Bachelorarbeit Chris Bauer - Geothermie Wiki - zwerg - KIT
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Hardwareaufbau und<br />
Softwareentwicklung eines<br />
temperaturbeständigen Servoreglers<br />
<strong>Bachelorarbeit</strong><br />
für die Prüfung zum<br />
Bachelor of Engineering<br />
Studiengang Mechatronik<br />
Duale Hochschule Baden-Württemberg Karlsruhe<br />
von<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong><br />
Abgabedatum: 12. September 2011<br />
Bearbeitungszeitraum: 12 Wochen<br />
Matrikelnummer, Kurs: 166070, TMT08B<br />
Ausbildungsfirma: Karlsruher Institut für Technologie (<strong>KIT</strong>)<br />
Betreuer der Ausbildungsfirma: Dr.-Ing. Jörg Isele<br />
Gutachter der Dualen Hochschule: Herr Steffen Quadt
Eidesstattliche Erklärung<br />
gemäß § 5 (2) der „Studien- und Prüfungsordnung DHBW Technik“ vom 18. Mai 2009. Ich<br />
habe die vorliegende Arbeit mit dem Thema:<br />
Hardwareaufbau und Softwareentwicklung eines temperaturbeständigen Servoreglers<br />
selbständig verfasst und keine anderen als die angegebenen Quellen und Hilfsmittel benutzt.<br />
Karlsruhe, den 12. September 2011<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong><br />
Sperrvermerk<br />
Die Ergebnisse der Arbeit stehen ausschließlich dem auf dem Deckblatt aufgeführten Ausbildungsbetrieb<br />
zur Verfügung.<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> I
Kurzübersicht<br />
Im Rahmen dieser <strong>Bachelorarbeit</strong> wird ein erster Entwurf eines temperaturbeständigen Servoreglers<br />
vorgestellt. Zunächst einmal ist es notwendig, die benötigte Hardware mit einer<br />
geforderten Spezifizierung für bis zu 200°C Umgebungstemperaturen zu erörtern.<br />
Für die Steuerung und Regelung des Servoreglers wird ebenfalls ein temperaturbeständiger<br />
Mikrocontroller eingesetzt. Dieser soll bei Umgebungstemperaturen von bis zu 200°C eingesetzt<br />
werden.<br />
Probleme existieren hierbei zum einen in der Vielfalt der Komponenten, es sind kaum noch<br />
Bauteile mit einem spezifizierten Einsatztemperaturbereich von bis zu 200°C erhältlich, als<br />
auch in den Lieferbedingungen der erhältlichen Bauteile.<br />
Aus diesem Grund wurde die Leistungselektronik zunächst mit einer möglichst ähnlichen Standardelektronik<br />
aufgebaut.<br />
Im zweiten Teil der <strong>Bachelorarbeit</strong> wird die Software des Hochtemperatur Mikrocontrollers<br />
für den Servoregler erläutert. Es entstand ein erster Programmentwurf, welcher in weiteren<br />
Schritten ergänzt und optimiert werden kann.<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> II
Inhaltsverzeichnis<br />
1 Einleitung 1<br />
1.1 Motivation der <strong>Bachelorarbeit</strong> . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1<br />
1.2 Gegenstand und Ziele dieser Arbeit . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2<br />
1.3 Gliederung der Arbeit . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2<br />
2 Grundlagen BLDC Motor 4<br />
2.1 Aufbau und Funktionsweise BLDC Motor . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4<br />
2.2 Ansteuerung BLDC Motor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5<br />
2.2.1 Grundlegende Elektronik Komponenten . . . . . . . . . . . . . . 5<br />
2.3 Maxon EC 22 HD Motor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8<br />
2.4 Parametervergleich Maxon EC 22 HD mit EC 22 . . . . . . . . . . . . . . 9<br />
2.5 Festlegung Parameter für Motorelektronik . . . . . . . . . . . . . . . . . 12<br />
3 Hochtemperatur Elektronik 15<br />
3.1 Anforderungsanalyse - Pflichtenheft . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15<br />
3.2 Auswahl geeigneter Hochtemperaturbauteile . . . . . . . . . . . . . . . . 16<br />
3.2.1 Mikrocontroller . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 16<br />
3.2.2 MOSFETs . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 19<br />
3.2.3 Halbbrücken-Leistungstreiber . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23<br />
3.2.4 Strommessung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 25<br />
3.2.5 Passive Bauteile . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27<br />
3.3 Hochtemperatur Platine . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30<br />
3.4 Lötzinn . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 31<br />
3.5 Notwendigkeit Standard Elektronik . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 31<br />
4 Standardelektronik 32<br />
4.1 Anforderungsanalyse – Pflichtenheft . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 32<br />
4.2 Auswahl geeigneter Bauteile . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33<br />
4.2.1 MOSFETs . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33<br />
4.2.2 Halbbrücken-Leistungstreiber . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 35<br />
4.2.3 Strommessung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 35<br />
5 Schaltungsentwicklung 36<br />
5.1 Halbbrücken . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> III
Inhaltsverzeichnis<br />
5.1.1 MOSFETs . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36<br />
5.1.2 Treiberschaltung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37<br />
5.2 Strommessung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 41<br />
5.2.1 Current-Shunt-Monitor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 41<br />
5.2.2 Dimensionierung der Schaltung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 42<br />
5.3 Anpassungen an Hochtemperatur Embedded System . . . . . . . . . . . 47<br />
5.3.1 Strommessung mittels AD-Wandler . . . . . . . . . . . . . . . . . 47<br />
5.3.2 Beschaltung der Hall-Sensoren . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 47<br />
5.4 Anschluss der Leistungselektronik am Mikrocontroller . . . . . . . . . . 49<br />
6 EMV Probleme / EMV Schutz 51<br />
6.1 EMV Probleme durch das Schaltungslayout . . . . . . . . . . . . . . . . . 51<br />
6.2 EMV Schutz in der Bohrlochsonde . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 53<br />
7 Softwareentwicklung 54<br />
7.1 Inbetriebnahme einzelner Module . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 54<br />
7.1.1 Realisierung der Kommutierung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 54<br />
7.1.2 PWM Erzeugung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 61<br />
7.1.3 Strommessung mittels AD-Wandler . . . . . . . . . . . . . . . . . 64<br />
7.1.4 Drehzahlmessung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 65<br />
7.2 Regelkreis . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 66<br />
7.2.1 Aufruf Regelkreis . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 67<br />
7.2.2 Drehzahlregelung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 68<br />
7.3 Interruptstrukur . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 72<br />
7.3.1 Interrupt-Prioritäten . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 72<br />
7.3.2 Gesamtaufbau des Servoregler-Programms . . . . . . . . . . . . . 73<br />
8 Motorprüfstand 75<br />
8.1 Verifizierung Drehzahlmessung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 76<br />
8.2 Messungen P-Regler . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 78<br />
9 Zusammenfassung und Ausblick 81<br />
9.1 Zusammenfassung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 81<br />
9.2 Ausblick . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 82<br />
Literaturverzeichnis 83<br />
A Anhang 87<br />
A.1 Ausschnitt Datenblatt Maxon EC 22 HD Motor . . . . . . . . . . . . . . . 87<br />
A.2 Datenblatt UT Leistungswiderstände von SRT . . . . . . . . . . . . . . . 90<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> IV
Abbildungsverzeichnis<br />
2.1 Prinzip Gleichstrommaschine . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4<br />
2.2 Grundlegende Funktionsweise BLDC Motor . . . . . . . . . . . . . . . . 5<br />
2.3 Blockschaltbild BLDC Motor mit Elektronik . . . . . . . . . . . . . . . . . 6<br />
2.4 Kommutierungslogic Maxon EC Motor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 7<br />
2.5 Einphasiges Ersatzschaltbild BLDC Motor . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11<br />
2.6 Vergleich Drehzahlkennlinien Maxon EC 22 HD und EC 22 . . . . . . . . 12<br />
2.7 Stromrippel erzeugt durch PWM Signal . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13<br />
3.1 Biegen und abschneiden der Pins - SM470R1B1M-HT . . . . . . . . . . . 18<br />
3.2 Mikrocontroller auf Hochtemperatur Platine . . . . . . . . . . . . . . . . 18<br />
3.3 Current-Shunt-Monitor - TI INA271-HT . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26<br />
3.4 Durchlassstrom über der Temperatur - Semikron SBH 1245TL . . . . . . 29<br />
3.5 Clifton GaAs Power Diode Hermetic Package . . . . . . . . . . . . . . . . 30<br />
5.1 Schaltungslayout Halbbrückentreiber . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 38<br />
5.2 Schaltungslayout Current-Shunt-Monitor TI INA 271 . . . . . . . . . . . 44<br />
5.3 Sallen-Key Tiefpass 1. Ordnung aus INA271 Datenblatt . . . . . . . . . . 45<br />
5.4 Messbrücke mit PT-1000 für Temperaturmessung . . . . . . . . . . . . . 47<br />
5.5 Hall-Sensorbeschaltung auf Hochtemperatur Embedded System . . . . . 48<br />
5.6 Steckerbelegung Anschluss Mikrocontroller . . . . . . . . . . . . . . . . . 49<br />
5.7 Steckerbelegung Anschluss BLDC Motor . . . . . . . . . . . . . . . . . . 50<br />
6.1 Störungen auf Hall-Sensorsignal . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 52<br />
6.2 Kopplungsarten für Signalstörungen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 52<br />
7.1 Hyperwürfel Gray-Code Hall-Sensorwerte . . . . . . . . . . . . . . . . . 56<br />
7.2 Programmablaufplan der Startinitialisierung . . . . . . . . . . . . . . . . 57<br />
7.3 Programmablaufplan Interrupt Service Routine der Kommutierung . . . 59<br />
7.4 Generieren eines PWM-Signals . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 62<br />
7.5 Prescaler Configuration HET . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 63<br />
7.6 Takteingang RTI-Modul . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 65<br />
7.7 Beispiel Kaskadenregelung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 69<br />
7.8 Programmablaufplan P-Regler . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 71<br />
7.9 Programmablauf durch Interrupts . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 73<br />
8.1 Motorprüfstand . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 75<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> V
8.2 Diagramm zur Verifizierung der Drehzahlmessung . . . . . . . . . . . . 78<br />
8.3 Testlauf 500 U<br />
8.4<br />
min - Strombegrenzung am Netzteil 1,5A . . . . . . . . . . . .<br />
Testlauf 500<br />
79<br />
U<br />
min - Strombegrenzung am Netzteil 7,2A . . . . . . . . . . . .<br />
- Strombegrenzung am Netzteil 7,2A . . . . . . . . . . .<br />
80<br />
80<br />
8.5 Testlauf 2000 U<br />
min<br />
Tabellenverzeichnis<br />
2.1 Ausschnitt vom Maxon EC 22 HD Datenblatt . . . . . . . . . . . . . . . . 8<br />
2.2 Ausschnitt aus dem Datenblatt des Maxon EC 22 Motors . . . . . . . . . 9<br />
2.3 Vergleich Maxon EC 22 mit EC 22 HD . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 10<br />
3.1 Gegenüberstellung erhältliche Hochtemperatur Controller . . . . . . . . 17<br />
3.2 Vergleich geeignete erhältliche Hochtemperatur MOSFETs . . . . . . . . 20<br />
3.3 Daten Cissiod CHT-Hyperion Halfe Bridge Driver . . . . . . . . . . . . . 25<br />
7.1 Kommutierungslogik BLDC Motor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 55<br />
7.2 TAP-Interrupt-Bits . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 67<br />
8.1 Messdaten Drehzahlverifizierung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 76<br />
8.2 Gemittelte Drehzahlwerte in 6er Schritten . . . . . . . . . . . . . . . . . . 77<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> VI
1. Einleitung<br />
Elektrische Energie und Wärmeenergie sind aus unserer heutigen Gesellschaft nicht<br />
mehr wegzudenken. Sie gehören nahezu schon zu den Grundbedürfnissen eines jeden<br />
Menschen.<br />
Elektrische Energie wird meist aus fossilen Energieträgern oder durch Kernenergie ge-<br />
wonnen. Hierbei ist jedoch bekannt, dass die fossilen Brennstoffe einen endlichen Ener-<br />
gieträger darstellen. Ebenso sind die Gefahren, welche von der Kernenergie ausgehen<br />
können, bekannt. Als aktuelles Beispiel ist hier das Unglück vom März 2011 in Fukus-<br />
hima zu nennen.<br />
Um in Zukunft genügend Energie auf sicherem Wege erzeugen zu können, versucht<br />
man auf regenerative Energiequellen umzusteigen. Eine mögliche regenerative Ener-<br />
giequelle ist die <strong>Geothermie</strong>. Hierbei handelt es sich um die im zugänglichen Teil der<br />
Erdkruste gespeicherte Wärme.<br />
1.1. Motivation der <strong>Bachelorarbeit</strong><br />
Um mittels Erdwärme elektrische Energie erzeugen zu können, muss in tiefere Teufen 1<br />
gebohrt werden, damit wärmere Gebiete in der Erdkruste erreicht werden. Die Tempe-<br />
ratur steigt mit der Bohrlochtiefe proportional an.<br />
Hierbei werden in Teufen von 5000m Temperaturen von bis zu 200°C erwartet. Werden<br />
für die <strong>Geothermie</strong>anwendung solche Teufen erreicht, spricht man von der Tiefen Geo-<br />
thermie.<br />
Hierbei handelt es sich um ein weitgehendst unerforschtes Gebiet, da die widrigen<br />
Umgebungsbedingungen in solch tiefen Bohrlöchern (bis zu 600bar Druck und 200°C<br />
Umgebungstemperatur) das Vorhaben deutlich erschweren.<br />
Im Rahmen des Projekts „Zwerg“ wird versucht mehr Informationen aus diesen Teufen<br />
zu erörtern. Ein Problem stellen hierbei die benötigten Elektronikkomponenten dar.<br />
Es werden derzeit zwei verschiedene Lösungskonzepte verfolgt, um das Problem der<br />
Umgebungsbedingungen in den Griff zu bekommen. Ein Ansatz ist die Isolierung und<br />
1 Teufe ist die bergmännische Bezeichnung für die Tiefe. [27]<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 1
1.2. Gegenstand und Ziele dieser Arbeit<br />
Kühlung bestimmter Sondenabschnitte um Standardelektronik verwenden zu können.<br />
Im anderen Ansatz wird versucht eine Elektronik auf Basis für diese Randbedingungen<br />
spezifizierter Bauteile aufzubauen.<br />
Ziel ist es der Industrie und Forschung ein Baukasten aus „components of the shell“<br />
(cots) zur Verfügung zu stellen, um die Forschungsarbeiten zu erleichtern.<br />
Hierbei werden unter anderem auch Aktoren benötigt um gewisse Aufgaben, beispiels-<br />
weise Pumpen einer Kühlflüssigkeit innerhalb der Sonde, zu realisieren.<br />
1.2. Gegenstand und Ziele dieser Arbeit<br />
Seit Anfang des Jahres 2011 ist ein bürstenloser Gleichstrommotor in Hochtemperatur-<br />
ausführung von der Firma Maxon erhältlich. Eine entsprechende Regelung für diese<br />
Umgebungsbedingungen wird jedoch nicht bereit gestellt.<br />
Ziel dieser <strong>Bachelorarbeit</strong> ist es einen temperaturbeständigen Servoregler für bürsten-<br />
lose Gleichstrommotoren aufzubauen. Besonders bei der Leistungselektronik, welche<br />
selbst Abwärme an die Umgebung gibt, wird versucht, diese aus dem gekühlten Be-<br />
reich der Sonde auszulagern.<br />
In einer Studienarbeit von Jochen Antons wurden aktuelle Servoregler auf ihren Funk-<br />
tionsumfang geprüft, sowie grundlegend notwendige Bauteile erörtert, die für den Be-<br />
trieb eines bürstenlosen Gleichstrommotors benötigt werden.[1]<br />
In dieser <strong>Bachelorarbeit</strong> wird versucht, die Elektronik in Hochtemperaturausführung<br />
aufzubauen und ein erster Programmentwurf auf einem Hochtemperatur Mikrocon-<br />
troller umgesetzt.<br />
1.3. Gliederung der Arbeit<br />
Nach der Einführung im ersten Kapitel wird im Kapitel zwei auf die Grundlagen von<br />
bürstenlosen Gleichstrommotoren eingegangen, sowie der von Maxon Motor erhältlich<br />
Hochtemperatur Motor „EC 22 HD“ erläutert. Im folgenden Kapitel werden auf Basis<br />
des Grundlagenwissens die für den Betrieb notwendigen Komponenten in Hochtem-<br />
peraturausführung vorgestellt.<br />
Aufgrund der schwierigen Lieferbedingungen wird im Kapitel vier auf die ersatzweise<br />
aufgebaute Standardelektronik des Leistungsteils eingegangen. Im folgenden Kapitel<br />
wird die Dimensionierung der Elektronik Schaltung und das Schaltungslayout erläu-<br />
tert.<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 2
1.3. Gliederung der Arbeit<br />
Danach wird auf die Implementierung der Software auf dem Hochtemperatur Mikro-<br />
controller eingegangen, sowie Problemstellen im Schaltungslayout aufgezeigt.<br />
Abschließend werden einige Testreihen vorgestellt, ein kurzes Statement, sowie ein<br />
Ausblick auf weiterführende Arbeiten am temperaturbeständigen Servoregler gege-<br />
ben.<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 3
2. Grundlagen BLDC Motor<br />
2.1. Aufbau und Funktionsweise BLDC Motor<br />
Bei einem bürstenlosen Gleichstrommotor, auch Brushless DC Motor (BLDC) genannt,<br />
sind zur Kommutierung keine Bürsten vorhanden, sondern es wird eine elektronische<br />
Schaltung benötigt. Aus diesem Grund ist auch die Bezeichnung EC-Motor für „elec-<br />
tronically commutated“ geläufig. Vom prinzipiellen Aufbau entspricht ein BLDC Mo-<br />
tor dem einer permanenterregten Synchronmaschine. [37]<br />
Beim Kommutiervorgang in Gleichstrommaschinen wird die Stromrichtung im Anker<br />
umgepolt. Dies ist notwendig, um bei Drehbewegung ein Drehmoment in die gleiche<br />
Richtung erzeugen zu können. Die physikalische Grundlage hierzu besteht darin, dass<br />
sich entgegengesetzte Pole anziehen und gleiche abstoßen. Will man die Kraft in ei-<br />
ne Richtung trotz Drehbewegung aufrecht erhalten, ist es ab einem gewissen Winkel<br />
notwendig den Stromfluss, welcher im Anker den magnetischen Fluss erzeugt, umzu-<br />
polen bzw. zu verändern. [34]<br />
Abbildung 2.1.: Prinzip Gleichstrommaschine [39]<br />
Der mechanische Kommutator besteht aus Bürsten und Schleifringen. In Abbildung 2.1<br />
sind in braun die Schleifringe, sowie in rot und blau in der Mitte an der Versorgungs-<br />
spannung die Bürsten zu erkennen. Die mechanische Kommutierung weist mit zuneh-<br />
mender Betriebsdauer einen Verschleiß an den Bürsten und Schleifringen auf.<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 4
2.2. Ansteuerung BLDC Motor<br />
Bürstenlose Motoren hingegen arbeiten nahezu verschleißfrei, allerdings bedarf es ei-<br />
ner aufwendigen Elektronik um das Drehfeld zu erzeugen.<br />
Abbildung 2.2.: Grundlegende Funktionsweise BLDC Motor [37]<br />
In Abbildung 2.2 ist der Aufbau eines BLDC Motors zu erkennen. Er besteht aus min-<br />
destens 3 Wicklungen im Stator und einem Permanentmagneten mit mindestens einem<br />
Pol im Anker. Zur Lagenerkennung können zusätzliche Sensoren, z.B. Hall-Elemente<br />
am Läufer angebracht sein.<br />
Um beim BLDC Motor eine Drehbewegung zu erzeugen, werden die Wicklungen im<br />
Stator je nach Läuferposition mit Strom beaufschlagt. Der Läufer richtet sich nach dem<br />
magnetischen Fluss, welcher durch die Wicklungen im Stator erzeugt wird, aus. Die<br />
Schalter V1-V6 (auch als 6-Puls-Brückenschaltung bezeichnet) können abwechselnd so<br />
angesteuert werden, dass das Ausrichten des Läufers in einer Drehbewegung resultiert.<br />
2.2. Ansteuerung BLDC Motor<br />
2.2.1. Grundlegende Elektronik Komponenten<br />
Die Elektronikkomponenten eines Servoreglers lassen sich in zwei Bereiche gliedern.<br />
Ein Bereich ist die Leistungselektronik, welche den Motor direkt mit elektrischer Leis-<br />
tung versorgt. Der zweite Bereich ist die Kleinsignalelektronik oder auch Steuerelek-<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 5
2.2. Ansteuerung BLDC Motor<br />
tronik genannt, welche die Kommutierungs- und Regelungsaufgaben übernimmt.<br />
Leistungselektronik<br />
Abbildung 2.3.: Blockschaltbild BLDC Motor mit Elektronik [19]<br />
Als Leistungsschalter (in Abbildung 2.2 als V1 bis V6 bezeichnet) kommen Transisto-<br />
ren, beispielsweise Feldeffekttransistoren bzw. MOSFETs (Metal Oxide Semiconductor<br />
Field-Effect Transistoren) zum Einsatz. Diese Transistoren werden über das Gate mit<br />
einer Spannung gesteuert.<br />
Um den Stromkreis über die Motorspulen herzustellen werden 3 Halbbrücken, beste-<br />
hend aus 2 MOSFETs, benötigt. Um die Motorwicklungen mit Strom zu versorgen muss<br />
immer in zwei verschiedenen Halbbrücken jeweils ein MOSFET durchgeschaltet sein<br />
(siehe Abbildung 2.3).<br />
Steuerelektronik<br />
Die Kommutierungslogik (siehe Abbildung 2.4) kann entweder per Software auf einem<br />
Mikrorechner bzw. Mikrocontroller oder per Hardware mit Logikbausteinen realisiert<br />
werden. In der <strong>Geothermie</strong> Hochtemperaturanwendung wird versucht mit möglich<br />
wenigen Halbleiterbauteilen auszukommen. Aus diesem Grund wird die Kommutie-<br />
rungslogik mit einem Mikrocontroller in Software realisiert. Zur Kommutierung wird<br />
die aktuelle Position des Läufers benötigt. Diese wird im Falle des verwendeten Maxon<br />
EC 22 HD Motors von drei Hallsensoren detektiert, wodurch sich eine Auflösung in 60°<br />
Schritten ergibt.<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 6
2.2. Ansteuerung BLDC Motor<br />
Abbildung 2.4.: Kommutierungslogic Maxon EC Motor [17]<br />
Die Aufgabe der Elektronik beim Kommutieren besteht darin, die Position auszule-<br />
sen und das Drehfeld über die Leistungselektronik ständig anzupassen. (siehe Abbil-<br />
dung 2.3) Da die Position des Rotors nur in 60° Schritten aufgelöst werden kann, wird<br />
der Motor mit Blockkommutierung betrieben. Blockkommutierung bedeutet, dass die<br />
Statorwicklungen so mit Strom beaufschlagt werden, dass das resultierende elektro-<br />
magnetische Feld des Stators in 60° Schritten wandert. Hierdurch entsteht ein Drehmo-<br />
mentrippel von ca. 14%, da die Position des Rotors im Bezug auf das magnetische Feld,<br />
und die damit resultierende Kraft, nicht immer identisch ist. [17]<br />
Damit ein Strom durch die Motorwicklungen fließt, müssen immer zwei Leistungs-<br />
schalter geschlossen sein. Ein Schalter an Plus und ein Schalter der an Minus angebun-<br />
den ist ergeben den Stromkreis (siehe Abbildung 2.3). Durch eine Sternverschaltung<br />
der Motorwicklungen fließt der Strom somit durch zwei Motorspulen.<br />
Zusätzlich zur Kommutierungslogik muss die Steuerelektronik, bzw. der Mikrocon-<br />
troller, die Regelung der Drehzahl oder Positionieraufgaben übernehmen. Außerdem<br />
wird in der Hochtemperaturanwendung eine Überwachung der Umgebungstempera-<br />
tur notwendig sein, um die Regelparameter des Motors gegebenenfalls anpassen zu<br />
können.<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 7
2.3. Maxon EC 22 HD Motor<br />
2.3. Maxon EC 22 HD Motor<br />
Seit Anfang 2011 ist im Maxon Motorenprogramm der Maxon EC 22 HD Motor er-<br />
hältlich. EC steht hierbei für „electronically commutated“ also für einen bürstenlosen<br />
Gleichstrommotor. HD wird mit „Heavy Duty“ für harsche Umgebungsbedingungen<br />
als Zusatz angegeben. Die Zahl 22 gibt den Außendruchmesser von 22mm des Elek-<br />
tromotors an. Von diesem Motortyp ist eine Variante welche in Luft, sowie eine die in<br />
Öl funktioniert, erhältlich. Die maximale Dauerleistung bei 25°C Umgebungstempera-<br />
tur, des in Öl gelagerten Motors, beträgt 240 Watt. Bei 200°C Umgebungstemperatur<br />
können noch ca. 80W Dauerleistung abgegeben werden. Für die Anwendung in der<br />
<strong>Geothermie</strong> Bohrlochsonde wird der Motor für Anwendungen in Öl verwendet, da die<br />
komplette Sonde mit Öl befüllt wird. Als Referenzmedium gibt Maxon das „Shell Tellus<br />
Öl T15„ an. Dieses Öl wurde bestellt und ist bereits für spätere Tests mit dem EC 22 HD<br />
vorhanden. Bei Hochtemperaturtests mit diesem Öl sollte jedoch auf die Entzündlich-<br />
keit bei hohen Temperaturen geachtet werden. Der Flammpunkt des Öls beträgt 170°C.<br />
Tabelle 2.1.: Ausschnitt vom Maxon EC 22 HD Datenblatt [18]<br />
Die Motoren können in einer Version mit oder ohne Hall-Sensoren bestellt werden. Für<br />
die Anwendung in der <strong>Geothermie</strong> Bohrlochsonde ist der Motor mit Hall-Sensoren bes-<br />
ser geeignet, da dieser auch im Start-/Stoppbetrieb verwendet werden soll. Die Motor-<br />
variante mit Hall-Sensoren erreicht eine Gesamtlänge von ca. 90mm.<br />
Für die Dimensionierung der Leistungselektronik, an welche der EC 22 HD Motor an-<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 8
2.4. Parametervergleich Maxon EC 22 HD mit EC 22<br />
geschlossen wird, sind die Nennspannung von 48V und der Nennstrom von 1,88A (sie-<br />
he Tabelle 2.1 letzte Spalte) bei 200°C Umgebungstemperatur zu beachten.<br />
Der EC 22 HD Motor wurde im April bestellt und soll voraussichtlich im August gelie-<br />
fert werden. Aufgrund der Ungewissheit, ob der Motor zu diesem Zeitpunkt geliefert<br />
wird, wurde das Niedertemperaturderivat EC 22, bei Maxon Motor bestellt.<br />
Mit diesem Motor können erste Tests mit dem Servoregler erfolgen. Bei der Program-<br />
mierung der Regelung ist hierbei auf die Unterschiede zwischen diesen beiden Motoren<br />
zu achten, weshalb im nächsten Kapitel ein kurzer Vergleich zwischen diesen beiden<br />
Motoren erfolgt.<br />
2.4. Parametervergleich Maxon EC 22 HD mit EC 22<br />
In diesem Kapitel wird kurz auf die Unterschiede zwischen dem EC 22 und dem EC<br />
22 Heavy Duty Motor eingegangen. Der EC 22 Motor wird, bis der EC 22 HD Motor<br />
geliefert wird, für die Softwareentwicklung als Testmotor verwendet.<br />
Tabelle 2.2.: Ausschnitt aus dem Datenblatt des Maxon EC 22 Motors [21]<br />
Beim normalen EC 22 Motor kann beim Kauf zwischen verschiedenen Nennspannun-<br />
gen entschieden werden. Bei der gekauften Version handelt es sich um die Version mit<br />
einer Nennspannung von 48V (siehe Tabelle 2.2 roter Kasten). Bei den Motordaten wer-<br />
den für die Gegenüberstellung die wichtigsten Werte bei 25°C Umgebungstemperatur<br />
verglichen (vgl. Tabelle 2.3).<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 9
2.4. Parametervergleich Maxon EC 22 HD mit EC 22<br />
EC 22 HD EC 22 EC 22 angepasst<br />
Nennspannung 48 V 48 V 20 V<br />
Leerlaufdrehzahl 12900 U<br />
min 32200 U<br />
min 13440 U<br />
Nenndrehzahl 8560<br />
min<br />
U<br />
min 30100 U<br />
Nennstrom 4,53 A<br />
min<br />
3,33 A<br />
-<br />
-<br />
Nennmoment 149 mNm 45,8 mNm -<br />
Anlaufstrom 13,4 A 60,2 A 25,1 A<br />
Anschlusswiderstand<br />
Phase-Phase<br />
3,59 Ω 0,797 Ω 0,797 Ω<br />
Anschlussinduktivität<br />
Phase-Phase<br />
0,357 mH 0,188 mH 0,188 mH<br />
Drehzahlkonstante 278 U<br />
min·V 672 U<br />
min·V 672 U<br />
Drehmomentkonstante 34,3 mNm · A 14,2 mNm · A<br />
min·V<br />
14,2 mNm · A<br />
Kennliniensteigung 29 U<br />
min·mNm 37,7 U<br />
min·mNm 37,7 U<br />
min·mNm<br />
Tabelle 2.3.: Vergleich Maxon EC 22 mit EC 22 HD<br />
Von den elektrischen Parametern abgesehen, sollte der verwendete Motor einen Au-<br />
ßendurchmesser von 22mm sowie einen Wellendurchmesser von 4mm aufweisen. Trifft<br />
dies nicht zu, müsste zusätzlich zu den Änderungen im elektrischen Aufbau auch der<br />
mechanische Prüfstandaufbau an den Niedertemperaturmotor angepasst werden.<br />
Im Folgenden wird auf die elektrischen Unterschiede zwischen den Maxon EC 22 HD<br />
und EC 22 Motoren näher eingegangen.<br />
Mit der angelegten Spannung und der Drehzahlkonstante, lässt sich mit einer Nähe-<br />
rung auf die Leerlaufdrehzahl zurückrechnen:<br />
n0 = kn · U [17] (2.1)<br />
n0 ...Leerlaufdrehzahl [ U<br />
min ]<br />
kn ...Drehzahlkonstante [ U<br />
min·V ]<br />
U ...angelegte Versorgungsspannung [V]<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 10
2.4. Parametervergleich Maxon EC 22 HD mit EC 22<br />
Mit dem Anlaufstrom und der Drehmomentkonstante lässt sich das Anhaltemoment<br />
errechnen:<br />
MH = kM · IA [17] (2.2)<br />
MH ...Anhaltemoment [mNm]<br />
kM ...Drehmomentkonstante[ mNm<br />
A ]<br />
IA ...Anlaufstrom [A]<br />
Der Anlaufstrom lässt sich aus der angelegten Spannung und dem Anschlusswider-<br />
stand Phase-Phase errechnen.<br />
Im Anlaufmoment kann die Motorinduktivität (hier L1), aufgrund stationären Verhal-<br />
tens und die Induktionsspannung vom Polrad (UP), da noch keine Drehbewegung vor-<br />
handen ist, vernachlässigt werden.<br />
Abbildung 2.5.: Einphasiges Ersatzschaltbild BLDC Motor<br />
Für den Anlaufstrom gilt: IA = US<br />
R<br />
Mit den genannten Parametern kann die Drehzahlkennlinie bei konstanter Spannung<br />
in einem Diagramm dargestellt werden. Die Werte berücksichtigen noch keine Tole-<br />
ranzen oder Temperatureinflüsse, reichen aber dennoch für eine überschlagsmässige<br />
Betrachtung aus. In Abbildung 2.6 ist in einem Diagramm ein Vergleich der beiden<br />
Motoren mittels Drehzahlkennlinie dargestellt.<br />
Die Leerlaufdrehzahl n0 des EC 22 Motors wird auf das Niveau des EC 22 HD Motors<br />
herabgesetzt, indem die angelegte Spannung auf 20V reduziert wird.<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 11
2.5. Festlegung Parameter für Motorelektronik<br />
Durch verändern der angelegten Spannung wird eine Parallelverschiebung der Dreh-<br />
zahlkennlinie bewirkt. Dies ist für den Motor unproblematisch, da DC Motoren mit<br />
beliebigen Spannungen betrieben werden können.<br />
Aus dem Diagramm in Abbildung 2.6 sind auch die unterschiedliche Kennlinienstei-<br />
gung ∆n<br />
∆M zu erkennen. Anhand der Kennliniensteigung lässt sich ein direkter Vergleich<br />
zwischen verschiedenen Motoren aufstellen. Hierbei lässt sich generell sagen, je kleiner<br />
die Steigung, desto unempfindlicher reagiert die Drehzahl auf Last- bzw. Drehmomen-<br />
tänderungen und desto kräftiger ist der Motor. [21]<br />
Bei der Programmierung des Servoreglers ist darauf zu achten, dass alle Motor abhän-<br />
gigen Parameter so einfach wie möglich vom EC 22 an den EC 22 HD Motor angepasst<br />
werden können.<br />
Abbildung 2.6.: Vergleich Drehzahlkennlinien Maxon EC 22 HD und EC 22<br />
2.5. Festlegung Parameter für Motorelektronik<br />
Für die Motorelektronik werden einige Eckdaten für den Betrieb des Motors von der<br />
Dimensionierung festgehalten, um die Elektronikkomponenten besser auswählen zu<br />
können.<br />
Als Kommutierungsart wird Blockkommutierung gewählt. Eine Sinuskommutierung<br />
ist mit der derzeitigen Rotorlageauflösung mittels den Hall-Sensoren in 60° Schritten<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 12
2.5. Festlegung Parameter für Motorelektronik<br />
nicht möglich, es müssten hierfür Signale von Encoder oder Resolver zur Rotorlagen-<br />
auflösung zur Verfügung stehen. [17]<br />
Die Motorspulen werden bei der Blockkommutierung mit einem Pulsweitenmodulier-<br />
ten Singal (PWM) bestromt. Hierbei lässt sich die Drehzahl über das Verhältnis von<br />
Impulsdauer zur Periodendauer (Tastverhältnis) des PWM-Signals verstellen.<br />
Die Spannung und somit die Drehzahl, welche am Motor anliegt, stellt sich Proportio-<br />
nal zum Tastverhältnis des PWM-Signals über die Motorinduktivität ein.<br />
Es entstehen hierbei jedoch sogenannte Stromrippel, wie in Abbildung 2.7 zu erkennen<br />
ist. Die gewählte Frequenz des PWM-Signals hängt deshalb unter anderem von der In-<br />
duktivität der Motorwicklungen, einem Motor abhängigen Parameter, ab.<br />
Abbildung 2.7.: Stromrippel erzeugt durch PWM Signal [15]<br />
In der Gleichung 2.3 wird ersichtlich, welche Parameter die Größe der Stromrippel be-<br />
einflussen.<br />
∆Imax =<br />
Vcc<br />
2 · fPWM · (LMot + L Add)<br />
∆Imax ...maximal auftretende Stromschwankungen [A]<br />
VCC ...Spannung Motor [V]<br />
fPWM ...Frequenz des PWM Signals [Hz]<br />
LMot ...Induktivität der Motorwicklung [H]<br />
L Add ...Zusätzliche Drosselinduktivität [H]<br />
[15] (2.3)<br />
Maxon empfiehlt für kleine Motoren eine PWM Frequenz zwischen 39kHz und 60kHz,<br />
damit die entstehenden Stromrippel nicht zu groß werden. Dies hätte eine Aufwär-<br />
mung des Motors zur Folge. [15]<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 13
2.5. Festlegung Parameter für Motorelektronik<br />
Aus diesem Grund wird als PWM-Frequenz für den Hochtemperatur Brushless DC<br />
Regler 50kHz festgelegt. Setzt man nun die Werte des Maxon EC 22 HD Motors (Ab-<br />
schnitt A.1) in die Gleichung 2.3 ein, so erhält man als Ergebnis maximale Stromrippel<br />
von 1,34 A.<br />
In der ersten Testphase wird zusätzlich der Maxon EC 22 Motor eingesetzt. Die Mo-<br />
torwicklungen haben bei diesem Motor eine deutlich geringere Induktivität (siehe Ta-<br />
belle 2.2) . Die Berechnung mit der Gleichung 2.3 ergibt bei diesem Motor maximale<br />
Stromrippel von 4,07 A.<br />
Sind die Stromrippel zu hoch können in den Stromkreis, zusätzlich zur Motorindukti-<br />
vität, in Reihe Drosselinduktivitäten integriert werden. [15]<br />
Im Datenblatt des 1-Q-EC Verstärker DEC Modules 50/5 von Maxon wird die Glei-<br />
chung 2.4 angegeben. Mit dieser Gleichung kann die benötigte Indutkivität errechnet<br />
werden. Ist das errechnete Ergebnis negativ oder Null, so wird keine zusätzliche In-<br />
duktivität benötigt. Ansonsten kann die benötigte zusätzliche Drosselinduktivität di-<br />
rekt aus dem Ergebnis abgelesen werden. [20]<br />
VCC<br />
LPhase ≥ 0, 5 · (<br />
− (0, 3 · LMotor)) [20] (2.4)<br />
6 · fPWM · IN<br />
L Phase ... zusätzliche externe Induktivität pro Phase [H]<br />
VCC ...Spannung Motor [S]<br />
fPWM ...Frequenz des PWM Signals [Hz]<br />
LMot ...Induktivität der Motorwicklung [H]<br />
Setzt man die Werte des EC 22 HD Motors in die Gleichung 2.4 ein, so erhält man ein<br />
Ergebnis von -36µH. Dies bedeutet bei einer PWM-Frequenz von 50kHz werden keine<br />
zusätzlichen Drosselinduktivitäten benötigt.<br />
Beim EC 22 Motor von Maxon erhält man mit obiger Gleichung 2.4 als Ergebnis 6,3µH.<br />
Es wird also eine externe zusätzliche Drosselinduktivität benötigt. Es werden hierfür<br />
10µH Spulen eingesetzt, da eine größere Induktivität keinen Nachteil mit sich bringt.<br />
Die errechneten Stromrippel von Gleichung 2.3 verringern sich mit der zusätzlichen<br />
Induktivität von 4,07A auf 3,75A. Die Stromrippel des EC 22 Motors sind trotz der zu-<br />
sätzlichen Induktivität noch deutlich größer als die Stromrippel des Hochtemperatur<br />
Motors.<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 14
3. Hochtemperatur Elektronik<br />
3.1. Anforderungsanalyse - Pflichtenheft<br />
Die wichtigsten Parameter für die Auswahl von geeigneten Komponenten für den Ser-<br />
voregler sind die Umgebungsbedingungen und der verwendete Maxon EC 22 HD Elek-<br />
tromotor. Es lassen sich folgende Anforderungsspezifikationen an die Hochtemperatu-<br />
relektronik stellen:<br />
Anforderungen nach Umgebungseinflüssen:<br />
• Komponenten für Umgebungstemperaturen bis 200°C spezifiziert<br />
• Vibrationsfestigkeit der Lötstellen und Platine<br />
• Lebensdauer mindestens 1000h bei 200°C<br />
Anforderungen nach Motordaten:<br />
• Maximaldrehzahl für Kommutierung beträgt 13900 U<br />
min<br />
• Maximaler Dauerstrom Maxon EC 22 HD bei 25°C beträgt 4,53A<br />
• Maximaler Dauerstrom Maxon EC 22 HD bei 200°C beträgt 1,88A<br />
• Maximaler Anlaufstrom Maxon EC 22 HD 13,4A bei 25°C<br />
• PWM Frequenz für Blockkummutierung beträgt 50kHz<br />
• Nennspannung des Motors beträgt 48V<br />
Anforderungen an Elektronik nach Regelungsaspekten:<br />
• Für Drehzahlregelung min 3 PWM-Ausgänge<br />
• AD-Wandler Eingang für Strommessung<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 15
3.2. Auswahl geeigneter Hochtemperaturbauteile<br />
• 3 Interrupt fähige Eingänge für Hallsensoren<br />
• 3 Ausgänge um Halbbrücken zu aktivieren/deaktivieren<br />
• Temperaturmessung und Anpassung der Regelung nach Temperatureinflüssen<br />
• Kurzschlussschutz in Hardware durch Halbbrückentreiber<br />
Alle Komponenten, welche für die Funktionalität notwendig sind, müssen für diese<br />
Randbedingungen geeignet sein. Hierzu zählen auch die Verbindungstechnik und die<br />
Leiterplatte.<br />
Die Hardware für die Temperaturmessung wurde schon in einer Projektarbeit auf der<br />
Platine des Hochtemperatur Embedded Systems integriert. Die Temperaturmessung<br />
muss in dieser Arbeit nicht dimensioniert werden. [2]<br />
3.2. Auswahl geeigneter Hochtemperaturbauteile<br />
Grundlegend lässt bei der Auswahl der Hochtemperaturkomponenten sagen, dass die<br />
Vielfalt an Bauteilen für diesen Temperaturbereich stark eingeschränkt ist. Nur wenige<br />
Hersteller bieten Halbleiterbauteile für diesen Temperaturbereich an.<br />
3.2.1. Mikrocontroller<br />
Der Mikrocontroller des Servoreglers muss ebenfalls den in Abschnitt 3.1 genannten<br />
Anforderungen entsprechen. Texas Instruments bietet einen Mikrocontroller mit ARM7<br />
Core und einem Einsatztemperaturbereich von -55°C bis +220°C an. Der Controller ist<br />
in einem Keramikgehäuse oder als KGD 1 erhältlich. Der Funktionsumfang der Variante<br />
mit Gehäuse ist deutlich geringer, verglichen mit dem direkten Halbleiterchip, da nicht<br />
alle Anschlüsse nach außen gebondet werden. Für den Hochtemperatur Servoregler ist<br />
der Funktionsumfang mit Gehäuse dennoch ausreichend.<br />
Im Rahmen einer Projektarbeit im 4. Semester wurde ein Hochtemperatur Embedded<br />
System auf Basis des TI SM470R1B1M-HT Mikrocontrollers entwickelt.[2] Dieses wird<br />
für den Servoregler in der <strong>Bachelorarbeit</strong> zur Regelung der Drehzahl und Steuerung<br />
der elektronischen Kommutierung verwendet. Hierfür wird es um die notwendigen<br />
Leistungsbauteile auf einer zusätzlichen Platine ergänzt.<br />
Derzeit sind die in der Tabelle 3.1 aufgezeigten Hochtemperatur Controller erhältlich.<br />
1 KGD bedeutet Known Good Die. In der Mikroelektronik wird hiermit ein Halbleiter bezeichnet, der, bevor<br />
er in einem Gehäuse untergebracht wird, als fehlerfrei qualifiziert wird. [36]<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 16
3.2. Auswahl geeigneter Hochtemperaturbauteile<br />
Controllerart<br />
Honeywell<br />
HT83C51<br />
Max. Frequenz 16MHz<br />
ROM<br />
8Bit<br />
Mikrocontroller<br />
8K Byte Mask<br />
ROM<br />
RAM 256 Bytes RAM<br />
AD-Wandler<br />
(Bit/Kanäle)<br />
Temperaturbereich<br />
Lebenserwartung<br />
Texas<br />
Instruments<br />
SM470R1B1M-<br />
HT<br />
16/32Bit<br />
Mikrocontroller<br />
60MHz<br />
(Pipeline Mode)<br />
1M-Byte Program<br />
Flash<br />
64K-Byte Static<br />
RAM (SRAM)<br />
Texas<br />
Instruments<br />
SM320F2812-<br />
HT<br />
Texas<br />
Instruments<br />
SM320F28335-<br />
HT<br />
DSP 32Bit CPU DSC 32Bit CPU<br />
150MHz 100MHz<br />
Up to 128K × 16<br />
Flash 1K × 16<br />
OTP ROM<br />
34K x 16 SA-<br />
RAM 2<br />
256K x 16 Flash<br />
1K x 16 OTP<br />
ROM<br />
- 10/12 12/16 12/16<br />
4K × 16 RAM<br />
8K × 16 SA-<br />
RAM 1K x 16<br />
SARAM<br />
-55°C bis 225°C -55°C bis 220°C -55°C bis 220°C -55°C bis 210°C<br />
Über den<br />
kompletten<br />
Temperaturbereich<br />
5 Jahre<br />
garantiert<br />
Bei 220°C Junctiontemperatur<br />
ca. 1000h<br />
Bei 220°C Junctiontemperatur<br />
ca. 1000h<br />
Bei 200°C Junctiontemperatur<br />
ca. 5000h<br />
Tabelle 3.1.: Gegenüberstellung erhältliche Hochtemperatur Controller<br />
2 SARAM= Single-Access RAM: Memory space that only can be read from or written to in a single<br />
clock cycle. [31]<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 17
3.2. Auswahl geeigneter Hochtemperaturbauteile<br />
In der vorangegangenen Projektarbeit im 4. Semester wurde die Entscheidung Auf-<br />
grund des Funktionsumfangs für den TI SM470R1B1M-HT Mikrocontroller getroffen<br />
und für diesen Controller ein Layout entwickelt. Der digitale Signal Controller (DSC)<br />
von TI wurde erst nach Ende der Projektarbeit veröffentlicht und war zum Zeitpunkt<br />
der Entscheidung nicht bekannt. Die Motorregelung kann jedoch problemlos mit dem<br />
gewählten Mikrocontroller realisiert werden. Ein Umstieg auf den digitalen Signal Con-<br />
troller wäre zu einem späteren Zeitpunkt, wenn die Regelung sehr aufwendig werden<br />
sollte, denkbar. Im Rahmen dieser <strong>Bachelorarbeit</strong> ist diese Umsetzung auf einen ande-<br />
ren leistungsfähigeren Controller nicht notwendig und zeitlich nicht zu realisieren.<br />
Um den Controller auf der Platine verlöten zu können, müssen zunächst die Pins ge-<br />
bogen und abgeschnitten werden (siehe Abbildung 3.1).<br />
Abbildung 3.1.: Biegen und abschneiden der Pins - SM470R1B1M-HT<br />
Anschließend kann der Mikrocontroller auf der Hochtemperaturplatine, welche von<br />
Brockstedt aus einem Polyimid-Glas-Trägermaterial gefertigt wurde, aufgelötet wer-<br />
den.<br />
Abbildung 3.2.: Mikrocontroller auf Hochtemperatur Platine<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 18
3.2. Auswahl geeigneter Hochtemperaturbauteile<br />
3.2.2. MOSFETs<br />
Das wichtigste Bauteil der Leistungselektronik sind die eigentlichen Leistungsschalter,<br />
welche die Motorspulen mit Strom beschalten (siehe Unterabschnitt 2.2.1 Grundlegen-<br />
de Elektronik Komponenten).<br />
Als Schalter werden MOSFETs eingesetzt, welche für den genannten Spannungs- und<br />
Strombereich des zu betreibenden Motors ausgelegt sein müssen. Zusätzlich muss die<br />
Strombelastbarkeit, besonders bei den Umgebungstemperaturen von bis zu 200°C, be-<br />
achtet werden. Die MOSFETs müssen hier genügend Reserven aufweisen, wobei ein<br />
möglichst geringer Widerstand von Drain to Source (RDSon) vorteilhaft ist.<br />
Zusätzlich sollten die Schaltzeiten der MOSFETs möglichst kurz sein, um die Verlus-<br />
te beim Schalten des PWM-Signals möglichst gering zu halten. Während des Ein- und<br />
Ausschaltvorgangs wird der Ohmsche Bereich des Transistors durchfahren. Der MOS-<br />
FET verändert in Abhängigkeit der angelegten Spannung am Gate den Ohmschen Wi-<br />
derstand RDSon. Der Widerstand sollte über einen sehr kurzen Zeitraum ansteigen oder<br />
sinken, wobei dann nur kurzfristig eine große Verlustleistung über dem MOSFET ab-<br />
fällt. Die Schaltzeit verhält sich proportional zu den Verlusten beim Schalten. Sind die<br />
Schaltzeiten sehr schnell, ist die Verlustleistung sehr gering.<br />
Anforderungen an die MOSFETs zusammengefasst:<br />
• Umgebungstemperaturen bis zu 200°C<br />
• Min. 48V Sperrspannung von Drain to Source<br />
• Min 5A Drain Dauerstrom bei 25°C Umgebungstemperatur<br />
• Min 2A Drain Dauerstrom bei 200°C Umgebungstemperatur<br />
• Schaltzeiten möglichst kurz aufgrund dynamischer Belastung<br />
Der maximale Dauerstrom ist für den Betrieb mit einem PWM-Signal nicht die Belas-<br />
tungsgrenze. Er gibt jedoch eine grobe Richtung über die Belastungsgrenze, aufgrund<br />
des Widerstands RDSon und des thermischen Übergangswiderstands von Junction to<br />
Case, an.<br />
Hochtemperatur MOSFETs, welche bis zu 200°C Umgebungstemperatur funktionieren,<br />
werden derzeit von drei Herstellern angeboten. Nach den Einflussgrößen Spannung<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 19
3.2. Auswahl geeigneter Hochtemperaturbauteile<br />
und Umgebungstemperatur sortiert, bleiben noch drei MOSFETs, welche mit dem Mo-<br />
tor verwendet werden könnten, übrig. Diese werden nachfolgend tabellarisch vergli-<br />
chen.<br />
Honeywell<br />
HTNFET<br />
CISSOID<br />
CHT-NMOS8010<br />
X-RELXTR204112<br />
Temperaturbereich -55°C bis +300°C -55°C bis + 300°C -60°C bis +230°C<br />
Drain Spannung Bis 60V Bis 80V Bis 70V<br />
Drain Strom 25°C<br />
Max. 1A,<br />
nuousConti-<br />
13,5A 1µs<br />
Tj=25°C<br />
pulse, 20A 2µs<br />
Tj=25°C<br />
pulse,<br />
Drain Strom 200°C<br />
Max. 1A,<br />
nuousConti-<br />
9A 1µs<br />
Tj=225°C<br />
pulse, 12A 2µs<br />
Tj=230°C<br />
pulse,<br />
Steuerspannung<br />
Gate VGS 5V 5V 5V<br />
On-Time<br />
30ns 110ns 90ns @Tj=230°C<br />
(t d−On + tr)<br />
Off-Time<br />
(td−O f f + t f )<br />
84ns 181ns 60ns @Tj=230°C<br />
RDS(on) @Tj=25°C 0,4Ω 0,24Ω 0,1Ω<br />
RDS(on) @Tj=225°C Angabe fehlt 0,44Ω 0,21Ω<br />
Package 4-Pin-Power-Tab TO 254 6-lead TO257<br />
Besonderheiten<br />
Drain Strom Angabe<br />
nicht bekannt<br />
für welche Temperatur<br />
Passende Treiber<br />
ebenfalls erhältlich<br />
Mit integrierten<br />
Treibern, Noch<br />
nicht erhältlich<br />
Tabelle 3.2.: Vergleich geeignete erhältliche Hochtemperatur MOSFETs<br />
Alle erhältlichen Hochtemperatur MOSFETs sind Logic Level FETs. Das bedeutet, diese<br />
MOSFETs können mit einer Steuerspannung von 5V am Gate durchgeschaltet werden.<br />
Beim von Honeywell erhältlichen MOSFET kann die maximale Leistung des Maxon EC<br />
22 HD Motors nicht erreicht werden, da die Dauerstrombelastbarkeit mit 1A zu gering<br />
ist. Aufgrund der Tatsache, dass die Umgebungsbedingungen sehr harsch sind, sollte<br />
außerdem eine Reserve bei der Belastbarkeit der MOSFETs gegeben sein. Der MOSFET<br />
kann somit für den Servoregler nicht verwendet werden.<br />
Um einen Kurzschluss in einer Halbbrücke zu vermeiden, sollte in den Halbbrücken-<br />
treibern eine Kurzschlusssicherung integriert sein. Ein Kurzschluss in einer Halbbrücke<br />
bedeutet, dass beide MOSFETs einer Halbbrücke gleichzeitig durchgeschaltet sind und<br />
somit die Spannungsquelle kurzschließen.<br />
Viele Treiberbausteine, welche für die Ansteuerung der MOSFETs notwendig sind, bie-<br />
ten solche Ausstattungsfeatures. Bei den MOSFETs von X-REL ist der Treiber im MOS-<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 20
3.2. Auswahl geeigneter Hochtemperaturbauteile<br />
FET integriert, was Bauteile auf der Platine einspart. Diese MOSFET-Treiberkombination<br />
bietet laut Datenblatt jedoch das Feature mit der Kurzschlusssicherung nicht und ist zu-<br />
dem noch nicht erhältlich. Aus diesen Gründen werden die MOSFETs CHT-NMOS8010<br />
von Cissoid für den Servoregler ausgewählt.<br />
Bei der Auswahl wurden zudem die Berechnungen des maximalen Dauerstroms bei<br />
200°C sowie die gesamten Verlustleistungen in Abhängigkeit des Motorstroms bei 200°C<br />
Umgebungstemperatur beachtet.<br />
Berechnung max. Dauerstrom bei T A =200°C und T J =225°C:<br />
Hierzu ist der Widerstand RDSon bei TJ=225°C und der thermische Übergangswider-<br />
stand von Junction to Ambient ΘJA notwendig. Der Übergangswiderstand Junction to<br />
Case ist mit ΘJC=5 K<br />
W angegeben. Der Übergangswiderstand von Case to Ambient wird<br />
in dieser Rechnung vernachlässigt und sollte auch später in der Anwendung in der<br />
Sonde, im Verhältnis zum ΘJC Widerstand, vernachlässigbar klein sein. Die MOSFETs<br />
werden auf einen großen Kühlkörper montiert, wobei sich dieser zusätzlich in einem<br />
Ölbad im inneren der Sonde befindet. Die komplette Elektronik der Bohrlochsonde soll<br />
später in Öl getaucht betrieben werden.<br />
Der RDSon bei TJ=225°C beträgt 0,44Ω und ΘJA wird mit 5 K<br />
W angenommen.<br />
Aus den Formeln ∆T = P · R th , dem ohmschen Gesetz sowie P = U · I lässt sich die<br />
zusammengesetzte Gleichung 3.1 erstellen:<br />
Imax =<br />
�<br />
∆T Junction to Ambient<br />
RDSon · ΘJA<br />
Imax ...maximaler Dauerstrom [I]<br />
∆T Junction to Ambient ...Temperaturunterschied Umgebung zu Halbleiter [ ◦ C]<br />
RDSon ...Widerstand Drain to Source [Ω]<br />
ΘJA ...thermischer Übergangswiderstand [ K<br />
W ]<br />
Es ergibt sich ein maximaler Dauerstrom von:<br />
Imax =<br />
�<br />
�<br />
�<br />
� 225◦C − 200◦C 0.44Ω · 5k<br />
= 3.37A<br />
W<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 21<br />
(3.1)
3.2. Auswahl geeigneter Hochtemperaturbauteile<br />
Der Maxon EC 22 HD Motor ist bei 200°C noch mit einem maximalen Dauerstrom von<br />
1,88A belastbar, womit genügend Reserven beim MOSFET bestehen.<br />
Die MOSFETs werden allerdings nicht mit einem Dauerstrom betrieben, sondern mit<br />
einem PWM-Signal angesteuert. Die Verlustleistung lässt sich somit in zwei Teilschrit-<br />
ten errechnen. Diese sind die statische Verlustleistung, wenn der Schalter geschlossen<br />
ist, und die dynamischen Schaltverluste, welche beim Schalten auftreten. Bei der sta-<br />
tischen Verlustleistung wird das Tastverhältnis mit einberechnet, um die über die Zeit<br />
gemittelten Verluste zu erhalten.<br />
Berechnung Verlustleistung MOSFET bei T A =200°C:<br />
Formel für statische Verlustleistung:<br />
Pon = I 2 D · RDSon · ton<br />
T<br />
Pon ...statische Verlustleistung [W]<br />
ID ...Durchlassstrom von Drain to Source [A]<br />
ton<br />
T<br />
...Tastverhältnis des PWM-Signals [1]<br />
Näherungsformel für Dynamische Verlustleistung:<br />
[23] (3.2)<br />
PSW = 0, 5 · VDS · ID · fS · (tr + t f ) [23] (3.3)<br />
PSW ...dynamische Verlustleistung [W]<br />
VDS ...Spannung von Drain to Source [V]<br />
fS ...Schaltfrequenz PWM-Signal [Hz]<br />
tr + t f ...Signal Anstiegs- und Fallzeiten [s]<br />
Für die Berechnung werden folgende Werte verwendet:<br />
• Motorspannung 48V<br />
• Nennstrom bei 200°C ist 1,88A<br />
• Tastverhältnis der PWM beträgt 0,9<br />
• Signal Anstiegs- und Fallzeit beträgt zusammen 151ns<br />
• RDSon bei TJ=225°C beträgt 0,44Ω<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 22
3.2. Auswahl geeigneter Hochtemperaturbauteile<br />
Das Tastverhältnis beträgt im Betrieb maximal 0,9 und wird deshalb für die Worst Case<br />
Berechnung verwendet. Im Unterabschnitt 5.1.2 wird auf den Maximalwert des Tast-<br />
verhältnisses genauer eingegangen.<br />
Statische Verlustleistung: Pon = (1, 88A) 2 · 0, 44Ω · 0, 9 = 1, 4W<br />
Dynamische Verlustleistung: PSW = 0, 5 · 48V · 1, 88A · 50.000Hz · 151ns = 0, 34W<br />
Es ergibt sich somit eine Gesamtverlustleistung von:<br />
PV = PC + P Switching = 1, 4W + 0, 34W = 1, 74W<br />
Mit dem oben angenommenen thermischen Übergangswiderstand ΘJA von 5 K<br />
W lässt<br />
sich die Erwärmung der Halbleiterschicht bei einer Umgebungstemperatur von 200°C<br />
errechnen:<br />
TJ = TA + ΘJA · P = 200 ◦ C + 5 K<br />
W · 1, 74W = 208, 7◦ C<br />
Es sind somit genügend Reserven vorhanden, weshalb der MOSFET für den Maxon EC<br />
22 HD Motor in der 6-Puls-Brückenschaltung verwendet werden kann.<br />
Bei der Verlustleistung kommt als günstiger Faktor noch hinzu, dass der Motor mit<br />
Blockkommutierung betrieben wird. In dieser Betriebsart haben die MOSFETs kurze<br />
Schaltpausen, da jeweils nur zwei Halbbrücken gleichzeitig aktiv sind. Somit ist die<br />
über die Zeit gemittelte Verlustleistung noch etwas geringer.<br />
3.2.3. Halbbrücken-Leistungstreiber<br />
Definition: In einer Halbbrücke bedeutet Low-Side-MOSFET, dass der FET eine Last<br />
gegen die Masse (GND) durchschaltet. Der High-Side-MOSFET hingegen schaltet die<br />
Last an die Versorgungsspannung durch. [22]<br />
Für den Betrieb von MOSFETs reicht eine Spannung von 3,3V und der Strom von<br />
max. 20mA, die der Mikrocontroller liefern kann, nicht aus. In diesem Kapitel wird<br />
auf die Notwendigkeit und die Verfügbarkeit von passenden Leistungstreibern für den<br />
Hochtemperatur Brushless DC Servoregler eingegangen.<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 23
3.2. Auswahl geeigneter Hochtemperaturbauteile<br />
Leistungstreiber stellen die Schnittstelle zwischen steuernder Elektronik und der Leis-<br />
tungselektronik dar.<br />
Zusammenfassend ergeben sich für die Halbbrücken-Leistungstreiber folgende Aufga-<br />
ben:<br />
• Spannungsanpassung von steuernder Elektronik an Leistungselektronik<br />
• Bereitstellen des hohen Ladestroms für Gatekapazität des MOSFETs<br />
• Anpassen des Potentials für den High-Side N-FET der Halbbrücke<br />
• Kurzschlussschutz der Halbbrücke in Hardware<br />
• Totzeit zwischen den Schaltvorgängen bereitstellen<br />
Bei den verwendeten Hochtemperatur MOSFETs von Cissoid handelt es sich um Lo-<br />
giclevel FETs. Das bedeutet, ein Potential von 5V zwischen Gate und Source reicht für<br />
das Schalten aus.<br />
Der TI Hochtemperatur Mikrocontroller liefert an den I/O Pins 3,3V als Ausgangs-<br />
spannung. Der Widerstand RDSon ist somit noch größer als im voll durchgeschalteten<br />
Zustand, was hohe Verlustleistungen zur Folge hat. Außerdem ist ein Betrieb von MOS-<br />
FETs direkt an einem Controller-Pin nur dann möglich, wenn es sich um keinen dy-<br />
namischen Betrieb handelt. Die Verlustleistung beim Schalten ist direkt proportional<br />
zur Schaltgeschwindigkeit. Damit ein MOSFET schnell schalten kann, sind kurzfristig<br />
große Ströme notwendig, um die Gatekapazität aufzuladen. Treiberschaltungen kön-<br />
nen kurzfristig Strome von bis zu 1,5A zum Laden der Gatekapazitäten bereitstellen.<br />
Ein geeigneter Hochtemperatur Leistungstreiber ist für die gewählten Hochtemperatur<br />
MOSFETs von Cissoid vom selben Hersteller erhältlich und bietet die in Tabelle 3.3 ge-<br />
nannten Ausstattungsfeatures.<br />
Eine wichtige Funktion des Leistungstreibers ist das Anpassen des Spannungspegels<br />
für das Gate des High-Side N-Kanal MOSFETs. Hierfür ist eine Boostrapschaltung not-<br />
wendig. Auf die Bootstrapschaltung wird in Unterabschnitt 5.1.2 näher eingegangen.<br />
Der Hochtemperatur Leistungstreiber von Cissoid hat bereits die für eine Bootstrap-<br />
schaltung notwenige Diode integriert. Somit müssen am Leistungstreiber lediglich Kon-<br />
densatoren und Widerstände dimensioniert werden.<br />
Der Halbbrücken-Treiber ist für eine Brückenspannung von 50V ausgelegt und somit<br />
für den Maxon Motor geeignet. Für die PWM-Frequenz ist der Leistungstreiber eben-<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 24
3.2. Auswahl geeigneter Hochtemperaturbauteile<br />
Versorgungsspannung<br />
Cissiod CHT-Hyperion<br />
5V<br />
Steuerspannung Gate 5V<br />
Maximale Brückenspannung 50V<br />
Ladestrom Gate 1A<br />
Temperaturbereich -55°C bis + 225°C<br />
Treiberart N-Channel High-Side- und Low-Side-Treiber<br />
- Integrierte Bootstrapschaltung mit Diode<br />
Besonderheiten<br />
- Kurzschlussschutz der Halbbrücke<br />
- Unterspannungsschutz<br />
Tabelle 3.3.: Daten Cissiod CHT-Hyperion Halfe Bridge Driver<br />
falls geeignet. Laut Datenblatt kann der Treiber eine 3nF Gatekapazität mit 500kHz<br />
Frequenz ausreichend schnell schalten. Der von Cissoid verwendete MOSFET weist ei-<br />
ne Gatekapazität von lediglich 850pF auf und die Schaltfrequenz beträgt nur 50kHz.<br />
Somit sind die Leistungstreiber für diese MOSFETs mit den erforderlichen Betriebspa-<br />
rametern optimal geeignet und können verwendet werden.<br />
Von anderen Hochtemperatur-Elektronikherstellern sind derzeit keine Leistungstreiber<br />
für N-Kanal MOSFETs, mit den benötigten Features, erhältlich.<br />
3.2.4. Strommessung<br />
Die Strommessung im Brushless DC Servoregler ist für die Überwachung des Motor-<br />
betriebes, oder um eine Drehmoment Regelung über den Strom zu realisieren, notwen-<br />
dig. Der Stromverbrauch des Motors stellt sich über die angelegte Spannung und die<br />
aktuelle Drehzahl des Polrades sowie den Lastzustand ein. Die Spannung kann über<br />
das Tastverhältnis des PWM-Signals angepasst werden. Die Strommessung ist vorerst<br />
hauptsächlich für eine Überlastschutzfunktion notwendig.<br />
Für die Strommessung kommen grundsätzlich zwei verschiedene Möglichkeiten in<br />
Frage: die berührungslose Strommessung und die Messung mittels Shuntwiderstand<br />
im Stromkreis.<br />
Die berührungslose Messung kann mit Hall-Sensoren oder Magnetoresistiven-Sensoren<br />
realisiert werden. Hall-Sensoren für den Einsatztemperaturbereich werden im Maxon<br />
EC 22 HD Motor für Bestimmung der Rotorlage verwendet. Maxon gibt jedoch keine<br />
Auskunft über die Art oder den Hersteller der verwendeten Hall-Sensoren.<br />
Auch für die berührungslose Messung mittels Magnetoresistiven-Sensoren wurden für<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 25
3.2. Auswahl geeigneter Hochtemperaturbauteile<br />
den geforderten Einsatztemperaturbereich keine Bauteile gefunden.<br />
Für die Messung mittels Shuntwiderstand steht von TI ein Hochtemperatur Current-<br />
Shunt-Monitor zur Verfügung. Dieser verstärkt das Signal und bietet einige wichtige<br />
Funktionen, auf welche im Abschnitt 5.2 näher eingegangen wird.<br />
Von TI ist ebenfalls ein Niedertemperaturderivates Halbleiterbauteil des Current-Shunt-<br />
Monitors erhältlich, welches zur Entwicklung und Dimensionierung der Schaltung ver-<br />
wendet wird.<br />
Samples<br />
Von der Firma Texas Instruments wurden, nachdem der Current-Shunt Monitor INA271-<br />
HT bei der Recherche gefunden wurde, zeitnah Samples angefordert. Innerhalb eines<br />
Monats wurden zwei solcher Hochtemperatur ICs als Sample geliefert.<br />
In Abbildung 3.3 sind die gelieferten Hochtemperatur-Samples von TI zu sehen.<br />
Abbildung 3.3.: Current-Shunt-Monitor - TI INA271-HT<br />
An dieser Stelle noch einmal ein Dankeschön an die Firma Texas Instruments.<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 26
3.2. Auswahl geeigneter Hochtemperaturbauteile<br />
3.2.5. Passive Bauteile<br />
Passive Hochtemperaturbauteile werden erst nachdem eine prototypische Platine aus<br />
FR4 mit den Hochtemperatur ICs bestückt wurde bestellt. Zuvor kann mit Standart-<br />
elektronikderivaten passiven Bauteilen die Dimensionierung verifiziert werden. Die<br />
Problematik liegt hierbei in der Mindestabnahmemenge der passiven Komponenten.<br />
Kondensatoren<br />
Hochtemperatur MLCC SMD-Kondensatoren sind von der Firma Novacap und Kemet<br />
in verschiedenen Ausführungen erhältlich. Diese Kondensatoren wurden bereits in der<br />
Projektarbeit vom 4. Semester auf dem Hochtemperatur Embedded System verbaut.<br />
Mit diesen Kondensatoren können Schwankungen der Spannungsversorgung vor ICs<br />
gefiltert werden oder RC-Filter aufgebaut werden. [24]<br />
Beim Betrieb eines Gleichstrommotors sind zusätzlich größere Kapazitäten für das Puf-<br />
fern der Versorgungsspannung notwendig. Aufgrund der langen Anschlussleitungen<br />
der Versorgungsspannung der Sonde (bis zu 5km Länge) ist dieser Puffer umso wich-<br />
tiger. Ein Elektromotor würde einen Einbruch der Versorgungsspannung problemlos<br />
verkraften, die weiteren Elektronikkomponenten in der Sonde reagieren jedoch sehr<br />
sensibel auf Schwankungen in der Versorgungsspannung. Aus diesem Grund müssen<br />
zu den SMD-Keramikvielschicht-Kondensatoren weitere Kondensatoren mit einer grö-<br />
ßeren Kapazität die Versorgungsspannung stabilisieren.<br />
Von Kemet sind bedrahtete Keramik Kondensatoren mit Kapazitäten im einstelligen<br />
µF Bereich für Umgebungstemperaturen von bis zu 260°C erhältlich. [16] Von Green<br />
Tech sind Kondensatoren mit einer Kapazität von 220µF bei 200°C und 60V Spannung<br />
erhältlich. [7]<br />
Die Firma Evans Capacitor bietet ebenfalls eine Hochtemperatur Bauserie bis + 200°C<br />
an. Es sind Kondensatoren mit einer Kapazität von 220µF und 60V bei 200°C, sowie<br />
470µF und 45V bei 200°C Umgebungstemperatur, erhältlich. Die Spannungsfestigkeit<br />
der Kondensatoren sinkt bei dieser Bauserie mit der Umgebungstemperatur. [5]<br />
Ein anderer Ansatzpunkt um die Spannungsversorgung zu puffern wären evtl. Akkus,<br />
welche zur Versorgungsspannung parallel geschaltet werden. Dies hätte den weiteren<br />
Vorteil, dass die Versorgungsspannung kurzfristig komplett ausfallen könnte. Akkus<br />
für diese Umgebungstemperaturen wurden bislang jedoch noch nicht ergründet.<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 27
3.2. Auswahl geeigneter Hochtemperaturbauteile<br />
Widerstände<br />
Für den Hochtemperatur Servoregler sind Widerstände an verschiedenen Stellen er-<br />
forderlich. Beispielsweise werden Pullupwiderstände, Shuntwiderstände, Widerstän-<br />
de für Spannungsteiler, Widerstände als Vorwiderstand zwischen Gate und Treiber IC<br />
sowie Widerstände für Filterschaltungen benötigt.<br />
Die Firma SRT Resistor Technologie bietet eine große Produktpalette an SMD- sowie<br />
bedrahteten Widerständen. Hierbei sind ebenfalls Widerstände mit großer Belastbar-<br />
keit bei 200°C Umgebungstemperatur vorhanden. Diese können als Shuntwiderstände<br />
für die Strommessung des Regelkreises verwendet werden.<br />
Dioden<br />
Für den Leistungsteil sind neben den Schaltern (MOSFETs) auch Freilaufdioden erfor-<br />
derlich. Diese verhindern die beim Schließen der Schalter entstehenden Induktions-<br />
spannungen. Hierzu werden die Dioden in Sperrichtung parallel zu den MOSFETs an-<br />
gebracht.<br />
Die verwendeten Freilaufdioden müssen von der Sperrspannung an die Motorversor-<br />
gungsspannung angepasst sein. Ebenfalls muss die Strombelastbarkeit in Durchlass-<br />
richtung an den Motor angepasst sein. Dies bedeutet beim verwendeten Maxon EC 22<br />
HD Motor eine Strombelastbarkeit von ca. 2A bei 200°C Umgebungstemperatur.<br />
Dieser entscheidende Parameter der Strombelastbarkeit in Durchlassrichtung (Forward<br />
Current) ist Ausschlusskriterium für viele Hochtemperatur Dioden mit bis zu 200°C<br />
Einsatztemperatur. Die Suche der Dioden wurde hierbei auf Gehäuse, welche für den<br />
Einsatz in der Sonde (Platz stark begrenzt) geeignet sind begrenzt. Zum Durchlass-<br />
strom Beispielhaft die Abbildung 3.4 aus dem Datenblatt der Semikron SBH 1245TL<br />
Diode.<br />
Bei dieser Diode handelt es sich um eine Hochtemperatur-Schottky-Diode welche bis<br />
zu einer Junction Temperatur von +200°C eingesetzt werden kann. Der Durchlassstrom<br />
beträgt bei einer Umgebungstemperatur von 75°C 12A. Es ist jedoch im Diagramm er-<br />
sichtlich, dass bei 200°C Umgebungstemperatur der Durchlassstrom gegen Null geht.<br />
Eine weitere zusätzliche Einschränkung bei dieser Schottky-Diode ist die zu geringe<br />
Sperrspannung von 45V. Der Motor könnte somit nicht mit der Nennspannung von<br />
48V betrieben werden.<br />
Viele weitere als Hochtemperatur erhältliche Dioden sind nur bis zu einer Junction<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 28
3.2. Auswahl geeigneter Hochtemperaturbauteile<br />
Abbildung 3.4.: Durchlassstrom über der Temperatur - Semikron SBH 1245TL [30]<br />
Temperatur von +175°C einzusetzen und somit ebenfalls ungeeignet. Bereits bekannte<br />
Hersteller von Hochtemperaturbauteilen bieten keine für diesen Anwendungsfall ge-<br />
eignete Dioden an.<br />
Lediglich der Hersteller Clifton aus Estland bietet passende Hochtemperatur-Dioden,<br />
welche für diese Randbedingungen ausgelegt sind, an. Der Hersteller produziert haupt-<br />
sächlich Halbleiter für Leistungselektronik aus Galliumarsenid. Bei den Dioden han-<br />
delt es sich um GaAs p-i-n Gleichrichter-Dioden. Diese sind sehr schnell und über einen<br />
Temperaturbereich von -65°C bis + 260°C einsetzbar. [6]<br />
Die zusätzliche Randbedingung des begrenzten Platzvolumens für die Elektronik kann<br />
mit Dioden dieses Herstellers ebenfalls eingehalten werden. Die Dioden sind in bedrah-<br />
teten Hermetic Packages oder in einer SMD-Variante erhältlich.<br />
Wie in der Abbildung 3.5 zu erkennen ist, sind bei 200°C Umgebungstemperatur noch<br />
genügend Reserven, was den Durchlassstrom betrifft, vorhanden. Die Reverse Reco-<br />
very Time dieser Dioden beträgt 30ns. Diese sind sehr schnell und somit gut für den<br />
Anwendungszweck als Freilaufdiode einzusetzen.<br />
Zum derzeitigen Zeitpunkt wurden noch keine Preisauskünfte sowie Lieferzeiten des<br />
Herstellers bekannt gegeben. Die Anfragen diesbezüglich bleiben unbeantwortet.<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 29
3.3. Hochtemperatur Platine<br />
Abbildung 3.5.: Clifton GaAs Power Diode Hermetic Package [6]<br />
Lediglich über die Firma Micross Components Ltd. konnte per E-Mail Kontakt aufge-<br />
nommen werden. Die Firma Clifton selbst antwortet nicht auf E-Mails sowie Anfragen<br />
über das Kontaktformular der Homepage. Die Firma Micross Components Ltd. ist eine<br />
Partnerfirma zu Clifton Semiconductor und verarbeitet bzw. integriert die Halbleiter-<br />
chips von Clifton in standardisierten Gehäusen.<br />
3.3. Hochtemperatur Platine<br />
Die Firma Brockstedt, welche die Hochtemperaturplatine der Projektarbeit im 4. Se-<br />
mester gefertigt hat, bietet ebenfalls eine Hochtemperaturplatine mit 70µm Kupferstär-<br />
ke an. Diese Kupferstärke ist für die Leistungselektronik deutlich besser geeignet. Die<br />
Ströme des Maxon EC 22 HD Motors betragen bei 200°C ca. 2A im Nennbetrieb und<br />
8A im Anlauf. Die Leiterbahnen können durch die dickere Kupferschicht dünner di-<br />
mensioniert werden, weshalb die komplette Platine des Leistungsteils kleiner ausfallen<br />
kann.<br />
Ein Layout für die Hochtemperaturelektronik wurde noch nicht erstellt. Ohne Layout<br />
kann keine genaue Preisangabe von den Herstellern gegeben werden. Der Preis kann<br />
aber ungefähr mit dem der Hochtemperaturplatine aus der Projektarbeit des 4. Semes-<br />
ters verglichen werden. [2] Dieser liegt bei einer Stückzahl von 1-4 Stück bei einem<br />
Einzelpreis von ca. 170€ mit zusätzlichen Nebenkosten von ca. 540€. Die Platine des<br />
Hochtemperatur Embedded Systems besteht aus einem Polyimid-Glas-Trägermaterial<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 30
3.4. Lötzinn<br />
(bis 220°C geeignet) mit innenliegendem Kupfer-Invar-Kupfer Layer für die Anpas-<br />
sung der Ausdehnungskoeffizienten an die Halbleiterbauteile.<br />
3.4. Lötzinn<br />
Als Lötzinn kann bleifreies Lot (Sn96,5 Ag3 Cu0,5) mit einer Schmelztemperatur von<br />
217°C oder ein Hochtemperaturlot (Pb 93 Sn 5 Ag 2) mit einer Schmelztemperatur<br />
von 296°C eingesetzt werden. Da im Leistungsteil hauptsächlich ICs mit Through Ho-<br />
le Technology eingesetzt werden, kann hier auch das schwieriger zu verarbeitende<br />
Hochtemperaturlot verwendet werden. Es müsste jedoch in Praxistests die Eignung<br />
der Temperaturbelastung (Umgebung + warme ICs) mit zusätzlicher Vibration geprüft<br />
werden. Die Firma Brockstedt empfiehlt für den Einsatz bis 200°C Umgebungstempe-<br />
ratur das oben genannte bleifreie Lot. Es muss sich in ersten Praxistests zeigen, welches<br />
der beiden genannten Lote besser geeignet ist.<br />
3.5. Notwendigkeit Standard Elektronik<br />
Mit der Hochtemperaturkomponenten-Suche stellt sich neben der Frage ob geeigne-<br />
te Komponenten erhältlich sind, ebenfalls die Frage, wie lange die Lieferzeiten dieser<br />
Bauteile sind. Die Hochtemperatur MOSFETs und Treiber von Cissoid haben eine Lie-<br />
ferdauer von ca. 12 Wochen. Aus diesem Grund wurde schon zu Beginn klar, dass die<br />
entsprechenden Bauteile für die hohen Temperaturen während der <strong>Bachelorarbeit</strong> nicht<br />
mehr geliefert werden. Um dennoch den Mikrocontroller während der <strong>Bachelorarbeit</strong><br />
programmieren zu können und erste Tests mit dem Hochtemperaturmotor zu ermög-<br />
lichen, wurde eine Elektronik auf Basis von Standard-Komponenten aufgebaut. Das<br />
Layout der Hochtemperaturelektronik wird in nachfolgenden Arbeiten erstellt.<br />
In den folgenden Kapiteln wird auf die verwendeten Standard-Bauteile eingegangen,<br />
sowie das Schaltungslayout und die Dimensionierung erläutert.<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 31
4. Standardelektronik<br />
4.1. Anforderungsanalyse – Pflichtenheft<br />
Für die Auswahl der Standardelektronikkomponenten lässt sich ebenfalls ein Pflich-<br />
tenheft erstellen. Es wird lediglich der Leistungsteil der Elektronik aus Standardelek-<br />
tronikkomponenten aufgebaut. Der Hochtemperatur-Mikrocontroller von TI wird wei-<br />
terhin für die Ansteuerung des Leistungsteils verwendet.<br />
Die Anforderungen nach Regelaspekten bleiben also gleich der Hochtemperaturelek-<br />
tronik.<br />
Anforderungen an Elektronik nach Regelungsaspekten:<br />
• Für Drehzahlregelung min 3 PWM Ausgänge<br />
• AD-Wandler Eingang für Strommessung<br />
• Interruptfähige Eingänge für Hall-Sensoren<br />
• 3 Ausgänge um Halbbrücken anzusteuern<br />
• Temperaturmessung und Anpassung der Regelung nach Temperatureinflüssen<br />
• Kurzschlussschutz in Hardware durch Halbbrückentreiber<br />
Zusätzlich sollte die Ansteuerung der Halbbrückentreiber ähnlich oder gleich der Hoch-<br />
temperatur-Halbbrücken sein, um die Änderungen der Software möglichst gering zu<br />
halten.<br />
Des weiteren sollten die einzelnen Hardwaremodule, beispielsweise die Strommessung<br />
ähnlich oder bestenfalls aus derivaten Komponenten aufgebaut werden.<br />
Die Anforderungen nach den Motordaten ändern sich geringfügig, da an den Standard<br />
Elektronikkomponenten am Anfang der Maxon EC 22 Motor mit anderen Motorkenn-<br />
daten eingesetzt werden soll.<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 32
4.2. Auswahl geeigneter Bauteile<br />
Anforderungen nach Motordaten:<br />
• Maximal zu kommutierende Drehzahl beträgt ca. 14000 U<br />
min<br />
• Maximaler Dauerstrom Maxon EC 22 3,33A<br />
• Maximaler Anlaufstrom Maxon EC 22 an 20V 25,1A<br />
• PWM Frequenz für Blockkommutierung beträgt 50kHz<br />
• Nennspannung des Motors 48V, jedoch reduziert auf 20V wegen Drehzahl<br />
Die Standardelektronik, insbesondere die MOSFETs, soll von der maximalen Strom-<br />
belastbarkeit überdimensioniert werden. Somit könnten die MOSFETs in späteren Ver-<br />
suchen bei einer erhöhten Umgebungstemperatur (bis 200°C) auf ihre Funktion über-<br />
prüft werden. Die Preise für die Standard Komponenten unterscheiden sich lediglich<br />
im Cent-Bereich, weshalb eine solche Möglichkeit offen gehalten werden soll.<br />
4.2. Auswahl geeigneter Bauteile<br />
4.2.1. MOSFETs<br />
Als MOSFETs werden in der Hochtemperaturelektronik N-Kanal MOSFETs mit Logic<br />
Level Steuerspannung eingesetzt. In der Standard Elektronik sind keine Logic Level<br />
MOSFETs für eine Spannung von 48V erhältlich. Aus diesem Grund muss hier ein<br />
MOSFET mit 10V Gate Steuerspannung (VGS) verwendet werden und die Leistungs-<br />
treiber hierfür passend ausgelegt sein.<br />
Ein für den Maxon EC 22 Motor passender MOSFET ist von der Firma International<br />
Rectifier erhältlich. Es handelt sich um einen Standard N-Kanal MOSFET mit der Be-<br />
zeichnung AURIF1010EZ.<br />
Nachfolgend werden die wichtigsten Features dieses Bauteils zusammengefasst [26]:<br />
• Spannungsfestigkeit von Drain to Source V (BR)DSS = 60V<br />
• Temperaturbereich TJ = -55°C bis + 175°C<br />
• Der Widerstand RDSon beträgt maximal 8,5mΩ<br />
• Steuerspannung VGS = 10V<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 33
4.2. Auswahl geeigneter Bauteile<br />
• Continous Drain Strom bei 25°C beträgt 84A (Silicon Limited)<br />
• Continous Drain Strom bei 25°C durch Package limitiert ist 75A<br />
• Integrierte Freilaufdiode mit Continous Source Current = 84A<br />
• Die Einschaltverzögerung (On-Time (t d−On + tr)) beträgt 109ns<br />
• Die Ausschaltverzögerung (Off-Time (t d−O f f + t f )) beträgt 92ns<br />
• Erhältlich in drei versch. Gehäusen, verwendet wird das TO-220AB Package<br />
Die MOSFETs sind bei Reichelt zu einem Stückpreis von 1,066 € erhältlich.<br />
Für die aktuelle Anwendung sind die MOSFETs deutlich überdimensioniert. Dies ist<br />
jedoch notwendig, da sich der maximal zulässige Drainstrom mit steigender Umge-<br />
bungstemperatur verringert. So ist laut Datenblatt bei TC=100°C noch 60A Continous<br />
Drain Current möglich. Somit sind die MOSFETs für Tests bei erhöhten Umgebung-<br />
stemperaturen nicht mehr so deutlich überdimensioniert.<br />
Die Verlustleistung ist bei diesem MOSFET im Vergleich zum Hochtemperatur MOS-<br />
FET von Cissoid deutlich geringer, da der Widerstand von Source zu Drain kleiner ist.<br />
Die Verlustleistung bei diesen MOSFETs setzt sich aus statischer Verlustleistung siehe<br />
Gleichung 3.2, der dynamischen Verlustleistung, siehe Gleichung 3.3 und der Verlust-<br />
leistung der Diode zusammen.<br />
Ohne die Verlustleistung der Diode kommt man mit:<br />
• 3,3A Dauerstrom und 48V Spannung<br />
• PWM Frequenz von 50kHz mit einem Tastverhältnis von 0,9<br />
auf eine Gesamtverlustleistung von 0,65W.<br />
Die Berechnung der Verlustleistung an der Diode hängt von vielen weiteren, nur schwer<br />
abschätzbaren, Faktoren ab. [28]<br />
Generell berechnet sich die Verlustleistung an einer Diode über das Produkt von der<br />
Spannung, die über der Diode abfällt, sowie dem Strom von dem sie durchflossen wird.<br />
Für die gemittelte Gesamtverlustleistung ist jedoch die Zeit, in der die Diode leitet ent-<br />
scheidend. Diese Zeit ist nicht mit dem Tastverhältnis gleich zu setzten.<br />
Die Diode muss in der Halbbrücke die entstehenden Induktionsspannungen leiten, die<br />
beim Schließen der Schalter entstehen. Aufgrund der großen Leistungsreserven ist die<br />
Berechnung der Verlustleistung an der Diode momentan zu vernachlässigen.<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 34
4.2. Auswahl geeigneter Bauteile<br />
4.2.2. Halbbrücken-Leistungstreiber<br />
Die Firma International Rectifier bietet ebenfalls zahlreiche MOSFET-Treiber ICs an. Die<br />
Treiber mit der Bezeichnung IRS21844 sind ebenfalls bei Reichelt zu einem Stückpreis<br />
von 3,07 € erhältlich und mit den gewählten MOSFETs kompatibel.<br />
Diese Halbbrückentreiber lassen sich ähnlich wie die Hochtemperatur-Treiber ansteu-<br />
ern und bieten eine integrierte einstellbare Totzeit von 400ns bis 5000ns. Sie verfügen<br />
über einen Bootstrapkreis um die obere Gatespannung zu erzeugen. Zudem haben sie<br />
genügend Ausgangsleistung um die MOSFETs schnell anzusteuern. [25]<br />
4.2.3. Strommessung<br />
Für die Strommessung wird die wie in Unterabschnitt 3.2.4 beschriebene Methode, der<br />
Messung via Shuntwiderstand, gewählt. Hierbei kommt ein derivates Bauteil, der IC<br />
INA271 von Texas Instruments zum Einsatz.<br />
Der Current-Shunt-Monitor hat einen Verstärkungsfaktor von 20 und bietet einige, für<br />
die gepulste Strommessung, nützliche Ausstattungsfeatures.<br />
Im folgenden Kapitel 5 wird auf die Dimensionierung der Schaltung des Leistungsteils<br />
genauer eingegangen.<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 35
5. Schaltungsentwicklung<br />
In diesem Kapitel wird auf die Dimensionierung und das Schaltungslayout, des in ein-<br />
zelne Module gegliederten Leistungsteils, eingegangen. Es handelt sich hierbei um die<br />
Schaltungsentwicklung mit den Standard-Elektronikkomponenten.<br />
5.1. Halbbrücken<br />
Für den Aufbau einer 6-Puls-Brückenschaltung werden drei identisch aufgebaute Halb-<br />
brücken benötigt. Eine Halbbrücke besteht aus einem Low-Side MOSFET, welcher die<br />
Motorspulen gegen Masse schalten kann und einem High-Side MOSFET, welcher die<br />
Motorspulen gegen die Versorgungsspannung durchschaltet. Des weiteren werden Trei-<br />
ber IC und passive Bauteile benötigt.<br />
5.1.1. MOSFETs<br />
Als MOSFETs werden die in Unterabschnitt 4.2.1 gewählten MOSFETs AURIF1010EZ<br />
von International Rectifier (IR) gewählt. Beim Layout um die MOSFETs ist darauf zu<br />
achten, dass die stromführenden Leitungen zum und vom MOSFET zum Motor ausrei-<br />
chend dick dimensioniert sind. Ebenfalls sollte die Spannungsversorgung des Motors<br />
mit Kondensatoren ausreichend gepuffert werden. Es wird hierfür ein Elektrolytkon-<br />
densator mit einer Kapazität von 2200µF und einer Spannungsfestigkeit von 63V vorge-<br />
sehen. Zusätzlich wird ein kleinerer Keramikvielschichtkondensator mit 100nF Kapazi-<br />
tät zu diesem parallel geschaltet. Diese Kondensatoren, zum Puffern der Halbbrücken-<br />
spannung, sind im Schaltplan der Abbildung 5.1 nicht ersichtlich. Der als MOSFET1<br />
bezeichnete Schalter ist der High-Side MOSFET. Dieser ist mit Drain an der Versor-<br />
gungsspannung und mit Source an die Motorwicklung angeschlossen. Beim Low-Side<br />
MOSFET ist ersichtlich, dass Drain an die Motorwicklung und Source an Masse ange-<br />
bunden ist. Somit kann die Motorwicklung auf Plus und Masse geschaltet werden.<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 36
5.1. Halbbrücken<br />
5.1.2. Treiberschaltung<br />
Für die Treiberschaltung der High- und Low-Side N-Kanal-MOSFETs werden folgende<br />
Bauteile benötigt:<br />
• N-Kanal Treiber IC<br />
• Bootstrapdiode<br />
• Kondensatoren<br />
• Widerstände<br />
Als Halbbrücken-Treiber IC wird das Bauteil IRS21844 von International Rectifier ein-<br />
gesetzt. Außer diesem IC sind noch weitere für den Betrieb notwendige Bauteile er-<br />
forderlich. Auf die Dimensionierung und die Funktionsweise der Schaltung, welche in<br />
Abbildung 5.1 ersichtlich ist, wird im folgenden eingegangen.<br />
Die Bootstrap Schaltung<br />
Die Bootstrap Schaltung wird benötigt, um das Potential zum Schalten des High-Side<br />
MOSFETs zu erzeugen. Die Schaltung besteht aus einer in Abbildung 5.1 als D3 be-<br />
zeichneten Bootstrapdiode und einem Bootstrapkondensator (hier als C9 bezeichnet),<br />
welcher mit dem Massenpotential auf der Motorwicklung liegt.<br />
Dadurch, dass der Kondensator auf dem Potential der Motorwicklung liegt, wird es<br />
möglich den High-Side MOSFET durchzuschalten. Im durchgeschalteten Zustand liegt<br />
Source des High-Side MOSFETs nahezu auf dem Spannungspotential der Versorgungs-<br />
spannung. Am Massenpotential des Kondensators liegt daher ebenfalls die Versor-<br />
gungsspannung an. Am Eingangspin VB (Spannung Bootstrap) des Treiber ICs liegt<br />
nun 48V plus die Spannung des Bootstrapkondensators an, womit das notwendige<br />
Spannungspotential von 10V von Gate to Source gegeben ist.<br />
Hierdurch wird auch ersichtlich, weshalb die Bootstrapdiode benötigt wird. Ohne Di-<br />
ode würde sich der Bootstrapkondensator in Richtung der Spannungsquelle des Trei-<br />
ber ICs entladen, wenn der High-Side MOSFET durchschaltet. Aufgeladen wird der<br />
Bootstrapkondensator über die Diode dann, wenn der Low-Side-MOSFET das Masse-<br />
potential des Kondensators auf Masse zieht.<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 37
5.1. Halbbrücken<br />
Abbildung 5.1.: Schaltungslayout Halbbrückentreiber<br />
Dimensionierung Bootstrapschaltung<br />
Die Bootstrapdiode muss ausreichend schnell sein und zudem einen großen Strom lei-<br />
ten können. Des weiteren muss sie eine Sperrspannung, welche größer ist als die Mo-<br />
tornennspannung, aufweisen. Geeignet ist hierfür die Diode UF4002 von Vishay.<br />
Die für den Bootstrapkreis maximale Belastung tritt bei einem Tastverhältnis von 0,9<br />
auf. Dies bedeutet 90% der Periodendauer des PWM-Signals ist der High-Side MOS-<br />
FET an, den Rest der Zeit der Low-Side FET. Mit einer PWM-Freuquenz von 50kHz<br />
kann der Boostrapkondensator dann in einem Zeitfenster von 10% · 1<br />
50kHz<br />
= 2µs ge-<br />
laden werden. Die Diode UF4002 hat eine Reverse Recovery Time von 50ns. Dies ent-<br />
spricht einem prozentualen Anteil von 50ns<br />
2µs =2,5% der gesamten Ladedauer. Die Diode<br />
ist somit schnell genug.<br />
Die Dimensionierung des Bootstrapkondensators wird mit folgenden Formeln reali-<br />
siert:<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 38
5.1. Halbbrücken<br />
∆VBOOT = VDD − VF − VGSMIN [29] (5.1)<br />
∆ VBOOT ... Spannungsänderung am Bootstrapkondensator [V]<br />
VDD ...Versorgungsspannung Treiber IC [V]<br />
VF ...Spannungsabfall über Bootstrapdiode [V]<br />
VGSMIN ...Minimalspannung von Gate zu Source [V]<br />
QTOTAL = QGATE + (ILKCAP + ILKGS + IQBS + ILK + ILKDIODE) · tON + QLS [29] (5.2)<br />
QTOTAL ...Gesamtladung pro Schaltvorgang [C]<br />
QGATE ...Ladung Gate [C]<br />
ILKCAP ...Leckstrom Bootstrapkondensator [A]<br />
ILKGS ...Leckstrom Gate zu Source [A]<br />
IQBS ...Ruhestrom Bootstrapschaltung [A]<br />
ILK ...Leckstrom Boostrap IC [A]<br />
ILKDIODE ...Leckstrom Bootstrapdiode [A]<br />
tON ...Zeit in der High-Side MOSFET ein ist [s]<br />
QLS ...Ladungsmenge um Spannungslevel intern im Treiber zu ändern [C]<br />
CBOOT = QTOTAL<br />
∆VBOOT<br />
CBOOT ...Kapazität des Bootstrapkondensators [F]<br />
[29] (5.3)<br />
Die Werte zur Berechnung können aus den Datenblättern des MOSFETs, des Treiber<br />
ICs und der Diode entnommen werden. [26] [25] [33]<br />
Setzt man die Werte in Gleichung 5.2 ein, so erhält man:<br />
QTOTAL = 86nC + (0A + 200nA + 150µA + 50µA + 30nA) · 0, 9 · 20µs + 5nC = 94, 6nC<br />
Der Leckstrom des Kondensators beträgt hier 0A, da ein Keramikvielschichtkondensa-<br />
tor eingesetzt wird.<br />
Die Spannungsversorgung des Treiber ICs wird auf ca. 12V festgelegt.<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 39
5.1. Halbbrücken<br />
Die Diode hat einen Spannungsabfall von VF=1V und die Minimalspannung am Gate<br />
des MOSFETs beträgt 10V, somit ergibt Gleichung 5.1:<br />
∆VBOOT = 12V − 1V − 10V = 1V<br />
Nun lässt sich mit Gleichung 5.3 die Minimalkapazität des Bootstrapkondensators er-<br />
rechnen:<br />
CBOOT =<br />
94, 6nC<br />
1V<br />
= 94, 6nF<br />
Als Bootstrapkondensatoren wurden 100nF 0805 SMD Keramikvielschichtkondensato-<br />
ren ausgewählt.<br />
Widerstände am Treiber IC<br />
Der Halbbrücken Treiber IRS21844 von IR verfügt über eine einstellbare Totzeit zwi-<br />
schen den Schaltvorgängen der High- und Low-Side MOSFETs.<br />
Hierzu wird ein Widerstand zwischen den Eingangspin DT (Deadtime) und Masse an-<br />
geschlossen. [25] Für die verwendeten MOSFETs reicht die geringste Totzeit von 400ns<br />
zwischen den Schaltvorgängen aus, sodass der Ausgangspin direkt auf Masse gezo-<br />
gen werden kann. Hierfür wurde ein 0805 SMD-Lötpad vorgesehen und ein 0Ω 0805<br />
SMD-Widerstand eingelötet. Somit kann zu einem späteren Zeitpunkt, wenn nötig, die<br />
Totzeit einfach verändert werden kann.<br />
Ein Widerstand zwischen den Ausgängen HO (High out) und LO (Low out) limi-<br />
tiert die maximal möglichen Ströme von Treiber IC an die Gates der MOSFETs. Hier-<br />
durch werden die Signalanstiegs- und Fallzeiten der MOSFETs begrenzt. Besonders<br />
beim schnellen Abschalten können sehr hohe Induktionsspannungen von den Motor-<br />
spulen erzeugt werden. Zusätzlich werden die EMV-Störungen durch ein langsameres<br />
Ein- und Ausschalten minimiert. [22] Allerdings muss mit den langsameren Schaltzei-<br />
ten auch eine größere dynamische Verlustleistung an den MOSFETs in Kauf genommen<br />
werden, weshalb die Gate Widerstände nicht unnötig groß gewählt werden sollten. Die<br />
Gate Widerstände werden in diesem Anwendungsfall auf 1A Gatestrom dimensioniert:<br />
R = U<br />
I<br />
= 10V<br />
1A<br />
= 10Ω.<br />
Dieser Wert wurde grob festgelegt und kann bei Bedarf noch variiert werden.<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 40
5.2. Strommessung<br />
5.2. Strommessung<br />
Für die Strommessung des Brushless DC Reglers wird ein Shuntwiderstand verwen-<br />
det. Fließt ein Strom durch den Shuntwiderstand, so fällt an diesem proportional zum<br />
Strom eine Spannung ab. Diese Spannung über dem Shuntwiderstand wird mit dem<br />
AD-Wandler des Mikrocontrollers ausgewertet. Mit dem ohmschen Gesetz: U = R · I<br />
kann dann, mit dem bekannten Widerstandswert, auf den Strom zurück gerechnet wer-<br />
den.<br />
Um eine bessere Auflösung zu erhalten, wird das Signal verstärkt. Hierfür wird der<br />
Current-Shunt-Monitor INA271 von TI verwendet. Dieser bietet außer der Verstärkung<br />
noch weitere nützliche Features, auf die im folgenden eingegangen wird.<br />
5.2.1. Current-Shunt-Monitor<br />
Der verwendete Current-Shunt-Monitor INA271 von TI ist auch in der Hochtempera-<br />
turvariante INA271-HT erhältlich. Aus diesem Grund, kann die Schaltung zur Strom-<br />
messung zu einem späteren Zeitpunkt von der Standard Elektronik ohne Änderungen<br />
auf der Hochtemperaturelektronik umgesetzt werden.<br />
Der verwendete Curren-Shunt-Monitor bietet folgende Ausstattungsfeatures:<br />
• Verstärkung des Messsignals um den Faktor 20<br />
• Überspannungsschutzfunktion für den Mikrocontroller<br />
• Integrierte vorbereitete Schaltung um das Signal zu filtern<br />
• Spannungsversorgung von +2,7V bis +18V<br />
• Spannung am Ausgangspin begrenzt durch die Versorgungsspannung<br />
Ohne Current-Shunt-Monitor IC müssten die Referenzspannungseingänge des AD-<br />
Wandlers auf das Spannungspotential des Shuntwiderstandes angepasst werden. Da<br />
die Spannungsversorgung der 6-Puls-Brückenschaltung aufgrund des PWM-Signals<br />
stark schwanken kann, ist dies nicht ohne Risiken für den Mikrocontroller zu realisie-<br />
ren. Mit Current-Shunt-Monitor ist das Anpassen am Mikrocontroller nicht notwendig<br />
und es kann direkt der Ausgang mit dem AD-Wandler Eingang verbunden werden.<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 41
5.2. Strommessung<br />
5.2.2. Dimensionierung der Schaltung<br />
Der Shuntwiderstand muss für den Messbereich passend ausgelegt werden.<br />
Hierbei ist auf folgende Parameter und Eigenschaften zu achten:<br />
• Die Spannung, die über dem Shuntwiderstand abfällt, sollte gering sein<br />
• Als maximaler Strom wird ca. 10A angenommen<br />
• Der Widerstandswert sollte nicht zu klein werden<br />
• Die Messauflösung sollte möglichst groß sein<br />
Die Spannung, welche über dem Shuntwiderstand abfällt, reduziert die Motorspan-<br />
nung und sollte deshalb möglichst gering ausfallen. Der maximale Strom wurde auf<br />
ca. 10A ausgelegt, da dies dem Anlaufstrom des Maxon EC 22 HD Motors bei 100°C<br />
entspricht. Der Anlaufstrom liegt zudem nur sehr kurzfristig am Motor an. Einen grö-<br />
ßeren Stromverbrauch als 10A wird der EC 22 HD Motor im normalen Betrieb nicht<br />
aufweisen. Der Nennstrom beträgt maximal 4,53A bei 25°C Umgebungstemperatur.<br />
Shuntwiderstände sind nur in einem begrenzten Widerstandswertebereich als Stan-<br />
dartbauteile erhältlich. Besonders in der Hochtemperaturelektronik ist das Problem<br />
der begrenzen Widerstandswerte relevant. Kleinere Werte können durch Parallelschal-<br />
ten von Widerständen, bei gleichzeitig gesteigerter Belastbarkeit, erreicht werden. Das<br />
realisieren eines Shuntwiderstandes auf der Platine mit Kupfer wird aufgrund der zu-<br />
sätzlichen Wärmebelastung für das Halbleitermaterial nicht gewählt.<br />
Der kleinste erhältliche Shuntwiderstand in der Hochtemperaturelektronik hat einen<br />
Wert von 50mΩ und ist von SRT erhältlich (siehe Abschnitt A.2).<br />
Mit dem bekannten Strom von 10A und dem Widerstandswert von 50mΩ lässt sich<br />
nun die Schaltung dimensionieren.<br />
Mit einem Widerstandswert von 50mΩ würde am Shuntwiderstand eine Spannung<br />
von 0,5V abfallen und eine Verlustleistung von P = I 2 · R = 10A 2 · 50mΩ = 5W entste-<br />
hen. Die Verlustleistung von 5W wäre selbst für den Hochtemperatur-Shuntwiderstand<br />
bei erhöhten Temperaturen kein Problem (Abschnitt A.2 und [3]).<br />
Die Spannung, welche am Widerstand abfällt ist jedoch zu groß, sodass der Wider-<br />
standswert durch Parallelschalten auf 25mΩ verringert wird. Zusätzlich wird die ma-<br />
ximale Strombelastbarkeit hierdurch vergrößert.<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 42
5.2. Strommessung<br />
Beim Dimensionieren der Schaltung um den Current-Shunt-Monitor müssen zusätzlich<br />
der Verstärkungsfaktor des Current-Shunt-Monitors, sowie der Eingangsspannungsbe-<br />
reich des AD-Wandlers und die Auflösung beachtet werden.<br />
Der Messbereich des AD-Wandlers ist von 0V bis 3,3V eingestellt und kann nicht ver-<br />
ändert werden, da mit dieser Einstellung die Temperatur gemessen werden kann.<br />
Um den Current-Shunt-Monitor auf der Platine an die Versorgungsspannung anzubin-<br />
den, könnten verschiedene Versorgungsspannungen verwendet werden.<br />
Spannungen am Current-Shunt Monitor<br />
• Verfügbare Eingangsspannungen: 1,8V, 3,3V, 5V<br />
• Maximale Ausgangsspannung für AD-Wandler: 3,3V<br />
Bei der Auswahl ist zu beachten, dass die Ausgangsspannung am Ausgangspin durch<br />
die Versorgungsspannung des ICs begrenzt wird. [14] Je nach Dimensionierung kann<br />
dies ein limitierender Faktor sein.<br />
Für das Übertragungsverhalten des Current-Shunt-Monitors lässt sich mit dem Wider-<br />
standswert und Verstärkungsfaktor eine Formel aufstellen:<br />
Uout = ILast · R Shunt · Gain (5.4)<br />
Uout ...Ausgangsspannung am Current-Shunt-Monitor [V]<br />
ILast ...Strom welcher durch den Shuntwiderstand fließt [A]<br />
R Shunt ...Wert des Shuntwiderstands [Ω]<br />
Gain ...Verstärkungsfaktor des Current-Shunt-Monitors [1]<br />
Es ergibt sich mit den bekannten Werten folgende Ausgangsspannung am Current-<br />
Shunt-Monitor:<br />
Uout = 10A · 25mΩ · 20V<br />
V<br />
= 5V<br />
Als Versorgungsspannung für den Current-Shunt-Monitor wird die 5V Spannungs-<br />
quelle gewählt. Zwischen den Ausgang des Current-Shunt-Monitors und den Eingang<br />
des AD-Wandlers wird ein Spannungsteiler aufgebaut, um den Messbereich für den<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 43
5.2. Strommessung<br />
AD-Wandler anzupassen. Der Spannungsteiler (in Abbildung 5.2 an R1 und R2 zu se-<br />
hen) wird auf einen Strom von 10mA dimensioniert.<br />
Am unteren Widerstand R2 muss eine Spannung von 3,3V abfallen, somit ergibt sich<br />
ein Widerstandswert von: R2 = U<br />
I<br />
3,3V<br />
= 10mA = 3300Ω<br />
Gewählt wurde 3,3kΩ nach der E12-Reihe.<br />
Der zweite Widerstandswert R1 ergibt sich wie folgt: R1 = 5V−3,3V<br />
10mA<br />
Gewählt wurde 1,8kΩ nach der E12-Reihe.<br />
= 1700Ω<br />
Mit den eingesetzten Widerstandswerten berechnet, ergeben sich die korrigierten Span-<br />
nungswerte von 3,24V an R2 und 1,76V an R1.<br />
Somit können diese Widerstandswerte für den Spannungsteiler verwendet werden. Die<br />
Auflösung am AD-Wandler des Mikrocontrollers lässt sich folgendermaßen berechnen:<br />
Auflösung = Strom<br />
Bits<br />
10A<br />
= = 9, 6mA<br />
1024bit bit<br />
Mit ca. 10mA ist die Auflösung für den Anwendungsfall genau genug.<br />
Abbildung 5.2.: Schaltungslayout Current-Shunt-Monitor TI INA 271<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 44
5.2. Strommessung<br />
Dimensionierung des Tiefpassfilters<br />
Der Current-Shunt-Monitor wurde von TI für die Messung des Stroms zusätzlich mit<br />
einem integrierten Sallen-Key-Tiefpassfilter, für das Ausgangssignal, ausgestattet (sie-<br />
he Abbildung 5.3 rote Markierung). Dieser besteht aus einem Operationsverstärker,<br />
einem Kondensator und einem Widerstand. Der Operationsverstärker sowie der Wi-<br />
derstand sind im Current-Shunt-Monitor integriert, sodass nur noch ein Kondensator<br />
dimensioniert und angeschlossen werden muss.<br />
Abbildung 5.3.: Sallen-Key Tiefpass 1. Ordnung aus INA271 Datenblatt [14]<br />
Für die Dimensionierung des Sallen-Key-Tiefpassfilters wird wie im Elektrotechnik-<br />
skript erläutert vorgegangen.[4]<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 45
5.2. Strommessung<br />
Mit:<br />
folgt:<br />
A(s) =<br />
1<br />
1 + Wg · R1 · C1 · s<br />
A(s) ...Übertragungsfunktion Tiefpassfilter<br />
Wg ...Grenzfrequenz des Filters [Ω]<br />
R1 ...Widerstand des Filters 1. Ordnung [Ω]<br />
C1 ...Kondensator des Filters 1. Ordnung [F]<br />
[4] (5.5)<br />
a1 = Wg · R1 · C1 [4] (5.6)<br />
a1 ...Filterkoeffizient<br />
A(s) =<br />
1<br />
1 + a1 · s<br />
[4] (5.7)<br />
Wird die Gleichung 5.6 nach C1 umgestellt, so kann der Kapazitätswert mit den be-<br />
kannten Werten errechnet werden.<br />
Bei allen Filtern 1. Ordnung sind die Filterkoeffizienten gleich eins (a1=1). R1 ist von TI<br />
bekannt und hat einen Wert von 96kΩ. Für Wg wird 2 · π · fg eingesetzt.<br />
Die Grenzfrequenz fg wird für diese Anwendung mit 1<br />
10 der PWM-Frequenz auf 5kHz<br />
festgelegt. Mit dieser Grenzfrequenz kann der geglättete Stromwert des Servoreglers<br />
mit dem AD-Wandler ausgelesen werden, ohne dass die Reaktionsgeschwindigkeit bei<br />
schnell steigenden Stromwerten zu sehr eingeschränkt wird.<br />
Durch Einsetzen der Werte in die umgestellte Gleichung 5.6 erhält man den Wert des<br />
Kondensators:<br />
C1 =<br />
1<br />
= 332pF<br />
2 · π · 5000Hz · 96kΩ<br />
Gewählt wurde ein 0805 SMD Keramikvielschicht Kondensator mit einer Kapazität von<br />
330pF. Im Betrieb kann zu einem späteren Zeitpunkt der Kapazitätswert, wenn nötig,<br />
variiert werden.<br />
Ein weiteres Glätten der Stromwerte wird zusätzlich durch das Speichern und Mitteln<br />
mehrerer AD-Wandlerwerte erreicht.<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 46
5.3. Anpassungen an Hochtemperatur Embedded System<br />
5.3. Anpassungen an Hochtemperatur Embedded System<br />
Für den Betrieb des Motors mit den Hall-Sensoren müssen auch Anpassungen auf der<br />
Platine des Hochtemperatur Embedded Systems erfolgen.<br />
5.3.1. Strommessung mittels AD-Wandler<br />
Die Eingänge des im Mikrocontroller integrierten AD-Wandlers, auf dem Hochtem-<br />
peratur Embedded System, sind alle für die Temperaturmessung vorbereitet. Um den<br />
Stromwert des Servoreglers mit dem AD-Wandler auslesen zu können, muss der PT-<br />
1000 sowie der hier als R11 bezeichnete Widerstand ausgelötet werden. Anschließend<br />
kann am oberen Anschlusspin des ausgelöteten PT-1000 (siehe roter Pfeil in Abbil-<br />
dung 5.4) der Current-Shunt-Monitor für die Strommessung angeschlossen werden.<br />
Abbildung 5.4.: Messbrücke mit PT-1000 für Temperaturmessung<br />
5.3.2. Beschaltung der Hall-Sensoren<br />
Die Beschaltung der Hall-Sensoren mit Open-Collector-Ausgang benötigt einen exter-<br />
nen Pullupwiderstand damit das Signal der Sensoren auf Logisch 1 oder 0 gezogen<br />
werden kann. [17]<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 47
5.3. Anpassungen an Hochtemperatur Embedded System<br />
Zusätzlich stellte sich während des Betriebs mit dem Motor heraus, dass die Hall-<br />
Sensorsignale mit Störsignalen überlagert sind. Aus diesem Grund wurde der Pullup-<br />
widerstand und ein RC-Glied als Filter möglichst nahe am Mikrocontroller positioniert<br />
(siehe Abbildung 5.5). Somit können die Störungen bestmöglich direkt vor dem Mikro-<br />
controller gefiltert werden.<br />
Abbildung 5.5.: Hall-Sensorbeschaltung auf Hochtemperatur Embedded System<br />
Für die Dimensionierung des RC-Gliedes wurde als Grenzfrequenz 5kHz gewählt. Dies<br />
entspricht einem 1<br />
10 der PWM-Frequenz der Leistungselektronik. Die auftretende Kommutierungsfrequenz<br />
liegt mit ca. 1,3kHz ausreichend unter der Frequenz des RC-Gliedes,<br />
damit die Hall-Sensorwerte noch korrekt ausgelesen werden können.<br />
Die Bauteile lassen sich mit folgender Formel dimensionieren:<br />
fg =<br />
1<br />
2 · π · R · C<br />
[4] (5.8)<br />
Als Kapazitätswert des Kondensators wurde 100nF gewählt. Somit lässt sich nach dem<br />
Umstellen der Gleichung 5.8 nach R der Wert des zu verwendenden Widerstands er-<br />
rechnen.<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 48
5.4. Anschluss der Leistungselektronik am Mikrocontroller<br />
R =<br />
1<br />
2 · π · 5000Hz · 100nF<br />
= 318, 3Ω<br />
Gewählt wurde ein Wert von 330Ω aus der E-12 Reihe. Mit der Gleichung 5.8 lässt sich<br />
die korrigierte Grenzfrequenz errechnen:<br />
fg =<br />
1<br />
2 · π · R · C =<br />
1<br />
2 · π · 330Ω · 100nF<br />
= 4822, 9Hz<br />
Dieser Wert weicht mit dem gewählten Widerstandswert nur gering von der gewünsch-<br />
ten Frequenz ab, kann aber, wenn nötig, später nochmals korrigiert werden. Die Grenz-<br />
frequenz sollte jedoch nicht zu stark nach unten verändert werden. Durch eine zu tie-<br />
fe Grenzfrequenz kann das Auslesen der Hall-Sensoren für die Kommutierung beein-<br />
trächtigt werden, da die Signale evtl. Zeitverzögert am Mikrocontroller anliegen (auf<br />
die Kommutierung wird in Unterabschnitt 7.1.1 näher eingegangen).<br />
5.4. Anschluss der Leistungselektronik am Mikrocontroller<br />
Die Leistungselektronik wird mit einem 10-poligen Stecker an das Hochtemperatur<br />
Embedded System angeschlossen. Ein direktes Verlöten ist für einen Einsatz in der<br />
Bohrlochsonde unabdingbar, in der Testphase jedoch nicht notwendig und eher als<br />
praktisch anzusehen.<br />
In Abbildung 5.6 ist die Belegung des Steckers aufgezeigt.<br />
Abbildung 5.6.: Steckerbelegung Anschluss Mikrocontroller<br />
An den Anschlüssen GIO Port A.0 bis A.2 sind die drei Hall-Sensoren für das Auslesen<br />
der Motorposition angeschlossen. An GIO Port A.3 bis A.5 sind die Anschlusspins SD<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 49
5.4. Anschluss der Leistungselektronik am Mikrocontroller<br />
des Leistungstreibers angeschlossen. Mit diesen wird der Leistungstreiber mit Logisch<br />
1 aktiviert. Die Ausgänge des Halbbrückentreibers (HO und LO) werden dann mit dem<br />
Signal IN (siehe Abbildung 5.1) entsprechend durchgeschaltet.<br />
An die Eingänge der Leistungstreiber (IN) werden die Ausgänge des HET (High End<br />
Timer) des Mikrocontrollers angeschlossen um ein PWM-Signal auf den Leistungstrei-<br />
ber zu übertragen. Hierbei werden die MOSFETs komplementär durchgeschaltet, was<br />
notwendig ist, damit der Bootstrapkondensator aufgeladen wird.[25]<br />
Die Motorwicklungen und die Versorgung der Hall-Sensoren sowie die Hall-Sensor-<br />
signale selbst werden wie in Abbildung 5.7 aufgeführt an die Platine angeschlossen.<br />
Anstelle einer Steckverbindung kommt hier jedoch eine Schraubverbindung zum Ein-<br />
satz.<br />
Abbildung 5.7.: Steckerbelegung Anschluss BLDC Motor<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 50
6. EMV Probleme / EMV Schutz<br />
6.1. EMV Probleme durch das Schaltungslayout<br />
Bei den Motortestläufen kam es zu Fehlfunktionen des Motors, welche auf Störsignale<br />
auf den Hall-Sensorwerten zurückzuführen sind.<br />
Wie in Kapitel Unterabschnitt 7.1.1 beschrieben wird eine Fehlerüberprüfung der Hall-<br />
Sensorsignale durchgeführt. Diese Fehlerüberprüfung greift derzeit als einzige Sicher-<br />
heit in den Programmablauf ein, weshalb die Fehlerursache bei den Hall-Sensorsignalen<br />
zu suchen ist.<br />
Zur Überprüfung wurde das Signal der Hall-Sensoren mit einem Oszilloskop nachge-<br />
messen (siehe Abbildung 6.1). Wie zu erkennen ist sind deutlich Störsignale auf dem<br />
Signal, wenn dieses auf Masse liegt, zu sehen. Die Störimpulse werden stärker, wenn<br />
der Motor mit mehr Drehmoment belastet wird und folglich mehr Strom in den Mo-<br />
tor fließt. Bei dem Störsignal handelt es sich, wie am Verlauf zu erkennen ist, um das<br />
PWM-Signal, welches für die Drehzahlregelung für den Motor benötigt wird.<br />
Für die Störungen lässt sich ein theoretisches Modell, ein sogenanntes Störkopplungs-<br />
modell (siehe Abbildung 6.2) erstellen. Hierbei wird von Störquelle, Kopplungspfad<br />
und Störsenke gesprochen. Die Störquelle ist hierbei der Ursprung der Störung. Die<br />
Störsenke ist das beeinflusste Gerät oder der beeinflusste Schaltungsbereich. Der Weg<br />
zwischen Quelle und Senke nennt man den Kopplungspfad. [38]<br />
In dieser Störung ist die Senke das Hall-Sensorsignal und die Störquelle das PWM-<br />
Signal der Leistungselektronik. Bei dem Kopplungspfad liegt eine Impedanzkopplung<br />
nahe. Eine Impedanzkopplung kann bei gemeinsam benutzten Leitungsabschnitten,<br />
wie es z.B. bei der Masseleitung üblich ist, auftreten. Fließen über diesen Leitungs-<br />
abschnitt Ausgleichsströme, so kann es dazu führen dass Spannungen eingekoppelt<br />
werden. Ursache für diese Art von Störsignal sind nicht ausreichend dimensionierte<br />
Massebahnen und Stützkondensatoren. [38]<br />
Als behebende Maßnahme wurden die Masseleitungen mit zusätzlichen Drähten ver-<br />
stärkt. Zusätzlich wurden weitere Stützkondensatoren direkt hinter den MOSFETs ein-<br />
gelötet.<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 51
6.1. EMV Probleme durch das Schaltungslayout<br />
Abbildung 6.1.: Störungen auf Hall-Sensorsignal<br />
Abbildung 6.2.: Kopplungsarten für Signalstörungen [38]<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 52
6.2. EMV Schutz in der Bohrlochsonde<br />
Durch diese Maßnahmen konnten die Störungen vermindert, jedoch nicht gänzlich ver-<br />
hindert, werden. Ein weiterer Kopplungspfad könnte die kapazitive Kopplung sein.<br />
Diese Art von Störung tritt durch Übersprechen benachbarter Leiter auf. [38] Die Hall-<br />
Sensorsignale sind in einem Flachbandkabel zusammen mit den Leitern für die Mo-<br />
torspulen verlegt. Der Motor wurde von Maxon Motor in dieser Ausführung vorkon-<br />
fektioniert geliefert. Ein Trennen von Signal- und Motorleitungen sowie zusätzliches<br />
Verdrillen der Adern wäre hier eine bessere Methode. Beim Maxon EC 22 HD Hochtem-<br />
peratur Motor wurde diese Methode gewählt.<br />
Es könnten außerdem kapazitive Kopplungen auf der Platine zwischen einzelnen Lei-<br />
tungen die Störsignale verursachen. Diese Art der Kopplung kann nur durch ein neues<br />
Platinenlayout verhindert werden.<br />
Ein weiterer Ansatzpunkt, welcher die EMV-Problematik entschärfen könnte, wären<br />
andere Vorwiderstände zwischen Treiber IC und MOSFET um die Signal Anstiegs- und<br />
Fallzeiten zu vergrößern. Aufgrund der kurzen Bearbeitungszeit konnten jedoch nicht<br />
mehr alle Möglichkeiten zur Fehlerbehebung umgesetzt werden, weshalb an diesem<br />
Punkt der Arbeit noch Entwicklungsbedarf besteht.<br />
6.2. EMV Schutz in der Bohrlochsonde<br />
Bei der Ansteuerung eines Elektromotors über eine getaktete Endstufe können Störsi-<br />
gnale nie gänzlich vermieden werden. Aus diesem Grund müssen in der Bohrlochson-<br />
de weitere Maßnahmen getroffen werden. Beispielsweise sollten Datenleitungen nicht<br />
parallel mit den leistungsführenden Motorleitungen verlegt werden. Die Datenleitun-<br />
gen sollten gegen Störeinflüsse abgeschirmt und verdrillt sein.<br />
Auch der Hochtemperatur BLDC Servoregler selbst sollte mit einer Schirmung, welche<br />
evtl. mit dem Kühlkörper der Leistungselektronik realisiert werden könnte, ausgestat-<br />
tet werden. Hierdurch kann die Abstrahlung elektromagnetischer Wellen schon am Ur-<br />
sprungsort gedämpft werden.<br />
Um Störungen über die Versorgungsspannungsleitungen zu verhindern, sollte die Span-<br />
nungsversorgung der Bohrlochsonde entsprechend gepuffert werden.<br />
Weiter zu beachten ist, dass die PWM-Frequenz im Frequenzspektrum von Ultraschall-<br />
messungen liegt. Dies bedeutet für Messungen im Bohrloch, dass diese nur dann funk-<br />
tionieren, wenn die Motoren nicht in unmittelbarer Nähe Verwendung finden. Ist dies<br />
der Fall, müssen Messungen und der Betrieb der Motoren aufeinander abgestimmt<br />
werden.<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 53
7. Softwareentwicklung<br />
Für die Programmierung des TI SM470R1B1M-HT Mikrocontrollers wird die Entwick-<br />
lungsumgebung IAR Embedded Workbench verwendet. Programmiert wird der Con-<br />
troller über die JTAG-Schnittstelle 1 mit einem J-Link Emulator von Segger. Der J-Link<br />
Emulator von Segger hat einen USB-Anschluss, womit er mit dem PC verbunden wird.<br />
Passende Treiber und Diagnosesoftware für die an der JTAG Schnittstelle angeschlosse-<br />
nen Geräte sind ebenfalls von Segger erhältlich. Mit dem J-Link Commander von Seg-<br />
ger kann das angeschlossene Gerät über eine Konsole ausgelesen, neu gestartet und<br />
getestet werden.<br />
Die Entwicklungsumgebung von IAR greift auf die Treiber von Segger zurück und be-<br />
schreibt den Flash-Speicher des Mikrocontrollers automatisch mit den Einstellungen<br />
des TI TMS470R1B1M Mikrocontrollers. Hierfür wurde ein Beispielprojekt von IAR für<br />
den TMS470R1B1M Mikrocontroller verwendet und abgeändert. Es handelt sich bei<br />
diesem Mikrocontroller um das Standartelektronikderivat von TI, welches nicht mehr<br />
erhältlich ist.<br />
In diesem Kapitel wird zunächst die Inbetriebnahme einzelner Module für den Betrieb<br />
des Hochtemperatur-Servoreglers beschrieben. Abschließend wird die Interrupt Pro-<br />
grammstruktur des Servoreglers erläutert.<br />
7.1. Inbetriebnahme einzelner Module<br />
7.1.1. Realisierung der Kommutierung<br />
Bei der Kommutierung handelt es sich in der Leistungselektronik um den Vorgang in<br />
dem der Stromfluss, von einem Zweig auf einen anderen, umgeschaltet wird. Dieser<br />
Vorgang kann mechanisch oder elektronisch mit einer Logik erfolgen. Bei einem BLDC<br />
Motor wird die Kommutierung elektronisch realisiert [41].<br />
Die Motorspulen müssen entsprechend der aktuellen Position des Rotors mit Strom be-<br />
aufschlagt werden, um ein Drehmoment in die gewünschte Drehrichtung zu erzeugen.<br />
1 Joint Test Action Group: Wird zum Beschreiben des Flash-Speichers verwendet.<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 54
7.1. Inbetriebnahme einzelner Module<br />
Die Rückmeldung der Position des Rotors wird hierbei über drei Hall-Sensoren, wel-<br />
che im Motor integriert sind, geliefert. Daraus resultiert eine Auflösung in 60° Schritten.<br />
Die Bestromung erfolgt nach einem Kommutierungsschema (siehe Tabelle 7.1).<br />
Hall-Sensoren Drehrichtung Transistoren High-Seite Transistoren Low-Seite<br />
1 2 3 - AH BH CH AL BL CL<br />
1 0 1 Vorwärts 1 0 0 0 1 0<br />
1 0 0 Vorwärts 1 0 0 0 0 1<br />
1 1 0 Vorwärts 0 1 0 0 0 1<br />
0 1 0 Vorwärts 0 1 0 1 0 0<br />
0 1 1 Vorwärts 0 0 1 1 0 0<br />
0 0 1 Vorwärts 0 0 1 0 1 0<br />
1 0 1 Rückwärts 0 1 0 1 0 0<br />
1 0 0 Rückwärts 0 0 1 1 0 0<br />
1 1 0 Rückwärts 0 0 1 0 1 0<br />
0 1 0 Rückwärts 1 0 0 0 1 0<br />
0 1 1 Rückwärts 1 0 0 0 0 1<br />
0 0 1 Rückwärts 0 1 0 0 0 1<br />
Tabelle 7.1.: Kommutierungslogik BLDC Motor [32]<br />
Es sind also immer zwei Halbbrücken beim Stromfluss beteiligt. In einer beteiligten<br />
Halbbrücke wird der Low-Side MOSFET dauerhaft durchgeschaltet, während auf der<br />
zweiten beteiligten Halbbrücke das PWM-Signal für die Drehzahlregelung anliegt. Der<br />
grundlegende Stromfluss kann der Abbildung 2.3 entnommen werden.<br />
Die Kommutierung des Motors ist ein zeitkritischer Vorgang. Dies bedeutet, genau<br />
dann, wenn der Stromfluss nach den Sensorwerten geändert werden soll, muss kom-<br />
mutiert werden.<br />
Um dies mit einem Mikrocontroller zu realisieren, wird die Kommutierung Interrupt<br />
gesteuert umgesetzt. Die drei Hall-Sensorsignale werden über den GIO (General-Pur-<br />
pose Input/Output) Port A des Mikrocontrollers ausgelesen. Um die Erkennung eines<br />
neuen Sensorwerts zu realisieren, werden die Flanken der Sensorsignale überwacht.<br />
In Tabelle 7.1 sind in der Spalte Hall-Sensoren die Werte, welche nacheinander in ei-<br />
ner Umdrehung auftreten, aufgelistet. Hierbei ist zu erkennen, dass es sich um einen<br />
3-Bit-Gray-Code handelt, folglich ändert sich immer nur eine Stelle der Binärzahl. Zu-<br />
sätzlich ist zu erkennen, dass die Änderungen einer Binärstelle immer abwechselnd,<br />
einmal von 0 auf 1 und einmal von 1 auf 0 auftreten. Hierdurch ist eine gute Fehlerre-<br />
sistenz gegeben.<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 55
7.1. Inbetriebnahme einzelner Module<br />
Der Gray-Code lässt sich mit Hilfe von Hyperwürfeln darstellen. Die Ecken eines Wür-<br />
fels entsprechen hierbei jeweils einer Zahl im Gray-Code und die Kanten stellen die<br />
Übergänge zwischen diesen dar. Bei einem 3-Bit-Gray-Code lässt sich ein Würfel mit<br />
8 Ecken erstellen. Es ergeben sich somit 6 verschiedene Reihenfolgen der Binärzahlen,<br />
um einen 3-Bit-Gray-Code zu erzeugen. [40]<br />
Bei den Hall-Sensorwerten werden 3-Bit Zahlen verwendet, jedoch nur 6 Zustände be-<br />
nötigt. Der Hyperwürfel sieht wie in Abbildung 7.1 zu sehen ist aus.<br />
Abbildung 7.1.: Hyperwürfel Gray-Code Hall-Sensorwerte<br />
Mit den schwarzen Pfeilen ist der Kreislauf der Hall-Sensorwerte, in positiver Drehrich-<br />
tung, dargestellt. Die Binärzahlen 000 und 111 kommen nicht in den Hall-Sensorsignalen<br />
vor, da diese Zustände einem Fehler entsprechen könnten.<br />
Bevor es zu einer automatischen Kommutierung - durch Interrupts - kommen kann,<br />
wird beim Anlaufen des Motors eine Startinitialisierung, abhängig von der gewünsch-<br />
ten Drehrichtung, für den Motorlauf durchgeführt (siehe Abbildung 7.2).<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 56
7.1. Inbetriebnahme einzelner Module<br />
Abbildung 7.2.: Programmablaufplan der Startinitialisierung<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 57
7.1. Inbetriebnahme einzelner Module<br />
Um das Umschalten der Sensorwerte von einem auf den nächsten Wert zu erkennen,<br />
werden die unteren drei Bits des GIO Port A als Interrupt-Eingänge initialisiert. Zusätz-<br />
lich wird der High End Timer (HET) für die PWM-Erzeugung initialisiert und gestartet<br />
(näheres hierzu in Unterabschnitt 7.1.2).<br />
In der Startinitialisierung werden die Hall-Sensorwerte auf ihre Richtigkeit überprüft.<br />
Da die Rotorposition noch unbekannt ist, können lediglich die nicht auftretenden Zu-<br />
stände detektiert werden. Dies wäre beispielsweise der Fall, wenn die Hall-Sensoren<br />
nicht oder nicht richtig angeschlossen sind.<br />
Tritt ein Fehlerfall auf, wird die Stoppinitialisierung aufgerufen. In dieser werden die<br />
Ausgänge der Halbbrückentreiber über den GIO Port A so angesteuert, dass die Mo-<br />
torwicklungen kurzgeschlossen sind. Zusätzlich wird der HET gestoppt, die Interrupts<br />
des GIO Port A und des HET gesperrt, sowie eine Fehlermeldung über die serielle<br />
Schnittstelle 1 ausgegeben.<br />
Beginnt sich der Motor zu drehen, wird die Kommutierung mit der Interrupt Service<br />
Routine des GIO Port A realisiert. In Abbildung 7.3 ist der Programm-Ablaufplan (PAP)<br />
dieser Interrupt Service Routine zu sehen.<br />
Als erstes wird nach den Betriebsmodi entsprechend ein Array für die Kommutierung<br />
sowie für den Vergleich der Sensorwerte ausgewählt. Im Programm sind folgende Wer-<br />
te in Arrays hinterlegt:<br />
• Werte für den GIO Port A zum Ansteuern der Halbbrücken<br />
• Die erwarteten Sensorwerte nach der aktuellen Position<br />
• Werte für die PWM Erzeugung mittels HET<br />
• Art der Flankentriggerung je nach Position<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 58
7.1. Inbetriebnahme einzelner Module<br />
Abbildung 7.3.: Programmablaufplan Interrupt Service Routine der Kommutierung<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 59
7.1. Inbetriebnahme einzelner Module<br />
Die Flankentriggerung muss jedoch nur in der Startinitialisierung mit dem Array „Kom-<br />
mu_r“ oder „Kommu_l“ - je nach Drehrichtung - eingestellt werden. Danach kann im-<br />
mer zwischen positiver und negativer Flanke getoggelt werden. Dies ist notwendig, da<br />
der Mikrocontroller nur die positive oder die negative Flanke erkennen kann. [11]<br />
Als Beispiel werden die Arrays für den Rechtslauf hier aufgezeigt:<br />
1 i n t senswert_erw_r [ 8 ] = { 0 , 0 x03 , 0 x06 , 0 x02 , 0 x05 , 0 x01 , 0 x04 , 0 } ;<br />
2 i n t Kommu_r [ 8 ] = { 0 , 4 0 , 2 4 , 4 8 , 4 8 , 2 4 , 4 0 , 0 } ;<br />
3 i n t Flanke_r [ 8 ] = { 0 x00 , 0 x07 , 0 x07 , 0 x00 , 0 x07 , 0 x00 , 0 x00 , 0 x00 } ;<br />
4 i n t pwm_r [ 8 ] = { 0 , 1 , 2 , 2 , 3 , 1 , 3 , 0 } ;<br />
Das Springen an die gewünschte Position in den Arrays wird mit dem 3-Bit-Wert der<br />
Hall-Sensoren realisiert. Da die Werte der Hall-Sensoren nicht einer binären schrittwei-<br />
sen Erhöhung entsprechen, sieht die Anordnung der Werte zusammengewürfelt aus.<br />
Mit dieser Umsetzung wird das Programm aber sehr schnell abgearbeitet, da ledig-<br />
lich die Sensorwerte als Adresswerte in die Arrays eingesetzt werden müssen. Je nach<br />
Drehrichtung und der Unterscheidung, ob gebremst werden soll, wird das passende<br />
Array ausgewählt.<br />
Der Vergleich, ob der Sensorwert dem erwarteten entspricht, geht dann sehr einfach:<br />
1 inpneu=GIODINA & 0x07 ;<br />
2 i f ( senswert_erw_r [ inp ]== inpneu )<br />
Es muss lediglich der alte Wert der Hall-Sensoren als Adresse für das Array verwendet<br />
werden.<br />
Nachdem der Abgleich durchgeführt wurde, kann kommutiert werden. Hierbei wird<br />
der entsprechende Wert aus dem Array „Kommu_r “ (bei Drehrichtung rechts) auf den<br />
GIO Port A geschrieben und die PWM-Signale aktualisiert, sowie der Interrupt des<br />
PWM-Signals freigegeben (näheres hierzu in Unterabschnitt 7.1.2). Danach wird die<br />
aktuelle Motorposition für den nächsten Vergleich in der Variable „inp“ gespeichert.<br />
Anschließend folgt die Umstellung der Flankentriggerung und das Zurücksetzen des<br />
GIO Port A Interrupts, damit der Interrupt wieder funktioniert.<br />
Tritt ein Fehler in den Hall-Sensorwerten auf, wird die Stoppinitialisierungs aufgerufen<br />
und der Motor hält an.<br />
Diese Fehlererkennung muss für den Fall, dass etwas mit dem Motor positioniert wer-<br />
den soll, deaktiviert bzw. abgeändert werden. Bei der Positionierung ist je nach Rege-<br />
lung eine Richtungsumkehr von Rechts- auf Linkslauf notwendig. Die Erkennung eines<br />
nicht erwarteten Hall-Sensorwertes könnte hier die Erkennung der Richtungsumkehr,<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 60
7.1. Inbetriebnahme einzelner Module<br />
womit eine andere Kommutierung notwendig wird, darstellen.<br />
Bereits umgesetzte Betriebsmodi<br />
• Rechts- und Linkslauf<br />
• Aktives Bremsen Rechts- und Linkslauf<br />
Beim normalen Rechts- und Linkslauf werden die Motorspulen entsprechend der Ta-<br />
belle 7.1 mit Strom versorgt.<br />
Beim aktiven Bremsen werden die Motorspulen im Rechtslauf mit dem Strom für die<br />
aktuelle Position des Linkslaufs beaufschlagt. Hierdurch wird ein dem Strom propor-<br />
tionales Gegenmoment erzeugt. Dieses Moment kann mit dem Tastverhältnis des PWM-<br />
Signals geregelt werden. Die erwarteten Positionswerte entsprechen hierbei der aktuel-<br />
len Drehrichtung. Die Stromaufnahme beim aktiven Bremsen verhält sich ähnlich wie<br />
im Anlaufmoment, sodass der Strom über das Tastverhältnis stärker reduziert werden<br />
muss. Als passives Bremsen wird das Kurzschließen der Motorspulen, wie es in der<br />
Stoppinitialisierung realisiert wird, bezeichnet.<br />
7.1.2. PWM Erzeugung<br />
Ein PWM-Signal ist zur Drehzahlregelung des BLDC Motors notwendig. Für die Er-<br />
zeugung wird der High End Timer (HET) des SM470R1B1M-HT Mikrocontrollers ver-<br />
wendet. Es sind drei verschiedene PWM-Signale, für jeden Halbbrückentreiber ein Si-<br />
gnal, notwendig. Es ist immer nur ein PWM-Signal an einer Halbbrücke aktiv. Dies<br />
wird derzeit realisiert, indem auf einem der drei Ausgänge das richtige Tastverhältnis<br />
ausgegeben wird und die anderen beiden Ausgänge ein Tastverhältnis von Null, also<br />
dauerhaft logisch Null, ausgeben.<br />
Für die Programmierung des HET wird von TI eine Assembler ähnliche Programmier-<br />
sprache verwendet. Hierfür müssen an der Entwicklungsumgebung von IAR Einstel-<br />
lungen geändert werden. Aus einem File mit der Bezeichnung *.het wird dann beim<br />
kompilieren ein C-File sowie ein Header-File erstellt, welche dann dem Projekt hinzu-<br />
gefügt werden. In das Programm des Servoreglers wird zusätzlich die Funktion „Mem-<br />
Copy32“ hinzugefügt, mit welcher der Programmcode in den RAM-Speicher des HET<br />
kopiert wird. [10]<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 61
7.1. Inbetriebnahme einzelner Module<br />
Prinzipelle Funktionsweise PWM<br />
Um ein PWM-Signal zu generieren werden ein Zähler und ein „Vergleicher“ benötigt.<br />
Mit dem Zähler wird die Periodendauer bzw. die Frequenz des Signals in Abhängigkeit<br />
des Eingangstaktsignals eingestellt. Mit dem Vergleicher kann dann der Tastgrad des<br />
Signals verändert werden. Der Vergleicher ändert den Zustand des Ausgangspins von<br />
Low auf High oder umgekehrt genau dann, wenn der Zähler den gespeicherten Zah-<br />
lenwert erreicht hat. In der Abbildung 7.4 ist ein Modell zur Erzeugung eines PWM-<br />
Signals zu sehen. Der Tastgrad beträgt in diesem Modell ca. 80% oder 0,8. Das Signal<br />
ist also 80% der Periodendauer auf High-Pegel.<br />
Abbildung 7.4.: Generieren eines PWM-Signals<br />
Beim Generieren des PWM-Signals ist zu beachten, dass der Vergleichswert nur in-<br />
nerhalb des Zählerwertes liegen kann. Ist dieser größer als der Zählerwert kann kein<br />
PWM-Signal generiert werden.<br />
Der Programmcode um das PWM-Signal zu erzeugen wird im SM470R1B1M-HT Mi-<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 62
7.1. Inbetriebnahme einzelner Module<br />
krocontroller von dem HET Coprozessor abgearbeitet.<br />
PWM generieren mit dem High End Timer<br />
Der HET hat einen Takteingang, der mit dem Systemtakt des Mikrocontrollers über-<br />
einstimmt. Danach kommen zwei Teiler mit welchen der Systemtakt reduziert wer-<br />
den kann (siehe Abbildung 7.5). Mit dem resultierenden Taktsignal wird, wie in Abbil-<br />
dung 7.4 dargestellt, die Frequenz und das Tastverhältnis eingestellt.<br />
Abbildung 7.5.: Prescaler Configuration HET [8]<br />
Die Frequenz des PWM-Signals lässt sich mit folgender Formel errechnen:<br />
fPWM =<br />
SYSCLK<br />
HR prescale · LR prescale · Zähler<br />
(7.1)<br />
Es ist aus der Formel ersichtlich, dass der Zählerwert für die gleiche PWM-Frequenz<br />
höher sein muss, wenn der Teiler am Takteingang geringer wird. Hieraus resultiert ei-<br />
ne größere Auflösung für den Vergleichswert innerhalb einer PWM-Periode.<br />
Begrenzender Faktor beim Reduzieren des Teilers ist die „Loop Resolution“. Wird die<br />
Programmschleife, in der das Programm abgearbeitet werden, kann zu kurz, werden<br />
die Pins nicht mehr korrekt vom HET-Programm angesteuert und es kann somit kein<br />
PWM-Signal generiert werden.<br />
Die größte mögliche Auflösung wird mit einem Teiler von 13 erreicht. Hierbei wird in<br />
das HR Prescale Register ein Wert von 13 und in das LR Prescale Register ein Wert von 1<br />
eingetragen. Mit geringeren Werten für den Teiler kann das Programm nicht mehr ab-<br />
gearbeitet werden.<br />
Die PWM-Frequenz wurde minimal von gewünschten 50kHz reduziert um eine etwas<br />
größere Auflösung zu erreichen. Der Zähler hat einen Wert von 66 womit sich die Fre-<br />
quenz mit einem Systemtakt von 40MHz wie folgt ergibt:<br />
fPWM = 40MHz<br />
= 46620Hz<br />
13 · 1 · 66<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 63
7.1. Inbetriebnahme einzelner Module<br />
Als maximales Tastverhältnis der PWM wird aufgrund der Bootstrapschaltung ca. 0,9<br />
verwendet. Hierdurch ergibt sich eine Auflösung des Tastverhältnis in ca. 60 Schritten.<br />
Das Tastverhältnis der PWM-Signale wird beim Überlaufen des Zählerwertes durch<br />
einen Interrupt, vom HET-Coprozessor an die CPU des Mikrocontrollers, neu angefor-<br />
dert. Dies würde bedeuten, dass die Interrupts vom HET mit einer Frequenz von 46,6<br />
kHz auftreten würden. Aus diesem Grund sind die Interrupts des HET deaktiviert,<br />
bis eine Änderung am Tastverhältnisses vorliegt. Änderungen können vom Regelkreis<br />
oder der Kommutierung vorgenommen werden. Bei der Kommutierung wird immer<br />
nur eines der drei PWM-Signale mit dem richtigen Tastverhältnis beaufschlagt, die an-<br />
deren beiden Signale werden über das Tastverhältnis auf dauerhaft Null gelegt. Dies<br />
ist deshalb notwendig, da immer nur eine Halbbrücke mit dem PWM-Signal versorgt<br />
wird. Um die PWM-Signale anzupassen, werden die Variablen des jeweiligen Tastver-<br />
hältnisses über die Funktion „MemCopy32“ beschrieben. Danach können die Inter-<br />
rupts des HET wieder deaktiviert werden, was am Ende der Interrupt Service Routine<br />
des HET realisiert wird (näheres zu den Interrupts im Abschnitt 7.3).<br />
7.1.3. Strommessung mittels AD-Wandler<br />
Die Strommessung des Servoreglers wird mit dem im Mikrocontroller integrierten AD-<br />
Wandler realisiert. Der AD-Wandler wird hierfür in der Startinitialisierung des Pro-<br />
gramms konfiguriert.<br />
Der AD-Wandler wird im „Continuous conversion mode“konfiguriert. Dies bedeutet,<br />
die anliegenden Spannungswerte werden dauerhaft in die entsprechenden Digitalwer-<br />
te gewandelt.<br />
Der AD-Wandler könnte auch im „Single conversion mode“ betrieben werden, jedoch<br />
müsste der AD-Wandler mit dieser Einstellung für jedem Digitalisierungsvorgang auf-<br />
gerufen werden. [12]<br />
Der AD-Wandler Kanal 9, an dem der Current-Shunt Monitor angeschlossen ist, wird<br />
der Convert Group 1 hinzugefügt und der Interrupt für diese Gruppe aktiviert. Im Be-<br />
trieb wird dann, nachdem alle Digitalisierungen der Convert Group 1 abgeschlossen<br />
sind, das entsprechende Interruptflag gesetzt. In der dazugehörigen Interrupt Routine<br />
werden die Werte des AD-Wandlers anschließend auf eine Variable addiert und ge-<br />
mittelt. Derzeit ist eine Samplerate von 18.000 Samples<br />
Sec<br />
eingestellt. Gemittelt werden 1000<br />
Werte, sodass derzeit alle 50ms ein neuer Wert des Stroms vom Regelkreis ausgele-<br />
sen werden kann. Diese Zeit kann, indem weniger Samples gemittelt werden oder die<br />
Samplerate erhöht wird, noch verringert werden.<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 64
7.1. Inbetriebnahme einzelner Module<br />
7.1.4. Drehzahlmessung<br />
Für die Drehzahlmessung wird das Real-Time-Interrupt-Modul (RTI-Modul) des Mi-<br />
krocontrollers eingesetzt. Es handelt sich hierbei um einen Zähler, welcher unabhängig<br />
von der CPU und der Software, welche gerade bearbeitet wird, läuft. Dieser Timer ist<br />
speziell für Code-Benchmarking ausgelegt und somit für die genaue Messung von Zei-<br />
ten, wie es bei der Drehzahlmessung notwendig ist, geeignet.<br />
Das RTI-Modul ist am Eingang wie in Abbildung 7.6 zu sehen aufgebaut.<br />
Abbildung 7.6.: Takteingang RTI-Modul [9]<br />
Der RTI-Takt kann entweder direkt vom Takteingang des Mikrocontrollers ohne PLL<br />
oder mit PLL gewählt werden. Ohne PLL beträgt der RTI-Takt (RTICLK) 10MHz. Mit<br />
PLL sind 40MHz als Takteingangssignal wählbar. Für die Messung der Drehzahl rei-<br />
chen 10MHz als Taktsignal aus.<br />
Die maximale Kommutierungsfrequenz beträgt lediglich:<br />
fKommu =<br />
U<br />
min<br />
60<br />
· 6 =<br />
13900 U<br />
min<br />
60<br />
· 6 = 1390Hz<br />
Es wird pro Umdrehung 6 mal kommutiert, weshalb die Kommutierungsfrequenz 6<br />
mal höher liegt als die Umdrehungsfrequenz.<br />
Somit erhält man mit Maximaldrehzahl und einem Teiler von 10:<br />
10MHz<br />
= 719 Zählschritte<br />
1390Hz · 10<br />
Der Teiler wird über das Register RTIPCTL in den unteren 10 Bit gewählt.<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 65
7.2. Regelkreis<br />
Es wird ein Zahlenwert von 9 eingetragen, um einen Teiler von 10 zu realisieren. Das<br />
Register wird bitweise dekrementiert und läuft nach 0 wieder mit dem Reloadwert von<br />
9 an, womit sich eine Zählfrequenz von 1MHz ergibt.<br />
1<br />
Die Auflösung beträgt 1MHz = 1µs was für die Drehzahlmessung genau genug ist.<br />
Für die Messung wird zum Beginn jedes Kommutierungsinterrupts zuerst einmal der<br />
Zählerwert des RTICNTR Registers ausgelesen und gespeichert. Nachdem die Motor-<br />
spulen neu kommutiert sind, wird dann der Drehzahlwert ausgerechnet.<br />
Beim Berechnen der Differenz zwischen altem und neuem Timerwert muss der Timer-<br />
überlauf mit beachtet werden. Dies wird mit folgendem Programmteil realisiert:<br />
1 i f ( c t r < c t r _ a l t )<br />
2 {<br />
3 zaehlwert= c t r + 0 x200000 − c t r _ a l t ;<br />
4 }<br />
5 else<br />
6 {<br />
7 zaehlwert = c t r − c t r _ a l t ;<br />
8 }<br />
Der Counter wird im Falle eines Überlaufs um den maximalen Counterwert erhöht.<br />
Bei ersten Tests mit der Drehzahlmessung des Motors sind Probleme mit schwanken-<br />
den Drehzahlwerten aufgetreten. Diese lagen im Bereich von 1000 U<br />
min , ohne dass sich<br />
die Motordrehzahl veränderte.<br />
Um die Drehzahlmessung zu stabilisieren, wird diese durch Mitteln von 6 Kommu-<br />
tierungszeiten, was einer Umdrehung entspricht, ausgerechnet. Durch das Mitteln der<br />
Timerwerte bleiben die Drehzahlwerte stabil.<br />
Hierdurch wird bestätigt, dass die Timerwerte pro Kommutierungsschritt unterschied-<br />
lich sind. Der Grund für die unterschiedlichen Timerwerte könnte an unterschiedlich<br />
positionierten Hall-Sensoren liegen. Um die Ursache der unterschiedlichen Werte zu<br />
erörtern, wird die Drehzahlmessung des RTI-Moduls verifiziert (siehe Abschnitt 8.1).<br />
7.2. Regelkreis<br />
Für die Regelung wird aus Zeitgründen zunächst nur ein P-Regler für die Drehzahl-<br />
regelung implementiert. In diesem Unterkapitel wird auf die Details der Implementie-<br />
rung des Regelkreises eingegangen.<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 66
7.2. Regelkreis<br />
7.2.1. Aufruf Regelkreis<br />
Der Drehzahlregelkreis des Motors wird zyklisch in konstanten Zeitabständen aktiviert<br />
um eine neue Stellgröße auszurechnen. Die Drehzahlregelung wird digital auf dem Mi-<br />
krocontroller realisiert. Hierbei soll die Drehzahlregelung ebenfalls Interrupt gesteuert<br />
ablaufen. Die Abtastzeitpunkte, in denen die aktuelle Drehzahl ausgelesen und eine<br />
neue Stellgröße errechnet wird, werden hierbei von einem Timer per Interrupt automa-<br />
tisch vorgegeben.<br />
Um dies zu realisieren wird der TAP-Interrupt des RTI-Moduls verwendet. Dieser In-<br />
terrupt tritt immer dann auf, wenn das für den TAP-Interrupt gewählte Bit des RTI-<br />
Zählers Null gesetzt wird.[9]<br />
In Tabelle 7.2 sind die wählbaren TAP-Bits ersichtlich. Die TAP-Interrupt-Periode lässt<br />
sich mit der Gleichung 7.2 berechnen:<br />
Tabelle 7.2.: TAP-Interrupt-Bits [9]<br />
T = (M + 1) · (TapValue) · (RTICLKPeriod) [9] (7.2)<br />
T ...TAP Periode<br />
M ...Preload Value des Timers<br />
TapValue ...Ausgewählter TAP-Wert<br />
RTICLKPeriod ...Ausgewählte Taktfrequenz des RTI-Moduls<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 67
7.2. Regelkreis<br />
Mit der TAP-Interrupt-Periode ist die Zeit bezeichnet, in der zyklisch die Interrupts<br />
auftreten. Als TAP-Wert wurde im ersten Ansatz 32768 gewählt. Mit diesem Wert lässt<br />
sich die TAP-Periode errechnen:<br />
T = (9 + 1) · 32768 ·<br />
1<br />
= 32, 7ms<br />
10MHz<br />
Um die Regelzykluszeit besser einschätzen zu können, wird sie mit den Zeiten für eine<br />
Umdrehung bei Minimal- und Maximaldrehzahl verglichen.<br />
Die maximale Nenndrehzahl des Maxon EC 22 HD Motors beträgt 10700 U<br />
min . Für eine<br />
Umdrehung wird eine Zeit von 5,6ms benötigt. Folglich hat der Motor innerhalb eines<br />
Abtastzyklus des Regelkreises ca. 6 Umdrehungen mit maximaler Drehzahl zurückge-<br />
legt. Mit der minimalen Drehzahl von 1000 U<br />
min legt der Motor innerhalb von 32,7ms nur<br />
ca. eine halbe Umdrehung zurück.<br />
Der nächst kleinere TAP-Wert ergibt mit den derzeit eingestellten Parametern für das<br />
RTI-Modul eine Zykluszeit von ca. 4ms. Der nächst größere TAP-Wert ergibt eine Zy-<br />
kluszeit von 262ms was für den Regelkreis eine zu lange Zeitdauer ist.<br />
Es müssen zunächst Messungen mit der derzeit eingestellten TAP-Zykluszeit von 32,7ms<br />
durchgeführt werden, um eine genau Aussage über die Eignung treffen zu können.<br />
Wenn die Abtastzeit des Regelkreises den Anforderungen nicht gerecht wird, kön-<br />
nen noch grundlegende Änderungen am RTI-Taktsignal vorgenommen werden. Bei-<br />
spielsweise kann hierdurch eine Zeit zwischen 32,7ms und 4ms für die TAP-Interrupt-<br />
Periode realisiert werden. Allerdings muss darauf geachtet werden, dass Änderungen<br />
der Parameter sich auf die Berechnung des Drehzahlwerts auswirken und hierdurch<br />
weiterführende Anpassungen am Programm notwendig werden.<br />
7.2.2. Drehzahlregelung<br />
Für die Regelung soll im fertigen Servoregler eine Kaskadenregelung eingesetzt wer-<br />
den. Gerade bei Positionsregelungen, wie sie beispielsweise in der Partnerarbeit [1] bei<br />
der Positionierung des Kameraobjektivs beschrieben wird, ist das Kaskadieren der Re-<br />
gelaufgaben von Vorteil.<br />
In der Abbildung 7.7 wird eine solche Kaskadenregelung dargestellt. Beim roten Be-<br />
reich handelt es sich um den inneren Regelkreis, beim Servoregler um einen Stromre-<br />
gelkreis. Der grüne Regelkreis stellt den mittleren Regelkreis, den Drehzahlregelkreis<br />
dar, und der äußere blaue Bereich ist für die Lagenregelung zuständig.<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 68
7.2. Regelkreis<br />
Abbildung 7.7.: Beispiel Kaskadenregelung [35]<br />
Hierbei müssen die inneren Regelkreise schneller sein als die äußeren, damit die Kas-<br />
kadenregelung funktionieren kann. [35]<br />
Es könnten beispielsweise die beiden Compare-Register des RTI-Moduls für die zu-<br />
sätzlich notwendigen Zyklischen Interrupts verwendet werden. Dabei muss beachtet<br />
werden, dass das Compare-Register nur einmal in pro Timerperiode (ähnlich PWM,<br />
siehe Abbildung 7.4) einen Interrupt auslöst. Folglich müsste pro Compare-Interrupt<br />
der Compare-Wert entsprechend erhöht werden, um eine schnellere Interruptperiode<br />
zu erreichen. Eine zweite Möglichkeit wäre, die äußeren Regelkreise vom inneren Re-<br />
gelkreis zu aktivieren.<br />
Derzeit besteht der Regelkreis nur aus einer Drehzahlregelung. Diese wird im ersten<br />
Schritt allerdings nur als Proportional-Regler (P-Regler) ausgeführt. Im Folgenden wird<br />
auf die Implementierung dieses Reglers eingegangen.<br />
P-Regler<br />
Im ersten Ansatz wird aus Zeitgründen nur ein P-Regler für die Drehzahlregelung um-<br />
gesetzt. Die Regelverstärkung KP des P-Reglers wurde zudem nicht errechnet, sondern<br />
lediglich durch praktisches Testen ausgelegt. Um einen PID-Regler, wie er für die Dreh-<br />
zahlregelung gewünscht ist, zu implementieren, müssen zunächst Modelle des Reglers<br />
mit der Regelstrecke aufgestellt und anhand dieser die Regelparameter festgelegt wer-<br />
den.<br />
Aus Zeitgründen wurde auf ein solches Modell verzichtet und lediglich ein P-Regler<br />
implementiert. Dieser Regler ist durch weitere Regelanteile (integral und differential)<br />
zu späteren Zeitpunkten zu ergänzen.<br />
Zusätzlich zu den Regelanteilen sollte eine Notabschaltung im Regelkreis integriert<br />
werden, welche eine Strombegrenzung und einen Blockierschutz beinhaltet.<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 69
7.2. Regelkreis<br />
Das Programm des P-Reglers ist wie im PAP in Abbildung 7.8 dargestellt aufgebaut.<br />
Die Drehzahl wird über das Tastverhältnis des PWM-Signals variiert, wobei obere Gren-<br />
zen für die Werte festgelegt wurden. Beim normalen Betriebsmodus liegt die obere<br />
Grenze bei einem Tastverhältnis von 0,9. Beim aktiven Bremsmodus wird ein maxima-<br />
les Tastverhältnis von 0,15 festgelegt. Der Betriebsmodus des aktiven Bremsens wird in<br />
Unterabschnitt 7.1.1 erklärt.<br />
Die Problematik beim aktiven Bremsen liegt darin, dass der Stromfluss durch die Spu-<br />
len so groß ist wie im Anlaufmoment, da keine Gegeninduktion in der Spule durch<br />
das Polrad auftritt. Das Polrad bewegt sich beim aktiven Bremsen von der aktuell mit<br />
Strom versorgen Motorspule weg.<br />
Je nach Last, welche am Motor angeschlossen wird, kann auf den aktiven Bremszu-<br />
stand verzichtet und nur über das Verringern des Tastverhältnisses schon ausreichend<br />
abgebremst werden.<br />
Für die ersten Tests im Prüfstand (siehe Kapitel 8) wird das aktive Bremsen verwendet,<br />
da der Prüfstand eine sehr große Schwungmasse mit entsprechender Trägheit aufweist.<br />
Ein Bremsen nur durch Verringern des Tastverhältnisses würde mit dieser Art von Last<br />
nicht ausreichen.<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 70
7.2. Regelkreis<br />
Abbildung 7.8.: Programmablaufplan P-Regler<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 71
7.3. Interruptstrukur<br />
7.3. Interruptstrukur<br />
Das komplette Programm des Servoreglers läuft ausschließlich Interrupt gesteuert ab.<br />
Im Hauptprogramm wird lediglich beim Start des Programms die Initialisierung der<br />
PLL, des AD-Wandlers, der Seriellen Schnittstelle und des RTI-Moduls durchgeführt.<br />
Des weiteren werden die Interrupt-Prioritäten, auf welche nachfolgend eingegangen<br />
wird, in der Initialisierung im Hauptprogramm festgelegt.<br />
7.3.1. Interrupt-Prioritäten<br />
Das Interrupt-Management des SM470R1B1M-HT Mikrocontrollers bietet die Möglich-<br />
keit den einzelnen Interruptquellen verschiedene Prioritäten zu vergeben. Die einzel-<br />
nen Interruptquellen können grundlegend in zwei Interrupt-Vektoren, in „Fast Inter-<br />
rupt Request“ (FIQ) und in „Normal Interrupt Request“ (IRQ), unterteilt werden. In-<br />
nerhalb des gesamten Central-Interrupt-Manager-Moduls (CIM-Moduls) des Mikro-<br />
controllers gibt es 32 Interrupt Kanäle, welche mit einzelnen Peripheriemodulen ver-<br />
bunden sind. Dabei sind die Kanäle und somit auch die Prioritäten fest vorgegeben.<br />
Kanal 0 hat hierbei die höchste und Kanal 31 die niedrigste Priorität. Die Prioritäten<br />
können jedoch über die Software, von den Kanälen unabhängig, verändert werden. [9]<br />
[13]<br />
Die Interrupt-Prioritäten werden wie folgt von der CPU verarbeitet:<br />
Treten gleichzeitig zwei IRQ-Interrupts auf wird der niedrigere Kanal zuerst abgearbei-<br />
tet und anschließend der höhere Kanal. Wird ein IRQ-Interrupt abgearbeitet kann kein<br />
zweiter, höher-priorer IRQ-Interrupt diesen unterbrechen. Lediglich ein FIQ-Interrupt<br />
kann einen IRQ-Interrupt unterbrechen. Ein FIQ-Interrupt kann von keinem weiteren<br />
FIQ-Interrupt unterbrochen werden, selbst wenn dieser eine höhere Priorität aufweist.<br />
Es können also lediglich die FIQ-Interrupts die IRQ-Interrupts unterbrechen. Innerhalb<br />
eines Interrupt-Vektors sind keine Unterbrechungen möglich.<br />
Bei bestimmten Interruptquellen muss das Interrupt-Flag von der Software zurück ge-<br />
setzt werden. Im derzeitigen Programm ist dies bei den GIO Port A Interrupts der Fall.<br />
Hier muss das Register GIOOFFA ausgelesen werden, in welchem der auslösende Pin<br />
abgespeichert wurde.<br />
Im folgenden wird auf die Interruptstruktur im Programm des Servoreglers eingegan-<br />
gen.<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 72
7.3. Interruptstrukur<br />
7.3.2. Gesamtaufbau des Servoregler-Programms<br />
In der Abbildung 7.9 ist der Ablauf, des über Interrupt gesteuerten Programms, zu er-<br />
kennen.<br />
Abbildung 7.9.: Programmablauf durch Interrupts<br />
Die rot markierten Felder geben die FIQ-Interrupts wieder, die grünen Felder die IRQ-<br />
Interrupts. Die beiden für die Kommutierung wichtigen Interrupts können somit die<br />
zeitlich nicht so wichtigen Interrupts unterbrechen. Das Interrupt des HET hängt direkt<br />
mit der Kommutierung zusammen. In dieser Interrupt-Routine wird das PWM-Signal<br />
auf die aktive Halbbrücke durchgeschaltet.<br />
Der Interrupt des AD-Wandlers hat die geringste Priorität. Derzeit wird in der AD-<br />
Convert Gruppe 1 nur der Wert des Stroms digitalisiert. Zu einem späteren Zeitpunkt<br />
muss hier noch der Spannungswert des PT-1000 Platintemperaturfühlers eingelesen<br />
werden.<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 73
7.3. Interruptstrukur<br />
Mit dieser Änderung besteht zwischen dem TAP-Interrupt und dem AD-Wandler-Inter-<br />
rupt noch eine zweite Abhängigkeit, welche in die Regelung mit einfließen muss. Die<br />
Regelparameter, z.B. der Maximalstrom des Motors, werden dann mit der Temperatur<br />
angepasst und müssen deshalb für den Regelkreis zur Verfügung stehen.<br />
Hat der Regelkreis einen neuen Wert für das Tastverhältnis des PWM-Signals berech-<br />
net, so muss das Tastverhältnis schnellstmöglich aktualisiert werden, weshalb der Re-<br />
gelkreis den HET-Interrupt frei gibt.<br />
Die Timerwerte für die Drehzahlmessung werden in der Interrupt-Routine des GIO<br />
Port A gemessen und in einem Array abgelegt. In der Interrupt-Routine des Regelkrei-<br />
ses wird dann der Mittelwert der Timerwerte und daraus die Motordrehzahl berechnet.<br />
Im Hauptprogramm werden, wie oben beschrieben, Hardwaremodule initialisiert und<br />
grundlegende für den Betrieb notwendige Parameter wie die PLL konfiguriert.<br />
Danach befindet sich das Hauptprogramm in einer Endlosschleife und sendet die ak-<br />
tuellen Drehzahl- und Stromwerte ca. im Sekundentakt über die serielle Schnittstelle.<br />
Diese können am PC in einer Konsole eingesehen werden. Im späteren Betrieb ist die-<br />
se Funktion nicht mehr notwendig. Die externen Drehzahlvorgaben sollen per CAN-<br />
Schnittstelle an den Controller weitergegeben werden und die aktuellen Zustände des<br />
Servoreglers sollen ebenfalls über diese Schnittstelle gesendet werden.<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 74
8. Motorprüfstand<br />
Um den Servoregler besser testen zu können, wurde vor dieser <strong>Bachelorarbeit</strong> ein Prüf-<br />
stand entwickelt (siehe Abbildung 8.1). In diesen kann entweder der EC 22 HD Motor<br />
oder der EC 22 Motor von Maxon eingebaut werden. Hier links im Bild des Prüfstands<br />
ist der Maxon EC 22 HD Motor zu erkennen.<br />
Um die Drehzahlen zu messen oder ein Lastmoment stellen zu können, wird auf der<br />
Gegenseite der Maxon EC 45 Motor mit EPOS verwendet. Dieser ist neben den Hall-<br />
Sensoren zusätzlich mit einem Encoder ausgestattet. Der Encoder arbeitet mit einem<br />
Inkrementalgeber mit 500 Impulsen pro Umdrehung und ist von der Auflösung somit<br />
deutlich besser als die Hall-Sensoren mit 6 Werten pro Umdrehung.<br />
Abbildung 8.1.: Motorprüfstand<br />
Links im Bild ist das Hochtemperatur Embedded System mit der Leistungselektronik<br />
auf einer externen Platine zu erkennen. Vorne rechts im schwarzen Gehäuse ist der<br />
EPOS 70/10 von Maxon Motor zu sehen, mit welchem der EC 45 Motor (rechts im<br />
Prüfstand) betrieben wird.<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 75
8.1. Verifizierung Drehzahlmessung<br />
8.1. Verifizierung Drehzahlmessung<br />
In diesem Kapitel werden die Messungen und Auswertungen der Drehzahlverifizie-<br />
rung beschrieben. Wie in Unterabschnitt 7.1.4 erwähnt, besteht ein Problem mit schwan-<br />
kenden Drehzahlwerten wenn nur ein Timerwert für die Drehzahlmessung verwendet<br />
wird.<br />
Um die Ursache der schwankenden Werte zu messen, wird die Interrupt-Routine der<br />
Kommutierung bis auf die Zeitmessung reduziert. Dadurch kann sichergestellt wer-<br />
den, dass bei jeder Zeitmessung der Ablauf des Programms zu 100% gleich abläuft. In<br />
der Interrupt-Routine wird dann lediglich der Counterwert eingelesen und die Diffe-<br />
renz zum alten Counterwert ausgerechnet. Danach wird dieser Wert in einer Variable<br />
gespeichert. Zuletzt werden die Werte zusammen mit dem aktuellen Hall-Sensorwert<br />
über die serielle Schnittstelle gesendet.<br />
Für die Verifizierung der Drehzahlmessung wurde der Maxon EC 45 Motor mit dem<br />
EPOS 70/10 von Maxon angesteuert. Für die Regelung der Drehzahl wurde der am EC<br />
45 Motor angeflanscht Encoder ausgewählt, da hiermit die Drehzahl auf eine Umdrehung<br />
genau geregelt werden kann. Für die Messung wurde eine Drehzahl von 500 U<br />
min<br />
eingestellt.<br />
Ein Auszug aus den entstandenen Messergebnisse ist in Tabelle 8.1 zu sehen. Die Dreh-<br />
richtung des Maxon EC 45 Motors war rechts herum orientiert, weshalb der Maxon EC<br />
22 Motor links herum gedreht wurde. Die Drehrichtung ist an den Sensorwerten zu<br />
erkennen (vgl. Tabelle 7.1).<br />
Messung Timerwert Sensorwert<br />
1 18778 001<br />
2 21398 011<br />
3 17992 010<br />
4 22434 110<br />
5 17876 100<br />
6 21465 101<br />
7 18779 001<br />
8 21392 011<br />
9 17991 010<br />
10 22435 110<br />
11 17881 100<br />
12 21455 101<br />
Tabelle 8.1.: Messdaten Drehzahlverifizierung<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 76
8.1. Verifizierung Drehzahlmessung<br />
Werden die Drehzahlwerte immer in 6er Schritten gemittelt kommen sehr genaue Dreh-<br />
zahlwerte heraus (siehe Tabelle 8.2). Um die Drehzahlen zu errechnen, wird folgende<br />
Formel verwendet:<br />
Drehzahl =<br />
1<br />
6 Timerwerte addiert<br />
1.000.000Hz<br />
Gemittelte Messung Mittelwert 6 Werte<br />
1 bis 6 500,24 u<br />
min<br />
2 bis 7 500,23 u<br />
min<br />
3 bis 8 500,26 u<br />
min<br />
4 bis 9 500,26 u<br />
min<br />
5 bis 10 500,26 u<br />
min<br />
6 bis 11 500,24 u<br />
min<br />
7 bis 12 500,28 u<br />
min<br />
Tabelle 8.2.: Gemittelte Drehzahlwerte in 6er Schritten<br />
· 60 (8.1)<br />
Die sehr geringen Abweichungen im Kommabereich können vernachlässigt werden,<br />
da sie für die Regelung nicht relevant sind. Ein Mitteln von 2er Paaren der Timerwerte<br />
ergibt keine hohe Genauigkeit, wie es beim Mitteln der 6er Paare der Fall ist. Um die<br />
Problematik zu verdeutlichen sind die Timerwerte über den Messungen in einem Dia-<br />
gramm dargestellt (siehe Abbildung 8.2).<br />
Es ist kein direkter Zusammenhang zwischen den Timerwerten und den einzelnen<br />
Hall-Sensoren im Diagramm zu erkennen. Wäre dies der Fall, so könnte beispielsweise<br />
mit Paarungen der Messungen (1 und 4, 2 und 5 sowie 3 und 6) gemittelt eine Drehzahl<br />
von 500 U<br />
min ohne größere Toleranzen errechnet werden.<br />
Diese Toleranzen in den Timerwerten ließen sich über die Hysterese, Lagentoleranzen<br />
der einzelnen Hall-Sensoren auf der Leiterplatte oder über die RC-Glieder, welche mit<br />
Toleranzen behaftet sein können, erklären.<br />
Es ergeben sich Toleranzen im Bereich von ca. 25 U<br />
min<br />
, wenn man die genannten Paa-<br />
rungen zum Mitteln der Drehzahl verwendet. Zu diesem Zeitpunkt kann nicht sicher<br />
festgestellt werden, weshalb die Drehzahlwerte schwanken. Aus diesem Grund muss<br />
dieses Problem zu einem späteren Zeitpunkt noch einmal genauer untersucht werden.<br />
Die Drehzahlmessung könnte hierfür ohne die RC-Glieder verifiziert werden.<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 77
8.2. Messungen P-Regler<br />
Abbildung 8.2.: Diagramm zur Verifizierung der Drehzahlmessung<br />
8.2. Messungen P-Regler<br />
Um die Qualität des Servoreglers grob einschätzen zu können, wurden am Ende Mes-<br />
sungen mit verschiedenen Drehzahlen und Verstärkungsfaktoren durchgeführt.<br />
Es konnte ebenfalls der Prüfstand auf seine Eignung geprüft sowie die Einstellungen<br />
für den EPOS Regler von Maxon getestet werden. Die Einstellungen für den EPOS Reg-<br />
ler sind in der Studienarbeit von Herrn Jochen Antons aufgeführt [1].<br />
In ersten Tests mit dem Servoregler wurde die Strombegrenzung auf 1,5A am Netzteil<br />
eingestellt um im Falle einer Fehlfunktion die Zerstörung der Bauteile zu verhindern.<br />
Danach wurde die Strombegrenzung variiert, da diese sich direkt auf die Regelung aus-<br />
wirkt. Zusätzlich zur Strombegrenzung am Netzteil wurde der Verstärkungsfaktor KP<br />
zwischen den Messungen verändert. Es konnte hierbei jedoch noch kein stabiler Zu-<br />
stand erreicht werden. Lediglich bei einer Drehzahl von 1000 U<br />
min blieb der Servoregler<br />
mit einem Verstärkungsfaktor von 0,0015 bis 0,006 stabil. Allerdings stellte sich hierbei<br />
eine bleibende Regelabweichung von ca. 100 U<br />
min ein. Bei allen anderen gemessenen<br />
Drehzahlwerten kam der P-Regler in einen Schwingungszustand, wie in den exempla-<br />
rischen Messungkurven (Abbildung 8.3 bis 8.5) zu erkennen ist.<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 78
8.2. Messungen P-Regler<br />
Zusätzlich bestand, wie schon in Kapitel 6 beschrieben, bei manchen Messungen das<br />
Problem mit der Fehlererkennung, welche wahrscheinlich durch EMV-Störungen her-<br />
vorgerufen wird.<br />
Um den Regelkreis weiter zu optimieren, bedarf es zunächst einmal einem theoreti-<br />
schen Modell der Regelstrecke mit dem dazugehörenden Regelkreis. Zusätzlich sollte<br />
in den nächsten Entwicklungsschritten dem Regler noch ein I-Anteil hinzugefügt wer-<br />
den, um bleibende Regelabweichungen zu verhindern.<br />
Ein zusätzliches Problem stellt derzeit noch die Drehzahlmessung dar. Die Messung<br />
ist zu langsam, weshalb die Drehzahl über den zu erreichenden Sollwert geregelt wird<br />
und den Regler somit in Dauerschwingungen versetzt. Mit einer schnelleren Drehzahl-<br />
messung kann auch die Abtastzeit des Regelkreises angepasst werden.<br />
Die Abtastzeit des Regelkreises beträgt derzeit 32,7ms. Hier wäre eine Zeit von ca. 10ms<br />
wünschenswert. Alle Messkurven wurden mit einer Zeitdauer von 10 Sekunden auf-<br />
genommen.<br />
Abbildung 8.3.: Testlauf 500 U<br />
min - Strombegrenzung am Netzteil 1,5A<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 79
8.2. Messungen P-Regler<br />
Abbildung 8.4.: Testlauf 500 U<br />
min - Strombegrenzung am Netzteil 7,2A<br />
Abbildung 8.5.: Testlauf 2000 U<br />
min - Strombegrenzung am Netzteil 7,2A<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 80
9. Zusammenfassung und Ausblick<br />
9.1. Zusammenfassung<br />
In dieser <strong>Bachelorarbeit</strong> sollte ein erster Entwurf eines temperaturbeständigen Servo-<br />
reglers für bürstenlose Gleichstrommotoren aufgebaut und programmiert werden. Der<br />
temperaturbeständige Servoregler soll später in <strong>Geothermie</strong> Bohrlochsonden einge-<br />
setzt werden können. In Tiefen von bis zu 5000m treten hierbei Umgebungstemperatu-<br />
ren bis zu 200°C auf.<br />
Die Vielfalt an Elektronikkomponenten mit einer solchen Temperaturspezifizierung ist<br />
sehr gering, vergleicht man diese mit der heute erhältlichen Standardelektronik. Es sind<br />
nur sehr wenige Bauteile von wenigen Herstellern erhältlich. Bei den für den Servo-<br />
regler notwendigen MOSFETs ist derzeit nur ein Bauteil mit passenden Parametern<br />
erhältlich. Außerdem stellte sich schon zu Beginn der Arbeit heraus, dass die Hochtem-<br />
peraturkomponenten, mit einer Lieferdauer von 12 Wochen, nicht mehr innerhalb des<br />
Bearbeitungszeitraums geliefert werden können. Dadurch entstand die Notwendigkeit<br />
den Leistungsteil des Servoreglers ersatzweise aus Standard-Elektronikkomponenten<br />
aufzubauen, um die Software des Hochtemperatur Mikrocontrollers an einem bürsten-<br />
losen Gleichstrommotor testen zu können.<br />
Es entstand im ersten Entwurf eine Leistungselektronik, welche gleich zur erhältli-<br />
chen Hochtemperaturelektronik vom Mikrocontroller angesteuert werden kann. Zu-<br />
dem wurden alle für den Betrieb notwendigen Bauteile mit einer Spezifizierung bis<br />
200°C Umgebungstemperatur erörtert, sodass die Elektronik, nachdem die Bauteile ge-<br />
liefert wurden, auch temperaturfest aufgebaut werden kann.<br />
Die Software des Servoreglers konnte auf dem schon gelieferten Hochtemperatur Mi-<br />
krocontroller von Texas Instruments implementiert werden. Es wurden in der ersten<br />
Entwicklungsstufe die Betriebsmodi Rechtslauf und Linkslauf, sowie das aktive Brem-<br />
sen in beide Drehrichtungen, umgesetzt. Außerdem wurde ein erster Reglerentwurf,<br />
um die Drehzahl des Motors mit einem P-Regler zu stabilisieren, auf dem Mikrocon-<br />
troller implementiert.<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 81
9.2. Ausblick<br />
9.2. Ausblick<br />
Die Entwicklung eines temperaturbeständigen Servoreglers mit dafür spezifizierten<br />
elektronischen Komponenten hat sich im Laufe dieser Arbeit als machbar erwiesen.<br />
Lediglich die Umsetzung mit entsprechenden Komponenten im Leistungsteil konnte<br />
aufgrund der Lieferzeiten innerhalb des Bearbeitungszeitraums noch nicht durchge-<br />
führt werden.<br />
In weiterführenden Arbeitsschritten steht nun zunächst der Aufbau der Hochtempe-<br />
raturelektronik an. Hierbei muss beim Layout besonders darauf geachtet werden, dass<br />
eine gute EMV-Verträglichkeit gegeben ist. Zuvor sollte aus diesem Grund das derzeiti-<br />
ge Layout der Standardelektronik nochmals auf die Fehlerursache untersucht und die-<br />
se Fehler entsprechend korrigiert werden. Hiermit kann Erfahrung in diesem Bereich<br />
gesammelt werden, ohne dass das Layout der teureren Hochtemperaturelektronik in<br />
mehreren Arbeitsschritten optimiert werden muss.<br />
Des weiteren können Tests mit der Standardelektronik bei erhöhten Temperaturen<br />
durchgeführt werden. Die Standardelektronik ist bis zu einer Halbleiterschichttempe-<br />
ratur von 175°C ausgelegt und für den bürstenlosen Gleichstrommotor von Maxon,<br />
was die Stromtragfähigkeit betrifft, etwas überdimensioniert. Bei diesen Tests handelt<br />
es sich um eine weitere, jedoch zeitaufwändige, Möglichkeit zu verifizieren, ob Bauteile<br />
für den Betrieb in der Sonde geeignet sind.<br />
Außer der Hardware bedarf es weitere Entwicklungsschritte in der Softwareimple-<br />
mentierung insbesondere beim Regelkreis des Servoreglers. Hierbei sollte zunächst<br />
ein Modell der Regelstrecke, was den Motor und die angeschlossene Last beinhal-<br />
tet, erstellt werden. Auf Grundlage dieses Modells lassen sich die Regelparamter des<br />
Drehzahlregelkreises festlegen. Ebenfalls sollte die Auflösung des PWM-Signals ver-<br />
größert werden. Hierfür ist es notwendig sich tiefer in die Funktionsweise des High<br />
End Timers einzuarbeiten. Außer dieser Optimierung im Programm muss die Dreh-<br />
zahlmessung noch einmal genauer Untersucht werden und mit den Ergebnissen ein<br />
Algorithmus entwickelt werden, um die Drehzahlmessung in kleineren Umdrehungs-<br />
schritten zu realisieren. Aus diesen Optimierungsmaßnahmen resultiert, von den di-<br />
rekten Änderungen am Regelkreis abgesehen, ein besseres Regelverhalten des Motors.<br />
Zusätzlich sollte der Regelkreis um eine Notabschaltung, welche beim Blockieren des<br />
Motors greift, ergänzt werden. Für die Überwachung der maximalen Dauerstromauf-<br />
nahme wird es außerdem notwendig, die Messung der Umgebungstemperatur in den<br />
Regelkreis zu integrieren, da sich dieser in Abhängigkeit der Temperatur verändert.<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 82
Literaturverzeichnis<br />
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[31] TERMWIKI: single-access RAM (SARAM). http://www.termwiki.com/EN:<br />
single-access_RAM_%28SARAM%29, Abruf: 24.08.2011<br />
[32] VISHAY: 3-Phase Brushless DC Motor Controller. Version: Juni 2004. http://www.<br />
vishay.com/docs/70012/si9979.pdf, Abruf: 30.08.2011<br />
[33] VISHAY: Ultrafst Plastic Recitifier: UF4002. Version: Mai 2006. http:<br />
//docs-europe.electrocomponents.com/webdocs/0928/0900766b809284f0.pdf,<br />
Abruf: 25.08.2011<br />
[34] VOGELMANN, Dr.-Ing H.: Elektrotechnik und Elektronik für Maschienenbauingenieure.<br />
2001. – Kapitel 11.1 Gleichstrommaschine<br />
[35] WIKIPEDIA: Kaskadenregelkreis. Version: Mai 2005. http://de.wikipedia.org/<br />
wiki/Kaskadenregelung, Abruf: 011.09.2011. – Bild leicht modifiziert<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 85
Literaturverzeichnis<br />
[36] WIKIPEDIA: Known Good Die. Version: Mai 2010. http://de.wikipedia.org/<br />
wiki/Known_Good_Die, Abruf: 19.07.2011<br />
[37] WIKIPEDIA: Brushless DC Motor. Version: Juli 2011. http://de.wikipedia.org/<br />
wiki/B%C3%BCrstenloser_Gleichstrommotor, Abruf: 20.07.2011<br />
[38] WIKIPEDIA: Elektromagnetische Verträglichkeit. Version: Juli 2011. http:<br />
//de.wikipedia.org/wiki/Elektromagnetische_Vertr%C3%A4glichkeit, Abruf:<br />
29.08.2011<br />
[39] WIKIPEDIA: Gleichstrommaschine. Version: September 2011. http://de.<br />
wikipedia.org/wiki/Gleichstrommaschine, Abruf: 05.09.2011<br />
[40] WIKIPEDIA: Gray-Code. Version: März 2011. http://de.wikipedia.org/wiki/<br />
Gray-Code, Abruf: 30.08.2011<br />
[41] WIKIPEDIA: Kommutierung. Version: März 2011. http://de.wikipedia.org/<br />
wiki/Kommutierung, Abruf: 30.08.2011<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 86
A. Anhang<br />
A.1. Ausschnitt Datenblatt Maxon EC 22 HD Motor<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 87
1 1<br />
Heavy Duty Drive Solution.<br />
EC motor Ø22 mm, bürstenlos, 80 / 240 Watt.<br />
Hauptmerkmale<br />
– Widersteht extremen Temperaturen (-55…200°C)<br />
– Widersteht starken Schlägen und Vibrationen<br />
– Hohe Zuverlässigkeit, auch unter harschen Umgebungsbedingungen<br />
Der Motor ist ausgelegt um harsche Umgebungsbedingungen, wie extreme Temperaturen,<br />
starke Schläge und Vibrationen oder auch hohe Umgebungsdrücke und Vakuum zu widerstehen.<br />
Selbst der Betrieb in Öl ist möglich.<br />
Der einwandfreie Betrieb wurde nachgewiesen bei erweitertem Temperaturbereich von<br />
-55°C bis 200°C – alle eingebauten Komponenten sind für Temperaturen von mindestens<br />
240°C ausgelegt.<br />
Schläge und Stösse sowie Vibrationen werden über den gesamten Temperaturbereich<br />
absorbiert, ohne den Motor zu beschädigen.<br />
Der Motor ist mit oder ohne Hall-Sensoren verfügbar. Diese werden, ähnlich einem Encoder,<br />
in einem Gehäuse untergebracht an den Motor angefl anscht (siehe Zeichnung).<br />
maxon motor<br />
driven by precision
EC 22 ∅22 mm, bürstenlos, 240 Watt<br />
Heavy Duty – für Anwendungen in Öl<br />
A mit Hall-Sensoren<br />
1.6 x2.4<br />
tief/deep<br />
B sensorlos<br />
Lage des Kabelabgangs<br />
zum Befestigungsbohrbild 10<br />
3x 120<br />
15<br />
Alignment of cables relative<br />
to mounting holes 10 M 1:1<br />
Lagerprogramm<br />
Standardprogramm<br />
Sonderprogramm (auf Anfrage)<br />
A mit Hall-Sensoren<br />
B sensorlos<br />
Werte bei Nennspannung und Umgebungstemperatur °C<br />
1 Nennspannung V<br />
2 Leerlaufdrehzahl min-1 3 Leerlaufstrom mA<br />
4 Nenndrehzahl1) min-1 5 Nennmoment (max. Dauerdrehmoment) 1) mNm<br />
6 Nennstrom (max. Dauerbelastungsstrom) A<br />
7 Anhaltemoment mNm<br />
8 Anlaufstrom A<br />
9 Max. Wirkungsgrad<br />
Kenndaten<br />
%<br />
10 Anschlusswiderstand Phase-Phase W<br />
11 Anschlussinduktivität Phase-Phase mH<br />
12 Drehmomentkonstante mNm A-1 13 Drehzahlkonstante min-1 V-1 14 Kennliniensteigung min-1 mNm-1 15 Mechanische Anlaufzeitkonstante ms<br />
16 Rotorträgheitsmoment gcm2 Motordaten (provisorisch)<br />
1) Werte für Betrieb im thermischen Gleichgewicht.<br />
Thermische Daten<br />
17 Therm. Widerstand Gehäuse-Luft 0.79 KW-1 18 Therm. Widerstand Wicklung-Gehäuse 0.75 KW-1 Spezifikationen<br />
19 Therm. Zeitkonstante der Wicklung 4.8 s<br />
20 Therm. Zeitkonstante des Motors 40 s<br />
21 Umgebungstemperatur -55 … +200 °C<br />
22 Max. Wicklungstemperatur +240 °C<br />
Mechanische Daten (vorgespannte Kugellager)<br />
23 Grenzdrehzahl 20000 min-1 24 Axialspiel bei Axiallast < 5 N<br />
0 mm<br />
> 5 N max. 0.14 mm<br />
25 Radialspiel vorgespannt<br />
26 Max. axiale Belastung (dynamisch) 4 N<br />
27 Max. axiale Aufpresskraft (statisch) 60 N<br />
(statisch, Welle abgestützt) 250 N<br />
28 Max. radiale Belastung, 5 mm ab Flansch 16 N<br />
Weitere Spezifikationen<br />
29 Polpaarzahl 1<br />
30 Anzahl Phasen 3<br />
31 Motorgewicht 230 g<br />
Anschlüsse A, Motor Kabel PTFE (AWG 19)<br />
rot Motorwicklung 1<br />
schwarz Motorwicklung 2<br />
weiss Motorwicklung 3<br />
Anschlüsse A, Sensoren Kabel PTFE (AWG 24)<br />
grün VHall 4.5…24 V<br />
blau GND<br />
rot Hall-Sensor 1<br />
schwarz Hall-Sensor 2<br />
weiss Hall-Sensor 3<br />
Anschlüsse B, Motor Kabel PTFE (AWG 19)<br />
rot Motorwicklung 1<br />
schwarz Motorwicklung 2<br />
weiss Motorwicklung 3<br />
Referenzmedium: Shell Tellus Öl T15<br />
Bestellnummern<br />
A mit Hall-Sensoren<br />
Betriebsberiche Legende<br />
n [min<br />
25000<br />
-1 ]<br />
20000<br />
15000<br />
10000<br />
5000<br />
Anwendung<br />
398663<br />
398662<br />
25 25 100 100 150 150 200<br />
48 48 48 48<br />
12900 13500 13700 13900<br />
384 140 144 149<br />
8560 8640 9240 9240 10700 10700<br />
149 120 120 92.9 57.2<br />
4.53 3.64 2.9 2.9 1.88 1.88<br />
460 346 295 256<br />
13.4 10.3 8.98 7.93<br />
70.5 71 70.5 71 70.5 70 70.5 70<br />
3.59 4.64 5.35 6.05<br />
0.357 0.357 0.357 0.357<br />
34.4 34.4 33.5 32.9 32.3<br />
278 285 290 296<br />
29 39.5 47.2 55.4<br />
2.31 2.31 3.15 2.31 3.77 2.31 4.42<br />
7.63 7.63 7.63 7.63<br />
20 40 60 80 100 120<br />
TA = 25°C<br />
TA = 100°C<br />
TA = 150°C<br />
TA = 200°C<br />
Dauerbetriebsbereich<br />
Unter Berücksichtigung der angegebenen thermischen<br />
Widerstände (Ziffer 17 und 18) und der<br />
angegebenen Umgebungstemperatur wird bei<br />
dauernder Belastung die maximal zulässige<br />
Rotortemperatur erreicht = thermische Grenze.<br />
Kurzzeitbetrieb<br />
Der Motor darf kurzzeitig und wiederkehrend<br />
überlastet werden.<br />
Typenleistung<br />
Allgemein<br />
– Anwendungen unter extremen Temperaturen<br />
– Anwendungen mit Schlägen und Vibrationen (nach MIL-STD810F/Jan2000 Fig. 514.5C-10)<br />
– Betrieb in Öl und hohem Druck<br />
Öl-und Gasindustrie<br />
– Öl-, Gas- und geothermische Vorkommen<br />
maxon-Baukastensysten<br />
maxon EC motor Ausgabe März 2011 / Änderungen vorbehalten<br />
140<br />
240 W<br />
200 W<br />
140 W<br />
80 W<br />
M [mNm]<br />
1.0 2.0 3.0 4,0 I [A]
A.2. Datenblatt UT Leistungswiderstände von SRT<br />
A.2. Datenblatt UT Leistungswiderstände von SRT<br />
<strong>Chris</strong> <strong>Bauer</strong> 90
SRT Resistor Technology<br />
Silikon-beschichtete Leistungswiderstände<br />
Typenbezeichnung: UT<br />
Baugrößen: UT-1, UT-2, UT-3, UT-5, UT-6, UT-7, UT-10<br />
Merkmale:<br />
• Widerstandswerte von 0,005 bis 260kOhm<br />
• Nennverlustleistung 0,1 bis 13Watt<br />
• Auslieferungstoleranzen bis ± 0,01%<br />
• niedriger Temperaturkoeffizient: ± 20ppm/K<br />
• MIL-R-26 / MIL-R-39007 Leistungsangaben<br />
• Temperatureinsatzbereich: -55°C bis +350°C („V”)<br />
• Nicht-induktive Wicklung verfügbar<br />
Technische Daten:<br />
Spezifikation Wert<br />
Auslieferungstoleranzen<br />
Temperaturkoeffizient<br />
Temperatureinsatzbereich<br />
Isolationsfestigkeit<br />
Konstruktion<br />
±0.01% bis ±10%<br />
( 1% Standard )<br />
>10Ω : ±20ppm/K<br />
1Ω to10Ω : ±50ppm/K<br />
SRT Resistor Technology<br />
Silikon-beschichtete Leistungswiderstände<br />
Typenbezeichnung: UT<br />
Baugrößen: UT-1, UT-2, UT-3, UT-5, UT-6, UT-7, UT-10<br />
Abmessungen und Werte:<br />
Type Power Rating Maximum<br />
Dimensions<br />
Max. Working<br />
(Watt) Value<br />
(mm)<br />
Voltage<br />
“U” “V” Ohm A [±1.6mm] B [±0.8mm] C [±0.05mm]<br />
UT-1 0.1 0.25 500 3.8 2.0 0.46 8.5<br />
UT-1/2A 0.4 0.5 2.5k 6.4 2.0 0.5 / 0.6 20<br />
UT-1A 1.0 1.5 10k 10.3 2.4 0.5 / 0.6 52<br />
UT-2 1.5 2.0 12.5k 8.9 4.0 0.8 60<br />
UT-2A 2.5 3.0 22k 12.7 4.7 0.8 130<br />
UT-2B 3.0 3.75 22k 14.2 4.7 0.8 140<br />
UT-2C 3.0 4.0 40k 12.7 6.4 1.0 / 0.8 140<br />
UT-2E 3.0 3.5 30k 12.7 5.1 0.8 140<br />
UT-3 4.0 5.5 45k 15.9 6.4 1.0 / 0.8 210<br />
UT-5 5.0 6.5 91k 22.2 7.9 1.0 360<br />
UT-5A 5.0 6.5 65k 24.6 5.2 0.8 390<br />
UT-6 5.0 6.5 95k 25.4 7.9 1.0 504<br />
UT-7B 7.0 9.0 100k 35.6 7.9 1.0 590<br />
UT-7C 7.0 9.0 154k 31.0 7.9 1.0 620<br />
UT-10 10.0 13.0 260k 45.2 9.5 1.0 850<br />
Für nicht-induktive Wicklung: - max. Widerstandswert durch 2 dividieren<br />
- Buchstabe “N” in Bestellcode einfügen (z.B. UTN-5)<br />
Änderungen vorbehalten Ausgabe 07-2008<br />
SRT Resistor Technology GmbH Fon: +49 (0)9103 / 7952-0<br />
Ostlandstr. 31 Fax: +49 (0)9103 / 5128<br />
D-90556 Cadolzburg E-mail: info@srt-restech.de<br />
Germany Internet: www.srt-restech.de