Quarzoszillatoren mit TTL - Institut für Elektronik, TU-Graz

EB155AQuarzoszillatoren1 EinleitungIn nahezu allen digitalen Systemen werden Taktgeneratoren zur Steuerung derFunktionen benötigt. Schon lange existieren Schaltungen für die Anwendungsfälle, beidenen an die Höhe und Konstanz der Ausgangsfrequenz durchschnittlicheAnforderungen gestellt werden. Da solche Schaltungen gut dokumentiert sind und nurwenige Bauteile benötigen, stellen sie in diesem Fall für den Anwender eine guteLösung dar.Im Zuge des zunehmenden Einsatzes der Digitaltechnik bei immer höher werdendenTaktfrequenzen sind in den letzten Jahren komplexe Schaltungen entwickelt worden,die durch einfache R/C-Beschaltung den Aufbau von guten Oszillatoren im Bereicheiniger hundert kHz bis zu 20 oder 30 MHz ermöglichen sollten. Es stellte sich jedochheraus, daß die damit erzielbaren Ergebnisse für Präzisionsanwendungenunbefriedigend waren. Auch der Einsatz von Quarzen konnte die Probleme dieserBausteine, wie z.B. Anschwingschwierigkeiten und die starke Abhängigkeit derAusgangsfrequenz von Betriebsspannungsschwankungen, nicht beseitigen.Im folgendem soll das Prinzip einer einfachen, seit Jahren bewährten Schaltung fürQuarzoszillatoren mit TTL-Schaltungen aufgegriffen und diskutiert werden. Weiterhinwird eine vielseitige Oszillatorschaltung unter Verwendung von HCMOS-Schaltungenvorgestellt. Mit den theoretischen Betrachtungen und Berechnungshinweisen wird esdem Anwender unter Verwendung der Logikfamilien Advanced-Schottky- undAdvanced-Low-Power-Schottky-TTL sowie High-Speed-CMOS von TEXASINSTRUMENTS möglich, Taktgeneratoren bis 30 MHz aufzubauen, die sich durchhohe Frequenzkonstanz, guten Rauschabstand und schmale Spektren ohneunerwünschte Seitenbänder auszeichnen.2 Allgemeine Betrachtungen2.1 Die SchwingbedingungPrinzipiell läßt sich ein Oszillator aus einem Verstärkervierpol V mit derSpannungsverstärkung v u und der Phasendrehung α sowie aus dem RückkopplungsvierpolK mit der Übertragungsfunktion k und der Phasendrehung β zusammensetzen,wie in Bild 1 dargestellt.Bild 1: OszillatorvierpolVon Interesse ist die Spannungsverstärkung v' des Gesamtsystems:U2v⋅U1'v'= =U U ' −k⋅U11 2U2v⇒ =U − k ⋅ v114 Applikationslabor

EB155AQuarzoszillatorenFür k × v = 1 ist die Schwingbedingung erfüllt, der Vierpol arbeitet als Oszillator.Anschaulich heißt das, daß die Spannung am Ausgang des Rückkopplungsvierpols(k × U 2) in Schalterstellung "1" (Bild 1) genauso groß ist wie die Spannung U 1amEingang des Verstärkervierpol. Am Ausgang (U 2) erscheint dasselbe "Ergebnis", egalob der Schalter in Stellung "1" steht oder bei fehlender Eingangsspannung (U 1= 0) inStellung "2" gebracht wird.Da k und v komplexe Größen sind, kann aus der Gleichungk ⋅ v ⋅ e j( α + β ) = 1die Amplitudenbedingungk⋅ v =1und die Phasenbedingung( α+ β)=2πabgeleitet werden. Das heißt, daß beim Entwurf einer Oszillatorschaltung einegesamte Phasendrehung von 360 ° vorzusehen ist. In der Praxis wird man dieSchleifenverstärkung k × v größer als 1 wählen, damit der Oszillator aus seinemEigenrauschen heraus sicher anschwingt.2.2 Eigenschaften von QuarzenDas elektrische Verhalten eines Schwingquarzes läßt sich sehr gut durch einErsatzschaltbild nach Bild 2 darstellen.Bild 2: Ersatzschaltbild eines QuarzesDabei sind die Größen C und L durch die mechanischen Eigenschaften des Quarzesbestimmt; R ist der Widerstand des Schwingkreises bei Serienresonanz und C ostelltdie Kapazität der Zuleitungen und der Elektroden dar. C oist wesentlich größer als Cund wird unter anderem von den Streukapazitäten der endgültigen Schaltungbeeinflußt.Zur Berechnung der Resonanzfrequenzen des Quarzes wird zunächst seineImpedanz Z berechnet, wobei wegen der hohen Güte (Q = 10 4 ... 10 5 ) der WiderstandR hier vernachlässigt werden kann. Aus der Impedanz2j ω ⋅L⋅C−1Z = ⋅2ω C + C−ω⋅L⋅C⋅Classen sich zwei Resonanzfrequenzen bestimmen:Mit der Bedingung Z → 0 erhält man die Serienresonanzfrequenzof = 1ser2π ⋅ L ⋅ Cfür Z → ∞ errechnet sich die Parallelresonanzfrequenz zuo5 Applikationslabor

EB155AQuarzoszillatorenNenntemperatur möglich. Bild 6 zeigt den typischen Verlauf derTemperaturabhängigkeit eines AT-Quarzes.Bild 6: Temperaturabhängigkeit von QuarzenDie Alterung von Quarzen beruht hauptsächlich auf Korrosion der Anschlußelektrodenund ist eine logarithmische Funktion der Zeit. Durch einmonatige Lagerung bei 85° Ckönnen Quarze herstellerseitig "vorgealtert" werden, so daß bei im Handelbefindlichen AT-Exemplaren für die Frequenzänderung ∆f/f typische Werte um± 3...5 × 10 -6 erreicht werden.Oberhalb von 20 MHz wird die Herstellung von Grundwellenquarzen schwierig,außerdem zeigen solche Quarze starke Instabilitäten und altern schneller. Nun weisenQuarze bei allen ungeradzahligen Vielfachen der Grundfrequenz das selbeReaktanzverhalten auf wie im Bild 3 für die Grundwelle dargestellt. Allerdings wird derSerienresonanzwiderstand R mit steigender Ordnung der Oberwellen immer größer,so daß der Quarz in einem Oszillator von sich aus auf der Grundwelle schwingt.Wenn gewünscht, muß man also durch entsprechende Maßnahmen dafür sorgen,daß der Quarz auf der Oberwelle erregt wird. Generell kann man davon ausgehen,daß Quarze für Frequenzen > 30 MHz als Obertonquarze ausgelegt sind.Die Abhängigkeit der Oszillatorfrequenz von der Betriebsspannung sollte möglichstgering sein. So wurde bei den Schaltungen für 4 V ≤ V cc≤ 6 V eine Abweichung∆f/f ≤ 1x10 -5 /V zugelassen. Bei größeren Abweichungen bestimmt nicht nur der Quarzdie Oszillatoreigenschaften; die übrige Schaltung beeinflußt in zunehmendem Maß dieQualität des Oszillators. Das Spektrum des Oszillators darf in der Nähe vom Trägerkeine Seitenbänder aufweisen. Die spektralen Rauschanteile sollten möglichst geringsein.Um die einwandfreie Funktion des Oszillators über den vollen Temperaturbereich(-55 °C... +125 °C) zu gewährleisten, muß die Schaltung bei Raumtemperatur (25 °C)und einer Betriebsspannung V cc> 3.3 V sicher anschwingen. In Bild 7 ist die minimaleBetriebsspannung über der Temperatur dargestellt, gemessen bei einem1 MHz (10 MHz) - Oszillator mit dem Baustein SN74ALS1000 (SN74AS1000). Dabeiist allerdings zu beachten, daß die Frequenzkonstanz von Quarzen normalerweise nurim Bereich von ϑ = -20 °C … +70 °C garantiert ist.8 Applikationslabor

EB155AQuarzoszillatorenBild 7: Minimale Betriebsspannung über der Temperatur3 TTL-OszillatorenSollen Quarzoszillatoren mit TTL-Schaltungen aufgebaut werden, so wählt mansinnvollerweise eine Schaltungsanordnung, in der der Quarz in Serienresonanzbetrieben wird. Dabei verhält sich der Quarz bei der Resonanzfrequenz wie ein reellerniederohmiger Widerstand (R s= 10 … 500 Ω). Der Quarz selbst erzeugt dabei keinePhasendrehung. Somit muß die gesamte erforderliche Phasendrehung ϕ = 360 °durch den Verstärker erzeugt werden. Dazu sind dann zwei Inverter G 1und G 2hintereinanderzuschalten, wobei dann der Koppelkondensator C 1einegleichspannungsmäßige Entkopplung der beiden Stufen bewirkt. Der Quarz X liegt imRückkopplungszweig zwischen Ein- und Ausgang der Verstärkerkette (Bild 8).Bild 8: Grundschaltung des Oszillators mit bipolaren LogikschaltungenDie Rückkopplungswiderstände R fhaben zwei Aufgaben. Einmal wird durch dieseRückkopplung der Arbeitspunkt der Inverter in den linearen Übertragungsbereichverschoben, wo diese Bauelemente die höchste Spannungsverstärkung haben. Damitwird gewährleistet, daß die Schaltung beim Einschalten der Versorgungsspannungalleine schon durch das von den Halbleitern erzeugte Rauschen anschwingen kann.9 Applikationslabor

EB155AQuarzoszillatorenBild 9: Verstärker mit RückkopplungUm diesen Arbeitspunkt sicherzustellen sind die Rückkopplungswiderstände R fentsprechend der Ein- bzw. Ausgangscharakteristik der verwendeten integriertenSchaltungen zu wählen. Gerade bei den hohen Eingangswiderständen modernerbipolarer Logikschaltungen wie SN74ALS und SN74AS sind dann Widerstandswertevon einigen 10 kΩ zulässig.Der zweite ebenso wichtige Gesichtspunkt bei der Auswahl derRückkopplungswiderstände R fist die richtige Anpassung der Ein- und Ausgangswiderständedes Verstärkers an den Resonanzwiderstand des Quarzes. Um einoptimales Arbeiten der Schaltung zu gewährleisten, sollen diese Widerstände etwadem Resonanzwiderstand des Quarzes entsprechen - also einige 10 bis 100 Ωbetragen. Der Ausgangswiderstand digitaler Schaltungen R o= 5 … 100 Ω erfülltbereits diese Forderung. Ein niedriger Eingangswiderstand des Verstärkers muß nunaber über die Gegenkopplung erreicht werden. Unter der Voraussetzung, daß dereigentliche Eingangswiderstand R ider integrierten Schaltung groß ist, gilt dann in derSchaltung in Bild 9:I = I undre( ) ( )U = U − −v⋅ U = U v+1r e e eDie Eingangsimpedanz Z eder rückgekoppelten Schaltung errechnet sich dann wiefolgt:UeUiRrZe= = =I U ( v )r e⋅ + 1 ( v+1)RUnter der Voraussetzung, daß die Verstärkung des gegengekoppelten Systemsv >> 1 ist, wird alsoZerRr≈vDie Spannungsverstärkung v der wichtigsten bipolaren Logikschaltungen sind in derTabelle 1 angegeben:10 Applikationslabor

EB155AQuarzoszillatorenTabelle 3: Oszillatorwerte mit der Schaltung SN74ALS1004f [MHz] R r[Ω] ∆f/f/V1 - 4 560 ≈ 2,5 × 10 -65 - 10 330 < 6 × 10 -63.2 Oszillatoren bis 30 MHzIm Frequenzbereich oberhalb 10 MHz ist der Einsatz von Advanced-Low-Power-Schottky-Schaltungen nicht mehr anzuraten, da in diesem Frequenzbereich dieVerzögerungszeit dieser Bauelemente bereits zu einer unzulässig großenPhasendrehung des Verstärkers führt. Das macht sich unter andrem daranbemerkbar, daß die Abhängigkeit der Oszillatorfrequenz von derVersorgungsspannung spürbar zunimmt. Verwendet man hier den BausteinSN74AS1004, so lassen sich problemlos Oszillatoren auch für höhere Frequenzenaufbauen, wobei wieder die Schaltung von Bild 10 verwendet wird. Mit einemRückkopplungswiderstand R r= 330 Ω läßt sich ein Oszillator verwirklichen, der z.B.bei f = 10 MHz eine Abhängigkeit der Frequenz von der Versorgungsspannung von∆f/f ≈ 4 × 10 -6 /V aufweist. Zu höheren Frequenzen hin ist es wegen der Anpassung anden Resonanzwiderstand des Quarzes (Bild 4) sinnvoll, R r= 220 Ω zu wählen. So wirdmit einem Rückkopplungswiderstand R r= 220 Ω bei einer Ausgangsfrequenzf = 20 MHz eine Frequenzdrift von ∆f/f ≈ 6 × 10 -6 /V erreicht. Bild 11 zeigt die amAusgang einer solchen Schaltung gemessene Signalform.Bild 11: Signalform bei einem 10 MHz-Oszillator mit der Schaltung SN74AS1004Eine erprobte Methode, um die Qualität eines Oszillators zu bestimmen, besteht darindas von der Schaltung erzeugte Frequenzspektrum z.B. mit Hilfe einesSpektrumanalysators zu untersuchen. Bild 12 zeigt das Spektrum eines 10 MHz-Oszillators bei Verwendung der integrierten Schaltungen SN74ALS1004 bzw.SN74AS1004 in einer Schaltungsanordnung wie in Bild 10. Die beiden Bauelementezeigen in dieser Hinsicht praktische die gleichen Eigenschaften. Die Messung wurdemit einer Bandbreite des Spektrumanalysators von 3 kHz durchgeführt. Der spektraleRauschabstand beträgt fast 80 dB. Die später gezeigten Oszillatoren mit CMOS-Schaltungen zeigen ähnliche Eigenschaften.12 Applikationslabor

EB155AQuarzoszillatorenBild 12: Spektrum der 10 MHz-Oszillatoren mit den Schaltungen SN74ALS1004 undSN74AS10043.3 ObertonoszillatorenFür Oszillatoren mit noch höheren Frequenzen werden sinnvollerweise Obertonquarzeverwendet. Um ein Schwingen auf der Grundwelle zu verhindern, wird anstelle desKoppelkondensators ein L/C-Serienschwingkreis eingesetzt, der auf die gewünschteOberwelle abgestimmt ist. Bild 13 zeigt einen Oszillator für eine Frequenz f = 30 MHzmit einem Obertonquarz.Bild 13: Obertonoszillator für 30 MHzDie Werte für die Induktivität L sund die Kapazität C sdes Schwingkreises werdenentsprechen der gewünschten Oszillatorfrequenz f Q(ungeradzahlige Oberwelle desQuarzes) mit der Formelf = 1Q2π ⋅ L ⋅ Cberechnet. Wegen der Anpassung an die niederohmigen Verstärker sollte dabei dieImpedanz der Induktivität niedrig bleiben; hier wurde mit L = 1 µH ein gutes Ergebniserzielt.4 HCMOS-OszillatorenIm Hinblick auf die Verwendung als Verstärkervierpol in Oszillatorschaltungen liegt derwesentliche Unterschied zu bipolaren Gattern im nahezu unendlich hohenEingangswiderstand der HCMOS-Schaltungen. Die Ausgangsimpedanz liegt, ähnlich13 Applikationslabor

EB155AQuarzoszillatorenwie bei TTL-Gattern, in der Größenordnung einiger 10 Ω. Des extremen hohenEingangswiderstands der HCMOS-Gatter wegen würde ein in Serienresonanzbetriebener Quarz völlig fehlangepaßt sein. Statt dessen bietet sich der Betrieb desQuarzes in Parallelresonanz an.Im Abschnitt 2.2 wurde als Grund für die schlechte Frequenzstabilität derParallelresonanz die Abhängigkeit von der parasitären Schaltkapazität C ogenannt(siehe Bild 2). Deren Einfluß läßt sich erheblich verringern, wenn man eine KapazitätC pparallel zum Quarz schaltet. Man erhält eine neue Resonanzfrequenzf∗par=12π⋅L⋅CWählt man C p> C o(C o= 3 … 7 pF), wirdC1+C + Copf∗par≈12π⋅L⋅CC1+CpSicher ist auch C p>> C (C beträgt einige fF), und damit gilt:f∗ par≈12π⋅L⋅CDie neue Parallelresonanzfrequenz nähert sich der Serienresonanzfrequenz.Mit der Schaltung von Bild 14 läßt sich der Quarz, wie schon bei der Serienresonanz,in der Schwingfrequenz um einen Betrag∆fsC≈f 2 Cziehen.ssBild 14: Abgleich bei ParallelresonanzEine bekannte Anwendung findet diese Schaltung im Pierce-Oszillator wie in Bild 15.Hierbei bilden C 1und C 2einen kapazitiven Spannungsteiler, der den Grad derRückkopplung bestimmt und damit den Rückkopplungsfaktor k darstellt:Ck = 1 C2Gleichzeitig bilden die Reihenschaltung aus C 1und C 2die Parallelkapazität C pfür denQuarz:Cp =C1⋅C2C + C1 214 Applikationslabor

EB155AQuarzoszillatorenBild 15: Pierce-OszillatorDer optimale Wert für C p, bei dem der beste Kompromiß zwischen Güte undFrequenzstabilität erreicht wird, sollte in den Herstellerspezifikationen für jeden Quarzangegeben sein. Ist dieser Wert nicht verfügbar, kann für C p≈ 30 pF mit gutenErgebnissen gerechnet werden. Ersetzt man den Transistor aus Bild 15 durch einenHCMOS-Inverter, erhält man die Schaltung nach Bild 16.Bild 16: Oszillator mit HCMOS-InverterWie schon bei den bipolaren Gattern wird auch der Arbeitspunkt des HCMOS-Inverters durch den Rückkopplungswiderstand R rin den linearen Übertragungsbereichgebracht, so daß der Inverter als Verstärkervierpol mit einer Phasendrehung ϕ = 180 °arbeitet. Zur Erfüllung der Phasenbedingung muß der Rückkopplungsvierpol,bestehend aus C 1, C 2und dem Quarz eine zusätzliche Phasendrehung von 180 °liefern. Bei der Parallelresonanz verhält sich der Quarz wie eine Induktivität L*(vergl. Bild 2) und bildet mit C peinen Parallelschwingkreis.15 Applikationslabor

EB155AQuarzoszillatorenBild 17: Kreisstrom im ParallelresonanzkreisDabei heben sich, wie in Bild 17a dargestellt, die Ströme durch L* und C pwegen ihrerGegenphasigkeit hinsichtlich des von der Quelle zu liefernden Stromes auf. Das heißt,daß ein geschlossener Ringstrom durch L* und C pfließt, der um die Güte desSchwingkreises höher ist als der Strom I. Überträgt man diese Betrachtung auf dieOszillatorschaltung (Bild 17b), so wird deutlich, daß die Ströme durch C 1und C 2entgegengesetzt gleich sind und damit die zusätzlich benötigte Phasendrehungϕ = 180 ° im Rückkopplungsvierpol bei der Parallelresonanz des Quarzes entsteht.Der Parallelresonanzwiderstand des Quarzes wird durch die äußere Beschaltung mitC’ "transformiert". Sein WertRp1=2R⋅ω⋅ C + C( o p)stellt gleichzeitig die Lastimpedanz für den treibenden HCMOS-Inverter dar, wobei Rder Serienresonanzwiderstand wie in Bild 2 ist. Mit den Werten aus Bild 4 für denSerienresonanzwiderstand R, C p= 30 pF und C omax= 7 pF lassen sich dieLastimpedanzen für die gewünschten Schwingfrequenzen bestimmen. So erhält manz.B. bei einem Oszillator für f = 5 MHz mit R = 80 Ω die Lastimpedanz zuR = 1p80Ω⋅ 2 ⋅ ⋅5 ⋅ 30 + 7( π MHz ( pF pF))22≈93KΩEine praktische Oszillatorschaltung ist in Bild 19 gezeigt. Als Verstärker wird derInverter SN74HCU04 eingesetzt, der eine ungepufferte Version des SN74HC04 istund damit eine Sonderstellung in der HCMOS-Familie einnimmt. Die Innenschaltungaller HCMOS-Schaltungen ist mehrstufig ausgeführt, wobei der Ausgang durch zweihintereinander geschaltete Inverter "gepuffert" wird. Damit wird erreicht, daß dieAusgangseigenschaften aller Bausteine gleich sind, die Eingänge gut entkoppelt sindund hohe Verstärkungen erzielbar sind (im Bereich 10 × 10 3 ). Dadurch können dieinternen Transistoren kleiner gemacht werden, was unter anderem zu kleinerenKapazitäten führt. Beim SN74HCU04 fehlen die beiden Inverter in der Ausgangsstufe,die Verstärkung liegt im Bereich 10 2und die Gatterlaufzeit wird verkürzt. Damit istdieser Baustein für die Anwendung als Verstärker in Oszillatorschaltungen sehr gutgeeignet. Der Eingangswiderstand des durch die HCMOS-Schaltungen gebildetenVerstärkers soll so groß wie möglich gewählt werden, um eine zusätzliche Dämpfungdes Schwingkreises zu vermeiden. Daher wird der Rückkopplungswiderstand R rwesentlich größer als bei bipolaren Schaltungen dimensioniert. Ein gutes Ergebniserhält mit Widerstandswerten R r= 1 … 10 MΩ.16 Applikationslabor

EB155AQuarzoszillatorenBild 18: Oszillatorschaltung mit der Schaltung SN74HCU04 für f = 10 MHzDer Vorwiderstand R sentkoppelt den niederohmigen Ausgang des Gatters von demhochohmigen Rückkopplungsnetzwerk. Gleichzeitig bildet dieser Widerstand mit derEingangsimpedanz R pdes Rückkopplungszweiges einen Spannungsteiler. Da dieVerstärkung des Inverters mit kleiner werdender Versorgungsspannung sinkt, führt einzu großer Wert von R szu sehr flachen Anstiegsflanken des Ausgangssignals.Akzeptable Ergebnisse werden erzielt, wenn R s≈ X C1ist. Damit wird z. B. beif = 10 MHz und C 1= 68 pF der Vorwiderstand zu 220 Ω bestimmt. Bei V cc= 2V ist sonoch eine Anstiegszeit t a≈ 15 ns möglich. C 1und C 2werden zu je 68 pF gewählt, sodaß der Quarz mit der geforderten Lastkapazität von ca. 30 pF betrieben wird. Dienachgeschalteten Inverter in Bild 18 entkoppeln den Oszillator von der zu treibendenSchaltung und verbessern die Flankensteilheit, so daß am Ausgang ein Signal miteiner Anstiegszeit t an≈ 5 ns zur Verfügung steht (Bild 19). Bei Versorgungsspannungsänderungenbeträgt die Abweichung ∆f von der Grundfrequenz (bezogenauf V cc= 5V) über den vollen Versorgungsspannungsbereich von 2 - 6 V weniger als2 ppm/V.Bild 19: Signalform bei einem Quarzoszillator nach Bild 18Als weiteres Anwendungsbeispiel für CMOS-Oszillatoren mit der ungepuffertenSchaltung SN74HCU04 zeigt Bild 21 die Schaltung eines 455 kHz-Oszillator, der z. B.17 Applikationslabor

EB155AQuarzoszillatorenbei einfachen Mikroprozessoren oder Funkfernsteuerungen eingesetzt werden kann.Anstelle eines Quarzes wird ein in Parallelresonanz betriebenerPiezokeramikresonator verwendet, der ähnliches Verhalten wie ein Quarz zeigt undhier eine wesentlich kostengünstigere Lösung erlaubt. Zur besseren Anpassung anden Resonator, und um das Schwingen auf einer Oberwelle zu verhindern, ist dasVerhältnis C 1/C 2entsprechend gewählt, als Lastkapazität ergibt sich ca. 60 pF. DerVorwiderstand R s= 1 kΩ ist wieder an die Reaktanz von C 1angepaßt (R s≈ X C1).Bild 20: 455 kHz-Oszillator mit Keramikresonator5 EntwicklungshinweiseOszillatoren sind analoge Schaltungen. Daher sind beim Aufbau dieser Schaltungenbesondere Regeln zu beachten, um eine einwandfreie Funktion des Oszillators zugewährleisten.- Bei höheren Frequenzen (>1 MHz) ist die Masseleitung möglichst großflächigund kurz - und damit niederohmig und induktionsarm - zum zentralenAnschlußpunkt zu führen. Optimal: Multi-Layer-Technik mit je einer "Lage" fürV ccund Masse (GND).- Um Stromspitzen auf den Versorgungsleitungen abzufangen, sindinduktionsarme Keramikkondensatoren, möglichst direkt bei den integriertenSchaltungen, zum Abblocken der Betriebsspannung vorzusehen. Anhaltswert:C = 100 nF.- Zur Unterdrückung niederfrequenter Störungen sollte zur Entkopplung derSpannungsquelle die Versorgungsleitung zusätzlich mit einem Tantalkondensator(C = 10 … 47 µF).abgeblockt werden.- Alle Verbindungsleitungen in der Schaltung sollten möglichst kurz sein.- Unbenutzte Eingänge der Schaltungen müssen auf definierten Pegel (Low, High)gelegt werden, da sich sonst undefinierte Pegel einstellen (floating) und es zuungewollten Schwingungen kommt.- Wegen der höheren Verstärkung der HCMOS-Familie sollte derRückkopplungsfaktor K (also das Verhältnis zwischen R s, C 1und C 2) nicht zu18 Applikationslabor

EB155AQuarzoszillatorengroß gewählt werden, weil sonst unter Umständen die erzeugte Frequenz nichtmehr vom Quarz alleine bestimmt wird.- Ohne Quarz dürfen die Oszillatoren nicht schwingen. Zur Prüfung kann beimHCMOS-Oszillator der Quarz durch seinen äquivalenten Parallelresonanzwiderstandersetzt werden, bei den TTL-Oszillatoren ist die Stabilität einfachdurch Entfernen des Quarzes überprüfbar.6 Spannungsgesteuerte OszillatorenIn verschiedenen Veröffentlichungen werden spannungsgesteuerte Oszillatoren wieder SN74S124 oder SN74LS624 für den Einsatz in Quarzoszillatorschaltungenempfohlen. Die Bauelemente sind aber nicht für Anwendungen dieser Art geeignet.Sie enthalten im Inneren einen stromgesteuerten Emitter-gekoppelten Multivibrator,der sich für die Beschaltung mit einem Quarz denkbar ungünstig eignet. Wie obenausgeführt ist für einen Oszillator ein Verstärker mit einer linearenÜbertragungscharakteristik erforderlich. Ein Multivibrator erfüllt aber dieseForderungen nicht. Auf Grund dieser Tatsache erzeugen mit spannungsgesteuertenOszillatoren aufgebaute Oszillatoren oft Frequenzen, die nicht durch dieQuarzresonanz, sondern durch die Quarzkapazität C o(siehe Bild 2) bestimmt werden.Außerdem schwingen solche Schaltungen schlecht an, es sei denn sie werden zufälligdurch einen Spannungsstoß beim Einschalten der Versorgungsspannung angestoßen.Weiterhin ist die Verzögerungszeit des Multivibrators verhältnismäßig groß, was zueiner unzulässigen Beeinflussung der erzeugten Frequenz führt. Das führt zu einerSpannungsabhängigkeit der erzeugten Frequenz von etwa 1 × 10 -3 /V. Wie schon obenerwähnt, ist die Analyse der erzeugten Frequenz mit einem Spektrumanalysator einegute Methode, um die Güte der Schaltung zu bestimmen. Bild 21 zeigt zum Vergleichdas Spektrum eines Oszillators, der mit dem SN74HCU04 aufgebaut wurde und dasSpektrum eines Oszillators mit den SN74LS628. Die letztere Schaltung generiertSeitenbänder mit einer großen Amplitude, was darauf hindeutet, das der Quarz nichtdas alleine das frequenzbestimmende Element ist.19 Applikationslabor

EB155AQuarzoszillatorenBild 21: Spektrum der 10 MHz-Oszillatoren mit den Schaltungen SN74LS628und SN74HCU047 SchlußbemerkungMit den hier vorgestellten Oszillatoren lassen sich auf einfache und kostengünstigeWeise Quarzoszillatoren aufbauen, die die meisten Anforderungen in elektronischenSystemen erfüllen. Dabei sei auf ein sicheres Anschwingverhalten, guteFrequenzstabilität und einen großen Versorgungsspannungsbereich hingewiesen. FürAnwendungen mit bipolaren Schaltungen eignet sich bis 10 MHz der BausteinSN74ALS1004. Bei Frequenzen bis 30 MHz liefern auch - unter Verwendung vonObertonquarzen - die Pufferschaltungen der Advanced-Schottky-Serie wie dieintegrierte Schaltung SN74AS1004 gute Ergebnisse. Eine gewisse Abhängigkeit dererzeugten Frequenz von der Versorgungsspannung muß bei allen hier gezeigtenSchaltungen berücksichtigt werden. Dabei beträgt bei den eben erwähnten bipolarenSchaltungen die Frequenzabweichung

EB155AQuarzoszillatoren8 Literatur[1] TEXAS INSTRUMENTS: EB49 - Quarzoszillatoren mit TTL-Schaltkreisen[2] Block: A versatile oscillator with TTL output, TEXAS INSTRUMENTS,Engineering Journal, Volume 3/4 1984[3] Telefunken: Laborbuch Band 1, Telefunken AG, 1965[4] Meinke: Einführung in die Elektrotechnik höherer Frequenzen, Bd. 1, SpringerVerlag 1965[5] Tietze/Schenk: Halbleiter-Schaltungstechnik, Springer Verlag 1976[6] Kristall Verarbeitung Neckarbischofsheim: Quarz Baugruppen,Firmenschrift 198421 Applikationslabor