Klausur WS07/08 - Ing. H. Heuermann
Klausur WS07/08 - Ing. H. Heuermann
Klausur WS07/08 - Ing. H. Heuermann
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Name:<br />
Matr.-Nr.:<br />
Unterschrift:<br />
<strong>Klausur</strong> <strong>WS07</strong>/<strong>08</strong>: HF 5471<br />
Grundlagen der Hoch- und Höchstfrequenztechnik<br />
Tag der Prüfung: 05.02.20<strong>08</strong><br />
Zeit: <strong>08</strong>:30 - 11:30<br />
Prüfer:<br />
Prof. Dr.-<strong>Ing</strong>. H. <strong>Heuermann</strong><br />
1. Tragen Sie Ihren Namen und Ihre Matrikelnummer auf dieser Titelseite und auf allen<br />
folgenden Seiten ein. Unterschreiben Sie auf der ersten Seite.<br />
Prüfen Sie die <strong>Klausur</strong> auf Vollständigkeit<br />
2. Lassen Sie die <strong>Klausur</strong> zusammengeheftet. Lösen Sie die Aufgaben direkt auf den <strong>Klausur</strong>blättern<br />
oder deren Rückseiten. Machen Sie kenntlich, zu welcher Aufgabe die Lösung<br />
gehört.<br />
3. Wenn Sie zusätzliches Schreibpapier benötigen, wenden Sie sich an die Aufsichtsführenden.<br />
Versehen Sie jedes Blatt mit Namen und Matrikelnummer. Angaben auf anderem<br />
als von den Aufsichtsführenden ausgeteiltes Papier wird nicht gewertet.<br />
4. Ergebnisse, deren Lösungswege nicht aus der Darstellung ersichtlich sind oder die unleserlich<br />
sind, werden nicht gewertet.<br />
5. Es sind als Hilfsmittel nur Taschenrechner, HF-Buch, Hilfsblätter und Formelsammlung<br />
zugelassen.<br />
Fachhochschule Aachen; FB5 Elektrotechnik und Informationstechnik<br />
Lehrgebiet Hoch- und Höchstfrequenztechnik; Prof. Dr.-<strong>Ing</strong>. H. <strong>Heuermann</strong>
2<br />
∙ Sofern nichts anderes angegeben ist, wird mit einer Systemimpedanz<br />
von Z 0 = 50 Ω gerechnet.<br />
∙ Bei der Berechnung von Wellenwiderständen können die Imaginärteile<br />
der Dielektrizitätskonstanten vernachlässigt werden. Die<br />
relative Permeabilität μ r ist generell 1.<br />
∙ Luft kann als verlustfreies Dieletrikum mit ε r<br />
werden.<br />
= 1 verwendet<br />
∙ Der Dämpfungswert αl einer Leitung lässt sich wie folgt in die<br />
Transmissionsdämpfung a umrechnen:<br />
dB/m = 8.686 ∗ α<br />
a<br />
Np/m<br />
bzw.<br />
dB = αdB<br />
α l<br />
dB<br />
l = 8.686 ∗<br />
Np<br />
.<br />
∙ Streuparameter lassen sich wie folgt in logarithmischen Werten<br />
umrechnen:<br />
α dB<br />
S dB<br />
ij = 20 log (∣S ij ∣) dB .<br />
∙ Gewinn und Rauschzahl lassen sich wie folgt in logarithmischen<br />
Werten umrechnen:<br />
G dB = 10 log (G) dB bzw. F dB = 10 log (F ) dB .<br />
∙ Für die Rauschbandbreite gilt: Δf dB = 10 log (Δf) dB .<br />
∙ Sofern nichts anderes angegeben ist, gilt für eine Spule mit 100 nH,<br />
dass diese ein HF-Signal verlustlos sperrt und ein DC-Signal verlustlos<br />
durchlässt. Ebenso gilt für ein 100 pF-Kondensator, dass<br />
dieser ein HF-Signal verlustlos durchlässt und ein DC-Signal<br />
sperrt.<br />
Naturkonstanten<br />
c 0 = 2.998 ∗ 10 8 m/s<br />
ε 0 = 8.854 ∗ 10 −12 As/V/m<br />
μ 0 = 0.4 ∗ π ∗ 10 −6 H/m
1 K6 KLAUSUR HF, 05.02.20<strong>08</strong>, NAME/MATR.: 3<br />
1 Aufg. I: Streumatrizen<br />
Die folgenden Mixedmode-Streumatrix ist auf 50 Ω am Eingang und am Ausgang<br />
bezogen. D. h. die Gleichtaktimpedanz beträgt 100 Ω und die Gegentaktimpedanz<br />
beträgt 25 Ω.<br />
⎡<br />
⎢<br />
⎣<br />
M11 − M12 − ∣ M11 −+ M12<br />
−+<br />
M21 − M22 − ∣ M21 −+ M22<br />
−+<br />
−− −− −− −−<br />
M +−<br />
11 M +−<br />
12 ∣ M + 11 M + 12<br />
M +−<br />
21 M +−<br />
22 ∣ M + 21 M + 22<br />
⎤<br />
⎥<br />
⎦<br />
=<br />
⎡<br />
⎢<br />
⎣<br />
0.15 0 ∣ 0 0<br />
j12 0.3 ∣ 0 0<br />
−− −− −− −−<br />
0 0 ∣ 0.1 −j0.995<br />
0 0 ∣ −j0.995 0.1<br />
(1.1)<br />
Die Matrix [M − ] kann wie eine Streumatrix [S 1 ] und die Matrix [M + ] kann wie<br />
eine Streumatrix [S 2 ] betrachtet werden. Da keine Modekonversion vorliegt,<br />
können diese beiden Matrizen wie zwei Zweitore betrachtet werden. Beantworten<br />
Sie die folgenden Fragen:<br />
(a) Wie verhalten sich die beiden Zweitore mit den angegebenen Streumatrizen<br />
bezüglich Symmetrie, Verluste und Reziprozität? Für die<br />
Verlustaussage von [M − ] ist je eine Aussage für die Einspeisung am<br />
Torpaar 1 und 2 zu treffen.<br />
(b) Um wieviel Grad drehen beide Zweitore jeweils die Transmissionsphasen<br />
(Angabe als ∕ (Mij))? ∗ Für diesen Punkt ist für [M − ] je eine<br />
Aussage für die Einspeisung am Torpaar 1 und 2 zu treffen.<br />
(c) Um welche Komponente handelt es sich beim Zweitor für die differentielle<br />
Übertragung von [M − ]?<br />
(d) Um welche Komponente könnte es sich beim Zweitor für die Gleichtakt-<br />
Übertragung von [M + ] handeln?<br />
⎤<br />
⎥<br />
⎦
2 K6 KLAUSUR HF, 05.02.20<strong>08</strong>, NAME/MATR.: 4<br />
2 Aufg. II: Schaltungsentwurf über Streuparameter<br />
mit resistiven Elementen<br />
Ein -90 ∘ -Phasenschieber für 1 GHz in symmetrischer Leitungstechnik (Z 0 =<br />
100Ω) nach Bild 2.1 enthält die beiden reaktiven Bauelemente L=7.96 nH und<br />
C=1.59 pF. Zusätzlich ist in diesem Phasenschieber ein X-SPST-Schalter (als<br />
Kreuz-Schaltung) enthalten. Der Serienwiderstand R S der ansonsten perfekten<br />
Schaltelemente beträgt 1 Ω. Die Güten für die Induktivitäten sind mit Q L = 20<br />
angegeben und Kapazitäten sind als verlustfrei zu betrachten.<br />
Bild 2.1:<br />
Für die weitere Berechnung soll die in der Praxis für diesen Fall ausreichende<br />
Näherung gelten, dass sich das reaktive Netzwerk und das resistive Netzwerk<br />
superpositionieren lassen. D.h., beide können unabhängig voneinander berechnet<br />
werden.<br />
(a) Welche Ersatzwiderstände R l ergeben sich?<br />
(b) Zeichnen Sie den verlustfreien Phasenschieber sowie die resistiven<br />
Netzwerke. Letztere für die offene und geschlossene Schalterstellung.<br />
(c) Offene Schalterstellung: Berechnen Sie die durch die Widerstände<br />
bedingte endliche Anpassung und die Transmissionsverluste, die bei<br />
1 GHz den hauptsächlichen Einfluss auf die Betragswerte der S-Parameter<br />
der Gesamtschaltung haben.<br />
(d) Geschlossene Schalterstellung: Berechnen Sie die durch die Widerstände<br />
bedingte Fehlanpassung und die endliche Isolation bei 1 GHz, die sich<br />
beim internen Kreuzblocker als Breitbandwerte ergeben.
2 K6 KLAUSUR HF, 05.02.20<strong>08</strong>, NAME/MATR.: 5<br />
Rechnung: Aufg. II:<br />
Elementen<br />
Schaltungsentwurf über Streuparameter mit resistiven
3 K6 KLAUSUR HF, 05.02.20<strong>08</strong>, NAME/MATR.: 6<br />
3 Aufg. III: Schaltungsentwurf über Streuparameter<br />
mit reaktiven Elementen<br />
Berechnen Sie die 3 Elemente L, C p und L p eines +90 ∘ -Phasenschiebers nach<br />
Bild 3.1. Die +90 ∘ -Phasenschiebung (∕ S 21 = +90 ∘ ) soll im ISM-Band bei<br />
5.0 GHz erfolgen. Bei 2.5 GHz soll diese Komponente eine Isolation aufweisen.<br />
Der Phasenschieber ist definitionsgemäß bei 5.0 GHz perfekt (auf 50 Ω)<br />
angepasst!<br />
Bild 3.1:
3 K6 KLAUSUR HF, 05.02.20<strong>08</strong>, NAME/MATR.: 7<br />
Rechnung Aufg. III:<br />
Elementen<br />
Schaltungsentwurf über Streuparameter mit reaktiven
4 K6 KLAUSUR HF, 05.02.20<strong>08</strong>, NAME/MATR.: 8<br />
4 Aufg. IV: Auslegung von TEM-Wellenleitern und<br />
Empfängern<br />
UWB (Ultra Wide Band) - Systeme erfordern den Einsatz von dispersionsarmen<br />
Antennen. Bild 4.1 zeigt die am häufsten eingesetzte dispersionsarme<br />
UWB-Antenne. Diese so genannte TEM-Antenne kann genähert als sich<br />
aufweitenden Bandleitung betrachtet werden. Der Wellenwiderstand der Leitungszuführung<br />
beträgt 100 Ω. Am Ende der Antenne weist die Bandleitung<br />
den Wellenwiderstand des Freiraums von 377 Ω auf. Die Verluste über der sich<br />
aufweitenden Bandleitung können genähert aus dem Mittelwert der Verluste<br />
am Anfang und am Ende berechnet werden. Als Dielektrikum dient Luft.<br />
Folgende Daten weist die Antenne auf:<br />
Bild 4.1: Links: Draufsicht; Rechts: Seitenansicht<br />
Mittenfrequenz fm<br />
Plattenabstand a1<br />
Plattenabstand a2<br />
Länge l1<br />
Länge l2<br />
Spezifischer Widerstand ρ<br />
4 GHz<br />
5 mm<br />
40 mm<br />
100 mm<br />
300 mm<br />
0.060 μ Ω<br />
(a) Wie groß sind die dielektrischen und metallischen Verluste des Zuführungsleitungsbereiches<br />
(Länge l1) in dB/m bei fm?<br />
(b) Wie groß sind die dielektrischen und metallischen Verluste des Aufweitungsbereiches<br />
(Länge l2) in dB/m bei fm?<br />
(c) Wie groß ist die Rauschzahl F dB der Antenne bei fm?<br />
(d) Der Antennenwirkungsgrad η wird aus dem Verhältnis der abgestrahlten<br />
zur zugeführten Leistung berechnet. Wie groß ist η für fm,<br />
wenn man die Antenne als perfekt angepasst betrachtet.
4 K6 KLAUSUR HF, 05.02.20<strong>08</strong>, NAME/MATR.: 9<br />
Rechnung: Aufg. IV:<br />
Auslegung von TEM-Wellenleitern
5 K6 KLAUSUR HF, 05.02.20<strong>08</strong>, NAME/MATR.: 10<br />
5 Aufg. V: Impedanzanpassung mit Hilfe des Smith-<br />
Charts und Verstärkerentwurf<br />
Gegeben sind die s2p-Daten eines Feldeffekttransistors für ein Satellitenempfängers<br />
bei 10 GHz:<br />
# GHz S MA R 50<br />
! f S11 S21 S12 S22<br />
! GHz Mag Ang Mag Ang Mag Ang Mag Ang<br />
10.0 0.55 -90 10.0 180 0.03 0 0.70 -90<br />
Mittels einer verlustlosen kurzen hochohmigen Leitung (Ersatz für eine Spule),<br />
die gleichzeitig für die Zuführung der Kollektorspannung genutzt werden soll,<br />
und einer zweiten verlustlosen kurzen hochohmigen Leitung (Ersatz für eine<br />
Spule), die in Serie geschaltet werden kann, soll der Ein- und Ausgang des<br />
Transistors auf die Systemimpedanz Z 0 = 50 Ω bei 10 GHz transformiert und<br />
somit ein Verstärker realisiert werden.<br />
(a) Welchen Stabilitätsfaktor k weist der Feldeffekttransistor bei 10 GHz<br />
auf? Ist diese Verstärkerkomponente bereits stabil?<br />
(b) Welcher maximale Leistungsgewinn (in dB) ist mit dem Transistor<br />
bei 10 GHz erzielbar?<br />
(c) Geben Sie für Ein- und Ausgang alle möglichen Transformationsnetzwerke<br />
an, die mit zwei Spulen umgesetzt werden können.<br />
(d) Berechnen Sie für den Ausgang die beiden gesuchten Spulenwerte für<br />
den Fall, dass sich die Shuntinduktivität an den Drainanschluss des<br />
Transistors befindet (Näherung: S 12 = 0).
5 K6 KLAUSUR HF, 05.02.20<strong>08</strong>, NAME/MATR.: 11<br />
Rechnung: Aufg. V:<br />
Impedanzanpassung mit Hilfe des Smith-Charts
6 K6 KLAUSUR HF, 05.02.20<strong>08</strong>, NAME/MATR.: 12<br />
6 Aufg. VI: Filter und Resonatoren<br />
Ein Resonator-Bandpassfilter gemäß Bild 6.1 soll mittels quasi-konzentrierten<br />
Leitungsbauelementen (Mikrostreifenleitungssegmente) und mit drei SMD-<br />
Bauelementen (2 L’s und 1 C) für einen UWB-Einsatz für den Frequenzbereich<br />
von f 1 =3 GHz bis f 2 =4.5 GHz entwickelt werden.<br />
Bild 6.1:<br />
(a) Geben Sie die verlustlose Ersatzschaltung (aus L’s und C’s) an.<br />
(b) Berechnen Sie für die Resonanzfrequenz von f r =5.5 GHz und perfekte<br />
Anpassung bei f 1 und f 2 die Werte der verlustlosen Ersatzschaltung.<br />
(c) Berechnen Sie den Wellenwiderstand Z2.<br />
(d) Was passiert tendenziell mit S 11 im Durchlassbereich und S 21 im<br />
Sperrbereich, wenn gilt f r =5.0 GHz?
7 K6 KLAUSUR HF, 05.02.20<strong>08</strong>, NAME/MATR.: 13<br />
7 Aufg. VII: M-Parameter<br />
Eine rein differentieller IC-Empfangseingang soll mittels eines ±90 ∘ -Baluns<br />
bei 2 GHz an eine 50 Ω-Mikrostreifenleitung angepasst werden. Die Vorgehensweise<br />
wird im Buch auf Seite 321 am Beispiel einer Antenne unter Nutzung<br />
der M-Parameter erläutert. Die S-Parameter am Fusspunkt des IC-Einganges<br />
wurden vermessen:<br />
# GHz S MA R 50<br />
! f S11 S21 S12 S22<br />
! GHz Mag Ang Mag Ang Mag Ang Mag Ang<br />
2.0 0.3 0 0.2 180 0.2 180 0.3 0<br />
(a) Geben Sie den differentiellen Eingangsreflexionsfaktor M − 11 des IC’s<br />
an.<br />
(b) Berechnen Sie die Gegentakteingangsimpedanz des IC’s.<br />
(c) Legen Sie den ±90 ∘ -Balun aus (Berechnung von L und C).
8 K6 KLAUSUR HF, 05.02.20<strong>08</strong>, NAME/MATR.: 14<br />
8 Aufg. VIII: Komponenten mit λ/4-Leitungen und<br />
PIN-Dioden<br />
Für eine Radaranlage mit großen Leistungen eignen sich insbesondere die X-<br />
SPST-Schalter. Das unvollständige Schaltbild (Bild 8.1) soll durch Einfügen<br />
von Kondensatoren (100 pF) und Spulen (100 nH) zu einem RX-TX-Schalter<br />
für die Frequenz von 6 GHz erweitert werden. Das Bild enthält lediglich verlustfreie<br />
Mikrostreifenleitungen der Länge λ/4, 2 Widerstände und PIN-Dioden.<br />
Die Schaltung kann mit 0402-SMD-PIN-Dioden für TX-Anwendungen bis<br />
20 W eingesetzt werden.<br />
Bild 8.1:<br />
(a) Vervollständigen Sie die Schaltung mit Spulen (100 nH) und Kondensatoren<br />
(100 pF) so, dass diese funktionstüchtig ist.<br />
(b) Welchen Wellenwiderstand weisen die nicht gekennzeichneten λ/4-<br />
Leitungen auf?<br />
(c) Geben Sie die Logiktabelle mit -0 V- und 2.8 V-Pegeln für die Steuersignale<br />
A und B in Verknüpfung mit den möglichen Schaltzustände<br />
einschließlich der Isolation beider Kanäle zur Antenne an.<br />
(d) Wie viele S- bzw. M-Parameter benötigt man, um diese Schaltung<br />
mit den drei Hochfrequenztoren komplett zu beschreiben?<br />
(e) Berechnen Sie den Wellenwiderstandswert von Z1 und den Widerstandswert<br />
R.
8 K6 KLAUSUR HF, 05.02.20<strong>08</strong>, NAME/MATR.: 15<br />
Rechnung: Aufg. VIII:<br />
zu (a)<br />
Komponenten mit λ/4-Leitungen und PIN-Dioden<br />
Bild 8.2: