Aktueller denn je: die sekundäre Synchrongleichrichtung - PuA24.net

46 D&V-SPEZIAL: LEISTUNGSELEKTRONIK FACHBEITRAG
Aktueller denn je: die sekundäre
Synchrongleichrichtung
Schnelle MOSFETs mit geringem R DS(ON) verdrängen zunehmend
die herkömmlichen Dioden aus den Netzteil-Gleichrichtern
PDF
Beitrag als PDF auf
www.duv24.net
Mit dem Einsatz eines sekundären
Synchrongleichrichters
kann der Wirkungsgrad
eines Schaltnetzteils
deutlich erhöht werden. Stetige
Neuentwicklungen von
MOSFETs mit sehr niedrigen
Einschaltwiderständen und
geringen parasitären Kapazitäten
machen diese Art der
Gleichrichtung für viele Anwendungen
der Leistungselektronik
immer interessanter.
Der exemplarische
Vergleich einer Eintakt-Flusswandler-basierenden
Stromquelle
mit klassischer Diodengleichrichtung und sekundärer Synchrongleichrichtung verdeutlicht
diesen Trend. STEFAN JESCHKE
STEFAN JESCHKE ist
Entwicklungsingenieur
bei der Leistungselektronik Jena
KONTAKT
s.jeschke@lej.de
S
eit dem kommerziellen Einsatz
von Schaltnetzteilen werden für
die Gleichrichtung der Transformator-Ausgangsspannung
zumeist
Dioden benutzt. Ein möglicher Leistungsstromkreis
eines Eintakt-Flusswandlers mit
einer solchen Diodengleichrichtung (Dioden
D1 und D2 im Flusszweig, Dioden D3 und D4
im Freilaufzweig) ist in Abb. 1 dargestellt. In
Abhängigkeit von der Eingangsspannung U I ,
der Transformatorübersetzung sowie des Ansteuerregimes
des primärseitigen Leistungstransistors
entsteht die Transformator-Ausgangsspannung
U S . Abb. 2 stellt unter anderem
einen möglichen idealen zeitlichen Verlauf von
U S dar. Während die Dioden D1 und D2 in der
Flussphase (0 – t 1 ) leitend sind, leiten die Dioden
D3 und D4 den Strom in der Freilaufphase
(t 1 bis T S ). Nach der Periodendauer T S der
Schaltfrequenz wiederholt sich dieser Vorgang
zyklisch. Durch den Flusszweig fließt der Strom
I Fl , durch den Freilaufzweig der Strom I Fr .Die
ideale zeitliche Abhängigkeit dieser Ströme ist
ebenfalls beispielhaft in Abb. 2 gezeigt. Sind die
Dioden in einem Zweig leitend, entstehen an ihnen,
bedingt durch die Schleusenspannung U F
und den differentiellen Widerstand r D die so genannten
Leitendverluste. Kennt man den einfachen
Mittelwert I F(AV) und den Effektivwert
I F(RMS) des Stromes durch den Flusszweig bzw.
D&V Juni 2005

durch den Freilaufzweig der Diodengleichrichtung,
dann können mittels Gleichung 1 die Leitendverluste
im Flusszweig bzw. im Freilaufzweig
errechnet werden.
Diese Gleichung gilt allerdings nur bei guter
thermischer Kopplung aller n Dioden gleichen
Typs im jeweiligen Zweig. Gleichung 1 zeigt,
dass durch das Parallelschalten weiterer Dioden
in einem Zweig, die Leitendverluste gesenkt
werden können. Allerdings sind dieser Verlustleistungsminimierung
Grenzen gesetzt. Das
Produkt aus der Schleusenspannung U F (abhängig
von der Sperrschichttemperatur T J ) und
dem Mittelwert des Stromes I F(AV) bleibt vom
Parallelschalten der Dioden nämlich unberührt.
Damit können die Leitendverluste beim Parallelschalten
von Dioden nur bis zu einem Verlustleistungswert
nahe U F (TJ)•I F(AV) minimiert
werden. Dieser Verlustleistungswert ist bei vielen
Schaltnetzteilen nicht unerheblich und spiegelt
sich in einem schlechten Wirkungsgrad des
Netzteils wider. Dieser Nachteil der klassischen
Diodengleichrichtung kann unter bestimmten
Umständen durch den Einsatz eines sekundären
Synchrongleichrichters beseitigt werden.
Der sekundäre
Synchrongleichrichter
Die rasante Weiterentwicklung von Leistungs-
MOSFETs in den letzten Jahren, bei der unter
anderem der Einschaltwiderstand R DS(ON) der
MOSFETs drastisch sank, hat in der Leistungselektronik
eine Möglichkeit der Gleichrichtung
von Wechselspannungen sehr interessant gemacht:
die Synchrongleichrichtung. Hierbei ersetzen
geeignete MOSFETs die bisher eingesetzten
Dioden. Werden die MOSFETs auf der
Sekundärseite eines Schaltnetzteils für die
Gleichrichtung benutzt, spricht man von einer
sekundären Synchrongleichrichtung. Modifiziert
man entsprechend die klassische Diodengleichrichtung
der Abbildung 1, erhält man einen
Eintakt-Flusswandler mit sekundärer
Synchrongleichrichtung gemäß Abbildung. 2.
Dabei sind die wesentlichen Ströme und Spannungen
identisch mit denen der Diodengleichrichtung.
Die Synchrongleichrichter-MOSFETs
V1, V2, V3 und V4 werden von der Baugruppe
„Ansteuerung Synchrongleichrichter“, abhängig
von der Transformator-Ausgangsspannung U S ,
ein- bzw. ausgeschalten. Ist U S größer Null
(Flussphase), dann werden die MOSFETs V1
und V2 eingeschaltet, die MOSFETs V3 und V4
hingegen ausgeschaltet. In der folgenden Freilaufphase,
in der U S kleiner oder gleich Null ist,
sind die MOSFETs V1 und V2 ausgeschaltet.
Den Strom durch die Drossel L leiten nun die
MOSFETs V3 und V4. Die Ansteuerung der
MOSFETs ist hinsichtlich geringer Verluste
beim Ein- und Ausschalten – man spricht hierbei
von Schaltverlusten – zu optimieren. Die
Qualität eines Synchrongleichrichters lässt sich
oftmals auch an diesem Kriterium messen,
denn die Schaltverluste eines Synchrongleichrichters
sollten gleich oder kleiner als die
Schaltverluste eines Diodengleichrichters sein.
Sind die MOSFETs eingeschaltet, entstehen,
bedingt durch ihren Einschaltwiderstand
R DS(ON) , Leitendverluste. Kennt man diesen
Widerstand, die ungefähre Sperrschichttemperatur
T J der MOSFETs sowie den Effektivstrom
I F(RMS) im entsprechenden Gleichrichter-
Zweig, kann man für den Flusszweig bzw. den
Freilaufzweig die Leitendverluste nach folgender
Formel berechnen:
Die Leitendverluste im Gleichrichterzweig sind,
wie in Gleichung 2 zu sehen ist, umgekehrt proportional
der Anzahl parallel geschalteter MOS-
FETs. Damit können die Leitendverluste beim
Synchrongleichrichter auf ein solches Maß reduziert
werden, dass sie in der Verlustleistungsbilanz
des Schaltnetzteils kaum noch eine Rolle
spielen. Bei der Entscheidung für oder gegen eine
Synchrongleichrichtung müssen allerdings
auch die Kosten für die MOSFETs und deren
Ansteuerung in Betracht gezogen werden. Derzeit
bringt die sekundäre Synchrongleichrichtung
unter Berücksichtigung aller Kosten
erhebliche Vorteile bei Schaltnetzteilen mit Ausgangsspannungen
bis 30 V und Ausgangsströmen
zwischen 5 und 30 A.
Beispiel: Konstant-Stromquelle
mit 12 A
Anhand einer Konstant-Stromquelle mit einem
Ausgangsspannungsbereich von 0 bis 7 V und
einem Ausgangsstrom von 12 A soll nun der
Vorteil einer sekundären Synchrongleichrichtung
sichtbar gemacht werden. Übernimmt die
Energieübertragung in dieser Stromquelle ein
Eintakt-Flusswandler, wie er in den Abb. 1 bzw.
2 dargestellt ist, sollten moderne Leistungshalbleiter
mit Sperrspannungen von mindestens 30 V
bei der sekundären Gleichrichtung Verwendung
finden. Beispielhaft wurde bei dieser Stromquelle
die Schottky-Diode 32CTQ030 von
International Rectifier für die Diodengleichrichtung
bzw. der Power-MOSFET IRLR7833,
ebenfalls von IR, für die Synchrongleichrichtung
ausgewählt. Die Berechnung der Leitendverluste
für die Dioden- bzw. die Synchrongleichrichtung,
gemäß den Gleichungen 1 und
2, führt zu den in Abbildung 3 (oben) dargestellten
Ergebnissen. Deutlich zeigt sich hier
▲
D&V Juni 2005

48
D&V-SPEZIAL: LEISTUNGSELEKTRONIK FACHBEITRAG
Abb. 1: Eintakt-Flusswandler mit klassischer Diodengleichrichtung
Abb. 2: Sekundärer Synchrongleichrichter eines Eintakt-Flusswandlers
der oftmals entscheidende Vorteil einer sekundären
Synchrongleichrichtung: Die Leitendverluste
der MOSFETs sind wesentlich geringer, als
die der Dioden. Die gesamten Leitendverluste
verringern sich beim Einsatz eines MOSFETs
pro Zweig (Synchrongleichrichtung) ungefähr
um den Faktor 4,5 gegenüber einer Diode pro
Zweig (Diodengleichrichtung). Vergleicht man
die Leitendverluste bei zwei Halbleitern pro
Zweig steigt der Faktor auf einen Wert von rund
7,5. Bei vier Halbleitern pro Zweig unterscheiden
sich die Leitendverluste gar um den
Faktor 11,5.
Die Entscheidung für eine Synchrongleichrichtung
sollte mit diesen Rechenergebnissen
nicht schwer fallen. Zum praktischen Vergleich
zwischen Diodengleichrichtung und sekundärer
Synchrongleichrichtung wurde die Konstantstromquelle
aber trotzdem mit beiden
Gleichrichterschaltungen aufgebaut. In den
Gleichrichterzweigen wurden je zwei Leistungshalbleiter
eingesetzt. Damit entspricht der
Schaltungsaufbau jeweils genau den Stromlaufplänen
der Abbildungen 1 bzw. 2. Nach erfolgreicher
Inbetriebnahme der beiden Schaltungsvarianten
wurden neben den Leitendverlusten
auch die Schaltverluste der sekundären Leistungshalbleiter
gemessen. Die Messergebnisse
entsprachen hierbei den Erwartungswerten. Die
Abbildung 3 (unten) stellt die praktisch erzielten
Abb. 3: Leitendverluste der
sekundären Gleichrichtung
mit Dioden bzw. MOSFETs
(oben) und gemessene Verlustleistungen
der sekundären
Leistungshalbleiter
(unten)
Ergebnisse dar. Die Leitendverluste liegen im
Bereich der errechneten Werten und auch
die gemessenen Schaltverluste (Schaltfrequenz:
80 kHz) entsprechen den angestrebten Werten.
Fazit
Die „Konstant-Stromquelle 12 A“ vertritt beispielhaft
viele Schaltnetzteile, bei denen der
Einsatz einer sekundären Synchrongleichrichtung
unter technischen sowie wirtschaftlichen
Gesichtspunkten sinnvoll ist. Besonders gilt dies
für Netzteile mit einer Ausgangsspannung kleiner
30 V und Ausgangsströmen bis 30 A. Mit einem
sekundären Synchrongleichrichter kann
sich das Kühlkonzept eines Schaltnetzteils wesentlich
vereinfachen. Durch den Einsatz von
MOSFETs, die nicht mehr zwangsweise an einen
Kühlkörper montiert werden müssen, verringern
sich die Abmessungen der Gleichrichterschaltung.
Ein weiterer Vorteil ist die bessere
elektromagnetische Verträglichkeit des Synchrongleichrichters.
Durch den Wegfall der
Kühlkörper der sekundären Leistungshalbleiter
können auch keine Störströme – hervorgerufen
durch steile Schaltflanken (du/dt) der Leistungshalbleiter
– über diese Kühlkörper fließen. Damit
reduzieren sich bei Schaltnetzteilen die
Gleichtaktstörungen zum Teil erheblich. Die
gegenüber der Diodengleichrichtung auftretenden
höheren Entwicklungskosten amortisieren
sich aus den genannten Gründen schnell. Durch
die stetige und sehr rasche Weiterentwicklung
von schnell schaltenden MOSFETs mit geringem
Einschaltwiderstand, wird die sekundäre
Synchrongleichrichtung in den nächsten Jahren
auch bei solchen Schaltnetzteilen Anwendungen
finden, die Ausgangsspannungen größer 30 V
bereitstellen. Damit wird der sekundären Synchrongleichrichtung
in der Leistungselektronik
kommender Jahre eine noch größere Beachtung
zukommen, als dies bereits heute der Fall ist. ■
Weiterführende Infos auf www.duv24.net
more @ click
DV065013 >
www.duv24.net D&V Juni 2005