SEMIKRON leading manufacturer of igbt, diode thyristor power ...

3 Applikationshinweise
+
-
&
v ref
i S
tKmax
1
ON
t
t
Driver
v S
t
OFF
Bild 3.82
Prinzip des modifizierten ZCS
3.8.3.3 Schaltereigenschaften
ZVS mit PT- und NPT-IGBT [43], [49]
spannungsloses Einschalten mit eingeprägtem di/dt
Vor der Stromübernahme muß sich der IGBT im angesteuerten Zustand befinden. Da vor der
Stromübernahme noch keine Leitwertmodulation in der n - -Basis erfolgt ist, reagiert der IGBT
auf die di/dt-Einprägung mit einer transienten Überhöhung der Durchlaßspannung und damit mit
erhöhten Durchlaßverlusten in diesem Zeitbereich (forward-recovery). Die Höhe der dynamischen
Überspannung, die Dauer der Leitwertmodulation und damit die Verluste hängen vor allem
von der Grunddotierung der n - -Basis, dem Emitterwirkungsgrad, der Trägerlebensdauer,
dem di/dt, dem Schalterstromendwert (Laststrom) und der Temperatur ab.
NPT-IGBT, die durch einen niedrigen Emitterwirkungsgrad und eine hohe Trägerlebensdauer
gekennzeichnet sind, reagieren mit relativ geringen Vorwärtsspannungsspitzen (Bild 3.83). Jedoch
kann der Vorgang mehr als 10 µs dauern.
Dagegen liegen die Werte der transienten Durchlaßspannungsspitzen von PT-Strukturen (hoher
Emitterwirkungsgrad, niedrige Trägerlebensdauer) bis um den Faktor 30...40 über den stationären
Durchlaßwerten. Allerdings ist der Vorgang bereits nach wenigen 100 ns abgeschlossen
(Bild 3.83b). Die gegenläufige Tendenz zwischen Höhe der Spannung und Dauer des Vorganges
führen zu einer gewissen Angleichung der Verluste von NPT- und PT-IGBT-ZVS, die insbesondere
bei hohen Schaltfrequenzen einen nicht vernachlässigbaren Anteil an den Gesamtverlusten
ausmachen können (Bild 3.84a und b).
Arbeitet der Kurzschlußschutz von ZVS auf der Basis einer v CE -Auswertung, muß dieser während
der di/dt-Einprägung ausgeblendet werden, um Fehlabschaltungen des Umrichters zu vermeiden.
236

3 Applikationshinweise
Collector Current iC [A]
50,4
Collector Current iC [A]
54
33,6
36
16,8
18
Collector-Emitter-Voltage vCE [V]
0
10,5
Collector-Emitter-Voltage vCE [V]
-0,3
54
7
36
3,5
18
0
t=500 ns/div
a) b)
0
t=500 ns/div
Bild 3.83 a) di/dt-Einprägung in einen 1200 V/50 A-NPT-IGBT (di/dt = 50 A/µs; i L = 50 A)
b) di/dt-Einprägung in einen 1200 V/50 A-PT-IGBT (di/dt = 50 A/µs; i L = 50 A)
v [V]
CEdyn
E ONdyn[µJ]
PT-low-vCEsat
PT-low-v CEsat
NPT
PT-high-speed
NPT
PT-high-speed
di/dt [A/µs]
a) b)
di/dt [A/µs]
Bild 3.84
a) Dynamische Durchlaßspannungsamplitude von 1200 V/50 A-NPT- und PT-IGBTs als Funktion
vom eingeprägten di/dt (i L = 30 A, T j = 30°C)
b) Verluste während der di/dt-Einprägung von 1200 V/50 A-NPT- und PT-IGBTs als Funktion vom
eingeprägten di/dt (i L = 30 A, T j = 30°C)
aktives, entlastetes Ausschalten
Beim aktiven entlasteten Ausschalten kann der IGBT-Strom unmittelbar in die parallel angeordnete
Kapazität C K kommutieren, wobei der Anstieg der Kollektor-Emitter-Spannung verzögert
und somit die Schaltentlastung ermöglicht wird. Der Verlauf des Tailstromes, d.h. das Ausräumen
der gespeicherten Ladung im IGBT nach dem Sperren des MOSFET-Kanals wird dabei
wesentlich vom Anstieg der Kollektor-Emitter-Spannung beeinflußt. Mit der Vergrößerung der
Kommutierungskapazität sinkt der Ansatzwert des Tailstromes (vergleichbar mit einem kapazitiven
Stromteiler zwischen IGBT und Entlastungskapazität). Gleichzeitig kommt es zu einer Verlängerung
des Tailstromes, was der Ausschaltentlastung entgegenwirkt. Bei NPT-Strukturen mit
hoher Trägerlebensdauer führt dieser Sachverhalt zu einer unbefriedigenden Ausschaltentlastbarkeit
(Bild 3.85a, Bild 3.86). Das Oszillogramm im Bild 3.85b zeigt dagegen, daß der Tailstrom
bei PT-Strukturen bereits zu Null gehen kann, bevor die Kollektor-Emitter-Spannung den
Wert der äußeren Kommutierungsspannung erreicht hat. Die Folge ist, daß bei untersuchten
1200 V/50 A-PT-IGBT-Modulklassen die Ausschaltverluste mit C K = 30 nF bereits um 50 %
gegenüber dem harten Schalten reduziert werden können (Bild 3.86). Die Verlustreduzierung
betrug bei NPT-IGBTs der gleichen Klasse lediglich ca. 20 %.
237

3 Applikationshinweise
Collector Current iC [A]
33
Collector Current iC [A]
30
21,4
19,5
9,8
9
Collector-Emitter-Voltage vCE [V]
-1,8
540
Collector-Emitter-Voltage vCE [V]
-1,5
561
360
374
180
187
0
Eoff =1,94 mJ
t=500 ns/div
a) b)
Eoff=0.83 mJ
0
t=200 ns/div
Bild 3.85
a) Entlasteter Ausschaltvorgang eines 1200 V/50 A NPT-IGBTs mit C K = 47 nF
b) Entlasteter Ausschaltvorgang eines 1200 V/50 A PT-IGBTs mit C K = 30 nF
Eoff [mJ]
Eoffsoft/Eoffhard
PT-low v CEsat
NPT
NPT
PT-high speed
PT-low v CEsat
PT-high speed
a) b)
Bild 3.86
a) Ausschaltverluste von 1200 V/50 A-IGBTs in Abhängigkeit von der Kommutierungskapazität C K
(v K = 500 V; i L = 50 A; T C = 80°C)
b) Ausschaltverluste bezogen auf das harte Schalten von 1200 V/50 A-IGBTs in Abhängigkeit von der
Kommutierungskapazität C K (v K = 500 V; i L = 50 A; T C = 80°C)
ZVS mit MOSFETs, [43]
MOSFETs sind unipolare Bauelemente, in denen keine Speicherladungen auf- und abgebaut
werden müssen. Hieraus ergeben sich für den Einsatz in ZVS folgende Besonderheiten:
- Es existiert keine dynamische Vorwärtsüberspannung bei spannungslosem Einschalten mit
eingeprägtem di/dt.
- Innerhalb einer Bauelementeklasse zeigt der Vergleich mit dem IGBT, daß der MOSFET mit
Kommutierungskapazitäten von einigen nF bereits nahezu vollständig ausschaltentlastbar ist.
Die relativ hohe Ausgangskapazität von MOSFETs wirkt sich hierbei unterstützend auf die
Ausschaltentlastung aus.
- Der für MOSFETs dynamisch kritische Vorgang, bei dem der Transistor im ausgeschalteten
Zustand mit hohem du DS /dt beansprucht wird (vgl. Kap. 3.5), tritt im ZVS-Betrieb nicht auf.
Daher ist hier die Ansteuerung mit negativer Gate-Source-Spannung prinzipiell zulässig.
238

3 Applikationshinweise
Schnelle Dioden in ZVS
Es gelten folgende Besonderheiten:
- Dioden schalten in ZVS nicht mit Rückstromabriß bei gleichzeitiger Sperrspannungsübernahme
aus. Es bestehen daher geringere Anforderungen an das Reverse-Recovery-Verhalten
im Vergleich zum harten Schalten.
Die Forderung nach sehr gutem dynamischen Einschaltverhalten bleibt beim Einsatz in ZVS
bestehen. Hier weisen insbesondere CAL-Dioden (vgl. Kap. 1.3) spezifische Vorteile auf.
ZCS mit PT- und NPT-IGBT [44], [49], [146]
aktives, entlastetes Einschalten
Bild 3.87 zeigt das Oszillogramm eines entlasteten Einschaltvorganges eines 1200 V/50 A –
NPT-IGBTs sowie die Abhängigkeit der Einschaltverluste verschiedener Leistungshalbleiter von
der Kommutierungsinduktivität L K .
Es ist zu sehen, daß sowohl IGBTs als auch MCTs sehr gut einschaltentlastbar sind. Bereits ab
einer Kommutierungsinduktivität von 3 µH sind die Verluste der hier verglichenen IGBTs und
MCT identisch und betragen im Fall der IGBTs nur noch ca. 15 % der Werte des harten Schaltens.
Im Gegensatz zum Ausschaltvorgang im ZVS-Betrieb trifft hier die sehr gute Einschaltentlastbarkeit
für PT- und NPT-IGBTs gleichermaßen zu.
Die beim Einschalten der IGBTs im ZCS-Mode auftretenden Verluste sind auf die Vorgänge
während der dynamischen Sättigungsphase zurückzuführen.
collector-emitter-voltage v CE [V]
collector current i C [A]
505
335
166
-4
72,1
48,1
EON [mJ]
BJT
NPT-IGBT
PT-IGBT
24
MCT
0
t=250ns/div
a) b)
LK [µH]
Bild 3.87
a) Entlasteter Einschaltvorgang eines NPT-IGBT (L K = 3,6 µH)
b) Einschaltverluste von ZCS als Funktion der Kommutierungsinduktivität L K (v K = 500 V, i L = 30 A,
T j = 30°C)
BJT = Bipolar Junction Transistor, MCT = MOS-Controlled Thyristor
Spannungsumkehr im ausgeschalteten ZCS mit Ausräumung der IGBT-
Restspeicherladung
Bild 3.88 zeigt die Vorgänge des passiven Ausschaltens von IGBT-ZCS (IGBT mit serieller und
antiparalleler Diode) mit anschließender Schalterspannungsumpolung.
Es ist deutlich zu erkennen, daß zum Zeitpunkt der Vorwärtsblockierspannungsaufnahme durch
den IGBT nach Ablauf der Schonzeit im Fall der PT-Struktur eine geringere Restladung ausgeräumt
werden muß (niedrigere Trägerlebensdauer), was zu geringeren Verlusten während dieses
Prozesses führt.
239

3 Applikationshinweise
switch current i [A] S
26,7
switch current i [A] S
27,1
14,3
14,4
1,9
iS
1,7
switch voltage v [V] S
-10,4
522
VS
switch voltage v [V] S
-11
571
138
172
-246
-228
NPT - IGBT
-630
t=1 µs/div
PT - IGBT
-627
t=1 µs/div
Bild 3.88
Ausschaltverläufe von 1200 V/50 A-NPT- und PT-IGBTs (t H = 1,3 µs, L K = 10µH)
Die Abhängigkeit der Restspeicherladung von der Schonzeit zeigt Bild 3.89a. Darin werden die
Vorzüge der PT-Struktur sehr anschaulich dargestellt. Nachteilig wirkt sich dagegen die für PT-
Strukturen stärkere Temperaturabhängigkeit der Speicherladung aus, die aufgrund der damit verbundenen
Gefahr der thermischen Mitkopplung insbesondere bei kleinen Schonzeiten die maximal
zulässige Schaltfrequenz einschränkt (Bild 3.89).
Qs [µC]
Qs [µC]
NPT-
IGBT
High-Speed-PT-
IGBT
Low-VCEsat-PT-
IGBT
NPT-IGBT (0,02µC/K)
Low-
VCEsat-PT-IGBT
(0,07 µC/K)
High-Speed-PT-IGBT
(0,04 µC/K)
tH[µs]
Tj [°C]
a) b)
Bild 3.89 a) Restspeicherladung von PT- und NPT-IGBT-ZCS als Funktion der Schonzeit (v K = 400 V, i L = 30 A,
L K = 10µH, T j = 60°C)
b) Speicherladung von PT- und NPT-IGBT-ZCS als Funktion der Sperrschichttemperatur des
Transistors (v K = 400 V, i L = 30 A, L K = 10 µH, t H = 1,3 µs)
In [44] wird eine IGBT-ZCS-Treiberstufe vorgestellt, bei der während der Schonzeit ein zusätzlicher
Kollektorstrom über den Treiber in den IGBT eingespeist wird, um die Speicherladung
auszuräumen. Mit dieser Maßnahme konnten die Verluste während der Blockierspannungsübernahme
insbesondere bei Schonzeiten t H > 2 µs drastisch gesenkt werden.
ZCS mit MOSFETs
Beim Einsatz in ZCS ergeben sich folgende Besonderheiten:
- Durch die nicht vorhandene dynamische Sättigungsphase können MOSFETs mit sehr kleinen
(...1 µH...) seriellen Entlastungsinduktivitäten nahezu vollständig einschaltentlastet werden.
Die hohe Ausgangskapazität von MOSFETs wirkt sich allerdings nachteilig auf die Einschaltverluste
aus. Bei hohen Schaltfrequenzen (> 50 kHz) muß der hierdurch resultierende
Verlustanteil an den Gesamtverlusten berücksichtigt werden.
240

3 Applikationshinweise
- Aufgrund des unipolaren Charakters erfolgt keine Ausräumung von Restspeicherladung bei
Umpolung der Schalterspannung am Ende der Schonzeit. Allerdings muß die relativ hohe
Ausgangskapazität umgeladen werden.
Schnelle Dioden in ZCS
Es gelten folgende Besonderheiten:
- Dioden schalten in ZCS mit Rückstromabriß bei gleichzeitiger Sperrspannungsübernahme
aus. Aufgrund vorhandener Kommutierungsinduktivitäten erfolgt die Abkommutierung der
Dioden jedoch mit geringerer Geschwindigkeit als in hart schaltenden Umrichtern ( niedrigere
Rückstromspitze, geringere Ausschaltverluste).
- Werden schnelle Dioden in ZCS als Reihendioden von IGBTs oder MOSFETs eingesetzt,
besteht zudem die Forderung nach sehr gutem dynamischen Einschaltverhalten (vgl. Kap.
1.3).
3.8.3.4 Schlußfolgerungen
Die Bewertung von IGBTs beim harten Schalten ist nicht auf das weiche Schalten übertragbar.
Unter den Bedingungen des weichen Schaltens sind aufgrund der erläuterten dynamischen Prozesse
PT-IGBTs mit niedrigerer Ladungsträgerlebensdauer besser geeignet als NPT-IGBTs. Bei
Untersuchungen an Schaltern der 1200 V-Spannungsklasse drückte sich dieser Sachverhalt deutlich
in niedrigeren Gesamtverlusten bei PT-IGBT-Schaltern aus.
Der Vergleich ist quantitativ nicht auf andere Spannungsklassen übertragbar. In der 600 V-
Bauelementeklasse kann es bei Einsatz von Dünnwafertechnologien (niedrigere Durchlaßspannungsabfälle)
eine Verschiebung zugunsten der NPT-Strukturen aufgrund der besseren Temperaturstabilität
der Bauelementeparameter geben.
MOSFETs sind aufgrund ihres unipolaren Charakters sehr gut für das weiche Schalten – besonders
als ZVS – geeignet.
Wegen der prinzipbedingten hohen Durchlaßverluste ist der Einsatz bei hohen Schaltfrequenzen
( > 50 kHz) sowie im Niedervolt/Hochstrombereich sinnvoll.
Durch neue MOSFET-Technologien mit niedrigeren R DSon -Werten (z.B. CoolMOS) werden die
Einsatzfelder erweitert.
Aufgrund der Vielzahl entlastet schaltender Stromrichtertopologien mit ihren spezifischen
Schalterbeanspruchungen ist eine Pauschalaussage zu Frequenzgrenzen von Schaltern mit IGBTs
und MOSFETs nicht möglich.
In der in Bild 3.79 angegebenen Beispielschaltung sind mit Bauelementen der 1000..1200 V/20
..50 A-Klasse folgende Frequenzgrenzen realistisch:
NPT-IGBT: ZVS: 50 kHz ZCS: 70...80 kHz
PT-IGBT: ZVS: 70...80 kHz ZCS: 80...90 kHz
MOSFET ZVS: > 200 kHz ZCS: > 200 kHz
241

Applikationshinweise
Der Grad ihrer Empfindlichkeit hängt von der Höhe der Eingangskapazität (MOSFET: C GS -
Gate-Source-Kapazität/IGBT: C GE -Gate-Emitter-Kapazität) ab.
IGBTs und Leistungs-MOSFETs mit großen Chipflächen weisen hohe Eingangskapazitäten auf
und gelten deshalb im Sinne der MIL-STD 883C, Methode 3015.6 als weniger empfindlich im
Vergleich zu Kleinsignal-Bauelementen.
Bei der Handhabung von Leistungsmodulen mit IGBTs oder MOSFETs sind die Vorschriften
der o.g. MIL-Norm sowie der DIN VDE 0843 T2, identisch mit IEC 801-2, zu beachten.
Eingangsprüfung und Weiterverarbeitung dürfen nur an speziell eingerichteten Arbeitsplätzen
mit leitfähigen Ablagen, Masseverbindungen usw. von geeignet bekleideten Mitarbeitern (antistatische
Kittel, evt. Handgelenkband) durchgeführt werden. Transport- und Montageeinheiten
sowie Leiterplatten müssen vor der Verarbeitung ESD-gefährdeter Bauelemente auf gleiches
Potential gebracht werden.
Im Anlieferungszustand der Leistungsmodule sind Gate-und Sourceanschluß (MOSFET) bzw.
Gate-und Emitteranschluß (IGBT) durch leitfähigen Schaumstoff oder Gummi, selbstklebende
Kupferfolie, einen aufgeschobenen Ringniet oder ein geeignetes, leitfähiges Verpackungssystem
kurzgeschlossen. Soweit möglich, sollte dieser Kurzschluß erst beim Verschalten des Gateanschlusses
aufgehoben werden.
..2 Montagehinweise
Im Interesse eines optimalen thermischen Kontaktes Leistungsmodul-Kühlkörper müssen Modulboden
und Kühlkörperoberfläche sauber und staubfrei sein. Für den Kühlkörper sind, je nach
Modultyp, besondere Anforderungen bezüglich Rauhigkeit (RZ: < 6,3...10µm), Stufen (