Der Modulationsverstärker (PDF, 2,5 MB) - EMSP - TU Berlin

Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2005/6 High Speed 1/2 Modulationsverstärker
Der Modulationsverstärker
Von Kai Löbbicke und Henry Westphal
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2005/6 High Speed 1/2 Modulationsverstärker
Die Idee.
Die im Laufe des Sommersemesters 206 aufgebauten Plasma-Hochtöner wurden zunächst durch
Hochtransformation des Audio-Signals mittels eines NF-Übertragers moduliert. Dieser Übertrager wird
primärseitig vom Lautsprecherausgang des Audio-Verstärkers gespeist.
Die Übertragungseigenschaften von NF-Übertragern sind, insbesondere im Hochtonbereich, nicht
optimal. Der Übertrager limitiert daher die Klanggüte.
Es liegt daher nahe, den Übertrager durch einen Spannungsverstärker, den Modulationsverstärker, zu
ersetzen.
Diesen Verstärker kann man nun mit dem Ausgangssignal des vorhandenen Audio-Verstärkers
speisen. Das führt aber dazu, daß sich die Verzerrungen und die Laufzeiten beider Verstärker
addieren.
Es erscheint daher vorteilhaft, den Modulationsverstärker parallel zum vorhandenen Audio-Verstärker
zu betreiben, der nach wie vor die Tief- und Mitteltonlautsprecher ansteuert. Damit wird die Addition
von Laufzeiten und Verzerrungen vermieden.
In der folgenden Skizze wird das Prinzip vergleichend dargestellt.
Audio-Quelle
Audio-Quelle
Das Prinzip des Modulationsverstärkers im Vergleich mit dem bisher verwendeten
Modulationsübertrager
Um zu einem ausgeglichenen Klangbild zu kommen wird man in der späteren Praxis vor dem
Eingang des für die Mitten und Tiefen verwendeten Audioverstärkers einen Tiefpaß und vor den
Modulationsverstärker einen Hochpaß schalten.
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Die Anforderungen.
Aus dem geplanten Einsatzzweck ergeben sich die folgenden Anforderungen an den Verstärker:
- Es wird ein NF-Ausgangssignal von 100Vss für den 50W-Plasma-Hochtöner und von 500Vss für den
250W-Plasma-Hochtöner benötigt.
- Zudem soll der Modulationsverstärker die Schirmgitter-Gleichspannung von 120 bzw. 400V
bereitstellen.
- Es wird ein Ausgangsstrom von bis zu20mA benötigt.
- Es wird ein Frequenzgang von mindestens 40kHz (-3dB) benötigt.
- Klirrfaktor, Differenztonfaktor und Intermodulation sollen möglichst gering sein.
- Der Eingangspegel für Vollaussteuerung soll 0,7V eff sein, entsprechend dem üblichen
Ausgangssignal von CD-Playern.
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Der Lösungsansatz.
Im Sommersemester 2004 ist im Rahmen dieser Veranstaltung „Mixed-Signal-Baugruppen“ der High-
End-Röhrenverstärker BLACK CAT1 entstanden, der dann in Verbindung mit einer Studien- und einer
Diplomarbeit optimiert wurde. Diese optimierte Version heißt BLACK CAT2. (BC2)
Detaillierte Informationen über den BLACK CAT 1 bzw. –2 finden sich unter
http://www.emsp.tu-berlin.de/lehre/lehre/mixed-signal-baugruppen
im Internet.
Der BLACK CAT 2
Bei diesem Verstärker wird, wie bei jedem Röhrenverstärker, eine Spannungsverstärkung
vorgenommen, bei der zumeist einige 100Vss NF-Spannung erreicht werden. Zur Anpassung an die,
niederohmigen, magnetischen Lautsprechersysteme wird diese NF-Spannung dann mit einem NF-
Übertrager, dem Ausgangsübertrager, auf meist einstellige Volt-Beträge heruntertransformiert.
Daher liegt der Gedanke nahe, diese erprobte und langwierig optimierte Schaltung zu übernehmen,
und hierbei auf den Ausgangsübertrager zu verzichten und die hochverstärkte NF-Spannung direkt an
das Schirmgitter der Oszillatorröhre des Plasma-Hochtöners zu legen. Der Ausgangsspannung wird
dann noch die Schirmgitter-Gleichspannung überlagert.
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Es ergibt sich das folgende Blockschaltbild des Verstärkers:
+EINGANG
-EINGANG
ECC83/12AX7
-120V
2
ECC83/12AX7
7
1. Stufe
3 1
8
6
Differenzverstärker Spannungsverstärker
Stromverstärker
+240V
GEGENK.
1M
2. Stufe
-120V
ECC82
2
ECC82
Blockschaltbild des Modulationsverstärkers
7
3 1
8
6
+300V
BIAS
-120V
+B
V2401A
EL504
6
7
2
1
+B
AK2401 1
8
3
MITTELWERT
SCHIRMGITTER
+B
Es handelt sich hier um einen, in Röhrentechnik aufgebauten, Operationsverstärker. Auf die
Eingangsstufe, die der klassischen Differenzverstärkerschaltung entspricht, folgt die, ebenfalls als
Differenzverstärker aufgebaute, Treiberstufe. Auf diese folgt eine weitere, single-ended-Verstärkerstufe
zur weiteren Spannungsverstärkung. Der Ausgang dieser Stufe treibt seinerseits eine Pufferstufe zur
Erzielung eines niedrigen Ausgangswiderstands. Vor dieser Stufe wird ein Gleichspannungsoffset,
entsprechend der mittleren Schirmgitterspannung, hinzugefügt.
1
+B
3 2
ECC99
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AUSGANG

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Zum Vergleich ist untenstehend das Blockschaltbild der Verstärker BLACK CAT gezeigt. Deutlich ist die
Übereinstimmung der Eingangs- und Treiberstufen zu erkennen.
Eingang
2
+155V
3 1
-120V -120V
2
3
1
+155V
2
2
+300V
3 1
3
1
+300V
Blockschaltbild des BLACK CAT zum Vergleich
-Ug
-Ug
5
5
8 3
8
3
4
4
+450V
7
2
5
8
1
9
6
3
Ausgang
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Der Detailentwurf
Der Schaltplan, auf das sich dieser Text bezieht befindet sich in dem separaten Dokument „Schaltpläne Projekt High-Speed“
Die notwendige Gesamtverstärkung.
Allgemeines
Ein CD-Player gibt eine Ausgangsspannung von 0,7V eff ( = 1,87Vpp) ab.
Für den Betrieb mit dem 50W-Hochtöner wird somit eine Verstärkung von
60Vpp / 0,7V eff
= 21,3 Veff / 0,7Veff
= 30 benötigt.
Für den Betrieb mit dem 250W-Hochtöner wird eine Verstärkung von
500Vpp / 0,7V eff
= 177 Veff / 0,7Veff
= 252 benötigt.
Diese Werte gelten jedoch für den gegengekoppelten Verstärker.
Die Erfahrungen mit dem Verstärker BLACK CAT legen einen Gegenkopplungsfaktor von 20dB ( =
1/10) nahe. Das bedeutet, daß die Leerlaufverstärkung des Modulationsverstärkers mindestens
30 * 10 = 300 bzw.
252 * 10 = 2520
betragen muß.
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Mögliche Erhöhung der Verstärkung aufgrund des geringeren Amplitude der
hochfrequenten Signalanteile in üblichen Audiosignalen.
Es ist allgemein bekannt, daß die höheren Frequenzanteile in einem typischen Musiksignal eine
geringere Amplitude als die tiefen und mittleren Frequenzanteile haben. Dies würde unter
Umständen bedeuten, daß man die Verstärkung des Modulationsverstärkers erhöhen könnte, ohne
daß es zu einer Übersteuerung des Hochtöners käme. Hierzu wurden verschiedene Musikstücke mit
einem Analyseprogramm untersucht. Hierbei kam es zu den folgenden Ergebnissen:
Beethoven Sinfonie Nr. 1 Max. Amplitude nach Hochpaß 500 Hz 68% der max.
Amplitude ohne Filterung.
Max. Amplitude nach Hochpaß 1kHz 47% der max.
Amplitude ohne Filterung.
Max. Amplitude nach Hochpaß 2kHz 30% der max.
Amplitude ohne Filterung.
Rock/Punkrock Max. Amplitude nach Hochpaß 500 Hz 71% der max.
Amplitude ohne Filterung.
Max. Amplitude nach Hochpaß 1kHz 64% der max.
Amplitude ohne Filterung.
Max. Amplitude nach Hochpaß 2kHz 51% der max.
Amplitude ohne Filterung.
Sprache (Moderator) Max. Amplitude nach Hochpaß 500 Hz 50% der max.
Amplitude ohne Filterung.
Es wurde hierbei ein Hochpaßfilter erster Ordnung verwendet.
Max. Amplitude nach Hochpaß 1kHz 41% der max.
Amplitude ohne Filterung.
Max. Amplitude nach Hochpaß 2kHz 35% der max.
Amplitude ohne Filterung.
Man hätte also die Möglichkeit, die Verstärkung so einzustellen, daß sich bei einem dem Verstärker
vorgelagerten Hochpaß mit einer Grenzfrequenz von 1kHz bereits bei einer Eingangsspannung von
0,7V eff * 0,7 = 0,49V eff die Vollaussteuerung ergibt, ohne daß es zu einer Übersteuerung des
Hochtöners kommt.
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Die Eingangs- und die Treiberstufe.
Zunächst soll die theoretisch zu erwartende Verstärkung der Eingangsstufe berechnet werden.
Uein
ECC83/12AX7
2
3 1
+240V
-120V
Prinzipschaltbild der Eingangsstufe
8 6
7
ECC83/12AX7
Eine direkte Bestimmung des Arbeitspunkts ist aufgrund der Vielzahl der vorhandenen Abhängigkeiten
praktisch nicht möglich. Daher wurde die Methode des „intelligenten Ratens“ mit anschließender
Proberechnung gewählt.
Vereinfachend wird angenommen, daß beide Anodenwiderstände den Wert 100kOhm haben. Der
Kathodenwiderstand hat den Wert 68 kOhm.
Die Annahme einer Gitterspannung von –1V führte zum Erfolg. Mit der Annahme von Ug = 1V beträgt
das Kathodenpotential Uk +1V. Die Spannung über dem Kathodenwiderstand ist dann 120V + 1V =
121V. Da die Gitter beider Triodensysteme als an Masse liegend angenommen werden, kann,
aufgrund der zuvor erfolgten Gleichsetzung der Werte beider Anodenwiderstände, von einer
Symmetrie der Anordnung ausgegangen werden. Damit folgt, daß sich der den Kathodenwiderstand
durchfließende Strom zu gleichen Teilen auf beide Triodensysteme aufteilt.
Ik = 121V / 68kO = 1,8 mA
Ik = IA1 + IA2 mit IA1 = IA2
IA1 = IA/2 = 0,9 mA = IA2
UA1 = 240V – 100kO × 0,9mA = 140V = UA2
Uaus
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Also ist der bestimmte Arbeitspunkt der beiden Trioden bei UA1 = UA2 = 142V und
IA1 = IA2 = 0,98mA. Der Arbeitspunkt ist in der folgenden Kennlinie dargestellt.
Kennlinienfeld ECC83 – Arbeitspunkt Eingangsstufe
Die Annahme einer Gitterspannung von –1V ist somit mit den aus ihr errechneten Anodenströmen
und Anodenspannungen mit einer für diese Abschätzung hinreichenden Genauigkeit konsistent.
Nun soll die Leerlaufverstärkung (ohne Gegenkopplung) der Vorverstärkerstufe bestimmt werden.
Dazu soll die bekannte Formel
V = µ × RA / (Ri + RA)
benutzt werden. RA ist dabei der Anodenwiderstand und kann direkt abgelesen werden. Der
Anodenwiderstand beträgt 100kO. Der Faktor µ kann aus dem Datenblatt gewonnen werden. Dieser
beträgt 100. Der Widerstand Ri ist der Innenwiderstand der Triode und kann aus dem Anstieg der
Kennlinie im Arbeitspunkt bestimmt werden. In der folgenden Abbildung ist die Approximation des
Anstieges dargestellt.
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Kennlinienfeld ECC83 – Verstärkung Vorverstärker
Es kann der Innenwiderstand annähernd aus der Steigung der in das Kennlinienfeld eingezeichneten
Tangente bestimmt werden.
Ri = 70V / 1mA = 70kO
Aus den gewonnenen Werten kann nun die jeweils einzelne Verstärkung beider Triodensysteme
bestimmt werden.
V = 100 × 100kO / (70kO + 100kO) = 60
Bei unsymmetrischer Ansteuerung erhält man die halbe Verstärkung, also 30.
Unter der vereinfachenden Annahme einer symmetrischen Ansteuerung ist jedoch an jeder der
beiden Röhrensysteme nur die Hälfte der Steuerspannung wirksam. Da jedoch hier die
Ausgangsspannung zwischen beiden Anoden abgenommen wird, ist entspricht die
Gesamtverstärkung der Stufe der hier errechneten Verstärkung eines Triodensystems und ist daher
ebenfalls ca. 60.
Bei der praktisch ausgeführten Schaltung haben die beiden Anodenwiderstände jedoch
unterschiedliche Werte. Dies liegt in der unsymmetrischen Ansteuerung der Stufe begründet, denn
das zur Gegenkopplung verwendete Signal ist zwingend kleiner als das Eingangssignal.
Um einen geringen Klirrfaktor, als auch einen geringen Differenztonfaktor und eine geringe
Intermodulation zu erreichen ist eine absolut symmetrische Ansteuerung der Treiberstufe notwendig.
Diese kann mit einem zwischen den „oberen Enden“ der Anodenwiderständen liegenden
Potentiometer eingestellt werden.
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Die Treiberstufe
Die Treiberstufe wie die Vorverstärkerstufe als Differenzverstärker realisiert. Die nun folgende
Bestimmung der Arbeitspunkte und der Verstärkung entspricht der bereits bei der Eingangsstufe
angewandten Vorgehensweise. Die Treiberstufe ist in der folgenden Abbildung noch einmal
dargestellt.
Uein
ECC82
2
3 1
+300V
-120V
8 6
7
ECC82
Der Wert der beiden Anodenwiderstände ist 68kOhm. Der Wert des Kathodenwiderstands ist 27
kOhm.
Der Arbeitspunkt wird, wie bereits bei der Eingangsstufe, mittels „intelligentem Raten“ bestimmt.
Die willkürliche Annahme einer Gitterspannung von –7V ist, wie folgende Rechnung zeigt,
gerechtfertigt.
Aus der Annahme einer Gitterspannung von –7V folgt ein Potential beider Kathoden von + 7V.
Daraus ergibt sich die folgende Rechnung:
Ik = (120V + 7V) / 27kO = 4,7mA
Ik = IA1 + IA2 mit IA1 = IA2
IA1 = IA/2 = 2,35mA = IA2
UA1 = 300V – 68kO × 2,35mA = 140V = UA2
Damit ist der Arbeitspunkt durch die beiden Werte bestimmt. Um die dazugehörige Gitterspannung zu
verifizieren, ist der Arbeitspunkt im Kennlinienfeld in der folgenden Abbildung dargestellt.
Uaus
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Kennlinienfeld ECC82 – Arbeitspunkt Treiberstufe
Die der Rechnung zugrundeliegenden Annahme einer Gittervorspannung von –7V ist hinreichend
genau bestätigt.
Es soll nun die Verstärkung der Treiberstufe ermittelt werden. Die Formel zur Verstärkungsberechnung
ist dieselbe wie bei der Vorverstärkerstufe:
V = µ × RA / (Ri + RA)
Der Anodenwiderstand hier beträgt 68kO. Der Faktor µ wird wiederum aus dem Datenblatt der
ECC82 entnommen. Dieser beträgt bei der Triode vom Typ ECC82 17. Der Innenwiderstand Ri wird
aus dem Anstieg der Kennlinie im Arbeitspunkt näherungsweise ermittelt.
Die Approximation des Anstieges ist in der folgenden Abbildung graphisch dargestellt.
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Kennlinienfeld ECC82 – Innenwiderstand Treiberstufe
Es kann der folgende Innenwiderstand annähernd bestimmt werden, indem man die Steigung der
Tangente anhand von ausgewählten Punkten bestimmt.
Ri = 100V / 7mA = 14 kO
Mit diesen Werten lässt sich nun die Verstärkung der Treiberstufe bestimmen.
V = 17 × 68 kO / (14 kO + 68 kO) = 14
Da zur Ansteuerung der einen, verbliebenen, Endröhre das verwendete Ausgangssignale der Stufe im
Massebezug (und nicht differentiell) genutzt wird, reduziert sich die tatsächlich wirksame Verstärkung
auf die Hälfte, das ist dann 14 / 2 =7.
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Die Gesamtverstärkung von Eingangs- und Treiberstufe
Die Gesamtverstärkung von Eingangs- und Treiberstufe ist nach den vorstehenden Berechnungen:
V = 30 * 7 = 210.
Es wird also noch eine weitere, spannungsverstärkende Stufe benötigt, um die bereits bestimmten
Mindestverstärkungen von 300 bzw. 2520 zu erhalten.
Für diese reicht dann eine Spannungsverstärkung von 10 bereits aus, eine höhere Verstärkung ist
jedoch an dieser Stelle vorteilhaft.
Experimentelle Überprüfung der Eigenschaften der Eingangs- und der Treiberstufe des
BLACK CAT 2
Um die obigen Berechnungen noch einmal zu verifizieren und um weitere Eigenschaften der
Eingangs- und der Treiberstufe noch einmal experimentell zu begutachten wurden am vorhandenen
Verstärker BLACK CAT 2 die folgenden Messungen durchgeführt.
Aus dem BLACK CAT 2 wurden die Endstufenröhren gezogen, um die Gegenkopplung zu
unterbrechen. An den Eingang des BC2 wurde ein Signalgenerator angeschlossen, der eine
Dreieckspannung, mit zunächst einer Frequenz von 1kHz, lieferte. An einen der beiden Ausgänge der
Treiberstufe ( = Steuergitteranschluß der Endröhre) wurde ein Oszilloskop angeschlossen.
Nun wurde die Ausgangsspannung des Signalgenerators so weit erhöht, bis sich eine Abkappung der
Dreiecksspitzen am Ausgang der Treiberstufe ergab. Dies geschah bei einer Ausgangsspannung von
150Vpp. Damit wurde die Aussteuerungsgrenze der Treiberstufe zu 150Vpp ermittelt.
Bei der genannten Ausgangsspannung von 150Vpp lag am Eingang des Verstärkers eine Spannung
von 0,6Vpp an. Damit liegt eine tatsächliche Verstärkung von
150V / 0,6V = 250 vor.
Die Abweichung zum berechneten Wert von 210 ist angesichts der Ablesegenauigkeiten aus den
Kennlinien zufriedenstellend klein.
Der –3dB-Punkt der Verstärkung lag bei ungefähr 43 kHz.
Weitere Details zur Eingangs- und Treiberstufe
Vor den Eingang des Verstärkers wird ein Potentiometer zur Lautstärkeregelung, P2401, geschaltet.
C2401 (100nF) verhindert eine Übersteuerung des Verstärkers durch „Clic-Ereignisse“ und vermeidet
eine Arbeitspunktverschiebung durch mögliche, ungewollte, Gleichanteile des Eingangssignals.
Mit J2407 kann zwischen verschiedenen Quellen des zur Gegenkopplung zurückgeführten
Ausgangssignals gewählt werden.
Im Standardfall ist J2407 von 2 nach 3 gebrückt. Dann wird die Gegenkopplungsspannung vom
Ausgang des Verstärkers abgenommen. C2404 hält den Gleichanteil des Ausgangssignals zurück.
Mit dem aus R2411 und P2403 (sowie dem später hinzugekommenen Widerstand R??) bestehenden
Spannungsteiler wird der Gegenkopplungsgrad eingestellt. Mit C2407 ist eine Phasenkompensation
zur Vermeidung von Oszillationen möglich.
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Wenn J2407 von 2 nach 1 gebrückt ist, dann wird das Gegenkopplungssignal von einem externen
HF-Demodulator abgenommen der kapazitiv mit der Tesla-Coil des Hochtöners gekoppelt ist. Wenn
sich dieses Verfahren als praktikabel erweisen sollte, könnte man mit ihm die stets vorhandene, wenn
auch geringe, Nichtlinearität der Modulation kompensieren.
Die zusätzliche Spannungsverstärkerstufe.
Diese Stufe soll eine Wechselspannung von 60Vpp bzw. von 500Vpp, je nach Leistung des
Hochtöners, abgeben.
Es liegt zunächst nahe, eine der Treiberstufe entsprechende Differenzverstärkerschaltung mit einer
weiteren Doppeltriode aus der ECC-Serie zu verwenden.
Aufgrund der zu hohen Absolutwerte der Anodenspannung und der zu kleinen gitterseitigen
Aussteuerbarkeit der Röhren der ECC-Serie ist dies jedoch nicht möglich. Stattdessen wurde eine
Endpentode des Typs EL504 (V201) vorgesehen, die sowohl in Bezug auf die Absolutwerte der
Anodenspannung als auch auf die mögliche Amplitude der Gitterwechselspannung hier noch
großzügige Reserven bietet.
Diese Stufe soll im Folgenden dimensioniert werden:
Es wird eine Anodenspannung von 550V vorgesehen. Die maximal zulässige Anodenverlustleistung
der EL504 ist 16W. Die maximale Anodenverlustleistung ergibt sich, wenn über der Röhre die halbe
Betriebsspannung anliegt. Der Strom durch die Röhre darf in diesem Fall den Wert
nicht überschreiten. Daraus folgt ein minimaler Wert für den Anodenwiderstand (R2405) von
Die Belastbarkeit des Anodenwiderstands muß jedoch von der Größenordnung her so ausgelegt sein,
daß, bei voll durchgesteuerter Röhre, die gesamte Anodenversorgungsspannung über ihm abfallen
kann.
Wenn man eine praktisch sinnvolle Baugröße und damit eine Belastbarkeit des Widerstands von 10W
vorgibt, erhält man den folgenden Widerstandswert:
Es wird ein praktisch beschaffbarer Widerstand mit 22kOhm und 12W Nennleistung vorgesehen, an
dem bei einem, hypothetischen, dauerhaften Kurzschluß über der EL504 eine Verlustleistung von
13,8W anfallen würde. Für den praktischen Betrieb ist der Widerstand mit 12W jedoch ausreichend
dimensioniert.
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Man erhält mit einem Anodenwiderstand von 22 kOhm und angenommenen Streukapazitäten von
50pF die folgende obere Grenzfrequenz, wenn man den Innenwiderstand der Röhre als unendlich
ansieht, was aufgrund des Verhaltens der Pentode als steuerbare Stromquelle gerechtfertigt ist:
Mit der Steckbrücke J2405 ist die Wahl eines anderen Wertes für den Anodenwiderstand, durch
Herstellung einer Verbindung zum optionalen Widerstand R2404, möglich. Damit kann man den
Verstärker im Bedarfsfall für den Betrieb mit den verschiedenen Ausführungen der Plasma-Hochtöner
umkonfigurieren.
Die Gittervorspannung wird über einen Spannungsteiler aus der –120V-Versorgung gewonnen. Ein
Trimmpotentiometer (P2301) dient zur Feineinstellung im Bereich –20V bis –50V. Mit C2338 werden
mögliche Störspannungen ausgefiltert.
R2310 ist der Gittervorwiderstand, der Wert 220kOhm wurde von der Endstufe des BC2 übernommen.
R2401 dämpft möglicherweise auftretende Oszillationen der Stufe im UHF-Gebiet, der Wert 1kOhm ist
ein häufig in der Literatur anzutreffender Erfahrungswert. Der Kathodenwiderstand R2314 bewirkt eine,
die Alterung der Kathodenoberfläche kompensierende, Gegenkopplung und verhindert damit ein
„Weglaufen“ des Arbeitspunktes der Stufe. Der Wert 4,7 Ohm wurde von der Endstufe des BC2
übernommen.
Die Verlustleistung des Schirmgitters der EL/PL504 soll laut Datenblatt 5W nicht übersteigen. Als
sinnvolle Größenordnung Schirmgitterspannung wird der Erfahrungswert von 120V vorgesehen.
Dem Datenblatt kann eine Größenordnung des Schirmgitterstroms von 20mA für die im
Normalbetrieb anzunehmende Größenordnung der Anodenspannung entnommen werden.
Damit kann die folgende Größenordnung für den Schirmgitterwiderstand (R2403) angegeben
werden:
Im Verlauf der Inbetriebnahme der Schaltung zeigte sich, daß der Widerstand deutlich größer
gewählt werden kann und daß eine Zenerdiode zur Begrenzung und Stabilisierung der
Schirmgitterspannung sinnvoll ist.
Mit C2408 (1uF) wird das Schirmgitterpotential in Bezug auf den Audio-Frequenzbereich (bereits ohne
das spätere Vorhandensein der Zenerdiode) konstantgehalten. Es ergibt sich eine Grenzfrequenz
von:
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Nun soll die Verstärkung der Stufe abgeschätzt werden.
Ug zu Ia- Kennlinie aus dem Datenblatt PL504 (Philips, 1970)
Die Steilheit S wird mittels der Steigung der an die, gedachte, Kennlinie für Ug2 = 120V angelegten
Tangente zu 3,2mA/V abgeschätzt. Damit ergibt sich die Verstärkung zu:
Man erhält somit, mit der bereits ermittelten Verstärkung von 250 für die Eingangs- und Treiberstufe,
eine (theoretische) Gesamtverstärkung des Modulationsverstärkers von 210 * 70 = 14.700.
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Die Stromverstärkerstufe
Das Ausgangssignal der soeben besprochenen Spannungsverstärkerstufe kann nicht direkt an den
Plasma-Hochtöner angeschlossen werden, da die Kapazität des Verbindungskabels und die
Schirmgitter-Blockkondensatoren des Plasma-Hochtöners die Grenzfrequenz um eine Größenordnung
vermindern würden, denn diese Kapazitäten in der Größenordnung 1nF bilden mit dem
Anodenwiderstand R405 einen Tiefpaß. Zudem besteht auch die Notwendigkeit, dem
Ausgangssignal der Spannungsverstärkerstufe die Schirmgittergleichspanung zu überlagern. Diese
wird bewußt nicht durch Arbeitspunktvariation der Spannungsverstärkerstufe erzeugt, da man dann
den Arbeitspunkt der Oszillatorröhre und den Arbeitspunkt der Spannungsverstärkerröhre nicht mehr
unabhängig voneinander währen könnte, beide Stufen würden dann mit suboptimaler Einstellung
arbeiten. Der Verstärkerausgang muß auch den Schirmgittergleichstrom von bis zu 20mA liefern.
Daher wird der Spannungsverstärkerstufe eine Spannungsfolgerstufe in Kathodenfolgerschaltung
nachgeschaltet, die als Impedanzwandler mit hohem Eingangswiderstand und kleinem
Ausgangswiderstand arbeitet.
Es sind zwei Triodensysteme parallelgeschaltet. Das Audio-Signal wird kapazitiv über C2409 in die
Stufe gekoppelt. Die Gittergleichspannung, und damit die Schirmgittergleichspannung, wird mit
einem mittels P2402 einstellbaren Spannungsteiler festgelegt. R2407 dient als Gitterableitwiderstand,
C2404 blockt mögliche Störspannungen.
Der Kathodenwiderstand R2410 wird so dimensioniert, daß an ihm bei maximaler
Ausgangsspannung von 500V eine Verlustleistung in der Größenordnung 5W umgesetzt wird:
Es wird der Normwert 47kOhm gewählt.
Es wurde zunächst die Verwendung der leistungsstarken Doppeltriode 6080 vorgesehen. Im Verlauf
der praktischen Erprobung zeigte es sich jedoch, daß diese Röhre für die vorgesehene Anwendung
absolut ungeeignet ist, da ihr Verstärkungsfaktor u mit dem Wert viel zu gering ist. Damit betrug die
Spannungsverstärkung der Stufe nicht nahe 0,9 wie geplant sondern nur noch 0,5. Die Röhre 6080 ist
eine Spezialentwicklung für stabilisierte Stromversorgungen.
Es wurde dann eine, noch zu besprechende, Zusatzleiterplatte mit der neuentwickelten Doppeltriode
ECC99 aufgebaut, die mit einem Oktalstecker in die Fassung der 6080 gesteckt wurde. Der
Verstärkungsfaktor u der ECC99 ist 22. Damit konnte dann, wie geplant, eine Spannungsverstärkung
von ca. 0,9 erreicht werden.
Aus diesem Grund werden die, auf die 6080 bezogenen, weiteren Berechnungen und
Modifikationen bezüglich dieser Stufe nicht dokumentiert.
Man erhält somit abschließend , mit der bereits ermittelten Verstärkung von 17.500 für die Eingangs-
Treiber- und Spannungsverstärkerstufe , eine (theoretische) Gesamtverstärkung des
Modulationsverstärkers von 14.700 * 0,9 = 13.230.
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Die Spannungsregler für die Eingangs- und Treiberstufen
Die Schaltungen arbeiten als Emitterfolger mit den Transistoren Q2301 und Q2310, deren
Basispotential durch Zenerdioden konstantgehalten ist. Tiefpässe zwischen den Zenerdioden und den
Basisanschlüssen unterdrücken die von den Zenerdioden abgegebene Rauschspannung.
Die Dimensionierung der Schaltungen wurde ohne Änderung vom BC2 übernommen und kann unter
http://www.emsp.tu-berlin.de/lehre/mixed-signal-baugruppen/AbschlussberichtWS2003_4
eingesehen werden.
Das Netzteil
Die Anforderungen.
Für die Stromversorgung des Modulationsverstärkers wurde ein spezielles Netzteil entworfen und
aufgebaut, das für die Versorgung von zwei Modulationsverstärkern für einen späteren Stereo-Betrieb
ausgelegt ist.
Der Strombedarf eines Modulationsverstärkers ist:
Kathodenspannung Eingangs / Treiberstufe: -120V / 8 mA
Anodenspannung Eingangs / Treiberstufe: +300V / 8 mA
Anodenspannung Ausgangsstufen: +350V bzw. +600V / bis zu 50mA.
Heizspannung 6,3V (Massebezogen)
ECC83: 0,3A
ECC82: 0,3A
EL504: 1,4A
Summe: 2A
Heizspannung 6,3V (auf den Ausgang bezogen)
6080: 2,5A
Die Spannung +300V wird mit einem linearen Spannungsregler aus einer separat erzeugten,
ungeregelten Spannung +450V erzeugt.
Die Spannung –120V wird mit einem linearen Spannungsregler aus einer ungeregelten Spannung von
nominell –180V erzeugt.
Die Auslegung des Netztransformators
Die Wicklung für die Anodenspannung der Ausgangsstufen wird mit mehreren Anzapfungen
versehen, so daß die Anodenspannung in einem großen Bereich frei gewählt werden kann. Damit
wird die Anpassung an die verschiedenen Schirmgitterspannungen der verschiedenen Plasma-
Hochtöner ermöglicht, ohne daß es zu übergroßen Verlustleistungen in der Ausgangstriode kommt.
Diese Wicklung wird für beide Kanäle genutzt.
Ja nach Wahl der Anzapfung sind die folgenden Anodenspannungen möglich:
300V, 400V, 500V, 600V, 700V.
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230V
0V
Der Netztransformator
500V
420V
350V
280V
210V
0V
6,3V
0V
6,3V
0V
6,3V
0V
6,3V
0V
320V
0V
130V
0V
100mA
2,5A
2,5A
2,5A
2,5A
30mA
30mA
Weiterhin werden 4 Heizwicklungen mit je 6,3V / 2,5A vorgesehen. Die Heizwicklungen sind kanalweise
getrennt, um die Verkabelung zu vereinfachen.
Zur Erzeugung der Spannung +450V wird eine Wicklung mit 320V / 30mA vorgesehen, die für beide
Kanäle genutzt wird. Für die Erzeugung der Spannung -180V wird eine Wicklung mit 130V / 30mA
vorgesehen, die ebenfalls für beide Kanäle genutzt wird.
Der Transformator wurde bewußt überdimensioniert, um ihn auch für mögliche Weiterentwicklungen
des Modulationsverstärkers nutzen zu können.
Der Zweig für die Anodenversorgung der Ausgangsstufen
Mit D1505 bis D1508 wird die vom Transformator kommende Wechselspannung gleichgerichtet. Mit
C1507 bis C1510 werden Spannungsspitzen über den Dioden vermieden, die dann auftreten, wenn
die Dioden in der Nähe des Nulldurchgangs vom Durchlaß- in den Sperrzustand übergehen. Durch
die plötzliche Stromänderung in der Diode kann sich in Verbindung mit der Streuinduktivität des
Transformators eine gedämpfte HF-Schwingung ergeben, die zu Brummstörungen im Verstärker
führen kann. Die Kondensatoren nehmen die in der Streuinduktivität des Transformators gespeicherte
Energie auf. Mit R1505 wird der Ladestrom in den im Moment des Einschaltens der Netzspannung
noch entladenen Ladekondensator begrenzt. Der maximal mögliche Spitzenwert des Ladestroms ist
700V / 47 Ohm = 15A.
Die Größe des Ladekondensators (C1511 bis C1518) wird durch die maximal tolerierbare
Brummspannung bestimmt. Diese kann jedoch nicht beliebig klein gewählt werden, da die Zeit, in
der der Kondensator aus dem Transformator heraus nachgeladen wird mit immer kleiner werdender
Brummspannung gegen Null geht. Das bedeutet, daß die gesamte Leistung in einem immer
geringer werdenden Anteil der Periodendauer der Netzfrequenz dem Transformator entnommen
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werden muß, was dann zu immer höheren Strömen während des Ladeintervalls führt. Diese Ströme
können zu einer Sättigung des Trafokerns führen, womit dann das magnetische Feld aus diesem
heraustritt und in den Verstärker einkoppelt womit dann auf anderem Wege Brummstörungen
entstehen.
Eine Brummspannung von 5Vpp ist, wie aus der praktischen Erfahrung bekannt ist, eine sinnvolle
Vorgabe.
Um den benötigten Kapazitätswert näherungsweise zu berechnen, nimmt man die Ladezeit als
unendlich kurz an. Weiterhin nimmt man die Last als ideale Stromquelle an. Dann erhält man eine
rampenförmige Entladung von 10ms Dauer, der ein erneuter senkrechter Anstieg auf den
Scheitelwert folgt.
Angesichts der üblichen Toleranzen von Elektrolytkondensatoren von –20 / +80% ist die Genauigkeit
dieser Modellierung ausreichend. Durch den Innenwiderstand des Transformators bedingt, flacht sich
die Kuppe der Sinusspannung durch die Stromentnahme während des Ladeintervalls ab, womit sich
die tatsächliche Brummspannung gegenüber dieser Abschätzungsmethode stets reduziert.
Man erhält die folgende Kapazität:
Da Elektrolytkondensatoren mit der hier geforderten Spannungsfestigkeit von 700V nicht erhältlich
sind, wird eine Serien / Parallelschaltung von handelsüblichen Elektrolytkondensatoren mit 400V
Spannungsfestigkeit vorgesehen.
Mir R1506 und R1507 wird die gleichmäßige Spannungsaufteilung zwischen den in Serie
geschalteten Kondensatoren, auch bei unterschiedlichen Restströmen, sichergestellt. Durch die
Widerstände fließt ein Strom von maximal 350V / 100 kOhm = 3,5mA, es entsteht dann eine
Verlustleistung von 1,2W pro Widerstand. Eine weitere Funktion dieser Widerstände ist die
Sicherstellung der Entladung der Kondensatoren bei der Abwesenheit einer ausgangsseitigen Last.
Die Zeitkonstante ist 200uF * 200kOhm = 40s.
Mit der Glimmlampe DS1501 wird das Vorhandensein der Spannung angezeigt, mit F1501 wird das
Netzteil gegen ausgangsseitige Kurzschlüsse geschützt.
Die Zweige für die Anoden- und Kathodenspannung der Eingangs- und Treiberstufen.
Diese Zweige entsprechen in ihrem Aufbau dem bereits beschriebenen Zweig für die
Anodenversorgung der Ausgangsstufen. Entsprechend der kleineren Ausgangsströme wurden die
Ladekondensatoren ungefähr proportional verkleinert und die den Ladestrom begrenzenden
Widerstände vergrößert.
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Die Realisierung
Der Modulationsverstärker wurde auf einer doppelseitig kaschierten Leiterplatte mit durchgehender
Groundplane aufgebaut. Das Netzteil wurde ebenfalls auf einer doppelseitigen Leiterplatte
aufgebaut. Die Leiterplatten wurden freundlicherweise von der Firma Würth-Elektronik ( www.weonline.de
) gespendet. Die Verbindung zwischen Netzteil und Verstärker wurde mit steckbaren
Kabelbäumen hergestellt.
Die folgenden Abbildungen zeigen den fertig aufgebauten Verstärker und die Leiterplatte des
Netzteils.
Der Modulationsverstärker
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Die Leiterplatte des Netzteils
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Die Inbetriebnahme
Das Netzteil und sie Spannungsregler für die Eingangs- und Treiberstufe arbeiteten sofort wie erwartet.
Die Gleichpotentiale der Eingangsstufe wurden aufgenommen:
Kathodenpotential ( = Gittervorspannung) : +1,3V
Anodenpotentiale: +150V, +152V
Anodenversorgungsspannung: +244V
Diese gemessenen Werte entsprechen den erwarteten und vom BC2 her bekannten Werten.
Die Gleichpotentiale der Treiberstufe wurden aufgenommen:
Kathodenpotential ( = Gittervorspannung) : +5,1V
Anodenpotentiale: +133V, +138V
Anodenversorgungsspannung: +304V
Diese gemessenen Werte entsprechen ebenfalls den erwarteten und vom BC2 her bekannten
Werten.
Anschließend wurde die mit der EL504 bestückte Spannungsverstärkerstufe in Betrieb genommen. Es
wurde eine Anodenspannung von nominell 500V durch Wahl der dazugehörigen Trafo-Anzapfung
gewählt. Die Gittervorspannung wurde zunächst so eingestellt, daß sich im Ruhezustand die halbe
Versorgungsspannung an der Anode einstellt, in der Annahme, dies sei der optimale Arbeitspunkt der
Stufe. Es zeigte sich jedoch im weiteren Fortgang der Arbeiten, daß diese Annahme unrichtig ist. Die
besten Ergebnisse wurden abschließend bei einer Gittervorspannung von –27V erreicht.
Zudem zeigte sich die Notwendigkeit, die Schirmgitterspannung durch das Hinzufügen einer
Zenerdiode auf 120V zu begrenzen.
Die Stromverstärkerstufe mit der Triode 6080 arbeitete nicht zufriedenstellend. Die Stufe hatte einen
viel zu geringen Verstärkungsfaktor von 0,5. Die Schirmgittergleichspannung ließ sich nicht sinnvoll
einstellen, da die zu einer hinreichenden Sperrung der Röhre notwendige Gitterspannung über 100V
betrug.
Der Grund für die unbefriedigenden Eigenschaften der Röhre liegen in deren geringen
Verstärkungsfaktor u von nur 2. Diese Röhre ist eine Spezialentwicklung für geregelte
Stromversorgungen und daher nicht als universelle Leistungstriode konzipiert.
Daher wurde die 6080 durch die um das Jahr 2000 herum von JJ-Electronic (Slowakei)
neuentwickelte (!) Treibertriode ECC99 ersetzt. Die ECC99 ist eine leistungsstarke Triode mit einem
Verstärkungsfaktor u von 22, die zur Ansteuerung von Endröhren in hochwertigen Single-Ended
Audioverstärkern entwickelt wurde.
Unter Verwendung eines Oktalsteckers wurde eine Zusatzleiterplatte hergestellt, die anstelle der 6080
in den auf der Leiterplatte des Modulationsverstärkers vorhandenen Sockel gesteckt werden kann. Die
beiden Systeme der ECC99 sind auf der Leiterplatte parallelgeschaltet, zur Reduzierung der
Anodenverlustleistung der ECC99, die deutlich kleinere Anodenblech als die 6080 hat, ist ein
Widerstand 4,7kOhm / 10W in die Anodenzuleitung eingefügt.
Diese Schaltung arbeitete sofort problemlos. Es wurde eine Verstärkung von 0,9 erreicht, aufgrund der
sich einstellenden Gitterspannung im einstelligen Volt-Bereich konnte auch die
Schirmgittergleichspannung nun problemlos eingestellt werden.
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Die von JJ-Electronic neuentwickelte Röhre ECC99
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Nun wurde der, noch nicht gegengekoppelte, Verstärker als Ganzes untersucht.
Der Eingang des Verstärkers wurde mit einer Dreieckspannung mit einer Frequenz von 1kHz gespeist.
An den einzelnen Stufen ergaben sich die folgenden Signalamplituden:
(Ergebnisse der Wiederholungsmessung am 23.09.2006)
Eingang (Steuergitter): 9,5mVpp
Ausgang Eingangsstufe (gegen Masse) 0,275 Vpp
Ausgang Treiberstufe (gegen Masse) 2,94 Vpp
Ausgang Spannungsverstärkerstufe 156 Vpp
Ausgang Kathodenfolger 144 Vpp
Man erhält somit die folgenden Verstärkungsfaktoren:
Eingangsstufe 28,9 (s.e. zu s.e.)
Treiberstufe 10,7 (diff. zu s.e.)
Spannungsverstärkerstufe 53
Kathodenfolger 0,92
Verstärkung gesamt: 15.157
Die folgenden Verstärkungsfaktoren wurden in der Entwurfsphase abgeschätzt:
Eingangsstufe 30 (s.e. zu s.e.)
Treiberstufe 7 (diff. zu s.e.)
Spannungsverstärkerstufe 70
Kathodenfolger 0,9
Verstärkung gesamt: 13.230
Man erkennt, daß die Verstärkung der Eingangsstufe praktisch dem berechneten Wert entspricht,
während die Treiberstufe eine deutlich höhere Verstärkung als abgeschätzt hat. Die Verstärkung der
Spannungsverstärkerstufe liegt unter dem abgeschätzten Wert.
Die gemessene Gesamtverstärkung von Eingangs- und Treiberstufe von 28,9 * 10,7 = 309 liegt 24%
über dem beim BC2 gemessenen Wert von 250.
Der nicht gegengekoppelte Verstärker hat, bei unbelastetem Ausgang, eine –3dB Grenzfrequenz von
ungefähr 24kHz, gemessen mit einem Sinussignal mit 100Vpp am Ausgang bei 1kHz
Referenzfrequenz. Die Grenzfrequenz am Ausgang der Treiberstufe ist 45 kHz.
Beim Aktivieren der Gegenkopplung zeigte sich, daß das ursprünglich vorgesehene
Spannungsteilerverhältnis nicht ausreichte. Um dieses zu vergrößern wurde ein zusätzlicher Widerstand
mit dem Wert 1kOhm parallel zu R2301 und P2403 eingefügt.
Wenn man die Gegenkopplung so einstellt, daß der Verstärker (bei unbelastetem Ausgang) mit
einiger Reserve noch nicht schwingt, dann ergibt sich eine Verstärkung von ca. 1800. Die –3dB-
Grenzfrequenz ist dann 165 kHz.
Wenn man nun den Ausgang mit einer Kapazität von 1nF belastet, dann wird die Übertragung zum
oberen Frequenzbereich hin nicht durch den Amplitudenabfall, sondern durch ab 25kHz einsetzende
Signalverzerrungen begrenzt. Diese entstehen vorrangig an den Punkten der größten, negativen
Amplitude des Ausgangssignals (Hier wird nur der Wechselanteil betrachtet), da die
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Kathodenfolgerschaltung zwar die am Verstärkerausgang angeschlossene Kapazität schnell
aufladen kann, aber außer dem Kathodenwiderstand kein Entladepfad für diese Kapazität besteht.
Um dieser Situation zu begegnen wurde dem Ausgang neben dem 1nF-Kondensator noch ein 8
kOhm-Widerstand parallelgeschaltet. Damit konnte dann der Verzerrungsansatz auf 50 kHz nach
oben verschoben werden, der –3dB-Punkt lag dann bei 160 kHz.
Wenn man die kapazitive Belastung des Ausgangs weiter erhöht kommt es natürlich zu stärkeren
Signalverzerrungen und tieferen Grenzfrequenzen.
Das folgende Bild zeigt das Ausgangssignal des (unbelasteten) Modulationsverstärker bei
Ansteuerung mit einem 20 kHz-Rechtecksignal. Die Ausgangsspannung beträgt 150 Vpp.
Ausgangsspannung des Verstärkers bei Ansteuerung mit 20 kHz-Rechtecksignal (Tastkopf 1 zu 100)
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Ausgangsspannung des Verstärkers bei Ansteuerung mit 20 kHz-Dreiecksignal (Tastkopf 1 zu 100)
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Ausgangsspannung des Verstärkers bei Ansteuerung mit 1kHz-Dreiecksignal (Tastkopf 1 zu 100)
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Nun wurde der Modulationsverstärker in Verbindung mit dem 50W-Plasma-Hochtöner betrieben.
Anstelle der Sekundärwicklung des Trafos wurde der Ausgang des Modulationsverstärkers an das
Schirmgitter der Oszillatorröhre angeschlossen.
Um die kapazitive Belastung des Verstärkerausgang gering zu halten wurde der Kondensator C4 des
Plasma-Hochtöners (1nF vom Schirmgitter zur Masse) entfernt.
Zunächst zeigten sich hierbei erhebliche Störgeräusche. Diese wurden dadurch verursacht, daß der
Modulationsverstärker durch die vom Plasma-Hochtöner abgestrahlte Hochfrequenz gestört wurde. In
einem länger andauernden Prozeß wurde dann sorgfältig der gesamte Aufbau optimiert, bis die
Störungen im Wesentlichen beseitigt waren.
In die vom Verstärker zum Hochtöner führenden Modulationsleitungen wurden zwei Gleichtaktdrosseln
und ein Ferritkern eingebaut. Der Hochtöner wurde auf ein 50 x 50 cm großes Lochblech gestellt.
Damit ging dessen Abstrahlung erheblich zurück. Eine durch die Oszilloskop-Masseverbindung
verursachte Masseschleife wurde beseitigt. Alle Leitungsverbindungen wurden sorgfältig und in
hinreichendem Abstand voneinander auf dem Tisch verlegt. In die Netzzuleitungen des Hochtöners
wurden Ferritkerne eingebracht. In die Leitung von der Signalquelle zum Modulationsverstärker wurde
ein Ferritkern eingebracht. Ein Weller-Lötkolben, der durch die abgestrahlte Hochfrequenz gestört
wurde, gab diese Störungen verstärkt wieder ab, was zu deutlich hörbaren Knackgeräuschen führte,
die mit dem Abschalten dieses Lötkolbens sofort verschwanden.
In der späteren Praxis ist die Abschirmung des Hochtöners mit einem geeigneten Gehäuse aus
Lochblech unabdingbar.
Nach Abschluß der Entstörmaßnahmen zeigte sich ein sehr guter, Klangeindruck, der die Ergebnisse
mit dem bisher verwendeten Modulationsübertrager deutlich übertraf.
Die folgenden Bilder zeigen die abschließenden Versuchsaufbauten:
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Plasma-Hochtöner mit (im Bild nicht sichtbaren) Funktionsgenerator als Signalquelle und der
abschließenden Ausführung der Entstörmaßnahmen.
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2005/6 High Speed 1/2 Modulationsverstärker
Plasma-Hochtöner mit CD-Player als Signalquelle und der abschließenden Ausführung der
Entstörmaßnahmen.
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Abschließend wurde die Rechteckübertragung des Gesamtsystems aus Modulationsverstärker und
Oszillator untersucht, indem das von der Tesla-Coil des Hochtöners ausgehende HF-Signal kapazitiv
aufgenommen und demoduliert wurde.
Hierfür wurde eine einfache Demodulationsschaltung mit einer Germaniumdiode und einem
nachgeschalteten Tiefpaß aufgebaut. Die folgenden Bilder zeigen die Schaltung dieses
„Meßempfängers“ und die praktisch ausgeführte Versuchsanordnung.
R1
10K
D1
OA161
R1
7K
C1
100pF
1
J1
BNC
2
Schaltung zur Demodulation des von der Tesla-Coil abgestrahlten HF-Signals.
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Versuchsaufbau zur Aufnahme des demodulierten HF-Signals
Das folgende Bild zeigt das Ausgangssignal des Demodulators bei Ansteuerung des
Modulationsverstärkers mit einem 20 kHZ-Rechtecksignal und einem 20 kHz-Dreiecksignal.
Man erkennt, daß die Modulation weitgehend linear und trägheitslos verläuft. Die leichten
Bandbreitenbegrenzungen der demodulierten Signale sind auf den einfachen Aufbau der Filterung
innerhalb der Demodulationsschaltung zurückzuführen.
Ein Austesten des Modulationsverstärkers mit dem 250W Plasma-Hochtöner wurde nicht mehr
durchgeführt, da zum Ende des Semesters hin die Zeit hierfür leider nicht mehr zur Verfügung stand.
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2005/6 High Speed 1/2 Modulationsverstärker
Ausgangssignal des Demodulators bei Ansteuerung des Modulationsverstärkers mit einem 20 kHz-
Rechtecksignal. Tastkopf 1 zu 1, das GND-Potential befindet sich an der untersten horizontalen
Markierungslinie auf dem Oszilloskop-Bildschirm.
Zum Vergleich das Ausgangssignal des Verstärkers. (mit Tastkopf 1 zu 100)
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2005/6 High Speed 1/2 Modulationsverstärker
Ausgangssignal des Demodulators bei Ansteuerung des Modulationsverstärkers mit einem 20 kHz-
Dreiecksignal. Tastkopf 1 zu 1, das GND-Potential befindet sich an der untersten horizontalen
Markierungslinie auf dem Oszilloskop-Bildschirm.
Zum Vergleich das Ausgangssignal des Verstärkers. ( mit Tastkopf 1 zu 100.)
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2005/6 High Speed 1/2 Modulationsverstärker
Zusammenfassung der Ergebnisse
Die Experimente mit diesem Verstärker haben gezeigt, daß das Konzept eines das Schirmgitter der
Oszillatorröhre direkt ansteuernden Spannungsverstärkers sinnvoll und umsetzbar ist. Der erste
meßtechnische und klangliche Eindruck zeigt, daß das Verfahren ein erhebliches Potential besitzt
und dem bisher verwendeten Modulationsübertrager überlegen ist.
Es sind jedoch noch Detailarbeiten im erheblichen Umfang nötig, bis ein praktisch anwendbares
System aus Plasma-Hochtöner und Modulationsverstärker vorliegt:
- Der Plasma-Hochtöner muß in einem geeigneten Abschirmgehäuse untergebracht werden.
- Die Zuleitungen zum Plasma-Hochtöner müssen hinreichend gefiltert werden.
- Die Ausgangsstufe des Modulationsverstärkers muß so gestaltet werden, daß sie eine praktisch
vorkommenden kapazitive Last ohne Verzerrungen treiben kann.
- Für die Verwendung mit dem Plasma-Hochtöner 50W kann man den Verstärker erheblich
vereinfachen und verkleinern
- Es wird ein geeignetes Hochpaß-Vorfilter für den Hochtonzweig und ein geeignetes Tiefpaß-
Vorfilter für den Tieftonzweig benötigt, so daß man zu einem homogenen Klangbild der
Gesamtanlage kommt.
Diese Themen werden im Zuge einer Bachelor-Arbeit im Wintersemester 2006/7 bearbeitet.
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