Praktikumsversuch: Agilent ADS - Ing. H. Heuermann

Praktikumsversuch: Agilent ADS
Simulation einer Doherty Verstärkerschaltung
Frank Terbeck
19. Januar 2012

Inhaltsverzeichnis
Abbildungsverzeichnis 3
1 Einführung 4
1.1 Agilent Advanced Design System . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4
1.2 Der Doherty Verstärker . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5
2 Simulation 8
3 Ergebnisse 9
3.1 Ein-Ton HB mit Leistungs-Sweep . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9
3.2 Ein-Ton HB mit verändertem Hilfsverstärker . . . . . . . . . . . . . . . . 18
3.3 Gain und PAE Simulation bei Zwei-Ton HB . . . . . . . . . . . . . . . . 21
3.4 Ein-Ton Load-Pull Simulation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23
4 Fazit 25
Literatur 26

Abbildungsverzeichnis
1.1 Aktives Load-Pull . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5
1.2 Grundidee beim Doherty Verstärker . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 6
1.3 Performance des Doherty PA . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 6
1.4 Prinzipaufbau des Doherty Verstärkers . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 7
1.5 Theoretische Effizienz des Doherty PA . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 7
2.1 Doherty PA-Schaltung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8
3.1 Simulationsschaltung: Ein-Ton HB mit Leistungs-Sweep . . . . . . . . . . 9
3.2 Drainströme an den FETs . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 10
3.3 Drain-Spannung FET1 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11
3.4 Laststrom . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11
3.5 Ein- und Ausgangsspannungen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 12
3.6 Fundamentalwelle und 3.Harmonische über Eingangspegel . . . . . . . . 12
3.7 Ausgangsspektrum (RF Leistung: 16 dBm) . . . . . . . . . . . . . . . . . 13
3.8 Transducer Gain . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 14
3.9 Fundamentalwelle zu Eingangspegel . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15
3.10 Amplitudenverzerrung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15
3.11 Phasenverlauf zu Eingangspegel . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 16
3.12 Phasenverzerrung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 16
3.13 Wirkungsgrad . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17
3.14 Power Added Efficiency (PAE) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17
3.15 Simulationsschaltung: Ein-Ton HB mit verändertem Hilfsverstärker . . . 18
3.16 Gain während des Sweeps . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 19
3.17 Ausgangs-Bias Strom . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 19
3.18 Ausgangsleisting . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20
3.19 PAE während des Sweeps . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20
3.20 Simulationsschaltung: Gain und PAE Simulation bei Zwei-Ton HB . . . . 21
3.21 Ausgangsspektrum bei zwei Tönen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21
3.22 Zoom in das Ausgangsspektrum . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22
3.23 Simulationsschaltung: Load-Pull . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23
3.24 Performancekonturen (Z 0 = 50 Ω) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 24
3.25 Performancekonturen (renormalisiert: Z 0 = 10 Ω) . . . . . . . . . . . . . . 24

1 Einführung
1.1 Agilent Advanced Design System
Die Softwaresuite ”
Advanced Design System“ der Firma Agilent 1 ist ein Electronic Design
Automation (kurz: EDA) Werkzeug, welches im Besonderen auf die Entwicklung
von Kommunikationssystemen ausgelegt ist. Es beinhaltet praktisch alle notwendigen
Komponenten zur Entwicklung von Mikrowellen- und Hochfrequenzschaltungen:
• Schaltplaneditor
• Platinenlayout
• Zeitbereichssimulation
• Frequenzbereichssimulation
• Simulation elektromagnetischer Felder
Im Speziellen unterstützt ADS neben Gleichspannungs- und Wechselspannungsanalyse
(wie in diversen SPICE Systemen) auch S-Parameter, Harmonic Balance und X-
Parameter Simulationen 2 .
In diesem Praktikumsversuch geht es um das Erlernen des Umgangs mit ADS zur
Simulation von Schaltungen mit nicht-linearen Effekten, wie etwa Verstärker, Mischer
oder Oszillatoren.
Hierbei sollten insbesondere Techniken wie Harmonic Balance, bei der Analyse von
im Wesentlichen fertig aufgebauten Schaltungen, Anwendung finden.
Der in diesem Bericht dokumentierte Versuch soll beispielhaft eine als ”
Doherty Verstärker“
bekannte Leistungsverstärkerschaltung näher beleuchten. Für ein besseres Verständnis
der Grundgedanken hinter der Schaltung werden einige der wesentlichen Aspekte
im folgenden Abschnitt kurz umrissen.
1 ehemals Hewlett-Packard
2 Details zum Funktionsumfang von ADS findet man auf der Website des Herstellers:
http://www.home.agilent.com/agilent/product.jspx?nid=-34360.0.00

Der Doherty Verstärker 5
1.2 Der Doherty Verstärker
Der so genannte ”
Doherty Verstärker“ 3 wurde bereits 1936 in [Doh36] von William H.
Doherty vorgeschlagen 4 . Das Konzept fand erst sehr spät in den 1990ern Einsatz in
Mobilfunksendern. Es handelt sich hierbei um einen Ansatz zur Erhöhung der Effizienz
von Leitungsverstärkern.
Kernaspekt des Doherty Verstärkers ist die Idee der aktiven Load-Pull Technik. Grundgedanke
dabei ist es, daß der Leitwert (damit selbstverständlich auch der Widerstand)
einer Last für eine Quelle dadurch verändert werden kann, daß man von einer zweiten
Quelle aus einen weiteren Strom durch die Last treibt.
I 1 + I 2
I 1 R U
I 2
Abbildung 1.1: Aktives Load-Pull
Aus Bild 1.1 kann man den Zusammenhang zwischen Strömen, Spannungen und Widerständen
einfach ablesen. Er folgt direkt aus den Kirchoff’schen Gesetzen:
U = R · (I 1 + I 2 ) (1.1)
Die Quelle 1 ”
sieht“ also die folgende Impedanz Z ′ (denn sie treibt die Last schließlich
nur mit I 1 ):
Analog ”
sieht“ die zweite Quelle Z ′′ :
Z ′ = R · I1 + I 2
I 1
= R · (1 + I 2
I 1
) (1.2)
Z ′′ = R · (1 + I 1
I 2
) (1.3)
An Formel 1.3 sieht man, daß man die von Quelle 1 ”
gesehene“ Impedanz durch
Änderungen des Betrages, oder auch der Phase, von I 2 verändern kann 5 .
3 Diese Einführung basiert im Wesentlichen auf dem entsprechenden Kapitel in [Cri06] ab Seite 290.
4 In seinem Fachartikel ging es damals um Röhrenverstärker im Kilowatt Bereich für Kurzwellensendestationen.
5 Diesen Vorgang nennt man ”
Pullen“.

Der Doherty Verstärker 6
Abbildung 1.2: Grundidee beim Doherty Verstärker (Quelle: [Cri06] S.292)
Diese zwei Quellen sind beim Doherty Verstärker zwei parallel laufende Verstärker,
wie in Bild 1.2 skizziert 6 . Der Hauptverstärker läuft dabei in A oder AB Betrieb und
der Hilfsverstärker typischerweise in C Betrieb.
Der Hilfsverstärker wird dabei gesteuert zugeschaltet, wenn der Hauptverstärker etwa
ein Viertel der maximalen Ausgangsleistung der Gesamtschaltung treibt (also 6 dB unter
P max ). Dadurch verspricht man sich ein Verhalten etwa nach Bild 1.3. Vorteil dieses
Ansatzes ist, daß bei kleinen Leistungen nur der ”
halbe“ Verstärker betrieben werden
muß.
Abbildung 1.3: Performance des Doherty PA (Quelle: [Cri06] S.292)
Load-Pull kommt nun dort ins Spiel, wo der Hilfsverstärker dem Hauptverstärker
zugeschaltet wird. Unter diesem Punkt sorgt die Klasse-A Charakteristik des Hauptverstärkers
für lineares Verhalten. Darüber hinaus versucht man nun, die Eingangsamplitude
am Hauptverstärker konstant zuhalten, um den Klasse-A Verstärker konstant
bei seinem maximalen Wirkungsgrad zu betreiben. Dies wird dadurch erreicht, daß die
Impedanz der Last sich dynamisch ändert, da der Hilfsverstärker nun auch einen Strom
durch sie treibt.
Allerdings muß der Hilfsverstärker hierfür die effektive Impedanz für den Hauptverstärker
verkleinern, indem er seinen Strom durch den Verbraucher treibt. Wenn
man noch einmal Formel 1.2 betrachtet sieht man aber, daß der Zusammenhang genau
umgekehrt ist. Um diesem Problem zu begegnen wird hinter dem Hauptverstärker
6
”
Main PA“: Hauptverstärker, ”
Auxiliary PA“: Hilfsverstärker

Der Doherty Verstärker 7
ein λ/4 Transformator verschaltet, der an dieser Stelle als Impedanzinverter arbeitet 7 .
Um die hierdurch entstehende Phasenverschiebung auszugleichen, wird vor dem Hilfsverstärker
ebenfalls eine λ/4 lange Leitung eingefügt.
Die λ/4 Leitung im Eingang eines Verstärkers hat dabei den positiven Effekt, daß die
Verstärker zu verschiedenen Zeitpunkten Leistungsspitzen haben, was positive Folgen,
unter anderem, für die Spannungsversorgung der Gesamtschaltung hat 8 .
Abbildung 1.4: Prinzipaufbau des Doherty Verstärkers (Quelle: [Cri06] S.301)
Das Einschalten des Hilfsverstärkers ab einer bestimmten Leistung kann man durch
verschiedene Maßnahmen lösen. Beispielsweise durch entsprechendes Biasing des eingesetzten
Klasse-C Verstärkers oder auch durch eine aktive Steuerung beruhend auf dem
eingespeisten Leistungspegel. Letzteres wurde in den Beispielschaltungen von ADS umgesetzt.
Ein entsprechendes vollständigeres Prinzipschaltbild ist in Bild 1.4 zu sehen.
Die Verwendung von λ/4 Transformatoren in den Signalwegen hat den Nachteil, daß
der Verstärker nur sehr schmalbandig arbeiten kann. Allerdings verspricht er mit relativ
geringem Aufwand eine recht gute Effizienz über einen breiten Eingangsleistungsbereich,
wie die theoretisch möglichen Werte in Bild 1.5 belegen.
Abbildung 1.5: Theoretische Effizienz des Doherty PA (Quelle: [Cri06] S.298)
7 Siehe [Cri06] Seite 293.
8 Siehe [Heu11] Seite 116.

1
3
1
3
2
3
2
3
3
2
3
2
3
1
3
1
2 Simulation
Die durchgeführten Simulationen stammen aus dem bei ADS enthaltenen ”
Design-Guide“.
Sprich, es handelt sich um fertige Simulationen, welche lediglich leicht auf den gewünschten
Anwendungsfall angepaßt werden.
Zum Doherty Verstärker liegen die folgenden Beispielsimulationen bei:
• Monofrequente Harmonic-Balance Simulation mit Parameterdurchlauf über die
Leistung
• Verstärkungs- und PAE-Simulation mit monofrequentem Eingangssignal und Parameterdurchlauf
am Hilfsverstärker
• Zwei-Ton Harmonic-Balance und Parameterdurchlauf über die Leistung
• Monofrequente Load-Pull Simulation
Input
Bias Port
Port
InBias
Num=3
I_Probe
ID_FET1
Port
OutBias
Num=4
Output
Bias Port
Input
Port
Port
Input
Num=1
CouplerSingle
COUP1
Coupling=10. dB
3
1
2
PwrSplit2
PWR1
S21=0.707
S31=0.707
SDD2P
SDD2P1
I[1,0]=(_v1)/50.0
I[2,0]=(-10*mag(_v1))/50
C[1]=
Cport[1]=
C
C9
C=100.0 pF
V_DC
SRC8
Vdc=0.0 V
TLIN
TL3
Z=50.0 Ohm
E=90
F=RFfreq
R
R6
R=50 Ohm
AmplifierVC
AMP2
Gain=(-1*_v3)
Rout=50 Ohm
TF3
AmplifierVC TF3
AMP1
Gain= -(Vmax-mag(_v3))**2
Rout=50 Ohm
Statz_Model
Generic_GaAsFet
Trise=
Imelt=
1
1
TF3
TF6
Var
Eqn
1 -
T1
1 -
T2
1 -
T1
1 -
T2
C
C8
C=1.0 uF
GaAsFET
FET2
Trise=
C
C6
C=1.0 uF
GaAsFET
FET4
Trise=
VAR
VAR4
Vmax=Param1
VD_FET1
GaAsFET
FET1
Trise=
C
C5
C=1.0 uF
I_Probe
ID_FET2
GaAsFET
FET3
Trise=
C
C7
C=1.0 uF
Var
Eqn
1 -
T2
1 -
T1
1 -
T2
1 -
T1
TF3
TF4
TF3
TF5
VAR
global VAR_Initialization
Param1=10.0
1
1
TLIN
TL4
Z=5.0 Ohm
E=90
F=RFfreq
Output
Port
Port
Output
Num=2
Abbildung 2.1: Doherty PA-Schaltung

3 Ergebnisse
3.1 Ein-Ton HB mit Leistungs-Sweep
In diesem Abschnitt wird der Aufbau nach Bild 3.1 näher beleuchtet (der ”
DohertyAmp“
ist dabei jeweils der Verstärker aus Bild 2.1). Diese Beispielsimulation liefert die weitaus
meisten Ergebnisse, darum wird sie an dieser Stelle als erstes betrachtet.
Ein-Ton Harmonic Balance
Simulation; Variation der Leistung
I_Probe
I_input
Vinput
Vs_low
V_DC
SRC2
Vdc=Vlow
P_1Tone
PORT1
Num=1
Z=50 Ohm
P=dbmtow(RFpower)
Freq=RFfreq
HARMONIC BALANCE
HarmonicBalance
HB1
Freq[1]=RFfreq
Order[1]=9
UseKrylov=auto
SweepVar="RFpower"
SweepPlan="Coarse"
I_Probe
Is_low
C
C2
C=1.0 uF
L
L2
L=1.0 uH
R=
InBias
Input
DohertyAmp
X4
OutBias
Output
L
L1
L=1.0 uH
R=
SWEEP PLAN
I_Probe
Is_high
SweepPlan
Coarse
Start=5 Stop=15 Step=2 Lin=
UseSweepPlan=yes
SweepPlan="Fine"
Reverse=no
Vs_high
V_DC
G3
Vdc=Vhigh
C
C1
C=1.0 uF
SWEEP PLAN
Var
Eqn
I_Probe
Iload
Vload
SweepPlan
Fine
Start=16 Stop=24 Step=0.5 Lin=
UseSweepPlan=
SweepPlan=
Reverse=no
VAR
VAR1
RFfreq=850 MHz
Zload=5
Vhigh=4.8 V
Vlow=-2.5 V
Var
Eqn
VAR
global VAR2
RFpower=10
Term
Term1
Num=2
Z=Zload
Abbildung 3.1: Simulationsschaltung: Ein-Ton HB mit Leistungs-Sweep
Der grundsätzliche Aufbau ist in allen Versuchen gleich. Der Dohertyverstärker ist
über ”
Choke“-Spulen mit Biasspannungen versorgt (V s,high und V s,low ). Das Eingangssignal
ist über einen Koppelkondensator am Verstärker angelegt und das entsprechende
Ausgangssignal wird dann wiederum über einen Koppelkondensator der Last zugeführt.
Dazu sind eine Reihe von Strommeßgeräten an prominenten Stellen eingebracht 1 .
1 Da dieses in ADS ideale Meßgeräte sind, haben auch sehr viele parallele Messungen keinen Einfluß
auf die Performance des Verstärkers.

Ein-Ton HB mit Leistungs-Sweep 10
Charakteristisch für einen Versuch ist das jeweilige Simulationssetup. In diesem Fall
handelt es sich um eine Harmonic Balance“ Simulation mit einem einzigen angeregten
Ton und einem zweistufigen Sweep-Plan“ 2 zur automatischen Modifikation des
”
”
RFPower Parameters während der Messung. RFPower wird zur Parametrierung des
Signalgenerators im Eingang des Verstärkers verwendet 3 . Der Sweep-Plan ist zweistufig,
um Teile des Sweepbereichs mit kleiner und ein andere mit größerer Auflösung zu
überstreichen.
Bild 3.2 zeigt die Drainströme in den beiden FETs des Hauptverstärkers des DPA für
unterschiedliche Eingangsleistungen. Dementsprechend fließen hier auch unterschiedliche
Ströme. Da die Transistoren parallel zueinander, aber in Gegentaktanordnung verschaltet
sind, sind sie jeweils abwechselnd aktiv.
1
0.9
0.8
FET1
FET2
0.7
Strom [A]
0.6
0.5
0.4
0.3
0.2
0.1
0
-0.1
0 0.5 1 1.5 2
Zeit [nsec]
Abbildung 3.2: Drainströme an den FETs
Entsprechend stellt sich auch die Drain-Spannung ein, wie in Bild 3.3 zu sehen ist.
2 Ein Sweep-Plan beschreibt auf welche Art und Weise ein Parameter verändert werden soll.
3 Im Detail als P = dbmtow(RFPower). ”
dbmtow“ ist eine Funktion von ADS zur Wandlung eines
Leistungswertes in ‘dBm’ nach ‘Watt’. Letzteres ist der passende Typ zur Parametrierung der Signalquelle.
ADS besitzt sehr viele solcher Funktionen, von denen einige auch in diesen Versuchen
Anwendung finden. Es wird im Folgenden jedoch nicht mehr in diesem Detail auf die jeweilige Funktion
eingegangen. Für detaillierte Informationen sei auf die umfangreiche Onlinedokumentation von
ADS verwiesen.

Ein-Ton HB mit Leistungs-Sweep 11
10
9
8
7
Spannung [V]
6
5
4
3
2
1
0
0 0.5 1 1.5 2 2.5
Zeit [nsec]
Abbildung 3.3: Drain-Spannung FET1
Der Strom, welcher nun von beiden Teilverstärkern zusammen insgesamt durch die
Last getrieben wird ist in Bild 3.4 dargestellt.
1
0.8
0.6
0.4
Strom [A]
0.2
0
-0.2
-0.4
-0.6
-0.8
-1
0 0.5 1 1.5 2 2.5
Zeit [nsec]
Abbildung 3.4: Laststrom
Schließlich ist eine Gegenüberstellung von Ein- und Ausgangsspannungen in Bild 3.5
zu sehen. Die einzelnen Wellen, die zu sehen sind entsprechen den Wellen die bei un-

Ein-Ton HB mit Leistungs-Sweep 12
terschiedlich großen Eingangsleistungen gemessen wurden. Die Spannung am Eingang
ist dabei ein reiner Sinus. Am Ausgang ist der Wellenverlauf verformt, was zu erwarten
war. Das Ausgangsspektrum wird diesen Zusammenhang noch genauer beschreiben.
6
4
Eingang
Ausgang
Spannung [V]
2
0
-2
-4
-6
0 0.5 1 1.5 2
Zeit [nsec]
Abbildung 3.5: Ein- und Ausgangsspannungen
35
30
Fundamentalwelle
3. Harmonische
25
Harmonische [dBm]
20
15
10
5
0
-5
-10
-15
4 6 8 10 12 14 16 18 20 22 24
Eingangspegel [dBm]
Abbildung 3.6: Fundamentalwelle und 3.Harmonische über Eingangspegel

Ein-Ton HB mit Leistungs-Sweep 13
In Bild 3.6 sind die Ausgangspegel der Fundamentalwelle sowie der dritten Harmonischen
gegen die zugeführte Eingangsleistung aufgetragen. Dabei zeigt die Fundamentalwelle
einen weitestgehend linearen Verstärkungsverlauf, der erst bei höheren Eingangsleistungen
leicht einbricht.
Besagtes Spektrum ist in Bild 3.7 zu sehen. Es besteht aus der Fundamentalwelle und
den jeweils ungeraden Harmonischen.
40
20
Leistung [dBm]
0
-20
-40
0 1 2 3 4 5 6 7 8
Frequenz [GHz]
Abbildung 3.7: Ausgangsspektrum (RF Leistung: 16 dBm)
Bild 3.8 zeigt den Verlauf des so genannten Transducer Gain, der in der Literatur 4
wie folgt definiert ist:
G T =
P L
P AVS
(3.1)
P AVS ist dabei die Leistung, die von der Quelle bereit gestellt werden kann ( ”
Power
available from the source“), P L die Leistung, die zum Verbraucher geliefert wurde ( ”
Power
delivered to the load).
4 Siehe [Gon97] Seite 213.

Ein-Ton HB mit Leistungs-Sweep 14
12
11
Transducer Gain [dB]
10
9
8
7
6
5
10 15 20 25 30 35
Fundamental Output Power [dBm]
Abbildung 3.8: Transducer Gain
In der Simulation wird der Wert wie folgt berechnet (P fund,load
Fundamentalwelle am Verbraucher):
ist die Leistung der
G T = P fund,load
P AVS
(3.2)
Der Verlauf des Plots aus Bild 3.8 läßt sich an Bild 3.6 nachvollziehen. Die Verstärkung
der Fundamentalwelle steigt schneller als die der dritten Harmonischen, bis etwa 32 −
33 dBm Ausgangsleistung, wo die Leistung der dritten Harmonischen überproportional
steigt und damit die Kurve des Transducer Gain einbricht. Der gleiche Zusammenhang
ist auch in Bild 3.9 zu sehen.
In diesem Bild ist nämlich noch einmal die Fundamentalwelle gegen die Eingangsleistung
aufgetragen (wie schon in Bild 3.6). Wie vorher erklärt ist der Verlauf weitestgehend
linear. Erst bei höheren Leistungen ändert sich das, was sich sofort in einer stark
verändernden Ableitung widerspiegelt (siehe Bild 3.10). Es ist also ein Maß für die zu
beobachtende Amplitudenverzerrung.

Ein-Ton HB mit Leistungs-Sweep 15
35
Fundamentalwelle [dBm]
30
25
20
15
10
4 6 8 10 12 14 16 18 20 22 24
HF-Leistung [dBm]
Abbildung 3.9: Fundamentalwelle zu Eingangspegel
1.8
1.6
Amplitudenänderung [dB/dB]
1.4
1.2
1
0.8
0.6
0.4
0.2
6 8 10 12 14 16 18 20 22 24
HF-Leistung [dBm]
Abbildung 3.10: Amplitudenverzerrung
Ähnliche Betrachtungen wie für der Amplitude kann man natürlich auch für die Phase
machen. In Bild 3.11 ist also der Phasenverlauf aufgetragen. Er ändert sich gerade bei
kleineren Eingangsleistungen nur moderat, was man natürlich auch an der ersten Ablei-

Ein-Ton HB mit Leistungs-Sweep 16
tung in Bild 3.12 sehen kann. Insgesamt dreht die Phase in einem Bereich von etwa zwei
Grad.
11
10.5
Phase [deg]
10
9.5
9
8.5
4 6 8 10 12 14 16 18 20 22 24
HF-Leistung [dBm]
Abbildung 3.11: Phasenverlauf zu Eingangspegel
0.7
0.6
Phasenänderung [deg/dB]
0.5
0.4
0.3
0.2
0.1
0
-0.1
-0.2
6 8 10 12 14 16 18 20 22 24
HF-Leistung [dBm]
Abbildung 3.12: Phasenverzerrung
Zu guter Letzt sei noch der Wirkungsgrad (Bild 3.13) und die PAE (Bild 3.14) betrachtet.
Man erkennt im Wesentlichen den Verlauf, den man sich laut Bild 1.5 versprochen

Ein-Ton HB mit Leistungs-Sweep 17
hat.
70
60
50
η [%]
40
30
20
10
0
4 6 8 10 12 14 16 18 20 22 24
HF-Leistung [dBm]
Abbildung 3.13: Wirkungsgrad
Die PAE verläuft sehr ähnlich, aber etwas tiefer als der einfache Wirkungsgrad. Die
PAE nimmt außer der Gleichstrom Leistung auch die Eingangsleistung mit in Betrachtung,
weshalb der Wert immer kleiner ist als der Wirkungsgrad 5 .
70
60
50
PAE [%]
40
30
20
10
0
10 15 20 25 30 35
Ausgangsleistung [dBm]
Abbildung 3.14: Power Added Efficiency (PAE)
5 Siehe [Heu11] Seite 91.

Ein-Ton HB mit verändertem Hilfsverstärker 18
3.2 Ein-Ton HB mit verändertem Hilfsverstärker
Verstärkungs- und PAE-Simulation
mit veränderter Hilfsverstärkercharakteristik
(Ein-Ton)
Statz_Model
Generic_GaAsFet
Trise=
Imelt=
Vs_low
V_DC
SRC2
Vdc=-2.5 V
I_Probe
Is_low
L
L1
L=1.0 uH
R=
L
L2
L=1.0 uH
R=
I_Probe
Is_high
Vs_high
V_DC
SRC1
Vdc=4.8 V
P_1Tone
PORT1
Num=1
Z=Z_s
P=dbmtow(20)
Freq=RFfreq
I_Probe
I_input
Vinput
C
C1
C=1.0 uF
ParamSweep
Sweep1
SweepVar="Param1"
SimInstanceName[1]="HB1"
SimInstanceName[2]=
SimInstanceName[3]=
SimInstanceName[4]=
SimInstanceName[5]=
SimInstanceName[6]=
Start=5
Stop=12
Step=0.5
InBias
Input
PARAMETER SWEEP
DohertyAmp
X4
OutBias
Output
Var
Eqn
Var
Eqn
HARMONIC BALANCE
HarmonicBalance
HB1
Freq[1]=RFfreq
Order[1]=MaxOrder
VAR
global VAR6
f_1 = 1.5*RFfreq
f_2 = 2.5*RFfreq
f_3 = 3.5*RFfreq
f_4 = 4.5*RFfreq
VAR
VAR3
RFfreq=850 MHz
Pavs=20
MaxOrder=10
Last- und Quellimpedanz
bei den Harmonischen
Var
Eqn
I_Probe
Iload
Vload
VAR
VAR2
Z_l_fund = 5 + j*0
Z_l_2 = 5 + j*0
Z_l_3 = 5 + j*0
Z_l_4 = 5 + j*0
Z_l_5 = 5 + j*0
Z_s_fund = 50 + j*0
Z_s_2 = 50 + j*0
Z_s_3 = 50 + j*0
Z_s_4 = 50 + j*0
Z_s_5 = 50 + j*0
Term
Term2
Num=2
Z=Z_load
Abbildung 3.15: Simulationsschaltung: Ein-Ton HB mit verändertem Hilfsverstärker
Im zweiten Versuch wird wiederum eine ”
Ein-Ton-Harmonic-Balance“ Simulation vorgenommen.
Die Eingangsleistung ist hier allerdings bei 20 dBm fixiert. Geändert wird nun
der Parameter Param1, welcher in der Dohertyverstärkerschaltung im Vorverstärker des
Hilfsverstärkers angewendet wird (siehe den entsprechenden Gain Ausdruck in Bild 2.1)
- also V max . Diese Variable ist in den folgenden Plots als ”
Sweep-Parameter“ bezeichnet.
Sinn dieses Versuchs ist es zu zeigen, daß man einzelne Parameter (dabei können dies
beliebige Parameter in der gesamten Schaltung sein) automatisch über einen beliebigen
Bereich hinweg simulieren und somit im Detail betrachten kann. Dies ist ein mächtiges
Werkzeug für manuelle Optimierungen.
In den folgenden Bildern ist zu sehen, wie sich der Gain (Bild 3.16), der Ausgangs-Bias
Strom (Bild 3.17), die Ausgangsleistung (Bild 3.18) sowie die PAE (Bild 3.19) verändern,
wenn der Hilfsverstärker entsprechend des Sweep-Setups verändert wird (also V max im
Wertebereich von 5 bis 12 V mit einer Schrittweite von 0,5 V). Der Standardwert dieses

Ein-Ton HB mit verändertem Hilfsverstärker 19
Parameters ist im übrigen 10 V, was - wie man in Bild 3.19 sieht - einem sehr guten PAE
Wert entspricht.
13
12.5
12
Gain [dB]
11.5
11
10.5
10
9.5
5 6 7 8 9 10 11 12
Sweep-Paramter [V]
Abbildung 3.16: Gain während des Sweeps
0.85
0.8
Ausgangs-Bias Strom [A]
0.75
0.7
0.65
0.6
0.55
0.5
0.45
0.4
5 6 7 8 9 10 11 12
Sweep-Paramter [V]
Abbildung 3.17: Ausgangs-Bias Strom

Ein-Ton HB mit verändertem Hilfsverstärker 20
33
32.5
Ausgangsleistung [dBm]
32
31.5
31
30.5
30
29.5
5 6 7 8 9 10 11 12
Sweep-Paramter [V]
Abbildung 3.18: Ausgangsleisting
52
50
48
PAE [%]
46
44
42
40
38
5 6 7 8 9 10 11 12
Sweep-Paramter [V]
Abbildung 3.19: PAE während des Sweeps

Gain und PAE Simulation bei Zwei-Ton HB 21
3.3 Gain und PAE Simulation bei Zwei-Ton HB
Zwei-Ton Harmonic Balance
Simulation mit veränderlicher
Leistung.
I_Probe
I_input
Vinput
Vs_low
V_DC
SRC2
Vdc=Vlow
P_nTone
PORT1
Num=1
Z=Z_s
Freq[1]=RFfreq-fspacing/2
Freq[2]=RFfreq+fspacing/2
P[1]=dbmtow(RFpower-3)
P[2]=dbmtow(RFpower-3)
I_Probe
Is_low
C
C2
C=1.0 uF
Set these values:
Var VAR
Eqn
VAR1
RFfreq=850 MHz
fspacing=10 kHz
Max_IMD_order=7
Vhigh=4.8
Vlow=-2.5
L
L2
L=1.0 uH
R=
InBias
Input
DohertyAmp
X3
SWEEP PLAN
OutBias
Output
SweepPlan
Coarse
Start=0 Stop=15 Step=2.5 Lin=
UseSweepPlan=yes
SweepPlan="Fine"
Reverse=no
L
L1
L=1.0 uH
R=
I_Probe
Is_high
C
C1
C=1.0 uF
Vs_high
SWEEP PLAN
V_DC
G3
Vdc=Vhigh
I_Probe
Iload
SweepPlan
Fine
Start=16.0 Stop=23 Step=1 Lin=
UseSweepPlan=
SweepPlan=
Reverse=no
Vload
HARMONIC BALANCE
HarmonicBalance
HB1
MaxOrder=Max_IMD_order
Freq[1]=RFfreq-fspacing/2
Freq[2]=RFfreq+fspacing/2
Order[1]=7
Order[2]=7
UseKrylov=auto
SweepVar="RFpower"
SweepPlan="Coarse"
Term
Term1
Num=2
Z=Z_load
Last- und Quellimpedanzen im Basisband,
bei der Grundwelle sowie den Harmonischen
Var
Eqn
VAR
VAR2
Z0=5
;Load Impedances=
Z_l_bb=Z0+j*0
Z_l_fund =Z0 + j*0
Z_l_2 = Z0 + j*0
Z_l_3 = Z0 + j*0
Z_l_4 = Z0 + j*0
Z_l_5 = Z0 + j*0
;Source Impedances=
Z_s_bb=Z0+j*0
Z_s_fund = Z0 + j*0
Z_s_2 = Z0 + j*0
Z_s_3 = Z0 + j*0
Z_s_4 = Z0 + j*0
Z_s_5 = Z0 + j*0
Var
Eqn
VAR
global VAR6
f_bb=0.5*RFfreq
f_1 = 1.5*RFfreq
f_2 = 2.5*RFfreq
f_3 = 3.5*RFfreq
f_4 = 4.5*RFfreq
Abbildung 3.20: Simulationsschaltung: Gain und PAE Simulation bei Zwei-Ton HB
In diesem Versuch wird bei der Harmonic-Balance Simulation mit zwei sehr nah neben
einander liegenden Tönen angeregt. Im Detail liegen die Töne mit einem Abstand von
10 kHz symmetrisch um die alte Fundamentalfrequenz herum (also bei 849,995 MHZ und
850,005 MHz).
40
20
Spektrum [dBm]
0
-20
-40
-60
0 1 2 3 4 5 6
Frequenz [GHz]
Abbildung 3.21: Ausgangsspektrum bei zwei Tönen

Gain und PAE Simulation bei Zwei-Ton HB 22
Betrachtet wird hier nun das entstehende Ausgangsspektrum, der zu dem Versuch
aus Abschnitt 3.1 um diese Veränderung bezüglich der verwendeten Töne, veränderten
Anordnung.
Das Spektrum aus Bild 3.21 ist nur als Übersicht zu gebrauchen. Man erkennt, daß
nun auch Spektralanteile bei den gradzahligen Harmonischen zu sehen sind (in Abschnitt
3.1 waren diese noch im Bereich der Auflösung von aktuellen Computern, mit anderen
Worten: verschwindend klein).
Normalerweise würde man bei Wellen, die auf nicht-lineare Bauteile treffen, erwarten,
daß sich Intermodulationsspektren ergeben. Diese sind auch da, aber durch den winzigen
Abstand 6 der beiden eingespeisten Signale (10 kHz) erscheinen sie hier praktisch an der
gleichen Stelle.
20
[dBm]
0
-20
849.96 849.97 849.98 849.99 850 850.01 850.02 850.03 850.04
Frequenz [MHz]
Abbildung 3.22: Zoom in das Ausgangsspektrum
Das die Intermodulationsspektren aber (wie zu erwarten) wirklich da sind, sieht man
in Bild 3.22, in welchem ein Band von 80 kHz um die Fundamentalfrequenz herum, im
Detail dargestellt ist. Hier sind die zusätzlichen Spektren dann selbstverständlich gut zu
erkennen.
6 Gemessen an Frequenz der Fundamentalwelle (850 MHz).

Ein-Ton Load-Pull Simulation 23
3.4 Ein-Ton Load-Pull Simulation
Ein-Ton Load-Pull Simulation
Ausgangsleistungen und PAE für
unterschiedliche Lasten
Vs_low
V_DC
SRC2
Vdc=Vlow
I_Probe
Is_low
L
L2
L=1 uH
R=
L
L1
L=1 uH
R=
I_Probe
Is_high
Vs_high
V_DC
SRC1
Vdc=Vhigh
Definition der gewünschten Lastbandbreite:
s11_rho ist der Radius des Kreises des generierten
Reflexionsfaktors (Teile ausserhalb des Smithcharts
werden selbstverständlich nicht betrachtet).
s11_center ist der Mittelpunkt des Kreises.
pts beschreibt die Anzahl der generierten Punkte und
Z0 ist die Referenzimpedanz des Systems.
Var
Eqn
VAR
SweepEquations
s11_rho =0.2
s11_center =-0.8 +j*0.0
pts=49
Z0=50
Bild ist nicht dynamisch.
V_In
I_Probe
I_In
C
P_1Tone C1
PORT1 C=1.0 uF
Num=1
Z=Z_s
P=dbmtow(Pavs)
Freq=RFfreq
Var
Eqn
VAR
STIMULUS
Pavs=24 _dBm
RFfreq=850 MHz
Vhigh=4.8
Vlow=-2.5
Statz_Model
FLC301XP
Trise=
Imelt=
InBias
Input
DohertyAmp
X3
OutBias
Output
ParamSweep
Sweep1
HARMONIC BALANCE
HarmonicBalance
HB1
Freq[1]=RFfreq
Order[1]=9
Var
Eqn
C
C2
C=1.0 uF
PARAMETER SWEEP
VAR
ImpedanceEquations
P
P_Probe
P_Load
I
Last- und Quellimpedanz
bei unterschiedlichen
Harmonischen.
Var
Eqn
S1P_Eqn
S1
S[1,1]=LoadTuner
Z[1]=Z0
VAR
VAR2
Z_l_2 =10*Z0 + j*0
Z_l_3 =10*Z0 + j*0
Z_l_4 =10* Z0 + j*0
Z_l_5 =10* Z0 + j*0
Z_s_fund =10 + j*0
Z_s_2 =10* Z0 + j*0
Z_s_3 =10* Z0 + j*0
Z_s_4 =10* Z0 + j*0
Z_s_5 =10* Z0 + j*0
Abbildung 3.23: Simulationsschaltung: Load-Pull
Im vierten und letzten Versuch wird eine ”
Load-Pull“ Simulation durchgeführt. Dies
ist nicht mit dem ”
aktiven Load-Pull“ aus der Einleitung in Kapitel 1 zu verwechseln.
Hier wird die Impedanz der Last tatsächlich verändert 7 (das heißt, die Simulation
ändert den tatsächlich simulierten Wert, gemäß des Sweep-Setups). Man verspricht sich
hierdurch einen Hinweis auf die optimale Lastimpedanz für den untersuchten Verstärker
und somit das optimale Anpaßnetzwerk für die tatsächlich eingesetzte Last 8 .
Bild 3.24 zeigt die jeweiligen Konturlinien 9 für PAE und die an die Last abgegebene
Leistung. Das Zentrum der Konturen bezeichnet jeweils die optimalen einzustellenden
Werte. Dabei liegen die Zentren von unterschiedlichen Parameterkonturen im Allgemeinen
nicht in einem Punkt, was eine Optimierung auf einzelne Parameter erlaubt (aber
natürlich auch Kompromisse nötig werden lassen kann).
7 Zur Erinnerung wird beim aktiven Load-Pull die Impedanz der Last für den Hauptverstärker scheinbar
dadurch verändert indem der Hilfsverstärker einen zweiten Strom durch diese treibt.
8 Siehe [Cri06] S.20 ff.
9 Eine Konturlinie ist dabei eine Linie auf der sich der jeweilige Wert eines Parameters nicht ändert.
Auf den blauen Linien ist beispielsweise P del jeweils konstant.

Ein-Ton Load-Pull Simulation 24
Pdel_contours_p
PAE_contours_p
indep(PAE_contours_p) (0.000 to 16.000)
indep(Pdel_contours_p) (0.000 to 33.000)
Abbildung 3.24: Performancekonturen (Z 0 = 50 Ω)
Die PAE Konturen bewegen sich in 2 % Schritten von 55,25 bis 63,25 %. Die Konturen
der abgegebenen Leistung bewegen sich in 0,5 dB Schritten von 30,685 bis 32,685 dBm.
PAE_contours_scaled
Pdel_contours_scaled
indep(Pdel_contours_scaled) (0.000 to 33.000)
indep(PAE_contours_scaled) (0.000 to 16.000)
Abbildung 3.25: Performancekonturen (renormalisiert: Z 0 = 10 Ω)
Bild 3.25 zeigt die gleichen Konturen in einem auf 10 Ω renormalisierten Smith Diagramm,
was die Kurven etwas besser erkennbar macht.

4 Fazit
Um eine Anordnung wie den Dohertyverstärker erschöpfend, bis ins Detail zu beleuchten,
wären noch deutlich mehr Simulationen denkbar und wünschenswert. Dies würde aber
dann den Umfang eines Praktikumsversuchs deutlich übersteigen.
Nichtsdestotrotz bekommt man einen guten Eindruck in den Verstärker (wenn man
ein wenig weiterführende Literatur zu Rate zieht). Besonders nützlich ist jedoch der
relativ tiefe Einblick in einige der Arbeitsprinzipien des Schaltungssimulators der ADS
Softwaresuite.

Literatur
[Cri06]
[Doh36]
[Gon97]
Steve C. Cripps. RF Power Amplifiers for Wireless Communications. 2. Aufl.
Artech House, 2006. isbn: 978-1-59693-018-6.
William H. Doherty. A new High-Efficiency Power Amplifier for Modulated
Waves. Bell Telephone Laboratories, 1936.
Guillermo Gonzalez. Microwave Transistor Amplifiers, Analysis and Design.
2. Aufl. Prentice Hall, 1997. isbn: 0-13-254335-4.
[Heu11] Holger Heuermann. Vorlesungsskript Mikrowellentechnik. 2011.