Step-Down-Schaltregler ersetzen LDOs - PuA24.net

30 COMPONENTS FACHBEITRAG
Step-Down-Schaltregler
ersetzen LDOs
Step-Down-Schaltregler mit hohem Wirkungsgrad und geringer Verlustwärme
drängen Low-Dropout-Spannungsregler weiter zurück
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Lineare Spannungsregler werden
in elektronischen Schaltungen aller
Art zur Umwandlung von einer
Spannung in eine andere verwendet.
Dass bisher Linearreglern
gegenüber Schaltreglern häufig der
Vorzug gegeben wird, liegt an ihrem
geringen Platzbedarf und ihrer einfachen
Anwendung. Inzwischen stehen
jedoch neue Schaltregler im
Platz sparenden SOT23-Gehäuse zur
Verfügung, mit denen sich eine kompakte
Lösung mit deutlich höherem
Wirkungsgrad realisieren lässt. Hohe
Schaltfrequenzen sorgen für sehr
kleine und zudem kostengünstige externe Bauelemente. Dieser Beitrag gibt Einblicke, in
Schaltungs-Designs mit den neuen Bauelementen. FREDERIK DOSTAL,
MICHELE SCLOCCHI
FREDERIK DOSTAL ist Application
Engineer für Power Management
Europe bei National Semiconductor
KONTAKT
T +49/8141/351492
F +49/8141/35 1470
frederik.dostal@nsc.com
MICHELE SCLOCCHI ist Application
Engineer für Power Management
Europe bei National Semiconductor
KONTAKT
T +39/2575/63207
F +49/8141/35111499
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S
chon mit einer Reihe kleiner
Boost-Schaltregler im SOT23-
Gehäuse auf dem Markt vertreten,
führt National Semiconductor
derzeit eine Familie von Buck-Schaltreglern neu
ein. Diese auch unter dem Begriff Step-Down-
Schaltregler bekannten Bauelemente gelten in
vielen Anwendungen als „LDO-Killer“, denn sie
können die linearen Low-Dropout-Spannungsregler
in der Tat in vielen Standard-Anwendungen
verdrängen. Ausschlaggebend dabei sind
ein signifikant höherer Wirkungsgrad und die
geringere Verlustwärme.
Die neuen Stars LM2734
und LM2736
Der neue Buck-Schaltregler LM2734 wird im
Platz sparenden SOT23-6-Gehäuse angeboten
und kann einen Dauerstrom von einem Ampere
abgeben. Die maximale Strombelastbarkeit
des eingebauten N-Kanal-MOSFET beträgt 1,6 A.
Abgesehen von den kleinen Abmessungen des
Bausteins selbst ist auch die Gesamtlösung extrem
kompakt, da die benötigten externen
Bauelemente ebenfalls sehr klein sind. Die
wahlweise 500 kHz (LM2734Y) oder 1,5 MHz
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(LM2734X) betragende Schaltfrequenz erlaubt
die Verwendung von Spulen mit niedriger
Induktivität und somit kleinen Abmessungen.
Das Evaluation-Board macht deutlich, wie
kompakt die Lösung im Vergleich zu einem
1-A-Linearregler im oberflächenmontierbaren
TO263-Gehäuse tatsächlich ist. Insgesamt benötigt
die geschaltete Lösung sogar weniger
Platz als die Linearregler-Lösung.
Die wesentlichen technischen Unterschiede
zwischen einer Applikation auf Basis des neuen
LM2734 und einer Lösung mit konventionellem
Linearregler lassen sich am besten an einer
Schaltung demonstrieren, die eine ungeregelte
5-V-Eingangsspannung in eine Ausgangsspannung
von 1,8 V bei 1 A umwandeln soll. Für eine
derartige Anforderung greift man heute je nach
Anwendung auf einen Linearregler zurück.
Dies ergibt für den Linearregler allerdings eine
Verlustleistung von 3,2 W und einen Wirkungsgrad
von lediglich 36 Prozent.
P verlust = (V in -V out ) . I out =>
P verlust = (5V-1.8V) . 1A = 3,2 W
Ein Vergleich dieses niedrigen Wertes mit der
geschätzten Effizienz von 80 Prozent für eine
Schaltregler-Lösung auf Basis des LM2734
spricht für sich.
Ein weiterer Vorteil der Schaltregler-Lösung,
der sich direkt aus dem höheren Wirkungsgrad
ergibt, ist der geringere Kühlaufwand. Das
TO263-Gehäuse des Linearreglers weist zwischen
Sperrschicht und Umgebung einen typischen
Wärmewiderstand von etwa 60 K/W
(0,5 Quadratzoll Kupferfläche; 1 oz.) in ruhender
Luft auf. Die Sperrschichttemperatur steigt
dadurch in unserem Beispiel auf einen Wert
von +192 °C über der Umgebungstemperatur
an. Dies ist eindeutig zu hoch und macht
Maßnahmen zur Minimierung des Temperaturanstiegs,
beispielsweise mittels Kühlkörper
oder Lüfter zwingend erforderlich. Durch die
Verwendung eines Schaltreglers mit seinem
deutlich höheren Wirkungsgrad lässt sich das
Problem jedoch kostengünstiger und mit weniger
Aufwand lösen. Hinzu kommt, dass sich die
niedrigen Verluste einer geschalteten Lösung
auf das IC selbst (mit seinem intergrierten
Leistungs-MOSFET) und eine externe Schottky-Diode
verteilen. Der Unterschied zwischen
Linear- und Schaltregler wird dabei umso größer,
je höher die Differenz zwischen Eingangsund
Ausgangsspannung wird.
Für Anwendungen, die nicht alle Features des
LM2734 wie z.B. den vollen Ausgangsstrom von
einem Ampere oder die Sub-Bandgap-Referenzspannung
von 0,8 V benötigen, steht alternativ
die Version LM2736 zur Verfügung. Mit ihrem
maximalen Ausgangsstrom von 750 mA und
einer Referenzspannung von 1,2 V ist sie für
viele Applikationen ideal geeignet.
Abb. 1: Schaltungsbeispiel einer Spannungsversorgung mit dem Buck-Schaltregler LM2734
Die Prozesstechnologie ist
entscheidend
Die beiden neuen Buck-Schaltregler LM2734
und LM2736 basieren auf dem von National
Semiconductor entwickelten neuen Leistungs-
Prozess mit der Bezeichnung PVIP50. Dieser
Prozess bietet die Möglichkeit, trotz relativ kleiner
Chipfläche Leistungs-MOSFETs mit sehr
niedrigem R DS(on) -Wert (Drain-Source-Widerstand
im leitenden Zustand) zu produzieren.
Dies wiederum schafft die Voraussetzungen für
den hohen Wirkungsgrad, der die Verwendung
des SOT23-Gehäuses trotz einem Ampere Ausgangstrom
zulässt. Der PVIP50-Prozess ist ein
komplementärer BiCMOS-Prozess, der die besten
Eigenschaften der CMOS- und der Bipolar-
Welt vereint. Auch die Boost-Schaltregler
LM2733 und LM2731 werden mit diesem Prozess
produziert.
Abb. 2:Topologie bei V in > 5 V, V out 1,6 bis 5 V
Designs mit dem LM2734
Als erster Schritt beim Design einer Spannungsversorgung
mit dem Buck-Schaltregler LM2734
– Abbildung 1 zeigt eine typische Schaltung –
wird an Hand der gegebenen Spezifikationen
das Tastverhältnis berechnet, das für die
Auswahl der richtigen Induktivität benötigt
wird. Grundsätzlich kann der Schaltregler in
zwei Betriebsarten betrieben werden: mit lückenhaftem
Strom (Discontinuous current Conduction
Mode; DCM) oder mit nicht-lückenhaftem
Strom (Continuous current Conduction Mode;
CCM). Im CCM-Modus wird der Strom in der
Induktivität im statischen Zustand niemals
Null, während im DCM-Modus der Strom in
der Induktivität in jedem Zyklus auf Null zurückgeht,
bevor die Induktivität neu geladen
wird. In der Regel strebt man beim Design den
CCM-Modus an, da die Spitzenströme hier
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Abb. 3:Topologie bei V in > 5 V,V out > 5 V
Abb. 4: Platzbedarf eines kompletten Abwärts-Schaltreglers mit 1 A Ausgangsstrom
(rechts) im Vergleich zu einem Linearregler im TO263-Gehäuse ohne externe Beschaltung
geringer sind und weniger Störungen erzeugt
werden.
Im CCM-Betrieb wird die Welligkeit des Stroms
in der Induktivität so gewählt, dass sie etwa
30 Prozent (Peak to Peak) des Ausgangsstroms
ausmacht. Dies ermöglicht meist einen guten
Kompromiss zwischen dem Induktivitätswert
(und dem Preis) der Drossel und der Sicherstellung
eines stabilen CCM-Betriebs auch bei
niedriger Last.
Die verwendete Diode muss sehr schnell sein,
damit die negativen Spannungsspitzen am
Switch-Knoten nicht übermäßig ansteigen und
möglicherweise das IC beschädigen. Die
Verwendung einer Schottky-Diode bietet die
Gewähr, dass die Spannung am Switch-Knoten
auch nicht für kurze Zeit übermäßig stark in
negative Richtung ausschlägt. Im Interesse eines
hohen Wirkungsgrads kann außerdem eine
Diode mit sehr niedriger Durchlassspannung
gewählt werden, was sich speziell in Designs mit
sehr kleinem Tastverhältnis auszahlt. Hier ist
der Leistungs-FET nur für jeweils sehr kurze
Zeit leitend, während die meiste Zeit die Diode
leitend ist. So erklärt es sich, dass sich die niedrigen
Diodenverluste besonders in solchen
Designs günstig auf den Wirkungsgrad auswirken.
Wenn das Tastverhältnis dagegen sehr hoch
ist, lässt sich der Gesamt-Wirkungsgrad durch
Wahl einer Diode mit niedrigen Durchlassverlusten
nur geringfügig verbessern. Der
Kondensator C Boost in Abbildung 1 wird benötigt,
da es sich bei dem integrierten Pass-
Transistor um einen NFET handelt. Damit ein
Transistor dieses Typs einschaltet, muss die
Gate-Spannung höher als die Drain-Spannung
sein. Da die Drain-Spannung gleich der
Eingangsspannung V in ist und im gesamten
System normalerweise keine höhere Spannung
existiert, muss die höhere Gate-Spannung auf
andere Weise erzeugt werden. In den meisten
Buck-Schaltreglern, und somit auch im
LM2734, geschieht dies mit Hilfe eines kleinen
Boost-Kondensators, der auf eine konstante
Spannung von 5 V aufgeladen wird. Sobald der
Switch-Knoten auf High-Status umschaltet,
liegt am Boost-Pin die Spannung am Schalt-
Knoten zuzüglich der im Kondensator bereits
vorhandenen Spannung von 5 V. Die Spannung
am Gate des NFET beträgt damit ungefähr
V in + 5 V wodurch der Transistor vollständig
einschaltet. Für den Anlaufvorgang nach dem
Einschalten lädt eine Stromquelle C Boost mit etwa
2,3 mA auf.
Der Treiber des NFET-Gates ist für eine maximale
Spannung zwischen Boost- und Switch
(SW)-Pin von 5 V ausgelegt. Wenn also in einem
Design abweichende Eingangs- und
Ausgangsspannungen verwendet werden, muss
die Topologie in Bezug auf C Boost entsprechend
abgewandelt werden.
Wenn V in zwischen drei und 5 V beträgt, kann
diese Spannung während des Betriebs direkt
zum Laden von C Boost herangezogen werden.
Es wird folglich die in Abbildung 1 gezeigte
Topologie mit einer Diode zwischen V in und
C Boost benötigt.
Wenn V in größer als 5 V ist und V out zwischen
1,6 und 5 V liegt, lässt sich V out zum Laden von
C Boost während des Betriebs nutzen. Die entsprechende
Topologie (siehe Abbildung 2) erfordert
eine Diode zwischen den Pins V out und
C Boost .
Sind sowohl V in als auch V out größer als 5 V,
kommt keine der eben beschriebenen Lösungen
in Frage, um die Ladespannung für den Boost-
Kondensator bereitzustellen. In solchen Fällen
hilft eine Topologie gemäß Abbildung 3. Die
Ausgangsspannung wird mit der ursprünglich
vorhandenen Diode und einer zusätzlichen
kleinen Z-Diode verwendet, um für eine Spannung
zwischen 1,6 und 5 V an C Boost zu sorgen.
Boost-Lösungen im SOT23-Gehäuse
Neben den Buck-Lösungen im SOT23-Gehäuse
bietet National Semiconductor auch eine
Boost-Lösung mit gleichen Abmessungen und
ähnlichen Schaltfrequenzen an. Es bestehen
zwei Alternativen. Die eine ist der LM2731 mit
einem maximalen Transistorstrom von 1,5 A
und maximal 20 V Ausgangsspannung. Bei der
anderen handelt es sich um den LM2733 mit einem
maximalen Transistorstrom von 1 A und
40 V Ausgangsspannung. Auch diese Schaltregler
werden mit dem erwähnten PVIP50-Prozess
hergestellt.
Geringster Platzbedarf
Der typische Platzbedarf eines auf dem LM2734
basierenden Abwärts-Schaltreglers mit einem
Ampere Ausgangsstrom geht aus Abbildung 4
hervor. Mit Kantenlängen von ca. 2 cm x 1,7 cm
beträgt die Fläche etwa 3,4 cm 2 . Ein Linearregler
im TO263-Gehäuse benötigt ohne externe Bauelemente
etwa 2,5 cm 2 . Hinzugerechnet werden
muss hier jedoch der Flächenbedarf des Eingangs-
und des Ausgangs-Kondensators. Ein
Linearregler benötigt bei einem Ampere
Ausgangsstrom und bestimmten Spannungen
ein TO263- oder TO220-Gehäuse, um die anfallende
Verlustwärme abführen zu können.
Häufig wird zusätzlich ein großer Kühlkörper
benötigt, sodass die Schaltregler-Lösung hinsichtlich
der Abmessungen deutlich im Vorteil
ist.
Fazit
Die beiden neuen Abwärts-Schaltregler im
SOT23-6-Gehäuse bieten aufgrund ihres hohen
Wirkungsgrades, der hohen Schaltfrequenz und
der geringen Abmessungen der Gesamtlösung
eine Reihe gewichtiger Pluspunkte im Vergleich
zu konventionellen Lösungen für derartige
Anwendungen. Zudem lassen sich mit einem
Schaltregler-Konzept oft mehrere typische
Linearregler einsparen. ■
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