1 Halbleiterdioden

1 Halbleiterdioden
Bei inhomogener Dotierung einer Halbleiterschicht entsteht
ein elektronisches Bauelement mit der Eigenschaft eines
stromrichtungsabhängigen Schalters
Entstehung der Sperrschicht bei einem
pn-Übergang
Abb. 1.1: Diffusionsspannung des pn-Übergangs
1-1

1.1 pn-Übergang mit äußerer Spannung
Abb. 1.2: pn-Übergang mit äußerer Spannung
Bei Polung in Durchlassrichtung (plus an p) hat die Diode einen
sehr niedrigen Widerstandswert, bei Polung in Sperrrichtung
(minus an p), ist der Widerstand sehr groß.
Die Halbleiterdiode lässt den Strom in einer
Richtung durch und sperrt ihn in der anderen
Richtung
Abb. 1.3: Aufbau einer Diode und
Schaltzeichen
1-2

1.1.1 Kennlinie des pn-Überganges
Abb. 1.4: Prinzipielle Strom-Spannungskennlinie des pn-Übergangs
Ab USchwell nimmt Strom stark zu:
Schwellenspannung oder Schleusenspannung
Eine Halbleiterdiode ist im Bereich oberhalb der
Schwellspannung niederohmig
UD > 0 V Durchlassbereich
UR < U < 0 V Sperrbereich
1-3

Abb. 1.5: Typische I-U-Kennlinien von Dioden
Sperrbereich
U = - U R = - US
Sperrspannung
I = - I R = -IS
Sperrstrom
Durchlassbereich
UD = UF
Durchlassspannung
Vorwärtsspannung
UD (Si) ~ 0,7 V
UD (Ge) ~ 0,35 V
I = ID = IF
Durchlassstrom
1-4

Aus Kennlinie: Widerstandsverhalten
Gleichstromwiderstand
U
RD RF RA
(1.1)
I
A
Der Gleichstromwiderstand RF einer Halbleiterdiode ist vom
Arbeitspunkt abhängig.
R D:
5 200 , Sperrrichtung: M G
In halblogarithmischer Darstellung ergibt sich für Kennlinie
näherungsweise Gerade
UD
I IS
exp 1
UT
IS Sättigungssperrstrom 10-12 10-6 A
Reale Dioden:
UD
I IS
exp 1
nUT
für UD 0 (1.2)
(1.3)
k BT
UT Temperaturspannung: UT
26 mV bei 300 K (1.4)
e
n Emissionskoeffizient n 1 2
1-5

Durchlassbereich: UD » nUT
differentieller Widerstand
r
F
U
I
F
F
D
nUT
(1.5)
I I
Der differentielle Widerstand rF einer Halbleiterdiode hat in
jedem Kennlinienpunkt einen anderen Wert
aus Arbeitspunktstrom IA berechenbar
r
F
dU U
T
(1.6)
dI I
A
A
S e
U
1-6

1.1.2 Temperaturverhalten von Halbleiterdioden
Mit steigender Temperatur
nimmt der Sperrstrom stark zu
dI
S
dT U const.
S
7% C
Mit zunehmender Temperatur
wird die Schwellspannung
etwas herabgesetzt
dU
D
dT I const.
D
mV
1,7
K
Abb. 1.6: Abhängigkeit des
Sperrstromes von der
Sperrschichttemperatur bei einer Si-
Diode
Abb. 1.7: Abhängigkeit des Verlaufes
der Durchlasskennlinien einer Si-Diode
von der Sperrschichttemperatur
1-7

1.1.3 Kennwerte und Grenzwerte
Grenzwerte sind Werte, die der Anwender nicht überschreiten
darf, ohne eine sofortige Zerstörung des Bauelementes zu
riskieren
Kennwerte sind Werte, die die Eigenschaften des
Bauelementes im Betriebsbereich beschreiben
Kennwerte sind typische Werte
Datenblätter!
1-8

esonders dotierte Si-Dioden
1.2. Spezielle Halbleiterdioden
1.2.1. Z - Dioden
Abb. 1.8: I-U-Kennlinie einer Z-Diode und
Schaltzeichen
UZ0: Zenerspannung
Z-Dioden werden im
Sperrbereich bei
Erreichen der
Zenerspannung
niederohmig
Zener-Effekt: Sperrschicht wird durch hohe Feldstärke
plötzlich leitfähig
Lawinen-Effekt (Avalanche-Effekt): Zahl der freien
Ladungsträger steigt lawinenartig an
Große Leitfähigkeit der Sperrschicht kann zu einem sehr
großen Strom in Sperrrichtung führen
1-9

Abb. 1.9: Durchbruchskennlinie einer
Z-Diode mit Angabe der erforderlichen
Strombegrenzung.
Nach Zenerdurchbruch ist
Begrenzung des Stromes
unbedingt erforderlich
IZ max darf nicht
überschritten werden
1-10

1.3 Anwendungen
Gleichrichter, Schaltdioden, Modulatoren
Oszillatoren
Detektoren, Photodioden, Solarzellen, LEDs
Diode als Schalter
ODER-Glied (ODER-Gatter)
Abb. 1.10: ODER-Glied mit Dioden als Schaltelementen
Es gibt nur die zwei Zustände 1 und 0.
Folgende Festlegung soll gelten:
1 5V 1V
0 OV 1V
1-11

Hat entweder der Eingang A oder der Eingang B den Zustand 1,
so hat auch der Ausgang Z den Zustand 1.
UND-Glied (UND-Gatter)
Abb. 1.11: UND-Glied mit Dioden als Schaltelementen
Am Ausgang Z kann nur dann der Zustand 1 = 5 V vorhanden
sein, wenn an Eingang A und an Eingang B 5 V anliegen.
Hat einer der Eingänge Zustand 0, so zieht er die Ausgangsspannung auf
ungefähr 0,5 V herab. Damit hat der Ausgang den logischen Zustand 0.
1-12

Zwei Transistorfamilien:
2 Bipolartransistoren
Abb. 2.1: Gliederung der verschiedenen Transistorfamilien
2-1

2.1 Arbeitsweise von Bipolartransistoren
Bipolare Transistoren: zwei unterschiedlich gepolte
pn-Übergänge
E Emitter B Basis C Kollektor
Abb. 2.2: Zonenfolge, Anschlussbezeichnung, Schaltzeichen bei Bipolartransistoren
Arbeitsweise von npn-Transistoren
npn-Transistor: p-leitende Zone zwischen zwei n-leitenden Zonen
npn-Transistor als Verstärkerbauelement:
Der pn-Übergang Emitter - Basis wird in Durchlassrichtung gepolt.
Der pn-Übergang Basis - Kollektor wird in Sperrrichtung gepolt.
2-2

drei Spannungen und drei Ströme:
UCE : Kollektor-Emitter-Spannung
UBE : Basis-Emitter-Spannung
UCB : Kollektor-Basis-Spannung
IC Kollektorstrom
IB Basisstrom:
IE Emitterstrom
pn-Übergang in Durchlassrichtung geschaltet: "Plus an p-Zone"
UBE und UCE müssen positiv sein
Abb. 2.3: Prinzip eines bipolaren npn-Transistors
2-3

UBE > 0 Elektronen werden in das Basisgebiet hineingebracht
(Ladungsträgerinjektion)
UBC < 0 Elektronen werden über die Raumladungszone
abtransportiert
Flussspannung U BE beeinflusst Rate, mit der Elektronen in das
Basisbahngebiet injiziert werden, und damit Strom der am
kollektorseitigen Sperrschichtrand ankommt
Durch Änderung der Steuerspannung UBE im Eingangskreis
kann der Strom IC im Ausgangskreis gesteuert werden
(spannungsgesteuerte Stromquelle)
Durch unterschiedliche Dotierstoffkonzentrationen in Emitter und Basis
wird erreicht, dass ein großer Kollektorstrom durch einen kleinen
Steuerstrom (= Basisstrom) gesteuert wird:
ND,E = 10 19 cm -3 , NA,B = 10 17 cm -3 , ND,C = 10 15 cm -3
Ein kleiner Löcherstrom steuert einen großen Elektronenstrom
Gleichstromverstärkung B : Verhältnis von Kollektorstrom zu
Basisstrom
IC
B (2.1)
I
B
Kleine Basisstromänderungen gehören zu großen
Kollektorstromänderungen
oder
Kleine Basisspannungsänderungen führen zu großen
Kollektorspannungsänderungen
2-4

Betriebszustände
a) Stromloser Zustand:
b) Aktiver Zustand (Vorwärtsbetrieb): Emitterdiode leitend,
Kollektordiode gesperrt.
c) Gesättigter Zustand: Emitter- und Kollektordiode leitend.
e) Gesperrter Zustand: Emitter- und Kollektordiode gesperrt.
f) Inverser Zustand: Emitterdiode gesperrt, Kollektordiode leitend.
Arbeitsweise von pnp-Transistoren
pnp-Transistor: n-leitende Zone zwischen zwei p-leitenden Zonen
Gleiche Polung der pn-Übergänge wie beim npn-Transistor:
Der pn-Übergang Emitter - Basis wird in Durchlassrichtung gepolt.
Der pn-Übergang Basis - Kollektor wird in Sperrrichtung gepolt
Spannungen UBE und UCE müssen anders gepolt sein als
beim npn-Transistor
2-5

2.1.1 Spannungen und Ströme beim Transistor
alle Spannungen sind auf den Emitter zu beziehen
UCE UCB U
BE
Abb. 2.4: Spannungen am Transistor
Festlegung: alle positiv gezählten Ströme fließen in den
Transistor hinein
Abb. 2.5: Bezugspfeile für Ströme und Spannungen an Transistoren
Emitterstrom Summe aus Kollektorstrom und Basisstrom
IE IC IB
Mit Basisstrom IB und der Basis-Emitter-Spannung UBE wird
Transistor gesteuert.
2-6

npn-Transistor:
UCE, UBE, IC, IB positiv,
IE negativ
Abb. 2.6: Spannungen und Ströme im Normalbetrieb.
Grundsätzlich werden nur Beträge angegeben:
pnp-Transistor:
UCE, UBE, IC, IB negativ,
IE positiv
Alle Kennlinien und vorzeichenbehafteten Kennwerte
gelten sowohl für npn- als auch für pnp-Transistoren
jede Transistorverstärkerschaltung muss als Eingang immer die
Basis-Emitter-Strecke aufweisen, während der Ausgang vom
Kollektorstrom durchflossen wird.
drei Schaltvarianten:
Abb. 2.7: Die drei Grundschaltungen des npn-Transistors im Normalbetrieb
2-7

Tab. 2.1: Eigenschaften der Transistorschaltungen
Emitterschaltung Basisschaltung Kollektorschaltung
Eingangswiderstand 10 10 k 10 50 100 k 1000 k
Ausgangswiderstand 10 k 50 k 1 k 1000 k 10 300
Spannungsverstärkung 200 5000 200 5000 < 1
Stromverstärkung 10 200 < 1 10 200
Grenzfrequenz gering groß groß
Emitterschaltung: Allgemeiner Kleinsignalverstärker mit hoher Spannungs- und Stromverstärkung.
Basisschaltung: Klassische HF-Verstärkerschaltung
Kollektorschaltung (Emitterfolger): Typische Leistungsverstärkerstufe
2-8

2.2 Grundlagen eines Transistorverstärkers in
Emitterschaltung
Ein kleiner Strom im
Eingangsstromkreis
steuert einen großen
Strom im
Ausgangstromkreis
(Laststromkreis)
2.2.1 Kennlinienfelder und Kennwerte
mit Kennlinien quantitativ beschreibbar:
drei Stromgrößen: IE, IC und IB
drei Spannungsgrößen: UCE, UBE und UCB
- Eingangskennlinien
- Ausgangskennlinien
- Stromsteuerungskennlinien
Abb. 2.8: Verstärkerprinzipschaltung eines
npn-Transistors in Emitterschaltung
I I ( U ) U
B B BE = const
CE
IC IC ( UCE
) U = const oder
I I ( U ) I
- Spannungssteuerungskennlinie
BE
C C CE = const
B
I I ( I ) U
C C B = const
CE
I
I ( U ) U
C C BE = const
CE
2-9

Eingangskennlinienfeld
Eingangsgrößen: Basisstrom IB und Basis-Emitter-Spannung UBE
Eingangskennlinienfeld (IB-UBE-Kennlinienfeld): Zusammenhang
zwischen UBE und IB für verschiedene Werte von UCE
Abb. 2.9: IB-UBE-Kennlinie mit Berechnung des differentiellen Eingangswiderstandes
(links), sowie für verschiedene Kollektor-Emitter-Spannungen (rechts)
Transistor stellt Widerstand dar:
Der Anstieg der IB-UBE-Kennlinie in einem bestimmten
Kennlinienpunkt A ergibt den differentiellen oder dynamischen
Eingangswiderstand rBE in diesem Kennlinienpunkt.
A Arbeitspunkt
differentieller Eingangswiderstand rBE
r
BE
U U
U
I I
I
BE BE T
B B U = const. B
CE
(2.2)
2-10

Ausgangskennlinienfeld
Ausgangsgrößen: Kollektorstrom IC und Kollektor-Emitter-Spannung
UCE.
Ausgangskennlinienfeld
(IC-UCE-Kennlinienfeld):
Zusammenhang zwischen IC
und UCE für verschiedene
Werte von IB
Abb. 2.10: Ausgangskennlinienfeld
Der Anstieg der IC-UCE-Kennlinie in einem bestimmten
Arbeitspunkt A ergibt den differentiellen oder dynamischen
Ausgangswiderstand rCE in diesem Arbeitspunkt
oder:
r
CE
U U
I I
CE CE
IC als Funktion von UCE
für verschiedene UBE
C C I = const.
B
Abb. 2.11: Ausgangskennlinienfeld eines npn-
Transistors.
(2.3)
2-11

Abb. 2.12: Arbeitsbereiche eines npn-Transistors
1 Verstärkerbereich
2 Übersteuerungsbereich
4 Durchbruchsbereich
5 Sperrbereich
Stromsteuerungskennlinienfeld
Stromsteuerungskennlinienfeld
(IC-IB-Kennlinienfeld):
Zusammenhang zwischen IC
und IB für bestimmte Werte
von UCE
Abb. 2.13: Stromsteuerungskennlinienfeld
2-12

Gleichstromverstärkung (statische Stromverstärkung) B
I
B
I
C
B
(2.1)
Der Anstieg der IC-IB-Kennlinie in einem bestimmten
Arbeitspunkt A ergibt den differentiellen oder dynamischen
Stromverstärkungsfaktor in diesem Arbeitspunkt
I I
I I
C C
B B U = const.
Analoge Schaltungstechnik: B
CE
(2.4)
2-13

Rückwirkungskennlinienfeld
UCE = UCB + UBE
Vergrößerung von UCE führt zur Vergrößerung von UCB
und UBE
Eine Erhöhung (Erniedrigung) der Ausgangsspannung UCE wirkt
also auf die Eingangsspannung UBE zurück
Unerwünscht!
Rückwirkungs-Kennlinienfeld
(UBE-UCE-Kennlinienfeld):
Zusammenhang zwischen UBE
und UCE für bestimmte
Werte von IB
Abb. 2.14: Rückwirkungskennlinienfeld
Der Anstieg der UBE-UCE-Kennlinie in einem bestimmten
Arbeitspunkt ergibt den differentiellen Rückwirkungsfaktor D
in diesem Arbeitspunkt
U U
D
U U
BE BE
CE CE I = const.
B
2-14

Vierquadrantenkennlinienfeld
Abb. 2.15: Vierquadrantenkennlinienfeld
2-15

Übertragungskennlinienfeld
(Spannungssteuerkennlinienfeld)
Übertragungskennlinienfeld
(IC-UBE-Kennlinienfeld):
Zusammenhang zwischen IC
und UBE für bestimmte Werte
von UCE
Abb. 2.16: Übertragungskennlinienfeld
Der Anstieg der IC-UBE-Kennlinie in einem bestimmten
Arbeitspunkt ergibt die Steilheit S in diesem Arbeitspunkt
I I
I
S
U U
U
C C C
BE BE U = const. T
CE
S gibt also an wie steil die Übertragungskennlinie im Arbeitspunkt ist
UT 26 mV S 40 mA/VIC, IC in mA
rBE
(2.5)
(2.6)
S
2-16

2.2.2 Gleichstromdimensionierung
(Wahl des Transistorarbeitspunktes)
Kleinsignalbetrieb: Transistor wird in einem Arbeitspunkt A betrieben
und mit kleinen Signalen um den Arbeitspunkt angesteuert.
näherungsweise lineares Verhalten.
Zum Betrieb bestimmte Spannungswerte UCE und UBE und bestimmte
Stromwerte für IC und IB notwendig.
Zwei der vier Größen UCE, UBE, IC, IB bestimmen den Arbeitspunkt des
Transistors.
Meistens: UCE und IB
Kollektorruhestrom
Um auch Verstärkung von sehr kleinen Wechselspannungssignalen
möglich zu machen wird dem Transistor eine
Gleichstrom-Voreinstellung aufgezwungen
Abb. 2.17: Ruhestromeinstellung
2-17

Arbeitswiderstand
Am Kollektorwiderstand RC kann der Kollektorstrom einen Spannungsabfall
erzeugen!
Abb. 2.18: Festlegung des Transistorarbeitspunktes
Betriebsspannung UB (Netzteilspannung) liegt meist fest
(z.B. UB = 10 V).
RC wird so gewählt, dass sich bei dem gewünschten Basisstrom IB die
gewählte Kollektor-Emitter-Spannung UCE einstellt (z.B. RC = 1 k)
Widerstandsgerade
Transistor ist gerade gesperrt: IC = 0, UCE = UB = 12 V
Transistor ist ganz durchgesteuert: UCE = 0 V.
2-18

Arbeitspunkt
Wir wählen den Arbeitspunkt bei UCE = 5 V. Damit sind auch IC und IB
gewählt.
U
UCE
2
B
Aussteuerung : Signalgesteuerte Veränderung des
Kollektorstroms:
Abb. 2.19: Transistor in Emitterschaltung
Arbeitspunkt durch Spannungsteiler R1 R2 eingestellt.
2-19

Einfluss der Temperatur auf den Arbeitspunkt
Basis-Emitter-Spannung eines Transistors nimmt um ca. 2 mV je
Grad Temperaturerhöhung ab.
Abb. 2.20: Ersatzschaltbild für die Wirkung der Basis-Emitter-Spannungsdrift.
dU
d
BE
2mV
(2.7)
Grad
Kollektorstrom nimmt mit steigender Temperatur zu:
dU
(2.8)
I BE
C S
d
V
Drift des Kollektorruhepotentials mit
Spannungsverstärkung Vu
CA
V
u
2 mV
K
Für Vu = 150 nimmt bei einer Temperaturerhöhung um 20 Grad das
Kollektorruhepotential um 6 V ab. Untragbar!
(2.9)
2-20

Stabilisierung durch Temperaturkompensation
Abb. 2.21: Temperaturkompensation
des Arbeitspunktes
NTC-Widerstand (Negative
Temperature Coefficient)
Diode
Transistor und das temperaturabhängige Kompensationselement
sollen möglichst die gleiche Temperatur besitzen!
2-21

2.2.3 Vierpolparameter
Emitterschaltung:
Basis und Emitter bilden die Eingangsklemmen, Kollektor und
Emitter die Ausgangsklemmen
Abb. 2.22: npn-Transistor in Emitterschaltung
U f ( I , U )
BE 1 B CE
I f ( U , I )
C 2 CE B
Linearisierung der Funktionen
U U
U I U
EB EB
BE B CE
IB U
A CE A
I I
I I U
C C
C B CE
IB U
A CE A
2-22

hike Hybridparameter der Emitterschaltung
U U
I U
BE = h11e BE = h12e
B A CE A
I I
C = h21e C = h22e
B A CE A
I U
partiellen Ableitungen: Steigungen der Transistorkennlinien im
Arbeitspunkt
h11 rBE
h12 D
1
h21 rBE S h22
r
Vierpolersatzschaltbild
Abb. 2.23: Ersatzschaltbild eines Transistors für kleine Signale bei niedrigen
Frequenzen
CE
2-23

2.2.4 Steuerung des Transistors
Nach Wahl des Arbeitspunktes können folgende Größen gemessen
U , I , I , U
werden: CE A CA BA BE A
Abb. 2.24: Übertragungsverhalten der Emitterschaltung
û e kleine sinusförmige Wechselspannung, die über Koppelkondensator C
mit der vorhandenen Transistorschaltung verbunden ist.
Anlegen einer sinusförmigen Signalspannung
u U uˆ
BE BE A e
Spiegelung des Signals u BE = f(t) an der Eingangskennlinie
ˆ i I
i
B BA b
2-24

Spiegelung des Basisstroms an der Stromsteuerungskennlinie
ˆ i I i
C CA c
Spiegelung von iC an der Widerstandsgeraden RC
u U uˆ
CE CE A ce
Aus Vierquadranten-Kennlinienfeld können die
Verstärkungsfaktoren entnommen werden:
Spannungsverstärkung:
Stromverstärkung:
V
V
uˆ
CE
u (2.10)
uˆ
BE
iˆ
C
i (2.11)
iˆ
B
Leistungsverstärkung: VP Vu Vi
(2.12)
Bei Emitterschaltung ist die Ausgangswechselspannung
gegenüber der Eingangsswechselspannung um 180°
phasenverschoben
2-25

2.2.5 Transistorverlustleistung
Kollektor-Emitter-Verlustleistung PCE
Basis-Emitter-Verlustleistung PBE.
P U I
CE CE C
P U I
BE BE B
Gesamtverlustleistung:
Ptot U CE IC U BE IB
PBE < PCE Ptot UCE IC
(2.13)
Datenblätter: höchstzulässige Gesamtverlustleistung
Für UCE bestimmter Strom ICmax
IC =f(UCE) Verlusthyperbel
Abb. 2.25: Verlusthyperbel
Der Arbeitspunkt eines Transistors muss stets im Gebiet
unterhalb der Verlusthyperbel liegen.
Liegt er im Gebiet oberhalb der Verlusthyperbel, so wird der
Transistor wärmemäßig überlastet und zerstört.
2-26

2.2.6 Frequenzgang
Wechselstromverstärker zeigen frequenzabhängigen Verlauf des
Spannungsverstärkungsfaktors Vu.
Abb. 2.26: Abhängigkeit der Verstärkung von der Frequenz
Untere Grenzfrequenz
Koppelkondensatoren und Widerständen bilden Hochpässe.
Abb. 2.27: Zur Berechnung der unteren Grenzfrequenz
Eingangsseitig: u
Ausgangsseitig: u
f
f
1
2 C ( R R )
e ein 1
1
2 C ( R R )
a aus a
(2.14)
(2.15)
2-27

Obere Grenzfrequenz
Verstärkerschaltungen haben obere Grenzfrequenz fo, bei der Rückgang
der Spannungsverstärkung Vu einsetzt
Dynamischer Stromverstärkungsfaktor zeigt Tiefpassverhalten,
nimmt ab der Grenzfrequenz f0 mit 20 dB/Dekade ab
Transitfrequenz fT: Frequenz bei der = 1
Abb. 2.28: Frequenzabhängigkeit der dynamischen Stromverstärkung
Die Frequenz f ist die Grenzfrequenz, bei der die Stromverstärkung eines
Transistors in Emitterschaltung um 3 dB (auf 70,7 %) abgesunken ist.
f
β
f
T
(2.16)
2-28

2.2.7 Einstellung des Arbeitspunktes
Arbeitspunkteinstellung mit Vorwiderstand
Arbeitspunktgrößen mit Index A gekennzeichnet (z.B. I BA ).
Abb. 2.29: Arbeitspunkteinstellung mit
Basiswiderstand
Vorgehen bei Dimensionierung:
Arbeitspunkt durch
Basisstrom IBA und
Widerstand R1 bestimmt
I
BA
a) IC A und UCE A gewählt und RC berechnet:
UB U
BE A UBA
const.
R R
R
1 1
C
U U
I
b) Ermittlung des Basisstromes IBA
IBA aus Ausgangskennlinienfeld für Arbeitspunkt
( ICA , U CE A ) entnommen
oder bei gegebenem B berechnet
I
BA
I
C A
c) Ermittlung der Basis-Emitter-Spannung U BE A:
UBE A aus Eingangskennlinienfeld für IBA
d) Berechnung von R1:
U B U
R1
I
BA
BE A
B
B CE A
C A
2-29

U BE A : 0,6 V (Silizium) oder 0,3 V (Germanium).
R
UB » UBE 1
Vorteile der Einstellung:
U B
I
BA
1. Die Schaltung lässt sich zuverlässig dimensionieren, wenn
die Stromverstärkung B bekannt ist. Hierbei sind die
Exemplarstreuungen von B zu beachten.
2. Bei genügend großer Spannung UB wird die Schaltung mit
Stromeinspeisung von IBA betrieben, d.h., der
eingespeiste Basisstrom hängt im Wesentlichen von UB
und R1 ab und nicht vom Transistor
U
I B
BA
R
1
3. Der Temperaturgang von UBE hat keinen nennenswerten
Einfluss auf die Arbeitspunktstabilität.
Nachteile der Einstellung:
1. Bei großen Exemplarstreuungen von B muss der
Arbeitspunkt durch Trimmer (R1) fein eingestellt
werden.
2. Der Temperaturgang der Stromverstärkung B hat
direkten Einfluss auf die Arbeitspunktstabilität
2-30

ICA B IBA
; I BA = konst. Temperaturzunahme bringt
Vergrößerung von B und damit von I CA .
Arbeitspunkteinstellung mit Spannungsteiler
Arbeitspunkt durch Spannungsteiler und Betriebsspannung bestimmt
Abb. 2.30: Arbeitspunkteinstellung mit
Spannungsteiler
Vorgehen bei Dimensionierung:
R
U ( U R I )
2
BE A B 1 BA
R1 R2
R
const.
2
UB R1 R2
Zur Einstellung von UBE A ist
Querstrom zu wählen
I 310 I
q B
a) IC A und UCE A gewählt und RC berechnet
b) Ermittlung des Basisstromes I BA :
IBA aus Ausgangskennlinienfeld ( I C A , U CE A )
oder bei gegebenem B berechnet
BA
R
C
C A
c) Ermittlung der Basis-Emitter-Spannung U BE A:
I
I
B
U U
I
B CE A
C A
2-31

UBE A aus Eingangskennlinienfeld
d) Berechnung von R2:
Spannungsteiler R1, R2 so zu dimensionieren, dass an R2
UBE A auftritt:
e) Berechnung von R1:
R
2
R
U
I
1
BE A
q
U U
I I
B BE A
q BA
f) zur Feineinstellung des Arbeitspunktes müssen R1 bzw.
R2 regelbar gestaltet werden
Nachteile der Einstellung:
1. Der Arbeitspunkt muss fein eingestellt werden. Dies ist
besonders nachteilig bei Serienfertigung der
Verstärkerschaltung.
2. Die UBE-Spannung des Transistors ist
temperaturabhängig. Damit stimmt die
Arbeitspunkteinstellung nur bei einer bestimmten
Temperatur. Jede Temperaturänderung verändert den
Arbeitspunkt.
3. Der Spannungsteiler R1, R2 setzt den Eingangswiderstand
der Schaltung für das Signal herab.
Die Schaltung ist ungünstig bezüglich ihrer Temperaturdrift.
2-32

2.2.8 Kleinsignalverhalten der Emitterschaltung
Arbeitspunkt der Schaltung festgelegt!
Kleinsignalverstärker!
Abb. 2.31: Die Emitterschaltung mit ihren Signalersatzschaltbildern
Annahme: Der kapazitive Widerstand XC für die Signalwechselströme
habe den Wert Null.
Gleichspannungsquelle UB mit Ri 0 wirkt auf das Signal wie ein
Kurzschluss.
2-33

Spannungsverstärkung Vu
V
u
u
u
a
e
Transistor erzeugt als Stromquelle am Ausgang Wechselstrom:
iC = iB
es entsteht die Ausgangsspannung:
u i r R
a B CE C
bzw. bei Berücksichtigung des Lastwiderstandes
u i r R R
a B CE C L
Eingangsspannung ue erzeugt den Basiswechselstrom
i
B
rCE » RC
bzw. mit RL
V
r
u
e
BE
u r R
V S r R
(2.17)
a CE C
u
CE C
ue rBE
R
V S R
(2.18)
C
u
C
rBE
r R R
R R
(2.19)
CE C L
C L
u
bzw. Vu S RC RL
rBE
rBE
2-34

Richtungspfeile von ue und ua einander entgegengesetzt:
Zwischen Eingangs- und Ausgangswechselspannung besteht eine
Phasenverschiebung von 180°.
Die Spannungsverstärkung der Emitterschaltung ist umso
größer, je größer der Widerstand RC || RL ist.
Verstärkung begrenzt durch Größe des Ausgangswiderstandes
rCE und durch die Stromverstärkung .
Je nach -Wert Verstärkungswerte bis 200.
Die Emitterschaltung hat hohe Spannungsverstärkung
Kleinsignal-Betriebsverstärkung
Berücksichtigung des Widerstandes Ri der Signalquelle
Abb. 2.32: Ersatzschaltbild der Emitterschaltung mit Rg und RL.
Die Kleinsignal-Betriebsverstärkung setzt sich zusammen aus
der Spannungsverstärkung der Schaltung und den
Spannungsteilerfaktoren am Eingang und Ausgang
u r R
V V
a e L
B u
ui re Ri RL ra
(2.20)
2-35

Eingangswiderstand
Eingangswiderstand Parallelschaltung aus R1, R2, rBE
Abb. 2.33: Eingangswiderstand der Emitterschaltung
dUBE UT UT B
rBE B (2.21)
dI I I S
B B C
re R1 R2 rBE
(2.22)
R R
r r
1 2
e
BE
R1 R2
Um Signalquelle möglichst wenig zu belasten, muss der
Spannungsteiler R1, R2 sehr hochohmig sein.
(2.23)
rBE kann durch Wahl eines besonders kleinen Basisgleichstromes ebenfalls
hochohmig werden, allerdings verkleinert man dabei auch die
Spannungsverstärkung der Schaltung.
Der Eingangswiderstand der Emitterschaltung ist mittelgroß. Er
wird vom differentiellen Widerstand rBE bestimmt.
rBE ist umso kleiner, je größer der Basisgleichstrom ist
(z.B. I B A = 20 µA; rBE 1,5 k).
2-36

Ausgangswiderstand
Neben rCE gehört zur Emitterschaltung auch der Kollektorwiderstand RC
Abb. 2.34: Ausgangswiderstand der Emitterschaltung
Damit wird die Emitterschaltung für den Verbraucher eine Stromquelle
mit dem Ausgangswiderstand:
ra RC rCE
(2.24)
rCE » RC ra RC
(2.25)
Der Ausgangswiderstand der Emitterschaltung wird durch den
Kollektorwiderstand RC bestimmt
Bei Berücksichtigung des Lastwiderstandes RL
bzw.
ra RC rCE RL
(2.26)
ra RC RL
(2.27)
2-37

Stromverstärkung
V
i
a
i mit ie ue re
ie
, re Eingangswiderstand, mit dem
Signalquelle belastet wird (Abb. 2.33)
R1, R2 sehr hochohmig Eingangswiderstand durch rBE bestimmt!
u
ie iB
r
e
BE
iB verteilt sich auf rCE RC R L (Abb. 2.34)
rCE RC RL
ia iB
(2.28)
R
V
RC R L<
rCE :
i
L
i r
a CE RC RL
(2.29)
i R
e L
V
i
RC
R R
C L
Die Emitterschaltung hat eine hohe Stromverstärkung.
(2.30)
2-38

Ankopplung des Verbraucherwiderstandes
Kapazitive Ankopplung des Verbraucherwiderstandes
Abb. 2.35: Emitterschaltung mit Lastwiderstand RL
C wird so gewählt, dass XC RL.
iC verteilt sich nun auf die RC und RL.
Je größer RC gemacht wird, umso größer ist der Anteil des
Signalstromes im Verbraucher RL, umso mehr Signalleistung wird
dem Verbraucher zugeführt.
Bei der Einstellung des Arbeitspunktes sollte man bestrebt sein,
RC möglichst hochohmig auszuführen.
2-39

Es gibt 3 Möglichkeiten den Verbraucherwiderstand RL zu wählen:
Möglichst große Spannungsverstärkung: RL
Spannungsanpassung
Möglichst große Stromverstärkung: RL 0 Stromanpassung
Möglichst große Leistungsverstärkung: RL = ra
Leistungsanpassung
Maximale Spannungsverstärkung:
V
u max
ra
(2.31)
r
BE
Maximale Stromverstärkung:
Vi max
(2.32)
Maximale Leistungsverstärkung:
V
p max
r
2 a
4
r
BE
(2.33)
2-40

2.2.9 Stabilisierung durch Gegenkopplung
Stabilität des Arbeitspunktes kann durch Reduktion der
Verstärkung verbessert werden
Die Gegenkopplungsspannung ist dem Ausgangsstrom
proportional Stromgegenkopplung
Die Gegenkopplungsspannung ist der Ausgangsspannung
proportional Spannungsgegenkopplung
Gleichstromgegenkopplung
In die Emitter-Leitung wird ein Widerstand RE eingebaut.
Abb. 2.36: Stabilisierung des Arbeitspunktes durch Gleichstromgegenkopplung
UBE A Ue U RE Ue RE IE A Ue RE IC
A
RE bewirkt, dass die Zunahme von IC bei Temperaturerhöhung
selbsttätig ein Abnehmen der UBE-Spannung zur Folge hat
Stromanstieg wird nahezu verhindert
2-41

Die Ausgangsgröße ICA wirkt auf den Eingang:
Stromgegenkopplung.
Vorteile und Nachteile der AP-Stabilisierung durch Stromgegenkopplung:
Es ist keinerlei Abgleich sowohl für die Einstellung des Arbeitspunktes als
auch für die optimale Stabilisierung erforderlich ist. Die Schaltung regelt
Änderungen selbsttätig aus.
Widerstand RE wirkt sich u. U. nachteilig auf das Signalverhalten der
Schaltung aus. RE wird deshalb häufig durch einen Kondensator kapazitiv
kurzgeschlossen.
Gleichspannungsgegenkopplung
Ein Teil der Ausgangsspannung wird über einen Widerstand R1
auf die Basis zurückgeführt
Abb. 2.37: Stabilisierung des Arbeitspunktes durch Gleichspannungsgegenkopplung
Spannungsteiler R1, R2 an UCE A angeschlossen
UBE verkleinert sich bei Temperaturerhöhung
2-42

weiteres Absinken von UCE wird verhindert
Die Ausgangsgröße UCE A wirkt auf den Eingang:
Spannungsgegenkopplung
Vorteile und Nachteile der Stabilisierung durch Gleichspannungs-
Gegenkopplung:
Widerstandswerte sind gut vorausberechenbar.
Die Arbeitspunktstabilisierung erfolgt durch die Gegenkopplung
selbsttätig, erfordert keinen Abgleich.
Die Stabilisierungsgüte ist wesentlich schlechter als bei
Gleichstromgegenkopplung.
Auch hier Einfluss der Gleichspannungsgegenkopplung auf das
Signalverhalten der Schaltung. Abhilfe wieder durch Kondensatoren.
2-43

2.2.10 Kleinsignalverhalten der Emitterschaltung mit
Stromgegenkopplung
Spannungsverstärkung bei Gegenkopplung: Vu Es sei rCE » RC
iC iE.
Arbeitswiderstand nur RC
iC iB
Abb. 2.38: Emitterschaltung mit Stromgegenkopplung Unterdrückung der
Signalgegenkopplung mit C
ue liegt nicht unmittelbar an der Basis-Emitter-Strecke!
Der Spannungsabfall uE an RE wirkt der Eingangsspannung ue entgegen
uBE = ue - uE
Signalverstärkung wird kleiner
Je kleiner uBE ist, umso kleiner wird auch die Ausgangsspannung
ua.
2-44

zw.
u I
i i i S u u
BE C
E C B BE BE
rBE UT
1
u u i R u S u R u S R
e BE E E BE BE E BE E
u u
BE
e
1
1
S R
E
a B C C C C C
(2.34)
u U R I i R i
(2.35)
Für Signalspannungsverstärkung nur Signalanteil maßgebend
ue
iC S u BE S
1
S R
S RC u
ua RC iC S RC uBE
1
S R
E
u S R
a C ue S RC
RC
Vu
u u S R S R r R
e
E
1 1
e e E E BE E
(2.36)
(2.37)
Verstärkung um den Gegenkopplungsfaktor ( 1 S RE
) kleiner wie
Verstärkung ohne Gegenkopplung: Signalgegenkopplung
Der Emitterwiderstand bewirkt neben der Stabilisierung des
Arbeitspunktes gleichzeitig auch eine Signalgegenkopplung, die
erwünscht aber auch unerwünscht sein kann.
2-45

BE und RE in gleicher Größenordnung:
RC
Vu
(2.38)
R
E
Die Stromgegenkopplung bewirkt eine Verkleinerung der
Verstärkung. Die Verstärkung ist mit Gegenkopplung durch ein
Widerstandsverhältnis bestimmt.
Vorteile der Gegenkopplung:
Solange RE » rBE ist, kann Verstärkung durch Wahl von RC
und RE beliebig eingestellt werden.
Arbeitspunktschwankungen sowie Änderungen von
und rBE haben kaum Einfluss auf die Signalverstärkung
Die Signalverstärkung wird durch Gegenkopplung weitgehend
unabhängig von den differentiellen Größen des Transistors.
Kaum Signalverzerrungen
Durch Gegenkopplung werden die Signalverzerrungen
verkleinert.
2-46

Mit Verbraucherwiderstand RL ergibt sich:
RC RL
Vu
(2.39)
R
E
Soll Einfluss der Gegenkopplung auf Verstärkung des Signals
verhindern werden, muss RE durch einen Kondensator
überbrückt werden
Der Kondensator muss so groß gewählt werden, dass uE klein wird gegen
uBE. Es muss gelten:
XC « rBE
Eingangswiderstand
Ohne Gegenkopplung hat der Transistoreingang den Widerstand
re Tr = rBE.
Mit Gegenkopplung:
r
e Tr
u i r i R
e
i i
B BE B E
B B
1
r r R r S R
(2.40)
e Tr BE E BE E
Für RE in der Größenordnung von rBE und »
r R
(2.41)
e Tr E
Mit = 100 und RE = 1 k ergibt sich: re Tr 100 k.
2-47

Durch Stromgegenkopplung wird der Eingangswiderstand der
Emitterschaltung erheblich vergrößert.
re R1 R2 re
Tr
(2.42)
Der Transistoreingang wird so hochohmig, dass der Eingangswiderstand
re im Wesentlichen bestimmt wird von R1 || R2
Ausgangswiderstand:
r
U
U
r
R
r
' A CE
E
a CE 1 CE
IC I
C r
BE
Er strebt mit wachsender Gegenkopplung gegen RC.
'
a C L
(2.43)
r R R
(2.44)
2-48

2.2.11 Zusammenfassung
Die Emitterschaltung kann ohne Gegenkopplung, mit
Stromgegenkopplung oder mit Spannungsgegenkopplung
betrieben werden.
Abb. 2.39: Varianten der Emitterschaltung
Vu
ohne
Gegenkopplung
r
mit
Stromgegenkopplung
R
R
C
C
BE
RE
mit
Spannungsgegenkopplung
re rBE rBE R E
1 R
ra C R C R
R
R
2
1 2
BE 1
R R
r R
2
1
2-49

Die Verstärkung der Emitterschaltung ohne Gegenkopplung ist
stark vom Arbeitspunkt abhängig.
Deshalb ist eine genaue und temperaturstabile Einstellung des
Arbeitspunktes besonders wichtig.
Bei Gegenkopplung wird die Verstärkung in erster Näherung
durch zwei Widerstände bestimmt und hängt deshalb praktisch
nicht vom Arbeitspunkt des Transistors ab.
Die Arbeitspunkteinstellung ist weniger aufwendig.
Allerdings kann man beim Einsatz einer wirksamen
Gegenkopplung nur eine deutlich geringere Verstärkung erzielen.
Bei gleichem Kollektorstrom hat die Emitterschaltung mit
Stromgegenkopplung den größten Eingangswiderstand, belastet
also die Signalquelle am wenigsten. Es folgen die
Emitterschaltung ohne Gegenkopplung und die Emitterschaltung
mit Spannungsgegenkopplung.
Der Ausgangswiderstand ist bei der Emitterschaltung mit
Spannungsgegenkopplung wesentlich geringer als bei den
anderen Varianten. Bei niederohmigen und kapazitiven Lasten ist
dies vorteilhaft.
2-50

Anwendungen der Emitterschaltung
Universalverstärkerschaltung.
Sie wird im Niederfrequenzbereich zur Erzeugung sehr hoher
Spannungsverstärkung benutzt.
In der Regel wird die Schaltung mit stabilisiertem Arbeitspunkt
durch Gleichstromgegenkopplung betrieben.
Bei zunehmender Signalfrequenz wird Verstärkung aber
frequenzabhängig.
Die Emitterschaltung ist die einzige Transistorschaltung mit
einer Phasendrehung zwischen Eingangs- und Ausgangsspannung
von 180°.
2-51

Kennwerte
2.2.12 Transistordaten
Die Kennwerte geben die Betriebseigenschaften des Transistors
an.
Dynamische Kenndaten (Signalkennwerte)
differentieller Eingangswiderstand rBE = h11e
differentieller Ausgangswiderstand rCE =
1
h
differentieller Stromverstärkungsfaktor ß = h21e
differentieller Rückwirkungsfaktor D = h12e
Kennwerte gelten stets nur für einen bestimmten Arbeitspunkt!
Gleichstromverstärkung (Gleichstromverhältnis)
I
B
I
C
B
Wird meist für verschiedene Arbeitspunkte angegeben
22e
2-52

Restströme und Durchbruchspannungen
Restströme kennzeichnen das Sperrverhalten der
Transistorstrecken.
Durchbruchspannung für bestimmten Strom. Dies ist ein
Stromwert, bei dem der Transistor noch nicht zerstört wird.
Kollektor-Emitter-Reststrom (Basis mit Emitter verbunden) ICES
Kollektor-Basis-Reststrom bei offenem Emitter ICBO.
Kollektor-Emitter-Durchbruchspannung U(BR)CEO (Basis offen),
Emitter-Basis-Durchbruchspannung U(BR)EBO (Kollektor offen), Kollektor-
Emitter-Durchbruchspannung U(BR)CES (Emitter mit
Basis verbunden)
Sperrschichtkapazitäten
Kollektor-Basis-Kapazität
(Emitteranschluss offen, UCB = 10 V) CCBO = 6 pF
Emitter-Basis-Kapazität
(Kollektoranschluss offen, UEB = 0,5 V) CEBO = 25 pF
Grenzfrequenzen
Bei hohen Frequenzen machen sich die Sperrschicht-kapazitäten
ungünstig bemerkbar. Der differentielle
Stromverstärkungsfaktor ß wird von einer bestimmten
Frequenz ab geringer. Transistoren haben also
Grenzfrequenzen.
2-53

Wärmewiderstände
Rauschmaß
Transistor-Schaltzeiten
2-54

Grenzwerte
Grenzwerte sind Werte, die nicht überschritten werden dürfen.
Werden sie trotzdem überschritten, so ist eine sofortige Zerstörung des
Bauteiles wahrscheinlich.
Höchstzulässige Sperrspannungen
maximale Sperrspannungen UCBO, UCEO und UEBO, UCES
Höchstzulässige Ströme
Maximaler Kollektorstrom ICmax
Kollektorspitzenstrom ICM
Maximaler Basisstrom IBmax
Höchstzulässige Verlustleistungen
Höchstzulässige Temperaturen
Datenblätter
2-55

2-56

2-57

2-58

2-59

2-60

2-61

2-62

2-63

2.3 Kollektorschaltung (Emitterfolger)
Abb. 2.40: Kollektorschaltung mit Signalansteuerung
Arbeitspunkteinstellung
entspricht der Gleichstromgegenkopplung ohne Kollektorwiderstand bei
der Emitterschaltung.
RE ist fester Bestandteil der Schaltung.
Damit besitzt die Kollektorschaltung immer eine
Stabilisierung durch Gegenkopplung.
2-64

2.3.1 Kleinsignalverhalten der Kollektorschaltung
Im Unterschied zur Emitterschaltung kann die
Signalgegenkopplung bei der Kollektorschaltung nicht
unterdrückt werden, sie gehört immer zur Schaltung.
Abb. 2.41: Signalersatzschaltbild der Kollektorschaltung
Basis-Emitter-Strecke kann für Signal durch rBE nachgebildet werden
Spannungsverstärkung
Bei der Kollektorschaltung sind Eingangs- und
Ausgangswechselspannung phasengleich. Daher der Name
Emitterfolger.
Das Emitterpotential folgt dem Basispotential nach.
ua ue uBE IE RE
1 1
du du dI du
du
a e E e a
S S RE
2-65

V
u
S RE >>1
dua
du
1
1
S R
S RE
1
S R
e E
V
u
E
e
(2.45)
u
a 1
(2.46)
u
Die Ausgangsspannung der Kollektorschaltung ist immer etwas
kleiner als die Eingangsspannung. Die Verstärkung ist
näherungsweise 1.
Unter Berücksichtigung der Spannung uBE sowie des Lastwiderstandes RL:
Vu
1
r
1 BE
(1 ) R R
Stromverstärkung:
di di di
C B E
V
i
B
E L
(2.47)
i
E
(2.48)
i
Die Kollektorschaltung hat eine hohe Stromverstärkung
2-66

Eine genauere Rechnung ergibt
Vi
1
(1 )
1
R R
L E
Eingangswiderstand re
r
e
u
i
e
e
Abb. 2.42: Eingangswiderstand der Kollektorschaltung
mit
e
1 2 e Tr
(2.49)
r R R r
(2.50)
r
e Tr
ue uBE u i
a B rBE (1 ) iB RE RL
i i i
B B B
re Tr rBE (1 ) RE RL
(2.51)
Dieser Widerstand kann extrem große Werte annehmen.
2-67

Näherungsweise gilt:
r R R
(2.52)
e Tr E L
RE RL
re R1 R2
R R
E L
Die Kollektorschaltung hat einen sehr hohen
Eingangswiderstand. Er wird durch die Parallelschaltung aus
R1, R2 und β RE RL gebildet.
Ausgangswiderstand ra
Signalquelle mit Ris, der Spannungsteiler R1, R2 wird dabei als
Parallelwiderstand dem Ri zugerechnet
Abb. 2.43: Ausgangswiderstand der Kollektorschaltung
ua r rCE RE
BE R
i rBE Ri
a E CE E
r R r R
ia 1 1
(2.53)
(2.54)
2-68

Die Kollektorschaltung hat den niedrigen Ausgangswiderstand:
r BE + Ri
ra
β
RE kann meist vernachlässigt werden. Der Ausgangswiderstand ist umso
kleiner, je kleiner rBE ist.
Sehr kleine Ausgangswiderstände erfordern deshalb hohe
Basisgleichströme bzw. Kollektorgleichströme im Arbeitspunkt.
2-69

2.4. Basisschaltung
Abb. 2.44: Basisschaltung, Arbeitspunktstabilisierung durch RE
Über den Kondensator C3 liegt die Basis auf dem Signal-Null-Potential.
Die Kondensatoren C1, C2 trennen jeweils das Signal von den
Gleichspannungen der Schaltung ab.
Gleichstrommäßig entspricht die Schaltung völlig der
Emitterschaltung mit Stromgegenkopplung.
Arbeitspunkteinstellung
Die Arbeitspunkteinstellung der Basisschaltung entspricht grundsätzlich
der bei Emitterschaltung.
Besonderheiten: Die Basis muss immer wechselstrommäßig auf dem
Signal-Null-Potential liegen.
2-70

2.4.1. Kleinsignalverhalten der Basisschaltung
Eingangswechselstrom ie entspricht annähernd dem Emitterwechselstrom
iE. Der Ausgangswechselstrom ia ist bei großem RC etwa gleich dem
Kollektorwechselstrom iC.
iB iE iC ie ia
Die Basisschaltung besitzt also immer eine Signal-
Stromgegenkopplung mit allen Vorzügen, aber auch Nachteilen
einer Gegenkopplung.
Abb. 2.45: Signalersatzschaltung der Basisschaltung
Eingangswiderstand
re RE re
Tr
(2.55)
Eingangswiderstand des Transistors:
r
r
e Tr
e Tr
u iB r
BE BE iB rBE
i i i i i
rBE
1
E B C B B
(2.56)
2-71

BE BE
e E
1
r R
Die Basisschaltung hat einen sehr kleinen Eingangswiderstand:
BE r
re
β
Ausgangswiderstand
Am Ausgang ähnelt die Basisschaltung sehr der
Emitterschaltung:
(2.57)
Die Basisschaltung hat einen hohen Ausgangswiderstand, er wird
durch RC bestimmt.
Näherungsweise kann als Ausgangswiderstand bei tiefen Frequenzen
gelten:
ra RC (2.58)
2-72

Spannungsverstärkung
Ausgangs- und Eingangswechselspannung der Basisschaltung sind
phasengleich.
Signalspannung liegt direkt als Steuerspannung uBE am Transistor:
ue uBE iB rBE
Ausgangswechselspannung:
ua ia RL iC RL RC
mit iC iB
V
u
u i R R
a
u i r
B L C
e B BE
R R
V S R
(2.59)
L C
u
C
rBE
Mit Berücksichtigung des Lastwiderstandes RL
R R
V S R R
(2.60)
L C
u
L C
rBE
Die Basisschaltung hat hohe Spannungsverstärkung, sie
entspricht der Emitterschaltung.
2-73

Besitzt Signalquelle einen Innenwiderstand Ri, so wirkt der
Wechselspannungsabfall an Ri als Gegenkopplungsspannung.
R R
Vu
R r
L C
i e Tr
Abb. 2.46: Gegenkopplungswirkung durch Ri bei der Basisschaltung
Für Ri > re Tr
i
(2.61)
RL RC
Vu
(2.62)
R
Ri wirkt somit als Gegenkopplungswiderstand.
Die Spannungsverstärkung ist nahezu unabhängig von den
differentiellen Transistorgrößen und damit besonders stabil und
verzerrungsarm.
Anwendung der Basisschaltung
Die Basisschaltung ist eine typische Verstärkerschaltung für hohe
Frequenzen.
2-74

2.5 Der Transistor als Schalter
Transistor-Schalterstufen werden zum kontaktlosen schnellen
Schalten kleiner und mittlerer Leistungen eingesetzt.
Abb. 2.47: Transistorschalter
IB = 0: Kollektor-Emitterstrecke gesperrt Transistorschalter
wird ausgeschaltet.
IB > 0: Kollektor-Emitterstrecke leitend Transistorschalter
wird eingeschaltet.
Die zugehörige Kennlinie soll die Widerstandsgerade für R im
Übersteuerungsbereich schneiden.
Transistor befindet sich im Übersteuerungszustand, d.h.
Kollektordiode und Emitterdiode werden in
Durchlassrichtung betrieben.
Wechselt die Eingangsstrom zwischen IB = 0 und IBE, so
schaltet die Ausgangsspannung zwischen den
Spannungswerten UA und UE um.
2-75

2.6 Anwendungen
2.6.1 Konstantstromquelle
Abb. 2.48: Stromquelle mit bipolarem Transistor
Kollektorschaltung: Transistor liefert konstante Spannung:
UE UZ UBE
.
konstanter Strom:
I
E
UE
.
R
E
Lässt man diesen Strom durch den Verbraucher fließen, so wirkt
die Schaltung als Konstantstromquelle.
IE IB IC
.
mi
I
B
I
C
B
1
IE IC
1
B
IE
IC
2-76

Der Kollektorstrom ist weitgehend unabhängig vom
Lastwiderstand RL, damit verhält sich der Transistor am
Kollektor wie eine Konstantstromquelle mit dem Strom:
UZ -U
BE
IL IC
(2.63)
R
E
Die ideale Konstantstromquelle hat einen unendlich großen
Innenwiderstand. Der Innenwiderstand des Kollektorausgangs
ist jedoch endlich.
Grund dafür ist die Änderung der UCE-Spannung des Transistors
bei veränderter Last. Auch bei konstantem Basisstrom nimmt
der Kollektorstrom ab, wenn UCE kleiner wird
R
E
i CE 1
rBE R
E
r r
rCE hat die Größenordnung M.
Temperaturkompensation durch Kombinationen aus Gleichrichter und
Z-Dioden.
(2.64)
2-77

2.6.2 Stromspiegel
Referenzspannung der Konstantstromquelle kann auch durch einen
Transistor vorgegeben werden
Abb. 2.49: Schaltung eines Stromspiegels mit zwei identischen Transistoren
Für Strom I1 gilt:
bzw.
I I 2I
1 C B
U U
2
I I I I
R
B BE
1 C 2 B 1
C
I
C
UB U BE UB 0.7V
2 R
R1
Transistoren sollen möglichst exakt dieselben Kennlinien
aufweisen und auch dasselbe Temperaturverhalten haben.
(2.65)
(2.66)
2-78

2.6.3 Darlington-Schaltung
Die Kollektorschaltung ist nur sehr hochohmig am Eingang, wenn
die Parallelschaltung RE RL einen genügend großen Wert hat.
Ist der Eingangswiderstand der Kollektorschaltung verhältnismäßig klein,
entnimmt sie der Signalquelle eine beträchtliche Leistung und die
Stromverstärkung eines einzelnen Transistors reicht nicht mehr aus.
Oft muss ein von einer hochohmigen Quelle geliefertes Signal auf einen
niederohmigen Verbraucher gegeben werden (Koaxialkabel mit einem
Wellenwiderstand von Z0 = 50 ) .
Abhilfe schafft hier eine zweite, gleichsam in Reihe geschaltete
Kollektorschaltung. Diese Kombination heißt Darlington-
Schaltung .
Abb. 2.50: Darlington-Schaltung
In erster Näherung ist die Stromverstärkung gleich dem
Produkt der Stromverstärkungen der einzelnen Transistoren
V
I
I I I
Cges 2 B 2 E 2 1 B
i ges
IB IB IB IB
1 2
2 1 1
(2.67)
1 1 1 1
2-79

Es sind Stromverstärkungen von vielen tausend erreichbar.
(2.51) für Eingangswiderstand
*
BE BE 1
BE 2 BE
r r r r
(2.68)
1 2 1
Mit (2.2) folgt unter der Annahme
* T T
BE 2 iges 2
* 1 2
*
IC IC
* *
C E E
I I I
U U
r V (2.69)
Die Darlington-Schaltung ist unter der Bezeichnung Darlington-Transistor
als Bauelement mit eigenem Gehäuse für Leiterplattenmontage verfügbar.
Dabei werden die Anschlüsse wie bei einem Einzeltransistor mit Basis,
Emitter und Kollektor bezeichnet.
2
2-80

2.6.4 Differenzverstärker
Für die Verstärkung von Gleichspannungen kommt es sehr
darauf an, dass auch kleinste Änderungen in der
Arbeitspunkteinstellung vermieden werden.
Beim Differenzverstärker wird die Temperaturdrift der Basis-
Emitter-Spannung durch einen zweiten Transistor, der unter
gleichen Bedingungen arbeitet, kompensiert.
Abb. 2.51: Grundschaltung des Differenzverstärkers
Es wird eine völlig symmetrische Schaltung vorausgesetzt!
Eine an der Basis von T1 angelegte kleine positive Spannung führt zu
einem positiven Ausgangssignal (nichinvertierender Eingang).
Eine positive Spannungsänderung an der Basis von T2 bewirkt ein
Absinken der Kollektorspannung (invertierender Eingang).
2-81

Kopplung zwischen Transistoren umso besser, je größer
Widerstand RE.
Für RE bleibt Gesamtstrom über RE konstant.
Gleichtaktmode: Ue1 = Ue2
Für gleiche Eingangsspannungen, Ue1 = Ue2, fließt jeweils I/ 2
durch T1 und T2 und erzeugt an den Kollektorwiderständen RC1
und RC2 den gleichen Spannungsabfall. Die Differenzspannung
zwischen den Kollektoren Ua ist somit gleich Null.
I0 IC1 IB1 IC2 IB2 IC1 IC2
(2.70)
Identische Eingangssignale:
I0
IC1 IC2
(2.71)
2
Die Konstantstromquelle sorgt also im Gleichtaktmode dafür,
dass unabhängig von der Eingangsspannung keine Änderung der
Ausgangsspannung auftritt (Gleichtaktunterdrückung).
Differenzmode: Ue1 Ue2
Ist Ue1 > Ue2 , dann fließt ein größerer Strom durch T1 als durch
T2 und I1 > I2. An den Kollektorwiderständen fallen
unterschiedliche Spannungen ab und zwischen den Kollektoren
besteht eine Spannungsdifferenz. Die Ausgangsspannung Ua ist
direkt proportional der Differenz der Eingangsspannungen. Der
Verstärkungsfaktor des Differenzverstärkers ist gleich dem
eines einstufigen Transistorverstärkers in Emitterschaltung.
2-82

Gleichtaktspannung UGl :
Differenzspannung UD: UD Ue1 U
e2
U
Ue1 UGl
2
U
Ue2 UGl
2
Differenzaussteuerung
D
D
Bei schiefsymmetrischer Aussteuerung mit einer
Differenzspannung UD ändert sich die Stromverteilung
Die Ausgangsspannungen sind bei
Differenzaussteuerung nicht konstant.
Differenzverstärkung (differential gain):
a1 a2
D1 D2
dUD dU
U =const. D U =const.
Gl Gl
(2.72)
dU dU
A A (2.73)
Stromverteilung zwischen Kollektorströmen hängt von
Differenzspannung ab Änderung der Basis-
Emitterspannung der Transistoren:
1
U U
U
2
e1 e2 D
2-83

Emitterspannung bleibt konstant!
dUe1 dUBE1
und dUe2 dUBE2
Stufe zerfällt in zwei Emitterschaltungen
Gesamte Differenzverstärkung wie bei Emitterschaltung
U R
A S R
aD C
D C
UD rBE
AD - 10 - 1000
dU dU 1
A S R
a1 a1
D1 C
dUD 2dUBE1 2
dU dU 1
A S R
a2 a2
D2 C
dUD 2dUBE2
2
(2.74)
Streng genommen müsste neben RC auch der Ausgangswiderstand rCE des
Transistors berücksichtigen werden:
1
r R
CE C
AD S
2 rCE RC
Für rCE » RC ist aber die Näherung (2.74) gut erfüllt.
(2.75)
2-84

Gleichtaktaussteuerung:
Eine Änderung von UGl ändert nichts an der Stromverteilung
Die Ausgangsspannungen bleiben bei
Gleichtaktaussteuerung konstant.
Gleichtaktverstärkung (common mode gain):
A
Gl
dUa1 dU
a2
(2.76)
dU dU
Gl U 0 Gl U 0
D D
Reine Gleichtaktverstärkung (UD = 0, IE1 = IE2, d.h. I0 = 2 IE2 2 IC2)
Wegen RE (oder Innenwiderstand der Stromquelle) bleibt bei Veränderung
der Eingangsspannung im Gleichtkatmode Summe der Emitterströme nicht
konstant:
dI
dU
Gl
0 .
RE
Änderung der Ausgangsspannung
R dU
dUa1 dUa2 RC dI C
2 R
A
Gl
E
C Gl
E
RC
(2.77)
2R
Im Idealfall Null. In der Praxis: AGl - 10 -4 - 1.
2-85

Gleichtaktunterdrückung (common mode rejection ratio,
CMRR):
Verhältnis von Differenzverstärkung und Gleichtaktverstärkung
AD 2
RE
G 2S
RE
(2.78)
A r
Gl BE
20 log D A
G (2.79)
A
Gl
Die Gleichtaktunterdrückung gibt in dB das Verhältnis der
Gleichtaktspannung zur Differenzspannung an, welche die
gleiche Ausgangsspannung bewirkt, wie die Gleichtaktspannung
Im Idealfall: AGl - 0 und damit G .
Reale Differenzverstärker : G 10 3 10 5 (60 – 100 dB)
Der Differenzverstärker verstärkt das Gleichtaktsignal um
einen Faktor G schwächer als das Differenzsignal, er
unterdrückt also ein eventuell vorhandenes Gleichtaktsignal.
2-86

Zentrale Eigenschaft des Differenzverstärkers:
Der Differenzverstärker verstärkt die Differenzspannung
zwischen den beiden Eingängen unabhängig von der
Gleichtaktspannung, solange diese innerhalb eines zulässigen
Bereichs liegt.
Ausgangsspannungen hängen nur vom Strom der
Stromquelle ab. Damit ist auch der Arbeitspunkt
weitgehend unabhängig von UGl
Temperaturbedingte Änderungen in den beiden Zweigen werden
unterdrückt, da diese wie eine Gleichtaktaussteuerung wirken.
Eingangswiderstände
Gleichtaktmode:
I
B
IE
I0
2
Schaltung wirkt wie ein Emitterfolger.
(2.41)
Werte in G-Bereich!
dU
r R
(2.80)
Gl
Gl 2
E
dIB
2-87

Gegentaktmode:
dU
r r
(2.81)
D
D 2 BE
dIB
Doppelter Wert wie bei Emitterschaltung!
2-88

3. Feldeffekt (Unipolare) Transistoren
Laststrom fließt nur durch eine Halbleiterschicht desselben
Ladungstyps
Sperrschicht-FET (JFET):
Steuerelektrode durch pn-Übergang vom leitenden
Kanal getrennt
MOS-FET:
Oxid (SiO2) dient als Isolierung zwischen leitendem
Kanal und Gate
3-1

n-Kanal-Typ
3.1. Sperrschicht-Feldeffekttransistoren
(JFET)
Abb. 3.1: Prinzip des Sperrschicht-Feldeffekttransistors
D: Drain, S: Source, G: Gate
Nach Anlegen einer Spannung UDS zwischen Drain und Source
dehnt sich Sperrschicht in den n-leitenden Kanal aus.
Bei einer bestimmten Spannung (UP = Pinchoff-Voltage,
Abschnürspannung, Kniespannung) berühren sich die
Sperrzonen. Der Kanal ist abgeschnürt. Der FET ist gesperrt.
Bis zu diesem Punkt steigt der Drain-Strom linear mit der
Drain-Source-Spannung an.
Steuerung des Drain-Stromes durch negative Gate-Source-
Spannung: Sperrzone um p-Gebiete wird verbreitert.
3-2

Der Drainstrom wird durch Sperrschichten gesteuert, daher die
Bezeichnung Sperrschicht-FET.
n-Kanal-Typ
p-Kanal-Typ
Abb. 3.2: Benennung der Elektroden und Schaltsymbole für den JFET
Source Emitter
Drain Kollektor
Gate Basis
Gate ist Steuerelektrode
Spannungen meist auf Source bezogen:
UDS Drainspannung bezogen auf Source
UGS Gatespannung bezogen auf Source
3-3

Beim Sperrschicht-FET vom n-Kanal-Typ ist die Drainspannung
UDS positiv und die Gatespannung UGS negativ (gegen Source).
Beim Sperrschicht-FET vom p-Kanal-Typ ist die Drainspannung
UDS negativ und die Gatespannung UGS positiv (gegen Source).
Steuerung des Drain-Stromes erfolgt über Sperrschicht
sehr hoher Eingangswiderstand: 10 8 ... 10 10
Steuerung wird hier durch eine Spannung erreicht
3-4

n-Kanal
3.1.1 Kennlinien, Kennwerte, Grenzwerte
Ausgangskennlinienfeld
ID-UDS-Kennlinienfeld: Zusammenhang zwischen ID und UDS für
verschiedene Werte von UGS
Abb. 3.3: ID-UDS-Kennlinienfeld eines n-Kanal-Sperrschicht-FET
UDS (P) = UP pinch-off voltage.
Der Anstieg der ID-UDS-Kennlinie in einem bestimmten
Arbeitspunkt A ergibt den differentiellen Ausgangswiderstand
rDS in diesem Arbeitspunkt
r
DS
U U
I I
DS DS
D D U =const.
GS
Übliche Werte: rDS 80 k bis 200 k, rDS ~ ID
(3.1)
3-5

Übertragungskennlinienfeld
ID-UGS-Kennlinienfeld: Zusammenhang zwischen ID und UGS für
bestimmte Werte von UDS
Abb. 3.4: ID-UGS-Kennlinie eines n-Kanal-Sperrschicht-FET
Zusammenhang zwischen Steuerspannung UGS und Drainstrom ID nicht
linear
2
GS
D DS 1
P
U
U
I I
IDS Drainstrom, bei UGS = 0 V
(3.2)
3-6

Der Anstieg der ID-UGS-Kennlinie in einem bestimmten
Arbeitspunkt ergibt die Steilheit S in diesem Arbeitspunkt
I I
S
U U
D D
GS GS U =const.
DS
2
P
DS
GS P DS D
UP
(3.3)
2 I
2
S U U I I
(3.4)
U
mA mA
S 3 bis10 bei Strömen von einigen mA
V V
S < als bei Bipolartransistoren
Vu max = S rDS « als bei Bipolartransistoren
Vu max : 50 300
Differentieller Eingangswiderstand
Zwischen Gate und Source liegt zwar eine Spannung, es fließt aber so gut
wie kein Strom
r
GS
UGS U
GS
I I
G G
rGS annähernd konstant: rGS 10 10 bis 10 14
(3.5)
3-7

Sperrstrom
ISperr 5 nA bis 20 nA
Grenzwerte
Grenzwerte von Sperrschicht-Feldeffekttransistoren:
Maximale Drainspannung gegen Source UDSmax
Maximale Gate-Source-Spannung UGSmax
Maximaler Drainstrom IDmax
Maximale Verlustleistung Ptot
Höchste Sperrschichttemperatur Tj
Ungefähre Werte (n-Kanal-Sperrschicht-FET):
UDSmax 30V
UGSmax - 8V
IDmax 20 mA
Ptot
Tj
200 mW
135 °C
3-8

3-9

3-10

3-11

3-12

3-13

3.2 MOS-Feldeffekttransistoren (IG-FET)
MOS: Metal-Oxide-Semiconductor, Metall-Oxid-Halbleiterbauteil
IG: isoliertes Gate (Insulated Gate FET)
Abb. 3.5: Aufbau des MOSFET
In das p-dotierte Halbleitermaterial werden zwei stark n-dotierte
Inseln eingebracht (Source und Drain).
Oberfläche wird oxidiert und oberhalb des Gebietes zwischen den
n-Inseln wird Metallkontakt auf das Oxid angebracht (Gate).
Bei positiver Spannung am Gate, werden unterhalb des Gates Elektronen
angereichert
Ladungstyp unterhalb des Gates kehrt sich um
zwischen Source und Drain leitender n-Kanal
(Uth: Schwellspannung)
3-14

Abb. 3.6: MOSFET bei positiver Gatespannung.
Mit steigender Drain-Source-Spannung nimmt der Strom linear zu.
MOSFET zeigt gleiches Verhalten wie Sperrschicht-FET
Anreicherungstyp (selbst sperrender MOSFET)
Bei Gate-Spannung Null oder bei offenem Gate ist die Strecke von
Source nach Drain gesperrt.
3-15

Verarmungstyp (selbstleitender MOSFET)
Brücke zwischen Source und Drain durch schwache n-Dotierung
Abb. 3.7: Grundaufbau eines MOSFET (n-Kanal-Verarmungstyp)
Ein selbst leitender MOSFET kann sowohl durch negative als
auch durch positive Gate-Spannungen UGS gesteuert werden.
Abb. 3.8: MOSFET-Typen und Schaltsymbole
3-16

3.2.1 Kennlinien, Kennwerte, Grenzwerte
Ausgangskennlinienfeld (ID-UDS-Kennlinienfeld)
Übertragungskennlinienfeld (ID-UGS-Kennlinienfeld)
selbst sperrend (n-Kanal-Typ)
Abb. 3.9: ID-UGS-Kennlinienfeld und ID-UDS-Kennlinienfeld eines selbst sperrenden
MOSFET (n-Kanal-Typ)
Drainstrom ID im ohmschen Bereich:
I U U U
(3.6)
D GS th DS
: Kennlinienkonstante 10 -6 bis 10 -2 A/V 2 an.
Abschnürbereich:
2
2
ID UGS U th 1 U DS UGS Uth
(3.7)
2 2
: Kanallängenverkürzungsparameter ~ 10 -2 V -1
3-17

Anstieg einer ID-UGS-Kennlinie:
I
S D UGS U th 2 ID
U
GS
S 5 mA
V
bis 12 mA
V
Differentiellen Ausgangswiderstand:
rDS 10 k bis 50 k
selbst leitend n-Kanal-Typ:
Abb. 3.10: ID-UGS-Kennlinienfeld und ID-UDS-Kennlinienfeld eines selbst leitenden
MOSFET (n-Kanal-Typ)
Bei UGS = 0 V fließt bereits ein bestimmter Drainstrom ID
rGS 10 14
(3.8)
3-18

Der Gateanschluss bildet mit Substrat Kapazität
CGS 2 pF bis 5 pF
MOSFET sehr empfindlich gegenüber statischen Aufladungen
des Gates gegen das Substrat
Grenzwerte
Maximale Drainspannung gegen Source UDSmax
Maximale Drainspannung gegen Substrat UDBmax
Maximale Gatespannung gegen Source UGSmax
Maximaler Drainstrom IDmax
Maximale Verlustleistung
(bei 25 °C Umgebungstemperatur) Ptot
Höchste Sperrschichttemperatur Tj
Ungefähre Werte (selbstleitender MOSFET, n-Kanal-Typ):
UDSmax 35 V
UDBmax 35 V
UGSmax 10 V
IDmax 50 mA
Ptot
Tj
150 mW
150 °C
3-19

Temperaturabhängigkeit
MOS-Feldeffekttransistoren zeigen nur eine geringe
Temperaturabhängigkeit.
Verlustleistung
Beim Stromdurchgang durch den Kanal und die anderen Kristallbahnen
wird elektrische Energie in Wärme umgewandelt.
Ptot UDS ID
(3.9)
3-20

3-21

3-22

3-23

3-24

3-25

3-26

3.3 Unipolartransistor als Schalter
In Digitaltechnik werden vor allem selbst sperrenden MOSFET
verwendet. Sowohl n-Kanal als auch p-Kanal MOSFET eignen
sich als Schalter.
Abb. 3.11: MOSFET als Schalter
UGS < Uth: Drain-Source-Strecke gesperrt
Transistor wird ausgeschaltet
UGS > Uth: Drain-Source-Strecke leitend
Transistor wird eingeschaltet
Wechselt die Gate-Source-Spannung zwischen UGS < Uth und
UGS > Uth, dann schaltet der Transistor zwischen gesperrt und
leitend oder UDS zwischen UA und UE.
Der Vorteil von MOSFETs als Schalter gegenüber bipolaren
Transistoren besteht darin, dass sie leistungslos angesteuert
werden.
3-27

3.4 Anwendungen
Feldeffekttransistoren werden hauptsächlich für Verstärkerund
Schaltstufen verwendet.
Ein besonderer Vorteil der FET ist der große
Eingangswiderstand, der eine leistungslose Steuerung
ermöglicht.
Abb. 3.12: Eingangs- und Ausgangspole bei den drei Verstärkergrundschaltungen
3-28

3.4.1 Verstärkerstufe in Source-Schaltung
Die Source-Schaltung entspricht der Emitterschaltung bei bipolaren Transistoren.
Es wird eine Gatevorspannung von - 2 V und eine Arbeitswiderstand RL von 1 k gewählt. Damit ist der
Arbeitspunkt festgelegt.
Die Eingangswechselspannung soll einen Scheitelwert von 1 V haben.
Abb. 3.13: Verstärkerstufe mit FET in Sourceschaltung
Die Gate-Spannungsversorgung und die Einstellung
des Arbeitspunktes erfolgt mit den Widerständen R1
und RG
Abb. 3.14: Verstärkerstufe mit MOSFET in Sourceschaltung
3-29

Abb. 3.15: Verstärkungsvorgang Abb. 3.16: Verstärkungsvorgang
3-30

Korrespondenzen:
I I S S
C D
I I r r
E S BE GS
I I 0 r r
B G CE DS
U U S r
CE DS GS
U U
BE GS
Spannungsverstärkung
R r
L DS
Vu S RL rDS S
RL rDS
Für RL » rDS folgt für die Maximalverstärkung:
u max DS
Eingangswiderstand:
(3.10)
V S r
(3.11)
R r
r r
G GS
rGS R
G
e
RG rGS
GS
(3.12)
Da rGS sehr groß ist, ergibt sich auch ein großer differentieller
Eingangswiderstand der Schaltung.
3-31

Ausgangswiderstand:
R r
r R r R
rDS R
L
L DS
a L DS L
RL rDS
(3.13)
3-32

3.4.2 Inverter in MOS-Technologie
Abb. 3.17: Grundschaltung des Inverters mit MOS-Transistor
Ist die Eingangsspannung ue groß, d.h. logisch Eins, so soll die
Ausgangsspannung ua klein, d.h. logisch Null sein.
Kleine Ausgangsspannung UDS für UDS kleiner als wirksame
Steuerspannung UGS – Uth.
UDS UB ID RL
(3.15)
Aus (3.6) folgt, dass erst für einen Widerstand RL von etwa 275 k UDS
im Bereich der logischen Null liegt.
Widerstand muss unrealistisch groß werden Wird durch
Transistor ersetzt.
3-33

Abb. 3.18: CMOS-Inverter
UI = 0 V: T1: |UGS| > |Uth| und T2: |UGS| < |Uth| , d.h. T1 ist leitend und
T2 gesperrt.
UI = + UB: Verhältnisse für UGS der Transistoren kehren sich um, d.h. T1
ist gesperrt und T2 leitend.
Da immer ein Transistor gesperrt ist, fließt praktisch kein
Strom und die Ausgangsspannung an UQ ist +UB oder 0 V.
Inverter arbeitet im Idealfall ohne Verlustleistung!
3-34

3.5 Zusammenfassung
Abb. 3.19: Typen von Feldeffekttransistoren
3-35

Tab. 3.1: Polarität der Spannungen und Ströme bei normalem Betrieb
3-36