Hilfsblätter zur "Leistungselektronik" - FB E+I: Home

Empfohlene Literatur: 

Hilfsblätter zur "Leistungselektronik" 

1. Grundlagen der Leistungselektronik 

von: Klemens Heumann Teubner Studienbücher ISBN 3-519-26105-7 

2. Leistungselektronik 

von: Rainer Felderhoff Carl Hanser Verlag ISBN 3-446-13830-7 


von: Manfred Michel Springer-Verlag ISBN 3-540-54471-2 

4. MOS-Bauelemente in der Leistungselektronik 

von: Felix Schörlin Franzis-Verlag GmbH ISBN 3-7723-4702-9 

5. Leistungselektronik, Grundlagen und Anwendungen 

von: Rainer Jäger VDE-Verlag GmbH ISBN 3-8007-1114-1 

6. Elektronik IV A, Leistungselektronik 

von: Hans-Arno Künstler Richard Pflaum Verlag ISBN 3-7905-01540-4 


von: Brosch, Landrath, Wehberg Vieweg-Verlag ISBN 3-528-03879-9 

8. Schaltnetzteile in der Praxis 

von: D. Kilgenstein Vogel Verlag ISBN 3-8023-1436-0 

9. Schaltnetzteile und ihre Perpherie 

von: Ulrich Schlienz Vieweg-Verlag ISBN 3-528-03935-3 

10. Professionelle-Schaltnetzteil-Applikationen 

von: Udo Leonhard Thiel Franzis-Verlag ISBN 3-7723-4582-4 

11. Schaltnetzteile – Funktionsprinzip und Nachbauschaltungen 

von: Franz-Peter Zantis Elektor-Verlag ISBN 3-928051-75-X 

Die empfohlene Literatur ist in der Bibliothek der FH vorhanden. Die Literaturangaben 1 bis 6 

unterstützen besonders die Vorlesung „Leistungselektronik“. 

Inhalt 

1. Leistungshalbleiter 2 

1.1 Dioden 4 

1.2 Thyristoren 5 

1.3 Leistungstransistoren 9 

1.4 MOS-gesteuerte Leistungsschalter 11 

2. Betrieb der Leistungshalbleiter 15 

2.1 Beschaltung 15 

2.2 Zündung 16 

2.3 Kühlung 20 

2.4 Schaltbedingungen in elektrischen Netzen 22 

2.5 Kommutierung 23 

3. Halbleiterschalter und –steller 26 

3.1 Halbleiterschalter 26 

3.2 Halbleitersteller 30 

G. Schenke, 12.2006 Leistungselektronik FB Technik, Abt. E+I 1

4. Fremdgeführte Stromrichter 35 

4.1 Netzgeführte Gleich- und Wechselrichter 35 

4.2 Netzrückwirkungen 52 

4.3 Netzgeführte Umrichter 55 

4.4 Lastgeführte Wechselrichter 58 

5. Selbstgeführte Stromrichter 62 

5.1 Halbleitersteller für Gleichstrom 62 

5.2 I-Umrichter 66 

5.3 Frequenzumrichter 67 

5.4 Schaltnetzteile 74 

1. Leistungshalbleiter 

Alle Leistungshalbleiter enthalten einen oder mehrere PN-Übergänge, die für eine Spannungspolarität 

Sperrvermögen haben und bei entgegengesetzter Polarität einen Strom bei kleinem 

Durchlassspannungsfall führen können! 

Ausgangsmaterial ist heute im Allgemeinen Silizium-Einkristall, wobei das Kristallgitter vom 

Diamanttypus mit Elektronenpaarbildung ist. Störstellen können eingebaut werden, wenn ein 

Siliziumatom durch ein Element der 5. oder 3. Gruppe des periodischen Systems ersetzt wird. 

Donatoren: N-Leiter (überschüssige Valenzelektronen) 

(5. Gruppe z.B. Phosphor, Arsen, Antimon) 

Akzeptoren: P-Leiter (Defektelektronen) 

(3. Gruppe z.B. Bor, Aluminium, Indium, Gallium) 

Vergleich von spezifischen Widerständen 

P- und N-leitendes Silizium ρ ≈ 10 -3 - 10 4 Ω·cm 

Eigenleitung bei Silizium (20°C) ρ ≈ 2·10 5 Ω·cm 

Metalle ρ ≈ 2·10 -6 Ω·cm 

Nichtleiter ρ ≈ 10 12 - 10 18 Ω·cm 

Die spezifische Leitfähigkeit, der reziproke Wert des spezifischen Widerstandes, ist bei P- und Nleitendem 

Silizium nahezu proportional zur Störstellenkonzentration. 

Gehäusebauformen 

Die mit verschieden dotierten Schichten versehene Siliziumscheibe (das eigentliche Halbleiterbauelement) 

wird bei allen Leistungshalbleitern zum Schutz gegen mechanische Beschädigung 

und atmosphärische Einflüsse in ein Gehäuse eingebracht. Dieses leitet außerdem die im 

Leistungshalbleiter auftretenden Verluste an einen Kühlkörper ab. 

Bei großen Leistungen werden vorzugsweise zweiseitig kühlbare Scheibenzellen eingesetzt. 

Früher wurden bei mittleren Leistungen einseitig kühlbare Flachboden- oder Schraubbolzenzellen 

verwendet. 

Heute sind Leistungshalbleiter bei kleinen und mittleren Leistungen in Kompaktbausteinen 

(Powerblock) elektrisch isoliert eingebaut. Häufig werden hierbei mehrere, auch unterschiedliche 

Leistungshalbleiter zu Stromrichtern oder Teilstromrichtern in einem Kompaktbaustein 

verschaltet. 

Da bei Kompaktbausteinen der eigentliche Halbleiter gegenüber dem Gehäuseboden durch eine 

Metalloxidschicht (gute Wärmeleitfähigkeit) elektrisch isoliert ist, wird die Montage auf einem 

geeigneten Kühlkörper einfach. 

Bei (sehr) kleinen Leistungen finden auch andere Gehäusebauformen wie z.B. TO 3, TO 220, 

TO 247 .... Anwendung. 


Thyristorscheibenbauform und Siliziumscheibe auf Thyristorflachbodenbauform 

Trägermaterial auf Kühlkörper (alte Technik) 

Powerblock mit 2 Thyristoren Powerblocks in verschiedenen Ausführungen für IGBT´s 

Bauformen von Leistungshalbleitern 

Steuerungskontaktanschluss 

G 

Kathodenanschluss K 

Keramik-Isolator Siliziumscheibe Anodenanschluss A 

5 6 7 

4 

3 

Kühlkörper 

Aufbau von Leistungshalbleitern in 

Scheibenbauform 

1 Lastwechselfeste Lötkontakte a) spezielle Dickdrahtbondung 

b) nur eine Lötschicht pro Chip 

2 Niedriger Wärmewiderstand durch Aluminiumoxid-Keramik (Al2O3) oder Aluminiumnitrid- 

Keramik (AlN) 

3 Potentialfreier Aufbau, Spannungsfestigkeit der Isolation bis 4 kVRMS 

4 Chip mit hoher Sperrspannungs-Langzeitstabilität 

5 Robustes, fließarmes Kunststoffgehäuse, einfache und sichere Montage mit Schrauben auf 

Kühlkörper 

6 Hilfsmechanik sorgt für konvexe Bodenplatten, optimale Anpassung an Kühlkörper 

7 Schutz der Chips gegen mechanische Beanspruchung durch Weichverguss 

Aufbau von Kompaktbausteinen (Powerblock) 

G. Schenke, 12.2006 Leistungselektronik FB Technik, Abt. E+I 3 

2 

1a 

1b

Powerblock FF 50 R 12 KF (oben) und 

defekter Powerblock im zerlegtem Zustand 

(links) 

1.1 Dioden 

Die Diode hat einen PN-Übergang. Bei positiver Anode fließt Durchlassstrom von der Anode zur 

Kathode. Bei positiver Kathode sperrt der PN-Übergang, wobei nur ein sehr kleiner Rückwärtsstrom 

von einigen Milliampere auftritt, solange die maximal zulässige Sperrspannung nicht 

überschritten wird. 

+ Anode A 

P 

N 

_ Kathode K 

i R 

negative 

Sperrkennlinie 

Durchlasskennlinie 

Aufbau (Schema) Schaltzeichen Kennlinie 

Halbleiterdiode 

Von besonderer Bedeutung sind bei Leistungshalbleitern die zulässigen Grenzwerte für Strom 

und Spannung. Aus diesen Grenzwerten ergeben sich durch Sicherheitsfaktoren für den Betrieb 

empfohlene Nennwerte. 

Der Dauergrenzstrom IFAVM ist der arithmetische Mittelwert des höchsten dauernd zulässigen 

Durchlassstromes bei sinusförmigen Stromhalbschwingungen. 

Für die Auslegung der Schutzeinrichtungen maßgebend sind der Grenzstrom, hier muss 

Abschaltung erfolgen, der Stoßstrom, der nur einmal als Sinusschwingung bei 50 Hz aus dem 

Nennbetrieb auftreten darf, und das Grenzlastintegral i 2 t. 

Die Durchlassspannung uF ist die in Durchlassrichtung zwischen den Anschlüssen der Diode 

auftretende Spannung. Sie beträgt bei Silizium 1 V bis 1,5 V. 

Die höchstzulässige periodische Spitzensperrspannung URRM ist der höchste periodische 

zulässige Augenblickswert der Sperrspannung. Ein Sicherheitsfaktor von 1,5 bis 2 sollte für den 

Betrieb eingehalten werden. 

Beispiel: UN = 400 V � URRM = 2 ⋅ 400 V ⋅ (1,5... 

2,0) = 850 V ... 1130 V 

Siliziumdioden erreichen: Sperrspannungen URRM > 8 kV 

1. R ↔ Reverse, 2. R ↔ Repetitiv, 3. M ↔ Maximal 

Dauergrenzstrom IFAVM > 8 kA 

F ↔ Forward, AV ↔ Average Value, M ↔ Maximal 


i A 

i F 

u A

Die Durchlasskennlinie und besonders die Sperrkennlinie sind von der Temperatur des 

Halbleiters, der Sperrschichttemperatur ϑj, abhängig. Der Sperrstrom nimmt mit steigender 

Sperrschichttemperatur stark zu. Für Siliziumdioden ist eine obere Sperrschichttemperatur 

zwischen 150°C und 200°C zulässig. 

Schaltverhalten 

Das Schaltverhalten von Dioden wird durch den Durchlassverzug und den Sperrverzug 

gekennzeichnet. Beim Einschalten vergeht eine sehr kurze Zeit, ehe der Durchlassstrom fließt, 

weil zuerst Ladungsträger aus den hochdotierten Zonen in den PN-Übergang injiziert werden 

müssen (Durchlassträgheit). Beim Ausschalten einer Diode erlischt der Strom nicht im 

Nulldurchgang, sondern fließt zunächst in negativer Richtung weiter, bis die Basiszone (PN- 

Übergang) von Ladungsträgern frei geworden ist und Sperrspannung übernommen werden kann 

(Sperrträgheit). 

i 

0 

u 

0 

i F 

i RRM 

Q s 

ts trr u RM 

t f 

0,25 · i RRM 

0,9 · i RRM 

du R/dt u R 

Ausschalten einer Halbleiterdiode 

iF ↔ Durchlassstrom 

iRRM ↔ Spitzenwert des 

Sperrstromes 

ts ↔ Spannungsnachlaufzeit 

trr ↔ Sperrverzugszeit 

tf ↔ Rückstromfallzeit 

Qs ↔ Nachlaufladung 

uRM ↔ Scheitelwert der 

Sperrspannung 

uR ↔ Sperrspannung 

uR = Uk 

Uk ↔ Kommutierungs- 

spannung 

1.2 Thyristoren (SCR ↔ Silicon Controlled Rectifier) 

Der Thyristor ist ein Leistungshalbleiter mit vier Schichten abwechselnder Leitfähigkeit. Die 

beiden äußeren Schichten sind höher dotiert. Der Steueranschluss (Gate) ist normalerweise an der 

kathodenseitigen P-Zone angebracht. 

Die Kennlinie eines Thyristors hat drei Äste: Die negative Sperrkennlinie wie bei der Diode (ir), 

die positive Sperrkennlinie (iD) und die Durchlasskennlinie (iT). 

Bei anliegender Spannung in Durchlassrichtung sperrt zunächst der mittlere PN-Übergang. Ein 

positiver Steuerstrom lässt Ladungsträger in den PN-Übergang strömen, der PN-Übergang wird 

leitend. 

Die Durchlassspannung uT beträgt infolge von drei PN-Übergängen 1,2 bis 2,0 V. 

Das Umschalten von der positiven Sperrkennlinie auf die Durchlasskennlinie erfolgt ohne 

Steuerstrom, wenn die zulässige positive Spitzensperrspannung überschritten wird oder die 

Spannungssteilheit einen kritischen Wert überschreitet (darf nicht periodisch erfolgen). 


t 

t

Steueranschluss 

Aufbau (Schema) Schaltzeichen Kennlinie 

Thyristor (Vierschichttriode) 

Wichtige elektrische Kenngrößen eines Thyristors sind: 

� Höchstzulässige periodische negative Spitzensperrspannung URRM, 

� Nennstrom IN, der arithmetische Mittelwert des dauernd zulässigen Durchlassstromes, 

� Dauergrenzstrom ITAVM, Stoßstrom und Grenzlastintegral i 2 · t. 

Schaltverhalten 

i GT 

90% 

p T 

i A, u A 

0 

t gd 

u A 

t gr 

+ Anode A 

P 

N 

P 

N 

_ Kathode K 

p T 

10% 

i A 

t gs 

negative 

Sperrkennlinie 

iGT ⇔ Zündstrom 

pT ⇔ Durchlassverlustleistung 

tgd ⇔ Zündverzugszeit 

tgr ⇔ Durchschaltzeit 

tgs ⇔ Zündausbreitungszeit 

Einschalten eines Thyristors 

Das Einschalten des Thyristors erfolgt nach der kurzen Zündverzugszeit tgd. Während der anschließenden 

Durchschaltzeit tgr sinkt die Anodenspannung uA von 90% auf 10%. In dieser 

Zeitspanne wird der Maximalwert der Verlustleistung pT erreicht. Die Zündausbreitungszeit 

tgs kann bis zu 100 µs dauern; sie ist vom Durchmesser des Halbleiters und vom Steueranschluss 

(Gate) abhängig. 

Das Ausschaltverhalten des Thyristors entspricht dem der Diode. Jedoch müssen hier die 

Ladungsträger aus zwei PN-Übergängen geräumt werden (zeitlich nacheinander). Ab dem 

Zeitpunkt t2 nimmt die kathodenseitige Sperrschicht Sperrspannung auf und ab dem Zeitpunkt t4 

auch die anodenseitige Sperrschicht (Bild: Ausschalten eines Thyristors). 

Die wichtigsten dynamischen Eigenschaften sind die maximal zulässige Spannungssteilheit 

(du/dt)krit, die maximal zulässige Stromsteilheit (di/dt)krit und die Freiwerdezeit tq. 

Die Freiwerdezeit tq ist die Mindestzeit zwischen dem Nulldurchgang des Stromes von der 

Vorwärts- zur Rückwärtsrichtung und der frühest zulässigen Wiederkehr einer positiven 

Sperrspannung. In Schaltungen muss eine Schonzeit tc > tq vorgesehen werden. 


t 

t 

i R 

I AM 

i A 

I H 

Durchlasskennlinie 

Schaltrichtung 

i T 

u A 

i D 

U AM

i A 

0 

0 

u A 

t 0 

t 1 

t s 

t rr 

t 2 t 3 t 4 t 5 

U k 

10% 

tc > tq t 

0 

t 

trr ⇔ Sperrverzugszeit ts ⇔ Speicherzeit 

Ausschalten eines Thyristors 

Thyristordaten 

N-Thyristoren sind für Anwendungen bei Netzfrequenz von 50 Hz ... 60 Hz ausgelegt. Die 

Freiwerdezeiten tq liegen bei diesen Thyristoren zwischen 100 µs und 300 µs. 

F-Thyristoren mit niedrigen Freiwerdezeiten zwischen 8 µs und 50 µs sind für Schaltungen mit 

Zwangskommutierung bei höheren Frequenzen geeignet.. 

N-Thyristoren erreichen: 

Sperrspannungen URRM > 8 kV 

Dauergrenzstrom ITAVM > 7 kA 

Thyristorarten 

Für Anwendungen im Mittelfrequenzbereich werden auch asymmetrisch sperrende Thyristoren 

(ASCR) und rückwärtsleitende Thyristoren (RLT) eingesetzt. Durch den Einbau einer hochdotierten 

N-Zone wird beim ASCR die Sperrfähigkeit auf rd. 20 V beschränkt. Bei sonst gleichen 

Daten wird die Dicke der N-Basiszone verringert, so dass sich das Durchlassverhalten verbessert 

und die Freiwerdezeit etwa halbiert. Der rückwärtsleitende Thyristor besitzt zusätzlich einen 

außen liegenden Diodenring. 

Bei Mittel- und Hochspannungs-Stromrichtern werden zunehmend lichtgesteuerte Thyristoren 

als zweiseitig kühlbare Scheibenzellen eingesetzt. Sie können so ohne Potentialprobleme für 

den Steueranschluss (Gate) in Hochspannungskaskaden (z.B. HGÜ) in Reihe geschaltet 

werden. Die zur Zündung notwendigen Ladungsträgerpaare werden durch Licht erzeugt, das 

über Lichtleiter in das Thyristorgehäuse geführt wird. Da die mittels Licht übertragbare 

Zündenergie gering ist, sind Gate-Strukturen mit hoher Einschaltempfindlichkeit erforderlich. 

Direkt lichtgezündete Thyristoren stehen für Sperrspannungen URRM > 8 kV und 

Dauergrenzströme ITAVM > 5 kA zur Verfügung. 

Für selbstgeführte Stromrichter steht für hohe Leistungen der Abschaltthyristor (GTO) zur 

Verfügung (nur noch selten). 

Zur Steuerung von Wechsel- und Drehstrom finden Zweirichtungs-Thyristoren (Triac) bei 

Spitzensperrspannungen bis 1500 V und Dauergrenzströmen bis 100 A Anwendung. 

Triacs können Ströme in beide Richtungen führen. Sie enthalten in einer Siliziumscheibe zwei 

gegenparallele PNPN-Zonenfolgen. Die Polarität des Zündstromes kann beliebig sein. 


i A 

0 

u A

Abschaltthyristor (GTO, Gate-Turn-Off) 

0 

Abschaltbare Thyristoren können durch Steuerströme einer 

Polarität gezündet und hohe Steuerströme entgegengesetzter 

-60 

Polarität wieder gelöscht werden. GTO's haben - wie 

iG/A konventionelle Thyristoren - eine Vierschichtenstruktur 

800 

abwechselnder Leitfähigkeit PNPN. Die Kathodenfläche ist in 

Streifen geringer Breite aufgeteilt, die von Gate-Bahnen 

600 

uA/V 400 

umgeben sind. 

Nach dem Einsetzen des negativen Steuerstromes iG vergeht 

200 

0 

eine Speicherzeit von einigen µs bis der mittlere PN-Übergang 

des Thyristors sperrt und der Steilabfall des Anodenstroms iA 

einsetzt. Die Anstiegssteilheit der wiederkehrenden Anodenspannung 

uA wird durch Beschaltungskondensatoren bestimmt. 

200 

Nach dem Steilabfall bleibt ein kleiner, erst in einigen µs 

iA/A abklingender Strom bestehen, der durch restliche Ladungsträger 

100 

in der N-Basiszone verursacht wird. 

0 0 2 4 6 8 10 

t / µs 

Abschaltvorgang eines GTO-Thyristors 

Zweirichtungs-Thyristortriode (Triac) 

Bei der Herstellung des Triacs geht man von einem N-leitenden Si-Scheibchen aus, in das die 

oberen und unteren P-Zonen und N-Zonen eindotiert werden. 

G 

A 1 

n 

p p 

n 

p 

n n n 

p 

p 

n 

p 

Hilfsthyristorstrecke 

1 

A 2 

p 

n 

p 

n 

n 

p 

n 

p 

Hilfsthyristorstrecke 

2 

n 

Gate 

Anode 2 

Anode 1 

Kristallaufbau mit Hilfsthyristorstrecken Schaltzeichen des Triacs 

und Schnitt durch ein Triackristall 

Ein Triac arbeitet wie eine Antiparallelschaltung von zwei Thyristoren. Er steuert beide Halbwellen 

eines Wechselstromes. Die Steuerung erfolgt über eine einzige Steuerelektrode (Gate). 

Ein Triac hat zwei Anoden, die mit A1 und A2 bezeichnet werden. 

Das Steuern vom hochohmigen Zustand (Blockierbereich) in den niederohmigen Zustand 

(Durchlassbereich) erfolgt im Allgemeinen bei Anode A2 positiv gegen Anode A1 mit einem 

positiven Steuerimpuls gegen A1 und bei Anode A2 negativ gegen Anode A1 mit einem negativen 

Steuerimpuls gegen A1. 

Grundsätzlich kann der Steuerimpuls auch die andere Polarität haben. Es sind dann jedoch 

deutlich größere Steuerimpulse erforderlich. Die Steuerimpulse werden üblich mit Diacs 

(Zweirichtungsdiode) erzeugt, die eine definierte Durchbruchspannung aufweisen (UB0 ≈ 30 V). 

Das Gate eines Triacs hat wie die Steuerelektrode eines Thyristors nach der Zündung ihre 

Wirksamkeit verloren. Der Triac bleibt so lange niederohmig, bis der Haltestrom IH unterschritten 


p 

n 

p 

n 

A 1 

A 2 

G

wird. Dann kippt er in den hochohmigen Zustand. Bei der Steuerung von Wechselstrom muss der 

Triac in jeder Halbwelle erneut gezündet werden. 

Kenn- und Grenzwerte 

Grenzwerte sind die periodische Spitzensperrspannung UDR0M ≈ 400 V, der Durchlassstrom 

IT ≈ 15 A und der Gate-Spitzenstrom (1µs) IGTM ≈ 4 A. 

Übliche Kennwerte sind die maximale Durchlassspannung UTM ≈ 1,8 V, der Haltestrom 

≈ 15 mA, der Spitzensperrstrom IDR0M ≈ 0,5 mA und der Gate-Triggerstrom IGT ≈ 20 mA. 

1.3 Leistungstransistoren 

Im Schaltbetrieb arbeitende Transistoren können als Stromrichterventile im Leistungsteil 

eingesetzt werden. 

Zur Leistungssteigerung ist sowohl Reihen- als auch Parallelschaltung von Leistungstransistoren 

in einem Stromrichterzweig möglich. 

Bipolare-Leistungstransistoren 

Ein Transistor ist ein Verstärkerelement, das im Gegensatz zum Thyristor durch eine 

Ladungsträgersteuerung stetig ausgesteuert werden kann. In der Leistungselektronik ist ein 

Transistor voll gesperrt oder voll ausgesteuert, er arbeitet als Schalter. In der Leistungselektronik 

wurden Darlington-Leistungstransistoren (zwei unabhängige Transistoren auf einem 

Chip) mit einer Stromverstärkungen von über 1000 eingesetzt. Hochvolttransistoren haben 

Sperrspannungen UCE von rd. 1400 V bei Kollektorströmen bis 400 A. 

Da bipolare Leistungstransistoren nur noch in älteren Anlagen eingesetzt werden, wird hier 

nur auf die Hilfsblätter zur Vorlesung „Bauelemente der Elektrotechnik“, Kapitel 7 

hingewiesen (gleiche Internetseite). 

Leistungs-MOS-FET 

MOS-Feldeffekttransistoren (Metal-Oxide-Semiconductor) gehören zu der Gruppe der 

Isolierschicht-Transistoren oder kurz IG-FET genannt. Die Anschlüsse Source und Drain sind von 

der Steuerelektrode (Gate) durch eine Siliziumdioxid-Schicht (SiO2) isoliert. 

MOS-FET lassen sich als N-Kanal-Typ 

UGS Source 

oder als P-Kanal-Typ herstellen. 

Wegen der günstigeren RDS(on)-Werte 

Gate 

werden in der Leistungselektronik 

vorwiegend N-Kanal-MOS-FET ein- 

n+ 

n+ gesetzt. 

UDS p p Nach der Richtung des leitfähigen 

Kanals unterscheidet man vertikale und 

n 

laterale (seitliche) MOS-FET. 

Kanal 

n+ 

Drain 

Aufbau eines vertikalen 

N-Kanal-MOS-FET 

Beim vertikalen FET ist der Widerstand RDS(on) klein, die Grenzfrequenz niedrig, die max. Drain- 

Source-Sperrspannung UDS hoch und der Drainstrom ID hoch. 

Beim lateralen FET ist der Widerstand RDS(on) groß, die Grenzfrequenz hoch, die max. Drain- 

Source-Sperrspannung UDS niedrig und der Drainstrom ID niedrig. 


UGS 

Gate 

Substrat 

U DS 

n+ Kanal n+ 

Aufbau eines lateralen 

N-Kanal-MOS-FET 

Der MOS-FET lässt sich weiterhin nach der Transfer-Kennlinie (ID = f{UGS}) in zwei Klassen 

einteilen. 

I D 

U GS(off) 

Source 

p 

p+ 

U GS 

Enhancement-Typ Depletion-Typ 

Beim Enhancement-Typ (Anreicherungs-Typ) fließt der Drainstrom ID erst nach dem Überschreiten 

einer minimalen Gate-Source-Spannung UGS. 

Beim Depletion-Typ (Verarmungs-Typ) fließt bereits ein Drainstrom ID bei der Gate-Source- 

Spannung UGS = 0. Die Steuerung erfolgt hier im Allgemeinen mit einer negativen Spannung. 

In der Leistungselektronik werden vorwiegend N-Kanal-Enhacement-Metall-Oxid-Silizium- 

Feld-Effekt-Transistoren eingesetzt, die aus vielen kleinen Einzelelementen mit vertikalen 

Strukturen bestehen, welche intern parallelgeschaltet sind. 

Al Source Gate SiO2 N + Poly-Si 

n + p + p + 

n - 

n + 

L < 1 µm 

Drain 

Drain 

MOS-Transistoren stehen für den 

unteren Leistungsbereich als abschaltbare 

Halbleiterbauelemente mit 

kurzen Schaltzeiten und geringem 

Steuerleistungsbedarf zur Verfügung. 

Schaltfrequenzen bis über 100 kHz 

sind erreichbar. 

Leistungs-Feldeffekt-Transistor 

in SIPMOS-Struktur 


n 

U GS(off) 

I D 

U GS

Die völlig isolierte Gate-Elektrode erfordert bis auf die kapazitiven Umladeströme keinen 

Eingangsstrom. Die Ansteuerung zwischen Source und Gate (10 V - 20 V) erfolgt damit nahezu 

verlustlos. 

0,4 

UGS/V 5,0 5,5 6,0 6,5 

R DS(on) 

Ω 

G 

0,3 

0,2 

0,1 

0 

0 4 8 12 16 20 

ID / A 

24 28 

N- Kanal 

20 

7,0 7,5 

8 

9 

10 

Der Durchlasswiderstand RDS(on) ist grundsätzlich 

von der Gate-Source-Spannung UGS abhängig. Bei 

hohen Sperrspannungen (UDS > 600 V) wird er 

relativ groß, so dass eine hohe Verlustenergie 

auftritt. 

Abhängigkeit des Drain-Source-Widerstandes 

RDS(on) von Drainstrom ID mit der 

Gate-Source-Spannung UGS als Parameter 

N- Kanal 

Depletion-Typ (Verarmungs-Typ) Enhancement-Typ (Anreicherungs-Typ) 

Schaltzeichen des MOS-FET (IG-FET) 

1.4 MOS-gesteuerte Leistungsschalter 

MOS-gesteuerte Leistungshalbleiter sind nahezu ideale Schalter für hohe Spannungen. 

IGBT 

Im IGBT (Isolated-Gate-Bipolar-Transistor) sind Bipolar- und MOS-Technologie verbunden. 

Der IGBT verbindet die vorteilhaften Eigenschaften eines Bipolar-Transistors mit denen eines 

spannungsgesteuerten Bauelements (MOSFET). 

U CE 

D 

S 

G 

U GE 

n+ n+ 

p+ 

P- Kanal 

Emitter 

Gate 

Kollektor 

D 

S 

Struktur des IGBT Ersatzschaltung des IGBT 


G 

n+ n+ 

p+ 

n- 

p+ 

D 

S 

G 

G 

P- Kanal 

n 

n 

E 

p 

n 

C 

p 

p 

D 

S

Der Herstellungsprozess des IGBT ist an die DMOS-Technik angelehnt. Auf ein P + -Substrat 

ist eine N – -Epitaxieschicht aufgebracht und in weiteren Arbeitsschritten wird die MOS-Struktur 

eindiffundiert. 

In normalen Betrieb liegt am Kollektor gegenüber dem Emitter positive Spannung. Beträgt 

die Spannung zwischen Gate und Emitter Null, befindet sich die obere Sperrschicht 

(P + -Wanne und N – -Epitaxieschicht) im Vorwärts-Sperrzustand und der IGBT lässt keinen 

Stromfluss zu. Wenn nun eine ausreichend hohe positive Spannung zwischen Gate und 

Emitter gelegt wird, beginnt ein MOSFET-Strom aus dem N + -Gebiet in die N – 

-Epitaxieschicht zu fließen, der innerhalb der Chipstruktur zum Basisstrom des PNP- 

Transistors wird und diesen in den Durchlasszustand schaltet. Dabei werden aus dem 

P + -Substrat Minoritätsladungsträger in die N – -Epitaxieschicht injiziert. Diese Eigenschaft der 

bipolaren Ausgangsstruktur verbessert die Durchlassspannung eines IGBT gegenüber dem 

MOSFET um etwa den Faktor 10. 

Die Anordnung dieser Schichten bedingt, dass der IGBT ein eingeschränktes Rückwärtssperrvermögen 

von wenigen Volt besitzt, das sich aber positiv auf die Schaltgeschwindigkeit 

auswirkt. Diese Eigenschaft des IGBT ist ein wesentlicher Vorteil gegenüber dem MOSFET, 

der in seiner Chipstruktur hier eine parasitäre gegenparallele Diode mit unbefriedigenden 

dynamischen Eigenschaften besitzt. Dem IGBT kann daher problemlos eine geeignete 

schnelle Diode gegenparallel geschaltet werden, die in den meisten Schaltungen erforderlich 

ist. 

Gate Al Emitter SiO 2 N + Poly-Si 

n p + 

+ n + 

n - 

p + 

Schnittbild eines IGBT 

Der IGBT ist prinzipiell ein N + , P + , N - , P + Kollektor Metall 

Thyristor in vertikaler Anordnung, der über einen 

MOS-Transistor eingeschaltet werden kann. Der NPN-Transistor hat eine stark reduzierte 

Stromverstärkung, damit der Thyristor ab einem bestimmten Strom nicht durchschaltet (latcht) 

und nicht mehr über den MOS-Kreis abschaltbar ist. 

Da ein Durchschalten beim IGBT unterbunden wird, verhält sich dieser 

C Leistungshalbleiter wie ein spannungsgesteuerter "niederohmiger" Schalter für 

hohe Spannungen. Er verhält sich wie ein MOS-gesteuerter bipolarer 

Transistor. Seine Anschlüsse werden darum mit Kollektor (C), Gate (G) und 

G 

Emitter (E) bezeichnet. 

Schaltzeichen des IGBT 

Grundsätzlich gibt es den non-punch-through-IGBT (NPT-IGBT) und den punch-through-IGBT 

(PT-IGBT). Beim PT-IGBT liegt zwischen p + -Rückseite und n-Gebiet eine hochdotierte n + - 

Schicht. Diese hat die Aufgabe, den Durchgriff des elektrischen Feldes bei voller Sperrspannung 

zum p + E 

-Emitter zu verhindern. Hierdurch wird die kräftige Injektionswirkung des Emitters 

reduziert. Beim NPT-IGBT wird die Trägerinjektion durch eine niedrigdotierte und dünne p- 

Emitterschicht gering gehalten. 


100 

80 

iC / A 

60 

40 

20 

u GE / V 20 15 10 

Höchstzulässiger 

Kollektorstrom 

IC = 50 A 

Höchstzulässige Kollektor- 

Emitter-Sperrspannung 

UCES = 1200 V 

Höchstzulässige 

Gate-Emitter-Spannung 

UGE = ±20 V 

0 

0 1 2 3 4 5 

uCE / V 

Kollektorstrom iC in Abhängigkeit der Kollektor-Emitterspannung uCE mit der 

Gate-Emitterspannung uGE als Parameter beim IGBT mit Inversdiode (ϑj = 25°C) 

IGBT erreichen: Kollektor-Emitter-Sperrspannungen bis UCES = 6 kV bei einem Kollektor- 

Dauergleichstrom IF = 600 A, 

Kollektor-Dauergleichströme bis IF = 3600 A bei UCES = 1700 V. 

Nutzen für den Anwender: 

� Der IGBT ist ein robustes, kurzschlussfestes Bauelement mit hohem Wirkungsgrad, 

� der Betrieb ohne Schutzbeschaltung ist möglich, 

� der Frequenzbereich reicht bis über 20 kHz, 

� die Treiberspannung beträgt rd. 15 V, 

� die Schaltverluste sind gering, 

� kompakte Gehäuseaufbauten stehen zur Verfügung. 

MCT 

Für Hochleistungs- und Hochspannungsanwendungen wurden in den letzten Jahren Halbleiterschalter 

entwickelt, welche die Vorteile der MOS-gesteuerten Leistungsschalter ausnutzen. 

Der MCT (MOS-Controlled-Thyristor) kombiniert einen Thyristor mit zwei MOS-FET und 

bietet lastseitig eine sehr hohe Stromtragfähigkeit (100 A/cm 2 Chipfläche) bei geringer Durchlassspannung 

(1,4 V). MCT werden vorzugsweise als P-Kanal-Typen gebaut. Die weiteren Angaben 

beziehen sich auf diesen Typ. 

A 

Die Ansteuerung des isolierten Gates erfolgt in Bezug auf die 

Anode. Im ausgeschalteten Zustand sind beide bipolaren 

Transistoren gesperrt. Hierzu muss die Gatespannung einen positiven 

Wert UGA ≈ +15 V aufweisen. Damit ist der N-Kanal FET 

T1 angesteuert, er schließt die Basis T3 kurz. Der Thyristor ist 

G T1 T2 sicher gesperrt. 

T4 

n 

p 

T3 

p 

Wechselt die Steuerspannung auf UGA ≈ -15 V, dann wird der 

FET T1 gesperrt und der P-Kanal FET T2 eingeschaltet. T2 

überbrückt T3 und steuert T4 an. Die Rückkoppelung T3 - T4 

zündet den Thyristor. Nun kann der MCT den Laststrom führen. 

n 

Ersatzschaltbild des MCT 

K 


8 

7 

6

G 

A 

K 

Schaltzeichen des MCT 

Um den Thyristor wieder auszuschalten, muss die Rückkopplung 

unterbrochen werden. Dies geschieht durch Abschalten von FET T2 

und erneutes Einschalten von FET T1 mittels positiver Gatespannung 

UGA. Damit wird die Basis von T3 kurzgeschlossen und T3 ausgeschaltet. 

Der Thyristor sperrt. 

Aufgrund der geringen Stromverstärkung von T3 muss der FET T1 

Ströme schalten können, welche in der Größenordnung des 

Laststromes liegen. Da N-Kanal FET eine größere Stromtragfähigkeit 

als P-Kanal FET haben, werden vorwiegend P-Kanal MCT gebaut. 

GCT und IGCT 

Der GCT (Gate-Commutated-Thyristor) basiert auf einer GTO-Thyristorstruktur. Die in vielen 

Anwendungsfällen der Leistungselektronik geforderten Freilaufdioden können beim GCT, wie 

bei den meisten modernen Bauelementen, auf dem Chip integriert werden. Ähnlich wie beim 

MCT sind FET-Strukturen, die beim GCT kathodenseitig angeordnet sind, für das Ein- und 

Ausschalten erforderlich. Der Aufwand für die Ansteuerelektronik des GCT hat zur Entwicklung 

eines idealen Schalters für sehr hohe Leistungen geführt, dem IGCT. 

K 

Der IGCT (Integrated-Gate-Commutated-Thyristor) fasst das eigentliche 

G 

Leistungsschaltgerät einschließlich der Freilaufdiode und den Gate- 

Treiber in einem integrierten Baustein zusammen. Besonders vorteilhaft 

sind lichtgesteuerte IGCT bei Reihenschaltungen. 

Schaltzeichen des IGCT 

A 

Die Komponentenverpackung und -integration erlauben eine Optimierung in vier Bereichen: 

� niedrige Schalt- und Leitungsverluste im Mittelspannungsbereich, 

� vereinfachte Schaltung für das Schalten des Leistungshalbleiters, 

� niedrigere Kosten des Leistungssystems, 

� höhere Betriebssicherheit und Zuverlässigkeit. 

IGCT erreichen: 

Sperrspannungen URRM, UDRM ≈ 6 kV, Dauergrenzstrom ITAVM ≈ 550 A (symmetrisch), 

Sperrspannung UDRM ≈ 6 kV, Dauergrenzstrom ITAVM ≈ 1300 A (asymmetrisch). 

Smart-Power-Transistor 

Smart-Power-Transistoren sind im Allgemeinen intelligente Leistungs-MOS-FET, kurz SMART- 

FET genannt. 

Beim Smart-Power-Transistor sind Ansteuerschaltung und Logikfunktionen in den MOSgesteuerten 

Leistungsschalter integriert. 

Merkmale des Smart-Power-Transistors: 

� Hohe Zuverlässigkeit gegenüber Schaltungen mit Einzelbauelementen, 

� Schutzfunktionen, wie Erkennen von Über- und Unterspannung, Überstrom, Kurzschluss, 

Leerlauf (Zuleitung unterbrochen) und Übertemperatur des Bauelementes, 

� eingebaute Ladungspumpe für den Betrieb als Highside-Schalter, 

� ESD-Schutz an Ein- und Ausgängen, 

� Ein- und Ausgänge CMOS- bzw. TTL-kompatibel, 

� Rückmeldung von Zuständen über ein Status-Signal. 

Typische Smart-Power-Transistoren sind TOPFET (Temperature and Overload Protected FET) 

und PROFET mit vielfältigen Logikfunktionen. Smart-Power-Transistoren werden in großen 

Stückzahlen in der Autoelektronik eingesetzt.

Hilfsblätter zur "Leistungselektronik" - FB E+I: Home

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