implementação de um amplificador classe d microprocessado

UNIVERSIDADE FEDERAL DO ESPÍRITO SANTO
CENTRO TECNOLÓGICO
DEPARTAMENTO DE ENGENHARIA ELÉTRICA
PROJETO DE GRADUAÇÃO
IMPLEMENTAÇÃO DE UM AMPLIFICADOR
CLASSE D MICROPROCESSADO
GUILHERME BUZATO TALHATE
VITÓRIA – ES
Dezembro / 2006

GUILHERME BUZATO TALHATE
IMPLEMENTAÇÃO DE UM AMPLIFICADOR
CLASSE D MICROPROCESSADO
Parte escrita do Projeto de Graduação
do aluno Guilherme Buzato Talhate,
feito sob a orientação do Professor Dr.
Evandro Ottoni Teatini Salles,
apresentado ao Departamento de
Engenharia Elétrica do Centro
Tecnológico da Universidade Federal
do Espírito Santo, para obtenção do
grau de Engenheiro Eletricista.
VITÓRIA – ES
Dezembro / 2006

GUILHERME BUZATO TALHATE
IMPLEMENTAÇÃO DE UM AMPLIFICADOR
CLASSE D MICROPROCESSADO
COMISSÃO EXAMINADORA:
___________________________________
Prof. Dr. Evandro Ottoni Teatini Salles
Orientador
___________________________________
Eng. Alexandre Secchin de Melo
Co-orientador
___________________________________
Prof. Dr. Mário Sarcinelli Filho
Examinador
___________________________________
Prof. Dr. José Denti Filho
Examinador
Vitória - ES, 15, dezembro, 2006

DEDICATÓRIA
Dedico este trabalho com muito carinho a Renata Caldeira de Amorim que sempre
esteve ao meu lado e tanto me ajudou nos momentos mais difíceis.
E aos Professores do Departamento de Engenharia Elétrica da UFES por tornarem
este trabalho possível.

AGRADECIMENTOS
Agradeço ao professor Dr. Evandro Ottoni Teatini Salles pela oportunidade,
dedicação, atenção, compreensão e paciência antes mesmo da proposição deste projeto, ao
professor Dr. Mário Sarcinelli Filho pela orientação acadêmica, na iniciação científica,
muito útil para a elaboração e execução deste projeto e ao professor Dr. José Denti Filho
pelo incentivo, interesse e ajuda nos estudos deste projeto.
À minha família, pelo apoio e suporte, e à minha querida Renata Caldeira de
Amorim pelo companheirismo, ajuda e compreensão ao longo de todo o curso.
Ao aluno de mestrado Alexandre Secchin de Melo, pela ajuda na elaboração do
programa, na construção das placas e pelo suporte técnico.
Aos meus amigos Marco Antonio Sarter Stoco e João Victor Santos Bissoli pelo
incentivo, ajuda e companheirismo.

RESUMO
Este projeto foi desenvolvido a partir da idéia de implementar um amplificador de
áudio com alto rendimento e boa linearidade através da utilização de um circuito chaveado.
O circuito é composto por diversos módulos, especializados em determinadas funções,
cada um deles com suas características e exigências próprias.
A união desses módulos compõe o amplificador classe D, capaz de amplificar os
sinais de áudio de uma guitarra e alimentar um alto-falante com a potência de 50 watts,
com um aquecimento muito menor que os tradicionais.
Por esquentar menos, não foram necessários dissipadores de calor. Assim, o
circuito completo pode ser menor e mais barato que os tradicionais. A potência que esse
amplificador é capaz de fornecer pode ser ampliada até 500 watts por canal, apenas
alterando alguns componentes.
A utilização de um microprocessador permite que sejam feitas alterações do
sistema sem nenhuma modificação ou troca de peça. Além disso, ele ainda permite o
processamento digital dos sinais de áudio.

LISTA DE FIGURAS
Figura 1 – Topologia do Amplificador Classe A.............................................................11
Figura 2 – Topologia do Amplificador Classe B.............................................................12
Figura 3 – Topologia do Amplificador Classe AB. .........................................................12
Figura 4 – Razão Cíclica de uma onda quadrada.............................................................14
Figura 5 – Circuito Gatilhador dos MOSFETs................................................................15
Figura 6 – Demodulação de um sinal PWM....................................................................15
Figura 7 – Princípio de funcionamento do modulador PWM. .........................................16
Figura 8 – Circuito gerador de onda triangular. ..............................................................16
Figura 9 – Circuito modulador PWM. ............................................................................17
Figura 10 – Sinal aplicado à entrada do conversor A/D de 8 bits. ...................................19
Figura 11 – Valor quantizado do sinal amostrado. ..........................................................20
Figura 12 – Exemplo de geração do sinal PWM a partir do sinal quantizado. .................20
Figura 13 – Chip LPC2138 da Philips. ...........................................................................22
Figura 14 – Circuito elaborado para o Pré-Amplificador.................................................24
Figura 15 – Filtro LC Sintonizado de Segunda Ordem....................................................27
Figura 16 – Placa de Circuito Impresso do Pré-Amplificador. ........................................28
Figura 17 – Gráfico do Módulo da Resposta em Freqüência do Pré-Amplificador. .........29
Figura 18 – Placa de Circuito Impresso dos Módulos de Gatilhamento e Filtro...............30
Figura 19 – Gráfico do Módulo da Resposta em Freqüência do Filtro.............................30
Figura 20 – Gráfico do Módulo da Resposta em Freqüência do Filtro com o Resistor.....31
Figura 21 – Kit MCB2130 da Keil que utiliza o LPC2138..............................................32
Figura 22 – Circuito do Amplificador Classe D Implementado Analogicamente.............33
Figura 23 – Circuito completo do Amplificador Classe D Implementado Digitalmente. .34
Figura 24 – Curvas para as diferentes situações acústicas do ambiente. ..........................37
Figura 25 – Bancada com os equipamentos montados. ...................................................39
Figura 26 – Forma de onda da corrente fornecida pela fonte de 40 volts.........................40
Figura 27 – À esquerda o gatilhador IRS20124S e à direita o DirectFET........................45
Figura 28 – Arquitetura do LPC2138..............................................................................49
Figura 29 – Símbolo e encapsulamento do MOSFET IRLS34N. ....................................51
Figura 30 – Esquemático do circuito do gatilhador IR2011.............................................52

LISTA DE TABELAS
Tabela 1 – Valores medidos no teste para cálculo da THD. ............................................36
Tabela 2 – Valores adaptados de acordo com a situação “D”..........................................38
Tabela 3 – Valores Indicados no Wattímetro Digital. .....................................................39

SUMÁRIO
1 INTRODUÇÃO........................................................................................................... 9
1.1 Objetivos.............................................................................................................. 9
1.2 Descrição dos Capítulos .................................................................................... 10
2 DESCRIÇÃO TEÓRICA.......................................................................................... 11
2.1 Amplificadores Classe A, B e AB...................................................................... 11
2.2 Amplificadores Classe D ................................................................................... 14
2.2.1 Amplificadores Classe D Implementados Analogicamente.................... 16
2.2.2 Amplificadores Classe D Implementados Digitalmente ......................... 19
3 DESENVOLVIMENTO............................................................................................ 22
3.1 Dimensionamento dos Componentes ................................................................ 22
3.2 Implementação dos Módulos ............................................................................ 28
4 RESULTADOS E TESTES ...................................................................................... 33
4.1 Testes de Funcionamento do Amplificador Microprocessado......................... 34
4.2 Medição da Taxa de Distorção Harmônica Total ............................................ 36
4.3 Medição do Rendimento.................................................................................... 38
5 CONCLUSÕES E PROJETOS FUTUROS............................................................. 41
6 REFERÊNCIAS BIBLIOGRÁFICAS ..................................................................... 47
GLOSSÁRIO................................................................................................................ 48
APÊNDICE A – Microcontrolador ARM7 LPC2138................................................. 49
APÊNDICE B – MOSFET IRLZ34N.......................................................................... 51
APÊNDICE C – Gatilhador de MOSFETs IR2011 .................................................... 52
APÊNDICE D – Código Fonte do LPC2138 ............................................................... 53

1 INTRODUÇÃO
Durante vários séculos os músicos apresentaram suas obras utilizando apenas
instrumentos acústicos. Todo o processo de geração sonora advinha do esforço dos
próprios músicos.
Com o desenvolvimento da eletrônica surgiram novos instrumentos, a exemplo da
guitarra, do contrabaixo elétrico e dos amplificadores.
Os circuitos elétricos e eletrônicos são parte integrante de qualquer apresentação
musical da atualidade. Eles se fazem presentes nos pequenos microfones, captadores dos
instrumentos de corda e até nos grandes amplificadores dos shows de rock.
Esses amplificadores possuem capacidades de fornecimento de potência desde
alguns watts até 500 watts. Porém, o aquecimento provocado por esses equipamentos
também é muito grande. Os equipamentos de maior porte necessitam de grande
dissipadores de calor, muitas vezes associados a ventiladores, para manter a temperatura
controlada.
Em média, o aquecimento de um amplificador está equiparado com sua potência.
Portanto, um equipamento de 200 watts exige um fornecimento de energia de pelo menos
400 watts para seu funcionamento.
A possibilidade de construir um amplificador que possua a mesma capacidade de
potência de saída e um aquecimento muito menor despertou interesse pela possibilidade de
economia de energia e material.
Uma vez que o amplificador não aquecerá tanto, os dissipadores e ventiladores não
serão tão exigidos, podendo ser diminuídos. Isso resulta numa diminuição direta dos custos
de produção do equipamento, no seu volume e no seu peso.
Para amplificadores de grande porte, a economia de energia também é uma
vantagem importante, já que ela pode chegar a centenas de watts.
1.1 Objetivos
As principais diretivas deste projeto seguem principalmente a idéia de construir um
amplificador com uma capacidade pequena de potência, mas com a possibilidade de
ampliação dessa capacidade sem a necessidade de grandes alterações.
Seguindo essa linha foi estipulada como base para a implementação do sistema uma
capacidade de potência de saída de 50 watts.
9

Os principais objetivos para que o resultado deste trabalho seja considerado
satisfatório, de acordo com sua idéia original, são: rendimento total do sistema próximo a
85% e taxa de distorção harmônica total do sinal de saída inferior a 1%.
A escolha desse valor para o rendimento foi baseada apenas numa estimativa de
consumo de energia e perdas no sistema da ordem de 10 watts.
Já a escolha da taxa de distorção harmônica total foi estimada com a seguinte idéia:
se um valor de distorção é menor que um centésimo do sinal original, então ele pode ser
considerado muito menor ou até mesmo desprezível para fins práticos.
1.2 Descrição dos Capítulos
Todo o trabalho executado ao longo deste projeto está descrito nos próximos 5
capítulos.
No Capítulo 2 é feita uma breve descrição teórica dos amplificadores, citando os
modelos tradicionais e suas principais características, como a linearidade e o rendimento.
Também se descreve o princípio de funcionamento dos amplificadores chaveados e seus
diferentes tipos de implementação.
O Capítulo 3 descreve todos os passos para a escolha dos componentes, segundo
suas características e exigências, e o projeto de implementação dos módulos. Esse capítulo
também mostra os módulos implementados, além da apresentação de suas características
principais, como o ganho, por exemplo.
No Capítulo 4 são expostos os testes e seus resultados. Foram examinados três
outros amplificadores, a título de comparação. Em seguida, o sistema foi montado e ligado
para examinar seu funcionamento.
Os resultados do primeiro teste foram analisados, para resolver alguns problemas
de desempenho, e, em seguida, foi feito o segundo teste para confirmar seu bom
funcionamento.
Com o sistema funcionando adequadamente foram feitos os dois testes finais para a
medição da taxa de distorção harmônica e do rendimento.
No Capítulo 5 estão expostos os resultados desses testes, as conclusões, a
experiência adquirida e as possíveis melhorias para projetos futuros.
Por fim, no Capítulo 6 estão as referência utilizadas para a pesquisa do assunto e
como base para alguns cálculos e conclusões.
10

2 DESCRIÇÃO TEÓRICA
2.1 Amplificadores Classe A, B e AB
Os primeiros amplificadores projetados para aplicações musicais foram os classe A.
Estes possuem uma corrente de polarização alta garantindo-lhes excelente linearidade,
porém péssimo rendimento (máximo de 25%). Eles também são muito volumosos, por
conta da dissipação do calor gerado. Sua topologia está apresentada na Figura 1.
Fonte: [8]
Figura 1 – Topologia do Amplificador Classe A.
Independentemente do sinal de entrada, o circuito consome uma quantidade fixa de
energia durante todo o tempo que estiver ligado. Caso ele não esteja fornecendo energia à
carga, toda a energia estará sendo desperdiçada na forma de calor.
Por possuir um rendimento muito baixo, os projetos de amplificadores deste tipo,
para grandes potências de carga, produzem uma quantidade tão grande de calor que
inviabiliza qualquer projeto com estes amplificadores. Atualmente, estes amplificadores
estão limitados a aplicações de baixa potência, como fones de ouvido, por exemplo.
Visando projetar circuitos de maior rendimento, foram elaborados os
amplificadores classe B, como mostrado na Figura 2. Suas principais diferenças são: não
apresentar corrente de polarização e utilizar dois transistores que trabalham apenas 50% do
tempo cada um. Esta configuração é conhecida como push-pull, onde apenas um deles
amplifica a parte positiva da onda, enquanto o outro amplifica a parte negativa.
11

Fonte: [8]
Figura 2 – Topologia do Amplificador Classe B.
Deste modo, o rendimento para esta classe pode chegar a 78,5%, mas ela tem a
linearidade comprometida tanto pelo intervalo de condução entre os transistores – chamado
cross-over.
Para eliminar o cross-over é necessário manter os transistores sempre polarizados.
E a partir daí foram criados os amplificadores classe AB, como se observa na Figura 3.
Como este tipo de circuito apresenta corrente de polarização – porém menor que os classe
A – e dois transistores trabalhando em semi-ciclos alternados como os classe B, eles
representam uma melhoria não somente em relação aos classe B, quanto à linearidade, mas
também em relação aos classe A, quanto ao rendimento. Atualmente, estes amplificadores
são os mais utilizados em aparelhos de áudio.
Fonte: [8]
Figura 3 – Topologia do Amplificador Classe AB.
O rendimento de um amplificador de áudio é a relação entre seu consumo de
energia e a energia fornecida ao alto-falante. A dissipação de calor é um fator limitante
12

para circuitos de alta potência e baixo rendimento, porque a maior parte de seu custo é
devido à necessidade de utilização de dissipadores grandes e caros. O baixo rendimento
também significa um consumo de energia muito grande em relação à quantidade de energia
convertida em som.
Quando analisamos equipamentos alimentados por baterias, o tempo que este
equipamento é capaz de funcionar sem a necessidade de recarga é chamado de autonomia.
Seu rendimento está diretamente ligado a sua autonomia. Portanto, quanto maior for seu
rendimento maior será seu tempo de utilização sem a necessidade de recarga.
Por conta dos motivos acima, os engenheiros propuseram uma nova classe de
amplificação onde a perda de energia fosse minimizada, mesmo que a qualidade do áudio
venha a ser comprometida. Esse novo tipo de amplificação ficou conhecido como classe D.
13

2.2 Amplificadores Classe D
Os amplificadores classe D são circuitos chaveados cuja principal característica e
diferencial é o estágio de saída. Ele é composto por transistores que trabalham sempre nas
regiões de condução plena e de corte, semelhantemente a uma chave fechada e a uma
chave aberta respectivamente, daí a nomenclatura: amplificadores chaveados.
Como trabalham na região de chaveamento, a dissipação de calor teórica é zero.
Esta característica proporciona algumas vantagens, tais como alto rendimento, boa
linearidade e tamanho reduzido, mas também apresenta algumas desvantagens, como a
necessidade de filtros no estágio de saída e componentes eletrônicos mais sofisticados.
Seu funcionamento consiste em gerar um sinal modulado por largura de pulso
(PWM) a partir do sinal de áudio [5]. Isto significa que o sinal de saída destes
amplificadores é uma onda que possui apenas dois valores possíveis, alto ou baixo, ou seja,
uma onda quadrada.
Para que o processo de modulação do sinal não proporcione perda de sinal é
necessário que a onda quadrada (portadora) tenha uma freqüência, no mínimo, duas vezes
maior que a maior freqüência do sinal de áudio (modulante).
A relação entre o tempo que o sinal permanece com o valor alto e o período da
onda é chamada de “Razão Cíclica”. O sinal PWM é aquele que varia sua razão cíclica
linearmente, de acordo com o sinal modulante. Por exemplo: um sinal PWM com 10 volts
para o valor alto, 0 volt para o valor baixo e razão cíclica de 35% representa um valor igual
a 3,5 volts.
Figura 4 – Razão Cíclica de uma onda quadrada.
A amplificação do sinal é feita utilizando este sinal PWM para o gatilhamento dos
transistores. O sinal é enviado a um circuito adequador de sinal para que este comute os
transistores. Sempre que o sinal estiver alto o transistor conectado ao pólo positivo da fonte
é ligado, comportando-se como uma chave fechada, e o transistor conectado ao pólo
negativo da fonte é desligado, comportando-se como uma chave aberta; quando o sinal
estiver baixo ocorre o contrário.
14

É necessário que o tempo de comutação dos transistores tenha uma duração muito
menor que o período do sinal modulado, pois o tempo de transição do transistor de chave
aberta para fechada, e vice-versa, é um fator determinante do rendimento do sistema.
Amplificadores com estas características podem atingir rendimentos de até 95%.
Figura 5 – Circuito Gatilhador dos MOSFETs.
O resultado deste chaveamento é também um sinal PWM, com a mesma razão
cíclica. Porém, os valores alto e baixo terão os níveis de tensão da fonte a que os
transistores estão ligados. Este sinal é capaz de representar qualquer valor de tensão que
esteja entre os valores fornecidos pela fonte, através do ajuste de sua razão cíclica.
Fonte: [1]
Figura 6 – Demodulação de um sinal PWM.
Para que o sinal de saída seja apenas o valor médio do sinal PWM é necessário
demodulá-lo. A demodulação é feita por um filtro bassa-baixas que impede a passagem da
portadora, chegando até a carga apenas as componentes do sinal de áudio.
Objetivando uma boa qualidade de áudio, o filtro deve apresentar uma atenuação
aproximadamente constante (menor que 3dB) ao longo de toda sua banda passante, pois
diferentes valores de atenuação nessa faixa implicam em valores de ganho diferentes entre
sons graves, médios e agudos.
15

2.2.1 Amplificadores Classe D Implementados Analogicamente
Um amplificador classe D implementado analogicamente necessita basicamente de
um modulador PWM para gatilhar os transistores. Um dos processos de modulação
possíveis é feito comparando o sinal de áudio com uma onda triangular, como mostrado na
Figura 7, cuja freqüência mínima deve ser duas vezes maior que a maior freqüência do
sinal de áudio.
Fonte: [1]
Figura 7 – Princípio de funcionamento do modulador PWM.
A freqüência do sinal PWM gerado é determinada pela onda triangular. Como o
desejado para o PWM é que apresente no mínimo o dobro da freqüência máxima do sinal
de áudio, a freqüência da onda triangular será determinada pela freqüência desejada para o
PWM. Este mecanismo funciona como se a onda triangular determinasse a taxa de
amostragem do sinal de entrada para a geração do PWM.
A linearidade destes amplificadores está ligada principalmente à qualidade da onda
triangular. Ela, idealmente, deve ser linear ao longo do tempo, com transição imediata
entre subida e descida e vice-versa.
Um circuito capaz de gerar a onda triangular é mostrado na Figura 8.
Fonte: [8]
Figura 8 – Circuito gerador de onda triangular.
Os ajustes de freqüência e amplitude da onda triangular gerada no circuito da
Figura 8 são calculados pelas equações:
16

8
f T
= , (1)
V
4R
R C
6
R
7
4
R
= , (2)
7
T
V fonte
R8
onde: f T freqüência da onda triangular;
V T tensão de pico da onda;
V fonte tensão de alimentação.
O comparador utilizado para gerador de onda triangular deve possuir atraso de
propagação e tempo de transição entre os valores de saída muito menor que o período da
onda, para que as equações sejam válidas. Um atraso muito grande de propagação alterará
a amplitude e o período do sinal gerado, e uma transição lenta provocará um
arredondamento das quinas da onda, o que degrada a linearidade do sinal.
Estes dois fatores citados podem ser muito restritivos para o caso de um
amplificador com alta qualidade de áudio. Quando a exigência de velocidade é muito
grande, poucos componentes são capazes de atendê-la. Por isso, os poucos que são capazes
de manter boa linearidade nestas condições são mais caros. Ainda é relevante o fato das
características dos dispositivos mudarem com o envelhecimento, diminuindo o
desempenho do circuito ao longo do tempo.
Para comparar o sinal de áudio é utilizado um circuito comparador como o
mostrado na Figura 9, que é um amplificador operacional configurado para trabalhar
sempre em saturação positiva ou negativa. Se, num determinado instante de tempo, o sinal
de áudio for maior que a onda triangular, o comparador fornece nível alto na saída, e, se o
sinal for menor, a saída terá nível baixo.
Fonte: [1]
Figura 9 – Circuito modulador PWM.
O circuito de chaveamento é responsável por agregar potência ao sinal de saída do
comparador. Isto é feito através da conversão do sinal de tensão para indicação de
transistor em corte ou em condução plena.
17

Para operar os transistores são utilizados pulsos de corrente de carga e descarga nos
seus gatilhos para comutar entre os estados, para garantir uma transição rápida. Desta
maneira, o resultado do chaveamento é um PWM idêntico ao de entrada do módulo de
gatilhamento, porém com níveis de tensão e potência diferentes.
O circuito de gatilhamento é composto por um chip que faz a conversão de sinal de
tensão em corrente para o acionamento dos transistores.
Para esse chaveamento podem ser utilizados transistores BJT ou MOSFETs.
O BJT tem a vantagem de manter uma tensão pequena em seus terminais quando
no estado de condução plena, mas apresenta uma grande desvantagem quanto à velocidade
de comutação entre os estados de chave aberta e fechada. Eles não respondem rapidamente
para as freqüências da ordem de centenas de kilohertz, permanecendo durante um grande
percentual do tempo na região ativa. Quando o transistor está na região ativa significa que
há uma diferença de potencial em seus terminais maior que em condução plena, logo um
grande aquecimento.
Já o MOSFET apresenta a característica de comportar-se como um resistor quando
em modo de condução plena, o que pode ser considerado como desvantagem, se
comparado com o BJT. Porém, sua resposta a altas freqüências é mais rápida para o
chaveamento em condições de carga na ordem de alguns amperes.
Pelo fato dos MOSFETs apresentarem uma transição de estados mais rápida que os
BJTs e uma resistência de condução pequena – alguns miliohms – eles são indicados para
esse tipo de aplicação.
18

2.2.2 Amplificadores Classe D Implementados Digitalmente
Um amplificador classe D implementado digitalmente (microprocessado) é
composto pelos seguintes módulos:
Fonte;
Pré-Amplificador;
Aquisição;
Processamento;
Gatilhamento;
Filtro.
A Fonte é o circuito responsável por disponibilizar a energia para o sistema em
níveis de tensão pré-estabelecidos até determinada potência.
A primeira etapa do processo é a adequação do sinal de entrada, através da
filtragem, para a diminuição dos ruídos, a amplificação e o deslocamento do nível de
tensão do sinal de entrada para níveis adequados à sua aquisição. Esta etapa é chamada de
Pré-Amplificação.
O circuito de Aquisição é composto de um conversor analógico-digital (A/D), que
possui uma taxa de amostragem e uma quantidade de níveis de quantização. Para uma
resolução de “n” bits o circuito possui 2 n níveis de quantização. E em sua saída ele fornece
um valor de “n” bits, referente ao nível de tensão da entrada.
Para um conversor A/D de 8 bits de resolução (256 níveis de quantização) é
mostrado na Figura 10 e na Figura 11 um exemplo do processo de amostragem e
quantização para a obtenção de um sinal digital. A Figura 10 mostra um sinal aplicado à
entrada do conversor e os momentos de amostragem estão destacados. O resultado da
amostragem e quantização pode ser visto a Figura 11.
Figura 10 – Sinal aplicado à entrada do conversor A/D de 8 bits.
Fonte: [2]
19

Fonte: [2]
Figura 11 – Valor quantizado do sinal amostrado.
A linearidade deste amplificador está diretamente ligada à qualidade do conversor
A/D. Cada nível de quantização deve ser igual aos demais para que todos possuam o
mesmo tamanho. Com isso, cada valor da conversão A/D poderá ser reproduzido na saída
do amplificador com a máxima verossimilhança possível.
O Processador do sinal é o circuito digital capaz de gerar um sinal PWM a partir do
valor de tensão quantizado recebido do circuito de aquisição. Isto é feito manipulando o
tempo de sinal alto na saída do módulo.
O processador, tendo a condição de controlar a taxa de amostragem, pode promover
modificações nas configurações do sistema. Isso sem a necessidade de troca ou
modificação de componentes do circuito, bastando regravar o programa do processador.
Seguindo o exemplo de amostragem e quantização, o módulo de processamento
recebe um sinal de 8 bits para cada valor amostrado, e utiliza-o para gerar o PWM. Na
Figura 12 é mostrado um exemplo para os valores de quantização de 165 e 128
respectivamente.
Figura 12 – Exemplo de geração do sinal PWM a partir do sinal quantizado.
A geração deste PWM é feita através da contagem de zero até o valor máximo do
sinal digital de entrada e da comparação do valor deste contador com o do sinal. Quando
eles são iguais a saída troca para valor baixo e sempre que a contagem é reiniciada o sinal
volta a ser alto.
20

É importante o fato de o PWM não poder assumir os valores de 0% e 100%, pois
nessas duas condições não haverá mudança no valor do sinal ao longo do período da onda,
descaracterizando sua freqüência. O resultado é apenas uma componente de corrente
contínua.
A freqüência máxima para o PWM é dada pelo relógio do processador dividido
pelo valor máximo do valor de entrada. Para um relógio com freqüência de 256 MHz e
uma resolução de 8 bits, a freqüência máxima do PWM será de 1 MHz.
Portanto, a freqüência do sinal PWM gerado é resultado de um compromisso entre
a resolução e a freqüência de trabalho. Para cada bit de resolução que é acrescentado a
freqüência de trabalho cai à metade. Portanto, para altas freqüências ou grande resolução
(16 bits) são necessários processadores muito rápidos para o processo de modulação.
Para produzir um sinal modulado de boa qualidade é necessário um conversor A/D
de boa linearidade. Comparando com a implementação analógica, este modelo possui uma
quantidade de exigências menor. Os circuitos digitais apresentam grande capacidade de
processamento sem comprometimento da linearidade e uma perda de desempenho muito
menor com o envelhecimento.
Ainda é interessante ressaltar que quando o sinal digital é recebido, ele ainda pode
ser processado digitalmente, para diversos fins, antes de ser enviado ao próximo estágio.
Dentre os vários tipos de processamento digital podemos citar: a filtragem para atenuar ou
amplificar determinadas componentes de freqüência, a geração de efeitos para sinais de
áudio e o acionamento de banco de LEDs, como em letreiros luminosos ou medidores de
intensidade de sinal.
Depois de gerado, o sinal PWM é então enviado ao circuito de gatilhamento, já
mostrado anteriormente e comum aos dois tipos de amplificadores classe D, o analógico e
o digital.
21

3 DESENVOLVIMENTO
3.1 Dimensionamento dos Componentes
Para se implementar um amplificador classe D digitalmente determina-se as
especificações de cada módulo de acordo com as exigências e restrições seguintes:
Capacidade de Fornecimento de Potência à Carga de 50 Watts;
Rendimento do Sistema Superior a 85%;
Taxa de Distorção Harmônica Total (THD) do Sinal de Saída inferior a 1%;
Taxa de Amostragem do Sinal de Entrada de 48 kHz;
Resolução mínima de 8 bits para o conversor analógico-digital (A/D);
Freqüência do Sinal de Saída deve estar no mínimo entre 100 Hz e 10 kHz;
Intensidade Máxima do Sinal de Entrada de 1 V de pico a pico;
Alto-falante de 4 Ohms.
A potência mínima da fonte deve ser superior a entregue à carga. Portanto, para
uma potência de 50 Watts senoidal numa carga de 4 Ohms é necessária uma tensão de 40
Volts de pico a pico. Para um melhor desempenho do sistema será utilizada uma fonte de
tensão de 40 Volts (50 Watts) exclusiva para a carga e outra de 12 Volts (5 Watts) para os
módulos de pré-amplificação, processamento e gatilhamento.
O módulo de aquisição e processamento pode ser implementado com apenas um
chip, o microcontrolador “LPC2138”, padrão ARM7, da Philips. Esse microcontrolador
possui uma arquitetura RISC com uma unidade de processamento central (CPU) de 32 bits,
blocos de memória FLASH e SRAM, módulo de controle de interrupção, comunicação,
conversão A/D, geração de PWM, temporizadores e relógio de tempo real.
Figura 13 – Chip LPC2138 da Philips.
A escolha desse microcontrolador levou em consideração as seguintes
características:
Engloba o módulo de aquisição e processamento num único chip;
22

Possui capacidade de processamento de 60 milhões de instruções por segundo,
superior ao mínimo necessário para o projeto e adequado para sua reutilização em
projetos futuros;
O módulo de aquisição atende à exigência de 48 mil amostras por segundo com
uma resolução de até 10 bits de resolução;
Possui temporizadores para sincronizar as amostras do sinal, garantindo intervalos
constantes entre cada amostra e, conseqüentemente, uma taxa exata de 48 kHz;
Possui um módulo interno dedicado à geração de sinal PWM independente da
CPU, ou seja, ao mesmo tempo em que são executadas instruções no processador
também são gerados os sinais PWM;
Menor custo em relação aos demais, inclusive aos de menor capacidade de
processamento;
Fácil programação, utilizando a porta serial ou a interface JTAG (não é necessário
desligar ou remover o chip do circuito para reprogramá-lo);
Disponibilidade de um Kit da Keil que possui o microcontrolador no laboratório
CISNE.
Como o conversor A/D do LPC2138 trabalha alimentado com 3,3 volts e suporta
no máximo 5 volts, é necessário que o módulo pré-amplificador tenha um ajuste de ganho
de modo a proporcionar uma saída máxima de 3,3 V de pico a pico e tensão mínima
sempre maior ou igual a zero – um valor de tensão alternado somado a uma constante.
O circuito pré-amplificador deve possuir uma banda passante que vai de 100 Hz até
10 kHz e rejeitar sinais com freqüências inferiores a 20 Hz e superiores a 20 kHz, pelo fato
da faixa audível da maioria das pessoas variar dentro da faixa de 20 Hz a 20 kHz.
Já que o amplificador poderá ser utilizado com vários equipamentos de som
diferentes, é necessário que a impedância de entrada do pré-amplificador seja da ordem de
megaohms, para que não interfira no equipamento que estará ligado na sua entrada.
Com base nas exigências do sistema, foi elaborado o circuito esquematizado na
Figura 14 para o módulo pré-amplificador, com alta impedância de entrada, baixo THD
(menor que 1%), ajuste de ganho para adequar os níveis de tensão do sinal de entrada com
a conversão A/D e que se comporte como um filtro passa-banda.
O circuito proposto apresenta uma impedância de entrada de 4 MΩ, 2,2 kΩ de
saída, ganho variável entre 3 e 10 V/V e três filtros.
O primeiro desses filtros, formado pelo capacitor “C1” e pelos resistores “R1A” e
“R1B”, é um filtro passa-altas com freqüência de corte de 15 Hz. O segundo, composto
23

pelo amplificador operacional, é um filtro ativo passa-baixas com freqüência de corte de
15 kHz. E o terceiro é um filtro passa-banda de segunda ordem, composto pelos
componentes “CF”, “C2”, “R4A”, “R4B” e “RF”, com banda passante de 30 Hz até 15
kHz.
Figura 14 – Circuito elaborado para o Pré-Amplificador.
O circuito apresenta dois diodos de proteção para que a tensão de saída esteja
sempre entre -0,7 V e 4 V, pois o conversor analógico-digital só suporta valores de tensão
dentro dessa faixa.
Todo o sistema de aquisição, processamento e geração do sinal PWM foi
implementado utilizando o “LPC2138” do Kit “MCB2130” da Keil. E para a elaboração do
programa microcontrolador foi utilizado ambiente de desenvolvimento em linguagem de
programação C, também da Keil, em um computador disponível no laboratório CISNE.
Optou-se por fazer todos os testes de desempenho utilizando este Kit, antes de
projetar uma placa para este módulo. Como o Kit estava disponível para a utilização
imediata, ele representou uma economia de tempo.
Para confeccionar a placa desse módulo foi necessário esperar o tempo da compra e
entrega dos componentes, que foi de aproximadamente 1 mês e meio. Uma vez que o
microcontrolador é importado, sua entrega leva no mínimo três semanas.
O módulo de aquisição está programado para amostrar o sinal de entrada 48 mil
vezes por segundo, com as opções de 8, 9 e 10 bits. E o módulo gerador do sinal PWM,
para funcionar em sincronismo com as aquisições, inclusive com a mesma resolução.
Cada amostragem é iniciada por um pedido de interrupção gerado pelo
temporizador interno do microcontrolador. Após o valor da conversão estar disponível, o
24

processador carrega este valor no módulo PWM. A resolução de um sinal modulado por
largura de pulso é dada pelo período do sinal medido em quantidade de ciclos de relógio.
Portanto, para uma resolução de 10 bits (1024 níveis de quantização) é necessária uma
contagem de 1024 ciclos de relógio.
O circuito de gatilhamento deve ser capaz de identificar sinais digitais que podem
ser 0 volt (nível lógico zero) e 3,3 volts (nível lógico um) e acionar os transistores para que
eles troquem de estado, de chave aberta para fechada e vice-versa.
Os MOSFETs podem ser organizados de duas maneiras diferentes para executar o
gatilhamento. A primeira é com um MOSFET canal P ligado ao pólo positivo da fonte e
um canal N ligado ao negativo. O principal problema para esta configuração está no
gatilhamento do transistor canal P. Sua resistência de condução é aproximadamente o
dobro da resistência de um equivalente canal N, o que ocasiona um maior aquecimento de
um transistor em relação ao outro.
Além disso, é necessário elevar o potencial do gatilho até igualar o da fonte de 40
volts. Como todos os módulos são alimentados com 12 volts, é necessário que a parte do
circuito que acionará o transistor canal P esteja associada a um potencial fora do circuito.
Esse tipo de acionamento exige circuitos complexos, capazes de trabalhar referenciados a
um potencial externo.
A segunda maneira é utilizar dois MOSFETs canal N. Desta maneira tem-se uma
ponte equilibrada, mas que ainda apresenta o problema do acionamento do transistor ligado
ao pólo positivo da fonte. Entretanto, para acionar o transistor canal N, o gatilho está
referenciado ao terminal de saída do circuito e não à fonte [3]. Dessa forma, o circuito que
irá acioná-lo pode estar no mesmo potencial de todo o resto do circuito, bastando apenas
fazer um deslocamento de nível de tensão.
Então foi escolhido para o módulo de gatilhamento o “IR2011” [10] da
“International Rectifier” (IRF). Ele foi projetado para acionar dois MOSFETs canal N,
apresenta os tempos de atraso de propagação iguais para ambos os canais, boa capacidade
de carga de gatilho e é compatível com sinais de 0 e 3,3 volts.
A escolha dos MOSFETs deve considerar principalmente: capacidade de condução
de corrente, tensão de isolamento, resistência de condução, capacitância de gatilho e entre
dreno e fonte. Como ele deve suportar uma corrente mínima de 1,25 Amperes, todos os
transistores de potência atendem a este quesito. Para a tensão de isolamento, foi utilizado
como referência o “aplication note 1070” da IRF [4] que determina uma tensão de isolação
mínima de 52 volts para cada transistor.
25

A resistência de condução é o valor mínimo de resistência apresentada pelo
transistor quando trabalha no estado de chave fechada. Esse valor transita de alguns
megaohms, quando o seu gatilho está descarregado, para o valor da resistência de
condução, quando o gatilho está completamente carregado. Ela representa, no circuito,
uma resistência em série com a carga. Portanto, para uma boa transferência de potência
acompanhada de alto rendimento é necessária uma baixa resistência de condução.
A capacitância do gatilho é determinante para seu aquecimento, porque quanto
maior a capacitância maior é o tempo de carga. Durante o tempo de carga do gatilho, a
resistência de condução do transistor possui valores muito altos em relação à carga. Isso
faz com que a maior parte da energia cedida pela fonte seja dissipada no transistor. A
maior perda de potência do processo de gatilhamento ocorre nesse instante de tempo. Por
isso, é importante buscar o transistor com a menor capacitância de gatilho possível.
A capacitância entre dreno e fonte é importante no momento que o transistor
comuta do estado de chave fechada para aberta. Nesse momento, a interrupção da corrente
se dará quando esta capacitância for carregada. Portanto, quanto menor for essa grandeza
mais rápida é a comutação.
Dentre essas características, o modelo que apresentou o melhor conjunto foi o
“IRLZ34N” [9], o qual tem capacidade de condução de corrente de 30 Amperes, tensão de
isolamento de 55 Volts, resistência de condução de 35 miliohms, capacitância de gatilho de
880 pF e capacitância entre dreno e fonte de 220 pF.
Antes de alimentar a carga com o sinal amplificado é necessário demodulá-lo. Esta
demodulação é feita por um filtro passa-baixas que deve atenuar as freqüências superiores
a 10 kHz. Os filtros passivos são os únicos capazes de agregar potência e alto rendimento,
e portanto representam a única opção de demoduladores para o sistema.
O sinal demodulado possui uma tensão máxima de 40 volts de pico a pico e valor
médio igual a zero, logo sua tensão eficaz é de 14,14 Volts e a corrente eficaz máxima que
circula na carga é de 3,5 Amperes. Portanto, todo o circuito do filtro deve suportar no
mínimo esse valor de corrente.
A principal restrição quanto à ordem do filtro é o número de indutores. Geralmente
são grandes, pesados e adicionam uma resistência em série com a carga. Então, optou-se
por utilizar o filtro com apenas um indutor, para minimizar os custos e o tamanho do
circuito.
Dessa forma, o filtro poderia ser no máximo de terceira ordem, com um capacitor
de entrada e um de saída ligados à referência de potencial. Mas como o chaveamento
26

possui harmônicas de alta freqüência, o capacitor de entrada comporta-se como um curtocircuito
para a referência e sobrecarregará os transistores. Então, o filtro poderá ser apenas
de segunda ordem.
Dentre os filtros passivos de segunda ordem existentes na literatura, o escolhido foi
o “LC sintonizado” por apresentar maior atenuação na banda de rejeição.
É interessante citar que a portadora PWM será filtrada promovendo a circulação de
uma corrente reativa no filtro, podendo ser relevante se comparada com a corrente da carga
(ativa). Portanto, para dimensionar os elementos do filtro deve-se considerar a corrente
aparente (ativa mais reativa).
O filtro LC sintonizado de segunda ordem mostrado na Figura 15 pode ser
dimensionado através das equações:
f LC
1
= , (3)
2π
LC
onde:
f LC freqüência de ressonância;
R Valor da impedância da carga;
L Valor da indutância do indutor;
C Valor da capacitância do capacitor C.
L
R = , (4)
C
Figura 15 – Filtro LC Sintonizado de Segunda Ordem.
A configuração formada pela bobina “L” e pelo capacitor “C” elimina as
componentes de alta freqüência do sinal, mas não impede a passagem de corrente contínua.
E como este filtro deve permitir que a carga “R” seja alimentada apenas com sinal de valor
médio zero, o capacitor “CA” está colocado de modo a compor um filtro passa-altas, para
evitar que exista um valor de tensão DC na carga.
O filtro passa-altas configurado por “CA” e “R” possui uma freqüência de corte
que pode ser calculada através da equação:
27

f 1
= c 2π
. R . . (5)
CA
Como o filtro “LC sintonizado” escolhido deve apresentar uma freqüência de corte
superior a 10 kHz e o alto-falante deve ter 4 Ohms, foram calculados os valores teóricos
para o capacitor e para o indutor aplicando-se as equações (3) e (4), que são: f LC = 17 kHz,
C = 2,2 µF, R = 4 Ω, e L = 40 µH.
Para que este filtro tenha uma influência pequena sobre o sinal de áudio, a
freqüência de corte inferior deve ser menor que 100 Hz. Então, o valor mínimo de “CA”
deve ser de 400 microfarads, com 40 Volts de tensão de isolação do dielétrico, que é a
tensão de chaveamento.
3.2 Implementação dos Módulos
A disponibilidade de uma fonte externa para alimentar o sistema é uma das
premissas do projeto, bastando apenas escolher as tensões de alimentação e a potência
necessárias.
A primeira etapa foi a implementação dos módulos individuais de acordo com o
dimensionamento proposto. A partir dos esquemáticos dos circuitos elaborados, foram
roteadas as placas para sua confecção.
A primeira placa de circuito impresso confeccionada foi a do pré-amplificador. Ela
foi roteada conforme o circuito da Figura 14 e seu resultado é mostrado na Figura 16.
Figura 16 – Placa de Circuito Impresso do Pré-Amplificador.
Este circuito foi ensaiado para a obtenção de sua função de transferência. O ensaio
consistiu em aplicar um sinal de amplitude e freqüência conhecidas e medir a amplitude do
28

sinal na saída do módulo. Aplicando-se vários sinais de freqüências diferentes foi obtido
um valor de atenuação para cada sinal. Com a junção desses dados pode ser elaborado o
gráfico do módulo de sua resposta em freqüência.
A Figura 17 mostra que a banda passante do circuito é de 110 Hz até 10 kHz,
aproximadamente. O circuito apresenta uma atenuação maior que 9 dB para freqüências
superiores a 20 kHz e maior que 21 dB para freqüências inferiores a 20 Hz.
Figura 17 – Gráfico do Módulo da Resposta em Freqüência do Pré-Amplificador.
A curva de menor ganho foi obtida com o ajuste de ganho de tensão em 2,8 V/V
(mínimo) e a curva de maior ganho foi obtida com o ajuste em 6 V/V.
Os valores práticos obtidos para os elementos do filtro foram: f LC = 18.556 Hz,
C = 2,12 µF, R = 4 Ω, e L = 34,7 µH. E para um valor de “CA” igual a 470 uF e de acordo
com a equação (5), teremos uma freqüência de corte inferior de aproximadamente 85 Hz.
A partir dos componentes definidos no dimensionamento, foi confeccionada uma
única placa com os módulos de Gatilhamento e Filtro, mostrado na Figura 18.
Através de um ensaio, que consiste em aplicar vários sinais de freqüências
diferentes na entrada do circuito e medir a amplitude do sinal na saída, foi obtido o módulo
da resposta em freqüência do filtro, com um alto-falante de 4 Ohms como carga. Esta
caracteristica é mostrada na Figura 19.
29

Figura 18 – Placa de Circuito Impresso dos Módulos de Gatilhamento e Filtro.
A curva apresenta uma banda passante de 45 Hz até 28 kHz, e variações de
atenuação no intervalo de 80 até 200 Hz e de 10 até 23 kHz, que fazem parte da banda
passante do filtro. Isto indica que os sinais que possuem freqüência dentro destes intervalos
terão valores de atenuação diferentes dos demais que também possuem freqüência dentro
da banda passante.
Ganho [dB]
6,0
3,0
0,0
-3,0
-6,0
-9,0
-12,0
-15,0
-18,0
-21,0
-24,0
10 100 1.000 10.000 100.000
Freqüência [Hz]
Figura 19 – Gráfico do Módulo da Resposta em Freqüência do Filtro.
Também foram detectadas alterações na forma de onda dos sinais de 10 até 20 kHz.
Nessa região ocorreu a geração de componentes harmônicas cujas amplitudes são da
mesma ordem de grandeza do sinal, implicando numa distorção significativa do sinal
original.
30

O módulo de Filtro com carga resistiva de 4 Ohms apresentou uma banda passante,
de acordo com a Figura 20, que vai de 75 Hz até 25 kHz. A curva não apresenta as mesmas
variações de atenuação na banda passante, em relação à situação anterior, pelo fato da
carga ser resistiva.
3,0
0,0
Ganho [dB]
-3,0
-6,0
-9,0
-12,0
-15,0
-18,0
10 100 1.000 10.000 100.000
Freqüência [Hz]
Figura 20 – Gráfico do Módulo da Resposta em Freqüência do Filtro com o Resistor.
Este último ensaio não representa uma situação real porque todo amplificador é
ligado em um alto-falante. E todo alto-falante possui impedância composta por uma parte
indutiva e outra resistiva. Portanto, este ensaio objetiva analisar o comportamento do filtro
em diferentes condições de carga.
Por não possuir uma carga com característica indutiva, o circuito apresentou uma
única freqüência de ressonância, que está próxima a 14 kHz, mas não apresentou a mesma
não-linearidade que na situação anterior. O efeito dessa ressonância pode ser percebido
pelo aumento do ganho do filtro nas freqüências de 7 até 18 kHz.
O Kit, mostrado na Figura 21, possui uma interface com os níveis de tensão
adaptados para a porta serial, que possibilita, quando conectado a um PC, a programação
do microcontrolador utilizando o software “Flash Utility”, que acompanha o Kit. Também
apresenta 8 LEDs ligados por “buffers” aos pinos de entrada e saída do chip, um
potenciômetro conectado a uma entrada A/D, um alto-falante pequeno ligado à saída
digital-analógica via um amplificador, acesso a todos os pinos de entrada e saída do chip
via “pinheads” e pinos de “3,3 volts” e “terra” para utilização de outros equipamentos que
venham a ser ligados no Kit.
31

Figura 21 – Kit MCB2130 da Keil que utiliza o LPC2138.
Para o projeto foram utilizados do microcontrolador: uma entrada A/D, duas saídas
PWM, a tensão de 3,3 volts disponível no Kit para o deslocamento de nível no estágio de
saída do pré-amplificador e a porta serial para a gravação do programa.
32

4 RESULTADOS E TESTES
Foram utilizados três amplificadores para um estudo comparativo com o sistema
elaborado nesse projeto. O primeiro amplificador é um classe A. Ele apresenta potência
nominal de saída de 18 watts e consome 100 watts da rede elétrica durante todo o tempo
que permanece ligado, mesmo se não estiver tocando som algum. Esse equipamento
necessita de dissipadores de calor e ventiladores para manter sua temperatura dentro da
suportada pelo equipamento. A temperatura média durante sua utilização é
aproximadamente de 60 graus Celsius.
O segundo amplificador é um classe AB. Ele foi montado utilizando o chip
“TDA2616Q” da Philips, e possui dois canais de saída com potência nominal de 12 watts
por canal. Ele apresenta um dissipador de calor e em condições de máxima exigência de
potência atinge uma temperatura próxima a 70 graus Celsius.
Também foi testado um amplificador classe D analógico implementado com
amplificadores operacionais e comparadores, mostrado na Figura 22. Esse amplificador já
estava implementado e disponível no laboratório para testes.
Esse módulo foi ligado aos módulos do pré-amplificador, de gatilhamento e filtro.
Ele gera uma onda triangular de 260 kHz com 1 Volt de pico a pico. Essa onda é
comparada com o sinal de entrada e na saída do comparador é gerado o sinal PWM.
Figura 22 – Circuito do Amplificador Classe D Implementado Analogicamente.
A forma de onda do sinal PWM apresenta uma forma exponencial na subida do
sinal. A saída do comparador é feita com um transistor bipolar na configuração “coletor
aberto” e um resistor de pull-up.
Dessa forma, a transição de descida do sinal de saída é feita pelo transistor de saída,
logo é bastante rápida comparada com o período da onda. Mas a transição de subida é feita
pelo resistor de pull-up carregando a capacitância de saída e portanto terá forma de onda
exponencial.
33

Com este circuito não foi detectado o problema do ruído residual. Quando não há
sinal de áudio na entrada também não há nenhum tipo de ruído na saída.
Em nenhum momento a fonte acusou curto-circuito e os transistores apresentaram
um aquecimento menor que o teste anterior.
Foi detectada uma interferência do circuito de comparação no circuito de geração
da onda triangular. A geração do sinal PWM provoca uma instabilidade na onda triangular:
sua visualização no osciloscópio mostra alterações instantâneas de amplitude e fase de
acordo com o sinal de áudio. A interferência se torna maior com o aumento da intensidade
do sinal de áudio.
O tempo de subida do sinal PWM, nesse circuito, é maior que o de descida e isso
faz a comutação dos transistores ocorrer em instantes diferentes, havendo então um
intervalo de tempo que ambos os transistores estão funcionando como chave aberta.
4.1 Testes de Funcionamento do Amplificador Microprocessado
No primeiro teste, o amplificador classe D foi montado como mostrado na Figura
23, e foi utilizado um rádio FM como fonte de sinal de áudio para o amplificador.
Figura 23 – Circuito completo do Amplificador Classe D Implementado Digitalmente.
A fonte utilizada (canto superior direito da Figura 23) fornece os dois valores de
tensão e alimenta todo o sistema.
34

O pré-amplificador (canto inferior esquerdo da Figura 23) recebe o sinal de áudio,
amplifica tal sinal, desloca seu nível e o entrega ao conversor A/D.
O Kit (centro da Figura 23), ao receber esse sinal, faz sua amostragem e
quantização. Em seguida, utiliza o valor da conversão para gerar o sinal PWM que é
enviado para o próximo estágio. Esse sinal gerado possui uma forma de onda com a
presença de harmônicas além daquelas que compõem normalmente o sinal, mas com
amplitudes muito pequenas, não comprometendo o funcionamento do sistema.
O módulo de gatilhamento e filtro (canto superior esquerdo) recebe o sinal, gera os
pulsos de corrente nos gatilhos dos dois MOSFETs, filtra o PWM de potência e entrega o
sinal de áudio amplificado à carga (lado direito).
O sistema funcionou e todos os estágios cumpriram suas funções corretamente, mas
o rendimento, o THD e as potências envolvidas no sistema não foram medidos nesse
primeiro teste. Como a entrada recebe um sinal de áudio com amplitude variável com o
tempo, não foi exigida a potência máxima do amplificador.
Foi detectado um ruído residual na ausência de sinal de áudio. Mesmo quando o
sinal era de baixa intensidade esse ruído pôde ser notado. Foi constatado que esse ruído
independe do sinal de entrada, pois à medida que a intensidade do sinal de saída aumenta
sua percepção diminui.
Após alguns testes com os módulos separados, descobriu-se que este ruído se deve
a induções do PWM no pino de entrada do conversor A/D. Como este conversor apresenta
alta impedância de entrada, mesmo sinais muito fracos são capazes de interferir no sinal
original.
Os MOSFETs apresentaram um pequeno aquecimento mesmo sem carga, mas não
foi necessário utilizar dissipador. A proteção contra curto-circuito da fonte atuou durante
todo tempo, mas de maneira pulsada. Esse fato atentou para um possível problema no
chaveamento, pois a fonte acusara curto-circuito até na ausência de carga.
O componente que apresentou o maior aquecimento foi o indutor do filtro,
chegando a aproximadamente 50 graus Celsius.
Mesmo sendo o elemento que apresentou o maior aquecimento, a temperatura
atingida pelo indutor ainda é aceitável, pois ele é capaz de suportar até 70 graus Celsius
sem qualquer dano ao isolamento.
Antes de serem feitos os testes de rendimento já é possível notar que o nível de
dissipação de calor apresentado por esse sistema está muito abaixo dos níveis constatados
nos amplificadores classe A e AB.
35

Foi então elaborado um segundo teste para o amplificador. Nesse teste o programa
foi alterado, visando corrigir o problema de comutação dos transistores. Como o transistor,
em seu acionamento, comuta do estado de chave aberta para fechada mais rapidamente que
do estado de chave fechada para aberta, acontecem instantes de tempo que ambos estão
conduzindo.
Uma tentativa adotada para solucionar o problema foi reservar um tempo entre as
comutações para compensar o atraso do transistor. Para esse tempo é atribuído o nome
dead-time.
Durante o teste foram experimentados vários valores de tempo diferentes, medidos
os valores de corrente média fornecida pela fonte e verificado se a proteção contra curtocircuito
atuava, sempre sem carga.
O menor valor de dead-time a partir do qual a corrente média permanece constante
e a proteção contra curto-circuito não atua foi de 83 nanosegundos, ou 5 ciclos de relógio.
Então, esse valor foi incorporado ao programa e o problema foi considerado resolvido.
4.2 Medição da Taxa de Distorção Harmônica Total
O procedimento consistiu em injetar um sinal senoidal com freqüência de 1 kHz na
entrada do amplificador e medir a amplitude da componente de 1 kHz na saída e de suas
harmônicas de 2 até 7 kHz, conforme Tabela 1.
Freqüência
(kHz)
Potência
Normalizada
(dB)
1 24
2 -13
3 -15
4 -24
5 -30
6 -27
7 -24
Tabela 1 – Valores medidos no teste para cálculo da THD.
O valor da THD [7] é calculado somando-se as potências de todas as harmônicas
geradas e dividindo-se pela potência da onda fundamental, nesse caso a onda de 1 kHz.
Os valores das potências normalizadas foram calculados no osciloscópio digital, e
representam o resultado do cálculo da equação
36

V pico
⎛ ⎞
P = 20 ⋅ log
⎜
⎟
10
, (6)
⎝ 2 ⎠
onde: P Potência normalizada;
V pico Tensão de pico da componente da harmônica.
A THD calculada com os valores registrados na Tabela 1 é igual a 0,04%. A THD
representa a potência total das componentes harmônicas em relação à onda fundamental.
Para equipamentos de áudio deve-se levar em consideração o fato do ouvido
humano possuir uma sensibilidade diferente para cada freqüência do sinal sonoro [6].
A sensibilidade do ouvido humano é diferente, também, de acordo com a
intensidade do som e das condições acústicas do ambiente. Esses níveis foram divididos
em quatro situações acústicas distintas, mostradas na Figura 24.
Figura 24 – Curvas para as diferentes situações acústicas do ambiente.
A condição “D” é utilizada para avaliar condições com perturbação de alta
freqüência produzida por aeronaves. A condição “C” simula a resposta em freqüência para
altos níveis. A condição “B” simula condições de conversação normal e a “A” simula a
resposta para sons de baixa intensidade.
Como o objetivo de calcularmos a THD é identificar se as harmônicas geradas
serão ou não audíveis, foi considerada a condição que resultará na pior THD. A situação
“D” é a que apresenta o maior nível de percepção das componentes harmônicas, e portanto
é a condição na qual o ouvido perceberá mais a presença ou não dos harmônicos.
37

Freqüência
(kHz)
Potência
Normalizada
Corrigida (dB)
1 24
2 -5
3 -3
4 -12
5 -20
6 -19
7 -17
Tabela 2 – Valores adaptados de acordo com a situação “D”.
Aplicando aos valores medidos as correções indicadas na situação “D” do gráfico
foi gerada uma nova série de dados mostrada na Tabela 2.
A nova THD calculada de acordo com a Tabela 2 é de 0,37%. Portanto, ambos os
valores calculados de distorção harmônica total atendem aos limites estipulados no início
desse projeto.
4.3 Medição do Rendimento
Para a medição das potências de entrada e saída do amplificador foram utilizados
os seguintes equipamentos:
Duas Fontes de Alimentação DC, uma de 12 Volts e 1 Ampere de capacidade
máxima e outra de 40 Volts e 3 Amperes;
Osciloscópio Digital;
Gerador de Funções;
Analisador Universal de Potência, modelo PM3000A da Voltech.
A fonte de 40 Volts foi ligada aos transistores de chaveamento e a fonte de 12 Volts
foi ligada a todos os outros módulos do amplificador.
O osciloscópio digital foi utilizado para visualizar as formas de onda das diversas
tensões do sistema.
O gerador de funções foi configurado para gerar um sinal senoidal de 1 kHz com
0,5 Volts de pico a pico e foi ligado à entrada do amplificador.
O Analisador Universal de Potência possui três canais, e cada canal possui um
voltímetro e um amperímetro. O voltímetro do canal 1 foi ligado em paralelo com a fonte
de 40 Volts, e o amperímetro em série. O canal 2 foi configurado da mesma maneira, e
ligado à carga.
A bancada com todos os equipamentos pode ser vista na Figura 25.
38

Figura 25 – Bancada com os equipamentos montados.
Com o sistema montado e ligado, ajustou-se o ganho do amplificador até a potência
máxima que a fonte é capaz de fornecer. A partir de aproximadamente 28 Watts de
potência entregue à carga a fonte acusou curto-circuito. Portanto, o teste para a medição de
rendimento foi executado com a potência máxima que a fonte foi capaz de fornecer.
Foi aplicado um sinal senoidal de 1 kHz à carga e medidos os valores de tensão
eficaz, corrente eficaz e potência da fonte e da carga. O wattímetro indicou os valores
mostrados na Tabela 3.
Tensão
Eficaz (V)
Corrente
Eficaz (A)
Potência
(W)
Entrada 40,43 1,65 34,40
Saída 11,27 2,57 28,88
Tabela 3 – Valores Indicados no Wattímetro Digital.
A partir dos valores de potência obtidos temos que o rendimento do circuito de
chaveamento é de 84%, aproximadamente.
O rendimento total ainda deve considerar a energia consumida pelo Kit e pelo préamplificador.
A fonte de 12 Volts indicou um consumo de corrente de 0,03 Amperes,
portanto uma potência de 0,36 Watts. Logo, o rendimento apresentado pelo sistema foi de
83%, aproximadamente.
A Figura 26 mostra que a corrente drenada da fonte não é constante, e possui o
valor máximo de 3,15 Amperes. Dessa forma, o valor da corrente eficaz não corresponde
ao valor médio da corrente, que é utilizada para calcular a potência. Portanto, o valor da
corrente eficaz não foi considerado.
39

Figura 26 – Forma de onda da corrente fornecida pela fonte de 40 volts.
A fonte acusou curto circuito para uma potência maior de saída porque a corrente
ultrapassou o valor máximo que ela é capaz de fornecer, mesmo que esse intervalo de
tempo seja pequeno em relação ao período.
O indutor apresentou um aquecimento excessivo, os MOSFETs atingiram uma
temperatura um pouco maior que nos testes anteriores e o capacitor de acoplamento da
carga também apresentou um leve aquecimento.
Com o fim desse testes foram obtidos todos os dados necessários para uma
avaliação completa de todos os objetivos traçados para esse projeto. Além da avaliação dos
resultados, também foram exploradas possíveis melhorias para o trabalho e a possibilidade
de seu aproveitamento para projetos futuros.
40

5 CONCLUSÕES E PROJETOS FUTUROS
O amplificador implementado com amplificadores operacionais e comparadores foi
dimensionado para determinados valores de freqüência do sinal PWM e do nível de tensão
de entrada. Caso alguma modificação tenha de ser feita, será necessária a modificação dos
valores dos resistores e capacitores. Isso pode ser feito através da troca de componentes ou,
em alguns casos mais simples, se o pré-amplificador possuir ajuste de ganho, os ajustes
poderão ser feitos no ganho do circuito.
Para os usuários que venham a utilizar esse equipamento, essas modificações
deverão ser feitas via assistência técnica. Normalmente, esses usuários são leigos no
assunto e não possuem habilitação para modificar as configurações desse tipo de
equipamento.
O envelhecimento dos componentes também é um fator que compromete a
qualidade do sistema. A geração do sinal PWM pelos comparadores mais desgastados pelo
tempo não apresentam o mesmo desempenho nas transições, reduzindo o rendimento do
sistema, pois o tempo das transições é um dos fatores determinantes do rendimento.
Já no amplificador implementado com um microcontrolador, grande parte de suas
configurações podem ser ajustadas no seu programa. E para grande parte das modificações
o programa de atualização poderá ser enviado ao usuário (pela internet ou num CD pelo
correio). Ele, então, liga o equipamento ao computador e executa o programa que altera a
configuração sem a necessidade de abrir o equipamento ou de levá-lo a uma assistência
técnica.
Quanto ao envelhecimento, os circuitos digitais são mais resistentes por
trabalharem com faixas bem definidas e com uma margem de segurança na interpretação
dos sinais. Dessa forma, um processador com alguns anos de uso ainda apresenta um bom
desempenho por estar apenas executando um programa.
Um problema de envelhecimento que afeta o desempenho do sistema com um
microprocessador é a perda de linearidade do conversar A/D. O tipo de conversor que
utiliza divisores resistivos como referência pode ter o valor das resistências alteradas ao
longo do tempo.
O fato do módulo da resposta em freqüência do filtro “LC sintonizado” apresentar
variações não é aconselhável para o bom desempenho de um filtro, pois o que se deseja é
que para todas as freqüências se tenha valores de atenuação aproximadamente iguais ao
longo de toda a banda passante.
41

Além disso, o filtro escolhido para este projeto apresentou ganho e uma nãolinearidade
na região próxima à ressonância. Isso ocasionou a distorção das componentes
do sinal compreendidas nessa faixa. Por isso, esta configuração não é adequada para filtrar
sinais que possuam parte de suas componentes nessa região.
Uma outra configuração possível para esse filtro é o “Filtro Passa-baixas de
Butterworth”. Ambos os filtros possuem a mesma topologia, o diferencial está nos valores
das capacitâncias e das indutâncias.
As principais características dessa outra configuração são: pequenas variações de
atenuação na banda passante e não apresentar ganho positivo ao longo de todo o espectro.
Com base nessas características é esperado que o filtro proposto não apresente os
inconvenientes do atual.
É importante enfatizar que mediante as duas opções, o filtro LC sintonizado de 2ª
ordem foi escolhido por apresentar valores de atenuação maiores que o de Butterworth
para freqüências além da banda passante. Mas como o filtro apresentou uma forte nãolinearidade
na fronteira entre a banda passante e a banda de rejeição, foi necessário
inutilizar esta faixa.
No caso prático, como o sinal de áudio vai até 10 kHz o filtro foi dimensionado
para 20 kHz. Considerando um filtro de Butterworth, o mesmo dimensionamento poderá
ser feito para a freqüência de 10 kHz. Portanto, esse filtro apresentará valores de atenuação
ainda maiores que o LC sintonizado.
A demodulação do PWM de potência é feita através do bloqueio das componentes
de freqüência referente à fundamental da portadora e de suas harmônicas. E para isso foi
utilizado um filtro passa-baixas de modo a permitir a passagem apenas das componentes de
baixa freqüência referentes ao sinal de áudio.
A atenuação proporcionada pelo filtro depende da freqüência da portadora PWM
em relação à freqüência de corte do filtro. Para que a energia da portadora dissipada na
carga não comprometa o rendimento, é recomendável que a portadora seja atenuada em no
mínimo 20 dB (100 vezes).
De acordo com o módulo da resposta em freqüência do filtro da Figura 19, a
portadora será atenuada mais que 20 dB para valores de freqüência superiores a 70 kHz.
Portanto, a utilização de uma portadora PWM com freqüência abaixo de 70 kHz
comprometerá o rendimento do sistema e, conseqüentemente, provocará um aquecimento
maior dos componentes do filtro e do alto-falante.
42

Como a portadora PWM deve apresentar freqüências a partir de 70 kHz, só foi
possível utilizar as resoluções de 8 e 9 bits para a geração do sinal PWM. Se a resolução de
10 bits for utilizada, a portadora terá apenas 58,6 kHz, o que não atende às exigências.
Para melhorar o desempenho do sistema é necessário aumentar a resolução do
conversor A/D e também do PWM. O conversor A/D do sistema já possui uma resolução
de 10 bits, mas o sinal PWM correspondente não possui a freqüência necessária. É preciso
aumentar a freqüência do relógio do módulo gerador do sinal PWM para que a contagem
ocorra mais rapidamente.
O relógio desse módulo é dependente do relógio da CPU, e ela já trabalha em sua
máxima velocidade, que é de 60 MHz. Então, uma melhora no desempenho só poderá ser
alcançada via troca de microcontrolador, ou para um modelo mais moderno do mesmo
fabricante ou outros modelos que também atendam às exigências e possuam um relógio
mais rápido.
Por outro lado, a CPU está ociosa mais de 90% do tempo, pois seu papel no sistema
é apenas acionar o conversor A/D quando o temporizador causa uma interrupção e
direcionar o resultado da conversão para o gerador de sinal PWM. Durante todo o restante
do tempo a CPU não executa nenhuma tarefa.
Esse tempo ocioso pode ser aproveitado para a execução de outros programas
como: a filtragem digital do sinal, geração de efeitos sonoros e acionamento de displays ou
medidores de sinal. Essas tarefas podem ser agregadas ao sistema existente sem nenhum
acréscimo no seu custo ou perda no desempenho.
A origem do problema na comutação dos MOSFETs, que estava ocasionando um
curto-circuito na fonte, era inicialmente desconhecida. Observando o funcionamento de
amplificador implementado analogicamente, viu-se que este não apresentou aquecimento e
um tempo diferente para a comutação dos MOSFETs. Isso chamou a atenção por que
ambas as diferenças notadas no seu comportamento podem ser interpretadas como relação
de causa e efeito.
Primeiro foi percebido que os MOSFETs praticamente não aqueciam em condições
de carga leve, e utilizando o osciloscópio mediu-se essa diferença de tempo. Daí foi
possível concluir que os transistores não aqueciam por que a diferença de tempo de
comutação de cada transistor estava, mesmo que não intencional, sendo respeitada.
O segundo teste feito com o amplificador implementado digitalmente confirmou
esse raciocínio e ainda possibilitou a determinação do melhor dead-time para o sistema de
gatilhamento implementado.
43

Uma outra diferença quanto ao desempenho dos amplificadores foi a presença de
um ruído independente do sinal no “digital”. Isso se deve principalmente ao roteamento
das trilhas da placa do Kit MCB2130, pois o sinal PWM aplicado à trilha da placa induziu
uma corrente nos pinos próximos – funcionando como uma antena – incluindo a entrada do
conversor A/D.
Uma das maneiras mais simples de contornar esse problema é a elaboração de uma
placa com o roteamento arranjado de tal maneira que não ocorra uma indução do sinal
PWM nas outras trilhas. Por exemplo, dispondo a trilha da entrada do conversor A/D de
um lado da placa e a trilha do sinal PWM do outro.
Nesse projeto foi utilizado um microcontrolador ARM7 para os módulos de
aquisição e processamento, mas ele é apenas uma das soluções possíveis.
Uma alternativa para esse módulo é a utilização de um FPGA, que consiste num
chip cuja arquitetura não é fixa. Ele possui uma série de blocos internos munidos de uma
quantidade determinada de portas lógicas, podendo ser de alguns milhares ou até mesmo
de bilhões. Para programá-lo é necessário utilizar uma linguagem de descrição de hardware
(VHDL ou Verilog) para que seja gerada uma matriz de interligação dessas portas lógicas.
Esta arquitetura possui uma velocidade de processamento maior que a do ARM7,
porém a elaboração da arquitetura interna do chip demanda muito mais tempo que a
elaboração de um programa para um microcontrolador que já possui todas as
funcionalidades necessárias à aplicação. Por isso a adoção de um FPGA para essa
aplicação implicaria numa maior necessidade de tempo para a elaboração da arquitetura,
mas apresentaria um desempenho melhor.
Outra alternativa são os Processadores Digitais de Sinais (DSP). Esses dispositivos
possuem arquiteturas dedicadas à execução de operações matemáticas características dos
filtros digitais, que são a soma e a multiplicação. Eles são semelhantes aos ARM7, porém
apresentam uma variedade menor de blocos funcionais como os A/Ds e PWMs. Então,
essa opção acarreta num tempo de elaboração do programa maior do que o que foi
necessário à elaboração do programa do ARM7.
Os kits de DSPs disponíveis no laboratório CISNE não atendem às especificações
do projeto, por possuírem conversores A/D com a taxa máxima de amostragem igual a
8 kHz. Portanto, se a escolha para implementar esse módulo fosse via DSP, outros modelos
teriam de ser pesquisados e adquiridos para a execução do projeto.
Os testes realizados para a medição das componentes harmônicas na carga são
importantes por que é a THD que indica se o equipamento apresenta uma boa linearidade
44

ou não. Para esse projeto foi estipulado o teto de 1% de componentes harmônicas, e tanto a
primeira THD calculada quanto a segunda estão dentro das exigências.
Portanto, podemos dizer que o amplificador implementado apresenta a linearidade
esperada para esse projeto e como também atendeu às mesmas exigências aplicando-se as
compensações de sensibilidade do ouvido humano, também podemos dizer que a qualidade
de áudio do equipamento está dentro das expectativas.
Duas possibilidades para melhorar o desempenho do sistema são: a nova tecnologia
de transistores chamada DirectFETs e o gatilhador “IRS20124S” mostrados na Figura 27.
Figura 27 – À esquerda o gatilhador IRS20124S e à direita o DirectFET.
A principal diferença dos DirectFETs é seu encapsulamento, semelhante a uma
pastilha. Esses transistores apresentam principalmente: as indutâncias devida a seus
terminais muito menores que a dos MOSFETs, diminuindo os harmônicos no processo de
chaveamento; resistência de condução e carga de gatilho também menores, resultando
numa comutação mais rápida e menor aquecimento.
O gatilhador IRS20124S tem as seguintes vantagens: possui um sistema interno de
proteção de sobrecarga e curto-circuito e também faz automaticamente a compensação do
dead-time. Essas características proporcionam uma maior robustez e um controle do
gatilhamento mais eficiente ao sistema.
Os amplificadores classe A, B e AB apresentam dissipadores que chagam a
representar metade do tamanho total do circuito eletrônico, e a maior parcela do custo de
implementação. Como o amplificador construído nesse projeto não necessitou de
dissipadores de calor, seu volume, peso e custo serão menores que os citados
anteriormente.
Portanto esse amplificador representa uma inovação na área de equipamentos
eletrônicos de áudio. Como uma alternativa mais barata, leve e portátil.
Essa configuração adotada para o amplificador possibilita, através da troca dos
módulos de chaveamento e filtro (para suportarem maior corrente), a ampliação de sua
45

capacidade de potência para até o máximo que os MOSFETs existentes no mercado são
capazes de suportar, que atualmente é de 500 Watts.
Na medição do rendimento do sistema, o fato do produto entre corrente eficaz e
tensão eficaz não corresponder à potência consumida pelo circuito indica que a corrente
não é constante.
O valor da potencia máxima fornecida pela fonte de 40 Volts foi de 34,4 Watts, e
não 50 Watts, porque a fonte em alguns momentos já estava fornecendo um valor de
corrente pouco superior a 3 Amperes.
Então, para tornar possível a utilização do amplificador com a potência de saída
igual a 50 Watts, é necessária a utilização de uma fonte com a capacidade de fornecimento
de corrente a partir de 5 Amperes, ou a adoção de um filtro para suavizar a corrente
drenada da fonte, de maneira a torná-la o mais constante possível.
Além disso, o indutor e o capacitor de acoplamento do filtro apresentaram um
aquecimento maior que o esperado. Caso o sistema venha a funcionar fornecendo 50 watts
à carga esses componentes devem ser trocados.
O indutor pode ser trocado por um toróide feito de ferrite. Para diminuir sua
resistência podem ser utilizados fios trançados, que diminuem o efeito pelicular da corrente
alternada, com a secção transversal total compatível com a corrente que o elemento irá
conduzir, e o núcleo de ferrite proporciona o mesmo valor de indutância com um menor
número de voltas.
Para o capacitor de acoplamento a solução mais interessante é a colocação de mais
dois capacitores com os mesmo parâmetros em paralelo. Isso aumentará a capacitância
equivalente, tornando o módulo da resposta em freqüência do filtro mais linear para baixas
freqüências, e diminuirá a resistência equivalente que ele representa ao circuito,
diminuindo seu aquecimento.
A troca do capacitor por um de maior valor não é interessante porque a resistência
do capacitor eletrolítico aumenta com o aumento da capacitância e isso resultará num
aquecimento ainda maior.
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6 REFERÊNCIAS BIBLIOGRÁFICAS
[1] INTERNATIONAL RECTIFIER. Class D Tutorial. Class D Audio Amplifier
Design [on line]. Disponível: www.irf.com [capturado em 29 nov. 2006].
[2] PY4ZBZ. Quantização e Codificação [on line]. Disponível:
http://paginas.terra.com.br/lazer/py4zbz/teoria/quantiz.htm [capturado em 29 nov.
2006].
[3] INTERNATIONAL RECTIFIER. Application Note 978: HV Floating MOS-Gate
Driver ICs [on line]. Disponível: www.irf.com [capturado em 29 nov. 2006].
[4] INTERNATIONAL RECTIFIER. Application Note 1070: Class D Amplifier
Performance Relationship to MOSFET Parameters [on line]. Disponível:
www.irf.com [capturado em 29 nov. 2006].
[5] INTERNATIONAL RECTIFIER. Application Note 1071: Class D Audio
Amplifier Basics [on line]. Disponível: www.irf.com [capturado em 29 nov. 2006].
[6] ATTACK AUDIO SYSTEM. Artigos: O Ouvido Humano [on line]. Disponível:
www.attack.com.br [capturado em 3 dez. 2006].
[7] ATTACK AUDIO SYSTEM. Artigos: Definição de Termos Técnicos [on line].
Disponível: www.attack.com.br [capturado em 3 dez. 2006].
[8] SEDRA, Adel S. e SMITH, K. C. Microeletronics Circuits. Oxford University
Press, 5ª edição, novembro de 2003
[9] INTERNATIONAL RECTIFIER. Datasheet: IRLZ34N [on line]. Disponível:
www.irf.com [capturado em 11 dez. 2006].
[10] INTERNATIONAL RECTIFIER. Datasheet: IR2011 [on line]. Disponível:
www.irf.com [capturado em 11 dez. 2006].
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GLOSSÁRIO
ARM: Advanced RISC Machine.
BJT: Bipolar Junction Transistor.
DSP: Digital Signal Processor.
FPGA: Field Programmable Gate Array.
JTAG: Joint Test Action Group.
LED: Light Emitter Diode.
MOSFET: Metal-Oxide Semiconductor Field-Effect Transistor.
PWM: Pulse Width Modulation.
RISC: Reduced Instruction Set Computer.
THD: Total Harmonic Distortion.
VHDL: Hardware Description Language.
Verilog: Hardware Description Language.
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APÊNDICE A – Microcontrolador ARM7 LPC2138
O projeto base dos microcontroladores padrão ARM7 foi elaborado pela empresa
ARM. Essa empresa é responsável apenas pelo projeto da arquitetura interna do
microcontrolador. Ela então vende esses projetos para outras empresas.
Essas então projetam o encapsulamento com base nessa arquitetura e encomendam
sua fabricação numa fábrica de semicondutores.
Figura 28 – Arquitetura do LPC2138.
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A arquitetura do LPC2138 é RISC de 32 bits, apresenta capacidade de executar até
60 milhões de Instruções por Segundo, 512 kB de Memória FLASH, 32 kB de Memória
SRAM, Controlador de Interrupção Vetorizado, Memória Linear, interface de teste e
depuração, programação via interface JTAG ou Serial e diversos periféricos.
Os periféricos são: Controlador de Interrupção Externa; Dois Temporizadores; Dois
Conversores Analógico-Digital de Oito Canais; Conversor Digital-Analógico; Controlador
com 48 pinos de entrada/saída; Seis Geradores de PWM; Interfaces de Comunicação: Duas
I 2 C, SPI, SSP e Duas UART; Relógio de Tempo Real; Temporizador Watchdog e
Controlador do Sistema.
O Temporizador também engloba as funções de um contador. Ele pode funcionar
contando os pulsos do relógio ou eventos externos e apresenta oito pinos de Match e oito
de capture. Os pinos de Match 0 a 7 indicam que a contagem igualou o valor de referência
correspondente e os pinos de Capture podem ser configurados para incrementar ou zerar o
contador. Os pinos de Capture podem ser configurados para gerarem um evento quando
ocorre uma borda de subida, uma borda de descida ou ambas.
Memória linear significa que todos os registradores e periféricos podem ser
acessados sem a necessidade de trocas entre bancos de memória, toda ela funciona como
um único banco.
Sua memória flash pode ser programada em baixa tensão, ou seja, nas condições de
funcionamento normal. O chip possui as opções de programação via porta serial, bastando
apenas fazer as adaptações de níveis de tensão ou via padrão JTAG cujo adaptador
comunica-se com a porta paralela ou com a USB.
A programação do microcontrolador ainda necessita de duas ferramentas: uma para
escrever o código e outra para gerenciar a transferência dos dados via uma porta de
comunicação do PC. Essas ferramentas de desenvolvimento fazem parte do Kit da Keil que
são: o “µVision” que permite a edição de texto para a escrita do código em C e compilação
para a linguagem do ARM7, e o “Flash Utility” para iniciar o processo de programação e
gerenciar a transferência dos dados.
50

APÊNDICE B – MOSFET IRLZ34N
Esse modelo de transistor de efeito de campo possui uma construção do tipo
HEXFET de Potência. Seu símbolo e encapsulamento são mostrados na Figura 29.
Figura 29 – Símbolo e encapsulamento do MOSFET IRLS34N.
A condução de corrente deve ocorrer sempre do Dreno (terminal D da Figura 29)
para a Fonte (terminal S da Figura 29) e sua resistência de condução varia de acordo com a
tensão aplicada ao Gatilho (terminal G da Figura 29) em relação a Fonte.
Ele apresenta as seguintes características:
• Tensão de ruptura de 55 volts;
• Capacidade de condução contínua de corrente de 30 amperes;
• Capacidade de condução de corrente de pico de 110 amperes;
• Resistência mínima de condução de 0,035 ohms;
• Temperatura máxima de funcionamento de 175ºC;
• Carga total do Gatilho de 25 nanocoulomb;
• Capacidade máxima de dissipação de calor de 68 watts.
Ele está situado na categoria dos transistores de chaveamento rápido (Fast
Switching) por apresentar um dos menores valores de carga total do Gatilho. Ele também é
caracterizado como transistor de potência pela boa capacidade de dissipação de calor,
baixa resistência de condução plena e alta temperatura de operação.
Além disso, o MOSFET possui um diodo em paralelo, com tensão ruptura de 55
volts, para prevenir possíveis danos ao componente por condução reversa, ou seja, da
Fonte para o Dreno.
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APÊNDICE C – Gatilhador de MOSFETs IR2011
O gatilhador de MOSFETs é um circuito conversor de sinais digitais em estados
dos transistores. Dessa forma, sempre que o circuito recebe um sinal com nível lógico zero
implica que o transistor deve estar em corte e sempre que recebe nível lógico um implica
no transistor em condução plena.
A transição entre os estados é feita via pulsos de corrente de carga e descarga de
gatilho. Para o estado de condução plena é necessário carregar o gatilho e para o estado de
corte é necessário descarregá-lo.
O esquemático do circuito do gatilhador é mostrado na Figura 30.
Figura 30 – Esquemático do circuito do gatilhador IR2011.
Suas principais características são: o deslocador de nível para acionar o transistor
ligado à fonte de tensão e os transistores de saída responsáveis pelo fornecimento da
corrente de carga dos gatilhos.
As características de entrada e saída do circuito são:
• Entradas de sinal compatíveis com sinais digitais de 5 e 3,3 volts;
• Tempos de atraso iguais para ambos os canais;
• Tensão máxima de chaveamento de 200 volts;
• Corrente de carga e descarga dos gatilhos de 1 ampere;
O circuito também apresenta proteção contra baixa tensão só acionando os
transistores quando a tensão atingir o mínimo necessário para comutá-los para o estado de
condução plena. Caso o transistor não seja carregado com a tensão mínima, ele aquecerá
excessivamente, podendo inclusive queimar.
52

APÊNDICE D – Código Fonte do LPC2138
#include // LPC21XX Peripheral Registers
#define AD0CR
#define AD0DR
#define AD1CR
#define AD1DR
#define ADGSR
(*((volatile unsigned long *) 0xE0034000))
(*((volatile unsigned long *) 0xE0034004))
(*((volatile unsigned long *) 0xE0060000))
(*((volatile unsigned long *) 0xE0060004))
(*((volatile unsigned long *) 0xE0034008))
unsigned long valor,aux = 1,LEDS;
int k = 5;
void AD1_DONE (void) __irq;
void TIMER0 (void) __irq;
void main (void) {
//LEDs
IODIR1 = 0x00FF0000; // P1.16..23 defined as Outputs (LEDs)
//PWM
PINSEL0 = 0x00028000; // P0.8 => PWM4 e P0.7 => PWM2
IODIR0 = 0x00000180; // P0.8(PWM4) e P0.7(PWM2) habilitados como saida
PWMMCR = 0x00000002; // reset PWMTC (time counter) quando igual a PWMMR0
PWMPCR = 0x00001410; // PWM2 single-edge e PWM4 double-edge and enabled
PWMMR0 = 256; // PWM2 0 => 1
PWMMR4 = 256 - k; // PWM4 1 => 0 com a compensação do tempo de corte do
MOSFET
PWMMR2 = 128 - k; // PWM2 1 => 0
PWMMR3 = 128; // PWM4 0 => 1
PWMTCR = 9; // Habilita PWM e Counters
//AD
PINSEL1 = 0x00001000; // P0.22 => AD1.7
AD1CR = 0x00200E80; // AD1.7 will convert 10 bits and divided by 15
//timer0
T0TCR = 2; //reseta o contador
T0MCR = 0x00000003; //MR0 reseta TC e gera interrupcao
T0MR0 = 1250; //divisão do clock para gerar 48000 Hz
T0TCR = 1; //enable TimerCounter
//VIC
VICVectAddr0 = (unsigned)TIMER0; //seta o endereco da TIMER0
VICVectCntl0 = 0x00000024; //IRQslot e interrupt number (4)
VICVectAddr1 = (unsigned)AD1_DONE; //seta o endereco da AD1_DONE
VICVectCntl1 = 0x00000035; //IRQslot e interrupt number (18)
VICIntEnable = 0x00200010; //enable interrupt AD1_DONE e TIMER0
while (1);
} //end main
void TIMER0 (void) __irq {
T0IR = 1; // clear interrupt register
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VICVectAddr = 0x00000000; // habilita nova interrupcao
AD1CR |= 0x01000000; // start conversion
} // end TIMER0
void AD1_DONE (void) __irq {
VICVectAddr = 0x00000000; // habilita nova interrupcao
// Aquisicao do valor da conversao AD
valor = (AD1DR & 0x0000FF00) >> 8; // AD 8 bits
if (valor > 253) valor = 253; // limita o PWM máximo em 99%
if (valor < 2) valor = 2; // limita o PWM minimo em 1%
// Atualizacao dos valores do PWM
PWMMR3 = valor;
PWMMR2 = valor - k; // com dead-time
PWMLER = 12; //Habilita latch do PWMMR2 e 3
// Acende VU de LED com Trigger
valor = valor >> 5; // 3 bits
LEDS = 0x0001FFFF 48000) aux = 1;
if (aux > 2400) LEDS &= 0x00FE0000; // Trigger (apaga primeiro LED)
else LEDS &= 0x00FF0000;
IOPIN1 = LEDS;
} // end AD1_DONE
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