Stage Master 1er année

Université Joseph FourierRapport de StageEffectué au :Laboratoire d’Electrotechnique de GrenobleEn vue de l’obtention du Diplôme de :Master 1 EEATSThème :Association de convertisseursélémentairesPrésenté parLoïc VINCENTLe 2 juillet 2004Responsable LEGTuteur enseignant: Jean-Christophe CREBIER.: Julien PERNOT.

Association de convertisseur élémentaire.Remerciements :Je tiens, tout d’abord, à adresser mes sincères remerciements à Monsieur J.C.Crebier,mon encadreur, pour m’avoir offert la possibilité de réaliser mon stage pour la deuxième foisdans le Laboratoire d’Electrotechnique de Grenoble. Je tiens à le remercier aussi pour sonaide et ses conseils durant mon stage.Je tiens aussi à remercier Monsieur R.Rolland de m’avoir accueilli dans le laboratoiredu CIME et de m’avoir aidé et conseillé pour la réalisation de la commande.Je remercie aussi le directeur du LEG pour m’avoir accueilli au sein du laboratoire. Jeremercie l’équipe électronique de puissance pour leur accueil et leur aide.Je remercie toutes les personnes qui m’ont aidé à pouvoir continuer mes études et quiont pu m’aider, de près ou de loin, à la réalisation de ce rapport.2003-2004

Association de convertisseur élémentaire.Sommaire1 Présentation du LEG :........................................................................... 21.1 Présentation générale :................................................................................................21.2 Présentation de l’équipe Electronique de puissance :.................................................22 Présentation du sujet :........................................................................... 43 Présentation du travail déjà réalisé :..................................................... 53.1 Convertisseur élémentaire :........................................................................................53.2 Association de convertisseurs : ..................................................................................63.3 Principe de la commande décalée : ............................................................................64 Réalisation de la commande décalée :.................................................... 84.1 Présentation du FPGA (Field Programmable Gate Arrays) :.....................................84.2 Cahier des charges :....................................................................................................94.3 Schéma fonctionnel :..................................................................................................94.4 Schéma logique de notre commande :......................................................................104.4.1 Mise au niveau haut de la commande simple :.................................................104.4.2 Mise au niveau bas de la commande simple : ..................................................114.4.3 Création de la commande complémenter :.......................................................124.4.4 Création des commandes décalées : .................................................................124.5 Simulation, programmation et test : .........................................................................135 Essais des dix convertisseurs à commandes décalées :......................... 145.1 Tests et vérifications de fonctionnement :................................................................145.2 Mesures du rendement :............................................................................................145.2.1 Entrée et sortie série : .......................................................................................145.2.2 Entrée en parallèle et sortie série :....................................................................165.2.3 Entrée série et cinq convertisseurs en série, en parallèle avec cinqconvertisseurs en série :....................................................................................................185.2.4 Problèmes rencontrés : .....................................................................................186 Optimisation d’un convertisseur : ....................................................... 206.1 Raison d’un tel choix :..............................................................................................206.1.1 Rendement d’un convertisseur :.......................................................................206.1.2 Estimation des pertes dans les diodes :.............................................................206.1.3 Estimation des pertes des interrupteurs :..........................................................216.1.4 Conclusion sur les pertes :................................................................................226.2 Optimisation de la commutation : ............................................................................226.3 Premier essai du convertisseur : ...............................................................................246.4 Optimisation du redresseur :.....................................................................................246.4.1 Choix du montage : ..........................................................................................246.4.2 Principe de fonctionnement :............................................................................256.4.3 Fonctionnement redresseur synchrone complet : .............................................266.4.4 Essai du redresseur synchrone :........................................................................266.5 Essai du convertisseur optimisé : .............................................................................276.6 Conclusion :..............................................................................................................287 Conclusion :......................................................................................... 29Annexes :.................................................................................................... 302003-2004 1

Association de convertisseur élémentaire.1 Présentation du LEG :1.1 Présentation générale :Avec 140 Chercheurs, Ingénieurs, Techniciens et Administratifs, le LEG est un desplus importants laboratoires universitaires français et européen de Génie Electrique. Il associel’INPG, le CNRS et l’UJF. Ses recherches couvrent la majorité des thèmes actuels du GénieElectrique : matériaux (magnétiques, supraconducteurs, …) et leurs applications, lamodélisation, la conception et l’optimisation des composants et des systèmes électriques(interrupteurs statiques, convertisseurs, machines, entraînements électriques, etc.), la CEM,les réseaux électriques, les microsystèmes. Le LEG est au carrefour des activités de recherchedu secteur Energie associées au vecteur Electricité.Le LEG joue un rôle actif dans la Fédération grenobloise de laboratoires ELESA. Ilentretient, d’une part, des liens étroits avec d’autres laboratoires grenoblois dans le domainedes matériaux (CRTBT, Louis Néel) et, d’autre part, un réseau important de collaborations etd’échanges nationaux (Laboratoires du CNRS, du CEA, Laboratoires universitaires) etinternationaux (Universités de Mons, Alger, Gdansk, Hochi Minh, Bucarest, Sao Paolo,Virginia Tech, Mondragon…). Ses équipes scientifiques participent activement auxprogrammes européens de recherche et de développement (Ve et VIe PCRD).Le LEG a une politique très active de collaboration avec le milieu industriel (plus de40 partenaires industriels français et étrangers). Près des trois quarts de ses ressourcesfinancières et 40% de son budget consolidé (budget incluant l’ensemble des salaires)proviennent de contrats industriels (60 en cours). Il compte un nombre croissant de PME-PMIparmi ses partenaires.Le LEG est l’acteur universitaire du GIE IDEA associant EdF, Schneider Electric etl’INPG. L’organisation interne du Laboratoire, sa maîtrise des outils conceptuels et théoriquesles plus avancés, son savoir faire technologique et sa connaissance des contraintes et del’environnement industriels, la compétence de ses équipes techniques et ses moyens d’essais,constituent des atouts importants pour la réussite de ces partenariats. Les logiciels issus de sestravaux font l’objet d’une valorisation importante (Flux 2D, Flux 3D, …).1.2 Présentation de l’équipe Electronique de puissance :L’électronique de puissance s’est progressivement imposée comme le moyenprivilégié de maîtriser l’énergie électrique. Hier, presque exclusivement réservée auxapplications liées à la variation de vitesse, elle a gagné aujourd’hui le domaine desalimentations à découpage de faible puissance à haut rendement et elle s’apprête désormais àjouer un rôle déterminant dans la conduite et la stabilité des réseaux électriques dont laproduction d’énergie sera décentralisée et hétérogène.Cette situation résulte de progrès continu concernant autant les concepts que latechnologie. La période des années 80-95 a été l’âge d’or des innovations topologiques desstructures de convertisseurs statiques de manière à tirer le meilleur parti possible despropriétés d’un semiconducteur donné. L’adéquation du semiconducteur au mode decommutation, l’introduction de la commutation douce et enfin les convertisseursmulticellulaires pour la montée en tension procèdent de la même démarche. On utilise au2003-2004 2

Association de convertisseur élémentaire.mieux ce que les fabricants de semiconducteurs et de composants passifs mettent sur lemarché.Depuis une dizaine d’années, nous pensons qu’il existe une autre voie qui s’exprimepar une démarche volontariste d’interaction sur les différentes étapes technologiques deconception des composants actifs et passifs d’un convertisseur statique. Ne cherchons plus unmode de commutation adapté aux imperfections de tel semiconducteur ou de tel élémentparasite de câblage, mais au contraire intervenons sur la conception de ceux-ci pour uncomportement compatible avec une topologie de convertisseur simple et épurée. Cetteapproche, visant à la simplification des structures, n’est pas antagoniste avec une meilleurefiabilité des dispositifs de conversion d’énergie, bien au contraire ! En résumé, cette démarchefait place à une conception globale qui, grâce à l’augmentation des degrés de liberté, permetde relâcher des contraintes locales souvent trop sévères.Cette recherche est exigeante puisqu’elle implique de maîtriser les briquesélémentaires qui rentrent dans la constitution d’un convertisseur statique :- les composants actifs,- les composants passifs : inductances, transformateurs, câblages, condensateurs,- les refroidisseurs,- les filtres et les éléments combinés ou associations,- sans oublier les matériaux parfois nouveaux (SiC, Nanocristallins, ferrites,diélectriques,…), qui peuvent, lors d’un saut technologique, induire de nouvellespistes de recherches.Lorsqu’il conçoit un "convertisseur statique", les préoccupations du concepteur sonttoujours les mêmes :- choix d’une structure,- calcul et évacuation des pertes,- détermination des éléments parasites qui nous éloignent du fonctionnement idéalsupposant les divers constituants parfaits,- respect des normes, CEM surtout,- contraintes volumiques ou pondérales- et parfois contraintes mécaniques.Notre activité de recherche s’articule autour de la conception de convertisseurs statiquesplus compacts, plus performants et les contraintes sont nombreuses, si bien que toutedémarche d’analyse sur les constituants d’un convertisseur ne peut être considérée commeune fin en soi, mais seulement considérée comme un premier pas vers la démarche desynthèse ou de conception.Nos travaux suivent deux voies de recherches complémentaires :- Techniques et technologies d’intégration des convertisseurs statiques,- Modèles et outils de conception des convertisseurs statiques2003-2004 3

Association de convertisseur élémentaire.2 Présentation du sujet :La technologie actuelle a tendance à miniaturiser les parties électroniques de puissancede plus en plus, tout ceci grâce à l’intégration sur silicium. La réduction de la taille de gravurea permis l’augmentation de composants intégrables, la maîtrise des techniques a conduit à unebaisse du coup de gravure. Or les composants passifs ne sont ni intégrables ni réductibles et cesont eux qui prennent de plus en plus de place et sont de plus en plus chers.De plus l’électrotechnique de puissance essaie de faire des convertisseurs ayant despuissances de plus en plus importantes, ceci crée des contraintes importantes sur lescomposants.Pour réduire les composants passifs sur un convertisseur de puissance, c'est-à-dire lefiltre de sortie, la solution la plus simple est de réduire l’ondulation de la tension de sortie.L’utilisation d’un seul convertisseur ne nous permet pas de réduire l’ondulation de tension ;par contre l’association de plusieurs convertisseurs en série pourrait réduire cette ondulationmais ceci oblige l’utilisation d’une commande particulière.L’association de convertisseurs va permettre la modularité du montage, ce qui cetraduit pas une flexibilité de son utilisation sur plusieurs points de vue tel que le rapport entrela tension d’entrée et celle de sortie, la puissance totale du convertisseur,…De plus, l’utilisation de plusieurs convertisseurs élémentaires permet de repartir lapuissance de l’ensemble du convertisseur sur chacun d’eux. Cela permettra sûrement undimensionnement des composent moindre.Enfin, l’utilisation de convertisseur élémentaire pourrait permettre une fabricationgénérique et une intégration facile de l’ensemble. De plus, la répétition des convertisseursélémentaires nous permette d’avoir une augmentation de la fiabilité. En effet, même si unconvertisseur est défaillant, cela engendrera un fonctionnement dégradé. Car lesconvertisseurs élémentaires restant fonctionne toujours.Le travail qui a été réalisé lors de mon stage est la mise au point de la commandeutilisée pour l’association des convertisseurs. Par la suite, nous avons mis en avant dufonctionnement correct de l’ensemble des convertisseurs associés. Enfin, nous avons travaillésur l’optimisation d’un convertisseur élémentaire afin d’améliorer le rendement del’ensemble.2003-2004 4

Association de convertisseur élémentaire.3 Présentation du travail déjà réalisé :Le projet du stage est basé sur le travail réalisé en 2003 par Soulaimane Adams,stagiaire d’IUP3. Celui-ci avait réalisé un convertisseur élémentaire puis le montage de 10convertisseurs. Par la suite, il fit l’étude par simulation de l’association de 10 convertisseursavec une commande décalée.3.1 Convertisseur élémentaire :Le choix du convertisseur s’est porté sur une alimentation à découpage à demi pontcapacitif. Ce montage a pour avantage de posséder une isolation galvanique entre l’entrée et lasortie, ceci est fait par un transformateur de rapport 1. De plus, le demi pont capacitif imposela tension d’entrée du convertisseur pour les associations série. Ce type de convertisseurpossède un rapport de transformation propre qui est de 1/2.Le convertisseur élémentaire fonctionne sous une tension d’alimentation de +20Vcontinue. La puissance de chaque convertisseur est de 5W. Enfin, la commande aura unrapport cyclique variant de 0 à 0,5 et une fréquence de 100kHz.Figure 1 : Montage d'un convertisseur à demi pont capacitifLe convertisseur fonctionne en quatre étapes successives.- 1 er étape : l’interrupteur T1 est fermé et T2 est ouvert donc le potentiel au pointmilieux des deux transistors est de +20V. Or, le potentiel au point milieux du pontcapacitif est de +10V. Le transformateur est donc soumis à une tension de +10V auprimaire.- 2 ème étape : les interrupteurs T1 et T2 sont ouvert. Donc la tension au primaire dutransformateur est de 0V.- 3 ème étape : l’interrupteur T1 est, cette fois ci, ouvert et T2 fermé. Le potentielentre les transistors est de 0V. Le potentiel au point milieux du pont capacitif est2003-2004 5

Association de convertisseur élémentaire.toujours de +10V. Le primaire du transformateur est donc soumis à une tension de-10V.- 4 ème étape : les interrupteurs T1 et T2 sont ouvert. Donc la tension au primaire dutransformateur est de 0V.Le temps de chaque étape varie en fonction du rapport cyclique.Au secondaire du transformateur, nous avons donc pour la première étape une tensionde +10V, pour la deuxième étape une tension de 0V, pour la troisième étape une tension de -10V afin pour la quatrième étape une tension de 0V. Grâce au redresseur à diodes Schottkynous avons en sortie une tension en créneaux 10V positif.Nous pouvons remarquer que la tension d’alimentation du convertisseur élémentaireest de +20V. Or les interrupteurs de puissances possèdent des tensions de commandes devaleurs identiques. Ceci nous permet donc de commander ces interrupteurs directement avecla tension d’alimentation sans avoir besoin d’isolation pour la commande rapprochée.Nous pouvons aussi remarqué que l’interrupteur T1 est un MOS à canal P etl’interrupteur T2 est un MOS à canal N. Nous pouvons donc remarquer d’ors et déjà que pourcommander un convertisseur il nous faudra une commande simple et une commandecomplémentée. De plus, nous devrons faire attention au fait que les deux interrupteurs nedoivent pas être en conduction en même temps, sinon nous créerions un court-circuit surl’alimentation. Pour être sûr de ne pas mettre les deux interrupteurs en conduction en mêmetemps, nous allons donc créer un temps mort entre la commande du première interrupteur etcelle du second.3.2 Association de convertisseurs :La modularité du convertisseur élémentaire permet de faire les associations que noussouhaitons autant en sortie qu’en entrée. En effet, le convertisseur étant isolé entre l’entrée etla sortie, il nous est donc permis de faire toutes les associations que nous souhaitons. Nouspouvons mettre tout en série en entrée et en sortie ou seulement en entrée et la sortie enparallèle ou encore l’inverse,… Nous voyons que les montages sont multiples et trèsintéressants. En effet, ce sont les câblages que nous allons faire qui détermine le rapport detransformation de l’association.Les associations avaient été toutes faites avec une commande identique pour tous lesconvertisseurs.Une différence de répartition de la tension d’entrée sur les convertisseurs avait pu êtreremarqué.Les mesures de rendements ont été faites dans divers cas de montages, nous pouvonsconstater que le rendement varie de 77% à 80% suivant le montage utilisé. Ce rendementn’est pas des meilleurs.3.3 Principe de la commande décalée :La commande décalée a pour objectif de réduire l’ondulation de la tension de sortie del’association de convertisseur. Dans ce cas, le filtre de sortie pourrait, lui aussi, être réduit. Leprincipe est basé sur le fait qu’il ne faut pas que tous les convertisseurs ne présentent detension de sortie en même temps. En effet, si la commande des convertisseurs est décalée,alors les instants où une tension apparaît en sortie sont décalés. Donc, lors des temps morts, ily a toujours un convertisseur qui fonctionne. Pour ce faire, les commandes des convertisseurs2003-2004 6

Association de convertisseur élémentaire.doivent être décalée. Dans le cas de dix convertisseur nous pouvons les décalées de 1/10 de lapériode de la fréquence entre chaque convertisseur ou de 1/20 de cette même période.Une simulation faite avec quatre convertisseurs nous permet de voir le fonctionnementcorrect de la commande décalée. Lors de la simulation, la comparaison entre la commandesimple et la commande décalée a permis de voir l’impact sur l’inductance de sortie. Pour unecommande simple avec un rapport cyclique de ¼, et une inductance de 1.6mH, la simulationdonne une ondulation de tension de 80mA. Par contre, pour une commande décalée avec unrapport cyclique de ¼ et une inductance de 10µH, l’ondulation de courant et de 80mA. Nousremarquons que la commande décalée permet de réduire considérablement la valeur del’inductance de lissage.2003-2004 7

Association de convertisseur élémentaire.4 Réalisation de la commande décalée :Afin de réaliser les dix commandes décalées dont nous avions besoin, le choix deprendre un circuit programmable nous a paru une solution qui répondait à nos attentes. Eneffet, il n’était pas pensable de faire cette commande en analogique car il nous faudraitgénérer dix commandes, qui n’est pas des plus simples à gérer. De plus, il fallait que lescommandes soient synchronisées afin d’être sûr que les commandes se décalent comme nousle souhaitions.4.1 Présentation du FPGA (Field Programmable Gate Arrays) :Le circuit à logique programmable que nous avons choisi est un FPGA. Celui-ci est unassemblage de cellules basé sur la structure PAL. Ces derniers sont des matrices ET qui sontprogrammables suivies de matrices OU qui par contre ne le sont pas.Figure 2 : structure PALCe type de structure permet de faire toutes les fonctions logiques que nous voulons,autant synchrones, comme dans notre cas, qu’asynchrones.La programmation de ce type de circuit se fait en plusieurs étapes. La première est dese donner un cahier des charges le plus précis possible. Par la suite, chercher un systèmeséquentiel logique qui nous permettra le fonctionnement voulu. Après avoir saisi du schéma,nous pouvons faire une simulation. Lorsque celle-ci nous donne le fonctionnement attendu, ilest possible de programmer le circuit lui-même grâce à une carte de programmation reliée àun ordinateur.Une fois le circuit programmé, ce dernier est totalement autonome et peut fonctionnersans assistance d’un ordinateur. Nous utiliserons le FPGA sur la carte de développement quiintègre des boutons, des LED, des afficheurs 7 segments,…2003-2004 8

Association de convertisseur élémentaire.4.2 Cahier des charges :Nous devons donc créer une commande ayant un rapport cyclique variable de 0 à 0,5.De plus, le signal aura une fréquence de 100kHz. Par la suite, il faudra prévoir la deuxièmecommande qui est identique à la première mais décalé de la demi période. Pour finir, il nefaudra pas oublier de rajouter des temps morts (pour éviter les courts-circuits). Par la suite,nous devrons créer dix commandes identiques, mais chacune décalée de 1/20 de la période dela fréquence de découpage.Le rapport cyclique pourra être changé par un bouton poussoir, de plus un interrupteurpermettra de choisir le sens de la variation (incrémentation ou décrémentation).Figure 3 : Signaux de commandes4.3 Schéma fonctionnel :Pour réaliser nos commandes, nous allons mettre en place quatre parties :- Mise au niveau haut de la commande simple.- Remise au niveau bas de la commande.- Décalage pour la commande complémentée.- Décalage pour la création des dix commandes.Mise au niveau hautBascule RSDécalage pour les 10commandes simplesMise au niveau basDécalage commandecomplémentéeDécalage pour les 10commandes complémentéesFigure 4 : Schéma fonctionnel de la commande2003-2004 9

Association de convertisseur élémentaire.Pour la création de la première commande, nous devons créer une horloge à 100kH.Pour ce faire, nous allons utiliser l’horloge du FPGA ; celle-ci est cadencée à une fréquencede 24MHz. Pour créer notre propre horloge, nous devons diviser cette fréquence par 250.Pour simplifier nous allons considérer le signal divisé en 42 périodes de 250ns, chaquesous période sera une valeur de rapport cyclique.4.4 Schéma logique de notre commande :4.4.1 Mise au niveau haut de la commande simple :Figure 5 : Mise au niveau haut de la commandeNous commençons par diviser la fréquence par 6, ce qui nous servira plus tard. Nousutilisons l’horloge du FPGA (clockwork) comme horloge d’un compteur modulo 6. Celui-ciest suivi d’un comparateur qui compare la valeur du compteur avec la valeur 6. Si lacomparaison est vraie la sortie se met au niveau haut. Nous obtenons donc un signal qui est auniveau haut toutes les 250ns pendant 41ns et au niveau bas tout le reste du temps : nousnommerons ce signal clk. Puis, nous repassons par un compteur modulo 42 nous lenommerons q ; c’est la valeur de ce compteur qui nous donne le numéro de la sous période.Une fois de plus, un comparateur est mis en place mais celui-ci à la valeur de comparaisonmise à 0. Tout ceci nous permet d’avoir une impulsion d’une durée de 250ns toutes les 10µs.Ce signal entre dans le SET d’une bascule RS donc la bascule passera au niveau haut tous les10µs et repassera au niveau bas lorsque l’entrée RESET de la bascule passera au niveau haut.2003-2004 10

Association de convertisseur élémentaire.4.4.2 Mise au niveau bas de la commande simple :Figure 6 : Mise au niveau bas de la commandeIl y a deux conditions pour que la commande repasse au niveau bas.La première est le fait que le signal est au niveau haut depuis 5µs c'est-à-dire la demipériode. Donc si la valeur de q est à la moitié de la valeur maximale du comptage donc 21.Dans notre cas, nous comparons avec 20, cette différence nous permettra la création du tempsmort, ces derniers serons de 250ns.La deuxième condition de la remise au niveau bas de la bascule RS est donnée par lechoix du rapport cyclique. Ce dernier ce fait par un bouton poussoir (count) qui entre avec undeuxième bouton (clear) sur une bascule D. Ceci assure la non prise en charge des rebonds.La sortie de la bascule D entre dans l’horloge d’un compteur modulo 20, pas 21 pour lacréation du temps mort. Le choix du sens du comptage se fait par l’interrupteur nommé Mode,mis à l’entrée updown du compteur. La valeur de ce compteur, nous informe sur le numéro dela sous période à laquelle le signal sera mis au niveau bas. Nous rentrons cette valeur surl’entrée d’un compteur data d’un nouveau compteur. Ce dernier est un compteur àprechargement synchrone. A chaque fois que sload est mis au niveau haut, le compteur se metà la valeur qui est à l’entrée data. Le prechargement se fait à chaque SET de la bascule RS. Lemodulo de ce compteur est réglé à 20, numéro de la sous période maximale pour laquelle lacommande doit être remise à zéro. Donc, lorsque ce compteur arrive à son maximal, il créeune impulsion sur l’entrée RESET de la bascule RS.Nous pouvons remarquer que le premier cas n’est là que pour la sécurité. En effet, ledeuxième assure la même fonction. Mais nous faisons cela pour être sûr que le signalpossédera des temps morts.2003-2004 11

Association de convertisseur élémentaire.4.4.3 Création de la commande complémenter :Figure 7 : Création de la commande complémenterNous pouvons constater que le signal complémenté est identique à la commandenormale. Mais elle se trouve décalée dans le temps de 5µs. Pour faire ce décalage, il faudrafaire 20 décalages du signal créé précédemment et cela à une fréquence de 4Mhz. Nousutilisons donc la sortie de la bascule RS que nous entrons dans shiftin du registre à décalage etle signal clk (horloge 4mHz) est câblé sur l’horloge du registre.4.4.4 Création des commandes décalées :Figure 8 : Création des dix commande décaléesNous avons donc maintenant notre commande simple et le complément. Donc lacommande pour un convertisseur et nous pouvons en faire varier le rapport cyclique, lafréquence est très proche des 100kHz souhaité. Nous n’avons plus qu’à créer nos dixcommandes ; pour se faire, nous remarquons une fois de plus qu’il suffit de faire desdécalages. Donc nous utilisons pour chacun des deux signaux un registre à décalage, àchargement série et sortie parallèle, d’une taille de 20 bits. La fréquence d’horloge du registreà décalage est de 4MHz, qui est le signal clk. Dans ce cas, les commandes sont correctementdécalées, mais nous remarquons que nous gênerons le double de commande.Le schéma logique complet de la commande ce trouve en annexe.2003-2004 12

Association de convertisseur élémentaire.4.5 Simulation, programmation et test :Une série de simulations nous a permis de constater un bon fonctionnement del’ensemble du système que nous avons décrit précédemment (cf. annexe). Par la suite, nousavons programmé un FPGA afin de faire des tests. Ceci nous a permis, une fois de plus, debien vérifier le fonctionnement des dix commandes. Après la validation de ces commandes,nous avons pu faire les essaies avec les dix convertisseurs.Commande simpleCommande complémenterTension (V)4,543,532,521,510,5001,00E-062,00E-063,00E-064,00E-065,00E-066,00E-067,00E-068,00E-069,00E-061,00E-051,10E-051,20E-051,30E-051,40E-05Temps (s)1,50E-051,60E-051,70E-051,80E-051,90E-052,00E-052,10E-052,20E-052,30E-052,40E-052,50E-05Figure 9 : Signaux de commande pour le rapport cyclique minimumCe relevé nous montre la commande simple et la complémenté pour le rapportcyclique minimum, dans ce cas de 2,3%. Nous pouvons remarquer que le rapport cycliqueminimum n’est pas zéro ; ceci vient du choix de schéma logique choisi. Le temps haut de lacommande est de 250ns.Commande ComplementerCommande simple654Tension(V)32100000000,010,010,010,010,010,010,010,010,010,010,020,020,020,020,020,020,020,020,020,020,02Temps (s)Figure 10 : Signaux de commande pour le rapport cyclique maximalCe relevé nous montre la commande simple et complémenter pour le rapport cycliquemaximal, qui est dans ce cas de 47%. Nous pouvons donc mesurer les temps morts, ceci nousdonne 250ns comme nous le souhaitions.2003-2004 13

Association de convertisseur élémentaire.5 Essais des dix convertisseurs à commandes décalées :5.1 Tests et vérifications de fonctionnement :Pour le premier test, les dix convertisseurs sont câblés avec les entrées et les sorties ensérie. Ceci nous a permis de constater un fonctionnement correct de l’association desconvertisseurs avec les commandes décalées. De plus, nous avons pu aussi remarquer quel’inductance de lissage pouvait être réduite sans avoir d’ondulation de courant tropimportante.Nous avons aussi vérifié un point important du montage, à savoir si les tensions auxbornes des condensateurs des demi pont capacitif des convertisseurs étaient équilibrées ; cepoint est important car s’il existe un déséquilibre, cela peut signifier qu’un condensateur atendance à plus se décharger que l’autre. Après mesure, nous avons pu constater que tous lesponts capacitifs étaient équilibrés.La tension aux bornes du primaire du transformateur est un autre point que nous avonsaussi vérifié. Nous avons constaté que la tension positive était de 8,48V alors que la tensionnégative était de -8V. Ces valeurs ont été relevées sur le cinquième convertisseur. Nousremarquons donc que le signal n’est pas tout à fait symétrique, étant dû à la tension de déchetdes deux interrupteurs qui ne sont pas identiques. Le MOS à canal N possède une chute detension (Vds) inférieure à celle du MOS à canal P.Le rendement de l’association nous semblait un point important de vérifier. Car celuicinous permettais de savoir ci l’association fonctionnée correctement ou si celui-ci crée desphénomènes qui nous engendraient des pertes.5.2 Mesures du rendement :5.2.1 Entrée et sortie série :Ce type d’association nous permet de faire un convertisseur 200V en entrée et avecune tension de sortie pouvant varier de 0 à 100V (théorique), la puissance de sortie que nouspouvons consommer est de 50W soit 10×5W. Lors des essais, nous remarquons que pour unetension d’entrée de 201V, le courant consommé est de 0,26A, soit une puissance d’entrée de52,2W. La tension aux bornes de la charge est de 84V pour le rapport cyclique maximal, lecourant dans la charge est de 0,5A, la puissance consommée par la charge est de 42W. Nousobtenons donc un rendement de 80%. Nous avons donc comparé cette valeur au rendementd’un convertisseur élémentaire (qui est de 80%), ceci nous permet de voir que l’association necrée pas de perte supplémentaire.2003-2004 14

Association de convertisseur élémentaire.1er mesure2ème mesure828180Tension79787776750,2 0,25 0,3 0,35 0,4 0,45 0,5 0,55 0,6Courant de sortieFigure 11 : Rendement en fonction du courant de sortieCe graphique représente la variation du rendement en fonction du courant. Nousavions fait deux mesures successives, nous permettant de remarquer que la lecture des valeurspeut faire facilement varier la valeur du rendement. Mais nous pouvons tout de mêmeremarquer que le rendement augmente lorsque nous nous rapprochons de la valeur du courantnominal.Nous remarquons que les pertes dans l’association de convertisseur sont d’environ10,2W. Nous pouvons donc considérer qu’elles se repartissent équitablement dans chaqueconvertisseur, ce qui nous donne une perte d’environ 1W par convertisseur.Tension de sortie90807060Tension (V)5040302010009,50E-071,90E-062,85E-063,80E-064,75E-065,70E-066,65E-067,60E-068,55E-069,50E-061,05E-051,14E-051,24E-051,33E-051,43E-051,52E-051,62E-051,71E-051,81E-051,90E-052,00E-052,09E-052,19E-052,28E-052,38E-052,47E-05Figure 12 : Tension de sortie avant le filtrage pour le rapport cyclique maximal2003-2004 15

Association de convertisseur élémentaire.Tension de sortie605040Tension (V)302010009,50E-071,90E-062,85E-063,80E-064,75E-065,70E-066,65E-067,60E-068,55E-069,50E-061,05E-051,14E-051,24E-051,33E-051,43E-051,52E-051,62E-051,71E-051,81E-051,90E-052,00E-052,09E-052,19E-052,28E-052,38E-052,47E-05Figure 13 : Tension de sortie avant filtrage pour un rapport cyclique 24%Ces relevés nous montre la tension de sortie de l’association de convertisseur avecl’entrée et la sortie série. Pour le rapport cyclique maximal, nous pouvons remarquer quel’ondulation de tension est de 10V, et que la valeur moyenne de cette tension est de 69V.Dans le cas du rapport cyclique de 24%, nous pouvons voir aussi une ondulation de 10Venviron et d’une moyenne de 30,8V au lieu de 48V.Dans cette configuration, nous avons jugé bon de vérifier si l’ordre de câblage desconvertisseurs influait. Nous avons donc mesuré le rendement de l’association pour différentscâblages ce qui nous a permis de constater que celui-ci n’influençait pas sur le rendement.5.2.2 Entrée en parallèle et sortie série :Dans ce type d’association, la tension d’entrée doit être de 20V, ce qui nous donneraitune tension de sortie de 100V. Or, lors des tests, nous avons constaté que la tension de sortieétait de 74V. Le courant d’entrée est de 2,5A et le courant de sortie est de 0,53A. Nous avonsdonc une puissance d’entrée de 50W et une puissance de sortie de 39,22W, nous obtenonsdonc un rendement de 78%.2003-2004 16

Association de convertisseur élémentaire.Tension de Sortie100908070Tension (V)6050403020100-0-0-0-0-0-0-0-0-0-0-0-0-0-0-0-0-0-0-0-0-0-0-0-0-0-0-0Figure 14 : Tension de sortie de l'association avant filtre pour le rappot cyclique maximalTension de sortie706050Tension (V)40302010009,50E-071,90E-062,85E-063,80E-064,75E-065,70E-066,65E-067,60E-068,55E-069,50E-061,05E-051,14E-051,24E-051,33E-051,43E-051,52E-051,62E-051,71E-051,81E-051,90E-052,00E-052,09E-052,19E-052,28E-052,38E-052,47E-05Figure 15 : Tension de sortie de l'association avant filtre pour le rapport cyclique 24%Ces relevés nous montrent la tension de sortie avant le filtrage. Nous pouvonsremarquer que l’ondulation de tension est moins importante que pour la commande simple.Pour le rapport maximal, l’ondulation est de 10V, et la tension moyenne de 76V au lieu de100V. Pour le rapport cyclique de 24%, nous pouvons remarquer une ondulation de 10Venviron avec une valeur moyenne de 40,47V, au lieu de 48V.Nous pouvons remarquer, dans ce cas là, que l’ondulation de tension de sortie avant lefiltre est inférieure que pour la commande normale.2003-2004 17

Association de convertisseur élémentaire.5.2.3 Entrée série et cinq convertisseurs en série, en parallèle aveccinq convertisseurs en série :La tension d’alimentation est de 200V, et la tension de sortie attendue est de 50V. Or,lors de l’essai la tension de sortie était de 42,5V. Le courant d’entrée était de 0,25A et celui desortie de 0,92A. La puissance d’entrée est de 50W et la puissance de sortie est de 39,1W, cecinous donne un rendement de 78,2%. Nous pouvons remarquer que ce rendement n’estvraiment pas très bon. Ceci est dû à la commande décalée entre les associations parallèle ; eneffet celle-ci crée un grand nombre de temps morts ce qui fait baisser le rendement.Un autre test a été effectué avec le même montage mais à la différence que lescommandes des deux associations parallèles sont identiques. Avec ce nouvel essai, pour unetension d’alimentation identique et de courant d’entrée identique, la tension de sortie était de41,75V et le courant dans la charge était de 0,97A. La puissance d’entrée est de 50W et lapuissance de sortie est de 40,49W. Cette fois ci le rendement était de 81%.Nous pouvons donc remarquer que c’est le type d’association se trouvant en sortie quiindique le type de commande à mettre. Seules les commandes des convertisseurs ayant leurssorties en série devront être décalées. Donc les commandes des convertisseurs ayant lessorties en parallèle devrons avoir les mêmes commandes.5.2.4 Problèmes rencontrés :5.2.4.1 Déséquilibre de tension d’entrée :5.2.4.1.1 Présentation du problème :Nous pouvons remarquer un problème lorsque les entrées sont toutes en séries. Lestensions d’entrée des convertisseurs ne sont pas toutes identiques. Mais les tensions de sortiesont respectées ; en effet pour un rapport cyclique maximal la tension de sortie est bien lamoitié de la tension d’entrée.Lors d’un premier test, pour une alimentation de 200V sur l’association (entrée ensérie), les tensions de chaque convertisseur variaient, de 16V pour la plus basse et de 24,4Vpour la plus haute.5.2.4.1.2 L’influence du câblage :Nous avons changé le câblage afin de modifier l’ordre d’alimentation desconvertisseurs. Mais nous avons constaté que les déséquilibres étaient identiques. Par la suite,nous avons changé l’ordre de sortie de l’association de convertisseur. Mais nous avonsconstaté que les convertisseurs ne s’équilibrent pas. Nous avons fait plusieurs types decâblages afin de vérifier si l’ordre d’alimentation et de sortie des convertisseurs influait sur ledéséquilibre. Mais nous avons pu constater que celui-ci ne changeait pas et que lesconvertisseurs avaient leurs tensions d’alimentation toujours identique.5.2.4.1.3 L’influence des composants :Après avoir éliminé la possibilité de l’influence du câblage sur le déséquilibre, nousavons vérifié si les composants des convertisseurs pouvaient influer sur le problème. Nousavons tout d’abord pensé au pont capacitif ; en effet, si les valeurs de capacité entre deuxconvertisseurs étaient très différentes, les tensions d’alimentation seraient déséquilibrées.Nous avons donc échangé le pont d’un convertisseur avec celui d’un deuxième (nous avonspris les plus déséquilibrés, convertisseur huit et dix) mais le déséquilibre était identique. Puis,2003-2004 18

Association de convertisseur élémentaire.nous avons pensé que le problème été dû aux signaux de commande des interrupteurs depuissance. L’échange des optocoupleurs nous a permis de voir que le problème ne venait pasde là. Par la suite, nous avons pensé que le problème pouvait venir des pertes dans lesinterrupteurs. Nous les avons donc échangés mais cette hypothèse se révéla fausse. Puis nousavons envisagé que le transformateur pouvait être un autre point pouvant créer undéséquilibre. L’échange de deux transformateurs nous permis d’éliminer cette nouvellehypothèse.5.2.4.1.4 L’influence des commandes :Nous avons, par la suite, pensé à échanger les commandes, venant du FPGA, entre leconvertisseur 8 dont la tension d’entrée est de 16,4V et le convertisseur 10 dont la tensiond’entrée et de 25V. Après l’échange de ces commandes, nous avons pu constater que latension d’entrée du convertisseur 8 était de 25V et celle du convertisseur 10 de 16,8V. Nousremarquons donc que le déséquilibre suit la commande. C’est donc elle qui est la cause duproblème mais nous n’en avons pas trouvé la raison.Afin de réduire le déséquilibre, nous avons mis des diodes zener de 22V sur les entréesde chaque convertisseur. Cette astuce nous a permis d’avoir pour les convertisseurs les plusélevés, 22V (imposé par la diode) et pour les plus bas, environ 18V.5.2.4.2 Inversion de commande :Dans le schéma du convertisseur élémentaire, nous pouvons remarquer que lacommande de l’interrupteur de puissance, de type MOS à canal P, doit être inversée. Cetteinversion est faite par un transistor de signal de type MOS à canal N. Ce montage nousintroduit un retard sur la commande qui nous supprime pratiquement la totalité du temps mortlors de l’ouverture du MOS de puissance à canal P. De plus, ce retard produit une mauvaisecommutation de l’interrupteur de puissance, engendrant une augmentation des pertes parcommutation.Afin de réduire ce retard, nous avons décidé de supprimer le transistor et de mettre à lasortie du FPGA une porte inverseuse. Nous avons comparé les rendements être les deux typesd’inversion pour un convertisseur. Dans le cas de l’inversion par transistor, le rendement étaitde 80%. Avec le montage utilisant la porte inverseuse, un nouveau problème se produit. Eneffet, l’optocoupleur délivre un signal de tension 0-15V. Or ce signal ce retrouve surl’interrupteur de puissance. Sa tension grille source est donc de -5V lorsque le signal est à15V, ce qui n’est pas suffisant pour fermer l’interrupteur. Pour que le montage fonctionne, ilfaut donc baisser la tension d’alimentation à 15V. Dans ce cas, le rendement baisse à 76%,mais cette valeur n’est pas comparable car nous ne sommes pas à pleine puissance.2003-2004 19

Association de convertisseur élémentaire.6 Optimisation d’un convertisseur :6.1 Raison d’un tel choix :6.1.1 Rendement d’un convertisseur :Dans le chapitre précédant nous avons remarqué que l’association avais un rendementde 80%. Ce rendement n’est pas très bon, nous avons donc comparé ce rendement à celui d’unconvertisseur élémentaire et nous avons constaté que celui-ci était identique. Nous pouvonsdonc dire que l’association ne crée pas de perte supplémentaire et que nous devons doncaméliorer le rendement du convertisseur élémentaire. Ceci dans le but d’amélioré lerendement de l’association.Convertisseur 10 Convertisseur 8 Polynomial (Convertisseur 10) Polynomial (Convertisseur 8)8179Rendement (%)77757371690,2 0,25 0,3 0,35 0,4 0,45 0,5 0,55 0,6Courant de sortie (A)Figure 16 : rendement en fonction du courant de sortieCe graphique représente le rendement en fonction du courant de sortie pour lesconvertisseurs 8 et 10. Les courbes sont des courbes de tendances pour chaque convertisseur.Nous pouvons voir que le rendement des convertisseurs suit la variation du rendementde l’association des dix convertisseurs en série en entrée et en sortie. Mais ceci nous permetde voir aussi que le rendement maximal est de 80% dans les deux cas. Cela nous montre queles convertisseurs ont 20% de perte soit 1W, comme nous l’avions supposé.Une rapide estimation des pertes des différentes parties du montage nous permettronsde connaître les points à optimiser.6.1.2 Estimation des pertes dans les diodes :Afin de pouvoir faire le calcul des pertes par conduction, nous devons mesurer la chutede tension de la diode à l’état passant. Cette mesure nous donne 0,3V par diode.P = a×U×I = 0,5×0,3×0,5Les pertes par conduction par diodes peuvent être estimées à 0,075W2003-2004 20

Association de convertisseur élémentaire.Ces pertes sont donc répétées quatre fois par convertisseur soit une perte totale par leredresseur de 0,3W. Ces pertes représentent 6% de la puissance totale. Nous devons doncoptimiser au maximum ce point là car nous pouvons constater que le redresseur est la causede 30% des pertes du convertisseur.6.1.3 Estimation des pertes des interrupteurs :6.1.3.1 Pertes par commutation :Les pertes par commutation nous sont données par la formule suivante :E × I × t × fP =2E : tension commutée par l’interrupteur. Dans notre cas 20V.I : courant commuté par l’interrupteur. Dans notre cas 0,5At : temps de commutation de l’interrupteur.f : fréquence de la commande de l’interrupteur. Dans notre cas 100kHzNous avons mesuré les temps de commutation des deux interrupteurs :Les pertes sont donc estimées à :Canal P Canal NTemps de fermeture 83ns 49nsTemps d’ouverture 49ns 83nsCanal NCanal POuverture 22,5mW 41,5mWFermeture 41,5mW 22,5mWNous avons négligé les pertes dues au courant lors de la commutation. Car elles sontpour la plus part du temps faible devant les pertes du a la tension.Nous pouvons donc estimer que les pertes par commutation totales d’un convertisseursont de 0,128W. Ces pertes représentent 2,5% de la puissance d’un convertisseur et donc12,8% des pertes.6.1.3.2 Pertes par conduction :Les pertes par conduction nous sont données par la formule :2P = α × R × ILe courant qui traverse les interrupteurs est de 0,5A, et le rapport cyclique est maximaldans notre cas 0,5.Les résistances des MOS (R DS(ON) ) nous sont données par la documentationconstructeur (cf. annexe). Dans le cas du canal N R DS(ON) = 0,23? et dans le cas du canal PR DS(ON) = 0,55? . Nous avons pris en compte la température pour trouver ces valeurs, car nousavions remarqué un léger échauffement des interrupteurs de puissances lors de nos essaisprécédant.2003-2004 21

Association de convertisseur élémentaire.Les pertes par conduction du transistor à canal N sont donc estimées à 0,029W, cellesdu transistor à canal P sont de 0,069W. Cela nous donne un total de perte dans les deuxtransistors de 0,098W soit, dans ce cas, 2% de la puissance du convertisseur totale. Cecireprésente 9,8% des pertes du convertisseur.6.1.3.3 Pertes dans les condensateurs du pont capacitif :Une autre partie qui peut être générateur de pertes est le pont capacitif. En effet, celuiciest à base de condensateurs chimiques qui ont une importante résistance série. De plus, cetype de composant ne se comporte pas très bien à des fréquences comme celles que nousutilisons (100kHz).Un condensateur 100µF de type chimique possède une résistance série évaluée à 0,1?,Nous considérons le rapport cyclique maximal et par conséquence le courant dans la capacitéde 0,5A. Dans ce cas, nous pouvons estimer les pertes dans ce composant à environ 0,025Wpar condensateur, soit 0,5% de la puissance totale du convertisseur. Etant donné que leconvertisseur possède deux condensateurs de ce type, nous pouvons donc remarquer que cescomposants créeraient une perte d’environ 0,05W soit dans ce cas 1% de la puissance duconvertisseur. Ceci représente 5% des pertes du convertisseur.6.1.4 Conclusion sur les pertes :Nous remarquons que le plus gros facteur de perte est le redresseur à diodes Schottkyqui génère 30% des pertes. Les deux interrupteurs produisent 0,226W de perte au total, soit21,8% des pertes d’un convertisseur. Les pertes par commutation dans les interrupteurs sontplus importantes que les pertes par conduction. Le pont capacitif serait la troisième partie dumontage qui générerait le plus de pertes, 5% des pertes d’un convertisseur.Ces trois point nous donnent 56,8% des pertes du montage. Nous devons donc lesoptimiser au maximum. Le reste des pertes sont repartie dans l’optocoupleur, les commandesrapprochées et le transformateur. Mais, les estimassions que nous avions faite ne sont pasassez précise pour être prise en compte.6.2 Optimisation de la commutation :Afin d’améliorer les commutations des interrupteurs de puissance, nous avons décidéde changer la schématique de commande du convertisseur. En conséquence, nous utilisons lepont capacitif pour la commande rapprochée ce qui fait que la commande est totalementsymétrique.Nous avons précédemment vu que les condensateurs seraient des composants quiengendreraient des pertes. Nous devons donc changer de composant afin de réduire larésistance série des condensateurs et de plus, ils devront avoir un meilleur comportement enfréquence. Nous avons donc choisi des condensateurs de type Tantale, ce type decondensateur possède un meilleur comportement en fréquence et une plus faible résistancesérie.Calcul de la valeur de la capacité :dVi = CdtC = idtdVLe courant fourni par le condensateur est de 0,5A. Le temps de décharge (dt) est de5µs. Enfin, nous avons choisi une ondulation de tension (dV) de 0,25V. Avec ces conditions,2003-2004 22

Association de convertisseur élémentaire.le condensateur doit avoir une valeur de 10µF. Nous pouvons remarquer que la valeur est dixfois inférieure à la valeur du montage précédent.Pour ce condensateur, nous pouvons estimer la résistance série aux environs de 0,06?.Dans le cas du rapport cyclique maximal, nous prenons un courant de sortie de 0,5A, nouspouvons donc estimer les pertes aux environs de 0,015W. Etant donné que nous avons deuxcondensateurs, les pertes s’élèveraient à 0,03W soit 3% des pertes du convertisseur.Figure 17 : Schéma de la cellule optimisé sans redresseur :Nous avons fait un pont diviseur avec deux résistances (R1 et R2) de même valeur,nous avons donc au point milieu un potentiel de +10V. Ce potentiel fixe est mis commecommande sur un push-pull (à base de BC550 pour T1 et BC567 pour T2, documentationcf.annexe). Dans ce cas, le potentiel au collecteur du push-pull est fixe et d’une valeur de+10V. Ce potentiel est relié au point milieu du pont capacitif (C1 et C2) afin de lui imposer10V. Ce petit montage nous permet de toujours avoir le pont capacitif équilibré, imposant dessignaux mieux équilibrés.L’inversion du signal de l’interrupteur à canal P se trouve avant les optocoupleursnous permettant de ne plus avoir de retard sur la commande. Cette inversion est faite par uneporte inverseuse (74HC14). Nous pouvons constater qu’une résistance (R3 et R5) 10k? reliéeà la masse est mise sur chaque commande pour que, si le FPGA est absent ou éteint, lescommandes soient maintenues aux niveaux bas imposant l’ouverture des deux interrupteursde puissance (T7 MOS à canal P IRFU9014 et T8 MOS à canal N IRFU014, documentationcf. annexe).Les optocoupleurs choisie sont des HCPL-2200 (cf.annexe). L’optocoupleurs (U4) dela commande de l’interrupteur à canal P est alimenté entre la borne positive de l’alimentationet le point milieu du pont capacitif. Le deuxième optocoupleur (U5) est lui, alimenté entre le2003-2004 23

Association de convertisseur élémentaire.point milieu du pont capacitif et la borne négative de l’alimentation. Ce système alimente lesoptocouleurs sous une tension de +10V chacun, ce qui nous permet d’éviter l’ajout d’unrégulateur. En effet, la tension maximale d’alimentation d’un optocoupleur est de +20V et latension minimum est de 4,5V. La sortie des optocoupleurs entre par la suite sur des push-pullqui commanderont les interrupteurs de puissance.Nous avons fait le choix d’utiliser des transistors bipolaires (BC550 et BC567,documentation cf.annexe) pour les push-pull (T3, T4 pour la commande du MOS à canal P etT5, T6 pour la commande du MOS à canal N) de la commande rapprochée des interrupteursde puissance. Ce choix a été fait après avoir fait un essai avec des MOS (BS170 et BS250) quin’arrivaient pas à faire saturer les interrupteurs de puissance. Ce problème venait du fait queles MOS n’avaient pas un assez bon gain. C’est pour cela que le choix de bipolaire a été faitcar ces derniers ont un meilleur gain. Des résistances (R9 et R10) de 10? ont été mises sur lespush-pull afin de retarder la fermeture des interrupteurs de puissance ce qui a pour butd’éviter les courts-circuits par les interrupteurs de puissance ; ceci est une sécurité. Unerésistance (R7 et R8) de 10k? a été placée entre le potentiel positif de l’alimentation et lacommande du push-pull de l’interrupteur à canal P, celle-ci sert de sécurité. En effet sil’optocoupleur était retiré ou endommagé, le potentiel de la commande du push-pulldeviendrait +10V ce qui ce traduirait par une ouverture de l’interrupteur de puissance. Uneautre résistance de 10k? a été mise en place entre la commande du push-pull de l’interrupteurà canal N et le potentiel négatif de l’alimentation, et ceci pour la même raison.6.3 Premier essai du convertisseur :Après avoir fait le choix de la schématique, nous avons fait l’essai de ce montage surplaque test ce qui nous a permis de constater le bon fonctionnement de la commandereprochée. Nous avons pu observer que les commutations des interrupteurs de puissanceétaient plus rapides qu’avec le montage précédent.Nous avons aussi fait une mesure de rendement qui nous donna une 82%, nous pouvonsdonc remarqué que le rendement a augmenté de 2%.Nous avons par la suite changé les appareilles de mesure afin de pouvoir avoir une plusgrande précision. Dans ce cas, pour une tension d’alimentation de 20V un courant d’entrée de0,248A, la tension appliquée à la charge était de 7,8V et le courant 0,5A. Ce point de mesurepour une consommation de 4,96W nous donne une puissance fournie en sortie de 3,9W, nousavons donc un rendement de 78,6%. Nous pouvons donc dire que les relevés précédant sontdonc tous avec une certaine erreur que nous pouvons estimés à 4%. Dans l’ancien montageavais sûrement un rendement de 76% et non de 80%.6.4 Optimisation du redresseur :6.4.1 Choix du montage :Nous avons vu précédemment que le redresseur à diode nous produisait 30% despertes. Nous avions mesuré une chute de tension de 0,3V aux bornes d’une diode, avec uncourant de 0,5A soit des pertes de 0,075W par diode. Afin de réduire ces pertes, nous devonsdonc réduire la chute de tension aux bornes des diodes. Mais aucune diode ne permet unechute de tension inférieure et sans en plus avoir de recouvrement. Ce sont ces raisons qui nousont poussé à mettre au point un redresseur synchrone tous MOS. Ce type de montage a pouravantage de créer moins de perte, car les chutes de tension aux bornes des interrupteurs sont2003-2004 24

Association de convertisseur élémentaire.moins importantes que pour des diodes. De plus, ces chutes de tension sont proportionnellesaux courants qui traversent les interrupteurs.Le but de ce redresseur est de n’avoir que des MOS comme interrupteurs qui serontcommandés par l’alternance à redresser. Ceci nous assure une synchronisation du redresseur,comme avec un redresseur à diodes.6.4.2 Principe de fonctionnement :Le montage repose sur le fonctionnement suivant :Figure 18 : Principe de redressementNous pouvons constater que l’alimentation sert de commande à l’interrupteur. Il fautdonc que la tension d’alimentation soit des créneaux supérieurs à la tension de seuil del’interrupteur afin de pouvoir saturer celui-ci, ce qui est notre cas.Nous pouvons remarquer que pour une tension d’alimentation positive, la tensiongrille source du transistor devient également positive, ayant pour conséquence de rendre celuicipassant. Si l’interrupteur devient passant, la tension de sortie est égale à la tension d’entrée,à la chute de tension du transistor près.Le redresseur synchrone repose donc sur ce système mais doit prendre en compte lesalternances positives et négatives. Pour ce faire, nous sommes obligés d’utiliser la mêmestructure qu’un redresseur à diode et de remplacer toutes les diodes par des interrupteurscommandables.2003-2004 25

Association de convertisseur élémentaire.6.4.3 Fonctionnement redresseur synchrone complet :Figure 19 : Schéma du redresseur synchroneLes interrupteurs sont de type MOS. T1 et T2 sont à canal P alors que T3 et T4 sonteux à canal N.Ce montage remplace le redresseur à diode, donc la tension d’alimentation (V E ) est unsignal carré alternatif.Nous pouvons remarquer que lorsque V E est positif, la tension grille source V GS dutransistor T1 est de –V E , ayant pour conséquence de mettre T1 en conduction. Le transistor T2voit sa tension V GS égale à zéro bloquant le transistor. La tension V GS du transistor T3 vaut0V donc ce transistor est bloqué. Pour le transistor T4, la tension V GS vaut +V E , rendant letransistor passant. En résumé lorsque V E est positif T1 et T4 sont passants et T2 et T3 sontbloqués, la tension de sortie vaut donc V E à la chute de tension des interrupteurs prés.A l’inverse, lorsque la tension V E est négative, la tension V GS du transistor T1 vaut 0Vce qui le bloque. La tension V GS de T2 vaut –V E et rend le transistor passant. Le transistor T3voit sa tension V GS à +V E ce qui met le transistor en conduction. Enfin, la tension V GS dutransistor T4 vaut 0V bloquant le transistor. Pour résumé, lorsque V E est négatif, T2 et T3sont passants et T1 et T4 bloqués, la tension de sortie du redresseur est donc de +V E , encoreune fois à la chute de tension des interrupteur prés.6.4.4 Essai du redresseur synchrone :Afin de réaliser le montage, nous avons choisi de prendre les mêmes transistors queceux utilisés par le convertisseur c'est-à-dire un IRFU014 pour le canal N et un IRFU9014pour le canal P. La documentation constructeur (cf. annexe) nous indique que le transistor àcanal N a une résistance (R DS(ON) ) à l’état passant de 0,3? . Donc pour un courant de 0,5A,nous pouvons déduire que la chute de tension sera de 0,15V. Pour un canal P, ladocumentation constructeur nous indique une résistance (R DS(ON) ) à l’état passant de 0,5?.Donc avec un courant de 0,5A, nous pouvons déduire que la chute de tension du transistorsera de 0,25V. Dans les deux cas nous remarquons que nous avons des chutes de tensioninférieures à celle d’une diode Schottky précédemment utilisée.Nous avons tout d’abord essayé ce redresseur sur une plaque test avec un GBF. Nousavons pu constater que le redresseur fonctionnait mais qu’il y avait quelques problèmes. Nousavons remarqué que, de temps en temps, les interrupteurs avaient des problèmes decommutation. Nous avons donc déterminé par la pratique la résistance devant être placée sur2003-2004 26

Association de convertisseur élémentaire.la grille pour chaque interrupteur. Dans les quatre cas, nous avons trouvé une résistance degrille identique : 30? . Après montage de ces résistances de grilles, nous avons pu constater unbon fonctionnement du redresseur.6.5 Essai du convertisseur optimisé :Figure 20 : Montage d'un convertisseur optimiséNous avons donc fait un essai de l’ensemble optimisé qui nous a permis de voir que cenouveau montage fonctionnait de façon correcte.Lors de cet essai, nous avons pu constater un rendement de 75%, nous pouvonsremarquer que le rendement chute avec la mise en place du redresseur synchrone. Unevisualisation de la commutation d’un interrupteur à canal P nous a permis de voir que durantle temps mort, c'est-à-dire la phase de roue libre, la tension drain source était de -2V. Cecinous permet de voir que la diode se trouvant en antiparallèle de l’interrupteur devientpassante. Nous pouvons donc constater que sa tension de seuil est de -2V. Elle est parcouruepar un courant de 0,5A, ceci nous donne une perte de 0,05W, soit 1% de la puissance totale duconvertisseur. Nous avons donc 2% du rendement dans les deux transistors à canal P.Pour améliorer ceci, nous avions décidé de placer une diode Schottky en antiparallèlesur la sortie du convertisseur. Dans cette configuration, nous avons donc pu mesurer pour unetension d’alimentation de 20V et un courant consommer de 0,248A, une tension aux bornesde la charge de 8,2V et un courant de 0,5A. Nous voyons donc que pour une puissanceconsommée de 4,96W, le convertisseur fournit 4,1W en sortie. Le rendement est donc de82,6%.Si nous faisons le même résonnement que pour le redresseur à diode, nous pourrionsremplacer la diode de roue libre par un interrupteur commandé par la tension de charge. Or,dans ce cas, le montage n’est pas possible, car il faudrait que le transistor devienne passantlorsque sa tension grille source devient nulle.2003-2004 27

Association de convertisseur élémentaire.Nous avons vue lors de l’essai du redresseur que le transistor à canal N crée une chutede tension d’environ 0,15V alors que le canal P avait une chute de tension de 0,25V. La chutede tension créée par le canal P est proche de celle d’une diode. Afin de réduire cette chute detension, il nous faut réduire la résistance du transistor à l’état passant ; pour ce faire, nousavons mis deux transistors de type P en parallèle. Dans ce cas, nous avons pu constater quepour une alimentation de 20V et un courant consommé de 0,248A, la tension de la chargeétait de 8,4V et le courant dans celle-ci était de 0,5A. Nous pouvons donc voir que pour unepuissance consommée de 4,96W par le convertisseur, ce dernier fournit une puissance de4,2V. Le rendement de ce montage pour ce point de fonctionnement est de 84,6%.6.6 Conclusion :Nous pouvons constater que le montage fonctionne comme nous le souhaitions. Nousremarquons que nous avons gagné quelques points de rendement avec ce nouveau montage.Toutefois, nous avons un nouveau problème qui apparaît : le nombre de composant aaugmenté. Ceci nous fait augmenter la place prise par le convertisseur. Ceux-ci ont néanmoinsl’avantage d’être pour la plupart intégrables. De plus, les composants intégrables sont debasse tension, donc la technologie utilisée sera planar. Dans cette optique, il est plusavantageux d’avoir augmenté le nombre de composants. Par exemple, le redresseur synchronepossède plus de composants que celui à diode ; mais cette fois-ci, les composants sontintégrables plus facilement que des diodes Schottky, nous n’avons plus qu’une seul diode dece type à intégrer.2003-2004 28

Association de convertisseur élémentaire.7 Conclusion :Le travail qui avait été réalisé l’an dernier a permis de mettre en évidence lefonctionnement d’association de convertisseurs. L’étude faite dans ce même travail a montréque si une commande décalée été mise au point et montée sur l’association de convertisseur, ilserait plus performant et l’inductance de filtrage pourrait être réduite.La commande que nous avons réalisé nous a permis d’appréhender des outils et desméthodes de travail qui ne nous était pas familiers. Après cette étape, nous avons pu constaterque l’association des convertisseurs fonctionnait et que l’inductance de filtrage pouvait êtreréduite de façon significative. Mais le rendement que nous avons alors constaté n’était pas desmeilleurs. Ce point là fut l’objet de l’étape suivante de notre travail, car en effet cetteassociation de convertisseurs n’a pas un grand intérêt si elle présente une quantité de perteimportante. Nous avons donc travaillé sur ce point, et nous avons réussi à améliorer lerendement d’un convertisseur.Ce travail montre que la réduction des composants de filtrage est possible. Mais ceciengendre une augmentation du nombre de composants. Nous pouvons toutefois remarquerqu’ils sont pour la plupart intégrables. Le transformateur n’est pas intégrable dans l’étatactuel, la diode Schottky, les condensateurs et les optocoupleurs eux le sont difficilement.De plus, l’association permet de créer des convertisseurs ayant des puissancesimportantes au vu de la puissance d’une cellule.De plus, la tension d’alimentation étant faiblele passage des composants en technologie planar est possible.L’association de convertisseur possède l’avantage d’avoir un fonctionnement dégradé.En effet, même si un convertisseur est défectueux, l’association peut fonctionné avec les neufautres.Nous pouvons aussi remarquer qu’il reste à effectuer un essai avec dix convertisseursoptimisés afin de vérifier que le rendement de l’association soit du même ordre ou supérieur àcelui d’un convertisseur optimisé. La commande est un point potentiellement améliorable. Eneffet, nous avons mis une porte inverseuse avant l’optocoupleur pour inverser la commandecomplémenter. Or il est facile de faire cette inversion dans le FPGA. Une carte réduite pour lefonctionnement du FPGA est un travail qu’y est souhaitable de réaliser afin de prendre encompte sa consommation dans le calcul du rendement. Nous pouvons voir que le travail quenous avons réalisé n’est qu’un début et qu’il reste plusieurs points d’étude et de réalisation àfaire.2003-2004 29

Association de convertisseur élémentaire.Annexes :Schéma logique de la commande complet.Simulation de la commande.IRFU 014.IRFU 9014.HCPL-2200.BC550.BC567.2003-2004 30

Résumé :La technologie actuelle a tendance à réduire de plus en plus la taille prise parl’électronique de puissance. Or, les composants de filtrage sont durs à réduire. Pour ce faire, ilfaudrait diminuer l’ondulation de tension avant le filtrage. Un autre point de l’électronique depuissance est la puissance des convertisseurs. Plus celle-ci est importante plus les contraintessur les composants sont alors importantes. Il faudrait répartir ces puissances sur plusieursconvertisseurs.Pour répondre à ces deux points, la solution choisie est de faire des associations deconvertisseurs avec une commande spécifique. Ceci permet de réduire l’ondulation detension. De plus, étant donné l’utilisation de plusieurs convertisseurs, les puissances et doncles contraintes seront réparties.Notre travail se basait sur celui qu’avait effectué Soulaimane Adams. Celui-ci avaitfait un travail de recherche de schématique et de test afin de trouver la structure deconvertisseur la plus intéressante et la plus pratique pour faire des associations.L’alimentation à découpage à demi pont capacitif a été retenue. Des simulations ont permis devérifier que l’ondulation de tension de sortie pouvait être réduite grâce à une commandeparticulière.Nous avons donc réalisé la commande particulière afin de vérifier les simulationsfaites antérieurement. Cette commande a été réalisée à l’aide d’un circuit programmable detype FPGA. Par la suite, une série de test permis de remarquer quelques problèmes, mais ausside voir le fonctionnement correct de l’ensemble. Enfin, nous avons réalisé l’optimisation d’unconvertisseur élémentaire.Ce travail montre que la réduction des composants de filtrage est possible. De plus, larépartition des puissances est une chose qui peut permettre d’avoir une forte puissance à basede convertisseurs basse puissance.Abstract:Current technology tends to reduce more and more the size taken by the powerelectronic. However, the components of filtering are hard to reduce. With this intention, itwould be necessary to decrease the undulation of voltage before filtering. Another point of thepower electronic is the power of the converters. More this one is significant more theconstraints on the components are then significant. It would be necessary to distribute thesepowers on several converters.To answer these two points, the selected solution is to make associations of converterswith a specific control. This makes it possible to reduce the undulation of voltage. Moreover,being given the use of several converters, the powers and thus the constraints will bedistributed.Our work was based on that which Soulaimane Adams had carried out. This one hadmade a research task of diagrammatic and tests in control to find the structure of the convertermost interesting and most practical to make associations. Switch mode DC power supplieswith half capacitive bridge was retained. Simulations made it possible to check that theundulation of output voltage could be reduced thanks to a particular control.We thus carried out the particular control in order to check simulations made before.This control was carried out with the assistance of a programmable circuit of type FPGA.Thereafter, a series of test allowed to notice some problems, but also to see the correctoperation of the associations. Lastly, we carried out optimization of an elementary converter.This work shows that the reduction of the components of filtering is possible.Moreover, the distribution of the powers is a thing which can make it possible to have astrong power containing converters low power.