Bauelemente-Degradation durch radioaktive Strahlung ... - brumbi.de

Bauelemente-Degradation durch
radioaktive Strahlung und deren
Konsequenzen für den Entwurf strahlen-
resistenter elektronischer Schaltungen
DISSERTATION
zur
Erlangung des Grades eines
Doktor-Ingenieurs
der Fakultät für Elektrotechnik
an der Ruhr-Universität Bochum
von
Detlef Brumbi
aus Mülheim a.d. Ruhr
Bochum 1990
SCHRIFTENREIHE DES INSTITUTS FÜR ELEKTRONIK
RUHR-UNIVERSITÄT BOCHUM
HEFT NR. 901/5

Dissertation eingereicht am: 09.05.1990
Tag der mündlichen Prüfung: 27.06.1990
Referent: Prof. Dr.-Ing. J.W. Klein
Korreferent: Prof. Dr.-Ing. U. Langmann

Inhaltsverzeichnis
Häufig verwendete Formelzeichen und Abkürzungen
1. Einleitung 1
2. Theoretische Grundlagen der Schädigungsmechanismen 3
2.1. Wechselwirkung zwischen Strahlung und Materie,
radiologische Größen 3
2.2. Versetzungsschädigung 4
2.3. Ionisation im Halbleiter-Material, Photoströme, Single Event Upset 6
2.4. Oxidladungen 6
2.5. Phasengrenzzustände 7
2.6. Ausheilung von Schädigungen 8
2.7. Bestrahlungsversuche unter Laborbedingungen 9
3. Wirkung integraler Schädigungen auf das Verhalten
von Halbleiter-Bauelementen 11
3.1. Qualitative Parameterdegradationen 11
3.1.1. Halbleiterwiderstände 11
3.1.2. Sperrströme 11
3.1.3. Durchbruchspannungen 11
3.1.4. Stromverstärkungsfaktor von Bipolartransistoren 12
3.1.5. Schwellspannung von MOS-Feldeffekttransistoren 13
3.1.6. Steilheit von Feldeffekttransistoren 14
3.1.7. Sperrschichtkapazitäten, Transitfrequenz 15
3.1.8. Rauschen 15
3.1.9. Integrierte Schaltungen 15
3.1.10. Spezielle strahlenresistente Bauelemente 16
3.2. Einflussfaktoren 17
3.2.1. Arbeitspunkt während der Bestrahlung und des Ausheilens 17
3.2.2. Weitere Einflussfaktoren 19
3.3. Quantitative Bestrahlungsdaten 20
3.3.1. Relevanz der Parameterdegradation 20
3.3.2. Degradationsverlauf über der Dosis 21
3.3.3. Modell zur Beschreibung der Degradation durch Oxidladungen 21
3.3.4. Allgemeine Gesetzmäßigkeiten bei Neutronenbestrahlung 24
3.3.5. Datensammlungen von Bauelementen 26

4. Experimentelle Bedingungen und Messaufbau 27
4.1. Strahlungsumgebung 27
4.2. Technische Versuchsbedingungen 28
4.3. Verwendetes Messsystem 29
4.4. Aufbau der Messschaltungen 29
4.5. Programm zur Steuerung des Messablaufs 31
5. Experimentelle Untersuchungen an kommerziellen Bauelementen 33
5.1. Aufbaumaterialien 33
5.1.1. Kunststoffe 33
5.1.2. Keramik 35
5.1.3. Leiterplatten 36
5.1.4. Gasbildung 38
5.1.5. Metalle 38
5.2. Bipolartransistoren 39
5.2.1. Untersuchungsmethode 39
5.2.2. Ergebnisse der Bestrahlungsuntersuchungen 40
5.2.3. Simulationsmodell für die B-Degradation 46
5.2.4. Annealing 52
5.3. MOS-Feldeffekttransistoren 53
5.3.1. Untersuchungsmethode 53
5.3.2. Ergebnisse der Bestrahlungsuntersuchungen 54
5.3.3. Deutung der Arbeitspunktabhängigkeit 59
5.3.4. Annealing 60
5.4. Integrierte Operationsverstärker 61
5.4.1. Untersuchungsmethode 61
5.4.2. Ergebnisse der Bestrahlungsuntersuchungen 61
5.4.3. Annealing 65
5.5. Integrierte Transimpedanzverstärker 66
5.5.1. Untersuchungsmethode 66
5.5.2. Ergebnisse der Bestrahlungsuntersuchungen 67
5.5.3. Bestrahlungs- und Annealing-Zyklen 68
5.6. Z-Dioden 72
5.6.1. Untersuchungsmethode 72
5.6.2. Ergebnisse der Bestrahlungsuntersuchungen 72
5.7. Sperrschicht-Feldeffekttransistoren 72
5.7.1. Untersuchungsmethode 72
5.7.2. Ergebnisse der Bestrahlungs- und Annealinguntersuchungen 73

5.8. Photoströme 74
5.9. Statistik 74
6. Entwurf und Test strahlenresistenter Schaltungen 77
6.1. Allgemeine Entwurfsregeln 77
6.1.1. Auswahl des aktiven Bauelements 77
6.1.2. Arbeitspunkteinstellung der Bipolartransistoren 78
6.1.3. Gegengekoppelte Transistorschaltungen 79
6.1.4. Differenzverstärkerstruktur 81
6.1.5. Arbeitspunkteinstellung bei MOSFET 83
6.1.6. Strom-Spannungs-Konverter mit einem MOSFET 83
6.1.7. Schaltungen mit integrierten Verstärkern 85
6.1.8. Spannungsstabilisierung mit Z-Dioden 86
6.1.9. Auswirkungen auf das dynamische Verhalten 87
6.2. Beispiele strahlenharter Grundschaltungen 89
6.2.1. Stromspiegel mit Bipolartransistoren 89
6.2.2. Gegengekoppelte Bipolartransistor-Verstärkerschaltung 90
6.2.3. Gegengekoppelte MOSFET-Verstärkerschaltung 91
6.2.4. Verstärkerschaltung mit Sperrschicht-FET 94
6.2.5. Verstärkerschaltungen mit integrierten Operationsverstärkern 96
6.3. Realisierung eines diskreten Operationsverstärkers 99
6.3.1. Zielsetzung 99
6.3.2. Grundüberlegungen 99
6.3.3. Beschreibung der Schaltungsstrukturen 101
6.3.4. Degradation der einzelnen Transistoren 102
6.3.5. Degradation der Schaltungseigenschaften 104
6.3.6. Eigenschaften von Verstärkerschaltungen 106
6.3.7. Weitere Entwicklungsmöglichkeiten 107
6.4. Gesamtbewertung 107
7. Zusammenfassung 111
8. Literaturverzeichnis 113
8.1. Spezielle Literatur über Bestrahlungseffekte 113
8.2. Allgemeine Literatur 126
8.3. Benutzte Computer-Software 127

Häufig verwendete Formelzeichen und Abkürzungen
A Annealingfaktor; Trap-Einfangausbeute
B Stromverstärkungsfaktor
B F
B I
C Kapazität
Spice-Parameter für die Stromverstärkung
Invers-Stromverstärkung
D Energiedosis; Anteil der verbleibenden Schädigung
d ox
Oxiddicke
E Energie; elektrische Feldstärke
F Annealingfaktor; Fläche
FET Feldeffekttransistor
f g
f LS
f T
(Kleinsignal-)Grenzfrequenz
Großsignal-Bandbreite
Transitfrequenz
G Generationsdichte
g m
Steilheit
Gy Gray (Einheit der Energiedosis)
GBWP Verstärkungs-Bandbreite-Produkt
HMI Hahn-Meitner-Institut
I Strom
I B
I C
I CE0
I D
I E
I KF
I SE
Basisstrom (Transistor); Biasstrom (OP)
Kollektorstrom
Kollektor-Emitter-Reststrom
Drainstrom
Eingangsstrom
Spice-Parameter für den Hochstromeffekt
Spice-Parameter für zusätzlichen Basisstrom
JFET Sperrschicht-Feldeffekttransistor
K Steilheitsfaktor beim MOSFET; Konstante
k Gegenkopplungsfaktor; Boltzmannkonstante
m Masse
MOSFET Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor
N Majoritätsträger-Dichte
n Steigungsfaktor in Diodengleichung; Neutronenzahl
n E ,n F
Spice-Parameter der Steigungsfaktoren
OP Operationsverstärker
P Majoritätsträger-Dichte der Löcher
PTFE Polytetrafluorethylen

Q Flächenladungsdichte
q Elementarladung
R Widerstand
R a
R e
R L
S E
Ausgangswiderstand
Eingangswiderstand
Lastwiderstand
Massenbremsvermögen
SEU Single Event Upset
T Temperatur; Transistor
t Zeit
U A
U B
U BE
U CE
U E
U EA
U GS
U OX
U OS
U p
U T
U th
U Z
U 0
Ausgangsspannung
Betriebsspannung
Basis-Emitter-Spannung
Kollektor-Emitter-Spannung
Eingangsspannung
Early-Spannung
Gate-Source-Spannung
Spannung über dem Oxid
Offsetspannung
Pinchoff-Spannung
Temperaturspannung
Schwellspannung
Z-Spannung
V Volumen
V u
V 0
Bezugsspannung in MOSFET-Kennliniengleichung
Spannungsverstärkung
Leerlaufverstärkung
X Messgröße, allgemein
x Strecke
ρ Dichte
σ Leitfähigkeit
τ Minoritätsträger-Lebensdauer
μ Beweglichkeit
Φ Fluenz

1. Einleitung
Radioaktive Strahlung bewirkt Veränderungen in jeder Materie, speziell auch in elektronischen
Komponenten. Eine relevante Schädigung in elektronischen Schaltungen tritt zwar erst bei Strahlungs-
dosen auf, die weit über einer mehrjährigen natürlichen Belastung liegen (10 -3 Gy/Jahr) * , eine konkrete
Grenzdosis kann aber nicht angegeben werden. Teilweise können schon Belastungen von wenigen Gy,
bei einigen Bauelementen aber erst oberhalb von 10 4 Gy relevant sein. Auf jeden Fall zu berücksich-
tigende Anwendungen betreffen den Weltraum oder kerntechnische Anlagen, hier besonders in Störfall-
Situationen (Bild 1.1). Aber auch in der angewandten Halbleitertechnologie sind die Auswirkungen von
Bestrahlungen zu beachten, hervorgerufen durch Herstellungsverfahren (Bedampfen mittels
Elektronenstrahl, Ionenimplantation, Plasma-Ätzen, Elektronenstrahl- und Röntgen-Lithographie),
Testverfahren (Elektronenstrahl- oder Röntgen-Mikroskopie) oder auch Spuren von radioaktiven
- 1 -
Substanzen im Bauelement (z.B. Keramik-Gehäuse) [24].
Bild 1.1: Typische Strahlenbelastungswerte verschiedener Anwendungen
* Gy (Gray) ist die SI-Einheit der absorbierten Energiedosis (siehe Abschnitt 2.1)

Schon aus den Diskussionen über die Reaktorsicherheit leitet sich eine gesellschaftspolitische
Bedeutung ab zu erforschen, welche Auswirkungen ionisierende Strahlung z.B. auf elektronische
Komponenten der Kernkraftwerkstechnik hat, und wie man die Zuverlässigkeit elektronischer
Schaltungen beurteilen bzw. verbessern kann. Allgemein sind in allen genannten Bereichen vor allem
Zuverlässigkeits- und Sicherheitsaspekte von Bedeutung, wenn eine elektronische Schaltung unter den
extremen Umgebungsbedingungen eines radioaktiven Strahlungsfelds eingesetzt werden soll. Fehlende
allgemeingültige Aussagen über die Schädigungseinflüsse auf elektronische Bauelemente und
Schaltungen, sowie die Komplexität des gesamten Forschungsthemas haben zur Folge, dass auch auf
ingenieurwissenschaftlicher Seite größtenteils Unsicherheit über die zu stellenden Anforderungen an die
- 2 -
Strahlenresistenz und die Methodik zur Durchführung geeigneter Tests besteht.
Die Behandlung der Strahlenschäden in elektronischen Komponenten ist ein relativ junges Forschungs-
gebiet. Die ersten Kongresse über Strahlungseffekte an Halbleiter-Bauelementen fanden Ende der 50er
Jahre statt, bedeutende Abhandlungen mit detaillierten Bestrahlungsuntersuchungen an elektronischen
Bauelementen sind seit Anfang der 60er Jahre bekannt [17,122]. Wenn auch seit dieser Zeit sehr viele
Veröffentlichungen über Grundlagenuntersuchungen an Bauelementen erschienen sind (vor allem in den
Dezember-Ausgaben der "IEEE Transactions on Nuclear Science", siehe Literaturverzeichnis), sind
dennoch Aussagen über die Auswirkungen auf elektronische Schaltungen rar (z.B. [14]). Ältere Bücher
(z.B. [142]) geben sogar ein aus heutiger Sicht zu optimistisches Bild ab. Viele Untersuchungen
beziehen sich auf spezielle Teststrukturen von Halbleiterbauelementen, um die halbleiterphysikalischen
Effekte zu erklären.
Es existieren sehr viele Einflussfaktoren auf das Schädigungsverhalten, daher können sich die Unter-
suchungen in dieser Arbeit nur auf wenige der möglichen Parameter beschränken. Auf der Grundlage
einer Recherche über den aktuellen Erkenntnisstand zu diesem Thema wurden zu einigen Punkten, die
unzureichende Aussagen beinhalten, experimentelle Bestrahlungsuntersuchungen an Halbleiter-
bauelementen unter realitätsnahen Randbedingungen durchgeführt. Die untersuchten Bauelemente sind
ausschließlich Standardbauteile, die nicht strahlengehärtet sind. In der Literatur werden Bauelemente im
Allgemeinen isoliert betrachtet, nicht aber die Auswirkungen auf Schaltungseigenschaften oder die
Optimierung von Schaltungen. In der vorliegenden Arbeit werden auch diese Aspekte auf der Grundlage
vorhandener und gemessener Daten behandelt.
Ausgehend von den gewonnenen Erkenntnissen wurden geeignete Bauelemente ausgewählt und eine
komplexe Schaltung entworfen und getestet, die eine hohe Strahlenresistenz aufweist. Ein wichtiges
Hilfsmittel für die Untersuchungen ist die numerische Netzwerkanalyse, z.B. mit dem Programm Spice
[219,220], die jedoch geeignete Modelle zur Beschreibung der Bauelemente erfordert.
Einflüsse sehr kurzer Strahlungspulse mit hoher Leistung wurden nicht untersucht, da sie hauptsächlich
im militärischen Interessensbereich liegen.
Wichtig ist auch anzumerken, dass die allgemeinen Resultate zur optimierten Dimensionierung von
Schaltungen unter Strahlenbelastung in ähnlicher Form auch für andere Einflüsse durch Alterung,
Temperaturänderung oder Bauelementetoleranzen gültig sind.

- 3 -
2. Theoretische Grundlagen der Schädigungsmechanismen
Behandelt werden hier nur Halbleiter-Bauelemente, da fast alle anderen elektronischen Bauteile, wie z.B.
Widerstände und Kondensatoren (außer Al-Elektrolyte), bei den betrachteten Dosiswerten ihre
Eigenschaften nur unwesentlich verändern [10,26]. Alle Arten hochenergetischer Strahlung wie
Neutronen, Elektronen, Protonen, Ionen und Gammaquanten (einschließlich Röntgenstrahlung) treten in
Wechselwirkung mit einem Halbleiter-Kristall.
Bei der folgenden Beschreibung wird als Schwerpunkt lediglich die Strahlungswirkung behandelt, nicht
die Ursache des Auftretens von Strahlung.
2.1. Wechselwirkung zwischen Strahlung und Materie,
radiologische Größen
Die wichtigsten bekannten Wechselwirkungen einwirkender Strahlung mit Materie sind [23,67,107,201]:
- Herauslösen von Elektronen aus den Atomhüllen (Ionisation)
- Comptoneffekt (teilweise Energieübertragung von γ-Quant auf Elektron)
- Paarerzeugung von Elektron und Positron (γ -Mindestenergie: 1.02 MeV)
- Bremsstrahlung (durch Elektronen im elektrischen Feld des Kerns)
- Atomversetzungen (durch elastische Streuung am Kern)
- Inelastische Streuung am Kern mit Erzeugung eines Gamma-Quants (vor allem durch
Neutronen)
- Kernabsorption oder Kernspaltung (z.B. durch hochenergetische Neutronen)
Hierbei ist die Gesamtwirkung im Allgemeinen um so größer, je schwerer und energiereicher ein
Teilchen ist. Entstehende Gammaquanten, emittierte Teilchen oder radioaktive Nuklide können
entsprechende Sekundärprozesse auslösen.
Die radiometrische Größe Fluenz Φ ist definiert als durchtretende Teilchenzahl pro Flächeneinheit. Sie
wird meist für die Beschreibung der Intensität einer Neutronenstrahlung verwendet (z.B. n·cm -2 ).
Während die Fluenz die primär auftretende Anzahl der Teilchen oder Quanten charakterisiert, wird zur
quantitativen Erfassung der Wirkung auf Materie die erzeugte Ionenladung oder die resultierende
Energieabsorption längs des Weges im durchstrahlten Material verwendet.
Das Massenbremsvermögen S E ist die dichtebezogene Energieabsorption je Teilchen bzw. Quant:
1 dE
S E = ——— · ———— (2.1)
ρ dx
mit der Einheit J·m 2 /kg oder auch MeV·cm 2 /g. International sind dafür die Begriffe "Stopping Power"
oder "LET" (Linear Energy Transfer) gebräuchlich. Häufig werden jedoch dieselben Begriffe auch für die
nicht-dichtebezogene Größe Bremsvermögen (dE/dx) verwendet, in diesem Fall erkennbar an der
Einheit J/m oder MeV/cm.

Die Energiedosis D (im Folgenden kurz "Dosis" genannt) ist als absorbierte Energie je Masseneinheit
definiert:
- 4 -
1 dE dE
D = ——— · ———— = ———— (2.2)
ρ dV dm
und besitzt als Einheit: J/kg = Gy (Gray), benannt nach dem amerikanischen Physiker L. H. Gray (1905-
1965), der sich um die Dosimetrie verdient gemacht hat [202]. Die ältere, aber häufig noch gebrauchte
Einheit ist Rad (radiation absorbed dose, 1 Rad = 0.01 Gy). In der vorliegenden Arbeit wird konsequent
die SI-Einheit Gy verwendet.
Dank der Normierung auf die spezifische Masse ergeben sich bei den meisten Materialien ähnliche
Werte für die Energiedosis. Für genaue Angaben muss man das Absorbermaterial benennen, z.B.
Gy(Si) oder Gy(SiO 2 ). Bei den experimentellen Ergebnissen wird hier der Einfachheit halber bei
Dosisangaben nur "Gy" geschrieben, wobei damit die während der Bestrahlungsversuche durch Glas-
Dosimeter ermittelte Dosis gemeint ist. Sie wird mit der in Si bzw. SiO 2 absorbierten Dosis gleichgesetzt;
eventuelle geringe Abweichungen spielen in Anbetracht der relativen Messunsicherheit der Dosis von
etwa 10 % und bei Vergleichen innerhalb einer Messreihe keine Rolle.
Durch die absorbierte Dosis wird jedoch nicht berücksichtigt, welche Art der Wechselwirkung auftritt und
welche Veränderungen im Material bzw. Auswirkungen auf die Materialeigenschaften hierbei entstehen.
Die Dosis hängt mit dem Massenbremsvermögen und der Fluenz gemäß der Gleichung:
D = S E · Φ (2.3)
zusammen. Tabellen und Diagramme für S E von Protonen-, Neutronen-, Elektronen- und Gamma-
strahlung in Abhängigkeit von der Teilchenenergie sind in [67] angegeben ("Fluence to Dose
Conversion"). Für Energien zwischen etwa 1 MeV und 2 MeV beträgt das Massenbremsvermögen in
Silizium:
für Photonen: S Eγ = (4 ... 7) · 10 -12 Gy·cm 2
für Elektronen: S Ee = 2.5 · 10 -10 Gy·cm 2
für Neutronen: S En = (2 ... 3) · 10 -13 Gy·cm 2
für Protonen: S Ep = (3 ... 2) · 10 -8 Gy·cm 2
Die über 5 Dekaden verteilten Werte weisen auf die stark unterschiedlichen Energieabsorptionen der
einzelnen Teilchenarten hin.
Bezieht man den Dosiswert auf die Zeit, erhält man die Größe "Dosisrate" für die Strahlungsintensität.
2.2. Versetzungsschädigung
Ein wichtiger Einfluss einwirkender Strahlung, hauptsächlich von Neutronen, ist die Erzeugung von
Kristalldefekten, die zusätzliche Energiezustände innerhalb des verbotenen Bandes und damit
Rekombinationszentren generieren.

Durch die Wechselwirkung eines eingestrahlten Teilchens mit einem Gitteratom kann dieses aus dem
Gitterverband herausgelöst werden, und es entsteht eine Fehlstelle [122]. Das freie Atom kann, wenn es
genügend übertragene Stoßenergie besitzt, weitere Atome herausschlagen, oder in eine Zwischengitter-
position wandern; es bildet sich ein Leerstellen-Zwischengitteratom-Komplex (Vacancy-Interstitial-Pair)
[176]. In der Nähe eines Dotierstoffatoms bilden sich ebenfalls stabile Komplexe. Dadurch wird die
Dichte der wirksamen Rekombinationszentren vergrößert und aufgrund der Fehlordnung die
Beweglichkeit verkleinert. Die Majoritätsträgerkonzentration verringert sich, indem Haftstellen für
Donatoren oder Akzeptoren entstehen. Es kann sogar eine Inversion eintreten. Durch spezielle
Komplexarten mit Fremdatomen werden Störstellen mit Energiezuständen im verbotenen Band erzeugt,
die die Minoritätsträger-Lebensdauer deutlich verringern. Es sind sehr viele Defekt-Arten bekannt [23],
- 5 -
Sauerstoffatome und OH-Komplexe spielen häufig eine Rolle.
Für das Herausschlagen eines Si-Atoms aus dem Gitter wird z.B. bei Elektronenbeschuss eine Mindest-
energie von etwa 200 keV benötigt, bei Protonen nur etwa 100 eV. Neutronen können wegen der
fehlenden Ladung leichter mit den Gitteratome kollidieren und erzeugen daher eine intensivere
Versetzungsschädigung.
Bei der Versetzungsschädigung wird allgemein ein linearer Zusammenhang zwischen der Bestrahlungs-
dosis und der Änderung der Halbleitereigenschaft angenommen. Es besteht jedoch keine
allgemeingültige Beziehung zwischen der absorbierten Dosis und der Anzahl der versetzten Atome oder
den Auswirkungen der Schädigung. Sie hängt vom Absorbermaterial, von Teilchenart und -energie ab.
Die wichtigsten Auswirkungen auf die halbleiterelektronischen Eigenschaften sind im Folgenden
zusammengefasst:
- Die Rekombinationsrate wird durch zusätzliche Rekombinationszentren vergrößert. Die
Minoritätsträger-Lebensdauer τ, definiert als Kehrwert der Rekombinationsrate, wird
entsprechend kleiner.
- Die Konzentration der Majoritätsträger N nimmt durch das Entstehen von Kompensations-
zentren ab. Für diesen Vorgang findet man in der englischen Literatur den Begriff "carrier
removal". Je Neutron (bezogen auf die Energie 1 MeV) und 1 cm Weglänge werden z.B. in
Si durchschnittlich 1 bis 4 Dotieratome kompensiert: dN/dΦ = - (1...4) cm -1 [100]. Es ist
leicht einzusehen, dass die Auswirkung stark von der Dotierungsdichte abhängt, daher
werden Halbleiterbereiche mit hoher Dotierkonzentration (z.B. Z-Dioden kleiner Durchbruch-
spannung, Basis-Emitter-Sperrschicht eines Bipolartransistors, Kanal eines Sperrschicht-
Feldeffekttransistors) eine geringere Degradation erfahren als solche mit niedriger Konzen-
tration.
- Weiterhin werden die Beweglichkeiten μ n bzw. μ p der Elektronen bzw. Löcher durch die
Bildung von Streuzentren bei Bestrahlung verkleinert [65], allerdings in wesentlich
geringerem Maße als die beiden anderen besprochenen Effekte. Dadurch und durch die
Verkleinerung der Majoritätsträgerdichte N bzw. P wird die spezifische Leitfähigkeit σ =
q·(μ n ·N + μ p ·P) geringer.

Die Neutronenfluenz, bei der jeweils eine Halbierung eines Halbleiterparameters auftritt, beträgt für die
Minoritätsträger-Lebensdauer etwa 10 11 bis 10 16 n/cm 2 , abhängig von der ursprünglichen Lebensdauer
(kleiner Wert günstig) und vom Injektionsgrad (hohe Injektion günstig), für die Majoritätsträger-
- 6 -
konzentration etwa 3·10 14 n/cm 2 und für die Beweglichkeit etwa 2·10 15 n/cm 2 [65].
2.3. Ionisation im Halbleiter-Material, Photoströme, Single Event
Upset
Eine Wirkung der Bestrahlung ist die Generation von Ladungsträgerpaaren. Für die Ionisation wird in Si
eine Energie von 3.6 eV, in SiO 2 18 eV je Ladungsträgerpaar benötigt. Mit Hilfe dieser Ionisierungs-
energie ΔE und der Dichte ρ kann man die Generationsdichte G (Dichte der Ladungsträgerpaare / Dosis)
errechnen:
G = ρ / ΔE (2.4)
Daraus folgt, dass 1 Gy(Si) 4·10 15 Elektronen-Loch-Paare je cm 3 Halbleitervolumen erzeugt, in SiO 2
entsprechend 8·10 14 /cm 3 . Wegen der geringen Ionisierungsenergie zeigt auch UV-Strahlung schon eine
Wirkung dieser Art.
Innerhalb des Siliziums wird - wie beim Lichteinfall in eine Photodiode - in Raumladungsbereichen ein
strahlungsintensitätsabhängiger Strom generiert, der beim Betrieb in strahlungsbelasteter Umgebung zu
berücksichtigen ist. Es entsteht dadurch aber keine bleibende Schädigung nach Ausbleiben der
Bestrahlung, da die Ladungen schnell abgebaut werden. Auch in raumladungfreien Bereichen tritt eine
temporäre Änderung der Leitfähigkeit durch die Generation von Ladungsträgern auf.
Bei Speicherschaltungen (z.B. RAM oder EPROM) ist es möglich, dass ein durchdringendes, energie-
reiches geladenes Teilchen eine Signalladung so verändert, dass eine Fehlinformation entsteht. Für
diesen Effekt ist die Abkürzung SEU (single event upset) gebräuchlich. Bei analogen Ladungsspeichern
(z.B. CCD) kann durch einen solchen Vorgang ebenfalls eine Informationsänderung auftreten.
2.4. Oxidladungen
In SiO 2 werden durch Ionisation (hauptsächlich verursacht durch Photonen und geladene Teilchen)
ebenfalls Ladungsträger erzeugt. Diese werden unter dem Einfluss eines elektrischen Feldes getrennt
und wandern zu den Grenzflächen, wie das Bild 2.1 schematisch zeigt. Ein Stromfluss durch das Oxid
entsteht. Hierbei ist die Beweglichkeit von Elektronen (μ n = 20 cm 2 /Vs) und Löchern (μ p = 2·10 -5
cm 2 /Vs) sehr unterschiedlich [23], so dass die Elektronen in weniger als 1 ps, die Löcher aber in Zeiten
der Größenordnung 1 μs durch das Oxid zur Phasengrenze driften. Ein Teil der generierten
Ladungsträger rekombiniert im SiO 2 . Durch das Einfangen in sogenannten "Traps" nahe der
Grenzflächen (Schwerpunkt etwa 10 nm vor der Halbleiterschicht [93]) reichern sich die positiven
Ladungen an. Sie beeinflussen das elektrische Verhalten der Halbleiter-Isolator-Struktur.

Es ist einfach zu erkennen, dass hier die Schädigung stark vom elektrischen Feld, also von den
anliegenden Spannungen abhängt. Bei tiefen Temperaturen (z.B. 80K) ist die Beweglichkeit der Löcher
- 7 -
so gering, dass sie praktisch am Ort der Entstehung "einfrieren", die Wirkung wird verstärkt [23].
Qualitativ ergibt sich allgemein bei Isolierschichten eine Beeinflussung der Trägerkonzentration des
darunterliegenden Halbleitergebiets, z.B. bei MOS-Bauelementen eine Verschiebung der Schwell-
spannung. So entsteht durch die positive Grenzflächenladung im n-Halbleiter eine Anreicherung, im p-
Halbleiter eine Verarmung der Majoritäts-Ladungsträger. Im Extremfall kann dabei sogar eine Inversion
und Kanalbildung eintreten [154,67], wie Bild 2.2 für einen pn-Übergang zeigt, in welchem dadurch eine
leitende Verbindung zwischen den Anschlüssen entsteht.
Bild 2.1: Ladungstransport im Oxid Bild 2.2: pn-Übergang und Entstehen
eines Kanals (nach [67])
Allgemein zeigt sich bei zunehmender Dosis ein sättigendes Verhalten. Man kann meistens feststellen,
dass in Halbleiterelementen mit SiO 2 -Strukturen bei kleinen Dosiswerten zunächst die Ionisations-
schädigung dominiert und erst bei hoher Bestrahlung - wenn die Ionisation sättigt - die Versetzungs-
schädigung.
Neutronen haben keine ionisierende Wirkung und erzeugen daher keine direkte Schädigung durch die
Bildung von Oxidladungen. Sekundärprozesse der Neutronenbestrahlung können jedoch eine Ionisation
bewirken.
2.5. Phasengrenzzustände
In engem Zusammenhang mit der besprochenen Ionisation im SiO 2 und dem Ladungsaufbau im Oxid
steht die Vergrößerung der Dichte der Grenzflächenzustände an der Si-SiO 2 -Phasengrenze. Nach einer
Theorie von Lai [97,98] und Stanley et al. [158] werden die Grenzflächenzustände durch die Kompen-
sation der Löcher-Traps in neutrale Störstellen mit Hilfe von Elektronen erzeugt, die wiederum durch
Ionisation entstehen oder aus dem Siliziumsubstrat tunneln. Untersuchungen mit UV-Strahlung geringer
Eindringtiefe belegen [181], dass kein direkter Einfluss auf die Grenzschicht verantwortlich ist, sondern
die Grenzflächenzustände durch Transportvorgänge entstehen. Im Widerspruch zu der Theorie, dass

kompensierende Elektronen für deren Entstehen verantwortlich sind, zeigen Knoll et al. [93] durch
Experimente mittels Tunnel-Injektion, dass die generierten Löcher selbst die Phasengrenzzustände
- 8 -
erzeugen. Es existiert noch keine allgemein anerkannte Theorie über deren Entstehen.
Die Oberflächen-Rekombinationsrate steigt durch Phasengrenzzustände an. Energieterme, die sich im
oberen Teil des verbotenen Bandes bilden, haben Akzeptorcharakter, im unteren Teil Donatorcharakter
[23,93]. Der räumliche Wirkungsbereich der Phasengrenzzustände beschränkt sich auf wenige nm
Abstand von der Grenzschicht [55].
Eine bedeutsame Eigenschaft ist die sehr langsame Bildung der Phasengrenzzustände mit Sättigungs-
zeiten im Minuten- bis Stundenbereich, so dass sich dieser Effekt durchaus auch noch längere Zeit nach
einer Bestrahlung auswirken kann [20,23,181]. SiN-Passivierungsschichten und Wasserstoffgas
beeinflussen die Geschwindigkeit [134], ebenso Temperatur und elektrisches Feld. Die Vorhersage der
Grenzflächeneffekte im SiO 2 ist daher äußerst schwierig.
Die Existenz mehrerer Phasengrenzzustände mit unterschiedlichen Energieniveaus im verbotenen Band
(z.B. Donatorcharakter unabhängig von der Kanaldotierung) erschwert die Betrachtungen noch weiter
[54].
2.6. Ausheilung von Schädigungen
Für die Degradationserscheinungen zeigt sich ein langsam ablaufendes selbständiges Ausheilen der
Schädigung nach einer Bestrahlung. Im Englischen wird dafür der Ausdruck "Annealing" verwendet;
obwohl dieses Wort ursprünglich "Ausglühen" bedeutet, wird es im Zusammenhang mit Bestrahlung
allgemein für "Ausheilen" verwendet, auch ohne eine Wärmebehandlung. Der Begriff "Annealing" ist in
der Literatur (auch im Deutschen) weit verbreitet, so dass er in der vorliegenden Arbeit ebenfalls
Verwendung findet.
Allgemein ist anzumerken, dass Annealing nicht erst nach der Bestrahlung in Aktion tritt, sondern schon
währenddessen, so dass hierdurch eine Abhängigkeit von der Dosisrate entsteht. Die Vorgänge für das
Ausheilen von Kristallschädigungen und Oxidladungen sind unterschiedlich.
Versetzte Atome und Störstellen bilden sich durch Diffusion zurück. Die Kristalltemperatur ist ein
wesentlicher Einflussfaktor, jedoch ist eine wesentliche Beschleunigung erst oberhalb 250 o C zu
beobachten [35]. Temperaturen von 700 o C, bei denen ein vollständiges Ausheilen stattfindet, sind für
gehäuste Bauelemente unzulässig hoch. Die Annealinggeschwindigkeit hängt aber auch vom Arbeits-
punkt des Bauelements, vornehmlich vom Injektionsstrom ab, d.h. von der Ladungsdichte und Ladungs-
trägergeschwindigkeit im geschädigten Gebiet [24,35,107].
Positive Oxidladungen werden durch Elektronen kompensiert, wobei sich Phasengrenzzustände
ausbilden. Hierfür kann der Annealing-Verlauf durch einen logarithmischen Zusammenhang mit der Zeit
beschrieben werden [112]. Durch hohe Temperaturen oder Beleuchtung mit UV-Licht kann das Ausheilen
wesentlich beschleunigt werden [155], ebenso üben äußere elektrische Felder einen Einfluss aus
[112,35].

Für die Grenzflächeneffekte im SiO 2 treten das Ausheilen der Oxidladungen und der Aufbau der
Phasengrenzzustände konkurrierend auf [158], wobei auch eine effektive Parameteränderung über den
Anfangszustand hinaus auftreten kann ("Rebound") [107]. Bei einer Behandlung mit höheren Tempera-
turen kann ein "Rebound"-Effekt auch durch das Ausheilen von Kristalldefekten entstehen, die schon vor
der Bestrahlung vorhanden waren [35].
Zur quantitativen Erfassung der Ausheilung in Relation zur Schädigung sind verschiedene Parameter
allgemein gebräuchlich. Mit folgenden Abkürzungen:
X(0) Messgröße vor der Bestrahlung,
X(t 0 ) Messgröße am Ende der Bestrahlung,
- 9 -
X(t) Messgröße zu einem beliebigen Zeitpunkt nach der Bestrahlung,
X(∞) Messgröße nach unendlich langer Ausheilzeit
definiert man:
a) Den Annealingfaktor:
b) Den Annealinggrad:
X(t)-X(0)
F(t) = ——————————— (2.5)
X(∞)-X(0)
X(t)-X(t 0 )
A(t) = ———————————— (2.6)
X(0)-X(t 0 )
c) Den Anteil der verbleibenden Schädigung:
X(0)-X(t)
D(t) = ——————————— = 1 - A(t) (2.7)
X(0)-X(t 0 )
Nachteilig ist bei der Berechnung des Annealingfaktors F(t), dass der Zustand nach einer sehr langen
Annealingzeit (theoretisch unendlich lange) bekannt sein muss, während die anderen Parameter zu
jedem Zeitpunkt sofort angegeben werden können. Außerdem ist die Definition des Annealingfaktors
nicht möglich, wenn ein vollständiges Ausheilen stattfindet.
Aus diesen Gründen wird in dieser Arbeit lediglich der Annealinggrad A(t) zur quantitativen Bewertung
des Ausheilens verwendet. A(t) < 1 besagt, dass die Schädigung nicht vollständig ausgeheilt ist, A(t) > 1
bedeutet ein Ausheilen über den Anfangszustand hinaus.
2.7. Bestrahlungsversuche unter Laborbedingungen
Eine Bestrahlungsuntersuchung im Labor kann niemals die reale technische Anwendung vollständig
wiederspiegeln, da hierzu eine exakte Nachbildung der Strahlungsarten und deren Spektren notwendig
wäre. Vergleichende Untersuchungen zeigen, dass unterschiedliche Strahlenquellen quantitativ sehr
unterschiedliche Ergebnisse liefern (s. Abschnitt 3.2.2), wobei nicht nur die Strahlenart, sondern auch
deren Energie eine Rolle spielt. Außerdem kann bei komplexen Strahlenarten nicht unbedingt eine

- 10 -
lineare Überlagerung der Wirkungen einzelner Strahlungstypen angesetzt werden. Daher sollte sich eine
Laboruntersuchung möglichst an der im realen Betrieb zu erwartenden Strahlung orientieren, um
quantitative Ergebnisse übertragen zu können. Ein Einfluss der Dosisrate erschwert zudem die
Übertragung der experimentellen Ergebnisse, wenn hier aus praktischen Gründen nur begrenzte
Versuchszeiten zur Verfügung stehen. Trotzdem sind durch grundlegende Untersuchungen mit einer
Strahlenart und auch höherer Dosisrate vergleichende Bewertungen der Strahlungsempfindlichkeit
möglich.
Die Möglichkeiten der Laboruntersuchungen sind durch die zur Verfügung stehenden Strahlenquellen
begrenzt. Gamma- und Neutronenstrahlung kann durch radioaktive Materie erzeugt werden. In einem
Reaktor lassen sich Neutronenuntersuchungen einfach durchführen, für Photonen-Untersuchungen im
Labor wird häufig das Präparat 60 Co verwendet, das Gammaquanten von 1.17 MeV und 1.33 MeV
abgibt. Zur Erzeugung niederenergetischer Photonenstrahlung sind Röntgenröhren geeignet (z.B. beim
HMI: 150 keV). Für Elektronen ist ein Van-de-Graaff-Generator verwendbar (z.B. beim HMI: bis 2.5
MeV), allgemein für geladene Elementarteilchen und Ionen Linearbeschleuniger ("LINAC") [10].
Die für die experimentellen Untersuchungen dieser Arbeit genutzte Gamma-Bestrahlungsmöglichkeit in
einem Brennelemente-Abklingbecken wird in Abschnitt 4.1 ausführlich beschrieben.

- 11 -
3. Wirkung integraler Schädigungen auf das Verhalten
von Halbleiter-Bauelementen
Unter "integrale Schädigungen" werden solche Veränderungen verstanden, die durch Akkumulation der
absorbierten Dosis entstehen, im Gegensatz zur "transienten Schädigung" aufgrund von Photoströmen.
Ausgehend von den Veränderungen im Halbleitermaterial und im Oxid werden zunächst mögliche
Auswirkungen der Bestrahlung auf die elektronischen Eigenschaften verschiedener Bauelementeklassen
beschrieben. Es folgt eine Übersicht über die Faktoren, die das Ausmaß der Veränderungen
beeinflussen, sowie eine Bewertung der verfügbaren quantitativen Bestrahlungsdaten.
Es werden die verfügbaren Aussagen aus der Literatur zusammengefasst wiedergegeben. Einige
beziehen sich zwar auf spezielle Teststrukturen von Halbleiterbauelementen (z.B.
[39,59,66,86,117,127,154]), sie sind jedoch auch für Standard-Bauelemente relevant.
3.1. Qualitative Parameterdegradationen
3.1.1. Halbleiterwiderstände
Die Widerstandswerte epitaktischer oder diffundierter Halbleiterwiderstände in integrierten Schaltungen
und auch die Bahnwiderstände von Halbleiter-Bauelementen verändern sich bei Bestrahlung. Vor allem
durch die Verringerung der Majoritätsträgerdichte bei Versetzungsschädigungen werden sie vergrößert
[39,125]. Auswirkungen sind z.B. Arbeitspunktveränderungen oder eine Erhöhung der Sättigungs-
spannung von Transistoren.
3.1.2. Sperrströme
Durch die Vergrößerung der Grenzflächenzustandsdichte nehmen Sperrschichtströme in oberflächen-
nahen Zonen zu. Ein weiterer Effekt tritt durch die effektive Vergrößerung der Grenzfläche aufgrund
einer Kanalbildung (siehe Abschnitt 2.4) ein.
Die Aussagen gelten für alle Typen von Halbleiterbauelementen, jedoch sind die quantitativen
Auswirkungen sehr verschieden. Während Sperrschichtströme bei Si-Bipolartransistoren nur bei sehr
kleinen Kollektorströmen oder höheren Temperaturen eine Bedeutung haben, kann sich z.B. der
zunehmende Gatestrom oder Kanal-Reststrom eines Sperrschicht-Feldeffekttransistors [2] in hochohmi-
gen Schaltungsstrukturen kritisch auswirken.
Dagegen wird bei MOS-Feldeffekttransistoren keine Zunahme des statischen Gatestroms beobachtet,
weil er hier nur von den Isolationseigenschaften des Oxids abhängt.

- 12 -
Ein starker Anstieg des Stroms durch einen gesperrten MOSFET-Schalter kann auch die Ursache in
einer unzureichenden Steuerspannung haben, da sich Abschnürspannung und Steilheit der Kennlinie
R DS (U GS ) ausgeprägt verändern (siehe 3.1.5. und 3.1.6.).
3.1.3. Durchbruchspannungen
Die Durchbruchspannung eines pn-Übergangs hängt einerseits von den Dotierungsdichten, andererseits
von der Grenzflächenstruktur ab [100]. Wird der Durchbruch durch Stoßionisation verursacht (Durch-
bruchspannung > 5 V), ist eine Zunahme der Spannung durch Abnahme der Majoritätsträgerdichte zu
erwarten. Bei Bauelementen mit komplexen Oberflächenstrukturen (z.B. monolithisch integrierte
Schaltungen) oder bei solchen hoher Spannungsfestigkeit wird jedoch das Durchbruchverhalten mit
größerer Wahrscheinlichkeit schlechter, weil eine Kanalbildung durch Oberflächeninversion auftreten
kann. Bei hochdotierten pn-Übergängen, wie z.B. Z-Dioden mit kleiner Nennspannung oder der Basis-
Emitter-Übergang von Transistoren, dominiert der Zener-Effekt und die Durchbruchspannung wird
aufgrund der Abnahme der Minoritätsträgerlebensdauer geringfügig sinken.
Das Verhalten ist grundsätzlich nicht einheitlich, z.B. ergibt sich ein deutlicher Unterschied im Verhalten
von p + n-Strukturen bzw. von n + p-Strukturen [155].
Temperaturkompensierte Referenzdioden, die gewöhnlich aus einer Reihenschaltung einer Z-Diode und
mehrerer Dioden in Flussrichtung aufgebaut sind, weisen bei Neutronenbestrahlung eine hohe
Degradation auf [108].
Auch bei MOSFET wird eine Abnahme der Durchbruchspannung aufgrund von Randfeldveränderungen
durch Oxidladungen beobachtet, vor allem bei "Hochspannungs"-Ausführungen [15,127].
3.1.4. Stromverstärkungsfaktor von Bipolartransistoren
Die Verringerung der Minoritätsträgerlebensdauer führt bei Bipolartransistoren zu einer höheren
Rekombination in der Basiszone und damit zu einer Zunahme des Basisstroms und einer Abnahme des
Stromverstärkungsfaktors B = I C /I B . Weitere kollektorstromunabhängige Basis-Stromanteile verringern
zusätzlich die Stromverstärkung.
Der statische Stromverstärkungsfaktor B = I C /I B eines Bipolartransistors ist abhängig vom
Kollektorstrom I C im Arbeitspunkt. Im Folgenden werden die halbleiterphysikalischen Effekte für npn-
Transistoren beschrieben, sie sind durch Umkehr der Vorzeichen von Strömen und Spannungen auch
auf pnp-Transistoren übertragbar.
Der Basisstrom I B setzt sich aus mehreren Anteilen zusammen [100], die eine unterschiedliche
Abhängigkeit von der Basis-Emitter-Spannung U BE aufweisen, die durch den Faktor n i in der
allgemeinen Gleichung:
I Bi = I Si · exp(U BE /n i U T ) (3.1)

- 13 -
beschrieben werden kann (U T =k·T/q: Temperaturspannung).
a) Der Rekombinationsanteil des Emitterstroms (vom Emitter in die Basis injizierte
Elektronen) innerhalb der neutralen Basiszone:
I RB = I C · t b /τ n = I S1 · exp(U BE /U T ) (3.2)
lässt sich durch das Verhältnis von Basislaufzeit t b und Minoritätsträger-Lebensdauer τ n
in der Basis berechnen.
b) Den Diffusionsstrom durch Löcherinjektion von der Basis in den Emitter erhält man zu:
I D' = K·I C = I S2 · exp(U BE /U T ) (3.3)
c) Der Generations-Rekombinationsstrom innerhalb der Basis-Emitter-Sperrschicht:
I RG = I S3 · exp(U BE /1.5U T ) (3.4)
d) Der Oberflächen-Rekombinationsstrom an der Basis-Emitter-Grenzschicht I S besitzt eine
exp(U BE /2·U T )-Abhängigkeit von der Basis-Emitter-Spannung.
e) Weitere Dioden-Stromanteile I CH , die durch Kanalbildung an der Halbleiter-Oberfläche
entstehen, können sehr große Faktoren n i > 2 bewirken (z.B. nach Bestrahlung: n i = 7.4
[61]).
f) Hinzu kommt noch der Sperrstrom der Kollektor-Basis-Diode, der den äußeren Basisstrom
verringert und von U CB , nicht von U BE abhängt. Bei Si-Transistoren ist dieser Strom i.a.
zu vernachlässigen (Größenordnung: pA bis nA), wenn der Kollektorstrom nicht im Sub-
μA-Bereich liegt. Nach Bestrahlung kann jedoch der Einfluss wesentlich größer werden.
I RB ergibt bei mittleren Kollektor-Strömen den größten Anteil am Gesamt-Basisstrom. Der Abfall der
Stromverstärkung bei kleinen Kollektorströmen ist durch die zusätzlichen Basisstromanteile, die eine
unterschiedliche U BE -Abhängigkeit aufweisen, verursacht.
Ein durch Strahlung geschädigter Transistor erhöht die einzelnen Anteile des Basisstroms: I RB wird
durch die Abnahme der Minoritätsträger-Lebensdauer, I RG durch die Abnahme der
Majoritätsträgerdichte verändert, I S steigt durch die Oberflächenzustandsdichte im Deckoxid, und I CH
kann durch Oxidladungen und die damit verursachte Anreicherung im Halbleiter entstehen. Allgemein
sind beim Bipolartransistor zunächst die Oberflächenzustände dominierend, erst bei höheren Dosen die
Oxidladungen [154].
Da der Anteil I RB nach Gl. 3.2 von der Basislaufzeit abhängt, werden Transistoren mit hoher Transit-
frequenz f T weniger geschädigt als solche mit niedriger Frequenz f T (siehe auch Abschnitt 3.3.4).
Ein Stromverstärkungs-Abfall bei hohen Kollektorströmen (hohe Ladungsträger-Injektion) ist durch die
Erhöhung der Basis-Leitfähigkeit und die Einschnürung des Stromflusskanals infolge eines Potential-
gradienten durch den Bahnwiderstand im Basisgebiet zu erklären. Dieser Hochstromeffekt ist durch
einen Korrekturfaktor beschreibbar (s. Abschnitt 5.2.3.).
Die inverse Stromverstärkung B I wird ebenfalls abnehmen und z.B. einen negativen Einfluss auf die
Sättigungsspannung U CE,sat ausüben.

- 14 -
3.1.5. Schwellspannung von MOS-Feldeffekttransistoren
Durch positive Oxidladungen entsteht im n-Kanal-MOSFET eine Anreicherung, im p-Kanal-MOSFET
eine Verarmung von Ladungsträgern, so dass die Steuerkennlinien I D = f(U GS ) und damit die Schwell-
spannungen in beiden Fällen zu negativeren Spannungen verschoben werden. Phasengrenzzustände
verändern ebenfalls die Schwellspannung: bei n-Kanal-Transistoren in positive Richtung, bei p-Kanal-
Transistoren in negative Richtung. Durch die gleichzeitige Wirkung beider Effekte ist die effektive
Verschiebung nur schwer zu beschreiben. Die absolute Degradation kann weit mehr als 10 V betragen.
Diese Degradation entsteht jedoch nur bei ionisierender Strahlung, in Bezug auf Neutronen sind MOS-
Strukturen sehr resistent [57,128].
Durch ein über dem Oxid anliegendes elektrisches Feld wird die Ladungsbildung beeinflusst. Eine
positive Gatespannung (wie beim n-Kanal-Anreicherungs-FET im "On"-Zustand) verschiebt die positiven
Ladungen zur Halbleitergrenzfläche und verstärkt die Degradation. Sogar die Frequenz einer sich
ändernden Gatespannung beeinflusst die Degradation [158].
Grenzflächenzustände mit Akzeptorcharakter (gewöhnlich bei einem n-Kanal) bilden negative Raum-
ladungen und verschieben die Schwellspannung ins Positive, solche mit Donatorcharakter (gewöhnlich
bei einem p-Kanal) bilden positive Raumladungen und ergeben für die Schwellspannung eine negative
Änderung. Bei n-Kanal-Transistoren sind daher der Oxidladungsaufbau und die Erhöhung der Grenz-
flächenzustandsdichte zwei konkurrierende Effekte. Bei hohen Dosen wird die Degradation dann
nichtmonoton. Durch Annealing kann sogar eine positivere Schwellspannung als vor der Bestrahlung
auftreten ("Rebound"), da die Annealinggeschwindigkeit der beiden Effekte unterschiedlich ist [23,158].
Hierdurch besteht auch eine Abhängigkeit von der Dosisrate.
3.1.6. Steilheit von Feldeffekttransistoren
Die Steilheit g m = dI D /dU GS bei konstantem Drainstrom I D reagiert bei Feldeffekttransistoren zwar
relativ wenig auf Bestrahlung, da ihre Funktion im wesentlichen auf dem Transport von Majoritätsträgern
basiert, dennoch können eine Leitfähigkeitsabnahme durch "carrier removal" bei Neutroneneinfluss [152]
und hauptsächlich Phasengrenzzustände auch zu einer Abnahme der Steilheit von Feldeffekttransistoren
führen. Da sich die Phasengrenzzustände aus Oxidladungen bilden, sind bei MOSFET die Steilheitsän-
derung und die Schwellspannungsänderung miteinander korreliert.
Bei Sperrschicht-Feldeffekttransistoren wird zudem vereinzelt eine deutliche Frequenzabhängigkeit der
Steilheit nach Bestrahlung beobachtet [110].
3.1.7. Sperrschichtkapazitäten, Transitfrequenz
Durch Veränderung der Halbleiter-Eigenschaften oder Bildung eines Oberflächen-Inversionskanals
können sich Sperrschicht-Kapazitäten, z.B. die Kollektor-Basis-Kapazität eines Transistors, durch
Bestrahlung stark vergrößern [39,61,161].

- 15 -
Tiefliegende Traps führen zu einer starken Frequenzabhängigkeit der Sperrschichtkapazität eines pn-
Übergangs (Anstieg bei Frequenzen unter 10 kHz) nach einer Bestrahlung, besonders bei geringen
Sperrspannungen [2,53,181]. Ein Verlauf in mehreren Stufen zeigt, dass Zustände mit verschiedenen
Zeitkonstanten existieren [65]. Höherdotierte Gebiete (z.B. Basis-Emitter-Sperrschicht) sind weniger
empfindlich [161]. Bei höheren Frequenzen (>10 kHz) kann die Sperrschichtkapazität auch kleiner
werden [53].
Bei Dioden und Transistoren in Schalteranwendungen kann sich die Ausschaltzeit durch Bestrahlungs-
Degradation verkürzen, wenn die Minoritätsträgerlebensdauer deutlich reduziert wurde.
Aussagen über die Degradation der Transitfrequenz von Bipolartransistoren widersprechen sich: teils
wird eine starke Abnahme genannt [63,107], teils im wesentlichen Konstanz [14,53]. Erklärbar wäre eine
Abnahme durch Erhöhung des Kollektor-Bahnwiderstands.
3.1.8. Rauschen
Eine Erhöhung des Eigenrauschens der Halbleiterbauteile wird verursacht durch:
- Vergrößerung der Bahnwiderstände und eventueller integrierter Halbleiterwiderstände
- Zunahme der Oberflächenströme und damit verbundener Rauschströme, vor allem bei
niedrigen Frequenzen (1/f-Rauschen)
- Erhöhung des Basisstroms der Bipolartransistoren und allgemeiner Sperrströme, verbunden
mit "Shot Noise"
- Zuwachs an Inhomogenitäten durch Versetzungsschädigung
Experimentelle Ergebnisse bestätigen die Verschlechterung der Rauscheigenschaften, insbesondere im
niedrigen Frequenzbereich [67,89,126].
3.1.9. Integrierte Schaltungen
Obwohl die Ursachen für Degradationserscheinungen identisch sind, reagieren monolithisch integrierte
Schaltungen auf radioaktive Bestrahlung weitgehend intensiver als die diskreten Bauelemente an sich
[56,78,79,83,117]. Dafür gibt es mehrere Gründe:
- Häufig haben integrierte Transistoren eine niedrige Transitfrequenz (wenige MHz), so dass
deren Strahlenempfindlichkeit groß ist.
- Durch vernetzte Oxidstrukturen ergibt sich ein erheblich größerer Einfluss erzeugter Oxid-
ladungen.
- Die meisten Transistoren werden unter sehr kleinen Kollektorströmen betrieben, was sich
negativ in Bezug auf deren Degradation auswirkt.
- Die Sperrschichtisolation zur Trennung der verschiedenen Elemente auf einem Substrat,
verbunden mit der möglichen hohen Zunahme von Halbleiter-Sperrströmen, kann zu einer

- 16 -
nicht gewünschten Verkopplung führen. Bei einer Oxidwannen-Isolation tritt dieser Effekt
nicht auf.
- Integrierte Halbleiterwiderstände verändern sich stärker als diskrete Widerstände auf Kohle-
oder Metallschichtbasis.
- pnp-Lateral-Transistoren sind schlechter als vertikale Strukturen. Dieser Nachteil wird
jedoch durch neuere Technologien, mit denen auch substratisolierte vertikale pnp-
Transistoren integrierbar sind, aufgehoben.
- Durch mehrschichtige Halbleiterzonen sind Thyristorstrukturen vorhanden, die aufgrund von
Fotoströmen zünden können und zu einem Latchup oder zur Zerstörung führen.
Bei integrierten Schaltungen treten besonders große Unterschiede zwischen verschiedenen Typen,
Herstellern und Produktionschargen desselben Herstellers auf.
Durch lokale Behandlung der integrierten Schaltung mit einem Elektronenstrahl kann man die Empfind-
lichkeit einzelner Stufen bestimmen [117].
Aufgrund der Bauelemente-Degradationen werden sich z.B. in Operationsverstärkern die meisten
Parameter ändern:
- Die Eingangs-Offsetspannung und der Eingangs-Offsetstrom aufgrund unsymmetrischer
Degradation der Transistoren in der Eingangsstufe und Pegelverschiebungen in nachfolgen-
den Stufen (letzteres vor allem, wenn die Verstärkung der ersten Stufe relativ klein ist)
- Anstieg des Biasstroms aufgrund der Stromverstärkungsabnahme von Bipolartransistoren
bzw. aufgrund der Gate-Sperrströme der Feldeffekttransistoren
- Meist Abnahme der Stromaufnahme aufgrund der Degradation der internen Widerstände
und Stromspiegel (häufig aus pnp-Transistoren)
- Durch Abnahme der Arbeitspunktströme Auswirkungen auf die Leerlaufverstärkung und die
dynamischen Parameter
- Abnahme der Strom- und Spannungs-Aussteuerbarkeit des Ausgangs
- Für das Rauschen gelten auch hier die allgemeinen Aussagen aus 3.1.8.
Da die Arbeitspunktströme eine wichtige Rolle spielen, wird man aus der Veränderung der Gesamt-
Stromaufnahme Schlüsse auf die Degradation anderer Eigenschaften ziehen können.
3.1.10. Spezielle strahlenresistente Bauelemente
Einige Literaturstellen weisen darauf hin, dass spezielle Bauteilklassen eine wesentlich höhere Strahlen-
resistenz aufweisen als die in den vorhergehenden Abschnitten beschriebenen Silizium-Bauelemente.
Dies sind:
- Extrem hochdotierte Halbleiterelemente, wie z.B. Tunneldioden [25,67,157].
- GaAs-MESFET [3,4,5,6,9,21,43,73,75,119,198,199,200], die allerdings einige ungünstige
elektronische Eigenschaften im Niederfrequenzbereich aufweisen (Rauschen, frequenz-
abhängige Steilheit) [206,208] und bisher nicht als komplementäre Bauteile erhältlich waren

- 17 -
(nur n-Kanal-Transistoren). Seit kurzer Zeit sind jedoch auch komplementäre Sperrschicht-
FET aus GaAs bekannt.
- Thermionische integrierte Schaltungen (Mikro-Miniatur-Elektronenröhren auf einem
Keramiksubstrat) [103] und mikrostrukturierte Feldemissions-Bauelemente [64], die jedoch
zur Zeit nur als Labormuster existieren.
- Vermutlich allgemein Elektronenröhren mit den bekannten Nachteilen, wie der große Platz-
bedarf und die hohe Leistungsaufnahme.
3.2. Einflussfaktoren
Die quantitative Degradation durch Strahlenschäden hängt von mehreren Randbedingungen ab.
3.2.1. Arbeitspunkt während der Bestrahlung und des Ausheilens
Die Biasbedingungen, das heißt die während der Bestrahlung am Bauteil anliegenden Spannungen und
Ströme, modifizieren die Degradation [1,14,18,23,24,35,53,58,61,100, 122,124,154]. In den
umfangreicheren Datensammlungen (s. Abschnitt 3.3.5) wurden die Bauelemente gewöhnlich im
ungünstigsten Betriebszustand, z.B. stromlos mit relativ hohen Sperrspannungen bestrahlt
[19,190,191,192,193]. Hierdurch wird zwar ein qualitativer Vergleich zwischen verschiedenen
Bauelementen und eine pessimistische Beurteilung der Einsatzfähigkeit ermöglicht, durch optimierte
Auswahl des Arbeitspunkts können aber die Strahlenresistenz entscheidend erhöht und die
Zuverlässigkeit der Schaltung verbessert werden. Der Schaltungstechniker kann hierauf gezielt Einfluss
nehmen und die Strahlenbelastbarkeit positiv beeinflussen, indem die Bauteile in günstigen
Arbeitspunkten betrieben werden.
Da zum Beispiel die Schädigung des Stromverstärkungsfaktors B vom Arbeitspunkt sowohl während der
Bestrahlung, wie auch bei der Messung abhängt, existieren verschiedene Messmethoden und Darstel-
lungsformen, um diese Einflüsse zu berücksichtigen. Sie liefern jedoch unterschiedliche Ergebnisse:
a) Alle Probanden werden während der Bestrahlung in einem konstanten und gleichen
Arbeitspunkt betrieben, und die Messung der Stromverstärkung erfolgt über mehrere
Dekaden des Kollektorstroms. Hierbei lässt sich z.B. erkennen, dass gerade bei kleinen
Messströmen die Degradation besonders stark ist.
b) Die Probanden werden in verschiedenen Arbeitspunkten bestrahlt (Gruppen von Proban-
den mit gleichem Arbeitspunkt für statistische Aussagen), und die Messergebnisse der
Stromverstärkung bei identischem Kollektorstrom oder identischem Basisstrom werden
gegenübergestellt. Damit lässt sich die arbeitspunktabhängige Schädigung untersuchen.
c) Die Probanden werden in Gruppen unter dem gleichem Arbeitspunkt während der Bestrah-
lung und während der Messung behandelt. Dieses Verfahren ist am praxisnächsten, da die
Degradation der effektiv wirksamen Stromverstärkung in einer Schaltung bestimmt wird
(vorausgesetzt, der Arbeitspunkt ändert sich nicht sehr stark). Es lassen sich aber die

- 18 -
grundsätzlich vorhandene I C -Abhängigkeit der Stromverstärkung, die durch Bestrahlung
noch verstärkt wird, und die arbeitspunktabhängige Schädigung hierbei nicht voneinander
trennen.
In der Literatur wird meistens das Verfahren nach a) angewendet und seltener die größere Arbeitspunkt-
abhängigkeit nach b) berücksichtigt. Die eigenen Untersuchungen werden mit beiden Verfahren a) und b)
ausgewertet, die Ergebnisse nach c) lassen sich dann aus den beiden Einzelergebnissen herleiten.
Bei b) ist noch zu unterscheiden, ob der Kollektorstrom oder der Basisstrom konstant gehalten wird. Im
zweiten Fall ergeben sich im Bereich unterhalb des Stromverstärkungsmaximums etwas größere
Degradationsauswirkungen. Bei einer Kontrollrechnung ergab sich mit den gemessenen Degradations-
daten des BFY90 bei 30 kGy und dem relativ kleinen Basisstrom I B = 1 μA ein relativer Fehler der B-
Änderung von etwa 10%.
Bekannt ist die Ursache der Arbeitspunktabhängigkeit in Zusammenhang mit Oxidstrukturen: Die durch
Ionisation generierten Ladungen werden durch ein elektrisches Feld getrennt, sowohl durch die äußere
Spannung zwischen Substrat und Metallisierung über dem Oxid, wie auch durch ein inneres Feld
aufgrund der Differenz der Austrittsarbeiten von Halbleiter und Metall. Ist die Feldstärke gering, kann ein
höherer Anteil rekombinieren; werden die Löcher in Richtung der Halbleiter-Phasengrenze bewegt, ist die
Auswirkung größer als beim Transport in die entgegengesetzte Richtung. Experimentelle Ergebnisse
[67,123] zeigen, dass die Degradation der Schwellspannung von MOSFET in der Nähe von U GS = 0 am
geringsten und für positive Gate-Spannungen größer als bei negativen Spannungen ist (siehe auch
3.3.3). In [50] wurde dagegen festgestellt, dass die geringste Schwellspannungsänderung bei negativen
Gate-Source-Spannungen auftritt.
Während einige Literaturstellen keine wesentliche Abhängigkeit der Bipolartransistor-Degradation vom
Arbeitspunkt während der Bestrahlung angeben [154], weisen andere auf eine solche (hauptsächlich vom
Kollektorstrom) hin, ohne sie jedoch zu deuten [53]. Für die 1/B-Degradation gilt, dass diese durch eine
Sperrspannung an der Basis-Emitter-Diode verstärkt wird, durch eine entsprechende Flussspannung
vermindert wird, stark vermindert durch eine Flussspannung am Basis-Kollektor-Übergang, d.h. wenn der
Transistor in Sättigung betrieben wird [61]. Im Inversbetrieb entstand eine extreme Degradation der
Eingangskennlinie [61]. Eine Beeinflussung durch ein äußeres elektrisches Feld (Spannung am isolierten
Metallgehäuse) wurde von Peck et al. [122] nachgewiesen, bei Goben et al. [61] war wiederum kein
Einfluss messbar.
Die Degradation des Sperrstroms eines Halbleiterübergangs ist sehr von der anliegenden Sperrspannung
abhängig [122]. Die Durchbruchspannung degradiert um so mehr, je höher die anliegende
Sperrspannung ist [15].
Auch bei der Degradation von Sperrschichtkapazitäten ist ein Arbeitspunkteinfluss festzustellen: bei
hoher Sperrspannung steigt die Kollektor-Basis-Kapazität stärker an, während ein Betrieb ohne
Spannung oder in Vorwärtsrichtung kaum Veränderung bewirkt [61,161]. Bezüglich der Transitfrequenz
mindert eine hohe Stromdichte die Degradation [14].

- 19 -
Auch beim Ausheilen ist eine Arbeitspunktabhängigkeit nachzuweisen. Es gilt hier ähnlich der Einflüsse
während der Bestrahlung, dass ein Stromfluss durch das Bauelement von Nutzen ist.
3.2.2. Weitere Einflussfaktoren
Viele weitere Randbedingungen beeinflussen die Degradation (in Klammern Beispiele der Abhängigkei-
ten):
Verwendetes Bauteil:
- Bauteiltyp
- Halbleitermaterial (Si, Ge, GaAs,...) [102]
- Oxid (trockenes/nasses Oxid; kristallin/amorph; Oxidationstemperatur; Dicke; Verunreini-
gungen)
- Technologie
- Dotierstoffe und -verfahren (Diffusion, Implantation)
- Verunreinigungen
- Gehäuse
- Hersteller, Charge, Exemplar
Umgebung:
- Temperatur
- Bestrahlungs-Vorgeschichte
- Zeit nach der Bestrahlung
Eigenschaften der Strahlung:
- Strahlungsart (Photonen, Elektronen, Neutronen, Protonen, Ionen) [30,56,67,128,197]
- Teilchenenergie bzw. Spektrum
- Dosisrate [37,137,140,158,159,185]
Bild 3.1 gibt ein Beispiel der Transistor-Schädigung (Veränderung der Stromverstärkung) mit 2 MeV-
Protonen, Reaktor-Neutronen (0...5 MeV), 2 MeV-Elektronen und 60 Co-Gammastrahlung (1.3 MeV).
Neben der Fluenz-Skalierung auf der Abszisse ist für jede Kurve auch ein Bezugswert für die absorbierte
Dosis in Gy(Si) angegeben. Man erkennt, dass sehr unterschiedliche Absorptions-Energien notwendig
sind, um mit den einzelnen Strahlungsarten die gleiche Degradation zu erhalten; vor allem Neutronen
erzeugen schon bei geringen Dosen große Schädigungen.

- 20 -
Bild 3.1: Schädigung eines Transistors unter verschiedenen Strahlungsarten [67]
3.3. Quantitative Bestrahlungsdaten
Wenn auch, wie im letzten Abschnitt aufgezeigt wurde, die Vielzahl an Einflussfaktoren auf die
quantitative Schädigung und das parallel ablaufende Ausheilen eine Vorhersage der Degradation
unmöglich macht, so kann man doch für einzelne Effekte die Charakteristik des Degradationsverlaufs
aufzeigen. Die bekannten Gesetzmäßigkeiten sind in den folgenden Abschnitten zusammengestellt.
3.3.1. Relevanz der Parameterdegradation
Inwieweit die Veränderung eines Bauteilparameters von Bedeutung ist, hängt alleine von der Auswirkung
auf die verwendete Schaltung und von ihren geforderten Eigenschaften ab. Gerade bei Halbleiterele-
menten sind häufig große Streubreiten vom Hersteller angegeben (z.B. Stromverstärkungsfaktor bei
Bipolartransistoren oder Sättigungsstrom bei Feldeffekttransistoren). Ist die Schaltung so ausgelegt, dass
sie für alle Exemplare innerhalb der Streubreite funktioniert, wird auch eine relativ große Degradation
innerhalb dieses Intervalls keine nachteiligen Auswirkungen haben. Anders ist der Fall, wenn die
Exemplarstreuung einen Abgleich der Schaltung erfordert; dann kann sich eine geringe Änderung durch
Bestrahlung schon deutlich auswirken.
Wie diese Beispiele zeigen, ist es nicht möglich, allgemeingültige Ausfallkriterien festzulegen. Sinnvoll
auf der Bauteilebene ist eventuell die Einhaltung herstellergenannter Grenzdaten (z.B. Sperrströme).
Wenn aber die Degradation in der selben Größenordnung wie die Streuung der Ausgangswerte liegt, ist
eine Grenze festzulegen, die in der betrachteten speziellen Schaltung noch einen akzeptablen Betrieb
zulässt. Toleranzen der Schaltungseigenschaften müssen individuell definiert werden.

3.3.2. Degradationsverlauf über der Dosis
- 21 -
Die funktionale Abhängigkeit der Parameterdegradation über der Bestrahlungsdosis ist nicht einheitlich.
Teilweise wird ein lineares Verhalten angenommen, z.B. für 1/B bei Neutronenbestrahlung: Δ1/B =K·Φ,
teilweise ein nichtlineares, sättigendes Verhalten bei Gammabestrahlung: Δ1/B = K·D n (0.5≤n≤1) [107]
oder Δ1/B = K·(1-exp(-α·D)) [61]. Die Änderung der Schwellspannung ΔU th ist bei kleinen Dosen
zunächst linear [93] und sättigt bei hohen Dosen [54] (siehe nächsten Abschnitt).
Ein Sättigungsverhalten liegt grundsätzlich auch nur bis zu einem begrenzten Dosisbereich vor. Vor
allem, wenn dann Verlagerungsschädigungen dominieren, wird eine stetige Degradation mit
zunehmender Dosis zu beobachten sein.
Beobachtet werden aber auch nichtmonotone Verläufe, vor allem wenn konkurrierende Effekte wie
Schädigung und Ausheilung oder Ladungsaufbau und Bildung von Phasengrenzzuständen parallel
auftreten. Einige Vorgänge, wie z.B. der letztgenannte, laufen sehr langsam ab, so dass die Bestrah-
lungszeit bzw. die Dosisrate ebenfalls den Verlauf beeinflussen.
Die Streuung unterschiedlicher Exemplare aus derselben Produktionscharge ist im Allgemeinen gering
im Vergleich zur Streubreite zwischen verschiedenen Herstellungsproduktionen. Zu beobachten ist auch
eine Abnahme der Streuung zu höheren Dosen hin [122].
3.3.3. Modell zur Beschreibung der Degradation durch Oxidladungen
Das folgende Modell in Anlehnung an Freeman und Holmes-Siedle [54] berechnet die maximal mögliche
Schwellspannungsänderung einer MOS-Struktur unter folgenden idealisierten Bedingungen:
- Im gesamten Oxidvolumen werde durch Bestrahlung eine homogene Dichte von
Elektronen-Loch-Paaren erzeugt. Die Generationsdichte in Siliziumdioxid beträgt G =
8·10 14 Gy -1 ·cm -3 (s. Abschnitt 2.3.).
- Die Rekombinationsrate der erzeugten Ladungsträger ist abhängig vom elektrischen Feld E,
mit einer empirisch zu ermittelnden Ausbeute f(E) der generierten Löcher.
- Die Löcher werden in einer Fläche parallel zur Halbleiter-Isolator-Grenzschicht festgehalten,
wenn sie durch das innere elektrische Feld in Richtung dieser Fläche beschleunigt wurden.
- Die Trap-Einfangausbeute der Löcher betrage A.
- Die Ladungen seien in der Fläche gleichmäßig verteilt und deren Dichte könne beliebig
groß werden, d.h. es trete keine Sättigung der stationären Ladung ein.
- Effekte durch Grenzflächenzustände werden vernachlässigt.
- Das Ausheilen der erzeugten Oxidladung werde vernachlässigt.
Die Spannung über dem Oxid U ox setzt sich aus der außen angelegten Spannung und der Differenz der
Austrittspotentiale vom Silizium und dem Gatemetall zusammen.

Bild 3.2: MOS-Struktur für die Modellentwicklung
- 22 -
Um zu zeigen, dass eine theoretische Abhängigkeit der Degradation von U ox besteht und die Schwell-
spannungsänderung stets negativ ist, wird die Herleitung aus [54] im Folgenden verkürzt wiedergegeben.
Unter den genannten Voraussetzungen wird in der geometrischen Struktur, die schematisch in Bild 3.2
abgebildet ist (Querschnittsfläche F), durch die absorbierte Dosis D eine Ladungsmenge N·q (q =
Elementarladung) generiert und zur Trap-Schicht bewegt, mit:
N = G · D · F · x 2 für U ox >0 (3.5a)
N = G · D · F · x 1 für U ox 0 (3.6a)
= G · q · D · x 1 · f(E) · A für U ox 0 (3.8a)
= - G·q·D · x 1 ·x 2 · f(E)·A /(ε ox ·ε 0 ) für U ox

- 23 -
ΔU th,sat = - U ox · (d ox /x 1 - 1) für U ox >0 (3.9a)
ΔU th,sat = + U ox für U ox

- 24 -
Bild 3.4: U th -Degradation für verschiedene Einfangwahrscheinlichkeiten, nach [54]
Weiterhin kann eine Sättigung auch dadurch eintreten, dass alle Störstellen an der Grenzschicht mit
positiven Ladungen belegt sind. In diesem Fall beträgt mit der Sättigungs-Flächenladungsdichte Q sat die
maximale Schwellspannungsverschiebung [54]:
ΔU th = - Q sat · x 2 / (ε ox ·ε 0 ) (3.10)
Einige experimentelle Untersuchungen belegen die Proportionalität zwischen Sättigungsladung bzw.
Schwellspannungsverschiebung und positiver Spannung über der Oxidschicht [123,155]. Deutliche
Abweichungen vom vorgestellten Modell sind jedoch festzustellen, wenn die Phasengrenzzustandsdichte
ebenfalls die Schwellspannung verändert [54].
Das beschriebene Modell zur Schwellspannungs-Degradation von MOSFET wird in Abschnitt 5.3.3. bei
der Diskussion der Messergebnisse angewendet.
Ein besonderer Effekt tritt bei höherfrequenter Modulation des Gatepotentials mit relativ hoher Amplitude
auf. Für diesen Fall ist die Degradation geringer, da aufgrund der Trägheit der Löcher die
Wahrscheinlichkeit zur Rekombination mit den erzeugten Elektronen wächst. Auch dieses ist in der
Literatur experimentell bestätigt [158].
3.3.4. Allgemeine Gesetzmäßigkeiten bei Neutronenbestrahlung
Während für ionisierende Strahlung bis auf die im letzten Abschnittt beschriebene Worst-Case-Betrach-
tung der Oxidladungen noch keine allgemeinen quantitativen Gesetzmäßigkeiten für die Degradation
von Halbleiter- und Bauteileparametern angegeben werden können, werden für Neutronenstrahlung in
der Literatur verschiedene lineare Abhängigkeiten genannt, z.B. [23,40]:
- für die Minoritätsträger-Lebensdauer: 1/τ = 1/τ 0 + k τ ·þ (3.11)
- für die Majoritätsträgerladung: N = N 0 - k N ·þ (3.12)
- für die Beweglichkeit: 1/μ = 1/ μ 0 + k μ ·þ (3.13)

- 25 -
wobei die Schädigungskonstanten k τ , k N und k μ von verschiedenen Halbleiterparametern abhängen
und empirisch zu ermitteln sind.
Für größere Änderungen der Majoritätsträger-Ladungsdichte wird eine exponentielle Funktion angegeben
[110,150]:
N = N 0 · exp(-k N '·Φ) (3.14)
Die Schädigungskonstante k N ' ist abhängig von N 0 und beträgt nach [150]:
für n-Silizium: kN' = 0.011cm2 · (N0 ·cm3 ) - 0.82
für p-Silizium: kN' = 0.0025cm2 · (N0 ·cm3 ) - 0.77
Auch für die Degradation des Stromverstärkungsfaktors B von Bipolartransistoren lässt sich eine
interessante Abhängigkeit angeben [1,53,107,124]:
1/B = 1/B 0 + K B ·Φ/(2πf T ) (3.15)
mit k B = (0.4 ... 1.7) · 10 -6 cm 2 /s
Die Auswertung dieser linearen Abhängigkeit wird von Poblenz et al. [124] sogar zur Dosimetrie der
Neutronenfluenz vorgeschlagen.
Die 1/B-Schädigung ist nach Gl. 3.15 direkt mit der Transitfrequenz f T des Transistors korreliert, d.h.
Transistoren mit guten Hochfrequenzeigenschaften weisen eine geringere Degradation auf. Die Streuung
von k B ist dennoch recht groß, auch für Exemplare desselben Typs.
Von Ahlport et al. [1] wird außerdem ein Verfahren zur empirischen rechnerischen Behandlung der
Kollektorstromabhängigkeit der Schädigungskonstanten mit 3 zusätzlichen Parametern angegeben.
Diese Gesetzmäßigkeiten können jedoch durch eigene Experimente im Rahmen dieser Arbeit nicht
überprüft werden, da keine Bestrahlungsmöglichkeit mit Neutronen zur Verfügung steht.
3.3.5. Datensammlungen von Bauelementen
Zahlreiche Veröffentlichungen enthalten Degradationsdaten einzelner Bauelemente für Neutronen-,
Elektronen- oder Gammabestrahlung.
Beim Hahn-Meitner-Institut in Berlin werden im Auftrag von Firmen Bestrahlungsuntersuchungen an
elektronischen Bauelementen durchgeführt. Die umfangreichen Ergebnisse (bis 1987 etwa 490 Untersu-
chungen) sind in [18,19,25,190,191,192,193] zusammengefasst. Bei Vergleichen mit Messergebnissen
wird in dieser Arbeit Bezug darauf genommen.
Verschiedene Veröffentlichungen geben in geringerem Umfang Bestrahlungsdaten und Vergleiche
unterschiedlicher Bauelemente an, z.B. [10]. Sicherlich existieren noch geheime Unterlagen der militä-
rischen Forschung, die sich aber wohl schwerpunktmäßig mit Strahlungspulsen extrem hoher Dosisrate
befassen.
Bei der Firma Interatom wird zur Zeit eine Datenbank der verfügbaren Ergebnisse eingerichtet.

- 26 -
Auf die Problematik, dass viele Untersuchungen die Bauelemente nur in konstanten Arbeitspunkten
behandeln, wurde oben schon hingewiesen. Bei den eigenen Experimenten stehen der Vergleich
verschiedener Arbeitspunkte und der Betrieb in konkreten Schaltungen im Vordergrund.

- 27 -
4. Experimentelle Bedingungen und Messaufbau
In diesem Kapitel werden die Randbedingungen für die praktischen Gamma-Bestrahlungsversuche
beschrieben, um einen Vergleich mit anderen Ergebnissen, z.B. aus der Literatur ziehen zu können, da
die Schädigung von der verwendeten Strahlung abhängt. Neutronenuntersuchungen wurden nicht
durchgeführt, da hierzu keine technische Möglichkeit in Ortsnähe bestand und Handhabungsprobleme
durch radioaktive Kontamination auftreten.
Die zu berücksichtigenden Hauptaspekte der Untersuchungen und Voraussetzungen für die Messungen
sind:
- Wegen des großen Zeit- und Kostenaufwands für jedes einzelne Experiment sollte die
Anzahl der Untersuchungen auf ein Minimum beschränkt werden.
- Die Untersuchungen beschränkten sich auf handelsübliche Typen der Standard-Bauteil-
klassen Bipolar-, Sperrschicht-Feldeffekt-, MOS-Feldeffekt-Transistoren, Z-Dioden und
integrierte Operations- bzw. Transimpedanzverstärker, sämtlich aus Silizium. Dabei konnten
nur jeweils wenige verschiedene Typen bestrahlt werden, vorrangig leicht beschaffbare und
an anderer Stelle getestete. Von jedem Typ wurden 5 Exemplare untersucht, um statistische
Aussagen abzuleiten. Andere spezielle Bauteilklassen, die laut Literaturaussagen eine
bessere Strahlenresistenz versprechen (s. Abschnitt 3.1.10.), wurden nicht getestet.
- Die Messung der Bauteileigenschaften sollte - soweit möglich - fortlaufend während der
Bestrahlung erfolgen.
- Um Auswirkungen von Fehlern abzuschwächen und sie während des Experiments zu
erkennen, waren Kontroll- und Sicherungsfunktionen vorzusehen.
- Für die Messungen bzw. Simulationen der Schaltungs-Degradation wurden die
Bauteiletypen eingesetzt, die sich in den Vortests als geeignet erwiesen hatten.
4.1. Strahlungsumgebung
Die Bestrahlungsexperimente an Bauelementen und Schaltungen wurden in der Kernforschungsanlage
Jülich im Abklingbecken für Brennelemente des Forschungsreaktors "DIDO" durchgeführt (Bild 4.1). Das
Lagerbecken hat eine Grundfläche von 5.5 · 6 m 2 und eine Wassertiefe von 6 m. In röhrenförmigen
Halterungen befinden sich die Brennelemente. Dazwischen werden die Behälter mit den Probanden
positioniert.
Nach einem vorliegenden Analysebericht [214] ist die auftretende Strahlung wie folgt zu charakterisieren:
Die Brennelemente werden erst nach einer 14-tägigen Zwischenlagerung in das Abklingbecken gebracht,
daher ist der Neutronenfluss vernachlässigbar klein, und die Strahlung kann als fast reine Gamma-
Strahlung betrachtet werden. Das Energiespektrum ist abhängig von der Lagerzeit. Dabei nimmt die
mittlere Energie von etwa 900 keV auf etwa 600 keV ab. Es treten auch Spektralanteile bis etwa 2.5 MeV
auf, deren relative Intensität aber im Vergleich zum Hauptanteil nur etwa 10 -2 nach 30 Tagen und 10 -4
nach 120 Tagen beträgt. Im wesentlichen liegt das Spektrum zwischen 0.6 MeV und 0.8 MeV.

- 28 -
Die Dosisrate ist durch Variation der Anzahl Brennstäbe und deren Abstand zum Versuchsbehälter
einstellbar. Die Dosisrate kann durch Kontrollmessungen vor dem Experiment nur grob abgeschätzt
werden. Die exakte Dosis wird mit Hilfe eines Glasdosimeters oder eines Thermo-Lumineszenz-Dosime-
ters im Bestrahlungsbehälter während des Versuchs registriert, so dass die Werte der Dosis bzw.
Dosisrate erst nach dem Experiment zur Verfügung stehen.
Bild 4.1: Blick in das Abklingbecken Bild 4.2: Der Versuchsbehälter beim
der KFA Jülich Absenken in das Becken
4.2. Technische Versuchsbedingungen
Die zu bestrahlenden Objekte werden in einem wasserdichten 80 cm hohen Aluminiumbehälter mit
kreisrundem Querschnitt (35 cm Durchmesser) oder rechteckigem Querschnitt (35 · 16 cm 2 ) unterge-
bracht (Bild 4.2). An dessen Verschlussdeckel sind ein Rohr und daran ein Kunststoffschlauch
angebracht, durch die Zuleitungskabel über die Wasseroberfläche bis zur Messstelle geführt werden
können. Dadurch ist eine aktive Kontrolle der Probanden während der Bestrahlung möglich, bei der
Konzeption des Messsystems sind jedoch der enge Schlauchdurchmesser von 22 mm und die benötigte
Zuleitungslänge von mindestens 10 m zu berücksichtigen. Es kann außerdem ein dünnes Rohr zur
Gasdurchspülung (z.B. Stickstoff oder Helium) durchgeführt werden.
Die Temperatur am Beckenboden beträgt zwischen 22 o C und 30 o C. Die Dosisrate kann maximal bis
etwa 500 Gy/h = 0.14 Gy/s eingestellt werden. Die Bestrahlungsdauer der einzelnen Experimente betrug
zwischen 7 und 15 Tage, die Gesamtdosis aller Versuche zusammen etwa 220 kGy.

4.3. Verwendetes Messsystem
- 29 -
Die zu messenden Bauteile- und Schaltungs-Daten sollten kontinuierlich während der Bestrahlung
erfasst werden (Online-Messung), um den Verlauf der Degradation, sowie kurzzeitige oder
nichtmonotone Änderungen erkennen zu können.
Während beim ersten Bestrahlungsexperiment die Messwerte noch von einem Digitalmultimeter
abgelesen und notiert wurden, wurde für die folgenden Untersuchungen ein vollautomatisches rechner-
gesteuertes Messsystem entworfen und aufgebaut, das die Messdaten in Dateien abspeichert. Geeignete
Analyseprogramme gestatten dann eine komfortable Auswertung der Daten und eine graphische
Darstellung der Ergebnisse.
Wegen der besonderen Randbedingungen (begrenzte Zahl der Messleitungen, große Kabellänge)
konnten jedoch nicht alle Parameter (z.B. dynamische Größen) ohne zu großen Aufwand online erfasst
werden; diese wurden dann lediglich vor und nach der Bestrahlung gemessen (Offline-Messung).
4.4. Aufbau der Messschaltungen
Da es sehr aufwändig wäre, Signalkabel zu jedem zu untersuchenden Objekt direkt zu legen, wurde eine
Messstellenumschaltung auf der Bestrahlungsseite und eine sequentielle Messung der Objekte realisiert.
Das rechnergesteuerte Messsystem ist in Bild 4.3 skizziert. Es besteht aus dem Steuer-Rechner, den
Umsetzern und Treibern für die Analog-Digital-Schnittstellen, sowie den Versuchsschaltungen im
Bestrahlungsraum. Für die Analog-Digital-, Digital-Analog-Umsetzer und digitale Ausgabekanäle wurden
gekaufte oder am Lehrstuhl entwickelte Rechner-Steckkarten eingesetzt, die analogen Umsetzer wurden
in Anpassung an das Messproblem entwickelt.

- 30 -
Bild 4.3: Schema des verwendeten rechnergesteuerten Messsystems
Die verwendete Hardware an der Rechnerschnittstelle sollte möglichst universell sein, um unterschied-
liche Bauteilarten ohne größere Änderungen des Aufbaus messen zu können. Die Analogschnittstelle,
die in Bild 4.3 abgebildet ist, erlaubt die Messung von Bipolar-Transistoren, Dioden und Feldeffekt-
Transistoren (zur Konversion des vom DAC eingestellten Stroms in die Gate-Source-Spannung wird
einfach ein Widerstand zwischen dem Gate- und dem Source-Anschluss eingesetzt). Lediglich für
Operationsverstärker wurde dann eine neue Steckkarte für den analogen Teil aufgebaut. Die
Verkabelung zwischen Analogschnittstelle und Messort konnte für alle Untersuchungen eingesetzt
werden. Diese Kabelanordnung wurde doppelt aufgebaut (am Bestrahlungsort und im Labor), um
einheitliche Bedingungen für die Bestrahlungsmessungen und die Vor- bzw. Nachtests zu realisieren.
Auch wurde die Länge der 3 Signalkabel gleich gewählt, um eventuelle Auswirkungen ihrer Kapazitäten
konstant zu halten.
Zur Umschaltung der Messstellen zwischen Bias- und Messbetrieb werden Relais eingesetzt, um außer
den Probanden keine weiteren Halbleiterbauteile im Strahlungsfeld zu haben. Die Messanordnung ist für
die Online-Messung von maximal 42 Probanden eingerichtet.

- 31 -
Die Temperatur im Bestrahlungsraum wird gemessen, so dass Temperaturänderungen in den Ergeb-
nissen berücksichtigt werden können; dieses erwies sich aufgrund der geringen Schwankungen doch als
nicht notwendig. Zur Temperaturmessung wurde ein Heißleiterwiderstand verwendet, der, wie Kontroll-
messungen ergaben, nicht degradierte. Der Potentialunterschied zwischen der Masse auf der
Geräteseite und der Masse auf der Bestrahlungsseite wird registriert, um den Spannungsabfall über dem
langen Kabel zu korrigieren. Nachdem bei einem Experiment der Behälter undicht verschlossen war und
durch den Wassereintritt die Schaltungen zerstört wurden, wurde außerdem ein Wassersensor (Messung
des Übergangswiderstands zweier paralleler Metallstifte in einem offenen Kunststoff-Rohr) installiert.
Alle Komponenten auf der Bestrahlungsseite sind in einem Aluminium-Rack für Europakarten
untergebracht (Bild 4.4). Jeweils 20 Probanden mit den zugehörigen Relais und der Biasbeschaltung
befinden sich auf einer Karte. In Bild 4.4 ist auch der Wassersensor zu sehen, der innerhalb des
Behälters auf dessen Boden liegt.
Bild 4.4: Rack mit mehreren Versuchsplatinen und Kabelzuführung durch den Behälterdeckel
Eine mit vertretbarem Aufwand möglichst hohe Anzahl gleichzeitig bestrahlter Probanden wurde
angestrebt, um verschiedene Typen und Arbeitspunkte einsetzen zu können und auch eine begrenzte
Aussage über die Statistik der Schädigungen zu erhalten. So wurden jeweils 5 Probanden (in wenigen
Fällen nur 3) gleichen Typs unter gleichen Arbeitsbedingungen untersucht und als Gruppe ausgewertet.
Es wurde auch darauf geachtet, dass Bauelemente gleichen Typs vom selben Hersteller stammen,
dieselbe Codenummer tragen und vor der Bestrahlung etwa gleiche Parameterwerte aufweisen.
Zumal die Elemente während der Bestrahlung sequentiell gemessen werden, ist der Arbeitspunkt
während dieser Messphasen nicht konstant. Da deren Dauer jedoch nur etwa 1/40 der gesamten
Bestrahlungszeit beträgt, ist der Einfluss relativ gering.

- 32 -
4.5. Programm zur Steuerung des Messablaufs
Es werden die Ausgangskennlinienfelder von Einzelbauelementen ermittelt, indem zwei äußere Größen
durch DA-Umsetzer eingestellt werden und eine dritte mittels eines AD-Umsetzers gemessen wird. Bei
Bipolartransistoren werden z.B. 16 verschiedene Basisströme (exponentiell gestuft zwischen 0.2 μA und
1 mA) und 8 verschiedene Kollektorspannungen (0.2 V bis 15 V) eingestellt und jeweils der zugehörige
Kollektorstrom gemessen. Ein kompletter Messablauf für 40 Transistoren dauert etwa 50 Minuten, im
wesentlichen durch die AD-Umsetzungszeit bestimmt. Das Mess-Programm umfasst außer der eigentli-
chen Steuerung des Messablaufs auch einige Kontroll- und Sicherungsfunktionen:
- Automatischer Neustart des Messprogramms nach einem Netzausfall. Die Datei auf der
Festplatte wird zudem nach jedem Schreibvorgang zwischengespeichert, so dass man im
ungünstigsten Fall nur das letzt-gemessene Datenpaket verlieren kann.
- Softwaremäßige Begrenzung des Kollektorstroms und der Transistor-Verlustleistung, um
einer Überlastung der Probanden und des Messsystems vorzubeugen.
- Kontrolle des Messsensors zur Warnung vor eindringendem Wasser.
- Messung der Temperatur im Bestrahlungsbehälter für eventuelle Korrekturen bei der Daten-
auswertung.
- Erfassung des Spannungsabfalls am Massekabel für die spätere Auswertung.
- Kontrollanzeigen auf dem Monitor.
Das zuerst für Bipolartransistoren konzipierte Programmpaket konnte durch den modularen Aufbau mit
nur jeweils geringen Änderungen auch für die anderen Bauelemente eingesetzt werden. Die Datenspei-
cherung auf der Festplatte erfolgt speicherplatzoptimal. Zur Datenreduktion werden nur solche Kenn-
linienfelder festgehalten, deren Messwerte sich im Vergleich mit der zuletzt erfolgten Messung am
selben Probanden um ein vorgegebenes Maß (z.B. Standardabweichung größer als 2%) unterscheiden.
Bei MOSFET tritt vor jede Kennlinienfeld-Messung ein näherungsweises Suchen der Schwellspannung,
da hierfür sehr große Änderungen zu erwarten waren.
Die Steuer- und Auswerteprogramme (mit graphischen Darstellungsmöglichkeiten und statistischen
Auswertungen) wurden in der Hochsprache Pascal [217] geschrieben.

- 33 -
5. Experimentelle Untersuchungen an kommerziellen Bauelementen
Es wurden insgesamt 7 Bestrahlungsexperimente an verschiedenen Bauelementen und einigen Schal-
tungen durchgeführt. Nachfolgend sind die Untersuchungsmethoden und Ergebnisse für einzelne
Bauteilarten zusammengefasst. Mehrere Messungen mussten wiederholt werden, da unvorhersehbare
Störereignisse auftraten, einmal z.B. ein Wassereinbruch, der die gesamte Elektronik im Bestrahlungs-
behälter zerstörte.
5.1. Aufbaumaterialien
Bei fast allen Bestrahlungsuntersuchungen traten Störungen der Messungen auf, die auf eine mangel-
hafte Isolation zurückzuführen waren. Der Übergangswiderstand auf den Leiterplatten lag nach den
Bestrahlungen teilweise in der Größenordnung einige 100 kΩ bis einige MΩ und verursachte
Messstörungen. Auffallend ist auch eine braune Verfärbung des Epoxy-Platinenmaterials, die auf eine
Aushärtung zurückzuführen ist, jedoch keine elektrischen Störungen verursachte. Erst im Laufe mehrerer
Bestrahlungsexperimente konnten die Ursachen für die Störungen eingegrenzt werden.
5.1.1. Kunststoffe
Nach der 4.Bestrahlungsuntersuchung erfolgte eine interessante Entdeckung, die auch eine sinnvolle
Erklärung für die beobachteten Isolationseffekte während der beiden vorausgegangenen Bestrahlungs-
experimente lieferte: An den Kunststoffprofilen, die als Führungsschienen die Versuchsplatinen halten,
war ein tropfenbildender Flüssigkeitsbelag zu erkennen, der zudem elektrisch leitfähig ist. Da alle
anderen Aufbauteile (Aluminiumträger, andere Kunststoffteile) trocken waren, war abzuleiten, dass die
Flüssigkeit aus den Kunststoffleisten selber ausgetreten ist. Ferner hatte das blaue Material seine Farbe
deutlich aufgehellt. Laut Hersteller handelt es sich um "Kalit", ein PVC-Kunststoff ohne flüssige
Weichmacher.
Zur weiteren Beurteilung war eine chemische Analyse des degradierten Materials erforderlich, um
Aussagen über die Ursachen zu erhalten. Die chemische Analyse des Kunststoffs, durchgeführt von
Herrn Prof. Bergmann, Lehrstuhl für analytische Chemie der Ruhr-Universität Bochum, brachte
folgendes Ergebnis hervor:
Es handelt sich um ein Polyvinylchlorid (PVC), das mit Calciumcarbonat (CaCO 3 ) gefüllt ist. Bei der
Bestrahlung spaltete sich aus der Oberfläche des Kunststoffmaterials Salzsäure (HCl) ab, die in Kontakt
mit dem CaCO 3 Calciumchlorid (CaCl 2 ) bildete. Da CaCl 2 stark hygroskopisch ist, wurde Wasser aus
der Umgebung gebunden, das eine wässrige CaCl 2 -Lösung auf der Oberfläche bildete, die eindeutig
nachgewiesen wurde.
Ferner konnten Spuren eines Epoxydharzes aus dem Platinenmaterial detektiert werden, die jedoch
keinen Einfluss auf die Leitfähigkeit ausüben.

- 34 -
Das Zusammenwirken dreier Faktoren (die Spaltung des PVC zu HCl, die CaCO 3 -Füllung des
Kunststoffs und die Hygroskopie des CaCl 2 ) begünstigte die Ausbildung der leitfähigen Schicht.
Allgemein sollten auf jeden Fall PVC-Materialien vermieden werden, da allein schon die
Salzsäurebildung zu unerwünschten Effekten führen kann. Dass auf den Platinen nach einiger Zeit eine
Oberflächenleitfähigkeit auftrat, könnte durch ein Kriechen der Flüssigkeit oder ein Verdunsten mit
Niederschlag auf den Leiterplatten erklärt werden.
Die danach eingesetzten neuen Führungsschienen aus Polybutylenterephthalat (PBTP) zeigten weder
optische Veränderungen, noch konnte eine Degradation des Oberflächenwiderstands festgestellt werden
(> 100 TΩ).
Weiterhin wiesen einige Kunststoffteile mechanische Veränderungen auf, sie wurden spröde und ihre
Oberfläche rau. Diese Veränderungen wurden an Messerleisten-Steckverbindungen (grauer Kunststoff,
Material unbekannt) und an der schwarzen Ummantelung eines Koaxialkabeltyps beobachtet, die an
gebogenen Stellen abgeplatzt war. Bei letzterem ist die Gefahr eines Kurzschlusses gegeben, wenn ein
Schaltungsteil mit der Abschirmung in Berührung kommt.
Zur Kontrolle eventueller elektrischer Veränderungen an Isolatormaterialien weiterer Aufbauteile wurden
verschiedene Strukturen ständig mitbestrahlt und nach einigen Experimenten deren
Isolationswiderstände gemessen. Es handelte sich dabei um:
a) Parallele Leiterbahnen auf einer Epoxydharzplatine
b) Parallele Leiterbahnen einer Pertinax-Lochstreifenplatine
c) Parallele AgPd-Bahnen auf einem Keramiksubstrat
d) Dickschichtkondensator auf Keramiksubstrat
e) Benachbarte Anschlüsse einer DIL-Fassung (Material unbekannt)
f) Benachbarte Anschlüsse einer IC-Rundfassung aus PTFE
g) BNC-Buchse (Isolator: PTFE)
h) Koaxialkabel 1 (d=6mm), Typ unbekannt
i) Koaxialkabel 2 (d=5mm), Typ J+ACM 17/165
j) Koaxialkabel 3 (d=2.5mm), Typ unbekannt
k) Offene Anschlüsse des gemeinsamen Verbindungssteckers
Die Testplatine wurde nach 180 kGy und nach 210 kGy Dosis ausgewertet. Äußerlich war schon nach
dem ersten Experiment eine braune Verfärbung des Epoxymaterials festzustellen, die wohl auf eine
Aushärtung des Materials zurückzuführen ist. Das Keramiksubstrat verfärbte sich gelblich, Unter-
suchungsergebnisse hierzu werden im nächsten Abschnitt zusammengestellt.
Die folgende Tabelle zeigt die Ergebnisse der Isolationsmessungen, wobei die Zahlenwerte wegen der
geringen Messgenauigkeit und Reproduzierbarkeit nur Größenordnungen angeben können:

- 35 -
Isolationswiderstand in TΩ
Isolator vor Bestr. 180 kGy gereinigt 210 kGy
Epoxydharz 70 0.1 10 20
Pertinax 5 0.05 0.5 2
Keramik >100 0.008 1 0.2
Dickschicht-C 60 5 10 4
DIL-Fassung >100 1 30 60
PTFE-Fassung >100 2 25 25
PTFE-BNC-Buchse >100 0.7 - 4
Koaxialkabel 1 >100 - - 50
Koaxialkabel 2 >100 - - 50
Koaxialkabel 3 50 4 50 100
Steckverbinder >100 >100 >100 >100
Tabelle 5.1: Gemessene Isolationswiderstände der Teststrukturen
Bei der ersten Messung der Isolationswiderstände nach 180 kGy zeigten sich deutlich geringere Werte
(bis zu 4 Größenordnungen) als vor der Bestrahlungsserie. Der Grund für die schlechteren Isolations-
eigenschaften ist zunächst nicht nur in der Bestrahlung zu sehen, sondern auch in einer Verschmutzung
der Oberfläche, eventuell auch durch den Flüssigkeitsaustritt aus dem Kunststoff. Daher wurde die
Trägerplatine mit den Isolationsstrukturen sorgfältig mit Trichlorethan sowie mit Propanol und Ethanol
gereinigt und nochmals gemessen. Danach waren die Widerstände wieder größer, aber teilweise noch
mehr als eine Dekade von denen vor der Bestrahlung entfernt, vor allem die Keramik und die Platinen-
materialien.
Die Messwerte > 50 TΩ sind mit großen Messfehlern behaftet und daher nicht unbedingt signifikant.
Auffallend ist, dass einige Messwerte nach 210 kGy höher liegen als nach 180 kGy und Reinigung. Das
mag auf ein langsames Abdampfen von Reinigungsfeuchtigkeit zurückzuführen sein.
Während sich nach 210 kGy die meisten Isolationswiderstände gegenüber dem Ursprungszustand nur
unwesentlich verringert hatten (z.B. von 100 TΩ auf 50 TΩ), was auch durch Oberflächenverschmutzun-
gen verursacht sein kann, ergab sich bei den Platinenmaterialien eine mäßige und bei den Keramik-
strukturen eine starke Degradation. Die in der Literatur genannte Warnung vor PTFE-Teilen [142] fand
hier vor allem eine Bestätigung in der mechanischen Sprödigkeit: Randstücke der IC-Rundfassung
brachen ab. Bei der BNC-Buchse war auch eine größere Änderung der elektrischen Isolationsfähigkeit zu
beobachten.
Weitere Ergebnisse zu den Isolationseigenschaften verschiedener Materialien sind in den beiden
folgenden Abschnitten zusammengefasst.
5.1.2. Keramik
Bei dem eingesetzten Keramiksubstrat aus Al 2 O 3 wurde die größte Degradation des Isolations-
widerstands beobachtet, auch die gelbliche Verfärbung war zunächst nicht konkret erklärbar. Durch das

- 36 -
Brechen des Substrats konnte nachgewiesen werden, dass die Verfärbung homogen im gesamten
Volumen vorlag, so dass die anfängliche Vermutung widerlegt werden konnte, dass sie durch
Verschmutzungen auf der Oberfläche, die wegen der feinporigen Struktur nur schwer zu reinigen ist,
entstanden war. Ein elektronenmikroskopischer Vergleich zwischen bestrahltem und unbestrahltem
Material ergab keinen signifikanten Unterschied. Bei einer Röntgenuntersuchung nach dem Guinier-
Verfahren, die am Lehrstuhl für Werkstoffe der Elektrotechnik an der Ruhr-Universität Bochum
durchgeführt wurde, stellte sich heraus, dass selbst durch die transmittierenden 7keV-Photonen eine
ähnliche Verfärbung wie bei der Gammabestrahlung eintrat und sich die charakteristischen
Beugungslinien während der Untersuchung in ihrer Intensität veränderten. Als Hauptbestandteil wurde
das rhomboedrische α-Al 2 O 3 detektiert. Bei einer jeweils 30-minütigen Wärmebehandlung der Keramik
war schon bei 300 o C eine deutliche Rückverfärbung zu erkennen, bei 400 o C hatte sie beinahe und bei
500 o C vollständig wieder die ursprünglich weiße Farbe angenommen.
Die Grund der Verfärbung muss in einer Modifikation der Elektronenhüllen gesucht werden. Jedoch kann
aus der Umwandlung durch Röntgen-Bestrahlung geschlossen werden, dass keine Kristallversetzungen
in Frage kommen. Denn dazu ist in Si und SiO 2 eine Mindestenergie von etwa 200 keV der Photonen
notwendig [67], und es ist anzunehmen, dass dieselbe Größenordnung der Schwellenergie auch für
andere Materialien gilt. Lässt man analoge Vorgänge wie in SiO 2 zu, kann die Ursache in einer Ionisa-
tionsschädigung liegen (vergleiche Abschnitt 2.3.). Die Traps können quasihomogen im Volumen verteilt
sein und nicht nur an der Oberfläche wie beim SiO 2 , wenn man bedenkt, dass Keramik ein amorphes
Material darstellt und eingelagerte Fremdstoffe (etwa 2 Gewichts-%) enthält. Sowohl durch die Korngren-
zen, wie auch durch Fremdatom-Komplexe können zusätzliche Energiezustände gebildet werden, die
zum Einfangen der positiven Ladungen geeignet sind. Die genauen Umwandlungsprozesse konnten mit
den zur Verfügung stehenden Mitteln jedoch nicht geklärt werden.
In der Literatur wird Keramik als besonders strahlenresistentes Material dargestellt [10,67,142]. Aufgrund
der gewonnenen Erkenntnisse ist dieses jedoch für das untersuchte Material, das standardmäßig für den
Aufbau von Hybrid-Schaltungen verwendet wird, nicht uneingeschränkt gültig.
5.1.3. Leiterplatten
Der Übergangswiderstand auf den Leiterplatten lag nach den Bestrahlungen teilweise in der Größen-
ordnung einiger 100 kΩ bis MΩ und verursachte Messstörungen. Während bei den ersten Versuchen die
PVC-Kunststoffleisten als Ursache angesehen wurden, musste bei den Folgeexperimenten ein äußerer
Einfluss weitgehend ausgeschlossen werden, zumal während des Versuchs der Behälter mit Helium
durchspült wurde und wesentliche Teile der Leiterplatten schutzlackiert waren.
Wahrscheinlich sind Rückstände im Platinenmaterial selber, die durch die vorherige Reinigung mit
Trichlorethan und Propanol nicht oder nur unzureichend entfernt wurden, für diesen Effekt
verantwortlich. Da anorganische Salze aus der Herstellungstechnologie (Ätzen, Galvanisieren) in

- 37 -
Verbindung mit Feuchtigkeit als Ursache in Frage kommen, könnten vor allem eine längere Reinigung
mit destilliertem Wasser und anschließende Trocknung Verbesserungen bewirken.
Für einen Leiterplatten-Bestrahlungstest wurden drei Reihen kleiner Testsubstrate
(10 cm · 2 cm) mit beidseitiger fingerförmiger Leiterbahnstruktur hergestellt:
a) industrielle Technologie mit Durchkontaktierungen und Verzinnung, Ätzen mit Ultraincide
b) einfaches Ätzen mit Ultraincide
c) einfaches Ätzen mit FeCl 3 .
Diese wurden dann jeweils unterschiedlichen Reinigungsprozeduren unterworfen:
1) ungereinigt
2) nur kurze Ultraschallreinigung mit Trichlorethan, -ethen und Propanol
3) zusätzlich 30 min Reinigung mit destilliertem Wasser im Ultraschallbad und 2 Stunden im
Trockenschrank bei 95 o C
4) nochmals 30 min destilliertes Wasser, danach Abspülen mit Propanol, 16 Stunden im
Trockenschrank bei 95 o C, und nochmals Propanol und 2 Stunden Trocknung
5) wie 2, nachträglich lackiert
6) wie 3, jedoch mit Leitungswasser gespült
Es wurden vor und nach einem 20kGy-Experiment die Isolationswiderstände obiger Leiterplattenstruk-
turen gemessen. Die Größenordnung der bei den vorherigen Versuchen aufgetretenen Widerstände in
der Größenordnung 1MΩ ließ sich zwar nicht reproduzieren, dennoch sind große Unterschiede bei den
Teststrukturen zu erkennen, wie die folgende Tabelle zeigt (die Isolationswiderstände betrugen vor der
Bestrahlung etwa 20 TΩ):
Reinigung: keine Prozed. Prozed. Prozed. Prozed. Prozed.
Herstellung 2) 3) 4) 5) 6)
—————————————————————————————————————————————————————————————————————————————
Verzinnung
+Ultraincide 4 TΩ 5 TΩ 25 TΩ 30 TΩ 8 TΩ 30 TΩ
—————————————————————————————————————————————————————————————————————————————
Ultraincide 0.02 TΩ 2 TΩ 8 TΩ 6 TΩ - -
—————————————————————————————————————————————————————————————————————————————
Eisenchlorid 0.3 TΩ 8 TΩ 20 TΩ 10 TΩ - -
Tabelle 5.2: Isolationswiderstände nach einer Dosis 20 kGy
Es zeigt sich, dass bei der Technologie mit Durchkontaktierung und Verzinnung nur die mit Wasser
behandelten Leiterplatten Isolationswiderstände wie unbestrahltes Material (>20TΩ) aufweisen. Bei den
einfach geätzten Platinen ist die Reinigung mit organischen Lösungsmitteln (Trichlorethan, Trichlorethen
und Propanol) der erste wichtige Schritt, die Spülung mit Wasser verbessert nochmals die Isolation, es
werden aber nicht die Werte vor der Bestrahlung beibehalten.
Um eine gute Isolation zu erhalten, ist demnach sowohl eine Reinigung mit organischen Lösungsmitteln
zur Entfernung von Lack, Lötmittelrückständen und Oberflächenverschmutzungen wie auch die intensive

- 38 -
Wässerung und Trocknung erforderlich. Ein nachteiliger Einfluss einer Lackierung der Leiterplatten
(Prozedur 5) war nicht festzustellen, trotzdem sollte nach Möglichkeit darauf verzichtet werden, damit
eventuell entstehende Flüssigkeiten ungehindert austreten können.
Es ist noch darauf hinzuweisen, dass unter normalen Betriebsbedingungen (nicht bestrahlt) bisher keine
solchen Störungen auftraten, auch nicht bei den ungereinigten Leiterplatten. Die Strahlung beeinflusst
anscheinend chemische Vorgänge zwischen den Rückständen oder auch in dem Platinenmaterial stark.
Es ist jedoch nicht auszuschließen, dass auch unter anderen Extrembedingungen, z.B. hohen Tempera-
turen, ähnliche Effekte auftreten können, so dass grundsätzlich auf eine sorgfältige Reinigung der
Leiterplatten geachtet werden sollte.
5.1.4. Gasbildung
Beim Öffnen des Behälters nach den Bestrahlungen war jeweils ein stechender Geruch nitroser Gase
vorhanden. Sie hatten sich wahrscheinlich aus dem Stickstoff der Luft und aus Umwandlungsprodukten
der Kunststoffmaterialien gebildet. Um einen möglichen Einfluss dieser Gase und auch eine Oxidation
der Metalle mit dem Luftsauerstoff weitgehend auszuschließen, wurde bei den letzten Betrahlungs-
experimenten der Behälter während der Versuchszeit in periodischen Abständen mit Helium durchspült.
5.1.5. Metalle
An Metallen konnte äußerlich eine teilweise starke Korrosion, scheinbar mit Salzbildung, beobachtet
werden:
- am Aluminium-Trägergestell: großflächige weiße Abscheidungen
- an kupfernen Leiterbahnen: grüne oder schwarze Färbung auf und zwischen den Leiterbah-
nen, vor allem zwischen solchen mit größerem Potentialunterschied
- an verzinnten Leiterbahnen: dunkle Verfärbungen auf der Zinnschicht, verstärkt an dessen
Rändern
Die Ursachen sind sicherlich im beschriebenen Flüssigkeitsaustritt aus Kunststoffen (5.1.1.) und Leiter-
platten (5.1.3.) sowie in der Bildung aggressiver Gase (5.1.4.) zu finden. Galvanische Prozesse werden
durch Potentialunterschiede zwischen benachbarten Leiterbahnen begünstigt.

5.2. Bipolartransistoren
5.2.1. Untersuchungsmethode
- 39 -
Schwerpunktmäßig wurde der Transistortyp BFY90 untersucht, da er als Transistor hoher
Transitfrequenz (1.3 GHz) eine relativ gute Strahlenresistenz verspricht, sowie vereinzelt der Standard-
Typ 2N2222A und wenige pnp-Typen (BF979, 2N2907 und 2N3307). Die Bestrahlungsdosis betrug bis zu
60 kGy. Beim ersten durchgeführten Experiment stand die rechnergesteuerte Messanordnung noch nicht
zur Verfügung, so dass hier nur bei wenigen Dosiswerten gemessen wurde.
Besondere Aufmerksamkeit wurde auf die Abhängigkeit der Schädigung vom Arbeitspunkt während der
Bestrahlung gelegt, da hierzu nur wenige Literaturaussagen zur Verfügung stehen. Daher wurden die
Untersuchungen des BFY90, der sich bei einem Vorexperiment als recht gut herausstellte, in mehreren
verschiedenen Arbeitspunkten ausgeführt, deren Schaltungen in Bild 5.1 wiedergegeben sind.
Bild 5.1: Schaltungen zur Einstellung der gewünschten Arbeitspunkte der Bipolartransistoren
Die eingestellten Arbeitspunkte und die Zuordnung der Gruppen A-H bzw. Objekte 1-40 sind in folgender
Tabelle 5.3 zu sehen:

- 40 -
Gruppe Objekte U CE , I C Bemerkungen
A 1-5 0V , 0A C-B-E kurzgeschlossen
B 6-10 20V , 0A ohne Basis-Vorwiderstand
C 11-15 20V , 0A mit Basis-Vorwid. 10 MΩ
D 16-20 4V , 1mA gegengekoppelte Schaltung
E 21-25 12V , 1mA gegengekoppelte Schaltung
F 26-30 12V , 10mA gegengekoppelte Schaltung
G 31-35 0.4V , 10mA Sättigungsbetrieb
H 36-40 12V , 1mA höheres B 0 als Gruppe E
X - 5V , 5mA nur Typ 2N2222A
Tabelle 5.3: Arbeitspunkte für die Transistoruntersuchungen
Nicht alle Untersuchungen konnten vollständig ausgewertet werden, da Isolationsdefekte auftraten (s.
Abschnitt 5.1).
5.2.2. Ergebnisse der Bestrahlungsuntersuchungen
Die deutlichste Schädigung ist beim Stromverstärkungsfaktor B der Transistoren zu erkennen. Zur
Beurteilung dessen Degradation werden zwei Darstellungsformen gebraucht: Der Verlauf von B wird
wiedergegeben, wenn ein qualitativer Überblick über die Degradationen im Vordergrund steht, während
der Kehrwert 1/B für Vergleiche zwischen verschiedenen Transistoren und für quantitative Bewertungen
herangezogen wird. Bei konstantem Kollektorstrom lässt sich aus 1/B der Anstieg des Basisstroms (siehe
Abschnitt 3.1.4.) erkennen.
Die B-Änderungen über der Strahlendosis sind nichtlinear. Beim Typ 2N2222A verläuft die Degradation
(Bild 5.2) sogar teilweise nichtmonoton. Die Stromverstärkung verringerte sich bei kleinem Basisstrom
(0.2 μA) unter den Wert 1. In einem aktiven Arbeitspunkt während der Bestrahlung (gestrichelte Linien)
war die Schädigung geringer als im gesperrten Zustand (durchgezogene Linien).
Die Schädigung des Transistors BFY90 erwies sich als wesentlich geringer als die des 2N2222A. Die
Änderung von 1/B ist nicht linear (Bild 5.3). Besonders interessant ist die deutliche
Arbeitspunktabhängigkeit: Die Transistoren im Passiv- und Sperrbetrieb werden am stärksten
geschädigt, die aktiv Betriebenen um so weniger, je mehr Kollektorstrom fließt. Der Unterschied in der
1/B-Schädigung beträgt bis zu Faktor 5. Dagegen ist ein signifikanter Einfluss der Kollektor-Emitter-
Spannung nicht nachzuweisen, so dass eine thermische Ursache ausgeschlossen werden kann.
Als Ursache für die Kollektorstromabhängigkeit können nur Vorgänge in Frage kommen, die auf die
Ladungsträgerinjektion in die Basis zurückzuführen sind. Die Bildung von Grenzflächenzuständen im
Oxid wird anscheinend durch das zur Grenzfläche parallele Feld der Basis-Emitter-Sperrschicht
beeinflusst. Das elektrische Feld innerhalb der Oxidschichten spielt dagegen keine wesentliche Rolle,
sonst müsste eine Spannungsabhängigkeit der Schädigung bestehen.

- 41 -
Bild 5.2: Messergebnisse der Stromverstärkungs-Degradation des Transistors 2N2222A
(Arbeitspunkteinstellung gemäß Gruppen B und X aus Bild 5.1)
Bild 5.3: Degradation der Stromverstärkung mit verschiedenen Arbeitspunkten während der
Bestrahlung am Beispiel des Transistortyps BFY90
Darüber hinaus zeigen die Kurven der Stromverstärkung in Abhängigkeit vom Kollektorstrom (Bild 5.4)
für einen Probanden aus Gruppe C, dass die stärkste Degradation für kleine Kollektor-Messströme
auftritt. Auch deswegen sollte in einer Schaltung der Kollektorstrom nicht zu klein eingestellt werden.

- 42 -
Bild 5.4: Stromverstärkungskurven in verschiedenen Bestrahlungszuständen (BFY90, Gruppe C)
Ein wesentlicher Einfluss der Stromverstärkung vor der Bestrahlung bei gleichem Transistortyp und
gleichem Arbeitspunkt während der Bestrahlung (Gruppen E und H) ist nicht vorhanden (Bild 5.5).
Bild 5.5: Degradationskurven von Transistoren mit unterschiedlichem Anfangswert B 0 (BFY90,
Gruppen E und H)

- 43 -
Beim Vergleich der gemessenen Daten des BFY90 mit denen der HMI-Datensammlung [191] waren
keine Übereinstimmungen festzustellen, die HMI-Exemplare degradierten wesentlich mehr. Bild 5.6 zeigt
alle verfügbaren Degradationsverläufe der Stromverstärkung B des Transistortyps BFY90, gemessen bei
I C ≈ 1 mA. Von den HMI-Daten standen die Arbeitspunkte I C = 0.3 mA bzw. I C = 3 mA zur Verfügung
(unterste Kurven), die Schädigung ist größer als bei den selbst gemessenen Transistoren. Der
Unterschied ist auf Hersteller- und Chargenstreuungen zurückzuführen.
Auffällig ist die Streuung der Ergebnisse bei den eigenen Messungen mit Transistoren derselben Charge
(Bild 5.6), einschließlich der Exemplare in den untersuchten diskreten Operationsverstärkern (siehe
Abschnitt 6.3.). Einerseits ist eindeutig der Arbeitspunkteinfluss während der Bestrahlung erkennbar (drei
Kurven des 2.Experiments), andererseits streuen die Werte verschiedener Transistoren in den diskreten
Operationsverstärkern (senkrechte Linie auf der rechten Seite) stark, obwohl sie in ähnlichen Arbeits-
punkten betrieben wurden.
Bild 5.6: Zusammenfassung der B-Degradationswerte für den Typ BFY90
Im Gegensatz zum BFY90 ist die gemessene Schädigung des gesperrt bestrahlten 2N2222A (Δ1/B =
0.04 bei I C ≈ 1 mA und D = 2 kGy) deutlich größer als die der HMI-Messungen [190] (Δ1/B = 0.013 bei
I C = 1 mA und D = 2.5 kGy). Auch hier zeigen sich wieder die großen Streuungen unterschiedlicher
Herstellungschargen.
pnp-Transistoren wurden nur Offline innerhalb der diskreten Verstärkerschaltungen (s. Abschnitt 6.3. und
[207]) untersucht. Nach den Daten in Tabelle 5.4 sind die Typen 2N2907 resistenter als die äquivalenten
npn-Typen 2N2222, die pnp-Transistoren BF979 weniger resistent als BFY90, die Transistoren 2N3307

- 44 -
bei den pnp-HF-Typen wiederum besser als BF979. Die Unterschiede sind technologie- und hersteller-
bedingt.
Transistortyp Δ1/B nach 10 kGy (Intervall der Messergebnisse)
2N2222 (npn) 0.02 ... 0.12
2N2907 (pnp)

- 45 -
die Isolationsfehler den Strom verdeckten. Bei der Offline-Messung wurde der Kollektor-Emitter-
Reststrom I CE0 bei U CE =10V gemessen und für die Transistoren BFY90 ein Anstieg von weniger als 1
pA auf 10...100 pA, bei den 2N3307 von 10...50 pA vor der Bestrahlung auf 200...1000 pA danach
festgestellt. Als einzige Ausnahme wurde bei einem Transistor 2N3307 ein degradierter Sperrstrom von
36 nA gemessen.
In einem Experiment wurden auch die niederfrequenten Kollektor-Basis-Sperrschichtkapazitäten der
Typen BFY90 und 2N2222A, sowie die Transitfrequenzen dieser Transistoren vor und nach der Bestrah-
lung gemessen. Lediglich für die Kapazität des 2N2222A konnte eine Änderung von +50 % festgestellt
werden, jedoch nur bei kleiner Sperrspannung (U CB = 2 V). Die Transitfrequenzen blieben bei beiden
Typen im Rahmen der Messunsicherheit ± 10 % konstant. Dieses bedeutet bei einer Abnahme der
Stromverstärkung, dass die ß-Grenzfrequenz entsprechend ansteigt.
Die folgende Tabelle 5.5 fasst die Ergebnisse der gemessenen Degradationen für die Transistortypen
BFY90 und 2N3307 in einer Übersicht zusammen:
Parameter Veränderung Quantitativ Bemerkungen
————————————————————————————————————————————————————————————————————————————
Stromverstär- Abnahme bis zu 85 → 25 stark arbeits-
kungsfaktor B (bei I C = 5 μA) punktabhängig
————————————————————————————————————————————————————————————————————————————
Invers-Strom- Abnahme 5 → 2
verstärk. BI (bei IB = 1mA)
————————————————————————————————————————————————————————————————————————————
Sättigungs- Zunahme 20% abhängig von B I
spannung U CE (bei I C = 20 mA) und Bahnwiderst.
————————————————————————————————————————————————————————————————————————————
Early- geringer bis ca. 4%
Spannung Anstieg
————————————————————————————————————————————————————————————————————————————
Sperrströme Zunahme 1pA → 10-100pA BFY90
10-50pA → 0.2-1nA 2N3307
————————————————————————————————————————————————————————————————————————————
Sperrschicht- konstant jedoch Zunahme
kapazitäten beim Typ 2N2222A
————————————————————————————————————————————————————————————————————————————
Transitfreq. konstant
————————————————————————————————————————————————————————————————————————————
Tabelle 5.5: Übersicht der Degradationen der Bipolartransistoren
Bei der Bewertung der Degradationsdaten sollte jedoch bedacht werden, dass diese Transistortypen
relativ strahlenresistent sind, andere (z.B. 2N2222A) dagegen wesentlich stärker degradieren.

5.2.3. Simulationsmodell für die B-Degradation
- 46 -
Ein umfangreiches Transistor-Modell (Gummel-Poon-Modell) ist z.B. in das Netzwerkanalyseprogramm
Spice integriert [204,205]. Bild 5.8 zeigt ein Teilmodell. Unter Vernachlässigung des Early-Effekts
(zusätzlich enthalten in Q B ) und der inversen Stromverstärkung (die jedoch zur Beschreibung des
Sättigungsverhaltens notwendig ist) erhält man die folgenden Gleichungen mit 6 Parametern (Spice-
Nomenklatur: B F ,I S ,I SE ,n F ,n E ,I KF ):
I B = I LE + I CC / B F
I C = I CC / Q B
(5.1)
(5.2)
I CC = I S ·exp(U BE /n F ·U T ) (5.3)
I LE = I SE ·exp(U BE /n E ·U T ) (5.4)
Q B = 0.5·(1+√(1+4·I CC /I KF )) (5.5)
Bild 5.8: Modell für Bipolartransistoren (in Klammern: Parameter der Diodenkennlinien)
Der Hochstrom-Parameter I KF bewirkt, dass unter Vernachlässigung von I LE die Stromverstärkung B bei
I C = I KF auf den Wert B F /2 abfällt:
I C = 2 · B F · I B / (1 + √(1 + 4·B F ·I B /I KF )) (5.6)
B = I C / I B = B F / (1 + I C /I KF ) (5.7)
Wird der Hochstromeffekt außer Acht gelassen, so gilt: I KF → ∞ und Q B = 1. Es errechnet sich dann
allgemein:
1 1 I SE U BE 1 1
- = —— + ——— · exp ( ———— · ( —— - —— ) ) (5.8)
B B F I S U T n E n F
(-n F /n E ) (n F /n E -1)
= 1/B F + I SE · I S · I C
(5.9)

- 47 -
In der Praxis liegt n F sehr nahe bei 1, n E meistens zwischen 1.5 und 2. Bei einer Dominanz von Ober-
flächenströmen ist auch ein höherer Faktor n E > 2 möglich.
Die Parameter I S und n F können aus der Kennlinie I C (U BE ) ermittelt werden und haben keinen Einfluss
auf den B(I C )-Verlauf, wenn die übrigen Parameter proportional angeglichen werden. Um die Parameter-
ermittlung zu vereinfachen, werden daher für die folgenden Berechnungen keine Variationen von I S und
n F angenommen und die Spice-Vorgabewerte verwendet (I S =10 -16 A , n F =1).
Um aus einem als Tabelle gegebenen B(I C )-Verlauf die relevanten Spice-Parameter B F , I SE , n E , I KF zu
bestimmen, wurden verschiedene Hilfsprogramme in der Programmiersprache Pascal geschrieben.
Einfache Berechnungen, wie Regressionsanalysen, wurden auf einem Personal Computer ausgeführt
[217], rechenintensive Berechnungen, wie z.B. die vierdimensionale iterative Optimierung aller
Parameter, auf einer μVAX von DEC [218].
Die Stromverstärkungskurve B(I C ) hängt empfindlich von den Parametern I SE und n E ab, so dass sich
durch Variation einer dieser beiden Parameter und Optimierung der übrigen drei ähnlich gute Ergebnisse
erzielen lassen, die nur geringe Unterschiede der quadratischen Fehlersumme aufweisen. Diese
Eigenschaft gestaltet die Analyse sehr schwierig und rechenzeitaufwändig. Außerdem konvergiert die
Iteration nur dann auf das absolute Fehlerminimum, wenn die Startwerte ausreichend gut sind. Die
Optimierung aller 4 Parameter führt dann zu sehr guten Ergebnissen mit relativen B-Abweichungen, die
im betrachteten I C -Bereich maximal wenige Prozent betragen.
Bild 5.9: Vergleich zwischen den B-Werten der Messung und des Modells für die Transistoren 14 und
15

- 48 -
Für drei Exemplare der untersuchten Transistoren des Typs BFY90 wurden umfangreiche Parameter-
berechnungen der beschriebenen Art ausgeführt, wobei zwei Exemplare (Transistoren 14 und 15) aus
der Gruppe der am stärksten degradierten Transistoren (Arbeitspunkt I C = 0) und einer (Transistor 25)
der am wenigsten degradierten Transistoren (Arbeitspunkt I C = 10 mA) ausgesucht wurden.
In Bild 5.9 sind die Messwerte für die Transistoren 14 und 15 zusammen mit den berechneten Modell-
kurven zu sehen. Die Übereinstimmung zwischen Messung und Modell ist für alle Bestrahlungszustände
sehr gut.
Bild 5.10: Verlauf der optimierten Spice-Parameter (ohne Dimensionen) für den Transistor 15
Der Verlauf der optimierten Parameter über der Bestrahlungsdosis ist für den Transistor 15 in Bild 5.10
dargestellt (ohne Dimensionen). Man erkennt einen Abfall mit Sättigungscharakteristik für B F , I SE und
n E , sowie einen Anstieg von I KF . Bei letzterem Parameter sind oberhalb weniger kGy keine Ergebnisse
mehr vorhanden, da das Stromverstärkungsmaximum bei den Messungen nicht mehr erreicht wurde,
d.h. es wird dann I KF → ∞ angenommen.
Deutlich stellt sich heraus, dass der Parameter B F , der die Rekombination in der Basis repräsentiert, nur
wenig abnimmt. Die Abnahme von I SE um mehr als 4 Dekaden darf nicht als Verringerung des entspre-
chenden Basisstromanteils interpretiert werden, denn die Veränderung von n E ist wegen der exponen-
tiellen Abhängigkeit dominant:
I LE = I SE · exp[U BE /(n E ·U T )] (5.10)
Physikalisch nicht interpretierbar bleibt der Wert n E = 6.5 vor der Bestrahlung, denn ein Basisstromanteil
mit diesem Exponentfaktor käme allenfalls durch Kanalbildung zustande (s. Abschnitt 3.1.4). Bei
Festsetzung anderer n E -Werte im Intervall 2...10 in den Modellberechnungen wird der Fehler jedoch nur
unwesentlich größer, so dass unter Berücksichtigung der Messunsicherheit (auch wenn sie weniger als 1
% beträgt) ebenso andere Parameterkombinationen realistisch sind. Außerdem sollte man bedenken,

- 49 -
dass der B(I C )-Verlauf lediglich in einem Bereich herangezogen wurde, in dem der B-Abfall noch nicht
sehr groß ist. So können die ermittelten Parameter durchaus den Übergangsbereich der Dominanz von
Basis-Rekombinationsstrom bzw. Oberflächenströme richtig wiederspiegeln, bei noch kleineren
Kollektorströmen aber eventuell Fehler enthalten. Für die genaue Bestimmung der Parameter I SE und
n E müsste die I B (U BE )-Abhängigkeit bei kleinen I C gemessen werden (Gleichung 5.4).
Der qualitative Verlauf ist bei allen drei Transistoren ähnlich, die quantitativen Werte sind jedoch unter-
schiedlich, wie Tabelle 5.6 zeigt. Auch bei den beiden Exemplaren aus einer Gruppe (Transistoren 14
und 15) ergeben sich aufgrund der Abweichung bei kleinen Kollektorströmen und größter Dosis (siehe
Bild 5.9) sehr unterschiedliche Parameterwerte. Dieses verdeutlicht die Problematik, einen
allgemeingültigen Degradationsverlauf der Spice-Parameter anzugeben.
Transistor B F (0) B F (48kGy) I SE (0) I SE (48kGy) n E (0) n E (48kGy)
14 91.1 71.1 1720pA 0.52pA 6.85 1.98
15 87.2 68.6 1460pA 0.033pA 6.51 1.63
25 88.5 78.9 2220pA 5.0pA 7.34 2.45
Tabelle 5.6: Spice-Parameter unter Modell 1
Es stellt sich prinzipiell die Frage, ob eine solch genaue Modellbeschreibung überhaupt notwendig ist. Da
in den meisten Schaltungen der Stromverstärkungsfaktor eher sublinear in die Schaltungseigenschaften
eingeht, wäre es durchaus zulässig, ein einfacheres Modell einzusetzen, das zwar den prinzipiellen
Verlauf richtig wiedergibt (z.B. den B-Abfall bei kleinem I C ), jedoch begrenzte Abweichungen von realen
Verlauf zulässt. Bei geringer Dynamik des Kollektorstroms reicht es in vielen Fällen sogar aus, ein
konstantes B einzusetzen. Trotzdem ist eine universelle Modellbeschreibung im Sinne einer einfachen
Handhabung der Simulation wünschenswert.
So kann z.B. der Hochstromeffekt ausgeklammert werden (I KF → ∞), wenn nur Stromdichten unterhalb
des Stromverstärkungs-Maximums betrachtet werden. Das Verhalten bei niedrigen Strömen ist wegen
der stärksten Degradation auch am interessantesten. Durch den Wegfall der Berechnung von I KF wird
die Zahl der Freiheitsgrade verringert, und die Optimierung vereinfacht sich. Die Gegenüberstellung der
gemessenen B-Werte mit den im Modell simulierten Ergebnissen (Bild 5.11) zeigt, dass weiterhin eine
gute Übereinstimmung bis zu I C von etwa 3 mA vorliegt. An den unrealistischen Werten für n E und den
großen Unterschieden der Parameter I SE und n E für die Transistoren 14 und 15 ändert sich jedoch
nichts (Tabelle 5.7). Transistor 25 ergibt sogar n E = 10, wobei sich aber bei Variation von 6 < n E < 30
(entsprechend variiert I SE zwischen 1 nA und 29 nA) der Gesamtfehler nur sehr wenig verändert.
Um ein gleichmäßigeres Verhalten zu erzeugen, wurde im 3. Modell der Parameter n E auf dem Wert 2.0
konstant gehalten, was physikalisch z.B. einem Stromanteil durch Oberflächenrekombination entspricht
(s. Abschnitt 3.1.4.). Durch diese Maßnahme wird eine deutliche Verbesserung der Rechenzeit und der
Konvergenz erreicht.

- 50 -
Transistor B F (0) B F (48kGy) I SE (0) I SE (48kGy) n E (0) n E (48kGy)
14 90.9 70.2 213pA 1.4pA 4.50 2.15
15 86.8 69.5 1570pA 0.019pA 6.69 1.58
25 87.8 76.9 5370pA 42pA 10 3.35
Tabelle 5.7: Spice-Parameter unter Modell 2
Bild 5.11: Vergleich zwischen den B-Werten der Messung und des Modells 2 für den Transistor 15
Die resultierenden Spice-Parameter B F und I SE (Tabelle 5.8 und Bild 5.12) weisen einen wesentlich
einheitlicheren Verlauf als mit variablem n E auf, wobei nun der Unterschied zwischen den beiden
betrachteten Gruppen (Transistoren 14 und 15 bzw. Transistor 25) in B F größer als in I SE ist. Allerdings
ist die Approximation der gemessenen Punkte bei kleinen Dosen für geringe Kollektorströme und bei
großen Dosen für hohe Kollektorströme nicht mehr so gut (Bild 5.13) wie im Modell 1. Für den Bereich
20μA < I C < 3mA sind die Ergebnisse auf jeden Fall akzeptabel.
Transistor B F (0) B F (48kGy) I SE (0) I SE (48kGy)
14 96.5 71.0 0.19pA 0.57pA
15 92.0 63.2 0.20pA 0.53pA
25 92.5 82.5 0.18pA 0.47pA
Tabelle 5.8: Spice-Parameter unter Modell 3

- 51 -
Bild 5.12: Verlauf der Spice-Parameter mit n E = 2 (Modell 3) der Transistoren 14,15,25
Bild 5.13: Vergleich zwischen den B-Werten der Messung und des Modells 3 mit n E = 2 für den
Transistor 15

- 52 -
Ein weiterer Versuch, verschiedene Stromanteile mit den konstanten Faktoren n = 1.5 und n = 2
(entsprechend der physikalischen Stromanteile, siehe Abschnitt 3.1.4.) zu berücksichtigen, war nicht
erfolgreich, da bei der mathematischen Optimierung mittels Regression teilweise negative Ströme
errechnet wurden.
In einer anderen Untersuchung [207], ebenfalls angewandt auf einige Exemplare des Transistortyps
BFY90 vor und zu verschiedenen Bestrahlungszuständen schwankten die optimierten Parameter sehr
stark und vor allem nichtmonoton. Zur Modellierung eines praktisch verwertbaren Verlaufs der Parame-
terdegradationen war es zweckmäßig, mehrere Parameter als konstant oder mit linearer Änderung
anzunehmen.
Eine wissenschaftliche Deutung der Degradation der einzelnen Basisstromanteile ist qualitativ in der
Form möglich, dass sowohl zusätzliche oberflächennahe Ströme (beschreibbar durch I SE in Modell 3),
wie auch der Basis-Rekombinationsstrom (beschreibbar durch B F ) die Degradation des
Stromverstärkungsfaktors bewirken.
5.2.4. Annealing
Beim Raumtemperatur-Annealing verbesserte sich die Stromverstärkung langsam, innerhalb eines
Monats betrug der Annealinggrad etwa 30...40%. Bei höherem Kollektorstrom ist die Annealinggeschwin-
digkeit größer, die Transistoren mit der höchsten Verlustleistung (120mW ergibt eine Sperrschichttempe-
ratur von etwa 130 o C) erreichten sogar B-Werte wenige Prozent oberhalb der unbestrahlten Daten. Die
unterschiedliche Annealinggeschwindigkeit ist möglicherweise ein Einfluss der Sperrschichttemperatur.
Beim 2N2222A betrug der Annealinggrad nach 10 Tagen, abhängig vom Arbeitspunkt, 3...70 %.
Die degradierten Sperrschichtkapazitäten des 2N2222A erholten sich vollständig.

5.3. MOS-Feldeffekttransistoren
5.3.1. Untersuchungsmethode
- 53 -
Untersucht wurden die n-Kanal-Typen BS170, BD522, BF981 und 40673 bis zu einer Dosis von 27 kGy,
erstgenannter in 5 verschiedenen Arbeitspunkten. Die zugehörigen Schaltungen sind in Bild 5.14
zusammengestellt. In Gruppe A werden die Transistoren bei einer negativen Verschiebung ihrer Schwell-
spannung vom aktiven Betrieb in den ohmschen Bereich übergehen. Während die Gate-Source-
Spannung U GS der Transistoren in den Gruppen B bis E konstant gehalten wird, sind die gegenge-
koppelten Schaltungen der Gruppen F bis H so ausgelegt, dass eine Stabilisierung des Arbeitspunkts
U DS und eine Nachführung von U GS eintritt.
Bild 5.14: Schaltungen zur Arbeitspunkteinstellung der MOSFET

- 54 -
vor Bestr. nach Bestr.
Gruppe Objekte Typ U GS U DS , I D U DS , I D
A 1-5 BS170 1.8V...0V 1.8V , 2mA 0V , 2.2mA
B 6-10 BS170 0V 20V , 0A 0V , 2mA
C 11-15 BS170 1.3V 20V , 0A 0V , 2mA
D 16-20 BS170 5V 0V , 2mA 0V , 2mA
E 21-25 BS170 -15V 20V , 0A 20V , 0A
F 26-30 BD522 2V...0.5V 4V , 2mA 2V , 2.2mA
G 31-35 BF981 -0.4V 4V , 2mA 4V , 2mA
H 36-40 40673 0.1V 4V , 2mA 4V , 2mA
Tabelle 5.9: Arbeitspunkte für die MOSFET-Untersuchungen
Da die Intensität der Degradation vorher unbekannt war, wurden zwei direkt aufeinanderfolgende
Experimente durchgeführt, das erste mit einer geringen Dosisrate von 7.8 Gy/h, das zweite mit 180
Gy/h. Das Annealingverhalten wurde danach 3 Wochen bei Raumtemperatur und 5 Tage bei 100 o C
beobachtet.
Die Messmethode realisiert zunächst ein näherungsweises Suchen der Schwellspannung, indem die
Gate-Source-Spannung ausgehend von -10 V in 0.2 V-Schritten so weit erhöht wird, bis I D = 1 μA
erreicht ist. Im U GS -Intervall von -0.6 V unterhalb dieses Schwellwerts bis 2.4 V darüber werden
anschließend die Kennlinien ausgemessen.
Zur Auswertung der Messdaten I D (U GS ) werden zwei unterschiedliche Modelle angewendet. Für die
Typen BF981 und 40673 wird die quadratische Kennlinie (K = Steilheitsfaktor und U th = Abschnür-
spannung) angesetzt:
I D = K · (U GS - U th ) 2 (5.11)
für die Typen BS170 und BD522, die bei Messströmen I D < 50 mA noch im Bereich schwacher Injektion
arbeiten, die exponentielle Kennlinie (I SS = Bezugsstrom, U 0 = Bezugsspannung):
I D = I SS · exp(U GS /U 0 ) (5.12)
Die Steilheit ist dabei umgekehrt proportional zur Bezugsspannung U 0 :
g m = dI D / dU th = I D / U 0
(5.13)
Bei der Datenauswertung werden die Parameter K und U th bzw. I SS und U 0 durch lineare Regression
der Messpunkte nach entsprechender Linearisierung ermittelt. Im Modell nach Gl. 5.12 wird die
Spannung U GS , der I D = 10 μA entspricht, im Folgenden mit Pinchoff-Spannung U P bezeichnet.

- 55 -
5.3.2. Ergebnisse der Bestrahlungsuntersuchungen
Die beobachteten Degradationserscheinungen entsprechend weitgehend den Literaturaussagen: in erster
Linie wird die Schwellspannung negativer, wie das gemessene Beispiel in Bild 5.15 deutlich zeigt.
Außerdem verschlechterten sich Steilheit und Kanalwiderstand der Transistoren.
Die Steuerkennlinien der MOSFET, durch die Schwellspannung und Steilheit charakterisiert, verschieben
sich nach links und werden flacher. Eine Steilheitsabnahme tritt erst nach deutlicher Schwellspannungs-
verschiebung ein.
Bild 5.15: Beispiel für die gemessene Degradation der MOSFET-Steuerkennlinie (Typ BS170 im
Arbeitspunkt U GS = -15 V, Gruppe E)
Teilweise war die Streuung der Daten innerhalb einer Probandengruppe sehr groß, trotzdem sind z.B.
beim Arbeitspunkteinfluss eindeutige Tendenzen erkennbar.
Die Degradation ist stark vom Arbeitspunkt (Gate-Source-Spannung) abhängig (Bilder 5.16 bis 5.18),
z.B. liegt die Schwellspannungsverschiebung bei 5 kGy für den BS170 zwischen 1.5 V und 10 V. In
Gruppe D traten besonders große Unterschiede der Degradation auf, aber auch in den anderen Gruppen
gab es einzelne "Ausreißer". Die für Bild 5.17 ausgewählten Beispiele D1 und D2 spiegeln die Extrema
in Gruppe D wieder; die Kurven der anderen Gruppen entsprechen dem jeweiligen Mittelwert ohne
Berücksichtigung der "Ausreißer".

- 56 -
Bilder 5.16 bis 5.18: Degradation der Schwellspannung bzw. Steilheit des Typs BS 170

- 57 -
Bilder 5.19 und 5.20: Degradation der Steuerkennlinien der Typen BF 981 und 40673
Durch das begrenzte Gate-Source-Spannungsintervall während der Messungen sind die Auswertungen
des Kanal-Sperrstroms und des On-Widerstands (teilweise starke Vergrößerungen beider Kennwerte)
wenig aussagekräftig. Bei einer Abnahme der Steilheit der Steuerkennlinie wird der Transistor auf der
einen Seite (negativste Spannung) nicht mehr genügend gesperrt, auf der anderen Seite (positivste

- 58 -
Spannung) nicht mehr optimal durchgeschaltet. Das gleiche Problem wird aber auch in der praktischen
Anwendung als Schalter auftreten.
Negativ in Bezug auf die Schwellspannung wirken sich sowohl hohe positive wie hohe negative Gate-
Source-Spannungen aus. Bei der Steilheit und dem Kanalwiderstand ist die Schädigung um so größer, je
positiver das Gatepotential ist. Insgesamt günstig ist eine Gate-Source-Spannung nahe 0 V.
Man kann außerdem in Bild 5.17 an den Knicken bei ca. 1.5 kGy einen Einfluss der Dosisrate feststellen.
Der untersuchte MOSFET-Typ BD522 (Gruppe F) degradierte näherungsweise wie der Typ BS170 in
Gruppe C. Die Arbeitspunkte in diesen beiden Gruppen sind auch ähnlich.
Wegen der im Gegensatz zum BS170 quadratischen Steuerkennlinie der Typen BF981 und 40673 nach
Gl. 6.11 wird in den Bildern 5.19 und 5.20 die Abhängigkeit √I D /mA von U GS aufgetragen. Der Typ
BF981 zeigte wesentlich kleinere Degradationen (Bild 5.19), wobei gleichzeitige Änderungen in der
Schwellspannung wie in der Steilheit erkennbar sind. Der 40673 weist ebenfalls nur geringe U th -
Veränderungen auf, oberhalb von etwa 6 kGy wird dann eine Abnahme der Steilheit sichtbar (Bild 5.20).
Die näherungsweise quadratische Abhängigkeit I D (U GS ) bleibt in beiden Fällen erhalten.
Positiv wirkte sich bei diesen beiden Typen sicherlich auch die geringe Gate-Source-Spannung im
gewählten Arbeitspunkt aus.
Die Gateströme lagen sowohl vor wie nach der Bestrahlung unterhalb von 10 pA.
Parameter Veränderung Quantitativ Bemerkungen
————————————————————————————————————————————————————————————————————————————
Schwellspg. negativer 0.2 bis 10 V stark U GS -abh.
————————————————————————————————————————————————————————————————————————————
Steilheit Abnahme 15...75% U GS -abhängig
————————————————————————————————————————————————————————————————————————————
Kanalwiderst. Zunahme U GS -abhängig
————————————————————————————————————————————————————————————————————————————
Sperrstrom Zunahme U GS -abhängig
————————————————————————————————————————————————————————————————————————————
Gatestrom konstant < 10 pA
————————————————————————————————————————————————————————————————————————————
Tabelle 5.10: Übersicht der MOSFET-Degradationen
Tabelle 5.10 fasst die Ergebnisse der Messungen an MOS-Feldeffekttransistoren zusammen.
Auch die HMI-Messdaten zeigen eine weite Spanne der Schwellspannungsverschiebungen, bei 1 kGy
liegen sie zwischen 1.3 und 15 V. Derartig geringe Degradationen, wie sie bei den hier vorliegenden
Untersuchungen an zwei MOSFET-Typen festgestellt wurden, sind jedoch nicht zu finden. Der Grund
liegt in der Tatsache, dass beim HMI (nach Kundenvorgaben) nur bestrahlungsmäßig ungünstige
Arbeitspunkte eingestellt waren. Vergleicht man dagegen die Ergebnisse für hohe negative oder hohe
positive Gate-Source-Spannungen miteinander, so liegen diese in der gleichen Größenordnung. Direkte
quantitative Vergleiche sind jedoch wegen der großen Streuweite nicht sinnvoll. Der überaus große

- 59 -
Einfluss des MOSFET-Arbeitspunkts birgt eine bedeutsame Möglichkeit zur Optimierung von
Schaltungen in sich.
5.3.3. Deutung der Arbeitspunktabhängigkeit
Wenn auch nur wenige verschiedene Gate-Source-Spannungen bei den Untersuchungen des MOSFET
BS170 eingestellt wurden, so kann man aus den Bildern 5.16 bis 5.18 doch folgende Zusammenhänge
der U GS -Abhängigkeit feststellen, die teilweise die Theorie aus Abschnitt 3.3.3. bestätigen:
- Die Verschiebung der Steuerkennlinien erfolgt übereinstimmend mit der Theorie grundsätz-
lich in Richtung negativerer Schwellspannungen.
- Die Schwellspannungsänderung ΔU th sättigt bei höheren Dosen, erklärbar durch den
Aufbau eines Gegenfeldes innerhalb des Oxids.
- Die Abnahme der Steilheit weist darauf hin, dass Grenzflächenzustände ebenfalls eine Rolle
spielen. Dass die Wirkung für positiveres U GS stärker ist, hängt damit zusammen, dass
Phasengrenzzustände schneller durch Rekombination mit Elektronen aus dem Si-Gebiet
gebildet werden können, wenn ein Feld in Richtung vom Gateanschluss zur Halbleitergrenz-
schicht anliegt.
- Ein resultierender Einfluss der Phasengrenzzustände auf die Schwellspannung ist anzuneh-
men, eine quantitative Trennung vom Einfluss durch Oxidladungen jedoch nicht durchführ-
bar.
- Die Schwellspannungsänderung ΔU th = - 12 V für U GS = - 15 V entspricht weitgehend der
Theorie aus Gl. 3.9b, wenn man maximal wenige Volt für die in U ox enthaltenen Austritts-
potentiale ansetzt.
- Dagegen lässt sich der Wert ΔU th = - 3.5 V ... - 5.5 V für U GS = + 5 V nicht sofort deuten.
Nach Gl. 3.9a müsste die Degradation wesentlich größer sein, es sei denn, dass der
Ladungsschwerpunkt etwa in der Mitte der Oxidschicht liegt (d ox /x 1 ≈ 2), was den
bisherigen Literaturaussagen widerspricht (siehe Abschnitt 2.4.), jedoch nicht nachprüfbar
ist. Die große Streuung für diesen Arbeitspunkt verdeutlicht zusätzlich, dass vielleicht noch
ein unbekannter Effekt verantwortlich sein könnte.
- Ist das elektrische Feld im Gateoxid nur schwach (betragsmäßig kleines Gatepotential), ist
die Schwellspannungsverschiebung entsprechend der Theorie am geringsten.
- Die U th -Sättigungswerte für U GS = 0 und U GS = 1.3 V sind identisch, während bei kleinen
Dosen die Transistoren mit U GS = 1.3 V (Kurve C in Bild 5.16) stärker degradieren. Dieses
weist auf eine günstige Kompensation der Auswirkungen von Oxidladungen und Phasen-
grenzzuständen ab 3 kGy hin.
- Eine Richtungsumkehr der Steilheits-Änderung ist in Kurve E des Bildes 5.18 zu
beobachten. Die Ursache ist ungeklärt, da sich die Phasengrenzzustandsdichte gewöhnlich
nur durch Annealingvorgänge verringert, was jedoch hier wegen der geringen
Annealinggeschwindigkeit ausgeschlossen ist (siehe nächster Abschnitt).

5.3.4. Annealing
- 60 -
Beim Annealing ging die Degradation der Schwellspannung um 20% bis 60% zurück, hauptsächlich
während der Behandlung mit 100 o C. Der Rückgang der Steilheits-Degradation war eher gering (ca. 10
%), beim Typ 40673 verschlechterte sich die Steilheit sogar nochmals um 10 %. Nur beim BF981 wurde
ein hoher Annealinggrad von 55% erreicht.

5.4. Integrierte Operationsverstärker
5.4.1. Untersuchungsmethode
- 61 -
Untersucht wurden als Operationsverstärker die Bipolartypen OP 07, OP 08, OP 27, sowie die JFET-
Typen LT 1056, TL 061, TL 081 mit Dosen bis 20 kGy. Die Betriebsspannung wurde auf ± 15 V
eingestellt.
Während der Bestrahlung wurden die Übertragungskennlinien der mit den Operationsverstärkern
realisierten nichtinvertierenden Verstärkerschaltungen (V u = 20), sowie die Eingangsströme am nicht-
invertierenden Eingang gemessen, die im Folgenden mit dem Biasstrom I B gleichgesetzt werden, da der
Offsetstrom klein gegenüber dem Biasstrom ist. Aus den Übertragungskennlinien lassen sich Offset-
spannung, Aussteuergrenzen und Linearität der Verstärkung ermitteln. Zusätzlich wurden jeweils vor und
nach den Bestrahlungen mit Hilfe eines OP-Testgeräts die Größen Versorgungsstrom, Leerlaufverstär-
kung (50 Hz), Gleichtaktunterdrückung (50 Hz), Ausgangsspannungsgrenzen unter Last, Biasstrom,
Offsetstrom und Offsetspannung gemessen. Das Verstärkungs-Bandbreite-Produkt (GBWP) und die
Slew-Rate wurden ebenfalls nur offline mittels Standard-Messmethoden ermittelt.
Von den ersten beiden Experimenten mit Operationsverstärkern (4 kGy bzw. 5 kGy) konnten nur die
Offline-Daten verwertet werden, da die in Abschnitt 5.1 beschriebenen Isolationsstörungen auftraten.
Das dritte Experiment (20 kGy) lief dann störungsfrei ab.
5.4.2. Ergebnisse der Bestrahlungsuntersuchungen
Die Bilder 5.21 und 5.22 demonstrieren die Veränderungen des gemessenen Biasstroms der untersuch-
ten Operationsverstärker. Hierin ist auch ein konstanter Photostrom von etwa - 3 nA (siehe Abschnitt 5.8)
enthalten. Die mit "Diskr.OP" bezeichnete Kurve betrifft den in Abschnitt 6.3. behandelten diskreten
Aufbau.
Der starke Anstieg von I B bei den Typen OP 07 und OP 27 (Bild 5.21; bei einem anderen Experiment
sogar bis zu 1 μA) ist durch die interne Biasstromkompensation erklärbar: schon bei einer leicht
unsymmetrischen Degradation der Transistoren können große Differenzen zwischen den Basisströmen
des Eingangs-Differenzverstärkers und den Kompensationsquellen entstehen. Beim OP 08 stellt die B-
Abnahme der Superbeta-Transistoren die Ursache des I B -Anstiegs dar, bei den Verstärkern mit Feld-
effekttransistoren Oberflächenströme an den Eingängen. Beim Vergleich des Bipolartyps OP 08 mit den
JFET-Typen ergibt sich kein prinzipieller Vorteil der Feldeffekttransistor-Typen, lediglich der Biasstrom
des TL 061 liegt in derselben Größe wie der OP 08.

- 62 -
Bild 5.21 und Bild 5.22: Biasstrom der Operationsverstärker
Bild 5.23 gibt die gruppengemittelten Offsetspannungs-Degradationen wieder; die Kurven für die
Operationsverstärker OP 07 und OP 27 sind nicht eingezeichnet, da sie unter 0.25 mV liegen. Bei der
Bewertung der Daten erkennt man, dass sich diese Typen, die unter normalen Bedingungen eine gute
U OS -Stabilität (spezifizierter Maximalwert, Temperaturdrift, Alterung) aufweisen, auch unter Bestrahlung
positiv verhalten.
Lediglich beim LT 1056 traten große Unterschiede zwischen den Probanden einer Gruppe auf (Bild
5.24); das Exemplar Nr. 4 weist oberhalb von 5 kGy starke U OS -Schwankungen bis zu -11 mV auf.

- 63 -
Bild 5.23 und Bild 5.24: Offsetspannungsänderung der Operationsverstärker
Im dynamischen Verhalten wurden deutliche Veränderungen festgestellt: das Verstärkungs-Bandbreite-
Produkt nahm größerenteils ab, und zwar bis um 40 %. Nimmt man an, dass sich die Kompensations-
kapazität nicht verändert hat, kommt als Ursache die Abnahme der Steilheit der Eingangsstufe durch
einen Rückgang des Arbeitsstroms in Betracht. Eine Korrelation mit der Degradation des Versorgungs-
stroms bestätigt diese Aussage. Der Typ TL 061 verbesserte als einziger seine Bandbreite um 20 %;
sein Versorgungsstrom stieg um 10 %.
Ähnliche Veränderungen wurden bezüglich der Slew-Rate festgestellt, wobei allerdings die Operations-
verstärker mit FET-Eingang unsymmetrisch wurden. Beim TL 061 verdoppelte sich die Slew-Rate für
negative Übergänge, für positive Übergänge blieb sie konstant. Beim ähnlich aufgebauten TL 081

- 64 -
verschlechterte sich die positive Anstiegsgeschwindigkeit um 10 %, die negative wurde um 30 % größer.
Diese Ergebnisse deuten auf eine stark unsymmetrische Schädigung der Eingangsstufe hin.
Die bereits vorgestellten, sowie die weiteren Ergebnisse werden in der folgenden Tabelle zusammen-
gefasst:
Parameter Veränderung Quantitativ Bemerkungen
————————————————————————————————————————————————————————————————————————————
Vers.strom Abnahme bis 45% Ausn.: TL-Reihe
————————————————————————————————————————————————————————————————————————————
Offsetspg. Veränderung bis 0.25 mV OP 07 und OP 27
1.3 mV bis 15 mV FET-Eingänge
————————————————————————————————————————————————————————————————————————————
Biasstrom große Zunahme 5 nA...1 μA Bipolar-Eing.
wenige nA FET-Eingänge
————————————————————————————————————————————————————————————————————————————
Ausg.strom unbedeutend - -
Abnahme begrenzt < 5 mA nur Typ OP 08
————————————————————————————————————————————————————————————————————————————
Ausg.spannung verschieden -0.5 V...+0.2 V
————————————————————————————————————————————————————————————————————————————
Leerlaufverst. unbedeutend bleibt >90 dB außer TL 061
Abnahme 1200 = 62 dB Typ TL 061
————————————————————————————————————————————————————————————————————————————
Gleicht.-Unt. unbedeutend >80 dB außer TL 061
————————————————————————————————————————————————————————————————————————————
GBWP verschieden -40%...+20%
————————————————————————————————————————————————————————————————————————————
Slew-Rate Abnahme bis -25% Bipolar-Eing.
verschieden bis +100% FET-Eing.
————————————————————————————————————————————————————————————————————————————
Tabelle 5.11: Übersicht der Operationsverstärker-Degradationen
Der Parameter Versorgungsstrom ist an sich für den Betrieb meist ohne große Bedeutung, kritischer
wäre ein größerer Anstieg des Versorgungsstroms, so dass die Spannungsversorgung überlastet werden
könnte. Allerdings ändern sich andere Operationsverstärker-Parameter in Abhängigkeit der Betriebs-
ströme (z.B. die Slew-Rate), so dass Operationsverstärker mit höherer Versorgungsstrom-Änderung
auch in diesen Parametern stärker degradieren.
Die Offsetströme bewegen sich, verglichen mit den Biasströmen, im normalen Rahmen (einige Prozent
von I B ).
Auffällig ist, dass die Strombelastbarkeit des OP 08 für negative Ströme abnimmt: ein Zeichen größerer
Schädigung der Stromverstärkung der Ausgangs-pnp-Transistoren.

- 65 -
Die Korrelation der Degradation innerhalb der Gruppen gleicher Bauteiletypen war gut. Wenn auch z.B.
beim Biasstrom Unterschiede der absoluten Werte bis zu Faktor 2 auftraten (OP 08 in Bild 5.22), so war
die Degradation recht gleichmäßig.
Zu den einzelnen OP-Typen kann man folgende besondere Aussagen in Bezug auf die Strahlenschäden
treffen:
OP 07: gute Offsetspannungsstabilität, hoher Biasstrom
OP 08: negativer Ausgangsstrom begrenzt
OP 27: gute Offsetspannungsstabilität, hoher Biasstrom
LT 1056: hohe Offsetspannung
TL 061: dynamische Eigenschaften besser, Leerlaufverstärkung klein
TL 081: unsymmetrische Slew-Rate
Beim HMI wurden z.B. auch die Operationsverstärker-Typen OP 07 und OP 27 untersucht [19,190,193].
Die Degradationswerte liegen in derselben Größenordnung wie die selbst gemessenen. Als Beispiel
diene der Biasstrom des OP07 nach der Bestrahlung: beim HMI 40...110 nA, eigene Messungen 80...200
nA.
Der vom HMI gemessene Operationsverstärker OP 16 [190] ist ähnlich den Typen LT 1056 bzw. LF 356
aufgebaut. Die eigenen Bestrahlungswerte für diese FET-Operationsverstärker sind jedoch wesentlich
schlechter als die des HMI (Offsetspannung 20-fach, Biasstrom 10-fach höher).
Die Hersteller- und Chargenunterschiede sind folglich bei den Operationsverstärkern besonders groß.
5.4.3. Annealing
Die Annealingmessungen der Operationsverstärker wurden 2.5 Monate bei Raumtemperatur durch-
geführt.
Die Offsetspannungswerte änderten sich während der ersten Stunden bis zu 1 mV und blieben danach
fast konstant. Bei einem Exemplar des LT1056 vergrößerte sich jedoch die Offsetspannung nach der
Bestrahlung um 25 mV, es handelt sich hierbei aber um eine Ausnahme.
Der Biasstrom verringert sich beim Annealing deutlich. Bei einer Annealingzeit von 75 Tagen bei
Raumtemperatur betrug der Ausheilgrad immerhin bis über 80 %. Bild 5.25 zeigt den Annealing-Verlauf
für einige Operationsverstärkertypen. Trotzdem liegt der Biasstrom der FET-Schaltungen mit größen-
ordnungsmäßig 1 nA noch deutlich über den unbestrahlten Werten von einigen 10 pA.

- 66 -
Bild 5.25: Annealing des Biasstroms der Operationsverstärker bei Raumtemperatur
5.5. Integrierte Transimpedanzverstärker
Neben Operationsverstärkern wurden auch Transimpedanzverstärker untersucht, da sie neuere
integrierte Schaltungen mit sehr guten Hochfrequenzeigenschaften darstellen und daher eventuell
bessere Degradationseigenschaften als herkömmliche Operationsverstärker aufweisen könnten. Die
Einsatzmöglichkeiten sind jedoch aufgrund der Stromgegenkopplung auf spezielle Schaltungsstrukturen
beschränkt.
5.5.1. Untersuchungsmethode
Es wurden zwei Typen Transimpedanzverstärker (CLC 401 und EL 2020) bestrahlt, der CLC 401 dreimal
aufeinanderfolgend (insgesamt 29 kGy), der EL 2020 zweimal (insgesamt 25 kGy), mit jeweils etwa 14-
tägigen Erholphasen bei Raumtemperatur. Die Dosisraten betrugen etwa 30 Gy/h, beim letzten Bestrah-
lungszyklus jedoch etwa 90 Gy/h. Die Betriebsspannung wurde auf ± 6 V eingestellt.
Außer der während der Bestrahlung gemessen Größen Offsetspannung, Strom am nichtinvertierenden
Eingang und Gleichspannungs-Übertragungskennlinie, wurde noch offline der Frequenzgang einer 50Ω-
angepassten Hochfrequenzverstärker-Teststruktur mit eingesetztem Transimpedanzverstärker-Baustein
bestimmt.

- 67 -
5.5.2. Ergebnisse der Bestrahlungsuntersuchungen
Die Verläufe der Offsetspannungen und der Eingangsströme sind im nächsten Abschnitt zusammen mit
den Annealingveränderungen in den Bildern 5.26 bis 5.29 wiedergegeben. Die Offsetspannungs-
Degradation verläuft bei den untersuchten Transimpedanzverstärker-Exemplaren sehr unterschiedlich,
auch innerhalb einer Gruppe; die Änderungen bewegen sich von 1 mV bis 20 mV. Der Eingangsstrom
am nichtinvertierenden Eingang ist im Vergleich zu den Operationsverstärkern recht stabil, sein Betrag
nimmt sogar bis zu 20% (CLC 401) bzw. 50% (EL 2020) ab. Diese beiden Veränderungen sind jedoch für
praktische Anwendungen als Wechselspannungsverstärker im Allgemeinen ohne Bedeutung.
Interessant sind die Ergebnisse für die Grenzfrequenz der breitbandigen Verstärker: hier wurden beim
CLC 401 keine Änderungen, beim EL 2020 Abnahmen von nur etwa 7% gemessen.
Parameter Veränderung Quantitativ Bemerkungen
————————————————————————————————————————————————————————————————————————————
Offsetspg. deutlich bis 20 mV
————————————————————————————————————————————————————————————————————————————
Eingangsstrom Abnahme - 20 % CLC 401
(nichtinvert.) - 50 % EL 2020
————————————————————————————————————————————————————————————————————————————
Ausg.spannung unverändert -
————————————————————————————————————————————————————————————————————————————
Grenzfrequenz gering < 7%
————————————————————————————————————————————————————————————————————————————
Tabelle 5.12: Übersicht der Transimpedanzverstärker-Degradationen
Eine genaue Deutung der Eingangsstrom-Degradation ist nicht möglich, da keine detaillierten Informatio-
nen über die innere Struktur der verwendeten Transimpedanzverstärker vorliegen. Das Datenblatt gibt
keine Aussagen darüber, eine Nachfrage bei Comlinear Corporation, dem Hersteller des CLC 401, blieb
unbeantwortet. Man kann jedoch vermuten, dass die Eingangsstufen der Schaltkreise "Diamond-
Strukturen" nach Bild 5.26 sind [215]. Der Strom I E am nichtinvertierenden Eingang setzt sich aus den
Basisströmen des pnp-Transistors T 1 und des npn-Transistors T 2 zusammen. Bei gleichen Kollektor-
strömen und identischen Stromverstärkungsfaktoren kompensieren sich die Basisströme ideal zu I E = 0,
Unsymmetrien führen jedoch zu einem endlichen Eingangsstrom. Im Datenblatt sind nur Beträge der
maximalen Ströme angegeben. Dass I E stets negativ gemessen wurde, ist vermutlich auf eine kleinere
Stromverstärkung der pnp-Transistoren zurückzuführen. Ein systematischer Unterschied der Ströme I 1
und I 2 ist ebenfalls denkbar.

- 68 -
Bild 5.26: Diamond-Struktur der Eingangsstufen von Transimpedanzverstärkern [215]
Durch eine Unsymmetrie der Degradationen kann die beobachtete betragsmäßige Abnahme des Stroms
zustande kommen. Es kann entweder die B-Degradation von T 1 günstiger als von T 2 sein, oder I 1
verringert sich etwas stärker als I 2 . Die Änderung der Offsetspannung bestätigt zudem die Annahme
einer unsymmetrischen Degradation der Eingangsstufe.
Dass die Änderungen von I E insgesamt relativ gering sind, bedeutet, dass entweder eine doch recht
gleichmäßige Schädigung der symmetrischen Struktur auftritt (was jedoch unwahrscheinlich ist) oder die
Einzelkomponenten absolut wenig degradieren. Die Beständigkeit der dynamischen Eigenschaften
bekräftigt die zweite Annahme.
Die recht gute Strahlenbeständigkeit (bis auf die Offsetspannung) ist sicherlich auch auf die moderne
Technologie der integrierten Transimpedanzverstärker-Schaltkreise zurückzuführen (Transistoren mit
sehr hoher Transitfrequenz; vermutlich dielektrische Isolationen).
5.5.3. Bestrahlungs- und Annealing-Zyklen
In der Folge der Bestrahlungs- und Raumtemperatur-Annealingphasen (Bilder 5.27 bis 5.30) für die
Offsetspannungen und Eingangsströme aller 10 untersuchten Transimpedanzverstärker sind
interessante Ergebnisse zu erkennen. Die Annealingveränderungen sind als senkrechte Linien an den
jeweiligen Zyklusgrenzen eingezeichnet.
Beide Größen U OS und I E veränderten sich sowohl während der Bestrahlungen wie auch während der
Annealingphasen in unterschiedlichen Tendenzen, häufig sogar beim Annealing stärker als während der
Bestrahlungen. Dieses ist besonders beim Typ CLC 401 zu erkennen. Der Verlauf der Offsetspannung
des EL 2020 setzt sich unabhängig von den Annealingveränderungen nach kurzer Bestrahlungszeit fort,
während sich dessen Eingangsstrom beim Annealing nur wenig ändert und bei der Folgebestrahlung
zunächst rückläufig ist und dann weiter degradiert.

- 69 -
Am Beispiel des am stärksten degradierten Transimpedanzverstärkers CLC401, Exemplar 5 soll ein
Deutungsversuch unternommen werden: Der Betrag der Offsetspannung (Bild 5.27) vergrößert sich im
Laufe der 1. Bestrahlung um 2 mV. Beim nachfolgenden Annealing steigt -U OS extrem an (20 mV), was
nur als Folgeprozess eines Bestrahlungseffekts im Halbleitermaterial gedeutet werden kann, z.B. die
Umwandlung von Oxidladungen in Phasengrenzzustände oder eine Diffusion der Störstellen in Bereiche
größerer Auswirkung. Im 2. Bestrahlungszyklus, einschließlich Annealingzeitraum, wird die Degradation
zum Teil wieder kompensiert. Eine Erklärung für diese Umkehr kann nicht gegeben werden, da aufgrund
der sehr komplexen integrierten Struktur keine Beurteilung des Einflusses der vermuteten Effekte auf die
elektrischen Eigenschaften der Gesamtschaltung möglich ist. Erstaunlicherweise scheint sich im 3.
Zyklus die Degradation des ersten fortzusetzen, bis bei hohen Dosen -U OS wieder etwas kleiner wird.
Die Dosisrate scheidet als Erklärung aus, da sie bei den beiden ersten Experimenten etwa gleich und
erst bei der 3. Bestrahlung größer war.
Dieses exemplarische Verhalten beweist wiederum die hohe Komplexität der durch Bestrahlung
verursachten Vorgänge in Halbleiter-Bauelementen. Es ist einzusehen, dass solche Verläufe wohl kaum
vorherzusagen sind.

- 70 -
Bild 5.27 und 5.28: Offsetspannung und Eingangsstrom während der Bestrahlungs- und Annealing-
Zyklen des Typs CLC401 (5 Exemplare)

- 71 -
Bild 5.29 und 5.30: Offsetspannung und Eingangsstrom während der Bestrahlungs- und Annealing-
Zyklen des Typs EL2020 (5 Exemplare)

5.6. Z-Dioden
5.6.1. Untersuchungsmethode
- 72 -
Getestet wurden Dioden der Typenreihe BZX79C mit Z-Spannungen von 3 V bis 27 V bis zu einer hohen
Gesamtdosis von 93 kGy. 5 Dioden wurden online gemessen, wobei sich aber keine Nichtmonotonien
oder besondere Ereignisse feststellen ließen. Sonst wurden die Parameter nur vor und nach der
Bestrahlung kontrolliert.
Die Dioden wurden während der Bestrahlung allgemein im Durchbruch mit 50 mW Leistung, die 15V-
Typen auch unter anderen Bedingungen betrieben (im Durchbruch mit verschiedenen Strömen, gesperrt,
spannungslos, im Vorwärtsbetrieb).
5.6.2. Ergebnisse der Bestrahlungsuntersuchungen
Die Strahlenhärte von Z-Dioden wurde durch die Untersuchungsergebnisse weitgehend bestätigt.
Die Durchbruchspannung änderte sich lediglich bei den 27V-Dioden um -0.4 V, sonst wurden weniger als
0.2 % (U Z > 5V) bzw. 0.5 % (U Z < 5 V) Änderung gemessen. Bei einem Typ (U Z = 9.1 V) sank die
Spannung bei kleinem Messstrom (I = 1 μA) um mehr als 1 V, was auf Oberflächenströme zurückzu-
führen ist. Die Flussspannungen (I = 5 mA) verringerten sich bis zu 20 mV. Der differenzielle Widerstand
vergrößerte sich lediglich beim 27V-Typ um 40 %. Eine signifikante Arbeitspunktabhängigkeit der
Schädigung konnte an den 15V-Dioden nicht festgestellt werden.
5.7. Sperrschicht-Feldeffekttransistoren
5.7.1. Untersuchungsmethode
Gemessen wurden die statischen Ausgangskennlinienfelder der n-Kanal-Transistoren 2N4416, 2N4393,
2N4859 und BF246B. Alle Typen wurden während der Bestrahlung aktiv mit U DS = 5 V und I D = 2 mA
betrieben, der 2N4416 zusätzlich gesperrt mit U DS = 20V und U GS = -15 V. Die Schaltungen zur
Arbeitspunkteinstellung während der Bestrahlung sind in Bild 5.31 dargestellt.
Die Bestrahlungsdosis betrug 93 kGy mit einer Dosisrate von 260 Gy/h. Das Annealingverhalten wurde
11 Tage bei Raumtemperatur überprüft.

- 73 -
Bild 5.31: Schaltungen zur Arbeitspunkteinstellung der Sperrschicht-FET
5.7.2. Ergebnisse der Bestrahlungs- und Annealinguntersuchungen
Übereinstimmend mit den Literaturaussagen ist die Degradation der Feldeffekttransistoren trotz der
hohen aufgebrachten Dosis recht gering. Daher wird im Folgenden auf eine graphische Darstellung der
Degradationsverläufe verzichtet, die Veränderungen werden nur verbal erklärt.
Die Änderung der Schwellspannung betrug beim BF246B etwa 0.1 V, sonst weniger als 0.03 V und ist
demnach für die meisten Anwendungen vernachlässigbar. Die Steilheit änderte sich um etwa 1 %
(Ausnahme: BF246B: 4 % Abfall). Der Sperrstrom I DS0 bei U GS = - 10 V und U DS = 20 V stieg bis auf
Werte von 0.5 μA an, jedoch nur bei den im Sperrbetrieb bestrahlten 2N4416.
Der On-Widerstand stieg beim Typ BF246B um 10 %, bei den anderen um maximal 2 %. Die Ausgangs-
kennlinien-Steigung, die den Ausgangsleitwert der Sourceschaltung repräsentiert, vergrößerte sich bis zu
35 % und wurde beim Annealing (Raumtemperatur) zum Teil wieder kompensiert (80-95 %
Annealinggrad).
Beim Feldeffekttransistor 2N4416 war nur in den Parametern Sperrstrom und Ausgangsleitwert ein
Einfluss des Arbeitspunkts während der Bestrahlung zu erkennen. Wie bei Bipolartransistoren wirkt sich
der Sperrbetrieb negativ auf die Degradation aus.
Während beim Raumtemperatur-Annealing des 2N4416 keine signifikanten Veränderungen messbar
waren, zeigten die anderen Typen bei der Steilheit deutliche Änderungen, die weit über die Degradation
während der Bestrahlung hinausgehen. Die Steilheit sank beim 2N4393 sogar innerhalb kurzer Zeit bis
zu 35% und blieb dann konstant.
Die Daten der HMI-Untersuchungen belegen ebenfalls eine sehr geringe Degradation, wobei hier jedoch
nur Messungen bis zu einer Dosis von 10 kGy ausgeführt wurden. Quantitative Vergleiche sind wegen
der insgesamt geringen Änderungen nicht sinnvoll. Interessant ist jedoch festzustellen, dass auch bei
den HMI-Messungen [19,191] erst beim Annealing eine Änderung der Steilheit bzw. des
Sättigungsstroms eintrat (2N5564: +7 % nach 10 kGy; 2N3822: -5 % nach 1.5 kGy).

- 74 -
Zusammenfassend ist zu sagen, dass die Degradationen der Sperrschicht-Feldeffekttransistoren relativ
gering sind. Unterschiede zwischen verschiedenen Typen werden deutlich, der BF246B degradiert
stärker als die übrigen untersuchten Typen. Die Steilheits-Abnahme beim Annealing ist jedoch ein
bedeutsames Phänomen. Dieser Effekt ist dadurch zu erklären, dass während der Bestrahlung
entstandene Oxidladungen nahe des Gates sich beim Annealing in Phasengrenzzustände umwandeln
(wie bei MOSFET).
5.8. Photoströme
Wenn auch die Messung von Photoströmen kein direkter Forschungsgegenstand war, so wurde doch bei
den Operationsverstärker-Experimenten festgestellt, dass sofort nach Bestrahlungsbeginn ein Sprung
des gemessenen Eingangsstroms auftrat, der wegen der proportionalen Abhängigkeit von der Dosisrate
nur auf einen Dosisrateneffekt zurückgeführt werden kann. Fraglich bleibt jedoch der Ort der Entstehung:
die Halbleiterschaltungen selbst sind weitgehend ausgeschlossen, da es sehr unwahrscheinlich ist, dass
alle Strukturen den gleichen Photostrom erzeugen. Möglich erscheint eine Generation in den
Zuleitungskabeln oder anderen Isoliermaterialien (Leiterplatten, Relais u.ä.). Der im Messaufbau
auftretende Strom beträgt etwa 3 nA bei einer Dosisrate von 100 Gy/h. Da er in derselben
Größenordnung wie die Biasströme liegt, ist er selbst bei dieser relativ geringen Dosisrate nicht zu
vernachlässigen.
5.9. Statistik
Die vorgestellten Messergebnisse waren allgemein Mittelwerte der jeweils unter gleichen Bedingungen
untersuchten 5 Bauelemente-Exemplare. Eventuelle "Ausreißer" wurden allerdings nicht berücksichtigt.
Einige statistische Aussagen wurden schon bei den Messergebnissen der einzelnen Bauteilklassen
genannt. Bei den MOS-Feldeffekttransistoren waren nur in einer Gruppe größere Schwankungen
festzustellen, die Operationsverstärker degradierten mit einer Ausnahme gleichmäßig, bei den Trans-
impedanzverstärkern wurden große Differenzen untereinander gemessen und bei den Sperrschicht-
Feldeffekttransistoren und Z-Dioden waren die Schwankungen klein.
Die Losgröße von 5 Probanden lässt jedoch keine gesicherten Aussagen über die allgemeine Statistik
zu, es sind allenfalls Tendenzen erkennbar.

- 75 -
Bilder 5.32 bis 5.34: Verläufe der 1/B-Änderungen des Typs BFY90 für 3 Arbeitspunkte
Die umfangreichsten statistischen Aussagen sind für den Bipolartransistor-Typ BFY90 möglich, da hierzu
die meisten Messergebnisse existieren. Zum Beispiel degradierte der Stromverstärkungsfaktor bei
mittlerem Basisstrom unter den jeweils 5 Exemplaren einer Gruppe sehr gleichmäßig. Exemplarisch für
3 Gruppen ist der Degradationsverlauf in den Bildern 5.32 bis 5.34 gegenübergestellt. Die Kurven mit
etwas unterschiedlichen Anfangswerten verlaufen parallel zueinander.

- 76 -
Wenn auch, wie eben beschrieben, bei den Messungen an Einzeltransistoren die Schädigung innerhalb
der Gruppen sehr gleichmäßig verlief, war dieses jedoch bei den Transistoren innerhalb einer komplexen
Schaltung (Abschnitt 6.3.) nicht der Fall. Zusammen mit den Ergebnissen der Serienmessungen sind die
1/B-Degradationswerte in Bild 5.35 eingetragen.
Bild 5.35: Vergleich aller Messergebnisse des BFY90
Deutlich wird dieses vor allem bei den Transistoren des diskreten Operationsverstärkers im Arbeitspunkt
I C = 500 μA. Während eine Reihe Messergebnisse innerhalb der interpolierten Streubreite der Einzel-
messungen liegen, sind einzelne Degradationsergebnisse deutlich schlechter. Auch bei I C = 2 mA
schwanken die Ergebnisse stark.
Ein Deutung ist zur Zeit nicht möglich. Es ist jedoch davor zu warnen, die bei Bestrahlungstests ermittel-
ten Degradationsdaten als allgemeingültig anzusehen.

- 77 -
6. Entwurf und Test strahlenresistenter Schaltungen
In diesem Kapitel werden Möglichkeiten vorgestellt, durch Optimierung der elektronischen Schaltungs-
struktur und Auswahl geeigneter Bauelemente möglichst strahlenresistente Schaltungen zu realisieren,
wobei wie bei den Einzeluntersuchungen nur handelsübliche Bauelemente Verwendung finden sollen.
Außer Acht gelassen werden daher spezielle technologische Maßnahmen zur Härtung von Halbleiter-
bauelementen, sowie sehr spezielle Bauteile, die nach Literaturaussagen eine hohe Strahlenverträglich-
keit versprechen (s. Abschnitt 3.1.10).
In der Praxis müssen häufig konträre Anforderungen in Einklang gebracht werden. Zum Beispiel ist ein
geringer Leistungsverbrauch bei Schaltungen im Weltraum zwingend notwendig, andererseits spricht
jedoch die Strahlungsempfindlichkeit von MOS-Strukturen oder die Arbeitspunktabhängigkeit bei
Bipolartransistoren gegen eine schaltungsoptimale Auslegung. Hierfür werden dann vor allem Spezial-
bauelemente und technologische Verbesserungen notwendig sein. Andererseits spielen bei erdgebun-
denen kerntechnischen Anlagen Leistungsaufnahme und Platzbedarf eine untergeordnete Rolle, so dass
hierfür alle vorgeschlagenen schaltungstechnischen Maßnahmen einen praktischen Beitrag zur Strahlen-
härtung liefern.
Eine metallische Abschirmung zur Abschwächung der Strahlung, wobei eine Modifikation des Spektrums
eintritt, ist prinzipiell möglich, wenn Platzbedarf und Gewicht sie zulassen. Solche Maßnahmen werden
hier nicht weiter diskutiert. Eventuelle Auswirkungen eines Metallgehäuses des Bauelements werden in
die Resistenz des Bauelements einbezogen. Der Einfluss eines normalen Transistor-Metallgehäuses mit
ca. 0.1 mm Wandstärke wird aber eher vernachlässigbar sein.
Während im folgenden Abschnitt 6.1. Schaltungsdegradationen aufgrund qualitativer oder typischer
quantitativer Bauteileveränderungen beschrieben sind, werden in Abschnitt 6.2. konkrete Bestrahlungs-
daten eingesetzt. Abschnitt 6.3. ergänzt die Ausführungen mit dem Optimierungsbeispiel einer
komplexen elektronischen Schaltung. Weitere Ergebnisse wurden in [213] zusammengefasst.
6.1. Allgemeine Entwurfsregeln
Hier wird auf einige schaltungstechnische Grundregeln der Optimierung unter Zugrundelegung der
wesentlichen Degradationseigenschaften der Bauelemente eingegangen.
6.1.1. Auswahl des aktiven Bauelements
Wenn auch aufgrund der gefundenen Degradationserscheinungen in Halbleiter-Bauelementen
allgemeine Schwerpunkte bekannt sind, so lässt sich doch kaum eine generelle Aussage darüber treffen,
welches Bauteil nun das am besten geeignete ist, da die Schädigung einerseits stark vom einzelnen
Bauelement und von der Strahlungsart, andererseits von der gewählten Schaltung, deren Anforderungen
und den Arbeitspunkten abhängt.

Als grobe Regeln kann man ansetzen:
- 78 -
- Bipolartransistoren sollten eine hohe Transitfrequenz und geringe maximale Verlustleistung
aufweisen. Sie sind dann für Gamma-Bestrahlung meistens gut geeignet.
- Sperrschicht-Feldeffekttransistoren zeigen nur geringe Degradationen, der Gatestrom steigt
jedoch stark an und ist zu berücksichtigen. Eine Änderung der Steilheit kann beim
Annealing eintreten.
- MOS-Feldeffekttransistoren sollten bei Gamma-Bestrahlung sorgfältig ausgewählt werden,
wobei Verarmungstypen, die bei U GS ¸ 0 betrieben werden können, am besten sind. Unter
reiner Neutronen-Bestrahlung sind MOSFET allgemein sehr resistent.
- Integrierte Operationsverstärker sind in kritischen Fällen durch diskrete Aufbauten zu
ersetzen. Moderne Technologien für hohe Frequenzen (z.B. Transimpedanzverstärker)
zeigen jedoch mittlerweile auch gute Strahlungseigenschaften.
6.1.2. Arbeitspunkteinstellung der Bipolartransistoren
Aufgrund der allgemeinen Erkenntnisse über die Arbeitspunktabhängigkeiten sollte der Kollektorstrom
einer Transistorschaltung relativ groß (in der Nähe des Stromverstärkungs-Maximums) eingestellt
werden. Einschränkungen sind jedoch gegeben durch:
- die zulässige Leistungsaufnahme der Schaltung
- die Verlustleistung und den Grenz-Kollektorstrom des Transistors
- den Eingangswiderstand der Stufe
- weitere Schaltungseigenschaften
Die Widerstandsbeschaltung am Basisanschluss zur Einstellung des Arbeitspunkts sollte nicht zu
hochohmig sein, um bei Zunahme des Basisstroms I B und des Sperrstroms I CB0 den Kollektorstrom
nicht wesentlich zu verändern. Bild 6.1 gibt den Arbeitspunktstrom I C (bezogen auf den Strom I C,id für B
→ ∞) einer einfachen Transistorschaltung mit stromgesteuerter Gegenkopplung in Abhängigkeit von der
Stromverstärkung bei unterschiedlichen Widerstandsbeschaltungen wieder (R E : Emitterwiderstand; R B :
Innenwiderstand des Spannungsteilers an der Basis).

- 79 -
Bild 6.1: Normierter Kollektorstrom in Abhängigkeit von der Stromverstärkung bei unterschiedlichen
Widerstandsverhältnissen
Das Verhältnis R B /R E muss möglichst klein sein, damit der Einfluss des zunehmenden Basisstroms auf
die Arbeitspunkteinstellung minimiert wird. Dabei ist jedoch ein Kompromiss zwischen Kleinsignal-
Eingangswiderstand, Verstärkungsfaktor und Ausgangs-Aussteuerbarkeit zu finden. Eine Arbeitspunkt-
stabilisierung durch Gegenkopplungsmaßnahmen ist auf jeden Fall notwendig.
Lässt sich eine größere I C -Abnahme nicht vermeiden, sollte die Kollektor-Emitter-Spannung möglichst
klein gewählt werden, da U CE ansteigen wird.
Im Sättigungsbetrieb ist eine genügend hohe Basisstrom-Reserve einzuplanen, um einen ausreichenden
Übersteuerungsfaktor B·I B /I C zu gewährleisten. Ansonsten würde die Sättigungsspannung U CE,sat
unnötig stark ansteigen.
6.1.3. Gegengekoppelte Transistorschaltungen
Verschiedene Schaltungsrealisierungen, die bei niedrigen Frequenzen folgende gemeinsame Eigen-
schaften aufweisen sollen, werden miteinander verglichen:
- Die Spannungsverstärkung der Schaltung soll V u ≈ 50 betragen.
- Betriebsspannung U B = 10 V
- Der eingestellte Arbeitspunktstrom sei I C ≈ 5 mA.
- Der Lastwiderstand sei R L = 10 kΩ, der Ausgangswiderstand der Schaltung R a maximal 1
kΩ.
- Der Eingangswiderstand R e des Verstärkers sollte nach Möglichkeit mindestens 250 Ω
betragen.

- 80 -
- Der Verstärker soll im Kleinsignalbetrieb eingesetzt werden, eine Ausgangs-
Aussteuerbarkeit von etwa 0.1 V reiche aus. U CE sollte aber = 1 V sein, um eine Sättigung
des Transistors zu vermeiden.
- Die Stromverstärkung des verwendeten Bipolartransistors verringere sich von B 0 = 100 auf
B min = 20 (größenordnungsmäßig typische Degradation bei einer Dosis von einigen kGy).
Bild 6.2: Untersuchte Transistor-Schaltungen (C 1 ,C 2 ,C 3 ,C E seien Signalkurzschlüsse)
Die Dimensionierung von 5 möglichen Grundschaltungen (Bild 6.2 a-e) erfolgt nach folgenden Überle-
gungen, wobei V u ¸ 50 für den nicht degradierten Transistor eingestellt wird:
a) Einfache Emitterschaltung mit Arbeitspunktstabilisierung: Da die Steilheit g m = I C /U T
durch I C = 5 mA vorgegeben ist, wird R C = 265 Ω. R E sollte möglichst groß sein (1.5 kΩ);
R 1 = 600 Ω und R 2 = 3.2 kΩ wurden so dimensioniert, dass der geforderte
Eingangswiderstand bei B 0 = 100 eingehalten wird (für B min = 20 lässt sich R e = 250 Ω
prinzipiell nicht erreichen, da der differenzielle Basis-Emitter-Widerstand des Transistors
r BE = B/g m schon geringer ist).
b) Stromgesteuerte Gegenkopplung: Kollektorwiderstand R C = R a = 1 kΩ. R E = 13 Ω wurde
entsprechend der gewünschten Verstärkung eingestellt. R 1 = 7.2 kΩ und R 2 = 725 Ω
konnten so dimensioniert werden, dass bei B min der Wunsch nach minimalem Eingangs-
widerstand erfüllt wird.
c) Stromgesteuerte Gegenkopplung mit zusätzlicher Arbeitspunktstabilisierung: R C = 1 kΩ,
R E = 13 Ω, wie unter b). Der zusätzliche Emitterwiderstand R E,DC = 750 Ω ist unter
Berücksichtigung der Aussteuerbarkeit möglichst groß. R 1 = 1.6 kΩ und R 2 = 1.4 kΩ zur
Arbeitspunkteinstellung und möglichst klein.
d) Spannungsgesteuerte Gegenkopplung: R G wird gleich R e = 250 Ω gesetzt und R 1 = 18
kΩ zur Einstellung des Verstärkungsfaktors. R 2 = 50 kΩ, um den Arbeitspunkt einzustellen
(relativ unkritisch). R C sollte möglichst groß sein, aber den geforderten Ausgangs-
widerstand erfüllen, daher R C = 1.75 kΩ.

- 81 -
e) Spannungsgesteuerte Gegenkopplung mit zusätzlicher Arbeitspunktstabilisierung: R C und
R E gleich groß (800 Ω); R G = 250 Ω und R GK = 30 kΩ zur Einstellung der Verstärkung;
R 1 = 5.5 kΩ und R 2 = 5 kΩ für die Arbeitspunkteinstellung.
Die Schaltungseigenschaften der 5 Realisierungen vor und nach der B-Degradation, simuliert mit Spice,
sind in Tabelle 6.1 gegenübergestellt.
Schaltung V u R e /Ω R a /Ω
vorher nachher vorher nachher vorher nachher
a) 50.0 47.5 255 90 265 265
b) 49.7 37.8 485 275 1000 1000
c) 49.5 47.2 530 255 1000 1000
d) 50.2 34.6 315 313 435 770
e) 49.7 28.3 400 330 440 585
Tabelle 6.1: Änderungen der Schaltungsparameter zu Bild 6.2
Abgesehen von der einfachen Emitterschaltung a), die aber den geforderten Eingangswiderstand nicht
einhalten kann, zeigt die gegengekoppelte Stufe c) mit aufgeteiltem Emitterwiderstand in diesem
Beispiel die besten Degradationseigenschaften in Bezug auf den Spannungsverstärkungsfaktor. Die
spannungsgesteuerte Gegenkopplung mit zusätzlicher Arbeitspunktstabilisierung e) weist die
schlechteste Stabilität auf, da der sinkende Basis-Emitterwiderstand des Transistors einen erheblichen
Einfluss ausübt.
6.1.4. Differenzverstärkerstruktur
Eine der wichtigsten Eigenschaften eines Differenzverstärkers, die Offsetspannung, kann nicht voraus-
gesagt werden, da die Symmetrie der Degradation der vorhandenen Bipolar- oder Feldeffekttransistoren
dafür verantwortlich ist. Es ist aber einsehbar, dass solche Bauelemente, die eine geringe Schädigung
erfahren (z.B. Sperrschicht-Feldeffekttransistoren oder HF-Bipolartransistoren), auch die Offsetspanung
weniger variieren werden als strahlenweiche Transistoren (z.B. MOS-Feldeffekttransistoren). Ferner
werden allgemeine Symmetriebedingungen (gleich strukturierte Transistoren auf einem
Halbleitersubstrat) auch die Degradation positiv beeinflussen.
Welche Auswirkungen auf die Kleinsignalverstärkung eines Bipolartransistor-Verstärkers mit Differenz-
verstärkerstruktur der Stromverstärkungsfaktor B hervorruft, wird an folgendem Beispiel demonstriert.
Eine wechselspannungsgekoppelte Differenzverstärkerstruktur mit einseitiger Signalauskopplung vom
Kollektorwiderstand sei gemäß Bild 6.3 aufgebaut. Die positive Betriebsspannung betrage U B = 10 V,
der Kollektorwiderstand sei R C = 1 kΩ und der Lastwiderstand R L = 10 kΩ. Der Arbeitspunkt der
Transistoren für B = 100 werde mit Hilfe des Widerstands R E abhängig von der negativen Betriebsspan-
nung U h jeweils auf I C = 5 mA eingestellt.

Bild 6.3: Schaltbild des untersuchten Verstärkers
- 82 -
Bild 6.4: Abhängigkeiten der Spannungsverstärkung von der Stromverstärkung der Transistoren in
Schaltung Bild 6.3 unter verschiedenen Randbedingungen
Bei guter Stromeinprägung in die Emitter mit hoher Spannung U h und entsprechend großem R E ist die
Empfindlichkeit der Kleinsignalverstärkung bei Abnahme der Stromverstärkung der Transistoren gering:
selbst bei B = 5 sinkt die Verstärkung nur um 15 % (Kurve 1 in Bild 6.4). Mit abnehmenden Größen U h
und R E wird der Einfluss immer deutlicher (Kurven 2 und 3). Vergrößert man die Biaswiderstände R 1
und R 2 , tritt eine weitere Verschlechterung ein (Vergleich zwischen den Kurven 4 und 2); noch
ungünstiger wird das Verhalten bei unsymmetrischen Widerständen (Kurve 5). Aber auch eine ungleiche
Degradation der Transistoren wirkt sich negativ aus (Kurve 6: Transistor T 1 mit konstantem B).

- 83 -
Im letzten Fall ist zu beachten, dass ein auf den Differenzeingang bezogener Offsetstrom der Größe I OS
= I C · (1/B 1 - 1/B 2 ) entsteht. Die Ursache für die Verstärkungsänderung liegt in Arbeitspunktverschiebun-
gen der Transistoren und damit verbundener Steilheitsänderungen.
6.1.5. Arbeitspunkteinstellung bei MOSFET
Eine Veränderung der Schwellspannung um mehrere Volt gestaltet die Dimensionierung von MOSFET-
Schaltungen sehr schwierig. Eine einfache Arbeitspunkteinstellung mittels Spannungsteiler am Gate ist
nicht praktikabel; es muss eine relativ hohe Betriebsspannung vorhanden sein und eine wirksame
spannungsgesteuerte Gegenkopplung realisiert werden. Selbst wenn die Arbeitspunktgröße I D wirksam
stabilisiert wird, treten Änderungen der Schaltungseigenschaften ein, da durch U th auch die Grenze
zwischen Anlauf- und Sättigungsbereich modifiziert wird.
Die Abhängigkeit der quantitativen Schwellspannungsverschiebung von Größe und Polarität der Gate-
Source-Spannung (siehe Abschnitte 3.3.3 und 5.3.3) besagt, dass im aktiven linearen Betrieb Verar-
mungstypen besser als Anreicherungstypen, p-Kanal-Transistoren besser als solche mit einem n-Kanal
sind. Im Schalterbetrieb hängt das Verhalten zudem von der Taktfrequenz (hohe Frequenz günstig) und
dem Tastverhältnis ab (siehe [158] und Abschnitt 5.3.3).
Die Steilheitsänderung der Transistoren und deren eventuelle Frequenzabhängigkeit erfordern im
Allgemeinen eine signalmäßige Gegenkopplung.
6.1.6. Strom-Spannungs-Konverter mit einem MOSFET
Ähnlich wie in Abschnitt 6.1.3. sollen nun verschiedene Schaltungsrealisierungen miteinander verglichen
werden. Die vorgegebenen Anforderungen des Strom-Spannungs-Konverters bei niederfrequenten
Signalen lauten:
- Der Konversionswiderstand der Schaltung für Wechselsignale soll R k = U A /I E ¸ 1 kΩ
betragen.
- Betriebsspannung U B = 10 V
- Der eingestellte Arbeitspunktstrom sei in der Größenordnung I D ¸ 5 mA.
- Der Eingangswiderstand R e des Verstärkers sollte nach Möglichkeit nicht mehr als 100 Ω
betragen.
- Der Ausgang des Verstärkers ist mit R L = 10 kΩ belastet und soll mit mindestens 1 V
aussteuerbar sein, wobei der Transistor im I D -Sättigungsbereich arbeitet.
- Die Schwellspannung des verwendeten MOSFET verändere sich von U th1 = 2 V auf U th2 =
1 V, der Steilheitsfaktor von K 1 = 5·10 -3 A/V 2 auf K 2 = 4·10 -3 A/V 2 (größenordnungsmäßig
typische Degradation bei einer Dosis von einigen 100 Gy).
Realisierbar sind z.B. die folgenden vier Schaltungsstrukturen:

- 84 -
Bild 6.5: Untersuchte MOSFET-Schaltungen (C 2 ,C 3 seien Signalkurzschlüsse)
Die Dimensionierungen erfolgen nach den Überlegungen:
a1) Die Strom-Spannungskonversion erfolgt über ohmsche Widerstände R 1 ⏐⏐R 2 = R e (R 1 =
333 Ω, R 2 = 143 Ω), die Signalverstärkung wird durch eine einfache Sourceschaltung
erreicht. Um bei I D = 5 mA die Verstärkung V u = 10 zu erreichen, ist mit den nicht degra-
dierten Transistordaten ein Widerstand R D = 1.11 kΩ notwendig. Durch Degradation
ändert sich der Arbeitspunkt aber so stark, dass der MOSFET in den Anlaufbereich
gelangt und der Übertragungsfaktor R k sehr klein wird. Die Schaltung wird unbrauchbar.
a2) Um die Übersteuerung zu vermeiden, kann die gleiche Schaltungsstruktur duch Modifi-
kation des Gate-Spannungsteilers (R 1 = 417 Ω, R 2 = 131 Ω) so dimensioniert werden,
dass sie nach der Degradation noch nicht sättigt. Dann ist jedoch der
Konversionswiderstand vor der Degradation zu klein (siehe Tabelle 6.2).
b) Eine Stabilisierung des Arbeitspunkts der Sourceschaltung nach Bild 6.5 b) ergibt mit R D
= 900 Ω, R 1 = 100 kΩ (unkritisch) und R 2 = R e = 100 Ω den geforderten
Übertragungsfaktor.
c) Die spannungsgesteuerte Strom-Gegenkopplung erfordert für I D = 5 mA einen Widerstand
R D = 1.4 kΩ und R 1 = 1.18 kΩ zur Realisierung des Konversionswiderstands. Allerdings
ist der Eingangswiderstand nach Festlegung von R 1 nicht mehr beeinflussbar.
d) Die Gateschaltung funktioniert mit R D = 1.8 kΩ, R S = 250 Ω und einem Teilerverhältnis
R 2 /(R 1 +R 2 ) = 0.3.

- 85 -
Schaltung R k /kΩ R e /Ω I D /mA
vorher nachher vorher nachher vorher nachher
a1) 1.004 0.041 100 100 5.0 8.4
a2) 0.389 1.108 100 100 0.8 7.7
b) 1.005 0.949 100 100 7.5 8.4
c) 1.000 0.990 172 181 5.0 5.6
d) 0.903 1.017 102 83 1.7 4.0
Tabelle 6.2: Änderungen der Schaltungsparameter zu Bild 6.5
Die Ergebnisse aus Tabelle 6.2 zeigen, dass die einfache Sourceschaltung, wie oben schon angedeutet,
durch die starke Arbeitspunktverschiebung in keiner Dimensionierung eine akzeptable Stabilität des
Übertragungsfaktors gewährleistet. Durch die Gleichspannungs-Gegenkopplung b) wird dagegen ein
gutes Ergebnis erzielt, wenn auch die Stromaufnahme relativ groß ist. Die Struktur c) zeigt die geringste
Änderung des Konversionswiderstands, allerdings lässt sich kein geringer Eingangswiderstand erreichen,
weil sowohl R e als auch R k vom Widerstand R 1 abhängen. Die Gateschaltung d) ist insgesamt der beste
Kompromiss: obwohl sich der Drainstrom mehr als verdoppelt, sind Eingangs- und Konversions-Wider-
stand relativ stabil.
Innerhalb einer speziellen Anwendung wird man sich anhand der besonderen Anforderungen für eine
Schaltung entscheiden, wobei auch weitere Realisierungen mit mehrstufigem Aufbau oder anderen
Bauelementen zu untersuchen wären.
6.1.7. Schaltungen mit integrierten Verstärkern
Allgemeine Regeln können wie folgt formuliert werden:
- Operationsverstärker mit Sperrschicht-Feldeffekttransistoren in der Eingangsstufe erfahren
zwar im Vergleich mit rein bipolaren Realisierungen eine relativ größere Degradation der
Eingangsströme, absolut bleiben sie aber meist geringer, so dass diese Schaltungen in
kritischen Anwendungen vorzuziehen sind.
- Schaltungen mit MOSFET sind bei Gammastrahlung zu vermeiden. Ist jedoch ein sehr
geringer Biasstrom erforderlich, ist zu überprüfen, ob die übrigen Parameteränderungen von
MOS-Operationsverstärkern akzeptiert werden können.
- Die Auswahl des verwendeten Typs der integrierten Schaltung muss sehr sorgfältig nach
vorhergehenden Tests erfolgen (Transistortechnologien beachten).
- Da integrierte pnp-Transistoren stärker geschädigt werden als npn-Transistoren [78], ist der
verwendete Baustein auch nach diesem Kriterium zu beurteilen. Kritische Stufen können je
nach Anforderung z.B. die Eingangsstufe (Biasstrom) oder die Ausgangsstufe (Strombelast-
barkeit) sein.

- 86 -
- Bei Ausführungen mit interner Biasstromkompensation ist zu beachten, dass diese weit-
gehend umwirksam werden kann und dann hohe Eingangsströme auftreten.
- Allgemein sollte wegen der ansteigenden Bias- und Offsetströme die Biasbeschaltung an
beiden Eingängen niederohmig erfolgen.
- Transimpedanzverstärker haben sich als stabil in Bezug auf dynamische Eigenschaften
erwiesen (Abschnitt 5.6.).
- Der Gegenkopplungsfaktor für Gleichspannungen sollte groß sein, damit der Ausgang durch
die Offsetspannung nicht zu stark driftet.
- Eine möglichst kleine Betriebsspannung kann Schädigungseffekte im Oxid vermindern.
- Möglicherweise ist eine positive Beeinflussung der Strahlenbeständigkeit von sogenannten
programmierbaren Schaltungen möglich, indem der Versorgungsstrom auf den zulässigen
Maximalwert eingestellt wird. Durch höhere Kollektorströme verringert sich die Degradation.
Aus dem gleichen Grund sind "Low Power"-Bipolarschaltungen nicht zu empfehlen. Ein
Nachweis muss jedoch noch an konkreten Schaltungen erbracht werden.
- Integrierte Halbleiter-Widerstände, die die Funktion der Schaltung wesentlich beeinflussen
(z.B. zur Gegenkopplung), sind ungünstig.
- Eine störende einseitige Abnahme des maximalen Ausgangsstroms kann durch eine zusätz-
liche Stromquelle oder einen Widerstand zu einer der beiden Versorgungsspannungen
ausgeglichen werden.
- Eine Kontrolle des Versorgungsstroms kann zur Warnung vor zu starker Degradation oder
einem Ausfall herangezogen werden.
- Zur Zeit können vorrangig diskrete Aufbauten (siehe Abschnitt 6.3.) viele Probleme der
integrierten Schaltungen umgehen. Technologische Weiterentwicklungen, speziell zu den
Oxidstrukturen, könnten jedoch in Zukunft auch sehr gute integrierte Lösungen hervor-
bringen.
6.1.8. Spannungsstabilisierung mit Z-Dioden
Für die meisten Anwendungen sind die Bestrahlungsergebnisse für Z-Dioden ohne praktische
Bedeutung, für kritische Fälle sollten Z-Dioden mittlerer Spannung (ca. 5 - 15 V) bevorzugt werden. Bei
einer höheren benötigten Spannung ist es günstiger, mehrere Z-Dioden in Reihe zu schalten, als eine
einzige Diode mit hoher Nennspannung einzusetzen.
Bei höheren Ansprüche der exakten Spannungsstabilisierung wird man von vornherein andere Bauele-
mente (kompensierte Dioden, Bandgap-Referenzen, integrierte Stabilisatorschaltungen) verwenden, die
im Einzelfall bestrahlungsmäßig untersucht werden müssen.

- 87 -
6.1.9. Auswirkungen auf das dynamische Verhalten
Direkte Veränderungen des dynamischen Verhaltens von Schaltungen (Frequenzgang, Phasenreserve,
Sprungantwort) können durch folgende Effekte verursacht werden:
- Auftretende Frequenzabhängigkeit der Steilheit von Feldeffekttransistoren
- Veränderung der Transitfrequenz von Bipolartransistoren
- Auftretende Frequenzabhängigkeit und Veränderung der Größe der Sperrschichtkapazitäten
- Veränderung der Sperrschichtkapazitäten durch Arbeitspunktveränderungen
- Vergrößerung der Bahnwiderstände
Bei den hier untersuchten Transistoren mit Dosisbelastungen von wenigen 10 kGy sind Einflüsse der
oben beschriebenen direkten Veränderungen dynamischer Parameter auf das Verhalten der Grund-
schaltungen eher zu vernachlässigen.
Wie das folgende Beispiel einer einfachen Operationsverstärkerschaltung aber zeigt, führen jedoch auch
Degradationen statischer Parameter zu deutlichen Auswirkungen auf z.B. das Verstärkungs-Bandbreite-
Produkt oder die Slew-Rate.
Die Schaltungsstruktur Bild 6.6 besteht aus dem Differenzverstärker mit T1 und T2, einem Stromspiegel
aus T6 und T7 zur Phasenaddition und der Emitterstufe T8 zur weiteren Signalverstärkung, die
außerdem einen Miller-Kondensator zur Erzeugung des dominanten Pols enthält. Der mit R eingestellte
Referenzstrom (mit R = 30 kΩ: ca. 1 mA) wird über T5 und T3 bzw. T4 gespiegelt, um die Arbeitsströme
für den Differenzverstärker bzw. die Emitterstufe einzustellen.
Bild 6.6: Schaltbild der untersuchten Schaltungsstruktur
Betrachtet werde im Folgenden das Verstärkungs-Bandbreite-Produkt (GBWP), berechnet aus
Gleichspannungs-Leerlaufverstärkung und Eckfrequenz des einfachen Tiefpasses, sowie die maximale
Anstiegsgeschwindigkeit der Ausgangsspannung (Slew-Rate) für Übergänge in positiver Richtung.
Haben alle Transistoren eine Stromverstärkung B = 100 und eine Early-Spannung U EA = 100 V, ergibt
sich ein GBWP = 32.1 MHz und eine Slew-Rate = 10 V/μs. Bei Variation des Referenzstroms durch

- 88 -
Vergrößerung des Widerstands R (in integrierten Schaltungen durchaus realistisch) werden die dyna-
mischen Parameter umgekehrt proportional zu R verschlechtert. Dieses folgt aus den bekannten
Beziehungen für Operationsverstärker und wurde durch Schaltungssimulation bestätigt.
Was passiert, wenn sich die Stromverstärkung der Transistoren verringert, zeigen die Simulationsergeb-
nisse aus Tabelle 6.3. Hier wurde jeweils B = 20 für den degradierten Transistor angenommen, während
die übrigen B = 100 beibehalten. Die resultierenden Veränderungen der dynamischen Eigenschaften
betragen einige Prozent, am größten ist der Einfluss der Emitterstufe T8 und der Referenzstromspiegel
aus T3 bis T5.
Veränderter Verstärkungs- Slew-Rate
Transistor Bandbreite- für positive
(B = 20) Produkt Übergänge
T1 - 1.7 % + 0.5 %
T2 - 1.7 % - 3.3 %
T3 - 3.7 % - 3.7 %
T4 - 3.7 % - 3.7 %
T5 - 3.7 % - 3.7 %
T6 - 1.9 % - 0.1 %
T7 - 1.9 % - 0.1 %
T8 - 3.6 % - 6.8 %
Tabelle 6.3: Veränderungen der dynamischen Eigenschaften der Schaltung Bild 6.6 bei Abnahme
der Stromverstärkung eines Transistors von B=100 auf B=20
Wie dieses Beispiel zeigt, ist auch für ein optimales dynamisches Verhalten eine mäßige Degradation
der Transistoren und vor allem eine Stabilisierung der Arbeitspunkte notwendig.

- 89 -
6.2. Beispiele strahlenharter Grundschaltungen
Beispiele der Optimierung von Schaltungen und deren Degradation auf der Grundlage der in der
Literatur vorliegenden bzw. selbst gemessenen Bauelementedaten wurden anhand verschiedener
Grundschaltungen berechnet bzw. simuliert und in einigen Fällen im Bestrahlungstest verifiziert.
6.2.1. Stromspiegel mit Bipolartransistoren
Es werden die drei Stromspiegel-Strukturen in Bild 6.7 mit Degradationsdaten simuliert, die der Daten-
sammlung des HMI [191] für den Transistortyp BFY90 entnommen wurden. Es wird eine
unsymmetrische Degradation angenommen, indem für die Transistoren T 1 und T 3 bzw. T 2 die Minimal-
bzw. Maximalwerte der Stromverstärkungen aus der genannten Quelle eingesetzt werden. Die
Modellierung der Transistoren für die Simulation wurde entsprechend der Methodik in Abschnitt 5.2.3.
durchgeführt.
Bild 6.7: Strukturen der simulierten drei Stromspiegel-Schaltungen
Näherungsweise lassen sich die Übertragungsverhältnisse der Schaltungen a) bis c) berechnen durch:
1
a) I 2 /I 1 ¸ ————————————————— (6.1)
1 + 1/B 1 + 1/B 2
1
b) I 2 /I 1 ¸ —————————————————————————— (6.2)
1 + 1/(B 1 ·B 3 ) + 1/(B 2 ·B 3 )
1 + 1/B 1 + 1/B 2
c) I 2 /I 1 ¸ ————————————————— (6.3)
1 + 2/B 3
Das Bild 6.8 zeigt das simulierte Stromübertragungsverhältnis der Schaltungen vor und nach 10 kGy
Bestrahlung in Abhängigkeit vom Primärstrom I 1 . Man erkennt den starken Abfall des Übertragungs-
faktors bei kleinen Strömen, aber auch eine deutliche positive Veränderung durch die Modifikationen mit
dem dritten Transistor in Bild 6.7 b) und c), der den durch ansteigende Basisströme hervorgerufenen
Übertragungsfehler verringert. Nach Bild 6.8 weist die Spiegelschaltung b) für Ströme I 1 > 1 μA ein
etwas besseres Degradationsverhalten auf.

- 90 -
Bild 6.8: Degradation des Übertragungsverhältnisses der Stromspiegel in Bild 6.7 vor und nach 10
kGy
Da jedoch bei der Betrachtung die arbeitspunktabhängige Schädigung nicht berücksichtigt, also der
ungünstigste Fall angenommen wurde, kann trotzdem die Schaltung c) in der Praxis Vorteile gegenüber
der Schaltung b) aufweisen, weshalb auch später in Abschnitt 6.3 diese Struktur vorgezogen wird:
- T 3 wird in Schaltung c) mit einem höheren Kollektorstrom als in Schaltung b) betrieben,
was dessen Degradation verringert.
- T 1 und T 2 werden in Schaltung c) beide mit kleiner Kollektor-Emitter-Spannung betrieben,
so dass eine bessere Symmetrie der Schädigung als in Schaltung b) angenommen werden
kann.
Ist die Stabilität des Stromübertragungsverhältnisses ein wichtiges Kriterium, sind die Strukturen nach
Bild 6.7 b) oder c) oder ähnliche aus der integrierten Schaltungstechnik bekannte modifizierte
Stromspiegel in strahlenbelasteten Schaltungen vorzuziehen.
6.2.2. Gegengekoppelte Bipolartransistor-Verstärkerschaltung
Die gegengekoppelten Verstärkerstrukturen in Bild 6.9 wurden mit den gemessenen Degradationsdaten
des Typs BFY90 in drei verschiedenen Arbeitspunkten (I C = 10μA, 1mA, 10mA) simuliert, wobei sowohl
die arbeitspunktabhängigen Schädigungen als auch der B(I C )-Verlauf berücksichtigt wurden. Die
Schaltungsdimensionierungen für die beiden höheren Kollektorströme sind identisch mit denen im
Bestrahlungsexperiment (Bild 5.1 e bzw. f ), so dass die Daten der Gruppen E und F aus Abschnitt 5.2.2.
völlig realistisch die Degradation wiedergeben. Für den Arbeitspunkt I C = 10 μA wurden die Degrada-
tionsdaten der Transistoren im Sperrzustand eingesetzt.

- 91 -
Bild 6.9: Gegengekoppelte Schaltungen mit unterschiedlichen Kollektorströmen (Transistortyp
BFY90)
Die folgende Tabelle 6.4 zeigt, wie sich der Arbeitspunkteinfluss auf die Degradation der Schaltungs-
eigenschaften bei Stromansteuerung an der Basis auswirkt:
Schaltungsparameter Ic = 10 μA Ic = 1 mA Ic = 10 mA
Kollektorstrom I C -14% -3.5% -1%
Konversionswiderstand -U a /I e -14% -3.5% -1%
Eingangswiderstand R e -3% -0.2% +0.7%
Ausgangswiderstand R a +55% +11% +4.5%
Tabelle 6.4: Änderungen der Schaltungsparameter unter verschiedenen Arbeitspunkten nach 48
kGy gegenüber dem unbestrahlten Zustand
Ein hoher Kollektorstrom setzt die Änderung der Schaltungsparameter Konversions- bzw. Ausgangs-
widerstand um mehr als eine Zehnerpotenz zurück. Für praktische Anwendungen (z.B. Weltraummissio-
nen) ist jedoch zu bedenken, ob die höhere Leistungsaufnahme tolerierbar ist.
6.2.3. Gegengekoppelte MOSFET-Verstärkerschaltung
Betrachtet werde zunächst die gegengekoppelte Grundschaltung nach Bild 6.10 mit dem Transistor BS
170 und den gemessenen Bestrahlungsdaten, die etwa dem vorliegenden Arbeitspunkt entsprechen
(Abschnitt 5.3.2., Gruppe C). Die Übertragungskennlinie zeigt, wie die Schwellspannungsänderung den
Arbeitspunkt so weit verschiebt, dass die Aussteuerbarkeit sinkt und schon unterhalb 1 kGy Sättigung
erreicht ist. Wenn auch der Konversionswiderstand als Kleinsignalübertragungsfaktor nach 500 Gy (siehe
Tabelle 6.5) nur wenig verändert ist, so wird die Schaltung bei etwa 700 Gy funktionsuntüchtig.

- 92 -
Bild 6.10: MOSFET-Schaltung mit dem Transistortyp BS 170 und Degradation der Übertragungs-
kennlinie
Parameter unbestrahlt 500 Gy Änderung
Arbeitspunkt I D 1.03 mA 1.46 mA + 42 %
Konversionswiderstand -U a /I e 29.0 kΩ 29.2 kΩ + 0.5 %
Spannungsverstärkung -U a /U 1 4.83 4.86 + 0.5 %
Tabelle 6.5: Änderungen der Schaltungsparameter aus Bild 6.10 nach 500 Gy
Wird der Transistor BS170 durch den Typ BF981 ersetzt, der sich bei den Grunduntersuchungen als
wesentlich resistenter herausstellte (Gruppe G in Abschnitt 5.3.2.) und der Gate-Spannungsteiler
entsprechend der anderen Transistorparameter verändert, erhält man selbst nach 27 kGy ein
befriedigendes Verhalten (Bild 6.11).

- 93 -
Bild 6.11: MOSFET-Schaltung mit dem Transistortyp BF981 und Degradation der Übertragungskenn-
linie
Der Konversionswiderstand hat sich nur wenig verändert, die Verschiebung des Arbeitspunkts I D ist
akzeptabel (Tabelle 6.6).
Parameter unbestrahlt 27 kGy Änderung
Arbeitspunkt I D 1.16 mA 1.37 mA + 18 %
Konversionswiderstand -U a /I e 29.0 kΩ 29.2 kΩ - 1 %
Spannungsverstärkung -U a /U 1 3.35 3.44 - 1 %
Tabelle 6.6: Änderungen der Schaltungsparameter aus Bild 6.11 nach 27 kGy
Wird derselbe Transistor in einer Schaltung mit spannungsgesteuerter Gegenkopplung betrieben (Bild
6.12), wird der Arbeitspunkt besser stabilisiert und die Degradation des Konversionswiderstands (Tabelle
6.7) ist nur unwesentlich größer als mit der stromgesteuerten Gegenkopplung des Bildes 6.11.

- 94 -
Bild 6.12: Verbesserte MOSFET-Schaltung mit dem Transistortyp BF981 und Degradation der
Übertragungskennlinie
Parameter unbestrahlt 27 kGy Änderung
Arbeitspunkt I D 1.86 mA 1.93 mA + 4 %
Konversionswiderstand -U a /I e 28.74 kΩ 28.37 kΩ - 1.3 %
Spannungsverstärkung -U a /U 1 29.6 22.7 - 23 %
Ausgangswiderstand 266 Ω 342 Ω + 29 %
Tabelle 6.7: Änderungen der Schaltungsparameter aus Bild 6.12 nach 27 kGy
An diesem Beispiel lässt sich deutlich ablesen, dass man durch Auswahl eines guten Transistors (BF981)
in einem günstigen Arbeitspunkt (U GS ≈ 0 V) relativ gammastrahlungs-resistente Analogschaltungen
auch mit MOSFET realisieren kann.
6.2.4. Verstärkerschaltung mit Sperrschicht-FET
Als Beispiel für die Auswirkungen auf eine FET-Schaltung wurde der Typ 2N4393 in eine nichtgegen-
gekoppelte Source-Schaltung (Bild 6.13) eingesetzt und simuliert. Dieser Transistor erfuhr bei den
Untersuchungen in Abschnitt 5.7. eine für Sperrschicht-FET typische, geringe Degradation, weist jedoch
beim Annealing die beschriebene Steilheitsänderung auf.

- 95 -
Bild 6.13: Sourceschaltung mit Sperrschicht-FET 2N4393 und Degradation deren Übertragungskenn-
linie
Es bestätigt sich, dass Sperrschicht-Feldeffekttransistoren die Schaltungseigenschaften bei Bestrahlung
mit hohen Dosen zwar nur wenig verändern, die Annealingeffekte sich jedoch negativ auswirken:
Parameter unbestrahlt 93 kGy nach Annealing
Arbeitspunkt I D 0.98 mA 1.03 mA 1.11 mA
Konversionswiderstand -U a /I e 29.29 kΩ 29.77 kΩ 26.13 kΩ
Spannungsverstärkung -U a /U 1 60.1 61.1 53.7
Tabelle 6.8: Änderungen der Schaltungsparameter aus Bild 6.13 nach 93 kGy
Der Arbeitspunkt ändert sich wenig, der Kleinsignal-Konversionswiderstand steigt während der
Bestrahlung um 1.7 % an. Zu beachten ist jedoch das Annealing-Ergebnis: hier fällt der Konversions-
widerstand um 12 % ab. Inwieweit sich dieses bei einer geringen Dosisrate als Schaltungsdegradation
während der Bestrahlung auswirken kann, ist ohne entsprechendes Experiment nicht zu beurteilen.
Zu bemerken ist, dass die Schaltung schon ohne Gegenkopplung im Vergleich zu den behandelten
Schaltungen mit MOS-Feldeffekttransistoren recht strahlenresistent ist. Mit einer Gegenkopplung gemäß
Bild 6.14, so dass eine mit Bild 6.10 bzw. Bild 6.11 vergleichbare Struktur entsteht, sind auch nach dem
Annealing kaum noch Degradationen erkennbar (Bild 6.14 und Tabelle 6.9).

- 96 -
Bild 6.14: Gegengekoppelte Sourceschaltung mit Sperrschicht-FET 2N4393 und Degradation deren
Übertragungskennlinie
Parameter unbestrahlt 93 kGy nach Annealing
Arbeitspunkt I D 1.01 mA 1.01 mA 1.02 mA
Konversionswid. -U a /I e 29.82 kΩ 29.81 kΩ 29.43 kΩ
Spannungsverstärkung -U a /U 1 4.62 4.61 4.55
Tabelle 6.9 Änderungen der Schaltungsparameter aus Bild 6.14 nach 93 kGy
Die behandelten Schaltungen mit Sperrschicht-Feldeffekttransistoren verhalten sich deutlich besser als
solche mit MOS-Feldeffekttransistoren (Abschnitt 6.2.3.). Zu beachten ist jedoch die für hochohmige
Eingangsbeschaltungen nachteilige Gatestrom-Degradation, die bei MOSFET nicht auftritt.
6.2.5. Verstärkerschaltungen mit integrierten Operationsverstärkern
Zwei einfache Grundschaltungen (Bild 6.15) demonstrieren als Beispiele die Schaltungsdegradationen
beim Einsatz der getesteten Operationsverstärker: a) eine invertierende Verstärkerschaltung mit
Biasstromkompensation und einer Betriebsverstärkung V U = - 100; b) eine nichtinvertierende Impedanz-
wandlerstufe mit V U = 1 (Spannungsfolger) für eine hochohmige Signalquelle (angenommener Innen-
widerstand: 10 MΩ).

- 97 -
Bild 6.15: Untersuchte Operationsverstärker-Beschaltungen
In der folgenden Tabelle 6.10 werden:
für Schaltung a)
- die Ausgangs-Fehlerspannung aufgrund der Eingangs-Offsetspannung:
U A,OS = 101 · U OS
- die Kleinsignal-Bandbreite der Betriebsverstärkung:
und für Schaltung b)
(6.4)
f g = GBWP / 101 (6.5)
- der durch Biasstrom und Offsetspannung verursachte Spannungsfehler (worst case):
ΔU A = U OS + I B · 10 MΩ (6.6)
- die Großsignal-Bandbreite für ein sinusförmiges Signal U A,SS = 10 V (maximale
Frequenz, bei der noch keine Verzerrung durch die minimale Slew-Rate auftritt):
f LS = SR min / (π · U A,SS ) (6.7)
beim Einsatz von 6 verschiedenen OP-Typen gegenübergestellt. Als Grundlage für die Berechnungen
dienen die größten Degradationswerte der letzten Bestrahlungsuntersuchung (Dosis: 20 kGy).
Transimpedanzverstärker sind für die Dimensionierungen in Bild 6.15 nicht geeignet, da sie eine
wesentlich niederohmigere Beschaltung benötigen.
Schaltung a) Schaltung b)
OP-Typ U A,OS /mV f g /kHz ΔU A /mV f LS /kHz
————————————————————————————————————————————————————————————————————
OP 07 (Bip.) 25 4.5 → 3.3 1300 5.6 → 4.2
OP 08 (Bip.) 80 40 → 29 140 26 → 23
OP 27 (Bip.) 20 75 → 64 2500 64 → 58
LT 1056 (FET) 1000 60 → 35 280 490 → 630
TL 061 (FET) 370 9 → 11 110 84 → 122
TL 081 (FET) 150 35 → 28 260 350 → 455
Tabelle 6.10: Fehlergrößen und Veränderungen bei den OP-Schaltungen in Bild 6.15 (Frequenz-
angaben: vor Bestrahlung → nach Bestrahlung)
Außerdem wird der Verstärkungsfaktor der Schaltung a):
V U = U A / U E = - 100 / (1 + 101/V 0 ) (6.8)

- 98 -
beim Typ TL 061 aufgrund der degradierten Leerlaufspannungsverstärkung V 0 um 8 % abnehmen,
sowie beim OP 08 der verminderte maximale Ausgangsstrom von etwa 5 mA zu beachten sein.
Bewertet man die ausgangsseitigen Fehlerspannungen, so erkennt man, dass die optimalen Lösungen
mit unterschiedlichen Typen erreichbar sind. Beim Spannungsverstärker (Schaltung a) sind die Bipolar-
Operationsverstärker aufgrund ihrer geometrisch sehr symmetrischen Eingangsstruktur und der resultie-
renden geringen Offsetspannung am besten; die Degradation des OP 07 und OP 27 liegt sogar in
derselben Größenordnung wie der maximale Ausgangswert ohne Abgleich (U A = 10 mV). Dagegen
liefern beim Impedanzwandler (Schaltung b), bei dem der Biasstrom dominant ist, die Typen OP 08
(Bipolar) und TL 061 (FET) die besten Ergebnisse. Hier bedingen die fehlende Biasstromkompensation
des OP 08 (im Gegensatz zum OP 07 und OP 27) bzw. die FET-Eingangsstufe des TL 061 das positive
Verhalten. Die anderen FET-OP sind etwa um den Faktor 2 schlechter als der TL 061.
Die Kleinsignal-Bandbreite der Schaltung a) verringert sich bei allen Typen außer TL 061. Durch Zufall
erhöhen sich gerade bei diesem Typ die inneren Arbeitsströme so, dass die Bandbreite größer wird.
Probleme könnten sich jedoch durch die zwangsläufig sinkende Phasenreserve ergeben. Bedenkt man
zusätzlich die Abnahme der Gleichspannungsverstärkung (s. oben), ist der TL 061 sicherlich nicht zu
empfehlen. Der TL 081 stellt mit einer Abnahme von f g von 20 % eine Alternative dar.
Die Großsignalbandbreite f LS des Spannungsfolgers nimmt bei den Bipolar-OP etwas ab und wird bei
den FET-OP größer. Ursache für die Veränderung der Slew-Rate, die nach Gl. 6.7 f LS bestimmt, ist der
Arbeitsstrom der Eingangs-Differenzverstärker, der je nach Technologie und Typ unterschiedlich
degradiert.
Diese teilweise recht problematischen Ergebnisse der Operationsverstärkerschaltungen werden noch in
Abschnitt 6.3.6. mit den Daten der diskret aufgebauten Schaltung verglichen.

- 99 -
6.3. Realisierung eines diskreten Operationsverstärkers
In mehreren Experimenten wurden diskret aufgebaute Operationsverstärkerschaltungen bestrahlt und
aufgrund der Messergebnisse weiterentwickelt.
6.3.1. Zielsetzung
Ziel war die Optimierung der Schaltungsstruktur und -dimensionierung im Blick auf eine hohe Dosis-
verträglichkeit.
Die zu entwickelnde Schaltung sollte einige "typische" Operationsverstärkereigenschaften aufweisen und
auch nach einer Bestrahlungsdosis von mehreren 10 kGy beibehalten, z.B.:
- Differenzeingang
- weiter Gleichtakt-Eingangsspannungsbereich
- geringstmögliche Offsetspannungsdrift
- niedriger Biasstrom
- Leerlaufverstärkung von mindestens 100 dB
- niederohmiger Ausgang mit einer Strombelastbarkeit von mindestens 5 mA
- stabiler Betrieb mit Gegenkopplungsfaktoren -1 ≤ k < 0
- Betriebsmöglichkeit in einem weiten Bereich der Versorgungsspannungen
- maximaler Versorgungsstrom von 10 mA
6.3.2. Grundüberlegungen
Parallel zu den Bestrahlungsversuchen an Einzel-Bauelementen wurden diskrete Operationsverstärker-
schaltungen in 4 verschiedenen Entwicklungsstufen untersucht, die in Tabelle 6.11 beschrieben werden.
Zunächst wurden die Niederfrequenztransistoren 2N2222A und 2N2907 verwendet, Grundlage der
Weiterentwicklungen waren die Degradationsergebnisse der Messungen an Bipolartransistoren. Danach
erwies sich der Typ BFY90 als gut geeigneter npn-Transistor, so dass er vorzugsweise für die weiteren
Schaltungen ausgewählt wurde. Bezüglich pnp-Transistoren mussten jedoch erst Erfahrungen gewonnen
werden, es wurden verfügbare Hochfrequenztypen (BF979 bzw. 2N3307) eingesetzt und deren Eignung
anhand der Degradation in den Operationsverstärkern nachträglich beurteilt.

- 100 -
Entwickl.- Transistortypen Arbeitspunkte Dosis
stufe Schaltung npn pnp FET I C D
——————————————————————————————————————————
1 Bild 6.16 2N2222A 2N2907 - 15 μA ... 1 mA 60 kGy
2 Bild 6.16 BFY90 BF979 - 15 μA ... 1 mA 60 + 93 kGy
3 Bild 6.17 BFY90 2N3307 2N4416 0.15 mA ... 2 mA 30 kGy
4 Bild 6.17 BFY90 2N3307 U423 0.15 mA ... 2 mA 30 kGy
Tabelle 6.11: Entwicklungsstufen der untersuchten diskreten Operationsverstärker
Die Schaltungsstrukturen (Bilder 6.16 und 6.17) orientieren sich an bewährten Grundschaltungen der
integrierten Operationsverstärker-Schaltungstechnik. Wie üblich, ist der Aufbau dreistufig: differenz-
bildende Eingangsstufe, spannungsverstärkende Zwischenstufe und Impedanzwandler-Endstufe.
Während der ersten beiden Entwicklungsstufen wurden Schaltungen untersucht [207], die nur mit
Bipolartransistoren arbeiteten (Bild 6.16). Nachteile, wie ein erheblicher Anstieg des Biasstroms durch
die Degradation der Eingangsstufen (wenn auch sonstige Eigenschaften weitgehend im Sinne des
definierten Operationsverstärkers erhalten blieben), führten dann zum Einsatz von Feldeffekttransistoren
als Eingangstransistoren.
Es kommen Sperrschicht-Feldeffekttransistoren des Typs 2N4416 in Frage, der bei den Voruntersuchun-
gen sehr wenig degradierte und keinen Annealingeffekt der Steilheit hervorbrachte. Auf MOSFET wird
verzichtet, da deren Schwellspannungsänderung zu einer großen Offsetspannung und einer Verschie-
bung des Gleichtakt-Eingangsspannungsbereichs führen würde. Im 4. Experiment wurde der 2N4416
durch den Typ U423 ersetzt. Hierbei handelt es sich um einen Doppel-FET, der eine höhere Symmetrie
als zwei einzelne, wenn auch ausgesuchte Transistoren bietet (Temperaturdrift sowie Degradation der
Offsetspannung). Der weitere Vorteil eines sehr geringen Gatestroms dieses Typs konnte jedoch
aufgrund eines ungünstigen Arbeitspunkts nicht genutzt werden (s. Abschnitt 6.3.4.).
In allen anderen Stufen werden Hochfrequenztransistoren verwendet, um möglichst strahlenresistente
Bauteile mit großer Steilheit einzusetzen. Durch die geringe Spannungsfestigkeit des BFY90 von 15 V ist
zwar die Versorgungsspannung eng begrenzt, die relativ geringe Spannung kann sich aber wiederum
allgemein günstig auf die Degradation auswirken.
Die Transistoren wurden in den ersten beiden Experimenten teilweise mit relativ kleinen
Kollektorströmen betrieben (s. Tabelle 6.11). Nachfolgend wurden aber höhere Arbeitsströme eingestellt
(in der Größenordnung 1 mA), um den Arbeitspunkteinfluss auf die Schädigung positiv zu nutzen. Ein
Betrieb bei noch günstigeren Strömen von z.B. 10 mA ist jedoch aus Gründen der hohen
Leistungsaufnahme nicht realisiert worden.

6.3.3. Beschreibung der Schaltungsstrukturen
- 101 -
Die Differenzverstärkerstruktur am Eingang (T1 bis T11) ist ähnlich der Struktur des integrierten Opera-
tionsverstärkers vom Typ 741 konzipiert, die sich bei Simulationen [219] als günstig herausstellte. Der
Stromspiegel (T5 bis T7) ist gemäß Abschnitt 6.2.1. modifiziert. In Bild 6.16 befinden sich Emitterfolger
(T1a und T2a) an den Eingangsanschlüssen, um den Einfluss sinkender Stromverstärkungen der
Transistoren T1 und T2 auf die Eingangsströme zu vermindern. T1a und T2b degradieren zwar auch,
jedoch kann deren Kollektorstrom und damit auch der Basisstrom kleiner eingestellt werden, ohne die
dynamischen Eigenschaften wesentlich zu beeinflussen. In Bild 6.17 werden die Eingangstransistoren
durch Feldeffekttransistoren ersetzt. Der Biasstrom der Schaltung wird nun durch den Gatestrom
gebildet.
Der weitere Aufbau ist bis auf unterschiedliche Arbeitsströme für beide Strukturen identisch. Alle
Stromspiegel sind mit Hilfe von Widerständen in den Emitterzweigen gegengekoppelt, um
Exemplarstreuungen und unterschiedliche Degradationen auszugleichen. An kritischen Stellen werden
modifizierte Stromspiegel (T5 bis T7 und T15 bis T17) verwendet, die auch bei kleinen
Stromverstärkungsfaktoren der Transistoren nur einen geringen Übertragungsfehler aufweisen (siehe
Abschnitt 6.2.1.). In der mittleren Verstärkerstufe und in den Endstufen werden Emitterfolger (T12, T20,
T21) vorgeschaltet, ebenfalls um den Einfluss sinkender Stromverstärkungen abzuschwächen. Dabei ist
ein Strombegrenzungswiderstand (1 kΩ) in den Kollektorzweig des Transistors T12 zu legen, um bei
einer Übersteuerung die Transistoren nicht durch einen zu hohen Strom zu zerstören. Der Miller-
Kondensator C = 390 pF bzw. 470 pF ist so dimensioniert, dass ein stabiler Betrieb bei einem
Gegenkopplungsfaktor k = - 1 vorliegt.
Durch die Struktur der Endstufe kann ein Ausgangsstrom geliefert werden, der sich aus dem Querstrom
der Stromspiegeltransistoren T19 und T22, multipliziert mit der Stromverstärkung von T24 bzw. T25
ergibt. In Bild 6.16 ist der Querstrom mit 20 μA recht gering, so dass nach der Bestrahlung nur noch ein
kleiner Ausgangsstrom geliefert werden konnte. Daher wurde er in Bild 6.17 auf 0.5 mA erhöht. Es ist
nun aber keine ausreichende Strombegrenzung realisiert, so dass die Endstufe nicht kurzschlussfest ist.
Die Arbeitspunktströme belaufen sich in den Entwicklungsstufen 3 und 4 (Bild 6.17) im Bereich 0.5 mA
für die Eingangs- und Endstufe bis 2 mA für die Zwischenstufe; lediglich der Transistor T12 arbeitet mit
einem kleineren Strom von etwa 0.1 mA. Es wurde ein Kompromiss zwischen geringer
Gesamtstromaufnahme und günstigen Kollektorströmen für die Degradation geschaffen.

- 102 -
Bild 6.16: Struktur der diskret aufgebauten Operationsverstärker der
1. und 2. Entwicklungsstufe
Bild 6.17: Struktur der diskret aufgebauten Operationsverstärker der
3. und 4. Entwicklungsstufe
6.3.4. Degradation der einzelnen Transistoren
Um einerseits die Degradation der einzelnen Transistoren beurteilen zu können, andererseits Modelle für
die Schaltungssimulation zu entwickeln, wurden die Bipolar-Transistoren nach der Bestrahlung der
kompletten Verstärker ausgelötet und deren Stromverstärkungswerte und Kollektor-Emitter-Restströme
mit denen vor der Bestrahlung verglichen.

- 103 -
Trans.-Typ B vor Bestrahlung B nach 30 kGy
BFY90 (npn) 85...100 40...88
101...112 45...96
2N3307 (pnp) 45...56 24...41
57...77 31...50
Tabelle 6.12: Degradation der Stromverstärkungen (I C = 100 μA) der einzelnen Transistoren im
letzten Experiment (Entwicklungsstufen 3 und 4), geordnet in jeweils zwei Klassen der
B-Anfangswerte
Die Streuung der Stromverstärkungswerte nach der Bestrahlung (Tabelle 6.12) ist hier wesentlich größer
als bei den Grundmessungen der gleichen Transistoren (siehe Abschnitte 5.2.2. und 5.9.).
Die Ergebnisse der Kollektor-Emitter-Sperrströme I CE0 sind schon in Abschnitt 5.2.2. genannt worden.
Es stellte sich heraus, dass die B-Abnahme der meisten Endstufen-Transistoren deutlich größer als die
der übrigen ist und auch der pnp-Transistor 2N3307, der den erhöhten Sperrstrom I CE0 = 36 nA
aufweist, sich in einer Endstufe befindet. Diese unterschiedliche Schädigung trotz ähnlicher
Arbeitspunkte, wobei die größere Degradation konzentriert in den Endstufen-Transistoren auftritt, ist
beim jetzigen Stand der Erkenntnisse nicht erklärbar. Ob dieser Effekt zufällig auftrat, kann nur durch
Serienuntersuchungen an mehreren gleich aufgebauten Schaltungen geklärt werden.
Ebenso interessant sind die Ergebnisse der ersten Experimente (Entwicklungsstufen 1 und 2), bei denen
verschiedene Transistor-Typen (z.B. auch "Niederfrequenz"-Typen) eingesetzt wurden. Es ergaben sich
folgende B-Werte, gemessen bei I C = 100 μA [207]:
Trans.-Typ B vor Bestrahlung B nach 10 kGy
BFY90 (npn) 75...85 20...75
BF979 (pnp) 6...40 5...7
2N2222 (npn) 150...200 8...40
2N2907 (pnp) 120...170 25...140
Tabelle 6.13: Degradation der Stromverstärkungen (I C = 100 μA) der einzelnen Transistoren in den
ersten Experimenten (Entwicklungsstufen 1 und 2)
Die Unterschiede bei gleichem Transistortyp sind groß. Bei kleineren Messströmen (I C = 10 μA) lag die
Stromverstärkung teilweise sogar unterhalb von 2. Trotzdem funktionierte die Schaltung in dem entspre-
chenden Aufbau mit BF979-Transistoren (B < 2 im aktuellen Arbeitspunkt) noch weitgehend im Sinne
der definierten Anforderungen, der verfügbare Ausgangsstrom sank aber deutlich und der Biasstrom
stieg bis auf 1.5 μA an. Nachteilig war auf jeden Fall der teilweise recht kleine Arbeitspunktstrom (bis
hinab zu I C = 10 μA) der Transistoren.
Auffallend war vor allem, dass Transistoren, die sich in den beiden Zweigen einer symmetrischen Stufe
befinden, trotz gleicher Arbeitspunkte sehr unterschiedlich degradierten, in Bild 6.16 beispielsweise die
Transistoren T1 (B=50) und T2 (B=24). Mit den Typen 2N2222 (npn) und 2N2907 (pnp) waren die

- 104 -
Differenzen noch deutlicher: T1a (B=17), T2a (B=3) bzw. T1 (B=8), T2 (B=34) bzw. T3 (B=33), T4
(B=110).
Bei den Transistoren der Differenzverstärkerstufe könnte der Grund für die unterschiedliche B-
Degradation in folgender Tatsache zu finden sein: Degradiert ein Zweig des Differenzverstärkers zufällig
stärker, sinkt zwangsläufig dessen Kollektorstrom im Arbeitspunkt. Durch die Arbeitspunktabhängigkeit
der Schädigung (stärkere B-Degradation bei kleinerem Kollektorstrom) wird dieser Transistor fortlaufend
stärker geschädigt, so dass wiederum sein Kollektorstrom sinkt. Die verwendete Schaltungsstruktur, die
den Summenstrom in beiden Zweigen des Differenzverstärkers konstant hält, verstärkt diesen Effekt
noch, da der andere Zweig entsprechend einen höheren Strom führt.
Die Feldeffekttransistoren 2N4416 und U423 degradierten nur unwesentlich, lediglich der Gatestrom des
2N4416 stieg um 5 nA an (s. Bild 5.22, Kurve "Diskr.OP") und der Gatestrom des U423 im aktuellen
Arbeitspunkt auf 12 nA.
Der Doppel-Feldeffekttransistor U423 in der Schaltung der Entwicklungsstufe 4 wurde mit einem
Drainstrom von 0.5 mA betrieben. Wegen seines geringen Sättigungsstroms (I SS ≈ 300 μA) ist eine
geringe postive Gate-Source-Spannung notwendig. Daher ist schon bei relativ geringen Degradationen
ein großer Anstieg des Gatestroms bis auf 12 nA vorhanden, so dass eine Herabsetzung des
Drainstroms günstiger wäre. Weitere Entwicklungen mit diesem Typ konnten aus Zeitgründen nicht mehr
ausgeführt werden.
6.3.5. Degradation der Schaltungseigenschaften
Da die Degradation der einzelnen Transistoren stark differiert, ist eine realitätsnahe Simulation der
Schaltungsdegradation nur mit Kenntnis der Daten aller Transistoren möglich. Es wurden daher die
offline gemessen Transistordaten entsprechend der Vorgehensweise in Abschnitt 5.2.3. in entsprechende
Modellparameter umgesetzt (mit festem Parameter n E ). Dabei konnten einige Exemplare aufgrund
ähnlicher Degradationswerte zu einem Modell zusammengefasst werden. Trotzdem waren noch 14
verschiedene Modelle für die insgesamt 46 Bipolartransistoren beider Schaltungen einzusetzen. Dieses
Vorgehen basiert lediglich auf den Degradationskurven der Transistoren ohne Berücksichtigung, wie
genau das Modell für die Beschreibung der wesentlichen Schaltungseigenschaften sein muss.
Offsetspannung und Eingangsstrom wurden fortlaufend während der Bestrahlung gemessen. Andere
Schaltungseigenschaften, wie Stromaufnahme, Gleichtakt-Eingangsspannungsbereich, Ausgangsstrom,
Ausgangsspannungsgrenzen, Durchtrittsfrequenz und Slew-Rate wurden vor und nach der Bestrahlung
messtechnisch ermittelt, aber auch mit den Simulationen verglichen. Für die Leerlaufverstärkung und
Gleichtaktunterdrückung war es zweckmäßig, nur auf Simulationsergebnisse zurückzugreifen, da die
Messmethoden aufwändig sind.
Einige Mess- und Simulationsergebnisse für den besten Verstärker in Bild 6.17 (Entwicklungsstufe 3)
sind in der Tabelle 6.14 aufgelistet.

- 105 -
Charakteristik unbestrahlt nach 30 kGy
Versorgungsstrom 9 mA Änderung: - 0.1 %
Eingangsstrom - 100 pA - 5 nA
Eing.-Offsetspannnung - Änderung: - 1.5 mV
Leerlaufverstärkung V 0 116.5 dB 114.8 dB
Durchtrittsfrequenz von V 0 450 kHz Änderung: < 1%
Slew-Rate 2.1 V/μs 2.0 V/μs
Gleichtaktunterdrückung 92 dB 91 dB
Tabelle 6.14: Degradation der Eigenschaften des diskreten Operationsverstärkers, Entwicklungs-
stufe 3
Die Veränderung der Offsetspannung über der Dosis ist in Bild 6.18 zu sehen (Kurve OP3 = 2N4416),
des Biasstroms in Bild 5.22, Abschnitt 5.4.2. Beide Größen ändern sich weitgehend monoton.
Weiter ergaben sich keine messbaren Änderungen des Gleichtakt-Eingangsspannungsbereichs und der
Ausgangsspannungs-Aussteuergrenzen. Der verfügbare Ausgangsstrom lag sowohl vor wie nach der
Bestrahlung oberhalb von 15 mA.
Die in Abschnitt 6.3.1. genannten Forderungen werden vollständig erfüllt. Im Vergleich zu den
integrierten Operationsverstärkern sind diese Degradationsdaten sehr gut. Lediglich für die
Offsetspannung lassen sich in integrierter Technik wesentlich bessere Daten erreichen, man muss dann
allerdings höhere Bias- und Offsetströme in Kauf nehmen, was sich aber wiederum als
Ausgangsspannungs-Offset auswirkt, wenn die Außenbeschaltung nicht niederohmig ist (siehe auch
nächsten Abschnitt).
Die Ausfallgrenze der Schaltung konnte nicht ermittelt werden, da keine weiteren Bestrahlungstermine
mehr zur Verfügung standen.
Der Aufbau mit den Feldeffekttransistoren U423 in der Eingangsstufe (Entwicklungsstufe 4) ergab eine
geringere Degradation der Offsetspannung, sie betrug nur 0.5 mV, wie in Bild 6.18 zu sehen ist. Der
höhere Biasstrom I B = + 12 nA (s. Abschnitt 6.3.4.) ist jedoch ein Nachteil.

- 106 -
Bild 6.18: Änderungen der Eingangs-Offsetspannungen der diskreten Operationsverstärker 3 und 4
(Schaltung: Bild 6.17)
6.3.6. Eigenschaften von Verstärkerschaltungen
Die gleichen Schaltungen wie in Abschnitt 6.2.5. (Bild 6.15) sollen nun auch mit den besten diskreten
Operationsverstärkern (Entwicklungsstufen 3 bzw. 4) bewertet werden. Zusammen mit den Ergebnissen
der integrierten Schaltungen sind die Degradationswerte aus Tabelle 6.15 abzulesen.
Im Vergleich mit den Eigenschaften der monolithisch integrierten Operationsverstärker (Abschnitt 6.2.5.)
bewirkt die größere Offsetspannung zwar einen höheren Wert U A,OS als mit den bipolaren integrierten
Schaltungen, jedoch führt im hochohmigen Spannungsfolger der geringere Biasstrom des diskreten OP 3
zu einem kleineren Spannungs-Fehler ΔU A . Der diskrete Aufbau 4 ist wiederum in U A,OS besser und in
ΔU A schlechter als der Aufbau 3. Die Frequenzgang-Stabilität ist beim diskreten OP 3 deutlich besser
als bei den untersuchten integrierten Operationsverstärkern.

- 107 -
Schaltung a) Schaltung b)
OP-Typ U A,OS /mV f g /kHz ΔU A /mV f LS /kHz
———————————————————————————————————————————————————————————————————————
OP 07 (Bip.) 25 4.5 → 3.3 1300 5.6 → 4.2
OP 08 (Bip.) 80 40 → 29 140 26 → 23
OP 27 (Bip.) 20 75 → 64 2500 64 → 58
LT 1056 (FET) 1000 60 → 35 280 490 → 630
TL 061 (FET) 370 9 → 11 110 84 → 122
TL 081 (FET) 150 35 → 28 260 350 → 455
Diskr. OP 3 150 4.5 → 4.5 53 66.8 → 63.7
Diskr. OP 4 50 nicht gemessen 120 nicht gemessen
Tabelle 6.15: Fehlergrößen und Veränderungen bei den OP-Schaltungen in Bild 6.15 mit
integrierten Schaltungen bzw. diskreten OP (Frequenzangaben: vor Bestrahlung →
nach Bestrahlung)
6.3.7. Weitere Entwicklungsmöglichkeiten
Als Eingangsstrom der Feldeffekttransistor-Stufe ließen sich bei Auswahl eines auf niedrigen Gatestrom
optimierten FET-Typs auch bestimmt deutlich kleinere Degradationswerte als der gemessene Biasstrom
von 5 nA erzielen.
Die Endstufe ist nicht kurzschlussfest, so dass in kritischen Fällen zusätzlich eine interne Strombe-
grenzung vorgesehen werden sollte.
Das relativ geringe Verstärkungs-Bandbreite-Produkt (GBWP) von 450 kHz lässt sich durch eine
Optimierung des Layout und entsprechender Reduzierung der parasitären Komponenten verbessern.
Wenn auch nur eine Schaltung bestrahlt wurde, so kann man doch mit einiger Sicherheit sagen, dass die
Funktionsgrenze oberhalb von 30 kGy liegt, vermutlich wesentlich höher. Durch Analyse der Ausfall-
ursache bei weiterer Bestrahlung bis zur Funktionsuntüchtigkeit lassen sich sicherlich noch Verbesse-
rungen durch Änderung der Schaltungsstruktur erzielen. Durch grundlegende Untersuchungen weiterer
Hochfrequenz-Transistoren und Verwendung der besten Typen sind weitere Entwicklungen möglich. Auf
keinen Fall dürfen bei wesentlich höherer Bestrahlungsdosis die Aufbaumaterialien als mögliche Ausfall-
ursachen außer Acht gelassen werden.
6.4. Gesamtbewertung
Allgemeingültige quantitative Degradationsaussagen für Halbleiterbauelemente sind wegen der großen
Technologie-, Hersteller- und Chargenabhängigkeit der Schädigungen nicht möglich. Es lassen sich aber
einige qualitative Erkenntnisse nennen. Die Tabelle 6.12 fasst die Relevanz der Degradationsparameter
für die untersuchten Bauteilklassen in Standardschaltungen zusammen.

- 108 -
Bauelement starke Degr. mittlere Degr. unbedeutende Degr.
—————————————————————————————————————————————————————————————————————————————
Bipolar- Stromverst. Sperrströme Transitfrequenz
Transistor Sättigungsspg. Steilheit
Durchbruchspg.
Sperrsch.kap.
Rauschen
Early-Spg.
—————————————————————————————————————————————————————————————————————————————
Sperrschicht- - Steilheit Schwellspannung
Feldeffekttr. Kanalwiderstand
Gatestrom
Durchbruchspg.
Sperrsch.kap.
Rauschen
—————————————————————————————————————————————————————————————————————————————
MOS-Feldef- Schwellspg. Kanalwiderstand Gatestrom
fekttrans. Steilheit Durchbruchspg.
—————————————————————————————————————————————————————————————————————————————
Z-Diode/ - Sperrstrom ≤15V: Z-Spannung
Diode Flussspannung
>15V: Z-Spg.
—————————————————————————————————————————————————————————————————————————————
integrierter Biasstrom Offsetspannung Ausgangs-
Bipolar-Ope- dyn. Param. Versorg.strom aussteuerbarkeit
rationsverst. Leerlaufverst.
Ausgangsstrom
—————————————————————————————————————————————————————————————————————————————
integrierter Offsetspg. Versorg.strom Ausgangs-
JFET-Opera- Biasstrom Leerlaufverst. aussteuerbarkeit und
tionsverst. dyn. Param. -Strombelastbarkeit
—————————————————————————————————————————————————————————————————————————————
integrierter Offsetspg. Biasstrom Grenzfrequenz
Transimped.- Ausgangs-
verstärker aussteuergrenzen
—————————————————————————————————————————————————————————————————————————————
Tabelle 6.16: Übersicht über die Degradation wichtiger Bauteile-Parameter bei Gamma-
Bestrahlung
Der Sperrstrom der Elemente ist jedoch immer zu beachten, wenn eine hochohmige Beschaltung
vorliegt.

- 109 -
Bei der Dimensionierung von Schaltungen sollten folgende Regeln berücksichtigt werden:
- Grundsätzlich sind Bauteile zu bevorzugen, die aufgrund ihrer physikalischen Eigenschaften
schon eine gute Resistenz besitzen. Prinzipiell sind z.B. in solchen Fällen, in denen die
geringere Steilheit tolerierbar ist, Sperrschicht-Feldeffekt-Transistoren besser geeignet als
bipolare Technologien. Bei den letzteren sind wiederum Transistoren mit hoher Transit-
frequenz vorzuziehen.
- Vermieden werden sollten nach Möglichkeit MOSFET (außer bei Neutronenstrahlung) und
integrierte Operationsverstärker.
- Die Bauteile sollten nicht nahe ihrer zulässigen Grenzdaten betrieben werden, da sich diese
vermindern können oder in der Schaltung Arbeitspunktänderungen durch andere Degrada-
tionen auftreten.
- Bipolar-Transistoren sollten nicht mit sehr kleinen Kollektorströmen betrieben werden, um
eine möglichst geringe Degradation des Stromverstärkungsfaktors zu erhalten. Dieses hat
drei Gründe: 1) Entstehende Kollektor-Emitter-Restströme verschieben bei geringem Kollek-
torstrom den Transistor-Arbeitspunkt; 2) Die Stromverstärkung fällt in Richtung niedriger
Kollektorströme prinzipiell ab, durch Strahlenbehandlung wird dieser Effekt noch stärker; 3)
Die gesamte Schädigung ist abhängig vom Arbeitspunkt während der Bestrahlung, auch
hier wirkt sich ein niedriger Kollektorstrom negativ aus.
- Optimal ist ein Arbeitspunkt nahe des Stromverstärkungsmaximums. Weiterhin sollte die
Kollektor-Emitter-Spannung nach Möglichkeit klein gewählt werden.
- Da im Sperrbetrieb die Schädigung am größten ist, sollte bei Transistoren im
Schalterbetrieb ein Grundstrom fließen, falls die Schaltungsfunktion dadurch nicht
beeinträchtigt wird, oder ein Standby-Betrieb mit Sättigung vorliegen.
- Im Sättigungsfall ist eine genügend hohe Basisstrom-Reserve einzuplanen, um einen
ausreichenden Übersteuerungsfaktor einzuhalten.
- Der Basis-Spannungsteiler sollte möglichst niederohmig sein, um die Arbeitspunktver-
schiebung klein zu halten.
- Nach Möglichkeit sind gegengekoppelte Strukturen einzusetzen.
- An kritischen Stellen, an denen ein hoher Basisstrom störend wirkt, kann der Einfluss durch
das Vorschalten eines Emitterfolgers verringert werden bzw. bei Stromspiegeln durch die
modifizierte Struktur mit einem dritten Transistor.
- Die Folgen eines möglichen Latchups können durch eine Strombegrenzung (z.B. Serien-
widerstände) vermindert werden.
- Zur Spannungsstabilisierung von mehr als 15 V ist eine Reihenschaltung mehrerer Z-Dioden
mit kleiner Durchbruchspannung günstiger als eine einzelne Z-Diode.
- Bei der Verwendung von Dioden als Begrenzerelemente ist zu beachten, dass bei einigen
Typen der Sperrstrom durch Oberflächeneffekte groß werden kann.

- 110 -
Auf jeden Fall müssen umfangreiche Vortests an elektronischen Schaltungen, die unter
Strahlenbelastung betrieben werden sollen, durchgeführt werden. Dabei sind folgende Schritte
notwendig, die solange zyklisch zu durchlaufen sind, bis ein akzeptables Ergebnis vorliegt:
- Auswahl der Bauelemente und Dimensionierung der Schaltung unter Berücksichtigung der
allgemeinen Erkenntnisse über die qualitativ zu erwartenden Degradationen.
- Bestrahlung der zu verwendenden Halbleiterbauteile in einem Vortest in Arbeitspunkten, die
der späteren Schaltung entsprechen.
- Mit diesen Ergebnissen: Berechnung oder Simulation der Schaltungsdegradation.
- Beurteilung, ob die erwarteten Eigenschaften erfüllt werden können, und eventuelle
Änderung der Schaltung.
- Bestrahlung eines oder besser mehrerer Prototypen der entworfenen Schaltung, um deren
Eignung zu verifizieren oder auch zu widerlegen.
Die in allen Entwicklungsschritten verwendeten Bauteile müssen aus denselben Produktions-Chargen
stammen. Bei den Bestrahlungen sind die zu untersuchenden Eigenschaften fortlaufend zu messen, da
auch kurze Störungen oder Nichtmonotonien auftreten können.
Im Rahmen dieser Arbeit wurden Beispiele aufgezeigt, eine Härtung durch Optimierung der Schaltungen
durchzuführen. Die Ergebnisse sind jedoch erst dann als zuverlässig anzusehen, wenn durch eine
genügende Losgröße ein Beleg für die Statistik der Bauteile- und Schaltungsdegradation vorliegt. Die
jeweils vorhandenen 5 Exemplare reichen nicht unbedingt aus, zumal z.B. beim diskreten Operations-
verstärker deutliche Abweichungen zwischen den Degradationsdaten der Einzeluntersuchungen und der
Schaltungsuntersuchungen zu erkennen sind.
Es liegen noch nicht genügend Erkenntnisse vor, um z.B. durch eine Testbestrahlung mit kleinerer Dosis
auf das Schädigungsverhalten bei höherer Dosis zu schließen, obwohl viele beobachtete Degradations-
verläufe ein anfänglich lineares Verhalten oder bei hohen Dosen ein Sättigungsverhalten aufweisen.
Interessant ist in Zukunft sicherlich der Einsatz von Bauelementen auf GaAs-Basis. Ansatzweise liegen
grundlegende Untersuchungen über deren Verwendbarkeit in Standardschaltungen (auch für niedrige
Frequenzen) vor [208,209]. Zur Beurteilung der Strahlenresistenz praktischer Schaltungen sind jedoch
noch umfangreiche Untersuchungen notwendig.
Aber auch eine technologische Weiterentwicklung der Si-Bauelemente in Richtung höherer Strahlen-
resistenz, vor allem im Bereich des SiO 2 , wird in Zukunft noch besser geeignete elektronische Schaltun-
gen hervorbringen.

7. Zusammenfassung
- 111 -
Radioaktive Belastungen elektronischer Komponenten in kerntechnischen Anlagen oder im Weltraum
führen zu erheblichen Veränderungen derer Eigenschaften. Kristallversetzungen und Ionisation, in SiO 2
resultierend in dem Aufbau von positiven Grenzflächenladungen und Phasengrenzzuständen, stellen die
wichtigsten Ursachen der Schädigung dar. Darüber hinaus tritt ein langsames Ausheilen der Defekte auf.
Eine ausführliche Literaturrecherche über den aktuellen Wissensstand und über die verfügbaren Daten
führt zu der Erkenntnis, dass die Auswirkungen sehr unterschiedlich sind und noch keine geschlossene
Theorie über die Schädigungsvorgänge vorliegt. Zudem werden in der Literatur die Bauelemente
weitgehend isoliert betrachtet und nur selten die Auswirkungen auf das Verhalten konkreter Schaltungen
beschrieben.
Es wird ein geeignetes Messverfahren vorgestellt, mit dem Gamma-Bestrahlungsuntersuchungen in der
Kernforschungsanlage Jülich realisiert wurden. Durch einen rechnergesteuerten Messablauf war es
möglich, bis zu 42 Probanden sequentiell fortlaufend während der Bestrahlung zu messen und die Daten
hinterher durch geeignete Programme auszuwerten.
Im Rahmen der vorliegenden Arbeit wurden insgesamt 7 Bestrahlungsexperimente an Halbleiter-
bauelementen durchgeführt. Untersucht wurden anhand weniger ausgesuchter Typen: Bipolar-
transistoren, MOS- und Sperrschicht-Feldeffekttransistoren, Z-Dioden, sowie integrierte Operations- und
Transimpedanzverstärker. Die gewonnenen Ergebnisse werden diskutiert.
Großes Gewicht wurde auf die Abhängigkeit der Schädigung vom Arbeitspunkt während der Bestrahlung
gelegt. Sowohl bei Bipolar- wie auch bei MOS-Transistoren wurde ein deutlicher Einfluss nachgewiesen.
Wichtige Erkenntnisse wurden auch über isolierende Aufbaumaterialien der Messstrukturen gewonnen,
zum Beispiel über Kunststoffe, Keramik und Leiterplatten. Zahlreiche Isolationsdefekte während der
Messungen führten dazu, dass einige Messreihen nicht ausgewertet werden konnten.
Die umfangreichen Messreihen an Einzel-Bauelementen waren zunächst notwendig, um die Relevanz
der Parameterdegradationen zu bewerten und Optimierungen ausgesuchter Schaltungsstrukturen
durchzuführen. Als praktisches Ergebnis wurden verschiedene Transistor-Grundschaltungen, sowie eine
mit diskreten Bauelementen aufgebaute Operationsverstärker-Schaltung entworfen. Sie wurden mit Hilfe
von Bestrahlungsmessungen getestet und weisen eine hohe Strahlenresistenz auf.
Wichtiges Hilfsmittel ist die Simulation mittels numerischer Netzwerkanalyse. Dazu wurden geeignete
Modelle für Bipolartransistoren ausgesucht und Methoden zur Parameterermittlung entwickelt.
Es bestätigt sich, dass die Schädigungsmechanismen überaus komplex sind, so dass beim derzeitigen
wissenschaftlichen Erkenntnisstand keine allgemeingültigen quantitativen Aussagen formuliert werden
können. Unstimmigkeiten traten vor allem durch unterschiedliche Degradationsergebnisse bei den
Untersuchungen von Einzel-Bauelementen und bei den Untersuchungen einer komplexen Schaltung auf.
Es zeigte sich, dass die Schädigung auch von Hersteller, Technologie, Typ, Charge des Bauteils und
Exemplar abhängt. Zudem sind die Dosisrate und vorherige Bestrahlungen bzw. Ausheilzeiten zu
berücksichtigen.

- 112 -
Es werden die Eignung unterschiedlicher Bauteilklassen bewertet und einige allgemeine Entwurfsregeln
für Grundschaltungen formuliert. Zukünftige Verbesserungen werden sicherlich durch technologische
Fortschritte und spezielle Bauelemente, wie zum Beispiel GaAs-Transistoren und Miniatur-Elektronen-
röhren, möglich sein.
In dem Konzept zur Entwicklung elektronischer Schaltungen in strahlungsbelasteter Umgebung sind
sowohl die Auswahl der Bauelemente-Typen, wie auch die Optimierung der Arbeitspunkte und der
Schaltungsstruktur zu berücksichtigen. Die Bauelemente und Schaltungen sind durch Bestrahlungs-
experimente zu prüfen bzw. deren Eignung zu verifizieren.

8. Literaturverzeichnis
8.1. Spezielle Literatur über Bestrahlungseffekte
- 113 -
[1] B.T.Ahlport, S.L.Anderson. Easy Prediction of Degradation in Transistor Current Gain over Large
Ranges of Operating Current. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-31, 1417 (1984)
[2] D.J.Allen F.N.Coppage, G.L.Hash, D.K.Holck, T.F.Wrobel. Gamma-Induced Leakage in Junction
Field-Effect Transistors. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-31, 1487 (1984)
[3] W.T.Anderson, S.C.Binari. Transient Radiation Effects at X-Band in GaAs FETs and ICs. IEEE
Trans. Nucl. Sci., NS-30, 4205 (1983)
[4] W.T.Anderson, G.E.Davis, J.S.Mateer, D.L.Lile. Ionizing Radiation Effects in InP MISFETs.
IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-31, 1467 (1984)
[5] W.T.Anderson, J.B.Boos. Radiation Effects in InP JFETs. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-32, 4001
(1985)
[6] W.T.Anderson, M.Simons, A.Christou, J.Beall. GaAs NMIC Technology Radiation Effects. IEEE
Trans. Nucl. Sci., NS-32, 4040 (1985)
[7] H.G.Bach, W.R.Fahrner, D.Bräunig. Equivalent Circuit for Ion Implanted Counterdoped Layers
as Determined by MOS Admittance and Crosstalk Measurements. Phys. Stat. sol. (a) 68, 589
(1981)
[8] H.G.Bach, W.R.Fahrner. Properties of Metal-Oxide-Semiconductor Structures with Buried Layers
as Deduced from Nonequilibrium C(V) Measurements. J. Appl. Phys., Vol.53, 3848 (1982)
[9] C.E.Barnes, J.J.Wiczer. Neutron Damage Effects in AlGaAs/GaAs Solar Cells. IEEE Trans.
Nucl. Sci., NS-31, 1471 (1984)
[10] S.Battisti, R.Bossart, H.Schönbacher, M.Van de Voorde. Radiation Damage to Electronic
Components. CERN 75-18, Geneva, 1975.
[11] J.M.Benedetto, H.E.Boesch. MOSFET and MOS Capacitor Responses to Ionizing Radiation.
IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-31, 1461 (1984)
[12] H.S.Bennett. Numerical Simulations of Neutron Effects on Bipolar Transistors. IEEE Trans. Nucl.
Sci., NS-34, 1372 (1987)
[13] R.Berger, A.Shevchenko, G.J.Brucker, R.Kennerund, P.Measel, K.Wahlin. Transient and Total
Dose Radiation Properties of the CMOS/SOS Epic Chip Set. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-30,
4256 (1983)
[14] D.M.Binkley. A Radiation-Hardened Accelerometer Preamplifier for 2x10 8 Rads(Si) Total Dose.
IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-29, 1500 (1982)

- 114 -
[15] D.L.Blackburn, J.M.Benedetto, K.F.Galloway. The Effect of Ionizing Radiation of the Breakdown
Voltage of Power MOSFETs. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-30, 4116 (1983)
[16] R.E.Blaha, W.R.Fahrner. Technology and Reliability of Thermal SiO 2 Layers as Used for
Passivating Silicon Power Devices. Phys. Stat. Sol. (a) 50, 551 (1978)
[17] R.R.Blair. Surface Effects of Radiation on Transistors. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-10, 35 (1963)
[18] A.Boden, D.Bräunig, F.Wulf. Leitlinien für den Einsatz elektronischer Bauteile in strahlungsbelas-
teter Umgebung. Hahn-Meitner-Institut, Berlin, 1986
[19] A.Boden, F.Wulf, D.Bräunig. GfW-Handbuch für Datensammlung strahlungsgetesteter elektro-
nischer Bauteile. 2.Ausgabe, Band 5. Hahn-Meitner-Institut, Berlin, 1987
[20] H.E.Boesch. Time-Dependant Interface Trap Effects in MOS Devices. IEEE Trans. Nucl. Sci.,
NS-35, 1160 (1988)
[21] J.M.Borrego, R.J.Gutmann, S.B.Moghe, M.J.Chudzicki. Radiation Effects on GaAs MESFETs.
IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-25, 1436 (1978)
[22] F.L.Bouquet, A.Phillips, D.A.Russell. Simulated Space Radiation on Dielectrics and Coatings.
IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-30, 4090 (1983)
[23] D.Bräunig. Wirkung hochenergetischer Strahlung auf Halbleiterbauelemente (Reihe Mikro-
elektronik). Springer-Verlag, Berlin ..., 1989
[24] D.Bräunig, W.Fahrner. Effects of Radiation on MOS Structures and Silicon Devices. Hahn-
Meitner-Institut, Berlin, 1983
[25] D.Bräunig, W.Gaebler, W.R.Fahrner, H.G.Wagemann. GfW-Handbuch für Datensammlung
strahlungsgetesteter elektronischer Bauteile. 1.Ausgabe. Hahn-Meitner-Institut, Berlin, 1977
[26] D.Bräunig, F.Wulf, W.Gaebler, A.Boden. GfW-Handbuch: Richtlinie zur Prüfung der Strahlungs-
festigkeit elektronischer Bauteile. Hahn-Meitner-Institut, Berlin, 1982
[27] D.Bräunig, G.Richter. Novel Technique for MOS Pulse Capacitance Measurements in C(V) and
C(t) Mode. Rev. Sci. Instr., Vol.47, 341 (1976)
[28] F.G.Broell, W.J.Barnard. A Radiation-Hardened CMOS 8-bit Analog-to-Digital Converter. IEEE
Trans. Nucl. Sci., NS-30, 4246 (1983)
[29] D.B.Brown, D.I.Ma, C.M.Dozier, M.C.Peckerar. Thermal Annealing of Radiation Induced Defects:
A Diffusion-Limited Process?. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-30, 4059 (1983)
[30] G.J.Brucker, O.Van Gunten, E.G.Stassinopoulos, P.Shapiro, L.S.August, T.M.Jordan. Recovery
of Damage in Rad-Hard MOS Devices During and After Irradiation by Electrons, Protons,
Alphas, and Gamma Rays. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-30, 4157 (1983)

- 115 -
[31] B.Buchanan, R.Dolan, S.Roosild. Comparison of the Neutron Radiation Tolerance of Bipolar and
Junction Field Effect Transistors. Proc. IEEE, Vol.55, No.12, 2188 (1967)
[32] M.L.Buschbom, E.N.Jeffrey, L.E.Rhine, D.B.Spratt. Gamma Total Dose Effects on ALS Bipolar
Oxide Sidewall Isolated Devices. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-30, 4105 (1983)
[33] J.Y.Chang. Correlation Study of Energetic Ion Induced Optical Absorption and Thermo-
luminescence in Crystalline LiF and CaF 2 . IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-30, 4081 (1983)
[34] J.Y.Chen, R.C.Henderson, R.Martin, D.O.Patterson. Enhanced Radiation Effects on Submicron
Narrow-Channel NMOS. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-29, 1681 (1982)
[35] J.R.Chott, C.A.Goben. Annealing Characteristics of Neutron Irradiated Silicon Transistors. IEEE
Trans. Nucl. Sci., NS-14, 134 (1967)
[36] D.M.Clement. Statistical Procedures for Determining Electronic Part Design Margin Breakpoints.
IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-31, 1423 (1984)
[37] D.G.Cleveland. Dose Rate Effects in MOS Microcircuits. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-31, 1348
(1984)
[38] F.N.Coppage, D.J.Allen, P.V.Dressendorfer, A.Ochoa, J.Rauchfuss, T.F.Wrobel. Seeing
Through the Latch-up Window. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-30, 4122 (1983)
[39] J.S.Crabbe, K.L.Ashley. Capacitance Voltage Characteristics of Neutron Irradiated n + pp + and
p + nn + Junctions. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-18, 410 (1971)
[40] O.L.Curtis, J.R.Srour, R.B.Rauch. Recombination Studies on Gamma-Irradiated n-type Silicon.
J. Appl. Phys., 43(11), 4638 (1972)
[41] V.Danchenko, S.S.Brashears, P.H.Fang. Electron Trapping in Rad-Hard RCA ICs Irradiated with
Electrons and Gamma Rays. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-31, 1492 (1984)
[42] H.M.Darley, T.W.Houston, L.R.Hite. Total Dose Radiation Effects on Silicon MESFET Circuits.
IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-30, 4277 (1983)
[43] K.C.Dimiduk, C.Q.Ness, J.K.Foley. Electron Irradiation of GaAsP LEDs. IEEE Trans. Nucl. Sci.,
NS-32, 4010 (1985)
[44] P.V.Dressendorfer, J.M.Soden, J.J.Harrington, T.V.Nordstrom. The Effects of Test Conditions on
MOS Radiation-Hardness Results. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-28, 4281 (1981)
[45] W.R.Fahrner, D.Bräunig, R.Ferretti, B.Müller. A Rapid Destruction-Free Determination of
Breakdown Voltage of Thin Insulating Layers. Phys. Stat. Sol. (a) 48, 533 (1978)
[46] W.R.Fahrner, J.R.Laschinski, D.Bräunig, M.Knoll, A.Neidig. Damage Profiles after 50 to 500
MeV Ion Implantation as Deduced from Thyristor Leakage Currents. Phys. Stat. Sol. (a) 89, 347
(1985)

- 116 -
[47] W.R.Fahrner, D.Bräunig, M.Knoll, J.R.Laschinski. Ion Implantation for Deep (>100μm) Buried
Layers. Americ. Soc. for Testing and Materials, Philadelphia, 1985
[48] R.Ferretti, W.R.Fahrner, D.Bräunig. High Sensitivity Non-Destructive Profiling of Radiation
Induced Damage in MOS Structures. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-26, 4828 (1979)
[49] T.A.Fischer, R.J.Williams. Rapid Annealing of Temperature-Compensated, Precision Voltage
References Following Fast Neutron Irradiation. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-32, 4005 (1985)
[50] D.M.Fleetwood, P.V.Dressendorfer, D.C.Turpin. A Reevaluation of Worst-Case Postirradiation
Response for Hardened MOS Transistors. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-34, 1178 (1987)
[51] L.D.Flesner. Transient Radiation Effects in GaAs Devices: Bulk Conduction and Channel
Modulation Phenomena in D-MESFET, E-JFET, and n + -Si-n - Structures. IEEE Trans. Nucl. Sci.,
NS-31, 1502 (1984)
[52] J.R.Florian, R.W.Jacobs, P.E.Micheletti, E.E.King. Improved Transient Response Modeling in
ICs. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-31, 1402 (1984)
[53] M.Frank, C.D.Taulbee. Factors Influencing Prediction of Transistor Current Gain in Neutron
Radiation. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-14, 127 (1967)
[54] R.Freeman, A.Holmes-Siedle. A Simple Model for Predicting Radiation Effects in MOS Devices.
IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-25, 1216 (1978)
[55] K.F.Galloway, M.Gaitan, T.J.Russell. A Simple Model for Separating Interface and Oxide Charge
Effects in MOS Device Characteristics. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-31, 1497 (1984)
[56] M.K.Gauthier, D.K.Nichols. A Comparison of Radiation Damage in Linear ICs from Cobalt-60
Gamma Rays and 2.2 MeV Electrons. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-30, 4192 (1983)
[57] E.T.Gaw, W.G.Oldham. Properties of Heavily Irradiated MOSFETs. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-
21, 124 (1974)
[58] O.Geisler. Strahlungsbelastungsuntersuchungen an bipolaren Kleinsignal-Transistoren.
Studienarbeit, TU Berlin, 1981
[59] W.L.George. Optimization of the Neutron Radiation Tolerance of Junction Field Effect
Transistors. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-16, 81 (1969)
[60] B.L.Gingerich, J.M.Hermsen, J.C.Lee, J.E.Schroeder. Total Dose and Total Rate Radiation
Hardened Memory and Microprocessor Devices. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-31, 1332 (1984)
[61] C.A.Goben, C.H.Irani. Electric Field Strength Dependence of Surface Damage in Oxide
Passivated Silicon Planar Transistors. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-17, 18 (1970)
[62] S.Golubovic, S.Dimitrijev, D.Zupac, M.Pejovic, N.Stojadinovic. Gamma-Radiation Effects in
CMOS Transistors. 17th European Solid State Device Research Conference, 1987

- 117 -
[63] E.D.Graham, R.J.Chaffin, C.W.Gwyn. Radiation Effects in Microwave Bipolar Transistors. IEEE
Trans. Nucl. Sci., NS-19, 335 (1972)
[64] T.Grandke. Vakuum-Mikroelektronik: Nostalgie oder Technologie der Zukunft?. Phys. Bl. 45,
Nr.10, 410 (1989)
[65] B.L.Gregory, C.W.Gwyn. Radiation Effects on Semiconductor Devices. Proc. IEEE, Vol.62,
No.9, 1264 (1974)
[66] C.W.Gwyn, B.L.Gregory. Designing Ultrahard Bipolar Transistors. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-18,
340 (1971)
[67] Hahn-Meitner-Institut für Kernforschung. Workshop "Strahleneffekte an elektronischen
Bauteilen". Berlin, 1980
[68] G.Haller, M.Knoll, D.Bräunig, F.Wulf, W.R.Fahrner. Bias-Temperature Stress on Metal-Oxide-
Semiconductor Structures as Compared to Ionizing Irradiation and Tunnel Injection. J. Appl.
Phys. 56(6), 1844 (1984)
[69] M.A.Hardman, A.R.Edwards. Exploitation of a Pulsed Laser to Explore Transient Effects on
Semiconductor Devices. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-31, 1406 (1984)
[70] H.Hatano, K.Doi. Radiation-Tolerant High-Performance CMOS VLSI Circuit Design. IEEE Trans.
Nucl. Sci., NS-32, 4031 (1985)
[71] A.Holmes-Siedle, L.Adams. The Mechanisms of Small Instabilities in Irradiated MOS
Transistors. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-30, 4135 (1983)
[72] T.W.Houston, L.R.Hite, H.M.Darley, W.M.Shedd, M.H.Zugich, D.C.Lapierre. Radiation Hardness
of a Silicon MESFET 4kx1 SRAM. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-31, 1483 (1984)
[73] M.J.Howes, D.V.Morgan (Editors). Reliability and Degradation: Semiconductor Devices and
Circuits (Chapter 5.5). J.Wiley & Sons, Chichester ..., 1981
[74] R.C.Hughes, C.H.Seager. Hole Trapping, Recombination and Space Charge in Irradiated Sandia
Oxides. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-30, 4049 (1983)
[75] B.K.Janousek, W.E.Yamada, W.L.Bloss. Neutron Radiation Effects in GaAs Junction Field
Effect Transistors. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-35, 1480 (1988)
[76] D.M.Jobson-Scott. An Investigation into Radiation Induced Second Breakdown in N Channel
Power MOSFETs. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-31, 1508 (1984)
[77] D.M.Jobson-Scott, G.B.Roper. Neutron Irradiation as a Means of Radiation Hard Power
MOSFET. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-32, 3961 (1985)
[78] A.H.Johnston. Hand Analysis Techniques for Neutron Degradation of Operational Amplifiers.
Boeing Aerospace Comp., Seattle.

- 118 -
[79] A.H.Johnston. The Application of Operational Amplifiers to Hardened Systems. IEEE Trans.
Nucl. Sci., NS-24, 2071 (1977)
[80] A.H.Johnston. Annealing of Total Dose Damage in the Z80A Microprocessor. IEEE Trans. Nucl.
Sci., NS-30, 4251 (1983)
[81] A.H.Johnston. Super Recovery of Total Dose Damage in MOS Devices. IEEE Trans. Nucl. Sci.,
NS-31, 1427 (1984)
[82] A.H.Johnston, M.P.Baze. Mechanisms for the Latchup Window Effect in Integrated Circuits.
IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-32, 4018 (1985)
[83] A.H.Johnston, R.E.Plaag. Models for Total Dose Degradation of Linear Integrated Circuits. IEEE
Trans. Nucl. Sci., NS-34, 1474 (1987)
[84] A.H.Kalma, R.A.Hartmann, B.K.Janousek. Ionizing Radiation Effects in HgCdTe MIS Capacitors
Containing a Photochemically-Deposited SiO 2 Layer. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-30, 4146
(1983)
[85] U.Kampf, H.G.Wagemann. Radiation Damage of Thermally Oxidized MOS Capacitors. IEEE
Trans. Electr. Dev., ED-23, 5 (1976)
[86] N.Karuke, M.Yoshida, M.Maeguchi, H.Tango. Radiation-Induced Interface States of Poly-Si Gate
MOS Capacitors Using Low Temperature Gate Oxidation. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-30, 4054
(1983)
[87] K.Kasama, F.Toyokawa, M.Sakamoto, K.Kobayashi. A Radiation-Hard Insulator for MOS LSI
Device Isolation. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-32, 3965 (1985)
[88] M.Kato, T.Nakamura, T.Toyabe, T.Okabe, M.Nagatu. Degradation Analysis of Lateral PNP
Transistors Exposed to X-Ray Radiation. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-31, 1513 (1984)
[89] D.V.Kerns, T.M.Chen. The Effects of Electron Bombardment on the Shot Noise of Silicon
Junction Transistors. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-18, 37 (1971)
[90] W.S.Kim, T.M.Mnich, W.T.Corbett, R.K.Treece, A.E.Giddings, J.L.Jorgensen. Radiation-Hard
Design Principles Utilized in CMOS 8085 Microprocessor Family. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-30,
4229 (1983)
[91] C.T.Kleiner, G.C. Messenger. An Improved Bipolar Junction Transistor Model for Electrical and
Radiation Effects. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-29, 1569 (1982)
[92] M.Knoll, W.R.Fahrner. Origin of High-Frequency Dispersion of G p /ω of Metal-Oxide Semicon-
ductor Capacitors, J. Appl. Phys., Vol.52, 3071 (1981)
[93] M.Knoll, D.Bräunig, W.R.Fahrner. Generation of Oxide Charge and Interface States by Ionizing
Radiation and by Tunnel Injection Experiments. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-29, 1471 (1982)

- 119 -
[94] M.G.Knoll, T.A.Dellin, R.V.Jones. A Radiation-Hardened 16k-bit NMOS EAROM. IEEE Trans.
Nucl. Sci., NS-30, 4224 (1983)
[95] S.R.Kurtz, C.Arnold, R.C.Hughes. The Development of a Radiation Hardened Polymer Dielectric
by Chemical Doping. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-30, 4077 (1983)
[96] K.P.Lambert, H.Schönbacher, M.Van de Voorde. A Comparison of the Radiation Damage of
Electronic Components Irradiated in Different Radiation Fields. CERN 75-4, Geneva, 1975.
[97] S.K.Lai. Two-Carrier Nature of Interface-State Generation in Hole Trapping and Radiation
Damage. Appl. Phys. Lett., Vol.39, 58 (July 1981)
[98] S.K.Lai. Interface Trap Generation in Silicon Dioxide When Electrons are Captured by Trapped
Holes. J. Appl. Phys., 54(5), 2540 (1983)
[99] M.D.Lantz, K.F.Galloway. Total Dose Effects on Circuit Speed Measurements. IEEE Trans. Nucl.
Sci., NS-30, 4264 (1983)
[100] F.Larin. Radiation Effects in Semiconductor Devices. J.Wiley & Sons, New York ..., 1968
[101] D.M.Long, J.R.Florian, R.H.Casey. Transient Response Model for Epitaxial Transistors. IEEE
Trans. Nucl. Sci., NS-30, 4131 (1983)
[102] T.F.Luera, J.G.Kelly, H.J.Stein, M.S.Lazo, C.E.Lee, L.R.Dawson. Neutron Damage Equivalence
for Silicon, Silicon Dioxide and Gallium Arsenide. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-34, 1557 (1987)
[103] D.K.Lynn, J.B.McCormick, M.D.J.MacRoberts, D.K.Wilde, G.R.Dooley, D.R.Brown. Thermionic
Integrated Circuits: Electronics for Hostile Environments. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-32, 3996
(1985)
[104] L.W.Massengill, S.E.Diehl-Nagle. Transient Radiation Upset Simulations of CMOS Memory
Circuits. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-31, 1337 (1984)
[105] L.W.Massengill, S.E.Diehl-Nagle, T.F.Wrobel. Analysis of Transient Radiation Upset in a 2k
SRAM. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-32, 4026 (1985)
[106] J.R.McEwan. Computer Simulation of Radiation Induced Emitter Crowding. IEEE Trans. Nucl.
Sci., NS-21, 353 (1974)
[107] G.C.Messenger, M.S.Ash. The Effects of Radiation on Electronic Systems. Van Nostrand
Reinhold Comp., New York, 1986
[108] D.G.Millward. Neutron Hardness Assurance Considerations for Temperature Compensated
Reference Diodes. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-25, 1517 (1978)
[109] D.K.Myers. What Happens to Semiconductors in a Nuclear Environment?. Electronics, 131
(March 16, 1978)

- 120 -
[110] S.S.Naik, W.G.Oldham. Neutron Radiation Effects in Junction Field-Effect Transistors. IEEE
Trans. Nucl. Sci., NS-18, 9 (1971)
[111] A.I.Namenson. Statistical Analysis of Step Stress Measurements in Hardness Assurance. IEEE
Trans. Nucl. Sci., NS-31, 1398 (1984)
[112] D.A.Neamen. Modeling of MOS Radiation and Post Irradiation Effects. IEEE Trans. Nucl. Sci.,
NS-31, 1439 (1984)
[113] W.H.Newman, J.E.Rauchfuss. Hardening of Commercial CMOS PROMs with Polysilicon Fusible
Links. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-32, 4036 (1985)
[114] J.K.Notthoff, R.Zuleeg, G.L.Troeger. Logic Upset Level of GaAs SRAMs for Pulsed Ionizing
Radiation. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-30, 4173 (1983)
[115] J.K.Notthoff. Radiation Hardness of 256-bit GaAs C-JFET RAM. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-32,
4061 (1985)
[116] A.Ochoa, F.W.Sexton, T.F.Wrobel, G.L.Hash, R.J.Sokel. Snap-Back: A Stable Regenerative
Breakdown Mode of MOS Devices. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-30, 4127 (1983)
[117] L.J.Palkuti, L.L.Sivo, R.B.Greegor. Process Investigations of Total-Dose Hard Type-108 OP
Amps. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-23, 1756 (1976)
[118] D.W.Palmer. Ionization and Subthreshold Effects in Defect Creation and Annihilation in
Semiconductors. Inst. Phys. Conf. Ser., No.31, 144 (1977)
[119] G.J.Papaioannou. Electron Radiation Effects on GaAs MESFETs. Phys. stat. sol. (a) 102, 843
(1987).
[120] J.J.Paulos, R.J.Bishop, T.L.Turflinger. Radiation-Induced Response of Operational Amplifiers in
Low-Level Transient Radiation Environments. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-34, 1442 (1987)
[121] R.L.Pease, R.M.Turfler, D.Platteter, D.Emily, R.Blice. Total Dose Effects in Recessed Oxide
Digital Bipolar Microcircuits. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-30, 4216 (1983)
[122] D.S.Peck, R.R.Blair, W.L.Brown, F.M.Smits. Surface Effects of Radiation on Transistors. Bell
Systems Techn. Journ., 95 (Jan. 1963)
[123] L.D.Philipp, P.O.Lauritzen. Irradiation Damage of MOS-FETs Operating in the Common Source
Mode. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-14, 284 (1967)
[124] F.W.Poblenz, C.D.Taulbee, R.L.Walker. Application of Silicon Damage to Neutron Exposure
Measurement. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-14, 147 (1967)
[125] J.G.Fossum, H.H.Sander, H.J.Gerwin. The Effects of Ionizing Radiation on Diffused Resistors.
IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-21, 315 (1974)

- 121 -
[126] J.L.Prince, R.A.Stehlin. Effect of Co 60 Gamma Radiation on Noise Parameters of Bipolar
Transistors. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-18, 404 (1971)
[127] R.D.Pugh, A.H.Johnston, K.F.Galloway. Characteristics of the Breakdown Voltage of Power
MOSFETs after Total Dose Irradiation. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-33, 1460 (1986)
[128] J.P.Raymond, E.L.Petersen. Comparison of Neutron, Proton and Gamma Ray Effects in
Semiconductor Devices. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-34, 1622 (1987)
[129] K.Reindl. Gate Arrays und Standard-Zell-IC in strahlungsfesten CMOS-Technologien.
Mikrowellen Magazin, Vol.13, No.2 (1987)
[130] G.D.Rensner, D.A.Eckhardt, M.Page. Nuclear Radiation Response of Intel 64k-bit and 128k-bit
HMOS Ultraviolet Erasable Programmable Read Only Memories (UVEPROMs). IEEE Trans.
Nucl. Sci., NS-32, 4056 (1985)
[131] G.B.Roper, R.Lowis. Development of a Radiation Hard N-Channel Power MOSFET. IEEE Trans.
Nucl. Sci., NS-30, 4110 (1983)
[132] S.Ropiak, K.Sahu, D.Cleveland. Total Dose Effects in the 54HC Family of Microcircuits. IEEE
Trans. Nucl. Sci., NS-31, 1358 (1984)
[133] M.Roux, J.Bernard, R.Reulet, D.Bielle-Daspet, M.Lagouin, L.Castaner-Munoz, J.Bourgoin,
R.L.Crabb. Effects of Electron Irradiation and Light Injection on the Performance of Silicon Solar
Cells. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-30, 4162 (1983)
[134] A.C.Sabnis. Characterization of Annealing of Co60 Gamma-Ray Damage at the Si/SiO 2
Interface. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-30, 4094 (1983)
[135] N.S.Saks, J.M.Modolo. Radiation Effects in N-Channel NMOS CCDs at Low Temperature. IEEE
Trans. Nucl. Sci., NS-30, 4197 (1983)
[136] W.Schambeck. Schädigung von C-MOS-Schaltkreisen durch ionisierende Strahlung und
Ausheilung dieser Effekte. Microelectronics, 5th Congress, München, Nov.27-29, 1972
[137] D.Schiff, J.Bruun, M.Montesalvo, C.-C.D.Wong. A Comparison of Conventional Dose Rate and
Low Dose Rate Co-60 Testing of IDT Static RAMs and FSC Multiplexers. IEEE Trans. Nucl. Sci.,
NS-32, 4050 (1985)
[138] M.Schlenther, D.Bräunig, M.Gärtner, F.Gliem. "In Situ" Radiation Tolerance Tests of MOS
RAMs. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-25, 1209 (1978)
[139] J.W.Schrankler, R.K.Reich, M.S.Holt, D.H.Ju, J.S.T.Huang, G.D.Kirchner, H.L.Hughes. CMOS
Scaling Implications for Total Dose Radiation. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-32, 3988 (1985)
[140] R.D.Schrimpf, P.J.Wahle, R.C.Andrews, D.B.Cooper, K.F.Galloway. Dose-Rate Effects on the
Total-Dose Threshold-Voltage Shift of Power-MOSFETs. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-35, 1536
(1988)

- 122 -
[141] J.E.Schroeder, B.L.Gingerich, G.R.Bechtel. Total Dose and Dose Rate Radiation
Characterization of a Hardened Epi-CMOS Gate Array. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-31, 1327
(1984)
[142] E.Schrüfer (Hrsg.). Strahlung und Strahlungsmesstechnik in Kernkraftwerken. Elitera, Berlin,
1974
[143] J.R.Schwank, W.R.Daves. Irradiated Silicon Gate MOS Device Bias Annealing. IEEE Trans.
Nucl. Sci., NS-30, 4100 (1983)
[144] J.R.Schwank, P.S.Winokur, P.J.McWorter, F.W.Sexton, P.V.Dressendorfer, D.C.Turpin.
Physical Mechanisms Contributing to Device "Rebound". IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-31, 1434
(1984)
[145] S.S.Seehra, W.J.Slusarh. The Effect of Operating Conditions on the Radiation Resistance of
VDMOS Power FETs. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-29, 1559 (1982)
[146] F.W.Sexton et al. Radiation Testing of the CMOS 8085 Microprocessor Family. IEEE Trans.
Nucl. Sci., NS-30, 4235 (1983)
[147] F.W.Sexton, J.R.Schwank. Correlation of Radiation Effects in Transistors and Integrated
Circuits. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-32, 3975 (1985)
[148] Z.Shanfield. Thermally Stimulated Current Measurements on Irradiated MOS Capacitors. IEEE
Trans. Nucl. Sci., NS-30, 4064 (1983)
[149] S.Share, R.A.Martin. Effects of Ionizing Radiation on Short-Channel Thin-Oxide (200-Å)
MOSFETs. IEEE Trans. Electr. Dev., 619 (1975)
[150] W.Shedd, B.Buchanan, R.Dolan. Radiation Effects on Junction Field Effect Transistors. IEEE
Trans. Nucl. Sci., NS-16, 87 (1969)
[151] W.M.Shedd, J.L. Sampson, D.C.LaPierre. Transient Radiation Effects on Silicon MESFET
Integrated Circuits. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-30, 4183 (1983)
[152] G.Singh, K.F.Galloway, T.J.Russell. Radiation-Induced Interface Traps in Power MOSFETs.
IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-34, 1366 (1987)
[153] R.S.Singh, C.S.Korman, D.J.Kaputa, E.P.Surowiec. Total-Dose and Charge-Trapping Effects in
Gate Oxides for CMOS LSI Devices. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-31, 1518 (1984)
[154] L.L.Sivo. Relative Roles of Charge Accumulation and Interface States in Surface Degradation
(NPN Planar Transistors). IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-19, 305 (1972)
[155] E.H.Snow, A.S.Grove, D.J.Fitzgerald. Effects of Ionizing Radiation on Oxidized Silicon Surfaces
and Planar Devices. Proc. IEEE, Vol.55, No.7, 1168 (1967)

- 123 -
[156] A.Spencker, H.G.Wagemann. Optoelektronische Halbleiterbauelemente unter dem Einfluss
ionisierender Strahlung. Nachr.techn. Z., Heft 4, 155 (1973)
[157] A.Spencker, H.G.Wagemann, D.Bräunig. Strahlungsbelastungs-Untersuchungen an elektro-
nischen Bauelementen des Symphonie-Satelliten. Microelectronics and Reliability, Vol.16, 81
(1977)
[158] T.Stanley, D.Neamen, P.Dressendorfer, J.Schwank, P.Winokur, M.Ackermann, K.Jungling,
C.Hawkins, W.Grannemann. The Effect of Operating Frequency in the Radiation Induced
Buildup of Trap Holes and Interface States in MOS Devices. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-32,
3982 (1985)
[159] E.G.Stassinopoulos, G.J.Brucker, O.Van Gunten. Total-Dose and Dose-Rate Dependence of
Proton Damage in MOS Devices During and After Irradiation. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-31,
1444 (1984)
[160] K.Steeples, I.J.Saunders. Damage Ranges for Implanted Hydrogen Isotopes in Gallium
Arsenide. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-30, 4087 (1983)
[161] L.S.Su, G.E.Gassner, C.A.Goben. Radiation and Annealing Chracteristics of Neutron
Bombarded Silicon Transistors. IEEE Trans. Nucl. Sci., IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-15, 95 (1968)
[162] H.Terletzki. Vergleichende Bestrahlung und Temperatur-Bias-Stress an 4007-CMOS-Bauteilen.
Studienarbeit, TU Berlin, 1984
[163] M.L.Thayer, W.A.Anderson. 1 MeV Electron Radiation Effects in SnO 2 -SiO 2 -Silicon Solar Cells.
IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-30, 4169 (1983)
[164] N.B.Urli, N.B.Corbett (Editors). Radiation Effects in Semiconductors. Institute of Physics, Bristol
and London, 1976
[165] P.J.Vail. A Survey of Radiation Hardened Microelectronic Memory Technology. IEEE Trans.
Nucl. Sci., NS-25, 1196 (1978)
[166] P.J.Vail, E.A.Burke. Fundamental Limits Imposed by Gamma Dose Fluctuations in Scaled MOS
Gate Insulators. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-31, 1411 (1984)
[167] P.J.Vail, E.A.Burke, J.P.Raymond. Scaling of Gamma Dose Rate Upset Threshold in High
Density Memories. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-30, 4240 (1983)
[168] M.Van de Voorde (Editor). Low-Temperature Irradiation Effects on Materials and Components for
Superconducting Magnets for High-Energy Physics Applications. CERN 77-03, Geneva, 1976.
[169] J.F.Verweij, D.R.Wolters. Insulating Films on Semiconductors. Proc. Int. Conf. INFOS 83,
Eindhoven, 1983
[170] H.Volmerange, A.A.Witteles. Radiation Effects on MOS Power Transistors. IEEE Trans. Nucl.
Sci., NS-29, 1565 (1982)

- 124 -
[171] H.D.Voss, L.Roffelsen, C.Hardage, F.C.Jones. Thirty Megarad CMOS Gate Array For Spacecraft
Applications. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-31, 1364 (1984)
[172] H.G.Wagemann, D.Bräunig, U.Kämpf, A.Spencker. Irradiation Behaviour of Complementary
Metal Oxide Semiconductor Field Effect (CMOS) Devices. Proc. Int. Conf. Evaluation of Space
Environment on Materials, Toulouse 1974
[173] E.R.Walton, W.T.Anderson, R.Zucca, J.K.Notthoff. The Effects of Transient Radiation on GaAs
Schottky Diode FET Logic Circuits. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-30, 4178 (1983)
[174] K.Watanabe, M.Kato, T.Okabe, M.Nagata. Radiation Hardened Silicon Devices Using a Novel
Thick Oxide. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-32, 3971 (1985)
[175] J.R.Waterman, J.M.Killiany. 2 MeV Electron Irradiation Effects in (Hg,Cd)Te CCDs. IEEE Trans.
Nucl. Sci., NS-30, 4209 (1983)
[176] G.K.Wertheim. Electron-Bombardment Damage in Silicon. Phys. Rev., 110(6), 1272 (1958)
[177] J.J.Wiczer, T.A.Fischer, L.R.Dawson, G.C.Osbourn, T.E.Zipperian, C.E.Barnes. Pulsed
Irradiation of Optimized, MBE Grown, AlGaAs/GaAs Radiation Hardened Photodiodes. IEEE
Trans. Nucl. Sci., NS-31, 1477 (1984)
[178] J.J.Wiczer, C.E.Barnes. Optoelectronic Data Link Designed for Applications in a Radiation
Environment. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-32, 4046 (1985)
[179] D.R.Williams, N.W.Van Vonno. Two Radiation-Hardened Analog Multiplexers. IEEE Trans. Nucl.
Sci., NS-30, 4273 (1983)
[180] C.L.Wilson, J.L.Blue. Two-Dimensional Modeling of N-Channel MOSFETs Including Radiation-
Induced Interface and Oxide Charge. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-31, 1448 (1984)
[181] P.S.Winokur, J.M.McGarrity, H.E.Boesch. Dependence of Interface-State Buildup on Hole
Generation and Transport in Irradiated MOS Capacitors. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-23, 1580
(1976)
[182] P.S.Winokur, H.E.Boesch, J.M.McGarrity, F.B.McLean. Two-Stage Process for Buildup of
Radiation-Induced Interface States. J. Appl. Phys., 50(5), 3492 (1979)
[183] P.S.Winokur, J.R.Schwank, P.J.McWhorter, P.V.Dressendorfer, D.C.Turpin. Correlating the
Radiation Response of MOS Capacitors and Transistors. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-31, 1453
(1984)
[184] P.S.Winokur, E.B.Errett, D.M.Fleetwood, P.V.Dressendorfer, D.C.Turpin. Optimizing and
Controlling the Radiation Hardness of a Si-Gate CMOS Process. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-32,
3954 (1985)

- 125 -
[185] P.S.Winokur, F.W.Sexton, J.R.Schwank, D.M.Fleetwood, P.V.Dressendorfer, T.F.Wrobel,
D.C.Turpin. Total-Dose Radiation and Annealing Studies: Implications for Hardness Assurance
Testing. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-33, 1343 (1986)
[186] A.A.Witteles, H.Volmerange, H.Davidson, H.Yue, R.Jennings, G.J.Brucker. Prompt and Total
Dose Response of Hard 4k and 16k CMOS Static Random Access Memories (SRAMs). IEEE
Trans. Nucl. Sci., NS-31, 1354 (1984)
[187] G.M.Wood, T.J.Sanders, R.H.Casey. A Radiation Hardened Gate Array Family Using an
Advanced DI Bipolar Technology. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-30, 4187 (1983)
[188] T.F.Wrobel, W.H.Dodson, G.L.Hash, R.V.Jones, R.D.Nasby, R.L.Olson. A Radiation Hardened
Nonvolatile NMOS RAM. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-30, 4270 (1983)
[189] T.F.Wrobel, F.N.Coppage, G.L.Hash, A.J.Smith. Current Induced Avalanche in Epitaxial
Structures. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-32, 3991 (1985)
[190] F.Wulf, D.Bräunig, W.Gaebler. GfW-Handbuch für Datensammlung strahlungsgetesteter
elektronischer Bauteile. 2.Ausgabe. Hahn-Meitner-Institut, Berlin, 1981
[191] F.Wulf, D.Bräunig, W.Gaebler, A.Boden. GfW-Handbuch für Datensammlung
strahlungsgetesteter elektronischer Bauteile. 2.Ausgabe, Band 2. Hahn-Meitner-Institut, Berlin,
1983
[192] F.Wulf, D.Bräunig, A.Boden. GfW-Handbuch für Datensammlung strahlungsgetesteter elektro-
nischer Bauteile. 2.Ausgabe, Band 3. Hahn-Meitner-Institut, Berlin, 1984
[193] F.Wulf, D.Bräunig, A.Boden. GfW-Handbuch für Datensammlung strahlungsgetesteter elektro-
nischer Bauteile. 2.Ausgabe, Band 4. Hahn-Meitner-Institut, Berlin, 1985
[194] E.J.Yadlowsky, R.C.Hazelton, L.W.Parker. Conduction Processes in Kapton H Irradiated by an
Electron Beam. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-30, 4073 (1981)
[195] A.Y.C.Yu, E.H.Snow. Radiation Effects on Silicon Schottky Barriers. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-
16, 220 (1969)
[196] H.Yue, R.Jennings, R.Gray. Radiation Response of 64k-bit and 128k-bit Ultraviolet Erasable
Programmable Read Only Memories (UVEPROMs). IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-30, 4282 (1983)
[197] J.A.Zoutendyk, C.A.Goben, D.F.Berndt. Comparison of the Degradation Effects of Heavy Ion,
Electron, and Cobalt-60 Irradiation in an Advanced Bipolar Process. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-
35, 1428 (1988)
[198] R.Zuleeg, J.K.Notthoff, K.Lehovec. Radiation Effects in Enhancement Mode GaAs Junction Field
Effect Transistors. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-24, 2305 (1977)
[199] R.Zuleeg, K.Lehovec. Radiation Effects in GaAs Junction Field-Effect Transistors. IEEE Trans.
Nucl. Sci., NS-27, 1343 (1980)

- 126 -
[200] R.Zuleeg, J.K.Notthoff, G.L.Troeger. Channel and Substrate Currents in GaAs FETs due to
Ionizing Radiation. IEEE Trans. Nucl. Sci., NS-30, 4151 (1983)
8.2. Allgemeine Literatur
[201] B.Bröcker. dtv-Atlas zur Atomphysik, Tafeln und Texte. Deutscher Taschenbuch Verlag,
München, 1985
[202] R.Weber. Taschenlexikon Kernenergie, Olynthus-Verlag, Aarau, 1985
[203] A.Möschwitzer, K.Lunze. Halbleiterelektronik, Lehrbuch. Verlag Technik, Berlin, 1975
[204] P.Antognetti, G.Massobrio. Semiconductor Device Modeling with SPICE. McGraw-Hill, New York
..., 1988
[205] E.E.E.Hoefer, H.Nielinger. SPICE, Analyseprogramm für elektronische Schaltungen,
Benutzerhandbuch mit Beispielen. Springer-Verlag, Berlin ..., 1985
[206] W.Kellner, H.Kniekamp. GaAs-Feldeffekttransistoren (Reihe Halbleiter-Elektronik, Band 16).
Springer-Verlag, Berlin ..., 1985
[207] A.Müller. Untersuchung des Verhaltens eines diskret aufgebauten Operationsverstärkers unter
Bestrahlung. Diplomarbeit, Ruhr-Universität Bochum, 1988
[208] K.Lindner. Untersuchung der Eigenschaften von GaAs-MESFETs und damit aufgebauter
Grundschaltungen bei niedrigen Frequenzen. Diplomarbeit, Ruhr-Universität Bochum, 1989
[209] G.Schreyer. Aufbau und Untersuchung einer diskreten Operationsverstärkerschaltung mit GaAs-
MESFETs. Diplomarbeit, Ruhr-Universität Bochum, 1989
[210] D.Brumbi. Schädigung elektronischer Bauteile und Schaltungen unter dem Einfluss radioaktiver
Strahlung. U.R.S.I.-Tagung, Kleinheubach, 02.-06.10.89. Kleinheubacher Berichte 1989, Band
33, Deutsche Bundespost TELEKOM Forschungsinstitut, Darmstadt, 1990
[211] D.Brumbi. The Behaviour of MOS-Circuits under Nuclear Radiation. 18th Yugoslav Conference
on Microelectronics MIEL 90, Ljubljana, 14.-16.05.90. MIEL 90 Proceedings, 501 (1990)
[212] A.Benemann, A.Boden, D.Bräunig, D.Brumbi, J.W.Klein, J.U.Schott, C.-C.Seifert, H.-
G.Spillekothen, F.Wulf. The Effects of Radiation on Electronic Devices and Circuits. Zur
Veröffentlichung vorgesehen in: Kerntechnik, Carl Hanser Verlag (1990)
[213] D.Brumbi. Studie im Auftrag der Firma Interatom: Untersuchung von Elektronischen Schaltungen
unter Strahlenbelastung, Teile 1 bis 5. Ruhr-Universität Bochum, 1987-1989
[214] R.Nabbi. Die Energieverteilung der Gamma-Strahlung der abgebrannten Brennelemente des
FRJ-2. Notiz der Kernforschungsanlage Jülich, 06.10.87.

- 127 -
[215] K.Lehmann. Strom- oder Spannungsgegenkopplung?. Elektronik Industrie, Nr.5, 99 (1989)
[216] DIN-Taschenbuch. Einheiten und Begriffe für physikalische Größen. Beuth-Verlag, Berlin, Köln,
1990
8.3. Benutzte Computer-Software
[217] Heimsoeth & Borland. Turbo Pascal 4.0
[218] Digital Equipment Corporation. VAX Pascal V 3.0
[219] University of California, Berkeley. SPICE 2G7, implementiert in VAX-VMS
[220] MicroSim Corporation. PSPICE Evaluation Version Jan. 1988

- 128 -
Diese Arbeit entstand am Lehrstuhl für Elektronische Schaltungen der Ruhr-Universität Bochum.
Herrn Professor Dr.-Ing. J.W. Klein danke ich herzlich für die wissenschaftliche Anregung und
Unterstützung dieser Arbeit. Bei Herrn Prof. Dr.Ing. U. Langmann bedanke ich mich für die Übernahme des
Korreferats und das Interesse an meiner Arbeit.
Allen Mitarbeitern des Lehrstuhls für Elektronische Schaltungen, die zum Gelingen dieser Arbeit
beigetragen haben, danke ich herzlich, ebenso den Herren H. Dahmen und H. Wibbeke vom Lehrstuhl für
Werkstoffe der Elektrotechnik für die Keramik-Untersuchungen.
Herrn R. Hoffmann von der Kernforschungsanlage Jülich danke ich für die hilfreiche Unterstützung bei der
Durchführung der Bestrahlungsversuche, sowie Herrn Prof. G. Bergmann vom Lehrstuhl für analytische
Chemie der Universität Bochum für die chemische Kunststoff-Analyse.
Für zahlreiche wertvolle Anregungen und Diskussionsbeiträge bin ich zu großem Dank verpflichtet:
Herrn Dr. D. Bräunig vom Hahn-Meitner-Institut für Kernforschung, Berlin
Frau A. Benemann, Frau C.-C. Seifert und Herrn H.-G. Spillekothen von der Firma Interatom, Bergisch-
Gladbach
Herrn Dr. J.U. Schott vom Deutschen Forschungsinstitut für Luft- und Raumfahrt, Köln

- 129 -
Lebenslauf
17.07.1959 geboren in Mülheim a.d. Ruhr
1966-1969 Besuch der Grundschule in Essen
1969-1978 Besuch des Gymnasiums Borbeck in Essen. Abschluss mit dem Reifezeugnis am
10.06.1978
1978-1984 Studium der Elektrotechnik an der Ruhr-Universität Bochum. Industriepraktika
während der Semesterferien. Vordiplomprüfung 1980. Hauptdiplom in den Fach-
richtungen "Elektronische Schaltungs- und Messtechnik", "Elektronische Bauele-
mente" und "Technische Akustik". Diplomarbeit über "Vergleichende Untersuchung
verschiedener Methoden zur Realisierung logarithmischer
Übertragungskennlinien" am Lehrstuhl für Elektronische Schaltungen,
Arbeitsgruppe Schaltungstechnik bei Prof. Dr. P. Dullenkopf. Abschluss am
12.01.84 mit dem Grad "Diplom-Ingenieur".
1984-1985 Zivildienst beim Stadtsportbund in Essen
1985-1990 Seit 01.07.85 wissenschaftlicher Mitarbeiter der Ruhr-Universität Bochum am
Institut für Elektronik, Bereich Elektronische Schaltungs- und Messtechnik. Anfer-
tigung einer Dissertation mit dem Thema "Bauelemente-Degradation durch radio-
aktive Strahlung und deren Konsequenzen für den Entwurf strahlenresistenter
elektronischer Schaltungen" bei Prof. Dr. J.W. Klein. Korreferent: Prof. Dr. U.
Langmann.