Ausführliche Dokumentation (PDF, 14,9 MB) - EMSP - TU Berlin

TIGRIS Elektronik GmbH TU-Berlin Plasma-Lautsprecher BLACK CAT PLASMA 

Plasma-Hochtöner und Modulationsverstärker 

BLACK CAT PLASMA 

Abschlußdokumentation 

Von Henry Westphal und Sascha Laue 

16.05. 2007 

Seite 1


Die Einführung. 

Faszination Plasma-Schallwandlung. 

Die Schallwandlung findet ohne mechanisch bewegte Teile statt. Die Grenzfrequenz des Verfahrens 

liegt weit außerhalb des menschlichen Hörbereichs. Es ergibt sich eine brillante und räumlich 

definierte Hochtonwiedergabe. Durch die kugelförmige Rundum-Abstrahlung der Plasma- 

Schallwandlung ergibt sich eine hervorragende Ortbarkeit einzelner Details im Klangbild. 

Schallwandlung mit einer Plasma-Entladung 

Seite 2


Das übergeordnete Ziel dieser Entwicklung. 

Das Ziel ist es, die wiedergebene Musik noch lebendiger zu erleben und einzelne Details, im Sinne 

des besseren Verstehens der musikalischen Hintergründe, klarer heraushören zu können. 

Die konkreten technischen Ziele. 

Es soll ein praktisch im Heimbereich anwendbares Plasma-Hochtönersystem mit höchstmöglicher 

Wiedergabequalität entstehen. Das System soll zu bestehenden Anlagen hinzufügbar sein, ohne daß 

man an dieses etwas verändern muß. 

Es geht bei diesem Projekt darum, im Sinne einer Technologiestudie, das Potential des Plasma- 

Hochtöners auszuloten und darzustellen, es wurde bewußt auf eine kosten- und platzmäßige 

Optimierung verzichtet. 

Seite 3


Der Ausgangspunkt. 

Im Sommersemester 2006 wurde in der LV „Mixed Signal Baugruppen“ ein einfacher Plasma- 

Hochtöner zur Demonstration dieses Prinzips der Schallwandlung gebaut. Das klangliche Potential 

erschien beachtlich. Die Klanggüte wurde jedoch durch die Einstrahlung von Hochfrequenz in die NF- 

Signalkette und verschiedene Schwachpunkte im an dieser Stelle verwendeten Modulationsverstärker 

begrenzt. 

Der erste Versuchsaufbau zur Plasma-Schallwandlung aus dem Sommersemester 2006 

Es existieren bereits verschiedene Selbstbauprojekte und auch einige kommerziell erhältliche 

Plasmahochtöner. Diese verwenden in den meisten Fällen einen Horntrichter zur verstärkten und 

gerichteten Schallabstrahlung. Oft mindert der räumlich kompakte Aufbau des Abschirmgehäuses 

die Güte des Schwingkreises. Die verwendeten Modulationsverstärker haben in vielen Fällen kein 

optimales Übertragungsverhalten. Die bisher üblichen Plasmahochtöner werden oftmals von der 

Endstufe, die auch die „normalen“ Lautsprecher treibt angeschlossen, womit sich die 

Übertragungsfehler beider Verstärker summieren. 

Kommerzieller Plasma-Hochtöner mit Horntrichter 

Seite 4


Die Ideen. 

Der Plasma-Hochtöner wird in einem „geräumigen“, allseits schalldurchlässigen Faradayschen Käfig 

aus Gittermaterial untergebracht, womit sich dann durch kugelförmige Abstrahlung ein plastisches 

Klangerlebnis ergibt. 

Die Hochfrequenzleistung wird durch einen hochfrequenzgerechten Aufbau mit geringen Wirbel- und 

Blindstromverlusten erhöht, womit sich dann auch ohne Horntrichter eine ausrechende Lautstärke 

ergibt. 

Mittels einer sorgfältigen Schirmung und Filterung werden Klangverzerrungen durch die Demodulation 

von in die NF-Signalkette eingestrahlter Hochfrequenz vermieden. 

Der Modulationsverstärker besitzt eine sehr hohe obere Grenzfrequenz, einen geringen Klirrfaktor und 

eine hohe Aussteuerbarkeit, auch bei kapazitiver Last. 

Der Modulationsverstärker wird über einen Hochpaß parallel zum Eingang des „normalen“ Verstärkers 

für Tiefen und Mitten geschaltet. 

Seite 5


Das Prinzip. 

Durch die Erregung eines aus einer Tesla-Coil aufgebauten Schwingkreises mit seiner Eigenfrequenz in 

der Größenordnung 20 MHz entsteht eine hochfrequente Hochspannung in der Größenordnung von 

10kV. Diese Spannung wird an eine spitze Elektrode gelegt. Die hohe Verschiebungsstromdichte führt 

zur Ionisation der Luft im Bereich der Spitze. Es bildet sich eine Plasmaflamme aus. 

Die Amplitudenmodulation des HF-Generators führt zu einer Variation der Flammengröße mit dem 

Audio-Signal. Die Änderung der Flammengröße führt zu Luftdruckschwankungen und damit zur 

Entstehung von Schallwellen. 

Da nur wenige Milligramm an Luft an der Bewegung beteiligt sind, ergibt sich ein praktisch 

trägheitsloses Verhalten, was zu einer sehr guten Hochtonwiedergabe führt. Bei einem 

konventionellen Lautsprecher muß dagegen eine schwere Membran bewegt werden, damit sich 

Schallwellen ausbilden können. 

Plasma-Entladung 

Seite 6


Die Vorteile des Einsatzes von Elektronenröhren. 

Die im Hochfrequenzgenerator auftretenden Spannungen im kV-Bereich werden von 

Elektronenröhren mühelos beherrscht. Damit können aufwendige Schutzschaltungen ersatzlos 

entfallen. Elektronenröhren erlauben leistungslose Steuerung bei höchsten Eingangsimpedanzen. Der 

Steuereingang einer Elektronenröhre stellt lediglich eine Kapazität in der Größenordnung 5pF dar. 

Dadurch können zwischengeschaltete Treiberstufen entfallen. Damit ist eine elegante Realisierung 

des Plasmagenerators mit einer geringen Anzahl an Bauteilen möglich. Auch heute noch (2007) 

werden industrielle Plasmageneratoren immer noch teilweise mit Elektronenröhren hergestellt. 

Der Einsatz von Elektronenröhren im Modulationsverstärker führt zu exzellenten 

Übertragungseigenschaften bei gleichzeitig überschaubarem Schaltungsaufwand. Die 

Elektronenröhre zeigt bereits ohne Gegenkopplung ein weitgehend lineares Verhalten über eine 

weiten Aussteuerbereich. Die benötigten hohen Ausgangsspannungen können problemlos 

bereitgestellt werden. 

Elektronenröhren im Einsatz 

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Der Oszillatorteil und die Abschirmung. 

Die im Sommersemester 2006 bewährte Schaltung (zurückgehend auf U. Haumann, siehe 

www.plasmatweeter.de) wurde praktisch unverändert beibehalten, jedoch in einigen Details 

modifiziert. Der Oszillatorteil wurde vollständig abgeschirmt. 

Beim mechanischen Aufbau des Oszillatorteils wurde bewußt ein anderer Weg eingeschlagen, als 

man ihn bei den kommerziell erhältlichen Plasma-Hochtönern meist sieht: Das Abschirmgehäuse 

wurde so ausgeführt, daß eine Schallabstrahlung nach allen Seiten möglich ist. Die meisten 

kommerziell erhältlichen Plasma-Hochtöner nutzen dagegen einen den Schall richtenden Trichter. 

Zudem wurde das Gehäuse so ausgeführt, daß die Güte der Tesla-Coil nicht durch in ihrer Nähe 

befindliche Metallteile beeinträchtigt wird. Dies wird zum Einen durch eine großzügige Bemessung 

des Gehäuses aber auch durch eine Anordnung der Komponenten in zwei „Stockwerken“, 

entsprechend des Signalflusses, erreicht. 

Die Abmessungen des Gehäuses wurden so gewählt, daß die Gehäusewände nur so nahe an die 

Tesla-Coil herankommen, daß sich in dem durch es umschlossenen Bereiches 95% des von ihr 

erzeugten magnetischen Flusses befinden. Damit sollen ohmsche Verluste durch Induktion in das 

eine Kurzschlußwindung darstellende Gehäuse vermieden werden. Hierzu ist ein Radius von 10cm 

um die Spule von Metallwänden freizuhalten. 

Die die Abschirmung durchdringenden Leitungen wurden mit Durchführungskondensatoren durch 

diese hindurchgeführt. 

Anstelle der bisher verwendeten EL519 wird nun die PL519 verwendet, da deren geringerer Heizstrom 

(bei höherer Spannung) die Zuführung der Heizenergie durch das Anschlußkabel erleichtert. Es 

wurden zudem verschleißarme Spezialelektroden von Magnat anstelle der bisherigen Wolfram- 

Schweißelektroden verwendet. Eine Betriebsanzeige wurde hinzugefügt, die das Anschwingen des 

Oszillators und damit den richtigen Zeitpunkt für das manuelle Zünden der Plasmaflamme anzeigt. 

Der Kondensator C1 verhindert, daß die Anodengleichspannung auf die Tesla-Coil und damit die 

Elektrode gelangen kann. Da die Elektrode prinzipiell berührbar ist, darf an dieser Stelle keine 

lebensgefährliche Gleichspannung anstehen. Bei einem Kurzschluß zwischen Elektrode und dem 

kapazitiven Abgriff für die Mitkopplung verhindert C1 eine positive Gleichspannung am Steuergitter 

der Oszillatorröhre, die zu deren sofortiger Zerstörung führen würde. Ein derartiger Kurzschluß kann 

etwa durch eine Fehlleitung der Plasmaflamme in Folge von Luftzug auftreten. Der in der 

Originalschaltung vorgesehene Kondensator vor dem Steuergitter kann entfallen, da C1 ausreicht. 

Da C1 sicherheitsrelevant ist, wird hier ein HF-Leistungskondensator mit einer Nennspannung von 

mehreren kV eingesetzt. 

Die HF-Schwingung wird durch, kapazitiv gekoppelte, Rückführung der Spannung an der Elektrode 

auf das Steuergitter der Oszillatorröhre erregt. Damit ist die Oszillatorfrequenz immer gleich der 

Eigenfrequenz der Tesla-Coil, womit dann die Änderung dieser Eigenfrequenz durch die 

unterschiedliche Größe der Plasmaflamme bei verschiedenen Modulationsgraden durch den 

Oszillator nachvollzogen wird. Die Modulation erfolgt durch Variation der Schirmgitterspannung der 

Oszillatorröhre mit dem Audio-Signal. Mit steigender Schirmgitterspannung der Oszillatorröhre erhöht 

sich die Verstärkung der Oszillatorröhre, was dann zu einem Mehr an HF-Leistung führt. Die 

Oszillatorröhre wird mit 700V versorgt. Die Spannung an der Elektrode beträgt ca. 10 kV. 

Seite 8


R1 

36K 

8 

1 

Tesla- 

Coil 

C1 

220pF 

PL519 

PL519 

5 

9 

L1 

15 Wdg 

4 

Der Schaltplan des Oszillatorteils 

Flammelektrode 

2 

7 

3 

6 

Fosz. 

ca. 21 MHz 

L2 

100uH 1A 

C3 

100pF 

R2 

22R 

C4 

100pF 

C2 

1nF 

40V / 0,3A 

HF-Anzeige 

1 

2 

+700V 

L3 

100uH 1A 

93V + 40Vss 

DS1 

28V/0.04A 

C5 

3nF/1kV 

TUSONIX 

4206-001LF 

C6 

470pF/400V 

C7 

1,5nF/200V 


4201-001 

C8 

1,5nF/200V 


4201-001 

J1 

MS 3102A-20-7P 

L1 ist auf einem keramischen Spulenkörper mit 63mm Durchmesser gewickelt. Damit ergibt sich eine 

Schwingfrequenz von ca. 20 MHz. Der Spulenkörper des zweiten Kanals hat einen geringeren 

Durchmesser, daher wurde die Windungszahl auf 21 erhöht, um ebenfalls ca. 20 MHz zu erhalten. Da 

keramische Spulenkörper in den benötigten Abmessungen praktisch nicht mehr als Neuware 

erhältlich ist, wurden die verwendeten Spulenkörper als Gebrauchtteile bei Ebay ersteigert. 

A 

M 

C 

D 

B 

G 

Seite 9


Der Oszillatorteil mit geöffneter Abschirmung 

Seite 10


Die Plasmaentladung 

Seite 11


Die Abschirmung aus Gittermaterial 

Seite 12


Die Filterung der die Abschirmung durchdringenden Leitungen mittels Durchführungskondensatoren 

Seite 13


Der Parallelbetrieb und die Weichenbox. 

In der Mehrzahl der bekannten Plasmahochtöner-Systeme wird der Plasmahochtöner an den 

Ausgang des Endverstärkers angeschlossen, der auch die „konventionelle“ Lautsprecherbox treibt. 

Damit durchläuft das zum Plasma-Hochtöner gelangende Signal zwei hintereinandergeschaltete 

Verstärker, den „normalen“ Verstärker und den Modulationsverstärker. Das ist insofern nachteilig, da 

sich in diesem Fall die Übertragungsfehler beider Verstärker aufsummieren. 

Audio-Quelle 

Audio-Quelle 

Hochpaß 

Serienbetrieb und Parallelbetrieb von Plasma-Hochtöner und „normaler“ Lautsprecherbox 

Beim hier beschriebenen System werden der Modulationsverstärker und der „normale“ Verstärker 

parallel von der Audio-Signalquelle angesteuert. 

Der Plasma-Hochtöner wird über einen Hochpaß mit der Audio-Signalquelle verbunden. Damit 

werden zum Einen Übersteuerungen und Intermodulationen (Übertragungsfunktion HF-Leistung => 

Schalldruck ist nicht zwingend linear) durch die, im Musiksignal amplitudenmäßig dominierenden 

Bässe vermieden. Zum Anderen sorgt eine Grenzfrequenz dieses Hochpasses in der Größenordnung 

10 kHz dafür, daß mögliche Klirrprodukte 2. Ordnung schon an der Grenze des Hörbereichs liegen. 

Klirrprodukte zweiter Ordnung stören das Hörerlebnis nur wenig. Die störenden ungeradzahligen 

Klirrprodukte der dritten Ordnung und höher beginnen dagegen in der Region um 30 kHz, also weit 

außerhalb des Hörbereichs. 

Um eine möglichst geringe Phasenverszerrung zu erhalten wird ein Hochpaß erster Ordnung 

vorgesehen. 

Der Pegel des Plasma-Hochtöners ist mit einem Potentiometer einstellbar. Dieses Potentiometer 

entspricht in seiner Wirkungsweise dem Höhenregler eines traditionellen Klangregelnetzwerks. 

Seite 14


vom CD-Player 

vom CD-Player 

2 

2 

Der Schaltplan der Weichenbox 

1 

1 

850pF 

POT 

20K 

850pF 

POT 

20K 

1 

1 

1 

1 

2 

2 

2 

2 

Zum 

Verstärker für 

Mitten / Tiefen 

zum 

Modulationsverstärker 

Zum 

Verstärker 

für Mitten / 

Tiefen 

zum 


. 

Seite 15


Die Ansicht der Weichenbox 

Es ist zu beachten, daß der Ausgangswiderstand der Weichenbox zum Plasma-Hochtöner hin in der 

Mittelstellung des Potentiometers 10 kOhm beträgt. Dieser bildet mit der Kapazität des 

Verbindungskabels zum Modulationsverstärker einen Tiefpaß. Wenn man 1m langes HF-Coaxkabel 

mit einer Kapazität von 60 pF/m (der kleinste erhältliche Wert) einsetzt, dann erhält man eine 

Grenzfrequenz dieses Tiefpasses von 260 kHz. Daher kann an dieser Stelle nur dieses Spezialkabel 

eingesetzt werden. 

Seite 16


Der Modulationsverstärker und die Stromversorgung. 

Die Übersicht. 

Der Modulationsverstärker ist ein Operationsverstärker, dessen Signalweg vollständig in Röhrentechnik 

aufgebaut ist. Er besteht aus 4 Stufen, die alle vollsymmetrisch aufgebaut sind. Die Eingangs- und 

Treiberstufen sind als Differenzverstärkerstufen ausgeführt. Die Ausgangsstufe ist eine Push-Pull- 

Gegentaktendstufe. 

Da die ausgangsseitige Last des Modulationsverstärkers bekannt ist, 1nF parallel zu 3kOhm, konnte 

die Arbeitsweise der Push-Pull-Stufe mit einem Lastkompensationsglied optimiert werden. 

Auf der Folgeseite ist ein vereinfachtes Übersichtsschaltbild des Modulationsverstärkers dargestellt. 

Seite 17


Push-Pull-Stufe als Stromverstärker 

als Spannungsverstärker 

Differenzverstärker 

3. Stufe 

2. Stufe 

1. Stufe 

+500V 

2 x 6SN7 

1 

1 

1 

1 

6SN7 

ECC82 

ECC83/12AX7 

+EINGANG 

2 

2 

2 

2 

3 

3 

3 

3 

+U_Bias_1 

Schirmgitter- 

Vorspannung 

AUSGANG 

+400V 

-120V 

+240V 

-120V 

Rl = 3K 

Cl = 1nF 

MITTELWERT 

SCHIRMGITTER 

+U_Bias_2 

Kabel- und Entstörkapazitäten 

+150V 

6SN7 

8 6 

ECC82 

8 6 

ECC83/12AX7 

1M 

7 

8 6 

Das vereinfachte Übersichtsschaltbild des Modulationsverstärkers 

+300V 

-120V 

1 

+150V 

2 x 6SN7 

-EINGANG 

2 

7 

7 

3 

Ccomp 

Rcomp 

GEGENK. 

Lastkompensation 

GEGENK. 

Seite 18


Am abschließend optimierten Modulationsverstärker wurden die folgenden Werte gemessen: 

Ausgangsspannung (bis 50kHz / Clast = 1nF ) 130Vpp max. 

Kleinsignal-Bandbreite (-3dBu /20Vpp (Ausg) / Clast 1nF 8 Hz..300 kHz 

Klirrfaktor (60 Hz bis 20 kHz) < 0,02% 

Intermodulation (200Hz, 1Vpp / 5kHz(250mVpp, bis 2.Ordn.) 0,01% 

Differenztonfaktor (900 Hz, 1kHz, 1Vpp) 0,009% 

Signal-Rauschabstand (A-bewertet, Bezug 2Vpp Eingangssignal) -124 dBu 

Diese Messungen wurden teilweise mit einem Meßsystem DSCOPE II von PRISM durchgeführt. 

Der Modulationsverstärker und die Stromversorgung für diesen und den das Plasma erzeugenden 

Oszillator wurden für jeweils einen Kanal in einem gemeinsamen Gehäuse untergebracht. Das 

„offene“ Design des Gehäuses macht die in ihm befindliche Technik vollständig sichtbar, sorgt aber 

trotzdem für einen Berührungsschutz. Die vergitterten Seitenwände gewährleisten eine ausreichende 

Wärmeabfuhr. 

Die Modulationsverstärker- und Netzteilbaugruppe eines Kanals 

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Draufsicht auf die Leiterplatte, deutlich sind die vier aufeinanderfolgenden Verstärkerstufen 

erkennbar. 

Seite 20


Der Modulationsverstärker ist zum Schirmgitter der Oszillatorröhre hin AC-gekoppelt. Das hat den 

Vorteil, daß sich die Arbeitspunkte der Push-Pull-Ausgangsstufe und der Oszillatorröhre unabhängig 

voneinander einstellen lassen. Nachteilig ist dagegen, daß sich der mittlere Spannungspegel am 

Schirmgittter der Oszillatorröhre gerinfügig mit dem Signalpegel ändert. Da dieser Einfluß in seiner 

tatsächlichen Auswirkung auf das Übertragungsverhalten nicht sicher abgeschätzt werden konnte, 

wurde eine zweite Version des Verstärkers (Bestückungsvariante) entworfen, die mit einer DC-Kopplung 

zwischen Ausgangsstufe und Schirmgitter der Oszillatorröhre arbeitet. In der Praxis zeigte sich, daß die 

AC-Kopplung alle Ansprüche erfüllte, so daß die (als Bestückungsvariante in Schaltplan, Layout und 

Stückliste nach wie vor vorhandene) Möglichkeit der DC-Kopplung nicht mehr weiterverfolgt wurde. 

Daher ist sie in diesem Text auch nicht dokumentiert. 

Seite 21


Der Detailentwurf. 

Die Entwurfsziele. 

Das Ausgangssignal eines CD-Players hat eine maximale Amplitude von 0,7V eff, entsprechend 2 

Vss. Der Verstärker soll in diesem Fall eine Spannung von 100 Vss abgeben. Damit wird eine 

Verstärkung von 50, bei wirksamer Gegenkopplung, benötigt. 

Der Verstärker soll, bei der tatsächlich vorhandenen externen kapazitiven Last von ca. 1nF eine 

Spannung von 100Vss bis in die Größenordnung 50 kHz unverzerrt abgeben können. Die –3dB 

Grenzfrequenz bei Kleinsignalaussteuerung soll mindestens 100 kHz betragen. 

Diese Anforderungen bedingen eine erhebliche Verstärkungsreserve. Es wird, der Erfahrung nach, 

eine Leerlaufverstärkung von mindestens 1000 bis 2000 benötigt (im einstelligen kHz-Bereich, ohne 

Berücksichtung von Tiefpässen im Signalweg) 

Weiterhin sollen, mittels eines hohen Gegenkopplungsgrads, ein geringer Klirrfaktor und geringe 

Intermodulations- und Differenztonfaktoren erzielt werden. 

Seite 22


Die Eingangs- und die Treiberstufe. 

Es wird die bereits im Verstärker BLACK CAT 2 verwendete Eingangs- und Treiberstufe unverändert 

eingesetzt. Deren Details werden im Folgenden beschrieben: 

Die Eingangsstufe. 

Zunächst soll die theoretisch zu erwartende Verstärkung der Eingangsstufe berechnet werden. 

Uein 

ECC83/12AX7 

2 

3 1 

+240V 

-120V 

Prinzipschaltbild der Eingangsstufe 

8 6 

7 

ECC83/12AX7 

Eine direkte Bestimmung des Arbeitspunkts ist aufgrund der Vielzahl der vorhandenen Abhängigkeiten 

praktisch nicht möglich. Daher wurde die Methode des „intelligenten Ratens“ mit anschließender 

Proberechnung gewählt. 

Vereinfachend wird angenommen, daß beide Anodenwiderstände den Wert 100kOhm haben. Der 

Kathodenwiderstand hat den Wert 68 kOhm. 

Die Annahme einer Gitterspannung von –1V führte zum Erfolg. Mit der Annahme von Ug = 1V beträgt 

das Kathodenpotential Uk +1V. Die Spannung über dem Kathodenwiderstand ist dann 120V + 1V = 

121V. Da die Gitter beider Triodensysteme als an Masse liegend angenommen werden, kann, 

aufgrund der zuvor erfolgten Gleichsetzung der Werte beider Anodenwiderstände, von einer 

Symmetrie der Anordnung ausgegangen werden. Damit folgt, daß sich der den Kathodenwiderstand 

durchfließende Strom zu gleichen Teilen auf beide Triodensysteme aufteilt. 

Uaus 

Seite 23


Ik = 121V / 68kO = 1,8 mA 

Ik = IA1 + IA2 mit IA1 = IA2 

IA1 = IA/2 = 0,9 mA = IA2 

UA1 = 240V – 100kO × 0,9mA = 140V = UA2 

Also ist der bestimmte Arbeitspunkt der beiden Trioden bei UA1 = UA2 = 142V und 

IA1 = IA2 = 0,98mA. Der Arbeitspunkt ist in der folgenden Kennlinie dargestellt. 

Kennlinienfeld ECC83 – Arbeitspunkt Eingangsstufe 

Die Annahme einer Gitterspannung von –1V ist somit mit den aus ihr errechneten Anodenströmen 

und Anodenspannungen mit einer für diese Abschätzung hinreichenden Genauigkeit konsistent. 

Nun soll die Leerlaufverstärkung (ohne Gegenkopplung) der Vorverstärkerstufe bestimmt werden. 

Dazu soll die bekannte Formel 

V = µ × RA / (Ri + RA) 

benutzt werden. RA ist dabei der Anodenwiderstand und kann direkt abgelesen werden. Der 

Anodenwiderstand beträgt 100kO. Der Faktor µ kann aus dem Datenblatt gewonnen werden. Dieser 

beträgt 100. Der Widerstand Ri ist der Innenwiderstand der Triode und kann aus dem Anstieg der 

Kennlinie im Arbeitspunkt bestimmt werden. In der folgenden Abbildung ist die Approximation des 

Anstieges dargestellt. 

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Kennlinienfeld ECC83 – Verstärkung Vorverstärker 

Es kann der Innenwiderstand annähernd aus der Steigung der in das Kennlinienfeld eingezeichneten 

Tangente bestimmt werden. 

Ri = 70V / 1mA = 70kO 

Aus den gewonnenen Werten kann nun die jeweils einzelne Verstärkung beider Triodensysteme 

bestimmt werden. 

V = 100 × 100kO / (70kO + 100kO) = 60 

Diese Verstärkung zwischen dem (differentiellen) Eingangssignal und dem (differentiellen) 

Ausgangssignal wirksam. 

Wenn man dagegen die Spannung eines einzelnen Ausgangs des Differenzverstärkers 

massebezogen nutzt, dann hat man die halbe Verstärkung, hier 30, zur Verfügung. 

Bei der praktisch ausgeführten Schaltung haben die beiden Anodenwiderstände jedoch 

unterschiedliche Werte. Dies liegt in der unsymmetrischen Ansteuerung der Stufe begründet, denn 

das zur Gegenkopplung verwendete Signal ist zwingend kleiner als das Eingangssignal. 

Um einen geringen Klirrfaktor, als auch einen geringen Differenztonfaktor und eine geringe 

Intermodulation zu erreichen ist eine absolut symmetrische Ansteuerung der Treiberstufe notwendig. 

Diese kann mit einem zwischen den „oberen Enden“ der Anodenwiderständen liegenden 

Potentiometer eingestellt werden. 

Seite 25


Die Treiberstufe 

Die Treiberstufe wie die Vorverstärkerstufe als Differenzverstärker realisiert. Die nun folgende 

Bestimmung der Arbeitspunkte und der Verstärkung entspricht der bereits bei der Eingangsstufe 

angewandten Vorgehensweise. Die Treiberstufe ist in der folgenden Abbildung noch einmal 

dargestellt. 

Uein 

ECC82 

2 

3 1 

+300V 

-120V 

8 6 

7 

ECC82 

Der Wert der beiden Anodenwiderstände ist 68kOhm. Der Wert des Kathodenwiderstands ist 27 

kOhm. 

Der Arbeitspunkt wird, wie bereits bei der Eingangsstufe, mittels „intelligentem Raten“ bestimmt. 

Die willkürliche Annahme einer Gitterspannung von –7V ist, wie folgende Rechnung zeigt, 

gerechtfertigt. 

Aus der Annahme einer Gitterspannung von –7V folgt ein Potential beider Kathoden von + 7V. 

Daraus ergibt sich die folgende Rechnung: 

Ik = (120V + 7V) / 27kO = 4,7mA 

Ik = IA1 + IA2 mit IA1 = IA2 

IA1 = IA/2 = 2,35mA = IA2 

UA1 = 300V – 68kO × 2,35mA = 140V = UA2 

Damit ist der Arbeitspunkt durch die beiden Werte bestimmt. Um die dazugehörige Gitterspannung zu 

verifizieren, ist der Arbeitspunkt im Kennlinienfeld in der folgenden Abbildung dargestellt. 

Uaus 

Seite 26


Kennlinienfeld ECC82 – Arbeitspunkt Treiberstufe 

Die der Rechnung zugrundeliegenden Annahme einer Gittervorspannung von –7V ist hinreichend 

genau bestätigt. 

Es soll nun die Verstärkung der Treiberstufe ermittelt werden. Die Formel zur Verstärkungsberechnung 

ist dieselbe wie bei der Vorverstärkerstufe: 

V = µ × RA / (Ri + RA) 

Der Anodenwiderstand hier beträgt 68kO. Der Faktor µ wird wiederum aus dem Datenblatt der 

ECC82 entnommen. Dieser beträgt bei der Triode vom Typ ECC82 17. Der Innenwiderstand Ri wird 

aus dem Anstieg der Kennlinie im Arbeitspunkt näherungsweise ermittelt. 

Die Approximation des Anstieges ist in der folgenden Abbildung graphisch dargestellt. 

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Kennlinienfeld ECC82 – Innenwiderstand Treiberstufe 

Es kann der folgende Innenwiderstand annähernd bestimmt werden, indem man die Steigung der 

Tangente anhand von ausgewählten Punkten bestimmt. 

Ri = 100V / 7mA = 14 kO 

Mit diesen Werten lässt sich nun die Verstärkung der Treiberstufe bestimmen. 

V = 17 × 68 kO / (14 kO + 68 kO) = 14 

(Bezug: differentielles Ausgangssignal) 

Seite 28


Die Gesamtverstärkung von Eingangs- und Treiberstufe 

Die Gesamtverstärkung von Eingangs- und Treiberstufe ist nach den vorstehenden Berechnungen: 

V = 60 * 14 = 840. 

Dies gilt für die Betrachtung der differentiellen Ausgangsspannung 

Weitere Details zur Eingangs- und Treiberstufe 

Vor den Eingang des Verstärkers wird ein Potentiometer zur Lautstärkeregelung, P2401, geschaltet. 

Dieses Potentiometer wurde in der Abschlußphase der Entwicklung jedoch entfernt. C2401 (100nF) 

verhindert eine Übersteuerung des Verstärkers durch „Clic-Ereignisse“ und vermeidet eine 

Arbeitspunktverschiebung durch mögliche, ungewollte, Gleichanteile des Eingangssignals. 

Seite 29


Die zweite Treiberstufe. 

Die zweite Treiberstufe (mit V2501) soll eine Ausgangsspannung von 60Vpp und mehr abgeben. Der 

beim Entwurf dieser Stufe besonders zu beachtende Gesichtspunkt ist, daß die gitterseitige 

Aussteuerbarkeit von V2501 nicht überschritten wird, um ein nichtlineares Verhalten der Stufe zu 

vermeiden. 

Der erste Schritt ist die Auswahl einer geeigneten Röhre mit hoher gitterseitiger Aussteuerbarkeit. Es 

wurde die Röhre 6SN7 gewählt, die zudem den Vorteil einer problemlosen Erhältlichkeit hat. 

Die maximal zulässige Anodenverlustleistung ist 5W pro System bzw. 7,5W für beide Systeme 

gemeinsam. (Datenblatt Tung-Sol, Raytheon gibt nur 3,5W / 5W an) Da bei dieser Stufe beide Röhren 

stets entgegengesetzt synchron arbeiten, kann der folgende Entwurf so durchgeführt werden, daß 

sichergestellt wird, daß in jedem Arbeitspunkt die Gesamtverlustleistung von 5W nicht überschritten 

wird. 

Im folgenden Schritt wird eine Arbeitsgerade gesucht und in das Kennlinienfeld eingetragen, die zu 

einer möglichst lineare Aussteuerbarkeit bei noch akzeptabler Verlustleistung führt. 

Quelle: Datenblatt Raytheon 

Man erhält diese mit einer Betriebsspannung von 400V und einem Anodenwiderstand von 26,7kOhm 

(praktisch: Normwert 27kOhm) 

Seite 30


Zunächst soll die Verlustleistung an einigen Punkten der Kennlinie stichprobenhaft überprüft werden: 

Ua = 100V => Ia = 11,5mA => Pa = 1,15 W 

Ua = 200V => Ia = 7,5mA => Pa = 1,5W 

Ua = 300V => Ia = 3,5mA => Pa = 1,05W 

Die Verlustleistung liegt in einem absolut unbedenklichen Bereich. 

Daraus folgen die Entscheidungen: 

Ub = 400V 

R2504 = 27K / 2W 

R2505 = 27K / 2W 

Der sinnvoll nutzbare gitterseitige Aussteuerbereich der Stufe liegt bei –2V bis –18V, das sind 16Vpp 

Der optimale Ruhewert der Gittervorspannung ohne das Vorhandensein einer Ansteuerung liegt bei 

(–2V + -18V) / 2 = -10V. 

Das bedeutet, wie aus obigem Diagramm ablesbar ist, daß ein Ruhestrom von 5,3mA durch jedes 

der beiden Röhrensysteme fließen soll. 

Damit kann nun der, für beide Röhrensysteme gemeinsame, Kathodenwiderstand R2503 bestimmt 

werden. 

Die bereits für die anderen Stufen verwendete negative Betriebsspannung von –120V soll beibehalten 

werden. 

Bei einer Gittervorspannung von –10V liegt die Kathode auf einem Potential von +10V. Über R2503 

fällt dann eine Spannung von 120V + 10V = 130V ab. Durch ihn fließt ein Strom von 5,3mA * 2 = 

10,6mA. 

R2503 ist somit: 130V / 10,6mA = 12,26 kOhm. Die Verlustleistung ist 130V * 10,6mA = 1,38W. 

Für R2503 wird ein Widerstand von 12Kohm / 2W gewählt. 

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Nun soll der Innenwiderstand der Röhre im Arbeitspunkt, und damit die Verstärkung der Stufe, 

bestimmt werden. 


Aus der Steigung der Tangente zur Kennlinie bei einer Gittervorspannung von –10V kann ein 

Innenwiderstand von 100V / 10mA = 10kOhm abgelesen werden. 

Der Verstärkungsfaktor mü der Röhre ist 20 (Datenblatt Raytheon) 

Die Verstärkung der Stufe ist : 

V = mü * ra / / ra + ri) 

V = 20 * 27 kOhm / ( 27 kOhm + 10 kOhm) = 20 * 0,54 = 10,8 

Bei einer Ausgangsspannung von 100Vpp (Massebezug) liegt also eine Signalspannung 

(Massebezug) von 100Vpp / 10,8 = 9,2V pp an den Gittern der jeweiligen Röhrensysteme an. 

Der mögliche Aussteuerbereich von 16Vpp wird also nicht annährend ausgenutzt, so daß man mit 

einem weitgehend unverzerrten Betrieb der Stufe rechnen kann. 

Die (Leerlauf-Gesamtverstärkung) der drei Verstärkerstufen ist dann: 

Eingangsstufe: 60 (Massebezug zu Diff) 

1. Treiberstufe: 14 (Diff. Zu Diff.) 

2. Treiberstufe: 5 (Diff. Zu Massebezug) 

Gesamtverstärkung: 60 * 14 * 5 = 4200. 

Damit wird die Forderung einer Leerlaufverstärkung von 1000 bis 2000 mehr als gut erfüllt. 

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Die Ausgangsstufe. 

Hinweis: der Verstärker wurde zunächst für 60Vpp entworfen, arbeitet aber nach Abschluß der 

Entwicklung und empirischen Optimierung problemlos mit bis zu 130Vpp Ausgangsspannung. 

Aufgrund verschiedener Änderungen an anderer Stelle wurde abschließend ein Aussteuerbereich 

von bis zu 100Vpp festgelegt. Eine Rückübertragung in den ursprünglichen Entwurf, der im 

folgenden dokumentiert ist, wurde jedoch nicht mehr nachträglich vorgenommen. 

Betrachtung der ausgangsseitigen Lastbedingungen. 

Der Modulationsverstärker wird gleichspannungsmäßig mit dem angenommenen Schirmgitterstrom 

von ungefähr 8mA belastet. Der, auch für die Signalspannung relevante, Ersatzwiderstand des 

Schirmgitters wird mit 120V / 8mA = 15kOhm angenommen. 

Weiterhin ist der Fehlerfall zu betrachten, daß die Anodenspannung der Oszillatorröhre nicht 

vorhanden ist. In diesem Fall nimmt das Schirmgitter erhebliche Ströme auf, die zur Überlastung der 

Ausgangsstufe führen würden, wenn man nicht entsprechende Schutzmaßnahmen vorsieht. 

Zudem wird sie kapazitiv belastet: 

Durchführungskondensator Schirmgitter: 470 pF 

Kabelkapazität: 300 pF 

Schirmgitterkondensator: 100 pF 

(Annahme: Verwendung von HF-Koaxkabel mit 60pF/m bei einer Kabellänge von 5m) 

Man erhält eine Kapazität von 870pF. 

Zur Sicherheit sollte man noch eine gewisse Reserve einplanen, um eventuell nötigen zusätzlichen 

Entstöraufwand realisieren zu können. 

Daher wird im Weiteren von einer kapazitiven Last von 870pF + 13% = 1nF ausgegangen. 

Wenn man das Ziel einer –3dB-Grenzfrequenz von 100 kHz hat, dann darf der Innenwiderstand der 

Ausgangsstufe nicht kleiner sein als: 

R = 1 / ( 100kHz * 2pi * 1nF) = 1,6kOhm. 

Der Scheinwiderstand der kapazitiven Last von 1nF ist 1,6kOhm bei 100 kHz und 3,2kOhm bei 50 kHz. 

Die gewünschte Spannung über der Last von 1nF ist 60Vpp 

Es fließt dann ein Strom von 60Vpp / 1,6kOhm = 37,5mA ss bei 100 kHz und 18,75 mAss bei 50 kHz 

(Betrachtung sinusförmiger Ströme / Spannungen) 

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Der Detailentwurf der Ausgangsstufe. 

Die Ausgangsstufe selbst hat sowohl den (Wechsel-) Strom durch die Lastkapazität als auch den 

Wechselstromanteil durch R2518 (über C2512/13 nach Masse), aber, da eine kapazitive Kopplung 

vorgesehen ist und die Schirmgitter-Gleichspannung an andrer Stelle bereitgestellt wird, keinen 

Gleichstromanteil aufzubringen. 

Durch die kapazitive Kopplung können Schutzmaßnahmen der Ausgangsstufe gegen einen zu 

hohen Schirmgitterstrom bei Ausfall der Anodenversorgung der Oszillatorröhre entfallen. Lediglich 

R2516, R2517 und R2518 müssen ausreichend belastbar sein. R2516 muß zudem so hochohmig 

sein, daß eine Zerstörung des Schirmgitters der Oszillatorröhre vermieden wird. 

Als obere Grenzfrequenz wird zunächst 50 kHz angesetzt. 

Aufgrund der Abtastfrequenz von ca. 44kHz bei der CD-Produktion wird davon ausgegangen, daß 

sich in einem realen Musiksignal keine höheren Frequenzanteile bzw. Phaseninformationen, deren 

Wiedergabe eine höhere Grenzfrequenz als 44kHz befinden. 

Für R2518 wird ein Wert von 3,3kOhm festgelegt, so daß der Wert von R2518 gleich dem 

Scheinwiderstand der kapazitiven Last von 1nF bei 50 kHz ist. 

Es fließt dann bei 50 kHz ein Strom von 60Vpp / 1,6kOhm = 37,6mApp = 18,8mAp in die Last. 

Die Ausgangsstufe soll im Klasse-A-Betrieb arbeiten. 

Wenn man einen minimalen Querstrom von 6 mA vorgibt (Vermeidung von übergroßen 

Verzerrungen), dann ergeben sich die folgenden Stromverhältnisse: 

Keine Aussteuerung 

1 

15,2mA 

15,2mA 

1 

3 2 

3 2 

0mA 

1 

24,4mA 

1 

Volle positive 

Aussteuerung 

6mA 

3 2 

3 2 

Volle negative 

Aussteuerung 

Um die erforderlichen Ströme bereitzustellen werden jeweils 2 Röhrensysteme der 6SN7 

parallelgeschaltet. 

18,4mA 

24,4mA 

Der maximale Strom pro Röhrensystem ist dann 24,4 mA / 2 = 12,2mA. 

Der minimale Strom pro Röhrensystem ist dann 6 mA / 2 = 3 mA. 

1 

6mA 

1 

3 2 

3 2 

-18,4mA 

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Der Ruhestrom ohne Aussteuerung ist dann (insgesamt) 6 mA + 18,4mA / 2 = 15,2 mA, 

entsprechend 7,6 mA pro Röhrensystem. 

Es wird vorgesehen, keine negative Versorgungsspannung zu verwenden, sondern das „untere Ende“ 

von R2514 an Masse zu legen. 

Der Ruhestrom wird dann durch die mit P2403 einstellbare Bias-Spannung und den Wert von R2514 

festgelegt. 

Hierbei wird zunächst von einer Spannung von 200V über dem „oberen“ sowie dem „unteren“ 

Röhrensystem ausgegangen, also einer positiven Versorgungsspannung von 400V plus dem 

Spannungsabfall an R2514. 

Die „obere“ und die „untere“ Röhre werden gegenphasig mit identischer Spannung angesteuert. 

Wenn sich die Stromaufteilung gemäß obiger Skizze ergeben soll, dann muß die Stromzunahme in 

der einen Röhre der Stromabnahme in der anderen Röhre entsprechen. 

Dies ist dann der Fall, wenn die Impedanz (im wiederzugebenden Frequenzbereich) zwischen der 

Kathode der „unteren“ Röhre und Masse der Impedanz zwischen der Kathode der „oberen“ Röhre 

und Masse entspricht. 

Die beiden Röhren können näherungsweise als spannungsgesteuerte Stromquellen betrachtet 

werden. Eine Änderung der Ansteuerspannung um dU bewirkt eine Änderung des Kathodenpotentials 

um praktisch dU. Dies gilt für beide Röhren gleichermaßen. An der Kathode der oberen Röhre folgt 

aus der Änderung des Kathodenpotentials ein Strom in die Last von di = du/Zlast. Die Änderung der 

Ansteuerspannung der „unteren“ Röhre ist –dU. Der Strom der unteren Röhre ändert sich 

gleichermaßen um –du/Zlast, wenn die Impedanz zwischen Kathode und Masse mit der Impedanz 

der Last „gematcht“ ist. 

Diese Impedanz besteht aus 3 Komponenten: 

- Die kapazitive Last (max. 1nF) 

- R2518 (3K3) 

- Dem Innenwiderstand des Schirmgitters (Abschätzung 120V / 8mA = 15kOhm) 

Die minimale Spannung zwischen Anode und Kathode einer voll ausgesteuerten „oberen“ Röhre ist 

dann 200V – 60Vpp/2 {Wechselspannung über Last} = 170V. 

Die minimale Spannung zwischen Anode und Kathode einer voll ausgesteuerten „unteren“ Röhre ist 

dann 200V – 60Vpp {Wechselspannung über Last und über Kathodenimpedanz} = 140V, 

Die folgende Skizze gibt die Strom/Spannungsverhältnisse über der Röhre in den verschiedenen 

Möglichkeiten der Aussteuerung wieder. 

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Die Verhältnisse an einem Röhrensystem bei voll ausgesteuerter „oberer“ Röhre (rot), im Ruhezustand 

(grün) und bei minimal ausgesteuerter Röhre (blau) 


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Die Verhältnisse an einem Röhrensystem bei voll ausgesteuerter „unterer“ Röhre (rot), im 

Ruhezustand (grün) und bei minimal ausgesteuerter Röhre (blau) 


Ein gewisser Unterschied im Arbeitsbereich beider Röhren kann also nicht vermieden werden. 

Die Verlustleistung beider Röhrensysteme ist im Ruhezustand 15,2mA * 200V = 3W und damit unter 

dem Grenzwert von 5W. 

Ein „direktes Matchen“ der kathodenseitigen Impedanz mit der Impedanz der Last ist nicht möglich, 

da ansonsten die zur Einstellung des Ruhestroms benötigte Biasspannung zu klein gegenüber der 

Signalspannung ist. 

Mit R2514 = 6K8 ergibt sich ein Spannungsabfall im Ruhezustand von 15,2mA * 6K8 = 103,4V. 

Die Verlustleistung ist 103,4V * 15,2mA = 1,6W. 

Die Parallelschaltung aus R2514 und R2520 soll ungefähr den ohmschen Anteil der Lastimpedanz 

entsprechen. 

Dieser ist 3K3 {R2518} II 15K {Schirmgitter bei 120V} = 2,7kOhm. 

R2520 ist dann 1/ (1/6,8 – 1/ 2,7) = 4,47kOhm. 

Es wird der Normwert 4K7 gewählt. 

Mit C2521 (100nF) wird R2520 vom Gleichspannungspfad getrennt. Die Grenzfrequenz des 

Hochpasses aus C2521 und R2520 ist mit 23 Hz hinreichend gering. 

Mit C25061 bis C25062 kann die tatsächliche Lastkapazität nachgebildet werden. 

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Durch R2518 fließt der Schirmgitterstrom von 8mA. 

Es ergibt sich ein Spannungsabfall von 8mA * 3,3kOhm = 26,4V. 

R2517 und C2512 sollen mögliches, durch die Zenerdioden D2501 bis D2503 verursachtes Rauschen 

ausfiltern. Mit R2517 = 330R und C2512 = 3,3uF ergibt sich eine Grenzfrequenz von 160 Hz, die 

hinreichen unter der unteren Grenzfrequenz des Plasma-Hochtöners liegt. 

Der Spannungsabfall an R2517 ist 8mA * 330R = 2,64V. 

Für eine Schirmgitterspannung von 120V wird eine Zenerspannung von 120V + 26,4V + 2,64V = 

149V => praktisch 150V benötigt. 

Es soll hierbei ein Zenerstrom von 3mA fließen. Damit entsteht eine Verlustleistung von 3mA * 150V = 

0,45W, es ist sinnvoll, 2 Zenerdioden mit je 75V Durchbruchsspannung BZT03-C51 in Serie zu schalten. 

R2516 kann erst bestimmt werden, wenn die Versorgungsspannungen der anderen Stufen bekannt 

sind. 

Der mögliche Nachteil der AC-Kopplung ist, daß der Mittelwert der Schirmgitterspannung, bedingt 

durch eine zu erwartende Nichtlinearität der uns unbekannten U/I-Kennlinie des Schirmgitters der 

EL519, mit steigender Amplitude der Ansteuerung sinken dürfte. 

Die Kurvenform, und damit die Symmetrie der Signalspannung bleibt dagegen durch die Wirkung der 

Gegenkopplung weitgehend vom Innenwidertand des Schirmgitters unbeeinflußt. 

Dieser Effekt wird im Folgenden theoretisch abgeschätzt: 

Wir nehmen an, das Schirmgitter habe die folgenden Innenwiderstände: 

Bei 90V: 20 kOhm, es fließen dann 90V / 20kOhm = 4,5mA 

Bei 120V: 15 kOhm, es fließen dann 120V / 15kOhm = 8mA 

Bei 150V: 10 kOhm, es fließen dann 150V / 10kOhm = 15mA 

Am Verstärkerausgang befinde sich eine symmetrische Rechteckspannung mit den Amplituden 90V 

und 150V, die mittlere Schirmgitterspannung betrage 120V. 

Es fließt dann ein mittlerer Schirmgitterstrom von (4,5mA + 15mA) / 2 = 9,75mA. 

Ohne Aussteuerung würden dagegen nur 8mA fließen. 

Der Schirmgitterstrom nimmt also in Folge der Aussteuerung um 1,75mA zu. 

Die Summe aus R2518 und R2517 ist 3K3 + 330R = 3,63kOhm. 

Es ergibt sich ein zusätzlicher Spannungsabfall von 1,75mA * 3,63kOhm = 6,35V. Das mittlere 

Potential des Schirmgitters sinkt um 6,35V, das ist 10,6% des Aussteuerbereichs von 60Vpp. 

Wenn man C2513 als unendlich groß annimmt bzw. R2517 als kurzgeschlossen annimmt, dann kann 

die Zeitkonstante dieses Ausgleichsvorgangs abgeschätzt werden: 

Die Parallelschaltungaus R2518 und dem Innenwiderstand des Schirmgitters ist 3K3 II 10K = 2K68. 

Mit C2511 = 1uF ergibt sich eine Zeitkonstante von 2,68ms, entsprechend einer Grenzfrequenz von 

60 Hz. 

Durch eine Vergrößerung von C2511 auf z.B. 5uF (=> 12Hz) bestünde die Möglichkeit, die 

Veränderung des Arbeitspunktes der Oszillatorröhre zeitlich so zu verlangsamen, daß sie nicht mehr 

im Hörbereich ist, man schließt also störende Intermodulationen mit Sicherheit aus. 

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Die Versorgungsspannung kann nun aus der Addition der einzelnen Spannungsabfälle (im 

Ruhezustand) bestimmt werden: 

V2502: 200V 

V2505: 200V 

R2514: 103V 

Summe: 500V 

Der Bias-Spannungsteiler für V2502 soll aus der Versorgung +400V gespeist werden. Die nominelle 

Biasspannung ist 294V – 6V (Ug aus Kennlinienfeld) = 288V. Es soll ein Einstellbereich von +/-25% 

möglich sein, also von 216V bis 360V. 

Die Spannung über P2501 ist dann 360V – 216V = 144V. Es fließt ein Strom von 144V / 100K = 

1,44mA durch das Poti. 

R2506 ist dann (400V – 360V) / 1,44mA = 27,8k => Normwert 27K 

R2507 ist dann 216V / 1,44mA = 150K. 

Der Bias-Spannungsteiler für V2505 soll aus den Versorgung –120V und +400V gespeist werden. Die 

nominelle Biasspannung ist 103V – 6V (Ug aus Kennlinienfeld) = 97V. Es soll ein Einstellbereich von +/- 

25% möglich sein, also von 73V bis 121V. 

Die Spannung über P2501 ist dann 121V – 73V = 48V. Es fließt ein Strom von 48V / 50K = 0,96mA 

durch das Poti. 

R2509 ist dann (400V – 121V) / 0,96mA = 291k => Normwert 294K 

R2507 ist dann (73V + 120V) / 0,96mA = 201K. => Normwert 200K 

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Die Stromversorgung des Modulationsverstärkers. 

Übersicht über die benötigten Spannungen und Ströme. 

Der Modulationsverstärker ( ein Kanal) benötigt die folgenden Spannungen: (In dieser 

Zusammenstellung sind zusätzlich noch die Anforderungen der in einem früheren 

Entwicklungsstadium noch vorgesehenen ausgangsseitig DC-gekoppelten Variante des Verstärkers 

enthalten) 

-120V 

Stromaufnahme: 

Pfad R2302 120V / 68K = 1,8mA 

Pfad R2306 120V / 27K = 4,4mA 

Pfad R2510 = 0,96mA 

Summe: = 7,16mA 

P = 0,86 W 

-180V 


Pfad R2503 190V / 18K = 10,6 mA 

Pfad R2514 = 15,2mA (Ruhestrom) 

Summe: = 25,8 mA 

P = 4,6 W 

+240V 


Pfad R2302 120V / 68K = 1,8mA 


P = 0,43 W 

+300V 


Pfad R2306 120V / 27K = 4,4mA 


P = 1,3W 

Seite 40


+400V 


Pfad R2503 190V / 18K = 10,6 mA 

Pfad R2506 = 1,44mA 

Pfad R2509 = 0,96mA 

Summe: = 13,0 mA 

P = 5,2W 

+500V 


Pfad R2512 = 15,2mA (Ruhestrom) 

P = 7,6W 

+ Unreg 

Pfad R2516 = 13 mA 

P = noch unbekannt 

6,3V Heizung (Kreis 1 mit Massebezug) 

V2300 ECC83 = 0,3A 

V2301 ECC82 = 0,3A 

V2501 6SN7 = 0,6A 

Summe = 1,2A 

P = 7,6W 

6,3V Heizung (Kreis 2 mit Bezug zu Ausgang) 

V2502 6SN7 = 0,6A 

V2504 6SN7 = 0,6A 

Summe = 1,2A 

P = 7,6W 

6,3V Heizung (Kreis 3 mit Bezug zu Kathode Low-Side) 

V2502 6SN7 = 0,6A 

V2504 6SN7 = 0,6A 

Summe = 1,2A 

P = 7,6W 

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Übersicht über die Leistungsaufnahme: 

In dieser Betrachtung ist die (nicht unerhebliche) Verlustleistung innerhalb der Spannungsregler noch 

nicht berücksichtigt. 

P (-120V) = 0,86 W 

P (-180V) = 4,6 W 

P (+240V) = 0,43 W 

P (+300V) = 1,3W 

P (+400V) = 5,2W 

P (+500V) = 7,6W 

P (+ Unreg = 6,5W (Schätzung) 

P (6,3V /1) = 7,6W 

P (6,3V /2) = 7,6W 

P (6,3V /3) = 7,6W 

Summe = 49,3 W 

Detailentwurf positiver Versorgungszweig: 

Allgemeines 

Um den Aufbau des Transformators zu vereinfachen werden alle positiven Versorgungsspannungen 

aus einer gemeinsamen Rohspannung abgeleitet. Diese Rohspannung soll im folgenden Bestimmt 

werden. Hierzu wird von einer Netzspannungstoleranz von +/-10% ausgegangen. 

Die einzelnen Spannungen für die Vorstufen werden mit linearen Spannungsreglern stabilisiert. Dies ist 

zwar eigentlich unnötig, da die Stromaufnahme aller Stufen prinzipbedingt konstant ist (Endstufe: die 

mittlere Stromaufnahme) und man die gewünschten Spannungsabfälle, wie in klassischen 

Verstärkerschaltungen, mittels Serienwiderständen realisieren könnte. Dann beeinflußt aber eine 

Änderung der Stromaufnahme einer Stufe auch die Versorgungsspannungen der anderen Stufen. Da 

es sich hier aber um eine Experimentierbaugruppe handelt, ist die Möglichkeit der voneinander 

unabhängigen Änderung an den einzelnen Stufen wichtiger als die Einsparung von Fläche oder 

Bauteilkosten. 

Die Stromaufnahme aller Verbraucher an diesem Zweig beträgt: 

Schirmgitterversorgung R2516: 15mA (Designvorgabe) 

+500V (Ruhestrom Endstufe): 15,2mA 

+400V: 13 mA 

+300V und +240V: 6,2mA 

Eigenstrom Spg.-Regler 3 x 2mA 6 mA 

Summe: 55,4mA 

Zunächst wird die Brummspannung bestimmt, die mit einem noch akzeptablen Siebkondensator 

erreichbar ist: 

Mit einem Kondensator von 100uF ergibt sich eine Brummspannung von 

U = i * t / C = 55,4 * 10E-3A * 10E-2s / 10E-4F = 5,5V 

Der Kondensator wird in zwei Teilkondensatoren zu je 50uF aufgeteilt, die über einen Siebwiderstand 

miteinander verbunden sind. Der mittlere Spannungsabfall am Siebwiderstand soll 10V betragen. 

Damit ergibt sich ein Wert von 10V / 55,4mA = 180,5 Ohm => Normwert 180R 

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Die Siebkondensatoren werden durch die Reihenschaltung von je 2 Elkos 100uF/400V gebildet. 

Parallel zu jedem Teilkondensator wird ein Entlade- und Spannungsaufteilungswiderstand 100K / 2W 

geschaltet. 

Zwischen dem Gleichrichter und dem „ersten“ Kondensator wird ein Schutzwiderstand mit dem Wert 

10 Ohm geschaltet. 

Als minimale Spannung über dem Spannungsregler für +500V wird 20V vorgesehen. 

Mit einer Brummspannung von 5,5V plus einem Spannungsabfall am Siebwiderstand von 10V und 

einem Spannungsabfall am Gleichrichter von 1,4V ergibt sich ein minimaler Scheitelwert der Trafo- 

Sekundärspannung von 500V + 20V + 5,5V + 10V + 1,4V = 537V. 

Diese Spannung soll bei Netzspannung 230V-10% abgegeben werden. 

Bei 230V erhält man dann einen Scheitelwert von 537 / 0,9 = 596V. 

Das ist ein Effektivwert von 596V / 1,41 = 423V, aufgerundet zu 425V. 

Bei 230V + 10% erhält man einen Scheitelwert von 655V. 

Am Spannungsregler ergibt sich dann eine mittlere Eingangsspannung von 655V – 1,4V –10V – 5,5V/2 

= 641V. 

Um die Möglichkeit zu besitzen, die Stromaufnahme ( Ruheströme) ggf, zu erhöhen wird der 

Transformator für einen Sekundärstrom von 80mA ausgelegt. Die Sieb/Ladekapazität werden von 

100uF auf 150uF vergrößert. 

Spannungsregler für +500V: 

Die Verlustleistung am Längstransistor ist bei 230V + 10%: (641V – 500V) * 15,2mA = 2,14W. 

Um die Möglichkeit zu besitzen, den Ruhestrom ggf. verdoppeln zu können, wird die Verlustleistung 

nun noch für diesen Fall betrachtet, sie wäre dann 4,3W. 

Unter der Annahme eines internen Wärmwiderstands von 1,6 K/W, eines Kühlelements mit 15 K/W und 

einer Umgebungstemperatur von 50°C ergäbe sich eine Chiptemperatur im Längstransistor von 4,3W 

* ( 15 + 1,6 k/W) + 50°C = 121,4°C, der Grenzwert ist 150°C. 

Die weiteren Berechnungen werden ebenfalls für einen verdoppelten Ruhestrom von 30,4mA 

ausgeführt. 

Der Basisstrom des Längstransistors ist 30,4mA/hfe min = 30,4mA/20 = 1,52mA. 

Der Zenerstrom soll mindestens 2mA betragen. 

Die minimale Spannung an der +700V-Versorgung bei 230V – 10% ist 630V. 

Damit ergibt sich der Vorwiderstand zu: 

(630V – 500V ) / (1,52mA + 2mA) = 36,9kOhm => Normwert 39K 

Bei 230V + 10% => 770V fließen dann (770V – 500V) / 39K = 6,9mA. 

Die maximal mögliche Verlustleistung in den Zenerdioden ist dann 500V * 6,9mA = 3,45W. 

Durch die Wahl einer möglichst gleichmäßigen Aufteilung der Zenerspannung über drei in Reihe 

geschaltete Dioden mit 160V + 160V + 180V = 500V Durchbruchsspannung ergibt sich eine 

maximale Verlustleistung von 6,9mA * 180V = 1,24W an einer einzelnen Diode. Es wird der Typ BZT03 

mit max. 3W Verlustleistung gewählt. 

Die Verlustleistung am Vorwiderstand ist max (770V-500V) 2 / 36K = 2,025W. Da diese nur unter 

Extrembedingungen auftritt reicht ein 2W-Widerstand gerade noch aus. 

Der Tiefpass aus 3K3 und 1uF in der Basiszuleitung unterdrückt mögliches Rauschen der Zenerdioden 

und hat eine Grenzfrequenz von 48 Hz. 

Seite 43


Spannungsregler für +400V 

Die Verlustleistung am Längstransistor ist bei 230V + 10%: 

(641V – 400V) * 13mA = 3,13W. 

Um die Möglichkeit zu besitzen, den Ruhestrom ggf. um 30% zu können, wird die Verlustleistung nun 

noch für diesen Fall betrachtet, sie wäre dann 4,1 W. 




Alle weiteren Berechnungen werden ebenfalls für einen vergrößerten Ruhestrom von 13mA * 1,3 = 

16,9 mA ausgeführt. 

Da eine minimale Spannung von 20V über dem Längstransistor ausreicht, kann ein Teil der 

Verlustleistung in einen Vorwidertand verlagert werden. R = (537V – 20V – 400V) / 16,9mA = 117V / 

16,9mA = 6,92 kOhm. Es wird der Normwert 6K8 gewählt. Die Verlustleistung ist 1,9W, es wird ein 3W- 

Widerstand gewählt. Am Transistor verbleiben 4,1W – 1,9W = 2,2W. 

Unter der Annahme eines internen Wärmwiderstands von 1,6 K/W, eines kleineren Kühlelements mit 

21 K/W und einer Umgebungstemperatur von 50°C ergäbe sich eine Chiptemperatur im 

Längstransistor von 2,2W * ( 21 + 1,6 k/W) + 50°C = 99,7°C, der Grenzwert ist 150°C. 







Die maximal mögliche Verlustleistung in den Zenerdioden ist dann 400V * 5,12mA = 2,05W. 

Durch die Wahl einer gleichmäßigen Aufteilung der Zenerspannung über 2 in Reihe geschaltete 

Dioden mit 200V + 200V = 400V Durchbruchsspannung ergibt sich eine maximale Verlustleistung 

von 1,0 W an einer einzelnen Diode. Es wird der Typ BZT03 mit max. 3W Verlustleistung gewählt. 

Die Verlustleistung am Vorwiderstand ist max (641V-400V) 2 / 47K = 1,2W. Es wird ein 2W-Widerstand 

gewählt. 

Der Tiefpass aus 1K5 und 10uF in der Basiszuleitung unterdrückt mögliches Rauschen der 

Zenerdioden und hat eine Grenzfrequenz von 10,5 Hz. 

Spannungsregler für +300V und +240V 

Die Spannung +240V wird, wie auch beim BC2, über einen Serienwiderstand aus der Spannung 

+300V abgeleitet. Die Stromaufnahme ist 4,4,A + 1,8mA = 6,2mA. 


(641V – 300V) * 6,2 mA =2,1W. 

Um die Möglichkeit zu besitzen, den Ruhestrom ggf. um 30% zu können, wird die Verlustleistung nun 

noch für diesen Fall betrachtet, sie wäre dann 2,75 W. 

Alle weiteren Berechnungen werden ebenfalls für einen vergrößerten Ruhestrom von 6,2 mA * 1,3 = 

8,1 mA ausgeführt. 

Da eine minimale Spannung von 20V über dem Längstransistor ausreicht, kann ein Teil der 

Verlustleistung in einen Vorwidertand verlagert werden. R = (537V – 20V – 300V) / 8,1mA = 217V / 

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8,1mA = 26,7 kOhm. Es wird der Normwert 27K gewählt. Die Verlustleistung ist 1,8W, es wird ein 2W- 

Widerstand gewählt. Am Transistor verbleiben 2,75W – 1,8W = 0,95W. 

Unter der Annahme eines internen Wärmwiderstands von 1,6 K/W, Kühlelements mit 21 K/W und einer 

Umgebungstemperatur von 50°C ergäbe sich eine Chiptemperatur im Längstransistor von 0,95W * ( 

21 + 1,6 k/W) + 50°C = 71,5°C, der Grenzwert ist 150°C. 






Bei 230V + 10% => 641V fließen dann (641V – 300V) / 100K = 3,4 mA. 

Die maximal mögliche Verlustleistung in den Zenerdioden ist dann 300V * 3,4mA = 1,0 W. 

Durch die Wahl einer gleichmäßigen Aufteilung der Zenerspannung über 2 in Reihe geschaltete 

Dioden mit 150V + 150V = 300V Durchbruchsspannung ergibt sich eine maximale Verlustleistung 

von 0,5 W an einer einzelnen Diode. Es wird der Typ BZT03 mit max. 3W Verlustleistung gewählt. 


gewählt. 



Die Dimensionierung des Serienwiderstands für 240V wurde aus dem BC2 übernommen. 

Schirmgitterversorgung Oszillatorröhre 

Nun kann auch R2516 bestimmt werden. Als Speisespannung wird die 590V-Versorgung (537 bis 

641V) vorgesehen. 

R2516 ist dann ( 537V – 150V) / ( Iz + Ig2) = ( 537V – 150V) / ( 3mA + 8mA) = 48,4kOhm. 

Gewählt wird der Normwert 47K. 

Im Fehlerfall eines Heizfadenbruchs der Oszillatorröhre ist der Schirmgitterstrom Null. Es fließt dann ein 

Strom von max. (641V-150V) / 47K = 10,4 mA durch die Zenerdioden. Es entsteht eine Verlustleistung 

von 150V * 10,4mA = 1,6 W, die sich auf zwei in Serie geschaltete Dioden der Nennleistung 3W mit 

jeweils 0,8W aufteilt. 

Die Verlustleistung an R2516 ist, im Fehlerfall eines Kurzschlusses der Schirmgitterstrecke (keine 

Anodenspannung) max. 641V 2 /47K = 8,7W , es wird ein 10W-Widerstand mit ausreichender 

Spannungsfestigkeit gewählt. (Welwyn W24 47K/12W Nennspannung 750V) 

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Detailentwurf negativer Versorgungszweig: 

Es werden alle positiven Versorgungsspannungen aus einer gemeinsamen Rohspannung abgeleitet. 

Diese Rohspannung soll im folgenden bestimmt werden. Hierzu wird von einer Netzspannungstoleranz 

von +/-10% ausgegangen. 

Die Stromaufnahme aller Verbraucher an diesem Zweig beträgt: 

-180V: 25,8mA 

-120V: 7,16 mA 

Summe: 32,16mA 

Es wird jedoch die Möglichkeit vorgesehen, einen Strom von 50mA zu entnehmen. 

Zunächst wird die Brummspannung bestimmt, die mit einem noch akzeptablen Siebkondensator 

erreichbar ist: 

Mit einem Kondensator von 100uF ergibt sich eine Brummspannung von 

U = i * t / C = 50 * 10E-3A * 10E-2s / 10E-4F = 5,0V 

Zwischen dem Gleichrichter und dem „ersten“ Kondensator wird ein Schutzwiderstand mit dem Wert 

22 Ohm geschaltet. 

Als minimale Spannung über dem Spannungsregler für -180V wird 20V vorgesehen. 

Mit einer Brummspannung von 50 V plus einem Spannungsabfall am Siebwiderstand von (50mA/0,1) 

* 22R = 11V {Annahme: Stromfluß in 10% der Periodendauer} und einem Spannungsabfall am 

Gleichrichter von 1,4V ergibt sich ein minimaler Scheitelwert der Trafo-Sekundärspannung von 180V + 

20V + 5V + 11V + 1,4V = 217V. 

Diese Spannung soll bei Netzspannung 230V-10% abgegeben werden. 

Bei 230V erhält man dann einen Scheitelwert von 217 / 0,9 = 241V. 

Das ist ein Effektivwert von 241V / 1,41 = 171V, abgerundet zu 170V. 

Bei 230V + 10% erhält man einen Scheitelwert von 265V. 

Am Spannungsregler ergibt sich dann eine mittlere Eingangsspannung von 265V – 1,4V –11 – 5V/2 = 

250V. 

Spannungsregler für –180V: 

Die Berechnung erfolgt für einen verdoppelten Ruhestrom der Endstufe, es ergeben sich dann 25,8 

+ 15,2 = 41 mA 


(250V – 180V) * 41mA = 2,9W. 




Der Basisstrom des Längstransistors (PNP MJE5258) ist 41mA/hfe min = 41mA/15 = 2,7mA. 


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Die minimale Spannung an Eingang des Spannungsreglers bei 230V – 10% ist 217V. 


(217V – 180V ) / (2mA + 2,7mA) = 7,87 kOhm => Normwert 8K2 

Bei 230V + 10% => 250V fließen dann (250V – 180V) / 8K2 = 8,5mA. 

Die maximal mögliche Verlustleistung an der Zenerdiode ist dann 180V * 8,5mA = 1,53W. 

Es wird der Typ BZT03 mit max. 3W Verlustleistung gewählt. 

Die Verlustleistung am Vorwiderstand ist max (250V-180V) 2 / 8K2 = 0,6W. Es wird ein 1W-Widerstand 

gewählt. 



Spannungsregler für –120V: 

Die Berechnung erfolgt für einen um 30% vergrößerten Strom, das sind dann 7,16mA * 1,3 = 9,3mA 

Ein Teil der Verlusteistung kann aus dem Längstransistor in einen Vorwiderstand verlagert werden. An 

diesem können 180V – 120V = 60V abfallen (Der Regler für –180V und die Trafo Sekundärspannung 

wurden so berechnet, daß es ohne Vorwiderstand gerade noch geht, daher hat man bei 120V 60V 

„Luft“) 

Der Vorwiderstand ist 60V / 9,3mA = 6,45kOhm, es wird der Normwert 5K6 gewählt, man erhält einen 

tatsächlichen Spannungsabfall von 9,3mA * 6K8 = 63V. Die Verlustleistung ist 0,6W, es wird ein 1W- 

Widerstand vorgesehen. 


(250V – 63V- 120V) * 9,3 mA = 0,62W. 


einer Umgebungstemperatur von 50°C ergäbe sich eine Chiptemperatur im Längstransistor von 0,62 

W * ( 21 + 1,6 k/W) + 50°C = 64°C, der Grenzwert ist 150°C. 

Der Basisstrom des Längstransistors (PNP MJE5258) ist 9,3mA/hfe min = 9,3 mA/15 = 0,62mA. 


Die minimale Spannung an Eingang des Spannungsreglers bei 230V – 10% ist 217V. 


(217V – 120V ) / (2mA + 0,62mA) = 37 kOhm => Normwert 33K 


Die maximal mögliche Verlustleistung an der Zenerdiode ist dann 120V * 7mA = 0,84 W. 

Es wird der Typ BZT03 mit max. 3W Verlustleistung gewählt. 


gewählt. 



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Die Stromversorgung des HF-Oszillators. 

Der Oszillator benötigt eine Versorgungsspannung von +700V bei ca. 300mA. An dieser Stelle wurde 

die bereits bekannte und bewährte Schaltung aus dem ersten Plasma-Hochtöner des 

Sommersemesters 2006 übernommen. (Siehe dazu: Abschlußbericht Herausforderung High-Speed, 

Abschnitt Netzteile) 

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Die Detailspezifikation des Netztransformators: 

Die folgende Skizze zeigt die vollständige Spezifikation für den Netztransformator. 

230V 

0V 

500V 

0V 

425V 

0V 

170V 

0V 

6,3V 

0V 

6,3V 

0V 

6,3V 

0V 

6,3V 

0V 

12,6V 

Detailspezifikation für den Netztransformator 

0V 

300mA 150W 

80mA 

50mA 

1,2A 

1,2A 

1,2A 

2A 

0,5A 

34W 

Summe: 234W 

8,5W 

7,6W 

7,6W 

7,6W 

12,6W 

6,3W 

Anodenversorgung 

Oszillator 

Anodenversorgung 


Kathodenversorgung 


Heizung 


Heizung 


Heizung 


Heizung 

Oszillator 

Hilfsspannung z.B. 

Relais / ICs / Zündmotor bzw.Magnet 

Der Netztransformator wurde bei der Firma Bremer-Transformatoren nach dieser Spezifikation 

angefertigt. Es ist zu beachten, daß die Wicklung „Heizung Oszillator“ bei einer Neuanfertigung des 

Trafos auf 40V / 0,3A geändert werden sollte, da inzwischen die EL519 durch die PL519 ersetzt wurde. 

Der zusätzliche Heiztransformator kann damit entfallen. Die Signalleuchte an der Frontplatte sollte 

dann nicht mehr an dieser Wicklung, sondern an der 12,6V-Wicklung betrieben werden, Hierbei ist 

dann eine Signalleuchte mit 12V Nennspannung anstelle der in der Stückliste angegebenen 

Signalleuchte einzusetzen. 

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Die Inbetriebnahme, die empirische Optimierung und die 

Vermessung des Modulationsverstärkers. 

Die Bestückung der variablen bzw. optionalen Bauteile. 

Die tatsächliche Bestückung dieser Bauteile erfolgte gemäß nachstehender Tabelle: 

Bauteil: bestückter Wert: 

C2511 5uF 

R2506 27K 

R2507 150K 

R2509 180K 

R2510 130K 

BR2501 0R0 

BR2502 NB 

R2512 0R0 

Auf die, nicht weiterverfolgte, Möglichkeit der ausgangsseitigen DC-Kopplung wird in diesem Text 

nicht eingegangen. 

Die Korrektur von “Flüchtigkeitsfehlern”. 

Bei der Inbetriebnahme wurden zwei „Flüchtigkeitsfehler“ korrigiert, die hier im Sinne einer 

vollständigen Beschreibung und des Nachbaus nach dem derzeitigen, noch unkorrigierten, 

Unterlagen-bzw. Leiterplattenstand erwähnt sind: 

- Eine Leiterbahn der Verbindung der Heizanschlüsse von V2300 und V2301 ist zu dünn, sie muß 

mit einer parallelgeschalteten Kupferlitze „verstärkt“ werden. 

- Die Diode D1501 hat eine Zenerspannung von 180V, nicht wie irrtümlich angegeben von 150V. 

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Die Kontrolle der DC-Arbeitspunkte der Eingangs- und Treiberstufen. 

Die DC-Arbeitspunkte der Eingangs- und Treiberstufen wurden nachgemessen 

Eingangsstufe: 

(P2303 in Mittelstellung) 

Ukath = 1,2V berechnet 1,0V 

Ua1 = 164V berechnet 142V 


Treiberstufe 1: 

Ukath = 6,5V berechnet 7V 



Treiberstufe 2: 

Ukath = 9,2V berechnet 10V 

Ua1 = 262V berechnet 260V 

Ua2 = 254V berechnet 260V 

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Weitere Messungen an den Eingangs- und Treiberstufen. 

An den Eingangs- und Treiberstufen wurden die Verstärkungen gemessen und die oberen 

Grenzfrequenzen meßtechnisch abgeschätzt. 

Verstärkung und Grenzfrequenz der Eingangsstufe: 

Gemessene Verstärkung der Eingangsstufe bei 1kHz: 

V = Uaus (Differentiell) / Uein (Massebezug, 1 Gitter an Signalquelle, das andere Gitter an GND) 

= (0,655V + 0,73V) / 0,0235V = 58,7 

Berechneter Wert: 60 

Grenzfrequenz –3dB = 32 kHz 

Verstärkung und Grenzfrequenz der Treiberstufe 1: 

Verstärkung bei 1kHz 

V = Uaus (Differentiell) / Uein (Differentiell) = (6,80V + 6,80V) / (0,472V + 0,572V) = 13,0 

Berechneter Wert: 14 

Grenzfrequenz –3dB = 34 kHz {Messung unter Einbeziehung der Eingangsstufe} 

Verstärkung, Grenzfrequenz und Aussteuerbarkeit der Treiberstufe 2: 

Verstärkung bei 1kHz 

V = Uaus (Differentiell) / Uein (Differentiell) = (104,5V + 105,0V) / (6,8V + 6,8V) = 15,4 

Berechneter Wert: 10 

Die Ausgangsspannung wird jedoch im Massebezug weiterverwendet, womit sich dann eine 

tatsächliche Verstärkung von 15,4/2 = 7,7 ergibt (berechnet: 5) 

Grenzfrequenz –3dB = nicht direkt bestimmbar, da höher als 34 kHz, daher bereits Begrenzung durch 

vorhergehende Stufen. 

Aussteuerbarkeit bis 250Vpp ohne am Oszilloskop sichtbare Nichtlinearität. 

Gemeinsame Verstärkung der ersten drei Verstärkerstufen 

Es ergibt sich eine gemessene Gesamtverstärkung von 58,7 * 13 * 7,7 = 5875, der berechnete Wert 

lag bei 60 * 14 * 5 = 4200. 

Es ist zu beachten, daß die gemessenen Werte, bedingt durch die Ermittlung von Differenzen aus 

aufeinanderfolgenden Messungen bei der Anwesenheit von Gleichtaktspannungen und 

Ableseungenauigkeiten am Oszilloskop eine gewisse Toleranz aufweisen. 

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Einstellung der Arbeitspunkte der Push-Pull-Ausgangsstufe. 

Die Gitterspannungen der Endstufenröhren wurden empirisch so eingestellt, daß sich eine möglichst 

hohe Aussteuerbarkeit bis zum Einsatz von Signalbegrenzungen oder –Verzerrungen ergibt. 

Arbeitspunkt der „oberen“ Röhre V2502: 

Das Poti P2501 wird auf die positivste mögliche Spannung gestellt, man hat dann ein Potential von 

372V am Gitter und 380V an der Kathode der „oberen“ Röhre V2502. Dieser Wert muß noch nicht 

das Optimum sein, man kann mit der derzeitigen Stellbereichsbegrenzung durch R2506 nur keine 

höhere Spannung einstellen. Da man jedoch mit der vorliegenden Einstellung eine verzerrungsfreie 

Ausgangsspannung von mehr als ausreichenden 130Vpp erhält, wurden keine weiteren Experimente 

in diese Richtung unternommen. 

Arbeitspunkt der „unteren“ Röhre V2504: 

Mit P2502 wurde ein Potential von 114V am Gitter von V2504A eingestellt, das Potential der Kathode 

von V2502 ist dann 124V. 

Messungen an der Push-Pull-Ausgangsstufe. 

Die Spannungsverstärkung der Push-Pull-Stufe beträgt 0,93, gemessen mit einer externen Last von 1nF 

am Ausgang, bei 1kHz und, mit praktisch unverändertem Wert, bei 10 kHz. 

Der theoretisch erwartete Wert lag bei 0,9. 

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Dimensionierung der Gegenkopplung und Sicherung der Stabilität. 

Die Leerlaufverstärkung des Modulationsverstärkers ist 2250. (gemessen bei 5kHz und einer externen 

Last von 1nF) Die Verstärkung mit Gegenkopplung ist jedoch nur 50. Daher erfordert die Stabilität des 

Verstärkers besondere Maßnahmen. 

Maßnahmen zur Beseitigung hochfrequenter Oszillationen: 

Es zeigte sich eine Oszillation mit ungefähr 1,8 Mhz. Messungen am noch oszillierenden Verstärker 

zeigten, daß diese Frequenz die Eingangsstufe und die erste Treiberstufe ohne wesentliche 

Verstärkung durchläuft, in der zweiten Treiberstufe jedoch signifikant verstärkt wird und in der 

Ausgangsstufe deutlich abgeschwächt wird. Der aus dem Ausgangswiderstand der Ausgangsstufe 

und der externen Lastkapazität entstehende Tiefpaß ist für diese, mit einer Phasendrehung 

verbundene, Abschwächung verantwortlich. 

Daher wird das Ausgangssignal der zweiten Treiberstufe über einen separaten, nachträglich 

eingefügten, Gegenkopplungspfad an den Eingang zurückgeführt. Der exakte Gegenkopplungsgrad 

dieses Pfades ist mit einem Trimmpotentiometer einstellbar. Man stellt diesen Trimmer so ein, daß sich 

bei Speisung des Modulationsverstärkers mit einem Rechtecksignal an dessen Ausgangssignal ein 

leichtes, noch hinreichend gedämpftes, Überschwingen sichtbar ist. 

Mit dieser Maßnahme arbeitet der Verstärker in Bezug auf seinen oberen Grenzfrequenzbereich 

stabil. 

In Serie zum Trimmkondensator wird ein 1nF-Glimmerkondensatore geschaltet, um eine direkte 

Beaufschlagung des Trimmers mit hoher Gleichspannung zu vermeiden. 

EINGANG 

GEGENK. 

GEGENK. 

fg = 640 Hz 

fg = 1,8 Hz 

fg = 1,6 Hz 

fg = 7,3 Hz 

Vereinfachtes Blockschaltbild des Verstärkers, in dem die Maßnahmen zur Sicherstellung der 

Stabilität eingezeichnet sind. 

Maßnahmen zur Beseitigung tieffrequenter Oszillationen: 

Zur Beseitigung tieffrequenter Oszillationen muß die Verstärkung im Bereich der unteren 

Grenzfrequenz des Verstärkers durch einen geeigneten Hochpaß hinreichend klein gemacht werden. 

Wichtig ist, daß dies nur an EINER Stelle geschieht, damit sich nur EINE Phasendrehung von 90° an 

dieser einen Stelle ergibt. Hierzu wurde die Grenzfrequenz des Hochpasses zwischen der 

Eingangsstufe und der ersten Treiberstufe auf 640 Hz erhöht. Alle anderen Hochpässe im Signalweg 

haben dagegen Grenzfrequenzen im unteren einstelligen Hz-Bereich. ( 1. Treiberstufe => 2. 

Treiberstufe 1,6 Hz; 2. Treiberstufe => Endstufe 7,2 Hz). Als problematisch stellte sich noch der 

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AUSGANG 

Cl = 1nF 

Kabel- und Entstörkapazitäten


Hochpaß im Gegenkopplungspfad heraus. Mit seiner ursprünglichen Dimensionierung von 1uF / 

22kOhm ergab sich eine Grenzfrequenz von 7,2Hz. Damit ergaben sich tieffrequente Oszillationen im 

einstelligen Hz-Bereich. Die wirksame Kapazität wurde durch Parallelschaltung von zusätzlichen 

Kondensatoren auf 4uF erhöht, womit sich dann eine Grenzfrequenz von 1,8 Hz ergab. Auch mit 

dieser Dimensionierung hat man noch eine schlechte Stabilitätsreserve am unteren Rand des 

Übertragungsbereichs, was sich in einem deutlichen Peak des Frequenzgangs bei ca. 8 Hz äußert. 

Dieses Verhalten hat jedoch keine praktische Relevanz, da der Verstärker ohnehin über einen 

Hochpaß mit einer Grenzfrequenz im kHz-Bereich angesteuert wird. 

Um die großen (und teuren) Kondensatoren im Gegenkopplungspfad zu vermeiden wäre es auf den 

ersten Blick naheliegend, den Widerstand im Gegenkopplungspfad zu erhöhen (R2411 und P2403). 

In der Praxis verbietet sich das jedoch, da dann die Kapazitäten im zusätzlichen 

Gegenkopplungspfad vom zweistelligen in den einstelligen pF-Bereich reduziert werden müßten. 

Dann sind sie zu klein gegenüber den Streukapazitäten, so daß man kein reproduzierbares Verhalten 

der Schaltung mehr hat. 

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Test der Lastkompensation. 

Die Lastkompensation wurde unter den folgenden Bedingungen getestet: 

- Die Gegenkopplung des Verstärkers war aktiv 

- Es wurde ein 1nF-Kondensator als externe Last an den Ausgang des Verstärkers angeschlossen 

- Der Verstärker wurde mit einem 30 kHz-Rechtecksignal angesteuert. 

- Die Amplitude des Rechtecksignals wurde so eingestellt, daß der Verstärker an der Grenze des 

Aussteuerbereichs arbeitet, aber noch kein Clipping des Signals stattfindet. 

Das mittlere Potential der Anoden von V2504 betrug 380V. Dieser Wert wurde in einem 

vorhergehenden Arbeitsschritt durch empirische Einstellung von P2501 auf maximale Aussteuerbarkeit 

bestimmt. 

C25061..3 = 0 

Keine Kompensation, die abfallende Flanke ist flacher als die ansteigende Flanke 

Tastkopf 1 zu 100 

Meßpunkt: Anode V2504 

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C25061..3 = 1nF (entsprechend externer Lastkapazität) 

Gute Kompensation, ansteigende und abfallende Flanken sind ungefähr gleich steil 



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C25061..3 = 3nF 

Überkompensation, die ansteigende Flanke ist flacher als die abfallende Flanke 



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Der Einfluß der Lastkompensation auf den Frequenzgang wurde untersucht: 

Alle Meßbedingungen entsprechen exakt denen, mit denen die vorstehenden Oszillogramme 

aufgezeichnet wurden. 

Der Modulationsverstärker wird mit einem Sinussignal angesteuert. Der Pegel des Funktionsgenerators 

wird so eingestellt, daß sich eine Ausgangsspannung des Modulationsverstärkers von 120Vss bei 1kHz 

ergibt (Meßpunkt: Anode V2504) 

Mit C25061..3 = 0 ergibt sich eine -3dB Grenzfrequenz von 70 kHz 

Mit C25061..3 = 1nF ergibt sich eine –3dB Grenzfrequenz von 100 kHz 

Mit C25061..3 = 3nF ergibt sich eine Einschränkung des Aussteuerbereichs, Es werden Verzerrungen 

bei 120Vss und Frequenzen im 2-stelligen kHz-Bereich sichtbar, daher keine weitere Untersuchung 

Es zeigt sich, daß eine Dimensionierung von C C25061..3 = Cext auch in Bezug auf den 

Frequenzgang ein optimales Verhalten zeigt. 

Die abschließende Wahl von C25061..3 erfolgt nach den zu erwartenden externen Kapazitäten: 

Duko: 470pF +50% - 20% 

Schirmgitter kond. 100pF (1% oder 5%) 

Zusätzlicher Schirmgitter kond. 100pF (1% oder 5%) 

Kabel 60pF/m * 5m = 300pF 

Summe: 970pF 

Es wird der Standardwert 1nF bestückt, mit dem man im Rahmen der zu erwartenden Toleranzen 

bereits eine hinreichend genaue Kompensation erzielt. 

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Weitere Messungen am Modulationsverstärker. 

Die folgenden Messungen wurden unter den nachstehenden Randbedingungen durchgeführt: 

- Externe Last: 1nF 

- P2403 ist so eingestellt, daß sich die maximale Wirkung der Gegenkopplung ergibt. 

- 0dB- Bezug für Grenzfrequenzen ist 5 kHz 

Die obere Kleinsignal-Grenzfrequenz bei einer Amplitude von 20Vpp am Ausgang ist ca. 300 kHz. 

Wenn man die Amplitude bis nahe an die Grenze des Aussteuerbereichs auf 120Vpp am Ausgang 

erhöht, dann zeigt sich oberhalb von 50 kHz ein Clipping des Sinussignals. Bis zum Einsatz dieses 

Clippings ist jedoch keinerlei Variation der Amplitude zu erkennen. 

Am „unteren Ende“ des Übertragungsbereichs ergibt sich ein Peaking von +3dB bei 8 Hz und ein 

Amplitudenabfall von –3dB bei 5 Hz. 

Die Aussteuerbarkeit der zweiten Treiberstufe wurde gemessen, indem der Modulationsverstärker mit 

einem Dreiecksignal gespeist wurde. V2502 und V2504 wurden aus ihren Fassungen gezogen. 

Damit wurde die Gegenkopplung deaktiviert und es konnte keine Begrenzung der Aussteuerung der 

zweiten Treiberstufe durch den Gitterstromeinsatz der Endröhren auftreten. An C2503 und an C2504 

konnte eine verzerrungsfreie Signalamplitude von bis zu 250 Vss gemessen werden. 

Die Aussteuerbarkeit der Ausgangsstufe wurde mit einem in den Verstärker eingespeisten 

Dreiecksignal von 1,7 kHz gemessen. Ohne externe Last ergab sich (sowohl mit als auch ohne 

Gegenkopplung) eine Aussteuerbarkeit von 150 Vss. Mit einer externen Last von 1nF wurde (sowohl 

mit als auch ohne Gegenkopplung) eine Aussteuerbarkeit von 130Vss gemessen. 

Die Aussteuerbarkeit wird durch den Gitterstromeinsatz von V2504 begrenzt, womit sich dann ein 

Clipping des Signals ergibt. 

Bei einem Aufsteuern von V2504 steigt deren Kathodenpotential, während gleichzeitig das 

Anodenpotential sinkt. Bei einem Aufsteuern von V2502 steigt ebenso das Kathodenpotential, 

während jedoch das Anodenpotential konstant bleibt. Daher hat V2504 bei gleicher Aussteuerung 

ein geringere verbleibende Anodenspannung als V2502. Daher tritt der Gitterstromeinsatz bei V2504 

bei ansteigender Aussteuerung stets zuerst ein. 

Die Gegenkopplung wurde durch Kurzschließen von R2341 deaktiviert. Der Verstärker wurde mit einer 

externen Last von 1nF abgeschlossen. Es wurde eine Ausgangsspannung von 104Vss bei einer 

Eingangsspannung von 25,5mVss bei 10 kHz Signalfrequenz gemessen, woraus eine Verstärkung von 

4078 folgt. Bei einer Signalfrequenz von 5 kHz wurde eine Verstärkung von 4176 gemessen. 

Der berechnete Wert ist 60 * 14 * 5 * 0,9 = 3780 

Aus den Meßergebnissen der einzeln ermittelten Verstärkungen der einzelnen Stufen würde dagegen 

eine Verstärkung von 58,7 * 13 * 7,7 * 0,93 = 5465 folgen. Die Messung der Verstärkungsfaktoren der 

einzelnen Stufen sind offensichtlich mit großen Ungenauigkeiten, etwa durch Gleichtaktspannungen 

oder Ablesefehler, behaftet, die sich bei der Betrachtung des Gesamtsystems aufsummieren. 

Der Frequenzgang bei deaktivierter Gegenkopplung wurde mit einem Bezug von 0dB bei 5kHz bei 

einer Ausgangsspannung von 40Vss und einer Last von 1nF mit 510 Hz bis 33kHz (-3dB) gemessen. 

(zum Vergleich: Mit Gegenkopplung 5 Hz bis 300 kHz) 

Die Verstärkung mit maximaler Gegenkopplung (P2403 kurzgeschlossen) ist 47,6, das ist hinreichend 

nahe an der Sollvorgabe 50, womit die maximale Ausgangsspannung eines CD-Players von 2 Vss zu 

einer Ausgangsspannung des Modulationsverstärkers von 100 Vss führt. 

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Die folgenden Oszillogramme geben einen Eindruck vom Übertragungsverhalten des 

Modulationsverstärkers. 

Ausgangsspannung des Modulationsverstärkers 

Meßpunkt: J2501/1 

Signalamplitude: 40Vpp 

Tastkopf: 1 zu 100 

GND-Potential: unterste waagrechte Grid-Linie. 

Audio-Eingangssignal: Rechteck 20 kHz 

Last: 1nF 

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Ausgangsspannung des Modulationsverstärkers an der Aussteuerungsgrenze 





Audio-Eingangssignal: Triangle 20 kHz 

Last: 1nF 

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Ausgangsspannung des Modulationsverstärkers an der Aussteuerungsgrenze (für Rechteck) 





Audio-Eingangssignal: Rechteck 20 kHz 

Last: 1nF 

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Einstellung und Konstanz der Schirmgittervorspannung. 

Es wurde im Laufe der Inbetriebnahme eine Schaltung hinzugefügt, in der mittels eines Source- 

Folgers mit dem MOSFET IRF840 die mittlere Schirmgitter-Spannung mittels eines Potentiometers 

bequem eingestellt werden kann. 

Die klanglich besten Ergebnisse zeigten sich bei einer mittleren Schirmgitter-Spannung von ca. 120V. 

Der Schirmgitterstrom der Oszillatorröhre hängt in erheblichem Maße von der Schirmgitterspannung 

ab. Die folgenden Meßwerte wurden nach Zündung der Plasmaflamme aufgenommen. Wenn der 

Oszillator schwingt, die Plasmaflamme aber noch nicht gezündet ist, dann ist der Schirmgitterstrom 

erheblich höher. 

Ug2 Ig2 

120V 4,2 mA 

110V 2,8 mA 

100V 1,6 mA 

90V 0,92mA 

Es zeigt sich in den folgenden Meßwerten die aus der Abhängigkeit von Ug2 und Ig2 resultierende 

und bereits erwartete Abhängigkeit des Mittelwerts der Schirmgitterspannung von der Amplitude es 

Audio-Signals: 

Mittelwert Ug2 ohne Audio-Signal: 119V 

Mittelwert mit Audio-Signal 150Vss: 111V 

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Abschließende Messungen mit dem Audio-Analyzer DSCOPE II. 

Der Modulationsverstärker wurde abschließend mit einem Audio-Analyzer DSCOPE II vermessen. Das 

folgende Bild zeigt den Versuchsaubau. Der Verstärker wurde bei allem Messungen mit einer externen 

Last von 1nF betrieben. 

Aufbau zur Vermessung des Modulationsverstärkers mit dem Audio-Analyzer DSCOPE II 

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Messung des Frequenzgangs: 

Die Meßergebnisse für den Frequenzgang 

Die Messung wurde mit einer Eingangsspannung von 1 Vss durchgeführt. Die Begrenzung nach unten 

wird nicht durch den Modulationsverstärker, sondern durch die Anschaltung des Audio-Analyzers an 

diesen (Hochpaß und Spannungsteiler) verursacht. Die Begrenzung nach oben wird durch die 

Abtastrate des ADC des Audio-Analyzers von 192 kHz verursacht. 

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Messung des Klirrfaktors: 

Die Messung wurde mit einer Eingangsspannung von 1 Vss durchgeführt. 

Die Meßergebnisse für den Klirrfaktor 

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Messung des Störabstands: 

Unter Bezug auf die Eingangsspannung von 1Vpp ( 50% der Vollaussteuerung) wurde eine 

Störabstand (SNR) von –118 dB (A-Bewertet) und –91 dB (unbewertet) gemessen. 

Zur weiteren Illustration ist noch das Spektrum der Ausgangsspannung des Modulationsverstärkers bei 

einem Eingangssignal von 1kHz mit einer Amplitude von 1V ss gezeigt. 

Spektrum des Ausgangssignals des Modulationsverstärkers bei einem Eingangssignal von 1kHz mit 

einer Amplitude von 1V ss 

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Messung der Intermodulation: 

Der Verstärker wurde mit einem Eingangssignal mit einer Frequenz von 200 Hz und mit einer 

Amplitude von 1 Vss und einem Signal mit einer Frequenz von 5 kHz und einer Amplitude von 250mV 

gespeist. Es wurde ein Intermodulationsfaktor von 0,0097% gemessen. 

Die Meßergebnisse für die Intermodulation 

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Messung des Differenztonfaktors: 

Der Modulationsverstärker wurde mit einem Eingangssignal mit einer Frequenz von 1kHz und einer 

Amplitude von 1Vpp und einem Eingangssignal mit einer Frequenz von 900 Hz und einer Amplitude 

von 1Vpp gespeist. Die Amplitude der hierbei entstehenden, unerwünschten, Differenzfrequenz von 

100 Hz lag mehr als 95 dBu unterhalb der Amplitude der Eingangssignale. Es wurde ein 

Differenztonfaktor von 0,0092 % gemessen. 

Meßergebnisse für den Differenztonfaktor (Teil 1von 2) 

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Meßergebnisse für den Differenztonfaktor (Teil 2 von 2) 

Der Vollständigkeit halber wird noch eine Gegenüberstellung der Meßdaten des 

Modulationsverstärkers und des BLACK CAT2 vorgenommen: 

Betragsfrequenzgang 

Klirrfaktor 

Modulationsverstärker Black Cat2 

Konstant 33dBu 

(f=100Hz...50kHz, 

Eingangsspannung 1VPP)


Die Inbetriebnahme und die empirische Optimierung des 

Oszillatorteils. 

Verschiedene, kleinere Änderungen. 

Der Draht am oberen Ende der tesla-Coil wurde zunächst mit einer Lötverbindung über eine 

Schraube mit der Elektrode verbunden. Nach einigen Minuten Betriebszeit schmolz diese Lötstelle. Sie 

wurde daraufhin durch eine Quetschverbindung ersetzt. Zusätzlich wurde diese Verbindung mittels 

Sechskant-Abstandsbolzen von der die Elektrode haltende Schraubklemme abgesetzt. Die 

Abstandsbolzen schaffen einerseits Distanz, andererseits wird über ihre Oberfläche Wärme abgeführt. 

Mit den zunächst eingebauten Röhren EL519 zeigte sich ein sehr langsames Anheizen und 

Anschwingen des Oszillators. Messungen zeigten, daß trotz der Verwendung von Lautsprecherkabel 

für die Heizzuleitungen in dem 5m langen Anschlußkabel nur eine Spannung von 5,8V über den 

Heizanschlüssen der Röhren lag. Die EL510 benötigt 6,3V bei ca. 2A. Daher wurde auf die, zudem 

besser erhältliche, PL519, mit einer Heizspannung von 40V und einem Heizstrom 0,3A, umgestellt, die 

über einen separaten, nachträglich eingebauten, als Standardprodukt erhältlichen, Trafo gespeist 

wird. Damit ergab sich dann ein schnelles Anschwingen des Oszillators. 

Abschirmung und zusätzliche Entstörung. 

Es zeigte sich erwartungsgemäß, daß für einen hinreichend kleinen Störpegel außerhalb der Plasma- 

Box ein vollständiges Schließen der Abschirmung ( incl. aller Schrauben) notwendig ist. 

Das Blech, das den Druck für die Halterung der Abschirmgitter verteilt hat sich mit einer Stärke von 

1mm als zu dünn erwiesen, es wellt sich und liegt nicht an allen Stellen vollständig auf. 

Auf der Leitung, die den Ausgang des Modulationsverstärkers mit dem Schirmgitter verbindet, zeigte 

sich ein signifikanter HF-Störpegel. Dieser konnte durch den Einbau einer 100uH-Drossel zwischen 

Schirmgitter und Durchführungskondensator sowie das Parallelschalten eines weiteren 100pF- 

Kondensators zum schon vorhandenen 100pF-Kondensator vom Schirmgitteranschluß nach Masse 

um den Faktor 10 gesenkt werden. 

Der mit diesen Maßnahmen erreicht Störpegel ist für die Praxis klein genug. Wenn man den BLACK 

CAT 2 (ohne Eingangssignal) auf maximale Lautstärke stellt, dann ist nicht mehr das geringste 

Störgeräusch zu hören. (Wenn man das jedoch tut, solange nicht alle Schrauben des 

Abschirmgehäuses angezogen sind, ist ein leises Brummgeräusch zu vernehmen) 

Es wurde versuchsweise eine weitere 100uH-Drossel zwischen dem außerhalb der Abschirmung 

gelegenen Anschluß des Durchführungskondensators und dem Anschlußstecker eingefügt. Dies 

brachte nicht die geringste Veränderung. Wenn man dagegen 3 Klappferrite, in etwa 10cm 

Entfernung vom hochtönerseitigen Anschluß des Verbindungskabels, über das Anschlußkabel legt, 

dann geht der Störpegel noch einmal signifikant zurück. Es handelt sich also um eine 

Gleichtaktstörung. 

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Die Betriebsanzeige. 

Die Plasmaflamme muß, mit einem an einem Schraubenzieher isoliert angebrachten Drahtstück daß 

man kurz an die Elektrode hält, manuell gezündet werden. Daher ist eine Anzeige, die das 

Vorhandensein der Hochfrequenz anzeigt hilfreich und wurde nachträglich hinzugefügt. 

Hierzu wird eine Glühlampe 28V, 40mA, 1,12W (SLI # 688, Farnell # 113-9305) einseitig geerdet und 

auf der anderen Seite mit einem Stück Kupferfolie versehen, daß der kapazitiven Kopplung zum 

oberen Ende der Tesla-Coil hin dient. Nach dem Zünden der Flamme erlischt das Lämpchen, da 

damit die Feldstärke zurückgeht. 

Achtung: Wenn man das Abschirmgehäuse öffnet, dann muß man das Lämpchen vor dem 

Einschalten des Oszillators entfernen, da es aufgrund der dann geänderten Feldverhältnisse sonst 

durchbrennt. 

Die Betriebsanzeige 

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Aktive Betriebsanzeige vor der Zündung 

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Die Elektrode. 

Es wurde zunächst mit Wolfram-Schweißelektroden gearbeitet. Es zeigte sich jedoch ein schneller 

Abbrand der Elektroden in der Größenordnung von 1mm pro Stunde Betriebszeit. 

Diese Elektroden wurden dann durch spezielle Elektroden mit wärmeabführendem Kupferkern, die als 

Ersatzteil für Plasmalautsprecher von Magnat angeboten werden, ersetzt. Mit diesen Elektroden ist 

bisher kein Abbrand oder Verschleiß aufgetreten. 

Die genaue Bezeichnung: Elektrode MP01 

Die Bezugsquelle: Magnat Audio-Produkte GmbH 

Lise-Meitner Str. 9 

D-50259 Pulheim 

Tel.: 02234 / 807-0 

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Die Inbetriebnahme, die empirische Optimierung und die akustische 

Vermessung des Gesamtsystems. 

Die Messungen mit dem HF-Demodulator. 

Um die korrekte Arbeitsweise der Modulation zu überprüfen, wurde die HF-Spannung in der 

Umgebung der Tesla-Coil kapazitiv ausgekoppelt und demoduliert. 

Hierfür wurde die folgende Schaltung verwendet. 

Tesla-Coil 

R1 

470R 

Schaltung zur Auskopplung und Demodulation der Hochfrequenz 

D1 

OA161 

L1 

100uH 

Zum 

Oszilloskop 

C1 

10nF 

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Die praktische Ausführung der Schaltung und der Koppelelektrode 

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Detailansicht der Demodulatorschaltung 

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Bei Betrieb ohne Audio-Signal stellt sich eine Gleichspannung von ca. 3,18V am Ausgang des 

Demodulators ein. 

Demodulierte HF an Auskopplung / Demodulatorschaltung: 


GND: unterer Bildschirmrand ( = unterste waagrechte Grid-Linie) 

Kein Audio-Signal 

Hinweis: Diese Messung, und alle folgenden Messungen dieses Abschnitts wurden noch mit einer 

Schirmgitter-Gleichspannung von 93V durchgeführt. Dieser Wert wurde zu einem späteren Zeitpunkt 

des Entwicklungsprozesses auf 120V erhöht. 

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Die folgende Meßreihe wurde bei Ansteuerung des Schirmgitters mit 40 Vss aufgenommen. 




Audio-Signal 5kHz mit einer Amplitude von 40Vss an Schirmgitter 

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HF-Signal bei den identischen Verhältnissen wie bei der vorstehenden Messung. Messung durch 

Eintauchen des Tastkopfs um ca. 5mm in den geschirmten Bereich. 

Tastkopf 1 zu 100, Signal ist mittelwertfrei. 

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HF-Signal bei den identischen Verhältnissen wie bei der vorstehenden Messung. Messung durch 

Eintauchen des Tastkopfs um ca. 5mm in den geschirmten Bereich. 

Tastkopf 1 zu 100, Signal ist mittelwertfrei. 

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Signal am Ausgang des Modulationsverstärkers Signal bei den identischen Verhältnissen wie bei der 

vorstehenden Messung 



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Für die folgende Meßreihe wurde die Aussteuerung auf 130Vpp, die Aussteuerungsgrenze des 

Modulationsverstärkers, erhöht. 




Audio-Signal 5kHz, Amplitude am Schirmgitter ist 130 Vss 

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Dazugehöriges Signal am Ausgang des Modulationsverstärkers 



Auf der Folgeseite sind Ausschnitte aus dem Ausgangssignal des Demodulators und des 

Modulationsverstärkers bei verschiedenen Aussteuerungen gegeneinandergestellt. 

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Ausschnitt: 

Signal am Ausgang des Demodulators bei Aussteuerung mit 130 Vss 

Ausschnitt: 

Signal am Ausgang des Demodulators bei Aussteuerung mit 40 Vss 

Zum Vergleich: dazugehöriges Ausgangssignal des Modulationsverstärkers mit 40Vss 

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Es ist eine geringe Signalverzerrung zu erkennen, die auch schon bei kleiner Aussteuerung auftritt. Die 

Quelle dieser Verzerrung konnte noch nicht ermittelt werden. Sie kann sowohl durch eine 

Nichtlinearität des Modulationsprozesses in der Oszillatorröhre als auch durch eine Nichtlinearität der 

(einfachen) Demodulatorschaltung mit einer Germaniumdiode entstehen. Für eine Entstehung der 

Nichtlinearität in der Demodulatorschaltung spricht, daß die Verzerrung von der Richtung der 

Rampen abhängig ist, sie ist bei der ansteigenden Rampe ( = Aufladen des Kondensators am 

Demodulatorausgang) deutlich stärker als bei der abfallenden Rampe. 

In der Praxis spielen derartige Verzerrungen nur eine geringe Rolle, da die Grenzfrequenz des dem 

Modulationsverstärker vorgeschalteten Hochpasses mit ca. 10 kHz so gewählt wurde, daß die 

Klirrprodukte k2 (nicht störend) an der Hörgrenze sind, während man k3 (störend) mit dann 30 kHz auf 

keinen Fall mehr hören kann. 

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Zusammenfassung der abschließend verwendeten Parameter. 

Abschließend ergab sich mit den folgenden Parametern der beste Klangeindruck: 

- Elektroden von Magnat (keine Störgeräusche durch Abbrand) 

- Grenzfrequenz des Hochpasses in der Weichenbox 9,4 kHz ( k3 nicht mehr hörbar) 

- Schirmgitterspannung (Mittelwert) 120V (große Flamme, großer Modulationsspielraum) 

- Verstärkung des Modulationsverstärkers ca. 50 (max. 100 Vss Ausgangsspannung bei maximalem 

CD-Pegel von 2 Vss) 

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Die akustischen Meßergebnisse. 

Die akustische Vermessung wurde in der Prüfhalle des Fachbereichs Technische Akustik der TU-Berlin 

durchgeführt. Das folgende Bild zeigt den Meßaufbau. 

Meßaufbau für die akustische Vermessung in der Prüfhalle des Fachbereichs Technische Akustik der 

TU-Berlin 

Der Frequenzgang steigt bis hin zu 20 kHz (Grenze der Meßmöglichkeit) mit 16dB pro Dekade an. Der 

Grund dafür ist, daß unterhalb von 20 kHz die Wellenlänge des Schalls größer als die Länge der 

Flamme ist. Die abgestrahlte Leistung steigt mit dem Verhältnis der Wellenlänge zur abstrahlenden 

Struktur an, bis die Größenordnung einer Wellenlänge erreicht ist. 

Das folgende Diagramm zeigt den aufgenommenen Frequenzgang: 

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Der Frequenzgang des Plasma-Hochtöners 

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Die Richtcharakteristik der Schallabstrahlung ist im wesentlichen kreisförmig. Bei 1kHz ist die 

Wellenlänge des Schalls groß gegenüber den durch die Konstruktion des Gehäuses und der in ihm 

montierten Bauteile gegebenen Hindernissen. Bei höheren Frequenzen sind dagegen die Einflüsse 

von Stützstreben und Halterungen erkennbar. Die Zacken in der zu 1kHz gehörenden Kurve 

entstanden durch kurzzeitige Störgeräusche, die beim Herunterfallen eines Kabels während der 

Drehbewegung auftraten. 

Das folgende Bild zeigt die aufgenommene Richtcharakteristik. 

Die Richtcharakteristik des Plasma-Hochtöners 

Seite 91

Ausführliche Dokumentation (PDF, 14,9 MB) - EMSP - TU Berlin

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