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清华大学 

综合论文训练 

题目 : 电动汽车用软开关隔离型双向 

DC/DC 变换器研究 

系 

别 : 电机工程与应用电子技术系 

专 

业 : 电气工程及其自动化 

姓 

名 : 崔盛辉 

指导教师 : 陆海峰讲师 

2012 年 6 月 10 日

关于学位论文使用授权的说明 

本人完全了解清华大学有关保留、使用学位论文的规定 , 即 : 学校有权保留 

学位论文的复印件 , 允许该论文被查阅和借阅 ; 学校可以公布该论文的全部或部 

分内容 , 可以采用影印、缩印或其他复制手段保存该论文。 

( 涉密的学位论文在解密后应遵守此规定 ) 

签名 : 导师签名 : 日期 :

中文摘要 

在电动汽车中 , 由于电池能量密度高、功率密度低 , 因此可以用高功率密度 

的超级电容作为辅助功率源。超级电容需要一个 DC/DC 变换器作为与逆变器直 

流母线相连的电气接口实现能量管理。这种 DC/DC 变换器的应用要求为隔离、 

双向、大功率、高功率密度 , 且输出电压保持不变、输入电压可在较大范围内变 

化。针对这种应用要求 , 本文对现有的隔离型双向 DC/DC 变换器做了较为全面 

的分析与比较 , 并从中选取一种电流源型 DHB 变换器作为主要研究对象。当传 

统的隔离双向 DC/DC 变换器应用于超级电容模块能量管理时 , 在较大范围内变 

化的输入电压导致诸如变压器电流峰峰值剧增引起的开关器件电流应力剧增、开 

关器件错失 ZVS 软开关条件、反并联二极管经历反向恢复过程等问题。针对这一 

系列的问题 , 本文引入了一种 PWM 移相控制策略。本文针对电流源型 DHB 变 

换器在 PWM 移相控制下的运行特性进行了分析。 

本论文首先分析了变换器的稳态运行特性 , 包括功率流特征、关键变量值、 

无功功率概念的引入及其物理意义、变压器的运行特性等 , 从而展示了其相较于 

传统隔离双向变换器的明显优势。对各开关实现 ZVS 软开关并避免反并联二极管 

反向恢复过程的机理进行了分析 , 包括换流过程的分析、谐振过程的解析计算、 

软开关条件的分析等。对实验中发现的一种出现在死区的 “ 再谐振 ” 现象的产生 

机理及其带来的附加损耗进行了分析 , 并提出了解决方法。基于理论分析结果 , 

提出了针对项各硬件参数、软件参数的设计方法。在实验室中搭建了一台实验样 

机 , 并通过实验证明了理论分析工作的正确性。 

关键词 : 电动汽车 ; 超级电容 ; 隔离双向直流变换器 ;ZVS; 软开关 ; 再谐 

振 ; 电流应力 ;PWM 移相控制 ; 

I

ABSTRACT 

Since a power density of a battery used in electric vehicles is low, a high power 

density ultra-capacitor module can be used as an auxiliary high power source to 

improve dynamic performance of the electric vehicles. A DC-DC converter is needed 

to connect ultra-capacitor module and inverter DC bus, and to control power flow. The 

application mandates of the DC-DC converter are galvanic isolation, bidirectional 

power flow, high power, high power density, a constant output voltage, and a wide 

range input voltage. Existing isolated bidirectional DC-DC converters are compared 

and contrasted in detail, and a current source DHB converter is selected and improved. 

When a conventional DAB converter is used in ultra-capacitor energy management, a 

wide range input voltage will cause high device current stress, missing of ZVS soft 

switching of devices, and reverse-recovery experience of reverse-connected diode. To 

solve these problems, a PWM plus phase shift control strategy is introduced. The 

operation characteristics of the current source DHB converter under PWM plus phase 

shift control are analyzed in this paper. 

At first, the steady state operation characteristics are analyzed, including power 

flow characteristic, calculation of key variables, definition of reactive power and its 

physical meaning, transformer operation characteristic, etc. It presents the significant 

advantage over the conventional converters. The mechanism of the ZVS soft switching 

of the devices in the converter is analyzed, including commutation process, resonance 

process, and the condition of realizing ZVS. A re-resonance phenomenon that appeared 

in dead band time is observed. The mechanism of the re-resonance and the additional 

power loss caused by it is analyzed in detail and a solution is proposed. Based on the 

theoretical analysis, a comprehensive design guideline for hardware and software 

parameters is proposed. A prototype is built up and the experiment results prove the 

validity of the theoretical analysis. 

Keywords : Electric vehicle; ultra-capacitor; isolated bidirectional DC-DC 

converter; ZVS; soft switching; re-resonance; current stress, PWM plus phase shift; 

II

目录 

第 1 章引言 ............................................................................................................... 1 

1.1 研究背景 .......................................................................................................... 1 

1.1.1 电动汽车技术概述 .................................................................................... 1 

1.1.2 超级电容在电动汽车中的应用 ................................................................. 4 

1.1.3 电动汽车中面向超级电容模块的直流变换器 ........................................ 10 

1.2 本文研究内容 ................................................................................................ 12 

1.2.1 研究工作目标 .......................................................................................... 12 

1.2.2 本文结构 .................................................................................................. 12 

第 2 章现有的软开关隔离型双向 DC/DC 变换器 ............................................... 13 

2.1 现有的软开关隔离型双向 DC/DC 变换器的比较 ........................................ 13 

2.1.1 双全桥 (Dual Active Bridge) 变换器 .................................................... 13 

2.1.2 双半桥 (Dual Half Bridge) 变换器 ........................................................ 18 

2.1.3 电流源型双半桥 (Dual Half Bridge) 变换器 ........................................ 19 

2.1.4 双全桥 Buck-boost 变换器 ...................................................................... 20 

2.2 拓扑的选取 .................................................................................................... 21 

第 3 章新型控制策略下的工作原理 .................................................................... 22 

3.1 一种新颖的 PWM 移相 (PWM PLUS PHASE-SHIFT) 控制策略的引入 ......... 22 

3.2 PWM 移相控制的电流源型 DHB 变换器 ...................................................... 26 

第 4 章稳态运行特性分析 ................................................................................... 32 

4.1 功率流特征 .................................................................................................... 32 

4.2 若干关键值的计算 ......................................................................................... 35 

4.3 无功功率特性分析 ......................................................................................... 36 

4.3.1 理想直流系统 .......................................................................................... 36 

4.3.2 无功功率分析 .......................................................................................... 37 

4.4 变压器的特性 ................................................................................................ 39 

第 5 章软开关的实现原理及过程分析 ................................................................ 43 

III

5.1 软开关的必要性 ............................................................................................ 43 

5.2 电流源型 DHB 变换器在 PWM 移相控制下的软开关过程 ......................... 45 

5.2.1 开关 S1 的软开关实现 ............................................................................ 46 

5.2.2 开关 S3 的软开关实现 ............................................................................ 48 

5.2.3 开关 S2 的软开关实现 ............................................................................ 49 

5.2.4 开关 S4 的软开关实现 ............................................................................ 51 

5.3 软开关的条件 ................................................................................................ 52 

第 6 章死区再谐振现象机理分析及解决方法 ..................................................... 54 

6.1 死区再谐振现象介绍 ..................................................................................... 54 

6.2 死区再谐振现象的产生机理 ......................................................................... 55 

第 7 章变换器设计中的参数选取 ........................................................................ 60 

7.1 硬件参数的选取 ............................................................................................ 60 

7.1.1 直流电容 .................................................................................................. 60 

7.1.2 直流电感 .................................................................................................. 64 

7.1.3 缓冲电容 .................................................................................................. 66 

7.1.4 变压器漏电感 .......................................................................................... 66 

7.2 软件参数的选取 ............................................................................................ 67 

7.2.1 额定移相角 .............................................................................................. 67 

7.2.2 死区时间 .................................................................................................. 68 

第 8 章实验样机搭建与实验结果 ........................................................................ 70 

8.1 实验样机的搭建 ............................................................................................ 70 

8.2 实验结果 ........................................................................................................ 72 

第 9 章总结与展望 ............................................................................................... 77 

9.1 研究工作总结 ................................................................................................ 77 

9.2 展望 ................................................................................................................ 78 

插图索引 .................................................................................................................. 79 

表格索引 .................................................................................................................. 82 

参考文献 .................................................................................................................. 83 

致谢 .................................................................................................................. 86 

IV

声明 .................................................................................................................. 87 

附录 A 外文资料的调研阅读报告 ( 或书面翻译 ) ............................................... 88 

V

第 1 章引言 

1.1 研究背景 

1.1.1 电动汽车技术概述 

随着全球石油资源的日益紧缺以及大气污染、全球变暖等问题的加剧 , 使得 

电动汽车技术受到越来越多的关注。其实电动汽车最早诞生于 19 世纪末期 , 美 

国、英国、法国等国家相继制造了早期的电动汽车 [1] 。但是由于当时没有出现可 

靠的电源装置以及有效的电流管理技术 ( 直流电池管理技术、电机高性能控制技 

术等 ), 所以电动汽车迅速被内燃机汽车所取代。 

自上个世纪 80 年代 , 随着功率 MOSFET、IGBT 等现代电力电子器件的出现 , 

人类在电能管理技术领域有了巨大的突破 , 同时电池技术也有了长足的进步 , 这 

使得电动汽车重新受到工业界的关注 , 美国福特公司、日本丰田公司等相继开始 

了现代电动汽车技术的研发工作。由于石油资源多来自政治不稳定地区 , 且近几 

年来全球油价飙升 , 因此美国政府近年来加快推动纯电动汽车、混合动力汽车技 

术的研发 , 如美国田纳西州的橡树岭国家实验室 (Oak Ridge National Laboratory) 

在美国能源部 (Department of Energy, United States) 下开展了电动汽车牵引技术 

的研发项目 , 旨在 2020 年能够研发出用于电动汽车动力控制的整套电力电子装 

置 , 要求功率密度在 14.1kW/kg 及 13.4kW/L 以上、效率高于 98%、价格低于 

$3.3/kW [2] 。此外 , 发展中的碳化硅 (SiC) 电力电子器件技术及超级结功率 MOSFET 

(CoolMos) 技术等 , 为电动汽车的电源管理技术及牵引技术的发展提供了无限 

的可能 [3-7] 。 

电动汽车又根据动力源的不同 , 分为纯电动汽车 (Electric Vehicle)、混合动 

力汽车 (Hybrid Vehicle) 及燃料电池汽车 (Fuel Cell Vehicles)。纯电动汽车一般 

采用蓄电池 ( 锂离子电池、铅酸电池等 ) 为动力能源 , 在整个工作过程中的动力 

均由蓄电池提供。其典型结构如图 1.1 所示 , 一个直流电池组经过一个直流升压 

斩波器升压 

1 

, 斩波器的输出与逆变器的直流母线相连 , 逆变器拖动电动机工作。 

电动机一般为交流异步电动机 , 但是由于永磁交流同步电动机和开关磁阻电机具 

有高效率、高能量密度的特点 , 因此这两种电机在电动汽车牵引中的应用研究近 

1 

典型值一般为 300~600V [1] 

1

几年来受到了越来越多的关注。纯电动汽车的优点为实现了尾气零排放 , 但由于 

蓄电池作为唯一的动力源 , 导致了较短的电池寿命以及较高的成本。 

DC Bus 

Battery 

Boost DC/DC 

Converter 

Inverter 

Electric Motor 

图 1.1 纯电动汽车典型结构 

混合动力汽车是指集内燃机机械牵引及电动机电力牵引于一身的车辆 [8-11] , 根 

据结构不同 , 又主要分为串联型混合动力汽车及并联型混合动力汽车。混合动力 

汽车的工程思想即用电动机作为辅助动力 , 减小燃气排放量 , 并且在汽车制动的 

时候能够通过使电机工作在发电机状态把汽车的动能以电能的形式回收回来 , 在 

启动、制动频繁的驾驶条件下 , 如在城市中 , 电力辅助驱动系统的引入可以有效 

[1, 9, 

减小汽车耗油量 10] 。混合动力汽车是在考虑市场经济的情况下 , 从内燃机汽车 

工业到纯电动汽车工业平缓过渡的一种理想选择 [1] 。图 1.2 和图 1.3 给出了串联型 

混合动力汽车及并联型混合动力汽车的典型结构 [1] 。串联型混合动力汽车的原理 

为 : 内燃机带动发电机发出交流电 , 经过整流后与电池组一起给逆变器的直流母 

线供电 , 而逆变器拖动电动机旋转 , 电动机是汽车唯一的动力装置 , 因此串联型 

混合动力汽车也可以称为内燃机辅助性电动车。该类型混合动力汽车的主要优点 

为实现了内燃机与汽车车轮的机械解耦 , 使得内燃机可以一直工作在高效率工况 

[1, 9, 10] ( 内燃机的主要缺点为只能在转矩 - 转速输出特性曲线中很窄的一个区域内 

保持较高的效率 ), 并大大减小汽车机械结构的复杂性。主要缺点为需要额外的 

发电机 , 且逆变器容量要与汽车的整体牵引功率一样高 , 因此价格偏高、效率偏 

低。并联型混合动力汽车的原理为 : 内燃机与电动机通过机械装置耦合 , 如齿轮、 

转轴等 , 并共同驱动汽车前进 , 因此并联型混合动力汽车也可以称为电动机辅助 

性内燃机车。并联型电动汽车的优点为只使用一台电机 , 且电机与逆变器容量均 

小于汽车牵引功率 , 但是与串联型电动汽车相比 , 机械设计要更复杂 , 同时内燃 

机不能一直工作在高效率状态。 

2

图 1.2 丰田 Prius 混合动力汽车及其串联结构 

图 1.3 本田 Civic 混合动力汽车及其并联结构 

燃料电池汽车是以燃料电池为主要动力源的电动汽车 , 可以认为是燃料电池 

和蓄电池共同提供动力的串联型混合动力汽车 , 如所图 1.4 示 [1] 。反应中的燃料 

电池堆 (Fuel Cell Stack) 与蓄电池共同给逆变器供应电力 , 逆变器拖动电动机工 

作。由于燃料电池堆需要电力辅助启动 , 因此蓄电池是燃料电池汽车必备的部分。 

此外 , 蓄电池的作用还有 : 由于运行中的燃料电池堆只允许单向能量流动 , 因此 

汽车制动时电机回收的能量需存入电池中 , 并且电池可以在燃料电池发生故障的 

时候维持汽车在一定时间内继续工作。由于燃料电池是通过可控的氢的燃烧过程 

工作 , 且能量密度很高 ( 与汽油相当 ), 因此燃料电池汽车是真正环保的、零排 

放、续航能力强的交通工具 [12] 。但是由于燃料电池的可靠性问题至今没有完全解 

决 , 并且价格依旧不菲 , 因此燃料电池汽车至今没有得到像混合动力汽车那样广 

泛的应用。 

3

图 1.4 本田 FCX 燃料电池汽车及其结构 

1.1.2 超级电容在电动汽车中的应用 

蓄电池技术是电动汽车技术的瓶颈所在 , 它制约着电动汽车的商业化。直至 

今日 , 蓄电池依旧有着诸多的问题 , 主要集中在 : 价格昂贵、寿命短、存储能量 

能力有限 , 因此目前还难以与传动内燃机车完全抗衡。目前电动汽车中常用的动 

力电池有铅酸电池、锂离子电池、镍氢电池等 , 世界领导厂商有 Panasonic、Saft、 

BYD 等。 

对于电动汽车中的动力储能装置 , 高功率密度 ( 单位质量可释放或吸收的功 

率 , 单位为 W/kg) 及高能量密度 ( 单位质量可存储的能量 , 单位为 Wh/kg) 都非 

常重要。高功率密度可以保证汽车出色的动力性能以及制动时对汽车动能的有效 

回收 , 高能量密度可以保证汽车强大的续航能力。原则上来讲 , 任何一种储能装 

置均可以称为电动汽车的动力储能装置 , 图 1.5 给出了常见的几种储能装置的能 

量密度、功率密度特性 [1] 。燃料电池有着可以与汽油匹敌的高能量密度 , 可以为 

电动汽车提供强大的续航能力 , 但是由于其安全问题没能完全解决 , 限制了它的 

广泛应用。电池的特点为较高的能量密度以及较低的功率密度 , 相反 , 基于电化 

学原理的超级电容 (Ultra-capacitor) 的特点为较高的功率密度以及较低的能量密 

度。飞轮储能装置与电池、超级电容相比 , 功率密度及能量密度均居于二者之间 , 

但是由于飞轮储能需要配备额外的同等容量的电力电子装置做能量管理 , 且一般 

4

体积较大 , 因此在交通这种强调紧凑性及便携性的应用领域 , 暂时不考虑飞轮储 

能的应用。 

图 1.5 常见储能装置的能量 / 功率密度特性 

超级电容是一种基于电化学原理的法拉级储能电容 , 由诸多超级电容单体 

(ultra-capacitor cell) 串联成超级电容模块 (ultra-capacitor module) 来使用。一 

个超级电容单体额定电压在 2V 左右 , 电容值在一般为数千 F, 等效内阻为零点 

几 m 至几十 m 不等。目前超级电容领域世界领导厂商有 Maxwell、Panasonic、 

Nipon 等 , 给出了目前各公司推出的部分产品的参数 [13] 。 

5

图 1.6 部分超级电容产品参数 

相比于蓄电池功率密度低、不支持大电流充放电、寿命短 ( 蓄电池一般支持 ) 

的特点 , 超级电容功率密度高 [13] [14, 

、支持 100A 级大电流充放电 15] 、深度充放电 

寿命可达 500,000 次以上 [13] 、自放电缓慢 [16] , 可以作为秒级快速充放电功率源。 

超级电容所储存的能量由式 (1-1) 计算 , 因此相比于蓄电池 , 超级电容的充电状态 

(state of charge) 更容易辨识。 

1 2 

Ecapacitor 

CUcapacitor 

(1-1) 

2 

超级电容的这些特点 , 使得它非常适合作为电动汽车的辅助功率源来提高电 

[13-15, 

动汽车的动力性能 17] 。此外 , 在工业应用中 , 由于功率大、充电快、深度充 

放电寿命极长 , 超级电容可以作为大功率储能装置通过电机的再生制动 

(regenerative braking) 将能量回收回来 , 并且在电网突然停电时作为短时间尺度 

[18, 

的应急电源 , 如图 1.7 所示 19] 。 

在纯电动汽车中 , 超级电容的应用如图 1.8 所示。电池组与超级电容模块均 

通过直流升压斩波器与拖动电机用的逆变器的直流母线相连。在运行时 , 由于电 

极极化、温度变化等原因 , 电池组的端电压在较小范围内变化、; 由于需要通过 

改变自身电压来吸收和释放能量 , 因此超级电容模块的端电压在较大范围内变 

化。 

6

图 1.7 超级电容在电力拖动中的应用 

DC Bus 

Battery 

DC/DC 

Inverter 


行驶时的能量流 

启动时的能量流 

制动时的能量流 

Ultra-capacitor Module 

DC/DC 

图 1.8 超级电容在纯电动汽车中的应用示意图 

7

值得注意的是 , 管理超级电容模块能量的直流斩波器是双向直流斩波器 , 而 

管理电池组能量的直流斩波器一般用单向直流斩波器即可 , 具体情况要视电池 

充、换电模式而定。根据图 1.8, 在电动汽车启动时 , 由超级电容模块提供功率 , 

保证汽车能够快速加速 ; 在正常行驶时 , 由蓄电池组向汽车提供续航动力 ; 而在 

汽车制动时 , 逆变器控制电机在再生制动工况下运行 , 并通过直流变换器将回收 

的汽车动能存入超级电容模块中 , 以备在下一次启动时使用。超级电容模块的引 

[13, 

入 , 使得蓄电池组免于频繁的充放电过程 , 可以有效延长蓄电池寿命 15] 。 

Internal Combustion 

Engine 

AC Generator 

AC/DC 

DC Bus 

Battery 

DC/DC 

Inverter 






DC/DC 

图 1.9 超级电容在串联型混合动力汽车中的应用 

如图 1.9 所示 , 在串联型混合动力汽车中引入超级电容后 , 由蓄电池组和内 

燃机共同提供续航动力 , 超级电容模块主要负责提供汽车的启动动力并在汽车制 

动时回收汽车动能。但是这会导致整体结构复杂 , 且增加成本。这种结构可以通 

过去掉蓄电池组和相应的直流斩波器实现简化 , 即仅由内燃机提供续航动力。为 

了进一步降低成本 , 可以去掉交流发电机和相应的整流器 , 采用并联型结构 , 如 

图 1.10 所示。这一方面可以减少发电机、整流器的成本 , 一方面可以降低电动机 

8

及配套逆变器的容量 , 这种汽车结构的主要意义为超级电容实现汽车动能的有效 

回收并循环利用 , 提高汽车的燃油利用率。 

DC Bus 


DC/DC Inverter Electric Motor 

Mechanical 

Coupling 




Internal Combustion 

Engine 

Wheel 

图 1.10 超级电容辅助能量回收的串联型混合动力汽车 

DC Bus 

Inverter 



DC/DC 

启动燃料电池 




图 1.11 超级电容在燃料电池汽车中的应用 

9

如图 1.11 所示 , 超级电容在燃料电池汽车中有诸多功能。首先 , 通过升压斩 

波器 , 将电压升至 150~300V 启动燃料电池 , 由于燃料电池启动时需要瞬时高功 

率 , 超级电容满足了这一要求。其次 , 由于燃料电池释放功率的调整有一定的时 

间惯性 , 因此在行驶时超级电容可以作为能量流的缓冲装置 , 在燃料电池输出功 

率尚未下降至指定值时 , 多余的能量送入超级电容 ; 在燃料电池输出功率尚未上 

升至指定值时 , 燃料电池功率及电机功率间的差值由超级电容补上。另外 , 超级 

电容依旧用来快速牵引汽车加速 , 即在汽车制动时回收汽车动能。 

1.1.3 电动汽车中面向超级电容模块的直流变换器 

由图 1.8 至图 1.11 可知 , 在不同类型的电动汽车中 , 欲使用超级电容模块作 

为辅助功率源 , 需要专门的直流变换器作为超级电容模块和逆变器直流母线的电 

气接口来实现电压整定及能量管理。因此 , 应从超级电容模块及电动汽车牵引用 

逆变器的特性着手 , 分析对直流变换器的要求。 

[16] 

图 1.12 PC2500 超级电容模块 

超级电容单体的额定电压只有 2V 左右 , 因此需要通过串联来提高整体模块 

的输出电压。由于不同单体间的差异 , 因此在整体模块中很难保证每个单体的电 

压及充电状态一致 , 尤其是当某个单体因过电压而被破坏的时候 , 其串联结构导 

致整个模块的失效 , 且超级电容单体在超过额定电压时有爆炸危险。因此 , 在超 

级电容模块中 , 串联过多的单体 , 需要大量的电力电子集成电路来实现单体电压 

的实时测量、单体间能量均衡等功能 , 如图 1.12 所示。另外 , 超级电容模块的串 

10

联结构决定了所串联的单体个数越多 , 可靠性越差。因此 , 输出电压为数十 V 的 

[1, 10, 16, 

低压超级电容模块组的应用受到了越来越多的青睐 20] , 如 Montena 公司已 

推出额定电压为 42V 的 145F/600A 超级电容模块 [10] 。 

对于电动汽车中控制电动机用的逆变器 , 其母线直流电压一般为 300~600V [1] , 

主电路由 600V 或 1200V 商用 IGBT 模块构成。由此可知 , 电动汽车中面向超级 

电容的直流变换器 , 输出 / 输入电压比很高 ( 可能超过 10:1), 传统的直流斩波器 , 

如 Boost 电路等 , 无法在这种高变换比的应用场合有效使用 , 因此直流变换器需 

要采用隔离型直流变换器 [21-23] 。此外 , 隔离型直流变换器还有安全、隔离故障、 

[24, 

隔离干扰等优点 25] 。 

电动汽车中面向超级电容模块的直流变换器 , 除要求实现电气隔离外 , 还要 

求实现能量的双向流动。由于逆变器直流母线保持恒定 , 因此直流变换器的输出 

应保持稳定。同时 , 由于超级电容模块电压需要在较大范围内变化以使模块释放 

足够的能量 , 因此直流变换器应允许输入电压在较大范围内变化 , 变化范围应不 

小于 2:1 比例 , 以释放至少超级电容模块额定储存能量的 75% [26] 。 

此外 , 直流变换器应满足大功率、大电流的特点 , 且由于是应用于交通领域 , 

所以要求具有高能量密度。由于在隔离型直流变换器中变压器及大部分无源器 

件 , 如电容、电感等 , 占据大部分的体积和重量 , 因此提高能量密度的核心是提 

高变压器的工作频率及开关器件的开关频率。铁氧体等磁性材料的出现 , 使得变 

压器可以在数十 kHz 的频率下工作。在现有的电力电子器件发展水平下 , 提高电 

力电子装置工作频率的主要方法有实现全控器件的软开关 , 如零电压开通 (ZVS)、 

零电流关断 (ZCS) 等 , 以及避免反并联二极管经历反向恢复过程。由于 SiC 电 

力电子器件由于半导体导热性能优良 ( 远高于硅基半导体 ), 开关频率高 , 且其 

宽禁带特性使其能够在数百 о C 的高温下正常工作 , 因此未来基于 SiC 电力电子器 

件的变换器可以使用更小的变压器、无源器件 , 以及更小的散热器 , 进一步提高 

功率密度。 

综上所述 , 在电动汽车中 , 面向超级电容模块的直流变换器 , 要求是大功率、 

大电流、高功率密度、输入电压在较大范围内变化、输出电压恒定的软开关隔离 

双向直流变换器。 

11

1.2 本文研究内容 

1.2.1 研究工作目标 

最早的软开关隔离双向直流变换器出现于上个世纪九十年代初 , 由美国威斯 

康辛大学的 Ric.de Doncker、Deepak. Divan 等人提出 [27] 。之后 , 在近三十年的时 

间里 , 世界各国的电力电子学者陆续提出了众多新颖的软开关隔离双向直流变换 

器的拓扑及控制策略 , 并对各种拓扑和控制策略的优势和劣势进行了广泛、深入 

的探讨。软开关隔离双向直流变换器在诸多领域有着广泛的需求 , 如大型蓄电站 

的蓄电池充放电管理、下一代背靠背 (Next Generation BTB) 系统、海上风电场 

直流输配电技术、大型太阳能光伏电站、超级电容模块能量管理等 , 随着应用场 

合的不同 , 对变换器的要求也随之不同 , 进而对拓扑和控制策略的选取也有着较 

大的不同。 

本研究课题旨在研究用于电动汽车中超级电容模块能量管理的软开关隔离型 

双向直流变换器。本文以电动汽车中的超级电容能量管理的技术需求为依据 , 广 

泛分析了现有的软开关隔离双向直流变换器的拓扑及控制策略 , 对于不同电路拓 

扑、控制策略用在电动汽车超级电容能量管理中的优势和劣势进行的详细的比 

较 , 并从中寻找符合应用需求的电路拓扑及控制方法 , 并从理论分析及工业应用 

的角度进行深入的研究 , 力求实现拥有实际应用价值的电力电子装置。 

1.2.2 本文结构 

在第 2 章中 , 对已有的软开关隔离型双向直流变换器及控制策略做了回顾 , 

并分析了各自的优点与缺点 , 并选取了面向电动汽车中超级电容能量管理的最佳 

电路拓扑 , 作为本研究工作的重点。第 3 章中 , 主要介绍了电路的工作原理。在 

第 4 章中 , 详细分析了电路的稳态运行特性 , 证明了其相较于传统电路的优越性。 

第 5 章对电路的软开关过程进行了详细的分析。在第 6 章中 , 对在研究中发现的 

死区中出现的再谐振现象 (re-resonance) 的产生机理及影响进行了详细的分析 , 

并提出了解决对策。在第 7 章中 , 根据第 4 章至第 6 章中的研究成果 , 给出了变 

换器硬件参数与软件参数的选取准则。在第 8 章中 , 介绍了样机实验平台的搭建 

情况 , 并通过实验结果证明了第 4 章至第 5 章研究结果的正确性。 

12

第 2 章现有的软开关隔离型双向 DC/DC 变换器 

2.1 现有的软开关隔离型双向 DC/DC 变换器的比较 

2.1.1 双全桥 (Dual Active Bridge) 变换器 

软开关隔离型双向 DC/DC 变换器最早于 1991 年由美国威斯康辛大学的 Rik. 

[27, 

De Doncker、Deepak.Divan 等人提出 28] , 是一个高频变压器及两个对称的 H 桥 

构成的双全桥变换器 , 简称 DAB 变换器 , 电路图及运行原理如图 2.1 所示 [29] 。 

图 2.1 DAB 变换器及其原理 

最初 , 由于受到当时 IGBT 器件水平的限制 ,DAB 变换器没能得到广泛的应 

用 , 对于它的研究也一度停滞不前。自本世纪初以来 , 随着 IGBT 器件的长足发 

展 , 以及 SiC、GaN 电力电子器件等新型器件的相继问世 , 对 DAB 变换器的研 

究重新受到了人们的关注。由于 DAB 变换器能实现隔离型的直流变换 , 又可以 

实现全部器件的 ZVS 软开关 , 因此它在各个领域的应用得到了世界各国学者的深 

入研究。日本东京工业大学 Hirofumi.Akagi 教授领导的研究组致力于 DAB 变换 

13

器在大型蓄电站中蓄电池充放电管理及下一代背靠背系统 (Next Generation 

Back-to-back System) 中的应用 [29-31] , 瑞士苏黎世联邦理工学院 J.W.Kolar 教授领 

导的研究组致力于 DAB 变换器在海上风电场高压直流输配电系统中的应用 [32] , 

美国北卡罗来纳州立大学 Alex.Huang 教授领导的 Future Renewable Electric 

Energy Distribution and Management System (FREEDM) 中心致力于 DAB 变换器在 

[33] 

固态变压器 (Solid State Transformer) 中的应用等。日本东京工业大学与瑞士 

苏黎世联邦理工学院开始共同研究 SiC 器件在大容量 DAB 变换器中的应用 [34] 。 

DAB 变换器的常见控制策略为移相控制策略 (phase-shift control), 变压器两 

边的 H 桥均工作在 50% 占空比状态 , 在变压器原边、副边均产生周期一致的对称 

方波 , 通过变压器原、副边电压的移相角来控制传递的能量。变压器的漏电感 La 

是变压器传递功率的关键元件 , 通过控制漏电感的电压来控制流过变压器的电 

流 , 进而控制通过变压器传递到功率。当移相角为时 , 电路传递的功率为 : 

2 

VD 

1VD 

P 2 

 

( ) 

L 

 

(2-1) 

由电路的对称性可知 , 当大于零 , 即原边电压比副边电压超前时 , 功率从 

原边向副边流动 ; 当小于零 , 即原边电压比副边电压滞后时 , 功率从副边向原 

边流动。DAB 电路有功率密度高、可控性好等优点 , 在一定工况范围内可以实现 

器件的 ZVS 软开关并避免反并联二极管经历反向恢复过程。且其数学模型简单 , 

易于实现输出电压的闭环控制 [35] 。但是当 DAB 电路用于电动汽车超级电容能量 

管理时 , 由于输入电压在较大范围内变化 , 进而输出 / 输入电压比在较大范围内变 

化 , 导致一系列问题的出现。 

DAB 变换器最理想的运行状态为输出 / 输入电压比即等于变压器变比 , 此时变 

压器电流为平顶梯形波 , 如图 2.2 所示 , 此时电力电子器件电流应力被遏制到最 

小 [26] , 并且可以实现器件的 ZVS 软开关以及避免反并联二极管经历反向恢复过 

程 [29] 。而如图 2.2 所示 , 在输出 / 输入电压比不等于变压器变比时 , 变压器电流波 

形不能再保持为平顶梯形波 , 进而导致电力电子器件电流应力剧增 [26] , 同时 , 在 

轻载时会使器件失去 ZVS 软开关条件并使反并联二极管经历反向恢复过程 [29] , 

由于超级电容的应用要求数百 A 的大电流 , 因此 ,DAB 变换器在电动汽车超级 

电容能量管理中面临着严重的问题。同时 , 由于电力电子器件的非理想开关特性 

等因素 ,DAB 变换器在长时间运行后会在变压器电流中出现直流分量 [36] , 导致 

变压器磁芯的直流偏置 , 当偏置严重时会使磁芯偏离线性区饱和 , 使得变压器电 

14

流剧增 , 对整个电力电子装置造成破坏性的影响。因此 , 需要有专门的辅助电路 

对变压器磁芯的运行状态实时测量 , 并在必要时通过一系列控制手段矫正回来。 

苏黎世联邦理工研发了一种叫做 “ 磁耳 ”(magnetic ear) 的装置 , 通过将其贴到 

变压器磁芯上监听变压器磁通密度 , 在探测到磁通密度的偏置超过阈值时通过相 

应的控制策略迅速将偏置消除。这无疑增加了电路和控制的复杂性 , 比较适用于 

固态变压器等大型设备。 

v 1 

v 2 

v La 

输出 / 输入电压比不等于 

变压器变比时 

输出 / 输入电压比等于 


i 1 

输出 / 输入电压比不等于 


输出 / 输入电压比等于 


图 2.2 DAB 变换器在不同输出 / 输入电压变比时的运行情况 

Ric. De Doncker 及 Deepak.Divan 等人在最初提出 DAB 变换器时 , 同时提出 

了三相 DAB 变换器方案 , 其电路如图 2.3 [27] 所示。它通过三相相位互差 120 о 的 

交错运行 , 来实现类似于单相 DAB 变换器的移相控制 , 相比于单相 DAB 变换器 , 

主要优点为更高的功率密度。但是由于在此电路中 , 变压器各相相电压的平衡取 

决于各相漏电感的一致性 , 而变压器的制作中很难保证各相漏电感一致 , 因此这 

种三相 DAB 变换器随后没有得到更进一步的研究 [37] 。最近几年 , 随着新型变压 

15

器设计的出现 , 三相 DAB 变换器重新引起关注 , 如德国亚琛工业大学 Ric.de 

Doncker 教授领导的研究组对基于 IGCT 的三相 DAB 变换器在海上直流电网中的 

MW 级应用进行了研究 

[38, 39] 。 

图 2.3 三相 DAB 变换器电路及其原理 

对于 DAB 变换器 , 常见的控制策略除了经典的移相控制外 , 还有三角波调制 

控制 (Triangular Modulation Control), 其原理如图 2.4 所示。不同于移相控制下 

的梯形变压器电流 , 在三角波调制控制策略下 , 变压器的电流波形被调制成三角 

波。在同等电压、功率等级下 , 采用三角波调制控制 , 变换器使用的电力电子器 

件的电流容量接近使用移相控制的变换器的两倍 , 同时流过开关器件的电流有效 

值也要更高 , 产生的导通损耗更大。采用三角波调制控制的最大优势在于能够实 

现高压侧电路中所有开关器件的 ZVS 和 ZCS, 即高压侧开关器件几乎没有开关 

损耗 , 这在高压电力电子装置中有着重要意义。图 2.4 所示的是瑞士苏黎世联邦 

理工学院提出的用于海上风电场直流配电系统的 1.2kV/12kV MW 级软开关隔离 

双向 DC/DC 变换器 , 其高压侧电压高达 12kV, 通过串联 3 个 4.5kV 级 IGBT 实 

现。受制于目前的大功率电力电子器件技术 , 对于 4.5kV 级高压 IGBT, 由于在 

高频工作下其开关损耗巨大 , 使器件工作在 ZVS 和 ZCS 状态 , 可以大大减少变 

换器的损耗 , 这对于用在电网中的高压大功率电力电子装置有重要意义。 

16

图 2.4 DAB 变换器的三角波调制控制 

针对 DAB 变换器输入电压在较大范围内变化导致的问题 , 韩国首尔大学的 

Myoungho.Kim 等提出了一种双移相控制 (Dual phase shift control) 策略 [40] 。其主 

要原理为 H 桥的两个桥臂不再互补地开关 , 所有桥臂均工作在 50%, 且各桥臂的 

相位独立可控 , 相比于移相控制 , 多了一个控制量。在此基础上 , 通过一系列的 

理论数学计算 , 提出了基于双移相策略的最小无功功率控制、最小电流峰值控制 

以及最小电流有效值控制等。此种控制策略的物理概念不直观 , 数学模型复杂 , 

且其控制需要依赖复杂的在线计算 , 难以实现良好的闭环动态控制。 

17

2.1.2 双半桥 (Dual Half Bridge) 变换器 

C 

S 1 1 

i lk 

L S3 

lk 

C 3 

Vin 

V 

ab 

 

 

V 

cd 

Vout 

C 2 

S 2 

1:n 

S 4 

C 4 

图 2.5 双半桥变换器电路 

双半桥变换器的电路如图 2.5 所示 , 其工作原理与双全桥变换器的移相控制 

策略相似 , 原边和副边都工作在 50% 占空比 , 因此电容 C1, 

C 的电压为输入电压 

2 

的一半 , 同时 C3, 

C 的电压为输出电压的一半。与双全桥变换器相比 , 双半桥变 

4 

换器的显著特点为 , 由于变压器原、副边均与电容相连 , 因此能够自然消除变压 

器原边电流和副边电流中的直流分量 , 因此由式可知 , 可以自然避免变压器的磁 

芯偏置问题 , 降低了辅助电路和控制的复杂性。 

Li 

m m, DC 

Lm ( iprimary isec 

ondary 

/ n) 

DC 

(2-2) 

N 

N 

在相同电压、功率等级时 , 双半桥变换器在不增加开关器件 TDR(Total Device 

Rating) 值的前提下将开关器件个数从双全桥变换器的 8 个减少到了 4 个 , 且由 

于通过电容分压方式将变压器额定电压减小至双全桥变换器的一半 , 因此变压器 

磁链幅值减少至双全桥变压器的一半 [41] , 在不考虑绕组导线宽度时 , 变压器体积 

可减少一半。但是在实现这些优点的同时 , 相较于双全桥变换器 , 引入了四个直 

流电解电容 , 最终变换器整体体积减小与否 , 要视具体应用条件而定。在输出 / 

输入电压比与变压器变比不一致时 , 双半桥变换器有着与双全桥变换器一样的问 

题 , 因此难以用于电动汽车中超级电容模块的能量管理。 

18

2.1.3 电流源型双半桥 (Dual Half Bridge) 变换器 

i DC 

L DC 

S 1 

C 1 i lk 

V L lk 

 

ab 

 

V 

cd 

1: 

n 

S 3 

C 3 

V out 

S 2 

C 2 

S 4 

C 4 

图 2.6 电流源型双半桥变换器 

美国密歇根州立大学的彭方正教授提出了如图 2.6 所示的用于作为燃料电池 

[21, 

汽车中电池和逆变器直流母线电气连接的电流源型双半桥变换器 42] , 与图 2.5 

所示的双半桥变换器相比 , 原边侧采用了电流源型半桥结构。该变换器工作原理 

与双半桥变换器一致 , 区别在于输入侧由于引入大的直流电感构成了电流源 , 因 

此输入电流连续 , 这对于保护输入侧的蓄电池、超级电容等有重要意义。从图 2.6 

可以看出 , 原边侧实际是一个 Boost 升压电路 , 开关器件要承受两倍于输入电压 

的电压值 , 但由于超级电容模块电压低 , 所以不对实用性造成影响 , 并且由于原 

边侧电路的升压功能 , 使得低压侧开关器件的电流应力降到最小 [21] 。电流源型双 

半桥变换器与双半桥变换器一样 , 可以自然滤掉变压器两侧电流直流分量 , 从而 

避免变压器磁芯偏置带来的危险。电流源型双半桥变换器的主要缺点为分压电容 

要承受整倍的负载电流 , 这可以通过大电流型电解电容与高频聚丙烯电容结合来 

解决 [21] 。由于该电路工作原理与双全桥变换器类似 , 因此在输出 / 输入电压比不等 

于变压器变比时 , 依旧有诸多问题。 

19

2.1.4 双全桥 Buck-boost 变换器 

图 2.7 双全桥 Buck-boost 变换器电路 

美国乔治亚理工学院的 Sangtaek.Han 提出一种具有有源钳位部分的双全桥 

Buck-boost 变换器电路 [43] , 如图 2.7 所示。图中 B1 与 B2 部分构成一个典型的双 

全桥变换器 , 此电路的设计思路是通过控制钳位开关 Sc 的占空比 , 来控制箝位 

电容 Cc 的电压 , 并通过钳位开关 Sc 与双全桥变换器中开关的协同工作 , 来解决 

输入电压变化时 , 双全桥变换器由于输出 / 输入电压比与变压器变比不一样导致的 

一系列问题。但次变换器存在着一些问题 , 首先其传递功率的能力随着输入电压 , 

即超级电容模块电压的降低而骤降 , 这对超级电容模块的有效应用造成较大的问 

题。其次 , 由于其钳位电路是一个 Buck 变换器结构 , 因此箝位电容电压低于变 

换器输入电压。由于超级电容模块的电压本身已较低 , 经过钳位电路的降压 , 变 

压器原边侧的工作电压变得更替 , 使得 B1 部分的开关器件要承受比超级电容模 

块电流还要大得多的电流应力。此外 , 箝位开关 Sc 的开关频率是双全桥变换器 

部分的两倍 , 且 Sc 不能实现软开关 , 造成较大的开关损耗。 

20

2.2 拓扑的选取 

通过 2.1 节中的探讨 , 对现有的各种软开关隔离型双向 DC/DC 变换器的特点 

有了深入的分析。图 2.6 中的电流源型双半桥变换器 , 其拓扑决定了它可以自然 

避免变压器磁芯的直流偏置 , 对于电动汽车的可靠性有重要意义。同时 , 由于其 

输入端与直流电感相连 , 可以有效保护超级电容模块免受 EMI 的问题。更重要的 

是 , 由于其低压侧电路有升压功能 , 因此特别适用于低压的超级电容模块 , 从而 

解决大电流问题。因此 , 在本研究中 , 选取电流源型双半桥变换器为主要研究对 

象 , 充分挖掘其潜能 , 深入分析其特性 , 了解其存在的各种问题 , 并找到原因及 

相应的解决办法。 

21

第 3 章新型控制策略下的工作原理 

3.1 一种新颖的 PWM 移相 (PWM plus phase-shift) 控制策略的引入 

针对传统的双全桥变换器即 DAB 变换器 , 以及双半桥变换器即 DHB 变换器在 

超级电容模块能量管理等大范围可变输入电压、恒定输出电压应用中出现的种种 

问题 , 浙江大学徐德鸿教授领导的研究组提出了一种新颖的被称为 PWM 移相的 

[44, 

控制策略 45] , 相较于传统的控制策略 ,PWM 移相通过 PWM 方法来分配变压 

器两边电路的各分压电容电压 , 进而调整变压器原边及副边的电压幅值 , 使其变 

比能与变压器变比一致。值得注意的是 , 在移相隔离双向 DC/DC 变换器中 , 由 

于变压器漏感是主要的瞬时能量传递元件 , 因此变压器相当一部分电压降落在漏 

感上 , 因此变压器两端电压的变比与变压器两边匝数比有较大不同。 

图 3.1 隔离双向 DC/DC 变换器通用拓扑 

如图 3.1 所示为隔离双向 DC/DC 变换器的通用拓扑 , 输入直流电压源与直流 

输出电压源通过开关元 (Switch Cell) 后与变压器相连 , 每个开关元由全控开关 

器件、电容、电感组成。 

图 3.2 所示为传统移相控制策略与 PWM 移相控制策略的概念电路及原理波形 

示意图。在传统移相控制中 , 由于原边与副边侧开关元中的开关均工作在 50 

% 占空比下 , 因此变压器两边电压波形中各方波正、负幅值由以下式决定 : 

V 1 kV 

(3-1) 

1 

22

V 

kV 

(3-2) 

1 1 

V 2 mV 

(3-3) 

2 

V 

mV 

(3-4) 

2 2 

其中系数 km , 由电路具体拓扑而定。由式 (3-1) 至 (3-4) 知 , 变压器两边电压幅 

值仅由输入、输出电压线性控制 , 没有其他可控自变量。 

(a) 传统移相控制 

(b) PWM 移相控制 

图 3.2 传统移相控制与 PWM 移相控制的概念电路及原理 

23

在超级电容模块应用中 , 由于输入电压在较大范围内变化 , 当如下 (3-5) 式不 

能得到满足时 , 变压器电流波形会如图 3.2(a) 所示中所示相较于理想的梯形平 

顶波相比产生较大畸变 , 导致开关器件电流应力剧增、失去 ZVS 软开关条件、反 

并联二极管经历反向恢复过程。 

kV 

mV 

(3-5) 

1 2 

针对传统移相控制策略的这种缺点 ,PWM 移相控制引入了一个新的可控自变 

量 , 即占空比 D , 来解决变压器原、副边电压不可控导致的问题 , 其概念电路如 

图 3.2(b) 中所示 ,PWM 控制 , 即占空比 D 的控制 , 像一个电子的变压器一样 , 

重新分配原边和副边电压方波的正电平幅值和负电平幅值 , 进而在不同的输入电 

压下 , 通过占空比 D 的控制 , 使得下式能一直得到满足。 

V 

V 

V 

(3-6) 

1 

2 

V 

(3-7) 

1 

2 

此时 , 变压器电流不会因为变压器电压与绕组变比不匹配而导致电流的剧增 , 

变压器电流波形重新被控制成了平顶梯形波 , 此时变换器中的开关器件均可以实 

现 ZVS 软开关 , 并且反并联二极管的反向恢复过程得以避免。 

根据对现有的 DC/DC 变换器开关元结构的研究 , 总体上可以将开关元分为三 

大类 ,A 类开关元有如下电压方波输出特性 : 

V kA(1 

D) 

V 

(3-8) 

in 

B 类开关元有如下电压方波输出特性 : 

V 

 

V 

k DV 

(3-9) 

A 

in 

 

kBV 

(3-10) 

in 

V 

kBDVin 

/ (1 D) 

(3-11) 

C 类开关元有如下电压方波输出特性 : 

V kC 

(1 

D) Vin 

/ D 

(3-12) 

V 

 

k V 

(3-13) 

对三类开关元分析可知 , 欲实现 PWM 移相控制 , 原边和副边的开关元必须 

是不同类的开关元 , 占空比才有控制作用 , 如当原边侧采用 A 类开关元 , 副边侧 

采用 B 类开关元 , 为了满足如下两式 : 

则应有 : 

V 

V 

A 

A 

C 

in 

V 

(3-14) 

B 

V 

(3-15) 

B 

24

D 

kV 

B in, 

B 

1 (3-16) 

kV 

A in, 

A 

图 3.3 常见开关元电路 

对于 DAB 变换器及 DHB 变换器 , 由于原边及副边的开关元均属于 A 类开关 

元 , 因此无法实现 PWM 移相控制。根据上面所述的分类方式 , 可以将图 3.3 中 

各开关元电路分成如中所示三类。 

表 3.1 常见开关元电路的分类 

类型 

A 类开关元 

B 类开关元 

C 类开关元 

开关元 

(a),(m) 

(b),(c),(d),(f),(g),(h),(i),(j) 

(e),(k),(l) 

25

3.2 PWM 移相控制的电流源型 DHB 变换器 

V in 

i S1 

D 1 

S 1 C 

i s1 V 

+ 

1 C1 

dc 

L dc 

i S 2 

S 2 

D 2 

C s2 

V 2 

- 

+ 

- 

v ab 

 

C 2 

v lk 

 

L lk 

i lk 

 

v 

cd 

1: 

n 

S 3 

S 4 

D 3 

D 4 

i S 3 

C s3 

C s4 

i S 4 

V 3 

V 4 

+ 

- 

+ 

- 

C 3 

C 4 

V out 

图 3.4 PMW 移相控制的电流源型 DHB 变换器电路拓扑 

图 3.4 给出了 PWM 移相控制的电流源型 DHB 变换器的电路拓扑 , 开关 S1 

和 S2 构成一个桥臂 ,S3 和 S4 构成另一个桥臂。在 PWM 移相控制中 ,S1 和 S2 

互锁且互补 , 即 S1 导通时 ,S2 关断 ; 相反 ,S1 关断时 ,S2 开通。S3 和 S4 也互 

锁且互补。在本文的后续章节中 , 移相角用标幺值表示 , 基值为 2 。为了讨论 

的方便 , 在本文中 , 接下来的全部讨论都是在变压器原边侧等效电路框架下 , 所 

涉及的所有参量、变量都是原边侧等效电路中经过折合处理后的值 , 等效后的电 

路及各参量、变量的定义如下面图 3.5 所示。 

i S1 

D 1 

S 1 C 

i s1 V 

+ 

1 C1 

dc 

L dc 

- 

v ab 

 

v lk 

 

L lk 

i lk 

 

v 

cd 

S 3 

D 3 

i S 3 

C s3 

V 3 

+ 

- 

C 3 

V out 

V in 

i S 2 

S 2 

D 2 

C s2 

V 2 

+ 

- 

C 2 

S 4 

D 4 

C s4 

i S 4 

V 4 

+ 

- 

C 4 

图 3.5 折合至原边侧后的电路及各变量、参量示意图 

26

表 3.2 电流源型 DHB 变化器中各参量、变量说明 

参量、变量符号 

V 

in 

参量、变量释义 

输入电压 

V 

out 

输出电压 

C1 ~ C 

4 

直流分压电容 

V1 ~ V 

4 

直流分压电容电压 

L 

dc 

i 

dc 

L 

lk 

v 

lk 

i 

lk 

直流电感 

直流电感电流 

变压器漏电感 

变压器漏电感电压 

变压器漏电感电流 

1:n 变压器变比 

v 

ab 

变压器原边电压 

v 

cd 

变压器副边电压 

S1 ~ S 

4 

全控开关器件 ,MOSFET 等 

D1 ~ D 

4 

反并联二极管 

C ~ C 开关器件缓冲电容 

S1 S4 

i ~ i 开关器件串联支路电流 

S1 S4 

图 3.5 中 , L dc 

是一个直流平波电感 , 构成一个直流电流源。电容 C1 ~ C 为直 

4 

流电解电容 , 构成直流恒压源。 L lk 

为折合至原边侧的变压器等效漏电感。电容 

C ~ C 为开关 S1~S4 的缓冲吸收电容。 

S1 S2 

在稳态中 , 开关 S1 和 S3 的占空比一致 , 定义为 D,S2 和 S4 的占空比一致 , 

为 1-D。开关的开关频率定义为 f , 开关周期定义为 : 

s 

1 

Ts 

(3-17) 

f 

s 

在稳态中 , 直流电感电流有 : 

进而得到 : 

i (0) i ( T ) 

(3-18) 

dc dc s 

T s 

di 

0 

0 

dc 

 

(3-19) 

27

由电感的电压 - 电流微分方程知 , 式 (3-19) 等效于 : 

Ts 

v d 0 

0 

L 

t 

(3-20) 

dc 

稳态中 , 变压器磁链有 : 

进而得到 : 

(0) ( ) 

(3-21) 

T s 

T s 

d 0 

(3-22) 

0 

由变压器的电压 - 磁链微分方程知 , 式 (3-22) 等效于 : 

T s 

v d 0 

0 

ab 

t 

(3-23) 

T s 

v d 0 

0 

cd 

t 

(3-24) 

由式 (3-20)、式 (3-23) 得到 : 

1 

D 

V1 

Vin 

(3-25) 

D 

V 

V 

(3-26) 

2 in 

由式 (3-24) 得到 : 

V3 (1 D) V out 

(3-27) 

V 

DV 

(3-28) 

4 out 

由式 (3-25)、式 (3-26) 可知 , 原边侧属于 C 类开关元 ; 由式 (3-27)、式 (3-28) 可 

知副边侧属于 A 类开关元 , 因此电流源型 DHB 变换器可以实现 PWM 移相控制。 

28

v ab 

V 1 

v cd 

v lk 

i lk 

V 3 

i dc 

V 2 

V 4 

t 

t 

t 

0 

T s 

DT ( D 

T 

s 

) s 

T s 

图 3.6 电流源型 DHB 变换器稳态运行原理 

电流源型 DHB 变换器在 PWM 移相控制下的稳态运行原理如图 3.6 所示。在 

PWM 移相控制下 , 为了将实现变压器电流波形调制为如图 3.6 中的梯形平顶波 , 

以遏制由于输入电压变化导致的器件电流应力的剧增 , 同时保证开关器件的 ZVS 

软开关以及避免反并联二极管的反向恢复过程 , 应满足如下条件 : 

V V 

(3-29) 

1 3 

V 

V 

(3-30) 

2 4 

由式 (3-25)~ 式 (3-28)、式 (3-29)、式 (3-30) 知 : 

1 

D V 

in 

(1 D ) V 

out 

(3-31) 

D 

由式 (3-31)、式 (3-32) 推得 : 

V 

in 

D 

DV 

(3-32) 

V 

V 

out 

in 

(3-33) 

out 

其中 , 输出电压是恒定值 , 占空比随着输入电压的变化而线性变化 , 在 PWM 

移相控制下的电流源型 DHB 变换器中 , 占空比可以表征输入电压。。 

当原边电压超前时 , 即 0 

0.5 时 , 能量从低压侧向高压侧流动 , 电路工作 

在 Boost 模式。当副边电压超前时 , 即 0.5 

0 时 , 能量从高压侧向低压侧流 

动 , 电路工作在 Buck 模式。由于工作原理具有完全的对称性 , 因此以 Boost 模式 

下的工作原理为例进行分析。 

当移相角为 0 

0.5 时 , 电路工作原理的波形如图 3.6 所示。 

29

在 t 0~ T s 

期间 , 开关 S1、S4 导通 , 开关 S2、S3 阻断 , 感性元件的微分方 

程为 : 

dilk 

Llk 

V1 ( V4) 

(3-34) 

dt 

didc 

Ldc 

Vin 

( V1 V2) 

(3-35) 

dt 

解得 : 

V V 

i t t i 

(3-36) 

1 4 

lk 

( ) 

lk 

(0) 

Llk 

V 

(3-37) 

1 

idc 

( t) idc 

(0) t 

Ldc 

在 t T ~ DT 期间 , 开关 S1、S3 导通 , 开关 S2、S4 阻断 , 感性元件的微 

s 

s 

分方程为 : 

dilk 

Llk 

V1 V3 

dt 

(3-38) 

didc 

Ldc 

Vin 

( V1 V2) 

dt 

(3-39) 

解得 : 

V V 

i t t T i T 

(3-40) 

1 3 

lk 

( ) ( 

s) lk 

( 

s) 

Llk 

V 

(3-41) 

1 

idc 

( t) idc 

(0) t 

Ldc 

在 t DT ~ ( D ) 

T 期间 , 开关 S2、S3 导通 , 开关 S1、S4 阻断 , 感性元件 

s 

s 

的微分方程为 : 

dilk 

Llk 

( V 2) 

V3 

(3-42) 

dt 

L 

dc 

di 

dt 

dc 

V 

(3-43) 

2 

解得 : 

30

V 

V 

i t t DT i DT 

(3-44) 

2 3 

lk 

( ) ( 

s) lk 

( 

s) 

Llk 

V 

i t i DT t DT 

(3-45) 

2 

dc 

( ) 

dc( s) ( 

s) 

Ldc 

在 t ( D ) T ~ T 期间 , 开关 S2、S4 导通 , 开关 S1、S3 阻断 , 感性元件的 

s 

s 

微分方程为 : 

dilk 

Llk 

( V 2) ( V4) 

(3-46) 

dt 

L 

dc 

di 

dt 

dc 

V 

(3-47) 

2 

解得 : 

V 

V 

i t t DT T i DT T 

(3-48) 

2 4 

lk 

( ) ( 

s 

 

s) lk 

( 

s 

 

s) 

Llk 

V 

i t i DT t DT 

(3-49) 

2 

dc 

( ) 

dc( s) ( 

s) 

Ldc 

从图 3.6 可以看出 , 变压器运行频率与开关器件的开关频率一样 , 这是移相 

控制相较于用 SPWM 实现隔离型 DC/AC/DC 变换的优点。如果使用 SPWM, 开 

关器件的开关频率要远高于变压器运行频率 , 比如高频变压器的频率为 1kHz, 则 

开关器件的开关频率可能需要 1MHz 以上 , 这在大功率应用方面是很难实现的。 

31

第 4 章稳态运行特性分析 

4.1 功率流特征 

由于运行原理有完全对称性 , 因此以 Boost 模式下的功率流为例 , 分析电流 

源型 DHB 变换器的功率流特性。 

在直流变换器中 , 功率定义为输出瞬时功率在一个周期内的平均值 , 即 : 

1 T s 

P v d 

0 

outiout 

t 

T 

(4-1) 

s 

在忽略损耗的情况下 , 输出功率等于变压器功率 , 即 : 

1 T s 

P v d 

0 

abilk 

t 

T 

(4-2) 

s 

也即 : 

1 T s 

P v d 

0 

cdilk 

t 

T 

(4-3) 

s 

经过数学解析计算 , 发现随着占空比与移相角之间关系的变化 , 输出功率的 

解析表达式也会不同。 

(a) 在 D0.5, 

D时 : 

2 

Vin 

 

P (2(1 D) ) 

(4-4) 

2Df L 

D 

s 

lk 

带入 (3-33) 得到 : 

2 

DVout 

 

P (2(1 D) ) 

(4-5) 

2 f L 

D 

s 

lk 

(b) 在 D 0.5, D 

0.5 时 : 

2 

Vin 

P 

2 fL 

(1 2 ) 

(4-6) 

s 

lk 

32

带入 (3-33) 得到 : 

2 2 

DVout 

P (1 2 ) 

(4-7) 

2 fL 

s 

lk 

(c) 在 D 0.5, 1 D时 : 

2 

Vin 

 

P (2(1 D) ) 

(4-8) 

2Df L 

D 

s 

lk 

带入 (3-33) 得到 : 

2 

DVout 

 

P (2(1 D) ) 

(4-9) 

2 f L 

D 

s 

lk 

(d) 在 D 0.5,1 D 

0.5 时 : 

2 2 

Vin 

D 

P 

(1 2 ) 

2 

2 f L (1 D) 

s 

lk 

(4-10) 

带入 (3-33) 得到 : 

2 2 2 

DVout 

D 

P 

(1 2 ) 

2 

2 f L (1 D) 

s 

lk 

(4-11) 

首先分析 D 0.5 的情况 , 即情况 (a) 与情况 (b)。在移相角 D 时 , 随着移相 

角从零开始增加 , 功率也从零开始增大 , 而当 D 时 , 随着移相角的增加 , 功 

率减小 , 即在 D时功率达到最大值 , 因此 D 的工况属于冗余工况 , 在实际 

应用中可以排除。 

再看 D 0.5 的情况 , 即情况 (c) 与情况 (d)。在移相角 1 

D 时 , 随着移相角 

从零开始增加 , 功率也从零开始增大。当 1 

D 时 , 随着移相角的增加 , 功率 

减小 , 即在 1 D 时功率达到最大值 , 因此 1 

D 的工况属于冗余工况 , 在 

实际应用中可以排除。 

综上 , D 0.5 时 , 移相角的工作范围为 0~D ; D 0.5 时 , 移相角的工作范 

围为 0 ~ (1 D) 

。排除冗余工况后 , 功率可以用如下统一的解析式计算 : 

2 

DVout 

 

P (2(1 D) ) 

(4-12) 

2 f L 

D 

s 

lk 

根据式 (4-12) 可知 , 当移相角为下式中的值时 , 功率达到最大 : 

33

max D(1 D) 

(4-13) 

最大功率值为 : 

P 

max 

2 2 2 

D (1 D) 

Vout 

(4-14) 

2 fL 

s 

lk 

由式 (4-14) 可知 , 占空比不同 , 变换器所能传递的最大功率也随之不同 , 占空 

比越接近 0.5, 功率最大值越大。式 (4-12) 可以变形为 : 

P 

D(1 D) 

V V 

f L 2 f L 

2 2 

 

out 

out 2 

 

(4-15) 

s lk s lk 

事实上 , 由式 (4-15) 可以清楚地看到 , 对于任意移相角 , 占空比越接近 0.5, 

变换器所传递的功率也越大。当占空比为 0.5, 即 V 0.5 V 

in 

out 

时 , 变换器所能传递 

的最大功率定义为功率的基值 , 给出了不同输入电压下 ( 电压用占空比表征 ), 

DAB 变换器与 PWM 移相控制下电流源型 DHB 变换器的功率 - 移相角特征曲线。 

DAB 变换器的功率由式 (2-1) 计算。 

P pu . . 

1.4 

1.2 

1 

0.8 

0.6 

0.4 

D=0.70 

D=0.65 

D=0.60 

D=0.55 

D=0.50 

D=0.45 

D=0.40 

D=0.35 

D=0.30 

DHB under PPS control 

DAB 

D=0.40 or 0.60 

D=0.50 

D=0.45 or 0.55 

D=0.35 or 0.65 

D=0.30 or 0.70 

0.2 

0 

0 0.05 0.1 0.15 0.2 0.25 

 

图 4.1 DAB 变换器与 PWM 移相控制下电流源型 DHB 变换器的功率特征 

34

由图 4.1 可以看出 , 在移相角较小时 , 功率随着移相角的变化而几乎线性变 

化。这一点可以由式 (4-15) 看出 , 在移相角较小时 , 二次项远小于线性项。对于 

DAB 变换器 , 随着输入电压的增大 , 变换器的功率传递能力也增大 , 且是线性变 

化的 , 这意味着当 DAB 变换器应用于电动汽车中的超级电容能量管理时 , 随着 

超级电容模块电压的降低 , 变换器的功率传递能力也骤降 , 则电动汽车启动时超 

级电容模块的放电功率小于电动汽车再生制动时超级电容模块的充电功率的一 

半 , 即在超级电容模块要求的额定功率一定时 , 超级电容器和变换器的容量都要 

设计成接近额定功率的两倍 , 这对于超级电容的有效应用非常不利。 

而对于 PWM 移相控制下的电流源型 DHB 变换器 , 当输入电压在 0.3V 

out 

0.7V out 

间变化时 

1 

, 变换器的功率传递能力不会因为输入电压的降低而单调降低。 

当输入电压从 0.3V 

out 

续从 0.5V 

out 

增至 0.5V 

out 

时 , 变换器传递功率的能力增加 ; 当输入电压继 

增至 0.7V 

out 

时 , 变换器传递功率的能力减小。输入电压在 0.3V 

out 

至 

0.7V 

out 

范围内时 , 变换器功率传递能力的最低值约为最高值的 80%, 也即意味着 

超级电容模块和变化器的容量设计为系统额定功率的约 1.25 倍即可 , 远小于使用 

DAB 变换器时的容量要求。 

至 

4.2 若干关键值的计算 

在第 3 章第 2 节中 , 已经介绍了电流源型 DHB 变换器在 PWM 移相控制策略 

下的运行原理 , 并且给出了直流电感电流、变压器电流的微分方程及通解 , 但是 

由于特解的一些初始值的求解需要功率的计算 , 因此在本小节计算。 

由前面的分析已经知道 , 变压器电流无直流分量 , 即变压器电流满足下式 : 

T s 

i d 0 

0 

lk 

t 

(4-16) 

由式 (3-36)、(3-40)、(3-44)、(3-48)、(4-16) 得到 : 

DVout 

ilk 

(0) (4-17) 

fL 

s 

s 

lk 

(1 DV ) 

out 

ilk 

( Ts 

) (4-18) 

fL 

lk 

1 

此时超级电容的电压变化范围大于 2:1, 可以释放 75% 以上的存储能量 

[26] 。 

35

i 

lk 

(1 DV ) 

out 

( DTs 

) (4-19) 

fL 

s 

lk 

DVout 

ilk 

(( D ) Ts 

) (4-20) 

fL 

s 

lk 

对于直流电感电流 , 有 : 

1 

T 

s 

T s P 

i d 

0 

dc 

t 

(4-21) 

V 

in 

由式 (3-37)、(3-41)、(3-45)、(3-49)、(4-12)、(4-21) 得到 : 

Vout 

D(1 D) 

Vout 

idc(0) (2(1 D) ) 

(4-22) 

2f L D 2f L 

s lk s dc 

Vout 

D(1 D) 

Vout 

idc 

( DTS 

) (2(1 D) ) (4-23) 

2f L D 2f L 

s lk s dc 

4.3 无功功率特性分析 

4.3.1 理想直流系统 

图 4.2 理想直流系统示意图 

图 4.2 给出了当输入电压与输入功率一定时的理想直流系统的示意图。设电 

流波形为任意波形 , 则电流可以分解成如下的傅里叶级数 : 

 

i( t) i0 

ik 

sin( t 

) 

(4-24) 

k1 

则根据 Parseval 定理 , 得到电流有效值为 : 

36

1 

T 

s 

2 

T 

 

 

s 2 2 2 P 2 

i ( t)dt i 0 

0 

ik 

ik 

(4-25) 

k1 E k1 

 

 

由式 (4-25) 可以看出 , 当电流是值为 ( P/ E ) 的恒定量时 , 电流的有效值最小 , 

并且显而易见的是 , 电流的峰值也会最小。当电压和功率一定时 , 对于电力电子 

装置 , 最小的有效值与最小的峰值 , 意味着最小的导通损耗以及最小的开关器件 

额定电流。对于类似于图 3.4 中电路的隔离型直流变换系统 , 理想运行模式如图 

4.3 所示 : 

i lk 

v ab 

 

v lk 

 

L lk 

 

v 

cd 

v ab 

i lk 

图 4.3 隔离型直流变换系统的理想运行模式 

4.3.2 无功功率分析 

v ab 

i lk Circulating 

Reactive Power 

D(1 D) 

2 

V 2 

out 

Preactive, cir 

 

2 

2n f L 

s lk 

vab 

i lk 

= + 

vab 

i lk AC Caused 

Reactive Power 

V 

2 2 

out 

reactive, AC 

 

2 

2n fsLlk 

2 

2 

DV 

D(1 D) V 

out 

 

out 

PDC 

 

P 

P (2(1 D) ) 

2 2 

2n f n fsL 

sLlk 

D 

lk 

(a) Real operation (b) Ideal operation (c) Power backflow caused by 

AC components in a DC system 

图 4.4 功率的分解 

在隔离型直流变换系统中 , 理想的运行模式如图 4.3, 即变压器电流为方波。 

由于隔离型双向 DC/DC 变换器以变压器漏电感作为瞬时功率传递元件 , 变压器 

电压和电流不肯能保持同相位 , 因此变压器电流不可能控制成如图 4.3 所示的方 

37

波 [40] 。因此 , 在控制中 , 应将变压器电流尽可能控制成理想的方波波形 , 以减小 

变压器电流的峰值及有效值 , 进而减小开关器件的导通损耗及额定电流。 

如图 4.4 所示 , 变换器实际的运行可以分解为理想运行状态与非理想运行状 

态的线性叠加。在这里 , 为了分析的方便 , 定义两种直流电路中的无功功率 : 

(a) 回流无功功率 (Circulating Reactive Power) 

回流无功功率 , 即定义为流向与平均功率方向相反的瞬时功率在一个周期内 

的平均值 , 如图 4.4(a) 所示 , 其值为 : 

2 2 

D(1 D) 

Vout 

Preactive , cir 

(4-26) 

2 fL 

s 

lk 

回流无功功率因数 (Circulating Reactive Power Factor) 定义为回流功率与传 

递功率之比 , 定义式如下 : 

| CRP | 

CRPF (4-27) 

AveragedPower 

CRPF 刻画了对变压器的有效利用率 ,CRPF 越高 , 表明在传递同样的能量过 

程中 , 回流的能量越多 , 进而变压器的损耗 ( 包括铁耗和铜耗 ) 越高 , 因此在设 

计中应尽可能减少 CRPF 值。经计算 , 得到 CRPF 的解析式为 : 

(1 D) 

CRPF 

(4-28) 

 

2(1 D) 

D 

(b) 交流无功功率 (AC Caused Reactive Power) 

交流无功功率 , 定义为在实际运行中 , 相较于隔离双向变换器的理想运行状 

态 ,“ 畸变 ” 的电流 “ 交流分量 ” 导致的回流功率 , 如图 4.4(c) 所示 , 其值为 : 

2 2 

Vout 

Preactive , AC 

(4-29) 

2 fL 

s 

lk 

交流无功功率因数 (AC Caused Reactive Power Factor) 定义为交流无功功率 

与理想运行状态分量传递的功率之比 , 定义式如下 : 

| ACRP | 

ACRPF (4-30) 

IdealOperationPower 

38

ACRPF 刻画了变换器运行状态相较于理想运行状态的畸变程度 ,ACRPF 越 

高 , 表明和理想运行状态差的越远 , 并且在同等电压、功率等级下 , 开关器件的 

导通损耗越大、额定电流越大。经计算 , 得到 ACRPF 的解析式为 : 

 

ACRPF 

(4-31) 

2 D(1 D) 

值得注意的是 , 理想运行状态分量传递的功率 , 即是式 (4-15) 中的线性项 , 而 

交流回流功率即是式 (4-15) 中的二次项 , 符号始终与平均功率相反 , 因此 , 应尽 

可能使二次项在式 (4-15) 中的比例小 , 也即使 ACRPF 的值小。 

4.4 变压器的特性 

由于在隔离型双向 DC/DC 变换器中 , 变压器占据了大部分的体积 , 因此减小 

变压器的体积是提高变化器功率密度最有效地手段之一。在 PWM 移相控制下 , 

与传统的移相控制相比 , 变换器变压器的特性有所不同。设变压器的磁链为 , 

则变压器的电压与磁链间有如下关系 : 

d u 

(4-32) 

dt 

由式 (4-32) 可知 , 磁链最大值为 : 

 

max 

max udt 

(4-33) 

t[0, Ts 

] 

t 

0 

在隔离型双向 DC/DC 变换器中 , 一般使用环形变压器 [46] 。变压器磁链与磁通 

密度间有如下关系 , 其中 N 为变压器绕线匝数 , B 为磁通密度 , S 为环形变压器 

的横截面积 : 

NBS 

(4-34) 

绕线匝数 N 与变压器周长 l 间有如下关系 : 

l N 

(4-35) 

进而可以得到 : 

BSl 

(4-36) 

即 : 

BV transformer 

(4-37) 

39

在选用同样的导磁材料作为变压器磁芯时 , 由于饱和磁通密度 B 

sat 

一样 , 由式 

(4-37) 可知变压器的大小取决于磁链的最大值。因此 , 欲提高变压器功率密度 , 

应减小变压器体积 , 即应减小变压器工作磁链的最大值。由式 (4-33) 知 , 磁链的 

最大值即为伏秒值 (volt-seconds) 的最大值。 

DTs 

Ts 

DTs 

Ts 

1 

D 

Vin 

D 

(1 DV ) out 

v ab 

t 

v cd 

t 

V in 

(1 DV ) 

2 f 

in 

v s 

dt ab 

(1 DV ) 

 

2 f 

s 

in 

t 

DV out 

D(1 D) 

V 

2 f 

out 

v s 

dt cd 

D(1 D) 

V 

 

2 f 

s 

out 

t 

(a) Primary 

(b) Secondary 

图 4.5 变压器原边、副边的电压、伏秒值 

由于在变换器中感性元件平衡了伏秒值 , 因此无论是对原边还是副边 , 伏秒 

值的最大值和最小值的绝对值是相等的。对于副边 , 伏秒值的最大值为 : 

D(1 D) 

Vout 

max vcd 

dt 

 

(4-38) 

2 f 

s 

原边的伏秒值的最大值为 : 

(1 DV ) 

in 

max vab 

dt 

 

(4-39) 

2 f 

s 

将式 (3-33) 带入式 (4-39) 得到 : 

D(1 D) 

Vout 

max vab 

dt 

 

(4-40) 

2 f 

s 

由式 (4-38)、式 (4-40) 可知 , 变压器原、副边的伏秒值的最大值相等 , 值与输 

入电压相关 , 且频率越高 , 伏秒值的最大值越小。 

40

Maximum 

Volt-seconds 

0.25V out 

T s 

Proposed Converter 

DAB Converter 

Secondary Side 

0.125V out 

T s 

Proposed Converter 

DAB Converter 

Secondary Side 

0.49 V T / n 

out 

0.25 V T / n 

out 

0.09 V T / n 

out 

s 

s 

s 

Primary Side 

0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 

V 

in 

Vout 

/ ( ) 

n 

图 4.6 PWM 移相控制下的 DHB 变换器和 DAB 变换器的高频变压器最大伏秒值特性 

图 4.6 给出了 PWM 移相控制下的 DHB 变换器和 DAB 变换器的高频变压器 

伏秒值特性 , 为了将原边与副边的最大伏秒值特性曲线分开 , 故在此考虑的变压 

器变比 , 变压器变比为 1:n。 

从图 4.6 可以看出 , 对于副边侧 ,DAB 变换器在不同的输入电压下的最大伏 

秒值保持不变 , 而 PWM 移相控制下的 DHB 变换器在当输入电压达到 0.5 Vout 

/ n 时 

最大伏秒值达到极大值。PWM 移相控制下的 DHB 变换器的变压器副边的最大伏 

秒值的极大值 , 是 DAB 变换器的变压器副边的最大伏秒值的极大值的 50%。 

对于原边侧 ,DAB 变换器的最大伏秒值随着输入电压的增加而单调递增 , 而 

PWM 移相控制下的 DHB 变换器在输入电压达到 0.5 Vout 

/ n 时最大伏秒值达到极大 

值。PWM 移相控制下的 DHB 变换器的变压器原边的最大伏秒值的极大值 , 是 

DAB 变换器的变压器原边的最大伏秒值的极大值的 51%。 

41

综上所述 , 在同样输入、输出电压下 , 如果变压器的工作频率和开关器件的 

开关频率均相等 , 则使用 PWM 移相控制下的 DHB 变换器 , 相比于使用 DAB 变 

换器 , 高频变压器的体积理论上可减小约 50%。 

42

第 5 章软开关的实现原理及过程分析 

5.1 软开关的必要性 

软开关技术是在现有的电力电子器件发展水平下 , 提高电力电子电路的开关 

频率、实现电力电子装置小型化的核心手段。软开关的实现方式主要有两种 , 一 

种是通过电路运行原理本身实现 , 即在该种运行原理下电力电子器件的开关动作 

总是发生在电压过零点或者电流过零点 ; 另一种是通过有源的 (active) 的辅助电 

路主动为电力电子开关创造实现软开关的电力过零点或者电流过零点。 

D 

vDS 

iDS 

i DS 

v DS 

G 

i DS 

S 

v 

DS 

i 

DS 

v 

DS 

i 

DS 

(a) Turn-on transient 

(b) Turn-off transient 

图 5.1 电力电子器件硬开关时的暂态过程 

图 5.1 以 Power MOSFET 为例 , 给出了电力电子器件硬开关时的开通、关断 

暂态过程。MOSFET 在硬开通时 , 由于器件本身的非理想特性 , 漏极 - 源极电压 vDS 

从高电平降到零需要一定的时间 , 同时漏极 - 源极电流 i 

DS 

从零开始增加到稳定值 

也需要一定时间 , 对于 MOSFET 这段时间约为数百 ns。在这个数百 ns 的暂态过 

程中 , 漏极 - 源极电压、电流乘积不为零 , 因此在开通暂态过程中会产生开通损耗 , 

这部分损耗最终以热能形式耗散掉。MOSFET 在硬关断时 , 源极 - 漏极电压 v 从 

DS 

零开始经过一定时间上升到稳定的高电平 , 而漏极 - 源极电流 i 

DS 

也需要一段时间 

降到零 , 在这个暂态过程中 , 漏极 - 源极电压、电流乘积也不为零 , 因此在关断暂 

43

态过程中会产生关断损耗 , 这部分损耗最终以热能形式耗散掉。因此 , 在硬开关 

时 , 器件的开通和关断动作均产生损耗 , 而这部分损耗最终变成热量 , 因此当开 

关损耗大时 , 不仅降低电力电子电路的效率 , 也对器件的散热造成较大麻烦。 

在电动汽车中使用的隔离型双向 DC/DC 变换器 , 为了提高变换器的功率密 

度 , 需要使开关器件工作在高达数十 kHz 的工作频率下 , 因此软开关的实现非常 

必要。软开关主要分为如下两类 : 

(a) ZVS(Zero Voltage Switching) 零电压软开关 

i GS 

D 

vDS 

iDS 

G 

i DS 

S 

v 

DS 

i 

DS 

Zero Voltage Switching(ZVS) 

图 5.2 ZVS 零电压软开关的暂态过程 

零电压软开关的原理如图 5.2 所示 , 通过一系的手段 , 如有源型辅助电路等 , 

使得 MOSFET 的漏极 - 源极电压降至零 , 此时通过门极将器件开通 , 器件处在通 

态 , 此后 MOSFET 的电流取决于外电路 , 但是当电流从零开始上升时 , 漏极 - 源 

极电压已经被钳位在零 , 因此 MOSFET 开通过程中没有开关损耗。ZVS 零电压 

软开关即实现没有损耗的软开通。 

(b) ZCS(Zero Current Switching) 零电流软开关 

44

v GS 

D 

i DS 

v DS 

G 

S 

i DS 

v 

DS 

i 

DS 

Zero Current Switching(ZCS) 

图 5.3 ZCS 零电流软开关的暂态过程 

零电流软开关的原理如图 5.3 所示 , 通过一系列的手段 , 如有源型辅助电路 

等 , 使得 MOSFET 的漏极 - 源极电流降至零 , 此时通过门极将器件关断 , 器件处 

在阻态 , 此后 MOSFET 的源极 - 漏极电压取决于外电路 , 但是当漏极 - 源极电压从 

零开始上升时 , 漏极 - 源极电流已经被钳位在零 , 因此 MOSFET 关断过程中没有 

开关损耗。ZCS 零电流软开关即实现没有损耗的软关断。 

5.2 电流源型 DHB 变换器在 PWM 移相控制下的软开关过程 

图 3.5 中 , 开关 S1 至 S4 均有并联的缓冲吸收电容 Cs 

1 

~ C 

s4。这些电容首先作 

为缓冲电容 , 跨接在 MOSFET 的漏极和源极上 , 可以抑制器件在关断动作时由于 

线路上的杂散电感导致的过电压。其次 , 缓冲电容与变压器漏感可以以谐振的方 

式在死区期间为器件创造 ZVS 软开关条件。图 5.4 给出了一个周期内的软开关原 

理波形示意图 

45

t 0 t 1 t 2 t 3 t 4 t 5 t 6 t 7 t 0 +T s 

v ab 

i dc 

i lk 

i S2 

i S1 

t 

i S4 

v cd 

i lk 

i S3 

t 

v GS_S1 

v GS_S2 

v GS_S3 

v GS_S4 

t 

t 

t 

t 

图 5.4 一个周期内的软开关原理波形示意图 

5.2.1 开关 S1 的软开关实现 

D 1 

D 1 

D 1 

S 1 

C S1 

V 1 

S 1 

C V 

S1 

1 

S C 

1 

S 1 

V 1 

L lk 

L lk 

L lk 

V 2 

V 2 

V 2 

I dc 

I dc 

I dc 

S 2 

C S 2 

V 2 

S 2 

C V 

S 2 

2 

S 2 

C S 2 

V 2 

D 2 

D 2 

D 2 

(a) before t0 (b) t0~t1 (c) after t1 

图 5.5 开关 S1 软开关过程电路示意图 

在时刻 t t0 

前 , 开关 S2 处于通态 , 开关 S1 处于阻态。直流电感电流 i 

dc 

、变 

压器电流 i 

lk 

有如下关系 : 

46

i ( ) 0 

dc 

t0 

(5-1) 

i ( t ) 0 

(5-2) 

lk 

0 

i ( t ) i ( t ) 0 

(5-3) 

dc 

0 lk 0 

由式 (5-3) 可知 , 电流通过开关 S2 流通。在 t t0 

时刻 , 关断开关 S2。由于两 

个感性元件的电流不能突变 , 因此需要电流的通路。由于电流方向问题 , 通路不 

可能通过反并联二极管 D2 实现 ; 由于在死区期间 S1 尚未导通 , 因此通路不可能 

通过器件 S1 实现 ; 由于此时缓冲电容 C 

S1 

尚处于正电平且电压值为 V1 

V2, 通路 

不可能通过反并联二极管 D1 实现。由于各电力电子器件均不能提供电流通路 , 

因此变压器漏电感与缓冲电容开始发生谐振。由于直流电感的电感值远大于变压 

器漏电感的电感值 , 因此在这个暂态过程中可以认为直流电感的电流不变 , 即直 

流电感相当于一个恒流源 , 如图 5.5 中所示。同时 , 由于电容 C1, C2, 

C 

4 

的电容值 

很大 , 因此在这个暂态过程中可以认为直流电容的电压不变 , 即直流电容相当于 

恒压源 , 如图 5.5 中所示所示。根据基尔霍夫定律 , 可以得到这个暂态过程的电 

路微分方程为 : 

v v V V 

(5-4) 

CS1 CS2 1 2 

dv 

dvC 

(5-5) 

dt 

C 

S S dc lk 

S2 S1 

C C I i 

dt 

v 

CS 

2 

dilk 

Llk 

0 

(5-6) 

dt 

初始条件为 : 

v ( t ) 0 

(5-7) 

C S 2 0 

i ( t ) i (0) 

(5-8) 

lk 

0 

lk 

I 

dc 

i (0) dc 

(5-9) 

解得 : 

L 1 

v v ( V V ) ( i (0) i (0)) sin( ( t t )) (5-10) 

lk 

DS _ S1 CS1 

1 2 dc lk 

0 

2CS 2Llk CS 

L 1 

v v ( i (0) i (0)) sin( ( t t )) (5-11) 

lk 

DS _ S 2 CS 

2 dc lk 

0 

2CS 2Llk CS 

47

由式 (5-10)、式 (5-11) 知 , 谐振发生后 , 缓冲电容 C 

S1 

的电压 , 即开关 S1 的漏 

极 - 源极电压由 ( V1 V2) 

减少降低 ; 相反 , 缓冲电容 C 

S 2 

的电压 , 即开关 S2 的漏极 

- 源极电压由零开始升高。谐振过程吸出缓冲电容 C 

S1 

中的电荷 , 并给缓冲电容 C S 2 

充电。当开关 S1 的漏极 - 源极电压降至零 , 二极管 D1 导通 , 则开关 S1 的漏极 - 

源极电压钳位为零 , 谐振结束。在 t t1 

时刻 , 死区结束 , 对 S1 门极发出导通信 

号 ,S1 实现了 ZVS 软开关 , 且二极管 D2 的反向恢复过程得到避免。 


D 3 

D 3 

D 3 

S 3 

C S 3 

V 3 

S 3 

C V 

S 3 

3 

S 3 

C S 3 

V 3 

L lk 

L lk 

L lk 

V 3 

V 3 

V 3 

S 4 

C S 4 

V 4 

S 4 

C S 4 

V 4 

S 4 

C S 4 

V 4 

D 4 

D 4 

D 4 




前 , 开关 S4 处于通态 , 开关 S3 处于阻态。变压器电流 i 

lk 

有如下 

关系 : 

i ( t ) 0 

(5-12) 

lk 

2 


时刻 , 关断开关 S4。由于感 

性元件的电流不能突变 , 因此需要电流的通路。由于电流方向问题 , 通路不可能 

通过反并联二极管 D4 实现 ; 由于在死区期间 S3 尚未导通 , 因此通路不可能通过 

器件 S3 实现 ; 由于此时缓冲电容 C 

S 3 


V4, 通路不可 

能通过反并联二极管 D3 实现。由于各电力电子器件均不能提供电流通路 , 因此 

变压器漏电感与缓冲电容开始发生谐振。由于电容 C1, C3, 

C 

4 

的电容值很大 , 因此 

在这个暂态过程中可以认为直流电容的电压不变 , 即直流电容相当于恒压源 , 如 

图 5.6 中所示所示。根据基尔霍夫定律 , 可以得到这个暂态过程的电路微分方程 

为 : 

v v V V 

(5-13) 

CS3 CS4 3 4 

48

dv 

dvC 

(5-14) 

dt 

C 

S S lk 

S4 S3 

C C i 

dt 

v 

CS 

3 

dilk 

Llk 

0 

(5-15) 

dt 


v ( t ) 0 

(5-16) 

C S 4 2 

i ( t ) i ( T 

) 

(5-17) 

lk 2 lk S 

解得 : 

L 1 

v v ( V V ) i ( T ) sin( ( t t )) (5-18) 

lk 

DS _ S3 CS 

3 3 4 lk S 

2 

2CS 2Llk CS 

L 1 

v v i ( T ) sin( ( t t )) (5-19) 

lk 

DS _ S 4 CS 

4 lk S 

2 

2CS 2Llk CS 


S 3 




S 4 



S 3中的电荷 , 并给缓冲电容 C S 4 




号 ,S3 实现了 ZVS 软开关 , 且二极管 S4 的反向恢复过程得到避免。 


D 1 

D 1 

D 1 

S 1 

C S1 

V 1 

S 1 

C V 

S1 

1 

S 1 

C S 1 

V 1 

L lk 

L lk 

L lk 

V 1 

V 1 

V 1 

I dc 

I dc 

I dc 

S 2 

C S 2 

V 2 

S 2 

C S 2 

V 2 

S 2 

C S 2 

V 2 

D 2 

D 2 

D 2 



49


前 , 开关 S1 处于通态 , 开关 S2 处于阻态。直流电感电流 i 

dc 

、变 

压器电流 i 

lk 

有如下关系 : 

i ( ) 0 

dc 

t4 

(5-20) 

i ( t ) 0 

(5-21) 

lk 

4 

i ( t ) i ( t ) 0 

(5-22) 

dc 

4 lk 4 


时刻 , 关断开关 S1。由于两 

个感性元件的电流不能突变 , 因此需要电流的通路。由于电流方向问题 , 通路不 

可能通过反并联二极管 D1 实现 ; 由于在死区期间 S2 尚未导通 , 因此通路不可能 

通过器件 S2 实现 ; 由于此时缓冲电容 C 

S 2 


V2, 通路 

不可能通过反并联二极管 D2 实现。由于各电力电子器件均不能提供电流通路 , 

因此变压器漏电感与缓冲电容开始发生谐振。由于直流电感的电感值远大于变压 

器漏电感的电感值 , 因此在这个暂态过程中可以认为直流电感的电流不变 , 即直 

流电感相当于一个恒流源 , 如图 5.7 中所示。同时 , 由于电容 C1, C2, 

C 

3 

的电容值 

很大 , 因此在这个暂态过程中可以认为直流电容的电压不变 , 即直流电容相当于 

恒压源 , 如图 5.7 中所示。根据基尔霍夫定律 , 可以得到这个暂态过程的电路微 

分方程为 : 

v v V V 

(5-23) 

CS1 CS2 1 2 

dv 

dvC 

(5-24) 

dt 

C 

S S dc lk 

S2 S1 

C C I i 

dt 

v 

CS1 

dilk 

Llk 

0 

(5-25) 

dt 


v ( t ) 0 

(5-26) 

C S 1 4 

i ( t ) i ( DT ) 

(5-27) 

lk 4 lk S 

I i ( DT ) 

(5-28) 

dc dc S 

解得 : 

L 1 

v v ( i ( DT ) i ( DT )) sin( ( t t )) (5-29) 

lk 

DS _ S1 CS1 

lk S dc S 

4 

2CS 2Llk CS 

50

L 1 

v v ( V V ) ( i ( DT ) i ( DT )) sin( ( t t )) (5-30) 

lk 

DS _ S 2 CS 

2 1 2 lk S dc S 

4 

2CS 2Llk CS 


S 2 




S1 



S 2 





号 ,S2 实现了 ZVS 软开关 , 且二极管 S1 的反向恢复过程得到避免。 


D 3 

D 3 

D 3 

S 3 

C S 3 

V 3 

S 3 

C V 

S 3 

3 

S 3 

C S 3 

V 3 

L lk 

L lk 

L lk 

V 4 

V 4 

V 4 

S 4 

C S 4 

V 4 

S 4 

C S 4 

V 4 

S 4 

C S 4 

V 4 

D 4 

D 4 

D 4 




前 , 开关 S3 处于通态 , 开关 S4 处于阻态。变压器电流 i 

lk 

有如下 

关系 : 

i ( t ) 0 

(5-31) 

lk 

6 


时刻 , 关断开关 S3。由于感 

性元件的电流不能突变 , 因此需要电流的通路。由于电流方向问题 , 通路不可能 

通过反并联二极管 D3 实现 ; 由于在死区期间 S4 尚未导通 , 因此通路不可能通过 

器件 S4 实现 ; 由于此时缓冲电容 C 

S 4 


V4, 通路不可 

能通过反并联二极管 D4 实现。由于各电力电子器件均不能提供电流通路 , 因此 

变压器漏电感与缓冲电容开始发生谐振。由于电容 C2, C3, 

C 

4的电容值很大 , 因此 

在这个暂态过程中可以认为直流电容的电压不变 , 即直流电容相当于恒压源 , 如 

图 5.8 中所示所示。根据基尔霍夫定律 , 可以得到这个暂态过程的电路微分方程 

为 : 

51

v v V V 

(5-32) 

CS3 CS4 3 4 

dv 

dvC 

(5-33) 

dt 

C 

S S lk 

S4 S3 

C C i 

dt 

v 

CS 

4 

dilk 

Llk 

0 

(5-34) 

dt 


v ( t ) 0 

(5-35) 

C S 3 6 

i ( t ) i (( D ) T ) 

(5-36) 

lk 6 lk S 

解得 : 

L 1 

v v i (( D ) T ) sin( ( t t )) (5-37) 

lk 

DS _ S3 CS 

3 lk S 

6 

2CS 2Llk CS 

L 1 

v v ( V V ) i (( D ) T ) sin( ( t t )) (5-38) 

lk 

DS _ S 4 CS 

4 3 4 lk S 

6 

2CS 2Llk CS 


S 4 




S 3 



S 4 





号 ,S4 实现了 ZVS 软开关 , 且二极管 D3 的反向恢复过程得到避免。 

5.3 软开关的条件 

在 PWM 移相控制下的电流源型 DHB 变换器中 , 软开关是通过缓冲电容与变 

压器漏电感的谐振实现的 , 谐振在极短的时间内 , 实现了缓冲电容电压的重新分 

配 , 为开关创造了 ZVS 零电压的条件 , 而这个谐振本身需要储存在变压器漏电感 

中的能量来实现。 

对于开关 S1, 根据式 (5-10)、式 (5-11) 可知实现软开关的条件为 : 

i (0) i 

(0) 0 

(5-39) 

dc 

lk 

52

Llk 

( V1 V2) Vout ( idc (0) ilk 

(0)) 

(5-40) 

2C 

S 


i ( DT ) i ( DT ) 0 

(5-41) 

lk S dc S 

Llk 

( V1 V2) Vout ( ilk ( DTS ) idc ( DTS 

) 

(5-42) 

2C 

S 


i ( T 

) 0 

(5-43) 

lk 

S 

Llk 

( V3 V4) Vout ilk ( TS 

) 

(5-44) 

2C 

S 


i (( D ) T ) 0 

(5-45) 

lk 

S 

Llk 

( V3 V4) Vout ilk (( D ) TS 

) 

(5-46) 

2C 

S 

由式 (4-17) 至式 (4-23) 知 , 在 PWM 移相控制下 , 条件 (5-39)、(5-41)、(5-43)、 

(5-43) 天然得到满足 , 而条件 (5-40)、(5-42)、(5-44)、(5-46) 满足与否取决于移相 

角及输入电压 , 既取决于工作状况 , 在轻载下 , 会丢失 ZVS 条件。 

53

第 6 章死区再谐振现象机理分析及解决方法 

6.1 死区再谐振现象介绍 

v DS 

v DS 

(a) Zero Voltage Switching 

t 

(b) Re-resonance 

t 

图 6.1 正常实现 ZVS 及出现再谐振时的源极 - 漏极波形示意图 

在实验中对 MOSFET 的漏极 - 源极电压进行测量时发现 , 在正常工作时 , 漏 

极 - 源极电压的波形如图 6.1(a) 所示。但是有些时候 , 会在源极 - 漏极电压降至零后 

出现一个 “ 毛刺 ”, 如图 6.1(b) 所示。这种毛刺的出现 , 会给变换器的工作带来诸 

多问题 , 如 : 

(a) 电压脉冲造成 EMI 问题 

(b) 开关器件不能实现 ZVS 软开关 

(c) 死区中出现不受控的 “ 能量死区 ”, 导致直流电容电压控制出现明显偏差 , 

无法准确实现 PWM 移相控制。 

因此 , 找出这种 “ 毛刺 ” 出现的机理 , 并找出解决方法 , 对于提高变换器的 

可靠性至关重要。 

54

Re-resonance 

vDS 

v GS 

vDS 

v GS 

t 

(a) Zero Voltage Switching (b) Re-resonance 

t 

图 6.2 小时间尺度下实现 ZVS 的漏极 - 源极电压波形及出现再谐振的漏极 - 源极电压波形 

在小时间尺度下观察毛刺 , 如图 6.2 所示 , 发现源极 - 漏极电压通过缓冲电容、 

变压器漏电感的谐振而达到零后 , 在通过控制门极使 MOSFET 零电压开通前 , 又 

发生了一次谐振 ,MOSFET 是在非零电压下硬开通的 , 这种现象我们成为再谐振 

(Re-resonance)。 

6.2 死区再谐振现象的产生机理 

D 1 

D 1 

D 1 

S 1 

C s1 

V 1 

S 1 

C s1 

V 1 

S 1 

C s1 

V 1 

L lk 

L lk 

L lk 

V 1 

V 1 

V 1 

I dc 

I dc 

I dc 

S 2 

C s2 

V 2 

S 2 

C s2 

V 2 

S 2 

C s2 

V 2 

D 2 

D 2 

D 2 

(a) before t4 (b) t4~ta (c) ta~tb 

D 1 

D 1 

D 1 

S 1 

C s1 

V 1 

S 1 

C s1 

V 1 

S 1 

C s1 

V 1 

L lk 

L lk 

L lk 

V 1 

V 1 

V 1 

I dc 

I dc 

I dc 

S 2 

C s2 

V 2 

S 2 

C s2 

V 2 

S 2 

C s2 

V 2 

D 2 

D 2 

D 2 

(d) tb~tc (e) tc~td (f) td~te 

图 6.3 死区再谐振现象产生机理的电路示意图 

55

t4 

ta 

t b 

tc 

td 

te 

idc 

ilk 

ilk 

( DTs 

) 

i ( DT ) 

dc 

s 

ilk if S2 was turned 

on appropriately 

t 

vDS_S2 

V1+V2 

t 

vGS_S1 

t 

vGS_S2 

vGS_S2 (appropriate) 

t 

t 

 

2 

db, optimum 

2LlkCs 

图 6.4 死区再谐振现象产生机理的波形示意图 

图 6.3 和图 6.4 分别给出了死区再谐振现象产生机理的电路示意图和波形示意 

图。以出现在开关 S2 上再谐振现象为例 , 说明再谐振的产生机理。在 t t4 

时刻 , 

关断开关 S1, 则缓冲电容 CS1, 

C 

S2与变压器漏电感 L 

lk 

开始谐振 , 由式 (5-30) 知 , 缓 

冲电容 C 

S 2 

的电压 , 即开关 S2 的漏极 - 源极电压开始下降 , 在 t ta 

时刻达到零 , 

并联二极管 D2 导通 , 开关 S2 的漏极 - 源极电压被钳位为零。时刻 t 

a 有如下关系 : 

2CS 

V1 

V2 

ta t4 

2LlkCS 

arcsin( ) 

(6-1) 

L i ( DT ) i ( DT ) 

lk lk S dc S 

56

这一过程发生在死区期间 , 开关 S2 还没有得到高电平门极开通电压。在时刻 

t t a 

以后如果开关 S2 及时得到高电平门极开通电压 , 则可以实现 ZVS 软开通。 

在谐振过程中 , 由式 (5-24) 及式 (5-29)、式 (5-30) 得到 : 

1 

ilk ( t) idc ( DTS ) ( ilk ( DTS ) idc ( DTS 

))cos( ( t t4)) 

(6-2) 

2LC 

lk 

S 

代入式 (6-1) 得到 : 

i t i DT i DT i DT 

2C V V 

S 

1 2 

lk 

( 

a) 

dc( S 

) ( 

lk 

( 

S 

) 

dc( S 

)) 1 

Llk ilk ( DTS ) idc ( DTS 

) 

 

 

 

2 

(6-3) 

从式 (6-3) 易看出 , 缓冲电容 C 越大 , t t 时变压器电流 i ( t ) 越小 , 这是因 

S 

为缓冲电容越大 , 储存的电能越大 , 而谐振需要通过储存在变压器漏电感中的能 

量来完成。在 t ta 

以后 , 由于并联二极管 D2 的箝位作用 , 因此有 : 

v V 

(6-4) 

ab 

2 

a 

lk 

a 

则对于变压器电流 , 有如下微分方程 : 

dilk 

Llk 

V 1 V 

(6-5) 

2 

dt 

由式 (6-5) 知 , 变压器电流开始快速的线性下降 , 此时变压器电流为 : 

V1 

V2 

ilk ( t) ilk ( ta) ( t ta) 

(6-6) 

L 

变压器电流从 t t 开始下降 , 到了图 6.4 中 t tb 

时刻 , 变压器电流和直流电 

感电流有了如下关系 : 

a 

b 

a 

lk 

i ( t ) i ( t ) 

(6-7) 

dc b lk b 

注意到在 t t ~ t 时间内 , 变压器电流之所以满足式 (6-5), 是因为并联二极 

管 D2 的电压箝位作用使得式 (6-4) 得到了满足。由于二极管的电流单向导通性 , 

因此并联二极管 D2 只有在满足下式时方可发挥电压箝位作用 : 

i ( t) i ( t) 

(6-8) 

b 

lk 

因此在 t t 时刻 , 并联二极管 D2 阻断。此时再一次出现了谐振前出现的电 

流通路问题 , 由于开关 S1、S2 均为导通 , 因此不能提供电流回路 ; 由于电流流 

向问题 , 并联二极管 D2 阻断 , 不能提供电流回路 ; 由于在谐振过程中缓冲电容 C S 1 

dc 

57

已升至高电平 , 因此二极管 D1 反向偏置 , 不能提供电流回路。因此 , 缓冲电容 

CS1, 

C 

S2与变压器漏电感 

lk 

L 将再次发生谐振 , 即我们所说的 “ 再谐振 ”。根据基尔 

霍夫定律 , 可以得到这个暂态过程的电路微分方程为 : 

v v V V 

(6-9) 

CS1 CS2 1 2 

dv 

dvC 

(6-10) 

dt 

C 

S S dc lk 

S2 S1 

C C I i 

dt 

v 

CS1 

dilk 

Llk 

0 

(6-11) 

dt 


v ( ) 0 

C 

t 

S 2 b 

(6-12) 

i ( t ) i ( DT ) 

(6-13) 

lk b dc S 

I i ( DT ) 

(6-14) 

dc dc S 

解得 : 

1 

v v ( V V )cos( ( t t )) 

(6-15) 

DS _ S1 CS1 

1 2 

b 

2LC 

lk S 

1 

v v ( V V )(1 cos( ( t t )) 

(6-16) 

DS _ S 2 CS 

2 1 2 

b 

2LC 

lk S 

由式 (6-10)、式 (6-15)、式 (6-16) 得到 : 

c 

2C 

1 

i ( t) i ( DT ) ( V V )sin( ( t t )) (6-17) 

S 

lk dc S 1 2 

b 

Llk 2Llk CS 

在 t t 时刻 , 开关 S1 的漏极 - 源极电压降至零 , 其反并联二极管 D1 开始导 

通 , 开关 S1 的漏极 - 源极电压被箝位为零。由于反并联二极管 D1 的电压箝位作 

用 , 因此有 : 

vab 

V 

(6-18) 

1 

对于变压器电流 , 由式 (6-18) 得到 : 

dilk 

Llk 

0 

(6-19) 

dt 

58

时为 : 

从式 (6-19) 易看出 , 变压器电流保持不变。此外 , 开关 S2 的漏极 - 源极电压此 

v ( t ) V V 

(6-20) 

S 2_ DS c 1 2 

在 t td 

时刻 , 向 S2 的门极发出正电平导通信号 , 储存在缓冲电容 C 

S 2 

中的能 

量通过 S2 的导通电阻 Ron S 2 

迅速释放 ,S2 硬开通。缓冲电容能量通过开关导通电 

阻释放的过程非常短 , 在这个过程中可以认为直流电感电流、变压器电流均不变 , 

可以得到如下微分方程 : 

dv dv v 

i t i t C C 

(6-21) 

CS 2 CS1 CS 

2 

dc( d 

) 

lk 

( 

d 

) 

S S 

dt dt Ron 

_ S 2 

v v V V 

(6-22) 

CS1 CS2 1 2 

由式 (6-21)、式 (6-22) 解得 : 

v ( t) R ( i ( t ) i ( t )) 

DS _ S 2 on _ S 2 dc d lk d 

( t td )/2Ron _ S 2CS 

( V1 V2 Ron _ S 2( idc ( td ) ilk ( td 

))) e 

(6-23) 

式 (6-23) 近似为 : 

( t td )/2Ron _ S 2CS 

DS _ S 2 

( 

1 2) v V V e 

(6-24) 

通过开关 S2 的导通电阻损失掉的能量为 : 

2 

vDS 

_ S 2 

Wloss , snub 

dt 

(6-25) 

td 

R 

on _ S 2 

由式 (6-24)、式 (6-25) 算得 : 

W 

2 

C ( V V ) 

(6-26) 

loss, snub S 1 2 

由式 (6-26) 可以看出 , 损失的能量为储存于缓冲电容中的能量的两倍。因此 , 

每个开关出现再谐振现象带来的功率损失为 : 

P 

f C V 

(6-27) 

2 

loss, 

snub s S out 

由式 (6-27) 可知 , 死区的再谐振现象会带来额外的开关损耗 , 且损耗功率与开 

关频率及缓冲电容成正比。 

59

第 7 章变换器设计中的参数选取 

在设计实际使用的变换器时 , 需要对各个参量进行设计优化 , 因此探讨参量 

设计的理论原理对于实际应用有重要意义。本章主要从两方面讨论变换器设计中 

的参数选取 , 一方面是硬件参数的选取 , 即一些硬件部件的参数 , 如直流电感、 

直流电容、缓冲电容、变压器漏电感等 ; 另一方面是软件参数的选取 , 即额定移 

相角、死区时间等。参数选取的理论依据全部基于第 3 章至第 6 章中得到的分析 

结果。 

7.1 硬件参数的选取 

7.1.1 直流电容 

在电流源型 DHB 变换器中 , 有四个直流电感 C1 ~ C 

4, 在硬件实践中 , 一般 

由有较大电容量的电解电容与有较好电磁特性的高频聚丙烯电容并联实现。对于 

这四个直流电容 , 如果选取的电容值过大 , 则会导致变换器成本及体积、重量的 

增加 ; 如果选取的电容值过小 , 则会使电容电压有较大的脉动 , 不利于变换器安 

全、有效的工作。因此 , 分析电容器的电容值对其工作时电压中的脉动幅度的影 

响有重要意义。 

(a) 直流电容 C 

1 

60

t charge 

i lk 

i dc 

t 

0 

T s 

DT ( D) T s 

s 

T s 

Charging 

Discharging 

图 7.1 直流电容 C 

1 

的充、放电特性 

从图 3.5 可以看出 , 由于变换器拓扑的特点 , 电容 C 

1 

只有在开关 S1 导通时会 

有充、放电现象 , 且其充电电流为 : 

i i i 

(7-1) 

C1 

dc lk 

开关 S1 在 t 0~ DTS 

期间的导通 , 因此电容 C 

1 

在这段时间内充、放电 , 且在 

稳态时 , 充电量与放电量相等。在图 7.1 中 , 红色部分期间 ( 即 0 t 

t 

流有如下关系 , 因此电容 C 

1 

充电 : 

其充电电荷可以表示为 : 

i 

dc 

charge 

) 电 

i 

0 

(7-2) 

lk 

t charge 

Qcharge , C 

( )d 

1 i 

0 

dc 

ilk 

t 

(7-3) 

经计算 , 得到充电电荷量为 : 

Q 

charge, 

C1 

2 

Vout Vout D(1 D) 

Vout 

( 

) 

fS Llk 2fS Llk 2fS Ldc 

 

(1 D) 

Vout 

Vout 

2( ) 

L L 

dc 

lk 

2 

(7-4) 

由式 (7-4) 算得电容 C 

1 

的电压纹波幅值 ( 峰峰值 ) 为 : 

61

V 

C1 

2 

Vout Vout D(1 D) 

Vout 

( 

) 

fS Llk 2fS Llk 2fS Ldc 

 

(1 D) 

Vout 

Vout 

2( ) C1 

L L 

dc 

lk 

2 

(7-5) 

从式 (7-5) 可以看出 , 电容 C 

1 

的电压纹波幅值与其电容值成反比 , 并与开关频 

率的平方成反比。这表明 , 提高开关频率对电容电压纹波的抑制有很强的效果 , 

在相同设计要求下 , 开关频率提高一倍 , 电容值可以减小到四分之一。另外可以 

看出 , 移相角越大 , 即功率越高 , 电容纹波幅值越大。式 (7-5) 可以在设计中用来 

计算电容 C 

1 

的合适值。 

(b) 直流电容 C 

2 


2 

在整个周期内均有充放 

电行为。在开关 S1 导通期间 , 由基尔霍夫电流定律得到其充电电流为 : 

i 

C2 

i 

(7-6) 

在开关 S2 导通期间 , 由于开关 S1 处在阻态 , 由基尔霍夫定律有 : 

i i 

(7-7) 

C2 

dc 

lk 

t discharge 

i lk 

i dc 

t 

0 

T s 

DT ( D) T s 

s 

T s 

Charging 

Discharging 


1 


在图 7.2 中 , 蓝色部分期间 ( 即 tdischarge 

t Ts 

) 电流有如下关系 , 因此电容 C1 

放电 : 

62

其充电电荷可以表示为 : 

discharge C2 

i 0 

(7-8) 

lk 

T 

s 

Q 

, 

| ilk 

| dt 

(7-9) 

tdischarge 

经计算 , 得到放电电荷量为 : 

D( D 2(1 D )) 

Vout 

Q (7-10) 

discharge , C2 

2 

2Llk 

fS 


2 


D( D 2(1 D )) 

Vout 

VC 

(7-11) 

2 2 

2L f C 

lk 

S 

2 


2 

的电压纹波幅值与其电容值成反比 , 并与开关 

频率的平方成反比。这表明 , 提高开关频率对电容电压纹波的抑制有很强的效果 , 

在相同设计要求下 , 开关频率提高一倍 , 电容值可以减小到四分之一。另外可以 

看出 , 移相角越大 , 即功率越高 , 则图 7.2 中蓝色面积越大 , 电容纹波幅值也越 

大。式 (7-11) 可以在设计中用来计算电容 C 

2 


(c) 直流电容 C 

3 

i lk 

I out 

t 

0 

T s 

DT ( D) T s 

s 

T s 

Charging 

Discharging 


3 


63


3 

在整个周期内均有充放 

电行为。在开关 S1 导通期间 , 由基尔霍夫电流定律得到其充电电流为 : 

i i I 

(7-12) 

C3 

lk out 

结合式 (7-12)、图 7.3 可知 , 在 S1 导通期间 , 电容 C 

3 

既有充电也有放电动作。 

在 S2 导通器件 , 由于 S1 处于阻态 , 由基尔霍夫电流定律得到其充电电流为 : 

i 

C3 

I 

(7-13) 

红色部分为电容充电时间 , 算得该期间充电电荷为 : 

2 2 2 2 

(2 (1 D) 4( D ))(2(1 D) 

) Vout 

Qcharge , C 

(7-14) 

3 

2 

8 f L 


2 


2 2 2 2 

(2 (1 D) 4( D ))(2(1 D) 

) Vout 

VC 

(7-15) 

3 

2 

8 f L C 

S 

out 

S 

lk 

lk 

3 


3 

的电压纹波幅值与其电容值成反比 , 并与开关 

频率的平方成反比。这表明 , 提高开关频率对电容电压纹波的抑制有很强的效果 , 

在相同设计要求下 , 开关频率提高一倍 , 电容值可以减小到四分之一。式 (7-15) 可 

以在设计中用来计算电容 C 

3 


(d) 直流电容 C 

4 

直流电容 C 

4 

的情况与 C 

3 

基本相似 , 在此不再赘述。经计算得到电容 C 

4 

的电 

压纹波幅值为 : 

2 2 2 2 

(2 D 4((1 D) ))(2 D 

) Vout 

VC 

(7-16) 

4 

8 f L C 

2 

S 

lk 

4 

7.1.2 直流电感 

在图 3.5 所示电容中 , 直流电感与输入电压源构成了一个直流电流源。在直 

流开关变换器中 , 一般来讲直流电感的增大有助于变换器性能的提高。大的直流 

电感可以减小电流纹波 , 进而减小电感电流的有效值。但是电感值的增大也会增 

加其绕组的等效串联电阻 , 因此直流电感的增大与其热损耗不具有单调关系。在 

电流源型 DHB 直流变换器中 , 直流电感值的大小 , 不仅影响电感本身的热损耗 , 

还对影响电路的其他性能。 

首先是对直流电容电压纹波的影响。从图 7.1 可以直观地看出 , 直流电感越 

小 , 则输入电流纹波越小 , 则在其他参数不变的条件下 , 直流电容 C 

1 

充放电电荷 

64

越小 , 因此直流电容的纹波幅值也越小。从图 7.2 可以直观看出 , 直流电容 C 

2 

的 

充放电电荷与直流电感电流的纹波没有关系 , 因此直流电感大小的变化不会对直 

流电容 C 

2 

的电压纹波大小造成影响。式 (7-11) 证明了这一点。由于直流电感与直 

流电容 C3, 

C 

4间没有电流通路 , 因此对其电压纹波不造成影响。 

其次是对开关器件 ZVS 软开关实现能力的影响。在 5.3 节中已经知道 , 开关 

器件能否实现 ZVS 软开关 , 不仅与感性元件电流方向有关 , 且与电流大小有直接 

关系。当储存在变压器漏感中的能量低时 , 不能完成谐振 , 因此无法实现 ZVS。 

从图 3.6 看出 , 对于 S1 的软开关实现能力及 S2 的软开关实现能力 , 有如下关系 : 

i (0) i (0) i ( DT ) i ( DT ) 

(7-17) 

dc lk lk S dc S 

因此 , 开关 S2 实现软开关的能力更弱 , 这说明只要能保证开关 S2 在不同功 

率下均可以实现 ZVS, 则开关 S1 也必能实现 ZVS。 

由式 (4-19)、式 (4-23)、式 (5-42) 得到开关 S2 实现 ZVS 的条件为 : 

V 

out 

2 

Vout D(1 D) 

Vout Llk 

( ) 

(7-18) 

2Df L 2 f L 2C 

S lk S dc S 

在式 (7-18) 中 , 右边式第一项仅由输入电压和功率决定 , 且功率越大 , 第一项 

值越大 , 则 S2 实现 ZVS 能力越强。现在希望 S2 能够在任何功率下均可以实现 

ZVS 软开关 , 注意到 (7-18) 中的第二项与变换器运行功率无关 , 则只要第二项大 

于左边式 , 则 S2 可在全功率范围内实现 ZVS, 即其实现 ZVS 的能力与功率无关。 

因此 , 应有 : 

V 

out 

D(1 D) 

Vout 

Llk 

(7-19) 

2f L 2C 

S dc S 

由式 (7-19) 可以看出 , 直流电感越小 , 越有助于开关 S2 在全功率范围内实现 

ZVS 软开关。当变换器的运行设定为占空比在 0.3~0.7 范围内变化时 , 直流电感 

应满足下式 , 以使 S1、S2 在全功率范围内实现 ZVS: 

L 

dc 

1 Llk 

0.105 

f 2C 

(7-20) 

S 

S 

由式 (5-44)、式 (5-46) 知 , 开关 S3 和 S4 的软开关实现能力与直流电感无关 , 

仅由负载功率决定。因此 , 不能通过优化直流电感 L 

dc 

使开关 S3、S4 在全功率范 

65

围内实现 ZVS。对于开关 S3、开关 S4, 可以通过对并联的缓冲电容进行优化 , 

从而提高其实现 ZVS 的功率范围。 

7.1.3 缓冲电容 

在 7.1.2 节的讨论中已经知道 , 开关 S1 和 S2 可以通过对直流电感参数的优 

化实现在不同负载功率下的 ZVS 软开关。对于开关 S3、S4 则不具备这种优化方 

式。超级电容在电动汽车中使用时 , 是作为辅助功率源 , 来辅助电动汽车的快速 

启动和再生制动的。因此 , 超级电容在实际运行时 , 很少工作在低功率状态 , 而 

是在短时间内 ( 一般为 s 级 ) 在大功率下运行。因此在设计变换器时 , 没有必要 

对其 0~ P max 

功率范围内的所有工况进行优化。假设超级电容的额定运行功率范围 

为 P ~ P , 则有对应的额定移相角范围为 

, 

~ 。联立式 

min,rated 

max,rated 

min rated 

(4-18)、式 (5-44) 得到开关 S3 实现 ZVS 软开关的条件为 : 

max,rated 

(1 D) 1 

1 (7-21) 

f 2L C 

s lk S 

联立式 (4-20)、式 (5-46) 得到开关 S4 实现软开关的条件为 : 

D 

1 

1 (7-22) 

f 2L C 

s lk S 

由式 (7-21)、式 (7-22) 知 , 缓冲电容值在满足下式时 , 开关 S3、S4 可以在额定 

功率范围内实现 ZVS 软开关 : 

2 

 

CS 

min( D,1 D) 

(7-23) 

2 

2L f 

lk 

S 

当额定移相角范围为 ( , ) 、占空比变化范围为 D(0.3,0.7) 

时 , 式 (7-23) 变为 : 

min,rated 

C 

S 

max,rated 

0.3 

(7-24) 

2L f 

2 

min 

2 

lk S 

7.1.4 变压器漏电感 

在传统的 DC/DC 变换器中 , 如 Buck、Boost、Buck-boost 变换器中 , 电感值 

本身仅影响直流电感电流纹波、直流电容电压纹波的大小 , 而不会对变换器的功 

率容量产生影响。从式 (4-12) 可以看出 , 变换器的功率容量与变压器漏电感成反 

66

比。这意味着在设计变换器时 , 一旦输入、输出电流给定且开关器件的开关频率 

及变压器的运行频率给定 , 则变压器漏电感是决定变压器功率容量的最重要的参 

量。由式 (4-12) 得到当变换器的额定最高功率为 P 

max, 

rated 、额定最大移相角为 max,rated 

时 , 变压器漏电感应设计为 : 

(1 2 ) 

L V 

(7-25) 

lk 

max, rated max, rated 2 

out 

4 fP 

s max,rated 

根据式 (7-25), 在同等条件下 , 变换器的运行频率越高 , 变压器漏电感越小。 

在频率较低时 , 可能需要有一个高频交流电感与变压器原边串联 , 以得到足够大 

的变压器 “ 等效漏电感 ”。在频率较高时 , 由于漏电感很小 , 因此变压器自身的 

漏电感已足够 , 所以不需要额外的辅助交流电感。这再一次证明 , 变换器运行频 

率的提高 , 是提高变换器功率密度的关键。 

7.2 软件参数的选取 

7.2.1 额定移相角 

在 4.3.2 节的讨论中 , 定义了直流变换器中的两种无功功率 , 即回流无功功 

率和交流无功功率 , 并进而定义了回流无功功率因数 CRPF 及交流无功功率因数 

ACRPF。由式 (4-28)、式 (4-31) 知 , 移相角增大会导致 CRPF 及 ACRPF 的增大。 

这意味着移相角越大 , 则在同等功率下对变压器及开关器件的有效利用率越低 , 

即变压器欧姆损耗、开关器件的导通损耗与变换器功率之比越高 , 且开关器件所 

要求的通流能力也越大。因此 , 在实际运行中 , 不希望额定移相角工作在较大值 , 

如式 (4-13) 中的 

max 

, 即在实际设计中 , 应有如下关系 : 

 

(7-26) 

max,rated 

max 

但是当额定移相角太小 , 会带来其他的问题 , 如死区效应、控制性能变差等。 

当额定移相角所代表的时间已经小到与死区时间相当 , 则整个变换器会在完全不 

同的状态下运转 , 且功率传递函数具有高度非线性 , 与式 (4-12) 相差甚远 [47] 。电 

力电子变换器一般使用 DSP 处理器来实现数字化控制 , 一个 DSP 芯片中 EV 事 

件管理器的触发信号频率只有 100MHz 左右 , 因此当 DSP 处理器用来控制高频的 

变换器时 , 如果额定移相角太小 , 则其功率分辨率会较低 , 即从零功率到额定功 

率范围内 , 变化器可输出的功率的离散值的个数比较有限 , 对变换器的控制性 

能造成较大的负面影响。在本课题的实验中 , 变换器设计为工作在 40kHz 频率下 , 

67

DSP 芯片采用 TI 公司的 TMS320F2812 芯片 , 其主频为 120MHz。经过诸方面的 

权衡 , 将额定移相角选为 max,rated 

0.1, 则变换器具有 0.33% 的输出功率分辨率。 

在此额定移相角下 , 代入式 (7-25) 得到变压器漏电感应设计为 : 

2 

Vout 

L lk 

50P 

f 

(7-27) 

max 

S 

7.2.2 死区时间 

死区时间的选取 , 首先应考虑到电力电子开关器件的非理想开关特性 , 因此 

死区时间的选取受开通延迟 

d ( on) 

t 、关断延迟 t 

d ( off ) 

、电流上升时间 t 

r 

、电流下降时 

间 t 

f 

的制约。死区时间 t 

db 

应满足 : 

t t t 

(7-28) 

db d ( off ) f 

为了安全起见 , 在有些设计中会要求死区时间满足 : 

t t t t t 

(7-29) 

db d ( on) d ( off ) r f 

在死区时间的选取上 , 除了要考虑到器件的开关特性外 , 还应考虑到开关在 

死区中应通过缓冲电容及变压器漏电感的谐振完成 ZVS。以开关 S2 为例 , 分析 

死区时间对 ZVS 的影响。如果死区时间 t 

db 

设置较小 , 以致在开关 S2 的漏极 - 源 

极电压尚未降至零时 , 开关 S2 的门极以加上高电平。则开关 S2 开通前瞬间 t t , 

其漏极 - 源极电压为 : 

V D(1 D) V L 1 

v ( t ) ( V V ) ( ) sin( t ) (7-30) 

2 

out out lk 

DS _ S 2 on 1 2 

db 

2DfS Llk 2 fSLdc 2CS 2Llk CS 

on 

在门极加上高电平后 , 储存在与开关 S2 并联的缓冲电容中的电能迅速通过开 

关 S2 的导通电阻耗散 , 则开关 S2 的漏极 - 门极电压为 : 

tDS _ S 2 

( t) Ron _ S 2( idc ( ton) ilk ( ton)) 

tton 

(7-31) 

 

2Ron _ S 2CS 

( v ( t ) R ( i ( t ) i ( t ))) e 

DS _ S 2 on on _ S 2 dc on lk on 

式 (7-31) 近似为 : 

DS _ S 2 DS _ S 2 on 

tton 

 

2Ron _ S 2CS 

t ( t) v ( t ) e 

(7-32) 

则通过开关 S2 导通电阻 Ron S 2 

耗散掉的能量为 : 

68

W 

loss, 

snub 

C v 

2 

vDS 

_ S 2() t 

d t 

ton 

R 

(7-33) 

( t ) 

2 

S DS _ S 2 on 

on _ S 2 

由式 (7-30)、式 (7-33) 知 , 如果死区时间设置果断 , 则开关 S2 不能实现完全的 

ZVS 软开关 , 其开关动为介于软开关和硬开关之间的非完备软开关 (Incomplete 

ZVS Operation), 这无疑带来开关损耗。 

在第 6 章的讨论中已经知道 , 死区时间设置过长 , 会导致再谐振现象的出现 , 

这不仅会引入 EMI 问题的出现 , 也会引入额外的开关损耗。因此 , 最优化的死区 

时间 , 应同时考虑到上述两个问题。从式 (5-30) 注意到 , 开关能否实现 ZVS 软开 

关 , 与时间没有任何关系 , 而是仅仅取决于感性元件中储存的能量。当感性元件 

中储存的能量足以完成 ZVS 软开关 , 则开关的漏极 - 源极电压必然能够在四分之 

一的谐振周期内降至零 , 因此最优化的死区时间应为 : 

1 

tdb, 

optimum 

Tresonance 2Llk C 

(7-34) 

S 

4 2 

69

第 8 章实验样机搭建与实验结果 

在本课题工作中 , 搭建了基于 CoolMOS 的样机实验平台 , 来验证理论分析的 

正确性。实验验证的内容包括 PWM 移相控制下电流源型 DHB 变换器的变压器 

电流峰值抑制特性、功率特性、ZVS 软开关实现及再谐振现象的消除方法。 

8.1 实验样机的搭建 

MOSFET 驱动电路 

MOSFET 

高频变压器 

直流电解电容 

DSP 板 

无感缓冲电容 

直流电感 

图 8.1 实验样机整体图 

图 8.1 所示为实验样机的整体 , 以 TI 公司 TMS320F2812DSP 芯片为核心的开 

发板作为控制电路发出 PWM 脉冲 , 具有光耦隔离的 MOSFET 驱动电路将 0~3.3V 

的 DSP 输出引脚弱 PWM 信号转换成 0~15V 的 MOSFET 门极驱动信号。MOSFET 

采用了 Advanced Power Technology 公司的 APT20M11JFLL、APT77N60JC3 型 

70

CoolMOS 器件。为了更好抑制开关器件关断时附加在源极 - 漏极上的过电压 , 因 

在实验样机优化过程中 , 开关的缓冲电容用无感电容器代替了原有的聚丙烯电容 

器。高频变压器的采用了用非晶材料作为导磁材料的环形变压器 , 直流电感的磁 

芯亦由具有一定气隙的非晶材料构成。由于变换器的工作电流高达数十 A, 因此 

除高频变压器与直流电感外 , 其他强电部分全部安装在强迫风冷的散热器上。 

安装在散热器上的部分 , 由数控机床加工成的 1mm 铜板走线形成电气连接。 

在进行铜板电气连接线的设计时 , 应同时充分考虑到机械强度问题及铜板走线的 

分布杂散电感问题。设计应使整个结构有足够的机械强度 , 且应尽量使构成一对 

桥臂的 MOSFET 紧紧相连以减少上桥臂 MOSFET 的源极与下桥臂 MOSFET 漏极 

间的杂散电感最小 , 并且应使上桥臂 MOSFET 的漏极与下桥臂 MOSFET 源极到 

直流母线电容正极、负极两端的距离尽可能的近以减小杂散电感。杂散电感的减 

小可以有效的抑制 MOSFET 关断时附加在其漏极 - 源极上的过电压。 

图 8.2 模块封装的 MOSFET 外观 

APT20M11JFLL、APT77N60JC3 型 MOSFET 均采用 SOT-227 型模块封装 , 

其外观如图 8.2 所示。模块上部有四个可拧入螺丝的端口 , 分别为 MOSFET 的一 

个门极、一个漏极及两个源极。最后机械结构的设计如图 8.3 所示。 

71

D 

G 

+ 

D 

G 

S S S S 

- 

+ 

D G 

D G 

- 

S S S S 

图 8.3 MOSFET 电气连线机械结构图 

8.2 实验结果 

实验中 , 样机运行的参数如表 8.1 所示 : 

72

参数名 

输入电压 

输出电压 

运行频率 

变压器漏电感 

表 8.1 实验样机参数 

参数值 

9 ~ 21V 

66V 

40kHz 

1.875 

H 

变压器变比 5 :11 

额定最大移相角 0.1 

额定最大功率 

稳态运行时结果如下 : 

240W 

ilk 

:[10 A / div] 

 

36 

v :[20 V / div] 

ab 

vcd 

( secondary) :[50 V / div] 

图 8.4 输入电压为 9V、移相角为 0.1、功率为 192W 时实验波形 

73

ilk 

:[10 A / div] 

 

36 

v :[20 V / div] 

ab 

vcd 



ilk 

:[10 A / div] 

 

36 

v :[20 V / div] 

ab 

vcd 



从图 8.4 至图 8.6 的实验波形图可以看出 , 当输入电压在 V 9 ~ 21V 

的大范 

围内变化时 , 通过 PWM 移相控制 , 变压器电流波形得以被调制成平顶梯形波 , 

及由输入电压变化带来的变压器电流峰峰值的剧增得到抑制。在移相角为额定最 

in 

74

大移相角 0.1时 , 当输入电压为 9V, 传递功率为 192W, 此时的占空比为 0.3。 

当输入电压增大至 15V 时 , 传递的功率为 240W, 此时占空比为 0.5。当输入电压 

继续增大至 21V 时 , 传递的功率为 192W, 此时占空比为 0.7。实验证明 , 变换器 

传递功率能力不随着输入电压的减小而单调递减 , 这是与移相控制策略下的 DAB 

变换器显著的不同。当移相角为额定最大移相角 , 在输入电压在 9~21V 范围内变 

化时 , 最小功率为最大功率的 80%。 

图 8.7 为死区时间过长时开关 S2 的漏极 - 源极电压及门极 - 源极电压波形。从 

图中可以看到 , 在漏极 - 源极电压中出现了 “ 毛刺 ”, 这是由于死区时间设置过长 , 

在死区期间内缓冲电容与变压器漏电感发生了再谐振 , 导致开关 S2 的 ZVS 软开 

关失败。优化死区时间后开关 S2 的漏极 - 源极电压及门极 - 源极电压波形如图 8.8 

所示。由于缩短了死区时间 , 因此再谐振现象得以被避免 , 当开关 S2 的漏极 - 源 

极电压下降至零后 , 其门极 - 源极电压从零电平上升至 15V 高电平 , 开关 S2 在漏 

极 - 源极零电压下实现了 ZVS 软开关。 

v :[5 GS 2 

V / div ] 

v :[20 DS 2 

V / div ] 5 s / div 

v :[5 / ] 

GS 2 

V div 

v :[20 / ] 

DS 2 

V div 

500 ns / div 

图 8.7 当死区设置过长时开关 S2 的电压波形 

75

v :[20 / ] 

DS 2 

V div 

v :[5 / ] 

GS 2 

V div 

5 s / div 

v :[5 / ] 

GS 2 

V div 

v :[20 / ] 

DS 2 

V div 

500 ns / div 

图 8.8 死区时间优化后开关 S2 的电压波形 

综上 , 通过对样机的实验 , 验证了 PWM 移相控制下电流源型 DHB 变换器可 

以抑制由于输入电压在大范围内变化导致的开关器件电流应力的剧增 ; 变换器的 

功率传递能力不随输入电压的减小而单调递减 , 且移相角为额定移相角时 , 当输 

入电压在较大范围内变化 , 变换器功率传递能力的最小值为最大值的 80%; 在死 

区时间设置过长时 , 会出现缓冲电容 - 变压器漏电感谐振现象 , 导致开关 ZVS 软 

开关失败 , 通过对死区时间的优化 , 可以实现 ZVS 软开关 , 并消除再谐振现象导 

致的出现在开关器件漏极 - 源极电压上的 “ 毛刺 ”, 避免其带来的一些列 EMI 问题。 

76

第 9 章总结与展望 

9.1 研究工作总结 

针对用于电动汽车中超级电容模块能量管理的软开关隔离型双向 DC/DC 变 

换器 , 本文对现有的隔离型双向 DC/DC 变换器做了较为全面的分析与比较 , 并 

从中选取一种电流源型 DHB 变换器作为主要研究对象。当 DC/DC 变换器应用于 

超级电容模块能量管理时 , 由于变换器输入电压在较大范围内变化 ( 大于 2:1 的 

变化比例 ), 因此引入诸多问题 , 如变压器电流峰峰值剧增进而导致开关器件电 

流应力剧增、开关器件错失 ZVS 软开关条件、反并联二极管经历反向恢复过程。 

针对这一系列的问题 , 在本研究中引入了一种 PWM 移相控制策略。本文针对电 

流源型 DHB 变换器在 PWM 移相控制下的运行特性分析 , 主要研究成果如下 : 

(1) 完成了对变换器稳态运行的完整分析 , 包括功率流特征分析、关键变 

量值计算、无功功率概念的引入及分析、变压器的特性分析。通过严格的数学方 

法 , 得到了功率流在不同输入电压及移相角下的计算公式 , 并得到了统一的计算 

公式。通过与传统 DAB 变换器功率流特征的比较发现 , 所研究的变换器功率传 

递能力不随输入电压的降低而单调递减 , 这是明显优于 DAB 变换器的特性。通 

过对关键变量值的计算 , 得到了各变量微分方程的特解。通过对理想直流变换系 

统的分析 , 引入了回流无功功率、交流有功功率的概念 , 并对其物理意义做了直 

观解释与分析。对变压器的特性分析 , 专注于变压器双边伏秒值特性的分析 , 得 

出如下结论 : 当 PWM 移相控制应用于电流源型 DHB 变换器 , 其变压器的体积 

相较于使用移相控制的 DAB 变换器可减小约 50%。 

(2) 完成了对变换器中各开关实现 ZVS 软开关的机理的完整分析 , 包括 

换流过程分析、谐振过程的解析计算、软开关条件的分析。 

(3) 在实验中发现了一种发生在死区期间的 “ 再谐振 ” 现象 , 其直接表现 

为在开关器件漏极 - 源极电压波形中出现尖的 “ 毛刺 ”。在本研究中 , 对 “ 再谐振 ” 

现象的产生机理进行了完整的分析 , 并对 “ 再谐振 ” 带来的功率损耗做了定量分 

析 , 最后提出了避免 “ 再谐振 ” 现象出现的解决方法。 

77

(4) 基于前面对变换器运行特性的理论分析成果 , 发展了一整套对直流电 

容、直流电感、缓冲电容、变压器漏电感等硬件参数的选取方法与对额定移相角、 

死区时间等软件参数的选取方法。 

(5) 基于研究中发展的一套硬件参数、软件参数选取方法 , 搭建了基于 

CoolMOS 器件的强迫风冷式实验样机。在样机搭建的过程中 , 充分考虑到了散热 

问题、机械结构强度问题以及减小铜连接线杂散电感造成的电力电子器件关断过 

电压。最后通过实验 , 验证了理论分析工作的正确性。 

9.2 展望 

作为将超级电容技术应用于电动汽车中的关键部分 , 隔离型双向 DC/DC 变换 

器的研究正受到越来越多的关注。为了更快的实现其应用的产业化 , 还有许多问 

题需要进行深入的研究 , 主要包括 : 

(1) 深入研究变换器的数学模型 , 并发展出有效的动态控制策略 , 提高变 

换器的动态响应性能 , 以实现电动汽车优越的动力性能。 

(2) 找到解决直流电容的大电流流通问题的有效方法 , 减小电容等效串联 

电阻 ESR 导致的欧姆功率损耗及电容器发热。 

(3) 深入研究高频变压器的设计方法 , 对变压器的磁芯、绕组在高频下的 

特性进行更深入的分析。 

(4) 进一步研究变换器的散热方法 , 由于变换器工作在低压、大电流状态 , 

且电流高达数百安培 , 因此对变换器的散热系统的设计提出了研究考验。由于电 

动汽车中的装置强调紧凑性、轻便性 , 因此能否设计出有效且体积小、重量轻、 

价格便宜、易加工的散热系统是关键问题。 

(5) 研究 SiC 器件在此种变换器中的应用前景 , 以使变换器工作在更高的 

频率及温度下 , 进而减小无源器件及散热器的体积、重量。 

(6) 数十 kW 级大容量样机的研制。 

78

插图索引 

图 1.1 纯电动汽车典型结构 ................................................................................. 2 

图 1.2 丰田 PRIUS 混合动力汽车及其串联结构 ................................................. 3 

图 1.3 本田 CIVIC 混合动力汽车及其并联结构 .................................................. 3 

图 1.4 本田 FCX 燃料电池汽车及其结构 ............................................................. 4 

图 1.5 常见储能装置的能量 / 功率密度特性 ......................................................... 5 

图 1.6 部分超级电容产品参数 .............................................................................. 6 

图 1.7 超级电容在电力拖动中的应用 .................................................................. 7 

图 1.8 超级电容在纯电动汽车中的应用示意图 ................................................... 7 

图 1.9 超级电容在串联型混合动力汽车中的应用 ............................................... 8 

图 1.10 超级电容辅助能量回收的串联型混合动力汽车 ....................................... 9 

图 1.11 超级电容在燃料电池汽车中的应用 .......................................................... 9 

图 1.12 PC2500 超级电容模块 [16] ......................................................................... 10 

图 2.1 DAB 变换器及其原理 .............................................................................. 13 

图 2.2 DAB 变换器在不同输出 / 输入电压变比时的运行情况 ........................... 15 

图 2.3 三相 DAB 变换器电路及其原理 .............................................................. 16 

图 2.4 DAB 变换器的三角波调制控制 ............................................................... 17 

图 2.5 双半桥变换器电路 ................................................................................... 18 

图 2.6 电流源型双半桥变换器 ............................................................................ 19 

图 2.7 双全桥 BUCK-BOOST 变换器电路 ......................................................... 20 

图 3.1 隔离双向 DC/DC 变换器通用拓扑 .......................................................... 22 

图 3.2 传统移相控制与 PWM 移相控制的概念电路及原理 .............................. 23 

79

图 3.3 常见开关元电路 ....................................................................................... 25 

图 3.4 PMW 移相控制的电流源型 DHB 变换器电路拓扑 ................................ 26 

图 3.5 折合至原边侧后的电路及各变量、参量示意图 ..................................... 26 

图 3.6 电流源型 DHB 变换器稳态运行原理 ...................................................... 29 

图 4.1 DAB 变换器与 PWM 移相控制下电流源型 DHB 变换器的功率特征 ... 34 

图 4.2 理想直流系统示意图 ............................................................................... 36 

图 4.3 隔离型直流变换系统的理想运行模式 ..................................................... 37 

图 4.4 功率的分解 ............................................................................................... 37 

图 4.5 变压器原边、副边的电压、伏秒值 ........................................................ 40 

图 4.6 

PWM 移相控制下的 DHB 变换器和 DAB 变换器的高频变压器最大伏秒 

值特性 ....................................................................................................... 41 

图 5.1 电力电子器件硬开关时的暂态过程 ........................................................ 43 

图 5.2 ZVS 零电压软开关的暂态过程 ................................................................ 44 

图 5.3 ZCS 零电流软开关的暂态过程 ................................................................ 45 

图 5.4 一个周期内的软开关原理波形示意图 ..................................................... 46 

图 5.5 开关 S1 软开关过程电路示意图 .............................................................. 46 




图 6.1 正常实现 ZVS 及出现再谐振时的源极 - 漏极波形示意图 ....................... 54 

图 6.2 

小时间尺度下实现 ZVS 的漏极 - 源极电压波形及出现再谐振的漏极 - 源极 

电压波形 ................................................................................................... 55 

图 6.3 死区再谐振现象产生机理的电路示意图 ................................................. 55 

图 6.4 死区再谐振现象产生机理的波形示意图 ................................................. 56 


1 

的充、放电特性 ................................................................... 61 

80


1 

的充、放电特性 ................................................................... 62 


3 

的充、放电特性 ................................................................... 63 

图 8.1 实验样机整体图 ....................................................................................... 70 

图 8.2 模块封装的 MOSFET 外观 ...................................................................... 71 

图 8.3 MOSFET 电气连线机械结构图 ............................................................... 72 

图 8.4 输入电压为 9V、移相角为 0.1、功率为 192W 时实验波形 .................. 73 

图 8.5 输入电压为 15V、移相角为 0.1、功率为 240W 时实验波形 ................ 74 

图 8.6 输入电压为 21V、移相角为 0.1、功率为 192W 时实验波形 ................ 74 

图 8.7 当死区设置过长时开关 S2 的电压波形 .................................................. 75 

图 8.8 死区时间优化后开关 S2 的电压波形 ...................................................... 76 

81

表格索引 

表 3.1 常见开关元电路的分类 ............................................................................ 25 

表 3.2 电流源型 DHB 变化器中各参量、变量说明 ........................................... 27 

表 8.1 实验样机参数 ........................................................................................... 73 

82

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Isolated High-Power DC/DC Converter Over a Wide Operating Range[J]. Power Electronics, IEEE 


85

致谢 

首先感谢我的导师陆海峰博士 , 在本课题近一年的研究过程中 , 对于我的研 

究工作给予的指导与支持。感谢导师能够给予我充分的自由做自己感兴趣的科研 

课题 , 无私地提供研究条件 , 并在我的研究遇到瓶颈时 , 给予了有益的指导。 

其次 , 感谢本研究组的盛爽师兄、李毅拓师兄对我进组以来的关心与帮助 , 

指导了我如何做科研 , 并在我的实验研究中给予了有益的指导。 

感谢我的室友曹驰、李嘉、王中伟在本科生活中对我的帮助与鼓励 , 与你们 

并肩作战的愉悦时光让我终生难忘。感谢我的父母一直以来给予我的理解与支 

持 , 让我能够有信心、有勇气去追求自己的梦想。 

最后 , 感谢在现代电力电子技术近三十多年的发展历程中各位研究工作者做 

出的天才的工作及杰出的贡献。他们令人赞叹的工作深深启发了我的研究 , 他们 

所贡献的智慧也使得我今天展开相关的研究工作成为了可能。 

86

声明 

87

附录 A 外文资料的调研阅读报告 ( 或书面翻译 ) 

一种用于储能系统的电气隔离型双向 DC/DC 变换器 

Shigenori Inoue, and Hirofumi Akagi 

摘要 : 本文提出了一种适合于储能系统的具有电气隔离功能的双向直流变换器。 

诸如双电层电容器的储能装置不经过斩波电路而直接与 DC/DC 变换器的输出 

端相连。然而 , 该变换器可以在储能装置由于放电而电压跌落时依旧可以连续 

运行。理论分析与实验测量表明 , 功率损耗与器件峰值电流决定了允许的电压 

变化范围。这个结论也许对于 DC/DC 变换器的设计有帮助。实验结果证明 , 

一种 200V、2.6kJ 储能装置实验室模型可以实现较好的充放电。另外 ,DC/DC 

变换器可以将双电层电容器模块从零电压充点值额定电压而不需要任何预充电 

装置。 

关键词 : 双向隔离型 DC/DC 变换器 , 双电层电容器 , 储能系统 , 损耗分析 , 启 

动过程 

I. 导论 

通常 , 由可再生能源发出的电力是不稳定的 , 因此对电网造成负面影响。 

这引发了对储能装置的研发热潮 , 以实可再生能源输向电网的有功功率平滑 

[1],[2]。图 1 所示为一个简化了的现存的储能系统 , 该装置含有一个工频变压器、 

一个 PWM 变换器、一个双向斩波器、一个储能装置 , 如双电层电容器或者锂 

离子电池。在有些要求储能装置与电网电压匹配或实现电气隔离的应用场合中 , 

变压器是必不可少的。将工频变压器用一个高频隔离型 DC/DC 变化器替代可以 

使储能系统更紧凑、更轻便。 

图 1. 现有的储能系统用工频变压器实现电压匹配及电气隔离 

88

许多双向隔离型 DC/DC 变换器被提出来 , 作为用在电动汽车及燃料电池应 

用中的储能装置的电气接口。许多现有的 DC/DC 变换器有非对称的电压结构以 

使输入、输出电压有差异较大的电压值 , 如分别为数十伏和数百伏 [3]-[10]。 

图 2 双向隔离型 DC/DC 变换器 

图 2 所示为一种于 1991 年提出的双向隔离型 DC/DC 变换器 [11],[12]。它由 

两个对称的、单相的全桥变换器组成。由于受到当时第一代 IGBT 技术的制约 

[11], 当时该电路效率很低。但是 , 过去十年电力电子器件技术得到了长足的进 

步 , 因此当这种变换器用最新的 trench-gate IGBT 时效率可以高达 97%[13]。一 

种相似的 DC/DC 变换器 [14] 也实现了高达 97% 的效率。另外 , 在未来使用 SiC 

器件 , 可以使变换器效率提高至 99%。因此 , 图 2 中所示的 DC/DC 变换器成为 

用来作为储能系统接口的有前途的候选。文章 [15] 中讨论了一种用于在燃料电 

池、电池及负载间管理能量的双向变换器 , 并提出了一种扩展的三端口电路方 

案。 

图 3 基于隔离双向 DC/DC 变换器的储能系统替代方案 

图 3 所示为用基于图 2 中双向隔离型 DC/DC 变换器的储能系统。对变压器 

变比进行合适的选择 , 可以实现对储能装置额定电压的独立设计 , 而与电网电 

压无关。储能装置直接与 DC/DC 变换器的一个直流端相连而不经过任何斩波 

器。然而 , 当 v 

D2 

随着储能装置放电而跌落时 , 变换器依旧可以持续工作。 

但是 , 目前没有文献提出了在考虑功率损耗及峰值电流时输出电压 v 

D2 

的允 

许范围 , 且没有通过实验验证。本文用一个 10kW、20kHz、输入电压稳定为 320V 

89

的 DC/DC 变换器样机分析了功率损耗、峰值电流与 v 

D2 

间的关系。因此 , 该变 

换器被设计和制造出来以验证理论分析的正确性。一个使用双电层电容器的 

2.6kJ 储能系统与一个 DC/DC 变换器 , 即可以实现稳定的充电与放电工作。另 

外 , 此 DC/DC 变换器可以将双电层电容器模块从零电压充点值额定电压而不需 

要借助任何辅助的预充电设备。 

II. 

双向隔离型 DC/DC 变换器 

图 4 简化的用以分析 VD 

1 

VD2时功率损耗的理论波形 

A. 运行原理及简化的理论波形 

图 4 所示为当 VD 

1 

VD2时的简化理论波形。两个单项电压源型全桥变换器产 

生方波电压 , v 1 

及 v 

2 

。功率 P 

D 

可以简单的通过 v 

1和 v 

2 

间移相角来控制 , 其解 

析式为 : 

P 

D 

2 

VD 

1VD 

2 

 

( ) 

L 

 

(1) 

其中 

2 

f 

是两个全桥电路的开关频率 ,L 是变压器漏电感 L 

trans 

与辅助电 

感 L 

a 

之和。 

如图 4 所示 , 本文中将一系列电流瞬时值定义为电流 i 1 

的 “ 开关电流 ”, I 11 

, I 12 

分别算得为 : 

I 

( V V ) ( V V 

)( 

) 

2L 

D1 D2 D1 D2 

11 

(2) 

90

I 

( V V ) ( V V 

)( 

) 

2L 

D1 D2 D1 D2 

12 

(3) 

本文中将一个单相电压源型全桥变换器简称为一个 “ 桥 ”。在随后的实验中 , 

为了简画实验 , 变压器的变比为 1:1。 

B. DC/DC 变换器的实验电路 

表 1DC/DC 变换器的电流参数 

表 1 总结了 DC/DC 变换器的电路参数。对于辅助电感 , 其总电感值为 

40 H , 与变压器漏电感串联成 L 

41.6H 

的等效电感。这样的电感值足以提 

高一个 120W 的功率分辨率 , 因为工作在 20MHz 的控制芯片的时间分辨率为 

50ns, 对应于 20kHz 的 0.36 。 

下一节中分析了 DC/DC 变换器中功率与功率损耗之间的关系。功率损耗不 

仅取决于传递的功率 , 还取决于直流输出电压 V 

D2 

。当 V 

D2 

随着储能装置放电而 

降低 , 在给定的传递功率下 , 变换器的功率损耗会增加。 

III. 缓冲器损耗 

A. 运行点与 ZVS 条件 

在图 2 中 , 缓冲电容 C 与 IGBT 并联以减小开关损耗 , 并抑制过电压。 

snub 

当 IGBT 在其缓冲电容充电状态下导通 , 则 IGBT 将缓冲电容短路 , 并迅速耗 

散掉电容中储存的能量。本文将这种损耗称为 “ 缓冲器损耗 ”。 

当直流输入电压与直流输出电压一样 , 且工作功率足够高时 , 每一个 IGBT 

都可以在在零电压下实现 ZVS 软开关从而消除缓冲器损耗。但是 , 当 VD 

1 

VD2, 

IGBT 不能总是实现 ZVS 软开关。 

91

图 5 当正的 I 

11 

强迫桥 1 工作在硬开关状态 

图 6 桥 1 中一个桥臂的硬开关 :(a) 死区结束前 (b) 迅速对缓冲电容充、放电 (c) 换流后 

图 5 所示为桥 1 中 IGBT 硬开关时的理论波形。所传递的功率比图 4 中小 , 

尽管输入、输出电压与图 4 中一样。因为图 5 中开关电流 I 

11 

为正值 , 所谓的 “ 反 

向恢复过程 ” 发生在桥 1 的反并联二极管中。因此 , 根据传递功率、移相角、 

直流输入电压、直流输出电压及死区时间 , 可以将桥 1 和桥 2 中的开关的开通 

过程分为如下三类 : 硬开关运行 ; 非完全 ZVS 运行 ;ZVS 运行。硬开关运行与 

非完全 ZVS 只能在一个桥中发生 , 即母线电压较低的那个桥。随后的计算主要 

专注于桥 1 因为在桥 2 中也类似。 

B. 缓冲器损耗的计算 

1) 硬开关运行 : 图 6 所示为当一个桥臂运行在硬开关状态时的运行模式。 

当变换器的输入电压低于输出电压 , 则桥 1 中的 IGBT 硬开通 , 且满足 

如下的关系 [11]: 

92

V V 

2V 

D2 D1 

 

(4) 

D2 

S1 的缓冲电容 C 

snub1 

在死区结束前充电至 V 

D1 

。当 S1 刚刚被开通 ,D2 经 

历反向恢复过程。 C snub1 

从 V 

D1 

放电至零电压 , 然而 C 

snub2 

至 V 

D1 

则从零电压充电 

。只有 S1 的等效电阻限制了充放电电流 , 且引起 W C V 

损耗。注意到 W 

snub 

损耗可以算得为 : 

2 

snub snub D1 

表示每个桥臂的能量损耗值。因此 , 桥在中的缓冲器 

P 4W f 4S V f 

(5) 

2 

snub1 snub snub D1 

的 

图 7 桥 1 中一个桥臂的 ZVS:( a) 在死区开始前 ,(b) 在死区刚刚开始后 ,(c) 反并联二极管 

导通 ,(d) 死区过后电流极性变化 

2) ZVS 运行 : 图 7 所示为桥 1 中的一个桥臂运行在 ZVS 下的运行模式。 

在死区开始前 , 电流 I 

11 

为通过 S2 流通。关断 S2 后死区开始。通过 S2 

流通的电流换流至 Csnub 

1, 

C 

snub2。缓冲电容与变压器漏电感开始谐振 , 将 

C 

snub1 

从 V 

D1 

放电至零 , 同时将 C 

snub2 

充点至 V 

D1 

。当 C 

snub1 

放电至零电压 , 

93

电流换流至 D1。在 D1 导通期间提供门极导通信号 ,S1 已经准备好导 

通电流。S1 事实上是在 D1 电流降至 0 后开始流通电流的。这种运行下 

没有缓冲器损耗。 

3) 非完全 ZVS 运行 : 即使开关电流 I 

11 

是负的 , 桥 1 中的 IGBT 也不能充 

分保证在 ZVS 下开通。当 I 

11 

的幅值小于 I 

min 

, 与 ZVS 运行不同 , C snub1 

不能放电至零电压 , 且 C 

snub2 

不能充电至 V 

D1 

, 其中 : 

2 VD 1VD2 

Imin 

(6) 

Z 

r 

且 : 

Z 

r 

L 

(7) 

C 

snub 

如 [12] 中所述。在这种情况下 , 桥臂的运行从图 7(b) 直接跳至图 7(d) 而 

不经过图 7(c)。在缓冲电容 C 

snub1 

有电时将 S1 开通 , 会造成一定的缓冲 

器损耗。本文中将此称为 “ 非完全 ZVS 运行 ”。 

接下来是关于由非完全 ZVS 运行造成的缓冲器损耗。S1 的集电极 - 发射极 

电压 , 图 7(b) 中的 v 

CE1 

, 可以表述称 : 

( VD 1 

VD 2) ( VD 1 

VD 2)cos rt Zr | I11 

| sinrt 

vCE1() 

t (8) 

2 2 

v 

CE1 

其中 t 为死区开始后的时间 , r 

1/ LCsnub 

是谐振角频率。在死区末 t Td 

, 

2 

为降至零电压。因此 , 开通后 ,IGBT 将耗散 W C { v ( T )} 的能量。 

因此 , 桥 1 中的缓冲器损耗可以算得为 : 

P fC v T 

snub1 snub CE1 

d 

2 

snub1 4 

snub{ CE1( d 

)} 

(9) 

从 (5)( 9) 式可以看出 , 缓冲器损耗正比于缓冲电容。将杂散电感最小化 

可以在没有附加过电压的前提下使用更小的缓冲电容 , 从而减小缓冲器损耗功 

率。 

IV. 电流 i 1 

的特征与相关损耗 

A.IGBT 导通损耗 

本文近似认为 IGBT 的通态压降 , V CE( sat ) 

与二极管的导通压降 V 

F 

为 1.5V, 

与流通的电流无关。IGBT 及二极管的导通损耗可由电流 i 1 

绝对值的均值 | i1 

| 。 

当桥 1 或者桥 2 中有一个工作在硬开关状态 , 可基于图 5 可以算得 : 

2 

1 VD 

1VD2 

| i1 | 

 

{ | VD 

1 

VD2 

| } 

L | V V | 

 

(10) 

 

4 

D1 D2 

94

另外一方面 , 如果桥 1 和桥 1 均工作在 ZVS 状态或者非完全 ZVS 状态 , 则 

通过图 4 可以算得 : 

2 

2 

1 VD 1V D2 ( VD 1 

VD 

2) 

 

| i1 

| { 2 

} 

L V V V V 4 

D1 D2 D1 D2 

(11) 

电流值具体是用 (10) 还是 (11), 取决于具体的开关运行情况。 

B. 变压器及辅助电感的铜耗 

基于图 4 和图 5, 可以算得电流 i 1 

的方均根值为 : 

2 

2 

VD 1VD2 4 3 2 ( VD 1VD2) 

I1 

 

(12) 

L 

3 

12 V V 

D1 D2 

Ae 

而与开关状态无关。变压器与辅助电感的铜耗算得为 : 

C. 辅助电感的磁耗 

P ( R R ) I 

(13) 

copp trans a 

四个辅助电感由非晶体磁芯构造而成。有效的磁芯横截面积为 

2 

328mm 

, 有效体积为 V 

e 

2 

1 

3 

37.2cm 

, 且绕组匝数为 6. 在磁芯磁路中引入了 

1.5mm 的气息。因此 , 瞬时磁通密度可以近似为 : 

0 

bind 

Ni1 

(14) 

g 

其中 

0 

为真空磁导率。根据 PC44 的参数表 , 当最大磁通密度为 200mT 、 

3 

运行频率为 100kHz 时其单位体积的磁耗为 600 kW / m 。 

3 

在电力电子中 ,Steinmetz 公式 P [ / ] 

core 

W m kf B 

 

用来计算导磁材料的磁 

耗。其中 , , 不是恒定值 , 而与频率、磁通密度及磁通波形有关。当一个铁 

氧体磁芯在 20kHz 下被激励 , 涡流损耗要远远小于磁滞损耗。因此约等于 1. 

另外一个系数在 2.6 至 2.8 范围内变化。但是 , 在本文中我们为了分析的简化 , 

近似认为 2恒定不变。这种近似使得磁耗可以与铜耗一样处理。 

2 

2 

如果 PC44 材料单位体积的磁损耗由 mfB 近似 , 则系数 m 为 0.15 mW / HzT 。 

本文假设一个具有与 I 

1一样的方均根值的 20kHz 正弦电流造成了辅助电感的磁 

耗。四个辅助电感中的磁损耗可以用下式计算 : 

2 2 

0 2 8mf 

0N Ve 

2 

Pcore 

[ W ] 4 mf ( N 2 I1) Ve 

I 

2 1 

(15) 

g 

g 

因此 , 四个辅助电感中的磁耗可以被认为由如下的等效绕组电阻造成 : 

2 2 

8mf 

0 

N Ve 

Rcore ( ind ) 

23m (16) 

2 

g 

95

该电阻使得我们能像计算铜耗一样计算辅助电感的磁损耗。对于更精确的 

分析 , 如在文 [16] 中提到的 , 应进一步提高精度来计算磁损耗。 

V. 功率损耗与 V 

D2 

的下限 

A. 理论损耗与实验损耗的比较 

前面描述的理论损耗与基于一个 20kHz/10kW 的实验样机的实验结果进行 

比较。图 8 所示为进行 DC-DC 变换器全局损耗的实验电路。图 8 中的参数与表 

I 中的一样。理论计算与实验测量都是在 V 

1 

V 2 

350V 

条件下进行的。 

D 

D 

图 8 测量 DC-DC 变换器损耗的实验电路 

图 9 在 V 

1 

V 2 

350V 

下计算与实验损耗的比较 

D 

D 

96

注意到图 8 中 V 

D 

是一个直流电压源。两个 DC 母线的相连使得功率 P 

D 

可以 

回流回直流电压源。因此 , 从 V 

D 

出来的功率等价于损耗 P 

loss 

, 这也就是 DC-DC 

变换器的全局损耗。 

图 9 中队理论损耗与实验损耗进行了对比。实线对应的是理论损耗 P 

theory 

, 

尽管它不包括 IGBT 的开关损耗 P 

SW 

。即使在 ZVS 运行下 , 因为具有所谓的 “ 拖 

尾电流 ”,IGBT 的开关损耗也不可能是零。因此需要对 IGBT 在本 DC-DC 变换 

器中的开关过程进行建模 , 以分析其开关损耗的理论值。但是 , 这已超出了本 

文讨论的范围。 

Psnub 

当 P 10kW 

, 理论损耗如下。导通损耗为 P 189W 

, 缓冲器损耗为 

core( ind ) 

D 

0W 

。变压器与电感的共同铜耗为 P 73W 

, 其中包括电感的磁损耗 

P 。变压器磁芯损耗为 P 

( ) 

18W, 这部分损耗几乎与传递的功率大小 

core tr 

copp 

无关。因此 , 理论计算得到的全局损耗为 282W。 

另外一方面 , 实验损耗为 400W。因此 , 理论损耗与实验损耗间有 118W 的 

差距。这差距中包括了 IGBT 的实际开关损耗。在 [13] 中 , 当传递的功率为 10kW 

时 ,IGBT 的开关损耗为 90W。尽管还有 118W-90W=28W 的损耗不知从何而来 , 

但是理论分析是可靠的 , 因为只有仅仅 28W, 即额定功率 10kW 的 0.28% 的误 

差。这误差只有全局损耗的 400W 的 7%。 

在 [17] 中 , 搭建并测试了一个 250V、5kW 的双向隔离型 DC-DC 变换器。 

该变换器采用了容量为 600V/100A 的第三代 planar-gate IGBT。开关频率从 

10kHz 开始 , 以 2kHz 的步长 , 到 20kHz 工进行了六组 DC-DC 变换器全局损耗 

的测量。由于开关损耗与开关频率成正比 , 因此这种测量使得能将开关损耗从 

全局损耗中分离出来。实验结果表明 , 在 5kW/20kHz 时的开关损耗近似为 75W。 

考虑到电压从 250V 上升到了 350V、电压从 5kW 上升到 10kW、使用了最新的 

trench-gate IGBT, 本文中的 350V/10kW 的 DC-DC 变换器的开关损耗为 90W 是 

一个合理值。 

B. V 

D2 

的热极限 

图 10 所示为当传递功率为正值时 IGBT 的导通损耗及缓冲器损耗的理论计 

算值。一个 DC 电压 V 

DC1 

保持为 320V, 而另一个电压 V 

DC 2 

cond 

是一个可变参量。当 

两个电压不相等时 , 相较于 VD 

1 

VD2时 , 实现 ZVS 变得困难 , 因此在 PD 

3kW 

左右时缓冲器功率变大。 

图 10 定义了在 V 

1 

V 2 

320V 

时 P P 212W 

为热极限。在全局损耗 

D 

D 

cond 

中占大部分的 IGBT 损耗 , 使得安装在散热器上的 IGBT 模块经受最高的温度。 

IGBT 模块的温度 , 或者更准确的说是模块中半导体芯片的温度 , 决定了最大的 

传递功率。因此 , 本文只考虑 IGBT 模块的热极限。 

snub 

97

图 10 当传递功率为正值时导通损耗与缓冲器损耗的和值 

当 V 

2 

180W 

时 , 在功率为 P 5.6kW 

时 IGBT 超出了其热极限。因此 , 当 

D 

D 

VD2 180V 

时变换器不得不工作在低于 5.6kW 的工况下。当 VD 

2 

260V 

时 , 在 

功率大于 8.6kW 时 IGBT 损耗超出了其热极限。因此 , 当 V 

2 

260V 

时 , 变换 

器不得不在低于 8.6kW 的工况下运行。因此 , 电压 V 

D2 

决定了传递功率的上限。 

VI. 辅助电感的峰值电流 

当辅助电感的电流超过 60A 时会引起其铁氧体磁芯饱和 , 因为此时磁芯的 

磁通密度达到了 0.3T。因此 ,DC-DC 变换器只能在低于这个峰值电流的情况下 

工作。峰值电流决定了 V 

D2 

的运行范围。当 VD 

1 

VD2时 , 峰值电流为 I1peak 

I11 

; 

而当 VD 

1 

VD2时 , 峰值电流为 I1 peak 

I12 

。 

图 11 所示为当峰值电流小于 60A 时变换器所能传递的最大功率。实点表示 

图 12 与图 13 所示的工况。当 V 

2 

180V 

, 运行功率为 5.1kW 时 , 峰值电流超 

D 

过 60A。当 V 

2 

260V 

, 运行功率为 9.4kW 时 , 峰值电流超过 60A。功率损耗 

D 

与峰值电流共同限定了传递功率与输出电压。DC-DC 变换器的运行不得不同时 

满足这些限制。 

图 2 所示为当一个直流电压为 320V、另外一个直流电压为 360V,10kW 的 

功率从桥 1 流向桥 2 时所测得的实验波形。图 13 所示为另外一个当输入电压为 

320V, 输出电压为 180V,5kW 功率从桥 2 流向桥 1 时的实验波形。如图 11 所 

示 , 传递的功率限定为 5kW。如本节计算得到的值 , 图 13 中的峰值电流为 60A。 

VII. 储能系统中的应用 

A. 200V/10kW/2.6k 实验样机 

D 

98

图 14 所示为 200V/10kW/2.6kJ 的储能系统。DC-DC 变换器的电路参数如表 

I 中所示。电容值为 C 60,000 

F的电解电容用来模拟 EDLC 模块。电容模 

ES 

块被充电至 350V 后被放电至 190V。因此 ,2.6kJ 的能量被存入 , 并被释放。这 

部分能量相当于当电容电压为 350V 时所储存的电能的 70%。前端 PWM 变换 

器的载波频率为 10kHz。 

B. 电容模块的充电与放电 

图 15 所示为电容先充点至 350V, 后放电至 190V 时的实验波形。 i D2 

的电 

流波形经过一个截止频率为 800Hz 的低通滤波器滤波后观测。最大传递功率为 

9.3kW。在本实验中 , 移相角最大值为 30 度以使控制更加简单。在实际的储能 

系统中 , 传递的功率必须由储能系统的功率需求给出 , 并需要更高水准的控制 

器整定电网侧电压。 

图 11 当峰值电流被限制到 60A 时的功率上限 , 即两个实验测量点 

99

图 12 当 VD 1 

320 V, VD 2 

360 V, 35 , PD 

10kW 

时实验波形 

 

图 13 当 VD 1 

320 V, VD 2 

180 V, 41 , PD 

5kW 

时实验波形 

图 14 一个用 60,000 

F 

电解电容模拟 EDLC 模块的 200V/10kW 储能系统 

100

图 15 对电容充电及放电时的实验波形 ( W 2.6kJ 

) 

VIII. 启动过程 

在系统启动时 , 如果桥 1 产生一个幅值为 320V 的方波电压而变换器的输出 

电压为零 , 会有冲击电流林如辅助电感和变压器中。这种冲击电流会导致辅助 

电感的磁饱和 , 导致更大的冲击电流。因此 , 本文提出了一种所谓 “ 预充电 ” 

的运行方式来对双电层电容储能模块从零电压充电至额定电压 320V, 进而避免 

这种冲击电流的流动。预充电运行方式使得储能系统不需要再借助额外的辅助 

启动及预充电电路。在本文中提出的预充电方式 , 是一种被广泛了解的所谓直 

avail 

101

流变换器的 “ 软启动 ” 方式 [18]。但是 , 对于这种预充电方式的实验性验证尚 

未在基于大直流电容模块的储能系统领域进行。 

图 16. 当直流变换器对电容预充电时的暂态波形 

图 17 在预充电期间直流电压、电流及功率的实验波形 

图 16 所示为直流变换器对电容从零电压预充电至 320V 的暂态实验波形。 

在实验中 , 在对电容进行预充电之前 , 变换器输入电压已经被预充电至 320V。 

当桥 2 中的 IGBT 全部关闭 , 因而工作在二极管整流模式下时 , 桥 1 产生一个 

20% 占空比的方波而不是 100% 的占空比。 v 1 

的第一个脉冲具有一半的占空比 

102

d / 2 10% , 这是为了避免变压器的磁芯偏置。在 v 

1第一个脉冲期间 , i 1 

的峰值 

为 : 

I 

V 

L 

d 

2 

D1 

1pp 

(17) 

图 16 中负的峰值为 30A, 然而理论计算值是 19.2A。 

图 17 中给出了直流电压、电流、功率的实验波形。预充电过程大约用了 8s 

来将电容模块从零电压充点值 320V。没有冲击电流涌入电容。当电容电压达到 

了 275V, 变换器改用正常运行模式 , 且移相角为零。在正常的运行模式下 , 移 

相角设置为零 , 由于死区时间的存在 , 对平衡输入、输出电压具有负反馈作用。 

因此 , 当 v 

D2 

充电至 275V 后 , v D1 

自然跟随至 275V。 

IX. 结论 

本文提出了一种适合于储能系统的双向隔离型直流变换器。对功率损耗及 

峰值电流的理论计算说明了储能系统中直流电压范围的有限性。实验结果表明 

此直流变换器可以有效对电容模块进行充放电。另外 , 此变换器可以在没有任 

何辅助预充电电路的情况下将电容模块充零电压充点值额定电压。 

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