Amplificador para fotodiodo integrado con rechazo de DC por medio ...

Queremos hacer notar que la capacidad C real se puede asociar a una capacidad de Miller al compensaramplificadores. Esta asociación válida también para la compensación con R S -C real de la sección siguiente, ayudaa comprender en forma cualitativa el comportamiento del circuito y los beneficios de la capacidad derealimentación desde el punto de vista de la estabilidad.En la figura 9 se muestra una gráfica del margen de fase y el ancho de banda (definido como la caída3db) en función de la capacidad C real para diferentes valores de la resistencia R. En nuestro caso optamos por unvalor C real = 11pF que asegura un buen margen de fase aunque limita un poco el ancho de banda que no es críticoen esta aplicación.Margen de fase (º)959085807570656055504540353025201510M1M10K20k1M100k10k1kFrecuencia de caída 3db (Hz)Fig.9: Simulación sobre elcircuito amplificadorfotodiodoextraído, del margende fase y caída 3dB al variarC real (C1). El margen de fasecrece y el ancho de bandadecrece al aumentar C real .0,0 5,0p 10,0p 15,0p 20,0p 25,0p 30,0pCreal3.5 Diseño de la memoria de corriente.La memoria de corriente estaba inicialmente pensada sin la resistencia R S . Nos interesa que durante eltiempo de muestreo el circuito formado por el OTA U1 y el lazo de realimentación (U3⏐⏐C SH ) sea estableademás de alcanzar el valor final muestreado en un tiempo reducido. Al analizar el circuito como en la fig.8,vemos que este caso al no haber pad hacia afuera Z L puede suponerse mucho menor ( 0.1 pF estimado ), peroigual es de esperar que el circuito presentará problemas de estabilidad ya que la situación es similar a la de lasección 3.4, con una resistencia de realimentación dada por el transconductor de 0.25mS, equivalente a 4kΩ. Enla gráfica 10a para la traza correspondiente a R=0 puede observarse el margen de fase en esta situación el cualresulta bastante acotado aun para una capacidad C SH = 22pF (C SH =C real ahora) que fue la elegida.Para corregir este problema planteamos colocar una resistencia R S en serie con C SH . Podemos realizarun análisis como en el caso anterior; con un esquema similar al de la fig.8. En este casoZ C R C ⊕ R Z = C R1C ⊕ R siendo R out1,2 las impedancias de salida delIN=2( ), ( )INoutSHSLLoutgm de realimentación y del gm_OTA respectivamente, C IN =C ph y el símbolo ⊕ significa impedancias en serie.Al realimentar usando un gm además de la rama R S -C SH tenemos que tomar:jwCSHβ = gm2+, (6)1 + jwCSHRSsiendo gm 2 la transconductancia del gm de realimentación (llamaremos gm 1 a la del OTA_gm). La ganancia enlazo abierto puede calcularse entonces:Rout1Rout2.gm1gm2.[ 1 + jwCSH( RS+ 1 gm2)]( 1 + jwRSCSH)2[ 1 + jw( ( R + R ) C + R C ) − w R R C C ].1+ jw( ( R + R ) C )Aβ =(7)out2SSHout2phout2SphSHSHS2[ − w R R C C ]En la gráfica 10a se muestra la evolución del margen de fase al variar C SH para diferentes valores de R S .La mejora es notoria en cuanto a la estabilidad. El motivo de este comportamiento surge al analizar la ec.7. Estesistema tiene dos ceros y cuatro polos. Con un poco de trabajo se puede mostrar que todos polos son reales. En lagráfica 11 se muestra la posición de los polos y ceros al variar R S para una capacidad C SH = 22pF. Aquí sejustifica el aumento del margen de fase con R S ya que los polos de baja frecuencia permanecen casi constantesout1SSHout1SLSH