert ist, daß bei durchgeschaltetem Transistor T1 die
Basis des Transistors T2 negativ gegenüber seinem Emitter ist, sperrt Transistor T2
sofort. Die Ausgangsspannung Uo liegt etwas unter der Betriebsspannung. Die
Leuchtdiode LED2 erlischt.

Senken Sie die Eingangsspannung Ui durch Verstellen des Potentiometers Rpot
genügend ab, so sperrt der Transistor T1 und Transistor T2 geht - durch den
gemeinsamen Emitter - Widerstand beschleunigt - in den leitenden Zustand: LED1
erlischt, LED2 leuchtet auf. Besondere Beachtung muß jetzt der Ausgangspannung
Uo gewidmet werden, die nicht wie bei unseren anderen besprochenen Kippstufen
bei durchgeschaltetem Transistor auf Null absingt. Am Ausgang unseres Schmitt -
Triggers messen wir in jedem Fall noch den Spannungsabfall am gemeinsamen
Emitterwiderstand R2. Soll diese Ausgangsspannung jetzt als Quasi - Null - Voll -
Signal auf den Eingang einer nachfolgenden Schaltstufe weitergegeben werden, so
muß die von Null abweichende Spannung durch eine Z-Diode (oder evtl. bei nur
geringer Spannung durch eine in Durchlaßrichtung geschaltete Diode) künstlich
abgesenkt werden, damit der nachfolgende Transistor richtig angesteuert werden
kann. Das Prinzip zeigt Bild 2.
Wenn Sie das Umschalten des Schmitt - Triggers durch eine Messung des Verlaufs
der Eingangsspannung genau verfolgt haben, so haben Sie festgestellt, daß zum
Durchschalten des Transistors T1 eine deutlich höhere Spannung benötigt wird als
zum Zurückschalten in den Sperrzustand. Diese Differenz in den
Ansprechspannungen wird Hysterese genannt und ist typisch für die
gebräuchlichen Schmitt - Trigger - Schaltungsausführungen. Der Betrag der
Hysterese kann von Schaltungsentwurf zu Schaltungsentwurf verschieden sein,
ebenso wie die absoluten Werte der Ansprechspannung Ui. Sehr häufig liegt am

Eingang der Schmitt - Trigger - Schaltung (z.B. anstelle des Potentiometers ein
temperatur - oder lichtempfindliches Bauelement. Solche Schaltungen schalten
immer dann schlagartig durch, wenn ein Temperatur - Helligkeitsgrenzwert unter -
oder überschritten wird (Grenzwertmelder).
Die Schmitt - Triger - Schaltung eignet sich neben der Verwendung als
Grenzwertmelder u.a. auch besonders dazu, zeitlich sich langsam verändernde
Spannungen in eine geschaltete Spannung umzuwandeln. Nach diesem Prinzip
lassen sich Sinussignale in Rechtecksignale umwandeln.
Eine elektronische Sirene
Multivibratoren als Tonerzeuger und Taktgeber
Mit der hier beschriebenen Sirenen - Schaltung Bild 1 können zwei rhythmisch
wechselnde Töne, etwa wie das ta-tü-ta-tü - Signal der Feuerwehr oder der Polizei
oder ein auf - und absteigender Ton wie von Katastrophenalarm - Sirenen, erzeugt
werden. Die Sirene kann z.B. in Verbindung mit Einbruchsicherungsanlagen
eingesetzt werden. Ein Aalwetter - Lautsprecher macht sie geeignet für den Betrieb
im Freien. Aber auch für Spielzeugmodelle kann sie - bei gedrosselter Leistung -
verwendet werden.
Die elektronische Schaltung der Sirene besteht im wesentlichen aus zwei
Multivibratoren Bild 1, wobei der eine als Tonfrequenzerzeuger, der andere als
Taktgeber für das rhythmische Wechseln der Tonfrequenz verwendet wird. Über

eine Kopplungsschaltung steuert der Taktgeber von Tonerzeuger. Über eine
Ausgangsverstärkerstufe ist ein Lautsprecher an den Tongeber angeschlossen. Die
Arbeitsfrequenz eines Multivibrators wird von den beiden Widerstands -
Kondensator - Kombinationen bestimmt, die jeweils aus dem Basisvorwiderstand
und dem Kopplungskondensator gebildet werden. Bei dem ersten Multivibrator,
der als Taktgeber für den Tonfrequenzwechsel arbeitet, sind dies die RC - Glieder
R1 * C1 und R2 * C2. Die Taktfrequenz können Sie nach der Formel auf oben
Berechnen. Mit den Werten aus Bild 1 ergibt sich ƒ≈ 0,6 und damit eine
Taktperiode
Etwas anders liegen die Verhältnisse beim zweiten Mutivibrator, der die Funktion
des Tongebers hat. Hier sind die Basiswiderstände der beiden Transistoren T3 und
T4 nicht direkt an das Pluspotential der Betriebsspannung angeschlossen. Vielmehr
sind ihnen die Widerstände R6 bzw. R5 und R4 vorgeschaltet, die vom Taktgeber
beeinflußt werden. Zunächst sei die Arbeitsweise der Schaltung als Zweiton -
Sirene (ta-tü-ta-tü)betrachtet. In diesem Fall bleibt der Kondensator C3 in der
Kopplungsschaltung abgeschaltet (Schalter S geöffnet). Wenn der Transistor T2 des
Taktgeber - Multivibrators gerade sperrt, liegt die Reihenschaltung aus R4, D5 und
R5 parallel zum Widerstand R6, so daß sich für diese Widerstandskombination
insgesamt ein Wert von etwa 7,8 kΩ ergibt. Die Diode D5 ist in Durchlaßrichtung
geschaltet. Wenn jedoch der Transistor T2 durchlässig wird, liegt der
Anodenanschluß der Diode D5 über T2 am Minuspotential, so daß sie sperrt. Nun ist
allein der 15kΩ − Widerstand R6 als Vorwiderstand vor der Basiswiderständen R7
und R9 wirksam und dieser Vorwiderstand ist etwa doppelt so groß wie der
vorhergehende.
Durch den Taktgeber - Multivibrator wird also abwechselnd ein größerer und ein
kleinerer Vorwiderstand vor die Basiswiderstände des Tongeber - Multivibrator
geschaltet. Das ändert die RC - Zeitkonstanten und damit die Tonfrequenz: der
größere Vorwiderstand bewirkt eine niedrigere Tonfrequenz, der kleinere
Vorwiderstandswert eine höhere.
Die Arbeitsweise als Heulton - Sirene wird durch eine geringfügige
Schaltungsänderung, nämlich durch das Parallelschalten des Kondensators C3 zum

Widerstand R6 erzielt. Wenn der Transistor T2 des Taktgebers durchgeschaltet ist,
wird der Kondensator über die Widerstände R7 und R9 aufgeladen, da die Diode D5
dann im Sperrichtung geschaltet ist. Der Kondensator wirkt während des
Aufladens wie ein anwachsender Widerstand parallel zu R6. Die Folge ist ein
stetiges Absinken der Tonfrequenz.
Wenn später der Taktgeber - Transistor T2 in den Sperrzustand umschaltet, wird
dem Kondensator C3 über die Diode D5 die Widerstandsreihe R4 und R5
parallelgeschaltet. Über diesen Weg und über R6 entlädt sich nun der Kondensator
bis zu einem gewissen Maße, was einerseits einer Widerstandsminderung
gleichkommt und andererseits eine Verringerung des Spannungsabfalls an R6 zur
Folge hat. Die Tonfrequenz wird dadurch stetig höher. Insgesamt wiederholt sich
der Vorgang im Takt des ersten Multivibrators. Es entsteht der Heulton.
Übrigens können Sie Tonänderungen erreichen, wenn Sie die Werte für R6, R5
sowie C3 ändern oder diese Bauelemente teilweise weglassen. Die Ausgangsstufe
bestimmt die Lautstärke, die Ausgangsstufe hat zwei Anforderungen gerecht zu
werden: Einerseits soll sie einen niederohmigen Lautsprecher von etwa 8 Ohm
betreiben, andererseits soll sie den Tongeber - Multivibrator wenig belasten, damit
er einwandfrei schwingt. Deshalb ist die Ausgangsstufe als Darlington - Schaltung
ausgeführt; sie besteht aus den Transistoren T5 und T6. Bei der Darlington -
Schaltung ist die Gesamtverstärkung ungefähr gleich dem Produkt der
Einzelverstärkungen der Transistoren. Wird z.B. für T5 eine
Gleichstromverstärkung B = Ic / IB = 60 und für T6 eine Verstärkung B = 30
angenommen, so ist die Gesamtverstärkung etwa 60 * 30 = 1800.
Zum Schalten eines Laststroms genügt also ein sehr kleiner Steuerstrom. Der
Strom durch den Lautsprecher mit dem Widerstand von 8 Ohm beträgt bei
durchlässigem Transistor T6 und bei einer Betriebsspannung von 12V fast 1,2A,
wenn der Durchlaßwiderstand des Transistoren T6 wenige Ohm (z.b. 2 Ohm)
beträgt. Diese Stromstärke muß der Transistor aushalten können, also muß für T6
ein Transistortyp für mittlere Leistungen gewählt werden. Der Strom fließt nur
während einer halben Periode, was für die Verlustleistungin T6 günstig ist. Die
effektive Stromstärke ist, da eine Rechteckschwingung vorliegt, nur halb so groß
wie die Maximalstromstärke.
Wenn die Schaltung an einer kleinen Batterie von 9 bis 12V betrieben wird,
können durch die relativ starken Schaltstromstöße so große

Klemmspannungsschwankungen hervorgerufen werden, daß die Sirene aus dem
Takt kommt. Zum Ausgleich dieser Schwankungen ist der Elektrolytkondensator
C6 vorgesehen, bei dem eine Kapazität von 470µF in der Regel ausreicht; eine
größere Kapazität schadet natürlich auch nicht. Wird für die Stromversorgung ein
Netzgerät verwendet, so sollte es einen geglätteten Gleichstrom bis 1,5A abgeben
können.
Für die Verwendung der Sirene in Spielzeugen ist eine wesentlich geringere
Lautstärke, als mit der vorgeschlagenen Schaltung erreicht wird, manchmal noch
zuviel. Die einfachste Maßnahme zur Minderung der abgegebenen Leistung
besteht in der Verkleinerung der Betriebsspannung. Die Sirene arbeitet noch an
einer Taschenlampen - Batterie von, 4,5V einwandfrei, aber weniger laut. Man
kann auch einen Vorwiderstand vor den Lautsprecher schalten. Wenn bei einer
Beriebsspannung von 12V ein Widerstand von 100 Ohm vorgeschaltet wird, ließt
nur noch ein Höchststrom von 100mA. Unter diesen Umständen reicht für T6 ein
einfacher Universaltransistor.
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Mit Transistoren Nf-Signale verstärken
Ein besonderes Problem, mit dem sich die Menschen seit Urzeiten herumschlagen,
ist: wie kann man sich in der wohlverdienten Mußezeit vor Langeweile schützen?
Eine der beliebtesten Quellen für Freude und Unterhaltung war schon immer die
Musik. Nun war und ist es nicht jedermanns Sache, sich durch musikalische
Eigenproduktionen hervorzutun. Bequemer ist es, andere für sich musizieren und
singen zu lassen. Will man den einschlägigen Publikationen glauben, so hielten
sich in der Vergangenheit Könige und Fürsten mehr oder weniger große
Hilfstruppen, die zur musikalischen Zerstreuung bereitstanden. Der kleine Mann
kam hier wohl weit weniger gut weg; sowohl hinsichtlich der Qualität wie der
Auswahl des Dargebotenen.
So muß es denn als Sensation empfunden worden sein, als die ersten
Tonaufzeichnungsgeräte auf den Markt kamen. Heute verfügen die Menschen der
industrialisierten Welt über eine Fülle von Unterhaltungskonserven, die schier
unerschöpflich ist. Dank der HiFi-Elektronik werden auch die verwöhntesten
Kenner musikalischer Kostbarkeiten zufriedengestellt.
Bei der Technik der Musikkonserve werden Töne, Geräusche und Sprache mit
Hilfe mehr oder weniger komplizierter Verfahren gespeichert. Magnetisch z.B. im
Tonbandgerät, mechanisch bei der Schallplatte oder im CD Format. Wird die
gespeicherte Unterhaltung bei Bedarf wieder abgerufen, so muß sie zunächst in
elektrische Signale umgewandelt werden. Die bei dieser Umwandlung erzeugten
Ströme und Spannungen sind so schwach, daß sie nicht in der Lage sind, einen
Lautsprecher zu erregen. Ohne Lautsprecher oder Kopfhörer gibt es aber kein
Schallerlebnis. So bleibt denn nichts anderes übrig, als zwischen dem
Signalspeicher und dem elektromagnetischen Wandler (Lautsprecher) eine
Verstärkereinheit einzuschalten, die je nach Bedarf das Signal auf eine Leistung
von mehreren Milliwatt bis hin zu einigen zig Watt anhebt.
Die hierzu verwendeten elektronischen Verstärker werden NF-Verstärker genannt.
Niederfrequenz-Verstärker sind Tonverstärker, die sämtliche Tonfrequenzen von

ca. 10 Hz bis etwa 20 kHz möglichst gleichmäßig verstärken.
Für den Elektronik-Anfänger wie auch für die meisten Elektronikgeräte-
Konsumenten ist die Vielzahl der angebotenen Verstärkerausführungen
verwirrend. Je nach der elektrischen Wirkungsweise, nach dem
Verwendungszweck oder nach dem mechanischen Aufbau führen die im Handel
angebotenen Verstärker die imposantesten Namen. Ein klein wenig Ordnung
bekommt man in die Angelegenheit dann, wenn man die vorkommenden
Verstärkerarten in zwei große Gruppen unterteilt: in Vorverstärker und in
Leistungsverstärker. Blockbild einer Informationskette: Von der Signalquelle zur
Signalwiedergabe.
Musik - Quelle
Geräusch - Quelle Speichermedium Verstärker Lautsprecher
Sprach - Quelle
Tabelle eines Blockbild einer Informationskette: Von der Signalquelle zur Signalwiedergabe
Eine einfache Niederfrequenzverstärkeranlage besteht dann aus der Tonfrequenz
Signalquelle, dem Vorverstärker, dem nachgeschalteten Leistungsverstärker und -
als letztes Glied der Kette - dem Lautsprecher. Bild 1.2 gibt Auskunft darüber, in
welcher Weise die Signalspannung in der geschilderten Kette von
Tonsignalquelle, Vorverstärker und Leistungsverstärker angehoben wird.
Der Vorverstärker hat die Aufgabe, die von der Signalquelle (Mikrophon,
Tonabnehmer, Tonkopf usw.) abgegebene Spannung so weit zu verstärken, daß

die nachgeschaltete Leistungsstufe (Endstufe) die volle Leistung abgeben kann.
Dies geschieht, indem der Vorverstärker die zur vollen Aussteuerung der
nachgeschalteten Leistungsendstufe benötigte Steuerspannung liefert. Nach
allgemeiner Gepflogenheit werden auch die Gruppen der Klangreglerstufen, der
Entzerrer- und Vorverstärkerstufen wie auch die aktiven Mischpulte zur Familie
der Vorverstärker hinzugerechnet. Während es bei den Vorverstärkern im
wesentlichen auf eine Spannungsanhebung ankommt, müssen alle
Leistungsverstärker auf optimale Leistungsverstärkung ausgelegt werden. Mit
Hilfe des Endverstärkers wird die vom Vorverstärker angebotene
Tonfrequenzspannung in starke Tonfrequenzströme umgewandelt, mit denen dann
das Schwingsystem eines Lautsprechers erregt werden kann.
Unter der Bezeichnung Vollverstärker sind solche Geräteausführungen
einzuordnen, die von Hause aus bereits Vorverstärker und Endverstärker als
geschlossene Einheit enthalten. Bei solchen Ausführungen kann man davon
ausgehen, daß beide einzelne Verstärkerstufen optimal aufeinander abgestimmt
sind.
Die objektive qualitative Beurteilung von Verstärkern ist nicht so einfach, wie es
uns manche Werbung glauben machen möchte. Es sind eine Reihe sehr
verschiedener Kriterien zu berücksichtigen. Mit Sicherheit nicht nur die
Verstärkerleistung! Ein Verstärker ist noch lange nicht ein guter Verstärker, wenn
er einige besonders hervorragende Eigenschaften neben vielleicht nur einer
schlechten hat. Ein Verstärker ist dann gut, wenn alle Daten qualitativ harmonisch
zueinander passen. Im Rahmen dieser Einführung können nur einige wichtige
Verstärkerdaten erläutert werden, die gleichzeitig auch zum Verständnis seines
sachgerechten Einsatzes beitragen.
Da ist zunächst die Empfindlichkeit des Verstärkers zu nennen. Unter der
Empfindlichkeit versteht man denjenigen Betrag der Signalspannung, der benötigt
wird, um den Verstärker voll auszusteuern. Bei voller Aussteuerung erzielt der
Verstärker seine volle Ausgangsleistung bzw. seine volle Ausgangsspannung.
Die notwendige Empfindlichkeit eines Verstärkers ist von der vorgegebenen
Tonfrequenzquelle direkt abhängig. Dies deshalb, weil die verschiedenen
Tonfrequenzquellen - je nach ihrer "physikalischen Struktur" - unterschiedliche
Höchstspannungsbeträge abgeben können. Zur Ausschöpfung eines
Mikrophonsignals wird eine Verstärkerempfindlichkeit von etwa 0,5 mV bis 5 mV
benötigt. Kommen die Signale von einem Plattenspieler oder von einem
Tonbandgerät, so reichen Empfindlichkeiten von 100 mV bis 500 mV aus. Noch

geringere Empfindlichkeiten müssen von Leistungsendstufen verlangt werden.
Hier liegen die gebräuchlichen Werte bei 0,7 V bis l V.
Zu den wichtigsten Daten eines Verstärkers gehören auch die Angaben der Ein-
und Ausgangswiderstände. Da das zu verstärkende Signal eine Wechselspannung
ist, reagieren die Bauelemente der Verstärkerschaltung wie
Wechselstromwiderstände. Aus diesem Grund werden die genannten Ein- und
Ausgangswiderstände meist als Impedanzen (Scheinwiderstände) bezeichnet und
oft statt mit dem Formelbuchstaben R mit Z abgekürzt. Da wir jedoch die
Verstärkertechnik nicht profimäßig behandeln wollen, bleiben wir bei der
Bezeichnung R. Ohne exakte Kenntnis der Widerstandsverhältnisse in einer
Verstärkeranordnung bleibt die Qualität einer solchen Anlage beim
Schaltungsaufbau dem Zufall überlassen. Nur wenn die Widerstände aller
Funktionselemente einer Verstärkerkette aufeinander abgestimmt oder - wie man
auch sagt - "angepaßt" sind, wird ein optimales Verstärkungsergebnis erzielt.
Beim Betrieb von Verstärkerschaltungen unterscheidet man das Prinzip der
Leistungsanpassung vom Prinzip der Spannungsanpassung.
Bild 1.3: Widerstandsverhältnisse innerhalb einer Signalverarbeitungskette.
Um eine Spannungsanpassung geht es, wenn ein Vorverstärker betrieben werden
soll. Die von der Tonfrequenzquelle kommende Spannung muß voll am Eingang
der Transistorstufe wirksam werden können. Dies gelingt um so besser, je kleiner
der Innenwiderstand R1 der Signalquelle im Verhältnis zum Eingangswiderstand
R2 des Verstärkers ist:
Steuerspannung

Signalspannung U0
Bild 1.4: Die wirksame Verstärker - Steuerspannung ist von den Widerstandsverhältnissen der Schaltung
abhängig
Mit dem Prinzip der Leistungsanpassung wird erreicht, daß eine Spannungsquelle
oder ein Verstärker die maximal mögliche Leistung an das nachgeschaltete
Funktionselement (Widerstand oder Lautsprecher) abgeben kann. Um dies zu
erreichen, muß der Innenwiderstand der Quelle genauso groß wie der
aufgeschaltete Lastwiederstand sein.
Daß dies nicht nur reine Theorie ist. hat jeder erlebt, der einen "falschen"
Lautsprecher auf seine Verstärkeranlage geschaltet hat. Nehmen wir an, der
Verstärker sei so ausgelegt, daß er seine maximale Leistung von s.B. 15 W beim
Anschluß eines 8Ω - Lautsprechers abgibt. Schaltet man nun einen 16Ω / 15W-
Lautsprecher auf den 8Ω - Ausgang des Verstärkers, so kann der Verstärker nur
eine bedeutend kleinere Leistung an den Lautsprecher abgeben.
Leistungsendstufe ---------- Lautsprecher

Lautsprecherwiderstand -----> R4 / R3
Verstärkerausgangswiderstand
Bild 1.5: Maximale Leistungsabgabe bei Leistungsanpassung
Besonders problematisch wird es, wenn man an den 8Ω - Ausgang einen 4Ω / 15W -
Lautsprecher anschließt. Zwar erhält auch hier der Lautsprecher nicht annähernd
seine vorgeschriebene Leistung; dafür steigt aber der Laststrom und der
verstärkerinterne Spannungsverlust an. Beide Effekte zusammen führen zu einer
erhöhten Verlustleistung im Verstärker, so daß dieser evtl. zerstört wird.
Frequenzumfang und Frequenzgang sind zwei weitere Kriterien, die die Qualität
eines Nf - Verstärkers auszeichnen. Diese Begriffe bereiten kaum
Verständnisschwierigkeiten. Ein Nf- Verstärker hat dann einen guten
Frequenzumfang, wenn er alle hörbaren Frequenzen von ca. 20 Hz bis 20 kHz
übertragen kann. Sein Frequenzgang ist gut, wenn alle Frequenzen innerhalb
dieses Frequenzbandes im gleichen Maße verstärkt werden. Ein ideal linear
arbeitender Verstärker benachteiligt keine der zu verstärkenden Frequenzen.
Bild 2 gibt eine Nf - Verstärker - Grundschaltung wieder. Diese einfache

Schaltung ermöglicht uns einige wesentliche Einblicke in die Probleme der Nf -
Verstärkertechnik.
Bild 2: Grundschaltung eines Nf - Verstärkers.
Anders als beim Schaltbetrieb wird der Transistor beim Nf - Verstärkerbetrieb
nicht mit binären Signalen, sondern mit Wechselspannungssignalen angesteuert,
die periodisch zwischen positiven und negativen Höchstwerten schwanken. Diese
Wechselspannungssignale müssen in ihrem zeitlichen Verlauf - also in ihrer
"Kurvenform" vor und nach dem Verstärkungsvorgang - gleich sein. Das Signal
darf also während des Durchlaufs nicht verzerrt werden.
Transistor als Schalter -------------------------------------- Transistor als Nf - Verstärker
[Ausgang mit negiertem Signal]-----------------------------------------[Ausgangssignal 180° -
phasenverschoben]
Bild: Ein- und Ausgangssignale von Schalttransistorstufe und Nf - Verstärkerstufe im Vergleich
Mit dem Basisspannungsteiler wird der Arbeitspunkt eingestellt

Würde man dem Transistoreingang des Nf - Verstärkers das zu verstärkende
Wechselspannungssignal über einen Basisvorwiderstand so zuführen, wie man das
mit binären Signalen bei einem Schalttransistor macht, so würde nur eine der
beiden Signalhalbwellen verstärkt. Am Beispiel des NPN - Transistors BC 547 C
heiße das, daß er während des positiven Potentialverlaufs aufgesteuert, während
des negativen dagegen zunehmend gesperrt würde.
Eine weitere Einschränkung, die sich zusätzlich bei einer direkten Beschaltung des
Transistoreingangs mit einem Nf - Signal ergeben würde, wäre die nicht zu
vermeidende Verzerrung der Kurvenform. Diese Verzerrung geht auf die
Unlinearität der Transistorkennlinie zurück. In Bild 3 und 4 werden diese
Vorgänge verdeutlicht. Bild 3 gibt die Abhängigkeit des
Transistorausgangsstromes Ic von der Transistoreingangsspannung UBE wieder.
Beachten Sie, daß der Transistorstrom Ic erst oberhalb einer Eingangsspannung
von +0,5V stark zunimmt.
Steuerkennlinie des Transistor BC547
Bild erläutert, wie sich die Unlinearität bei direkter Beschaltung des
Transistoreingangs mit einem Nf - Signal auf das Ausgangssignal auswirken
würde. Aus dem sinusförmigen Eingangssignal ergäbe sich ein nichtsinusförmiges
Ausgangssignal. Angedeutet wird in diesem Bild auch, wie die negative Halbwelle
gesperrt wird.

Bild: Verlauf des Ausgangssignals bei direkter Beschaltung des Transistors mit einer
Eingangswechselspannung
Bild: Verlauf des Ausgangssignals, wenn der Transistor mit Hilfe eines Basisspannungsteilers auf einen
Arbeitspunkt eingestellt ist.
Das Problem der Signalverzerrung und das der Halbwellenunterdrückung läßt sich
durch eine Gleichvorspannung des Transistoreingangs lösen. Entsprechend der

Schaltung nach Bild oben wird die Basis - Emitter - Strecke über einen
Spannungsteiler (R1, R2) mit einer Gleichspannung so eingestellt, daß der
Arbeitspunkt A der Schaltung bei etwa 0,65V (Silizium - Transistoren) liegt.
Dieser Gleichspannung wird dann mit Hilfe eines Kondensators die zu
verstärkende Wechselspannung überlagert, so daß die Basis - Emitter - Spannung
im Rhythmus der Signalfrequenz schwankt. Wenn das eingekoppelte
Wechselspannungssignal nicht zu groß und der Arbeitspunkt A durch die
Gleichvorspannung richtig eingestellt ist, hat der Ausgangsstrom den gleichen
zeitlichen Verlauf wie die Eingangsspannung UBE.
Zum Verständnis der Spannungsüberlagerung am Transistoreingang soll Bild 3
beitragen. Schaltet man eine Gleichspannungs - und eine Wechselspannungsquelle
in Reihe, so wird ein Mischstrom durch den Belastungswiderstand R getrieben.
Dieser Strom erzeugt nach der Bezeichnung U = I * R einen Spannungsabfall, der
den gleichen zeitlichen Verlauf wie der Strom hat.
Eine solche Mischspannung kann man schaltungstechnisch auch mit einer
Versuchsanordnung nach Bild 4 erzielen. Der Kondensator CK blockt die
Gleichspannung von der Nf - Signalquelle ab, läßt aber das
Wechselspannungssignal zum Transistoreingang [parallel zu R2] durch. Obwohl
der Eingangskoppelkondensator zur Erzeugung der Transistorsteuerspannung eine
nützliche Funktion hat, bringt er für den Verstärkerbetrieb auch Probleme mit sich.
Dies liegt an seinem frequenzabhängigen Widerstandsverhalten.
Bild 3: Die Tonfrequenzspannung wird über einen Koppelkondensator zugeführt

Bild 4: Prinzip der Erzeugung von Mischspannungen
Der Wechselstromwiderstand eines Kondensators ist bei niedriger Frequenz hoch.
Er nimmt mit zunehmender Frequenz ab. Je höher nun der
Wechselstromwiderstand des Kondensators im Verhältnis zum
Transistoreingangswiderstand REIN ist, um so geringer ist der Anteil der Nf -
Signalspannung U~, der als wirksame Steuerspannung UREIN an den
Transistoreingang gelangt(Bild unten). Aus diesem Grund werden die niedrigen
Frequenzen des zu verstärkenden Nf - Signals (Gesamtbereich 20 Hz bis 20 kHz)
weit weniger verstärkt als die hohen Frequenzen.
Um eine ausreichende Verstärkung auch des unteren Frequenzbereichs zu
erreichen, muß der Koppelkondensator relativ große Werte haben. Der Grund
dafür ist, daß der Wechselstromwiderstand mit wachsender Kapazität abnimmt.
Durch den Basisspannungsteiler wird der Arbeitspunkt des Transistors so
eingestellt, daß der Transistor weder gesperrt noch voll durchgesteuert ist.
Gebräuchlicherweise ergibt sich dabei für den Widerstand der Kollektor-Emitter-
Strecke ein Wert. der dem des Kollektorwiderstands entspricht. Dies wiederum hat
zur Folge, daß die Betriebsspannung UB sich je zur Hälfte auf die genannten
Widerstände aufteilt. Wird nun das Eingangssignal des Transistors durch ein
eingekoppeltes Nf-Signal periodisch verändert, so ändert sich der Widerstand der

Kollektor-Emitter-Strecke ebenfalls periodisch. Dies kann mit einer Veränderung
der Potentiometerstellung aus der Mittellage verglichen werden (RCE als
Transistorersatz).
Bild: Ersatzbild des auf einen Arbeitspunkt eingestellten Verstärkers
Das Wechselspannungssignal wird über einen Kondensator ausgekoppelt
Im Ersatzbild kann man sich den Transistor als elektrisch gesteuertes
Potentiometer vorstellen.
Die periodische Veränderung des Kollektor-Emitter-Widerstands verursacht eine
ebenfalls periodische Schwankung des Kollektorstromes. Dieser wiederum erzeugt
einen entsprechend proportionalen Verlauf des Spannungsabfalls am Kollektor-
Widerstand. Um den gleichen Betrag, um den die Spannung URC z.B. steigt oder
fällt, fällt oder steigt auch die Spannung UCE. Vergleicht man den zeitlichen
Verlauf des steuernden Eingangssignals mit dem des Ausgangssignals UCE. so läßt
sich eine Phasendrehung von 180° feststellen. Diese Phasendrehung ist jedoch für

das Ergebnis der akustischen Signalnutzung ohne Bedeutung. Ein Vergleich der
Beträge von Eingangs- und Ausgangssignal zeigt deutlich die durch den Transistor
erzielte Spannungsverstärkung. Aus Spannungsschwankungen im mV - Bereich
werden solche im V - Bereich.
Zur Verstärkung des Nf - Signals war es nötig, es einer Gleichspannung
aufzupacken. Nach Durchlauf durch die Verstärkerschaltung muß der
Gleichspannungsanteil wieder abgetrennt werden. Zu diesem Zweck schaltet man
zwischen Kollektor und nachfolgendem Elektro - akustischem Wandler
(Lautsprecher, Kopfhörer) einen Koppelkondensator CK2, der den
Gleichspannungsanteil abblockt und nur den Wechselanteil durchläßt. Über die
Einflüsse des Koppelkondensators auf den Frequenzgang der Schaltung haben Sie
bereits bei der Besprechung des Eingangskondensators einiges erfahren.
Entsprechendes gilt auch hier. Die Signale höherer Frequenz gelangen anteilmäßig
stärker an den Lautsprecher als die der niedrigen Frequenzen. Gibt noch einmal im
Zusammenhang die Potentialverhältnisse für die komplette Nf -
Verstärkerschaltung wieder.
Überblick über die Potentialverhältnisse innerhalb einer Nf - Verstärkerschaltung
Copyright & COPY; 1999 Elektronik - Page

Praktische Versuche zur Nf - Verstärkertechnik
Die Versuchsanordnungen bestehen aus einer Spannungsquelle zur Energieversorgung der
Baugruppen, einer Tonfrequenzquelle, einem Lautsprecher bzw. Kopfhörer und einem
Verstärker. Lautsprecher und Kopfhörer sind preiswert im Fachhandel zu haben. Als
Spannungsquelle zur Energieversorgung können Batterien oder - wenn vorhanden - ein
Netzgerät eingesetzt werden. Als Tonfrequenzquelle könnten wir Mikrophon, Tonbandgerät
oder Plattenspieler verwenden. Für die einführenden Versuche eignet sich jedoch ein
Frequenzgenerator, den wir uns selbst aufbauen, besser. Mit dem Aufbau eines solchen
Generators wollen wir die ersten Schritte in die Nf-Technik machen.
Ein Tonfrequenzgenerator ist ein Schwingungserzeuger. Es gibt Generatoren für die
unterschiedlichsten zeitlichen Spannungsverläufe: Sinus-, Dreieck- und Rechteckgeneratoren.
Unser Generator soll eine sinusförmige Spannung abgeben.
Blocksymbol eines Funktionsgenerators
Alle elektrischen Schwingungserzeuger bauen periodisch ablaufende Signale quasi aus sich
selbst heraus auf. Nach dem Einschalten der Netzspannung werden schaltungsinterne Vorgänge
ausgebildet, die sich durch Rückkopplung und Verstärkung selbst am Leben erhalten müssen.
Die zur Deckung der schaltungsinternen Verluste und somit zur Aufrechterhaltung der
Schwingung notwendige Energie wird dem Netzgerät oder der Batterie entnommen. Bild: 1
zeigt den Aufbau eines Schwingungserzeugers im Blockschaltbild.
Bild: 1 Prinzip - Aufbau eines RC - Schwingungserzeugers
Der zeitliche Verlauf und die Art der Schwingungen (Sinus, Dreieck, Rechteck) werden durch

zeitbestimmende Glieder wie z.B. Quarze, Kondensatoren, Spulen und Widerstände
ausgebildet. Diese frequenzbestimmenden Bauelemente liegen häufig im Rückkoppelzweig des
Verstärkers. Auf dem Rückkoppelweg des Signals vom Verstärkerausgang zum
Verstärkereingang tritt eine Signalabschwächung (auch Dämpfung genannt) auf. Sie muß durch
die Verstärkung wieder ausgeglichen werden. Nur wenn Verstärkung und Dämpfung sich das
Gleichgewicht halten, bleibt der zeitliche Verlauf des Signals stabil. Für unsere Zwecke haben
wir aus den verschiedenen Bauarten von Generatoren die Schaltung eines RC - Generators
ausgesucht. Bei diesem RC - Generator wird die Frequenz des Ausgangssignals durch eine
Kombination von Widerständen und Kondensatoren bestimmt. Die am Transistorausgang
abgegriffene Ausgangsspannung wird auf den Verstärkereingang zurückgeführt. Auf die
Erklärung der Vorgänge in der Phasenkette (RC - Kombinationen) wollen wir verzichten und
uns gleich der Realisierung des RC - Generators zuwenden.
Bild 2 zeigt die Tonfrequenzquelle, die wir zur Aussteuerung unserer
Verstärkerversuchsschaltungen benötigen. Mit Hilfe der Widerstände R3 und R4 wird der
Arbeitspunkt des Transistors gleichstrommäßig eingestellt. Die richtige Arbeitspunkteinstellung
kann man mit Hilfe eines hochohmigen Vielfachinstruments kontrollieren. Zu diesem Zweck
trennt man die Rückkopplungsleitung auf. Zwischen dem Kollektoranschluß des Transistors
und der Masse muß etwa die halbe Speisespannung (50% von 9 V) anliegen. Ist dies nicht der
Fall, so ist der Basisspannungsteilerwiderstand R3 entsprechend einzustellen. Vergessen Sie
nicht, anschließend die Rückkopplung der Schaltung wieder in Funktion zu setzen.
Die Kondensatoren C1, C2 und C3 und die Widerstände R1, R2 und R3 bilden das
frequenzbestimmende Glied. Der Widerstand R3 hat also eine Doppelfunktion. Mit Hilfe des
Potentiometers (oder Trimmers R6) wird die Dämpfung der Schwingschaltung auf den
optimalen Wert eingestellt. Dies kontrollieren Sie durch Anschluß eines hochohmigen
Ohrhörers (2 kΩ) am Ausgang der Schaltung. Sind Dämpfung und Verstärkung richtig
aufeinander abgestimmt, so hören Sie einen gleichmäßig reinen Sinuston. Ist die Dämpfung
nicht richtig eingestellt, so hören Sie entweder gar nichts oder aber einen verzerrten,
unsauberen Ton. Den exakten Spannungsverlauf kann man zwar nur mit Hilfe eines
Oszilloskops kontrollieren, aber für unsere Zwecke dürfte die akustische Kontrolle völlig
ausreichen.
Wenn Sie die Schaltung mit einem zu geringen Lautsprecherwiderstand belasten, so bricht die
Ausgangsspannung zusammen und der Ton verschwindet. Der Kondensator C4 trennt das
Tonsignal von der Gleichspannungskomponente. Durch Verstellen des Potentiometers R8 kann
ein mehr oder weniger großer Anteil des Wechselspannungsausgangssignals abgegriffen
werden. Diese Wirkung können Sie im Kopfhörer direkt erkennen. Die vom RC - Generator
abgegebene Frequenz läßt sich durch Wahl der Kondensatoren C1, C2, C3 und der Widerstände
R1, R2, R3 vorbestimmen. In der Regel wird man die Widerstände konstant halten, da R3 in
seiner Doppelfunktion als Basisspannungsteilerwiderstand nicht beliebig verändert werden
kann.
Es muß unbedingt darauf geachtet werden, daß die drei Kondensatoren gleiche Kapazitätswerte
haben. Grundsätzlich müssen auch die Widerstände R1, R2 und R3 gleich groß sein. In der

praktisch ausgeführten Schaltung wird R3 wegen des parallel geschalteten Widerstands der
Basis-Emitter-Strecke des Transistors jedoch größer als die beiden anderen sein. Dies ist jedoch
kein Problem, da durch Verstellen des Trimmerpotis der richtige Wert experimentell eingestellt
wird.
Beispiel:
R1 = 3,9 kΩ,
C1 = 0,1µF,
f ~ 166 Hz.
Schaltung des RC - Generators
Formel zur Bestimmung der RC - Generatorfrequenz
R, C: Glieder der Phasenkette

Diese Formel und die Beispielrechnung geben Ihnen einige Hinweise, wie man die vom RC -
Generator abgegebene Tonfrequenz rechnerisch vorherbestimmen kann. Betrachten Sie die
Formel als Orientierungshilfe. Die genauen Werte können etwas von den errechneten
abweichen.
Vieles von dem, was Sie über die Funktion einer Transistor - Verstärkerstufe gelesen haben,
läßt sich mit Hilfe eines Oszilloskops sichtbar machen und nachprüfen. Obwohl Sie
wahrscheinlich ein solches Gerät nicht zur Verfügung haben, sollten Sie theoretischen
Erläuterungen nicht als überflüssig betrachten. Da Sie die Funktionen der einzelnen
Bauelemente einer Nf - Verstärkerschaltung nun genau kennen und einen Sinusgenerator zur
Verfügung haben, können Sie ohne Schwierigkeiten und ohne fremde Hilfe das nachfolgende
Experiment mit Erfolg durchführen.
Bild 3: gibt Ihnen das Blockschaltbild des Versuchsaufbaues wieder. Als Signalquelle dient die
bekannte und wohl inzwischen auch experimentell erprobte RC - Generatorschaltung. Für die
akustische Ausgabe des verstärkten Signals setzen wir einen hochohmigen Kopfhörer (z.B.
Sennheiser HD 414) ein. Die zum Schaltungsaufbau benötigten Daten entnehmen Sie Bild 4.
Bild 3: Blockschaltbild des Versuchsaufbaues "Nf - Verstärker im Experiment"
Damit Sie nicht lange herumprobieren müssen, um die Schaltung zum "Laufen" zu bringen,
beachten Sie bitte folgende Experimentierschritte:
1. Bauen Sie die Schaltung sorgfältig nach dem Schaltplan auf. Achten Sie dabei besonders auf
die Polung der Kondensatoren Bild 4
2. Stellen Sie nun den Arbeitspunkt der Schaltung ein. Trennen Sie zu diesem Zweck die
Signalquelle vom Eingang ab. Verändern Sie die Stellung des Trimmer - Widerstandes R2
solange, bis Sie zwischen Kollektor und Emitter etwa die Hälfte der Betreibspannung (UB etwa
4 bis 5V) messen.
3. Schließen Sie den hochohmigen Kopfhörer zunächst an den Ausgang des RC - Generators
an. Stellen Sie das Ausgangssignal durch Veränderung der Stellung des RC - Generator -

Ausgangspotis so schwach ein, daß Sie es gerade noch hören. Selbstverständlich haben Sie
vorher die Arbeitspunkteinstellung und die Dämpfung des RC - Generators noch einmal
überprüft. So haben Sie die Gewähr, daß der Generator ein Sinussignal abgibt (Hörprobe!).
4. Koppeln Sie das Nf - Signal auf den Eingang des Nf - Verstärkers auf. Legen Sie den
Kopfhörer auf den Ausgang des Verstärkers. Bei richtiger Arbeitspunkteinstellung des
Verstärkers hören Sie sofort die erhebliche Verstärkung des Nf - Signals.
5. Erhöhen Sie das Verstärkereingangssignals durch Veränderung der RC -
Generatorausgangsspannung. Wird das Eingangssignal zu groß, so wird der Nf - Verstärker
übersteuert. Sein Ausgangssignal hat dann keine Sinusform mehr. Akustisch fällt das sofort
durch einen unsauberen Ton im Kopfhörer auf.
Bild 4: Beschaltung des Nf - Verstärkers
Telefonmithörer
Manchmal lassen sich mit einer Handvoll Bauteile wirklich praktische Dinge bauen. Ein
solches Gerät ist der hier gezeigte Telefonverstärker, den man schnell in einer Stunde
zusammenlöten kann. In der Praxis sieht es oft so aus, daß jemand ein Telefongespräch führt
und drei oder vier Freunde sitzen herum und können nur ahnen, was der Partner am anderen
Ende dem Gegenüber mitteilt.
Mit einem einfachen Trick kann das Gesprochene über einen Lautsprecher hörbar gemacht
werden, ohne daß man eine Verbindung zu dem Telefonapparat herstellen muß, was von der
Post verboten ist. Der Trick besteht darin, daß man eine kleine Spule mit einem Eisenkern in
die Nähe des Telefons bringt und auf induktivem Wege das Gesprochene empfängt. Im Inneren
eines jeden Telefonapparates befindet sich ein Übertrager, der ein magnetisches Streufeld
aufbaut, das auch außerhalb des Gehäuses noch empfangen werden kann, wenn man eine
entsprechende Verstärkung vorsieht. Da das zu empfangende Signal sehr klein ist (etwa 5 mV)
benötigt man für eine ausreichende Lautstärke drei Transistorstufen, die hier in
Emitterschaltung arbeiten (Bild 5).
Um wegen des nötigen großen Verstärkerfaktors Brummstörungen zu vermeiden, wurde die

Schaltung so entwickelt, daß quasi nur die Sprechfrequenzen durchgelassen werden.
Dies geschieht einmal mit dem Kondensator C1, der parallel zur Magnetspule liegt und somit
die hohen Frequenzen kurzschließt. Zum ändern wirkt C3 entgegengesetzt; für tiefe Frequenzen
stellt der Kondensator einen hohen Widerstand dar, so daß Brummspannungen weitgehend
unterdrückt werden. Die Einstellung der Lautstärke erfolgt zwischen der ersten und zweiten
Stufe, da man wegen des sehr geringen Eingangsignals die erste Stufe noch nicht zu begrenzen
braucht.
Die Schaltung ist aus solchen Standardbauelementen zusammengestellt, so daß eigentlich jeder
einigermaßen gut sortierte Bastler diesen Telefonmiethörer aus der "Rumpelkiste"
zusammenbauen kann. Einziges Problem könnte die Magnetspule darstellen, denn wer wickelt
schon gerne dünnen Kupferdraht auf einen Kern? (Für solche, die es nicht lassen können, hier
die Spulendaten, die etwa 180mH ergeben: offener U-Kern, 5x5, Schenkellänge 15 mm;
Windungszahl: 2000 Windungen; Draht: Kupferlackdraht mit 0,08 mm Durchmesser.) Viel
einfacher ist es natürlich, wenn man sich einen direkt für solche Zwecke ausgelegten Adapter
mit Saugnapf besorgt, wo es in allen Elektronikläden zu kaufen gibt.
Für die ganz Schnellen jedoch, die am selben Abend noch Erfolge vorzeigen wollen: es geht
auch mit der Spule eines Kleinrelais (6 bis 12 Volt), die man einfach mit Doppelklebeband
befestigt. Die Verbindungsschnur zwischen Adapter und Gerät sollte nicht länger als l m sein.
Man kann mit diesem Telefonverstärker auch noch ein anderes Spielchen machen, bei dem man
zumindest eine Grundbedingung für Verstärker erkennt: Eingang und Ausgang sollten immer
gut voneinander getrennt (fachmännisch: entkoppelt) sein. Bringt man nämlich die Spule in die
Nähe des Lautsprechers, so tritt je nach Entfernung und Lage ein Pfeifton auf, bedingt durch
die Rückkopplung zwischen Spule und Lautsprechersystem. Wer die Spule geschickt zu
bewegen versteht, kann zur Not einem Kanarienvogel Konkurrenz machen. Da das Gerät nur
einige mA aufnimmt, kann man mit einem 9-V-Batterieblock schon einige Stunden Telefonate
verstärken. Jedoch sollte man bei Verwendung den anderen Gesprächspartner jeweils um sein
Einverständnis bitten, daß andere mithören dürfen.
Copyright & COPY; 1999 Elektronik - Page

Die integrierten Digitalbausteinen IC´s
Die stürmische Entwicklung der Elektronik in den vergangenen beiden
Jahrzehnten wurde durch zwei bemerkenswerte technologische Durchbrüche
regelrecht erzwungen. Da war zu Beginn dieser Zeitspanne die Entwicklung und
Verfeinerung der modernen Halbleitertechnologie und bald darauf die
Bereitstellung immer konsequenter durchdachter, integrierter elektronischer
Schaltungen. Umfangreiche Anwendungsprobleme können damit preisgünstig,
schnell und ohne viel zusätzlichen Aufwand gelöst werden. Von den integrierten
Schaltungen (auch ICs genannt) läßt sich die Untergruppe der integrierten
Digitalschaltungen - und hier wieder um die Digitalbausteine der Reihe 74xx -
besonders leicht auch von Amateuren einsetzen. Die Digitalbausteine der Reihe
74xx sind relativ unkompliziert in der Handhabung und - das ist besonders wichtig
- fast überall zu außerordentlich günstigen Preisen zu haben.
Die Reihe 74xx wurde vor Jahren von der Firma Texas-Instruments auf den Markt
gebracht. Inzwischen werden entsprechende Bausteine praktisch von allen
führenden Halbleiter-Bauelemente-Fabrikanten angeboten. Das System der
verschiedenen Digitalbausteinfunktionen ist sehr umfangreich. Man kann als
Amateur nicht einmal annähernd die Möglichkeiten ausschöpfen, die sich aus den
angebotenen Bausteinvarianten ergeben. Aber dieses System bietet eine Chance.
Wenn man sich einmal mit den Grundzügen des 74xx-Systems experimentell
vertraut gemacht hat, kann man der Phantasie bei der Suche nach neuen
Schaltungen freien Lauf lassen. Bei der 74xx-Reihe ist das Dualin-Line-Gehäuse
üblich. Dualin-Line wird mit "Zwei-in-Reihe" übersetzt. Gemeint sind damit die
Bausteinanschlüsse, die in zwei parallelen Reihen (2x7=14 bzw. 2x8=16)
angeordnet sind. Gehäuse mit mehr als 16 Anschlüssen werden bei speziellen
Digitalbausteinen ebenfalls gefertigt - dies jedoch relativ selten. Die Vorzüge des
Dual-in-Line(DIL)-Gehäuses werden besonders bei der Ausführung gedruckter
Schaltungen deutlich (Bild 9.3).
Selbstverständlich lassen sich Digitalbausteine der 74xx-Reihe direkt in
elektronische Platinen einlöten - vorausgesetzt, man beachtet die Lötvorschriften.

Da alle 14 bzw. 16 Anschlüsse letztlich in einem gemeinsamen Kristall
zusammenlaufen, würde eine zu intensive Hitzeeinwirkung durch das Löten zum
Wärmetot des Bausteins führen. Problematischer ist das Auslöten des IC-
Bausteins. Um den eingelöteten IC-Baustein aus der Platine zu entfernen, müssen
quasi alle 14 bis 16 Anschlüsse gleichzeitig ausgelötet werden, da es sonst kaum
möglich ist, den Baustein ohne mechanische Zerstörung aus der Platine zu
entfemen.
Da auch der Elektronik-Profi solche Probleme kennt, hat die Industrie Auslöthilfen
geschaffen, die Lösung des Problems bieten die sogenannten Dual-in-Line -
Stecksockel. Das sind Fassungen, in die die Digitalbausteine hineingesteckt
werden, nachdem die weniger hitzeempfindliche Fassung eingelötet worden ist.
Man löst damit also nicht nur das Hitzeproblem, sondern auch die Schwierigkeit,
daß sich ein eingelöteter Baustein kaum austauschen läßt, weil man ohne
besondere Vorrichtungen kaum alle 16 "Beine" gleichzeitig wieder auslöten kann.
Wenn Sie bei Ihren Versuchsschaltungen IC-Bausteine häufiger aus den
Fassungen nehmen (um sie z.B. gegen andere Typen auszutauschen) oder wenn
mit bestimmten äußeren Belastungen gerechnet werden muß (z.B. Erschütterungen
in Fahrzeugen), dann sollten Sie nicht die billigsten Fassungen verwenden. Das
Einlöten der Dual-in-Line-Stecksockel in eine Platine ist unproblematisch, wenn
Sie gutes Lötwerkzeug und hochwertiges Platinenmaterial verwenden. In
bestimmten Fällen kann es für Sie interessant sein, Leiterbahn - Platinen
einzusetzen, deren Leiterbahnabstände mit den Abständen der Anschlußstifte der
IC - Sockel übereinstimmen.
Selbstverständlich muß man dann die leitenden Verbindungen zwischen den
beiden Anschlußreihen sorgfältig entfernen. Besonders sorgfältig sind die
Anschlußbeinchen der ICs zu behandeln. Wenn der Abstand der Anschlußreihen
des ICs mit dem Abstand der Aufnahmelöcher des Dual - in - Line Stecksockels
nicht übereinstimmt, biegen Sie die Anschlüsse des ICs nicht einzeln. Sehr leicht
läßt sich der IC - Baustein aus einer Fassung entfernen, wenn Sie zwischen
Fassung und IC einen Schraubendreher von entsprechender Klingenbreite
schieben. Der gerätetechnische Aufwand, den man beim Experimentieren mit
digitalen ICs zu betreiben hat, ist verblüffend gering. Der Experimentierplatz
besteht aus 4 Funktionseinheiten, die man sich zum Teil selbst herstellen kann.
Man braucht:
o die Spannungsversorgungseinheit,

o die Signaleingabeeinheit,
o die Experimentierplatine,
o die Signalausgabe- oder Anzeigeeinheit.
Den einschlägigen Datenblättern zur 74xx-Bausteinserie kann man entnehmen,
daß die Betriebsspannung UB= +5 V gegen Masse beträgt. Der absolute
Grenzwert dieser Versorgungsspannung liegt bei Ug = +7 V. Dieser absolute
Grenzwert darf nicht überschritten werden, weil der IC-Baustein sonst zerstört
wird.
Bei der Spannungsversorgung geht man davon aus, daß die Betriebsspannung von
5 V keine höheren Abweichungen als ± 5% haben darf. Die Grenzen der
Betriebsspannung bei +4,75 V und +5,25 V. In diesem Bereich funktionieren die
Bausteine einwandfrei.
Die ersten Gehversuche im faszinierenden Bereich der digitalen IC-Technik kann
man bereits ohne Kostenaufwand durchführen, weil eine frische 4,5-V-
Flachbatterie gerade etwa 4,75 V Spannung liefert. Um in jedem Fall
funktionssicher experimentieren zu können und weil Ihre digitalen Schaltungen
sicherlich auch bald etwas umfangreicher sein werden, empfiehlt es sich, doch
direkt mit dem Bau eines stabilisierten 5-V-Netzgerätes zu beginnen.
Je größer die Experimentierschaltung wird, die Sie aufbauen wollen, desto größer
muß auch der max. zulässige Ausgangsstrom des stabilisierten 5-V-Netzgerätes
sein. Unsere Versuche in diesem Buch sind so ausgelegt, daß die vorgeschlagenen
Netzgeräte mit Sicherheit ausreichen.
Die Signaleingabeeinheit
Es werden in diesem Kapitel drei Signaleingabeeinheiten geschildert,
· Die statische Signaleingabeeinheit
· Die prellfreie Signaleingabeeinheit
· Die periodische Signaleingabeeinheit
Die jeweils bestimmten Anforderungen gerecht werden. Für die ersten
Experimente ist nur die statische Signaleingabeeinheit notwendig. Erst später,
sobald man sie benötigt, werden wir auch die beiden anderen vorstellen.
Betrachten Sie die Schaltung nach Bild 1 Wenn der Schalter nicht betätigt wird,
fließt ein Strom über den Systemwiderstand R1 und über die Germaniumdiode G
zur Masse. Die Reihenschaltung R5 und LED ist kurzgeschlossen. Die

Leuchtdiode bleibt dunkel. Wegen des Spannungsabfalls an der Diode G erhalten
wir eine Ausgangsspannung von ungefähr +0,4 V. Betätigt man jetzt den Schalter
S, so wird die Germaniumdiode G gesperrt. Der Ausgang führt jetzt ungefähr 5V.
Über R5 und die Leuchtdiode fließt ein Strom zur Masse. Der Zustand U = + 5V,
der am Ausgang der Schaltung auftritt, wird durch das Aufleuchten der LED
angezeigt.
Vollständige Schaltung der Vierfach - Signaleingabeeinheit
Strom - und Spannungsverhältnisse in der statischen Signaleinheit
An der Funktion dieser Eingabeeinheit wird erkennbar, welche Art von
elektrischen Signalen die Digitalbausteine aus der 74xx - Serie verarbeiten können.
Ist S unbetätigt, so liegt am Ausgang der Eingabeeinheit die Spannung 0,4 V, also
eine niedrige Spannung; ist S betätigt, so liegt am Ausgang die Spannung +5 V,

also eine höhere Spannung. Diese beiden "Zustände" des Ausgangs können mit
elektronischen Mitteln leicht erzeugt und unterschieden werden. Alle
gebräuchlichen digitalen Systeme arbeiten mit solchen zweiwertigen Signalen,
weil es technisch wesentlich komplizierter ist, 3, 4 oder mehr Zustände
auseinander zuhalten. Man nennt solche zweiwertigen Signale binäre Signale.
Wenn Sie schon etwas Ahnung von der Digitaltechnik haben, werden Sie vielleicht
fragen, weshalb hier nicht genau 0V und genau 5V die beiden Zustände sind. Für
theoretische Betrachtungen kann man diese scharf definierten Zustände benutzen;
In der praktischen Anwendung werden die Signale aber von den ICs konkret
verarbeitet und dabei treten prinzipiell Toleranzen auf - weil über Transistoren
Restspannungen stehen bleiben oder weil bei Belastung eines Ausgangs sich die
Spannung ändert.
Zusammengefaßt: Die Digitalbausteine verarbeiten binäre Signale. Das ,,Signal"
ist die elektrische Spannung. Das Signal soll nur zwei Zustände annehmen können;
es heißt deshalb binäres Signal. Binäre Signale lassen sich besonders leicht
elektronisch verarbeiten. Nach DIN 41 785 werden die beiden möglichen Zustände
des binären Signals mit L (low) und H (high) bezeichnet. Dabei liegen die Werte
des L - Bereichs näher an - oc und die Werte des H-Bereichs näher bei +x.
elektrisches Potential. Das kann man zum Beispiel erkennen, wenn man in den
Datenblättern zu 74xx-Serie nachliest, welche An-gaben die Hersteller über die
Beschaffenheit der Si-gnale machen, die damit verarbeitet werden können. Am
Eingang eines Digitalbausteins der 74xx-Serie wird ein elektrischer Zustand als L-
Signal identifiziert, wenn das elektrische Potential kleiner als +0,8 V ist. Als H-
Signal wird ein elektrisches Poten-tial erkannt, das höher als +2,0 V liegt. Somit
können wir sagen, daß von der integrierten Digital-Schaltung der Potentialbereich
0 V bis +0,8 V als L-Eingangssignal und der Potentialbereich +2 V bis +5 V
(Betriebsspannung) als H-Eingangssignal gewertet wird.
Da digitale Bausteine auf binäre Eingangssignale mit binären Ausgangssignalen
antworten müssen und diese wieder von digitalen Bausteinen weiterverarbeitet
werden sollen, garantieren die Hersteller der Reihe 74xx, daß das L-
Ausgangssignal kleiner oder gleich +0,4 V und das H-Ausgangssignal größer als
+2,4 V ist. Für die von uns konstruierte Eingabeschaltung garantieren wir das
auch: unser L-Signal ist kleiner oder gleich 0,4 V, unser H-Signal ist größer als 2,4
V (nämlich fast 5 V).
Später werden Sie sehen, daß diese Daten bei allen Bausteinen nur dann

eingehalten werden, wenn die Ausgänge nicht stärker belastet werden, als dies von
der Konstruktion her zulässig ist.
Bei den Signalausgabeeinheiten unterscheiden wir drei Typen:
o die Binärzustands-Anzeigeeinheit,
o die 7-Segment-Ziffem-Anzeigeeinheit,
o die akustische Ausgabeeinheit.
Auch hier wollen wir wieder zwei der drei Schaltungen und zwar die beiden
letztgenannten vorläufig zurückstellen.
Die Binärzustands-Anzeigeeinheit (Bild 1 und 2) ist mit dem Transistor BC 547 C
ausgestattet. Dieser steuert die eigentliche LED-Anzeige. (Eine direkte
Ansteuerung von Leuchtdioden über ICs ist möglich. Wir kommen darauf zu
sprechen.) Das besondere an der Anzeigeeinheit ist, daß die Leuchtdiode dem
Emitter des Transistors nachgeschaltet ist. Im Gegensatz zur Anordnung der LED
im Kollektor-Ausgang des Transistors wird hier das zum Durchschalten des
Transistors benötigte Basispotential von 0,7 V noch um den Betrag der
Durchlaßspannung der Leuchtdiode auf 0,7 V+1,6 V =2,3 V erhöht. Beachten Sie,
daß ohne diesen Schaltungstrick bereits ein L-Pegel von 0,7 V fälschlicherweise
genauso zum Aufleuchten der LED-Anzeige führen würde, wie der H-Pegel. In
dieser Schaltungsvariante gilt also eindeutig:
L-Pegel am Eingang der Anzeige-Einheit: LED bleibt dunkel,
H-Pegel am Eingang der Anzeige-Einheit: LED leuchtet auf.

Vollständige Schaltung der Vierfach - Signalausgabeeinheit, R1 - R4 = 3,3kΩ , T1 - T4 = BC547C, 47µF
6,3V
Durch die Einordnung der LED in die Emitterleitung wird die zum Schalten benötigte Schwellspannung
deutlich angehoben
Ein kleiner Zwischenversuch: Verschalten Sie Eingabe und Ausgabeeinheiten so
miteinander, wie es Bild 3 zeigt. Beachten Sie daß die Versorgungsspannung Ub =
+5V gegen Masse von Schaltungseinheit zu Schaltungseinheit duschverbunden
werden muß (in den folgenden Versuchsschaltungen werden wir fast durchweg auf
die Darstellung der Spannungsquelle und der
Betriebsspannungsversorgungsleitungen der Übersichtlichkeit wegen verzichten).
Wenn Sie jetzt einen der Schalter betätigen, so müssen die Leuchtdiode der
Eingabeeinheit und die der entsprechenden Anzeigeeinheit aufleuchten.

Die Experimentierplatine soll die zu untersuchenden oder die zu größeren
Schaltungen miteinander zu verknüpfenden digitalen IC - Bausteine aufnehmen.
Bei Arbeiten mit dieser Platine lernen Sie die ICs kennen. Die Einheit kann aber
auch Hilfsmittel bei Entwicklungsarbeiten, also Zwischenstadium zu einer
festverdrahteten Anwendungsschaltung sein. Kurz und gut: die
Experimentierplatine soll rasches, schgerechtres, flexibles und sicheres Arbeiten
ermöglichen. Wegen der vielen dicht beieinanderliegenden Anschlussbeinchen der
ICs gibt die Experimentierplatte dem Elektroniker besondere Probleme auf. Damit
die Experimentierschaltung sicher gesteckt werden kann, müssen die IC-
Anschlüsse räumlich künstlich auseinandergezogen werden. Dies gelingt am
besten, wenn man eine gedruckte Schaltung verwendet. Da die Nachfrage nach
geeigneten Experimentierplatinen stetig steigt, hat sich der Handel preiswerte
Lösungen einfallenlassen.
Solche Experimentierplatinen haben eine durchdachte Aufteilung (bis hin zur
Führung der Betreibspannungsversorgungsleitung), sie sind ohne viel Arbeit
herzustellen und - auf den einzelnen Stecksockel umgerechnet - relativ preiswert.
Alle Geräteeinheiten des Experimentierarbeitsplatzes sind mit versilberten
Lötstiften ausgestattet. Als Stecker werden Steckschuhe verwendet. Am besten
stellen Sie sich noch vor dem Experimentieren eine gewisse Anzahl von
Experimentierleitungen her. Kaufen Sie sich flexible Schaltlitze und ein Päckchen
Steckschuke (ist alles nicht teuer) und löten Sie an verschieden lange Litzenstücke
Steckschue an.
Experimente mit der 74xx - Reihe
Die digitalen Bausteine der 74xx-Reihe sind mit steigenden Zahlen numeriert. Die

Reihe beginnt mit dem wohl universellsten Digitalbaustein, dem Vierfach - NAND
- Baustein 7400. Ihre ersten experimentellen Erfahrungen sollen Sie mit diesem
interessanten Baustein machen. Sie benötigen die Eingabeeinheit, die
Ausgabeeinheit, eine Experimentierplatine, eine Spannungsversorgung und
Experimentierleitungen, der Baustein 7400 - ein Vierfach - NAND - Glied mit je 2
Eingängen.
Sieht man von der gemeinsamen Spannungsversorgung ab, so sind alle 4 in diesem
Baustein enthaltenen digitalen Gatter voneinander völlig unabhängig. Bauen Sie
die erste Versuchsschaltung auf. Beachten Sie dabei, daß bei diesem Baustein der
Anschluß 7 auf Masse und der Anschluß 14 auf UB = +5 V der stabilisierten
Versorgungsspannung gelegt werden. Im Bild sehen Sie den Anschlußplan des
Vierfach - NAND - ICs SN 7400. Regel: Ansicht von oben! müssen. Vergleichen
Sie den Anschlußplan des 7400 mit dem IC selbst, so sehen Sie, daß das IC eine
Einkerbung trägt, die auch im Anschlußplan angedeutet ist. Legen Sie
grundsätzlich die Dual - in - Line-ICs so vor sich hin, daß die Einkerbung oder
Kennung links liegt. Die Benennung der IC-Anschlüsse beginnt dann an der linken
unteren Ecke mit. Selbstverständlich wird der IC-Baustein so in den Dual - in -
Line - Stecksockel eingesetzt, daß sich die Markierungen von IC und Stecksockel
miteinander decken.
Anschlußplan des IC SN 7400 zeigt das zum Versuch nach der Versuchsschaltung
gehörende Schaltzeichen, den Belegungsplan der verwendeten IC-Anschlußstifte
und die Funktionstabelle zum Versuch. Das NAND - Glied besitzt zwei freie
Eingänge A und B und den abhängigen Ausgang Z. Durch die Schalterstellungen
unserer Eingabeeinheit können die Eingänge des ICs wahlweise mit L- oder H-
Pegel belegt werden. Dabei gibt es insgesamt (bei 2 Eingängen) vier mögliche
Signaleingangs - Kombinationen. Die Ausgabeeinheit zeigt uns den Pegel des
NAND - Gatter - ausgangs Z an, der bei der NAND - Funktion wie folgt vom
"Eingang" abhängt: nur die Eingangs - Signal - Kombination A=H und B=H führt
zu Z=L. Alle anderen Eingangs-Signalkombinationen ergeben den
Ausgangszustand Z=H. Die im Schaltsymbol enthaltene Anmerkung "1/4
SN7400" weist darauf hin, daß zur Realisierung des Versuchs nur ein Viertel des
NAND - Bausteins 7400 benötigt wird. Diese Art der Kennzeichnung ist besonders
bei der Konzeption großerer Schaltungen praktisch, erhält man hierdurch doch
eine genaue Übersicht des anstehenden IC - Bedarfs. Werden mehrere Bausteine
gleichen Typs verwendet, so können Sie mit I, II usw. gekennzeichnet werden.

Versuchsschaltung mit Vierfach -NAND - IC - SN7400
Anschlußplan des Vierfach - NAND - ICs SN7400: Ansicht von oben!
A B Z
L L H
L H H
H L H
H H L

Funktionstabelle eines NAND - Gliedes
Die nachfolgenden Bilder geben Ihnen experimentelle Anregungen zum Aufbau
von Versuchsschatungen mit dem Baustein 7400. Dabei lernen Sie die wichtigsten
logischen Grundfunktionen in NAND - Realisation kennen. Die nachfolgenden
Bilder geben Ihnen experimentelle Anregungen zum Aufbau von
Versuchsschaltungen mit dem Baustein 7400. Dabei lernen Sie die wichtigsten
logischen Grundfunktionen in NAND - Realisation kennen. Da die jeweilige, dem
Versuch zugeordnete Jinktionstabelle genaueste Auskunkt über die Funktion der
Schaltung gibt, können wir mit kurzen Erklärungen zu den Schlatungen
auskommen.
Führt man die Eingangsvariable A allen Eingängen des ICs parallel zu, so negiert
die NAND - Stufe das Eingangssignal. Sie macht aus A = L - Z= H und aus A = H -
Z=L

Versuchsschaltung NICHT aus AND
A Z
L H
H L
Funktionstabelle eines NICHT - Gliedes
Eine doppelte Negation führt zur Bestätigung (Bejahung) des Eingangssignals.
Tritt ein solcher Fall auf, so kann in der Regel auf beiden NICHT - Glieder
ersatzlos versichtet werden.

Versuchsschaltung: Doppelt Negation
A Z
L L
H H
Funktionstabelle: Bejahung

Versuchsschaltung: Dreifache Negation
Eine dreifache Negation verhält sich wie eine einfache Negation verhält sich wie
eine einfache Negation. Zwei der drei NICHT - Glieder können ersatzlos
gestrichen werden.
A Z
L H
H L
Funktionstabelle zu NICHT

Versuchsschaltung: UND aus NAND
A B Z
L L L
L H L
H L L
H H H
Funktionstabelle zu UND
Schaltet man einer NAND - Stufe eine zweite als Negation verschaltete NAND -
Stufe nach, so erhält man eine UND - Funktion. Der Ausgang Z der Schaltung
führt nur dann den H - Pegel, wenn alle Eingänge der UND - Stufe ebenfalls H -
Pegel aufweisen.

Versuchsschaltung: ODER aus NAND
A B Z
L L L
L H H
H L H
H H H
Funktionstabelle zu ODER
Bei einer ODER - Stufe führt der Ausgang Z nur dann L - Pegel, wenn alle
Eingänge ebenfalls L - Pegel führen.

Versuchsschaltung: NOR aus NAND
A B Z
L L H
L H L
H L L
H H L
Funktionstabelle zu NOR
Bei einer NOR - Stufe führt der Ausgang Z nur dann H - Pegel, wenn alle
Eingänge der NOR - Stufe L - Pegel führen.

Versuchsschaltung: Antivalenz aus NAND
A B Z
L L L
L H H
H L H
H H L
Funktionstabelle zu Exklusiv - ODER
Der Ausgang Z führt nur dann H - Pegel, wenn beide Eingänge ungleiche Pegel
führen.

Versuchsschaltung: Äquivalenz aus NAND
A B Z
L L H
L H L
H L L
H H H
Funktionstabelle: Äquivalenz
Der Ausgang Z führt nur dann H - Pegel, wenn beide Eingänge gleiche Pegel
führen.
Mit Kondensatoren kann man Störungen abblocken
Um sicher zu gehen, daß keine unerwünschten Störungen innerhalb der
verdrahteten Digitalschaltungen auftreten, wird empfohlen, sogenannte
Koppelkondensatoren von etwa 0,1µF zwischen UB = +5V und Masse zu schalten.
Dies geschieht am wirkungsvollsten, wenn man pro DIL - Gehäuse bzw. DIL -
Stecksockel einen solchen Kondensator mit möglichst kurzen Verbindungen

anbringt. Es ist zu erwähnen, daß nur Kondensatoren vom Typ der Keramik - bzw.
Tantalkondensatoren eingesetzt werden dürfen.
Treten niederfrequente Störungen auf, die über die Versorgungsleitungen
eindringen, so sollten diese über Tantalkondensatoren von ungefähr 10µF
unmittelbar am Eingang der Schaltplatine kurzschlossen werden; die Anschlüsse
sebstverständlich zwischen UB und Masse. Wenn Ihre Schaltung - obwohl
mehrfach geprüft - nicht korrekt arbeitet, dann können oft Entstörkondensatoren
helfen.
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Operationsverstärker
Grundsätzlich kann jeder einfache Transistor - sofern er geeignet beschaltet ist
als analoger Signalverstärker verwendet werden. Man darf aber an einen
solchen "Verstärker" keine besonderen Ansprüche stellen, "siehe Bild ". Seine
Eigenschaften bleiben weit hinter denen zurück, die ein idealer Verstärker
haben sollte, nämlich:
· Beliebig, einstellbare Verstärkung,
· Lineare (d.h. verzerrungsfreie) Verstärkung,
· Unendlich großer Eingangswiderstand,
· Unendlich großer Ausgangswiderstand,
· Völlige Unempfindlichkeit gegen Temperatureinflüsse usw. "Siehe Bild"
Einen idealen Verstärker kann man technisch nicht verwirklichen. Aber mit
entsprechenden Schaltungsaufwand lassen sich immerhin Verstärker bauen, die
sehr nahe an die Eigenschaften eines idealen Verstärkers herankommen. Solche
hochwertigen Analogverstärker sind teuer und umfangreich, wenn sie in
diskreter Technik aufgebaut werden.

Bild: 1: Transistor als Verstärker von Kleinspannungssignalen
Seit einiger Zeit gibt es aber eine Reihe von Analogverstärkern in integrierter,
miniaturisierter Form, die wegen ihrer bemerkenswerten technischen
Eigenschaften und wegen ihres geringen Preises nicht nur für kommerzielle
Anwender, sondern auch für Amateurelektroniker interessant sind.
Bild 2: Ein idealer Spannungsverstärker müßte eine beliebig große lineare Verstärkung,
einen unendlichen großen Eingangs und einen unendlichen kleinen Ausgangswiderstand haben
Eine spezielle Gruppe dieser Analogverstärker (Amerikanisch: Operational
Amplifier, abgekürzt: Op-Amp.). Ihren Namen erhielten diese Verstärker, weil
sie zuerst in Analogrechnern zur Ausführung von Rechenoperationen
eingesetzt wurden. Aber so begrenzt ist ihr Einsatzbereich längst nicht. Der
Amateurelektroniker kann Operationsverstärker überall dort verwenden, wo
gute Gleich- und Wechselspannungsverstärker benötigt werden. Denn
Operationsverstärker haben vor allem folgende Vorzüge:

· Hohe Spannungsverstärkung bis zu mehreren Zehnerpotenzen,
· Einstellbarkeit des Verstärkungsfaktors,
· Beste Linearität der Signalübertragung in einem weiten Bereich,
· Weitgehende Überlastungssicherheit und
· Je nach äußerer Beschaltung sind hohe oder niedrige Eingangs- und
Ausgangswiderstände einstellbar.
Integrierte Operationsverstärker sind äußerlich nicht größer als Transistoren
bzw. Dual - in - Line - Bausteine. Ihr Preis liegt wesentlich unter dem von
gleichwertigen diskreten Schaltungen. um einen ersten Eindruck zu vermitteln,
sind " siehe Bild " das Schaltsymbol und die verschiedenen Bauformen eines
verbreiteten integrierten Operationsverstärkers abgebildet. Der angeführte
Verstärkertyp wird von vielen Herstellern produziert und unter verschiedenen
Bezeichnungen angeboten. z.b. µA741, MC1741, SN72741, TBA221 u.a.
Diesen Operationsverstärker, der hier künftig abgekürzt mit "741" bezeichnet
werden soll, wollen wir beschreiben und einsetzen. Vieles läßt sich dann
sinngemäß auf die meisten anderen Operationsverstärkertypen übertragen.
Anschluß des Operationsverstärker 741
Um einen ersten Eindruck vom " Wesen " des Operationsverstärkers zu
bekommen, betrachten wir ihn vorerst nur als " black box ". Für die
Energieversorgung besitzt der Operationsverstärker zwei Anschlüsse: +UBatt
und -UBatt.

Bild 3: Maßnahmen zum Eingans - Nullspannungsabgleich (Eingangs - Offsetspannungsabgleich).
Zur Signalverarbeitung dienen zwei Eingansanschlüsse und ein
Ausgangsanschluß. Daneben gibt es noch zwei Anschlüsse für
Abgleichmaßnahmen. " Siehe Bild oben " ist das Symbol für einen
Operationsverstärker mit den genannten Anschlüssen und mir der
Betriebsspannungsbeschalten dargestellt. Ausnahmsweise haben wir in das
Symbol das Anschlußschema des Typs 741 im DIL-Mini-Steckgehäuse
eingezeichnet. Es soll Ihnen das Anschließen erleichtern, wenn Sie gleich
experimentieren wollen. Das Anschlußschema gilt übrigens bezüglich der
Anschlußziffern auch für das Metallgehäuse TO-99 (TO-5), ( Jeweils in der
Ansicht von oben).
Auffällig ist die - auf Masse bezogen - positive und negative
Betriebsspannungsversorgung. Sie erscheint auf den ersten Blick umständlich
und aufwendig. Sie gibt aber dem Operationsverstärker optimale
Eigenschaften. Seine Innenschaltung ist dementsprechend ausgelegt. Diese Art
der Spannungsversorgung hat den Vorteil, daß der Operationsverstärker je nach
Aussteuerung an seinem Ausgang positive oder negative Spannungen bezogen
auf Masse liefern kann. Für verschiedene Betriebsfälle ist dies notwendig. Die
Betriebsspannung für den "741" kann zwischen ±4,5V und ±18V gewählt

werden. Die Hersteller empfehlen als günstige Betriebsspannung ±15V und
beziehen darauf ihre Kennwerte-Angaben in den Datenblättern. Bei kleineren
Betriebsspannungen verschlechtern sich manche Kennwerte. Für die ersten
Experimente reicht es aber, wenn zwei 4,5-V-Batterien oder zwei 9-V-
Batterien verwendet werden, falls kein entsprechendes Netzgerät mit doppelter
Spannungsabgabe zur Verfügung steht.
Operationsverstärker besitzen in der Regel zwei Signaleingänge, die
üblicherweise mit den Kennzeichen "+" und "-" unterschieden werden. Hierbei
handelt es sich nicht um Potential-, sondern um Funktionsbezeichnungen.
Signale am "-" -Eingang werden invertiert; sie erscheinen am
Verstärkerausgang in umgekehrter Richtung. Signale am "+"- Eingang werden
nicht invertiert; sie erscheinen am Ausgang in gleicher Richtung wie am
Eingang. Die Möglichkeit der Signalumkehr ist übrigens ein weiterer Grund,
warum Operationsverstärker mit positiver und negativer Speisespannung
betrieben werden. Wenn Sie den Operationsverstärker nach "siehe Bild" an die
Betriebsspannung anschließen und die Signaleingänge unbeschaltet lassen,
dann werden Sie auf ein Phänomen stoßen, das daran erinnert, daß Sie es leider
nicht mit einem ganz idealen Verstärker zu tun haben: Der Zeiger des
Spannungsmessers wird nach der einen oder anderen Seite ausschlagen,
obwohl noch keine Eingangsspannung an die Signaleingänge angelegt wurde.
Auch wenn Sie die Eingänge untereinander oder mit Masse verbinden, wird die
Ausgangsspannung noch nicht auf Null gezwungen. Diese Reaktion des
Operationsverstärkers entsteht durch Unsymmetrien in der Innenschaltung, die
sich bei der Herstellung kaum vermieden lassen. Wegen der hohen
Spannungsverstärkung wirken sich diese Unsymmetrien stark aus. Immerhin
verstärkt der "741" im Leerlauf 10 000fach bis 100 000fach! Ein
Spannungsunterschied von nur 1mV an den Eingängen führt zu einer
Ausgangsspannung von mindestens 10 000 * 1mV = 10V (falls die gewählte
Betriebsspannung dies überhaupt zuläßt).
Erst das Anlegen einer entsprechenden kompensierenden Spannung an die
beiden Eingänge schafft Abhilfe. Man nennt diese Spannungsdifferenz, die
angelegt werden muß, um die Ausgangsspannung auf 0V zu bringen, die
Eingangs - Nullspannung der Eingangs - Offsetspannung.
Beim Verstärkertyp 741 sind zwei besondere Anschlüsse für den Nullabgleich

mit Hilfe eines Potentiometers vorhanden, Bild zum Nullspannungsabgleich.
Allerdings ist die Nulleinstellung bei "offenem" Verstärker eine diffizile
Angelegenheit. Der Nullspannungsabgleich wird erleichtert, wenn der
Einstellbereich des Potentiometers durch flankierende Widerstände eingegrenzt
wird. In Anwendungsschaltungen wird der Operationsverstärker fast immer mit
einer äußeren Beschaltung versehen um die Verstärkung einzustellen. Dann
erleichtert sich der Nullabgleich ebenfalls oder kann auch ganz überflüssig
werden.
Bild 4: Maßnahmen zum Eingans - Nullspannungsabgleich (Eingangs - Offsetspannungsabgleich)
Ein großer Vorzug des Operationsverstärkers 741, der vor allem beim
Experimentieren deutsch wird, ist seine Überlastungssicherheit. Wenn Sie sich
an die Betreibspannungsgrenze von ±18V halten, kann kaum etwas passieren.
Der Verstärkerausgang kann direkt mit Masse oder den
Betriebsspannungspolen verbunden werden, denn der Ausgangsstrom wird
intern auf rund 18mA begrenzt. Der Verstärkerausgang ist also kurzschlußfest.
Sie können deshalb z.B. ohne weiteres zur Anzeige der Polarität der
Ausgangsspannung zwei antiparallel geschaltete Leuchtdioden anstelle des
Ausgangsspannungsmessers einsetzen, "Siehe Bild".

Bild 5: Der Operationsverstärker 741 besitzt einen kurzschlußfesten,
niederohmigen Ausgang und hochohmige Eingänge.
Die Spannung an den Eingängen des Operationsverstärkers kann so groß wie
die Betriebsspannung, darf aber nicht höher als maximal ±15V gewählt
werden. Die Eingänge können also ohne Gefährdung des Bausteins unmittelbar
mit den Betriebsspannungspolen verbunden werden, solange die
Betriebsspannung nicht größer als ±15V ist. Zwischen beiden Eingängen darf
demnach eine Spannung bis ±30V liegen, "Siehe Bild" . Beim Überprüfen
dieser Tatsachen können Sie nebenbei mit einer "Fingerprobe" feststellen, daß
die Eingangswiderstände der Signaleingänge tatsächlich recht hoch sind
(typisch: 2MW ). Wenn Sie nämlich zwischen einen Batteriespannungspool
und die Zuleitung zu einem der beiden Eingänge, der die Signalumkehr am
Ausgang ermöglicht, Ihren "hochohmigen" Finger legen, so reicht dieser als
Leitungsverbindung aus. Der Eingangsstrom ist dabei geringer als 1µA.

Bild 6: Der Operationsverstärker 741 besitzt einen kurzschlußfesten,
niederohmigen Ausgang und hochohmige Eingänge
Bei Operationsverstärkern läßt sich die Größe der Spannungsverstärkung durch
äußere Beschaltung einstellen. Es sind nur zwei Widerstände erforderlich,
deren Wertverhältnis den Verstärkungsfaktor bestimmt. Ein erstes
Bemessungsbeispiel hierzu zeigt "Siehe Bild". In diesem Schaltbeispiel, das
Sie experimentell überprüfen sollten, ist ein Widerstand R2 =50kΩ zwischen
den Verstärkerausgang und den invertierenden Eingang eingefügt und vor dem
invertierenden Eingang liegt ein Widerstand R1 = 10kΩ . Der nicht
invertierende Eingang, das heißt der "+"- Eingang, ist mit Masse verbunden.
Die beiden Widerstände R1 und R2 stehen zueinander im Verhältnis
Dadurch wird die Spannungsverstärkung zwischen Eingang und Ausgang auf n

= 5 festgelegt. Wenn z.B. eine Eingangsspannung Ue = +1,5V angelegt wird,
tritt eine Ausgangsspannung Ua = - n * Ue = - 5 * 1,5V = - 7,5V auf. Die
Ausgangsspannung ist bezogen auf Masse, gegenüber der Eingangsspannung
entgegengesetzt gerichtet, da der invertierende Signaleingang benutzt wird.
(Alle Spannungsangaben in der Schaltung sind auf Masse bezogen.) Wenn Sie
dabei die Spannung zwichen den beiden Eingängen messen, werden Sie
feststellen, daß sie praktisch 0V ist. Auch bei verschiedenen Änderungen der
Schaltungswerte in weiten Bereichen ändert sich daran nichts! Der
Operationsverstärker stellt in dieser Schaltung wenn irgend möglich - Größe
und Richtung der Ausgangsspannung stets so ein, daß sich am Spannungsteiler
R1 + R2 jeweils Spannungsverhältnisse ergeben, die zwischen den beiden
Signaleingängen praktisch keine Spannungsdifferenz auftreten lassen.
Und noch etwas ist bemerkenswert: Da die Signaleingänge sehr hochohmig
sind, fließen nur äußerst geringe, praktisch vernachlässigbare Eingangsströme.
Für viele Betriebsfalle ist es dann zulässig und zweckmäßig anzunehmen, daß
die Stromstärke in R1 und R2 gleich groß ist: Durch den
Gegenkopplungswiderstand R2 fließt der gleiche Strom, der im
Eingangswiderstand R1 fließt! Anhand dieser Tatsachen lassen sich die
Spannungs-, Strom- und Verstärkungsverhältnisse für einen bestimmten
Anwendungsfall berechnen. Im vorliegenden Bemessungsbeispiel ist die
Eingangsspannung Ue= +1,5 V, der Eingangswiderstand R1 = 10 kΩ. Da das
Potential am invertierenden Eingang praktisch auf 0 V (bezogen auf Masse)
festgehalten wird (weil ja der "+" -Eingang an Masse liegt), kann der
Eingangsstrom I1, der durch R1 fließt, einfach nach dem Ohmschen Gesetz
berechnet werden:
Achtung! Es ist zu beachten, daß zwar der invertierende Signaleingang hier
praktisch Nullpotential führt, aber schaltungsmäßig nicht mit Masse verbunden
ist. Man spricht von einem virtuellen (d.h. scheinbaren) Nullpunkt. Vom
invertierenden Eingang fließt also kein Strom direkt zur Masse! Der Strom
fließt vielmehr durch den Widerstand R2 und erzeugt dort einen
Spannungsabfall. Dieser Spannungsabfall, der hier der Spannung zwischen

Verstärkerausgang und Masse entspricht, läßt sich ebenfalls nach dem
Ohmschen Gesetz berechnen:
Ua = I1 * R2 = 0,15mA * 50kΩ = 7,5V
Um einen Überblick über die Spannungsverhältnisse zu geben, wurde die
Schaltung noch einmal in etwas anderer Darstellung gezeichnet. An dieser
Darstellung kann man ablesen, daß die Eingangsspannung Ue, gleich dem
Spannungsabfall an R1 ist und daß die Ausgangsspannung Ua, gleich dem
Spannungsabfall an R2 ist. Zwischen dem invertierenden Eingang und Masse
besteht kein Potentialunterschied, obwohl keine direkte leitende Verbindung
besteht.
Ein weiteres, anders bemessenes Schaltungsbeispiel zur Einstellung der
Verstärkung bei einem Operationsverstärker. In dieser Schaltung ist der
Verstärkungsfaktor ν = 100. Die Berechnung der elektrischen Verhältnisse
kann in gleicher Weise erfolgen wie im ersten Beispiel.
Bild 7: Bemessungsbeispiel für die Einstellung der Spannungsverstärkung bei einem
Operationsverstärker.
Die Größe der Verstärkung wird durch das Widerstandsverhältnis R2:R1 bestimmt.
Vielleicht haben Sie bei beiden Schaltungen Maßnahmen für den Eingangs -
Nullspannungsabgleich vermißt. Im ersten Fall sind sie nicht notwendig, weil
bei der geringen Verstärkung von n = 5 und bei der relativ hohen
Eingangsspannung von 1,5 V eine möglicherweise vorhandene Eingangs -

Nullspannungsdifferenz von wenigen Millivolt nicht ins Gewicht fällt. Im
zweiten Fall Bild 7, kann ein Nullspannungsabgleich schon eher erforderlich
werden, da die Eingangsspannungen 100fach verstärkt werden. Hier würde sich
eine Eingangs - Offsetspannung von 5mV als Ausgangsspannung von 0,5V
bemerkbar machen! Bauen Sie die Schaltung auf und messen Sie einmal für Ihr
"741"er Exemplar die Auswirkung der Offsetspannung nach.
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Leistungsfähige Meßgeräte
Ausgeklügelte Universalmeßgeräte mit mehreren Skaleneinteilungen und vielen
Einstellknöpfen bieten eine Vielzahl von Meßmöglichkeiten. Aber häufig sind einfache
Spannungs- und Strommesser mit übersichtlicher Meßanzeige völlig ausreichend, wenn nicht
gar zweckmäßiger. Denn es ist nicht immer einfach, während eines Experiments fortwährend
ein Meßgerät von Spannungs- auf Strommessungen umzustecken. Günstiger sind in diesem
Fall getrennte Geräte. Solche Geräte lassen sich bei relativ geringem Schaltungsaufwand mit
Hilfe von Operationsverstärkern aufbauen.
Wenn bei einem Gleichstrommeßwerk unabhängig von der jeweils vorhandenen
Stromrichtung stets ein Zeigerausschlag nur nach einer Seite erfolgen soll (bei
Wechselstrommessungen ist dies unabdingbar), muß der Strom durch Gleichrichter in die
gewünschte Richtung gelenkt werden. Grundsätzlich scheint eine Gleichrichter -
Brückenschaltung dafür geeignet zu sein. Aber leider ergibt sich hier für den Praktiker ein
neues Problem. Bei kleinen Spannungen haben Halbleiter - Gleichrichter einen relativ großen
Widerstand auch in Durchlaßrichtung. Die Meßwertanzeige wird dadurch nichtlinear, d.h. die
Messwerkskala müßte ungleichmäßig eingeteilt werden. Für den Bastler ein schwieriges
Unterfangen, wenn keine entsprechende Meßausstattung zur Verfügung steht. Doch liefert hier
die Verwendung eines Operationsverstärkers als Konstantstromelement eine elegante Lösung.
Prinzipschaltung für einen Wechselspannungsmesser mit linearer Anzeige
In Bild ist ein Gleichstrommeßwerk mit einer Gleichrichter - Brückenschaltung in den
Gegenkopplungszweig eines Operationsverstärkers geschaltet. Wie im vorigen Abschnitt
erläutert wurde, ist die Stromstärke im Gegenkopplungszweig stets gleich der Stromstärke in
R1. Prinzipschaltung eines Spannungsmessers mit Operationsverstärker für beliebig gepolte
Eingangsspannungen bzw. Wechselspannungen. Der Operationsverstärker wirkt für das
Meßwerk als Konstantstromquelle und gleicht dadurch Nichtlinearitäten der
Gleichrichterdioden aus. Diese Stromstärke wird eingestellt, weil der Operationsverstärker die
erforderliche Ausgangsspannung liefert und den Strom über Gleichrichter, Meßwerk und
Widerstand R1 zur Masse treibt.
Die Gleichrichter - Dioden können sogar unterschiedliche Durchlaßwiderstände aufweisen, der
Operationsverstärker gleicht dies durch entsprechende Spannungseinstellung aus, solange er
im vorgegebenen Aussteuerungsbereich arbeitet. Bei einer Betriebsspannung von ±9 V ist der
Aussteuerungsbereich etwa ±7,5 V.
Überlastungssicherer Mehrbereichs-Spannungsmesser für Gleich- und Wechselspannungen mit

Operationsverstärker
Unser Schaltungsvorschlag für einen einfachen Spannungsmesser soll keine Konkurrenz für
Fertiggeräte darstellen. Er weist aber eine Reihe von Merkmalen auf, die für den
Amateurelektroniker interessant sind: Der Spannungsmesser ist geeignet für Gleich- und
Wechselspannungsmessungen in den Bereichen 500V, 100 V, 50V, 10 V, 5V, 1V. Er hat in
allen Bereichen einheitlich den Eingangswiderstand 10MΩ, was Meßfehlerschätzungen
erleichtert. Er ist in allen Bereichen überlastungssicher bis 500V. Er besitzt eine lineare Skala
für Gleich- und Wechselspannungsmessungen, Als Anzeige kann deshalb ein handelsübliches
Meßwerk mit vorgefertigter gleichmäßiger Skalenteilung verwendet werden. Er ist für
Batteriebetrieb konzipiert, also flexibel im Einsatz und frei von Problemen, die sich bei
Netzanschluß ergeben könnten.
Prinzipschaltung eines Spannungsmessers mit Operationsverstärker
für beliebig gepolte Eingangsspannungen bzw. Wechselspannungen.
Der Operationsverstärker wirkt für das Meßwerk als Konstantstromquelle
und gleicht dadurch Nichtlinearitäten der Gleichrichterdioden aus.
Die Schaltung
Die Gesamtschaltung besteht im wesentlichen aus Einheiten, die schon in den vorhergehenden
Abschnitten erläutert wurden: Da ist die Gleichrichter - Brückenschaltung mit dem Meßwerk
im Gegenkopplungszweig des Operationsverstärkers, durch die eine lineare,
polungsunkabhängige Meßwertanzeige erreicht wird. Da ist die Einrichtung für
Nullspannungsabgleich mit dem Potentiometer R0 und den Widerständen R01 und R02 durch
die das Abgleichen erleichtert wird.
Da sind die Widerstände zur Meßbereichseinstellung mit dem Stufenschalter Sber für 6
Meßbereiche. Und schließlich gibt es einen Spannungsteiler am Meßeingang, der die
Meßspannungen für den Operationsverstärker auf verarbeitbare Werte reduziert und
gleichzeitig den hohen Eingangswiderstand des Spannungsmessers verkörpert.
Wenn beispielsweise am Meßeingang eine Spannung von 500V anliegt, steht zwischen dem ,,

+" - Eingang des Operationsverstärkers und Masse eine Spannung von l V an
(Spannungsartschalter Sart geschlossen, Widerstand Rw unwirksam). Der Messbereichsschalter
SBer muß für diese Messung auf die Stellung 500V ( Rb6 = 1kΩ) geschaltet sein. Da der
Operationsverstärker bestrebt ist, zwischen den beiden Signaleingängen keine
Spannungsdifferenz aufkommen zu lassen, wird er am Widerstand Rb6 = 1kΩ den gleichen
Spannungsabfall wie an Rg - 2kΩ, also 1V, erzeugen. Um diesen Zustand zu erreichen, wird
vom Verstärkerausgang her über die Meßwerkschaltung und den Widerstand Rb6 ein Strom
von 1mA getrieben. Das 1mA - Meßwerk wird also gerade Vollausschlag zeigen.
Der Überlastungsschutz
Angenommen, es sei der Meßbereich 50V (Rb4 = 100Ω) eingestellt und am Meßgeräteingang
liege eine Spannung von 500V. Der Operationsverstärker würde dann durch den
Bereichswiderstand Rb4 = 100Ω einen Strom von 10mA treiben müssen, um den „ -" - Eingang
des Verstärkers auf das Potential des ,,+ " - Eingangs zu heben, nämlich auf 1V. Das aber ist in
der vorliegenden Schaltung nicht möglich, weil der Aussteuerungsbereich für die
Verstärkerausgangsspannung begrenzt ist. Das Meßwerk wird zwar etwas, aber nicht zu stark
überlastet.
Der Meßwerkvorwiderstand sollte nämlich so groß eingestellt werden, daß am
Verstärkerausgang eine Spannung von etwa 5V gegen Masse erforderlich ist, um den
Meßwerkstrom von 1mA für den Zeigervollausschlag fließen zu lassen. Dann bleibt bis zur
Grenze des Aussteuerungsbereichs (7,5V) noch ein Spielraum von 2,5V als vertretbare
Spannungsüberhöhung. Dieser Spannungsspielraum darf sogar nicht kleiner bemessen sein,
wenn korrekte Wechselspannungsmessungen möglich sein sollen. Sonst würden bei größeren
Wechseispannungen in der Nähe des Zeigervollausschlags die Spannungsspitzen
„abgeschnitten", was zu Meßfehlern führen würde. Das Meßgerät zeigt dann einen falschen
Durchschnittswert der Wechselspannung. Bei Wechselspannungsmessungen bekommt das
Meßwerk schnell hintereinanderfolgende gleichgerichtete Stromstöße. Der Zeiger, der diesen
Stromschwankungen nicht folgen kann, stellt sich deshalb auf einen durchschnittlichen Wert
ein.
Der Spannungsartschalter
Würden Wechselspannungen mit derselben - Meßschaltung verarbeitet wie Gleichspannungen,
so würde das Meßgerät Werte anzeigen, die bei sinusförmigen Wechselspannungen um rund
10% niedriger wären als die entsprechenden Effektivwerte, die man üblicherweise messen
will. (Ein Hinweis nur für Theoretiker: Das Meßwerk stellt sich auf den arithmetischen
Mittelwert der [sinusförmigen] Wechselspannung ein, der um rund 10% kleiner ist als der
Effektivwert, denn der Operationsverstärker arbeitet hier als Stromkonstantelement.) Diese
Anzeigedifferenz kann aber leicht durch eine einfache Schaltungsmaßnahme vermieden
werden: Mit dem Umschalter SArt kann für Wechselspannungsmessungen ein zusätzlicher
Widerstand Rw zugeschaltet werden, der bei Wechselspannungsmessungen einen um 10%
höheren Spannungsabfall als bei Gleichspannungsmessungen verursacht. Zu beachten ist, daß
bei anderen als sinusförmigen Wechselspannungen diese Relation nicht gilt.

Der Abgleich
Bei der ersten Inbetriebnahme des Spannungsmessers sind folgende Einstellmaßnahmen
durchzuführen: Zuerst der Nullabgleich des Operationsverstärkers mit dem Potentiometer R0.
Der Meßbereichsschalter SBer sollte dazu auf den Bereich 1V eingestellt sein. Dann die
Einstellung der maximalen Ausgangsspannung von etwa 5V am Verstärkerausgang, bei der der
Meßwerkzeiger auf das Skalenende zeigen soll. Als Hilfsmittel hierzu werden ein zweiter
Spannungsmesser und eine Spannungsquelle benötigt. Die Spannungsquelle soll eine
Spannung liefern, die einem der vorgesehenen Meßbereichsendwerte entspricht, also 1V, 5V
o.ä. Eine Monozelle und ein Potentiometer sind dafür z.B. gut geeignet. Wenn eine festgelegte
Eingangsspannung anliegt, erfolgt das Einregulieren der Verstärkerausgangsspannung auf etwa
5V mit dem Meßwerkvorwiderstand Rvm. Für Wechselspannungen muß dieses Gerät nicht
abgeglichen werden, weil durch das Hinzuschalten des 2,2kΩ - Widerstandes Rw in der Regel
eine ausreichende Genauigkeit erzielt wird. Man kann das überprüfen, wenn man zuerst eine
bekannte Gleichspannung mißt und dann eine im Effektivwert gleiche Wechselspannung
anlegt. Der Zeiger auf der Skala muß bei beiden Messungen denselben Wert anzeigen.
Im übrigen hängt die Genauigkeit der Messungen von der Güte des Meßwerks und den
Toleranzen der verwendeten Widerstände ab. Wenn Widerstände mit einer Wertetoleranz von
± l % und ein handelsübliches Meßwerk der Güteklasse 2,5 verwendet werden, dürfte die
Meßgenauigkeit im ganzen bei ±2,5% liegen.
Wie aus der Schaltung ersichtlich ist, werden für die Bereichswiderstände Werte von 200Ω, 20
Ω usw. benötigt. Da Widerstände mit solchen Werten im Handel kaum zu bekommen sind,
muß man andere Werte zusammenschalten: z.B. zwei 100Ω - Widerstände zu einem 200Ω -
Gesamtwiderstand usw. Eine Überlegung noch zum Energiebedarf des Meßgeräts. Ist
Batteriebetrieb nicht zu kostspielig? Die Stromaufnahme ist gering, sie liegt unter 4mA, so daß
mit 9V-Batterien (Typ IEC 6F22) in der Regel eine Betriebsdauer von 30 bis 60 Stunden zu
erwarten ist.

Polaritätstunabhängig, lineare Skala für Gleich - und Wechselspannung,
Bereichsumschaltung von 1V bist 500V, Eingangswiderstand von 10MΩ
für alle Bereiche, überlastungssicher in allen Bereichen für Messspannungen bis 500V.
Schaltung für ein niederohmiges Milliamperemter
Strommesser sollen einen möglichst kleinen inneren Widerstand besitzen, damit sie beim
Einfügen in den Meßstromkreis weder die Betriebsbedingungen des Meßobjekts noch das
Meßergebnis verfälschen. Da aber Drehspul - Meßwerke zum Messen kleiner Ströme in der
Größenordnung von Milli - oder Mikroampere meist einen Widerstand von mehreren hundert
Ohm aufweisen, ist eine niederohmige Anpassung an den Meßstromkreis notwendig. Eine
günstige Lösung dieses Problems ermöglicht die Verwendung eines Operationsverstärkers. Die
Grundschaltung eines Strommessers mit Operationsverstärker.
Dieser Strommesser hat einen Innenwiderstand von nur 1Ω. Das Anzeigemeßwerk kann einen
Innenwiderstand bis zu 5kΩ haben. Der Strommesser ist für einen Meßbereich von 1mA
konzipiert. Durch eine Änderung der Bemessung könnten auch andere Meßbereiche eingestellt
werden. Der Strommesser arbeitet folgendermaßen: Wenn er mit seinen Anschlußklemmen in
einen Meßstromkreis eingeschaltet wird, fließt der zu messende Strom über den Widerstand Rn
= 1Ω. Der an diesem Widerstand entstehende Spannungsabfall wird vom Operationsverstärker
zur Strommessung verwertet und angezeigt.
Angenommen, durch den Widerstand Rn fließe ein Meßstrom von 1mA. Dann entsteht ein
Spannungsabfall von
1mV. Das Potential am „ +" - Eingang des Verstärkers wird auf 1mV gegen Masse angehoben.
Da der Operationsverstärker keine Spannungsdifferenz zwischen den beiden Signaleingängen
aufkommen lassen will, wird der „-" - Eingang ebenfalls auf das 1mV - Potential gegen Masse
angehoben, der Operationsverstärker treibt von seinem Ausgang her einen Strom von 1mA

über das Meßwerk und den Widerstand Rb = 1Ω, an dem deshalb der gleiche Spannungsabfall
von 1mV wie an Rn erzeugt wird. Dabei ist es unwesentlich, ob das Meßwerk einen
Widerstand von z.B. 500Ω oder 5kΩ besitzt, weil der Operationsverstärker hier in bekannter
Weise als Konstantstromelement arbeitet. In der Strommesserschaltung wurde ein
Meßwerkwiderstand von 1kΩ angenommen. Um durch diesen einen Meßstrom von 1mA zu
treiben, muß der Operationsverstärker an seinem Ausgang eine Spannung von genau 1,001V
liefern. In diesem Spannungswert ist die Eingangsspannung von 1mV enthalten! Da im
vorliegenden Fall recht kleine Eingangsspannungen zu verarbeiten sind, muß man vor der
Messung einen Nullspannungsabgleich vornehmen. Das dafür erforderliche
Einstellpotentiometer von 10kΩ ist zur Vereinfachung der Darstellung in Bild nicht
eingezeichnet. Es ist in üblicher Weise einzusetzen. Noch einmal sei der Vorteil dieser
Strommesserschaltung hervorgehoben: Obwohl das Meßwerk mit dem Vorwiderstand einen
Widerstandswert von 1kΩ besitzt, ist der wirksame Meßwiderstand dieses Strommessers
vergleichsweise gering, nur lΩ!
Prinzipschaltung eines Strommessers mit Operationsverstärker
Schaltungserweiterung für Wechselstrommessungen
Der einfache Strommesser mit Operationsverstärker, der im vorigen Abschnitt behandelt
wurde, kann durch folgende Schaltungsergänzungen auch für Wechselstrommessungen
verwendbar gemacht werden. Zum einen wird das Meßwerk in eine Gleichrichter -
Brückenschaltung eingebaut, wodurch trotz der ständig wechselnden Stromrichtung ein
Zeigerausschlag nur nach einer Seite erzielt wird. Zum anderen wird eine Umschaltung von
Gleichstrom auf Wechselstrommessungen vorgesehen (Schalter SArt), um eine
Effektivwertanzeige für Wechselstrom zu erreichen, die der Gleichstromanzeige entspricht.
Ohne diese Umschaltmöglichkeit wäre neben der Skala für Gleichstrommessungen eine zweite

für Wechselstrommessungen erforderlich. Denn bei Wechselstrommessungen liegt der
Zeigerausschlag ohne Umschaltmaßnahmen wegen der Wirkung des Operationsverstärkers als
Konstantstromelement um 10% niedriger als der Effektivwert, der üblicherweise gemessen
werden soll. In der hier vorliegenden Schaltung ist für Wechselspannungsmessungen der
Umschalter SArt zu schließen! Bei entsprechender Einstellung des aus R1 und R2 bestehenden
Spannungsteilers gelangt dann ein um etwa 10% größerer Spannungsabfall an den
Operationsverstärker als bei geöffnetem Schalter SArt.
Mehrbereichs - Strommesser mit Operationsverstärker für Gleich - und
Wechselstrommessungen
Die Schaltung
Der Strommesser eignet sich für Gleichstrommessungen und für Messungen von
sinusförmigem Wechselstrom im Niederfrequenzbereich. Er besitzt einheitlich in allen
Meßbereichen einen wirksamen Innenwiderstand von nur lΩ. Dies als Hinweis, damit Sie
Meßabweichungen abschätzen können, die durch das Gerät verursacht werden.
Die Stromartenumschaltung erfolgt mit dem Schalter SArt. Gleichströme werden bei
geöffnetem Schalter richtig gemessen. Die Spannungsteilerwiderstände R1 und R2 sowie die
Meßbereichswiderstände Rb1 bis Rb4. sind dafür entsprechend bemessen. Ein Tip, der sich auf
die praktische Ausführung der Schaltung bezieht: Widerstände mit den Werten 500Ω, 50Ω
usw. werden kaum erhältlich sein. Diese Werte lassen sich aber durch das Parallelschalten von
je zwei Widerständen von 1kΩ bzw. 100Ω usw. erreichen. Damit für die Anzeige von Gleich -
und Wechselströmen eine gemeinsame Skala verwendet werden kann, muß dem
Operationsverstärker auch in dieser Schaltung bei Wechselstrommessungen ein um etwa 10%
größerer durchschnittlicher Spannungsabfall als bei Gleichstrommessungen zugeführt werden.
Strommesser mit Operationsverstärker für Gleich und Wechselstrommessungen

Polaritätstunabhängig, lineare Skala für Gleich und Wechselspannungsmessungen,
Bereichsumschaltung von 1mA bis 1A, wirksamer Innenwiderstand 1Ω für all Bereiche,
Anzeigeteil überlastungsgeschützt.
Bei geschlossenem Schalter SArt können Wechselströme gemessen werden. Durch das
Parallelschalten des Trimmers R3 zum Widerstand R1 wird das Spannungsverhältnis so
verändert, daß am Widerstand R2 eine um 10% höhere Spannung abfällt als bei geöffnetem
Schalter.
Der Überspannungsschutz
Der Operationsverstärker ist gegen eingangseitige Überspannungen abgesichert. Die Dioden
Ds1 bis Ds4 werden leitend, wenn ihre Schleusenspannungen (je 2*0,7V) überschritten werden.
Der Widerstand R4 dient dann zur Strombegrenzung. Ungeschützt bleibt der Widerstand Rn.
Er wird bei einer zu großen Stromstärke zerstört und muß dann ausgewechselt werden.
Der Abgleich
Bevor das Meßgerät zum Messen verwendet werden kann, sind ähnlich wie bei dem
Mehrbereichsspannungsmesser mit Operationsverstärker folgende Einstellmaßnahmen
erforderlich: Zuerst der Nullspannungsabgleich mit dem Potentiometer R0. Der
Meßbereichsschalter sollte dabei auf Stellung 1mA stehen. Dann die Einstellung der
maximalen Ausgangsspannung von 5V am Verstärkerausgang, bei der der Zeiger auf das
Skalenende zeigen soll. Hierbei werden als Hilfsmittel ein Spannungs bzw. Strommesser und
eine einstellbare Spannungsquelle benötigt. Mit der Spannungsquelle muß in einen der vier
möglichen Meßbereiche der vorgesehene Meßhöchststrom, z.B. 10mA, eingespeist werden.
Diesen Kalibrierstrom kann man z.B. einer Batterie über einen Vorwiderstand entnehmen.
Am Ausgang des Operationsverstärkers wird für den festgelegten Eingangsstrom (Meßbereich

„10mA") durch Verstellen des Meßwerkvorwiderstandes Rvm eine Spannung von etwa 5V
einreguliert. Zuletzt wird die Umschaltmöglichkeit für Wechselstrommessungen abgeglichen.
Dazu muß zuerst ein bekannter Gleichstrom und dann ein effektiv gleicher Wechselstrom
eingespeist werden. Der Trimmer Rw ist so einzustellen, daß der Zeigerausschlag bei der
Wechselstrommessung so groß wie bei der Gleichstrommessung ist.
Ohmmeter mit linearer Skala
Einfache Widerstandsmesser bestehen aus einem Strommesser und einer Batterie. Die
Widerstandsmessung beruht auf einer Messung des Stroms, der bei einer festgelegten
Spannung durch den unbekannten Widerstand Rk fließt, Je größer der Widerstand Rk ist, desto
kleiner ist der angezeigte Strom.
Die Zeigerruhestellung (l = 0) entspricht einem unendlich großen Meßwiderstand (Rx = ∞).
Die Skaleneinteilung für die Ohmwerte ist bei dieser Meßmethode zwangsläufig nichtlinear.
Das Prinzip
Wenn man aber durch die unbekannten Widerstände stets konstanten Strom fließen läßt und
den zugehörigen Spannungsabfall mißt, dann kann man eine lineare Skala verwenden.
Eine praktische Anwendung dieses Prinzips ist mit Hilfe eines Operationsverstärkers möglich,
der als Konstantstromelement eingesetzt werden kann. Bild zeigt die Prinzipschaltung: Von
einer fest vorgegebenen Spannungsquelle (Ue = 1,5V) fließt ein konstanter Strom (l = 1,5mA)
über einen Widerstand (Rb = 1kΩ)
zum „-" Eingang des Operationsverstärkers. Dieser Eingang kann als „virtueller" Nullpunkt
angesehen werden, wenn zwischen ihm und Masse keine Potentialdifferenz besteht.

Der Strom von 1,5mA fließt vom ,,-'' Eingang weiter über Rx zum Ausgang des Verstärkers,
wo sich eine entsprechende Ausgangsspannung einstellt. Da für den Meßwiderstand im
gewählten Beispiel ein Wert von 2kΩ angenommen wird, ist eine Ausgangsspannung von 3V
nötig, um durch ihn einen Strom von 1,5mA fließen zu lassen.
Wäre Rx = 1kΩ, also halb so groß wie 2kΩ, so wäre die Ausgangsspannung auch nur die
Hälfte von 3V, nämlich 1,5V. Zwischen der Größe der Verstärkerausgangsspannung und der
Größe des Meßwiderstandes Rx besteht also ein proportionaler Zusammenhang. Die Meßskala
des Spannungsmessers am Verstärkerausgang kann eine lineare Ohmwerteinteilung erhalten,
so daß Widerstandsmeßergebnisse direkt abgelesen werden können.
Wird an den Meßklemmen a und b ein Kurzschluß verursacht, tritt keine Ausgangsspannung
auf, die Anzeige zeigtt: 0Ω! Wird kein Widerstand zum Messen angeschlossen, so daß
zwischen den Meßklemmen der praktisch unendlich hohe Luftwiderstand liegt, steigt die
Verstärkerausgangsspannung auf den höchstmöglichen Wert. Der Meßwerkzeiger schlägt voll
aus. Der Operationsverstärker möchte auch jetzt noch den Strom im Gegenkopplungszweig
konstant halten. Dies gelingt jedoch nicht, weil unter den gegebenen Betriebsumständen bei
etwa 7,5V die Aussteuerungsgrenze erreicht ist. Wenn ein Spannungsmesser mit dem
Meßbereich 0 ... 6V verwendet würde, wäre damit ein Widerstandsmeßbereich von 0 bis 4kΩ
erfaßbar. Andere Meßbereiche könnten durch eine andere Bemessung des Widerstands Rb und
des Anzeigeinstruments erreicht werden.
Die Schaltung
Eine Ohmmeterschaltung, bei der die Meßbereiche 100Ω, 1kΩ, 10kΩ, 100kΩ, 1MΩ
einstellbar sind. Die zur Erzeugung eines konstanten Eingangsstromes erforderliche konstante

Spannung wird in dieser Schaltung mit Hilfe einer Z-Diode (ZD1) von der Betriebsspannung
abgegriffen. Um die gesamte Schaltung mit einer einzigen 9V - Batterie betreiben zu können,
wird auch die negative Versorgungsspannung für den Operationsverstärker durch eine Z-Diode
(ZD2) erzeugt. Das Meßgerät wird immer nur während der Messung durch Drücken des
Tastschalters S eingeschaltet. Das hilft Energie zu sparen. Als Meßinstrument eignet sich ein
1mA - Meßwerk mit linearer Skala, dem ein einstellbarer Widerstand Rvm vorgeschaltet wird.
Der Abgleich
Die Kalibrierung des Geräts ist einfach durchzuführen:
An die Meßklemmen wird ein Widerstand angeschlossen, der genau so groß ist wie der
Meßbereichswiderstand, der gerade eingeschaltet ist. Wenn also z.B. der Meßbereich 100kΩ
eingestellt ist, muß zum Abgleichen der Widerstand Rk ebenfalls 100kΩ sein. Unter diesen
Voraussetzungen wird der Zeiger des Meßwerks mit Hilfe des Vorwiderstandes Rvm auf den
Skalenendausschlag eingestellt.
Auf einen Nullspannungsabgleich des Operationsverstärkers kann verzichtet werden, weil die
Spannungsverstärkung in allen Fällen höchstens l ist, so daß sich eine kleine
Eingangsoffsetspanung nicht störend auswirkt.
Weil die Spannung am Verstärkerausgang bei offenen Meßklemmen oder zu großen
Widerstandswerten von Rx mehrfach größer sein kann als für den Zeigervollausschlag
erforderlich wäre, ist dem Meßinstrument eine Begrenzerdiode parallelgeschaltet. Sie benötigt
keinen Vorwiderstand, weil der Operationsverstärker nur einen Ausgangsstrom bis höchstens
18mA liefert. Denn in ihm ist eine Strombegrenzung eingebaut.

Schaltung eines Widerstandsmessers mit linearer Skala.
Der Operationsverstärker arbeitet als Konstantstromelemente
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Schaltungen zum Operationsverstärker
Elektronisches Fernthermometer mit Operationsverstärker
Wenn ein temperaturabhängiger Widerstand an eine konstante Spannung angeschlossen wird, dann
ist die jeweils fließende Stromstärke ein Maß für die am Widerstand wirksame Temperatur. So
einfach dieses Meßprinzip ist, bei der praktischen Ausführung als Thermometer ergeben sich für den
Hobby-Elektroniker große Kalibrierungsprobleme, weil hier die Stromstärke nicht linear von der
Temperatur abhängt.
Prinzipschaltung zur elektrischen Temperaturmessung mit Temperaturfühler.
Das Meßprinzip
In der Prinzipschaltung nach Bild wird ein Meßfühlerwiderstand mit einem konstanten Strom
gespeist, so, daß bei einer Widerstandsänderung eine proportionale Änderung des Spannungsabfalls
am Meßfühler auftritt. Der Vorteil dieses Meßprinzips: Es kann ein Spannungsmesser mit linearer
Skala als Anzeigegerät für die Temperatur eingesetzt werden. Vorausgesetzt wird dabei, daß die
Widerstandsänderung des Meßfühlers in dem zu erfassenden Temperaturmeßbereich etwa linear ist.

Das Schaltungsprinzip
Der Meßfühler RF z.B. ein Heißleiterwiderstand, liegt in Reihe mit einem relativ hochohmigen
Widerstand Rk an einer festen Spannung Rf soll Temperaturwerte in proportionale Spannungswerte
umsetzen. Diese Proportionalität scheint aber bei der einfachen Reihenschaltung von zwei
Widerständen nicht gegeben zu sein. Denn bei Widerstandsänderungen ergeben sich zwangsläufig
Stromstärkeänderungen. Trotzdem ist diese simple Schaltung für den vorgesehenen praktischen
Einsatz akzeptabel. Der Widerstand Rk ist nämlich wesentlich hochohmiger als der
Meßfühlerwiderstand Rf, so daß sich die relativ geringen Widerstandsänderungen von Rf bei der
Temperaturmessung kaum auf den Strom auswirken, der durch diese Reihenschaltung fließt. Man
kann den hochohmigen Widerstand Rk in diesem Fall als Konstantstromelement betrachten! Die
relativ geringen Widerstandsänderungen an Rf verursachen nur entsprechend kleine
Spannungsabfalländerungen, so daß ein Meßverstärker eingesetzt werden muß. Es wird ein
Operationsverstärker verwendet, der hier als Differenzverstärker geschaltet ist. Denn es sollen nur
die Spannungsänderungen und nicht der gesamte Spannungsabfall am Meßfühler erfaßt werden.
Der aus den Widerständen Rv und R0 bestehende Spannungsteiler liefert das Bezugspotential. Wenn
die Meßpunkte a und b gleiches Potential besitzen, besteht zwischen beiden Signaleingängen des
Operationsverstärkers keine Spannungsdifferenz. Die Ausgangsspannung am Verstärker ist dann
null. Man kann also durch das Einstellen des Spannungsverhältnisses Rv,R0 einen Fixpunkt für die
Temperaturanzeige wählen.
Ein Beispiel: Wenn man den Meßfühler auf eine Temperatur von 10°C bringt und R0 so einstellt,
daß an den Signaleingängen des Operationsverstärkers keine Spannungsdifferenz besteht, bedeutet
die Nullstellung des Zeigers im Meßinstrument eine Temperaturanzeige von 10°C.
Eine zweite Markierung auf der Anzeigeskala läßt sich durch die Einstellung der Verstärkung am
Operationsverstärker festlegen. Angenommen, am Skalenende soll der Temperaturwert 50°C
anzeigt werden. Dazu muß der Temperaturfühler auf 50°C erwärmt werden und der
Trimmerwiderstand R2 so eingestellt werden, daß der Zeiger des Meßinstruments auf das
Skalenende zeigt.
Das Widerstandsverhältnis R2, R1 bestimmt, wie üblich, die Spannungsverstärkung des
Operationsverstärkers. Der Meßbereich des Spannungsmessers muß auf den möglichen
Einstellbereich der Ausgangsspannung am Operationsverstärker abgestimmt sein. Wenn
beispielsweise im vorgesehenen Meßbereich am Meßfühler eine Änderung des Spannungsabfalls bis
zu 0,1V zu erwarten ist und ein Meßinstrument mit dem Meßbereich 1V zur Verfügung steht, muß
am Operationsverstärker eine Verstärkung von 10 eingestellt werden, damit der Zeigerausschlag den
gesamten Skalenbereich umfaßt.

Der Operationsverstärker wirkt hier als Differenzspannungsverstärker
Die Nachbauschaltung
Eine für die praktische Realisierung zugeschnittene Temperaturmesser-Schaltung, die auf dem eben
beschriebenen Meßprinzip beruht, zeigt Bild. Die Schaltung kann als Fernthermometer verwendet
werden, vielleicht, um die Außentemperatur an einer schattigen Stelle richtig zu messen oder die
Bodentemperatur im Garten, die Wassertemperatur im Schwimmbecken, die Temperatur im
Vorratskeller u.a.m.
Als Meßfühler wird in dieser Schaltung eine normale, billige Halbleiterdiode vorgeschlagen. Hier
wird eine Eigenschaft von Halbleiterdioden genutzt, die sonst meist unerwünscht ist: ihre
Temperaturabhängigkeit. In Durchlaßrichtung besitzen Halbleiterdioden einen
temperaturabhängigen Widerstand mit praktisch linearem Temperaturverhalten. Dieser Widerstand
beträgt bei Raumtemperatur und der geringen durchfließenden Stromstärke einige tausend Ohm, die
Widerstandsänderung pro Grad einige zehn Ohm. Die Änderung des Spannungsabfalls an der Diode
liegt bei den angegebenen Betriebsverhältnissen in der Größenordnung von 2 bis 3mV pro Grad
Temperaturänderung. Ein Tip für den praktischen Einsatz der Diode als ,,Meßfühler". Um sie gegen
mechanische Einflüsse robuster zu machen, kann man sie z.B. mit geeignetem Klebstoff in ein
Röhrchen einbetten. Zu beachten ist jedoch, daß dadurch die Wärmeleitung nicht zu stark
beeinträchtigt wird.
Die Schaltung ist für Batteriebetrieb (9 ... 15V) konzipiert. Wenn sie nur während der Messungen
eingeschaltet wird, reicht z.B. eine 9V - Batterie (Typ IEC 6F22) für lange Zeit. Um mit nur einer
Batterie auszukommen, wird eine Spannungsaufteilung mit einer Z-Diode (ZD) und einem
Widerstand (R7) durchgeführt. Die Z-Diode stabilisiert gleichzeitig die Spannung für den Meßzweig
am Schaltungseingang.

Elektronisches Fernthermometer mit Operationsverstärker
Operationsverstärker als Niederfrequenz- Verstärker
Mit Operationsverstärkern kann man auch Verstärker für Wechselspannungen ohne viel
Schaltungsaufwand aufbauen. Zunächst eine ganz einfaches Schaltungsbeispiel zur Erläuterung.
Eine Grundschaltung
Zur Spannungsversorgung eignen sich gut zwei 4,5V - Flachbatterien oder zwei 9V -
Transistorbatterien. Als Last liegt ein Kopfhörer am Verstärkerausgang. Der nicht invertierende
Signaleingang ist über ein elektrodynamisches Mikrofon mit Masse verbunden. Am invertierenden
Signaleingang liegt ein Gegenkoppelungszweig, mit dem sich die Spannungsverstärkung einstellen
läßt.
Wenn das Mikrofon nicht von Schallwellen erregt wird, wenn in ihm also keine Spannung induziert
wird, ist auch die Spannung am Verstärkerausgang gegen Masse null. Wenn aber im Mikrofon
Wechselspannungen induziert werden, entstehen Differenzspannungen zwischen den
Signaleingängen des Verstärkers. Am Verstärkerausgang werden diese verstärkten
Wechselspannungen vom Kopfhörer in akustische Signale umgesetzt.
Man kann diese einfache NF - Verstärkerschaltung z.B. als Mithöreinrichtung für das Telefon
verwenden, ohne daß die Telefonleitung angezapft werden muß. Dazu wird statt des Mikrofons ein
Telefonadapter angeschlossen, der die magnetischen Streufelder vom Übertrager im

Fernsprechapparat aufnimmt. Als Telefonadapter eignet sich z.B. eine Spule mit etwa 2000
Windungen auf einem U - förmigen, geschichteten Eisenkern. Man befestigt diesen Adapter seitlich
am Gehäuse des Fernsprechapparats.
Weiter eignet sich die einfache NF - Verstärkerschaltung als Leitungssucher für unter Putz verlegte
Netzleitungen. Allerdings müssen die Leitungen bei dieser Suchmethode stromdurchflossen sein,
wenn man sie finden will. Denn der Adapter nimmt die von den stromdurchflossenen Leitungen
erzeugten elektromagnetischen Wechselfelder auf, die sich als Brummton im Kopfhörer bemerkbar
machen. Bei einer Lampenzuleitung muß also die Lampe eingeschaltet sein. An eine
Steckdosenleitung muß ein Gerät angeschlossen sein, wenn man auf Leitungssuche geht. Man führt
die Suchspule über die Wand; an der Stelle, wo der 50Hz - Ton am stärksten wird, muß sich die
Leitung befinden.
Grundschaltung eines Nf - Signalverstärkers mit Operationsverstärker.
Wie man die Spannungsversorgung vereinfacht
Obwohl Operationsverstärker eigentlich stets eine doppelte Spannungsversorgung benötigen, lassen
sich auch ohne große Schwierigkeiten NF - Verstärker mit einfacher Spannungsversorgung
aufbauen. Mit Hilfe eines Spannungsteilers (R2, R3) wird ein Potentialbezugspunkt geschaffen, der
spannungsmäßig in der Mitte zwischen dem Plus- und dem Minuspotential der Batterie liegt. Der
nicht invertierende Eingang des Operationsverstärkers wird an diesen Potential - Bezugspunkt
angeschlossen. Der Verstärkerausgang und der invertierende Signaleingang stellen sich im
Ruhezustand des Verstärkers dann ebenfalls auf dieses Bezugspotential ein. Wenn im Mikrofon im
Rhythmus der Schallschwingungen Wechselspannungen induziert werden, bilden sie
Spannungsdifferenzen an den Signaleingängen, die vom Operationsverstärker verstärkt werden. Am
Verstärkerausgang ist der Kopfhörer nun über einen Kondensator angeschlossen, der Gleichstrom

sperrt, Wechselströme jedoch
(je nach Größe der Kapazität mehr oder weniger gut) durchläßt.
Eine Gegentakt - Endstufe erhöht die Ausgangsleistung
Für den direkten Betrieb eines niederohmigen Lautsprechers ist der Operationsverstärker 741 nicht
gut geeignet. Denn er liefert nur einen maximalen Ausgangsstrom von etwa 18mA. Das reicht nur
für kleine Leistungen bis etwa 100mW. Aber man kann den niederohmigen Lautsprecher effektiver
betreiben, wenn man dem Operationsverstärker eine entsprechende Transistorstufe nachschaltet.
Und zwar wird dafür ein Paar komplementärer Leistungstransistoren, ein NPN - und ein PNP - Typ
mit gleichen Kennwerten, verwendet. Die Transistoren arbeiten im Gegentakt. Wenn die
Ausgangsspannung am Operationsverstärker 0V ist, sperren beide Transistoren. Der Lautsprecher
bleibt stromlos. Wenn aber die Verstärkerausgangsspannung positiv wird, fließt ein Strom vom
Batterie - Pluspol über den NPN - Transistor und den Lautsprecher nach Masse. Wenn hingegen die
Ausgangsspannung negativ wird, fließt ein Strom von Masse über den Lautsprecher und den PNP -
Transistor zum Minuspol der Batterie. Über den Lautsprecher und die Transistorschaltung fließt also
nur ein Strom, wenn Signale verarbeitet werden.
a) Einfaches Schaltungsbeispiel für einen Nf - Signalverstärker

) Prinzipschaltung eines Nf - Leistungsverstärkers mit
Gegentaktendstufe Doppelte Betriebsspannungsversorgung
Der für die Verstärkungseinstellung erforderliche Gegenkopplungszweig wird in dieser Schaltung
nicht vom Ausgang des Operationsverstärkers zum invertierenden Signaleingang zurückgeführt,
sondern vom Ausgang der Transistor - Gegentaktstufe (Emitteranschlüsse). Durch diese
Schaltungsmaßnahme wird erreicht, daß sich die Spannung am Lautsprecher proportional zur
Eingangsspannung einstellt. Denn der Operationsverstärker steuert jeweils so weit auf, daß im
Widerstand Rp dieselbe Stromstärke wie im Widerstand R1 fließt.
Wenn Sie die Schaltung experimentell ausprobieren sollten, werden Sie allerdings feststellen
müssen, daß sich im praktischen Betrieb zwei unerwünschte Effekte bemerkbar machen:
Zum einen wird einer der beiden Transistoren auch schon im Ruhezustand der Schaltung
stromdurchflossen sein und sich erwärmen. Er wird teilweise aufgesteuert, weil sich die Eingangs -
Offsetspannung des Operationsverstärkers bei der relativ großen Verstärkung am
Schaltungsausgang spürbar auswirkt. Zum anderen läßt die Übertragungsqualität vor allem bei
kleinen Signalen zu wünschen übrig. Dies liegt an der Unsymmetrie der Ruhezustandsverhältnisse
und an der Nichtlinearität der Beziehung zwischen der Basis - Emitter - Spannung und dem
Kollektorstrom von Transistoren.
Anders ausgedrückt: An der Basis eines Transistors muß erst eine gewisse Spannungsschwelle
überschritten werden, damit der Transistor aufsteuert. Das bedeutet aber, daß kleine
Signalspannungen erst übertragen werden, wenn sie größer als die genannte Spannungsschwelle
sind. Alle Signale werden also verzerrt, die kleinen Signale prozentual am stärksten. Bei
Germanium - Transistoren (A...-Typen) ist die Verzerrung geringer als bei Silizium-Transistoren
(B... -Typen), weil bei Germanium-Transistoren die Basis - Emitter - Spannungsschwelle niedriger
und „gerundeter" ist.

Bessere Tonqualität: die Gegentakt-Endstufe wird verfeinert
Selbstverständlich lassen sich die angeführten Unzulänglichkeiten der einfachen Gegentaktstufe
durch entsprechende Schaltungsmaßnahmen überwinden. Der Einfluß der Eingangs -
Offsetspannung läßt sich praktisch ausräumen, wenn der Gegenkopplungszweig (R1, Rp) über einen
Kondensator (C) an Masse angeschlossen wird. Durch den Kondensator können keine Gleichströme
fließen. Da der invertierende Signaleingang über Rp nur noch mit dem Schaltungsausgang
verbunden ist, ist die Verstärkung für Gleichströme nur noch υ = 1. Die Eingangs - Offsetspannung
wird also nicht mehr verstärkt. Wechselspannungen jedoch werden verstärkt, weil der Kondensator
C für diese einen Durchlaß darstellt.
Die Übertragungsqualität wird weiter verbessert, wenn bei den Transistoren günstigere
Arbeitspunkte eingestellt werden. Mit Hilfe von Basisspannungsteilern werden die Transistoren so
eingestellt, daß sie auch im Ruhezustand der Schaltung etwas leitend sind. Und zwar so viel, daß bei
der Ansteuerung mit Wechselspannungssignalen keine Steuerspannungsschwelle mehr überwunden
werden muß. Durch diese Maßnahme entsteht ein gewisser Ruhestrom durch die Transistoren. Um
ihn gering zu halten, ist es notwendig, die Spannungsteilerverhältnisse präzise zu bemessen. Wird
der Ruhestrom zu groß eingestellt, wird unnütz Energie verbraucht und die Transistoren werden
warm; ist der Ruhestrom zu klein eingestellt, machen sich die Verzerrungen wieder bemerkbar.
Die Dioden in der Gegentaktstufe haben gemeinsam mit den niederohmigen Emitterwiderständen
die Aufgabe, Änderungen der Ruhestromeinstellung durch Temperatureinflüssen zu mindern. Ein
Anwendungsvorschlag für diese Schaltung: Da eine doppelte Spannungsversorgung von 2 - 9V
vorgesehen ist, kann man sie für ein kleines batteriebetriebenes Megaphon verwenden.
Zur Energieversorgung eignen sich zum Beispiel zweimal zwei 4,5V - Flachbatterien oder ähnlich
leistungsfähige Energiequellen. Die kleinen 9V - Transistorbatterien sind ungeeignet, denn
immerhin können Ströme bis etwa 1A durch den Lautsprecher fließen! Im übrigen ließe sich die
Schalleistung noch steigern, wenn ein Lautsprecher mit noch kleinerem Widerstand (z.B. 4Ω) und
entsprechend größerer Leistung (z.B. 6 W) eingesetzt würde. Der Energieverbrauch würde
selbstverständlich größer. Die Transistoren sind mit einer ausreichenden Kühlfläche zu versehen.
Sie erwärmen sich am stärksten, wenn viel Leistung abgestrahlt wird. Im Ruhezustand der
Schaltung bleiben sie kalt.

Nf - Leistungsverstärker zur Ansteuerung einer Gegentaktendstufe,
zur Verbesserung der Übertragungsqualität erfolg bei den Transistoren
der Gegentaktendstufe eine Arbeitspunkteinstellung mit Hilfe eines
Widerstands - Dioden - Netzwerks
6W-Leistungsverstärker mit einfacher Spannungsversorgung
Die Schaltung ist für einfache Spannungsversorgung konzipiert. Sie kann z.B. mit einer 12V -
Autobatterie betrieben werden. Der Arbeitspunkt der Transistor - Gegentakt - Endstufe ist
einstellbar. Mit dem Trimmpotentiometer RT läßt sich ein möglichst kleiner Ruhestrom und eine
möglichst geringe Verzerrung der Signale einstellen.
Das Mikrofon wird über einen Kondensator an den nicht invertierenden Eingang des
Operationsverstärkers angeschlossen, wobei der Spannungsteilerwiderstand R10 als
Arbeitswiderstand fungiert. Da dieser relativ hochohmig ist, können auch hochohmige Mikrofone

angeschlossen werden. Der Kondensator C2 ist an den Spannungsteiler angeschlossen, der die
„Mittelpunktspannung" für den Operationsverstärker erzeugt. Er siebt Wechselspannungen aus, die
von der Betriebsspannungsquelle her auf den Eingang zurückwirken könnten. Sie kann ebenfalls als
Megaphon oder als NF - Verstärker für allgemeine Anwendungen benutzt werden.
Nf - Leistungsverstärker mit Operationsvers. und Gegentakt - Endstufe
Copyright & COPY; 1999 Elektronik - Page

Digitaltechnik
Formelzeichen und Abkürzungen
A Wert A
KA Neunerkomplemente von A
A/D - Wandler Analog / Digital - Wandler
B Wert B
KB Neunerkomplement von B
BCD binär - dekadisch codierte Code
C Kapazität / Kondensator
CMOS Komplementär - Metall - Oxid - Transistor
Dual - Code binär codierter Code
f Frequenz
fA Ausgangsfrequenz
fC Taktfrequenz / Zählfrequenz
fE Eingangsfrequenz
fI Istfrequenz
fRef Referenz
i laufender Index
I D
Driftstrom
I F
Einzel - LED - Strom
I L
Summen - LED -Strom
LCD - Anzeige Flüssigkristallanzeige
LED - Anzeige Leuchtdiodenanzeige
lg dekadischer Logarithmus
m Anzahl der Wertekombinationen
MTTF Mean Time to Failure
n natürliche Zahlen von 1,2,4,...n

N Multiplikator bzw. Devisor
PLL Phase - Locked - Loop
PV Verlustleitung
P Produkt
qt+1 abhängige Variable der Übergangsfunktion
Q Ausgangssignal
R Widerstand
RBS Robuster - Bipolarer Schaltkreis
R-C - Beschaltung Widerstands - Kondensator - Netzwerk
Rp externer Widerstand
S Schalter
Si Summenfunktion
tB Blockzeit
tV Verzögerungszeit
tVL Verlängerungszeit
tM Messzeit
t1, t2 Schwellwert
TTL Transistor - Transistor - Logik
U A
Ausgangsspannung
U E
Eingangsspannung
U F
Durchlassspannung
U Low
Spannung des O - Siganals
u i+1
Übertragungsfunktion der Addition
U D
Durchlassspannung der Diode
U Ref
Refernzquenzspannung
U S
Speisespannung
U/f - Wandier Spannung / Frequenz - Wandler
VA Volladdiert
VCO Spannungsgesteuerter Oszillator des PLL
w Wichtung
x unabhängige Variable

y abhängige Variable
z(0) Zählerstand zur Zeit t=0
z(t) Zählerstand zur Zeit t
Z Zählerstand
Ø Buchstabenreihe von W bis A
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Integrierte Digitalbausteine
Alle technisch verwirklichten Schaltkreisfamilien weichen in einer oder mehrerer ihrer
Eigenschaften vom idealen Schaltkreis ab, dessen Charakteristik die folgende
Aufstellung aufzeigt.
Der ideale Schaltkreis
- hat einen hohen Eingangswiderstand und einen niedrigen Ausgangswiderstand zur
Ankopplung möglichst vieler Nachgeschalteter Schaltkreise,
- hat immer gleiche Eingangs- und Ausgangsbeschaltung zur Vereinfachung der
Verknüpfungsregeln,
- hat sehr kleine Signallaufzeiten vom Eingang zum Ausgang,
- arbeitet mit sehr steilen Flanken des Ausgangssignals, also mit großer
Verarbeitungsgeschwindigkeit,
- ist rückwirkungsfrei,
- ist störsicher gegen Versorgungsspannungs- und Temperaturschwankungen,
- unterdrückt Störungen auf den Signalleitungen,
- hat kleine Abmessungen und damit eine große Packungsdichte,
- hat wenig Verlustleistung,
- hat eine nahezu unbegrenzte Lebensdauer,
- ist preisgünstig.
Selbstverständlich kann keine Schaltkreisfamilie sämtliche Eigenschaften des idealen
Schaltkreises erfüllen. So schließen sich z. B. eine große Verarbeitungsgeschwindigkeit
bei gleichzeitig hoher Störsicherheit aus.

Ziel der Einsatzorientierten Anwendung einer speziellen Schaltkreisfamilie muß es
deshalb sein, die systembedingten ungünstigen Eigenschaften auf ein vertretbares Maß zu
reduzieren.
TTL- und CMOS - Schaltkreise
Bei der TTL-Technik (Transistor-Transistor-Logik) wird die logische Verknüpfung durch
einen Multiemitter-Eingangstransistor vorgenommen [7].
NAND - Grundschaltglied in TLL - Technik
Wenn mindestens einer der Eingänge auf niedrigem Potential liegt, wird der Transistor
TE durchgeschaltet. Seine Kollektor - Emitterstrecke verbindet die Basis des Transistors
TA niederohmig mit Masse. Der Transistor TA wird dadurch gesperrt, daß seine Basis -
Emitter - Schwellspannung größer ist als das TTL - 0Signal der Eingänge E 1 und E 2. Erst
wenn beide Eingänge auf 1Signal liegen, wird die Basis - Emitter - Schwellspannung des
Transistors TA überschritten. Damit schaltet der Transistor TA durch und das Potential
des Ausgangssignals A liegt an Masse.
Bei der CMOS - Technik (Complementary Metal Oxide Semiconductor) wird die
logische Verknüpfung durch komplementäre Selbstsperrende N- und P- Kanal -
Transistoren vorgenommen.

Bild zeigt ein NAND - Glied mit zwei Eingängen in dieser Technik. Man sieht, daß die P
- Transistoren parallel und die N - Transistoren in Reihe geschaltet sind, Wegen des
hohen Eingangswiderstands kann man sich die N- und P-Transistoren als kapazitiv
gesteuerte ideale Schalter vorstellen. Es ist entweder Schalter P oder Schalter N
geschlossen.
NAND - Schaltglied in CMOS - Technik
Entsprechend seiner logischen Funktion (NAND) darf der Ausgang A* nur dann 0Signal
zeigen, wenn sich beide Eingänge auf 1Signal befinden. Dabei sind alle P- Transistoren
ausgeschaltet und alle N- Transistoren eingeschaltet. Hat nur ein Eingang 1Signal, sind
der zugehörige N- Transistor ausgeschaltet und der P- Transistor eingeschaltet; der
Ausgang A* nimmt 1Signal an. Die beiden Nachgeschalteten Inverter sind für die
logische Funktion ohne Bedeutung. Sie verbessern aber die Flankensteilheit des
Ausgangssignals A*.
Zur Unterdrückung elektrostatischer Spannungen am Eingang ist in den heute
erhältlichen CMOS - Schaltkreisen bei jedem Eingang eine Schutzschaltung eingebaut.

Gate - Schutzschaltung in CMOS - Schaltkreisen
Elektrostatische Spannungen positiver Polarität, die größer sind als die Speisespannung,
werden über die Diode D2 und den Widerstand Rs abgeleitet. Negative Störspannungen,
die größer sind als die Speisespannung, leiten die Diode D1 und der Widerstand Rs ab.
So wird der Eingangsspannungsbereich auf die Höhe der Speisespannung begrenzt. Bei
normaler logischer Funktion des Schaltkreises bleiben die Schutzdioden stets gesperrt.
Durch die niedrige Gate - Kapazität (1,5 bis 5pF) und den kleinen Schutzwiderstand (Rs
= 200 bis 500Ω) tritt praktisch keine Beeinflussung des Frequenzbereichs auf. In diesem
Zusammenhang erweisen sich kurze Leitungsverbindungen als günstig. Der maximal
zulässige Schutzdiodenstrom beträgt 10mA. Er sollte nicht dauernd überschritten werden.
Im Vergleich kommen die CMOS - Schaltkreise dem idealen Schaltkreis wesentlich
näher als die TTL - Schaltkreise, Tabelle1.
Charakteristische Daten der CMOS - und TTL - Technik
im Vergleich
Daten auf ein
Schaltglied bezogen
Technik
CMOS Standard - TTL
Speisespannung Us 3 bis 15V 4,5 bis 6V
Ausgangssignalpegel 0Signal 0,05V 0,4V
Ausgangssignalpegel 1Signal Us 2,5V

Schwellenspannung f(Us) 1,4V
Ruheverlustleistung < 0,01mW 10mW
dynamische Verlustleistung
P = f(Us,f)
< 0,5mW 10mW
Gate - Verzögerung 20ns 10ns
Taktfrequenz fc 10...30MHz
Störspannungsabstand f(Us) 0,4 bis 2,6V 1,5V
Flächenbedarf 0,02mm² 0,5mm²
Änderung der
Übertragungscharakteristik
bei -55°C und 125°C
Lebensdauer (MTTF) 1,46 · 10 5 h
Belastungen (Anzahl der an
einen Ausgang
Ankoppelbahren Eingänge)
± 1,5% ± 20%
50 10
Zusammenfassend kann man sagen, daß den Einsatz der CMOS - Technik in den meisten
Fällen der Verzug zu geben ist. Entscheidend sind dabei die wesentlich geringere
Verlustleistung bei hoher Speisespannungs- Störsicherheit sowie die hohe
Packungsdichte und Lebensdauer. Alle namhaften Schaltkreishersteller im In- und
Ausland produzieren heute eine sich ständig erweiternde Palette von logischen
Schaltungen in CMOS - Technik. Von Computerbauelementen über Mikroprozessoren
bis hin zur Standardlogik nehmen die CMOS - Technik und ihre Randgebiete immer
breiteren Raum ein.
Handhabungsregeln für CMOS - Schaltkreise
Die Handhabung von CMOS - Schaltungen unterliegt bestimmten Grundregeln, von
denen die wichtigsten hier aufgezeigt sind:
● Trotz der Eingangsschutzbeschaltung sollen CMOS - Schaltkreise in der
Originalverpackung gelagert werden (antistatisch).
● Nach der Entnahme aus der Verpackung sollen die Schaltkreise auf einem
elektrisch leitenden Träger, der die Anschlüsse kurzschließt, gehandhabt werden.
● Bei Lötarbeiten an den Schaltkreisen sollen das Lötgerät und die Schaltkreise
gleiches Potential haben.
● Bei Lötarbeiten mit Kolbentemperaturen von etwa 300°C darf die Lötzeit 10s nicht
überschreiten.

● Bei abgeschalteter Speisespannung dürfen keine Signale an den
Schaltkreiseingängen liegen.
● Alle unbenutzten Eingänge müssen mit Masse oder Speisespannung verbunden
werden.
● Messungen der Signalzustände sollten nur mit einem Oszillographen vorgenommen
werden.
4.3.2. Bauformen
Bei den Bauformen der CMOS - Schaltkreise setzen sich die sog. DIL-Gehäuse (Dual-In-
Line) immer mehr durch. Ihr Vorteil besteht hauptsächlich in der Einhaltung eines
einheitlichen Rastermaßes der Anschlüsse. Die Anzahl der Anschlüsse hängt vom
Umfang der verpackten Schaltung ab. Die gängigsten Gehäuseformen sind die mit 14
oder 16 Beinen. Je nach Einsatzgebiet kann man zwischen dem Plastik- oder
Keramikgehäuse wählen. Beide unterscheiden sich im wesentlichen durch die Ausfallrate
und den zulässigen Betriebstemperaturbereich.
Keramikgehäuse eines CMOS - Schaltkreises mit 16 Beinen
Ausfallrate von CMOS - Schaltkreisen für verschiedene Gehäusematerialien
Plastikgehäuse Keramikgehäuse Keramikgehäuse
(Bauart A) (Bauart A)

maximal zulässige
Betriebstemperatur
Ausfallrate je 1000
Betriebsstunden
bei 15V und 85°C
-40 bis +85°C -40 bis +85°C -55 bis +125°C
0,1% 0,03% 0,004%
Der LED - Strom I L eines der sieben Segmente einer Leuchtdiodenziffer, der im
allgemeinen bei etwa 10 bis 20mA liegt, ist durch einen Widerstand R L zu begrenzen.
Die Durchlaßspannung Up eines LED beträgt etwa 1,7V. Der Begrenzungswiderstand R L
errechnet sich aus
Haben die Leuchtdiodensegmente eine gemeinsame Kathode, wie in Bild dargestellt,
fließt der LED-Strom IL, wenn am entsprechenden Ausgang des BCD in 7Segment -
Umcodierers ein 1Signal erscheint.
Für die Ansteuerung von LED's mit einer gemeinsamen Anode (Schaltkreis 4511) sind
zusätzlich Transistoren erforderlich, die die Ausgangssignale des Umcodierers
invertieren.

7Segment - Decodierer - Treiber steuert LED´s
mit gemeinsamer Kathode an (Schaltkreis 4511).
Bei Auftreten eines 1Signals am Umcodierer - Ausgang bedeutet dies, daß der
zugehörige Transistor die LED-Kathode nach Masse durchschaltet. Dann fließt der LED-
Strom IL über den Begrenzungswiderstand RC- Vernachlässigt man den Spannungsabfall
der Basis-Emitter-Strecke des Transistors, gilt für die Größe des Widerstands RC
ebenfalls Gl. (36).
Der Schaltkreis 4543 eignet sich für die Ansteuerung von LED's mit gemeinsamer Anode
wesentlich besser. Er hat einen speziellen Eingang (Eingang 6), mit dem die
Ausgangssignale invertiert werden können. Auf diese Weise kann man die Transistoren
einsparen.
Die Ansteuerung von LCD's durch den Schaltkreis 4543 zeigt Bild. Aus physikalischen
Gründen muß der Strom IL jedoch ein Wechselstrom sein.

Schaltkreis 4511
Schaltkreis 4543

Ansteuerung einer 7Segment -
LCD mit dem Schaltkreis 4543
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Speicher und Multiplexer
Für die Speicherung von Informationen steht eine Reihe von CMOS - Schaltkreisen zur
Verfügung, deren Anwendung vom Informationsinhalt und Informationsfluß abhängt.
Die einfachste Art, eine Information (hier 1bit) zu speichern, zeigt Bild. Sobald ein 1Signal
am Eingang E des ODER -Glieds anliegt, zeigt der Ausgang A ebenfalls 1Signal. Das
Ausgangssignal bleibt nun unabhängig vom Zustand des Eingangssignals erhalten. Dieser
Speicher ist also nicht löschbar.
In den meisten Fällen ist es aber erforderlich, die verwendeten Speicher zu bestimmten
Zeitpunkten löschen zu können, wie es das nächste Beispiel zeigt.
Die Drehrichtung eines Impulsgebers mit zwei um 90°el. versetzten Impulsfolgen (Spur A
und Spur B) soll erfaßt werden, um einen BCD - Zähler mit einer dritten Impulsfolge (Spur
C) drehrichtungsabhängig vorwärts oder rückwärts zählen zu lassen. Die Zuordnung
zwischen der Drehrichtung und den Impulsfolgen veranschaulicht.
Impulsdiagramm für eine Drehrichtungserfassung mit 90° el. versetzten Impulsen.

Drehrichtungserfassung mit dem Zähler 4510
Wenn die 0-1 - Flanke der Spur A vor der 0-1 - Flanke der Spur B kommt, soll dies der
Vorwärtszählrichtung entsprechen. In Rückwärtszählrichtung kehrt sich die Reihenfolge
des Auftretens der 0-1 - Flanken um. Sorgt man dafür, daß die Vorwärtsrichtung über die 0-
1 - Flanke der Zählimpulse (Spur C) hinaus erhalten bleibt, zählt der Zähler vorwärts.
Wegen des auch gleichzeitigen Auftretens von 1Signalen der Spuren A und B, muß dann
aber der Speicher für die Rückwärtsrichtung dominierend gelöscht werden. Speicher mit
dominierendem Rücksetzeingang sind die Schaltkreise 4510.

Drehrichtungserfassung mit dem Speicher 4013
Setzt man bei der zuerst ankommenden 0-1 - Flanke der Spur A den Vorwärtsspeicher mit
Hilfe der an Eingang 4 angelegten Speisespannung auf 1Signal am Ausgang, wird
gleichzeitig der Rückwärtsspeicher gelöscht. Damit schaltet das RS-Flipflop 4043 auf 1=
vorwärts. Für die Rückwärtsrichtung gilt das Umgekehrte. Mit einem Startimpuls beim
Zuschalten der Versorgungsspannung werden die Flipflops definiert gesetzt. Auch hier
besteht immer dann die Vorwärtszählrichtung, wenn die 0-1 - Flanke der Spur A vor der 0-
1 - Flanke der Spur B kommt. Verknüpft man nun das Signal AB über einen Verzögerer
und Verlängerer mit der Impulsfolge der Spur B, so erhält man das Setzsignal für die
Vorwärtsrichtung. Der Setzbefehl für die Rückwärtsrichtung ergibt sich aus der
Verknüpfung des Signals AB mit der Spur A. Kommt nun Spur A vor Spur B, wird die
Vorwärtszählrichtung solange erhalten bleiben, Bild bis sich diese Reihenfolge umkehrt.

Impulsdiagramm für eine Drehrichtungserfassung mit 90° el. versetzten Impulsen.
Während des Anstehens der Vorwärtszählrichtung ist nämlich zu keinem Zeitpunkt die
UND - Verknüpfung der Spur A mit dem Signal R erfüllt. Die Zählimpulse für einen
Nachzuschaltenden Zähler werden in diesem Beispiel aus dem invertierten Signal der Spur
B gebildet.
Schrittkette mit Anzeige

Es sei eine Schrittkette aufzubauen, bei der die einzelnen Schritte nur nacheinander auf
Leuchtmelder durchgeschaltet werden dürfen. Man erkennt, daß die Anzeige der einzelnen
Schritte nur nacheinander geschehen kann, weil jeder Schrittspeicher 4043 erst durch den
vorhergehenden freigegeben wird (beim Schaltkreis 4043 dominiert der Setzeingang). Es
ist jedoch ein Startimpuls beim Zuschalten der Speisespannung erforderlich. Die
Nachgeschalteten Inverter dienen zur Ansteuerung der Leuchtmelder, da ihre
Ausgangsbelastbarkeit höher als die der Speicher 4043 ist. Sind Informationen synchron zu
einer Zentralfrequenz zu verarbeiten, ist es notwendig, getaktete Speicher einzusetzen. Für
diese Anwendung eignet sich der Schaltkreis 4013, Bild.
Synchronisation eines bit - Musters mit der Taktfrequenz Fc
Mit jedem 0-1 - Übergang der Frequenz fc wird die an den Dateneingängen 1D anstehende
Information in den entsprechenden Speicher übernommen. Dabei ist zu beachten, daß die
Taktfrequenz fc ein Vielfaches der Frequenz der Signale A und B sein muß. Denn nur so
bleibt der Informationsinhalt
A = A*
und
B = B*
erhalten.
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Beispiel Schaltungen für die Digitaltechnik
Mit einem Multiplexer 4512, den ein Zähler 4516 ansteuert, erreicht man die Umwandlung der
Parallelinformation in eine serielle Information. Gleichzeitig mit der seriellen Information wird
die Taktfrequenz fc an den Empfänger übertragen. Die Traktfrequenz fc wird mit Hilfe eines
Zählers 4516 und des Umcodierers 4028 in den 1 aus 10 - Code umgewandelt. Die Ausgänge
des 1 aus 10 - Umcodierers bilden die Taktfrequenz für die Speicher 4013, die nun die serielle
Information zum richtigen Zeitpunkt nacheinander übernehmen. Ist ein Übernahmezyklus
beendet, wird mit dem Rücksetzbefehl des Zählers 4516 (Ausgang 2) der Inhalt der Speicher
4013 parallel in die Speicher 4035 gelesen und der nächste Übernahmezyklus eingeleitet. Die
Übertragungszeit ist abhängig von der Höhe der Traktfrequenz fc und der Länge des zu
übertragenden Worts. Eine weitere Anwendung der taktsynchronen Informationsverarbeitung
ist der Frequenz-Differenz.
Serielle Datenübertragung parallel Teil.:1

Serielle Datenübertragung parallel gespeicherte Informationen für 8bit
Für die Speicherung von seriell ankommende Informationen benutzt man häufig sog. RAM
(Random - Access - Memory). Mit dem Schaltkreis 4537 lassen sich, wie in Bild gezeigt,
512mal 1bit speichern und abfragen. Durch ein 1Signal am Schreib/Lese - Eingang werden die
ankommende Daten entsprechend ihren Adressen eingelesen und gespeichert. Bei 0Signal am

Schreib/Lese - Eingang können die gespeicherten Daten mit Hilfe der Adreßleitungen wieder
entnommen werden. Ein Parallelschalten der Datenausgänge ist möglich, weil man mit einem
0Signal am Eingang 12 den betreffenden Schaltkreis in den 3State - Zustand bringen kann
(hochohmiger Zustand).
512mal 1bit RAM
Daher ist bei einem 0Signal an der Adreßleitung mit der Wertigkeit 256 der linke, bei 1Signal
der rechte RAM in Betrieb. Die in Bild gezeigte Schaltung [6] speichert die mittels einer
Tastatur seriell eingegebenen Ziffern ab und gibt diese als BCD - Zahlenwert aus. Über eine
Tastermatrix werden die Ziffern 0 bis 9 eingelesen. Durch verbinden eines Schnittpunkts von
Zeilen und Spalten der Matrix mit 0V läßt sich die zugehörige Ziffer übernehmen. Abhängig
von der angelegten Taktfrequenz fc erscheint verzögert nach Ausgabe des jeweiligen BCD -
Zahlenwerts ein Impuls von der Breite der Taktfrequenzimpulse.
Die Verzögerungszeit errechnet sich aus:
Mit dem Zähler 4510 und einem Nachgeschalteten 1 aus 4 Umcodierer erreicht man daß die
erste Eingetastete Ziffer mit 10 1 und die danach Eingetastete mit 10 0 bewertet wird. Da der
BCD - Zahlenwert auf beide Speicher 4035 gemeinsam geschaltet ist, ergibt sich die Bewertung
durch die Freigabe des Setzimpulses über eines der UND - Glieder. Diese zweidekadige
Bewertung läßt sich durch andere Umcodierer jederzeit auf beliebig viele Dekade ausbauen.

Tastatur - Ziffern - Speicher
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Meßtechnische Größen der Elektronik Einheiten und Begriffe
Meßtechnik und Meßfehler in der Elektronik
In der Meßpraxis der Bereiche der Elektronik und der Rundfunk- und Fernsehtechnik sind
bestimmte Wert bereiche von Einheiten immer wiederkehrend. Wir wollen diese Größen
hier einmal kennzeichnen.
Gleichspannungen
Wir messen Gleichspannungen in Volt [V]. Der Bereich der interessierenden Spannungen
geht von einigen µV bis zu einigen kV.
1µV 1 * 10-6 V
10µV 10 * 10-6 V
100µV = 0,1mV 100 * 10-6 V
1000µV = 1mV 1 * 10-3 V
10mV = 0,01V 10 * 10-3 V
100mV = 0,1V 100 * 10-3 V
1000mV = 1V 1V
10V 1 * 101 V
100V 1 * 102 V
1000V = 1kV 1 * 103 V
10000V = 10kV 10 * 103 V
Wechselspannungen
Bei den Wechselspannungen definieren wir den Effektivwert, den Spitzen oder
Scheitelwert, und den Spitzen - Spitzenwert. Abb..: 1 gibt über die Zusammenhänge
Aufschluß.

Abb..:01
Impulsspannungen - allgemein nicht sinusförmige Wechselspannungen werden
grundsätzlich in V ss angegeben.
Bauelemente und Frequenzen
Bei den passiven Bauelementen - den Kondensatoren, Widerständen und Induktivitäten -
werden Meßtechnisch folgende Größen praktisch erfaßt:
Kondensatoren:
1pF. . . 10000µF. Dieser relativ große Bereich wird unterteilt in:
1pF 1 * 10-12 F
10pF 10 * 10-12 F
100pF 100 * 10-12 F
1000pF = 1nF 1 * 10-9 F
10nF = 0,01µF 10 * 10-9 F
100nF = 0,1µF 100 * 10-9 F
1µF 1 * 10-6 F
10µF 10 * 10-6 F
100µF 1000 * 10-6 F
1000µF 1 * 10-3 F
10000µF 10 * 10-3 F
Bei den Widerständen kommen wir zu einer ähnliche Darlegung. Wir bezeichnen:
0,1Ω 10 -1 Ω
1Ω 10 0 Ω

10Ω 1 * 10 1 Ω
100Ω 10 * 10 1 Ω
1000Ω = 1kΩ 1 * 10 3 Ω
10kΩ 10 * 10 3 Ω
100kΩ = 0,1ΜΩ 100 * 10 3 Ω = 10 5 Ω
1MΩ 1 * 10 6 Ω
10MΩ 10 * 10 6 Ω
100MΩ 100 * 10 6 Ω
Auch die Induktivitäten führen zu dem Ergebnis:
Frequenzen
100nH 0,1 * 10 -6 H
1000nH = 1µH 1 * 10 -6 H
10µH 10 * 10 -6 H
100µH 100 * 10 -6 H
1000µH = 1mH
1 * 10 -3 H
10mH 10 * 10 -3 H
100mH 100 * 10 -3 H
1000mH = 1H 1 * 10 -3 H
10mH 10 * 10 -3 H
100mH 100 * 10 -3 H
1000mH = 1H 1H
10H 10H
0,1Hz 1 * 10 -1 Hz
1Hz 1 * 10 0 Hz
10Hz 10 * 10 0 Hz
100Hz 100 * 10 0 Hz
1000Hz = 1kHz
1 * 10 3 Hz
10kHz 10 * 10 3 Hz
100kHz 100 * 10 3 Hz
1000kHz = 1MHz 1 * 10 6 Hz
10MHz 10 * 10 6 Hz
100MHz 100 * 10 6 Hz
1000MHz = 1GHz 1 * 10 9 Hz
10GHz 10 * 10 9 Hz

Bandbreite
Mit Bandbreite wird die Übertragungscharakteristik eines Zweipoles oder Vierpoles
gekennzeichnet. Dabei beziehen wir uns im allgemeinen auf die -3dB - Bandbreite.
Abb.:1 gibt eine Übertragungskurve eines Breitbandverstärkers wieder, der sowohl eine
obere als auch eine untere Grenzfrequenz aufweist. Da in der gesamten Meßtechnik die
Begriffe obere und untere Grenzfrequenz eine immer wiederkehrende Rolle spielen,
wollen wir uns kurz mit diesen Begriffen beschäftigen.
Untere Grenzfrequenz
In Ab.: 2 ist der Eingang eines Meßverstärkers gezeigt. Dieser Eingang ist R - C
gekoppelt. Die Eingangsspannung bezeichnen wir mit U E und die Ausgangsspannung mit
U A . Die Eingangsspannung U E sieht auf einen Hochpaß.
Bei niedrigen Frequenzen ist der kapazitive Widerstand
so groß, daß von der Eingangsspannung U E über den komplexen Teiler C - R nur ein Teil
als Ausgangsspannung erscheint. Im Extremfall der Gleichspannung (Frequenz Null),
liegt die gesamte Eingansspannung U E über den Kondensator; die Ausgangsspannung ist
Null. Bei steigender Frequenz nimmt entsprechend der Gleichung
der kapazitive Widerstand mehr und mehr ab, wodurch eine entsprechend große
Ausgangsspannung U A entsteht. Der uns interessierende und in der Meßtechnik definierte
- 3dB Punkt ist erreicht, wenn wertmäßig ist.
Daraus errechnet sich bei gegebenen Werten von R und C die untere Grenzfrequenz zu:
Übrigens beträgt die Phasenverschiebung zwischen Spannung und Strom für diesen Punkt
45°.

Abb.:1
Abb.:2
Obere Grenzfrequenz
Bei der oberen Grenzfrequenz wird ein Ersatzschaltbild Abb.:2 zugrunde gelegt.
Entgegen der unteren Grenzfrequenz, wo wir es mit einem Hochpaß zu tun hatten,
handelt es sich hier um einen Tiefpaß. Der Kondensator C wird in der Praxis z.B. bei der
Betrachtung der oberen Grenzfrequenz eines Meßverstärkers durch die schädlichen Schalt-
und Bauteilekapazitäten gebildet, während der Widerstand R sich aus dem
Generatoreninnerwiderstand und der Parallelschaltung des Arbeitswiderstandes ergibt.
Auch hier gibt ein Verstärkungsabfall von -3dB den Punkt der oberen Grenzfrequenz an.
Formelmäßig läßt sich wieder schreiben
und damit die oberer Grenzfrequenz.
Auch hier ist die Phasenlage zwischen Strom und Spannung wieder 45°.

Generatorinnenwiderstand (Anpassung)
In Abb..3 ist das Prinzipbild eines Generators wiedergegeben. Wir sehen einmal den
eigentlichen Generator mit seiner Urspannung der EMK (Elektromotorische Kraft) und
zum anderen seinen Innenwiderstand R i .
Dieser Innenwiderstand wird uns noch häufiger zu schaffen machen. Im einfachen Fall
besteht er aus einem konstanten Ohmschen Widerstand, an welchem bei entsprechender
Belastung am Ausgang eine Spannung abfällt, um deren Betrag die eigentliche EMK des
Generators am Ausgang als U A kleiner erscheint.
Bei der Leistungsanpassung, die besonders für die höher frequenzem Gebiete der Hf- und
Impulstechnik wichtig ist, wird der Außenwiderstand (Belastungswiderstand) in seiner
Größe gleich dem Innenwiderstand des Generators gewählt. Also R a = R i .
Dementsprechend steht auch nur die Hälfte der Spannung, die Hälfte des Stromes oder
ein Teil der Leistung am Ausgang zur Verfügung. Zwei Extremfälle wollen wir aber noch
kurz betrachten. Da ist einmal der kurzgeschlossene Ausgang, hier ist die
Klemmspannung Null, es fließt der maximale Kurzschlußstrom. Der andere Fall findet
sich bei offenem Ausgang. Hier steht die EMK als Ausgangsspannung zur Verfügung,
wobei der Strom Null ist.
Abb.:3
Impulse, Impulsspannungen
Unter Impulsspannungen verstehen wir unregelmäßige nicht sinusförmige
Spannungsverläufe, die sich insbesondere noch durch steile Spannungssprünge
kennzeichnen. In den Abb. 1 a bis 1c sind verschiedene Impulsformen wiedergegeben.
Die Impulsspannung wird hier jeweils vom Maxima der Spannung bis zum Minimum der

Spannung mit dem Oszilloskop ermittelt und in V ss angegeben.
Ebenfalls ist es möglich, einen Zweidiodentastkopf zu benutzen, der sowohl die obere
(positive) als auch die untere (negative) Spannungsspitze gleichrichtet und diese
gleichgerichtete Spannung auf einem Analog- oder Digitalmeßgerät direkt zur Anzeige
bringt. Bleiben wir noch einmal bei der Impulsdefinition. Außer der Impulshöhe, also der
Spannung, ist es auch interessant zu wissen, welche Zeiten die einzelnen
Spannungssprünge benötigen, um von ihrem unteren bis zu ihrem oberen Spannungswert
oder umgekehrt zu gelangen. Diese Anstiegszeit - risetime - oder Abfallzeit - falltime - ist
insofern wichtig, als daß hier Rückschlüsse beim Durchlaufen aktiver oder passiver Zwei-
oder Vierpole gefunden werden können. Wobei wir diese Definition selbstverständlich
auf alle weiteren Spannungssprünge anwenden können. Als charakteristische Größen sind
dort zu erkennen, daß die Anstiegszeit (risetime), kurz (rt) benannt, und ebenfalls die
abfallende Impulszeit (falltime), kurz (ft) benannt, jeweils von 10% bis 90% des
gesamten Spannungshubes gemessen wird. Es ist wichtig, sich daran zu erinnern.
Bleiben wir gleich noch einmal bei den Impulsen und versuchen diese Erscheinung
einmal zu analysieren. Ein Impuls besteht aus einem Gemisch von Sinuswellen. Ein
symmetrisches Rechtecksignal hat als Sinusspannungen die Sinusgrundwelle der
Rechteckfrequenz sowie sämtliche ungeraden Oberwellen, wobei deren Amplitude mit
der Ordnungszahl der entsprechenden Oberwelle abnimmt. Durch Addition der einzelnen
Oberwellen erhalten wir den rechteckförmigen Verlauf des Sinussignales. Wird das
Rechtecksignal differenziert oder integriert, so verschiebt sich im wesentlichen die
Phasenlage der Schwingungen zueinander, wodurch sich zeitlich addiert die bekannten
Formverzerrungen des Rechtecksignales bei der Differenzierung oder Integrierung
ergeben. Wesentlich für uns zu wissen ist noch die Tatsache, daß die Anstiegszeit eines
Impulses von der Zahl und Amplitude der höchsten Oberwellen abhängt. Je steiler ein
Spannungssprung ist, je mehr Oberwellen sind in ihm enthalten. Um hier überhaupt
einmal eine Vorstellung zu erhalten, können wir nach Abb.: 2 in grober Annäherung
sagen, daß dort in der Anstiegsflanke eine Viertelschwingung einer Sinuswelle enthalten
ist. Nehmen wir jetzt weiter an, daß die Anstiegszeit eines 10kHz Rechtecksignals 10ns
beträgt, so ist der Oberwellengehalt größer als 25MHz nach dieser überschlägigen
Betrachtungsweise, die lediglich der Festlegung des Oberwellen bereiches dienen soll.

Abb.: 1a ... 1c
Eine weitere grobe Abschätzung der Übertragungsbandbreite für ein Rechtecksignal sagt
in der Praxis aus, daß ein guter Rechteckcharakter wiedergegeben wird, wenn die
Bandbreite des Übertragungsweges mindestens die 100 - fache Auflösung der
Rechteckfrequenz beinhaltet. Das bedeutet, ein Rechtecksignal von 100kHz
Folgefrequenz benötigt eine Übertragungsbandbreite von mindestens 10MHz. Aus der
Oszilloskoptechnik ist die Definition der Eigenanstiegszeit als bekannt.

Abb.:2
So hat ein 10MHz Oszilloskop beispielsweise aufgrund seiner Bandbreite - also der
Begrenzung der Oberwellen nach höheren Werten hin - eine Anstiegszeit von
Rechnen wir das immer nach obiger Darlegung, so erhalten wir 35ns ^ eine
Viertelsinusschwingung und damit 140ns für eine Schwingung, was wiederum einer
Bandbreite von 7,14MHz entspricht. Diese Abweichung von 10MHz ist im wesentlichen
so zu erklären, da bei dieser Frequenz ein Amplituden­rückgang von -3dB bereits zu
verzeichnen ist.

a) Richtige Rechteckwiedergabe bei richtigem Anschluß
b) Falsche Rechteckwiedergabe bei fehlenden Abschluß von 50Ω am Ende der Koax - Leitung
Weshalb beschäftigen wir uns nun so lange mit diesen Impulsfragen. Das Wissen um den
Oberwellengehalt eines Impulses ist so wichtig, weil der Oberwellenanteil im
wesentlichen durch den Schaltungs- und Meßaufbau beeinträchtigt wird und das
Meßergebnis bestimmt.
Dazu noch ein Beispiel, dessen Erklärung in einem späteren Kapitel folgt. Nach Abb. 1a
wird von einem Rechteckgenerator ein Rechtecksignal über den Oszilloskopentastkopf in
das Oszilloskop eingespeist, es ergibt sich das Kurvenbild 1a. Jetzt wird eine kurze
(50cm) koaxiale Verbindung - also ein abgeschirmtes Koaxialkabel mit guten
Übertragungseigenschaften - bis in den GHz-Bereich benutzt und am Ausgang erscheint
das Oszillogramm Abb. 1b Welche Messung ist richtig - worauf können wir uns
verlassen?
Wieso kann ein 50cm Koaxialkabel derartige Überschwinger in das Rechtecksignal
bringen? Nun, bei nicht vorhandenem Ohmschen Abschluß des Kabels wird dieses durch

die Oberwellen des Impulses (Rechtecksignal) angeregt und bildet u.a. mit der
Eingangskapazität des Oszilloskopen einen Resonanzkreis, wodurch entsprechendes
Überschwingen auftritt. Versuchen wir auch hier gleich einmal die Größenordnung dieser
Resonanzfrequenz zu erfassen. Nehmen wir einen in der Praxis leicht vorkommenden Fall
eines 1MHz Rechtecksignales nach Abb.2. Die gesamte Schwingung beträgt dann
Für ein Impulsdach demnach ca. 0.5µs. (An- und Abstiegszeit berücksichtigt). Sind auf
dem ersten Viertel des Impulsdaches angenommen fünf Sinusschwingungen zu sehen, so
bedeutet das eine Frequenz von: fünf volle Schwingungen innerhalb 0,125µs, also eine
Schwingung beansprucht 0,025µs. Das wiederum entspricht einer Frequenz von 40MHz!
Wir wollen hier selbstverständlich gleich daran denken, daß die Auswertung dieses
Signals nur dann zu einem richtigen Ergebnis führt, wenn das Meßgerät, hier, z.B. das
Oszilloskop auch eine Bandbreite von mindestens 40MHz aufweist!
Abb.:2
Impulse, Frequenzhub, Wobbelhub, Modulationsgrad

Unter Frequenzhub oder Wobbelhub verstehen wir die Frequenzänderung eines
Oszillators - gemessen in Hz, KHz oder MHz - die aufgrund des
Frequenzmodulationsvorganges durch die Höhe dieser Nf -Steueramplitude erreicht wird.
Meßtechnisch ist diese Größe nur durch einen Hubmesser zu erfassen. Hier handelt es
sich um einen Phasendiskriminator, dessen demoduliertes Signal als Gleichspannung ein
Maß für den Phasen- oder Wobbelhub ist. Eine andere Möglichkeit den Wobbelhub zu
erfassen besteht darin, daß am Oszillator ein Frequenzmeßgerät angeschlossen wird und
das frequenzändernde Glied - z.B. Kapazitätsdiode - langsam gleichspannungsmäßig
durchfahren wird, wobei Anfang- und Endfrequenz festgehalten werden.
Abb. 1a zeigt das Oszillogramm einer frequenzmodulierten 5,5MHz Schwingung. Dieses
Bild soll noch einmal dem Verständnis einer frequenzmodulierten Schwingung dienen.
Rufen wir uns noch einmal in Erinnerung, daß der Frequenzhub (Lautstärke) von der
Amplitude der steuernden Nf abhängig ist. Die Häufigkeit pro Zeiteinheit, mit welcher
dieser Vorgang erfolgt, entspricht der Nf - Frequenz. Bei der Amplitudenmodulation
Abb.1b bestimmt der Modulationsgrad die Lautstärke. Dieser Modulationsgrad m wird
bestimmt aus dem Verhältnis
Abb.: 1a und 1b
Toleranzen und ihre Bedeutungen
Ein Vielfachmeßgerät hat die Toleranz angäbe 2,5%SE. Was bedeutet das, wie geht diese
Größe in die Rechnung ein, wie setzt sich der Wert zusammen? Viele Fragen auf einmal,
sie lassen sich aber leicht beantworten. Fangen wir mit der Zusammensetzung dieses
Fehlers an. Wenn es heißt 2,5%SE, so bedeutet das nichts anderes, als daß am Skalenende
- das nämlich heißt SE - ein Meßfehler bis zu +2,5% entstehen kann - nicht muß. Dieser
Fehler setzt sich beispielsweise aus der Widerstandstoleranz des jeweilig eingeschalteten
Bereichswiderstandes von z.B. ±1% sowie aus einer Meßwerkanzeigegenauigkeit von
±1,5% zusammen. Folgende Extremfälle einer Anzeigeungenauigkeit sind hier möglich:

Instrument Meßwiderstand
+1% -1% ±0%
+1,5% +2,5% +0,5% +1,5%
-1,5% -0,5% -2,5% -1,5%
+1% +2% ±0% +1%
-1% ±0% -2% -1%
±0% +1% -1% ±0%
Anzeigefehler
Was bedeutet der Fehler jetzt und wie ist er in der Rechnung zu bewerten? Abb.: 1 zeigt
die Skala eines Meßgerätes von 0 ... 10V.
Rechnen wir wieder mit einer Toleranz angäbe des Herstellers von ±2,5% SE, so bedeutet
das folgendes. Am Endausschlag steht der Zeiger auf 10V. Die tatsächliche Spannung
kann dann jedoch 10V + 2,5% = 10,25V oder
10V - 2,5% = 9,75V betragen. Das bedeutet, die Spannung kann um ±0,25V von dem
angezeigten Wert von 10V abweichen. Viel kritischer wird diese Betrachtung jetzt an
anderen Stellen der Skala.
Die Toleranz von +0,25V gilt jetzt für jeden Meßwert. Bei 5V Anzeige könnte die
tatsächliche Spannung also bis zu 4,75V oder 5,25V betragen, das sind jedoch bezogen
auf 5V bereits ±5%! Noch schlimmer wird die Fehlerauswertung in den unteren
Bereichen. Bei 1V Anzeige kann die Spannung demnach zwischen 0,75V und 1,25 V
liegen. Das sind jedoch bereits ±25%! Anzeigefehler. Hieraus ergibt sich die dringende
Notwendigkeit, bei einem Zeigerinstrument möglichst nicht in der ersten Hälfte der Skala
aufgrund der dort vorherrschenden Ungenauigkeiten abzulesen.
Abb.:1
Anders liegt der Fall z.B. bei Skalen und Zeigern von Generatoren. Wird bei einem
Meßsender eine Genauigkeit von ±1% angegeben, so bezieht sich dieser Wert auf die

jeweils eingestellte Frequenz. Das bedeutet, die Ablesegenauigkeit ist an jeder Stelle der
Skala gleich gut. Änderungen einer Oszillatorfrequenz werden in den meisten Fällen wie
folgt definiert. Die Frequenzänderung bezeichnen wir als Δf pro Zeiteinheit, und die Soll-
oder Nullfrequenz mit f 0 , dann ergibt sich
Beispiel
Ein Oszillator wandert innerhalb einer Stunde von f 0 = 10MHz um -2kHz. Eingesetzt
ergibt das eine Oszillatordifferenz von:
Ein Schwingkreis wird mit einer Alterungsrate von ±5 • 10 -7 und einer Frequenztoleranz
von ±5 • 10 -6 pro °C angegeben.
Beträgt die Quarzfrequenz 1MHz, so bedeutet die tägliche Abweichung ±5 • 10 -7 ±0,5Hz.
Oder die Temperaturänderung der Oszillatorfrequenz ±5Hz / °C
Der Amplitudengang eines Wobblers bei maximalem Hub wird bei einer
Ausgangsspannung von 100mV eff mit ±1dB angegeben, nach Abb.1 kann demnach die
Spannung zwischen 112mV und 89mV liegen. Für die Ablenkspannung eines
Oszillografen wird die Linearität mit ±2% angegeben. Dieser Fehler taucht bereits im
Sägezahngenerator auf und beinhaltet die weiteren Fehler des X-Verstärkers und der
Anzeigeröhre. Schalten wir auf die Zeit 1ms/Teil, so kann an beliebiger Stelle der
Zeitlinie zusätzlich zu der angegebenen Zeitgenauigkeit der zusätzliche Linearitätsfehler -
der wie ein Fehler der Genauigkeit zu behandeln ist - in Höhe von ±20µs auftreten.
Bei einem Modulator wird von einer Trägerunterdrückung von 40dB gesprochen. Das
Ausgangssignal hat eine Spannung von 100mV. Demnach sind in diesem Signal noch
Trägerwerte in Höhe von 1mV enthalten.
Ein Rechteckgenerator hat eine Temperaturkonstanz von 3 • 10 -4 pro Grad Celsius. Das
ergibt bei 1MHz einen Anzeigefehler von ±300Hz pro Grad Celsius, der zusätzlich zu
dem vom Hersteller angegebenen Anzeigefehler auftritt. Ein Nf - Generator hat einen
Klirrfaktor von K ≤ 2%. Das bedeutet, der Oberwellengehalt beträgt in der Amplitude
nicht mehr als 2% der Amplitude der Grundwelle.
Dezibelmaß
In der Nf und Hf Technik werden Verstärkungswerte, oder allgemeine Änderungen eines
Spannungspegels von einer festgesetzten Größe oder Bezug in Dezibel [dB] gemessen.
Sollten wir einmal in die Verlegenheit kommen, hier spezifisch benötigte Werte

auszurechnen, so gilt allgemein bei einem Leistungsvergleich
oder für den Spannungsvergleich
oder für den Stromvergleich
Eine Übersicht über die wichtigsten Dezibelwerte gibt die untenstehende Tabelle, wobei
positive dB - Werte eine Verstärkung gegenüber dem Bezugspunkt 1, z.B. Spannung 1V,
angeben und negative Werte eine entsprechende Abschwächung - Dämpfung -
kennzeichnen. Wir merken uns jetzt für den gewählten Bezug 0dB = 1V
± +dB -dB
0dB 1V 1V
1dB 1,12 0,89
3dB 1,414 0,7
6dB 2,0 0,5
10dB 3,2 0,32
20dB 101 10-1 40dB 102 10-2 60dB 103 10-3 80dB 104 10-4 Die wichtigste Zahl ist für uns zweifellos das -3dB Maß. Dieser Wert wird für die
Bemessung der oberen und unteren Grenzfrequenz bei aktiven und passiven Zwei- und
Vierpolen herangezogen. Oftmals wird für die Vergleichsmessungen das direkte
Einschalten einer Abschwächung von 3dB gewünscht. Für z.B. ein 60Ω Leitungssystem
zeigt Abb.:1 den erforderlichen Aufbau.

Abb.:1
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Prüfen, Messen, Eichen
Bei der ständig fortschreitenden Technik der Elektronik sieht sich der
Technikernachwuchs vor eine Vielzahl von Meßaufgaben und deren
folgenrichtige Auswertung gestellt. Deshalb sollen hier die richtig angewandte
Meßtechnik, die Problematik der Auswertung der Meßergebnisse, die
möglichen Fehlerursachen von Messungen und nicht zuletzt die richtige
Auswahl der Meßgeräte untersucht werden. Hier wird besonders der junge
Techniker angesprochen. Was versteht man unter Messen?
Wir wollen zunächst die wesentlichen Begriffe Prüfen, Messen und Eichen
beschreiben.
Prüfen
Unter Prüfen verstehen wir allgemeine Untersuchungen auf
Funktionsfähigkeiten von Bauteilen oder auch Geräten. Dafür ein paar
Beispiele zur Erläuterung: Ein Widerstand wird mit einem Ohmmeter auf
Durchgang geprüft. Ein Kondensator läßt sich auf einen Kurzschluß
(Durchgang) prüfen. Mit einem Prüfsender wird ein Rundfunkgerät auf seine
Empfangsfähigkeit in sämtlichen Bereichen geprüft. Ein Farbbalkengenerator,
welcher als Meßgerät klassifiziert sein mag, dient zum Prüfen des
Farbfernsehgerätes, indem geprüft (kontrolliert) wird, ob das Farbfernsehgerät
in der Lage ist, Farbfernsehbilder zu liefern. Man prüft oder überprüft damit
sämtliche Stufen des Farbfernsehgerätes, ohne eine Aussage für die
Empfangsqualität zu treffen. Zum Prüfen von Einzelteilen oder ganzen Geräten
kann man einfache Prüfgeräte und Prüfmittel verwenden. Führt eine derartige
Prüfung zu dem Ergebnis, daß die Funktion des Bauteiles gestört oder ein
Gerät defekt ist, so müssen wir grundsätzlich auf eine Messung zurückgreifen.
Messen
Bei einer Messung stellen wir die vorhandenen Größen von Spannung, Strom

oder Leistung eines Bauteiles, einer Baugruppe oder bestimmter Stufen eines
Gerätes fest. Darüber hinaus können durch Messungen andere physikalische
Größen, wie Kapazität, Induktivität, Frequenz, Güte als Zahlenwerte ermittelt
und ausgewertet werden. Bei einer Messung stellen wir also zahlenmäßig die
Werte von physikalischen Einheiten fest, die ihrerseits bei richtiger Größe die
Funktion von Stufen oder des ganzen Gerätes sicherstellen. Bei Abweichungen
der Meßergebnisse kann auf die Fehlerursache geschlossen werden. Das setzt
voraus, daß die Messung frei von Meßfehlern ist und das Meßgerät in seiner
Eichung stimmt und nicht zuletzt, daß das Meßgerät in seiner Meßmöglichkeit
nicht überfordert wird.
Eichen
Eichen bedeutet das Festlegen von Meßeinheiten auf der Skala des Meßgerätes,
z.B. Spannung, Widerstand, Induktivität oder Frequenz. Das Meßgerät, z.B. ein
Hf - Meßsender, wird in seiner Frequenz über einen Quarzgenerator mit
entsprechender Genauigkeit geeicht. Ein Spannungsmeßgerät der Güteklasse
2,5 kann über ein Spannungsmeßgerät der Güteklasse 0,5 geeicht werden. Wir
haben schon festgestellt, daß bei Untersuchungen in Elektronikkreisen
hauptsächlich der Begriff Messen angewandt wird. Dafür noch ein Beispiel.
Ein HiFi - Verstärker läßt sich mit einem Tongenerator auf seine
Wiedergabemöglichkeiten prüfen. Das hören wir im Lautsprecher. Wollen wir
aber den Klirrgrad feststellen, müssen wir messen - wir benötigen ein
Meßgerät, die Klirrfaktormeßbrücke. Ein Eichen mit extrem genauer
Anforderung an das Meßnormal kommt für unsere Betrachtung hier nicht in
Frage. Wir sollten den Begriff Eichen im folgenden so verstehen, daß wir ein
vorhandenes Meßgerät in seiner Klassengenauigkeit durch entsprechende
Vergleichsmessungen überprüfen und damit eichen. Dieser Vorgang ist sehr
wichtig. Häufig genug verläßt man sich auf die Anzeige eines Meßgerätes,
wobei dieses bereits weit außerhalb seiner Anzeigetoleranz aufgrund eines
Defektes oder einer falschen Bedienung liegt.
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Allgemeine Meßfehler
Hier müssen wir im wesentlichen zwischen vier Fehlern unterscheiden. Erstens
kann das Meßgerät durch eine fehlerhafte Eichung ein falsches Ergebnis
liefern. Zweitens kann derjenige, der den Meßwert ermittelt, den Fehler
machen, daß er falsch abliest oder das Meßgerät nicht richtig bedient. Drittens
kann sich ein Meßfehler durch einen falschen Anschluß des Meßgerätes
ergeben. Viertens kann das Meßgerät aufgrund seiner Daten bereits überfordert
sein und kann somit ein falsches Meßergebnis liefern. Für diese vier
Fehlermöglichkeiten wollen wir gleich einmal Beispiele anführen.
Zunächst Fall l die falsche Eichung:
Mit einem Oszilloskop wird die Schaltspannung am Ohmschen Ausgang eines
Verstärkers ohne induktive Kreise gemessen. Sie beträgt 12V ss . Benutzt wird
jedoch für die Schaltung nur eine 9 Volt-Batterie.
Da das Oszilloskop ja viel teurer ist als die Batterie, glauben wir dem Meßgerät
und verdächtigen die Batterie - absurd genug - daß sie 12V liefert. Eine
Kontrolle mit einem Vielfachmeßinstrument überzeugt uns jedoch, daß die
Batteriespannung mit 9V stimmt und die Grundverstärkung unseres
Meßgerätes sich durch einen Fehler geändert hat. Das Gerät muß repariert und
neu geeicht werden.
Merksatz:
Bei zweifelhaften Meßergebnissen überzeuge man sich von der richtigen
Funktion des Meßgerätes durch Messen bekannter Größen.
Fall 2:
Weil es so einfach war mit der Erklärung des ersten Falles, nehmen wir die
gleichen Daten. Wir messen in einem Ohmschen Kreis eine Spannung von 12V
mit dem Oszilloskop, obwohl die Batteriespannung nur 9Volt beträgt. Was ist

passiert? Das Oszilloskop ist in Ordnung, wir haben jedoch den Y -
Feinabschwächer aus der geeichten Raststellung ,,cal" hinausgedreht. Erfolg:
Die geeichte Stufenabschwächung stimmt nicht mehr, das Gerät zeigt falsch an,
und wir verlassen uns wieder auf die falsche Anzeige.
Fall 3:
Mit einem Signalverfolger wird in einem HiFi - Verstärker eine Unterbrechung
aufgespürt. Wir hören in dem Prüfgerät ein lautes Brummen. Also klar, zuerst
einmal die Siebung des Netzteiles untersuchen. Ein Oszilloskop zeigt sehr
schnell, daß hier alles in Ordnung ist. Schließlich kommen wir darauf, daß die
Anschlußklemmen des Signalverfolgers verwechselt wurden. Die eigentliche
Nf - Meßleitung lag am Chassis des HiFi - Gerätes und die Masseleitung am
Meßpunkt - so nach der Freitagabend Leitungstheorie rot ist grün und plus ist
minus.
Fall 4:
Dieser Fehler ist so interessant, daß wir gleich einmal zwei Beispiele anführen
wollen. In Abb..:1 soll die Gatespannung gemessen werden. Zur Verfügung
steht ein Vielfachmeßinstrument mit einem Innenwiderstand von
5kΩ/V. Da wir aufgrund des Spannungsteilerverhältnisses - 2 100kΩ
Widerstände in Reihe geschaltet - eine Spannung von 4,5V erwarten, schalten
wir gleich den 5Volt Bereich ein. Das Gerät zeigt 1,5Volt an. Bestürzung, es ist
etwas nicht in Ordnung. Transistorwechsel und neuer Widerstand führen nicht
zum Ziel. Jedoch die Überlegung nach Abb..:1, die als resultierenden unteren
Teilwiderstand einen solchen von 20kΩ aus der Parallelschaltung von 100kΩ
und dem Meßgeräteinnenwiderstand von 25kΩ bildet. Eine einfache
Spannungsteilerrechnung führt uns zu dem Ergebnis.
Das zweite Beispiel ein durchstimmbarer Meßsender zeigt ab 6MHz auf dem
Oszilloskop eine immer kleiner werdende Spannung an. Sollte der Meßsender
defekt sein? Nein, mit einem Diodendemodulatortastkopf gemessen bleibt die
Hf - Ausgangsspannung weitgehend konstant, also ist das Oszilloskop defekt.
Ist es auch nicht, denn weiteres Nachdenken verhilft uns zu der Erklärung, daß
die Bandbreite des Oszilloskopes 10MHz beträgt und somit ab 7MHz bereits

einen ganz natürlichen Verstärkungsabfall besitzt.
Abb.:1
Merksatz (vielleicht der wichtigste)
Traue bei einer Messung weder dem Meßgerät noch dir selbst. Einer von euch
beiden macht bestimmt einen Fehler. Versuche durch logisch konsequenten
Denkaufbau diese Fehler auszuschließen und das bitte - auch wenn es anstrengt
- bei jeder Messung.
Weil es uns nun so wichtig erscheint, gleich noch ein Beispiel:
Bei einer Bildröhre sind die Rücklauflinien sichtbar. Zunächst wird ein
Oszilloskop zum Bestimmen der Amplitude der Austastspannung
herangezogen. Die Zeilenrücklaufimpulse sind im Schaltbild mit 150V ss
angegeben.
Wir schließen das Oszilloskop über eine abgeschirmte Leitung an und stellen
eine Impulsspannung von nur 50V ss fest.
Also vermuten wir folgerichtig, daß der Fehler in der Zuführung der
Austastsignale zu suchen sei. Auch das muß nicht richtig sein. Die
Kabelkapazität und die Eingangskapazität des Oszilloskopes beträgt rund
100pF, der Eingangswiderstand ist 1MΩ. Durch die starke kapazitive
Belastung werden die Rückschlagimpulse zu stark bedämpft (kapazitiv
kurzgeschlossen), so daß wieder eine fehlerhafte Auswertung vorliegt und die
Ursache in der Schaltung vermutet wird. Der eigentliche Fehler mag bei der
Bildröhre liegen, bei der sich durch Alterung der Aussteuerbereich vergrößert

hat.
Merksatz:
Bei jeder Messung ist darauf zu achten, ob durch fehlerhafte Anschlüsse, wie
zum Beispiel Messen ohne Tastkopf, oder durch zu lange Leitungen bei
Messungen im Hf - Gebiet Meßfehler entstehen können.
Es soll hier aber noch ein Beispiel angefügt werden, welches häufig zu einer
Meßungenauigkeit führt, obwohl durch Kenntnis dieses Fehlers die
Meßgenauigkeit des Gerätes voll ausgenutzt werden könnte. Wir denken hier
an den Ablesefehler durch Parallaxe. Was verstehen wir nun darunter. Denken
wir einmal an ein Gewehr. Dort können wir über Kimme und Korn das Ziel
parallaxefrei anvisieren. Wir stellen den Lauf (unsere Blickrichtung) senkrecht
zum Ziel. Nun fehlt uns angenommen die Markierung am Laufende. Damit ist
die Zielsicherheit fort, wir können sicherlich links oder rechts neben dem Ziel
zu einem Ergebnis kommen. Dieser Fehler ist nun auch bei vielen Meßgeräten
gegeben. Immer dann, wenn nur zwei Markierungen zur Deckung gebracht
werden müssen, z.B. Zeiger und Skalenstrich ist mit einem Parallaxefehler zu
rechnen. Das ist grundlegend bei allen Zeigerinstrumenten, also auch bei
Meßsendern aber auch bei Oszilloskopen vorhanden. Durch das Meßraster vor
der Oszilloskopenröhre kann sich der gleiche Parallaxenfehler ergeben. Von
dem Strichraster bis zum Oszillogramm auf der Leuchtschicht ist mit einem
Abstand von rund 5mm zu rechnen, so daß auch bei Oszillogrammen während
der amplitudenmäßigen Auswertung möglichst der senkrechte Betrachtungsfall
heranzuziehen ist.
Eine Ausnahme bilden die Geräte, die eine dritte Hilfsmarkierung angebracht
haben. So z.B. bei einem Meßsender der Zeiger, der an der hinteren und
vorderen Zeigerseite einen Markierungsstrich in transparentem Material erhält.
Sind beide Striche zur Deckung gebracht, so ist in dieser Blickrichtung eine
parallaxefreie senkrechte Ablesung möglich. Oder auch ein
Vielfachmeßinstrument mit spiegelhinterlegter Skala. Sind durch
entsprechende Blickrichtung Zeiger und Spiegelbild des Zeigers zur Deckung
gebracht, so ist die Ablesung ebenfalls parallaxefrei. Die Abb.:1 verdeutlicht
noch einmal in übertriebener Darstellung diesen besprochenen Fehler.

Abb..: 1
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Messungen an Betriebs- und Versorgungsspannungen
Betrachten wir zunächst die Betriebsspannungen von Röhren und Transistoren. Diese
kann (und darf) relativ stark schwanken, ohne daß sich ein spürbarer Einfluß auf die
Funktion der Stufe bemerkbar macht. Bei digitalen Schaltungen, besonders solchen, die
mit IC's ausgerüstet sind, sollten allerdings die Betriebswerte die vom Hersteller
angegeben werden möglichst beachtet werden. In Abb.:1 ist die Grundschaltung eines
pnp - Transistors sowie das dazugehörige I C /U CE - Kennlinienfeld dargestellt.
Die Betriebsspannung soll -12V betragen, die Spannung am Kollektor -10V. Aus dem
Kennlinienfeld läßt sich ablesen, daß Spannungsänderungen zwischen 3V und 20V kaum
einen Einfluß haben. Eine zu kleine Spannung engt höchstens den Aussteuerbereich für
kleinere U CE - Spannungen ein.
Nehmen wir an, daß eine Meß- und Ableseungenauigkeit von 20% vorliegt, so würde das
bedeuten, daß wir entweder 12V + 20% = 14,4V oder 12V - 20% = 9,6V ablesen. In
beiden Fällen ist hier eine Toleranz von 20% kaum von Belang. Das gleiche gilt für die
Ohmsche Bestimmung des Kollektorwiderstandes. Ob dieser 20kΩ, 24kΩ oder 16kΩ
beträgt, hat bei normaler Schaltungsanwendung ebenfalls wenig Bedeutung. Eine
Ausnahme bildet hier das Verhalten bei höheren Frequenzen, Oder eine exakt definierte
Verstärkungsbetrachtung dieser Stufe. Wir sehen also, daß die Messungen von
Betriebsspannungen keine allzu große Genauigkeit erfordert. Denken wir z.B. auch an die
Messung der Gleichspannung im Netzteil eines Fernseh- oder Rundfunkgerätes. Ob dort
eine Spannung am Gleichrichter von 250V oder 270V steht, ist für die Funktion des
Gerätes ebenfalls meistens von untergeordneter Bedeutung.
Die zu Abb.1 gezeigte Kennlinienschar gilt ebenfalls für die Kennlinien von Pentoden.
Auch hierfür ein Beispiel: Wird in einem Zf - Verstärker an der Pentode EF80 eine
Spannung von 200V gemessen, so ändert sich das Betriebsverhalten der Stufe praktisch
nicht, wenn die Spannung zum Beispiel zwischen 160V und 240V schwankt bzw. durch
eine Fehlmessung falsch ermittelt wurde. Wird als weiteres Beispiel die Amplitude der
Oszillatorspannung eines Röhrengerätes gemessen, so können auch hier Toleranzen von
120% geduldet werden. Ob der Oszillograph 10V ss oder 8V ss bzw. 12V ss anzeigt, ist
belanglos.
Festgestellt haben wir bei dieser Messung lediglich, daß die Stufe arbeitet und die normal

zu erwartenden Spannungen vorhanden sind. Ähnliche Bedingungen gelten beim
Überprüfen von Bauteilen, die auf Arbeitspunkteinstellungen von Stufen keinen Einfluß
haben. Wird im Netzteil ein 100µF - Kondensator auf seine Kapazität geprüft, so sind
auch hier Abweichungen bis zu 20% für die Schaltung ohne große Bedeutung. Wird z.B.
ein Lautstärkepotentiometer von 100kΩ Sollwert gemessen, so ist es für die Funktion
dieses Teiles belanglos, ob wir Werte zwischen 80kΩ und 150kΩ ablesen. Es ist auch
nicht wesentlich festzustellen, ob hier wirklich das Bauelement als fehlerhaftes Teil
vorliegt oder aber ob wir falsch gemessen haben. Aber auch in dieser vielleicht etwas
oberflächlich klingenden Darlegung gibt es Ausnahmen.
Dafür Beispiele. In dem Zeitbasisteil eines Kippgerätes ist ein Kondensator von 100pF
ausgefallen. Der Hersteller gibt die Zeitbasisgenauigkeit mit ±5% an. Das bedeutet doch,
daß unter Berücksichtigung der gesamten Kippschaltung auch noch Ohmsche
Widerstände frequenzbestimmend sind. Nehmen wir an, diese seien mit 1% Genauigkeit
eingebaut, die Schaltung beansprucht ± 1,5%, so verbleiben für den Kondensator noch
eine Toleranz von ±2,5%. Das muß exakt gemessen werden! Also entweder hat der
Kondensator einen Wert zwischen 97,5 bis 102,5pF oder er ist für uns nicht brauchbar.
Aber es kommt noch schlimmer. Der Praktiker muß weiterhin daran denken, daß der
Schaltungsaufbau des Kippteiles je nach Lage der Bauelemente verschiedene
Schaltkapazitäten der Verdrahtung ergibt. Werte bis zu 5pF sind durch ungünstigen
Aufbau leicht zu erreichen. Also haben wir uns gerade angestrengt, den Kondensator in
seinem Wert exakt auszumessen, so macht die Praxis uns einen Strich durch die
Rechnung. Und mit einer Kapazitätsmeßbrücke in die Schaltung „gehen" - das geht nicht,
weil der Kondensator jetzt angeschlossen durch die übrigen Bauelemente zusätzlich
kapazitive und Ohmsche Komponenten erhält.
Was tun? Der Wert muß durch eine indirekte Messung festgelegt werden und das ist gar
nicht so schwierig. Wir messen das Ausgangssignal des Kippgerätes mit einem
Frequenzzähler oder einem Oszilloskop. Parallel zu dem Kondensator wird ein Trimmer
geschaltet und dieser so eingestellt, bis sich am Ausgang die richtige Zeitvorgabe ergibt.
Von diesen indirekten Messungen wird in der Praxis sehr häufig Gebrauch gemacht wir
werden diesem Problem noch einige Male begegnen.

Ab.:1
Messungen zum Festlegen eines Arbeitspunktes
Wir denken hier an Röhren, Transistoren sowie z.B. an genaues Festlegen von
Frequenzen und Durchlaßkurven; ferner an genaues Bestimmen von Werten der
benutzten Bauteile in solchen Baugruppen, in denen die Bauteile einen starken Einfluß
auf die Funktion der Schaltung besitzen. Die Meßaufgabe beim Festlegen von
Spannungen, die den Arbeitspunkt einzelner Stufen bestimmen, ist sehr wichtig. Dort sind
die Spannungen recht genau zu ermitteln. Das gilt besonders dann, wenn in Service
Schaltbildern genaue Spannungsangaben gemacht werden, die für das exakte Arbeiten der
einzelnen Stufen Voraussetzung sind. Dafür wollen wir Beispiele anführen.
Betrachten wir wieder Abb.: 1. Wir sehen dort, daß der Einfluß der Basis - Emitter -
Spannung sehr große Auswirkung auf den Kollektorstrom und damit das
Gleichstromverhalten des Transistors hat. Wenn bei einer Basis - Emitter - Spannung U BE
= -0,3V ein Kollektorstrom von 35mA fließt, so verringert sich dieser Strom auf 25mA
bei U BE = -0,28V. Das bedeutet eine Änderung der Spannung -U BE von 6% und ergibt
bereits eine Stromänderung von 29%! Aus diesem Beispiel wird deutlich, daß die
Spannung U BE , die den Arbeitspunkt festlegt, recht genau zu ermitteln ist.
Das gilt immer besonders dann, wenn ein zu messender Wert in einem aktiven Vierpol
am Ausgang verstärkt erscheint. Ähnliches gilt für die Bestimmungen der
Katodenspannung einer Röhre. Auch hier ist es wesentlich, die Spannung genau zu
ermitteln, da die Katodenspannung als negative Gittervorspannung wiederum den
Arbeitspunkt genau festlegt. Man kann noch unzählige Beispiele anführen. So muß die
Spannung der getasteten Regelung für den Zf - Verstärker genau gemessen und eingestellt
werden. Die Spannung, die den Arbeitspunkt der Reaktanzröhre im Zeilenoszillator
festlegt, ist aus dem Phasenvergleich genau abzulesen. Die Vormagnetisierungsspannung
des Aufnahmekopfes eines Tonbandgerätes soll genau gemessen werden. Es ist daran zu

denken, daß auch Bauteile, die Arbeitspunkte festlegen, zum Beispiel Basisteiler-
Widerstände, genau zu ermitteln sind. Weiterhin muß der Dämpfungswiderstand eines
Schwingkreises, die Schwingkapazität, die Induktivität und Neutralisations-
Kondensatoren genau bestimmt werden. Aus diesen wenigen Beispielen geht hervor, daß
teilweise recht hohe Anforderungen an die Meßinstrumente gestellt werden. Bei der
Anschaffung derartiger Geräte soll man darauf achten, daß die Meßungenauigkeiten der
Geräte nicht größer als 5% sind; anzustreben ist der Wert von 1% bis 2,5%. Wenn wir
hier eben von den teilweise recht hohen Anforderungen eines Meßgerätes sprachen, so
haben wir mit Sicherheit nur einen Teil einer Fehlerquelle erfaßt. Wir sollten immer daran
denken, daß der Meßpraktiker wissen muß:
1. Wird richtig abgelesen?
2. Wird logisch richtig ausgewertet?
3. Welche Meßeinflüsse können das Ergebnis verfälschen?
4. Ist das Meßgerät für die Messung aufgrund seiner Daten überhaupt geeignet?
Wir können nur immer wieder daran denken, daß so die häufigsten Meßfehler entstehen.
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Gleichspannungsmessungen
Gleichspannungen werden in der Praxis mit verschiedenen Meßgeräten bestimmt, z.B.
dem Zeigerinstrument (Vielfachinstrument), Röhrenvoltmeter, Transistorvoltmeter,
Oszilloskop und Digitalvoltmeter.
Gleichspannungsmessungen mit dem Vielfachmeßinstrument
Auch hier wollen wir wieder einmal extreme Meßbedingungen diskutieren, um das
richtige Gefühl für die Anwendungsgrenzen des Vielfachmeßgerätes zu erhalten.
Abb. 1 zeigt die praktische Anwendung beim Bestimmen der Schirmgitterspannung einer
Nf - Röhre in einem Tonbandgerät.
Ab.: 1
Wie ersichtlich ist, soll bei Normalbetrieb eine Spannung von 100V am Schirmgitter
liegen. Wir benutzen ein Meßinstrument mit einem Innenwiderstand von 10kΩ/V und
schalten auf den 150V - Bereich. Der Belastungswiderstand, den das Meßgerät bei dem
eingeschalteten Bereich darstellt, beträgt 1,5MΩ. Wenn wir die angezeigte Spannung
auswerten wollen, müssen wir vorerst den Innenwiderstand der Katoden - Schirmgitter -
Strecke ermitteln. Da am Schirmgitter die Hälfte der Anodenspannung (= 100V) liegt, ist
der Widerstand zwischen Katode und Schirmgitter hier ebenfalls 1MΩ. Parallel dazu liegt
mit 1,5MΩ jedoch das Meßwerk, so daß sich folgender Gesamt widerstand ergibt:

Damit zeigt das Instrument jedoch nicht die tatsächlich (ohne Belastung) vorhandene
Spannung von 100V an, sondern eine Spannung von:
Das heißt, durch Benutzen eines relativ guten Instrumentes mit einem Innenwiderstand
von 10kΩ/V hat sich ein Meßfehler von 25% ergeben, wodurch eine logische Fehlersuche
stark erschwert werden kann, wenn man diesem Fehler keine Beachtung schenkt.
Ein weiteres Beispiel: Bei der RGB - Ansteuerung einer Farbbildröhre sind die
Steuergitter über l,5MΩ - Widerstände mit dem gemeinsamen Helligkeitspotentiometer
verbunden. Der Helligkeitseinsteller soll am oberen Ende eine Spannung von +80V an die
Steuergitter legen. Wir messen mit dem gleichen Instrument in dem 150V - Bereich.
Demnach ist der Innenwiderstand des Instrumentes wieder 1,5MΩ. Da kein
Steuergitterstrom fließt, ergibt sich eine Spannungsteilung von 1:2. Das heißt, die
angezeigte Spannung beträgt nicht 80V, sondern nur 40V! Mit dieser Meßmöglichkeit ist
eine Reparatur, Einstellung oder Kontrolle nicht mehr durchführbar. Hier können wir
keine Beurteilung über die Funktionstüchtigkeit der Stufe mehr abgeben.
Zu diesen zweifellos ungünstigen Meßbedingungen das Gegenstück. Wir messen an einer
Leistungsendstufe die Anodenspannung. Der Anodenarbeitswiderstand beträgt 2,2kΩ.
Angegeben ist eine Spannung von 130V Abb.1.1 Hier liegen jetzt vollkommen andere
Verhältnisse vor. Der Innenwiderstand der Gleichspannungsquelle beträgt
2,2kΩ||R I der Röhre. Daraus ergibt sich ein Gesamtwiderstand von rund 1,8kΩ.
Dieser Widerstand ist niederohmig genug, so daß durch die Belastung des 1,5MΩ -
Innenwiderstandes des Meßwerkes kein Meßfehler auftritt. Das Instrument zeigt im
Rahmen seiner Meßtoleranz genau an.
Das eben genannte Beispiel behält seine Gültigkeit für alle Schaltungen oder generell
ausgedrückt für alle Gleichspannungsgeneratoren, deren R I

Was ist jetzt allgemein zu sagen, wenn Gleichspannungsmessungen mit einem
Vielfachinstrument vorgenommen werden. Man soll grundsätzlich anstreben,
Meßinstrumente mit einem Innenwiderstand >20kΩ/V zu benutzen. Heutzutage werden
schon relativ günstig Instrumente mit Innenwiderständen von 50kΩ/V oder 100kΩ/V
angeboten. Grundsätzlich ist bei derartigen Messungen zu berücksichtigen, in welcher
Größenordnung der Innenwiderstand der Gleichspannungsquelle liegt. Er ist ein
Hauptfaktor der Fehlmessungen mit Vielfachinstrumenten, deren Innenwiderstand R I
relativ gering ist.
Eine kleine Abhilfe schafft das Umschalten auf den nächst höheren Meßbereich. Darunter
leidet jedoch wieder die Ablesegenauigkeit, wie wir später kennenlernen werden, so daß
hier ein ungünstiger Kompromiß vorliegt. Erinnern wir uns daran, daß die
Ablesegenauigkeit im letzten Drittel der Skala am größten ist, so daß für genaue
Messungen ein Bereich zu wählen ist, der eine Ablesung im letzten Skalen drittel bietet.
Abb.: 1.1 - 1.2
Messungen bei impulsüberlagerten Gleichspannungen
Wird in einer Schaltung eine Gleichspannung gemessen, die impuls- oder
wechselspannungsüberlagert ist, so treten häufig Meßfehler auf. Das ist z.B. immer der
Fall, wenn die Elektrodenspannung eines Transistors oder eines IC's gemessen wird, die
einmal die reine Betriebsgleichspannung enthält und zum anderen die Signalspannung.
Die Fehler sind folgendermaßen erklärbar, und lassen sich in zwei Gruppen einteilen.
In einem Hf - Oszillator soll die Kollektorgleichspannung gemessen werden in der
Schaltung Abb. 1.2.
Es ist eine Betriebsspannung von 10V vorhanden. Das Servicebild weist eine
Kollektorspannung von 7V aus. Die Schwingkreisspannung beträgt 8V ss .

Wenn wir die Funktion dieser Schaltung voraussetzen, dann wissen wir auch, daß die
Basisspannung durch Gleichrichtung des Hf - Signales beeinflußt wird und somit
wesentlichen Anteil am Kollektorstrom hat. Dieser wiederum bestimmt über R die Größe
des Spannungsabfalls an diesem Widerstand und damit die Kollektorgleichspannung
während des Schwingzustandes. Nun kommt's! Wird das Gleichspannungs- Meßgerät
jetzt am Kollektor, Punkt A Abb. 1.2 angeschlossen, so verändert die Leitungs- und
Eigenkapazität des Meßgerätes das dynamische Verhalten dieser Stufe.
Der Eingangswiderstand des Meßgerätes bedämpft zusätzlich die Stufe, so daß gesamt
gesehen eine tiefere Schwingfrequenz mit kleinerer Amplitude entstehen kann. Dadurch
steigt der Kollektorstrom, die Spannung am Kollektor sinkt und wir erhalten ein falsches
Meßergebnis. Wir haben also durch das falsche Einschalten eines Meßgerätes das
dynamische Verhalten dieser Stufe gestört, wodurch sich fehlerhafte Betriebsspannungen
ergeben! Wie dem zu begegnen ist, werden wir später sehen. Ein Tip vorab: Wir messen
am Punkt B, Abb. 1.2 und erhalten unbeeinflußt die richtige Kollektorspannung, da der
Ohmsche Widerstand der Spule vernachlässigbar klein ist.
Bleiben wir bei der gleichen Schaltung nach Abb. 1.2. Ein weiterer Anzeigefehler kann
bei einigen Vielfachmeßgeräten mit bestimmten Aufbau des Meßgleichrichters für die
Wechselspannungsbereiche bei einer Gleichspannungsmessung dadurch entstehen, daß
bei einer impulsüberlagerten Gleichspannung im Meßgerät das Impulsgemisch obwohl
das Meßgerät auf Gleichspannung geschaltet ist zusätzlich gleichgerichtet wird und dieser
Gleichspannungsanteil dem Meßergebnis überlagert wird. Das ist in der Schaltung nach
Abb. 1.2 ohne weiteres möglich.
Verdeutlichen wir diesen Fehler weiter. In einem Fernsehgerät ist nach Abb. 1.3 der
Eingang einer Zeilenendstufe gezeigt. Es ist zu erkennen, daß das Steuergitter der Röhre
PL 500 durch Gittergleichrichtung eine negative Spannung auf weist, die -100V beträgt.
Ihr überlagert ist das Impulssignal mit 150V ss .
Das Meßgerät erhält einmal das Gleichspannungspotential und zum anderen die
Wechselspannung mit 150V ss .
Diese Spannung kann jetzt aufgrund der Schaltungsauslegung des Gerätes gleichgerichtet
werden und dieser Gleichspannungswert je nach Polarität der Dioden für die
Gleichrichtung dem Meßergebnis addiert oder subtrahiert werden. In der Praxis entsteht
so bei einer Messung oft ein Wert zwischen -10V bis -180V, obwohl nur eine
Gleichspannung von -100V vorhanden ist. Derartige Instrumente lassen sich leicht
ermitteln. Sie werden mit einem Röhrenvoltmeter parallel geschaltet und, auf gleichen
Meßbereich gebracht, am Steuergitter der Zeilen - Endstufe angeschlossen. Zeigt das
Vielfachinstrument einen Fehler >10% an, so dürfte es zu den oben genannten

Instrumenten gehören, es ist im Rundfunk- und Fernsehservice nicht brauchbar. Die
eigentliche Meßmethode bei impulsüberlagerten Spannungen wird später näher
beschrieben.
Also Vorsicht bei Messungen mit Vielfachmeßgeräten bei impulsüberlagerten
Gleichspannungen!
Am Schluß sei noch etwas über Rauschspannungen ausgesagt. Bei Messungen kleinster
Gleichspannungen oder auch Wechselspannungen (µV bis mV-Bereich) führen
Rauschstörungen ebenfalls zu Fehlmessungen. Das Oszillogramm Abb. 1.4 zeigt eine
Gleichspannung, die sowohl mit einer Brummspannung, als auch was sich hier sehr
deutlich zeigt mit einer Rauschspannung überlagert ist. Diese Rauschspannung kann
sowohl im Meßobjekt als auch im eigentlichen Meßverstärker entstehen. Wie bekannt ist,
kommen als Rauschquellen alle aktiven und passiven Bauelemente in Betracht.
Besonders in hochempfindlichen Meßverstärkern stört das Eigenrauschen der
Transistoren. Aus diesem Grunde werden dort vorzugsweise rauscharme Typen
eingesetzt. Bei einem Rauschsignal handelt es sich immer um ein sehr breitbrandiges
Spektrum von Signalen, deren höchste Anteile bis in den GHz - Bereich reichen. Wird bei
tieferen Frequenzen gemessen, so hilft ein vor das Meßgerät richtig dimensionierter
Tiefpaß nach Abb. 1.5. Es ist jedoch zu beachten, daß dieser Tiefpaß die obere
Grenzfrequenz einschränkt.
Abb.: 1.3

Abb.: 1.4 - 1.5
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Messungen von Gleichspannungen an sehr
hochohmigen Gleichspannungsgeneratoren
In Abb. 1 sind zwei Fälle gekennzeichnet, wo es sich um hochohmige
Spannungsquellen handelt. Im ersten Fall ist es die hochohmig gebildete
Gatespannung und im zweiten Fall die Gittervorspannung einer Nf - Röhre,
gebildet als Produkt des Gitteranlaufstromes und des Gitterableitwiderstandes.
In beiden Fällen führt eine indirekte Messung zu einem genauen Ergebnis. Eine
direkte Messung Anschluß eines Meßgerätes an den Punkt B ist nicht möglich,
da aufgrund der Hochohmigkeit die Meßspannung durch Belastung mit dem
Meßgerät sofort zusammenbrechen würde. Die indirekte Messung wird nun
folgendermaßen vorgenommen. Am Ausgang A entsteht eine Spannung, die
dem Produkt J a • R a entspricht, wobei diese, gegen Masse gemessen, von der
Betriebsgleichspannung abgezogen werden muß.
Diese Spannung wird ermittelt. Es ist auch möglich, ein Strommeßgerät
einzuschalten und den Stromwert im Arbeitszustand der Schaltung zu
ermitteln. Jetzt wird ein regelbarer Gleichspannungsgenerator am Punkt B
(Gate- Gitter) angeschlossen. Die Spannung an A oder der Strom im Punkt A
wird mit der regelbaren Spannung so eingestellt, daß sich die gleichen Werte
wie im vorherigen Fall ergeben. Jetzt braucht nur noch an dem niederohmigen
Gleichspannungsgenerator Punkt B die eingestellte Spannung gemessen zu
werden, die dann der dort im dynamischen Betriebsfall entstehenden Spannung
entspricht. Diese indirekte Messung ist in vielen weiteren
Anwendungsbereichen möglich und erspart häufig eine Fehlmessung. Eine
weitere Möglichkeit der Messung an sehr hochohmigen Generatoren ist
ebenfalls durch eine indirekte Messung möglich.
Nach Abb. 2 soll die Spannung U x an einem hochohmigen Spannungsteiler
bestimmt werden.

Dazu wird eine feste Spannungsquelle U B benutzt, die regelbar über den
Einsteller P auf dem Instrument V zur Anzeige gelangt.
Zwischen den Punkten A und B wird jetzt ein empfindliches µA geschaltet und
mit dem Einsteller P zum Anschlag Null gebracht. In diesem Fall entspricht die
an dem Spannungsinstrument V abgelesene Spannung dem Spannungswert U x .
Schützen kann man das µA - Meter durch zwei antiparallelgeschaltete
Germanium - Dioden und gegebenenfalls einem zusätzlichen Längswiderstand
von ca. l ... 10 kΩ. Die Auflösung ist im wesentlichen von der
Empfindlichkeit des µA - Meters abhängig. In modernen Vielfachmeßgeräten
sind aber häufig Strommeßbereiche von einigen µA anzutreffen, so daß diese
Beschaffung auf keine Schwierigkeiten stößt.
Abb..: 01

Abb..:02
Messungen von Gleichspannungen, die wechselspannungsüberlagert sind
Häufig soll eine Gleichspannung gemessen werden, die impulsüberlagert ist.
Nehmen wir ein einfaches Beispiel: Das Steuersignal am G 1 der
Zeilenendröhre.
Es ist bekannt, daß dieses Signal eine Gleichspannungsgröße von ca. -100V
besitzt und diesem Signal ein l 5625Hz Signal mit einer Amplitude von 150V ss
überlagert ist.
Abb. 1 zeigt das Spannungsbild. Zwei Fehler treten beim direkten Anschluß
eines Meßgerätes auf. Einmal wird der Generator durch die Eingangsimpedanz
des Meßgerätes bedämpft und die Spannung sinkt folglich eine Fehlmessung -
und zum anderen können die steilen Impulsspitzen durch zusätzliche
Gleichrichtung im Meßgerät z.B. durch Begrenzung oder Ansprechen der
Wechselspannungsgleichrichterschaltung zur Anzeige gelangen und das
Ergebnis verfälschen.

Abb..: 1
Beide Fehler werden durch einen Entkopplungswiderstand, der direkt in einem
Tastkopf untergebracht ist und direkt am Meßobjekt angeschlossen wird,
vermieden. Abb. 2 zeigt die Schaltung. Der Entkopplungswiderstand soll eine
Größe zwischen 100kΩ bis 1MΩ aufweisen. Dabei ist zu berücksichtigen, daß
zu große Werte mit dem Eingangswiderstand des Meßgerätes zu einer
Spannungsteilung führen. Ein l MΩ Widerstand bei einem
Meßgeräteeingangswiderstand von 11MΩ führt zu einer Ungenauigkeit von ca.
10%. Der Kondensator C bildet mit dem Widerstand R einen Tiefpaß und
schließt die Wechselspannungssignale kurz.
Gegebenenfalls kann bei zu kleiner Eingangskapazität, oder bei niederfrequent
tiefen Schwingungen ein zusätzlicher Kondensator im Wert zwischen 0,1µF bis
1µF eingeschaltet werden. Dieser Tiefpaß ist auch äußerst wichtig, wenn ein
Meßgerät an der höchstzulässigen Gleichspannungsgrenze betrieben wird.
Zusätzliche, der Gleichspannung überlagerte, Impulse können bereits zu einem
Überschlag im Meßgerät führen.
Beispiel: Ein Meßgerät ist für eine höchstzulässige Spannung von 1200V
angelegt. Es wird im 1000V - Bereich an einem Impulstransformator eine

Betriebsspannung von 500V gemessen. Diesem Gleichspannungssignal sind
Impulsspitzen von 1,5kV ss überlagert.
Damit wird der höchstzulässige Wert von 1200V überschritten und das Gerät
zerstört. Auch hier schafft der Tiefpaß Abhilfe, indem die
Wechselspannungssignale vom Eingang ferngehalten werden, ohne das
Gleichspannungssignal stark zu beeinflussen. Ein paar weitere Beispiele von
Störsignalen: Ein Fall ist gegeben, wenn wir eine geringe Wechselspannung als
Überlagerung mit einer hohen Gleichspannung mit dem Oszilloskop feststellen
wollen, z.B. die Brummspannung in mV auf einer Speiseleitung von 200V. In
diesem Falle trennen wir nach Abb. 3 über einen Kondensator C den
Gleichspannungsteil ab. Wir bedenken hier, daß der Kondensator einmal auf
die erforderliche Spannungsstabilität bemessen sein muß und zum anderen mit
dem Eingangswiderstand des Oszilloskopen einen Hochpaß bildet, dessen
untere Grenzfrequenz mit Sicherheit unterhalb der Meßfrequenz liegen muß.
Es kann nach Einschalten des Kondensators der höchstempfindliche Bereich
des Meßgerätes gewählt werden, ohne daß der Gleichspannungspegel stört. Die
meisten Oszilloskope besitzen bereits eine Y - Eingangsschaltung, die es
gestattet, von der Gleichspannungskopplung auf eine
Wechselspannungskopplung durch Zuschalten eines entsprechenden
Kondensators zu wechseln. Dadurch erübrigt sich ein zusätzliches Einschalten
eines Kondensators.
Häufig kommt es vor, daß Hf - Spannungen brummüberlagert sind. In diesen
Fällen hilft ebenfalls die Schaltung Abb. 3. Nur wird jetzt die Dimensionierung
des Kondensators so vorgenommen, daß die untere Grenzfrequenz weit
oberhalb der störenden Brummfrequenz liegt, so daß die Brummspannung nicht
mit zum Meßobjekt gelangt.
Es kann jedoch andererseits vorkommen, daß höerfrequente Spannungen das
Meßergebnis verfälschen. Das tritt besonders bei hochempfindlichen
breitbandigen Messungen an den für die Störfrequenz hochohmigen Kreisen
auf. So z.B. der starke Einfall eines Ortssenders auf einen Meßkreis, bei
welchem Spannungen im mV - Bereich gemessen werden sollen. Man kann
sich dadurch helfen, daß an den Eingang des Meßkreises ein Tiefpaß geschaltet

wird, der die Störfrequenz entsprechend dämpft. Hier ist darauf zu achten, daß
die obere Grenzfrequenz dieses Tiefpasses die Meßfrequenz nicht beeinflußt.
Besser ist das Einschalten eines Saug- oder Sperrkreises vor dem Meßeingang
Abb. 3, wobei der Saugkreis auf die Störfrequenz fo abgeglichen wird.
Abb.: 2 (C wenn erforderlich ca. 1nF ... 0,1µF)

Abb.: 3
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Reine Gleichströme
Hierzu braucht nur wenig erläutert zu werden. Bei Gleichstrommessungen ist
der Meßkreis grundsätzlich aufzutrennen. Das Meßinstrument wird in Reihe
mit dem Verbraucher geschaltet. Man muß lediglich darauf achten, daß der
zusätzlich eingeschaltete Reihenwiderstand (Innenwiderstand des Shunts des
Meßgerätes) den Gleichstromwert nicht verändert. Wir müssen hier
berücksichtigen, daß ein in seinem Widerstand vergrößerter Gleichstromkreis
einen geringeren Strom ergibt und damit eine Fehlmessung nach sich zieht.
Hierbei können Fehlmessungen möglich sein, wenn z.B. in Katoden- oder
Emitter - Kreisen gemessen wird. Dadurch verändert sich die
Gittervorspannung bzw. die Spannung U BE beim Transistor,
der Arbeitspunkt wird verschoben, und ein falscher Gleichstrom wert stellt sich
ein. Viele Gleichstrommessungen lassen sich umgehen, wenn der
Spannungsabfall an vorhandenen bekannten Widerständen bestimmt wird, zum
Beispiel am Katoden- oder Emitterwiderstand.
Der Strom kann dann einfach nach dem Ohmschen Gesetz ausgerechnet
werden, wobei U die angezeigte Spannung des R Instrumentes und R der
vorhandene Widerstand in der Schaltung ist.
Wir wollen jedoch bedenken, daß die Widerstände Toleranzen von ±20%
haben können, so daß die Spannungsanzeige ebenfalls um diesen Betrag
verfälscht sein kann. Es empfiehlt sich, den Widerstand vorher mit dem
Ohmmeter zu kontrollieren.
Hierfür ein Beispiel: In einer Transistorstufe Abb.1 ist als Gegenkopplung ein
Emitterwiderstand von 82Ω vorhanden, der mit einem Ohmmeter kontrolliert

wurde.
Die Spannung U R wurde mit dem Vielfachmeßinstrument zu -2,9V ermittelt.
Demnach hat der Emitterstrom folgenden Wert:
Der Emitterstrom beträgt also I E = 35mA.
Desgleichen bieten sich für indirekte Strombestimmungen die
Spannungsabfälle an Arbeitswiderständen von Röhren und Transistoren an.
Weiterhin verwendet man bevorzugt Siebwiderstände des Netzteiles zur
Stromermittlung von bestimmten Stufen in Rundfunk- oder Fernsehgeräten. In
einer Impulsschaltung einer Digitalstufe ist zur Siebung von Störsignalen ein
Widerstand von 15Ω eingeschaltet Abb. 1.2. Mit dem Vielfachmeßgerät soll
der Strom bei einer bestimmten Schaltstellung des Kreises gemessen werden.
Ein Auftrennen der Leitung auf der Platine ist schwer möglich. Hier hüft uns
ebenfalls der Spannungsabfall an dem Widerstand. Wir messen 0,27V.
Demnach beträgt der Strom
Vorsicht! Haben wir alles richtig gemacht? Der Tantalelektrolytkondensator
(1,5µF) könnte einen Leckstrom haben und das Ergebnis verfälschen also
überprüfen.
Messungen an impulsüberlagerten Gleichströmen
Wir wollen besonders folgendes noch bedenken: Wenn z.B. an Röhren oder
transistorbestückten Generatoren Strommessungen vorgenommen werden, oder
aber bei digitalen Schaltkreisen, so kann es vorkommen, daß der Generator
durch Einschalten des Meßwerkes in eine schwingungsführende Leitung
bedämpft wird. Wir müssen berücksichtigen, daß in den niedrigen
Strommeßbereichen der Ohmsche Widerstand als auch im besonderen Maße
die Induktivität der Zuleitung und besonders des Meßwiderstandes für den
Strommeßbereich einen zu starken Spannungsabfall hervorrufen können. Das

kann so weit führen, daß der Generator durch die einsetzende Bedämpfung
oder Gegenkopplung unter anderen Bedingungen oder gar nicht mehr schwingt.
Wenn es sich nicht vermeiden läßt, das Meßgerät in die impulsführenden
Leitungen einzuschalten, dann sollte das Meßgerät mit einem Kondensator
überbrückt werden. Für die Praxis genügt ein keramischer 10nF - Kondensator,
dem ein 0,5µF - Kondensator parallel geschaltet ist. Selbstverständlich ist der
Frequenzbereich des Meßsignales zu berücksichtigen. In digitalen
Schaltbereichen empfiehlt sich, zusätzlich noch ein
Tantalelektrolytkondensator von 1µF einzuschalten.
Alle diese Schwierigkeiten kann man jedoch umgehen, wenn die
Betriebsströme in den Versorgungsleitungszuführungen gemessen werden.
Abb.2.1 zeigt den richtigen und Abb. 2.2 den falschen Anschluß bei der
Messung an einem Generator.
Ähnliche Überlegungen gelten, wenn der Betriebsstrom von Leistungs-
Endröhren, z.B. der Zeilen - Endröhre, gemessen werden soll. Wird das
Instrument dort in der Katodenleitung angeschlossen, so wird sich
zwangsläufig durch die einsetzende Stromgegenkopplung (das Instrument
arbeitet dann als unüberbrückter Katoden widerstand) das Betriebsverhalten der
Stufe ändern. Fehlmessungen sind die Folge. Abhilfe gibt eine kapazitive
Überbrückung des Meßinstrumentes, so daß die Stromgegenkopplung
aufgehoben wird.
Wir merken uns: Wird ein Strommeßgerät zur Ermittlung eines
Gleichstromes in eine impulsführende Leitung eingeschlossen, so ist dafür
zu sorgen, daß der Innenwiderstand des Meßgerätes das Ergebnis und die
Funktion der Stufe nicht verfälscht. Das Instrument muß an den
Anschlußpunkten im Gerät mit einem Kondensator wechselstrommäßig
kurzgeschlossen werden.
Achtung! Wird der Kondensator an den Anschlußbuchsen des Meßgerätes
angeschlossen, so wirken die Zuleitungen (Meßkabel) des Meßgerätes als
Induktivität. Dadurch wird die Funktion der Stufe wieder geändert. Das
scheint alles recht kompliziert.

Abb.: 1.1 & 1.2

Abb.: 2.1 & 2.2
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Allgemeine Wechselspannungsmessungen
Bei der Wechselspannungsmeßtechnik gibt es in der Rundfunk- und
Fernsehtechnik und der gesamten Elektronik zwei wichtige Arten der Anzeige.
1. Ablesung (Eichung) des Instrumentes in Effektivwerten,
2. Anzeige (Eichung) in Spitze - Werten, das gilt besonders für Impulsspannungen.
Sinusspannungen
Bei Wechselspannungsangaben ist im allgemeinen der Effektivwert gemeint, wenn
nicht bei Spitze-Spitze-Werten die Bezeichnung z.B. 3 V ss oder richtig U ss = 3V
vorhanden ist.
Die Abb.1 gibt noch einmal den Zusammenhang zwischen diesen beiden Werten:
Aus den bekannten Gleichungen
und
ergibt sich
oder
Diese Angaben gelten nur für Sinusspannungen.

Es gibt bestimmte Bereiche der Technik, in welchen wir uns mit der
einen oder anderen Meßmöglichkeit beschäftigen müssen. In der
gesamten Niederfrequenztechnik (20Hz bis 20kHz; Tonbandtechnik
bis 100kHz) werden Leistungs-, Spannungs- und Stromangaben in
Effektivwerten gemacht. Diese Effektivwerte werden jedoch bei
Verstärkermessungen im Hinblick auf Übersteuerungen und
Verzerrungen mit dem Oszilloskop als U ss - Werte angezeigt.
Daraus folgt, daß für Messungen der Niederfrequenztechnik beide
Wechselspannungsgrößen benutzt werden müssen. Auch in der
Mittelfrequenztechnik, z.B. Oszillatorspannungen oder Zf - Spannungen, wird mit
einem Oszilloskop in U ss - Werten angezeigt, während für den gleichen Fall das
Röhrenvoltmeter den Effektivwert anzeigt.
Abb. 1
Impulsspannungen
In dem zweiten Gebiet, der Impulstechnik, der Elektronik und der Digitaltechnik,
sieht es anders aus. Hier haben wir es grundsätzlich nicht mit sinusförmigen
Spannungen zu tun. Das hierfür benutzte Spannung- Anzeigegerät ist
ausschließlich das Oszilloskop, das die Anzeige in U ss liefert.
Ein Röhrenvoltmeter, ein Transistorvoltmeter oder auch ein Vielfachmeßgerät,
kann hier nicht mehr verwendet werden, da seine Anzeige nur auf eine spezifische
Spannungsart der Sinusspannung geeicht ist. Verweilen wir noch etwas bei den
Messungen von Impulsspannungen. Abb. 2 (Oszillogramm) zeigt einen etwas
komplexeren Spannungsimpuls. Mit Hilfe des Meßrasters auf dem Oszilloskopen

ist es möglich, einmal die gesamte Impulsamplitude in V ss zu messen; also vom
positivsten bis zum negativsten Wert.
Abb. 2
Zum anderen kann durch entsprechende Auswertung mit dem Meßraster jeder
Zwischenwert des Signales bestimmt werden. Haben derartige Oszillogramme
markante Stellen - Knicke - in ihrem Verlauf, die beispielsweise durch
Stromübernahme von Schaltdioden oder Thyristoren entstehen, so ist es ohne
weiteres möglich, diesen Stromeinsatzpunkt auf andere Spannungswerte des
Oszillogrammes zu beziehen, um so z.B. festzustellen, bei wie viel Volt der
Zündeinsatz liegt. Wie wir später noch erfahren werden, ist die Messung von
höherfrequenten Signalen und dazu gehörenden Impulsspannungen aufgrund ihres
hohen Oberwellengehaltes im verstärkten Maße nicht immer problemlos. In Abb. 3
ist ein Ersatzschaltbild eines Meßaufbaues gezeigt, in welchem so gut wie jede
Fehlermöglichkeit berücksichtigt wurde. In dieser Abb. 3 bedeuten
U E
U A
R E
R c
R i
R a
r E
Eingangsspannung des Prüflings
Ausgangsspannung des Prüflings
Emitterwiderstand
Kollektorwiderstand
Innenwiderstand des Generators (Verstärkers)
Abschlußwiderstand der Leitung
(Eingangswiderstand des Oszilloskopes)
Ohmscher Widerstand der Meßleitung

e
e E
e e
C E
C e
Ohmscher Widerstand der Masseleitung
Induktivität der Meßleitung
Induktivität der Masseleitung
Eingangs- (Schalt) - Kapazität der Meßleitung
Eingangskapazität des Meßgerätes
M Kopplungsfaktor der Masse- und der Meßleitung
C K
Durch Meßaufbau gebildete Koppelkapazität
auf den Eingang des Prüflings
Diese „Bauelemente", die sich nun so ganz ohne unser Wissen allein schon in der
Meßleitung befinden, können uns bei einer Messung ganz schön Kopfzerbrechen
bereiten. Es ist so ohne weiteres möglich, daß bei einem tatsächlich vorhandenen
sauberen Rechtecksignal das Oszilloskop ein Sinussignal wiedergibt. Weiterhin
können die Impulsdächer des Rechtecksignal voller Sinusschwingungen sein. In
den Anstiegsflanken können Spannungssprünge und Sinushalbwellen gezeigt
werden und so weiter. Letzten Endes ist es möglich, daß die Kapazität C K den
gesamten Aufbau zum Schwingen anregt und aus unserem Rechteckverstärker ein
rechteckmodulierter Hf - Sender geworden ist.
Wir sollten diese Probleme nicht so leicht nehmen! Häufig genug sagt der
Elektroniker: Wer im µs - oder sogar ns - Gebiet mißt, mist! Bis man da zu einem
glaubwürdigen Ergebnis kommt, müssen viele Fußangeln aus dem Weg geräumt
werden. Wir müssen berücksichtigen: Das abgeschirmte Meßkabel so verlegen,
daß es den Verstärker nicht zum Schwingen anregt. Das Meßkabel so kurz wie
möglich wählen. Den Masseanschluß so kurz wie möglich und auch richtig wählen
in Abb. 3 kann der Masseanschluß an Punkt A völlig andere Bilder liefern als an
Punkt B beides ist jedoch Wechselspannungsmasse.
Im ns - Gebiet nicht mehr mit einem 10: 1 Tastkopf messen. Da gibt es
Schwierigkeiten mit der Bandbreite!
Wir nehmen ein koaxiales 50- oder 60Ohm Kabel und schließen das mit RA = 50Ω
oder 60Ω ab. Wir achten darauf, daß der 50Ω Widerstand nicht gewendelt ist, denn
dann haben wir eine zusätzliche Induktivität. Zeigen sich auf den Impulsdächern
Überschwinger, so wird eine Ferritperle über die Masse- oder Meßleitung
geschoben. Werden die Überschwinger größer, so besteht der Verdacht, daß der
Fehler in der Meßzuführung des Meßgerätes liegt.

Haben wir auch bei abgeschaltetem Prüfling noch ein Hf - Signal, womöglich ein
AM - moduliertes auf dem Bildschirm, so ist das der Ortssender. Hier hilft nur ein
Käfig, Nachtarbeit oder Umzug.
Abb. 3
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Hochfrequenzspannungen - Niederfrequenzspannungen
Unter Hochfrequenzspannungen wollen wir Sinusspannungen oder
sinusformähnliche Spannungen in einem Frequenzgebiet von 100kHz bis 1GHz
verstehen. Selbstverständlich sind Wechselspannungen > 1GHz auch
Hochfrequenzschwingungen, jedoch gehört zur quantitativen Erfassung dieses
Frequenzgebietes etwas mehr als nur ein Meßgerät; deshalb beschränken wir
uns vorerst auf das oben genannte Frequenzgebiet. Sämtliche
Hochfrequenzquellen haben eines gemeinsam. Sie reagieren empfindlich und
mit veränderten Daten, wenn wir sie von außen beschälten - und das ist für eine
Messung leider erforderlich. Vier Punkte sind bei der Hochfrequenzmessung
kritisch!
● a) die kapazitive Belastung
● b) die induktive Belastung
● c) die ohmsche Belastung
● d) der Masseanschluß - die Masseverschleifung.
Was können wir tun, um diese Kriterien möglichst weitgehend auszuschalten?
a) bei der kapazitiven Belastung durch das Spannungs - Meßgerät das wird
später noch behandelt spielt im wesentlichen die Kapazität der Diode (n) und
die Schaltkapazität des Hf - Tastkopfes oder des Meßaufbaues eine Rolle. Bei
einem praxisgünstigen Aufbau können mit Kapazitäten von ca. 1pF für die
Diode´n und ca. 7pF für die Schaltungsauslegung gerechnet werden. Rechnen
wir einmal mit einer Gesamtkapazität von 10pF, so kann diese bereits eine
erhebliche Rolle spielen. Diese Gesamtkapazität liegt jetzt parallel zu dem
Oszillator, dem Schwingkreis oder einem Breitbandverstärkerausgang. Im
ersten Falle beim Oszillator erfolgt eine Frequenzverstimmung, bei den
Schwingkreis eine Resonanzverstimmung und bei dem Breitbandverstärker eine
Verkleinerung der oberen Grenzfrequenz. Durch diesen kleinen Fehlerkatalog
können bereits erhebliche Fehler durch das geänderte dynamische Arbeiten der

Stufen auftreten. Nehmen wir an, bei einem 10MHz Meßsender, dessen
Oszillatorschwingkreise eine Kapazität von 30pF besitzt, wird dieser 10pF
Tastkopf angeschlossen. Das bedeutet doch, daß dann die
Schwingkreiskapazität 30pF + 10pF = 40pF beträgt. Was macht jetzt die
Frequenz?
Eine kurze Rechnung führt zu dem Ergebnis.:
Am Ausgang des Breitbandverstärkers kann es folgendermaßen aussehen.
Nehmen wir an, die normale Schalt- und Ausgangskapazität sei 20pF und der
Arbeitswiderstand 500Ω. Damit ergibt sich eine obere Grenzfrequenz von
f 0 = 15,9MHz. Wird die Kapazität des Tastkopfes parallel geschaltet, so
bekommen wir
und damit f 0 = 10,6MHz.
Das bedeutet, daß der Verstärker ein 3dB - Abfall ohne Meßobjekt von
15,9MHz und mit angeschlossenem Meßgerät von nur noch 10,6MHz aufweist.
Würde hier gerade bei einer Frequenz von 15MHz unter Einbeziehung der 3dB -
Grenze eine Messung durchgeführt werden, so zeigt das Meßgerät einen völlig

falschen Wert, da jetzt der Verstärker nur noch eine Bandbreite von 10,6MHz
aufweist.
Auch die induktive Belastung führt zu Fehlmessungen. Einmal treten die Fehler
am Meßobjekt selbst auf, zum anderen am Meßgerät. Die Induktivitäten der
Zuleitung des Meßgerätes werden dem Meßobjekt parallel geschaltet. und rufen
die unter a) beschriebenen Resonanz- und Frequenzverstimmungen hervor. Zum
anderen wirken die induktiven Widerstände (Zuleitungen) zum Meßobjekt als
Spannungsteiler, d.h. die volle Spannung gelangt nicht zum Diodenkreis des
Tastkopfes. Die angezeigte Spannung ist zu klein. Zusammen mit den
Eingangskapazitäten können sich zusätzliche Resonanzkreise ergeben, die bei
bestimmten Frequenzen wiederum zu einer Spannungsüberhöhung am Meßgerät
führen.
Diese Probleme der Spannungsüberhöhung treten allerdings erst bei Frequenzen
ab ca. 50MHz auf (abhängig vom Aufbau).
Die Abb. 1 zeigt die prinzipielle Fehlermöglichkeit, die beim Anschluß einer Hf
- Spannungsmessung entstehen kann. Aufgrund der dort vorhandenen L - C -
Komponenten der Meßleitung, die sich lediglich durch den Anschluß ergeben,
ist leicht zu erkennen, daß mehrere Resonanzmöglichkeiten gegeben sind.
Teilspannungen fallen immer in Abb. 1 sind es die Spannungen
an den Meßleitungen ab und verfälschen zusätzlich das Ergebnis. Was ist zu
tun?
Die Meßleitung so kurz wie möglich und mit nicht zu schwachem Durchmesser
an das Meßobjekt heranführen. Jeder Zentimeter Kabellänge ist hier fehl am
Platze.

Abb.: 1
Etwas anderes sollte auch noch beachtet werden. Wird z.B. an einem
Oszillatorkreis oder einem Schwingkreis eine Hf - Spannungsmessung
vorgenommen, so können wir in den meisten Fällen den durch die
Schaltkapazität verstimmten Kreis nachgleichen. Das Meßobjekt bleibt
angeschlossen, der Kreis wird unter Einbeziehung der Schaltkapazität auf
Maximum abgeglichen und dann wird abgelesen. Man sollte sich hier aber recht
genau darüber im Klaren sein, ob der zu untersuchende Schwingkreis im
dynamischen Fall auf Resonanzmaximum arbeitet, oder bewußt außerhalb eines
Maximums einer Steuerfrequenz.

Abb.: 2
c) Die Ohmsche Belastung. Diese Belastungsart kann in den meisten Fällen
unberücksichtigt bleiben, wenn wir dafür sorgen, daß ein hochohmiges
Meßgerät (> 10MΩ) benutzt wird. In diesen Fällen ist der Leistungsbedarf so
gering, daß das Meßobjekt praktisch nicht belastet wird.
d) Masseanschluß. Dieser Punkt wiederum ist äußerst wichtig. In Abb. 2 ist ein
Hf - Schwingkreis gezeigt, der durch einen Transistor angesteuert wird. Ein
Sekundärkreis koppelt in Bandfilterkopplung die Schwingkreisspannung zum
nächsten Verstärkereingang. Wie in der Schaltung zu sehen ist, stehen die
Massen A bis E zur Verfügung. Welches ist die richtige, wenn die
Primärspannung bestimmt werden soll? Mit Sicherheit ist die Masse B
(Sekundärkreis) und C (Nf - Elektrolytkondensator) nicht richtig. Ist jetzt A, D
oder E als Massepunkt zu wählen? Bei A obwohl das das einfachste wäre sind
Bedenken anzumelden, da das kalte Ende des Schwingkreises dort nicht endet.
Bleiben noch die Punkte E und D. Über den 3,3nF wird der Schwingkreis nach
Masse geschaltet, so daß dieser Punkt richtig erscheint. Noch besser wäre es

scheinbar das Meßgerät auf das Betriebsspannungspotential D zu legen und
direkt parallel zum Kreis zu messen.
Abb.:3
Da wollen wir jedoch vorsichtig sein. Es ist möglich, daß der Hersteller diesen
Aufbau als Neutralisationsschaltung benutzt, wobei beim Anschluß an Punkt D
die Brückenschaltung aus dem Gleichgewicht gebracht wird. Diese Schaltungen
sind in den meisten Fällen leicht dadurch zu erkennen, daß z.B. von Punkt D
über ein R - C Netzwerk die dort vorhandene restliche Hf - Spannungen auf die
Eingangsbasis zurückgeführt wird. Bei höherfrequenten Kreisen besteht durch
Messleitungsverkopplung ein weiterer Fehler. Wir müssen uns darüber im
klaren sein, daß in den Messleitungen Hf - Ströme fließen, die ein
entsprechendes magnetisches Feld erzeugen.
Wird eine derartige Meßleitung und sei sie noch so kurz in die Nähe einer Hf -
Stromführenden Leitung des Prüflings gebracht, so ergibt sich eine
Verkopplung beider Felder. Das kann sowohl dazu führen, daß die Stufe zum
Schwingen angeregt wird, es kann aber sein, daß ein Oszillator durch eine
gegenphasig eingekoppelte Schwingung bedämpft wird. Weiter ist es möglich,
daß eine Schwingungsschaltung, die für 1MHz angelegt ist, plötzlich im UHF
Gebiet zusätzlich schwingt.
Wird durch Nähern der Hand oder einer Metallfläche die Anzeige spontan
geändert, so besteht die Gefahr, daß der Meßaufbau schwingt! Wie wird denn
nun eine Hf - Spannung nach Abb.3 gemessen? Beide Seiten der Schwingkreise
sind Hf - mäßig nicht geerdet. Schließen wir das Meßgerät an, so führen wir

zwangsweise eine Erdung durch und die Schaltung arbeitet nicht mehr. Hier
hilft ein Meßaufbau nach Abb. 3a oder Abb. 3b. Das Meßobjekt wird durch die
Widerstände entkoppelt an das Meßgerät angeschlossen. Aufgrund der
beschriebenen Fehlermöglichkeiten erhalten derartige Gleichrichterschaltungen
für die Hf - Technik bestimmte wichtige Daten. Da sind einmal die obere und
untere Grenzfrequenz, und zum anderen der Dynamikbereich der
Gleichrichteranordnung.
In Abb. 4 sind sowohl die wichtigsten Schaltungen als auch eine zugehörige
Durchlasskurve angegeben. Die Durchlasskurve läßt erkennen, daß ähnlich wie
bei einem R C gekoppelten Verstärker eine obere und untere Grenzfrequenz
entsteht. Die untere Grenzfrequenz wird im wesentlichen aus dem Kondensator
C und dem Belastungswiderstand R E (Eingangswiderstand) des Meßobjektes
gebildet. Benutzen wir einmal praktische Werte für einen Hf - Tastkopf von C =
1nF und R E = 10MΩ, so ergibt sich eine untere Grenzfrequenz von ca. 25Hz.
Abb.: 4

Die obere Grenzfrequenz wird im wesentlichen durch den Aufbau und die
verwendete Diode bestimmt. Bei günstigem Aufbau mit einer Diode AA143 ist
eine obere Grenzfrequenz von ca. 700MHz ohne großen Aufwand zu erreichen.
Abb. 5 zeigt den Aufbau. Die starken Linien bedeuten extrem kurze
Leitungsführung, jeder Millimeter Leitungslänge stört hier.
Sollen im Gebiet von 200MHz bis zu mehreren GHz Spannungsmessungen
durchgeführt werden, so wird das mit einem sogenannten Durchgangsmeßkopf
vorgenommen. Abb. 5 zeigt den prinzipiellen Aufbau. Innerhalb einer
Koaxialleitung wird eine Diode direkt auf den Spannungsführenden Innenleiter
aufgelötet. Werden hier zusätzlich noch besondere Ansprüche an das
Meßergebnis gestellt, so muß der Anschluß auf Reflexionsminimum
abgeglichen werden.
Abb.: 5
Aufgrund der Durchlaß - Kennlinie der Gleichrichterdiode Abb. 5 kann in etwa
ab 0,2V (Germaniumdiode) mit einem einigermaßen brauchbaren
Spannungsanstieg gerechnet werden. Die unterste meßbare (auswertbare)
Spannung beträgt ca. 3mV, ein entsprechend empfindliches Meßgerät
vorausgesetzt. Aufgrund der Kennlinienkrümmung der Diode müssen bis ca. 3V
getrennte Skalen geeicht und aufgenommen werden. Die höchste Meßspannung
errechnet sich aus der maximal zulässigen Sperrspannung der Diode.

Wird z.B eine Diode mit einer Sperrspannung von 40V benutzt, so errechnet
sich die höchstzulässige Hf - Eingangsspannung für eine Effektivspannung.
Diese Werte ergeben sich aufgrund der Tatsche, daß bei der vorliegenden
Spitzenspannung sich diese an der jeweiligen Elektrode der Diode aufbaut. Ist
die Diode bei der nächsten Halbwelle nicht leitend, so liegt zweimal der Wert
U s als Sperrspannung an der Diode. Abb. 6 veranschaulicht die Situation bei der
Sperrspannung zur Zeit t o .
Abb. 6
Niederfrequenzspannungen
Wenn das Gebiet der Nf - Messungen beschrieben wird, so sind hier die
Frequenzen des Hörbereiches bis maximal 25kHz gemeint. Zur Anschlußfrage
sämtlicher in Betracht kommender Meßgeräte ist zu sagen, daß in den meisten

Fällen eine längere Leitung nicht stört, daß weiterhin Eingangskapazitäten der
Meßgeräte nicht störend in Erscheinung treten und daß damit auch auf die
Verwendung des Tastkopfes der die Empfindlichkeit des Meßgerätes herabsetzt
verzichtet werden kann. Bei Messungen in der Nf - Technik wollen wir jedoch
nicht außer acht lassen, daß auch hier Meßfehler durch falschen Anschluß
entstehen können. Diese Fehler können in vier Gruppen eingeteilt werden:
1. Fehler durch Brummeinstreuungen bei zu langen Leitungen, Abhilfe:
Abschirmung der Leitungen.
2. Brummeinstreuungen durch Verkoppeln mehrerer Massepunkte oder falscher
Masseanschlüsse.
3. Fehler durch Verkopplungen. Es kann z.B. ein HiFi - Verstärker, dessen
Lautsprecherleitungen in die Nähe des Eingangsteiles gelegt werden,
hochfrequenzmäßig zu schwingen anfangen. Ferner sind akustische
Rückkopplungen und elektrische Rückkopplungen zu beachten.
4. Es ist darauf zu achten, daß Ein- oder Ausgänge, die teilweise recht
hochohmig sein können, nicht durch zu kleine Innenwiderstände des
Meßobjektes belastet werden.
Beispiel: Wird ein hochqualifizierter Mikrofonverstärker, der rauschangepaßt
ist, an einen niederohmigen Nf - Generator angeschlossen, so kann man
Randerscheinungen nicht mehr überprüfen.
Jetzt bleibt noch die Frage zu klären, was wird in der Nf - Technik gemessen,
und welche Meßgeräte verwendet man?
a) Nf - Spannungsmessungen können mit qualifizierten Vielfachinstrumenten
durchgeführt werden. So sind Nf - Millivoltmeter als Röhren- oder
Transistorvoltmeter und Oszilloskope für Nf - Messungen ausgezeichnet
geeignet.
b) Leistungsmessungen: Hier wird man den Ausgang des Verstärkers mit einem
dem Lautsprecher gleichen Innenwiderstand abschließen, die unverzerrte
Spannung mit dem Oszillografen aufzeichnen und die Spannung am Widerstand
mit dem Wechselspannungsmeßinstrument oder dem Oszilloskop messen.
Aus der Gleichung P = U 2 /R läßt sich die Leistung dann errechnen.

c) Frequenzgang: Diese Messung läßt sich nach zwei Methoden ausführen.
Einmal mit Hilfe eines Rechteckgenerators und eines Oszilloskopes zur groben
Frequenzgangkontrolle. Diese Kontrolle wird bei einem HiFi - Verstärker so
ausgeführt, daß bei einer unteren Grenzfrequenz von rund 50Hz möglichst eine
geringe Dachschräge vorliegen soll und bei einer Frequenz von etwa 100Hz die
Flanken möglichst steil und ohne Überschwingungen sein müssen. Wir denken
daran, daß bei einem 100Hz - Rechtecksignal die Oberwellen je nach
Flankensteilheit bis zu mehreren MHz auftreten und damit das 100Hz - Signal
für HiFi - Messungen bis 20kHz ausreichend ist.
Als zweite Methode ist die genauere Messung des Frequenzganges zweifellos
durch Auftragen der Frequenzgangkurve mit einem Sinusgenerator und
Spannungsmeßgerät nach der statischen Methode in 100Hz bis 250Hz Sprüngen
bekannt. Wichtig bei diesen Messungen ist grundsätzlich die neutrale Stellung
der Klangregler.
d) Klirrfaktormessungen: Es gibt HiFi - Spezialisten, die an der
Ausgangsspannungsform einer Sinuskurve die Größe des Klirrfaktors
hinreichend genau schätzen können. Wenden wir uns der klassischen Methode
zu, so benötigen wir für die Klirrfaktormessung einen Sinusgenerator mit
geringem Klirrfaktor von etwa 0,1%, eine Klirrfaktormeßbrücke sowie ein
empfindliches Millivoltmeter.
Messungen von Wechselspannungen an hochohmigen Generatoren
Werden bei hochohmigen Kreisen Wechselspannungen gemessen, so ist es
einmal klar, daß der Innenwiderstand des Meßgerätes hinreichend groß
gegenüber dem Generatorinnenwiderstand sein muß. Hier kommt aber noch
eine zweite Fehlermöglichkeit hinzu. Eine hochohmige Leitung hier die
Meßleitung des Meßgerätes neigt dazu, Störsignale z.B. das Netzbrummen
aufzunehmen. Diese Signale verfälschen das Meßergebnis. Abhilfe kann nur
durch einen abgeschirmten Aufbau gefunden werden.
Impulsströme
Hier gibt es zwei Möglichkeiten. Einmal kann mit einer Strommeßzange sehr

teures und nicht für jedes Oszilloskop erhältliches Zubehör der Strom direkt
angezeigt werden. Die Strommeßzange wird über die stromführende Leitung
geklemmt, wobei diese eine Spannung induziert, die als Stromwert geeicht auf
dem Oszilloskop erscheint. In vielen Fällen ausreichend ist wieder eine
indirekte Meßmethode. Ein Widerstand von wenigen Ohm abhängig von der
Elektronikschaltung wird in die Leitung geschaltet, wo der Strom gemessen
werden soll. Der Impulsspannungsabfall über diesem Widerstand wird mit dem
Oszilloskop gemessen. Nach dem Ohmschen Gesetz gilt dann
Ein Anschlußbild für die Strommessung in einer Treiberstufe ist in Abb. 7
gezeigt.
Abb. 7
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Messungen von Kapazitäten und Induktivitäten
Kondensatoren werden hinsichtlich ihrer Kapazität ausnahmslos mit
Wechselspannungen gemessen. Der dabei entstehende kapazitive Widerstand
gelangt zur Anzeige und Auswertung. Auch bei der Messung von Kondensatoren
sind einige Punkte zu beachten.
Kapazitätsmeßgeräte arbeiten mit verschiedenen Meßfrequenzen. Diese liegen je
nach Bereich zwischen der Netzfrequenz (50Hz) bis teilweise 50kHz. Die
normalerweise höchste anzutreffende Meßfrequenz beträgt 1kHz. Wichtig ist nun,
daß Kondensatoren größerer Kapazität (>1µF) mit niedriger Meßfrequenz (50Hz)
geprüft werden. Weiterhin ist daran zu denken, daß Kondensatoren nicht in einer
Schaltung gemessen werden können, da dort zusätzliche Bauelemente das
Ergebnis beeinflussen. Kondensatoren müssen also ohne weitere Anschlüsse dem
Meßgerät zugeführt werden. Weiter ist zu beachten, daß bei Messungen an
Kondensatoren, die kleiner als 1µF sind, die Kapazität der Anschlußleitung mehr
und mehr ins Gewicht fällt. So ist es nicht mehr möglich, Kondensatoren unter
100pF exakt zu bestimmen, wenn die Anschlußkapazität nicht kompensiert werden
kann. Die in der Praxis realisierbare Kapazitätsauflösung bei kleinen Kapazitäten
beträgt ca. 3pF. Die Kapazitätsmessung erfolgt in der Praxis hauptsächlich nach
zwei Verfahren. Einmal kann man ein Kapazitätsmeßgerät benutzen, das nach dem
Resonanzprinzip den zu messenden Kondensator in einen Schwingkreis mit
einbezieht. Durch Ändern der Generatorfrequenz wird jetzt der Resonanzpunkt für
den Meßfall gesucht und der Kapazitätswert direkt an einer geeichten Skala
abgelesen.
Die zweite für einfachere Messungen übliche Methode ist es, den Kondensator in
einer Brückenschaltung zu messen. Abb. 1 zeigt den prinzipiellen Aufbau einer
derartigen Brücke. Die Schaltung entspricht bis auf das Potentiometer P1 der
Schaltung für Widerstandsmessungen. Gleicht der Kondensator C B im Bereich
dem Kondensator C x , so kann mit P2 die Brücke ins Gleichgewicht gebracht
werden,

d.h. zwischen den Punkten A und C ist die Spannung 0V entstanden, die über das
Anzeigegerät entsprechend gemessen wird. Die benötigte Frequenz des
Spannungsgenerators richtet sich nach den Meßbereichen. Werden Bereiche für
kleine Kapazitäten ( ~ 100pF) benötigt, so empfiehlt sich eine Meßfrequenz von
1kHz bis 10kHz, wodurch der kapazitive Widerstand des Kondensators kleiner
wird und die Brücke sich empfindlicher abstimmen läßt.
Der Verlustfaktor des Kondensators läßt sich mit dem geeichten Potentiometer P1
bestimmen. Bekanntenweise hat C x einen Serien widerstand, der den Verlustfaktor
bestimmt.
Dadurch ergibt sich im Brückenzweig A — B eine Phasenverschiebung, die mit
dem Einsteller P2 wohl noch ein Minimum (Kapazitätsanzeige) ergibt, jedoch
nicht mehr die Spannung 0V entstehen läßt. Wird mit P1 im Brückenzweig B — C
der gleiche Verlustfaktor simuliert, so entstehen gleiche Phasenverschiebungen in
den Zweigen A — B und C — B. Das Brückengleichgewicht wird so
wiederhergestellt. Bei der Nullanzeige lesen wir dann an dem geeichten
Potentiometer P1 zusätzlich den Verlustfaktor ab. Bei diesen beiden Meßmethoden
ist es wichtig, daß der zu messende Kondensator direkt an die Meßklemmen
angeschlossen wird. Besonders bei kleinen Kapazitäten verfälschen die eventuell
benutzten Meßleitungen das Ergebnis so stark, daß von einer Messung nicht mehr
die Rede sein kann.
Weiterhin wichtig ist die Messung mit der Betriebsspannung. Es genügt nicht, daß
ein Kondensator aus der Schaltung genommen wird und mit einem Ohmmeter
(1,5V - Betriebsspannung) auf Durchgang gemessen wird. Der Kondensator kann
bei dieser Messung ohne weiteres als in Ordnung gelten, also keinen Schlußfehler
oder Isolationsfehler zeigen. Bei seiner Betriebsspannung von z.B. 200V hat er
jedoch einen Widerstand von wenigen Ohm! Grundsätzlich soll man es sich zur
Gewohnheit werden lassen, Kapazitäten bei den angegebenen Prüfspannungen zu
testen.
Eine Meßschaltung dafür ist in Abb. 1 angegeben. Der Kondensator wird über den
100kΩ Widerstand aufgeladen. Nachdem die 80V - Glimmlampe erloschen ist (bei
Hochvolttypen ab 250V), trennt ein Taster durch Druck den Schluß des
Instrumentes, und der restliche Ladestrom wird angezeigt. Nach etwa 60s kann
man den Reststrom ablesen. Dieser zulässige Reststrom errechnet sich nach der

Näherungsgleichung:
also z.B. bei einem 100µF - Kondensater und 70V Betriebsspannung:
Ebenso ist es wichtig, den Verwendungszweck des Kondensators zu kennen. Ist in
einer Hf - Schaltung ein keramischer Kondensator eingebaut, so darf man ihn nicht
durch einen Folienkondensator ersetzen. Aufgrund der Induktivitätswerte eines
Folienkondensators wäre seine kapazitive Wirkung bei hohen Frequenzen
verlorengegangen. Ähnlich ist es bei bestimmten gekennzeichneten Typen in
Schwingkreisen. Sind sogar zwei Kondensatoren parallel oder in Serie geschaltet,
so dienen sie meistens einer Temperaturkompensation des Kapazitätswertes. Man
sollte stets wieder Kondensatoren gleichen Typs einsetzen. Ist ein Kondensator an
der einen Anschlußseite mit einem schwarzen Ring gekennzeichnet, so bedeutet
dies, daß dieser Anschluß die äußere Folie bildet. Aus Gründen der Abschirmung
sollte dieser Anschluß dann an Masse liegen, wenn der Kondensator z.B. in der Nf -
Technik einem Klangnetzwerk zugeordnet ist. In UHF- und VHF - Schaltungen
bilden bei höchsten Frequenzen Zuleitungslängen von 2 bis 4mm schon störende
Induktivitäten. Keramische Kondensatoren sind deshalb sehr kurz anzulöten.

Messungen von Induktivitäten
Abb. 1 - 2
Hier gilt das Gleiche wie unter Abb. 1 bei der Messung von Kondensatoren
besprochen. Das Wesentliche ist auch hier: Kürzeste Leitungsverbindung vom
Meßobjekt zum Meßgerät besonders bei kleinen Induktivitätswerten. Die in der
Praxis realisierbare Auflösung bei kleinen Induktivitätswerten beträgt ca. 3µH.
Wenn wir von der Selbstverständlichkeit absehen, Spulen mechanisch zu
kontrollieren, so bleiben die Messung der Induktivität und die Feststellung
eventueller Windungsschlüsse.
Die Induktivität kann wie beim Kondensator über eine R - C - L - Meßbrücke
erfolgen. Es sei hier wieder darauf hingewiesen, daß durch einen direkten kurzen
Anschluß der Einfluß von Zuleitungsinduktivitäten weitgehend ausgeklammert
wird.
Wir können die Induktivität aber auch mit Hilfe eines Meßsenders bestimmen.
Nach Abb. 3 wird der Meßsender über einen 5kΩ - Widerstand an einen
Kondensator mit bekannter Kapazität C angekoppelt. Der Kondensator sollte eine
Toleranz von besser als 2% haben. Sein Kapazitätswert als Größe richtet sich nach
der Anzahl der Windungen der zu prüfenden Spule. Wir können mit vier
Kondensatoren die in der Rundfunk- und Fernsehtechnik sowie Elektronik
wichtigsten Induktivitäten bestimmen:
bis 10 Windungen:
C ~ 10pF + 3pF Schaltkapazität bei kapazitätsarmem Aufbau (UKW - Spulen);
bis 50 Windungen:
C ~ 50pF, KW - Spulen; 10,7MHz - Zf - Filter etc.
bis 100 Windungen:
C ~ 100pF, KW, MW - Spulen; 5,5MHz, 4,43MHz - Zf - Filter etc.
bis 500 Windungen:
C ~ 1nF, LW - Spulen, Löschinduktivitäten in Tonbandgeräten, AM - Zf - Kreise
etc.

Die zu ermittelnde Induktivität wird an die Klemmen A'B' nach Abb. 3
angeschlossen. An die Punkte A und B wird entweder eine Meßschaltung oder ein
Hf-Tastkopf mit nachgeschaltetem Transistorvoltmeter angeschlossen. Wird z.B.
ein Gleichspannungs- Röhrenvoltmeter oder Transistorvoltmeter benutzt, so
schließen wir nach Abb.3 über den Entkopplungswiderstand (1MΩ) den
Gleichspannungsmeßeingang an. Die Ausgangsfrequenz des Meßsenders wird nun
verändert. Bei Resonanzmaximum lesen wir die Frequenz ab und aus der
bekannten Kapazität berechnen wir dann die Induktivität nach der Gleichung:
Abb. 3
Soll eine Spule auf Windungsschluß untersucht werden, so benutzen wir einen
Versuchsaufbau nach Abb.4. Der Meßsender erregt, richtig abgestimmt, den L - C -
Resonanzkreis in seiner Resonanzfrequenz f o .
Der Resonanzpunkt wird über den oben schon beschriebenen
Gleichrichteranzeigekreis angezeigt. Die Induktivität L ist fest mit einem Ferritstab
gekoppelt, so daß die Permeabilität des Stabes die Resonanzfrequenz stark
beeinflußt. Bei auf Resonanzmaximum abgeglichenem Kreis wird jetzt die zu
untersuchende Induktivität auf den Ferritstab geschoben. Ist eine Verschiebung des
Resonanzmaximums auf eine andere Frequenz zu erkennen, so liegt mit Sicherheit
ein Windungsschluß vor. Ist die Resonanzfrequenz nicht mehr zu ermitteln oder
reißen die Oszillatorschwingungen ab, so liegt ein Windungsschluß über mehrere
Windungen vor. Für den Selbstbau dieser Prüfeinrichtung soll die Induktivität L
bei zu untersuchenden Spulen ab 10MHz ~ 10 Windungen haben. Der
Kondensator C wird so gewählt, daß die Resonanzfrequenz zwischen 10MHz und

50MHz liegt. Werden Spulen im Rundfunkbereich untersucht, so verwendet man
eine vorhandene Mittelwellenspule von etwa 30 Windungen. Sollen hingegen
Spulen in Tonbandgeräten oder in der Zeilen - Endstufe von Fernsehgeräten auf
einen Windungsschluß untersucht werden, ist eine Windungszahl von 150 bis 200
zweckmäßig. Hier kann man leicht eine Langwellenspule benutzen, die
entsprechend über den Ferritstab geschoben wird. Je nach Typ der zu
untersuchenden Spulen benutzt man Meßfrequenzen von 50kHz bis 10MHz.
Abb. 4
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Messungen an Transformatoren
Bei Nf - Transformatoren treten im allgemeinen keine Schwierigkeiten bei der
Überprüfung auf. Wicklungen und Wicklungsschlüsse werden mit einem Ohmmeter
geprüft. Bei kleinen Nf - Transformatoren in transistorvisierten Geräten sowie bei kleinen
Hf - Transformatoren muß darauf geachtet werden, daß bei der Ohmmessung besonders
im unteren Bereich, wo ohne weiteres Ströme von 0,5A auftreten können, die
Spulendrähte nicht überlastet werden. Schwieriger wird die Ermittlung eines
Windungsschlußes. Entweder wird hier eine Vergleichsmessung vorgenommen, oder die
Spule wird ohne Kern einem Oszillator genähert. Eine weitere Möglichkeit ist besonders
bei Hf- und Impulstransformatoren mit dem Oszilloskop gegeben, wobei das eigene
Kippgerät als Impulsgeber für die Prüfung herangezogen wird. Welche Meßfehler oder
Einflüsse müssen wir hier beachten?
Nach Abb. 1 wird eine Vergleichsmessung vorgenommen. Bei gleicher Induktivität ist
die Ausgangsspannung U A in beiden Fällen gleich groß.
Ein Windungsschluß verändert stark die Induktivität, wodurch sich eine unterschiedliche
Ausgangsspannung einstellt. Selbstverständlich kann bei einer vorhandenen
Induktivitätsmeßbrücke auch die Induktivität direkt bestimmt werden. Wichtig bei dieser
Messung ist das Einstellen der richtigen Meßfrequenz je nach benutztem
Transformatortyp. Nf- und Netztransformatoren werden mit einer Frequenz von ca. 5kHz
gemessen. Hf- und Impulstransformatoren zwischen 1MHz und 10MHz.
Die zweite Methode ist für eine Windungsschlußprüfung sehr einfach und bedarf keiner
zusätzlichen Vergleichsmöglichkeit. Nach Abb. 2 wird ein Oszillator benutzt, der
zwischen 5kHz und 1MHz schwingt und dessen Rückkopplung so eingestellt wird, daß
dieser kurz vor dem Abreißen ist. Die Oszillatorspule wird auf einen dünnen Ferritstab
gewickelt, der ca. 5cm aus dem Prüfgerät herausgestreckt wird. Die
Oszillatorschwingamplitude wird gleichgerichtet und auf einem Instrument angezeigt.
Wird jetzt die zu untersuchende Spule über den Ferritstab geschoben, so wird bei einem
Kurzschluß der Oszillator so bedämpft, daß die Schwingungen abreißen und dieses auf
dem Instrument angezeigt wird. Wichtig ist die richtige Wahl der Meßfrequenz. Bei zu
hohen Meßfrequenzen und der Untersuchung von Nf - Transformatoren besteht die
Fehlermöglichkeit, daß die Eigenkapazität der Spule, die über die induktive Verkopplung
gemäß dem Transformationsverhältnis dem Oszillator eingeprägt wird, diesen ebenfalls

so stark bedämpft, daß die Schwingungen abreißen. Die dritte Möglichkeit ist die
Ermittlung eines Windungsschlusses, die bevorzugt bei Zeilentransformatoren in der
Fernsehtechnik angewandt wird. Bei der wichtigen Untersuchung des Windungsschlusses
kann nach Abb. 2 vorgegangen werden, wenn der Zeilentransformator demontiert ist und
die entsprechende Spule über den Ferritstab geschoben wird.
Abb.: 1
Abb.: 2

Abb.: 3
Eine einfache Möglichkeit zum Ermitteln eines Windungsschlusses zeigt Abb. 3. Der
Zeilentransformator muß von allen Anschlüssen abgelötet sein und die
Hochspannungsgleichrichterröhre ist zu entfernen. Nach Abb. 3 wird dann der
Anodenanschluß der Röhre PL 36 oder PL 500 mit dem Y - Eingang des Oszilloskopes
verbunden. Für diese Messung sollte wieder der Tastkopf 10: l benutzt werden. An den
Katodenanschluß der Boosterdiode PY 88 schließt man die Ausgangsspannung des
Kippteils des Oszilloskopes an (Sägezahnspannung). Der Anschluß des
Boosterkondensators ist mit der Masseleitung des Oszilloskopes zu verbinden.
Die Kippfrequenz stellt man hierbei die optimale Einstellung ist vom Typ des
Transformators abhängig auf einen Bereich zwischen 100µs/Teil bis 10µs/Teil ein. Der
Zeilentransformator wird jetzt als Schwingkreis mit seiner Induktivität und Kapazität vom
Rückschlagsignal der Sägezahnspannung des Oszilloskopes angeregt. Auf dem
Bildschirm zeigt sich ein Ausschwingvorgang, dessen Schwingungszahl zwischen 2 und
10 - Schwingungen liegen kann, abhängig von der eingestellten Kippfrequenz. Bei einer
Probe erkennt man leicht, daß ein Zeilentransformator mit Windungsschluß aufgrund der
starken Dämpfung in den meisten Fällen nur ein Anschwingen zeigt. Bei einiger Übung
unterscheidet man so leicht den defekten Transformator von einem intakten. Die Arbeit
ist leichter, wenn ein guter Transformator gleichen Typs zu Vergleichszwecken zur
Verfügung steht, oder wenn man in einer Tabelle die Erfahrungswerte mehrerer
Messungen und verschiedener Typen sammelt.
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Messungen an Röhren und Halbleitern
Das Prüfen von Röhren sollte im eingebauten Zustand im Empfänger vorgenommen werden. Für diese
Messung ist ein Vielfachmeßgerät ausreichend. Abb. 1 zeigt den prinzipiellen Anschluß einer Röhre. Wollen
wir die Emissionsfähigkeit der Röhre überprüfen, so ist die einfachste Möglichkeit dadurch gegeben, daß die
Katodenspannung an Punkt B gemessen wird.
Der Katodenwiderstand hat bei Leistungsstufen eine Größe von etwa 100Ω bis 560Ω. Der sich bei einem
mittleren Katodenstrom daraus ergebende Spannungsabfall liegt zwischen 4V und 15V. Soll die
Steuerwirkung der Röhre grob kontrolliert werden, so wird das Vielfachmeßgerät an den Punkt D
angeschlossen. Die Spannung ist gegenüber der Betriebsspannung um den Betrag I a • R a = U Ra kleiner.
Mit einem Schraubenzieher wird die Katode, Punkt B, auf Masse gelegt. Die Gittervorspannung wird dadurch,
außer der durch Anlaufstrom entstehenden Spannung, fast 0V der Anodenstrom steigt stark an, wodurch die
Spannung am Vielfachmeßinstrument absinkt. Punkt C wird benutzt, um bei einem Ausfall des
Anodenstromes die Schirmgitterspannung zu messen. Der Punkt A wird genommen, um bei eventuell
schadhaften Koppelgliedern das Potential am Gitter festzustellen. Dabei wird das Meßwerk wieder an Punkt D
angeschlossen. Mit dem Schraubenzieher wird Punkt A jetzt gegen Masse kurzgeschlossen. Die Spannung an
D darf dann keinesfalls ansteigen. Andernfalls ist auf einen positiven Anteil einer Gittervorspannung zu
schließen. Bei einer Zf - Röhre (Abb. 2) wird die Gittervorspannung über einen Spannungsteiler dem
Steuergitter direkt zugeführt. Die oben erwähnten Prüfmethoden sind hierbei schlecht möglich, da der kleine
Katodenwiderstand von z.B. nur 27Ω einen zu geringen Spannungsabfall erzeugt. Die Messung wird hier
vielmehr so vorgenommen, daß man ein Vielfachmessinstrument wieder an Punkt B, eventuell auch C,
anschließt und dann den Punkt A kurzschließt. Dadurch wird die Gittervorspannung wieder zu 0V, und die
Spannung an C oder B sinkt infolge des verstärkt einsetzenden Stromes
entsprechend ab. Sollen Verstärkung und Aussteuereigenschaften z.B. einer HiFi - Verstärkerstufe ermittelt
werden, so schließt man Abb. 3 einen Sinus- oder besser noch einen Sägezahngenerator an. Am
Verstärkerausgang wird ein Oszilloskop angeschlossen und der Spannungsverlauf beobachtet.

Abb.: 1 - 2
Abb.: 3
Eine Stauchung oder Begrenzung der positiven und negativen Spitze weist auf eine zu große
Eingangsspannung hin. Wird das Signal einseitig begrenzt, so ist der Arbeitspunkt falsch gewählt und über
einen anderen Wert von R K entsprechend zu korrigieren.
Bei einer Formverzerrung des Signals sind die Koppelkapazitäten C K auf richtige Dimensionierung zu
untersuchen.
Bei allen Eingriffen, die für Röhrenmessungen erforderlich sind, müssen wir darauf achten, daß der Anschluß
der Meßgeräte nicht zu einer Schwingungserregung der Röhre führt. Das ist besonders leicht in Hf - Stufen bei
Röhren hoher Steilheit möglich. Der Fehler ist leicht dadurch zu erkennen, daß bei Berührung des Schaltungs-
oder Meßaufbaues mit der Hand das Meßergebnis wesentlich geändert wird. Soll die Verstärkung einer Stufe,
die röhren- oder transistorbestückt ist, in Abhängigkeit von ihrer Bandbreite bestimmt werden, so ist ein
Meßaufbau nach Abb. 4 zu wählen.
Am Eingang des Meßobjektes wird richtig abgeschlossen und mit dem Abschlußwiderstand versehen ein
Wobbler eingespeist. Die Wobbelfrequenz und der Wobbelhub werden gemäß der benötigten Bandbreite
gewählt. Besonders eignen sich hier Wobbler, die nach dem Überlagerungsverfahren arbeiten, da hier die

Wobbelfrequenz bei vollem Hub bis auf wenige KHz gestellt werden kann. Am Ausgang des Meßobjektes
wird jetzt ein Oszilloskop angeschlossen. Dabei kann entweder ein Oszilloskop mit entsprechender Bandbreite
benutzt werden, welches das HF - Wobbelsignal direkt abbildet, oder aber ein Diodentastkopf wird
zwischengeschaltet, so daß ein demoduliertes Signal auf dem Oszilloskop ausgewertet werden kann. Als sehr
nützlich erweist sich hier ein Zweikanaloszilloskop, das sowohl das Eingangs- als auch das Ausgangssignal
wiedergibt, wodurch eine leichte Vergleichsmöglichkeit hinsichtlich der Übertragungseigenschaften gegeben
ist. Bei Frequenzen >10MHz ist auf sorgfältigste kurze Masseleitungsführung Wert zu legen.
Kurvenverschleifungen sind bei falschem Anschluß leicht möglich.
Dioden:
Eine Diode besitzt in Abhängigkeit von der Polarität der angelegten Spannungen einen größeren und einen
kleineren Widerstand. Im ersten Fall sprechen wir von dem Sperrwiderstand und im zweiten Fall vom
Durchlaßwiderstand.
Um den Durchlaßwiderstand zu bestimmen, genügt es in den meisten Fällen mit einem vorhandenen
Vielfachinstrument eine Ohmmessung vorzunehmen. Bei einer Betriebsspannung für die Ohmmessung von
1,5V (Monozelle) liegt der Durchlaßwiderstand einer Diode, abhängig von ihren spezifischen Daten, zwischen
einigen 10Ω bis fast 1kΩ . Die praktisch immer zu messenden Werte für Dioden der Impuls- oder Hf -
Technik liegen bei etwa 100Ω, gemessen nach der angeführten Methode. Hierbei ist zu berücksichtigen, daß
bei der oben angeführten Meßmethode Siliziumdioden aufgrund ihrer größeren Kniespannung von 0,6V einen
höheren Widerstand als Germaniumdioden mit einer Kniespannung von 0,2V ergeben, wenn zufällig mit
kleineren Prüfspannungen gearbeitet wird.
Abb.: 4

Abb.: 5 - 6
Beim Messen des Durchlaß Widerstandes ist weiterhin zu beachten, daß in Abhängigkeit von dem gewählten
Ohmmeßbereich des Vielfachinstrumentes der Spannungsabfall am Meßwiderstand bei einem höheren
Meßbereich ansteigt und damit vergleichsweise eine geringere Spannung an der Diode zur Verfügung steht als
beim Benutzen eines kleineren Bereiches. Dadurch ergeben sich in der Praxis oft Ohmwerte des
Durchlaßbereiches, die sich bei einem Bereichswechsel des Meßinstrumentes ändern. Die Messung des
Sperrwiderstandes wird so vorgenommen, daß man die Spannungsquelle des Meßinstrumentes umpolt, d.h. die
Anschlüsse werden vertauscht, wodurch die Diode in Sperrichtung betrieben wird. Der sich dann einstellende
Widerstand erreicht den etwa 1000fachen Wert des Durchlaßwiderstandes oder liegt in den meisten Fällen je
nach Typ noch weit darüber. Eine exakte Messung ist jedoch nicht möglich, da die maximal zur Verfügung
stehende Meßspannung eines Vielfachmeßgerätes, wie schon gesagt, nur 1,5V beträgt.
Wenn wir von der exakten dynamischen Ermittlung des Sperr- und Durchlaßwiderstandes einmal absehen, so
läßt sich nach der statischen Methode (Abb. 5 und Abb. 6) der Sperr- und Durchlaßwiderstand hinreichend
genau bestimmen, was aufgrund der anfangs geschilderten Mängel mit dem Ohmmeter schwer möglich ist.
Nach Abb. 6 stellt man über den Schalter S in geschlossenem Zustand und durch Ändern der Gleichspannung
den maximal zulässigen Dauerstrom der Diode ein. Darauf wird die Diode angeschlossen und bei dem
abgelesenen Strom die Spannung an der Diode mit einem hochohmigen Instrument zwischen den Klemmen A
und B ermittelt. Aus der Gleichung R = U/I ergibt sich dann die Größe des Durchlaßwiderstandes. Bei dem
Anschluß des Spannungsinstrumentes ist darauf zu achten, daß durch einen eventuell zu kleinen
Innenwiderstand die Stromanzeige u.U. verfälscht wird. Aufgrund des großen Strombegrenzungswiderstandes
von R = 47Ω wird erreicht, daß einmal die Diode gegen Überlastungen geschützt ist und zum anderen ein von

den Daten der Diode unabhängiger vorher eingestellter Durchlaßstrom fließt.
Zum Ermitteln der maximalen Sperrspannung (Zenerknick) oder des Sperrwiderstandes wird die Schaltung
nach Abb. 5 benutzt. Hier wird, analog zur Ermittlung der Z - Spannung bei einer Z - Diode, der maximal
zulässige Sperrstrom bei einer zu erwartenden Sperrspannung über den Widerstand R (hier 4,7MΩ ≥ etwa
50µA bei U = 200 V) begrenzt. Dazu wird der Schalter S kurzgeschlossen und der Widerstand R entsprechend
dem gewünschten Strom eventuell verändert. Danach verändert man die Spannung an der in Sperrichtung
angeschlossenen Diode nach oben, bis das Strominstrument einen starken Anstieg verzeichnet. Die dazu
erforderliche Spannung gibt den Wert der Z-Spannung an. Das Spannungsinstrument wird dabei über die
Buchsen A und B angeschlossen. Es ist dabei zu berücksichtigen, daß durch den immer gering fließenden
Sperrstrom eine Spannungsteilung über den Begrenzungswiderstand und den Sperrwiderstand der Diode
auftritt. Die exakte Messung der Sperrspannung ist nur mit einem sehr hochohmigen Meßinstrument an den
Punkten A´ und B möglich.
Der Sperrwiderstand wird bei der zu erwartenden Sperrspannung gemessen. Dafür wird die Spannungsquelle
auf die Sperrspannung eingestellt, diese Spannung gemessen und der Diodenstrom abgelesen. Aus der
Gleichung ermitteln wir den Sperrwiderstand.
Auch hier wird die Spannung exakt an A´ und B mit Hilfe eines sehr hochohmigen
Spannungsmeßinstrumentes gemessen.
Abb.: 7
Die Prüfung von Transistoren erfolgt am sichersten eingebaut in der Schaltung. Abb. 7 zeigt das Prinzip eines
Verstärkers. In allen Fällen ist es einfach, die Steuerwirkung des Transistors zu prüfen, indem die Basis -
Emitterspannung verändert wird, und zwar ähnlich wie bei einer Röhre, bei der man durch einfaches
Überbrücken des Katodenwiderständes die Gittervorspannung verringert. Dadurch steigt der Anodenstrom und
die Spannung an der Anode fällt meßbar ab. So auch beim Transistor. In Abb. 7 wird über den
Spannungsteiler R1 und R2 die Basisspannung am Punkt 1 gebildet. Der fließende Emitterstrom ruft an R E

einen Spannungsabfall hervor, der an Punkt 2 die Emitterspannung bildet.
Bei einem Germaniumtransistor ist die meßbare Differenzspannung zwischen Punkt 1 und 2 etwa 0,2V, bei
einem Siliziumtransistor beträgt diese Spannung rund 0,6V. Je nachdem, ob es sich um einen pnp oder npn -
Transistor handelt, ist diese Spannung, vom Emitter gemessen, negativ oder positiv. Der fließende
Kollektorstrom ruft einen Spannungsabfall an Widerstand R4 hervor, wodurch sich die Kollektorspannung an
Punkt 3 einstellt. Wird Punkt 2 jetzt mit Masse verbunden, so kann der Strom kurzzeitig vergrößert werden;
das erkennt man an Punkt 3 durch einen vergrößerten Spannungsabfall. Verbindet man hingegen Punkt 1 mit
Punkt 2, so wird die Spannung
U BE = 0V, der Kollektorstrom sehr klein und die Spannung Punkt 3 steigt an auf das Potential der
Betriebsspannung.
Auf diese Art und Weise kann fast jeder Transistor in der Schaltung auf seine Steuer Wirkung überprüft
werden.
Die Wahl des richtigen Arbeitspunktes wird mit einem Sinusgenerator geprüft. Zwischen den Punkten A und
M Abb. 7 wird ein Sinusgenerator, zwischen den Punkten M und E wird ein Oszüloskop angeschlossen. Die
Spannung des Sinusgenerators erhöht man jetzt langsam. Bei richtig eingestelltem Arbeitspunkt zeigt sich an
der Sinuslinie des Oszilloskopes ab einer bestimmten Spannung oben und unten zugleich eine Begrenzung.
Durch Wahl von R2 und auch R4 kann der Arbeitspunkt für den entsprechenden Transistor so eingestellt
werden, daß bei größter Steuerspannung die Ausgangsspannung unverzerrt erscheint.
Andere Messungen, wie Durchlaßwiderstand und Sperrwiderstand der Basis - Emitterstrecke oder der
Kollektorstrecke, führen nicht zum Ziel, da diese Werte sehr stark vom Transistortyp abhängen.
Selbstverständlich ist auch ein Meßaufbau (Transistorprüfgerät) leicht zu verwirklichen. Das hat jedoch den
Nachteil, daß der Transistor aus der jeweiligen Schaltung auszulöten ist; ferner müssen die Daten des
Transistors bekannt sein.
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Frequenzmessungen
Frequenzmessungen mit dem Frequenzzähler
Frequenzmessungen werden am einfachsten mit einem Frequenzzähler ausgeführt. Eine
Meßeinschränkung ist lediglich aufgrund der Empfindlichkeit gegeben. Empfindliche
Zähler haben eine Eingangsempfindlichkeit von 10m V eff .
Nun haben es aber gerade die Hf - Spannungen an sich, daß an elektronischen
Schaltungen oftmals Spannungen unter 10mV anzutreffen sind. Weiterhin wird aufgrund
der Eingangsimpedanz des Frequenzmeßgerätes, besonders wegen der hohen
Eingangskapazität, (Kabel und Eingang) das Meßobjekt mit ca. 80pF belastet. Diese
Mängel zwingen zu einer Lösung, die sowohl die Empfindlichkeit als auch die Probleme
der kapazitiven Belastung abstellen muß. Nach Abb. 1 wird in einem Tastkopf die
Schaltunguntergebracht. Je nach Art des verwendeten Transistors ergibt sich eine 10- bis
15fache Verstärkung, bei einer Eingangskapazität von ca. 10pF und einer Bandbreite von
50 MHz.
Abb.: 1
Frequenzmessungen nach dem Absorbtionsverfahren
Nach Abb. 2 wird eine Resonanzschaltung aufgebaut. Der Frequenzvariationsbereich ist

aus der Gleichung zu ermitteln.
Darin ist C E die Endkapazität des Drehkondensators und C A die Anfangskapazität.
Der Drehkondensator wird direkt in MHz geeicht und die Resonanzspannung auf dem
Instrument auf Maximum gestellt. Es ist verständlich, daß hier ein Instrument mit hohem
Innenwiderstand benutzt werden muß, um das Meßobjekt nicht zu sehr zu bedampfen.
Aus diesem Grunde ist es wichtig, ein Instrument von wenigen µA Endausschlag zu
benutzen. Die vorliegende Schaltung ist im Prinzip mit der Grundschaltung eines
Griddipmeters identisch. Von Vorteil bei einem Griddipmeter ist die Möglichkeit, auch
passive Schwingkreise, die mit dem Generator des Griddipmeters auf Resonanz gebracht
werden, zu messen.
Abb.: 2
Frequenzmessungen durch Frequenzvergleich (Schwebungsverfahren)
Nach Abb. 3 wird die zu untersuchende Frequenz einem Diodenmodulator zugeführt.
Weiterhin wird dem Einspeisepunkt der Mischdiode eine Hf - Spannung bekannter
Frequenz zugeführt. Am Ausgang erscheint dann die Spannung Null, wenn beide
Frequenzen übereinstimmen. Wird am Ausgang ein Nf - Verstärker angeschlossen, so
können die Schwebungsnullpunkte exakt eingepfiffen werden. Weiterhin ist es möglich,
über ein Oszilloskop das Schwebungsbild sichtbar zu machen und so einen
Schwebungsnullabgleich durch Ändern der bekannten Frequenz herbeizuführen. Auch ein
angeschlossener Nf - Verstärker führt zu einem guten Ergebnis. Hier gibt es jedoch einen
Meßfehler, der das Ergebnis zu einem völlig falschen Auswerten führt. Nach der
Gleichung wollen wir einmal folgende Überlegungen anstellen.

f 0 - f x = f Nf f 0 die bekannte Oszillatorfrequenz
f x die zu untersuchende Frequenz
f Nf die Nf - Misch - Ausgangsfrequenz
Die Meßfrequenz des regelbaren Oszillators beträgt 10MHz und die zu untersuchende
Frequenz ebenfalls 10MHz. Dann erhalten wir ein richtiges Ergebnis in Gestalt einer
Schwebung. Eine unbekannte Frequenz von 20, 40 oder 60 MHz ergibt nun ebenfalls
Schwebepunkte, die zwar weniger intensiv, dafür aber dennoch markant sind. Da hilft nur
eine Methode. Man muß sich darüber im Klaren sein, in welcher Größenordnung die
unbekannte Frequenz überhaupt liegen kann. Oder man muß den Oszillator entsprechend
durchdrehen, um aufgrund der Intensität der Schwebungen die richtige Frequenz zu
erhalten. Sind sehr oberwellenreiche Hf - Schwingungen als zu untersuchende Frequenz
vorhanden, so besteht sogar die Möglichkeit, daß bei dem vorgenannten Beispiel von
10MHz alle 1MHz eine Schwebungslücke festzustellen ist!
Also: Achtung bei Frequenzmessungen nach dem Schwebungsverfahren. Wir müssen uns
vorher darüber im Klaren sein, in welcher Größenordnung die unbekannte Frequenz
liegt, um nicht einer falschen Schwebungslücke zum Opfer zu fallen.
Abb.: 3
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Messungen an selektiven Verstärkern - Wobbeltechnik
Diese Messungen sind in der Elektronik weniger zu finden, in der gesamten Nachrichtentechnik
jedoch äußerst wichtig. Sie werden überall dort angewandt, wo Hf - Informationen schmalbandig
in bestimmten Kanälen übertragen werden müssen und an diese Kanal- und
Übertragungseigenschaften bestimmte Anforderungen gestellt werden.
Zur Technik des Wobbelns wurde bislang noch wenig gesagt. Wir wollen hier noch einmal das
Prinzip, die wichtigsten Merkmale und einzuhaltenden Vorschriften beachten. Abb. 1 zeigt die
prinzipielle Anschlußschaltung. Abb. 2a stellt die Ausgangsspannung des Wobblers in
Abhängigkeit von der Frequenz dar. Als Beispiel ist eine Mittenfrequenz von 37MHz gewählt
worden, wie es z.B. bei der Einstellung bei Bild - Zf- Verstärkern vorkommt. Bei einem Hub
von Null würde der Wobbler also eine konstante Frequenz von 37MHz liefern. Wird jetzt
gewobbelt, das heißt, die Mittenfrequenz im Rhythmus einer Steuerfrequenz geändert (so, als ob
wir den Einsteller für die Frequenzeinstellung laufend um einen Betrag vor- und zurückdrehen),
so wird keine konstante Frequenz mehr erzeugt, sondern pro Steuerperiode ändert sich die
Frequenz von f 0 um den Betrag ±Δf .
Oder anders ausgedrückt: Es werden immer nacheinander Frequenzen zwischen -Δf und +Δf ≥ 2
Δf erzeugt und durchlaufen. Es handelt sich hier also um eine Frequenzmodulation. Wie die
Abb. 2a und b zeigen, ist der Hub eine Funktion der Amplitude der Steuerspannung, mit welcher
das frequenzändernde Glied des Wobbelgenerators angesteuert wird. Bei der Steuerspannung
handelt es sich um eine Sägezahnspannung oder wie es bei Wobblern auch oft benutzt wird um
bestimmte Ausschnitte der 50Hz - Sinuswelle der Netzfrequenz.

Abb.: 1

Abb.: 2a - 2d
Von Randerscheinungen abgesehen ist es gleichgültig, welche Form der Steuerspannung benutzt
wird. Wesentlich ist nur, daß der Oszillograf die gleiche Form der Steuerspannung für die
benutzte X - Ablenkung erhält, um eine frequenzlineare Anzeige auf der X - Achse zu erhalten.
Unabhängig von der gewobbelten Mittenfrequenz um die Beträge ±Δf läßt sich diese
Mittenfrequenz, gleichfalls unabhängig vom Wobbelhub, einstellen. Dadurch wird dann das
gesamte Wobbelspektrum frequenzmäßig verlagert, wobei das Verhältnis -Δf + Δf und f 0
beibehalten wird.
Das kann wie in Abb. 2a gezeigt, zum Beispiel der Drehkondensator C1 sein. Bei eingestelltem
Hub läuft dieser dann mit konstanten Beträgen ±Δf um f 0 mit der f 0 - Verstellung mit.
Die Höhe der Hf - Ausgangsspannung des Wobblers ist mit dem Einsteller R2 veränderbar. Aus
der Abb. 2b ist weiterhin noch deutlich erkennbar, daß die Steuerspannung für das
frequenzändernde Glied des Wobblers im Bereich der Mittenfrequenz f 0 gleich Null ist.
Das entspricht wieder dem vorher Gesagten, daß bei Steuerspannung 0V der Wobbelhub gleich
Null ist, der Wobbler also ausgeschaltet die unmodulierte Mittenfrequenz f 0 liefert.
Das Wobbelsignal nach Abb. 2a wird nun dem zu wobbelnden Gerät Abb. 2c zugeführt. Es
handelt sich hier um selektive Verstärker, die aufgrund ihrer Übertragungscharakteristik für jede
Frequenz eine andere Ausgangsspannung liefern können. Vereinfacht können wir uns die
Durchlaßkurve als eine Aneinanderreihung sehr vieler dünner, vertikaler Scheiben vorstellen,
wobei die Anzahl der Scheiben den Frequenzpunkten und die Höhe der Scheibe der dieser
Frequenz zugehörigen Ausgangsspannung (Amplitude) entspricht. Auch die Gedankenhilfe, daß
es sich um sehr viele, sehr schmalbandige Einzelresonanzkreise handelt, die eine
unterschiedliche Dämpfung besitzen, hilft dem Verständnis. Diese unterschiedlichen
Ausgangsspannungen werden jetzt einem Gleichrichter, dem Demodulator, zugeführt und das
demodulierte Signal auf dem Oszilloskopschirm sichtbar gemacht, Abb. 2d.
Das Oszilloskop kann unabhängig von der Hubeinstellung mit Hilfe der X - Dehnung das Bild
und damit den Frequenzmaßstab ohne absolute Änderung dehnen oder verkleinern. Eine
Änderung des Hubs tritt dabei also nicht ein! Weiterhin ist es möglich, mit dem
Verstärkungseinsteller des Y - Verstärkers die Amplitude des Bildes zu ändern. Schließlich läßt
sich mit den Vertikal- und Horizontal- Einstellern das Bild optimal für den Betrachter justieren.
Wenn die Zeitlinienlänge des Oszilloskopes (Frequenzachse) so eingestellt wird, daß der Anfang

und das Ende der Linie links und rechts sichtbar sind, so kann unter der Voraussetzung, daß die
Mittenfrequenz des Wobblers mit der Bildmitte übereinstimmt durch Ändern des Wobbelhubes
die Durchlaßkurve von der Mitte des Bildschirmes aus nach links oder rechts symmetrisch
aufgebaut werden.
Abb.: 3 - 4

Wobei die Markierungen des X - Rasters nach einer Frequenzeichung leicht für
Bandbreitenuntersuchungen herangezogen werden können. Wird der Wobbler intern mit 50Hz
gesteuert und der Oszillograf in X - Richtung ebenfalls intern 50Hz abgelenkt, so sind noch zwei
mögliche Fehler zu beachten. Erstens kann es vorkommen, daß trotz richtiger
Wobblereinstellungen die Kurve nur zum Teil links oder rechts auf dem Bildschirm zu sehen ist.
Der Fehler ist darin zu suchen, daß die Phasenlage der Wobbelsteuerspannung und die
Phasenlage der Oszilloskopablenkspannung nicht übereinstimmen. Abhilfe ist durch Änderung
der Phasenlage mit Hilfe eines Servicetrimmers beim Wobbler oder beim Oszilloskop möglich.
Der andere Fehler tritt dann auf, wenn die Phasenlage um 180° gedreht ist. Die Kurve erscheint
im Frequenzmaßstab dann spiegelbildlich; die hohen Frequenzen liegen links und die tiefen
Frequenzen rechts auf der Bildschirmseite. Abhilfe ist einfach durch Umpolen eines der beiden
Netzstecker zu erreichen.
Jetzt zur Frage der Frequenzmarken: In den Abb. 3 und 4 sind die beiden Möglichkeiten der
Markeneinblendung gezeigt. Nach Abb. 3 werden beide Frequenzen, die konstante
Markengeberfrequenz und die Wobbelfrequenz, addiert (überlagert). Dadurch ergibt sich im
Gebiet der Markengeberfrequenz eine Schwebung, die entsprechend bei höheren
Wobbelfrequenzen zu höheren Schwebungsfrequenzen führt. Wir erinnern uns noch einmal
daran, daß die Wobbelfrequenz sich ständig ändert und daß zwangsläufig nur dann eine
Schwebung mit niedriger Frequenz entstehen kann, wenn die Wobbelfrequenz gerade in der
Nähe der Markengeberfrequenz ist. Auf dem Oszilloskopschirm erscheint diese Schwebung
dann als Marke sogenannter „pip".
Der Nachteil dieses Verfahrens ist darin zu sehen, daß starke Kurvenveränderungen auftreten
können, wenn die Markenfrequenz in der Amplitude zu groß gewählt wird und daß weiterhin die
Marke aufgrund höherfrequenter Schwebungsanteile schlecht definiert ist.
Abhilfe schafft hier das Prinzip nach Abb. 4, wobei die Marke nach der Demodulation dem
Oszillografensignal hinzuaddiert wird. Der Widerstand R entkoppelt den Hf - Wobbelausgang
von Rückwirkungen des Markengebers. Über den Kondensator C wird der Diode die
Markenfrequenz zugeführt. Aufgrund der Diodenkennlinie ergibt sich hier eine Mischung beider
Frequenzen, wobei die Differenzfrequenz über den Widerstand R dem Markenverstärker
zugeführt wird. Es handelt sich hier um einen Tiefpaßverstärker, an dessen Ausgang die Nf -
Marke über den Widerstand R1 zum Ausgangssignal des Empfängers addiert wird. Damit wird
das Wobbelsignal unbeeinflußt von dem Markengeber dem abzugleichenden Empfänger
zugeführt.
Wir wollen uns jetzt noch einige typische Fehlerbilder ansehen. Bei diesen Bildern ist jeweils
oben das Ausgangssignal des Wobblers in den Spannungs- und Frequenzangaben als Kurve
aufgetragen. In der Mitte die Durchlaßkurve des Empfängers und darunter das Schirmbild,
welches aufgrund der Wobbler- oder der Geräteeinstellung entsteht. In der Abb. 5 ist die
Wobbelausgangsspannung zu groß gewählt worden. Der Verstärker begrenzt das Signal
aufgrund seiner für das große Signal zu geringen Aussteuerfähigkeit. Die Durchlaßkurve
erscheint verfälscht ,,ideal gerade" im oberen Teil. Diese Fehler sollte man bei Verdacht auf

Übersteuerung sofort durch Verringern der Wobbelausgangsspannung oder durch Erhöhen der
Regelspannung der Regelstufe des Verstärkers kontrollieren und dann richtig stellen. Wir wollen
hier noch einmal daran denken, daß für den Wobbelabgleich die Regelspannung der Regelstufe
grundsätzlich festgelegt werden muß. Das geschieht über eine Batterie oder ein
Gleichspannungsnetzteil.

Abb.: 5 - 6
Es ist von Vorteil, wenn eine derartige Spannungsquelle bereits in den Wobbler mit eingebaut
ist. Abb. 6 zeigt als Fehlereinstellung einen zu großen Wobbelhub. Die Mittenfrequenz des
Wobblers ist wohl richtig eingestellt, jedoch geht der Wobbelhub von -Δf = 22MHz bis +Δf =
52MHz. Das ergibt einen Frequenzhub von 30MHz, wobei, wie aus der darunter abgebildeten
Kurve ersichtlich, die Durchlaßbreite nur von etwa 34 bis 40MHz ≥ 6MHz reicht.
Auf dem Oszillografenschirm wird jetzt das gesamte Frequenzspektrum des Wobblers, also die
Frequenzen von 22MHz links bis 52MHz rechts abgebildet. Damit ist auch verständlich, daß die
Durchlaßkurve von etwa 6MHz nur 1/5 der Bildbreite ausschreibt. In diesem Falle ist der
Wobbelhub entsprechend zurückzudrehen.
In Abb. 7 ist der umgekehrte Fehler zu kleiner Wobbelhub gezeigt. Wie wir aus dem
Frequenzspektrum der Ausgangskurve des Wobblers erkennen, beträgt der Wobbelhub nur
2MHz, von 36MHz bis 38MHz. Auch hier entspricht die Mittenfrequenz des Wobblers der
Mittenfrequenz der Durchlaßkurve. Die Durchlaßkurve wird deshalb auf dem
Oszillografenschirm stark in waagerechter Richtung gedehnt dargestellt. An den Enden der
Kurve ist jeweils ein starker Abfall der Spannung zu beachten.

Abb.: 7

Abb.: 8 - 9
Es handelt sich hier um die Frequenzpunkte der Kurve, von wo aus die Wobbelfrequenz nicht
größer wird, sondern wieder umkehrt. Je nach Art der Wobbelsteuerspannung können diese

eiden fallenden Linien jedoch auch fehlen. Abb. 8a bis c gibt noch einmal den Zusammenhang
zwischen diesen eben beschriebenen Fehlern falscher Einstellung des Hubes. Abb. 8a zeigt die
Wobbelsteuerspannung = 0V. Der Wobbler ist ausgeschaltet, es wird nur eine konstante
Frequenz erzeugt, die innerhalb der Durchlaßkurve liegend eine konstante Gleichspannung
ergibt. Dadurch wird die Frequenzlinie (

Abb.: 10 - 11
Hier wollen wir uns abschließend noch über eine weitere Fehlermöglichkeit unterhalten. Es
handelt sich um die unlineare Diodenkennlinie. Das Wobbelausgangssignal wird gemäß Abb.12
demoduliert, also gleichgerichtet, dem Anzeigegerät zugeführt. Als Gleichrichterelement wird in
den meisten Fällen eine Hf - Germaniumdiode benutzt, die aufgrund ihrer unlinearen Kennlinie
unterschiedliche Kennlinien Steilheit keine in der Dynamik gleiche Ausgangsspannung zur
zugeführten Eingangsspannung liefert. Das ist besonders kritisch, wenn am Demodulationspunkt
Spannungen auftreten, die kleiner als ca. 100mV sind. Für die Durchlaßkurve kann das im
Verlauf der Flankenabbildung zu folgender Verfälschung führen. Bild zeigt die Flanke einer
Durchlaßkurve.
Bild der Durchlaßkurve
Daneben ist der Meßstab der Gleichspannung abgebildet, welcher die Flankensteilheit der Kurve
bestimmen soll. Wir erkennen, daß im unteren Bereich die Kurve „gedrängt" abgebildet ist,

während sie oberhalb der Schwellspannung der Diode dann steiler ansteigt. Auch mit diesem
Fehler müssen wir uns abfinden und im gegebenen Fall auch wissen, wie wir ihn zu bewerten
haben.
Im Kapitel Hochfrequenzmessungen haben wir uns unterhalten. Lassen wir an dieser Stelle
einen Nachtrag zu, der ebenfalls für die Wobbeltechnik wesentlich ist. In dem
Antennenverstärker Abb. 13 wird eine Verstärkerstufe überprüft. Es soll festgestellt werden,
welchen Einfluß der Kondensator C x auf den Frequenzgang bei 100MHz ausübt.
Am Eingang wird ein Signal von 100MHz 20mV eingespeist. Aufgrund der
Schaltungsauslegung erscheint am Ausgang eine Spannung von 100mV. Diese Spannung wird
nicht weiter gemessen, sondern lediglich die Zeigerstellung oder die Stelle der
Oszilloskopauslenkung markiert. Wir nehmen einmal an, der Zeiger steht auf 10mV einer
Gleichspannungsskala. Jetzt wird der Kondensator (47pF) eingeschaltet, die Gegenkopplung
also aufgehoben und nach Wechseln des Gleichspannungsbereiches steht der Zeiger auf 1V.
Demnach müßte also die Verstärkung um den Faktor 100 angestiegen sein. Mit dieser Aussage
sollten wir uns nicht begnügen! Die erste Messung ist bestimmt falsch gewesen. Also vorher den
Tastkopf eichen wenn er nicht schon geeicht zu einem Meßgerät gehört. Dieses ,,Eineichen" ist
gar nicht so aufwendig. Wir benutzen ein 5 oder 10MHz - Oszilloskop, welches eine
entsprechende Empfindlichkeit auf weist. Nach Abb.14 wird das Oszilloskop mit dem zu
eichenden Tastkopf parallel angeschlossen. Der Meßsender wird auf ca. 3MHz bei dem 5MHz
Oszilloskop und auf ca. 6MHz bei einem 10MHz Oszilloskop eingestellt. Diese gewählten
Frequenzen geben nun die Sicherheit, daß wir bei der vertikalen Auflösung höherer Frequenzen
noch innerhalb der ±0,5 Grenze liegen. Dann wird die Spannung langsam erhöht und die
entsprechende Gleichspannung zugeordnet zur Wechselspannungsanzeige des Oszilloskopes
geeicht. Also, wie wir sehen, doch sehr wichtig und gar nicht so umständlich.

Bild 12 - 14
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Allgemeines
Oszilloskope
Mit seinen universellen Meßmöglichkeiten ist der Elektronenstrahloszillograf
oder neuerdings Oszilloskop das Verbreiteste und interessanteste elektronische
Meßgerät. Das ist auch schon an seinen Einsatzgebieten zu erkennen, die von
der Medizin über das gesamte Gebiet der Elektronik reichen und auch auf
vielen anderen Sektoren zu finden sind. Um ein Oszilloskop im Hinblick auf
seine Anwendungsmöglichkeiten voll ausnutzen zu können, muß ein
genügendes Funktionswissen über dieses wichtige Meßgerät vorausgesetzt
werden.
Wir wollen uns deshalb an dieser Stelle mit den grundlegenden
Funktionsprinzipien eines Oszilloskopes beschäftigen, bevor wir die Meßpraxis
näher beschreiben wollen. Bei der heutigen Miniaturisierung der Technologie
eines elektronischen Meßgerätes kann man die Leistungsfähigkeit eines
derartigen Gerätes nicht mehr in Kilogramm messen. Früher hieß es einmal:
„Je schwerer - je besser denn dann ist mehr drin".
Heute wird die Leistungsfähigkeit eines modernen Oszilloskopes von anderen
Daten und Eigenschaften geprägt und bemessen. Wir wollen uns diese Punkte
hier einmal ansehen und nicht zuletzt aufgrund dieser Angaben gleich einmal
die Funktion der Stufen beschreiben, welche diese Daten festsetzen. Was ist
nach dem heutigen Stand der Technik zu erreichen, wobei das wirtschaftliche
Problem nicht außer acht gelassen werden soll?
Baugruppen eines Oszilloskopes
Bildröhre, Bildschirm
Wir unterscheiden bei der Bildröhre folgende wesentliche

Merkmale. Da ist zuerst einmal die Schirmgröße. Wenn wir von
kleinen Spezialröhren mit 3cm Schirmdurchmesser einmal absehen,
so sind in preisgünstigen Geräten Schirme mit 7cm; 10cm und
13cm Durchmesser zu finden. In Spezialfallen als Großsichtgeräte
auch 18cm. Es ist hier wenig sinnvoll, sich über bestehende Typen
zu unterhalten, da diese aufgrund der weiterschreitenden
Technologie laufend Änderungen erfahren. Wichtig ist jedoch zu
wissen, daß eine 7cm Röhre von der Informationswiedergabe her
gegenüber einer 13cm Röhre nichts verschweigt. Das dargestellte
Bild enthält den gleichen Informationsgehalt. Da das Bild kleiner
wiedergegeben wird, ist der subjektive Bildeindruck oftmals
schärfer und heller (kontrastreicher) gegenüber einer unter gleichen
Spannungsbedingungen betriebenen 13cm - Röhre.
Verständlicherweise ist für das Erkennen und die Übersichtlichkeit
des Informationsinhaltes die größere Röhre der kleinen überlegen.
Als Entscheidungskriterium ist der Anwendungsbedarf
heranzuziehen. Soll das Oszilloskop in der Werkstatt fest eingesetzt
werden, so ist der große Bildschirm angebracht; wird das
Oszilloskop im mobilen Service benutzt, so ist ein Kompaktgerät
mit kleiner Bildröhre, z.B. 7cm, vorzuziehen. Bleiben wir noch
einmal bei Bildschirmen. Dazu sollten wir wissen, daß wichtige
Unterschiede bestehen zwischen einem Rund- und Rechteckschirm;
einem Planschirm und einem gewölbten Schirm; einem Schirm mit
Innenraster und ohne Innenraster. Einem Schirm mit
Metallhinterlegung und einem Schirm mit
Nachleuchteigenschaften. „Vornehme" und dementsprechend auch
teure Oszilloskope haben einen rechteckigen Bildschirm ähnlich
dem Format einer Bildröhre. Der Herstellungsprozeß derartiger
Röhren ist komplizierter, was sich primär auf den Preis auswirkt.
Häufig wird eine Rundröhre durch eine Maske zur „Rechteckröhre".

Hier sollte man Daten und Typen vergleichen, um die Röhre im
vorliegenden Fall richtig bewerten zu können. Eine 13cm
Rundröhre durch eine rechteckige Maske abgedeckt, ergibt ein
Bildfeld von ca. 10cm in der Horizontalen und ca. 7 cm in der Vertikalen.
Das muß nicht immer ein Nachteil sein, wenn der Hersteller eines
Oszilloskopes eine entsprechende Bildfläche abdeckt. Vielfach ist es von
Vorteil; denn gerade die Flächen größter Auslenkung, also die Randzonen,
zeigen aufgrund der Aussteuerdynamik der Breitbandverstärker einen starken
Linearitätsabfall bei hohen Frequenzen. Wird dieses Feld abgedeckt, so kommt
der Anwender gar nicht erst in Versuchung, falsch zu messen.
Ebenfalls warten der Planschirm und der gewölbte Schirm mit erheblichen
Merkmalen bei der Meßauswertung auf. Dem Bildschirm vorgelagert ist das
auf einem transparenten Material eingravierte Meßraster. Dieses sollte, um
Parallaxefehler klein zu halten, soweit wie möglich dem Schirmbild genähert
sein. Bei dem gewölbten Bildschirm ist das nur im Zentrum möglich.
Außerhalb ergeben sich Ableseverzerrungen durch den weiter oben
angesprochenen Parallaxe fehler. Die heute vorliegenden Bildröhren haben in
den meisten Fällen einen Planschirm. Dennoch sollte man beim Kauf auf dieses
Merkmal achten.
Bildröhren mit „eingebautem" Innenraster sind sehr teuer und nur bei
hochwertigen Oszilloskopen zu finden. In den meisten Fällen wird direkt auf
den Bildschirm die Meßrasterplatte gelegt, wobei die gravierte Seite auf den
Schirm gehört um den Abstand Raster Meßsignal so kurz wie möglich zu
halten. Eine evtl. Kontrastfilterscheibe gehört vor das Meßraster, vom
Betrachter aus gesehen.
Ein Schirm mit Metallhinterlegung das ist fast immer der Fall bei Röhren, die
eine höhere Nachbeschleunigung als 2KV haben verringert die Gefahr des
Einbrennens bei gleichzeitiger Kontraststeigerung. Schirmtypen mit
Nachleuchteffekt werden nur in Sonderfällen angewandt, wo es sich um
langsam ablaufende Vorgänge < 25 Hz oder um Wobbelvorgänge mit
langsamer Steuerfrequenz handelt. Bei schnellen Vorgängen ergeben sich bei
Informationswechsel auf dem Bildschirm Nachtleuchteffekte, die störend

wirken und die Auswertung erschweren. Röhren mit Nachleuchtschirmen sind
subjektiv unschärfer und neigen bei unsachgemäßer Behandlung leichter zum
Einbrennen.
Bildschärfe
Die Bildschärfe trägt verständlicherweise wesentlich zur Auswertung eines
Oszillogrammes bei. Wir meinen davon ausgehen zu können, daß gerade
Detailinformationen so Anstiegsflanken, Einschwingvorgänge etc. wesentlich
durch Schärfeverlust verloren gehen können. Bildschärfe ist sicherlich ein
subjektiver Begriff und läßt sich schwer messen. Dennoch wird diese
Meßgröße vom Hersteller der Röhre erfaßt und auch angegeben.
Verständlicherweise ist bei richtiger Schärfeeinstellung mit dem Schärferegler
oder wie es vornehm heißt - dem Focusregler - die eingestellte Helligkeit eine
wesentliche Funktion der erreichbaren Schärfe. Ein hell eingestelltes Bild wird
nicht die Schärfe erreichen wie ein dunkleres Bild. Wie wird nun jedoch die
Schärfe gemessen? Erst einmal gibt der Hersteller der Röhre die sogenannte
Breite der Schreiblinie - kurz Linienbreite an. Bei der heutigen Technologie der
Röhren sind Werte von 0,25mm bis 0,50mm üblich.
Diese Daten werden nach der sogenannten Rastermethode ermittelt und gelten
für die angegebenen Betriebswerte der Röhre bei einem
Nachbeschleunigungsstrom von ca. 10µA. Was versteht man jetzt unter dem
Begriff ,,Rastermethode". Uns allen ist das Fernsehraster ein Begriff. In
vertikaler Richtung ist Zeile über Zeile gefügt. Nun, bei der Schärfebeurteilung
geht man bei der Oszilloskopenröhre genauso vor. Es wird ein in der Höhe
gemessenes Raster mit exakt definierter Anzahl von Zeilen geschrieben, wobei
jede einzelne Zeile noch scharf erkennbar ist. Ist das nicht mehr möglich, so
wird die Zeilenzahl entsprechend verringert, bis sich eine entsprechende
Auflösung der Zeilen wieder erkennen läßt. Die Höhe des Rasters in mm,
sowie die gerade noch scharf erkennbare Zeilenzahl ergibt dividiert die Linien-
(Zeilen) -breite. Nun sollten wir uns darüber im Klaren sein, daß die
Schärfeeinstellung optimal nur für ca. 75% des Bildschirmzentrums möglich
ist. Siehe Abb. 1.
Darüber hinaus wird der Strahl zum Rand wieder leicht unscharf. Andererseits

ist der Strahl auch am Rand scharf einstellbar, wobei allerdings die Schärfe des
Zentrums wieder leidet. Diese Erscheinung technologisch begründet, ist bei
den modernen Planschirmröhren stärker zu beobachten als bei älteren Typen
mit sphärisch gekrümmten Schirmen. Und da haben wir auch gleich die
Begründung: Wie in der Optik der Lichtstrahl, so läßt sich auch der
Elektronenstrahl auf eine bestimmte Länge fokussieren. Wird die Länge des
Brennpunktes verändert Ablenkung zu den Bildrändern mit entsprechend
langem Strahl so erfolgt zwangsläufig eine Unscharfe des abgebildeten
Elektronenstrahles.
Das hatten wir anfangs noch vergessen: Wir sagten, daß moderne
Oszilloskopröhren Linienbreiten von 0,25mm bis 0,5mm auf weisen. Was ist
nun gut und was ist schlecht. Dazu ist festzustellen, daß auch 0,5mm
Linienbreite noch ausreichend scharfe Bilder ergeben. Durchschnittlich kann
bei einfacheren Oszilloskopen mit einer Linienbreite von 0,4mm gerechnet
werden. Wir hatten anfangs schon gelesen, daß die Bildschärfe ebenfalls eine
Funktion der eingestellten Helligkeit ist. Es schont die Bildröhre und erleichtert
die Ablesung und Auswertung, wenn die Bildhelligkeit jeweils nur so
eingestellt wird, daß gerade ausreichend helle Bilder zur Verfügung stehen.
Drei Oszillogramme, die Abb. 2a ... c sollen die Probleme der richtigen
Einstellung der Bildschärfe noch einmal untermauern. Die Abb.
(Oszillogramm) 2a zeigt ein in jeder Hinsicht richtig eingestelltes Sinussignal.
Es ist mit der richtigen Helligkeit und Schärfe eingestellt. Die Bildröhre wird
hier nicht übersteuert. Im Gegensatz dazu ist die Abb. (Oszillogramm) 1b
einmal in der Amplitude zu groß gewählt. Der Bildschirm begrenzt das Signal
bereits. Wie wir später erfahren werden, wird das Signal ebenfalls in den
Gebieten der unlinearen Ablenkung der Röhre und des Verstärkers betrieben.
Weiterhin ist zu erkennen, daß dieses Signal zu hell eingestellt ist. Dadurch ist
eine richtige Fokussierung ebenfalls nicht mehr gegeben. In der Abb.
(Oszillogramm) 2c ist ein ähnlicher Fehler zu sehen. Das Meßsignal ist hier im
Zeitmaßstab nicht richtig aufgelöst. Es ist zu hell und unscharf eingestellt.
Ebenfalls ist zu erkennen, daß die Bildröhre an den Rändern auf Grund von
Astigmatismus - Fehlern unscharf zeichnet. Dieses ist dem Praktiker bekannt.
Eine Schärfenachstellung an den Rändern hat sofort eine Unscharfe im
Zentrum zur Folge.

Abb.: 1

Bildhelligkeit
Abb.: 2a - 2c
Und damit sind wir schon mitten im Themenkreis der Bildhelligkeit. Zuviel
Helligkeit schadet der Bildröhre. Wird z.B. die Zeitlinie ohne Y - Ablenkung
längere Zeit bei hoher Helligkeit großer Strahlstrom geschrieben, so ist die
Gefahr des Einbrennens auf dem Bildschirm sehr groß. Weiterhin neigen
Oszillogramme mit hoher Helligkeit zu Verzeichnungen. Durch die
entstehende Unscharfe werden Detailinformationen nicht wiedergegeben. Und
was auch noch sehr wichtig ist der Dynamikbereich der Helligkeit wird
eingeengt. Was bedeutet das?
Wir wissen, daß die Helligkeit des Schreibstrahles auf dem Schirm von zwei
wesentlichen Veränderlichen abhängt. Da ist einmal der eingestellte
Strahlstrom also die Helligkeit und zum anderen die jeweilige
Schreibgeschwindigkeit des Strahles. Es ist verständlich, daß der Strahl bei
schnellen Schreibbewegungen die Leuchtschicht nur gering anregt die
Verweilzeit pro Leuchtpartikel ist sehr gering während bei langsamer
Strahlgeschwindigkeit ein entsprechend helleres Bild entsteht. Wird jetzt und
so kommen wir zum Kern der Sache ein Signal abgebildet, in dessen Verlauf
der Schreibstrahl oft seine Geschwindigkeit ändert, so ist gerade die Aussage
einer „hellen" und einer ,,dunklen" Information für den Praktiker von
hervorragender Aussagekraft und Bedeutung. Nehmen wir als Beispiel ein
Rechtecksignal. Es ist bekannt, daß die Anstiegs­ und Abstiegsflanken
gegenüber der positiven und negativen Verweilzeit des Spannungsniveaus sehr
starke zeitliche Unterschiede beinhalten. Jeder weiß, daß die Anstiegsflanke
eines Signales zeitlich kürzer ist, wenn sie dunkler auf dem Bildschirm
erscheint. Wird jetzt, wie anfangs gesagt, die „Helligkeitsdynamik" durch zu
starke Helligkeit und damit beginnende Sättigung des Schirmmaterials
begrenzt, so verliert das abgebildete Signal diese wichtige Aussagekraft der
unterschiedlichen Schreibgeschwindigkeit.
Deshalb sollte die Helligkeit nur so weit aufgedreht werden, bis der Kontrast
des Bildes zusammengesetzt aus Bildteilen schneller (dunkel) und langsamer
(hell) Schreibgeschwindigkeit gut unterschiedlich erkennbar ist. Zuletzt sei

auch noch auf einen weiteren Meßfehler hingewiesen, der häufig bei zu großer
Helligkeit in Erscheinung tritt. Bei Oszilloskopen, bei denen das
Hochspannungsteil nicht oder nicht ausreichend stabilisiert ist, bricht bei
höherer Strahlstrombelastung die Hochspannung zusammen, z.B. von 2KV auf
1,85KV. Für die Ablenkung bedeutet das eine größere Empfindlichkeit,
wodurch die richtige Eichung nicht mehr gewährleistet ist. D.h. bei zu großer
Helligkeit wird das Meßergebnis verfälscht es werden zu hohe Spannungen
abgelesen.
Meßraster
Damit das Signal sowohl in der vertikalen als auch in der horizontalen
Richtung ausgewertet werden kann, wird ein X - Y - Meßraster allgemein
Meßraster benutzt. Damit kann in der Y - Richtung (vertikal) die Spannung des
Meßsignales bestimmt werden. In der X - Richtung (horizontal) wird die
Zeitgröße des Signals bestimmt. Die Spannung wird in mV ss oder V ss
abgelesen und die Zeit in µs oder ms.
Das Meßraster kann verschieden ausgebildet sein. Bei hochwertigen
Oszilloskopen ist es meistens nicht über den gesamten Bildschirm
ausgeschrieben, sondern vom Zentrum ausgehend nur ca. 75% in der
Vertikalen und Horizontalen. Das findet seinen Grund darin, daß außerhalb
dieses Bereiches Unlinearitäten der Anzeige bedingt durch die Röhre und den
Dynamikbereich des Verstärkers auftreten. Weiterhin findet man häufig in den
technischen Daten die Bezeichnung der Ablenkempfindlichkeit angegeben in
mV/ cm oder mV/ Teil .
Diese Bezeichnung ist einfach zu verstehen. Im ersten Fall hat das Meßraster
einen Linienabstand von 1cm und im zweiten Fall eine Teilung, die von 1cm
abweicht. In den meisten Fällen beträgt dieser Abstand dann 8mm. Es ist eine
Geschmacksfrage, welche Art dem Anwender besser gefällt. Hervorzuheben
ist, daß die feinere 8mm Teilung in Einzelfällen zu einer besseren Auflösung
führt und für die jeweilige Stellung des Empfindlichkeitsschalters einen
größeren Dynamikbereich auf dem Raster ergibt. Nun müssen wir uns noch
über das beleuchtete Raster unterhalten.

In diesem Fall wird, für den Betrachter nicht sichtbar, von links und rechts,
häufig auch noch von oben und unten, durch Glühlampen das Raster seitlich in
Achsenrichtung angestrahlt. Das Licht bricht sich in den eingeritzten
(gravierten) Rasterlinien und läßt diese hell hervortreten. Sinnvollerweise wird
die Leuchtintensität regelbar oder abschaltbar gemacht. Weiter am Anfang
hatten wir schon darüber gesprochen, daß es auch Oszilloskopröhren mit
Innenraster gibt. Diese Ausführung ist jedoch nur in sehr teuren Oszilloskopen
zu finden.
Bleibt noch zu erwähnen, daß die gravierte Seite des Meßrasters unbedingt
innen auf der Bildschirmseite zugewandt liegen soll um Parallaxefehler der
Ablesung zu vermeiden. Dann hat das Raster Abb. 3 in der X - und Y - Achse
noch eine Zwischenteilung. Wird diese Teilung ausgenutzt, so kann das
Oszillogramm mit den Reglern der X- und Y- Feinverschiebung in die richtige
Basisstellung für die Ablesung gebracht werden, so daß so auch Zwischenwerte
ermittelt werden können. Darüber hinaus findet man bei Meßoszilloskopen
noch eine 10% und 90% Markierung auf der vertikalen Achse als gestrichelte
horizontale Linien angedeutet. Diese Hilfslinien werden bei Oszilloskopen
angewandt, wenn die Anstiegszeit eines Signals bestimmt werden soll.
Bekannterweise wird bei einem Spannungssprung die Zeit zwischen 10% und
90% der Flanke als Anstiegszeit definiert. Diese Hilfslinien geben so eine
einfache Möglichkeit der Zeitbestimmung bei amplitudenmäßig richtig
eingestelltem Meßsignal.
Abb.: 3

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Sichtteil
Vertikalverstärker des Oszilloskopes
Vorherrschend auf dem Markt sind 7, 10 und 13cm Schirmgrößen. Bei teuren Geräten in
Rechteckausführung. Die Helligkeit des Schirmbildes ist im wesentlichen eine Funktion der
Nachbeschleunigungsspannung. Diese
liegt bei 7cm - Röhren bei ca. 1kV bis 2kV. 10cm - Röhren haben eine solche von ca.
1,5kV bis 2,5kV. 13cm - Röhren eine solche von 1,8kV bis 3kV. Das sind die Normalfälle
für Oszilloskopen bei Bandbreiten bis ca. 15MHz.
Bandbreiten größer als 15MHz erfordern für die Auflösung schneller Signale größere
Helligkeitsreserven. Das ist nur durch höhere Nachbeschleunigungsspannungen zu bringen.
So sind Werte von 4 bis 10kV keine Seltenheit
bei diesen teuren Oszilloskopen.
Bandbreite
Die voranschreitende Technologie der letzten Jahre hat zu Bandbreiten bis zu 15MHz ohne
erheblichen Aufwand geführt. Es bleibt die Frage offen, welcher Anwendungszweck nun
eigentlich welche Bandbreiten benötigt. Die NF - Technik und der einfache elektronische
Versuchsbau kommen zweifellos mit Bandbreiten von ca. 1MHz aus. Die Fernsehtechnik
benötigt mindestens 8MHz. Die Impulselektronik ist nicht einmal mit 100MHz
zufriedengestellt - vorausgesetzt, der Anwender versteht die Geräte richtig anzuschließen.
Bandbreite ein Prestigebegriff wie etwa die PS - Leistung eines Kraftfahrzeuges was
verbirgt sich dahinter? Man versteht unter Bandbreite Abb. 1 das Spektrum, welches
innerhalb der Übertragungsgrenze von -3dB wiedergegeben wird. Der Spannungsabfall von
3dB bei der oberen Grenzfrequenz bedeutet abgerundet rund 30% von der
Maximalamplitude des Meßsignals, bezogen auf tiefere Frequenzen (0 dB). Diese Tatsache
müssen wir uns bei Messungen immer vor Augen halten. Ein Oszilloskop mit einer
Bandbreite von 10MHz zeigt demnach bei einem eingespeisten 10MHz Signal von 1V ss nur
0,7V ss an!
Der Fehler ist beträchtlich und muß bei sämtlichen Überlegungen höherfrequenter
Messungen berücksichtigt werden. Nun kann man sich fragen, bei welcher Frequenz der
Fehler vernachlässigt werden kann. Die Frage ist schwer zu beantworten, da der
Amplituden / Frequenzverlauf eines Verstärkers im wesentlichen von der Art der benutzten

Frequenzkompensation des Y - Verstärkers abhängt. Rechnen wir auch hier im
Durchschnitt mit -30% der Maximalfrequenz, so können wir sagen, daß bei einem
Oszilloskop mit 10MHz Bandbreite dieser Amplitudenfehler bis ca. 7MHz vernachlässigt
werden kann.
Noch einmal zur Vertiefung:
Wie der Name sagt, kann ein Breitbandoszilloskop ein breites Frequenzband verarbeiten.
Ein gleichspannungsgekoppeltes 15MHz - Oszilloskop ist in der Lage, Frequenzen
zwischen 0Hz und 15MHz zu übertragen. Dabei ist es allerdings wichtig, auf welchen
Amplitudenwert die obere Grenzfrequenz von 15MHz bezogen ist. Normalerweise wird die
obere Grenzfrequenz bei einem Sinusverlauf mit einem Spannungsabfall von 3dB
angegeben. Dieser Wert entspricht dem Faktor 0,71.
Das bedeutet, wenn eine Eingangsspannung von 1V am Oszilloskopeingang bei einer
bestimmten Einstellung des Vertikalverstärkers zum Beispiel eine 10cm große Sinuslinie
auf einer 13cm Röhre schreibt, dann wird diese Größe bei Frequenzen von 1kHz, 100kHz,
1MHz und weiter bis 10MHz ebenfalls erreicht. Irgendwann wird jedoch eine Verringerung
der Anzeigenhöhe sichtbar, wobei schließlich bei 15MHz entsprechend der Angabe 3dB
nur noch eine Sinusspannung in der Höhe von 7cm zu messen ist (- 3dB = 70%). Dieser
Verstärkungsabfall fällt meßbar bei einer 3dB - Bandbreite ab etwa 30% der oberen
Grenzfrequenz bereits ins Gewicht. Das besagt, bei einem Oszilloskop mit f 0 = 15MHz (-3
dB) ist eine Amplitudenmessung ab etwa 10MHz ungenau, es sei denn, die abfallende
Verstärkungskurve wird in die Messung mit einbezogen. Wie aus der Kurve in Abb. der
Anwendung des Oszilloskop zu sehen ist, hat ein Breitbandoszilloskop bei einer
Bandbreitenangabe von f 0 = 10MHz bei 1MHz bereits einen leicht abnehmenden
Amplitudengang.
Will man z.B. im Gebiet der Farb - Zwischenfrequenz 4,43MHz oder der Ton -
Differenzfrequenz 5,5MHz Spannungen in ihrer Amplitude bestimmen, so müssen nach der
Kurve in Abb bereits Fehler entsprechend berücksichtigt werden.
Diese Probleme entfallen selbstverständlich für ein Breitbandoszilloskop, wenn es für
Untersuchungen im Nf - Gebiet an HiFi - Verstärkern, Tonbandgeräten oder in der
Fernsehimpulstechnik verwendet wird. Wenn wir erwähnten, daß die Bandbreite eines
Oszilloskopes bei einem Verstärkungsabfall von 30% = -3dB oder verbleibende 70% der
Verstärkung bestimmt wird, so müssen wir uns über eine andere Bezeichnung, die teilweise
aus „optischen" Gründen von Oszilloskopherstellern angegeben wird, ebenfalls im klaren
sein. Es ist z.B. die Bezeichnung:
Bandbreite 10 MHz -6dB. Hier kommt es weniger auf die 10MHz als auf die Bezeichnung
6dB an. Eine Schwächung von 6dB bedeutet einen Verstärkungsabfall von 50%! Kehren
wir zu einem Beispiel zurück: Ein Oszillograf mit einer Bandbreite von 15MHz -6dB, hat

dann nicht mehr, wie oben bemerkt, bei 15MHz eine Anzeige von zum Beispiel 10cm
Sinusausschreibung auf dem 13cm - Schirm, sondern nur noch 5cm! Hier kann dann von
einer genauen Spannungsauswertung keine Rede mehr sein.
Eingangsempfindlichkeit
Abb.: 1
Abb.: 2 Anwendung des Oszilloskop

Diese in V ss gemessene Größe gibt neben der Bandbreite das wichtigste Merkmal der
Leistung des Vertikalverstärkers an. Hochwertige Oszilloskope haben eine Empfindlichkeit
von 5mV / Teil. Selbstverständlich sind Größen von 20, 50, oder 100mV je nach
Eingangszweck gut brauchbar. Der Empfindlichkeitsregler sollte eine Abstufung in l - 2 - 5
Schritten besitzen, um eine optimale Auflösung des Meßsignals in vertikaler Richtung zu
gewährleisten.
Ebenfalls ist es sinnvoll, einen Feinabschwächer einzufügen. Hier ist jedoch darauf zu
achten, daß dieser eine geeichte Stellung meistens rastbar besitzt. Ein häufiger Meßfehler
entsteht, wenn ein geeichter Vertikalverstärker durch Verstellen des Feinabschwächers
ungeeicht wird. Deshalb sollte man sich vor jeder Messung davon überzeugen, ob die
vertikale Verstärkungseichung noch stimmt. In den meisten Fällen besitzt das Oszilloskop
einen Eichgenerator. Hier handelt es sich um einen Rechteckgenerator mit einer Spannung
von sehr genauem Wert, z.B. 1V ss .
Die Frequenz dieses Rechtecksignals liegt zwischen 1 bis 2kHz. Die Kurvenform ein
ideales Rechtecksignal wird zur Einstellung des Tastkopfes benötigt über diese sogenannte
Tastkopfkompensation werden wir uns später noch unterhalten. Die Amplitude des
Rechtecksignales wird zur Eichung des Vertikalverstärkers herangezogen.
Eingangswähler und Verstärkerregelung
Moderne Oszilloskope haben eine Eingangsimpedanz von 1MΩ. Die dazu auftretende
parallele Eingangskapazität beträgt ca. 25pF bis 35pF. Diese Daten sind mehr oder weniger
genormt, um auch eine Austauschbarkeit der verschiedenen Tastköpfe zu gewährleisten.
Auf dem Markt sind praktisch nur noch Oszilloskope mit einem
Gleichspannungsverstärker. D.h. die untere Grenzfrequenz beträgt Null. Es können also
auch Gleichspannungen angezeigt werden. Eine Umschaltung auf einen
Wechselspannungseingang ist immer vorgesehen. Dabei wird ein Kondensator vor den
Eingang des Verstärkers geschaltet. Diese Schaltstellung wird benutzt, wenn z.B. ein
kleiner Wechselspannungsteil auf einem großen Gleichspannungspegel gemessen werden
soll. Wenn also z.B. die Brummspannung von 10mV einer Betriebsgleichspannung von
200V überlagert ist. Direkt gekoppelt, also ohne Kondensator auf Gleichspannungsmessung
geschaltet, würde bei einer Auflösung von 10mV/Teil der Elektronenstrahl lassen Sie uns
mal rechnen: 10mV entspricht 1cm; 100mV sind 10cm; 1V wären 1m; also bei 200V würde
der Strahl 200 Meter oberhalb des Oszilloskopes liegen.
Der Kondensator für den Wechselspannungseingang nimmt diesen Gleichspannungspegel
auf, und wie bei einer R- C- Kopplung (Hochpaß) wird lediglich das
Wechselspannungssignal wiedergegeben. Hier müssen wir jedoch darauf achten, daß diese
Schaltstellung eine untere Grenzfrequenz (Verstärkungsabfall 3dB ca. 30%) aufweist.
Praktische Werte dieser Grenzfrequenz liegen bei ca. 20Hz. Messungen in diesem Bereich

oder darunter führen wieder zu Fehlmessungen. Dem Verständnis dieses AC - DC -
Schalters soll die Abb. 3 dienen. Der Schalter S hat drei Stellungen und ist im Oszilloskop
direkt zwischen der Y - Eingangsbuchse und dem Eingang des Vertikalverstärkers
angeordnet. In der Stellung 1 ist die Eingangsbuchse direkt, also galvanisch gekoppelt mit
dem Eingang des Verstärkers verbunden. Es handelt sich hier demnach um die Stellung
DC, die es gestattet, Gleichspannungsmessungen vorzunehmen. Selbstverständlich können
in dieser Stellung auch sämtliche Wechselspannungen gemessen werden. Die Stellung 2 des
Schalters in Abb. 3 trennt den Eingang des Verstärkers über den 0,1µF Kondensator
galvanisch vom Prüfling. Damit werden nur die Wechselspannungssignale übertragen. Wie
vorher erwähnt, muß in dieser Stellung die untere Grenzfrequenz beachtet und
berücksichtigt werden.
Die Verstärkungsregelung wird in mehreren Stufen (Stufenschalter) und als Feineinstellung
über ein Einstellpotentiometer vorgenommen. Es ist somit möglich, bei einem Oszilloskop,
welches als Datenangabe:
Max. Empfindlichkeit 10mV ss /Teil und max. Spannung. 200 V ss /Teil besitzt, auf einem
7cm Bildschirm sämtliche Spannungen zwischen ca. 60mV ss und 1,2kV ss in jeder
gewünschten Abbüdungshöhe wiederzugeben.
Wichtig ist zu wissen, daß bei sämtlichen Einstellungsvorgängen des Eingangsteiles die
Eingangsimpedanz von 1MΩ parallel 30pF konstant bleibt. Abschließend sei noch einmal
auf die Abb. (Oszillogramm) 4 hingewiesen. Auf dem Bildschirm ist ein Sinussignal zu
erkennen, welches an einer Seite begrenzt ist. In diesem Fall lag ein Fehler im Y -
Verstärker des Oszilloskopes vor.
Wir sollten es uns zur Regel werden lassen, daß wir uns vor einer Messung von der
richtigen Funktion des Meßgerätes überzeugen. Die lineare Aussteuerbarkeit eines
Oszilloskopes läßt sich recht einfach mit einem Sinussignal überprüfen, wobei eine
Verzerrung an den Sinusspitzen beim Ändern der Amplitude nicht auftreten darf.
Abb.: 3

Tastkopf
Abb.: 4
Das eben Gesagte die konstante Eingangsimpedanz ist eine wesentliche Voraussetzung für
die richtige Funktion eines Abschwächertastkopfes. Der eigentliche Grund dafür, weshalb
ein Tastkopf überhaupt benötigt wird, ist darin zu sehen, daß der Tastkopf das Meßobjekt
kapazitiv entlastet. Die gleichzeitig auftretende Ohmsche Entlastung tritt bei manchen
Meßobjekten ebenfalls positiv in Erscheinung. Wie sieht nun ein solcher Tastkopf aus?
Abb. 5 zeigt das Tastkopfes. In Abb. 10.6 ist die Schaltung wiedergegeben.
Abb.: 5

Abb.: 6
Abb.: 7 & 8
Die Spannungsteilertastköpfe bestehen aus dem Anschlußstecker, dem Verbindungskabel
und dem eigentlichen Tastkopf. Dieser Tastkopf hat in den meisten Fällen 2
Schaltmöglichkeiten, einmal die Stellung 1:1 hier wird der Eingang direkt mit dem
Ausgang des Kabels verbunden und zum anderen die schon erwähnte Stellung 10: 1, die
eigentliche Abschwächerstellung hier wird ein zusätzlicher Teilerwiderstand vor den
Eingang geschaltet. Bei hochwertigen Tastköpfen (Abb. 5) ist kein Schalter vorhanden.
Hier werden die mittleren Segmente ausgetauscht (Schnappverschluß).
Die elektrischen Eigenschaften und Werte ergeben sich jetzt aus folgender Überlegung. Wir
nehmen für die Überlegung noch einmal die Abb. 6 zur Hand und zeichnen es um in Abb.
8. In der Praxis hat man das Teilerverhältnis 10: 1 gewählt, da sich so leichte
Umrechnungsfaktoren ergeben. Steht also der Empfindlichkeitsschalter auf der Stellung

10mV ss /Teil und ist der 10: 1 Tastkopf vorgeschaltet, so wird entsprechend in 10mV ss * 10
= 100mV ss /Teil abgelesen. Das setzt also eine Spannungsteilung von 10: 1 voraus. Da der
Eingangswiderstand des Oszilloskopes mit 1MΩ festgelegt ist, ergibt sich nach der
Gleichung
für den Wert R´, wenn U E um den Faktor 10 größer ist, also U E = 10 und U A = 1
und damit
Damit wäre die rein Ohmsche Komponente, die in dem Tastteiler enthalten ist, ermittelt.
Was bewirkt jetzt aber die einstellbare Trimmkapazität im Tastkopf? In Abb. 7 ist ein
Ersatzschaltbild ohne Trimmkondensator angegeben. Es ist zu erkennen, daß es sich um
einen sogenannten Tiefpaß handelt, der im wesentlichen aus dem Teilerwiderstand R' (9
MΩ) und der Eingangskapazität C E (30 pF) besteht. Rechnen wir zu dieser Kapazität noch
die Zuleitungskapazität des koaxialen Meßkabels mit ca. 25pF hinzu, so beträgt die
Gesamtkapazität C E ca. 55 pF. Dieser Kondensator ist nun in seinem kapazitiven
Wechselstromwiderstand nach der Beziehung frequenzabhängig.
Je höher die Frequenz, je kleiner wird sein Widerstand. Damit werden also höherfrequente
Wechselspannungen mehr und mehr kurzgeschlossen. So hat dieser Kondensator bei 1MHz
einen kapazitiven Widerstand von ca. 5kΩ und bei 10MHz nur noch einen Widerstand von
ca. 500Ω. Um dieses Tiefpaßverhalten zu kompensieren, dient der Trimmer C '. Die
Kapazität des Trimmers C' wird so eingestellt, daß ein Rechtecksignal mit einer Frequenz
von 1kHz bis 2kHz gerade Rechteckdächer ergibt. Wird er zu groß (zuviel Kapazität)
eingestellt, so spricht man von einer Überkompensation, das Signal wird differenziert, Abb.
10a. Wird er zu klein eingestellt, so wird das Signal integriert; die Schaltung ist dann
unterkompensiert (Abb. 10b).
Rechnerisch ergibt sich die richtige Einstellung des Trimmers nach der Beziehung T' = T,
dabei ist T'= R' • C' und T = R • C . Setzen wir die Zahlen ein und berücksichtigen wir, daß
sich C aus C E 30pF und der Kabelkapazität ca. 25pF ergibt, so erhalten wir T' = T und damit
R • C' = R • C und weiter

Der richtige Abgleich nach Abb. 10c ist äußerst wichtig. Nur ein richtig kompensierter
Spannungsteiler liefert auch ein richtiges Meßergebnis. Außer den oben genannten
Vorteilen hat ein Tastteiler jedoch den Nachteil unterschiedlicher Bandbreitenbegrenzung.
Die Begründung ist in dem für die Praxis geforderten dünnen flexiblen und ca. nur 4mm
starken Meßkabel zu suchen. Dieses Kabel besteht aus einem Leitermaterial mit einem
Widerstand von ca. 10 bis 50Ω pro Meter, je nach Ausführung. Diese zusätzliche
Tiefpaßbildung mit der koaxialen Kabelkapazität und seiner induktiven Komponente ist
schlecht auszukompensieren bei höheren Frequenzen. Dadurch entstehen folgende
charakteristische Daten.
Meßkabel
Bandbreite Stellung
1:1
Bandbreite Stellung
10:1
Typ l ca. 6 MHz ca. 15 MHz
Typ 2 ca. 7 MHz ca. 20 MHz
Typ 3 ca. 15 MHz ca. 70 MHz
Typ 4 ca. 22 MHz ca. 150 MHz
Es ist zu erkennen, daß der Fehler in der Stellung 1: 1 sich am stärksten bemerkbar macht.
Es ist sehr wichtig bei hochfrequenten Messungen oder bei Impulsmessungen die obere
Grenzfrequenz des Tastkopfes zu berücksichtigen. Sie kann die Bandbreite eines
Oszilloskopen entscheidend einengen!
Bildverschiebung
Wie der Name es schon sagt, dient der Einsteller der horizontalen und vertikalen
Bildverschiebung für die optimale Einstellung der richtigen Bildlage. Das ist besonders
dann wichtig, wenn eine Spannungs- oder Zeitmessung erfolgen soll. In dem Fall wird bei
einer Spannungsmessung der untere Spannungspunkt des Signales auf den Bezugspegel
einer Meßrasterlinie eingestellt und dann die Rasterlinien von unten nach oben ausgezählt
und mit den entsprechenden Ablenkkoeffizienten des Eingangsteilers ausgewertet. Bei einer
Zeitbasismessung wird mit dem horizontalen Bildlageregler eine vertikale
Rasterbezugslinie mit dem Meßsignal zur Deckung gebracht. Über die eingestellte Zeitbasis
von z.B. 10µs/Teil entsprechen dann zwei Rasterlinien 20µs des Meßsignales. Wird
lediglich eine Kurvenauswertung vorgenommen, so ist darauf zu achten, daß das Meßsignal
möglichst im Zentrum des Bildschirmes liegt, um Meßfehler der Unlinearität und der

Unscharfe an den Randzonen der Bildröhre zu vermeiden.
Verzögerungsleitung
Wir wollen nur einmal die grundsätzliche Bedeutung einer Verzögerungsleitung im Y -
Verstärkerkanal besprechen. In Abb. 11 ist das Blockbild eines Oszilloskopen, soweit es
zur Erklärung der Verzögerungsleitung erforderlich ist, gezeigt. Zur Betrachtung wählen
wir als Eingangssignal das gezeigte Rechtecksignal, wobei der Beginn der Anstiegsflanke
mit A und das Ende der Flanke mit B gekennzeichnet ist. Dieses Signal durchläuft den Y -
Verstärker und gelangt direkt an die Ablenkplatten.
Innerhalb des Y - Verstärkers wird das Meßsignal entkoppelt dem Triggerverstärker
zugeführt. Aus dem Triggerverstärker wird ein Signal gewonnen, welches den Sägezahn für
die Ablenkung auslöst. Dieses Sägezahnsignal gelangt dann über den X - Verstärker zu den
Ablenkplatten. Dieser gesamte Prozeß der elektronischen Steuerung bei der X - Ablenkung
bedarf einer gewissen Zeit. Aus diesem Grunde ist das Y - Meßsignal bereits früher an den
vertikalen Ablenkplatten, ehe die eigentliche Ablenkung überhaupt beginnt. Die meist sehr
wichtigen Anfangsinformationen des Meßsignales werden so unterdrückt.
Um dieses zu verhindern, wird in den Y - Verstärkerzweig eine Verzögerungsleitung
eingebaut, welche die lange „Verarbeitungszeit" innerhalb des Zeitablenkkreises
kompensiert. Das Meßsignal gelangt erst dann zur Aussteuerung, wenn die dafür
erforderliche Zeitablenkung auch eingesetzt hat. In der Praxis erforderliche Y-
Zeitverzögerungen liegen zwischen 150ns bis 200ns. Die Verzögerungsleitung besteht
entweder aus einer koaxialen Leitung dazu sind mehrere Meter erforderlich oder aber
neuerdings auch als gedruckte Leitung auf einer Platine. Beiden Möglichkeiten haftet der
Nachteil an, daß eine absolute Reflexionsfreiheit und ein leichtes Überschwingen bei steilen
Spannungssprüngen nicht immer vermieden werden kann. Dem Meßsignal wird so ein zwar
geringfügiges aber immerhin bemerkbares Störsignal aufgeprägt. Das Störsignal, welches
eine Verzögerungsleitung verursacht, muß man kennen und berücksichtigen.
Abb.: 9

Abb.: 10a - 10c
Abb.: 11
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Kippteil des Oszilloskopes
Ein Oszilloskopbild setzt sich aus zwei Komponenten zusammen. Wie wir wissen, handelt es sich einmal um
die Meßspannung, die pro Zeiteinheit einen anderen Wert gemessen in V ss besitzen kann und zum anderen um
die horizontale Ablenkspannung oder Kippspannung.
Diese Kippspannung sorgt dafür, daß im Verlaufe der Abbildung einer Meßspannung der Elektronenstrahl
eine pro Zeiteinheit konstante Weggröße vom linken zum rechten Bildrand beschreibt. Da diese Ablenkung,
wie wir eben sagten, pro Zeiteinheit konstant ist, kann elektrisch für die horizontalen Ablenkplatten nur eine
Sägezahnspannung als Impulsform in Frage kommen. Diese lineare Sägezahnspannung Abb. 1 besteht aus
dem eigentlichen Hinlauf t o linker Bildrand und t 1 rechter Bildrand. Um den Strahl wieder in die
Ausgangslage zu bringen, schließt sich ein negativer Impuls (Rücklauf) von t 1 bis t 2 Abb. 1 an. Die Zeit von t 0
bis t 1 bestimmt nun die Ablenkgeschwindigkeit oder die horizontale Auflösung pro Zeiteinheit.
Dieses Signal wird in seiner Zeit durch die entsprechende Wahl der Ablenkzeit am Kippgerät dem jeweiligen
Bedarf gemäß gewählt. Der Kippbereich eines modernen Oszilloskopen umfaßt die Zeit von ca. 1 s /cm bis
1µ s /cm.
Wir erwähnten bereits, daß die Ablenkung oder besser gesagt die Auslenkung des Strahles in horizontaler
Richtung möglichst linear erfolgen sollte. Wie läßt sich das nun überprüfen? Nun, das ist recht einfach. Ein
Sinus- oder Rechtecksignal wird als Y- Signal eingespeist und die Ablenkfrequenz so gewählt, daß zwischen
10% und 90% der horizontalen gesamten Auslenkung pro Rasterteil ca. 2 bis 5 Schwingungen eingestellt
werden. Diese Anzahl muß dann zwischen jedem Rasterteil des Ablenkweges in gleicher Zahl vorhanden sein.
Wir sollten uns aber nicht darüber hinwegtäuschen, daß diese Forderung in den unteren Frequenzbereichen
zwar eingehalten werden kann, jedoch bei höheren Ablenkfrequenzen teilweise noch Fehler festzustellen sind.
Aus diesem Grunde ist der Versuch auch bei schnellsten Ablenkungen vorzunehmen. Weiterhin sollte der
Versuch auch bei verschiedenen Einstellungen der X- Dehnung vorgenommen werden. Der eben besprochene
Fehler der X- Unlinearität entsteht weniger im Kippteil als im X- Ablenkverstärker. Der relativ große
Spannungshub an den horizontalen Ablenkplatten von z.B. 200V ss ist für höchste Frequenzen nicht immer zu
realisieren.
Das X- Steuersignal wird aufgrund der Bandbreite des X- Verstärkers verzerrt, das Sägezahnsignal wird
integriert, wodurch sich besonders am Anfang und am Ende, also Bildschirm links und rechts,
Verzeichnungen ergeben. Ist die Sägezahnspannung auf ihren höchsten Wert angestiegen Bildlage rechts so
setzt sofort der Rücklauf ein, wodurch der Strahl in sehr viel kürzerer Zeit als für den Hinlauf wieder in seine
Ausgangslage nach links gebracht wird. Während des Rücklaufs wird die Katodenstrahlröhre durch die
erforderliche Rücklauf Verdunklung oder Austastung gesperrt. Bei einem getriggerten Oszilloskop und nur bei
der Ausführung eines voll getriggerten Kippteiles verbleibt der Strahl abgedunkelt in seiner linken Ruhelage,
bevor er durch ein neues und brauchbares Meßsignal für einen neuen Hinlauf ausgelöst getriggert wird.
Der Ausdruck „voll triggerbar" wurde soeben erwähnt. Auch hierzu soll in diesem Rahmen noch eine
Erklärung kommen. Die Oszilloskope mit den Bezeichnungen Horizontalfrequenz und Synchronisation sind
bekannt. Bei diesen Typen wird, wie im Bildkippteil eines Fernsehgerätes, ein freilaufender Oszillator benutzt,
an dessen Ausgang eine Sägezahnspannung entsteht, die den Elektronenstrahl von links nach rechts linear
ablenkt und dann über den Rücklauf wieder in die linke Ausgangslage bringt. Dort setzt dann sofort der neue

Hinlauf ein. Aus dem zu messenden Signal wird im Vertikalverstärker ein Synchronsignal gewonnen, welches
am Ende des Sägezahns vorzeitig den Rücklauf und damit den neuen Vorlauf erzwingt. Dieser gesamte
Vorgang funktioniert so lange, wie die Folgefrequenz des Synchronsignales in einem vernünftigen Verhältnis
zur Frequenz des „freilaufenden" Sägezahngenerators steht. Es ist hinreichend bekannt, daß hier
Schwierigkeiten der Synchronisation, Beeinflussungen der Bildbreite und der Linearität sowie der Frequenz
auftreten. Die Einstellung dieser Oszilloskope erfordert ein gewisses Fingerspitzengefühl. Eine Zeitmessung
ist nicht möglich!
Abb.: 1
Wesentlich einfacher in der Handhabung sind die „getriggerten Oszilloskope". Bevor wir uns der Technik
zuwenden, sei die Funktion des getriggerten Oszilloskopes erklärt. Auch hier ist ein Sägezahngenerator
vorhanden, der einen zeitlinearen Sägezahn erzeugt, nur, daß im Gegensatz zu den oben beschriebenen
Verfahren der Sägezahngenerator sich nicht um Synchronimpulse kümmert, sondern unbeeinflußt eine
Kippschwingung erzeugt in die Anfangsstellung zurückwandert und so lange wartet, bis ein brauchbarer neuer
Startimpuls (Triggerimpuls, aus triggern = auslösen) eine neue Kipperiode auslöst. Dieser Trigger- oder
Auslöseimpuls wird ebenfalls aus dem Vertikalverstärker oder besser gesagt aus dem untersuchten
Vertikalsignal entnommen.
Nun zur Technik: In Abb. 2 sind untereinander die Merkmale des freischwingenden und eines getriggerten
Betriebes gezeigt (siehe dazu den Funktionsablauf Abb. 2d). Zuerst noch einmal der freischwingende
Sägezahngenerator: Abb. 2a zeigt als Meßspannung eine Sinusfunktion. Aus dieser Spannung wird aus dem
Vertikalverstärker durch einen Synchronimpulsformer ein geeignetes Signal gewonnen hier als Nadelimpuls
gezeigt. Der freilaufende Oszillator wird so zum vorzeitigen Umkippen gezwungen. Das auf die
Sägezahnspannung addierte Synchronsignal oberhalb eines bestimmten Spannungsniveaus löst den Rücklauf
aus Abb. 2b. Wir können uns jetzt auch leicht vorstellen, daß bei einer Vergrößerung des Synchronsignales
beispielsweise der Rücklauf noch früher einsetzt und damit die Kippschwingung direkt beeinflußt und eine
höhere Frequenz einnimmt. Wird das Synchronsignal zu groß, so wird die erforderliche Spannung für die
Steuerung der Ablenkplatten nicht mehr erreicht und zu der oben beschriebenen Frequenzänderung ergäbe
sich zusätzlich eine Bildbreitenverringerung. Zeitdefinitionen und Zeitmessungen sind bei einem nicht
getriggerten Oszilloskop grundsätzlich nicht möglich.
Bei einem getriggerten Zeitablenkteil eines Oszillografen liegen die Verhältnisse anders. Das Prinzip ist in
Abb. 2c gezeigt. Wie anfangs beschrieben, ist der einmal eingestellte zeitliche Ablauf der Sägezahnspannung
unabhängig von irgendwelchen Synchron- oder Störsignalen. Dieser Ablauf wird lediglich von R- C- Gliedern
des Kippgerätes bestimmt, die ihrerseits die definierte Zeitablenkung festlegen.

Damit ergeben sich exakte Ablenkzeiten, die nur durch die jeweils eingeschaltete R- C- Zeitkonstante
beeinflußt werden. Eine Eichung der Zeitbasis in s/cm bis µs/cm ist daher ohne weiteres möglich. Der
Funktionsablauf (Abb.2e) einer getriggerten Horizontalablenkung ist folgender: In der Stufe F wird über einen
hochohmigen Widerstand dem Ladekondensator ein konstanter Strom eingespeist. Dadurch ergibt sich ein fast
linearer Spannungsanstieg. Ab einem bestimmten Schwellwert der Sägezahnspannung wird über die
Rückschaltung G der bistabile Multivibrator D umgeschaltet, der über den Entladekreis E den Kondensator C
entlädt. Das ist der Zustand von t 1 - t 2 in dem gezeichneten Oszillogramm Abb. 2e.
Der bistabile Multivibrator verharrt in dieser Stellung, wodurch über den Entladekreis während dieser Zeit der
Kondensator C in seinem Potential festgehalten wird. Wenn jetzt der Synchronimpulsformer B einen
geeigneten Auslöseimpuls als Nadelimpuls über den Hochpaß gebildet dem bistabilen Multivibrator von der
Zeit t 1 ab (Abb.2e) zuführt, so kann von t 1 ab der bistabile Multivibrator wieder zurückkippen.
Der Entladekreis E gibt den Kondensator C frei und ein neuer Sägezahnhinlauf beginnt, bis über die
Rückschaltung beim erreichten Potential (t 3 ) der Kondensator wieder entladen wird. Dieser Triggerimpuls
wurde für die Kurven 1 und 2 in Abb. 2e für die Zeit t 2 angenommen. Aufgrund dieser Bedingungen ergeben
sich bei einem getriggerten Oszillografen stillstehende, stabile Bildverhältnisse.
Triggerverstärker
Abb.: 2a - 2e
Wie im vorherigen Kapitel erwähnt, benötigt das Kippteil zum Auslösen Triggern vorerst ein Triggersignal.
Dieses Signal wird in dem Triggerverstärker durch entsprechendes Umformen des Meßsignales aus dem Y-
Verstärker gewonnen. Abb. 3 zeigt ein Blockschaltbild, welches den heutigen Stand der Technik darstellt.
Dem Y- Signal wird vor der Verzögerungsleitung das Meßsignal entnommen. Um den Y- Verstärker nicht

durch diese Ankopplung zu belasten Bandbreitenminderung wäre die Folge wird das Signal an geeigneter
Stelle niederohmig über einen Emitterfolger ausgekoppelt. Dieses Meßsignal, welches noch alle Informationen
enthält, gelangt zu einem Schmitt - Trigger, der aus dem Signal eine Rechteckspannung formt. Die Flanken
des Rechtecksignals werden differenziert und als Nadelimpuls zum Auslösen der Kippschwingung benutzt,
wobei nur die erste Nadel zur Auslösung kommt, die in die Warteperiode des Kippgerätes fällt. Nun sind in
dem Blockbild, Abb. 3, noch einige Regler zu erkennen. Was bedeuten diese und wann werden sie benutzt?
Am Eingang des Schmitt - Triggers liegt ein Wahlschalter. Mit diesem Schalter ist es uns möglich, das
Triggersignal zu wählen, und zwar einmal aus dem Meßverstärker, einmal als externes Triggersignal über die
dafür vorgesehene Buchse und in den meisten Geräten noch die Netzfrequenz von 50Hz. Zusätzlich kann das
Triggersignal über einen Hochpaß (Stellung Hf) oder Tiefpaß (Stellung Nf) geschaltet werden. Wann wird nun
was ausgenutzt?
In den meisten Anwendungsfällen wird das eigene Meßsignal aus dem Y- Verstärker zum Triggern
herangezogen. In Sonderfällen wird extern getriggert. Wird z.B. das Videosignal eines Fernsehempfängers
nach Bild aufgelöst, so kann der Schmitt - Trigger aufgrund des gleichbleibenden Impulsniveaus des
Videosignales sich keine geeigneten Triggersignale entnehmen. Das Bild , jittert". In diesem Falle helfen wir
uns durch ein Bildkippsignal
z.B. Steuersignal der Bildkippstufe und triggern mit diesem Signal extern.
Abb.: 3
Eine weitere Anwendungsmöglichkeit ist immer dann gegeben, wenn sich ein Eingangssignal stark in der
Amplitude ändert. So z.B. bei Messungen in den einzelnen Stufen eines Verstärkers. Die Triggerung kann
dann nicht optimal für alle Signalhöhen eingestellt werden; auch hier hilft uns wieder die externe Triggerung.
Wozu werden jetzt die Hf- Triggerung oder Nf- Triggerung benutzt. In vielen Oszilloskopen sind diese
Schaltmöglichkeiten zusätzlich vorhanden. Abb. 4 zeigt ein Meßsignal mit einer Frequenz von 50kHz. Dieses
Signal ist brummüberlagert.
Wird diese Signalform dem Schmitt - Trigger zugeführt, so triggert dieser je nach eingestelltem Pegel auf den
Zeitpunkt A resp A'. Das bedeutet, das Signal läßt sich zur Abbildung der Nf - der Brummspannungsfrequenz
benutzen; es ist so jedoch nicht möglich z.B. das eigentliche Meßsignal, also das Rechtecksignal, zu triggern.

Wird jedoch der Hochpaß eingeschaltet, Abb. 4b, so werden die hohen Frequenzteile aus dem Signalgemisch
zur Triggerung herangezogen. Das bedeutet, das Meßsignal kann zeitlich aufgelöst werden. Im umgekehrten
Falle, Abb. 5a, ist ein Sinussignal von Hf-Störspitzen überlagert. Hier stellt sich das Problem so, daß der
Schmitt - Trigger auf das hohe Spannungsniveau der Störspitzen anspricht. Damit erfolgt zeitlich eine
unregelmäßige Auslösung durch das sporadische Erscheinen der Störsignale, wodurch eine Auswertung des
Meßsignales nicht möglich ist. Wird nun wie in Abb.5b ein Tiefpaß vor den Schmitt - Trigger geschaltet, so
werden die höherfrequenten Störsignale kurzgeschlossen und lediglich das Meßsignal gelangt wie gewünscht
zum Schmitt - Trigger.
Wie bereits vorher erklärt, soll der Schmitt-Trigger eine geeignete Signalform zur Auslösung des Kippteiles
aus dem Meßsignal bilden. Ein Schmitt - Trigger, Abb. 6, besteht aus zwei Transistoren, die galvanisch
gekoppelt sind. Wird am Eingang des ersten Transistors die Signalspannung so groß, daß dieser leitet, so sinkt
seine Kollektorspannung. Da der Kollektor nun galvanisch mit der Basis des zweiten Transistors verbunden
ist, wird dieser gesperrt. Seine Kollektorspannung entspricht dann der Betriebsspannung. Der gemeinsame
Emitterwiderstand unterstützt die Steuerwirkung. Die Zeitdauer der Schaltzustände ist von der Zeitdauer der
Steuerspannung am ersten Transistor abhängig. Der Pegelregler am Eingang Triggerniveau bewirkt nun ein
Verschieben des Gleichspannungspegels am Eingang.
Wenn nach Abb. 7 der Kippunkt des Schmitt - Triggers bei A z.B. 5V liegt, dann wird ein entsprechender Teil
der Signalspannung zur Rechteckbildung am Ausgang herangezogen. Wird diese Gleichspannung mit dem
Niveauregler nun verschoben, so kann damit jeder Punkt des Meßsignales zum Auslösen des Kippteiles
herangezogen werden. Sowohl die positive als auch die negative Halbwelle kann zur Auswertung benutzt
werden, wie Abb. 7 zeigt. Das Ausgangssignal des Schmitt - Triggers ist ein Rechtecksignal. Es wird
differenziert. Eine Nadel mit der Diode Abb. 6 beschnitten, steht dann dem Kippteil als Trigger - Signal zur
Verfügung. Häufig wird vor den Schmitt - Trigger noch eine Impulsformerstufe geschaltet, die das Meßsignal
dem Schmitt - Trigger wahlweise in positiver oder negativer Richtung zuführt. Damit kann zusätzlich definiert
die Triggerwahl auf der positiven oder negativen Flanke des Meßsenders erfolgen. Die Arbeitsfrequenzen
dieser Stufen entsprechen mindestens der Bandbreite des Oszilloskopen.
Abb.: 4a - 4b
Abb.: 5a - 5b

Abb.: 6
Abb.: 7
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Kippgenerator des Oszilloskopes
Wie zu Anfang schon erwähnt, soll der Kippgenerator die lineare Sägezahnspannung
liefern, die für die Zeitablenkspannungen der Bildröhre erforderlich ist. Abb. 1 zeigt das
Blockbild. Es besteht im wesentlichen aus dem Sägezahnspannungsgenerator, einer Tor-
Stufe und einem bistabilen Multivibrator. Als Einstellfunktion besitzt der
Sägezahnspannungsgenerator eine geeichte Grobeinstellung der Zeitbasis sowie die
zusätzliche Feineinstellung. Die Funktion, die bei jedem getriggerten Kippteil
wiederkehrt, ist nun folgende. Der Sägezahngenerator erzeugt eine Schwingung, die über
eine Torstufe dem bistabilen Multivibrator Abb. 1 zugeführt wird.
Bei einer entsprechenden Amplitude kippt dieses Signal den Multivibrator um und am
Ausgang wird eine Spannung erzeugt, die den Sägezahngenerator stoppt und seine
Schwingung kurzfristig (Rücklauf) in die Ausgangsposition zurückführt. Dieser Zustand
bleibt jetzt so lange bestehen, bis der Multivibrator durch ein Triggersignal aus dem
Schmitt - Trigger wieder in die erste Stellung kippt. Der bistabile Multivibrator gibt dann
den eigentlichen Sägezahnspannungsgenerator wieder frei, der dann zu einer neuen
Schwingung gelangt.
Viel falsch machen bei der Bedienung eines getriggerten Kippteiles können wir hier
nicht. Dennoch ist es wichtig, auf einen möglichen Fehler zu achten. Der geeichte
Zeitbasisschalter legt die Zeit pro Meßrasterteilung fest das Meßsignal kann also
zeitrichtig gemessen und ausgewertet werden. Nun hat das Kippteil aber zusätzlich noch
einen Zeitfeineinsteller, womit es möglich ist, das Meßsignal ungeeicht in eine für die
Betrachtung optimale Zeitauflösung zu stellen. Wird dieser Regler betätigt, so läuft die
Zeitbasis ungeeicht. Häufig genug wird vergessen, diesen Regler wieder in die Stellung
geeicht - cal - zurückzudrehen. Anschließende Fehlmessungen sind die Folge.
Auf einen weiteren Fehler des Triggerteiles sei noch hingewiesen. Bei einigen
Oszilloskopen werden beim Regeln des Triggerpegelreglers feine Marken im Meßsignal
sichtbar, die sich als Einkerbungen bemerkbar machen. Wird der Pegelregler betätigt, so
wandern diese Marken auf der Flanke eines Meßsignales hinauf und herunter. Der Fehler
entsteht dadurch, daß beim Durchschalten des Schmitt - Triggers die plötzliche
Strombelastung vom Netzteil nicht ausgeglichen und mit in den Y- Verstärker eingespeist
wird. Durch die Netzverkopplung über die Versorgungsleitung wird die erwähnte
Markierung mehr oder weniger stark bemerkbar. Ist dieser Fehler vorhanden, so hilft nur

eine zusätzliche Betriebsspannungssiebung des Schmitt-Triggers oder eine günstigere
Signalentkopplung.
Verzögertes Kippteil
Abb.: 1
Von dieser Möglichkeit wird nur in höher klassifizierten Oszilloskopen Gebrauch
gemacht. Abb. 2 zeigt das Prinzipbild. Aus dem Y- Signal wird dem bekannten Schmitt -
Trigger wieder das Meßsignal zugeführt. Dieser triggert das Kippteil I. Steht der Schalter
S in Stellung I, so erfolgt die normale X- Ablenkung mit der Zeitauflösung des ersten
Kippteiles. Nun erhält dieses Sägezahnsignal jedoch auch der Schmitt - Trigger II. Über
den Pegelregler kann der Triggereinsatz von dem untersten Punkt des Sägezahns bis zum
obersten Punkt des Sägezahns abgefahren werden. Während der gesamten Zeitdauer des
Sägezahnsignals II, welches aus einem zweiten Sägezahngenerator II erzeugt wird, erfolgt
ein positives Rechtecksignal zur Hellsteuerung der Bildröhre, wenn der Schalter S 1
eingeschaltet ist.
Damit ist im Meßsignal ein helles Segment oder anders ausgedrückt ein Teil des
Meßsignals heller geschrieben als der übrige Teil. Die Breite dieses Teiles, also seine
Zeit, ist einzig und allein abhängig von der eingestellten Zeit des Kippteiles II, wobei
hinzuzufügen ist, daß das Kippteil II hinsichtlich der Bedienelemente der Zeiteinstellung
analog dem Kippteil I aufgebaut ist. Die Lage dieses hellen ausgetasteten Segmentes kann
jetzt von links nach rechts auf dem Bildschirm dadurch verschoben werden, daß der
Triggereinsatz des zweiten Kippteiles mit dem Pegelregler des Schmitt - Triggers II
verändert wird. Ist jetzt ein interessierendes Segment aus dem Meßsignal hellgetastet, so
kann mit dem Schalter S Stellung II, Abb. 2, auf die Sägezahnablenkung des zweiten
Generators geschaltet werden. Dadurch wird der ehemals hell getastete Bildanteil als

Signalanteil dann voll über den Bildschirm von links nach rechts abgebildet. Als Zeitbasis
zur Meßauswertung gilt dann das zweite Kippteil.
Abb.: 2
Horizontalverstärker
Der Horizontalverstärker hat die Aufgabe, das Sägezahnspannungssignal und
entsprechende externe X- Signale zu verstärken, wobei an seine Linearitat und Bandbreite
entsprechende Forderungen gestellt werden.
Empfindlichkeit
Die Empfindlichkeit eines Horizontalverstärkers braucht aus verschiedenen Gründen
nicht so hoch getrieben zu werden, wie wir es von der Vertikalseite her kennen. Die

Empfindlichkeiten liegen zwischen 0,5V/ Teil bis 2V/ Teil .
In den meisten Fällen ist ein zusätzlicher Abschwächer nicht vorhanden. Ein
Eingangswähler schaltet den Verstärker einmal auf das eigene Kippteil. Weitere
Schaltungsmöglichkeiten sind durch die Verbindung mit der X- Eingangsbuchse gegeben.
Oft ist auch noch für 50Hz Messungen sowie für die Darstellung von Wobbelvorgängen
eine interne 50Hz Sinusspannung vorhanden, die ebenfalls den X- Platten aufgeschaltet
werden kann.
Bandbreite
Die erforderliche Bandbreite richtet sich im wesentlichen nach der schnellsten
Ablenkzeit. Damit wir eine ungefähre Größenordnung dieser Bandbreite erhalten, wollen
wir uns die Zahl 1MHz (-3 dB) einmal merken.
Ablenkwahl
Wir hatten uns kurz vorher darüber unterhalten, daß der X- Wahlschalt er verschiedene
Darstellungsmöglichkeiten bietet. Zählen wir sie noch einmal auf:
1. Zeitablenkung eigener Sägezahngenerator,
2. Externe X- Ablenkung ca. 1V/ Teil ; 1MHz (-3 dB);
z.B. X- Y- Darstellungen,
3. 50Hz Sinusablenkung für Wobbelzwecke.
Zweistrahltechnik
Hier müssen wir die gebräuchlichen und zum Teil sachlich nicht immer richtigen Begriffe
klären.
● Zweistrahltechnik oder Doppelstrahltechnik, analog dazu:
Zweistrahloszilloskop oder Doppelstrahloszilloskop,
● Zweikanaltechnik oder Zweikanaloszilloskop.
Unter a) Zweistrahltechnik verstehen wir einen Oszilloskopen, dessen Röhre zwei
getrennte Ablenkplattenpaare für die vertikale Y- Ablenkung besitzt. Das kann dadurch
erreicht werden, daß entweder die Röhre zwei völlig getrennte Strahlsysteme besitzt oder
aber in sogenannter Splitbeam - Technik aufgebaut ist. In beiden Fällen werden zwei
gleichwertige Vertikalverstärker benötigt.

Der erstere Fall der getrennten Systeme bietet zusätzlich die Möglichkeit der getrennten
Helligkeitseinschaltung. Nachteilig bei diesem Röhrentyp ist die geometrische
Verzeichnung beider Bilder. Einmal kann die vertikale Achsenlage um ±1° differieren.
Dann treten Astigmatismusfehler für beide Kanonen an gleicher Stelle betrachtet
unterschiedlich auf. Werden beide Kanäle mit den gleichen Signalen angesteuert und die
beiden Bilder übereinandergeschrieben, so lassen sich Deckungsfehler leicht nachweisen.
Das wird besonders dann wichtig, wenn Phasenbedingungen beider Signale betrachtet
werden sollen und ein Signal „scheinbar" um einen bestimmten Phasenbetrag vor- oder
nacheilt. Diese Nachteile werden teilweise in der Splitbeam - Röhre beseitigt. Hier sind
auch zwei getrennte Vertikalverstärker erforderlich. Lediglich die Oszilloskopröhre hat
hier ein System bei jedoch zwei vertikalen Plattenpaaren. Kurz vor diesen Plattenpaaren
wird der Strahl in zwei aufgespalten. Denken wir uns zum besseren Verständnis einen
Schneepflug der links und rechts von sich den ,, auf treffenden Schnee" ebenfalls in zwei
Schneestrahlen aufspaltet. Die beiden Elektronenstrahlen gelangen jetzt zu den je zwei
zugeordneten Vertikalplatten.
b) Unter Zweikanaltechnik werden die Oszilloskope verstanden, die mit zwei getrennten
Y- Vorverstärkern ausgerüstet sind. Diese beiden Ausgänge dieser Vorverstärker werden
wechselseitig auf den gemeinsamen Y- Endverstärker geschaltet. Die Umschaltung
erfolgt elektronisch in einer Diodenmatrix. Die Schaltfrequenz wird in einem besonderen
Generator erzeugt, wobei sie eine Größe besitzt, die zwischen 50kHz und 500kHz liegt.
Alternativ zu dieser selbständigen Umschaltung, die unabhängig von der Größe der
Frequenz des eigentlichen Meßsignales liegt, gibt es die zweite Möglichkeit, die
Umschaltung aus dem eigenen Kippteil erfolgen zu lassen. Dieses wird als sogenannter
„alternierender Betrieb" bezeichnet im Gegensatz zu dem geschalteten Betrieb.
Bei dem alternierenden Betrieb wird ein bistabiler Multivibrator nach jedem
Sägezahnsignal des Kippteiles umgeschaltet und damit die Umschaltung der beiden
Kanäle auf den Hauptkanal gesteuert.
Als Vorteil ist zu nennen, daß der materielle Aufwand bei einem Zweikanaloszilloskop
wesentlich billiger ist, weiterhin entfallen die unterschiedlichen Verzeichnungen beider
Strahlen, die zu falschen Aussagen bei dem Zweistrahloszilloskop führen können.
Nachteilig können bei der Zweikanaltechnik Messungen werden, deren Signalfrequenz in
der Nähe der Schaltfrequenz - chopped frequency - liegen. Dann ist im einzelnen die
mosaikartige Zerlegung beider Signale zu erkennen. In diesen Fällen wird wenn an dem
Gerät möglich eine andere Umschaltfrequenz gewählt oder auf den alternierenden Betrieb
geschaltet. Abb. 3 zeigt noch einmal die wesentlichen Unterschiede zwischen einem
Zweistrahl- und einem Zweikanaloszilloskop.

Abb.: 3
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Gleichspannungsmessungen
Anwendung des Oszilloskop
Gleichspannungsmessungen werden mit dem Oszilloskop relativ einfach durchgeführt, dabei kann der
hohe Eingangswiderstand, der sich aus dem Tastteiler in Stellung 10:1 ergibt, voll mit ausgenutzt
werden. Der Vorteil einer Gleichspannungsmessung bei einem Oszilloskop ist aber auch darin zu
suchen, daß die hohe Empfindlichkeit von 10mV teilweise sogar 5mV oder noch geringer voll
ausgenutzt werden kann. Das sind Werte, die einem normalen elektronischen Vielfachmeßgerät
verschlossen bleiben. Wie ist das Oszilloskop jetzt bei einer Gleichspannungsmessung zu bedienen? Je
nach Anwendung wird entweder in Stellung 1: 1 oder 10: 1 des Tastteilers gemessen. Im ersten Fall ist
mit einem Belastungswiderstand von 1MΩ und einer gesamten Eingangskapazität von ca. 75pF zu
rechnen.
Diese Kapazität setzt sich bekannterweise aus der eigentlichen Eigenkapazität des Oszilloskopes und
der des Meßkabels zusammen. Im anderen Falle in der Stellung 10: 1 wird das Meßobjekt lediglich mit
ca. 10pF und 10MΩ belastet. Wir wissen hier jedoch, daß dann eine Empfindlichkeitseinbuße von
20dB auftritt. Was muß von uns nun weiter bei der Gleichspannungsmessung bedacht werden?
Nehmen wir einmal an, unser Oszilloskopraster hätte eine Teilung wie in Abb. 1. Das heißt von der
Mitte aus nach oben und unten je 5 volle Teilungen. Dann stellen wir bei einem positiven Meßsignal
selbstverständlich die Nullinie des Oszilloskopes auf die horizontale Meßrasterlinie von z.B. - 4 und
erklären diesen Ausgangspunkt als Gleichspannung Null Volt. Weshalb nutzen wir nun nicht den
gesamten Schirm aus, also fangen bei -5 an. Wir hatten hier anfangs schon erwähnt, daß das
Oszilloskop in vertikaler und horizontaler Richtung im Bereich von ca. 75% sowohl von der Röhre als
auch von der Aussteuerung der Verstärker her ohne Verzerrungen arbeitet; also wenden wir hier unser
Wissen ruhig an und begrenzen uns auf eine Teilfläche des Schirmes. Von dieser nun erklärten Nullinie
aus wird der Strahl bei positiver Gleichspannung jetzt nach oben ausgelenkt. Steht der
Empfindlichkeitsschalter in der Stellung 100mV/Teil, wird ein Tastkopf 10: 1 benutzt und steht die
Schreiblinie des Oszilloskopes auf 6,4 weiteren Teilstrichen, Abb. 2, so bedeutet das, die
Gleichspannung hat eine Größe von 640mV mal Faktor 10 (Tastkopf), sie ist also +6,4V groß. Im
umgekehrten Fall bei einer negativen Gleichspannung wird die Nullinie in den positiven Teil des
Rasterfeldes geschoben und von dort aus entsprechend nach unten abgelesen.
Was ist sonst noch bei der Gleichspannungsmessung mit dem Oszilloskop zu beachten? Daß das
Zeitablenkteil freilaufend auf eine Kippfrequenz gestellt wird, die eine flimmerfreie Linie ergibt,
versteht sich von selbst. Ist die Gleichspannung impulsüberlagert, dann benutzen wir einen Tiefpaß.

Wechselspannungsmessungen (Sinus)
Abb.: 1 & 2
Abb.: 3
Hier wollen wir erst einmal klären, daß hinsichtlich der Belastung des Meßobjektes im allgemeinem
gilt - also möglichst, wenn die Größe der Spannung es zuläßt, mit dem Teilerkopf 10: 1 messen. Zeigt
noch einmal die Belastungsgrößen, die durch den Oszilloskopeingang entstehen. Um den wesentlichen
Faktor der kapazitiven Belastungen noch einmal hervorzuheben, die bei der 10: 1 Stellung mit 10pF
und der 1: 1 Stellung mit ca. 60pF entstehen, möge folgende Tabelle dienen, die den kapazitiven
Wechselstromwiderstand bei den dort angeführten Frequenzen angibt.
Frequenz
Belastung (kapazitiv)
in Stellung (10:1); 10pF
Belastung (kapazitiv)
in Stellung 1:1 ;60pF
1 kHz 16 MΩ 2,7 MΩ
10 kHz 1,6 MΩ 270 kΩ
100 kHz 160 KΩ 27 kΩ
1 MHz 16 KΩ 2,7 kΩ
10MHz 1,6 KΩ 270Ω

Diese Größenordnungen sollte man sich immer bei Wechselspannungsmessungen vor Augen halten.
Das Oszilloskop bietet bei Wechselspannungsmessungen die gleichzeitige Möglichkeit der
Kurvenanalyse der zu untersuchenden Spannungen sowie auch der Messung der Spitze - Spitze- Werte
in V ss .
Abb. 4 zeigt einmal die Ersatzschaltung des elektrischen Einganges des Oszilloskopes, siehe dazu auch
Abb. 5, und zum anderen die Einstellknöpfe, die bei Wechselspannungsmessungen erforderlich sind. In
den meisten Fällen ist eine Eichspannung am Oszilloskop verfügbar. Sie gestattet nicht nur, wie schon
beschrieben, eine Spannungseichung, sondern auch eine Kurveneichung (Abgleich des Tastkopfes). Ist
eine derartige Spannung am Gerät nicht vorhanden, so ist eine Kontrolle und Einstellung an einem
externen Generator nach Abb. 6 möglich. Ein Überprüfen an einem 50Hz - Rechtecksignal ist für uns
wenig sinnvoll, da sich dann an den Anstiegsflanken, bedingt durch die kleine Zeitkonstante des
Eingangsteilers, gegenüber der großen Folgefrequenz der Signale scharfe Nadeln ergeben, die dem
horizontalen Niveau des Impulsdaches schlecht angeglichen werden können.
Es ist für uns weiterhin wichtig, wie oben kurz erwähnt wurde, vor der Aussage über eine
Spannungsgröße die Spannungseichung des Oszilloskopes zu kontrollieren. Besitzt das Gerät eine
eingebaute Eichspannungsquelle, so ist uns eine Eichung schnell möglich. Ist die Eichspannung z.B.
mit U ss = 1V angegeben, so ergibt sich ohne Tastkopf, also bei direktem Y- Eingang, beispielsweise in
den Stellungen 0,1V/Teil ein Ausschlag von 10 Rasterlinien, bei 1V/Teil entsprechend eine Rasterlinie.
Bei eingeschaltetem Spannungsteilertastkopf 10: 1 erhalten wir zehn Y- Rasterlinien ausgeschrieben,
bei 0,01V/Teil und bei der Stellung 0,1V/Teil wird eine Y- Rasterlinie mit Tastkopf beschrieben. Steht
keine interne Eichspannung zur Verfügung, so wird entweder die bekannte Spannung eines NF-
Generators benutzt, oder aber wie es in der Praxis häufig gemacht wird verwenden wir eine dafür
gebaute Eichspannungsquelle. Eine einfache Möglichkeit zeigt Abb. 7. Der Spannungsteiler hat drei
Ausgangsspannungen: 100V ss ; 10V ss ; 1V ss .
Nach Anschluß an das 220V Netz Sicherheitsvorschriften beachten ist dieses einfache Zusatzgerät
sofort betriebsbereit. Ein derartiges Gerät läßt sich ebenfalls einfach und modifiziert auf die im
Oszilloskop vorhandenen Wechselspannungen leicht in das Gerät einbauen. Die Spannungseichung des
Vertikalabschwächers kann so in praktisch sämtlichen Bereichen überprüft werden. Das gleiche gilt für
die Prüfung des Tastkopfes. Für die gleichzeitige Kontrolle der Eichung und zum Abgleich des
Tastkopfes ist das Zusatzgerät in Abb. 8 geeignet. Der symmetrische Multivibrator schwingt auf einer
Frequenz von etwa 1kHz. Die Ausgangsspannung am Kollektor des Transistors T2 beträgt rund 14V.
Die Kollektorspannung von T2 gelangt auf eine Z- Diode, welche die Ausgangsspannung weitgehend
unabhängig von der Betriebsspannung macht. Mit einem geeichten Spannungsmeßgerät (Oszilloskop)
wird das Potentiometer P so eingestellt, daß am Ausgang entsprechend 5V ss oder 1V ss entstehen.

Abb.: 4

Abb.: 5 & 6
Abb.: 7

Abb.: 8
Auch dieses Zusatzgerät läßt sich leicht in ein Oszilloskop einbauen, es ist stets einsatzbereit und bietet
die Möglichkeit, Spannungs- und Kurvenzeichnungen vorzunehmen. Bei der
Wechselspannungsmessung wird nun das Wechselspannungseingangssignal über einen Tastkopf dem
Oszilloskopeingang zugeführt. Ein geeichter Abschwächer am Eingang paßt die Meßspannung an die
Größe des Meßrasters an. Gleichspannungsoszilloskope haben am Eingang eine Umschaltmöglichkeit
für Gleich- oder Wechselspannungseingang. Bei Wechselspannungsmessungen schalten wir den
Eingangswähler entsprechend auf Wechselspannung, da im Falle der Überlagerung der
Wechselspannungen auf ein Gleichspannungspotential keine Verschiebung der X- Nullinie nach oben
oder unten erfolgt, so daß der Einsteller für die vertikale Verschiebung unbenutzt bleibt. Bei
Messungen in der Ton- Nf- Technik sollten wir aber beachten, daß bei der Wahl des
Wechselspannungseinganges im Oszilloskop ein Kondensator zur Trennung der
Gleichspannungskomponente in den Signalweg geschaltet wird. Daraus ergibt sich bei Messungen sehr
tiefer Frequenzen (< 40Hz) eine bereits nicht zu vernachlässigende Absenkung der Amplitude durch die
untere Grenzfrequenz dieser Anordnung. Bei diesen Frequenz großen empfiehlt es sich, durch
Umschalten auf den Gleichspannungseingang die Amplitudengleichheit beider Anzeigen zu
kontrollieren.
Ähnliche Bedingungen gelten bekannterweise auch für Messungen im oberen Frequenzgebiet. Auch
hier wird mit zunehmender Meßfrequenz die Anzeige in ihrer Amplitude verfälscht. Deshalb müssen
wir noch einmal auf Kapitel Bandbreite des Oszilloskopes hinweisen, wozu wir uns auch die
Durchlaßkurve Abb. 3 ansehen. Das von dem Eingangsteiler in seiner Amplitude vorgewählte Signal
steuert nach entsprechender Verstärkung die Sichtröhre aus.
Mit dem Potentiometer für die vertikale Bildlage kann das Signal mit seiner oberen oder unteren Kante
entsprechend auf eine Rastergrundlinie gestellt werden, von wo aus die Amplitudenbestimmung
vorgenommen wird. Das ist in Abb. 9 gezeigt. Dort ist das Steuersignal einer Bildkipp- Endstufe
abgebildet. Weiterhin sind die Einstellvorgänge für eine optimale Bildablenkung dargestellt. Die

Bildbreite stellen wir grundsätzlich so ein, daß der Beginn und das Ende der betrachteten Zeitlinie links
und rechts in den sichtbaren Teil der Bildröhre fällt. Diese Einstellung entspricht in den meisten Fällen
der Einstellung „geeicht" des Bildbreiteneinstellers. Für den Fall einer Zeitmessung (vertikalen
Rasterlinien) muß die Zeitablenkung in Stellung geeicht gebracht werden.
Abb. 9a zeigt den Fall, daß die Zeitablenkung nicht optimal eingestellt ist. Es sind mehrere Kurven zu
sehen, die Kurven sind zu gedrängt. Eine genaue Kurvenanalyse ist schlecht möglich. Die Zeiteichung
steht auf 20ms/Teil. Wir stellen auf 5ms/Teil und „dehnen" damit die Kurve Abb. 9b. Häufig wird
jedoch der Fehler gemacht, daß mit Hilfe des Einstellers für die Bildbreite gedehnt wird und sich somit
ein ähnliches Bild wie in 9b und 9c ergibt. Das hat jedoch zwei Nachteile:
1. In den meisten Fällen wird ein „Jittern" des Bildes in horizontaler Richtung entstehen. Dieser
Fehler entsteht durch unsauberen Triggereinsatz.
2. Durch die relativ höhere Schreibgeschwindigkeit für diesen Fall wird sich nur ein kleiner Teil der
sonst zur Verfügung stehenden Helligkeit ausnutzen lassen. Der Einsteller für die Bildbreite wird
nur dann benutzt, wenn man bei optimal zeitlich aufgelösten Bildern nach 9b oder c Teilstücke
des Bildes gedehnt betrachten will.
Wir müssen dabei berücksichtigen, daß die Zeiteichung bei dieser Einstellung in den meisten Fällen
entfällt. Die Kurve in Abb. 9b eignet sich noch nicht für eine Spannungsabstimmung. Mit dem
Einsteller für vertikale (Y-) Bildlage verschieben wir die gesamte Kurvenform so weit, bis das obere
oder untere Spannungsmaximum (Spannungsspitze) auf einer horizontalen Rasterlinie liegt. Danach
wird die Spannung abgelesen und bestimmt. Für die Errechnung des Spannungswertes sind drei
Faktoren maßgebend:
1. Wie groß ist die Spannungsunterteilung im Tastkopf? (üblicherweise 10: 1)
2. Welche Stellung hat der Eingangsteiler? (in unserem Beispiel 0,25V/Teil).
3. Wieviel Rasterlinien werden von dem Signal Abb. 9c beschrieben? (in unserem Beispiel 6,8).
Jetzt läßt sich die Spannung ermitteln. Durch die Stellung des Eingangsteilers auf 0,25V/Teil und der
zusätzlichen Unterteilung des Tastkopfes 10: 1 ergibt sich eine Empfindlichkeit von 0,25 - 10V/Teil =
2,5V/Teil. Die Spannung beschreibt 6,8 Rasterlinien, damit erhalten wir:
U ss = 2,5V * 6,8= 17V
Bei der Messung einer Sinusspannung kann zum Beispiel leicht der Effektivwert aus der Gleichung
errechnet werden.
Oft läßt sich die Spannung besser ablesen, wenn wie in Abb. 9d eine niedrigere Kippfrequenz gewählt
wird, so daß die Kurven so eng aneinandergeschrieben werden, daß sich an den Ober- und Unterkanten
des Oszillogrammes ein grüner Leuchtsaum bildet, der über die ganze Länge der X- Rasterlinien eine
Amplitudenbeurteilung zuläßt.
Es empfiehlt sich, wie mehrfach betont, Messungen mit dem Oszilloskop immer unter
Zwischenschaltung des Teiler- Tastkopfes vorzunehmen. Es ergibt sich dadurch zwar eine größere
Unempfindlichkeit (Faktor 10) des Y- Verstärkers. Dieser Nachteil wird jedoch durch eine günstigere

Eingangsimpedanz 10MΩ// 5pF gegenüber 1MΩ // 50pF wieder ausgeglichen. Weiter kommt hinzu,
daß außer der geringeren Belastung des Meßobjektes mit dem Tastkopf auch kürzere Leitungen
(kleinere Zuleitungsinduktivitäten) erreicht werden. Lediglich an den Stellen, an denen die
Spannungsquelle im Niederfrequenzgebiet einen geringeren Innenwiderstand hat (zum Beispiel
Netzteile, Nf- Endstufen), kann das Oszilloskop ohne Bedenken direkt 1:1 angeschlossen werden.
Wechselspannungsmessungen (Impulse)
Abb.: 9
Wie zu Anfang definiert wurde, verstehen wir unter Impulsen die zeitlichen Spannungsänderungen, die
nicht einer Sinusspannungsform entsprechen. Je steiler eine Spannungsänderung pro Zeiteinheit erfolgt,
je eher hat dieses Signal ein Anrecht auf die Bezeichnung Impuls. Es wurde schon einmal ausgeführt,
daß in steilen Impulsflanken Oberwellen (Sinusspannungen) bis zu Frequenzen von 100MHz enthalten
sein können. An diesen Tatbestand müssen wir uns grundsätzlich erinnern, wenn wir es mit Impulsen
zu tun haben. Bei Impulsmessungen gelten die Gesetzmäßigkeiten der Hochfrequenztechnik!
Was müssen wir beachten? Das Oszilloskop muß mit seinem Vertikalverstärker als Bandbreite
mindestens den 100fachen Wert der Impulsfolgefrequenz aufweisen, um eine meßtechnische
Auswertung des Signales, hier besonders der Spannungsflanken zu gewährleisten. Bei der vertikalen

Aussteuerung sollten wir uns auf ca. 30% der Bildschirmhöhe beschränken. Dort ist die Linearität auch
bei höheren Frequenzen am größten. Es empfiehlt sich das Signal auf verschiedenen
Abschwächerstellungen zu betrachten, um Abgleich- und Kompensationsfehler des Abschwächers
auszuschalten oder zu erkennen. Wird mit dem 10: 1 Tastkopf gemessen, so ist die Bandbreite dieses
Tastkopfes zu berücksichtigen. Die Gesamtbandbreite der Anordnung Tastkopf und Oszilloskop ergibt
sich dann aus der Umrechnung der Einzelbandbreiten zu den Einzelanstiegszeiten. Über die Gleichung
läßt sich die Anstiegszeit ermitteln
Wir rechnen weiter
Dazu ein Beispiel:
Ein Tastkopf hat eine Bandbreite von 15MHz und ein Oszilloskop eine solche von 10MHz. Die daraus
resultierende Bandbreite ergibt sich zu:
Somit ergibt sich die Bandbreite am Tastkopf und Oszilloskop zu Oft schränkt der Tastteiler die
Anwendungsmöglichkeit eines Oszilloskopes erheblich ein. Es ist daran zu denken, den Tastteiler auf
kürzeste Masse und Impulsleitungslänge an das Meßobjekt heranzubringen. Bessere Tastteiler haben
am 10: 1 Teilereinsatz vorn ca. 2mm vor der Meßspitze einen Massering. Dafür gibt es einen
Masseclip, wodurch Meßleitung und Masseclip bis auf 3mm an das Meßobjekt herangeführt werden
können. Wird mit dem ca. 10cm langen Massekabel für den 10: 1 Teiler gemessen, so ist auch hier auf
kurze gerade Masseleitung und richtige Wahl des Massepunktes, zu achten. Der ohmsche Anschluß
dieser Leitung soll bei 0,5Ω liegen. Größere Werte verfälschen das Ergebnis. Wird in Stellung 1: 1 in
niederohmigen Impulskreisen gemessen, so ist folgendes zu beachten. Das Meßkabel eines Tastteilers
ist in Stellung 1:1 für höhere Frequenzen nicht zu verwenden, da hier eine starke Bandbreiteneinengung
erfolgt. Es wird am besten ein Koaxialkabel benutzt. Dieses muß unbedingt und ohne Ausnahme am
Eingang und am Ausgang, also auch am Oszilloskopeneingang mit seinem Wellenwiderstand,
abgeschlossen sein. Der Abschlußwiderstand muß dabei direkt am Oszilloskopeingang angebracht sein.
Dafür gibt es passende BNC - T - Stücke sowie passende BCN - Abschlußwiderstände in 50 - 60 -75 -

Ohm - Technik
Ist das Meßobjekt mit einem Ausgangswiderstand von z.B. 50Ω versehen, so benötigt der Meßaufbau
nur noch einen 50Ω Abschlußwiderstand. Abb. 10 zeigt die Anordnung. Zu berücksichtigen ist auf
jeden Fall, daß bei dieser Art Messung durch die niederohmigen Abschlußwiderstände eine
entsprechende Belastung des Meßobjektes auftritt. Verständlicherweise sind diese Messungen nur
möglich, wo entsprechende Leistungsreserven zur Verfügung stehen. Meßfehler in der Impulstechnik
sind schwerer zu ermitteln, da gewöhnlich die Basis für die Bewertung was ist richtig was ist falsch
fehlt. Wir sollten uns aber einmal das typische Oszilloskopbild vor Augen führen, das entsteht, wenn
Ausgang oder Eingang der Meßanordnung nicht richtig abgeschlossen sind, oder durch falsche
Masseanschlüsse Resonanzerscheinungen entstehen. Abb. 11 zeigt eine Impulsflanke. Es ist zu
erkennen, daß dieses Signal starke Einschwingvorgänge aufweist. Betrachten wir dazu auch noch
einmal die Festlegung bei Impulsmessungen und deren charakteristische Größen Abb. 12.
Abb.: 10
Abb.: 11

Abb.: 12
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Wobbelbetrieb des Oszilloskopes
Diese Meßmöglichkeit wird vorgenommen, wenn das Oszilloskop als Sichtteil für
die Darstellung der Durchlaßkurve bei einem Wobbeivorgang benutzt werden soll.
Der Vertikalverstärker benötigt hierfür lediglich eine Bandbreite von ca. 20kHz für
das demodulierte Signal. Damit haben wir es mit dem Gebiet der Nf- Messung zu
tun. Da meistens dem Oszilloskop das demodulierte Signal auch noch hochohmig
zugeführt wird, ist dafür zu sorgen, daß die Meßzuleitung entsprechend
abgeschirmt ausgeführt wird.
Wird jedoch die Hf- Durchlaßkurve aus bestimmten Gründen das ist selten genug
der Fall - undemoduliert aufgezeichnet, so muß das Oszilloskop mindestens die
höchste Übertragungsfrequenz des Meßsignales als Bandbreite auf weisen. Also
z.B. bei der FS- Zf- Durchlaßkurve ist ein 40MHz - Oszilloskop erforderlich. Für
die Zeitbasis gilt die einfache Regel, daß der Strahl in X- Richtung die gleiche
Ablauffunktion wie der zeitlich gesteuerte Wobbelvorgang aufweisen muß. Das
bedeutet, daß das Wobbelsteuersignal - also die NF der FM - gleichzeitig zur
Ablenkung des Oszilloskopes herangezogen werden muß oder umgekehrt. Hier
wird in der Praxis von zwei Möglichkeiten Gebrauch gemacht.
● Wobbelsteuerung mit 50Hz Netz. Dann muß das Oszilloskop ebenfalls mit
50Hz extern oder intern in X- Richtung angesteuert werden, oder
● Die Wobbelsteuerfrequenz wird intern im Wobbler erzeugt. Dann muß dieses
Signal dem X- Eingang des Oszilloskopes extern zugeführt werden.
Zur Verdeutlichung dessen, was wir eben gehört haben, dienen die folgenden
Bilder. In der Abb. 1 ist der Anschluß des Oszilloskopes bei der Darstellung einer
demodulierten Kurve gezeigt. Abb. 2 zeigt den Anschluß einer Hf- Durchlaßkurve
Abb. 3 zeigt den Wobbelvorgang bei 50Hz Netzsteuerfrequenz Abb. 4 zeigt den
Wobbelvorgang bei interner Wobbelsteuerung; hier erzeugt der Wobbler die
Ablauf Spannung mit einer Frequenz von ca. 10Hz bis 50Hz.
X- Y- Betrieb

Für die Darstellung von Kennlinien, Frequenzmessungen und Phasenmessungen
werden gleiche X- und Y- Verstärker bei einem Oszilloskop vorausgesetzt. Das
bedeutet, daß sowohl die Bandbreite als zweifellos wichtigstes Argument als auch
die Empfindlichkeit beider Verstärker übereinstimmen müssen. In den meisten
Fällen ist das nicht gegeben. Gerade die Bandbreite weist Unterschiede von 1:10
oder noch mehr auf, so daß bei Phasenmessungen in den Gebieten der
Grenzfrequenz erhebliche Fehler auftreten können. Hier müssen wir uns auf die
Bandbreite des Verstärkers beschränken, der den kleinsten Wert auf weist.
Normalerweise ist das der X- Verstärker. Wir müssen jedoch auch hier daran
denken, daß bei einer angegebenen Bandbreite von z.B. 1MHz (- 3dB) bereits eine
Phasenverschiebung von 45° vorhanden ist. Was tun? Wir müßten die Frequenz
des X- Verstärkers ausfindig machen, die noch innerhalb ca. -0,2dB liegt. Das ist
einmal durch eine Bandbreitenmessung möglich. Auf der anderen Seite können
wir als ungefähren Wert die halbe Bandbreite annehmen, also in unserem Falle ca.
500kHz. Da die Y- Bandbreite normalerweise beträchtlich oberhalb dieses Wertes
liegt, können wir bei einer Bandbreite von 500kHz für beide Verstärker mit den
geringsten Fehlern rechnen. Unterschiedliche Empfindlichkeiten sind nicht
wesentlich. Diese unterschiedlichen Eigenschaften werden ohnehin den jeweiligen
meßtechnischen Gegebenheiten angepaßt.
Wie lassen sich jetzt die so sehr wichtigen Phasenmessungen hinsichtlich kleinster
Fehler bei hohen Frequenzen festlegen? Anders ausgedrückt, bei welchen
Frequenzen sind die X- Y- Eigenschaften des Oszilloskopes noch gleich? Dazu
wird Abb. 5 benutzt. Zuerst wird der X- Verstärker an den Hf- Generator
angeschlossen und z.B. bei einer eingestellten Frequenz von 20kHz auf eine
Ablenkung von ca. 60% in horizontaler Richtung gestellt. Danach wird der Y-
Verstärker ebenfalls auf die gleiche Größe der Auslenkung, nämlich 60%, in
vertikaler Richtung gebracht. Jetzt werden beide Verstärkereingänge parallel an
den Meßgenerator angeschlossen. Der Amplitudengang kann dadurch beurteilt
werden, daß die Linie jetzt unter 45° auf dem Schirm erscheint. Eine andere
Neigung setzt dann unterschiedliche Verstärkungseigenschaften beider Verstärker
voraus. Wird der Hf- Generator jetzt zu höheren Frequenzen durchgedreht, so
macht sich eine Phasenabweichung beider Verstärker durch eine leichte
Verformung der 45° Linie Schleifenbildung bemerkbar. Bis Abb. 6 zu der
merkbaren Verformung arbeiten beide Verstärker mit gleichen Meßdaten.

Abb.: 1
Abb.: 2

Abb.: 3
Abb.: 4

Abb.: 5
Abb.: 6
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Schaltungsbeschreibung eines Oszilloskopes
Die Abb. 2 zeigt das Gesamtschaltbild des Nordmende electronics-
Serviceoszilloskopes - Typ SO3310, Abb 1. Wir wollen dieses Schaltbild
betrachten und die wesentlichsten Merkmale einmal besprechen. Dieses soll
unserem Verständnis dienen, wenn wir ein Oszilloskop benutzen. Besonders sollen
die Baugruppen besprochen werden, die hinsichtlich des Anschlusses des
Meßsignales wesentlichen Einfluß ausüben.
Beginnen wir mit dem Y- Verstärker links oben in Abb. 2. Die Y- Eingangsbuchse
gibt das Meßsignal auf den Eingang des AC - DC - Masse -Schalters. Es ist zu
erkennen, daß bei AC- (Wechselspannungen) der 0,22µF Kondensator eine
galvanische Trennung vom Meßeingang vornimmt. Es ist bekannt, daß dieser
0,22µF Kondensator mit dem Eingangs widerstand, des Teilers von 1MΩ einmal

die untere Grenzfrequenz - Achtung!
Phasenverschiebung bei fu -3dB bereits 45°! bestimmt und festlegt. Zum anderen
bestimmt seine Prüfspannung die höchstzulässige Spannungsspitze der
Meßspannung.
Aus der Formel
gibt sich der Wert von
In Stellung DC- (Gleichspannungen) wird der Eingang direkt mit dem
Meßverstärker gekoppelt. Die Massestellung dient dazu, die Nullinie zu fixieren,
um bei Gleichspannungsmessungen ein Bezugspotential zu erhalten. Das
Meßsignal wird anschließend einem kompensierten Abschwächer zugeführt.
Davon sind 3 Stufen in hochohmiger Ausführung vorhanden, welche die
dekadische Teilung vornehmen.
In unserem Beispiel die Stellungen 100mV; 1V; 10V. Rechts daneben ist eine
weitere Schaltung gezeichnet. Die Widerstände R604 und R605 bestimmen die
folgende Abschwächung mit den Faktoren 2 und 5. Gleichzeitig kann über R606;
R607; R608 die Verstärkung des Y- Abschwächers kalibriert werden. Diese eben
besprochene Verstärkungsregelung entsteht durch die definierte Einstellbarkeit der
Gegenkopplung im Y- Verstärker. Die Trimmer C601; C603; C605 werden so
abgeglichen, daß sich in allen Stellungen eine gleiche Eingangskapazität ergibt.
Das ist erforderlich, um den 10: 1 Teiler für alle Stellungen kompensiert benutzen
zu können. Diese Maßnahme läßt sich leicht so realisieren, daß unter Benutzung
eines 10: 1 Tastteilers bei richtigem Abgleich diese Trimmerkondensatoren auf ein
optimales Rechteckverhalten eingestellt werden. Wie nun bekannt ist, wird dazu
ein Rechtecksignal mit einer Frequenz von ca. 1kHz benutzt.
Die Trimmer C600; C602; C604 dienen der Kompensation des Teilers und werden
ebenfalls mit einem ca. 1kHz Rechtecksignal abgeglichen; dazu erinnern wir uns
noch einmal an den Abgleich eines Tastteilers. Das Eingangssignal gelangt nun

über den Widerstand R654 (220kΩ) auf das Gate des Feldeffekttransistors. Dieser
Widerstand begrenzt mit den Dioden D300; D301 eine zu hohe Eingangsspannung
auf den Wert der Diodenflußspannung und schützt den Feldeffekttransistor vor
Überlastungen. Der Kondensator C655 überbrückt den Schutzwiderstand und sorgt
dafür, daß der Frequenzbereich obere Grenzfrequenz durch diese
Schutzmaßnahme nicht eingeengt wird.
Das gesamte Eingangsteil eines Oszilloskopes ist empfindlich gegen
Überspannungen. Die vom Hersteller angegebenen Höchstwerte dürfen nicht
überschritten werden. Aus dem vorliegenden Schaltbild ist zu ersehen, daß die
Spannungsfestigkeit der Trimmer und des Eingangsverstärkers dem Grenzen setzt.
Weiterhin haben wir gehört, welche Funktionen die einzelnen Abgleichelemente
haben, damit können wir also die wesentlichsten Einstellarbeiten sinngemäß auch
selbst vornehmen.
Das Eingangssignal kommt jetzt von dem als Sourcefolger geschalteten
Feldeffekttransistor auf einen zweiten Emitterfolger und von dort auf die Basis der
ersten eigentlichen Verstärkerstufe. Die wiederum gibt das Signal auf den nächsten
Emitterfolger, der das Signal auf den Vertikalendverstärker koppelt. Von dem
Kollektor dieses Transistors wird das verstärkte Signal den Platten der Röhre
zugeführt.
Wir erkennen weiter, daß der gesamte Verstärker symmetrisch aufgebaut ist. Dabei
dienen die Transistoren T301 und T303 lediglich der Nachbildung der
Gleichstromverhältnisse im oberen Verstärkerteil, um Driftprobleme ausschließen.
Die Transistoren T310 und T311 ändern über den Regler R405 die Basisspannung
und damit die Kollektorspannung des Endverstärkers. Dadurch ist die Y-
Verschiebung gewährleistet. Der Emitter des Transistors T304 koppelt über die
jeweilig eingeschaltete Widerstandskombination R603; R604; R605 das Signal auf
den in Basisschaltung betriebenen Transistor T305. Dadurch wird das Signal am
Kollektor T305 gegenüber dem gleich großen Signal am Kollektor T304 um 180°
gedreht.
Der Trimmer C304 dient der Frequenzgangkorrektur. Die Einstellung erfordert
Erfahrung und entsprechende Meßmittel. Am einfachsten ist der Hf-
Wobbelvorgang, wonach die Durchlaßkurve direkt auf dem Bildschirm erscheint
und mit eingeblendeten Frequenzmarken entsprechend abgeglichen werden kann.
Die ungefähre gesamte Spannungsverstärkung ist zu ermitteln aus der größten

Empfindlichkeit von 10mV und der Plattenempfindlichkeit von ca. 15V/ cm . Wird
eine Auslenkung von 10cm gefordert (30% Überschreibung), so ist die
Verstärkung
Der Y- Endverstärker steuert die Vertikalplatten der Bildröhre an. Beide Platten
benötigen gleiches Potential, wenn die Strahllage der Bildröhre in der Mitte sein
soll Mit dem Regler R405 (Y-Pos.) wird das Gleichspannungspotential des
Endverstärkers verstellt und durch diese Potentialänderung die Bildlage in
vertikaler Richtung geändert. Die Katode der Bildröhre liegt auf ca. -1,1kV. Damit
beträgt die Anodenspannung ca. +1,2kV. Über die weitere gleichspannungsmäßige
Versorgung der Bildröhre wollen wir uns hier wenig Gedanken machen. Es
interessiert jetzt vielmehr der weitere Signalverlauf im Triggerteil des Gerätes.
Vom Emitter T307 wird das Meßsignal niederohmig mit (100Ω) entkoppelt dem
Triggerwahlschalter V402 zugeführt. Mit diesem Schalter kann demnach einmal
das eigene Meßsignal und zum anderen ein externes Triggersignal dem
Triggerverstärker angeboten werden. Dieses Signal wird dem Differenzverstärker
T700; T701 zugeführt. Die Basis von T701 liegt an Masse, das Signal wird dort
über die Emitterkopplung eingespeist. Deshalb stehen an Punkt 25 und 23 zwei
gleich große, jedoch um 180° in der Phase gedrehte, Signale zur Verfügung. Diese
Signale werden über den Schalter V401 dem Eingang des Schmitt - Triggers
wahlweise zugeführt, so daß dadurch die Möglichkeit besteht, sowohl auf der
negativen als auch auf der positiven Flanke zu triggern, um damit den sichtbaren
Anfang des Meßsignales entsprechend zu wählen. Die prinzipiellen Eingangs- und
Ausgangssignale des Schmitt - Triggers.
Der Regler R403 verschiebt an der Basis des Differenzverstärkers das
Gleichspannungspotential. Dadurch wird über die galvanische Kopplung des
Kollektors ebenfalls eine Potentialverschiebung am Eingang des Schmitt -
Triggers erfolgen. Durch diese Potentialverschiebung ist es nun möglich, den
Triggerpegel oder, besser, den Triggereinsatzpunkt auf einer ansteigenden
Signalflanke zu verschieben. Diese Pegeleinstellung betrifft je nach Schaltstellung
des Reglers V401 sowohl das wahlweise in positiver oder auch negativer Richtung
anliegende Signal.

Das am Ausgang des Schmitt - Triggers stehende Rechtecksignal wird
differenziert und steuert den Sägezahngenerator. Entsteht bei getriggertem Betrieb
nur dann eine Sägezahnerzeugung, wenn ein Signal zum Auslösen am Eingang des
Sägezahnteiles anliegt. Bei der vorliegenden Schaltung sorgt jedoch eine
Freilaufautomatik zusätzlich für eine Auslösung bei nicht vorhandenem
Triggersignal, so daß die Nullinie immer geschrieben wird. Das Sägezahnsignal
wird an T708 ausgekoppelt und dem X- Eingangsverstärker (T709) zugeführt.
Durch entsprechendes Umschalten mit der Schalterebene III-V kann ein externes
X -Signal dem Horizontal - Endverstärker zugeführt werden.
Wie aus dem Schaltbild zu erkennen ist, schützt die Diode D712 über die R- C-
Kombination R454; C455 den Feldeffekteingang T709 in negativer Richtung. In
positiver Richtung wird bei Überspannung die Diodenwirkung der Gate -
Drainstrecke als Schutzmaßnahme herangezogen.
Abb.: 2.1 & 2.2
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Stefen Müller
Chefredakteur
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Andre_xxl
Redakteur
Elektromechaniker
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110101@gmx.de
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Die Schaltungen auf der Elektro - Page sind von mir zusammengetragen und
nicht von mir entworfen! Sollte einer der Schaltungsentwickler ein Problem
damit haben, dann möge er es mir Bitte mitteilen, ich werde dann die Schaltung
entfernen
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