1 laplace-transformation
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Fakultät Informatik Institut für Angewandte Informatik, Professur Technische Informationssysteme<br />
KOMMENTIERTE FORMELSAMMLUNG<br />
ZUR LEHRVERANSTALTUNG<br />
„METHODEN DER<br />
QUALITÄTSSTEUERUNG IN<br />
TECHNISCHEN PROZESSEN“<br />
Dipl.-Inf. Denis Stein 1<br />
25. Januar 2011<br />
1 E-Mail: vorname.nachname@tu-dresden.de
INHALTSVERZEICHNIS<br />
Inhaltsverzeichnis 3<br />
1 Laplace-Transformation 5<br />
1.1 Definitionen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5<br />
1.2 Ausgewählte Korrespondenzen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 6<br />
1.2.1 Operationen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 6<br />
1.2.2 Funktionen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 7<br />
1.3 Pol-Nullstellen-Plan . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8<br />
1.4 Alternative Wege für die Rück<strong>transformation</strong> . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9<br />
1.4.1 Partialbruchzerlegung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9<br />
1.4.2 Residuensatz . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 10<br />
1.5 Stabilität . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 10<br />
2 z-Transformation 11<br />
2.1 Definitionen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11<br />
2.2 Ausgewählte Korrespondenzen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 12<br />
2.2.1 Operationen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 12<br />
2.2.2 Funktionen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13<br />
2.3 Pol-Nullstellen-Plan . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15<br />
2.4 Alternative Wege für die Rück<strong>transformation</strong> . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 16<br />
3
2.4.1 Partialbruchzerlegung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 16<br />
2.4.2 Polynomdivision . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 16<br />
2.4.3 Residuensatz . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17<br />
2.5 Stabilität . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17<br />
Literaturverzeichnis 19<br />
4 INHALTSVERZEICHNIS
1 LAPLACE-TRANSFORMATION<br />
1.1 DEFINITIONEN<br />
• (einseitige) Laplace-Transformation 2 :<br />
– Transformation von Funktionen im Zeitbereich in Funktionen im Bildbereich 3<br />
– F(s) = L { f(t) } ∞∫<br />
:= f(t) · e −s·t dt<br />
mit<br />
∗ f(t < 0) = 0 4<br />
∗ s = σ + j · ω, s ∈ C:<br />
0<br />
· Realteil von s: Re{s} = σ ∈ R<br />
· Imaginärteil von s: Im{s} = ω ∈ R<br />
∗ Eulersche Formel: e ±j·ϕ = cos(ϕ) ± j · sin(ϕ)<br />
• Laplace-Rück<strong>transformation</strong> (auch inverse Laplace-Transformation) 56 :<br />
– Transformation vom Bildbereich zurück in den Zeitbereich<br />
⎧<br />
– f(t) = L −1{ F(s) } c+j·∞<br />
⎪⎨<br />
∫<br />
1<br />
2·π·j<br />
· F(s) · e t·s ds t ≥ 0<br />
:=<br />
c−j·∞<br />
⎪⎩<br />
0 t < 0<br />
• Notation: f(t) ❝ F(s)<br />
• Hin- und Rück<strong>transformation</strong> werden oft – gegebenenfalls nach Partialbruchzerlegung<br />
(siehe Abschnitt 1.4.1) – mithilfe sogenannter Korrespondenzen (Zusammenhänge von<br />
Operationen sowie Funktionen im Zeit- und Bildbereich; siehe Abschnitt 1.2) gelöst.<br />
2 Der Konvergenzbereich ist zu beachten.<br />
Der Begriff „Bildbereich“ steht hier für „Bildbereich der Laplace-Transformation“.<br />
Insbesondere gilt für den linksseitigen Grenzwert von f an der Stelle t = 0, das heißt bei Annäherung an t = 0<br />
von −∞ kommend: f(0−) = lim f(t) = 0. Bei Annäherung an t = 0 von „rechts“, f(0+) = lim f(t), ergeben sich die<br />
t→0− t→0+<br />
n Anfangswerte dk<br />
dt k f(t)| t=0+ (0 ≤ k ≤ n − 1; rechtsseitige Grenzwerte) von f und dessen erster bis (n − 1)-ter Ableitung<br />
nach t an der Stelle t = 0+. n ist dabei die Ordnung der Differenzialgleichung („höchste Potenz“).<br />
5 Der Konvergenzbereich ist zu beachten.<br />
6 Siehe auch Abschnitt 1.4.<br />
5
( )<br />
• Anfangswertsatz 7 : f(0+) = lim f(t) = lim s · F(s)<br />
t→0+ s→∞<br />
( )<br />
• Endwertsatz 8 : f(∞) = lim f(t) = lim s · F(s)<br />
t→∞ s→0<br />
1.2 AUSGEWÄHLTE KORRESPONDENZEN<br />
1.2.1 Operationen<br />
Sofern nicht anders angegeben handelt es sich in Tabelle 1.1 bei a und a j (1 ≤ j ≤ n) um<br />
beliebige reellwertige Konstanten und bei j und n um natürliche Zahlen. Die Konvergenzbereiche<br />
von Hin- und Rück<strong>transformation</strong> sind zu beachten.<br />
Bezeichnung (Bedingungen) f(t) 9 F(s)<br />
Linearität<br />
n∑<br />
a j · f j (t)<br />
j=1<br />
n∑<br />
a j · F j (s)<br />
j=1<br />
insbesondere n = 2 a 1 · f 1 (t) + a 2 · f 2 (t) a 1 · F 1 (s) + a 2 · F 2 (s)<br />
Faltung im Zeitbereich 10 f 1 (t) ∗ f 2 (t) F 1 (s) · F 2 (s)<br />
=<br />
∫ t<br />
0<br />
f 1 (t − τ) · f 2 (τ) dτ<br />
Rechtsverschiebung (a > 0) f 1 (t − a) e −a·s · F 1 (s)<br />
(<br />
Linksverschiebung (a > 0) f 1 (t + a) e a·s · F 1 (s) −<br />
∫ a<br />
0<br />
)<br />
f 1 (t) · e −s·t dt<br />
Differenziation im Zeitbereich 1112<br />
dn<br />
dt<br />
f n 1 (t)<br />
s n · F 1 (s)<br />
− n−1 ∑<br />
j=0<br />
( (<br />
d j<br />
dt j f 1 (t) ∣ ∣<br />
t=0+<br />
)<br />
· s n−j−1 )<br />
insbesondere n = 1<br />
d<br />
dt f 1(t) s · F 1 (s) − f 1 (0+)<br />
Differenziation im Bildbereich t n · f 1 (t) (−1) n · dn<br />
ds n F 1 (s)<br />
Integration im Zeitbereich 13<br />
Integration im Bildbereich 1314<br />
∫t<br />
0<br />
f 1 (τ) dτ<br />
1<br />
s · F 1(s)<br />
1<br />
t · f 1(t)<br />
∞∫<br />
F 1 (τ) dτ<br />
s<br />
7 f(0+) ist der rechtsseitige Grenzwert von f bei t = 0.<br />
8 f(∞) muss existieren. Bei gebrochenrationalen Funktion F(s) (siehe auch Gleichung 1.1 auf Seite 8) ist diese Bedingung<br />
erfüllt, wenn für alle Polstellen s Re{s} ≤ 0 gilt und dabei höchstens eine – folglich reelle – Polstelle mit Re{s} = 0<br />
existiert.<br />
9 Beachte Anfangsbedingungen f(t < 0) = 0 und f j (t < 0) = 0 (1 ≤ j ≤ n).<br />
10 Faltung im Bildbereich siehe beispielsweise [BSMM01, S. 735].<br />
11 f 1 (0+) ist der rechtsseitige Grenzwert von f 1 bei t = 0.<br />
12 f 1 muss n-mal differenzierbar sein (für t = 0 zumindest rechtsseitig).<br />
13 Mehrfachintegrale siehe beispielsweise [BSMM01, S. 733f.].<br />
14 f<br />
Der rechtsseitige Grenzwert lim 1 (t)<br />
muss existieren.<br />
t→0+<br />
t<br />
6 Kapitel 1 Laplace-Transformation
1<br />
Ähnlichkeit (a > 0) f 1 (a · t)<br />
a · F s<br />
)<br />
1(<br />
a<br />
Dämpfung (a ∈ C) e −a·t · f 1 (t) F 1 (s + a)<br />
Tabelle 1.1: Operationstabelle der Laplace-Transformation.<br />
1.2.2 Funktionen<br />
Bei der hier betrachteten einseitigen Laplace-Transformation verschwinden Funktionen f(t) im<br />
Zeitbereich bekanntermaßen für Zeiten kleiner null (f(t < 0) = 0), was sich durch zwei<br />
gleichwertige Schreibweisen ausgedrücken lässt:<br />
• f(t) · σ(t) mit Einheitssprung σ(t) =<br />
{<br />
0 t < 0<br />
1 t ≥ 0<br />
sowie<br />
• f(t) (t ≥ 0).<br />
Im Folgenden wird letztere bevorzugt und auf die zusätzliche Angabe von σ(t) verzichtet 15 .<br />
Tabelle 1.2 enthält die wichtigsten Korrespondenzen für Funktionen 16 . Sofern nicht anders<br />
angegeben handelt es sich darin bei a um eine beliebige reellwertige Konstante und bei n um<br />
eine natürliche Zahl. Die Konvergenzbereiche von Hin- und Rück<strong>transformation</strong> sind zu beachten.<br />
Bezeichnung (Bedingungen) f(t) 17 F(s)<br />
{<br />
Einheitsimpuls 18 0 t ≠ 0<br />
δ(t) =<br />
1<br />
∞ t = 0<br />
Potenzfunktion 19 1 n! · tn 1<br />
s n+1<br />
insbesondere n = 0 (Einheitssprung) 1<br />
1<br />
s<br />
insbesondere n = 1 (Einheitsrampe) t<br />
1<br />
s 2<br />
gedämpfte Potenzfunktion 19 1 n! · ea·t · t n 1<br />
(s−a) n+1<br />
insbesondere n = 0 e a·t 1<br />
s−a<br />
insbesondere n = 1 e a·t · t<br />
1<br />
(s−a) 2<br />
15 Der Einheitssprung wird folglich durch f(t) = 1 (t ≥ 0) beschrieben.<br />
16 Weitere Korrespondenzen siehe beispielsweise [Nix64, S. 128ff.], [Doe89, S. 225ff.], [LW10, S. 81ff.], [BSMM01,<br />
S. 1093ff.], [Ase58, S. 287ff.], [Gro91, S. 103ff.], [Föl07, S. 106ff.], [Lun10a, S. 697f.], [WS06, S. 276], [Mer04, S. 117] oder<br />
[MSF09, S. 396].<br />
17 f(t < 0) = 0.<br />
18 Dass die Theorie des Einheitsimpulses – eines bekanntermaßen nicht realisierbaren Signals – komplizierter ist, als<br />
d<br />
angenommen, zeigt folgendes Beispiel: dt σ(t) ❜ s · 1 − σ(0+) = 1 − 1 = 0 (δ(t) wurde erwartet). Für weitere<br />
s<br />
Ausführungen siehe bspw. [Ase58, S. 22ff.] oder DIN 5487.<br />
19 ∏<br />
k! = k i mit 0! = 1.<br />
i=1<br />
1.2 Ausgewählte Korrespondenzen 7
Sinusfunktion sin(a · t)<br />
a<br />
s 2 +a 2<br />
(<br />
sin(a · t)<br />
) 2 2·a 2<br />
s·(s 2 +4·a 2 )<br />
Kosinusfunktion cos(a · t)<br />
s<br />
s 2 +a 2<br />
(<br />
cos(a · t)<br />
) 2 s 2 +2·a 2<br />
s·(s 2 +4·a 2 )<br />
Hyperbelsinusfunktion sinh(a · t)<br />
a<br />
s 2 −a 2<br />
Hyperbelkosinusfunktion cosh(a · t)<br />
s<br />
s 2 −a 2<br />
Tabelle 1.2: Funktionstabelle der Laplace-Transformation.<br />
1.3 POL-NULLSTELLEN-PLAN<br />
Eine lineare, gebrochenrationale Funktion F(s) 20 mit konstanten Koeffizienten<br />
F(s) = Z(s)<br />
N(s)<br />
= b m · s m + b m−1 · s m−1 + . . . + b 1 · s + b 0<br />
a n · s n + a n−1 · s n−1 + . . . + a 1 · s + a 0<br />
(1.1)<br />
mit b i ∈ R, 0 ≤ i ≤ m, m ∈ N, a j ∈ R, 0 ≤ j ≤ n und n ∈ N besitzt<br />
• m Nullstellen des Zählers Z(s) s o,i – „Nullstellen“ genannt – sowie<br />
• n Nullstellen des Nenners N(s) s x,j – „Polstellen“ oder kurz „Pole“ genannt.<br />
Nach Bestimmung der Pol- und Nullstellen ergibt sich daraus die faktorisierte Form von F(s):<br />
F fakt (s) = K · (s − s o,1) · (s − s o,2 ) · . . . · (s − s o,m−1 ) · (s − s o,m )<br />
(s − s x,1 ) · (s − s x,2 ) · . . . · (s − s x,n−1 ) · (s − s x,n )<br />
(1.2)<br />
mit K ∈ R. Die Pol- und Nullstellen können jeweils<br />
• reell (z.B. s x,1 = σ x ) oder<br />
• Paare konjugiert komplexer Zahlen (z.B. s x,2/ 3 = σ x + j · ω x )<br />
sein, die wiederum jeweils<br />
• einfach oder<br />
• mehrfach<br />
auftreten.<br />
20 Meist ist die Übertragungsfunktion G(s) = Y (s) eines Systems mit Eingangssignal X (s) und Ausgangssignal Y (s)<br />
X (s)<br />
die zu untersuchende Funktion F(s).<br />
8 Kapitel 1 Laplace-Transformation
Im Hinblick auf die weitere Verwendung wird empfohlen, durch Kürzen teilerfremde Zähler und<br />
Nenner von F fakt (s) herzustellen.<br />
Der Pol-Nullstellen-Plan (P-N-Plan) ist ein kartesisches Koordinatensystem mit Abszisse Re{s}<br />
und Ordinate Im{s}, stellt also die komplexe s-Ebene dar. In dieses werden alle Nullstellen<br />
von F(s) mit o und alle Polstellen mit x eingetragen. Zudem wird die Verstärkung K angegeben.<br />
Wird zusätzlich die Vielfachheit der Pol- und Nullstellen notiert, ist der P-N-Plan zu den<br />
Gleichungen 1.1 sowie 1.2 äquivalent. Diese grafische Beschreibungsform ist später<br />
beispielsweise bei der Stabilitätsbetrachtung (siehe auch Abschnitt 1.5) von Vorteil.<br />
1.4 ALTERNATIVE WEGE FÜR DIE RÜCKTRANSFORMATION<br />
1.4.1 Partialbruchzerlegung<br />
Die Funktion F PBZ (s) ergibt sich aus einer beliebigen gebrochenrationalen und teilerfremden<br />
Funktion F(s) nach Gleichung 1.1 mit n Polstellen (siehe auch Abschnitt 1.3) durch<br />
Partialbruchzerlegung (PBZ; siehe auch [BSMM01, S. 15ff.]). Dabei werden die Ansätze aus<br />
Tabelle 1.3 für alle Polstellen s x,j (1 ≤ j ≤ n) von F(s) addiert.<br />
Ist der Zählergrad größer oder gleich dem Nennergrad (m ≥ n), so ist zuerst eine<br />
Polynomdivision durchzuführen. Die dabei entstehende echt gebrochene Funktion F 1 (s)<br />
(Zählergrad kleiner Nennergrad (m 1 < n 1 )) kann anschließend in Partialbrüche zerlegt werden.<br />
Nach Bestimmung 21 der n Konstanten c j (1 ≤ j ≤ n) 22 kann jeder Summand einzeln mithilfe der<br />
Korrespondenzen aus Abschnitt 1.2 in den Zeitbereich zurücktransformiert werden.<br />
Art der Polstelle (Vielfachheit v)<br />
reell s x,1 = . . . = s x,v<br />
v∑<br />
i=1<br />
insbesondere v = 1 s x,1 = σ x<br />
c 1<br />
s−σ x<br />
konjugiert komplexes Paar 23 s x,1/ 2 = . . . = s x,2·v−1/ 2·v<br />
= σ x ± j · ω x<br />
v∑<br />
Ansatz für diese Polstelle<br />
i=1<br />
c i<br />
(s−σ x) i<br />
( c 2·i−1·s+c 2·i<br />
) i<br />
(s−σ x) 2 +ωx<br />
2<br />
insbesondere v = 1 s x,1/ 2 = σ x ± j · ω x<br />
c 1·s+c 2<br />
(s−σ x) 2 +ω 2 x<br />
Tabelle 1.3: Ansätze für die Partialbruchzerlegung bei der Laplace-Rück<strong>transformation</strong>.<br />
21 Eine Möglichkeit besteht darin, die Gleichung F(s) = F PBZ (s) mit dem Nenner N(s) zu multiplizieren und anschließend<br />
einen Koeffizientenvergleich durchzuführen.<br />
22 Die Indices der Konstanten c j sind so zu wählen, dass zwischen unterschiedlichen Partialbrüchen keine Doppelungen<br />
auftreten.<br />
23 Die zugehörigen Korrespondenzen für v > 1 bleibt die automatisierungs- und regelungstechnische Literatur meist<br />
schuldig. Für v ≤ 2 empfiehlt sich [BSMM01, S. 1093ff.]. Für allgemeinere Ausführungen siehe [Gra04, S. 35ff.].<br />
1.4 Alternative Wege für die Rück<strong>transformation</strong> 9
1.4.2 Residuensatz<br />
Statt der Lösung des Integrals der Laplace-Rück<strong>transformation</strong> oder anstelle der<br />
Partialbruchzerlegung kann auch der Residuensatz zur Gewinnung der Funktion f(t) aus F(s)<br />
nach Gleichung 1.1 mit m < n angewendet werden:<br />
⎧<br />
⎪⎨<br />
l∑<br />
Res(F(s), s x,j , v j ) t ≥ 0<br />
f(t) = j=1<br />
.<br />
⎪⎩<br />
0 t < 0<br />
Die Anzahl der verschiedenen Polstellen s x,j von F(s) ist l (1 ≤ j ≤ l, l ≤ n), die Vielfachheit der<br />
j-ten Polstelle ist v j . Die Residuen ergeben sich zu:<br />
Res ( (<br />
)<br />
) 1<br />
F(s), s x,j , v j =<br />
(v j − 1)! · lim · dv j −1<br />
s→s x,j ds v F(s) · e t·s · (s − s<br />
j −1<br />
x,j ) v j<br />
. 24<br />
1.5 STABILITÄT<br />
Ein System ist BIBO 25 -stabil, wenn es auf begrenzte Signale am Eingang nur mit ebenfalls<br />
begrenzten Signalen am Ausgang reagiert. Um Stabilität nachzuweisen, müssten jedoch alle<br />
möglichen Signale angelegt werden. Existiert ein Signal, auf das das System mit keiner<br />
endlichen Antwort reagiert, ist hingegen Instabilität nachgewiesen.<br />
Da es nicht möglich ist, alle Signale zu testen, wurden algebraische Kriterien eingeführt. So sind<br />
Systeme mit einer gebrochenrationalen und teilerfremden Übertragungsfunktion G(s) nach<br />
Gleichung 1.1 genau dann stabil, wenn alle Polstellen s x,j von G(s) in der linken halboffenen<br />
s-Ebene liegen:<br />
Re{s x,j } < 0 für alle j mit 1 ≤ j ≤ n,<br />
sonst instabil. Alternativ kann im Zeitbereich geprüft werden, ob die Gewichtsfunktion g(t) eines<br />
Systems absolut integrierbar ist:<br />
∫ ∞<br />
0<br />
∣<br />
∣ g(t) dt = c < ∞ mit c ∈ R. (1.3)<br />
Ist Gleichung 1.3 erfüllt, so ist das durch g(t) beschriebene System stabil, andernfalls nicht.<br />
Stabilität kann aber auch ohne explizite Bestimmung der Polstellen von G(s) nachgewiesen<br />
werden, beispielsweise durch Anwendung des Hurwitz-Kriteriums (siehe beispielsweise [Rei06,<br />
S. 118ff.] oder [MSF09, S. 98f.]).<br />
24 (s − s x,j ) v j ist herauszukürzen.<br />
25 Bounded input – bounded output.<br />
10 Kapitel 1 Laplace-Transformation
2 Z-TRANSFORMATION<br />
2.1 DEFINITIONEN<br />
• (einseitige) z-Transformation 26 :<br />
– Transformation von Folgen im Zeitbereich 2728 in Funktionen im Bildbereich 29<br />
– F(z) = Z { f(k) } ∑<br />
:= ∞ f(k) · z −k ((unendliche) Laurent-Reihe)<br />
mit<br />
∗ f(k < 0) = 0 30<br />
∗ k ∈ Z<br />
k=0<br />
∗ Abtastperiode T ∈ R +<br />
∗ z = e T ·s , z ∈ C<br />
· Realteil von z: Re{z} = e σ·T · cos(ω · T ) ∈ R<br />
· Imaginärteil von z: Im{z} = e σ·T · sin(ω · T ) ∈ R<br />
∗ Eulersche Formel: e ±j·ϕ = cos(ϕ) ± j · sin(ϕ)<br />
∞∑<br />
∗ geometrische Reihe: z −k =<br />
z<br />
z−1<br />
(|z| > 1)<br />
k=0<br />
• z-Rück<strong>transformation</strong> (auch inverse z-Transformation) 3132 :<br />
– Transformation vom Bildbereich zurück in den Zeitbereich<br />
– f(k) = Z −1{ F(z) } {<br />
1<br />
2·π·j<br />
· ∮ z k−1 · F(z) dz k ≥ 0<br />
:=<br />
0 k < 0<br />
• Notation: f(k) ❝ F(z)<br />
26 Der Konvergenzbereich ist zu beachten.<br />
27 Oft wird bei äquidistanter Abtastung statt f(kT ) nur f(k) oder f k geschrieben. Hier wird erstere Kurzschreibweise<br />
verwendet.<br />
28 Beachte: Das zeitdiskrete Signal f(k), das aus dem zeitkontinuierlichen Signal f(t) durch rechtsseitige Grenzwertbildung<br />
f(k) = f(t = kT +), also bei Annäherung an t = kT von ∞ kommend, entsteht, ist zwischen den Abtastzeitpunkten<br />
nicht definiert.<br />
29 Der Begriff „Bildbereich“ steht hier für „Bildbereich der z-Transformation“.<br />
30 Es existieren zudem n Anfangswerte f(i) (0 ≤ i ≤ n − 1), wobei n die Ordnung der Differenzengleichung (größte<br />
Linksverschiebung) ist.<br />
31 Der Konvergenzbereich ist zu beachten.<br />
32 Siehe auch Abschnitt 2.4.<br />
11
• Hin- und Rück<strong>transformation</strong> werden oft – gegebenenfalls nach Partialbruchzerlegung<br />
(siehe Abschnitt 2.4.1) – mithilfe sogenannter Korrespondenzen (Zusammenhänge von<br />
Operationen sowie Funktionen im Zeit- und Bildbereich; siehe Abschnitt 2.2) gelöst.<br />
• Anfangswertsatz 33 : f(0) = lim<br />
k→0<br />
f(k) = lim<br />
z→∞ F(z)<br />
• Endwertsatz 3435 : f(∞) = lim f(k) = lim<br />
k→∞ z→1+<br />
(<br />
(z − 1) · F(z)<br />
)<br />
2.2 AUSGEWÄHLTE KORRESPONDENZEN<br />
2.2.1 Operationen<br />
Sofern nicht anders angegeben handelt es sich in Tabelle 2.1 bei a und a j (1 ≤ j ≤ n) um<br />
beliebige reellwertige Konstanten und bei j und n um natürliche Zahlen. Die Konvergenzbereiche<br />
von Hin- und Rück<strong>transformation</strong> sind zu beachten.<br />
Bezeichnung (Bedingungen) f(k) 36 F(z)<br />
Linearität<br />
n∑<br />
a j · f j (k)<br />
j=1<br />
n∑<br />
a j · F j (z)<br />
j=1<br />
insbesondere n = 2 a 1 · f 1 (k) + a 2 · f 2 (k) a 1 · F 1 (z) + a 2 · F 2 (z)<br />
Faltung im Zeitbereich f 1 (k) ∗ f 2 (k) F 1 (z) · F 2 (z)<br />
∑<br />
= k f 1 (k − j) · f 2 (j)<br />
Rechtsverschiebung 37 1<br />
f 1 (k − n)<br />
z<br />
· F n 1 (z)<br />
1<br />
insbesondere n = 1 f 1 (k − 1)<br />
z · F 1(z)<br />
(<br />
)<br />
Linksverschiebung 38 f 1 (k + n) z n · F 1 (z) − n−1 ∑<br />
f 1 (j) · 1<br />
z j j=0<br />
(<br />
)<br />
insbesondere n = 1 f 1 (k + 1) z · F 1 (z) − f 1 (0)<br />
j=0<br />
33 Es handelt es sich hierbei streng genommen um den rechtsseitigen Grenzwert f(0+), vgl. die Entstehung von f(k)<br />
aus f(t). Da f nur für ganzzahlige k definiert ist, ist eine Unterscheidung von links- und rechtsseitigem Grenzwert nicht<br />
notwendig.<br />
34 f(∞) muss existieren. Bei gebrochenrationalen Funktionen F(z) (siehe auch Gleichung 2.1 auf Seite 15) ist diese<br />
Bedingung erfüllt, wenn alle Polstellen z nicht außerhalb des Einheitskreises liegen (|z| ≤ 1) und dabei höchstens eine –<br />
folglich reelle – Polstelle auf dem Einheitskreis (|z| = 1) existiert.<br />
35 z = 1+ bezeichnet die Stelle des rechtsseitigen Grenzwertes bei z = 1.<br />
36 Beachte Anfangsbedingungen f(k < 0) = 0 und f j (k < 0) = 0 (1 ≤ j ≤ n).<br />
37 Für k < n wird f 1 (k − n) mit Nullen „aufgefüllt“.<br />
38 Um die Anfangsbedingung f 1 (k < 0) = 0 einzuhalten, gilt f 1 (k + n < 0) = 0.<br />
12 Kapitel 2 z-Transformation
Differenzenbildung im Zeitbereich<br />
Vorwärtsdifferenz f 1 (k + 1) − f 1 (k) (z − 1) · F 1 (z) − z · f 1 (0)<br />
Rückwärtsdifferenz f 1 (k) − f 1 (k − 1)<br />
z−1<br />
z<br />
· F 1 (z)<br />
Differenziation im Bildbereich (n > 0) 394041 k n · f 1 (k) −z · d<br />
dz F 2(z)<br />
insbesondere n = 1 k · f 1 (k) −z · d<br />
dz F 1(z)<br />
Summation im Zeitbereich<br />
Integration im Bildbereich 42<br />
k∑<br />
f 1 (j)<br />
j=0<br />
1<br />
k · f 1(k)<br />
mit F 2 (z) = Z { k n−1 · f 1 (k) }<br />
z<br />
z−1 · F 1(z)<br />
Dämpfung (a ∈ C, a ≠ 0) a k · f 1 (k) F 1 ( z a )<br />
Zeitdehnung (n > 0) 43 f 1 ( k n ) F 1(z n )<br />
Tabelle 2.1: Operationstabelle der z-Transformation.<br />
∞∫<br />
z<br />
F 1 (τ)<br />
τ<br />
dτ<br />
2.2.2 Funktionen<br />
Bei der hier betrachteten einseitigen z-Transformation verschwinden Folgen f(k) im Zeitbereich<br />
ebenfalls für Zeiten kleiner null (f(k < 0) = 0), was sich durch zwei gleichwertige Schreibweisen<br />
ausgedrücken lässt:<br />
• f(k) · σ(k) mit Einheitssprungfolge σ(k) =<br />
{<br />
0 k < 0<br />
1 k ≥ 0<br />
sowie<br />
• f(k) (k ≥ 0).<br />
Im Folgenden wird letztere bevorzugt und auf die zusätzliche Angabe von σ(k) verzichtet 44 .<br />
39 Auch als Multiplikationssatz bezeichnet.<br />
40 Beachte, dass die z-Transformierte hier rekursiv definiert ist. Die Angabe mit dn<br />
dz n in manch anderer Literaturstelle ist<br />
falsch!<br />
41 Beachte, dass f(kT) hier für k n · f 1 (kT ) und nicht für k n · T n · f 1 (kT ) steht. T n kann jedoch zusätzlich als konstanter<br />
Faktor ( Linearität) aufgenommen werden: T n · f(kT ) = k n · T n · f 1 (kT ).<br />
42 Auch als Divisionssatz bezeichnet.<br />
43 Beachte: f(n · k + 1) = f(n · k + 2) = . . . = f(n · k + n − 1) = 0.<br />
44 Die Einheitssprungfolge wird folglich durch f(k) = 1 (k ≥ 0) beschrieben.<br />
2.2 Ausgewählte Korrespondenzen 13
Tabelle 2.2 enthält die wichtigsten Korrespondenzen für Folgen und Funktionen 45 . Sofern nicht<br />
anders angegeben handelt es sich darin bei a um eine beliebige reellwertige Konstante und bei n<br />
um eine natürliche Zahl. Die Konvergenzbereiche von Hin- und Rück<strong>transformation</strong> sind zu<br />
beachten.<br />
Bezeichnung (Bedingungen) f(k) 46 F(z)<br />
{<br />
0 k ≠ 0<br />
Einheitsimpulsfolge δ(k) =<br />
1<br />
1 k = 0<br />
Potenzfolge 47<br />
k n<br />
insbesondere n = 0 (Einheitssprungfolge) 1<br />
z<br />
z−1<br />
insbesondere n = 1 (Einheitsrampenfolge) k<br />
z<br />
(z−1) 2<br />
insbesondere n = 2 k 2 z·(z+1)<br />
(z−1) 3<br />
gedämpfte Potenzfolge 48<br />
e a·k · k n<br />
insbesondere n = 0 e a·k z<br />
z−e a<br />
insbesondere n = 1 e a·k · k<br />
e a·z<br />
(z−e a ) 2<br />
Exponenzialfolge 48<br />
a k · k n<br />
insbesondere n = 0 a k z<br />
z−a<br />
insbesondere n = 1 a k · k<br />
a·z<br />
(z−a) 2<br />
alternierende Folge (−1) k z<br />
z+1<br />
Sinusfolge sin(a · k)<br />
Kosinusfolge cos(a · k)<br />
Hyperbelsinusfolge sinh(a · k)<br />
Hyperbelkosinusfolge cosh(a · k)<br />
z·sin(a)<br />
z 2 −2·z·cos(a)+1<br />
(<br />
)<br />
z· z−cos(a)<br />
z 2 −2·z·cos(a)+1<br />
z·sinh(a)<br />
z 2 −2·z·cosh(a)+1<br />
(<br />
)<br />
z· z−cosh(a)<br />
z 2 −2·z·cosh(a)+1<br />
Tabelle 2.2: Funktionstabelle der z-Transformation.<br />
45 Weitere Korrespondenzen siehe beispielsweise [LW10, S. 531ff.], [Jur64, S. 278ff.], [BSMM01, S. 1113ff.], [Föl07,<br />
S. 300f.], [Gro91, S.111ff.], [WS06, S. 278], [Lun10b, S. 659f.] oder [MSF09, S. 403].<br />
46 f(k < 0) = 0.<br />
47 Aus Platzgründen keine allgemeine Angabe im Bildbereich. Verwendung der Korrespondenzen für die Differenziation<br />
im Bildbereich und die Einheitssprungfolge liefert das gewünschte Resultat.<br />
48 Aus Platzgründen keine allgemeine Angabe im Bildbereich. Verwendung der Korrespondenzen für die Differenziation<br />
im Bildbereich, die Dämpfung und die Einheitssprungfolge liefert das gewünschte Resultat.<br />
14 Kapitel 2 z-Transformation
2.3 POL-NULLSTELLEN-PLAN<br />
Eine lineare, gebrochenrationale Funktion F(z) 49 mit konstanten Koeffizienten<br />
F(z) = Z(z)<br />
N(z)<br />
= b m · z m + b m−1 · z m−1 + . . . + b 1 · z + b 0<br />
a n · z n + a n−1 · z n−1 + . . . + a 1 · z + a 0<br />
(2.1)<br />
mit b i ∈ R, 0 ≤ i ≤ m, m ∈ N, a j ∈ R, 0 ≤ j ≤ n und n ∈ N besitzt<br />
• m Nullstellen des Zählers Z(z) z o,i – „Nullstellen“ genannt – sowie<br />
• n Nullstellen des Nenners N(z) z x,j – „Polstellen“ oder kurz „Pole“ genannt.<br />
Nach Bestimmung der Pol- und Nullstellen ergibt sich daraus die faktorisierte Form von F(z):<br />
F fakt (z) = K · (z − z o,1) · (z − z o,2 ) · . . . · (z − z o,m−1 ) · (z − z o,m )<br />
(z − z x,1 ) · (z − z x,2 ) · . . . · (z − z x,n−1 ) · (z − z x,n )<br />
(2.2)<br />
mit K ∈ R. Die Pol- und Nullstellen können jeweils<br />
• reell (z.B. z x,1 = σ x ) oder<br />
• Paare konjugiert komplexer Zahlen (z.B. z x,2/ 3 = σ x + j · ω x )<br />
sein, die wiederum jeweils<br />
• einfach oder<br />
• mehrfach<br />
auftreten.<br />
Im Hinblick auf die weitere Verwendung wird empfohlen, durch Kürzen teilerfremde Zähler und<br />
Nenner von F fakt (z) herzustellen.<br />
Der Pol-Nullstellen-Plan (P-N-Plan) ist ein kartesisches Koordinatensystem mit Abszisse Re{z}<br />
und Ordinate Im{z}, stellt also die komplexe z-Ebene dar. In dieses werden alle Nullstellen<br />
von F(z) mit o und alle Polstellen mit x eingetragen. Zudem wird die Verstärkung K angegeben.<br />
Wird zusätzlich die Vielfachheit der Pol- und Nullstellen notiert, ist der P-N-Plan zu den<br />
Gleichungen 2.1 sowie 2.2 äquivalent. Diese grafische Beschreibungsform ist später<br />
beispielsweise bei der Stabilitätsbetrachtung (siehe auch Abschnitt 2.5) von Vorteil.<br />
49 Meist ist die Übertragungsfunktion G(z) = Y (z) eines Systems mit Eingangssignal X (z) und Ausgangssignal Y (z)<br />
X (z)<br />
die zu untersuchende Funktion F(z).<br />
2.3 Pol-Nullstellen-Plan 15
2.4 ALTERNATIVE WEGE FÜR DIE RÜCKTRANSFORMATION<br />
2.4.1 Partialbruchzerlegung<br />
Die Funktion F PBZ (z) ergibt sich aus einer beliebigen gebrochenrationalen und teilerfremden<br />
Funktion F(z) nach Gleichung 2.1 mit n Polstellen (siehe auch Abschnitt 2.3) durch<br />
Partialbruchzerlegung (PBZ; siehe auch [BSMM01, S. 15ff.]). Hier wird jedoch<br />
F 1 (z) = F(z)<br />
z<br />
= N 1(z)<br />
Z 1 (z)<br />
als Ausgangspunkt gewählt und wiederum die Ansätze aus Tabelle 2.3 für alle Polstellen z x,j<br />
(1 ≤ j ≤ n) von F(z) addiert.<br />
Ist der Zählergrad größer oder gleich dem Nennergrad (m ≥ n), so ist zuerst eine<br />
Polynomdivision durchzuführen. Die dabei entstehende echt gebrochene Funktion F 2 (z)<br />
(Zählergrad kleiner Nennergrad (m 2 < n 2 )) kann anschließend in Partialbrüche zerlegt werden.<br />
Nach Bestimmung 50 der n Konstanten c j (1 ≤ j ≤ n) 51 kann jeder Summand – mit z multipliziert,<br />
um aus F PBZ,1 (z) wieder F PBZ (z) zu erhalten – einzeln mithilfe der Korrespondenzen aus<br />
Abschnitt 2.2 in den Zeitbereich zurücktransformiert werden.<br />
Art der Polstelle (Vielfachheit v)<br />
reell z x,1 = . . . = z x,v<br />
v∑<br />
i=1<br />
insbesondere v = 1 z x,1 = σ x<br />
c 1<br />
z−σ x<br />
konjugiert komplexes Paar 52 z x,1/ 2 = . . . = z x,2·v−1/ 2·v<br />
= σ x ± j · ω x<br />
v∑<br />
Ansatz für diese Polstelle<br />
i=1<br />
c i<br />
(z−σ x) i<br />
( c 2·i−1·z+c 2·i<br />
) i<br />
(z−σ x) 2 +ωx<br />
2<br />
insbesondere v = 1 z x,1/ 2 = σ x ± j · ω x<br />
c 1·z+c 2<br />
(z−σ x) 2 +ω 2 x<br />
Tabelle 2.3: Ansätze für die Partialbruchzerlegung bei der z-Rück<strong>transformation</strong>.<br />
2.4.2 Polynomdivision<br />
Aus einer beliebigen gebrochenrationalen F(z) mit Zählergrad kleiner oder gleich<br />
Nennergrad (m ≤ n) nach Gleichung 2.1 kann durch Polynomdivision ebenfalls die zugehörige<br />
Folge f(k) im Zeitbereich gewonnen werden. Für die dabei entstehende Funktion<br />
∞∑<br />
F PDiv (z) = c k · z −k<br />
gilt – nach Definition der z-Transformation – c k = f(k). Folglich lassen sich die Werte von f(k) für<br />
k ≥ 0 direkt ablesen.<br />
k=0<br />
50 Eine Möglichkeit besteht darin, die Gleichung F 1 (z) = F PBZ,1 (z) mit dem Nenner N 1 (z) zu multiplizieren und anschließend<br />
einen Koeffizientenvergleich durchzuführen.<br />
51 Die Indices der Konstanten c j sind so zu wählen, dass zwischen unterschiedlichen Partialbrüchen keine Doppelungen<br />
auftreten.<br />
52 Die zugehörigen Korrespondenzen für v > 1 bleibt die Literatur meist schuldig. Für weitere Ausführungen siehe<br />
[Gra04, S. 102ff.].<br />
16 Kapitel 2 z-Transformation
2.4.3 Residuensatz<br />
Statt der Lösung des Integrals der z-Rück<strong>transformation</strong>, der Partialbruchzerlegung oder der<br />
Polynomdivision kann auch der Residuensatz zur Gewinnung der Folge f(k) aus der Funktion<br />
F(z) nach Gleichung 2.1 mit m < n angewendet werden:<br />
⎧<br />
⎪⎨<br />
l∑<br />
Res(z k−1 · F(z), z x,j , v j ) k ≥ 0<br />
f(k) = j=1<br />
.<br />
⎪⎩<br />
0 k < 0<br />
Die Anzahl der verschiedenen Polstellen z x,j von F(z) ist l (1 ≤ j ≤ l, l ≤ n), die Vielfachheit der<br />
j-ten Polstelle ist v j . Die Residuen ergeben sich zu:<br />
Res ( (<br />
)<br />
z k−1 ) 1<br />
· F(z), z x,j , v j =<br />
(v j − 1)! · lim · dv j −1<br />
z→z x,j dz v z k−1 · F(z) · (z − z<br />
j −1<br />
x,j ) v j<br />
. 53<br />
2.5 STABILITÄT<br />
Ein System ist BIBO 54 -stabil, wenn es auf begrenzte Signale am Eingang nur mit ebenfalls<br />
begrenzten Signalen am Ausgang reagiert. Um Stabilität nachzuweisen, müssten jedoch alle<br />
möglichen Signale angelegt werden. Existiert ein Signal, auf das das System mit keiner<br />
endlichen Antwort reagiert, ist hingegen Instabilität nachgewiesen.<br />
Da es nicht möglich ist, alle Signale zu testen, wurden algebraische Kriterien eingeführt. So sind<br />
Systeme mit einer gebrochenrationalen und teilerfremden Übertragungsfunktion G(z) nach<br />
Gleichung 2.1 genau dann stabil, wenn alle Polstellen z x,j von G(z) im Inneren des<br />
Einheitskreises der z-Ebene liegen:<br />
|z x,j | < 1 für alle j mit 1 ≤ j ≤ n,<br />
sonst instabil. Alternativ kann im Zeitbereich geprüft werden, ob die Gewichtsfolge g(k) eines<br />
Systems absolut summierbar ist:<br />
∞∑<br />
∣<br />
∣ g(k) = c < ∞ mit c ∈ R. (2.3)<br />
k=0<br />
Ist Gleichung 2.3 erfüllt, so ist das durch g(k) beschriebene System stabil, andernfalls nicht.<br />
Stabilität kann aber auch ohne explizite Bestimmung der Polstellen von G(z) nachgewiesen<br />
werden, beispielsweise durch Anwendung des Jury-Kriteriums (siehe auch [Lun10b, S. 477f.]).<br />
53 (z − z x,j ) v j ist herauszukürzen.<br />
54 Bounded input – bounded output.<br />
2.5 Stabilität 17
18 Kapitel 2 z-Transformation
LITERATURVERZEICHNIS<br />
[Ase58] ASELTINE, J.A.: Transform method in linear system analysis. New York [u.a.] :<br />
McGraw-Hill, 1958<br />
[BSMM01] BRONSTEIN, I.N. ; SEMENDJAJEW, K.A. ; MUSIOL, G. ; MÜHLIG, H.: Taschenbuch der<br />
Mathematik. 5., überarb. u. erw. Aufl., unveränd. Nachdr. Thun; Frankfurt am Main :<br />
Deutsch, 2001. – ISBN 3–8171–2005–2<br />
[Doe89]<br />
[Föl07]<br />
DOETSCH, G.: Anleitung zum praktischen Gebrauch der Laplace-Transformation und<br />
der Z-Transformation. 6. Aufl., Nachdr. d. 3., neubearb. Aufl. München ; Wien :<br />
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GROVE, A.C.: An introduction to the Laplace transform and the z transform. New<br />
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[Jur64] JURY, E.I.: Theory and application of the z-transform method. New York [u.a.] :<br />
Wiley, 1964<br />
[Lun10a]<br />
[Lun10b]<br />
[LW10]<br />
[Mer04]<br />
[MSF09]<br />
LUNZE, J.: Regelungstechnik. Bd. 1, Systemtheoretische Grundlagen, Analyse und<br />
Entwurf einschleifiger Regelungen. 8., neu bearb. Aufl. Berlin ; Heidelberg [u.a.] :<br />
Springer, 2010<br />
LUNZE, J.: Regelungstechnik. Bd. 2, Mehrgrößensysteme, digitale Regelung. 6., neu<br />
bearb. Aufl. Berlin ; Heidelberg [u.a.] : Springer, 2010<br />
LUTZ, H. ; WENDT, W.: Taschenbuch der Regelungstechnik : mit MATLAB und<br />
Simulink. 8., erg. Aufl. Frankfurt am Main : Harri Deutsch, 2010. – ISBN<br />
978–3–8171–1807–6<br />
MERZIGER, G.: Formeln + Hilfen zur höheren Mathematik. 4. Aufl., [Nachdr.].<br />
Springe : Binomi, 2004. – ISBN 3–923923–35–X<br />
MANN, H. ; SCHIFFELGEN, H. ; FRORIEP, R.: Einführung in die Regelungstechnik:<br />
analoge und digitale Regelung, Fuzzy-Regler, Regler-Realisierung, Software. 11., neu<br />
bearb. Aufl. München : Hanser, 2009. – ISBN 978–3–446–41765–6<br />
19
[Nix64]<br />
[Rei06]<br />
NIXON, F.E.: Beispiele und Tafeln zur Laplace-Transformation. Stuttgart : Franckh,<br />
1964. – Originaltitel: Handbook of Laplace Transformation; Aus dem Amerik. übertr.<br />
von Theo Lutz<br />
REINSCHKE, K.: Lineare Regelungs- und Steuerungstheorie : Modellierung von<br />
Regelstrecken, robuste Stabilität und Entwurf robuster Regler, Trajektoriensteuerung<br />
mit Folgeregelung, polynomiale Beschreibung von MIMO-Systemen, Zeitdiskrete<br />
und Abtastregelkreise. Berlin ; Heidelberg [u.a.] : Springer, 2006. – ISBN<br />
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[WS06] WUNSCH, G. ; SCHREIBER, H.: Analoge Systeme. 4. Aufl. Dresden : TUDpress, 2006<br />
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20 LITERATURVERZEICHNIS