Grundlagen der Hochfrequenztechnik - IHE
Grundlagen der Hochfrequenztechnik - IHE
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Skriptum zur Vorlesung<br />
Institut für Höchstfrequenztechnik<br />
und Elektronik<br />
<strong>Grundlagen</strong> <strong>der</strong><br />
<strong>Hochfrequenztechnik</strong><br />
von<br />
Prof. Dr.-Ing. Thomas Zwick<br />
1. Auflage 2008<br />
Skript überarbeitet von<br />
T. Kayser, M. Pauli, A. Lambrecht<br />
Postanschrift: Institut für Höchstfrequenztechnik und Elektronik Tel.: +49 (0) 721 608 25 22<br />
Kaiserstraße 12 Sekr.: +49 (0) 721 608 2523<br />
D-76131 Karlsruhe Fax: +49 (0) 721 69 18 65<br />
E-Mail: ihe@ihe.uka.de<br />
Gebäude: Engesserstraße 5, Geb. 30.10 Web: www.ihe.uni-karlsruhe.de
Inhaltsverzeichnis<br />
1 Einleitung 7<br />
2 Passive, lineare Bauelemente bei höheren Frequenzen 9<br />
2.1 Wi<strong>der</strong>stände . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9<br />
2.1.1 Einfluss des Skineffekts . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9<br />
2.1.2 Einfluss <strong>der</strong> Eigeninduktivität . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11<br />
2.1.3 Einfluss <strong>der</strong> Eigenkapazität . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 12<br />
2.1.4 Vollständiges Ersatzschaltbild eines Wi<strong>der</strong>standes . . . . . . . . . . . . 14<br />
2.2 Kondensatoren . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15<br />
2.2.1 Kapazitätsformeln . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 16<br />
2.2.2 Wahl des Dielektrikums . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 18<br />
2.2.3 Einfluss <strong>der</strong> Eigeninduktivität . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 19<br />
2.2.4 Verluste eines Kondensators . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21<br />
2.2.5 Vollständiges Ersatzschaltbild eines Kondensators . . . . . . . . . . . 22<br />
2.3 Induktivitäten, Spulen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22<br />
2.3.1 Magnetische Energie in einer Spule . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23<br />
2.3.2 Eigenkapazität einer Spule . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23<br />
2.3.3 Verluste einer Spule . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26<br />
2.3.4 Vollständiges Ersatzschaltbild einer Spule . . . . . . . . . . . . . . . . 28<br />
3 Passive, lineare Schaltungen 29<br />
3.1 Transformationsschaltungen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 29<br />
3.1.1 Serienschaltung eines Blindwi<strong>der</strong>standes . . . . . . . . . . . . . . . . 30<br />
3.1.2 Parallelschaltung eines Blindwi<strong>der</strong>standes . . . . . . . . . . . . . . . . 32<br />
3.1.3 Transformation mit zwei Blindwi<strong>der</strong>ständen . . . . . . . . . . . . . . . 34<br />
3.1.4 Frequenzabhängigkeit <strong>der</strong> Transformation . . . . . . . . . . . . . . . . 37<br />
3.2 Resonanzkompensation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 38<br />
3.3 Breitbandkompensation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 39<br />
3.3.1 Tiefpass- und Hochpasskompensation . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43<br />
3.3.2 Bandpasskompensation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 47<br />
3
4 Inhaltsverzeichnis<br />
4 Leitungstheorie 49<br />
4.1 Ersatzschaltbild einer TEM-Leitung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 51<br />
4.2 Telegraphengleichungen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 52<br />
4.3 Wellenausbreitung auf Leitungen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 54<br />
4.4 Leitung mit beliebiger Abschlussimpedanz und Reflexionsfaktor . . . . . . . . 56<br />
4.5 Die verlustfreie Leitung bei Anpassung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 59<br />
4.6 Näherungslösung für Leitungen mit kleinen Verlusten . . . . . . . . . . . . . . 61<br />
4.7 Strom- und Spannungsverteilung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 66<br />
5 Anwendung von Leitungen bei höheren Frequenzen 73<br />
5.1 Impedanztransformation mit Leitungen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 73<br />
5.1.1 Strom- und Spannungsverlauf . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 73<br />
5.1.2 Eingangswi<strong>der</strong>stand und m-Kreis . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 76<br />
5.1.3 Eingangsleitwert einer Schaltung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 79<br />
5.2 Das Smith-Diagramm . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 81<br />
5.2.1 Konforme Abbildung in die r-Ebene . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 81<br />
5.2.2 Anwendung des Smithdiagramms zur Leitungstransformation . . . . . 86<br />
5.2.3 Die Transformation durch Serien- o<strong>der</strong> Parallelschaltung . . . . . . . . 89<br />
5.3 Leitungstransformation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 90<br />
5.3.1 Leitung mit beliebig komplexem Abschluss . . . . . . . . . . . . . . . 90<br />
5.3.2 Spezielle Fälle <strong>der</strong> Transformation mit Leitungen . . . . . . . . . . . . 93<br />
5.3.3 Die fehlangepasste Leitung mit Verlusten . . . . . . . . . . . . . . . . 97<br />
5.4 Leitungen mit stehenden Wellen (Reaktanzleitungen, Blindleitungen) . . . . . 100<br />
5.4.1 Die kurzgeschlossene Leitung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 102<br />
5.4.2 Die offene Leitung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 104<br />
5.4.3 Leitung mit beliebigem Blindwi<strong>der</strong>stand als Abschluss . . . . . . . . . 106<br />
5.5 Spezielle Leitungstypen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 106<br />
5.5.1 Koaxialleitung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 106<br />
5.5.2 Mikrostreifenleitung (Microstrip) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 112<br />
5.5.3 Hohlleiter . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 117<br />
6 Mikrowellen Netzwerk-Analyse 123<br />
6.1 Impedanz- und Admittanz-Matrizen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 123<br />
6.2 Streuvariable . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 125<br />
6.2.1 Leistungswellen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 126<br />
6.3 Streumatrix . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 129<br />
6.4 Spezielle Eigenschaften von Netzwerken . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 132<br />
6.5 ABCD-Matrix und Transmissionsmatrix . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 134<br />
6.6 Berechnungsmethoden für die Streumatrix . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 139
Inhaltsverzeichnis 5<br />
6.6.1 Streuparameterbestimmung aus Strom-Spannungsdefinition . . . . . . 139<br />
6.6.2 Konversion zwischen Matrizen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 140<br />
6.6.3 Zusammenschaltung von Mehrtoren . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 140<br />
7 Mikrowellensysteme 143<br />
7.1 Ebene Welle . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 143<br />
7.1.1 Poynting-Vektor und Leistungsdichte . . . . . . . . . . . . . . . . . . 144<br />
7.2 Antennen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 145<br />
7.2.1 Allgemeines über Antennen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 145<br />
7.2.2 Allgemeine Zusammenhänge und Begriffsdefinitionen . . . . . . . . . 148<br />
7.2.3 Technische Antennen - Beispiele . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 155<br />
7.3 Wellenausbreitung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 164<br />
7.3.1 Freiraumausbreitung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 165<br />
7.3.2 Atmosphärische Effekte . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 166<br />
7.4 Funkkommunikationssysteme . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 167<br />
7.5 Radarsysteme . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 167<br />
7.5.1 Radargleichung und Radarstreuquerschnitt . . . . . . . . . . . . . . . 169<br />
7.5.2 Pulsradar . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 170<br />
7.5.3 Dopplerradar . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 172<br />
7.5.4 FMCW-Radar . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 173<br />
7.6 Radiometrie . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 175<br />
7.6.1 <strong>Grundlagen</strong> <strong>der</strong> Radiometrie . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 175<br />
7.7 Erwärmen mit Mikrowelle . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 177<br />
7.7.1 <strong>Grundlagen</strong> <strong>der</strong> Mikrowellenheizung . . . . . . . . . . . . . . . . . . 178<br />
A Schreibweise orts- und zeitabhängiger Größen 181<br />
A.1 Beliebige Orts- und Zeitabhängigkeit . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 181<br />
A.2 Bei harmonischer Zeitabhängigkeit . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 182<br />
B Verzeichnis <strong>der</strong> verwendeten Abkürzungen 183<br />
C Leitungsdiagramme 187
6 Inhaltsverzeichnis
1 Einleitung<br />
Der Begriff „<strong>Hochfrequenztechnik</strong>“ unterlag im Laufe <strong>der</strong> Zeit mehrfachen Än<strong>der</strong>ungen. Es<br />
zeigte sich, dass die Angabe fester Frequenzen nicht sinnvoll ist. Die <strong>Hochfrequenztechnik</strong> wird<br />
am besten durch charakteristische Merkmale, die <strong>der</strong> theoretischen und praktischen Behandlung<br />
zugrunde gelegt werden, gekennzeichnet.<br />
Hierzu gehören:<br />
• verteilte Wirk- und Blindelemente<br />
• Berücksichtigung <strong>der</strong> Wellenlänge<br />
• Berücksichtigung <strong>der</strong> Wellenwi<strong>der</strong>stände<br />
• Einbeziehung parasitärer Bauelemente<br />
• Bauelemente in <strong>der</strong> Größenordnung <strong>der</strong> Wellenlänge<br />
Bild 1.1: Übersicht <strong>der</strong> internationalen Frequenzdefinitionen<br />
7
8 1 Einleitung<br />
In Bild 1.1 sind die internationalen Vereinbarungen <strong>der</strong> Definition <strong>der</strong> Frequenzbereiche dar-<br />
gestellt. Danach umfasst <strong>der</strong> klassische Bereich <strong>der</strong> <strong>Hochfrequenztechnik</strong> (HF) die Frequenzen<br />
von 3 MHz bis 30 MHz.<br />
Die theoretischen <strong>Grundlagen</strong>, die in den folgenden Abschnitten abgeleitet werden, sind im<br />
Bereich:<br />
• <strong>Hochfrequenztechnik</strong><br />
• Mikrowellentechnik und<br />
• Millimeterwellentechnik<br />
sinngemäß anwendbar, so dass von diesen <strong>Grundlagen</strong> her keine Einschränkungen bestehen.<br />
Die Anwendungen <strong>der</strong> <strong>Hochfrequenztechnik</strong> sind heute überaus vielfältig und umfassen bei-<br />
spielsweise die mobile Kommunikation, die Radartechnik und die Sensorik.<br />
Im Anhang ist eine Übersicht zur Schreibweise <strong>der</strong> zeitabhängigen Größen sowie zu den in<br />
diesem Skript verwendeten Begriffen, Einheiten und Definitionen zusammengestellt.
2 Passive, lineare Bauelemente bei<br />
höheren Frequenzen<br />
Die wichtigsten passiven, linearen Bauelemente <strong>der</strong> Schaltungen sind Wi<strong>der</strong>stände, Konden-<br />
satoren, Spulen und Übertrager. Ein Bauelement wird als passiv bezeichnet, wenn es keine<br />
Spannungs- o<strong>der</strong> Stromquellen enthält. Es wird als linear bezeichnet, wenn die komplexe Am-<br />
plitude <strong>der</strong> Spannung und die komplexe Amplitude des Stromes stets proportional sind, also <strong>der</strong><br />
Quotient aus beiden eine amplitudenunabhängige Impedanz Z ist.<br />
2.1 Wi<strong>der</strong>stände<br />
Ein Wi<strong>der</strong>stand, im engeren Sinne auch ohmscher Wi<strong>der</strong>stand genannt, ist eine Anordnung, die<br />
einen möglichst phasenfreien Wirkwi<strong>der</strong>stand enthält. Bei solchen Wi<strong>der</strong>ständen entstehen mit<br />
wachsen<strong>der</strong> Frequenz folgende Probleme:<br />
• Zunahme des Wi<strong>der</strong>standswertes mit wachsen<strong>der</strong> Frequenz durch den Skineffekt<br />
• Induktiver Phasenwinkel durch die Eigeninduktivität des Wi<strong>der</strong>standes<br />
• Kapazitiver Phasenwinkel durch die Eigenkapazität des Wi<strong>der</strong>standes<br />
2.1.1 Einfluss des Skineffekts<br />
Aufgrund des Skineffekts wird je<strong>der</strong> Wi<strong>der</strong>stand, da er aus mehr o<strong>der</strong> weniger gut leitendem<br />
Material aufgebaut ist, mit steigen<strong>der</strong> Frequenz in seinem Wert wachsen. Da Wi<strong>der</strong>stände je-<br />
doch bei unterschiedlichen Frequenzen auch breitbandig eingesetzt werden, sollten sie mög-<br />
lichst frequenzunabhängig sein, da sonst <strong>der</strong> Wi<strong>der</strong>standswert als Funktion <strong>der</strong> Frequenz ange-<br />
geben werden müsste. Ziel ist es, sowohl für die NF-, die HF- als auch für die Digitaltechnik,<br />
Wi<strong>der</strong>stände einzusetzen, die ihren Gleichstromwert bis zu möglichst hohen Frequenzen beibe-<br />
halten, <strong>der</strong>en Grenzfrequenz also möglichst hoch liegt.<br />
Wenn man Wi<strong>der</strong>stände aus Draht wickelt, muss <strong>der</strong> Durchmesser des verwendeten Drahtes<br />
kleiner als die Eindringtiefe s =<br />
� 2<br />
ωµκ<br />
sein. Dadurch entsteht bei gegebener Drahtstärke eine<br />
9
10 2 Passive, lineare Bauelemente bei höheren Frequenzen<br />
(a) Chipwi<strong>der</strong>stand (SMD-Wi<strong>der</strong>stand) (b) Zylindrischer Schichtwi<strong>der</strong>stand<br />
Bild 2.1: Schichtwi<strong>der</strong>stände<br />
obere Frequenzgrenze, bei <strong>der</strong> <strong>der</strong> Wi<strong>der</strong>stand beginnt, eine Frequenzabhängigkeit zu zeigen. Je<br />
kleiner die Leitfähigkeit des Wi<strong>der</strong>standsmaterials, desto größer ist die Eindringtiefe und desto<br />
besser ist die Eignung des Materials für höhere Frequenzen. Aus Wi<strong>der</strong>standsdraht gewickelte<br />
Wi<strong>der</strong>stände findet man heute fast nur noch für kleine Wi<strong>der</strong>standswerte und dann auch nur,<br />
wenn große Leistungen zu bewältigen sind. Bei drahtgewickelten Wi<strong>der</strong>ständen, <strong>der</strong>en Drähte<br />
sehr dicht beieinan<strong>der</strong>liegen, kann neben dem Skineffekt noch eine frequenzabhängige Wi<strong>der</strong>-<br />
standserhöhung durch Nachbarschaftswirkung <strong>der</strong> Drahtschleifen (Proximityeffekt) auftreten.<br />
In <strong>der</strong> <strong>Hochfrequenztechnik</strong> werden deshalb fast ausschließlich Schichtwi<strong>der</strong>stände in zylin-<br />
drischer o<strong>der</strong> planarer Form verwendet. Ein Material schlechter Leitfähigkeit, das gleichzeitig<br />
billig ist, ist kristalline Glanzkohle. Sie hat auch noch bei sehr hohen Frequenzen technisch<br />
brauchbare Eindringtiefen und wird daher für die Herstellung von billigen Wi<strong>der</strong>ständen über<br />
10 Ω verwendet. Da Kohle nur geringe mechanische Festigkeit besitzt und ihre Wandstärke<br />
kleiner als die Eindringtiefe sein soll, verwendet man sie in Form von Schichtwi<strong>der</strong>ständen, die<br />
eine Kohleschicht auf einer isolierenden, ebenen Unterlage (Bild 2.1(a)) o<strong>der</strong> auf einem kera-<br />
mischen Zylin<strong>der</strong> nach Bild 2.1(b) besitzen. Mit dünnen Schichten kann man auf diese Weise<br />
frequenzunabhängige Wirkwi<strong>der</strong>stände bis zu Frequenzen von etwa 5 GHz schaffen. Solche Wi-<br />
<strong>der</strong>stände können eine zusammenhängende zylindrische Schicht haben. Die Schicht kann aber<br />
auch wendelförmig unterbrochen sein, wodurch <strong>der</strong> Stromweg länger, <strong>der</strong> stromdurchflossene<br />
Querschnitt kleiner und <strong>der</strong> Wi<strong>der</strong>standswert größer wird.<br />
Nachteilig bei den billigen Kohlewi<strong>der</strong>ständen ist ihr hoher Temperaturkoeffizient von ca.<br />
3 · 10 −4 / ◦ C. Sie vertragen keine höheren Belastungen, da Kohle bei höheren Temperaturen oxi-<br />
diert. Die Maximaltemperatur sollte 100 ◦ C nicht überschreiten. Erheblich bessere Eigenschaf-<br />
ten haben Metallschichtwi<strong>der</strong>stände z.B. aus Tantal, Tantalverbindungen o<strong>der</strong> Nickel-Chrom-
2.1 Wi<strong>der</strong>stände 11<br />
Bild 2.2: Integrierte Wi<strong>der</strong>stände eingebunden in Streifenleitungstechnik<br />
Verbindungen. Mit ihnen lassen sich Temperaturkoeffizienten von kleiner 10 −6 / ◦ C erreichen;<br />
zudem sind Schichtdicken im Bereich kleiner 1 µm möglich. Die Temperaturverträglichkeit ist<br />
je nach Verbindung ebenfalls wesentlich besser.<br />
In <strong>der</strong> Mikrowellentechnik, aber auch in <strong>der</strong> schnellen Digitaltechnik, werden bis zu höchsten<br />
Frequenzen (> 30 GHz) Schichtwi<strong>der</strong>stände direkt in die Schaltung integriert o<strong>der</strong> als soge-<br />
nannte Chipwi<strong>der</strong>stände eingebracht; Bild 2.2 zeigt ein Beispiel.<br />
2.1.2 Einfluss <strong>der</strong> Eigeninduktivität<br />
Je<strong>der</strong> Leiter, <strong>der</strong> von einem Strom durchflossen wird, umgibt sich mit magnetischen Fel<strong>der</strong>n<br />
und es entsteht daher an ihm bei Wechselstrom neben <strong>der</strong> normalen Spannung U = R ·I eine<br />
Zusatzspannung durch einen Selbstinduktionsvorgang. Der Wi<strong>der</strong>stand wirkt daher so, als ob<br />
in Serie zum ohmschen Wi<strong>der</strong>stand R noch eine Induktivität LS nach Bild 2.3 läge.<br />
Der Wi<strong>der</strong>stand erhält den komplexen Wert<br />
und eine induktive Phase<br />
Z = R + jωLS<br />
tanϕ = ωLS<br />
R<br />
die mit wachsen<strong>der</strong> Frequenz größer wird.<br />
= Im {Z}<br />
Re {Z}<br />
(2.1)<br />
, (2.2)<br />
Falls man Wi<strong>der</strong>stände aus Draht wickelt, sollte man diesen Draht nicht spulenförmig auf-<br />
wickeln, weil dadurch im Innern <strong>der</strong> Spule ein sehr großes H-Feld in Richtung <strong>der</strong> Spulenachse<br />
entsteht. Gleiches gilt für wendelförmige Schichtwi<strong>der</strong>stände nach Bild 2.1(b). Wenn man Wi-<br />
<strong>der</strong>standsdrähte induktionsarm gestalten will, wählt man die Form <strong>der</strong> Bifilaranordnung nach
12 2 Passive, lineare Bauelemente bei höheren Frequenzen<br />
Bild 2.3: Wi<strong>der</strong>stand mit Eigeninduktivität<br />
(a) bifilar (b) zick-zack<br />
Bild 2.4: induktionsarme Wi<strong>der</strong>standswicklung<br />
Bild 2.4(a) o<strong>der</strong> die <strong>der</strong> Zickzackanordnung nach Bild 2.4(b), bei denen dicht neben jedem<br />
stromdurchflossenen Drahtstück ein gleichgroßes Drahtstück mit entgegengesetzter Stromrich-<br />
tung liegt. Dadurch heben sich die Fel<strong>der</strong> <strong>der</strong> Drahtstücke weitgehend gegenseitig auf. Bei<br />
höheren Frequenzen vermeidet man Wi<strong>der</strong>standsdrähte und beson<strong>der</strong>s geformte Wi<strong>der</strong>stands-<br />
schichten nach Bild 2.1(b) fast immer und zieht die induktionsärmeren glatten Schichtwi<strong>der</strong>-<br />
stände wie z.B. Chipwi<strong>der</strong>stände nach Bild 2.1(a) vor.<br />
Neben dieser mit dem Wi<strong>der</strong>stand direkt verknüpften induktiven Erscheinung wirkt noch die<br />
Induktivität seiner Zuleitungen. Diese Zuleitungsinduktivität ist oft ein Vielfaches <strong>der</strong> Eigenin-<br />
duktivität und es muss mit wachsen<strong>der</strong> Frequenz immer mehr darauf geachtet werden, dass die<br />
Verbindungsdrähte in einer Schaltung nicht zu lang werden. Bei sehr hohen Frequenzen darf es<br />
überhaupt keine induktiv wirkenden Zuleitungen mehr geben.<br />
2.1.3 Einfluss <strong>der</strong> Eigenkapazität<br />
Wenn ein Strom durch den Wi<strong>der</strong>stand fließt, entsteht an ihm eine Spannung. Zwischen den<br />
beiden Punkten P1 und P2 des Wi<strong>der</strong>standes in Bild 2.5(a) besteht die Spannung U = I · △ R,<br />
wobei △R <strong>der</strong> Wi<strong>der</strong>stand zwischen P1 und P2 ist. Zwischen den verschiedenen Bereichen<br />
<strong>der</strong> Oberfläche und auch teilweise zwischen dem Wi<strong>der</strong>stand und seiner Umgebung entstehen<br />
elektrische Feldlinien nach Bild 2.5(a).<br />
Der Raum um den Wi<strong>der</strong>stand herum ist mit elektrischer Feldenergie erfüllt. Dies kann man<br />
durch Kapazitäten andeuten, die zwischen den verschiedenen Bereichen <strong>der</strong> Oberfläche und<br />
gegen die Umgebung wirken, wie in Bild 2.5(b) gezeigt. Dadurch wird das Verhalten des Wi-<br />
<strong>der</strong>standes kompliziert, denn <strong>der</strong> durch den Wi<strong>der</strong>stand fließende Leitungsstrom I ist nicht<br />
konstant, da auch kapazitive Verschiebungsströme längs <strong>der</strong> in Bild 2.5(a) gezeichneten elek-<br />
trischen Feldlinien fließen. Solange die kapazitiven Nebenwirkungen klein bleiben, kann man
2.1 Wi<strong>der</strong>stände 13<br />
(a)<br />
(b)<br />
(c)<br />
Bild 2.5: Elektrische Fel<strong>der</strong> und Eigenkapazitäten eines Wi<strong>der</strong>standes
14 2 Passive, lineare Bauelemente bei höheren Frequenzen<br />
diesen Effekt näherungsweise durch eine einzige Kapazität CP parallel zum ganzen Wi<strong>der</strong>stand<br />
R beschreiben.<br />
Es entsteht dadurch <strong>der</strong> komplexe Leitwert gemäß Bild 2.5(c)<br />
bzw. <strong>der</strong> komplexe Wi<strong>der</strong>stand<br />
Z = 1<br />
Y =<br />
Y = 1<br />
+ jωCP<br />
(2.3)<br />
R<br />
R<br />
1 + (ωCPR)<br />
ωCPR<br />
− j 2 2<br />
1 + (ωCPR) 2<br />
Der kapazitive (negative) Phasenwinkel von Z ist gegeben durch<br />
(2.4)<br />
tan ϕ = −ωCPR . (2.5)<br />
Er wächst proportional zur Frequenz. Je größer <strong>der</strong> ohmsche Wi<strong>der</strong>stand R ist, desto größer ist<br />
auch die Wirkung dieser Kapazität, da stets das Produkt CPR wirksam ist. Solange die kapaziti-<br />
ven Nebenwirkungen klein sind, d.h. solange ωCPR < 0,1 ist, kann man in (2.4) das (ωCPR) 2<br />
im Nenner vernachlässigen und erhält die einfache Näherungsformel<br />
Z = R − jωCPR 2<br />
. (2.6)<br />
Die einzige Richtlinie, die man geben kann, um CP klein zu halten, besagt, dass die einzelnen<br />
Teile des Wi<strong>der</strong>standes möglichst weit voneinan<strong>der</strong> entfernt sein sollten. Dieses ist bei einem<br />
zylindrischen Schichtwi<strong>der</strong>stand nach Bild 2.1(b) optimal gelöst. Die Eigenkapazität eines sol-<br />
chen Wi<strong>der</strong>standes beträgt durchweg einige pF. Die folgende Tabelle gibt ungefähr an, bei<br />
welcher Frequenz f ein Schichtwi<strong>der</strong>stand R die Grenze tanϕ = −0,1 erreicht.<br />
R 100 Ω 1000 Ω 10 kΩ 100 kΩ 1 MΩ<br />
f 100 MHz 10 MHz 1 MHz 100 kHz 10 kHz<br />
Sehr große Wi<strong>der</strong>stände zeigen also schon bei relativ niedrigen Frequenzen merkliche kapazi-<br />
tive Nebenwirkungen.<br />
2.1.4 Vollständiges Ersatzschaltbild eines Wi<strong>der</strong>standes<br />
Die Kombination von Bild 2.3 und Bild 2.5(c) lässt sich mit dem vollständigen Ersatzschalt-<br />
bild des Wi<strong>der</strong>standes gemäß Bild 2.6 annähern. Fügt man zu (2.6) das jωLS hinzu, so wird
2.2 Kondensatoren 15<br />
Bild 2.6: Vollständiges HF-Ersatzschaltbild eines Wi<strong>der</strong>standes<br />
<strong>der</strong> Eingangswi<strong>der</strong>stand Z1 nach Bild 2.6 näherungsweise für nicht zu hohe Frequenzen, d.h<br />
ωCPR < 0,1<br />
Z1 = R + jω(LS − CPR 2 ) . (2.7)<br />
Da die Effekte <strong>der</strong> Eigeninduktivität nach (2.1) und <strong>der</strong> Eigenkapazität nach (2.6) verschiedene<br />
Vorzeichen haben, ist es naheliegend, dass sich beide Effekte bei richtiger Dimensionierung<br />
aufheben können.<br />
Der Blindwi<strong>der</strong>stand von Z1 verschwindet, wenn<br />
LS = CPR 2<br />
o<strong>der</strong> R =<br />
� LS<br />
CP<br />
(2.8)<br />
wird. Die Realisierung dieser Kompensation ist für mittlere Wi<strong>der</strong>stände im Bereich 20 Ω bis<br />
200 Ω sehr einfach, meist durch zweckmäßige Gestaltung <strong>der</strong> Wi<strong>der</strong>standsform.<br />
2.2 Kondensatoren<br />
Kondensatoren verwendet man vorzugsweise für zwei Aufgaben:<br />
• Als negativen Blindwi<strong>der</strong>stand in Schaltungen. Hierbei legt man großen Wert auf kleine<br />
Verlustwinkel und verwendet Blindwi<strong>der</strong>stände im Bereich von etwa 10 Ω bis 1000 Ω<br />
• Als Überbrückungskondensator mit sehr kleinem Blindwi<strong>der</strong>stand von etwa 1 Ω bis 10 Ω,<br />
dessen Aufgabe es ist, einen guten Durchgang für höhere Frequenzen darzustellen, wäh-<br />
rend er niedrigere Frequenzen o<strong>der</strong> Gleichstrom sperrt.<br />
Die folgende Tabelle zeigt, welche Kapazitätswerte C in den verschiedenen Frequenzbereichen<br />
etwa auftreten werden, um verschiedene Wi<strong>der</strong>standswerte |XC| = 1<br />
ωC<br />
zu erzeugen.
16 2 Passive, lineare Bauelemente bei höheren Frequenzen<br />
(a) (b)<br />
Bild 2.7: Flächen- und Zylin<strong>der</strong>kondensator<br />
|XC| 100 Hz 10 kHz 1 MHz 100 MHz 10 GHz<br />
1 Ω 1600 µF 16 µF 160 nF 1600 pF 16 µF<br />
10 Ω 160 µF 1600 nF 16 nF 160 pF 1,6 pF<br />
100 Ω 16 µF 160 nF 1600 pF 16 pF 0,16 pF<br />
1000 Ω 1600 nF 16 nF 160 pF 1,6 pF 0,016 pF<br />
Die Elektrotechnik benötigt also sehr verschiedenartige Kapazitäten und kennt daher zahlreiche<br />
Bauformen. Im Folgenden sollen die Grundregeln zusammengestellt werden, nach denen man<br />
solche Kondensatoren aufbaut.<br />
2.2.1 Kapazitätsformeln<br />
Die Grundformel für alle Kondensatoren ist dadurch gegeben, dass zwei Flächen A im Abstand<br />
a nach Bild 2.7(a) die Kapazität<br />
A<br />
C = ε0εr<br />
a<br />
= 0,089 ·εr<br />
A/ cm2 pF (2.9)<br />
a/ cm<br />
besitzen, wenn zwischen den Flächen ein Dielektrikum mit <strong>der</strong> relativen Dielektrizitätskonstan-<br />
ten εr liegt. Diese Formel gilt exakt nur für ebene Flächen, die unendlich groß sind.<br />
Wenn die Flächen gekrümmt sind, können sie im einfachsten Fall nur in einer Richtung ge-<br />
krümmt sein, wie beispielsweise zwei gleichachsige Zylin<strong>der</strong> nach Bild 2.7(b). Wenn hier d <strong>der</strong><br />
Durchmesser des inneren Zylin<strong>der</strong>s und D <strong>der</strong> Durchmesser des äußeren Zylin<strong>der</strong>s ist, so lautet<br />
die Kapazität<br />
C = 2πε0εrl<br />
ln D<br />
d<br />
l/ cm<br />
= 0,55 ·εr<br />
ln � �<br />
�D �<br />
pF . (2.10)<br />
d<br />
Wenn die Flächen des Kondensators in beiden Richtungen gekrümmt sind, im einfachsten Fall
2.2 Kondensatoren 17<br />
Bild 2.8: Kugelkondensator<br />
Bild 2.9: Randstreuung<br />
wie die Teile zweier konzentrischer Kugeln nach Bild 2.8, so lautet ihre Kapazität<br />
C = ε0εr<br />
r1r2<br />
r2 − r1<br />
r2/cm<br />
Θ = 0,089 ·εr Θ pF . (2.11)<br />
− 1<br />
Dabei ist r2 <strong>der</strong> Radius <strong>der</strong> äußeren Kugel, r1 <strong>der</strong> Radius <strong>der</strong> inneren Kugel und Θ <strong>der</strong> Raum-<br />
winkel <strong>der</strong> verwendeten Kugelflächenteile. Für ganze Kugeln ist Θ = 4π.<br />
Die genannten Kapazitäten sind durch die Streukapazitäten <strong>der</strong> Flächenrän<strong>der</strong> zu ergänzen.<br />
Diese Streukapazitäten sind an sich sehr klein. Je kleiner <strong>der</strong> Flächenabstand a gegenüber den<br />
Querabmessungen <strong>der</strong> Flächen ist, desto weniger sind die Streukapazitäten wirksam. Bei nied-<br />
rigen Frequenzen, bei denen C und daher auch A/a in Gleichung (2.9) sehr groß sein müssen,<br />
kann man daher ohne weiteres mit den streuungsfreien Formeln (2.9) bis (2.11) rechnen. Mit<br />
wachsen<strong>der</strong> Frequenz werden jedoch die benutzten C-Werte und daher die Querabmessungen<br />
<strong>der</strong> Flächen kleiner, so dass dann die Berücksichtigung <strong>der</strong> Randstreuung wichtiger wird. An<br />
den Rän<strong>der</strong>n <strong>der</strong> Flächen entstehen elektrische Feldlinien E nach Bild 2.9 in den umgebenden<br />
Raum hinein.<br />
r2<br />
r1
18 2 Passive, lineare Bauelemente bei höheren Frequenzen<br />
Diese Fel<strong>der</strong> besitzen eine elektrische Feldenergie We und erzeugen dadurch eine zusätzliche<br />
Kapazität C. Dieses C ist schwer exakt zu berechnen, jedoch kann man sich eine ungefähre<br />
Vorstellung von <strong>der</strong> Größe dieser Zusatzkapazität durch folgende Merkregel verschaffen:<br />
Die Zusatzkapazität <strong>der</strong> Randstreuung wirkt etwa so, als ob die Flächen des Kondensators an<br />
den Rän<strong>der</strong>n um die Strecke a/2 verbreitert wären (gestrichelt in Bild 2.9).<br />
Auf die so vergrößerten Flächen kann man dann die Formeln ohne Randstreuung anwenden.<br />
Bei sehr hohen Frequenzen sind die Kapazitäten und daher auch die Flächen sehr klein, so<br />
dass in vielen Fällen die Randstreuung einen entscheidenden Anteil ergibt. Aus (2.11) folgt mit<br />
r2 ≫ r1, r2 → ∞ und D = 2r1 die Kapazität einer Kugel mit Durchmesser D im freien Raum:<br />
D<br />
C ≈ 4πε0<br />
2<br />
� �<br />
D<br />
⇔ C ≈ 0,55<br />
cm<br />
pF (2.12)<br />
Dieser ungefähre Richtwert stellt eine wertvolle Hilfe bei <strong>der</strong> Abschätzung von Streukapazi-<br />
täten sehr kleiner Gebilde dar. Wenn also ein kleines Leitergebilde (wie z.B. ein Lötklecks)<br />
etwa Kugelform hat, so ist seine Kapazität gegen eine etwas weiter entfernte Umgebung, ge-<br />
messen in pF, zahlenmäßig etwa gleich <strong>der</strong> Hälfte seiner mittleren Querabmessung D in cm.<br />
Daher ist es schwierig, Kapazitäten unter 0,1 pF herzustellen, weil schon kleinste Leitergebilde<br />
Streukapazitäten dieser Größe haben.<br />
Die genannten Regeln über die Kapazität von Kondensatoren reichen im allgemeinen aus, um<br />
solche Gebilde annähernd zu berechnen. Es ist üblich und fast immer unvermeidbar, die letzten<br />
Feinheiten <strong>der</strong> Dimensionierung experimentell o<strong>der</strong> durch numerische Berechnungen zu ermit-<br />
teln.<br />
2.2.2 Wahl des Dielektrikums<br />
Aus Gleichung (2.9) erhält man die Merkregel, dass die Kapazität eines Flächenkondensators<br />
in Luft, gemessen in pF, bei einem Flächenabstand a = 1 mm nahezu gleich dem Zahlenwert<br />
<strong>der</strong> Fläche A, gemessen in cm 2 , ist. Daraus folgt, dass Luftkondensatoren praktisch nur für<br />
Kapazitäten bis zu einigen 1000 pF gebaut werden können, da sie sonst zu groß würden. Di-<br />
elektrika finden daher auch schon bei kleineren C-Werten rege Anwendung. Durch sie können<br />
bei vorgeschriebenem Kapazitätswert die räumlichen Abmessungen (d.h. die Fläche A) wesent-<br />
lich kleiner gestaltet werden als beim Luftkondensator, <strong>der</strong> bei gleicher Dimensionierung eine<br />
um den Faktor εr kleinere Kapazität besitzt. Störend sind allerdings die dielektrischen Verluste,<br />
so dass stets zu prüfen ist, ob <strong>der</strong> durch die dielektrischen Verluste entstehende Verbrauch an<br />
Wirkleistung P für den jeweiligen Zweck tragbar ist und ob sich die damit verbundene Erwär-<br />
mung des Kondensators in zulässigen Grenzen hält.<br />
Die heute verwendeten Dielektrika für die <strong>Hochfrequenztechnik</strong> überspannen den Bereich
2.2 Kondensatoren 19<br />
Material εr tanδe(10 −3 )<br />
Teflon 2,0 0,1 . . . 0,4<br />
Paraffinöl 2,2<br />
Polystyrol 2,4 0,1 . . . 0,5<br />
Bernstein 2,8<br />
Quarz 4,5 . . . 4,7 0,01<br />
Pertinax 5<br />
Glimmer 7 0,1 . . . 0,4<br />
Al2O3 9,8 . . . 11,2 0,05 . . . 1,0<br />
Y3Fe5O12<br />
CaZr0,985Ti0,015O3<br />
15,6<br />
29<br />
BaTi4O9<br />
38<br />
(ZrSn)TiO4 38<br />
Ba2Ti9O20 40<br />
(B 9 Pb)TiO 3<br />
Tabelle 2.1: Dielektrika für die <strong>Hochfrequenztechnik</strong><br />
2 < εr < 40. Im nie<strong>der</strong>en Bereich werden Kunststoffe, Teflon usw., um εr = 10 Keramiken und<br />
darüber Titanate u.ä. verwendet. In Tabelle 2.1 sind einige Materialien zusammengestellt. Der<br />
Faktor tan δe stellt dabei die Größe <strong>der</strong> dielektrischen Verluste dar.<br />
2.2.3 Einfluss <strong>der</strong> Eigeninduktivität<br />
Der Ladestrom I(t) fließt über die leitenden Flächen des Kondensators nach Bild 2.10. Mit<br />
wachsendem Abstand von den Anschlusspunkten wird <strong>der</strong> Strom auf den Flächen kleiner, weil<br />
die von ihm transportierten Ladungen längs des Stromweges stetig verteilt liegen bleiben. Die-<br />
ser Strom ist von magnetischen Fel<strong>der</strong>n umgeben, die eine magnetische Feldenergie besitzen.<br />
Letztere ist die Ursache induktiver Wirkungen. Das wirkliche Verhalten des Kondensators er-<br />
läutert das Ersatzschaltbild in Bild 2.10(b)<br />
Man denkt sich den Kondensator in viele kleine Kapazitäten aufgeteilt, die durch die Indukti-<br />
vität <strong>der</strong> zwischen ihnen liegenden Leiter verbunden sind. Das exakte Verhalten einer solchen<br />
LC-Kombination ist ziemlich kompliziert, jedoch kann man es für nicht allzu hohe Frequenzen<br />
durch das Verhalten <strong>der</strong> Schaltung in Bild 2.10(c) beschreiben, in dem <strong>der</strong> gesamten Kapazität<br />
C eine einzige Induktivität LS in Serie geschaltet ist. Dieses LS bezeichnet man als Eigenin-<br />
duktivität des Kondensators. In Schaltungen, in denen mehrere Schaltelemente kombiniert sind,<br />
kommt zum LS noch die Zuleitungsinduktivität hinzu, d.h. die Induktivität <strong>der</strong> Verbindungs-<br />
drähte, die vom Kondensator zu den Anschlusspunkten <strong>der</strong> Schaltung führen. Mit wachsen<strong>der</strong><br />
90
20 2 Passive, lineare Bauelemente bei höheren Frequenzen<br />
I(t)<br />
I(t)<br />
I(t)<br />
(a)<br />
(b)<br />
L S<br />
(c)<br />
Bild 2.10: Eigeninduktivität des Kondensators<br />
Frequenz muss man immer mehr darauf achten, diese Zuleitungen so kurz wie möglich zu hal-<br />
ten, um die Wirkung <strong>der</strong> Zuleitungsinduktivität klein zu halten.<br />
Der Kondensator nach Bild 2.10(c) besitzt den Blindwi<strong>der</strong>stand<br />
�<br />
jX = j ωLS − 1<br />
�<br />
ωC<br />
= −j<br />
1<br />
C<br />
ωCers<br />
. (2.13)<br />
|X| ist kleiner als <strong>der</strong> Betrag 1/ωC des Blindwi<strong>der</strong>standes des Kondensators C allein. Die<br />
Anordnung wirkt wie <strong>der</strong> Blindwi<strong>der</strong>stand eines gedachten Kondensators Cers, <strong>der</strong> größer als C<br />
ist. Nach (2.13) wäre die Ersatzkapazität<br />
Cers =<br />
C<br />
1 − ω 2 LSC<br />
. (2.14)<br />
Je höher die Frequenz, desto größer ist Cers. Für eine bestimmte Frequenz, die als die Eigenfre-<br />
quenz fR des Kondensators bezeichnet wird und für die<br />
ω 2 R LSC = 1 ; fR =<br />
1<br />
2π √ LSC<br />
(2.15)
2.2 Kondensatoren 21<br />
gilt, ist Cers unendlich groß; <strong>der</strong> Kondensator ist ein Serienresonanzkreis. Nur für Frequenzen,<br />
die kleiner als 1/10 <strong>der</strong> Eigenfrequenz sind, verhält sich ein Kondensator wie eine frequen-<br />
zunabhängige Kapazität. Je größer die Kapazität C und je größer die Länge des Stromweges<br />
im Kondensator ist, desto niedriger ist die Eigenfrequenz und auch diejenigen Frequenzen, bei<br />
denen <strong>der</strong> Kondensator noch seine normale Wirkung hat. Je höher also die gewünschte Be-<br />
triebsfrequenz, desto mehr muss auf induktionsarmen Aufbau, d.h. auf kurze Stromwege, Wert<br />
gelegt werden. Bei Überbrückungskondensatoren ist <strong>der</strong> Effekt nach (2.14) in manchen Fällen<br />
wertvoll, weil er |X| in seinem Wert verkleinert, jedoch in wesentlichem Umfang nur in einem<br />
relativ kleinen Frequenzbereich in <strong>der</strong> Umgebung <strong>der</strong> Eigenfrequenz.<br />
2.2.4 Verluste eines Kondensators<br />
Der Verlustfaktor eines Kondensators tanδC ist <strong>der</strong> Quotient <strong>der</strong> Wirkleistung PW und <strong>der</strong><br />
Blindleistung PB<br />
mit<br />
XC = Blindwi<strong>der</strong>stand<br />
tan δC = PW<br />
PB<br />
BC = Blindleitwert des Kondensators<br />
GP = Verlustleitwert nach Bild 2.11.<br />
= RS GP<br />
=<br />
|XC| BC<br />
= ωRSC (2.16)<br />
Die Hauptursache <strong>der</strong> Kondensatorverluste sind die Polarisationsverluste im Dielektrikum.<br />
Wenn <strong>der</strong> Kondensator ganz mit Dielektrikum gefüllt ist, ist sein Verlustfaktor tanδC gleich<br />
dem Verlustfaktor tan δe des Dielektrikums. Wenn <strong>der</strong> Kondensator nur zum Teil mit Dielek-<br />
trikum, zum restlichen Teil mit (praktisch verlustfreier) Luft gefüllt ist, wird tan δC < tan δe.<br />
Nur in dem durch das Dielektrikum beeinflussten Teil des elektrischen Feldes im Kondensator<br />
entstehen dielektrische Verluste. Diese dielektrischen Verluste lassen sich nach Bild 2.11 durch<br />
einen parallel zum Kondensator liegenden Wirkleitwert<br />
beschreiben.<br />
GP = ωC tanδC<br />
(2.17)
22 2 Passive, lineare Bauelemente bei höheren Frequenzen<br />
Bild 2.11: Kondensator mit Polarisationsverlusten<br />
LS RL<br />
Bild 2.12: Vollständiges Ersatzschaltbild eines Kondensators<br />
2.2.5 Vollständiges Ersatzschaltbild eines Kondensators<br />
Berücksichtigt man auch die Serieninduktivität LS aus Bild 2.10(c) und setzt statt XC das X<br />
aus Gleichung (2.13), so wird <strong>der</strong> Verlustfaktor des Kondensators mit LS näherungsweise<br />
tan δC,ers = 1<br />
|X|GP<br />
C<br />
GP<br />
= Cers<br />
C tan δC . (2.18)<br />
Da Cers > C ist, vergrößert LS die Wirkung <strong>der</strong> Kondensatorverluste. Die zweite Verlustursache<br />
des Kondensators sind die Wi<strong>der</strong>stände <strong>der</strong> Leiter, über die nach Bild 2.10(a) die Ladeströme<br />
fließen. Diese Verluste kann man als einen Serienwi<strong>der</strong>stand RL zur Eigeninduktivität LS dar-<br />
stellen. Insgesamt hat das vollständige Ersatzschaltbild eines Kondensators die Form nach Bild<br />
2.12.<br />
2.3 Induktivitäten, Spulen<br />
Induktivitäten verwendet man vorzugsweise für zwei Aufgaben:<br />
• Als positiven Blindwi<strong>der</strong>stand in Schaltungen. Hierbei legt man großen Wert auf kleine<br />
Verlustwinkel und verwendet Blindwi<strong>der</strong>stände im Bereich von etwa 10 bis 1000 Ω.<br />
• Als Drossel mit sehr großem Blindwi<strong>der</strong>stand von etwa 1000 bis 10 000 Ω, <strong>der</strong>en Auf-<br />
gabe es ist, eine Sperre für Wechselströme höherer Frequenzen darzustellen, während<br />
niedrigere Frequenzen o<strong>der</strong> Gleichstrom einen guten Durchgang vorfinden.<br />
Im Folgenden werden vorwiegend Luftspulen behandelt, wie sie primär in <strong>der</strong> Hochfrequenz-<br />
technik eingesetzt werden.
2.3 Induktivitäten, Spulen 23<br />
I<br />
Bild 2.13: Prinzip einer Spule<br />
2.3.1 Magnetische Energie in einer Spule<br />
Ein vom Strom I durchflossener Drahtring umgibt sich mit magnetischen Fel<strong>der</strong>n H, die teils in<br />
Luft, teils in einem eventuell vorhandenen ferromagnetischen Kern verlaufen (siehe Bild 2.13).<br />
Diese Fel<strong>der</strong> besitzen eine magnetische Feldenergie Wm, die sich aus drei Teilen zusammen-<br />
setzt:<br />
• <strong>der</strong> Feldenergie Wm1 <strong>der</strong> Fel<strong>der</strong> innerhalb des Drahtes<br />
• <strong>der</strong> Energie Wm2 <strong>der</strong> Fel<strong>der</strong> in <strong>der</strong> Luft<br />
• <strong>der</strong> Energie Wm3 <strong>der</strong> Fel<strong>der</strong> im ferromagnetischen Kern<br />
2.3.2 Eigenkapazität einer Spule<br />
Bei einer stromdurchflossenen Spule bestehen Spannungen zwischen benachbarten Windungen<br />
und daher auch elektrische Fel<strong>der</strong> in <strong>der</strong> Umgebung <strong>der</strong> Wicklung. Die Feldlinien verlaufen<br />
nach Bild 2.14(a) vorzugsweise zwischen benachbarten Windungen, aber auch zwischen ent-<br />
fernteren Windungen und zwischen <strong>der</strong> Wicklung und dem Eisenkern bzw. <strong>der</strong> an<strong>der</strong>en Umge-<br />
bung. Man muss diese Feldstärke bei Spulen mit größerer Blindleistung annähernd kennen, um<br />
durch ausreichende Leiterabstände und isolierendes Dielektrikum die Spannungsfestigkeit <strong>der</strong><br />
Spule zu sichern. Diese Fel<strong>der</strong> enthalten eine elektrische Feldenergie, die kapazitive Wirkungen<br />
verursacht. Zwischen den Spulendrähten und auch gegen die Umgebung entstehen daher nach<br />
Bild 2.14(b) zahlreiche Kapazitäten, <strong>der</strong>en Leitwerte mit wachsen<strong>der</strong> Frequenz zunehmen und<br />
ein kompliziertes Verhalten <strong>der</strong> Spule ergeben.<br />
H
24 2 Passive, lineare Bauelemente bei höheren Frequenzen<br />
(a) (b)<br />
(c)<br />
Bild 2.14: Eigenkapazität einer Spule<br />
Für niedrigere Frequenzen kann man diese kapazitiven Wirkungen durch eine einzige Parallel-<br />
kapazität CP nach Bild 2.14(c) näherungsweise beschreiben. Dieses CP nennt man die Eigen-<br />
kapazität <strong>der</strong> Spule. Die Spule hat dann den Blindleitwert<br />
Sie wirkt wie eine größere Induktivität<br />
�<br />
jB = j ωCP − 1<br />
�<br />
= −j<br />
ωL<br />
Lers =<br />
L<br />
1 − ω 2 LCP<br />
1<br />
ωLers<br />
Wenn in (2.20) <strong>der</strong> Nenner gleich Null wird, d.h. bei <strong>der</strong> Frequenz<br />
1<br />
fR =<br />
2π √ LCP<br />
. (2.19)<br />
. (2.20)<br />
(2.21)<br />
hat die Spule ihre Eigenresonanz, eine Parallelresonanz. Nur für Frequenzen f < 0,1 ·fR wirkt<br />
eine Spule wie eine reine Induktivität L mit einem frequenzproportionalen Blindwi<strong>der</strong>stand ωL.
2.3 Induktivitäten, Spulen 25<br />
(a) Wicklung lagenweise<br />
(b) Wicklung scheibenweise<br />
Bild 2.15: Mehrlagige Spulen<br />
Möglichkeiten zur Verringerung <strong>der</strong> Eigenkapazität<br />
In vielen Fällen werden die Vermin<strong>der</strong>ung <strong>der</strong> Eigenkapazität einer Spule und die <strong>der</strong> dielektri-<br />
schen Verluste dieser Eigenkapazität erstrebenswert sein.<br />
Hierzu können folgende Maßnahmen dienen:<br />
• Vergrößerung des Abstandes benachbarter Windungen<br />
• Vermeidung dielektrisch wirkenden Isolationsmaterials zwischen den Windungen,<br />
• Wickelkörper aus Isoliermaterial mit kleinem εr und kleinem Verlustwinkel,<br />
• Verwendung von Bauformen mit möglichst wenig dielektrischem Material,<br />
• Vergrößerung des Abstandes zwischen Wicklung und Kern bzw. zwischen Wicklung und<br />
Umgebung allgemein.<br />
Bei mehrlagigen Spulen muss man insbeson<strong>der</strong>e beachten, dass <strong>der</strong> Abstand zwischen den Win-<br />
dungen um so größer sein sollte, je größer die zwischen ihnen bestehende Spannung ist. Wenn
26 2 Passive, lineare Bauelemente bei höheren Frequenzen<br />
(a) (b)<br />
Bild 2.16: Spule mit Verlusten<br />
wie in Bild 2.15(a) die Spule lagenweise gewickelt wird und man das Ende je<strong>der</strong> Lage (Marke<br />
2 in Bild 2.15(a)) mit dem Anfang <strong>der</strong> nächsten Lage verbindet, so liegt <strong>der</strong> Anfang je<strong>der</strong> Lage<br />
sehr nahe am Ende <strong>der</strong> nächsten Lage. Zwischen den Marken 1 und 4 besteht eine relativ hohe<br />
Spannung und wegen des kleinen Abstandes auch eine sehr hohe Feldstärke. Da die Feldstärke<br />
quadratisch in die Feldenergie eingeht, entsteht hohe elektrische Feldenergie und daher große<br />
kapazitive Wirkung. Man vermin<strong>der</strong>t diese Kapazität durch die Scheibenwicklung nach Bild<br />
2.15(b), bei <strong>der</strong> die Wicklung in Scheiben senkrecht zur Spulenachse aufgeteilt ist und Anfang<br />
und Ende <strong>der</strong> Wicklung sehr weit auseinan<strong>der</strong> liegen.<br />
2.3.3 Verluste einer Spule<br />
Eine Spule besitzt vier Ursachen für Verluste:<br />
1. Der ohmsche Wi<strong>der</strong>stand <strong>der</strong> Leiter einschließlich Skineffekt und Proximityeffekt: RD.<br />
2. Falls ein magnetischer Kern vorhanden ist, <strong>der</strong> Verlustwinkel δµ des Materials: RK.<br />
3. Wirkleistung, die durch Ströme verbraucht wird, die in benachbarten Leitern erzeugt wer-<br />
den. Dies gilt bei Luftspulen insbeson<strong>der</strong>e für Ströme in metallischen Hüllen, die zum<br />
Zwecke <strong>der</strong> Abschirmung um die Spule gelegt werden. Bei Eisenkernspulen betrifft dies<br />
auch die Wirbelströme im Kern: RA.<br />
4. Dielektrische Verluste in den Eigenkapazitäten <strong>der</strong> Spule: RC.<br />
Eine exakte Berechnung <strong>der</strong> Gesamtverluste ist kaum möglich, so dass die genauere Bestim-<br />
mung <strong>der</strong> Verluste meist durch Messung erfolgt. Solange die Verluste klein sind, kann man ihre<br />
Wirkung durch einen Serienwi<strong>der</strong>stand RS nach Bild 2.16(a) o<strong>der</strong> einen parallelen Leitwert GP<br />
nach Bild 2.16(b) beschreiben. Während RD ein wirklicher Wi<strong>der</strong>stand ist, sind die übrigen<br />
drei Komponenten gedachte Wi<strong>der</strong>stände, die mit Hilfe <strong>der</strong> verbrauchten Wirkleistung definiert<br />
werden.
2.3 Induktivitäten, Spulen 27<br />
Fließt durch die Spule ein Strom mit dem Scheitelwert I und verbraucht die Spule insgesamt<br />
die Wirkleistung PW, so ist RS definiert durch<br />
Entsprechendes gilt für GP:<br />
PW = 1<br />
2 I2 RS ⇔ RS = 2PW<br />
I 2 . (2.22)<br />
PW = 1<br />
2 U2GP ⇔ GP = 2PW<br />
U2 (2.23)<br />
Die Spule stellt nach Bild 2.16(a) einen komplexen Wi<strong>der</strong>stand Z = RS + jωL dar, <strong>der</strong> die<br />
Phase ( π<br />
2 − δL) hat, o<strong>der</strong> nach Bild 2.16(b) einen komplexen Leitwert Y = GP − j<br />
mit <strong>der</strong> ωL<br />
Phase (−π 2 + δL) ; δL ist <strong>der</strong> Verlustwinkel <strong>der</strong> Spule.<br />
Weiterhin ist <strong>der</strong> Verlustfaktor einer Spule tanδL durch Gleichung (2.24) definiert, <strong>der</strong> Güte-<br />
faktor QL einer Spule durch den Reziprokwert des Verlustfaktors:<br />
Es wird<br />
tanδL = RS<br />
ωL = GPωL (2.24)<br />
QL = 1<br />
RS = ωL · tanδL = ωL<br />
tanδL<br />
QL<br />
= ωL<br />
RS<br />
= 1<br />
GPωL<br />
; GP = 1<br />
ωL tanδL = 1<br />
QL<br />
(2.25)<br />
ωL (2.26)<br />
Der Verlustfaktor ist auch <strong>der</strong> Quotient <strong>der</strong> Wirkleistung PW und <strong>der</strong> Blindleistung<br />
PS = I2 ωL<br />
2<br />
U2 = in <strong>der</strong> Spule. Die Erwärmung <strong>der</strong> Spule erfolgt durch die Wirkleistung<br />
2ωL<br />
PW = 1<br />
2 I2 RS = 1<br />
2 I2ωL · tanδL = 1 U<br />
2<br />
2<br />
ωL tanδL = PS tanδL<br />
(2.27)<br />
wenn I <strong>der</strong> Scheitelwert des Stromes durch die Spule und U <strong>der</strong> Scheitelwert <strong>der</strong> Spannung an<br />
<strong>der</strong> Spule ist.<br />
Sofern die Verluste <strong>der</strong> Spule reine Eisenverluste sind, ist <strong>der</strong> Verlustfaktor <strong>der</strong> Spule<br />
tanδL = Rs<br />
XL<br />
= tan δµ<br />
(2.28)<br />
gleich dem Verlustfaktor des magnetischen Materials, das gesamte Spulenfeld liegt im Eisen<br />
und keine an<strong>der</strong>en Verlustarten sind wirksam. Die hier erzeugte Wirkleistung PW erwärmt den<br />
magnetischen Kern.
28 2 Passive, lineare Bauelemente bei höheren Frequenzen<br />
L<br />
C<br />
P<br />
R S<br />
Bild 2.17: Ersatzschaltbild einer Spule<br />
Der Gütefaktor QL einer Spule steigt im allgemeinen mit wachsen<strong>der</strong> Frequenz, weil in ωL/RS<br />
die Frequenz im Zähler steht, während <strong>der</strong> Nenner RS, soweit es den Anteil RD betrifft, mit<br />
wachsen<strong>der</strong> Frequenz wesentlich langsamer wächst. Bei sehr niedrigen Frequenzen ist <strong>der</strong> Gü-<br />
tefaktor stets sehr klein, weil ωL mit abnehmendem ω sehr klein wird, während RS nicht unter<br />
seinen Gleichstromwert sinken kann. Bei magnetischen Kernen wächst bei niedrigen Frequen-<br />
zen wegen des zunächst wenig frequenzabhängigen tanδµ des Materials <strong>der</strong> Anteil RK pro-<br />
portional zur Frequenz. Dagegen wächst oberhalb einer bestimmten Frequenz <strong>der</strong> Verlustfaktor<br />
tan δµ sehr schnell, so dass solche Spulen bei höherer Frequenzen einen mit wachsen<strong>der</strong> Fre-<br />
quenz abnehmenden Gütefaktor besitzen. Die erreichbaren Gütefaktoren wachsen mit <strong>der</strong> Fre-<br />
quenz, weil mit wachsen<strong>der</strong> Frequenz kleinere L erfor<strong>der</strong>lich werden, die mit immer kürzeren<br />
und immer dickeren Leitern und abnehmen<strong>der</strong> Eisenmenge erzeugt werden können.<br />
Man erreicht in den verschiedenen Frequenzbereichen ohne allzu großen Aufwand etwa die in<br />
Tabelle 2.2 gegebenen Werte.<br />
Tabelle 2.2: Erreichbare Gütefaktoren mit wachsen<strong>der</strong> Frequenz<br />
f 10 kHz 100 kHz 1 MHz 10 MHz 100 MHz 1 GHz<br />
QL 100 200 500 1000 2000 5000<br />
2.3.4 Vollständiges Ersatzschaltbild einer Spule<br />
Berücksichtigt man bei einer Spule sowohl die parasitäre Kapazität CP als auch die Verluste RS<br />
gemäß Bild 2.16 ergibt sich das vollständige Ersatzschaltbild nach Bild 2.17. Für die Gesam-<br />
timpedanz folgt daraus:<br />
ZL =<br />
RS + jωL<br />
1 + jωRSCP − ω 2 LCP<br />
(2.29)
3 Passive, lineare Schaltungen<br />
3.1 Transformationsschaltungen<br />
Schaltungen sind passiv, wenn sie keine Strom- o<strong>der</strong> Spannungsquellen enthalten. Sie sind li-<br />
near, wenn sie in ihrem Verhalten aussteuerungsunabhängig sind, d.h. nicht von den absoluten<br />
Signalpegeln abhängen (Sättigungseffekte). Im Folgenden werden Schaltungen betrachtet, wel-<br />
che aus<br />
• Wi<strong>der</strong>ständen,<br />
• Spulen (Induktivitäten) und<br />
• Kondensatoren (Kapazitäten)<br />
bestehen.<br />
Die Grundaufgabe <strong>der</strong> Elektrotechnik besteht in <strong>der</strong><br />
• Erzeugung,<br />
• Übertragung und<br />
• Nutzbarmachung<br />
<strong>der</strong> Energie in einem Verbraucher. Je höher die Frequenz, um so teurer und schwieriger werden<br />
diese drei Hauptaufgaben. Insbeson<strong>der</strong>e sind Signalquellen für hohe und höchste Frequenzen<br />
sehr aufwändig. Somit besteht eine <strong>der</strong> vornehmlichsten Aufgaben <strong>der</strong> <strong>Hochfrequenztechnik</strong><br />
darin, einen möglichst hohen Systemwirkungsgrad zu erzielen. Dies bedeutet, dass den Quellen<br />
maximale Energie entnommen werden muss, die Übertragungsverluste zu minimieren sind und<br />
HF−<br />
Quelle<br />
Z Ü<br />
Übertragungs−<br />
system<br />
Z L<br />
Bild 3.1: Prinzipschaltung einer HF-Übertragung<br />
Z V<br />
Verbraucher<br />
29
30 3 Passive, lineare Schaltungen<br />
die übertragene Energie voll dem Verbraucher zugeführt wird. Bild 3.1 zeigt eine schematische<br />
Darstellung. Die HF-Quelle liefert nur dann maximale Wirkleistung, wenn <strong>der</strong> Eingangswi<strong>der</strong>-<br />
stand Z Ü des Übertragungssystems an den Innenwi<strong>der</strong>stand <strong>der</strong> Quelle angepasst ist. Weiter ist<br />
<strong>der</strong> Wi<strong>der</strong>stand des Verbrauchers an den Wellenwi<strong>der</strong>stand ZL <strong>der</strong> Übertragungsleitung anzu-<br />
passen. Dies zeigt, dass zahlreiche Aufgaben zur Anpassung und Transformation bestehen, die<br />
im Folgenden in ihren Grundzügen behandelt werden. Die Schaltungen, die diese Aufgaben<br />
erfüllen, sind je nach den Anfor<strong>der</strong>ungen sehr verschieden. Die einfachsten Schaltungen erhält<br />
man für Transformationen bei nur einer Frequenz.<br />
In <strong>der</strong> Regel wird man bemüht sein, die Transformation<br />
• mit möglichst wenigen Elementen,<br />
• mit möglichst kleinen Strömen und Spannungen in bzw. an den Elementen,<br />
• verlustarm und<br />
• stabil gegen Wertän<strong>der</strong>ungen <strong>der</strong> Frequenz, <strong>der</strong> Blindelemente und <strong>der</strong> Wirkelemente<br />
auszuführen.<br />
Die Lösung dieser Aufgaben kann sowohl rechnerisch als auch zeichnerisch erfolgen. Zeichne-<br />
risch bedient man sich eines <strong>der</strong> folgenden Diagramme:<br />
• Leitwertdiagramm,<br />
• Wi<strong>der</strong>standsdiagramm.<br />
In ihnen ist orthogonal jeweils<br />
• Blindleitwert B zu Wirkleitwert G,<br />
• Blindwi<strong>der</strong>stand X zu Wirkwi<strong>der</strong>stand R<br />
aufgetragen. Die Bil<strong>der</strong> 3.2(a) und 3.2(b) zeigen die Diagramme mit Geraden bzw. Kreisen für<br />
konstantes R, X, G o<strong>der</strong> B.<br />
3.1.1 Serienschaltung eines Blindwi<strong>der</strong>standes<br />
Gegeben ist <strong>der</strong> komplexe Wi<strong>der</strong>stand Z = R + jX dem <strong>der</strong> Blindwi<strong>der</strong>stand jXS in Serie<br />
geschaltet wird, woraus sich ergibt<br />
Z1 = Z + jXS = R + j(X + XS) . (3.1)
3.1 Transformationsschaltungen 31<br />
Z = R + jX<br />
Y = G + jB<br />
B<br />
X<br />
B = const.<br />
R = const.<br />
G = const.<br />
(a) Wi<strong>der</strong>standsdiagramm (Impedanzebene)<br />
R = const.<br />
X = const.<br />
G = const.<br />
(b) Leitwertdiagramm (Admittanzebene)<br />
X = const.<br />
R<br />
G<br />
B = const.<br />
Bild 3.2: Transformation variabler Bauelemente in Wi<strong>der</strong>stands- und Leitwertdiagramm
32 3 Passive, lineare Schaltungen<br />
Bild 3.3: Serienschaltung eines Blindwi<strong>der</strong>standes im Wi<strong>der</strong>standsdiagramm<br />
Die Wirkkomponente bleibt erhalten, die Blindwi<strong>der</strong>stände werden addiert. Im Wi<strong>der</strong>stands-<br />
diagramm verschiebt eine Induktivität LS die Impedanz Z nach Z1L um XS = ωLS nach oben.<br />
Eine Kapazität CS verschiebt Z nach Z1C um XS = −1/ωCS nach unten. Die Transformation<br />
zeigt Bild 3.3.<br />
3.1.2 Parallelschaltung eines Blindwi<strong>der</strong>standes<br />
Rechnerisch ermittelt man Parallelschaltungen aus den Leitwerten<br />
Y = G + jB = 1<br />
Z =<br />
1<br />
R + jX =<br />
R<br />
R2 X<br />
− j<br />
+ X2 R2 + X2 . (3.2)<br />
Schaltet man den Blindwi<strong>der</strong>stand jXP parallel, so folgt mit dem Leitwert jBP = −j/XP<br />
Y1 = Y + jBP = G + j(B + BP) . (3.3)<br />
Im Leitwertdiagramm verschieben Kapazitäten die Admittanz um ωCP nach oben, Induktivi-<br />
täten um 1/ωLP nach unten wie Bild 3.4(a) zeigt. Bleibt man im Wi<strong>der</strong>standsdiagramm, dann<br />
wan<strong>der</strong>t Z1 = 1/Y1 auf einem Kreis G = konst. Die Gleichung dieses Kreises folgt aus<br />
G =<br />
R<br />
R 2 + X 2<br />
(3.4)
3.1 Transformationsschaltungen 33<br />
zu<br />
(a) im Leitwertdiagramm (b) im Wi<strong>der</strong>standsdiagramm (parallele Induktivität)<br />
Bild 3.4: Parallelschaltung eines Blindelements<br />
� �2 �<br />
1<br />
= R −<br />
2G<br />
1<br />
�2 + X<br />
2G<br />
2<br />
. (3.5)<br />
Der Radius des Kreises ist 1/2G, <strong>der</strong> Mittelpunkt liegt auf <strong>der</strong> Achse bei R = 1/2G. Bei<br />
RP = 1/G, dem reziproken Wirkleitwert, schneidet <strong>der</strong> Kreis die Wi<strong>der</strong>standsachse.<br />
Um die Impedanz Z1 nach <strong>der</strong> Parallelschaltung eines Blindleitwertes Bp in <strong>der</strong> Z-Ebene zeich-<br />
nerisch zu ermitteln, verwendet man eine Hilfskonstruktion nach Bild 3.4(b). Die Impedanz<br />
Z1 (im Bild mit Z1L bezeichnet) ergibt sich dabei als Schnittpunkt des durch Z verlaufenden<br />
G = konst.-Kreises mit einer Hilfsgeraden durch den Ursprung und den Hilfspunkt Z ′ . Dieser<br />
Hilfspunkt ergibt sich, wenn man vom Punkt Z senkrecht eine bestimmte Strecke ∆X (im Bild<br />
∆XL) nach oben bzw. unten abträgt. Die Bestimmung von ∆X erfolgt durch den Schnittpunkt<br />
<strong>der</strong> Hilfsgeraden mit <strong>der</strong> zur imaginären Achse parallelen Geraden durch Z. Es gilt:<br />
Z = 1<br />
Y =<br />
Z1 = 1<br />
Y1<br />
=<br />
1<br />
G + jB =<br />
G<br />
G 2 + B<br />
1<br />
G + j(B + Bp) =<br />
2 − j<br />
Für die Geradengleichung <strong>der</strong> Hilfsgeraden gilt:<br />
B<br />
G 2 + B 2<br />
G<br />
G 2 + (B + Bp)<br />
2 − j<br />
B + Bp<br />
G 2 + (B + Bp) 2<br />
(3.6)<br />
(3.7)<br />
Z ′ (s) = Z1 s mit s > 0 (3.8)
34 3 Passive, lineare Schaltungen<br />
Der Hilfspunkt Z ′ ergibt sich aus <strong>der</strong> Bestimmungsgleichung<br />
zu<br />
mit<br />
ReZ ′ (s) ! = ReZ =<br />
Z ′ =<br />
G<br />
G 2 + B<br />
G<br />
G 2 + B 2<br />
⇔ s = G2 + (B + Bp) 2<br />
G 2 + B 2<br />
B + Bp<br />
− j<br />
2 G2 Bp<br />
= Z − j<br />
+ B2 G2 + B2 = Z − j Bp<br />
|Y | 2 = Z − jBp|Z| 2 = Z + j∆X<br />
∆X = −|Z| 2 Bp = |Z|2<br />
Xp<br />
(3.9)<br />
(3.10)<br />
. (3.11)<br />
Bei positivemXP, also beim Parallelschalten einer Induktivität L, wan<strong>der</strong>t man von Z senkrecht<br />
nach oben um die Strecke<br />
∆XL = R2 + X 2<br />
XP<br />
= |Z|2<br />
XP<br />
= |Z|2<br />
ωL<br />
. (3.12)<br />
Beim Parallelschalten einer Kapazität C geht man von Z aus um ∆XC nach unten:<br />
∆XC = −|Z| 2 BP = −|Z| 2 ωC (3.13)<br />
3.1.3 Transformation mit zwei Blindwi<strong>der</strong>ständen<br />
Mit den Transformationen <strong>der</strong> Abschnitte 3.1.1 und 3.1.2 lassen sich durch ein Blindelement<br />
nur Anpassungen auf vorgegebenen Wegen erreichen, wie in Bild 3.5 zusammenfassend gezeigt<br />
wird.<br />
Für eine Transformation von Z in beliebige komplexe Werte benötigt man mindestens zwei<br />
Blindelemente, von denen eines parallel und das an<strong>der</strong>e in Serie zu schalten ist. Bild 3.6 zeigt<br />
für eine häufig vorkommende Schaltung mit zwei Blindelementen ein Beispiel. Die Transforma-<br />
tion wird in <strong>der</strong> Wi<strong>der</strong>standsebene ausgeführt. Die Parallelkapazität CP verschiebt Z auf einem<br />
Kreis konstanten Wirkleitwertes im Uhrzeigersinn nach Z1. Die Serieninduktivität verschiebt<br />
Z1 um ωLS senkrecht nach oben zu Z2.<br />
Das Beispiel zeigt, dass eine gegebene Anordnung aus zwei Blindelementen Z in beliebige<br />
Werte transformiert. Der in Bild 3.6 doppelt schraffierte Bereich kann dabei durch zwei ver-<br />
schiedene Wertepaare CP und LS mehrfach erreicht werden.
3.1 Transformationsschaltungen 35<br />
X<br />
B<br />
L P<br />
C S Z<br />
C S Z<br />
L P<br />
Z<br />
(a) Wi<strong>der</strong>standsdiagramm<br />
Z<br />
Y<br />
C P<br />
(b) Leitwertdiagramm<br />
L S Z<br />
C P<br />
Z<br />
Z<br />
L S Z<br />
Bild 3.5: Transformation mit einem Blindelement<br />
R<br />
G
36 3 Passive, lineare Schaltungen<br />
X<br />
Z<br />
C P<br />
Z 2<br />
Z 1<br />
R<br />
Bild 3.6: Transformationsbereiche für CP und LS<br />
Untersucht man die zu Bild 3.6 duale Schaltung, wie sie in Bild 3.7 dargestellt ist, so zeigt<br />
sich, dass mit ihr <strong>der</strong> nicht schraffierte und <strong>der</strong> doppelt schraffierte Bereich aus Bild 3.6 erreicht<br />
werden kann.<br />
Fasst man die Ergebnisse aus Bild 3.6 und 3.7 zusammen, so zeigt sich, dass sich die beiden<br />
Schaltungen ergänzen und mit einem T -Glied, wie in Bild 3.8(a) gezeigt, jede beliebige Im-<br />
pedanz erreichbar ist, solange Z eine Wirkkomponente enthält. Ohne Wirkkomponente in Z<br />
ergeben sich wie<strong>der</strong> nur Blindwi<strong>der</strong>stände. Für T -Glie<strong>der</strong>, o<strong>der</strong> auch für π-Glie<strong>der</strong> sind darüber<br />
hinaus im Allgemeinen viele Wertekombinationen möglich.<br />
Die Auswahl ist dann nach den am Beginn des Kapitels 3.1 dargelegten Gesichtpunkten zu<br />
X<br />
Z 1<br />
Z<br />
L S<br />
CP<br />
Z 2<br />
R<br />
Bild 3.7: Transformationsbereiche für CP und LS<br />
Z 2<br />
Z 2<br />
C P<br />
L S<br />
Z1<br />
Z1<br />
C P<br />
L S<br />
Z<br />
Z
3.1 Transformationsschaltungen 37<br />
Z 2<br />
L S2<br />
C P<br />
(a) T-Glied<br />
L S1<br />
Z<br />
Z 2<br />
C P2<br />
Bild 3.8: Transformationsschaltungen<br />
L S<br />
(b) π-Glied<br />
treffen. In <strong>der</strong> Regel ist die Schaltung mit den kürzesten Transformationswegen die günstigste.<br />
3.1.4 Frequenzabhängigkeit <strong>der</strong> Transformation<br />
Die Transformationen in den vorangegangenen Abschnitten wurden für nur jeweils eine Fre-<br />
quenz ausgeführt. Alle Transformationsschaltungen mit wenigen Ausnahmen erweisen sich als<br />
frequenzabhängig.<br />
Am Beispiel des Bildes 3.9 ist dies für eine Transformation von 100 Ω in verschiedene reelle<br />
Wi<strong>der</strong>stände von 200 Ω bis 500 Ω anhand zweier Blindwi<strong>der</strong>stände gezeigt.<br />
Für Frequenzen unter <strong>der</strong> Sollfrequenz f0 werden die Blindwerte XS und BP kleiner, die Impe-<br />
danz Z wird nicht mehr reell, son<strong>der</strong>n induktiv. Umgekehrt verhält es sich für Frequenzen über<br />
f0, bei denen die Impedanz kapazitiv wird. Es gilt mit wenigen Ausnahmen die Regel:<br />
Die Frequenzabhängigkeit steigt mit <strong>der</strong> Länge des Transformationsweges.<br />
C P1<br />
Z
38 3 Passive, lineare Schaltungen<br />
Bild 3.9: Frequenzabhängigkeit <strong>der</strong> Transformationsschaltung<br />
3.2 Resonanzkompensation<br />
Ein in <strong>der</strong> <strong>Hochfrequenztechnik</strong> sehr häufiges Problem stellen reelle Verbraucher dar, denen ein<br />
parasitäres Blindelement in Serie o<strong>der</strong> parallel geschaltet ist. Aufgabe in diesen Fällen ist es,<br />
die Blindelemente zu kompensieren. Der theoretisch einfachste Fall <strong>der</strong> Kompensation besteht<br />
darin, einen Serienblindwi<strong>der</strong>stand jXS durch einen negativen, gleich großen Blindwi<strong>der</strong>stand<br />
−jXS zu kompensieren wie Bild 3.10(a) zeigt.<br />
Bild 3.10(b) zeigt den Fall für eine parallelgeschaltete Blindstörung. Diese Art <strong>der</strong> Resonanz-<br />
kompensation hat sich jedoch nicht bewährt, da Frequenzän<strong>der</strong>ungen und Bauteiltoleranzen zu<br />
großen Fehlern führen. Abseits <strong>der</strong> Resonanzfrequenz verschlechtert sich die Kompensation<br />
sehr schnell, da XL und XC bzw. BL und BC dort nicht proportional verlaufen.
3.3 Breitbandkompensation 39<br />
(a) (b)<br />
Bild 3.10: Resonanzkompensation von Serien- und Parallelblindstörungen<br />
3.3 Breitbandkompensation<br />
Im Gegensatz zu den vorher besprochenen Transformationen haben Breitbandschaltungen die<br />
Aufgabe, Anpassung nicht nur für eine Frequenz, son<strong>der</strong>n für ein gegebenes Frequenzband zu<br />
erzeugen. Um Breitbandkompensationen konzipieren zu können, ist es erfor<strong>der</strong>lich, das Fre-<br />
quenzverhalten <strong>der</strong> Impedanzen zu kennen.<br />
Bei einer Breitbandkompensation soll für einen gegebenen Frequenzbereich die resultierende<br />
Impedanz innerhalb eines bestimmten, vorgegebenen Bereichs bleiben (Fehlerkreis). Fehler-<br />
kreise werden in <strong>der</strong> Regel als die Grenzen für minimale Leistungsanpassung angegeben.<br />
Kompensationen laufen in <strong>der</strong> Praxis darauf hinaus, dass man versucht, eine Schleife in den<br />
Fehlerkreis zu bringen. Bild 3.11 zeigt bezogen auf das Bild 3.10(a) die Wirkung einer Serien-<br />
resonanzkreiskompensation.<br />
Gegeben ist ein frequenzabhängiger Wi<strong>der</strong>stand Z, von dessen Verlauf ein Teil einer Schleife<br />
in <strong>der</strong> Wi<strong>der</strong>standsebene gezeichnet ist. In Serie zu ihm wird ein Serienresonanzkreis mit dem<br />
Blindwi<strong>der</strong>stand jXS geschaltet. Bei <strong>der</strong> Resonanzfrequenz ist XS = 0 und Z bleibt unver-<br />
än<strong>der</strong>t. Für Frequenzen oberhalb <strong>der</strong> Resonanz ist XS induktiv (positiv) und Z wird senkrecht<br />
nach oben verschoben und zwar umso mehr, je weiter man sich von <strong>der</strong> Resonanzfrequenz<br />
entfernt. Liegt die betrachtete Frequenz dagegen unterhalb <strong>der</strong> Resonanzfrequenz, so wird XS<br />
kapazitiv (negativ) und transformiert Z nach unten. Bei richtiger Wahl von L und C bildet sich<br />
eine Schleife.<br />
Die Schaltungen werden desto breitbandiger, je mehr benachbarte Schleifen in den Fehlerkreis<br />
gelegt werden können. Jedoch benötigt man hierzu einen vergrößerten Schaltungsaufwand und
40 3 Passive, lineare Schaltungen<br />
X<br />
f<br />
Z 1<br />
f<br />
Z<br />
C<br />
L<br />
R<br />
Fehlerkreis<br />
Bild 3.11: Erzeugung einer kleinen Schleife durch Resonanzkompensation<br />
die Dimensionierung wird kritischer, so dass man nur in Ausnahmefällen diese Verbesserung<br />
anwenden und erfolgreich durchführen wird.<br />
In Bild 3.12 sind drei Beispiele für Breitbandkompensation dargestellt:<br />
• Tiefpasskompensation,<br />
• Bandpasskompensation,<br />
• Hochpasskompensation.<br />
Nur bei reinen Wirkwi<strong>der</strong>ständen Z0 = R0 gibt es die Möglichkeit des Tiefpasses, bei dem <strong>der</strong><br />
Wi<strong>der</strong>stand Z von <strong>der</strong> Frequenz Null bis zu einer oberen Grenzfrequenz in einem möglichst<br />
großen Frequenzbereich in seinem Anfangswert R0 annähernd festgehalten wird. Die ersten<br />
Schleifen <strong>der</strong> Kurve in Bild 3.12 sind dann sehr klein und liegen bis zur Frequenz fC innerhalb<br />
des zulässigen Fehlerkreises um den Punkt R0 herum. Ebenso gibt es nur bei reinen Wirkwi-<br />
<strong>der</strong>ständen Z0 = R∞ die Form des Hochpasses, bei dem <strong>der</strong> Wi<strong>der</strong>stand in einem möglichst<br />
großen Frequenzbereich oberhalb einer unteren Grenzfrequenz bis zu beliebig hohen Frequen-<br />
zen in seinem Endwert R∞ annähernd festgehalten wird. Die letzten Schleifen <strong>der</strong> Kurve in<br />
Bild 3.12 sind dann sehr klein und liegen oberhalb einer Frequenz fC innerhalb des zulässigen<br />
Fehlerkreises um den Punkt R∞ herum. Prinzipiell ist es auch nicht ausgeschlossen, einen ins-<br />
gesamt frequenzunabhängigen Wirkwi<strong>der</strong>stand zu schaffen, wenn R0 = R∞ realisiert werden<br />
kann. In diesem Fall können sämtliche Schleifen innerhalb des zulässigen Fehlerkreises um den<br />
Punkt R0 = R∞ herum liegen.<br />
Z<br />
L<br />
C<br />
Z 1
3.3 Breitbandkompensation 41<br />
Bild 3.12: Mehrfache Breitbandschleifen<br />
Bei <strong>der</strong> Kompensation versucht man, den Wirkanteil R <strong>der</strong> Impedanz Z = R+jX zu erzeugen<br />
und den Blindanteil zu beseitigen. Die einfachsten Schaltungen zur Kompensation bestehen aus<br />
nur einem Blindelement.<br />
Hier gilt die wichtige Regel <strong>der</strong> Breitbandkompensation:<br />
Breitbandig können Serienblindwi<strong>der</strong>stände nur durch Parallelblindleitwerte kompensiert wer-<br />
den und umgekehrt.<br />
Daraus folgt:<br />
jXS<br />
−jXS<br />
kompensiert<br />
←−−−−−−−→<br />
jBP<br />
kompensiert<br />
←−−−−−−−→ −jBP . (3.14)<br />
Bild 3.13 zeigt als Beispiel die Frequenzabhängigkeit des Wi<strong>der</strong>standes Z1 durch den Störpar-<br />
allelblindleitwert BP und die Kompensation dieser Störung.<br />
Schaltet man den Blindwi<strong>der</strong>stand jXS in Serie zu Z1, so gilt:<br />
1<br />
Z2 = + jXS<br />
1<br />
+ jBP<br />
R<br />
�<br />
R<br />
= + j XS −<br />
1 + (BPR) 2 R2BP 1 + (BPR) 2<br />
�<br />
= R2 + jX2 .<br />
(3.15)
42 3 Passive, lineare Schaltungen<br />
X<br />
Z 2<br />
X S<br />
Z 1<br />
R<br />
B P<br />
R<br />
Bild 3.13: Kompensation eines Blindelementes<br />
Für eine sinnvolle Kompensation muss R2 ≈ R gelten, d. h. (RBP) 2 muss klein gegen 1 sein.<br />
Dann gilt<br />
und man erhält als Bedingung für die Kompensation<br />
R<br />
B P<br />
Z 1<br />
Z2 ≈ R + j(XS − R 2 BP) (3.16)<br />
XS = R 2 BP . (3.17)<br />
Damit die Kompensation in einem größeren Frequenzbereich gültig ist, muss die Frequenz-<br />
abhängigkeit von XS(f) und von BP(f) gleich sein. Dies lässt sich durch folgenden Ansatz<br />
erfüllen<br />
XS(f) = R · F(f) ; BP(f) = F(f)<br />
R<br />
F(f) = � XSBP ; R =<br />
� XS<br />
BP<br />
X S<br />
Z 2<br />
. (3.18)<br />
Wie aus Bild 3.13 zu erkennen ist, wird <strong>der</strong> Verbraucher R nicht exakt wie<strong>der</strong> nach R transfor-<br />
miert. Der wirkliche Eingangswi<strong>der</strong>stand Z2 lautet<br />
Z2 = R ·<br />
� 3 1 F<br />
+ j<br />
1 + F 2 1 + F 2<br />
�<br />
. (3.19)<br />
Der Frequenzbereich <strong>der</strong> Kompensation ist also beschränkt. Er wird definiert als <strong>der</strong>jenige Be-<br />
reich, in dem <strong>der</strong> Fehler <strong>der</strong> kompensierten Schaltung kleiner ist als <strong>der</strong> <strong>der</strong> unkompensierten
3.3 Breitbandkompensation 43<br />
R<br />
X S<br />
Z 1<br />
B P<br />
Z 2<br />
Bild 3.14: Duale Schaltung zu Bild 3.13<br />
Schaltung. Dieser Bereich ist gegeben durch |F | < 1, bzw.<br />
|XSBP| < 1 . (3.20)<br />
Die Frequenzen, bei denen F = ±1 ist, nennt man Grenzfrequenz fc, bzw. ωc o<strong>der</strong> die kritische<br />
Frequenz <strong>der</strong> Kompensation.<br />
Für die duale Schaltung nach Bild 3.14 lassen sich die entsprechenden Gleichungen herleiten:<br />
Y2 =<br />
1<br />
+BP<br />
R + jXS<br />
� �� �<br />
Y1= 1<br />
Z 1<br />
Y2 = 1<br />
� 3 1 F<br />
+ j<br />
R 1 + F 2 1 + F 2<br />
�<br />
Auch hier lautet die Bedingung für die Grenzfrequenz<br />
3.3.1 Tiefpass- und Hochpasskompensation<br />
; Z2 = 1<br />
Y2<br />
(3.21)<br />
(3.22)<br />
|XSBP| < 1 . (3.23)<br />
Aus den allgemeinen Betrachtungen des letzten Abschnitts lassen sich durch entsprechende<br />
Wahl <strong>der</strong> Größen BP und XS die in Bild 3.15 und 3.16 gezeigten Schaltungen ableiten.<br />
Man unterscheidet zwei verschiedene Kompensationsarten, <strong>der</strong>en beson<strong>der</strong>e Eigenschaften sich<br />
mit den Ergebnissen des vorigen Abschnitts direkt angeben lassen.<br />
Tiefpasskompensation<br />
Beim Vergleich von Bild 3.13 und 3.15(a) ergibt sich<br />
BP = ωC und XS = ωL . (3.24)
44 3 Passive, lineare Schaltungen<br />
R<br />
R<br />
C<br />
L<br />
Z 1<br />
(a)<br />
Z 1<br />
(a)<br />
L<br />
Z<br />
2<br />
R<br />
L<br />
(b)<br />
Bild 3.15: Tiefpasskompensation<br />
C<br />
Z<br />
2<br />
R<br />
C<br />
Z 1<br />
(b)<br />
Bild 3.16: Hochpasskompensation<br />
Nun erhält man als Kompensationsbedingung nach (3.17)<br />
L = R 2 C bzw. C = L<br />
R 2<br />
und als Grenzfrequenz nach (3.20) mit Einsetzen von (3.17)<br />
1<br />
fc =<br />
2π √ LC<br />
= 1<br />
2πRC<br />
Z 1<br />
L<br />
C<br />
Z<br />
Z<br />
2<br />
2<br />
(3.25)<br />
wobei 0 < f < Fc . (3.26)<br />
Der Impedanzverlauf dieser Schaltung wird in Bild 3.17(a) gezeigt. Bei sehr tiefen Frequenzen<br />
wird Z2 = R. Mit steigen<strong>der</strong> Frequenz nähert sich die Impedanz asymptotisch <strong>der</strong> positiven<br />
imaginären Achse. Der Schnittpunkt mit dem Kreis <strong>der</strong> Impedanz Z1 liegt bei <strong>der</strong> Grenzfre-<br />
quenz fc.<br />
Aufgrund des Dualitätsprinzips gelten diese Formeln auch für die duale Tiefpasskompensati-<br />
onsschaltung (Bild 3.15(b)).
3.3 Breitbandkompensation 45<br />
(a) Tiefpasskompensation<br />
(b) Hochpasskompensation<br />
Bild 3.17: Impedanzverlauf einer Tief- und Hochpasskompensation
46 3 Passive, lineare Schaltungen<br />
Bild 3.18: Impedanzverlauf <strong>der</strong> dualen Tief- und Hochpasskompensationsschaltungen<br />
Hochpasskompensation<br />
Es ergeben sich nun beim Vergleich von Bild 3.13 und 3.16(a)<br />
BP = − 1<br />
ωL<br />
Die Kompensationsbedingung nach (3.17) lautet hier<br />
und XS = − 1<br />
ωC<br />
L = R 2 C bzw. C = L<br />
R 2<br />
und die Grenzfrequenz nach (3.20) durch Einsetzen von (3.17) ist gegeben durch<br />
1<br />
fc =<br />
2π √ LC<br />
. (3.27)<br />
(3.28)<br />
= R<br />
2πL , wobei hier fc < f < ∞ . (3.29)<br />
Der Impedanzverlauf dieser Schaltung ist in Bild 3.17(b) gezeigt. Bei sehr hohen Frequenzen<br />
wird Z2 zu R, mit sinken<strong>der</strong> Frequenz nähert sich die Impedanz asymptotisch <strong>der</strong> negativen<br />
imaginären Achse an. Der Schnittpunkt mit dem Kreis <strong>der</strong> Impedanz Z1 liegt bei <strong>der</strong> Grenz-<br />
frequenz. Dank des Dualitätsprinzips gelten diese Formeln auch wie<strong>der</strong> für die duale Hochpas-<br />
skompensationsschaltung nach Bild 3.16(b).<br />
Allgemein gilt: Der Breitbandigkeit bei <strong>der</strong> Kompensation sind durch die gegebene Impedanz<br />
Z1 Grenzen gesetzt, da durch R und BP bzw. R und XS die Grenzfrequenz für die Kompensa-<br />
tion bereits festliegt. Keine noch so komplizierte Schaltung kann sie verbessern.
3.3 Breitbandkompensation 47<br />
R<br />
Lp<br />
C<br />
p<br />
(a)<br />
3.3.2 Bandpasskompensation<br />
Z 1<br />
L<br />
s<br />
C s<br />
Z 2<br />
Bild 3.19: Bandpasskompensation<br />
Bandpasskompensationen sind möglich, wenn das störende Blindelement einen Resonanzkreis<br />
darstellt.<br />
Kompensiert wird mit dem dualen Resonanzkreis wie ihn Bild 3.19 zeigt. Die beiden Reso-<br />
nanzkreise haben die gleiche Resonanzfrequenz fR. Bei fR ist Z1 = R. Auch hier können die<br />
allgemeinen Betrachtungen zur Breitbandkompensation herangezogen und auf die Schaltung<br />
in Bild 3.19(a) angewendet werden; entsprechend dem Dualitätsprinzip gelten die Ergebnisse<br />
auch für die Schaltung in Bild 3.19(b).<br />
R<br />
L<br />
LPCP = LSCS = 1<br />
ω 2 R<br />
s<br />
C s<br />
(b)<br />
Z 1<br />
Lp<br />
C<br />
p<br />
Z 2<br />
(3.30)<br />
Für die Dimensionierung gelten danach die nachfolgenden Gleichungen, wobei die Frequenz-<br />
abhängigkeit gegeben ist durch<br />
XS(f) = ωLS − 1<br />
=<br />
ωCS<br />
BP(f) = ωCP − 1<br />
=<br />
ωLP<br />
� LS<br />
CS<br />
�<br />
CP<br />
LP<br />
�<br />
f<br />
·<br />
fR<br />
�<br />
f<br />
·<br />
fR<br />
− fR<br />
�<br />
f<br />
− fR<br />
�<br />
f<br />
,<br />
. (3.31)<br />
XS und BP haben also die gleiche Frequenzabhängigkeit. Da auch hier (3.17) gilt, folgt<br />
R = 4<br />
� LSLP<br />
CSCP<br />
=<br />
� LSLP<br />
CSCP<br />
� 1<br />
4<br />
. (3.32)<br />
Im Wi<strong>der</strong>standsdiagramm durchläuft die Impedanz Z2 bei Resonanzkompensation die Summe<br />
<strong>der</strong> Kurven für Hoch- und Tiefpasskompensation. Der Impedanzverlauf von Z2 für die Schal-
48 3 Passive, lineare Schaltungen<br />
(a)<br />
Bild 3.20: Impedanzverlauf <strong>der</strong> Bandpasskompensation<br />
tung aus Bild 3.19(a) ist in Bild 3.20(a) dargestellt, <strong>der</strong> <strong>der</strong> Schaltung aus Bild 3.19(b) in Bild<br />
3.20(b).<br />
Die Grenzfrequenzen sind wie<strong>der</strong>um bereits durch Z1 mit R und XS bzw. BP gegeben und<br />
liegen dort, wo sich die Impedanzkurven von Z2 und Z1 schneiden.<br />
X<br />
f<br />
Z2(fC) = Z1(fC) (3.33)<br />
Auch hier kann man zur Berechnung <strong>der</strong> Grenzfrequenz auf (3.20) zurückgreifen und erhält<br />
diese nach Einsetzen <strong>der</strong> Terme (3.31).<br />
Die Impedanzschleifen <strong>der</strong> Eingangswi<strong>der</strong>stände <strong>der</strong> kompensierten Schaltungen (Bild 3.20)<br />
sind zur Spitze entartet. Durch geringfügiges Än<strong>der</strong>n <strong>der</strong> Kompensationselemente erhält man<br />
ausgeprägte Schleifen.<br />
Allgemein gilt: Je komplizierter eine Kompensationsschaltung ist, desto präziser müssen die<br />
Elemente gewählt werden, da schon kleine Fehler zum Abwan<strong>der</strong>n <strong>der</strong> Impedanz führen.<br />
(b)<br />
Z 1<br />
f<br />
Z 2<br />
R
4 Leitungstheorie<br />
Die Energieübertragung zwischen Generator und Verbraucher findet bei höheren Frequenzen in<br />
<strong>der</strong> Regel über Leitungen statt. Eine Leitung im engeren Sinn besteht aus zwei voneinan<strong>der</strong> iso-<br />
lierten Leitern und evtl. einer Abschirmung. Die Abschirmung ist häufig mit einem <strong>der</strong> beiden<br />
Leiter identisch, z.B. bei <strong>der</strong> koaxialen Leitung.<br />
Die Leitung wird als homogen bezeichnet, wenn sie eine über die Leitungslänge völlig gleich-<br />
mäßige Querschnittsstruktur sowohl <strong>der</strong> Leiter als auch des Dielektrikums besitzt; sie gilt als<br />
quasi homogen, wenn gewisse Querschnittsabweichungen, z.B. Stützisolatoren, sich in kurzen<br />
Abständen periodisch wie<strong>der</strong>holen. Wann diese Abstände als kurz zu bezeichnen sind, kann erst<br />
nach Entwicklung <strong>der</strong> Theorie definiert werden.<br />
Der Anwendungsbereich von Leitungen umfasst allgemein<br />
• Energie- und Signalübertragung,<br />
• Mess- o<strong>der</strong> Abtastleitungen,<br />
• Erzeugung von Blindelementen in <strong>der</strong> HF-Schaltungstechnik.<br />
In <strong>der</strong> Praxis existiert eine große Vielfalt von Leitungen, die auf die jeweilige Anwendung<br />
optimiert sind. Beispiele sind in Bild 4.1 dargestellt.<br />
49
50 4 Leitungstheorie<br />
Bild 4.1: Querschnitte durch verschiedene TEM-Leitungstypen
4.1 Ersatzschaltbild einer TEM-Leitung 51<br />
4.1 Ersatzschaltbild einer TEM-Leitung<br />
Die Leiter <strong>der</strong> Leitungen sind bei Stromfluss von magnetischen Fel<strong>der</strong>n umgeben. Die entste-<br />
hende magnetische Feldenergie führt zu induktiven Wirkungen. Zwischen den beiden Leitern<br />
bestehen Spannungen und elektrische Fel<strong>der</strong>. Die elektrische Feldenergie führt zu kapazitiven<br />
Wirkungen. Induktive und kapazitive Wirkungen sind längs <strong>der</strong> Leitung stetig verteilt, so dass<br />
ein Ersatzschaltbild aus unendlich vielen, unendlich kleinen Spulen und Kondensatoren besteht,<br />
die wie in Bild 4.2 hintereinan<strong>der</strong> geschaltet sind.<br />
Man kann die Wirkung einer solchen verlustlos angenommenen Leitung auch schon durch<br />
Unterteilung des Ersatzschaltbildes in endlich viele ∆L und ∆C näherungsweise beschrei-<br />
ben, solange die ∆L und ∆C dabei hinreichend klein bleiben, d.h. wenn für das Produkt<br />
ω∆L ·ω∆C < 0,01 gilt (Tiefpass weit unter <strong>der</strong> Grenzfrequenz). Je höher die Frequenz ist,<br />
desto feiner muss man die Leitung in ∆L und ∆C aufteilen, um ausreichend genaue Rechnun-<br />
gen durchführen zu können.<br />
Wenn die beiden Leiter <strong>der</strong> Leitung wechselnden Querschnitt haben und beliebig verlegt wer-<br />
den, werden auch die ∆L und ∆C des Ersatzbildes längs <strong>der</strong> Leitung überall verschieden sein.<br />
Man nennt dies auch eine inhomogene Leitung. Da längere Leitungen sehr erhebliche Wirkun-<br />
gen haben, müssen die Eigenschaften <strong>der</strong> verwendeten Leitungen exakt bekannt und berechen-<br />
bar sein. Die mathematische Behandlung inhomogener Leitungen ist jedoch sehr schwierig.<br />
Ein einfaches und genau berechenbares Verhalten zeigen dagegen die homogenen Leitungen,<br />
bei denen die ∆L und ∆C längs <strong>der</strong> Leitung konstant sind. Daher verwendet man für längere<br />
Leitungen nur homogene Leitungen, zumal die Herstellung dieser im Allgemeinen auch we-<br />
sentlich einfacher ist als die Herstellung von nicht homogenen Leitungen, wenn man definierte<br />
Eigenschaften <strong>der</strong> Leitungen vorschreiben muss.<br />
Bei einer realen Leitung entstehen durch den Stromfluss in Verbindung mit dem ohmschen<br />
Wi<strong>der</strong>stand in den Leitern Verluste, für die im Ersatzschaltbild ein Längswi<strong>der</strong>stand ∆R in<br />
Serie zu ∆L eingesetzt wird. Ebenso wird das Auftreten dielektrischer Verluste durch einen<br />
zum Kondensator ∆C parallelen Leitwert ∆G berücksichtigt. Man erhält damit das vollständige<br />
Ersatzschaltbild eines Leitungsabschnittes gemäß Bild 4.3. Die Leitung selbst kann dann durch<br />
Kettenschaltung vieler solcher Leitungsabschnitte dargestellt werden.<br />
Bild 4.2: Leitungs-Ersatzschaltung einer verlustlosen Leitung
52 4 Leitungstheorie<br />
Bild 4.3: Vollständiges Ersatzschaltbild eines kurzen Leitungsabschnittes einer verlustbehafte-<br />
ten Leitung<br />
Die vier Größen ∆R, ∆L, ∆C und ∆G sind <strong>der</strong> Länge des Leitungsstücks proportional. Da-<br />
her werden die vier Leitungskenngrößen definiert durch die sogenannten Leitungsbeläge, d.h.<br />
durch die auf die auf die Länge des Leitungsabschnittes ∆z bezogenen Kapazitäts- bzw. Induk-<br />
tivitätswerte. Diese ergeben sich zu:<br />
L ′ = ∆L<br />
∆z<br />
R ′ = ∆R<br />
∆z<br />
C ′ = ∆C<br />
∆z<br />
G ′ = ∆G<br />
∆z<br />
Induktivitätsbelag<br />
Wi<strong>der</strong>standsbelag<br />
Kapazitätsbelag<br />
Leitwertbelag<br />
4.2 Telegraphengleichungen<br />
⎫<br />
⎪⎬<br />
⎪⎭<br />
⎫<br />
⎪⎬<br />
⎪⎭<br />
Längsbeläge<br />
Querbeläge<br />
(4.1)<br />
Zur Berechnung des Übetragungsverhaltens einer Leitung dient das vollständige Ersatzschalt-<br />
bild eines Leitungsabschnittes gemäß Bild 4.3 als Grundlage. Die Ortskoordinate z entlang <strong>der</strong><br />
Leitung wird dabei von rechts nach links positiv gezählt, da dies für die spätere Darstellung<br />
zweckmäßig ist. Für eine infinitesimal kleine Leitungslänge ∆z können Strom und Spannung<br />
als stationär angenommen werden und somit die Kirchhoffschen Regeln angewandt werden.<br />
Damit folgt aus <strong>der</strong> Maschenregel ( � U = 0):<br />
⇔<br />
U(z + ∆z) − U(z) = (jωL ′ + R ′ )∆z ·I(z + ∆z)<br />
U(z + ∆z) − U(z)<br />
∆z<br />
= (jωL ′ + R ′ ) ·I(z + ∆z)<br />
(4.2)
4.2 Telegraphengleichungen 53<br />
Aus <strong>der</strong> Knotenregel ( � I = 0) erhält man:<br />
⇔<br />
I(z + ∆z) − I(z) = (jωC ′ + G ′ )∆z · U(z)<br />
I(z + ∆z) − I(z)<br />
∆z<br />
= (jωC ′ + G ′ ) ·U(z)<br />
(4.3)<br />
Bei dem Grenzübergang ∆z → 0, für eine infinitesimal kurze Länge des Leitungsabschnittes,<br />
gehen die Gleichungen (4.2) und (4.3) in ein System von gekoppelten Differentialgleichungen<br />
über, die als die Leitungsgleichungen o<strong>der</strong> Telegraphengleichungen bezeichnet werden:<br />
∂U(z)<br />
∂z<br />
∂I(z)<br />
∂z<br />
= (jωL ′ + R ′ ) ·I(z) (4.4)<br />
= (jωC ′ + G ′ ) ·U(z) (4.5)<br />
Diese beschreiben den Verlauf von Spannung und Strom auf <strong>der</strong> Leitung über <strong>der</strong> Ortskoordi-<br />
nate z. Zur Lösung dieses Differentialgleichungssystems ist es günstig die Gleichung (4.4) zu<br />
differenzieren und (4.5) darin einzusetzen:<br />
∂2U(z) ∂z2 = (jωL′ + R ′ ) · ∂I(z)<br />
∂z<br />
∂ 2 U(z)<br />
∂z 2 = (jωL′ + R ′ )(jωC ′ + G ′ ) ·U(z)<br />
(4.6)<br />
Dies ist eine lineare, homogene Differentialgleichung 2. Ordnung mit konstanten Koeffizienten,<br />
die sich auf die Form<br />
∂ 2 U(z)<br />
∂z 2 = γ2 ·U(z) (4.7)<br />
mit γ := � (jωL ′ + R ′ ) (jωC ′ + G ′ ) (4.8)<br />
bringen läßt. Eine analoge Beziehung läßt sich auch für den Strom ableiten.<br />
Die allgemeine Lösung dieser Gleichung ergibt sich mit Hilfe des Exponentialansatzes nach<br />
d’Alembert zu<br />
U(z) = C1e γz + C2e −γz<br />
, (4.9)<br />
wobei C1 und C2 beliebige komplexe Konstanten sind, die später aus den gegebenen Randbe-<br />
dingungen bestimmt werden können. Um den Strom I(z) zu bestimmen, wird (4.9) in (4.4)
54 4 Leitungstheorie<br />
eingesetzt, woraus sich<br />
ergibt.<br />
I(z) =<br />
4.3 Wellenausbreitung auf Leitungen<br />
γ<br />
jωL ′ + R ′ (C1e γz − C2e −γz ) (4.10)<br />
Zur Interpretation von (4.9) ist es zweckmäßig, die beiden Summanden C1e γz und C2e −γz ge-<br />
trennt zu betrachten. Dazu wird zunächst die komplexe Konstante γ gemäß (4.8) in ihren Real-<br />
teil α und den Imaginärteil β zerlegt:<br />
γ =: α + jβ mit α ≥ 0 und β > 0 (4.11)<br />
Für den komplexen zeitabhängigen Momentanwert <strong>der</strong> Spannung u1(z,t) des ersten Summan-<br />
den in (4.9) ergibt sich somit für eine Schwingung mit <strong>der</strong> Kreisfrequenz ω = 2πf<br />
u(z,t) = C1e γz e jωt = C1 e αz e j(βz+ωt) = C1 e αz ω<br />
jβ(z+<br />
e β t) . (4.12)<br />
Der letzte Exponentialterm beschreibt eine Welle, die sich für β > 0 in −z-Richtung mit <strong>der</strong><br />
Geschwindigkeit<br />
vP = ω<br />
β<br />
(4.13)<br />
ausbreitet, die auch Phasengeschwindigkeit genannt wird. Aufgrund des Exponentialterms e αz<br />
ist diese Welle für α > 0 in −z-Richtung gedämpft. Daher wird α auch als Dämpfungskonstante<br />
bezeichnet. Während einer Periodendauer T = 1/f <strong>der</strong> harmonischen Schwingung hat sich die<br />
Welle um die Strecke einer Wellenlänge<br />
λ = vPT = ω 2πf<br />
T =<br />
β β<br />
fortbewegt. Damit ergibt sich sich für die Wellenzahl<br />
β = 2π<br />
λ<br />
1<br />
f<br />
= 2π<br />
β<br />
(4.14)<br />
, (4.15)<br />
die auch als Phasenbelag o<strong>der</strong> Phasenkonstante bezeichnet wird, da sich wegen des Terms βz<br />
in (4.12) die Phase <strong>der</strong> Spannung entlang <strong>der</strong> Leitung proportional zu β verän<strong>der</strong>t. γ selbst wird<br />
als Fortpflanzungsbelag o<strong>der</strong> Ausbreitungskonstante bezeichnet.
4.3 Wellenausbreitung auf Leitungen 55<br />
Insgesamt beschreibt <strong>der</strong> Term C1e γz somit eine einzelne in −z-Richtung fortschreitende (für<br />
α > 0 gedämpfte) Welle mit <strong>der</strong> komplexen Amplitude C1. Die Welle, welche sich in −z-<br />
Richtung, also von links nach rechts in Bild 4.3 ausbreitet, wird in <strong>der</strong> vorliegenden Konvention<br />
als hinlaufende Welle bezeichnet, da sie in Richtung des am rechten Ende <strong>der</strong> Leitung ange-<br />
schlossenen Verbrauchers hinläuft.<br />
Analog stellt <strong>der</strong> Term C2e −γz in (4.9) eine sich in +z-Richtung ausbreitende (gedämpfte) Welle<br />
dar. Sie läuft also von rechts nach links, zurück in den auf <strong>der</strong> linken Seite angenommenen<br />
Generator und wird daher als rücklaufende Welle bezeichnet. Ganz entsprechend stellen die<br />
beiden Summanden in (4.10) jeweils eine hin- bzw. rücklaufende Welle des Stromes dar.<br />
Die Konstanen C1 und C2 bestimmen sich aus <strong>der</strong> Spannung an <strong>der</strong> Stelle z = 0 (am Verbrau-<br />
cher) zu<br />
C1 = UH(0) und C2 = UR(0) . (4.16)<br />
Damit lassen sich die beiden Gleichungen (4.9) und (4.10) schreiben als<br />
U(z) = UH(z) + UR(z) = UH(0)e γz + UR(0)e −γz<br />
I(z) = IH(z) − IR(z) = IH(0)e γz − IR(0)e −γz<br />
und (4.17)<br />
. (4.18)<br />
Das bedeutet, die am Ort z <strong>der</strong> Leitung messbare Spannung ergibt sich im allgemeinen Fall<br />
immer aus <strong>der</strong> Überlagerung <strong>der</strong> Spannung einer hinlaufenden Welle UH(z) und <strong>der</strong> Spannung<br />
einer rücklaufenden Welle UR(z). Ebenso ergibt sich <strong>der</strong> gesamte tatsächlich fließende Strom<br />
aus <strong>der</strong> Überlagerung von IH(z) und IR(z). Das negative Vorzeichen vor IR(z) invertiert die<br />
Zählrichtung für den Strom <strong>der</strong> rücklaufenden Welle und berücksichtigt damit, dass die trans-<br />
portierte Wirkleistung <strong>der</strong> rücklaufenden Welle in entgegengesetzter Richtung zur hinlaufenden<br />
Welle, also vom Verbraucher zur Quelle, erfolgt.<br />
Aus (4.9) und (4.10) folgt mit (4.17) und (4.18)<br />
UH(z)<br />
IH(z)<br />
= UH(0)<br />
IH(0)<br />
= UR(z)<br />
IR(z)<br />
UR(0)<br />
=<br />
IR(0) = jωL′ + R ′<br />
γ<br />
=<br />
�<br />
jωL ′ + R ′<br />
jωC ′ + G ′ =: ZL . (4.19)<br />
Diese Gleichung besagt, dass das Verhältnis von Spannung zu Strom <strong>der</strong> beiden hin- und rück-<br />
laufenden Teilwellen entlang <strong>der</strong> Leitung konstant, d.h. ortsunabhängig ist. Darüber hinaus ist<br />
dieses Verhältnis für diese beiden Teilwellen das gleiche. Dieses Verhältnis wird Leitungswel-<br />
lenwi<strong>der</strong>stand ZL genannt und ist neben γ die zweite wichtige Größe zur Beschreibung <strong>der</strong><br />
Wellenausbreitung auf einer Leitung. ZL ist im Allgemeinen komplex und ergibt sich wie γ aus<br />
den vier Leitungsbelägen L ′ , C ′ , R ′ sowie G ′ und ist damit charakteristisch für die Leitung,
56 4 Leitungstheorie<br />
d.h. nur abhängig von <strong>der</strong> Geometrie des Leitungsquerschnittes und den Eigenschaften des Di-<br />
elektrikums (Substrat, Isolierung). Zu beachten ist, dass ZL im Allgemeinen nicht das Verhält-<br />
nis <strong>der</strong> Gesamtspannung U(z) zum Gesamtstrom I(z) auf <strong>der</strong> Leitung angibt. ZL bezieht sich<br />
nur auf das Verhältnis von Spannung zu Strom <strong>der</strong> beiden einzelnen (hin- und rücklaufenden)<br />
Teilwellen. Ebenso hängt ZL nicht von <strong>der</strong> Beschaltung <strong>der</strong> Leitung o<strong>der</strong> <strong>der</strong> Impedanz des<br />
Verbrauchers ab.<br />
Aus (4.17) und (4.18) kann mit Hilfe von (4.19) die ortsabhängige Verteilung von Spannung<br />
U(z) und Strom I(z) berechnet werden, wenn U(0) und I(0) am Leitungsende z = 0 (Ort des<br />
Verbrauchers) bekannt sind:<br />
U(z) = 1<br />
2 (U(0) + I(0)ZL)e +γz + 1<br />
2 (U(0) − I(0)ZL) e −γz<br />
= U(0) cosh(γz) + I(0)ZL sinh(γz)<br />
I(z) = 1<br />
�<br />
I(0) +<br />
2<br />
U(0)<br />
�<br />
e<br />
ZL<br />
+γz + 1<br />
�<br />
I(0) −<br />
2<br />
U(0)<br />
�<br />
e<br />
ZL<br />
−γz<br />
= I(0) cosh(γz) + U(0)<br />
sinh(γz)<br />
4.4 Leitung mit beliebiger Abschlussimpedanz und<br />
Reflexionsfaktor<br />
ZL<br />
(4.20)<br />
(4.21)<br />
Es sei eine Leitung mit dem Leitungswellenwi<strong>der</strong>stand ZL gegeben, die an ihrem rechten Ende<br />
bei z = 0 mit einer beliebigen komplexen Impedanz eines Verbrauchers ZV abgeschlossen<br />
ist, wie in Bild 4.4 dargestellt. Entlang <strong>der</strong> Leitung breiten sich eine hinlaufende Welle (in<br />
−z-Richtung zum Verbraucher) und eine rücklaufende Welle (in +z-Richtung zum Generator)<br />
aus. Die Gesamtspannung und <strong>der</strong> Gesamtstrom ergebend sich gemäß (4.17) und (4.18) durch<br />
Bild 4.4: Leitung mit beliebiger komplexer Abschlussimpedanz ZV
4.4 Leitung mit beliebiger Abschlussimpedanz und Reflexionsfaktor 57<br />
Überlagerung dieser Wellen. Löst man diese beiden Gleichungen unter Berücksichtigung von<br />
(4.19) nach den einzelnen Teilwellen für Spannung und Strom auf, ergibt sich<br />
und<br />
UH(z) = 1<br />
2 (U(z) + ZLI(z)) (4.22)<br />
UR(z) = 1<br />
2 (U(z) − ZLI(z)) (4.23)<br />
IH(z) = 1<br />
� �<br />
U(z)<br />
+ I(z)<br />
2 ZL<br />
IR(z) = 1<br />
� �<br />
U(z)<br />
− I(z)<br />
2 ZL<br />
(4.24)<br />
. (4.25)<br />
Damit lassen sich die Spannungen und Ströme <strong>der</strong> einzelnen Teilwellen an jedem Ort berech-<br />
nen, wenn die Gesamtspannung U(z) und <strong>der</strong> Gesamtstrom I(z) bekannt sind. Für eine ge-<br />
gebene Leitung, und damit ein gegebenes ZL, läßt sich <strong>der</strong> Zustand auf <strong>der</strong> Leitung am Ort<br />
z damit stets durch genau zwei komplexe Größen definieren: Entwe<strong>der</strong> U(z) und I(z) o<strong>der</strong><br />
UH(z) und UR(z) o<strong>der</strong> IH(z) und IR(z). Die einzelnen Größen sind dabei stets über die Bezie-<br />
hungen (4.17), (4.18) und (4.22) bis (4.25) miteinan<strong>der</strong> verknüpft und lassen sich ineinan<strong>der</strong><br />
umrechnen.<br />
Bildet man das Verhältnis von rücklaufenden Wellen zu hinlaufenden Wellen erhält man als<br />
weitere wichtige Beschreibungsgröße den Reflexionsfaktor r. Dividiert man (4.23) durch (4.22)<br />
bzw. (4.25) durch (4.24) und bezeichnet die am Ort z wirksame Impedanz mit<br />
so ergibt sich<br />
r(z) := UR(z)<br />
UH(z)<br />
Z(z) := U(z)<br />
I(z)<br />
= IR(z)<br />
IH(z) =<br />
U(z)<br />
I(z)<br />
U(z)<br />
I(z)<br />
− ZL<br />
+ ZL<br />
, (4.26)<br />
= Z(z) − ZL<br />
Z(z) + ZL<br />
. (4.27)<br />
Gleichung (4.27) liefert somit einen eineindeutigen Zusammenhang zwischen <strong>der</strong> Impedanz<br />
Z(z), also dem Verhältnis von gesamter Spannung zum gesamten Strom und dem Reflexions-<br />
faktor, also dem Verhältnis <strong>der</strong> Amplitude <strong>der</strong> hinlaufenden Welle zur Amplitude <strong>der</strong> rück-<br />
laufenden Welle. Die zugehörige Umkehrabbildung zur Berechnung <strong>der</strong> Impedanz Z aus dem
58 4 Leitungstheorie<br />
Reflexionsfaktor r ergibt sich direkt aus (4.27) zu<br />
Z(z) = ZL<br />
Direkt am Ort des Verbrauchers bei z = 0 ist<br />
1 + r(z)<br />
1 − r(z)<br />
Z(z) = Z(0) = U(0)<br />
I(0)<br />
. (4.28)<br />
= ZV<br />
(4.29)<br />
und damit ergibt sich für den zugehörigen Reflexionsfaktor<br />
rV = r(0) =<br />
Z(0) − ZL<br />
Z(0) + ZL<br />
= ZV − ZL<br />
ZV + ZL<br />
. (4.30)<br />
Um den Reflexionsfaktor an einem beliebigen Ort zu berechnen, läßt sich direkt aus (4.27) und<br />
(4.17) eine einfache Vorschrift ableiten:<br />
r(z) = UR(z)<br />
UH(z) = UR(0) e−γz UR(0)<br />
=<br />
UH(0) eγz UH(0) e−2γz = r(0)e −2γz = rVe −2γz<br />
(4.31)<br />
Der Reflexionsfaktor an einem beliebigen Ort <strong>der</strong> Leitung ergibt sich damit einfach durch Mul-<br />
tiplikation des Reflexionsfaktors r(0) am Leitungsende mit dem Term e −2γz , was in <strong>der</strong> komple-<br />
xen Zahlenebene (r-Ebene) einer Drehstreckung entspricht. Für eine dämpfungsfreie Leitung,<br />
also α = 0 geht (4.31) in<br />
r(z) = r(0)e −2jβz = rVe −2jβz z<br />
−j4π<br />
= rVe λ (4.32)<br />
über, was einer reinen Drehung des Reflexionsfaktors in <strong>der</strong> r-Ebene um den Winkel 4π z<br />
λ entspricht.<br />
Aufgrund dieses einfachen Zusammenhangs spielt <strong>der</strong> Reflexionsfaktor eine entschei-<br />
dende Rolle bei <strong>der</strong> Betrachtung von Leitungen. Da sich <strong>der</strong> Reflexionsfaktor r(z) entlang <strong>der</strong><br />
Leitung än<strong>der</strong>t, än<strong>der</strong>t sich im Allgemeinen auch die Impedanz Z(z) gemäß (4.28) entlang <strong>der</strong><br />
Leitung. Dies kann dazu benutzt werden, Impedanzen zu transformieren. Aus den Gleichungen<br />
(4.20) und (4.21) folgt für die ortsabhängige Impedanz<br />
Z(z) = U(z)<br />
I(z) = U(0) cosh(γz) + I(0)ZL sinh(γz)<br />
I(0) cosh(γz) + U(0)<br />
ZL sinh(γz)<br />
= ZL<br />
ZV cosh(γz) + ZL sinh(γz)<br />
ZL cosh(γz) + ZV sinh(γz)<br />
.<br />
(4.33)
4.5 Die verlustfreie Leitung bei Anpassung 59<br />
Diese Beziehung ist deutlich komplizierter als (4.31) bzw. (4.32), d.h. die Transformation von<br />
Leitungen läßt sich durch Einführung des Reflexionsfaktors einfacher beschreiben als nur durch<br />
die Impedanz. Ein wichtiger Son<strong>der</strong>fall ergibt sich, wenn die Abschlussimpedanz ZV gleich<br />
dem Wellenwi<strong>der</strong>stand ZL <strong>der</strong> Leitung gewählt wird. Dann folgt aus (4.33)<br />
Z(z) = ZV = ZL , (4.34)<br />
d.h. die Impedanz auf <strong>der</strong> Leitung ist ortsunabhängig durch ZL gegeben. Das heißt in diesem<br />
Fall findet keine Transformation <strong>der</strong> Impedanz durch die Leitung statt. Aufgrund von (4.30)<br />
ist dann r(z) = 0, d.h. es findet keine Reflexion am Verbraucher ZV statt und es gibt keine<br />
rücklaufende Welle UR(z). In diesem Fall spricht man davon, dass ZV an den Wellenwi<strong>der</strong>stand<br />
ZL <strong>der</strong> Leitung angepasst ist.<br />
Mit den bisher behandelten Gleichungen läßt sich die Wellenausbreitung auf TEM-Leitungen<br />
bereits vollständig beschreiben. In <strong>der</strong> Praxis treten dabei sehr häufig Spezialfälle auf, die be-<br />
stimmte Vereinfachungen erlauben. In den folgenden Abschnitten werden diese detailiert be-<br />
handelt.<br />
4.5 Die verlustfreie Leitung bei Anpassung<br />
Der Regelfall bzw. das Ziel des Einsatzes von Leitungen ist es, Energie verlustlos und angepasst<br />
dem Verbraucher zuzuführen. Daraus folgen die Randbedingungen:<br />
• R ′ = 0<br />
• G ′ = 0<br />
• Welle nur zum Verbraucher (in −z-Richtung) UR = 0 und IR = 0<br />
Das Ersatzschaltbild aus Bild 4.3 vereinfacht sich zur Schaltung in Bild 4.5.<br />
Bild 4.5: Verlustfreie Leitung
60 4 Leitungstheorie<br />
Die relevanten Gleichungen vereinfachen sich damit zu:<br />
γ = jβ α = 0 β = ω √ L ′ C ′ (4.35)<br />
ZL =<br />
� L ′<br />
C ′<br />
U(z) = U(0) ·e jβz<br />
I(z) = I(0) ·e jβz<br />
Die Phasengeschwindigkeit vP ergibt sich daraus zu<br />
vP = ω<br />
β<br />
(4.36)<br />
(4.37)<br />
(4.38)<br />
= 1<br />
√ L ′ C ′ = c0 = Lichtgeschwindigkeit für εr = µr = 1 (4.39)<br />
Bei Anwesenheit eines Materials mit einer Dielektrizitätszahl εr > 1 bzw. einer Permeabilitäts-<br />
zahl µr > 1 gilt<br />
vP = ω<br />
β<br />
Hiermit berechnet sich die Wellenlänge zu<br />
λ = vP<br />
f<br />
= ω<br />
f ·β<br />
= 2π<br />
β =<br />
= c0<br />
√εrµr<br />
c0<br />
f √ εrµr<br />
= λ0<br />
√ εrµr<br />
Der Wert β ist also die Wellenzahl, die sich aus β = 2π/λ herleitet.<br />
(4.40)<br />
(4.41)<br />
Da in diesem Abschnitt Verlust- und Reflexionsfreiheit vorausgesetzt wurde, berechnet man die<br />
transportierte Leistung, welche rein reell und konstant ist, längs <strong>der</strong> Leitung zu<br />
P(z) = P(0) = 1<br />
2 U0I0 = 1<br />
2 I2 0ZL = 1 U<br />
2<br />
2 0<br />
ZL<br />
, (4.42)<br />
wobei U0 und I0 die rellen Amplituden (Scheitelwerte) <strong>der</strong> Spannung bzw. des Stromes bedeu-<br />
ten. Die orts- und zeitabhängigen Größen für Spannung und Strom ergeben sich zu<br />
u(z, t) = U(0)e jβz e jωt<br />
i(z, t) = I(0)e jβz e jωt<br />
(4.43)
4.6 Näherungslösung für Leitungen mit kleinen Verlusten 61<br />
mit den reellen Momentanwerten<br />
�<br />
Re u(z,t) = U0 cos(ωt + βz) = U0 cos<br />
Rei(z,t) = I0 cos(ωt + βz) = I0 cos<br />
�<br />
ω<br />
�<br />
ω<br />
t + √ L ′ C ′ · z<br />
�<br />
t + √ L ′ C ′ ·z<br />
4.6 Näherungslösung für Leitungen mit kleinen<br />
Verlusten<br />
��<br />
��<br />
(4.44)<br />
(4.45)<br />
Verluste in schwach gedämpften Leitungen entstehen zum einen durch induktive Stromver-<br />
drängung im Leiter (Skineffekt) und durch dielektrische Verluste <strong>der</strong> Querkapazitäten. Diese<br />
Verluste werden charakterisiert durch ihre Verlustwinkel:<br />
tan δL = R′<br />
ωL<br />
tanδC = G′<br />
ωC<br />
(4.46)<br />
Berücksichtigt man (4.46) bei <strong>der</strong> Berechnung <strong>der</strong> Ausbreitungskonstanten γ nach (4.8), so<br />
erhält man<br />
γ = α + jβ = � (jωL ′ + R ′ ) · (jωC ′ + G ′ )<br />
=<br />
�<br />
jωL ′ ·jωC ′ ·<br />
�<br />
1 − j R′<br />
ωL ′<br />
� �<br />
· 1 − j G′<br />
ωC ′<br />
�<br />
= jω √ L ′ C ′� 1 − j tan δL − j tanδC − tan δL tanδC.<br />
(4.47)<br />
Für schwach gedämpfte Leitungen gilt R ′ ≪ ωL ′ und G ′ ≪ ωC ′ und damit für die Verlustwin-<br />
kel<br />
Benutzt man dies und nimmt weiterhin die Näherung<br />
tan δL ≪ 1 und tanδC ≪ 1. (4.48)<br />
√ 1 + ∆ ≈ 1 + ∆<br />
2<br />
für kleine ∆ (4.49)
62 4 Leitungstheorie<br />
zu Hilfe, erhält man<br />
γ = jω √ L ′ C ′<br />
�<br />
1 − j<br />
2 (tanδL<br />
�<br />
+ tanδC)<br />
= jω √ L ′ C ′ + 1<br />
2 ω√L ′ C ′<br />
� ′ R G′<br />
+<br />
ωL ′ ωC ′<br />
�<br />
(4.50)<br />
Für den Leitungswellenwi<strong>der</strong>stand nach (4.19) werden <strong>der</strong> Wi<strong>der</strong>standsbelag R ′ und <strong>der</strong> Leit-<br />
wertbelag G ′ vernachlässigt, so dass sich ein reeller Leitungswellenwi<strong>der</strong>stand<br />
ZL =<br />
� L ′<br />
C ′<br />
(4.51)<br />
wie im Fall <strong>der</strong> verlustlosen Leitung ergibt. Damit ergeben sich die Phasenkonstante β und <strong>der</strong><br />
Dämpfungsbelag α zu:<br />
β = ω √ L ′ C ′ (4.52)<br />
α = 1<br />
2<br />
⎛<br />
⎜<br />
⎝<br />
R ′<br />
ZL<br />
����<br />
Längsdämpfung<br />
+ G ′ ZL<br />
� �� �<br />
Querdämpfung<br />
⎞<br />
⎟<br />
⎠<br />
(4.53)<br />
Für die hinlaufende Welle ergeben sich die rellen Scheitelwerte von Strom und Spannung längs<br />
<strong>der</strong> Leitung zu<br />
I0(z) = I0(0)e αz<br />
U0(z) = U0(0)e αz<br />
Die komplexen orts- und zeitabhängigen Werte von Strom und Spannung sind<br />
u(z, t) = U0(0)e jβz e αz e jωt<br />
i(z, t) = I0(0)e jβz e αz e jωt<br />
(4.54)<br />
(4.55)<br />
(4.56)<br />
(4.57)<br />
Die Dämpfung D für ein Leitungsstück <strong>der</strong> Länge z ergibt sich aus dem Verhältnis <strong>der</strong> Leistun-
4.6 Näherungslösung für Leitungen mit kleinen Verlusten 63<br />
gen auf <strong>der</strong> Leitung<br />
D<br />
dB<br />
D<br />
Np<br />
= 10 lg P(z)<br />
P(0)<br />
1 P(z)<br />
= ln<br />
2 P(0)<br />
(4.58)<br />
(4.59)<br />
und wird meist in dB angegeben. Früher war die Angabe in Neper (Np) gebräuchlich. Auch den<br />
Dämpfungsbelag α gibt man üblicherweise in <strong>der</strong> Einheit dB/m an. Die Umrechnung von <strong>der</strong><br />
Einheit Np/m (Neper, bezüglich Basis e) auf dB/m ist gegeben durch<br />
α<br />
dB/m<br />
= 8,69 ·<br />
α<br />
Np/m<br />
. (4.60)<br />
Die Längs- und Querdämpfung in (4.53) besitzen unterschiedliche Frequenzabhängigkeiten, die<br />
im Folgenden untersucht werden.<br />
Bei hohen Frequenzen ist <strong>der</strong> Skineffekt so stark ausgeprägt, dass die Eindringtiefe klein ist ge-<br />
gen sonstige Dimensionen, z.B. den Leiterdurchmesser. Der bei zylindrischen Leitern für nied-<br />
rige Frequenzen notwendige Ansatz mit Besselfunktionen kann daher durch die Angabe einer<br />
effektiven Leitschichtdicke s ersetzt werden, die von <strong>der</strong> Frequenz und den Materialeigenschaf-<br />
ten abhängt. Der Längswi<strong>der</strong>stand R ′ ist <strong>der</strong> effektiven Leitschichtdicke s und <strong>der</strong> spezifischen<br />
Leitfähigkeit κ umgekehrt proportional.<br />
Er steigt mit <strong>der</strong> Wurzel aus <strong>der</strong> Frequenz:<br />
R ′ ∝ 1<br />
κs =<br />
�<br />
ωµ<br />
2κ<br />
mit s =<br />
Beispiele für die Eindringtiefe in Kupfer (κ = 5,8 · 10 7 S/m):<br />
� 2<br />
ωµκ<br />
f 1 MHz 10 MHz 100 MHz 1 GHz 10 GHz<br />
s 66 µm 21 µm 6,6 µm 2,1 µm 0,66 µm<br />
Für die Längsdämpfung ergibt sich hieraus eine Frequenzabhängigkeit<br />
Für die Querdämpfung αG ′ gilt zunächst<br />
1 R<br />
αR ′ =<br />
2<br />
′ √<br />
ω<br />
∝<br />
ZL<br />
ZL<br />
(4.61)<br />
(4.62)<br />
1<br />
αG ′ =<br />
2 G′ ZL = 1<br />
2 ωC′ �<br />
L ′ 1<br />
tanδc =<br />
C ′ 2 β tanδc = 1 ω<br />
2 c tanδc . (4.63)
64 4 Leitungstheorie<br />
Dabei ist tan δc, ebenso wie die Ausbreitungsgeschwindigkeit c, eine Materialeigenschaft des<br />
Dielektrikums [8, 10] und hängt nur vom Material, nicht aber von <strong>der</strong> Geometrie <strong>der</strong> Leitung ab.<br />
Die dielektrische Dämpfung hängt daher nur vom Material des Dielektrikums und von ω ab. Sie<br />
kann nicht durch die Wahl des Wellenwi<strong>der</strong>standes und damit <strong>der</strong> Querschnittsform beeinflusst<br />
werden. Insbeson<strong>der</strong>e hat eine dünne Leitung keine höheren dielektrischen Verluste als eine<br />
dicke mit demselben Dielektrikum.<br />
Bei guten Isolierstoffen sind die ohmschen Verluste deutlich kleiner als die dielektrischen Ver-<br />
luste durch den Verschiebungsstrom. Unter dieser Voraussetzung ist tanδc näherungsweise frequenzunabhängig.<br />
Man erhält dann einen <strong>der</strong> Frequenz direkt proportionalen Querleitbelag αG ′:<br />
αG ′ ∝ ω (4.64)<br />
Dies ist physikalisch auch dadurch zu erklären, dass die dielektrischen Verluste proportional<br />
<strong>der</strong> Häufigkeit (und damit <strong>der</strong> Frequenz) <strong>der</strong> Umpolarisierungsvorgänge innerhalb des Isolier-<br />
materials sind.<br />
Für niedrige Frequenzen wird daher <strong>der</strong> Längswi<strong>der</strong>stand, für hinreichend hohe Frequenzen<br />
<strong>der</strong> Querleitwert den wesentlichen Beitrag zur Leitungsdämpfung liefern. Im doppeltlogarith-<br />
mischen Diagramm (Bild 4.6) erhalten wir dann für beide Anteile Geraden mit <strong>der</strong> Steigung 1/2<br />
bzw. 1 und für die Gesamtdämpfung näherungsweise eine geknickte Gerade.<br />
Die Frequenz, bei <strong>der</strong> Längs- und Querdämpfung übereinstimmen, nennt man Übernahmefre-<br />
quenz f Ü, d.h. Bei <strong>der</strong> Übernahmefrequenz gilt<br />
αR ′(f Ü) = αG ′(f Ü) . (4.65)
4.6 Näherungslösung für Leitungen mit kleinen Verlusten 65<br />
Bild 4.6: Leitungsdämpfung in Abhängigkeit von <strong>der</strong> Frequenz (Beispiel)
66 4 Leitungstheorie<br />
4.7 Strom- und Spannungsverteilung auf einer Leitung<br />
in Abhängigkeit vom Abschlusswi<strong>der</strong>stand<br />
Zur Berechnung des Verlaufs von Strom und Spannung werden zunächst verlustfreie Leitungen<br />
betrachtet. Die Zählrichtungen zur Festlegung <strong>der</strong> Phasenbeziehungen sind in Bild 4.7 darge-<br />
stellt.<br />
Ein wesentliches Merkmal einer Leitung ist, dass sie Energie nur in Form von so genannten<br />
Wellen transportieren kann und dass diese Wellen stets in einem vorgeschriebenen Verhältnis<br />
von Strom und Spannung auftreten, wobei gilt:<br />
UH<br />
IH<br />
= UR<br />
IR<br />
= ZL =<br />
� L ′<br />
C ′<br />
(4.66)<br />
Diese Bedingung ist identisch mit <strong>der</strong> allgemein für fortschreitende Wellen geltenden Bedin-<br />
gung, dass in <strong>der</strong> Welle im zeitlichen Mittel gleichviel Energie im elektrischen Feld und im<br />
magnetischen Feld übertragen wird.<br />
dWe = 1<br />
2 U2 ∆C = 1<br />
2 U2 C ′ dz (4.67)<br />
dWm = 1<br />
2 I2 ∆L = 1<br />
2 I2 L ′ dz (4.68)<br />
Setzt man (4.66) in eine dieser Gleichungen ein, so zeigt sich, dass folgendes gilt:<br />
dWe = dWm<br />
(4.69)<br />
Die von einer Welle transportierte Energie kann am Ende <strong>der</strong> Leitung nur ein solcher Verbrau-<br />
cher aufnehmen, <strong>der</strong> das gleiche Verhältnis U/I = ZL hat.<br />
Bild 4.7: Leitung mit Fehlanpassung
4.7 Strom- und Spannungsverteilung 67<br />
Der Verbraucher muss also ein reeller Wi<strong>der</strong>stand R = ZL sein. Wenn <strong>der</strong> Verbraucher nicht<br />
gleich dem Wellenwi<strong>der</strong>stand <strong>der</strong> Leitung ist, kann er die von <strong>der</strong> Welle angebotene Energie<br />
nicht voll aufnehmen. Hat <strong>der</strong> Verbraucher z.B. einen größeren Wi<strong>der</strong>stand, so kann er bei <strong>der</strong><br />
von <strong>der</strong> Welle angebotenen Spannung U nur den Teil des angebotenen Stromes aufnehmen,<br />
<strong>der</strong> seinem Quotienten U/I = R entspricht. Die vom Verbraucher nicht aufgenommene Ener-<br />
gie läuft auf <strong>der</strong> Leitung als reflektierte Welle zur speisenden Quelle zurück. Man hat somit<br />
auf einer Leitung mit Fehlanpassung, d.h. einem Abschlusswi<strong>der</strong>stand Z(0) �= ZL, zwei sich<br />
überlagernde Wellen. Die komplexe Amplitude <strong>der</strong> reflektierten Spannung UR(z) an einer be-<br />
liebigen Stelle z, setzt sich zusammen aus:<br />
UR(z) = UR(0) ·e −jβz<br />
wobei ϕR die Phase <strong>der</strong> reflektierten Spannung ist.<br />
= |UR(0)|e jϕR e −jβz<br />
(4.70)<br />
Der Lösungsansatz (4.9) für die Wellengleichung stellt den allgemeinsten Wellenzustand auf<br />
einer Leitung dar. Da die Wellengleichung sowohl für Ströme als auch für Spannungen gelöst<br />
werden kann, erhält man folgendes Gleichungspaar (siehe Bild 4.7):<br />
U(z) = UH(z) + UR(z) = UH(0) ·e jβz + UR(0) ·e −jβz<br />
I(z) = IH(z) − IR(z) = IH(0) ·e jβz − IR(0) ·e −jβz<br />
(4.71)<br />
(4.72)<br />
Die Maschengleichung (4.2) kann für den Strom für jede Teilwelle getrennt gelöst werden,<br />
woraus mit (4.4) und (4.19) folgt<br />
IR(z) =<br />
IH(z) =<br />
1<br />
jωL ′<br />
dUR(z)<br />
dz<br />
1<br />
jωL ′<br />
dUH(z)<br />
dz<br />
= jβ 1<br />
jωL ′UR(z) = + UR(z)<br />
ZL<br />
(4.73)<br />
1<br />
= jβ<br />
jωL ′UH(z) = + UH(z)<br />
, (4.74)<br />
Gleichung (4.73) und (4.74) in (4.72) eingesetzt und diese wie<strong>der</strong>um in (4.71) ergibt:<br />
UH(z) = 1<br />
2 (U(z) + ZLI(z)) (4.75)<br />
UR(z) = 1<br />
2 (U(z) − ZLI(z)) (4.76)<br />
Das Verhältnis von rücklaufen<strong>der</strong> Spannung UR zu hinlaufen<strong>der</strong> Spannung UH ergibt den Re-<br />
ZL
68 4 Leitungstheorie<br />
Bild 4.8: Amplitudenverlauf <strong>der</strong> Spannung längs einer Leitung mit reflektierter Welle<br />
flexionsfaktor r. Da ZL = UH/IH bzw. ZL = UR/IR, gilt entsprechendes auch für die Ströme.<br />
r(z) = UR(z)<br />
UH(z)<br />
r(z) = |r(z)| ·e jϕ<br />
= IR(z)<br />
IH(z)<br />
(4.77)<br />
(4.78)<br />
Der Betrag |U(z)| <strong>der</strong> Spannung nach (4.71) längs <strong>der</strong> Leitung zeigt den charakteristischen<br />
Verlauf nach Bild 4.8. Dem UH überlagert sich <strong>der</strong> Einfluss des UR. Es gibt Punkte z, in denen<br />
UR und UH gleichphasig sind und sich zum Maximalwert Umax = |UH| + |UR| addieren. Im<br />
Abstand einer Viertelwellenlänge von diesem Ort hat sich die Phase <strong>der</strong> einen Welle um π/2,<br />
die Phase <strong>der</strong> an<strong>der</strong>en Welle nach (4.70) um −π/2 verschoben. Dort sind also die Spannungen<br />
<strong>der</strong> beiden Wellen gegenphasig und subtrahieren sich zum Minimalwert Umin = | |UH| − |UR| |.<br />
Für den Strom gelten die gleichen Gesetze, also auch die gleichen Kurven wie in Bild 4.8,<br />
jedoch sind die Kurven des Stromes um λ/4 gegen die Kurven <strong>der</strong> Spannung verschoben, weil<br />
zwar nach (4.73) und (4.74) <strong>der</strong> reflektierte Strom IR in Phase mit <strong>der</strong> Spannung UR liegt, sich<br />
aber die Ströme IH und IR subtrahieren, während sich die Spannungen UH und UR addieren.<br />
Die Strommaxima liegen also am Ort <strong>der</strong> Spannungsminima und umgekehrt.<br />
Das Verhältnis <strong>der</strong> maximalen Amplituden zu den minimalen Amplituden von Spannung bzw.<br />
Strom ist <strong>der</strong> Welligkeitsfaktor s, auch Stehwellenverhältnis VSWR (Voltage Standing Wave
4.7 Strom- und Spannungsverteilung 69<br />
Ratio) genannt:<br />
s = VSWR = Umax<br />
Umin<br />
= Imax<br />
Imin<br />
= |UH| + |UR| 1 + |r|<br />
=<br />
||UH| − |UR|| 1 − |r|<br />
Damit wird die Schwankung <strong>der</strong> Spannung und des Stromes längs <strong>der</strong> Leitung beschrieben.<br />
Der Kehrwert 1/s wird Anpassungsfaktor m genannt:<br />
m = 1<br />
s<br />
= Umin<br />
Umax<br />
= Imin<br />
Imax<br />
= 1 − |r|<br />
1 + |r|<br />
(4.79)<br />
(4.80)<br />
Das VSWR kann Werte zwischen 1 und ∞ annehmen, während m nur zwischen 0 und 1 liegen<br />
kann. Betrachtet man als Son<strong>der</strong>fall einen reellen Abschlusswi<strong>der</strong>stand ZV = RV, so ergibt sich<br />
für den Anpassfaktor nach (4.80) mit (4.30)<br />
m = RV + ZL − |RV − ZL|<br />
RV + ZL + |RV − ZL| =<br />
⎧<br />
⎪⎨<br />
⎪⎩<br />
ZL<br />
RV<br />
RV<br />
ZL<br />
für RV > ZV<br />
für RV < ZV<br />
d.h. es gilt RV = 1<br />
m ZL für RV > ZV und RV = m ZL falls RV < ZV ist.<br />
, (4.81)<br />
Da sich Ströme und Spannungen längs <strong>der</strong> Leitung bei Fehlanpassung periodisch än<strong>der</strong>n, durch-<br />
läuft auch die Impedanz, die zu dem jeweiligen Spannungs-/Stromverhältnis U(z)/I(z) gehört,<br />
einen definierten Wertebereich. In Bild 4.9 ist <strong>der</strong> Verlauf von Spannung und Strom qualitativ<br />
dargestellt, wobei an <strong>der</strong> Stelle z = 0 ein reeller Abschluss RV = mZL = 0,5 ZL gewählt<br />
wurde. Die Größe und <strong>der</strong> Phasenwinkel einer am Leitungsende reflektierten Welle hängen<br />
wesentlich davon ab, wie <strong>der</strong> Verbraucher vom Wellenwi<strong>der</strong>stand abweicht, d.h. ob sein Wi-<br />
<strong>der</strong>stand größer o<strong>der</strong> kleiner ist, und ob er eine induktive o<strong>der</strong> eine kapazitive Phase besitzt.<br />
Um die Art <strong>der</strong> Reflexion aus dem komplexen Wi<strong>der</strong>stand Z2 des Verbrauchers berechnen zu<br />
können, und dadurch den Zustand auf <strong>der</strong> Leitung kennen zu lernen, ist es zweckmäßig, (4.71)<br />
und (4.72) für Strom und Spannung unter Verwendung <strong>der</strong> Eulerschen Formel<br />
e ±jβz = cos(βz) ± j sin(βz) (4.82)
70 4 Leitungstheorie<br />
Bild 4.9: Spannung und Strom längs <strong>der</strong> Leitung für m = 0,5, wobei die Leitung mit dem<br />
reellen Wi<strong>der</strong>stand R2 = mZL = 0,5ZL abgeschlossen ist.<br />
umzuformen in (vergleiche auch mit dem allgemeinen Fall in (4.20) und (4.21))<br />
mit dem Strom am Leitungsende<br />
und <strong>der</strong> Spannung am Leitungsende<br />
U(z) = U2 cos(βz) + jI2ZL sin(βz) (4.83)<br />
I(z) = I2 cos(βz) + j U2<br />
sin(βz) (4.84)<br />
ZL<br />
I2 = IH(0) − IR(0) = UH(0) − UR(0)<br />
ZL<br />
U2 = UH(0) + UR(0) = [IH(0) + IR(0)]ZL<br />
(4.85)<br />
(4.86)<br />
Die Gleichungen (4.83) und (4.84) sind die so genannten Vierpolgleichungen <strong>der</strong> verlustfreien<br />
Leitung, in denen <strong>der</strong> Zusammenhang zwischen den Betriebsgrößen am Ende <strong>der</strong> Leitung und<br />
den Betriebsgrößen an einem beliebigen Ort z <strong>der</strong> Leitung dargestellt ist.
4.7 Strom- und Spannungsverteilung 71<br />
Mit dem Verbraucher Z2 = U2/I2 erhält man daraus die so genannten Transformationsglei-<br />
chungen <strong>der</strong> Leitung<br />
U(z) = U2<br />
I(z) = I2<br />
�<br />
cos(βz) + j ZL<br />
Z2<br />
�<br />
cos(βz) + j Z2<br />
ZL<br />
�<br />
sin(βz)<br />
�<br />
sin(βz)<br />
(4.87)<br />
(4.88)<br />
Die Spannung und <strong>der</strong> Strom werden längs <strong>der</strong> Leitung durch die komplexen Klammerfaktoren,<br />
die vom Verhältnis Z2/ZL abhängig sind, transformiert. Daraus ergibt sich durch Division von<br />
(4.87) durch (4.88) <strong>der</strong> Eingangswi<strong>der</strong>stand Z1 einer Leitung <strong>der</strong> Länge l am Ort z = l als<br />
Quotient von U(l) und I(l):<br />
Z1 = U(l)<br />
I(l)<br />
= Z2<br />
1 + j ZL<br />
Z2 tan(βl)<br />
1 + j Z2<br />
ZL tan(βl)<br />
(4.89)<br />
Man erkennt den komplexen Faktor, mit dem <strong>der</strong> Wi<strong>der</strong>stand Z2 durch die Leitung transformiert<br />
wird. Im Grenzfall für l = λ/4 + n ·λ/2 greift man auf (4.87) und (4.88) zurück und erhält mit<br />
cos(βz) = 0 und sin(βz) = 1<br />
Z1 = U(l)<br />
I(l) = Z2 L<br />
Z2<br />
(4.90)<br />
Dieser Fall <strong>der</strong> Leitungslänge von λ/4 wird in <strong>der</strong> Praxis häufig angewandt. Seine Eigenschaften<br />
zur Kompensation von Blindwi<strong>der</strong>ständen werden deshalb in Abschnitt 5.3 ausführlich behan-<br />
delt.
72 4 Leitungstheorie
5 Anwendung von Leitungen bei<br />
höheren Frequenzen<br />
5.1 Impedanztransformation mit Leitungen<br />
5.1.1 Strom- und Spannungsverlauf<br />
Ist die Leitung bei z = 0 mit einer beliebigen Impedanz ZV = Z2 des Verbrauchers, also dem<br />
Reflexionsfaktor r2 = |r2|e jϕ2 , abgeschlossen erhält man aus (4.71) und (4.72) für die Beträge<br />
von Spannung und Strom längs <strong>der</strong> Leitung<br />
|U(z)| = |UH(0) e jβz + r2UH(0) e −jβz | (5.1)<br />
= |UH(0)| · |e jβz | · |1 + r2 e −j2βz | = |UH(0)| · |1 + r2 e −j2βz |<br />
= |UH(0)| · � � 1 + |r2| e j(ϕ2−2βz) � �<br />
|I(z)| = |IH(0) e jβz − r2IH(0) e −jβz |<br />
= |IH(0)| · |e<br />
(5.2)<br />
jβz | · |1 − r2 e −j2βz | = |UH(0)|<br />
· |1 − r2 e<br />
ZL<br />
−j2βz |<br />
= |UH(0)|<br />
ZL<br />
· � � 1 − |r2| e j(ϕ2−2βz) � � .<br />
Damit lassen sich die Orte an denen Spannung und Strom Maximal-, bzw. Minimalwerte an-<br />
nehmen leicht berechenen. Die Spannung wird minimal, wenn sich die hinlaufende und die<br />
rücklaufende Welle destruktiv überlagern, d.h. wenn für den letzten Term in (5.1) gilt:<br />
Spannungsminima: ϕ2 − 2βz = π + n · 2π mit n ∈ Z (5.3)<br />
Entsprechend wird die Spannung maximal falls sich die hin- und rücklaufende Welle <strong>der</strong> Span-<br />
nung konstruktiv überlagern, d.h. wenn gilt:<br />
Spannungsmaxima: ϕ2 − 2βz = n · 2π mit n ∈ Z (5.4)<br />
73
74 5 Anwendung von Leitungen bei höheren Frequenzen<br />
Für die Minima und und Maxima des Stromes gelten wegen des negativen Vorzeichens in (5.3)<br />
genau die umgekehrten Beziehungen, d.h. <strong>der</strong> Strom ist gerade dort minimal wo die Spannung<br />
maximal ist und umgekehrt, also:<br />
und<br />
Stromminima: ϕ2 − 2βz = n · 2π mit n ∈ Z (5.5)<br />
Strommaxima: ϕ2 − 2βz = π + n · 2π mit n ∈ Z (5.6)<br />
Ist die Abschlussimpedanz Z2 = R2 reell, so gilt, falls Z2 < ZL ist, für die Phase des Reflexi-<br />
onsfaktors ϕ2 = π. Für den Fall Z2 < ZL ist die Phase ϕ2 = 0.<br />
Zur Veranschaulichung soll deshalb zunächst <strong>der</strong> Fall des reellen Abschlusswi<strong>der</strong>standes Z2 =<br />
R2 < ZL diskutiert werden. Der allgemeine Fall einer Leitung mit beliebig komplexem Ab-<br />
schluss wird in Abschnitt 5.3 behandelt. Der reelle Abschlusswi<strong>der</strong>stand am Ende <strong>der</strong> Leitung<br />
mit einem Wert R2 < ZL bewirkt gemäß (4.30) einen reellen Reflexionsfaktor r2 am Leitungs-<br />
ende mit r2 < 0, also ϕ2 = π. Für die Orte <strong>der</strong> Spannungsminima ergeben sich daher gemäß<br />
(5.3)<br />
2βzmin = n · 2π n ∈ Z<br />
⇔ zmin = n · λ<br />
2<br />
, (5.7)<br />
d.h. ein Spannungsminimum befindet sich für n = 0 direkt am Leitungsende z = 0 des Verbrau-<br />
chers. Die weiteren Minima wie<strong>der</strong>holen sich auf <strong>der</strong> Leitung dann periodisch in Abständen von<br />
λ/2.<br />
Die Spannungsmaxima ergeben sich auf die gleiche Weise aus (5.4) zu<br />
2βzmax = π + n · 2π n ∈ Z<br />
⇔ zmax = λ λ<br />
+ n ·<br />
4 2<br />
. (5.8)<br />
Der Minimalwert <strong>der</strong> Spannung Umin ergibt sich aus (4.87) für z = zmin und damit<br />
zu<br />
cos(βzmin) = ±1 und sin(βzmin) = 0<br />
Umin = |U2| . (5.9)
5.1 Impedanztransformation mit Leitungen 75<br />
Der Maximalwert Umax folgt für z = zmax und damit<br />
cos(βzmax) = 0 und sin(βzmax) = ±1<br />
aus (4.87), wenn man noch (4.81) berücksichtigt zu<br />
Umax = |U2| ZL<br />
R2<br />
= Umin<br />
ZL<br />
R2<br />
= Umin<br />
Die Amplitude <strong>der</strong> Spannung längs <strong>der</strong> Leitung ist damit nach (4.87)<br />
|U(z)| = Umax<br />
1<br />
m<br />
. (5.10)<br />
�<br />
sin 2 (βz) + (m cos(βz)) 2 (5.11)<br />
Der Maxima des Stromes sind nach (4.88) gegenüber <strong>der</strong> Spannung um λ/4 verschoben<br />
Imax ergibt sich für z = 0 zu<br />
�<br />
|I(z)| = Imax cos2 (βz) + (m sin(βz)) 2 (5.12)<br />
Imin ergibt sich für z = λ/4, also βz = π/2 aus (4.88) zu:<br />
Imin = |I2| R2<br />
Imax = |I2| (5.13)<br />
ZL<br />
= Imax<br />
R2<br />
ZL<br />
= Imax m (5.14)<br />
Da zudem |U2|/|I2| = R2 gilt, folgt aus (5.10) und (5.14) die wichtige Beziehung<br />
Umax<br />
Imax<br />
= Umin<br />
Imin<br />
= ZL . (5.15)<br />
Schreibt man <strong>der</strong> Spannung U2 und dem Strom I2 die Phase 0 zu, so ergibt sich aus <strong>der</strong> Klammer<br />
in Gleichung (4.87) die Phase ϕ <strong>der</strong> Spannung an einem beliebigen Ort z für Z2 = R2 zu<br />
tan ϕ =<br />
Im U(z)<br />
ReU(z)<br />
und die Phase des Stromes ψ aus <strong>der</strong> Klammer in (4.88) zu<br />
tanψ =<br />
Im I(z)<br />
Re I(z)<br />
ZL<br />
= tan(βz) =<br />
R2<br />
1<br />
tan(βz) (5.16)<br />
m<br />
R2<br />
= tan(βz) = m tan(βz) (5.17)<br />
ZL
76 5 Anwendung von Leitungen bei höheren Frequenzen<br />
In Bild 5.1 zeigt die Kurve I den linearen Verlauf <strong>der</strong> Phasen von Strom und Spannung im<br />
angepassten Zustand Z2 = ZL, die Kurve II die Phase <strong>der</strong> Spannung ϕ nach (5.16) und die<br />
Kurve III die Phase des Stromes ψ nach (5.17), jeweils für m = 0,5. Die Kurven IV und V<br />
gelten für Spannung und Strom bei Kurzschluss bzw. Leerlauf (m = 0).<br />
Die Phasen schwanken periodisch um die mittlere Gerade I und zwar um so mehr, je kleiner m<br />
ist. Diese Kurven geben das Anwachsen <strong>der</strong> Phasenwinkel bei konstanter Frequenz mit wach-<br />
sendem Abstand z vom Leitungsende an, aber auch das Anwachsen <strong>der</strong> Phasenwinkel an einem<br />
konstanten Ort z (z.B. Leitungseingang) mit wachsen<strong>der</strong> Frequenz, weil β stets proportional<br />
zur Frequenz ist.<br />
5.1.2 Eingangswi<strong>der</strong>stand und m-Kreis<br />
Für den Eingangswi<strong>der</strong>stand Z1 <strong>der</strong> Leitung ergibt sich aus (4.89) für den Son<strong>der</strong>fall eines<br />
reellen Abschlusswi<strong>der</strong>standes R2 = mZL < ZL am Ort z = l mit β = 2π/λ<br />
Z1 = R1 + jX1 = ZL<br />
mit dem zugehörigen Real- bzw. Imaginärteil<br />
R1 = ZL<br />
m + j tan � �<br />
2πl<br />
λ<br />
1 + j ·mtan � 2πl<br />
λ<br />
m � 1 + tan2 � ��<br />
2πl<br />
λ<br />
1 + m2 tan2 � 2πl<br />
λ<br />
(1 − m<br />
X1 = ZL<br />
2 ) tan � 2πl<br />
λ<br />
1 + m2 tan2 � 2πl<br />
λ<br />
� , (5.18)<br />
� (5.19)<br />
�<br />
� . (5.20)<br />
Diese sehr komplizierte Formel wird in <strong>der</strong> Praxis fast ausschließlich mit Hilfe von Diagram-<br />
men o<strong>der</strong> Rechnern ausgewertet. Die Formel enthält die Parameter m und l/λ. Betrachtet man<br />
m als Konstante und variiert l/λ, so erhält man die Eingangswi<strong>der</strong>stände <strong>der</strong> Leitung bei gleich-<br />
bleibendem Verbraucher R2 und verän<strong>der</strong>tem l/λ, d.h. entwe<strong>der</strong> verän<strong>der</strong>ter Leitungslänge bei<br />
konstanter Frequenz o<strong>der</strong> verän<strong>der</strong>ter Frequenz bei konstanter Leitungslänge. Alle diese Wer-<br />
te Z1 mit gleichem m liegen in <strong>der</strong> komplexen Wi<strong>der</strong>standsebene auf einem Kreis, genannt<br />
m-Kreis. Einen solchen Kreis findet man in Bild 5.2. Er hat die Gleichung<br />
� ZL<br />
2<br />
� ��2 �<br />
1<br />
− m = R1 −<br />
m ZL<br />
� ��2 1<br />
+ m + X<br />
2 m 2 1<br />
Sein Mittelpunkt liegt auf <strong>der</strong> reellen Achse bei ZL<br />
2<br />
(5.21)<br />
�<br />
1<br />
m + m� und sein Radius ist ZL<br />
�<br />
1<br />
2 m − m� .<br />
Die Kreisgleichung (5.21) beweist man am einfachsten dadurch, dass man R1 und X1 aus (5.19)<br />
und (5.20) einsetzt und dann die Identität 0 = 0 erhält.
5.1 Impedanztransformation mit Leitungen 77<br />
Bild 5.1: Phasen von Spannung (I, II, IV) und Strom (I, III, V) längs <strong>der</strong> Leitung<br />
I: m = 1, Anpassung<br />
II,III: m = 1/2<br />
IV, V: m = 0, Kurzschluss bzw. Leerlauf
78 5 Anwendung von Leitungen bei höheren Frequenzen<br />
Der Kreis schneidet die reelle Achse in den Punkten mZL und ZL/m. Wenn man zu gegebenem<br />
Verbraucher R2 den Eingangswi<strong>der</strong>stand Z1 gewinnen will, berechne man zunächst m und kon-<br />
struiere den Kreis. Dann liegt das gesuchte Z1 auf diesem Kreis. Man benötigt weiterhin noch<br />
eine Konstruktion, um bei gegebener Leitungslänge l den Ort des Z1 auf diesem Kreis zu finden.<br />
Hierzu betrachtet man l/λ in (5.24) als Konstante und m als Verän<strong>der</strong>liche. Dann erhält man<br />
die Eingangswi<strong>der</strong>stände <strong>der</strong> Leitung bei gleichbleiben<strong>der</strong> Leitungslänge und gleichbleiben<strong>der</strong><br />
Frequenz, wenn <strong>der</strong> reelle Verbraucher R2 alle Werte zwischen 0 und ZL annimmt. Alle diese<br />
Punkte Z1 liegen in <strong>der</strong> komplexen Wi<strong>der</strong>standsebene auf einem Kreis, genannt l/λ-Kreis; ein<br />
Beispiel findet man in Bild 5.2. Der Kreis hat die Gleichung:<br />
�<br />
ZL<br />
sin � 4πl<br />
λ<br />
�<br />
� 2<br />
= R 2 1 +<br />
�<br />
X1 + ZL cot<br />
� ��2 4πl<br />
λ<br />
(5.22)<br />
Alle l/λ-Kreise gehen durch den Punkt ZL <strong>der</strong> rellen Achse. Zu gegebener Leitungslänge l und<br />
gegebener Wellenlänge λ berechnet man l/λ und zeichnet den l/λ-Kreis. Der gesuchte Ein-<br />
gangswi<strong>der</strong>stand Z1 ist in Bild 5.2 <strong>der</strong> Schnitt des zu R2 gehörigen m-Kreises und des zur Lei-<br />
tungslänge gehörenden l/λ-Kreises. Es gibt zwei Schnittpunkte dieser Kreise. Es ist <strong>der</strong>jenige<br />
Schnittpunkt richtig, bei dem zwischen Verbraucher R2 = mZL und dem Eingangswi<strong>der</strong>stand<br />
Z1 nach <strong>der</strong> im Bild 5.2 gegebenen Konstruktion <strong>der</strong> Winkel 4π ·l/λ liegt. Ein gegebener Ver-<br />
braucher R2 wird durch die vorgeschaltete Leitung auf seinem m-Kreis im Uhrzeigersinn bis zu<br />
dem betreffenden l/λ-Kreis so verschoben, dass sich im Punkt ZL <strong>der</strong> Drehwinkel 4π · l/λ zwi-<br />
schen den l/λ-Kreisen bildet (Transformationsweg in Bild 5.2). Jedes Leitungsstück <strong>der</strong> Länge<br />
λ/2 ergibt einen vollen Umlauf auf dem m-Kreis. Transformierend wirkt bei einer solchen Lei-<br />
tung also stets nur die überschüssige Länge l − nλ/2.<br />
Da das Konstruieren <strong>der</strong> Kreise des Bildes 5.2 im Allgemeinen zu umständlich ist, ist es üblich,<br />
mit normierten Kreisdiagrammen zu arbeiten. Ein solches Kreisdiagramm verwendet relati-<br />
ve Wi<strong>der</strong>stände Z1/ZL. Der Wellenwi<strong>der</strong>stand ZL ergibt den relativen Punkt 1 auf <strong>der</strong> reellen<br />
Achse. Die Kreise (5.21) und (5.22) haben im relativen Diagramm die Gleichungen<br />
� � ��2 1 1<br />
− m<br />
2 m<br />
�<br />
1<br />
sin � 4πl<br />
λ<br />
�<br />
� 2<br />
=<br />
=<br />
� R1<br />
ZL<br />
� R1<br />
ZL<br />
− 1<br />
� ��2 1<br />
+ m +<br />
2 m<br />
�2 +<br />
� X1<br />
ZL<br />
+ cot<br />
� X1<br />
ZL<br />
� ��2 4πl<br />
λ<br />
� 2<br />
(5.23)<br />
. (5.24)<br />
Diese Kreise sind für m-Werte üblicherweise in Abständen von 0,1 und für l/λ-Werte in Ab-<br />
ständen von 0,01 gezeichnet. Ein solches Diagramm wird als Leitungsdiagramm 1.Art o<strong>der</strong> als
5.1 Impedanztransformation mit Leitungen 79<br />
Bild 5.2: m-Kreis und Transformation reeller Wi<strong>der</strong>stände R2 = mZL<br />
Buschbeck-Diagramm bezeichnet. In <strong>der</strong> Praxis finden diese Diagramme aber keine Verwen-<br />
dung mehr, son<strong>der</strong>n man bedient sich <strong>der</strong> sogenannten Smith-Diagramme, die in Abschnitt 5.2<br />
vorgestellt werden.<br />
5.1.3 Eingangsleitwert einer Schaltung<br />
Der Eingangsleitwert Y1 ergibt sich als Quotient des Stromes I aus (4.88) und <strong>der</strong> Spannung U<br />
aus (4.87) für z = l, sofern man Zähler und Nenner zuvor durch cos(βz) geteilt hat, als<br />
Y2 = I2<br />
U2<br />
= 1<br />
Z2<br />
Y1 = I(l)<br />
U(l)<br />
1 + j<br />
= Y2<br />
1<br />
Y2ZL tan(βl)<br />
1 + jY2ZL tan(βl)<br />
(5.25)<br />
ist <strong>der</strong> Leitwert des Verbrauchers bei z = 0. Es besteht eine formale Ähnlich-<br />
keit mit <strong>der</strong> Wi<strong>der</strong>standsformel (4.89), die noch deutlicher wird, wenn man (5.25) für normierte<br />
Leitwerte schreibt. YL = 1 ist <strong>der</strong> reziproke Wellenwi<strong>der</strong>stand, welcher Wellenleitwert ge-<br />
ZL<br />
nannt wird. Y<br />
ist <strong>der</strong> normierte Leitwert. Aus (5.25) folgt:<br />
YL<br />
Y1<br />
YL<br />
= I(l)<br />
U(l)<br />
= Y2<br />
YL<br />
1 + j YL<br />
Y2 tan(βl)<br />
1 + j Y2<br />
YL tan(βl)<br />
(5.26)
80 5 Anwendung von Leitungen bei höheren Frequenzen<br />
Bild 5.3: Übergang von normierten Wi<strong>der</strong>ständen zu normierten Leitwerten<br />
Gleichung (4.89) und (5.25) sind für normierte Werte formal völlig identisch. Man kann daher<br />
ein Buschbeck-Diagramm unverän<strong>der</strong>t für normierte Leitwerte verwenden.<br />
Ein weiterer wichtiger Zusammenhang zwischen dem normierten Leitwert Y/YL an einer belie-<br />
bigen Stelle <strong>der</strong> Leitung und <strong>der</strong> zugehörigen normierten Impedanz Z/ZL soll anhand von Bild<br />
5.3 veranschaulicht werden.<br />
Ein m-Kreis und ein l/λ-Kreis haben stets zwei Schnittpunkte, <strong>der</strong>en komplexe Impedanzen<br />
Z1/ZL und Z2/ZL auf <strong>der</strong> Leitung durch ein Leitungsstück <strong>der</strong> Länge λ/4 getrennt sind. Für<br />
ein solches Leitungsstück gilt nach (4.90) die Beziehung<br />
Z1<br />
ZL<br />
= ZL<br />
Z2<br />
, (5.27)<br />
d.h. die normierten Impedanzen sind reziprok zueinan<strong>der</strong>. Diese Reziprozität führt dazu, dass<br />
<strong>der</strong> zweite Schnittpunkt eines l/λ-Kreises mit einem m-Kreis den normierten Leitwert<br />
Y<br />
YL<br />
= Y ·ZL = 1<br />
Z/ZL<br />
= ZL<br />
Z<br />
(5.28)<br />
darstellt, <strong>der</strong> zu <strong>der</strong> normierten Impedanz Z/ZL des ersten Schnittpunktes gehört. Wenn man<br />
also im Leitungsdiagramm von Wi<strong>der</strong>ständen zu Leitwerten übergehen will, so bewegt man sich<br />
von dem jeweils erreichten Z/ZL zu dem 2. Schnittpunkt <strong>der</strong> zugehörigen Diagrammkreise.
5.2 Das Smith-Diagramm 81<br />
In <strong>der</strong> Praxis ist die Angabe des Wellenleitwertes einer Leitung eher unüblich. Für den bezoge-<br />
nen komplexen Leitwert Y/YL schreibt man daher bevorzugt Y ZL.<br />
5.2 Das Smith-Diagramm<br />
5.2.1 Konforme Abbildung in die r-Ebene<br />
Das Wi<strong>der</strong>standsdiagramm nach Bild 5.2 wird für Impedanzen Z mit großem Real- o<strong>der</strong> Ima-<br />
ginärteil schwer handhabbar, da das Diagramm in seiner Ausdehnung nicht begrenzt ist. Es ist<br />
daher nur zur Transformation von Wi<strong>der</strong>ständen o<strong>der</strong> Leitwerten geeignet, die in <strong>der</strong> Umgebung<br />
des Anpasspunktes liegen.<br />
Gesucht ist daher eine konforme Abbildung mit einer gebrochen linearen Funktion <strong>der</strong> Form<br />
w(z) =<br />
a ·z + b<br />
c ·z + d<br />
(5.29)<br />
mit <strong>der</strong> es gelingt, den gesamten Bereich <strong>der</strong> komplexen Wi<strong>der</strong>standshalbebene in einen Kreis<br />
abzubilden. Da alle Kurven des Wi<strong>der</strong>standsdiagramms stetig sind, ist eine eindeutige Abbil-<br />
dung möglich.<br />
Eine solche Funktion erhält man über die Definition des komplexen Reflexionsfaktors nach<br />
(4.77). Setzt man hier (4.75) und (4.76) ein und dividiert durch den Strom I(z), so erhält man<br />
die Abbildungsvorschrift (vergleiche auch (4.27))<br />
bzw.<br />
r(z) =<br />
Z(z) − ZL<br />
Z(z) + ZL<br />
= UR(z)<br />
UH(z) =<br />
Z(z)<br />
ZL<br />
= 1 + r(z)<br />
1<br />
2<br />
1<br />
2<br />
1 − r(z)<br />
(U(z) − ZLI(z))<br />
(U(z) + ZLI(z))<br />
� �� �<br />
(4.75),(4.76)<br />
(5.30)<br />
(5.31)<br />
Sie definiert den Übergang von <strong>der</strong> Wi<strong>der</strong>standsebene in die Reflexionsfaktorebene (r-Ebene)<br />
und zurück. Entsprechend gilt auch für die Leitwertebene<br />
bzw.<br />
r(z) =<br />
Y (z) ·ZL =<br />
1 − Y (z) ·ZL<br />
1 + Y (z) · ZL<br />
1 − r(z)<br />
1 + r(z)<br />
(5.32)<br />
(5.33)
82 5 Anwendung von Leitungen bei höheren Frequenzen<br />
Für die konforme Abbildung nach (5.30) bzw. (5.32) gelten nach <strong>der</strong> Funktionentheorie folgen-<br />
de Regeln:<br />
• Winkeltreue im Kleinen (Schnittwinkel <strong>der</strong> Kurven bleiben erhalten)<br />
• Kreistreue (Kreise werden auf Kreise abgebildet)<br />
• Geraden sind als Kreise durch das Unendliche anzusehen<br />
• Orientierungstreue (Umlaufsinn bleibt erhalten)<br />
Diese Regeln sind sehr hilfreich, wenn Kurven o<strong>der</strong> Gebiete aus dem Wi<strong>der</strong>stands- o<strong>der</strong> Leit-<br />
wertdiagramm in das Kreisdiagramm, o<strong>der</strong> umgekehrt, abgebildet werden sollen. Zur Veran-<br />
schaulichung ist in Bild 5.4 <strong>der</strong> Übergang verschiedener Kurvenscharen von <strong>der</strong> Wi<strong>der</strong>stand-<br />
sebene bzw. <strong>der</strong> Leitwertebene in das Kreisdiagramm dargestellt.<br />
Wir betrachten nun einige dieser Übergänge am Beispiel <strong>der</strong> Wi<strong>der</strong>standsebene. Alle Linien,<br />
welche in <strong>der</strong> Wi<strong>der</strong>standsebene nach Unendlich ( |Z|<br />
→ ∞) gehen, laufen in <strong>der</strong> r-Ebene durch<br />
den Punkt r = 1. Alle Linien, die durch den Nullpunkt des Wi<strong>der</strong>standsdiagramms führen,<br />
laufen in <strong>der</strong> r-Ebene durch den Punkt r = −1.<br />
Charakteristisch für die r-Ebene ist, dass sowohl die Abbildung <strong>der</strong> Geraden R = konst. und<br />
X = konst., wie auch die <strong>der</strong> Kreise mit G = konst. und B = konst. des Wi<strong>der</strong>standsdia-<br />
gramms immer auf Kreise o<strong>der</strong> Teilkreise führt (vgl. Bild 5.4; in horizontaler Richtung sind<br />
immer gleiche Linien entsprechend in den unterschiedlichen Diagrammen dargestellt).<br />
Bemerkenswert und für die Praxis relevant ist, dass die Abbildung des Koordinatennetzes <strong>der</strong><br />
Wi<strong>der</strong>stands- und Leitwertebene im r-Diagramm zu punktsymmetrischen Darstellungen führt<br />
(vgl. Bild 5.4 links, 5.4 - 5.4 Mitte, 5.4 rechts sowie 5.4 links, 5.4 - 5.4 Mitte, 5.4 rechts).<br />
Aufgrund <strong>der</strong> Abbildungsvorschrift nach (5.30) liegen komplexe Wi<strong>der</strong>stände mit induktivem<br />
bzw. kapazitiven Blindanteil im oberen bzw. unteren Halbkreis des r-Diagramms.<br />
Zur Arbeitsvereinfachung sind fertige Diagrammvorlagen in den zwei Ausführungen erhältlich,<br />
welche Smith-Diagramm (SD) genannt werden (siehe Anhang C). Es ist jene das SD in Wi<strong>der</strong>-<br />
standsform, in dem R = konst.- und X = konst.-Kreise für verschiedene Werte von R/ZL<br />
und X/ZL eingetragen sind, die an<strong>der</strong>e das SD in Leitwertform, welches G = konst.- und<br />
B = konst.- Kreise für verschiedene Werte von GZL und BZL enthält. Um eine universelle<br />
Anwendbarkeit zu gewährleisten, sind in den Smith-Diagrammen alle Werte normiert auf einen<br />
Bezugswi<strong>der</strong>stand eingetragen. Man beachte jedoch, dass es sich bei den beiden Diagrammen<br />
um ein und dieselbe Reflexionsfaktorebene handelt, in welche nur verschiedene Kurven einge-<br />
zeichnet sind.<br />
In folgen<strong>der</strong> Übersicht sind die wichtigsten Punkte und Linien des r-Diagramms, die sich aus<br />
(5.30) ergeben, zusammengestellt.<br />
ZL
5.2 Das Smith-Diagramm 83<br />
Bild 5.4: Konforme Abbildung des Wi<strong>der</strong>stands- und Leitwertdiagramms in das Kreisdiagramm
84 5 Anwendung von Leitungen bei höheren Frequenzen<br />
Bild 5.5: Smith-Diagramm in Wi<strong>der</strong>standsform<br />
Z/ZL = 0 Kurzschluss r = −1 ϕ = π l/λ = 0<br />
Z/ZL = ∞ Leerlauf r = +1 ϕ = 0 l/λ = 0,25<br />
Z/ZL = 1 Anpassung r = 0 ϕ = – l/λ = –<br />
Z/ZL = j – r = j ϕ = π/2 l/λ = 0,125<br />
Z/ZL = −j – r = −j ϕ = 3π/2 l/λ = 0,375<br />
ϕ ist <strong>der</strong> Phasenwinkel des komplexen Reflexionsfaktors nach <strong>der</strong> Definition<br />
r = |r|e jϕ<br />
Die Bedeutung <strong>der</strong> Größe l/λ wird in Abschnitt 5.2.2 erläutert.<br />
. (5.34)<br />
In Anlehnung an (4.80) werden die Kreise |r| = konst. vielfach auch als m-Kreise bezeichnet,<br />
da je<strong>der</strong> Kreis |r| < 1 aufgrund <strong>der</strong> Abbildungsvorschrift<br />
|r| =<br />
1 − m<br />
1 + m<br />
(5.35)<br />
eindeutig durch einen m-Wert beschrieben ist. Das heißt, alle Werte Z1, die eine Impedanz<br />
Z durch Vorschalten einer verlustfreien Leitung annehmen kann, liegen auf einem Kreis
5.2 Das Smith-Diagramm 85<br />
Bild 5.6: Smith-Diagramm in Leitwertform<br />
|r| = konst. (vgl. Abschnitt 5.3). Da <strong>der</strong> m-Wert die Anpassverhältnisse speziell auf Leitungen<br />
beschreiben soll und längs verlustfreier Leitungen konstant bleibt, kann mittels<br />
m = Rmin<br />
ZL<br />
= GmaxZL<br />
(5.36)<br />
<strong>der</strong> zu einem |r| = konst. Kreis gehörende m-Wert direkt aus dem Schnittpunkt des Kreises<br />
mit <strong>der</strong> reellen Achse bei Rmin/ZL bzw. GmaxZL abgelesen werden (Bil<strong>der</strong> 5.5 und 5.6).<br />
Entsprechende Überlegungen können auch für das SD in Leitwertform nach (5.32) durchgeführt<br />
werden. Nachfolgend sind wie<strong>der</strong>um die wichtigsten Punkte und Linien zusammengefasst.<br />
Y ZL = ∞ Kurzschluss r = −1 ϕ = π l/λ = 0<br />
Y ZL = 0 Leerlauf r = +1 ϕ = 0 l/λ = 0,25<br />
Y ZL = 1 Anpassung r = 0 ϕ = – l/λ = –<br />
Y ZL = −j – r = j ϕ = π/2 l/λ = 0,125<br />
Y ZL = j – r = −j ϕ = 3π/2 l/λ = 0,375<br />
Die positive reelle Halbachse <strong>der</strong> Wi<strong>der</strong>stands- bzw. Leitwertebene [0,∞] wird auf das Intervall<br />
[−1, + 1] <strong>der</strong> r-Ebene abgebildet.
86 5 Anwendung von Leitungen bei höheren Frequenzen<br />
5.2.2 Anwendung des Smithdiagramms zur<br />
Leitungstransformation<br />
Im Smithdiagramm können alle bisher gezeigten Transformationen wie<br />
• Serienschaltungen von Blindelementen<br />
• Parallelschaltungen von Blindelementen<br />
• Serien- / Parallelschaltungen von Wirkelementen<br />
• Transformationen mit Leitungen<br />
einfacher ausgeführt werden. Speziell die in <strong>der</strong> Mikrowellentechnik zumeist eingesetzte Lei-<br />
tungstransformation wird durch diese Darstellung stark vereinfacht. Grund dafür ist, dass im<br />
Gegensatz zu dem Diagramm in Bild 5.2 die m = konst. Kreise im r-Diagramm konzentrisch<br />
sind, und die Linien l/λ durch Geraden ausgehend vom Mittelpunkt r = 0 (auch Anpasspunkt<br />
genannt) dargestellt werden. So ergibt es sich, dass gleiche Längenän<strong>der</strong>ungen ∆l/λ immer zu<br />
gleichen Winkelän<strong>der</strong>ungen ∆ϕ zwischen den l/λ = konst. Geraden führen.<br />
Für die Arbeit mit dem Smith-Diagramm bedeutet dies, dass eine Längenän<strong>der</strong>ung l/λ einer<br />
verlustlosen Leitung einer Drehung des Reflexionsfaktors r (dabei |r| = konst.) um den Punkt<br />
r = 0 entspricht. Dabei ist zu beachten, dass l/λ im Smith-Diagramm immer kleiner als 0,5 ist,<br />
da ein voller Umlauf von 360 ◦ einer Leitungslänge von l/λ = 0,5 entspricht. Daraus folgt, dass<br />
alle ganzzahligen Vielfachen von 0,5 unberücksichtigt bleiben.<br />
Gemäß Abschnitt 5.1.1 ist <strong>der</strong> komplexe Reflexionsfaktor definiert als das Verhältnis zwischen<br />
hin- und rücklaufen<strong>der</strong> Spannungsamplitude<br />
r(z) = UR(z)<br />
UH(z)<br />
. (5.37)<br />
Die rücklaufende Spannung UR(l) am Ort z = l ergibt sich aus Bild 4.7 und (4.70) aus <strong>der</strong><br />
rücklaufenden Spannung am Ort z = 0 durch<br />
UR(l) = UR(0) e −jβl<br />
Analog ergibt sich die hinlaufende Spannung am Ort l zu<br />
UH(l) = UH(0) e jβl<br />
. (5.38)<br />
. (5.39)
5.2 Das Smith-Diagramm 87<br />
Bild 5.7: Transformation des Reflexionsfaktors<br />
und damit <strong>der</strong> Reflexionsfaktor an <strong>der</strong> Stelle z = l zu<br />
bzw. zu<br />
r(l) = UR(0)<br />
UH(0) e−2jβl<br />
r1 = r0 e −2jβl<br />
(5.40)<br />
. (5.41)<br />
Hierbei ist r0 <strong>der</strong> Reflexionsfaktor an <strong>der</strong> Stelle z = 0, <strong>der</strong> durch eine Impedanz Z(0) als<br />
Abschluss einer Leitung nach Bild 5.7 erzeugt wird, und r1 <strong>der</strong> Reflexionsfaktor am Eingang<br />
<strong>der</strong> Leitung bei z = l.<br />
Man erkennt aus dem r-Diagramm, dass sich <strong>der</strong> Betrag des Reflexionsfaktors |r| eines beliebi-<br />
gen komplexen Wi<strong>der</strong>standes also durch Vorschalten einer ungedämpften Leitung nicht än<strong>der</strong>t.<br />
Die Phase dreht innerhalb einer Wellenlänge zweimal vollständig über 360 ◦ durch. Die Leitung<br />
wird dabei zweimal durchlaufen, einmal von <strong>der</strong> hin- und einmal von <strong>der</strong> rücklaufenden Welle.<br />
Aufgrund des negativen Vorzeichens <strong>der</strong> Phase in (5.41) dreht <strong>der</strong> Reflexionsfaktor ausgehend
88 5 Anwendung von Leitungen bei höheren Frequenzen<br />
Bild 5.8: Normierter Wi<strong>der</strong>stand und normierter Leitwert im Smithdiagramm<br />
von r0 für ansteigende Leitungslängen in mathematisch negativer Richtung weg (zum Generator<br />
im Uhrzeigersinn).<br />
Mit Gleichung (5.34) gilt außerdem<br />
r1 = |r1| e jϕ1 = |r0| ·e j(ϕ0+∆ϕ)<br />
(5.42)<br />
Somit lässt sich eine Beziehung zwischen dem Drehwinkel ∆ϕ um den Ursprung des r-<br />
Diagramms und <strong>der</strong> daraus abzuleitenden Längenän<strong>der</strong>ung einer Leitung ∆l formulieren durch<br />
∆ϕ = − 4π∆l<br />
λ<br />
(∆ϕ ist negativ für Drehung im Uhrzeigersinn.)<br />
. (5.43)<br />
Da <strong>der</strong> Winkel <strong>der</strong> durch die Leitung verursachten Phasendrehung proportional l/λ ist, wird<br />
vielfach am Außenkreis des Smithdiagramms eine normierte Skala in l/λ angebracht (siehe<br />
Anhang C).<br />
Anzumerken ist schließlich, dass sämtliche vorausgegangenen Überlegungen nicht nur für eine<br />
Leitungstransformation bei gegebener Frequenz gelten, son<strong>der</strong>n ebenso für eine Än<strong>der</strong>ung <strong>der</strong><br />
Frequenz bei fester Leitungslänge.<br />
Da die l/λ-Kreise <strong>der</strong> Leitungsdiagramme bzw. Schmidt-Buschbeck Diagramme (vgl. Ab-<br />
schnitt 5.1.2) im Smith-Diagramm Geraden durch den Anpasspunkt darstellen, ergibt sich dort<br />
<strong>der</strong> normierte Leitwert aus dem normierten Wi<strong>der</strong>stand einfach durch Spiegelung am Anpas-<br />
spunkt Z/ZL = 1 (Bild 5.8). Dies entspricht gerade einer Drehung um λ/4, also um 180 ◦ .
5.2 Das Smith-Diagramm 89<br />
Bild 5.9: Serienschaltung konzentrierter Elemente im SD (Wi<strong>der</strong>standsform)<br />
Der Zusammenhang wird auch aus (4.89) ersichtlich. Setzt man für das Leitungsstück l = λ/4<br />
ein, erhält man ebenfalls Bild 5.8.<br />
5.2.3 Die Transformation durch Serien- o<strong>der</strong> Parallelschaltung<br />
Die allgemeine Transformation einer Impedanz von einem komplexen Wert auf einen belie-<br />
bigen an<strong>der</strong>en erfor<strong>der</strong>t zusätzlich zu <strong>der</strong> Transformation durch ein in Kette geschaltetes Lei-<br />
tungsstück die Serien- o<strong>der</strong> Parallelschaltung einer Impedanz. Dabei arbeitet man bei <strong>der</strong> Seri-<br />
enschaltung zweckmäßigerweise mit <strong>der</strong> Wi<strong>der</strong>standsform des Smith-Diagramms, bei <strong>der</strong> Par-<br />
allelschaltung mit <strong>der</strong> Leitwertform. Schaltet man zu <strong>der</strong> normierten Impedanz Z/ZL bzw. Ad-<br />
mittanz Y ZL ein Element ∆Z/ZL bzw. Y ZL in Serie bzw. parallel, so ergeben sich folgende<br />
Transformationswege im Smith-Diagramm:<br />
Serienschaltung<br />
• Serienschaltung eines Wirkwi<strong>der</strong>standes (einer Resistanz):<br />
Die Impedanzän<strong>der</strong>ung erfolgt auf einer Ortskurve X/ZL = konst. des Smith-<br />
Diagramms in Wi<strong>der</strong>standsform.<br />
• Serienschaltung eines Blindwi<strong>der</strong>standes (einer Reaktanz):<br />
Die Impedanzän<strong>der</strong>ung erfolgt auf einer Ortskurve R/ZL = konst. des Smith-<br />
Diagramms in Wi<strong>der</strong>standsform.<br />
Parallelschaltung<br />
• Parallelschaltung eines Wirkleitwerts (einer Konduktanz):<br />
Die Admittanzän<strong>der</strong>ung erfolgt auf einer Ortskurve BZL = konst. des Smith-Diagramms
90 5 Anwendung von Leitungen bei höheren Frequenzen<br />
Bild 5.10: Parallelschaltung konzentrierter Elemente im SD (Leitwertform)<br />
in Leitwertform.<br />
• Parallelschaltung eines Blindleitwerts (einer Suszeptanz):<br />
Die Admittanzän<strong>der</strong>ung erfolgt auf einer Ortskurve GZL = konst. des Smith-Diagramms<br />
in Leitwertform.<br />
Praktische Bedeutung für Transformationsaufgaben besitzt vor allem die Parallelschaltung von<br />
Blindleitwerten, da diese durch Leitungsstücke dargestellt werden können, die <strong>der</strong> Hauptleitung<br />
parallelgeschaltet werden.<br />
Durch Kombination <strong>der</strong> beiden geschil<strong>der</strong>ten Transformationsarten, d.h. <strong>der</strong> Leitungstransfor-<br />
mation mit einer in Kette geschalteten Leitung und <strong>der</strong> Serien- o<strong>der</strong> Parallelschaltung von Blind-<br />
wi<strong>der</strong>ständen bzw. Leitwerten ist von einem beliebigen Punkt ausgehend je<strong>der</strong> an<strong>der</strong>e Punkt <strong>der</strong><br />
komplexen Ebene erreichbar.<br />
Diese Zusammenhänge benutzt man unter an<strong>der</strong>em zur Leistungsanpassung einer Impedanz Z<br />
an den reellen Wellenwi<strong>der</strong>stand ZL einer Leitung, d.h. um die komplexe Impedanz Z in den<br />
Punkt Z/ZL zu überführen.<br />
5.3 Leitungstransformation<br />
5.3.1 Leitung mit beliebig komplexem Abschluss<br />
Nach Bild 5.11(a) kann man sich jeden komplexen Verbraucher Z2 als Kombination eines re-<br />
ellen Wi<strong>der</strong>stands mZL mit einer ihm vorgeschalteten Leitung des Wellenwi<strong>der</strong>stands ZL und<br />
<strong>der</strong> Länge l2 denken. Dabei ist m <strong>der</strong> Parameter des durch Z2 gehenden m-Kreises. l2 kann aus<br />
dem Parameter l2/λ des durch Z2 gehenden l/λ-Kreises berechnet werden.<br />
Die Transformation eines beliebig komplexen Verbrauchers Z2 über eine Leitung <strong>der</strong> Länge l1
5.3 Leitungstransformation 91<br />
(a) Buschbeckdiagramm (b) Smithdiagramm<br />
(c) Leitung<br />
Bild 5.11: Transformation komplexer Wi<strong>der</strong>stände
92 5 Anwendung von Leitungen bei höheren Frequenzen<br />
Bild 5.12: Spannung und Strom längs einer Leitung für m = 0,5<br />
a) bei reellem Abschluss R2 = mZL < ZL<br />
b) bei komplexem Abschluss mit induktiver Phase<br />
c) bei reellem Abschluss R2 = ZL/m > ZL<br />
d) bei komplexem Abschluss mit kapazitiver Phase
5.3 Leitungstransformation 93<br />
ist also nach Bild 5.11 identisch mit <strong>der</strong> Transformation eines reellen Verbrauchers mZL über<br />
eine Leitung <strong>der</strong> Länge l2 + l1. Je<strong>der</strong> Verbraucher wird nach Bild 5.11(a) durch eine Leitung<br />
auf seinem m-Kreis im Uhrzeigersinn verschoben. Der Parameter l2/λ ist <strong>der</strong> Parameter des<br />
l/λ-Kreises, auf dem in Bild 5.11(a) das gegebene Z2 liegt bzw. auf dem im normierten Smith-<br />
Diagramm des Bildes 5.11(b) das normierte Z2/ZL liegt. Der gesuchte Eingangswi<strong>der</strong>stand<br />
Z1 liegt in Bild 5.11(a) bzw. Z1/ZL in Bild 5.11(b) auf dem l/λ-Kreis mit dem Parameter<br />
l2/λ + l1/λ.<br />
Bild 5.12 gibt einen Überblick über die Größe des l2. Wenn Z2 eine induktive Phase hat, also<br />
oberhalb <strong>der</strong> reellen Achse liegt, ist l2/λ < 0,25 bzw. l2 < λ/4. Wenn Z2 zwar reell, aber<br />
größer als ZL ist, liegt Z2 rechts von ZL auf <strong>der</strong> reellen Achse, und es ist l2/λ = 0,25, also<br />
l2 = λ/4. Wenn Z2 eine kapazitive Phase hat, also unterhalb <strong>der</strong> reellen Achse liegt, ist 0,25 <<br />
l2/λ < 0,5 und λ/4 < l2 < λ/2. Strom und Spannung auf einer mit beliebig komplexem Z2<br />
abgeschlossenen Leitung verlaufen nach den gleichen Kurven wie auf einer um l2 längeren mit<br />
R2 < ZL abgeschlossenen Leitung nach Bild 5.12 oben. Es ist lediglich <strong>der</strong> Anfangspunkt <strong>der</strong><br />
Kurven um l2 verschoben, wie dies in Bild 5.12 angedeutet ist.<br />
Selbstverständlich kann obige Transformation nicht nur im Wi<strong>der</strong>standsdiagramm nach Bild<br />
5.11(a), son<strong>der</strong>n auch im Smith-Diagramm, wie in Bild 5.11(b) dargestellt, durchgeführt wer-<br />
den.<br />
5.3.2 Spezielle Fälle <strong>der</strong> Transformation mit Leitungen<br />
λ/4-Transformation reeller Wi<strong>der</strong>stände<br />
Ein reeller Verbraucher R2 wird durch eine vorgeschaltete λ/4-Leitung in den reellen Eingangs-<br />
wi<strong>der</strong>stand R1 transformiert wie in Bild 5.13 dargestellt. Der Wellenwi<strong>der</strong>stand <strong>der</strong> Leitung<br />
folgt aus (4.90) zu<br />
wobei <strong>der</strong> m-Kreis durch<br />
definiert ist.<br />
ZL = � R1R2 , (5.44)<br />
R2<br />
ZL<br />
= m = ZL<br />
R1<br />
(5.45)<br />
Ein solcher sog. λ/4-Transformator wird häufig benutzt, um zwei Leitungen mit verschiedenen<br />
Wellenwi<strong>der</strong>ständen ZL1 �= ZL2 aneinan<strong>der</strong> anzupassen. Der Nachteil dieser Schaltung ist ihre<br />
Schmalbandigkeit, da die λ/4-Bedingung nur für eine Frequenz erfüllt ist.
94 5 Anwendung von Leitungen bei höheren Frequenzen<br />
Bild 5.13: λ/4-Transformation reeller Wi<strong>der</strong>stände<br />
Anpassung durch einen Parallelblindwi<strong>der</strong>stand<br />
Man kann Leitungen auch mit Blindwi<strong>der</strong>ständen kombinieren und auf diese Weise zahlreiche<br />
weitere Schaltungen erhalten. Eine bekannte Anwendung ist die Anpassungsschaltung aus Bild<br />
5.14.<br />
Ein beliebig komplexer Verbraucher Z2 soll in den reellen Wi<strong>der</strong>stand ZL transformiert werden,<br />
<strong>der</strong> gleich dem Wellenwi<strong>der</strong>stand <strong>der</strong> vorgeschalteten Leitung ist. Diese Aufgabe soll im Wi-<br />
<strong>der</strong>standsdiagramm für normierte Wi<strong>der</strong>stände Z/ZL durchgeführt werden. Die Leitung trans-<br />
formiert das gegebene Z2/ZL auf seinem m-Kreis im Uhrzeigersinn und zwar — bei noch frei<br />
verfügbarer Leitungslänge — in jeden Punkt dieses Kreises.<br />
In Bild 5.14 unten ist ferner <strong>der</strong> durch 1 laufende Kreis konstanten Wirkleitwerts (G = konst.)<br />
dargestellt. Z1/ZL und Z ∗ 1 /ZL sind die Schnittpunkte <strong>der</strong> beiden Kreise. Man transformiert das<br />
gegebene Z2/ZL über eine Leitung <strong>der</strong> Länge l nach Z1/ZL. Die hierfür erfor<strong>der</strong>liche Länge<br />
l gewinnt man aus dem Parameter l/λ = l1/λ − l2/λ des l/λ-Kreises durch Z1/ZL und aus<br />
dem Parameter l2/λ des l/λ Kreises durch Z2/ZL. Das Z1/ZL kann man auf dem Kreis G =<br />
konst. durch eine ParallelinduktivitätL in den gewünschten Punkt 1 transformieren. Den hierfür<br />
erfor<strong>der</strong>lichen Blindwi<strong>der</strong>stand Xp = ωL kann man aus (3.12) berechnen.<br />
∆XL = −X1<br />
2 |Z1|<br />
ωL =<br />
−X1<br />
= R2 1 + X2 1<br />
−X1<br />
(5.46)
5.3 Leitungstransformation 95<br />
Bild 5.14: Anpassung durch einen Querblindwi<strong>der</strong>stand
96 5 Anwendung von Leitungen bei höheren Frequenzen<br />
Man kann aber auch das gegebene Z2/ZL nach Bild 5.14 durch Vorschalten einer Leitung <strong>der</strong><br />
Länge l ∗ in den Wert Z ∗ 1/ZL transformieren und dann durch Parallelschalten einer Kapazität C<br />
auf dem Kreis G = konst. den Punkt 1 erreichen. Da Z ∗ 1<br />
spiegelbildlich zu Z liegt, ist <strong>der</strong> erfor-<br />
<strong>der</strong>liche Blindwi<strong>der</strong>stand 1/ωC <strong>der</strong> Kapazität C ebenso groß wie <strong>der</strong> in (5.46). Man kann also<br />
jeden beliebigen komplexen Verbraucher (mit Ausnahme von verlustfreien Blindwi<strong>der</strong>ständen)<br />
unter Verwendung eines längs <strong>der</strong> Leitung verschiebbaren und in seiner Größe einstellbaren<br />
Blindwi<strong>der</strong>standes parallel zur Leitung an den Wellenwi<strong>der</strong>stand <strong>der</strong> Leitung anpassen. Zur<br />
Einstellung <strong>der</strong> richtigen Transformation müssen Ort und Größe des Blindwi<strong>der</strong>standes jeweils<br />
in bestimmter Weise gewählt werden.<br />
λ/4-Kompensation von kleinen Störblindwi<strong>der</strong>ständen<br />
Es ist nicht einfach, völlig homogene Leitungen zu bauen. Aus konstruktiven Gründen entstehen<br />
örtliche Störungen <strong>der</strong> Homogenität. Beispiele sind Stecker, Knicke usw. Eine bekannte Abhilfe<br />
gegen unerwünschte Folgen solcher Störungen ist die so genannte λ/4-Kompensation.<br />
In Bild 5.15 ist eine Leitung mit einem angepassten Verbraucher ZL abgeschlossen und die An-<br />
passung auf <strong>der</strong> Leitung durch eine unvermeidliche Blindstörung, z.B. eine Parallelkapazität C,<br />
aufgehoben. Der normierte Verbraucher Z/ZL = 1 wird durch diesen Parallelblindwi<strong>der</strong>stand<br />
auf einen Kreis G = konst in einen komplexen Wert Z1/ZL transformiert.<br />
Die vor <strong>der</strong> Störung liegende Leitung transformiert dieses Z1/ZL weiter auf dem m-Kreis. Man<br />
kann diese Fehlanpassung durch ein gleichgroßes C (bzw. allgemein durch eine Wie<strong>der</strong>holung<br />
einer gleichartigen Störung), das in bestimmtem Abstand l von <strong>der</strong> ursprünglichen Störung<br />
angebracht ist, wie<strong>der</strong> beseitigen. Hierzu wählt man die Länge l so, dass <strong>der</strong> Punkt Z1/ZL auf<br />
einem m-Kreis in seinen spiegelbildlichen Wert Z ∗ 1/ZL verschoben wird. Z ∗ 1/ZL kann dann<br />
durch das gleichgroße, kompensierende C nach 1 transformiert, die Anpassung somit wie<strong>der</strong><br />
hergestellt werden. Für kleine Störungen ist l ≈ λ/4.<br />
Breitbandtransformationen<br />
Die bisher erwähnten Transformationsbeispiele waren jeweils nur für eine einzige Frequenz<br />
brauchbar. Man kann mit Hilfe von Leitungen auch Breitbandschaltungen wie in Abschnitt 3.3<br />
bauen. Ein bekanntes Beispiel ist die kompensierte λ/4-Transformation.<br />
Die in Bild 5.13 dargestellte Transformation ist frequenzabhängig. Wählt man bei gleichem<br />
l eine niedrigere Betriebsfrequenz, so wird λ größer, also l/λ kleiner, die Drehung auf dem<br />
m-Kreis kleiner und man erreicht in Bild 5.13 nicht den Punkt R1. Wählt man eine höhere<br />
Betriebsfrequenz, so wird λ kleiner, also l/λ größer, die Drehung auf dem m-Kreis größer und<br />
man überschreitet R1. Je mehr sich die Betriebsfrequenz von dem Wert entfernt, für den die<br />
Leitungslänge gleich λ/4 ist, desto mehr entfernt man sich von dem Sollwert R1.
5.3 Leitungstransformation 97<br />
Bild 5.15: λ/4-Kompensation von kleinen Störblindwi<strong>der</strong>ständen (l/λ ≈ 1/4)<br />
Legt man an den Eingang <strong>der</strong> Leitung, wie in Bild 5.16 gezeigt, einen in Serie geschalteten<br />
Serienresonanzkreis, so erzeugt man einen Breitbandeffekt. Die Resonanzfrequenz dieses Se-<br />
rienkreises legt man auf diejenige Frequenz, bei <strong>der</strong> die Leitungslänge l = λ/4 ist. Bei dieser<br />
Frequenz besitzt <strong>der</strong> Serienkreis keinen Blindwi<strong>der</strong>stand und än<strong>der</strong>t daher den Eingangswert R1<br />
nicht. Bei niedrigeren Frequenzen hat <strong>der</strong> Serienkreis einen kapazitiven Blindwi<strong>der</strong>stand und<br />
beseitigt bei richtiger Wahl von L und C die induktive Komponente. Bei höheren Frequenzen<br />
hat <strong>der</strong> Serienkreis einen induktiven Blindwi<strong>der</strong>stand und kompensiert, bei richtig dimensio-<br />
niertem XR, die kapazitive Komponente.<br />
5.3.3 Die fehlangepasste Leitung mit Verlusten<br />
Im Folgenden soll kurz die Wirkung <strong>der</strong> Leitungsverluste auf die transformierenden Eigen-<br />
schaften einer Leitung betrachtet werden. Die Leitungsgleichungen sind nach (4.71) und (4.72)
98 5 Anwendung von Leitungen bei höheren Frequenzen<br />
unter Berücksichtigung <strong>der</strong> Verluste<br />
Bild 5.16: Kompensierte λ/4-Transformation<br />
U(z) = UH(0)e γz + UR(0)e −γz<br />
I(z) = IH(0)e γz − IR(0)e −γz<br />
(5.47)<br />
(5.48)<br />
mit γ = α + jβ (5.49)<br />
Setzt man UR(0) = UH(0) ·r2 und berechnet die Amplituden <strong>der</strong> Spannung längs <strong>der</strong> Leitung,<br />
so folgt:<br />
Umax = |UH(z)| + |UR(z)| = |UH(0)| · (e +αz + |r2|e −αz ) (5.50)<br />
für die Orte längs <strong>der</strong> Leitung, an denen sich hin- und rücklaufende Welle phasenrichtig addie-<br />
ren.<br />
Die Minima <strong>der</strong> Spannung Umin liegen im Abstand λ/4 davon an den Stellen, wo sich UH und<br />
UR subtrahieren:<br />
Umin = |UH(z)| − |UR(z)| = |UH(0)| ·(e +αz − |r2|e −αz ) (5.51)<br />
In Bild 5.17 sind die Amplituden <strong>der</strong> Spannungen<br />
dargestellt.<br />
(I) |UH(z)| = |UH(0)|e +γz<br />
(II) |UR(z)| = |UR(0)|e −γz<br />
(III) |U(z)|<br />
und<br />
(5.52)<br />
Vom Leitungsende zum Leitungseingang hin hat die Amplitude <strong>der</strong> Gesamtspannung steigende<br />
Tendenz, weil |UH| steigt. Außerdem nehmen die Schwankungen zum Leitungseingang hin ab,<br />
weil |UR| kleiner wird. Der Anpassungsfaktor m ist längs <strong>der</strong> Leitung nicht konstant, son<strong>der</strong>n
5.3 Leitungstransformation 99<br />
Bild 5.17: Spannung auf einer Leitung mit Verlusten, dabei ist<br />
I) <strong>der</strong> Betrag <strong>der</strong> hinlaufenden Welle,<br />
II) <strong>der</strong> Betrag <strong>der</strong> reflektierten Welle und<br />
III) die schließlich durch die Überlagerung entstehende Welle<br />
wächst in Richtung zum Leitungseingang hin und nähert sich dabei dem Wert 1. Wenn man<br />
(5.50) durch (5.51) teilt und dann Zähler und Nenner jeweils um e αz kürzt, wird<br />
m = Umin<br />
Umax<br />
= 1 − |r2|e −2αz<br />
1 + |r2|e −2αz<br />
(5.53)<br />
Hinreichend lange Leitungen haben am Eingang m = 1 und ihr Eingangswi<strong>der</strong>stand ist daher,<br />
unabhängig vom Verbraucher, gleich ZL. Bei <strong>der</strong> Wi<strong>der</strong>standstransformation durch verlustbe-<br />
haftete Leitungen bedeutet das wachsende m, dass die Wi<strong>der</strong>stände mit wachsen<strong>der</strong> Leitungs-<br />
länge auf Spiralen nach Bild 5.18 transformiert werden, die sich um den Punkt ZL wickeln.<br />
Bei größeren Verlusten kann <strong>der</strong> Wellenwi<strong>der</strong>stand <strong>der</strong> verlustbehafteten Leitung auch ein kom-<br />
plexer Wi<strong>der</strong>stand sein und sich die Wi<strong>der</strong>standsspirale um den komplexen Wert für ZL wickeln.<br />
Die zur Spannung korrespondierende Betrachtung kann auch für den Strom angestellt werden.<br />
Der Betrag des Reflexionsfaktors am Eingang <strong>der</strong> Leitung |r(z)| als Funktion des Reflexions-
100 5 Anwendung von Leitungen bei höheren Frequenzen<br />
Bild 5.18: Wi<strong>der</strong>standstransformation längs einer Leitung mit Verlusten<br />
faktors des Abschlusses r2 kann wegen<br />
|r| =<br />
1 − m<br />
1 + m<br />
direkt aus (5.53) entnommen werden:<br />
bzw. m =<br />
|r(z)| = |r2| ·e −2αz<br />
1 − |r|<br />
1 + |r|<br />
Den komplexen Reflexionsfaktor erhält man mit Berücksichtigung <strong>der</strong> Phase zu<br />
r(z) = r2 ·e −2γz<br />
5.4 Leitungen mit stehenden Wellen<br />
(Reaktanzleitungen, Blindleitungen)<br />
(5.54)<br />
(5.55)<br />
(5.56)<br />
Eine am Ende kurzgeschlossene o<strong>der</strong> leerlaufende verlustfreie Leitung nimmt vom Generator<br />
keine Wirkleistung auf. Es entsteht eine so genannte stehende Welle, da die rücklaufende und<br />
die hinlaufende Welle gleich groß sind. Der Betrag des Reflexionsfaktors ist |r| = 1, die Phase<br />
ist eine Funktion <strong>der</strong> Leitungslänge. Damit ist m = 0 und s = ∞. Bild 5.19 zeigt Spannung<br />
und Strom längs <strong>der</strong> Leitung.
5.4 Leitungen mit stehenden Wellen (Reaktanzleitungen, Blindleitungen) 101<br />
Bild 5.19: Strom und Spannung bei stehenden Wellen. Zurückführung von Blindabschlüssen<br />
auf einen Kurzschluss
102 5 Anwendung von Leitungen bei höheren Frequenzen<br />
Allgemein gilt:<br />
U(z) = UH(0) ·e +γz + UR(0) ·e −γz<br />
r(z) = r2 e −2γz<br />
Für den verlustlosen Fall und r2 = −1 (Kurzschluss) folgt, da UH = −UR<br />
(5.57)<br />
(5.58)<br />
U(z) = UH(0)(e +jβz − e −jβz ) (5.59)<br />
= 2jUH(0) sin(βz)<br />
Oben in Bild 5.19 sieht man, dass Umax = UH+UR = 2UH und Umin = UH−UR = 0 ist. Für die<br />
Phase <strong>der</strong> Spannung folgt aus (5.16) tan ϕ = ∞ also ϕ = π/2. bzw. ϕ = π/2 ± nπ. Die Phase<br />
des Stroms aus (5.17) ist tan ψ = 0, also ψ = 0 bzw.ψ = nπ. Die Phasenwinkel än<strong>der</strong>n sich also<br />
nicht stetig längs <strong>der</strong> Leitung, son<strong>der</strong>n sind zwischen zwei aufeinan<strong>der</strong>folgenden Nullstellen<br />
<strong>der</strong> Spannung o<strong>der</strong> des Stromes jeweils konstant und än<strong>der</strong>n sich beim Durchgang durch die<br />
Nullstelle sprunghaft um π. Die stetige Än<strong>der</strong>ung <strong>der</strong> Phasenwinkel als typisches Kennzeichen<br />
des Wan<strong>der</strong>ns <strong>der</strong> Wellen längs <strong>der</strong> Leitung fällt hier fort und man spricht daher im Fall m = 0<br />
wegen <strong>der</strong> abschnittsweise konstanten Phase von stehenden Wellen.<br />
5.4.1 Die kurzgeschlossene Leitung<br />
Das Verhalten einer Leitung mit stehenden Wellen wird zunächst an dem einfachen Beispiel<br />
<strong>der</strong> am Ende kurzgeschlossenen Leitung erläutert. Der Fall mit beliebigem Blindabschluss wird<br />
dann wie in Bild 5.19 durch Einführen einer Verlängerung l2 auf diesen Kurzschlussfall zurück-<br />
geführt. Mit dem Verbraucher R2 = 0 und <strong>der</strong> Abschlussspannung U2 = 0 wird aus (4.83) und<br />
(4.84)<br />
U(z) = jZLI2 sin(βz) (5.60)<br />
I(z) = I2 cos(βz) . (5.61)<br />
Den Verlauf <strong>der</strong> Scheitelwerte von Spannung und Strom zeigt Bild 5.19 oben. Der Phasensprung<br />
von Strom und Spannung in ihren Nullstellen entsteht durch Vorzeichenwechsel <strong>der</strong> Sinus- und<br />
<strong>der</strong> Cosinusfunktion. Es ist |I2| = Imax und |I2|ZL = Umax. Daher gilt<br />
Umax<br />
Imax<br />
= ZL . (5.62)
5.4 Leitungen mit stehenden Wellen (Reaktanzleitungen, Blindleitungen) 103<br />
Bild 5.20: Eingangsblindwi<strong>der</strong>stand X1K einer am Ende kurzgeschlossenen Leitung<br />
Der Eingangswi<strong>der</strong>stand Z1 <strong>der</strong> Leitung am Ort z = l ist stets ein Blindwi<strong>der</strong>stand, weil die<br />
Anordnung keine Wirkleistung verbraucht:<br />
Z1 = jX1K = U(l)<br />
I(l) = jZL tan(βl) (5.63)<br />
Den Verlauf dieses Blindwi<strong>der</strong>standes als Funktion von l/λ zeigt Bild 5.20. Für Leitungen<br />
l < λ/4 ist <strong>der</strong> Blindwi<strong>der</strong>stand X1k induktiv. Für Leitungslängen, die wesentlich kleiner als<br />
X1k sind (l < 0,1λ), ist 2πl/λ sehr klein und näherungsweise tan(βl) ≈ βl. Aus (5.63) folgt<br />
dann:<br />
Z1 ≈ jZLβl = jωL ′ l (5.64)<br />
Es wirkt dann nur die Induktivität <strong>der</strong> Leitung. Wird die Leitung länger, bewirkt die Leitungska-<br />
pazität eine Vergrößerung des Blindwi<strong>der</strong>standes ähnlich wie bei einem Parallelresonanzkreis.
104 5 Anwendung von Leitungen bei höheren Frequenzen<br />
Für l = λ/4 ist X1K = ∞.<br />
Für λ/4 < l < λ/2 ist <strong>der</strong> Blindwi<strong>der</strong>stand nach (5.63) kapazitiv. Für l = λ/2 ist X1K = 0,<br />
weil eine Leitung <strong>der</strong> Länge l = λ/2 nicht transformiert.<br />
Die X1K-Kurven wie<strong>der</strong>holen sich periodisch mit l/λ = 0,5. Die Kurven des Bildes 5.20 zeigen<br />
die Än<strong>der</strong>ung des X1K mit wachsen<strong>der</strong> Leitungslänge bei konstanter Frequenz, gleichzeitig aber<br />
auch die Än<strong>der</strong>ung des X1K bei konstanter Leitungslänge mit wachsen<strong>der</strong> Frequenz (l/λ ist<br />
proportional zur Frequenz). Der Eingangsblindleitwert lautet<br />
Y1 = 1<br />
5.4.2 Die offene Leitung<br />
Z1<br />
= jB1K = −j 1<br />
ZL<br />
cot(βl) (5.65)<br />
Die am Ende offene Leitung wird in <strong>der</strong> Praxis wenig verwendet, da sie zum einen Verluste<br />
durch Abstrahlung am Ende aufweist, zum an<strong>der</strong>en die Stelle des Leerlaufs physikalisch schwer<br />
zu definieren ist. Eine am Ende offene Leitung verhält sich wie eine um λ/4 längere, am Ende<br />
kurzgeschlossene Leitung. Aus (4.83) und (4.84) folgt mit I2 = 0<br />
U(z) = U2 cos(βz) (5.66)<br />
I(z) = j U2<br />
sin(βz) . (5.67)<br />
ZL<br />
Der Eingangsblindwi<strong>der</strong>stand <strong>der</strong> offenen Leitung wird<br />
Z1 = jX1L = U(l)<br />
I(l) = −jZL cot(βl) (5.68)<br />
Der Verlauf des Blindwi<strong>der</strong>standes ist in Bild 5.21 gezeigt.<br />
Für Leitungslängen l < λ/4 ist X1L ein kapazitiver Blindwi<strong>der</strong>stand. Für Leitungslängen, die<br />
wesentlich kleiner als λ/4 sind (l < 0,1λ), ist βl sehr klein und nach <strong>der</strong> Reihenentwicklung<br />
näherungsweise cot(βl) ≈ 1/βl und damit:<br />
Z1 ≈ −j ZL<br />
βl<br />
= −j 1<br />
ωC ′ l<br />
(5.69)<br />
Es wirkt dann nur die Kapazität C ′ l <strong>der</strong> Leitung. Für höhere Frequenzen wirkt auch die Induk-<br />
tivität <strong>der</strong> Leitung, wodurch Z1 ähnlich wie bei einem Serienresonanzkreis im Wert sinkt. Für<br />
l = λ/4 ist X1L = 0. Für λ/4 < l < λ/2 ist X1L induktiv. Für l = λ/2 ist X1L = ∞ wie am<br />
Leitungsende, da eine Leitung <strong>der</strong> Länge λ/2 nicht transformiert. Die X1L-Kurven wie<strong>der</strong>holen<br />
sich in Bild (5.21) periodisch mit l/λ = 0,5.
5.4 Leitungen mit stehenden Wellen (Reaktanzleitungen, Blindleitungen) 105<br />
Bild 5.21: Eingangsblindwi<strong>der</strong>stand X1L einer am Ende offenen Leitung bzw. Eingangsblind-<br />
leitwert B1k einer am Ende kurzgeschlossenen Leitung<br />
Man kann die am Ende kurzgeschlossene und die am Ende offene Leitung zur Messung <strong>der</strong> cha-<br />
rakteristischen Leitungsgrößen verwenden. Aus dem Blindwi<strong>der</strong>stand X1K <strong>der</strong> kurzgeschlosse-<br />
nen Leitung nach (5.63) und dem X1L <strong>der</strong> offenen Leitung nach (5.68) folgt<br />
ZL =<br />
Daraus folgt dann<br />
� L ′<br />
C ′ = � −X1KX1L und tan(βl) =<br />
β = ω √ L ′ C ′ = 1<br />
l arctan<br />
��<br />
− X1K<br />
�<br />
X1L<br />
�<br />
− X1K<br />
X1L<br />
. (5.70)<br />
. (5.71)
106 5 Anwendung von Leitungen bei höheren Frequenzen<br />
Aus ZL und β ergeben sich L ′ und C ′ zu<br />
L ′ = ZLβ<br />
ω<br />
und C ′ = β<br />
ZLω<br />
. (5.72)<br />
5.4.3 Leitung mit beliebigem Blindwi<strong>der</strong>stand als Abschluss<br />
Alle Leitungen mit einer rein induktiven o<strong>der</strong> kapazitiven Abschlussimpedanz jX2 können auf<br />
einen Kurzschluss nach (5.63) zurückgeführt werden:<br />
X2 = ZL tan(βl2) bzw. l2 = λ<br />
2π arctan<br />
� X2<br />
ZL<br />
�<br />
(5.73)<br />
Das Verhalten einer mit einem Blindwi<strong>der</strong>stand jX2 abgeschlossenen Leitung ist daher das<br />
gleiche wie das einer um l2 längeren, am Ende kurzgeschlossenen Leitung. Für positive (induk-<br />
tive) X2 ist l2 < λ/4. Für negative (kapazitive) X2 ist λ/4 < l2 < λ/2. In Bild (5.19) ist dies<br />
anschaulich dargestellt.<br />
Leitungen mit stehenden Wellen dienen bei höheren Frequenzen zur Darstellung von gut defi-<br />
nierbaren Blindwi<strong>der</strong>ständen als Ersatz für reine L und C, die bei höheren Frequenzen oft ein<br />
undefiniertes Verhalten zeigen. Induktive Blindwi<strong>der</strong>stände erzeugt man meist durch am Ende<br />
kurzgeschlossene Leitungen mit l < λ/4, kapazitive Blindwi<strong>der</strong>stände durch am Ende kurzge-<br />
schlossene Leitungen mit Längen λ/4 < l < λ/2 o<strong>der</strong> durch am Ende offene Leitungen mit<br />
Längen l < λ/4.<br />
Leitungslängen l > λ/2 verwendet man hierfür fast nie, da man alle Blindwerte bereits mit<br />
l < λ/2 herstellen kann und längere Leitungen größere Verluste ergeben. Außerdem führen<br />
längere Leitungen zu geringeren Bandbreiten.<br />
5.5 Spezielle Leitungstypen<br />
5.5.1 Koaxialleitung<br />
An Hochfrequenzleitungen wird häufig die For<strong>der</strong>ung gestellt, dass we<strong>der</strong> ihr elektromagne-<br />
tisches Feld nach außen dringen kann, noch dass äußere Fel<strong>der</strong> Energie in die Leitung ein-<br />
koppeln können. Man erreicht dies durch Abschirmung. Ein Beispiel einer unsymmetrischen,<br />
abgeschirmten Leitung ist die koaxiale Leitung (Bild 5.22). Der Innenleiter einer solchen Lei-<br />
tung kann massiv, hohl o<strong>der</strong> verdrillt sein. Der Außenleiter kann als glattes o<strong>der</strong> gewelltes Rohr<br />
o<strong>der</strong> als Drahtgeflecht ausgeführt werden, u.U. mehrlagig, wenn geringe Abstrahlung an den<br />
Außenraum gefor<strong>der</strong>t wird.
5.5 Spezielle Leitungstypen 107<br />
Bild 5.22: Koaxiale Leitung<br />
Die Leitungskenngrößen L ′ , C ′ , R ′ und G ′ lassen sich bei Kenntnis <strong>der</strong> Materialeigenschaften<br />
auch für viele an<strong>der</strong>e Leitungen prinzipiell aus dem geometrischen Aufbau berechnen. Beson-<br />
<strong>der</strong>e Schwierigkeiten bereitet dabei die Bestimmung von R ′ , da die Oberflächenbeschaffenheit<br />
<strong>der</strong> Leiter einen schwer kontrollierbaren Einfluss auf den Hochfrequenzwi<strong>der</strong>stand hat. Die Be-<br />
rechnung von L ′ und C ′ soll an dem beson<strong>der</strong>s einfachen Beispiel einer Leitung nach Bild 5.22<br />
vorgeführt werden. Dazu verwendet man die bekannten Formeln für die magnetische Feldener-<br />
gie einer Spule bzw. die elektrische Feldenergie eines Kondensators:<br />
dWel = 1<br />
2 C′ U 2 dz = 1<br />
2 ε<br />
���<br />
Aus den Gleichungen (5.74) und (5.75) folgt<br />
E 2 dV (5.74)<br />
mit dV = r dψ dr dz (siehe Bild 5.23) (5.75)<br />
C ′ = ε<br />
�ra<br />
ri<br />
�<br />
2π<br />
0<br />
E 2 r dψ dr<br />
U 2<br />
(5.76)<br />
Da sich das elektrische Feld in einer Koaxialleitung wie das in einem Zylin<strong>der</strong>kondensator
108 5 Anwendung von Leitungen bei höheren Frequenzen<br />
verhält, folgt mit<br />
aus Gleichung (5.76):<br />
Bild 5.23: Volumenelement dV<br />
E = Er ∝ 1<br />
r<br />
C ′ = ε<br />
�ra<br />
ri<br />
�<br />
0<br />
2π<br />
⎛<br />
�<br />
⎝<br />
ri<br />
ra<br />
und<br />
1<br />
r2r dψ dr<br />
1<br />
r dr<br />
⎞<br />
⎠<br />
2<br />
�ra<br />
ri<br />
E dr = U (5.77)<br />
2π<br />
= ε � � (5.78)<br />
ra ln<br />
Ähnlich berechnet sich <strong>der</strong> Induktivitätsbelag L ′ aus <strong>der</strong> magnetischen Feldenergie<br />
woraus folgt<br />
dWm = 1<br />
2 L′ I 2 dz = 1<br />
2 µ<br />
���<br />
L ′ = µ<br />
�ra<br />
ri<br />
�<br />
0<br />
2π<br />
H 2 ψr dψ dr<br />
I 2<br />
H 2 ψ<br />
ri<br />
dV (5.79)<br />
(5.80)
5.5 Spezielle Leitungstypen 109<br />
mit Hψ = I/2πr für ri ≤ r ≤ ra. Setzt man dies in (5.80) ein und integriert, so ergeben sich<br />
folgende Zusammenhänge:<br />
wobei gilt:<br />
ZL =<br />
� L ′<br />
=<br />
C ′<br />
L ′ = µ<br />
2π ln<br />
�<br />
µ<br />
ε ·<br />
ln<br />
� �<br />
ra<br />
ri<br />
2π<br />
� ra<br />
ri<br />
�<br />
�<br />
µr<br />
≈ 60 Ω ·<br />
εr<br />
ln<br />
� ra<br />
ri<br />
�<br />
(5.81)<br />
(5.82)<br />
β = ω √ L ′ C ′ = ω √ µε (5.83)<br />
vP = ω<br />
β<br />
λ = 2π<br />
β<br />
= 1<br />
√ µε = c0<br />
√µrεr<br />
2π<br />
=<br />
ω √ λ0<br />
= √<br />
µε µrεr<br />
(5.84)<br />
(5.85)<br />
µ = µ0µr µ0 = 4π · 10 −7 Vs/Am (5.86)<br />
ε = ε0εr ε0 = 8,854 ·10 −12 As/Vm (5.87)<br />
c0 = 1<br />
√ µ0ε0<br />
Z0 =<br />
� µ0<br />
ε0<br />
≈ 377 Ω (5.88)<br />
Die Gleichungen (5.83) bis (5.85) gelten allgemein für alle Leitungen, auf denen sich eine<br />
TEM-Welle (transversales elektrisches und magnetisches Feld) ausbreitet.<br />
Für Leitungen mit homogenem Dielektrikum gelten darüber hinaus die aus (5.78), (5.81) und<br />
(5.82) abzuleitenden Gleichungen<br />
C ′ =<br />
√ µε<br />
ZL<br />
, L ′ = √ µε ·ZL . (5.89)<br />
Die Grenzfrequenz ist diejenige Frequenz, ab <strong>der</strong> sich auf <strong>der</strong> Leitung keine reine TEM-Welle<br />
mehr ausbreitet, son<strong>der</strong>n ab <strong>der</strong> höhere Moden (z.B. E- und H-Feld in Ausbreitungsrichtung)<br />
auftreten. Sie wird dann erreicht, wenn <strong>der</strong> mittlere Umfang eine halbe Wellenlänge beträgt:<br />
(ra + ri) ·π = λ<br />
2<br />
(5.90)
110 5 Anwendung von Leitungen bei höheren Frequenzen<br />
Bei <strong>der</strong> koaxialen Leitung ist wegen <strong>der</strong> Rotationssymmetrie die Stromdichte längs des Um-<br />
fangs <strong>der</strong> beiden Leiter konstant (d.h. nicht vom Koordinatenwinkel ψ abhängig). Da folglich<br />
die einzelnen Abschnitte <strong>der</strong> Umfangslinien gleichmäßig zum Längswi<strong>der</strong>stand beitragen, ist<br />
<strong>der</strong> leitende Querschnitt gleich dem Produkt aus Eindringtiefe und Umfang des betreffenden<br />
Kreises.<br />
Die Beiträge des Innen- und des Außenleiters zur Längsdämpfung fasst man zusammen zu<br />
mit κ als Leitfähigkeit und s als Eindringtiefe.<br />
R ′ = 1<br />
κs ·<br />
�<br />
1<br />
+<br />
2πra<br />
1<br />
�<br />
2πri<br />
Für die Längsdämpfung in (4.62) ergibt sich unter Anwendung von (5.82):<br />
R′<br />
αR ′ =<br />
2ZL<br />
= 1<br />
�<br />
ε<br />
2 ·κ·s µ ·<br />
�<br />
1 1<br />
� � +<br />
ra ra ln<br />
1<br />
�<br />
ri<br />
ri<br />
(5.91)<br />
(5.92)<br />
Eine Vergrößerung des Außenradius ra führt daher immer zu einer geringeren Dämpfung. Aller-<br />
dings existiert bei fixem Außenradius ein ganz bestimmtes Verhältnis von Außen- zu Innenradi-<br />
us, für das die Dämpfung ein Minimum annimmt. Es ist sinnvoll, das Minimum <strong>der</strong> Dämpfung<br />
bei konstant gehaltenem Außenradius aufzusuchen, da die Kosten eines Koaxialkabels im we-<br />
sentlichen vom Außendurchmesser, kaum aber vom Durchmesser des Innenleiters abhängen.<br />
Zur Bestimmung des Minimums setzt man<br />
und erhält aus (5.92)<br />
Von y(x) wird das Minimum bestimmt:<br />
dy(x)<br />
dx<br />
α ∝<br />
= lnx − (1 + x)/x<br />
ln 2 (x)<br />
ra<br />
ri<br />
1 + x<br />
ln x<br />
= x (5.93)<br />
=: y(x) (5.94)<br />
= 0 für ln(xopt) = 1 + 1<br />
xopt<br />
(5.95)<br />
Diese transzendente Gleichung kann graphisch o<strong>der</strong> numerisch gelöst werden (Bild 5.24) und<br />
liefert das bei festgelegtem Außendurchmesser optimale Radienverhältnis:<br />
xopt =<br />
� ra<br />
ri<br />
�<br />
opt<br />
= 3,6 ln(xopt) = 1,28 (5.96)
5.5 Spezielle Leitungstypen 111<br />
y−Achse<br />
7<br />
6<br />
5<br />
4<br />
3<br />
2<br />
1<br />
1+1/x<br />
lnx<br />
(1+x)/lnx<br />
0<br />
1 2 3 3,6 4 5 6<br />
x−Achse<br />
Bild 5.24: Bestimmung des optimalen Durchmesserverhältnisses von Koaxialkabeln<br />
„Luft“-Kabel enthalten nur eine schmale hochkant stehende Wendel großer Steigung aus iso-<br />
lierendem Kunststoff zur Halterung des Innenleiters und werden vor allem für fest verlegte<br />
Leitungen angewandt. Für bewegliche Leitungen, z.B. in Fahrzeugen und für preiswerte Ka-<br />
bel wird ein homogenes Dielektrikum verwendet, meist Polyäthylen (εr ≈ 2,25) o<strong>der</strong> lockerer<br />
Schaumstoff (εr ≈ 1,4).<br />
Das optimale Durchmesserverhältnis von 3,6 : 1 entspricht für εr = 1 (Luftkabel) einem Wel-<br />
lenwi<strong>der</strong>stand ZL ≈ 77 Ω, für εr = 2,25 (Vollkabel) einem Wellenwi<strong>der</strong>stand von 51 Ω.<br />
Es wäre technisch vorteilhaft gewesen, einen mittleren Wellenwi<strong>der</strong>stand, z.B. 60 Ω, als allge-<br />
meinen Systemwi<strong>der</strong>stand festzulegen und dann sowohl mit Luftkabeln als auch mit Vollkabeln<br />
in <strong>der</strong> Nähe des Optimums zu liegen.<br />
Die von einer koaxialen Leitung übertragbare Leistung hängt primär von <strong>der</strong> maximalen elek-<br />
trischen Feldstärke Emax ab. Sie liegt im Bereich von 7 kV/cm, wenn man von einer Durch-<br />
schlagfeldstärke in Luft von 30 kV/cm ausgeht. Emax ergibt sich aus <strong>der</strong> Feldstärke E<br />
�<br />
U<br />
E dr = U E = � � (5.97)<br />
ra<br />
r ln<br />
ri
112 5 Anwendung von Leitungen bei höheren Frequenzen<br />
am Innenleiter ri zu<br />
Emax =<br />
U<br />
� � (5.98)<br />
ra<br />
ri ln<br />
Damit kann unter Zuhilfenahme von (5.82) mit µr = 1 eine koaxiale Leitung bei Anpassung<br />
folgende maximale Leistung Pmax übertragen<br />
Pmax = 1 U<br />
2<br />
2 max<br />
ZL<br />
= 1 √<br />
εr ·E<br />
120 Ω<br />
2 max ·r2 i ln<br />
Daraus kann das optimale Verhältnis ra/ri bestimmt werden:<br />
r 2 i ln<br />
�<br />
ra<br />
ri<br />
�<br />
= r 2 a<br />
� ri<br />
ra<br />
� 2<br />
ri<br />
· ln<br />
� ra<br />
ri<br />
� ra<br />
ri<br />
�<br />
(5.99)<br />
� != max (5.100)<br />
Substituiert man nun x = (ra/ri) 2 , so erhält man die einfacher zu handhabende Gleichung für<br />
festes ra<br />
und daraus das gesuchte Ergebnis:<br />
y(x) = 1 ln x<br />
2 x<br />
dy(x)<br />
dx<br />
= x/x − lnx<br />
x 2<br />
⇒ 1 − ln x = 0 ⇒ x = e = 2,718<br />
⇒<br />
� ra<br />
ri<br />
�<br />
opt. bzgl. Pmax<br />
!<br />
= max (5.101)<br />
!<br />
= 0 (5.102)<br />
= � 2,718 = 1,648 (5.103)<br />
Vergleicht man (5.103) mit (5.96) so erkennt man, dass die Radienverhältnisse für die maxi-<br />
male übertragbare Leistung und für die minimalen ohmschen Verluste nicht übereinstimmen.<br />
Bei <strong>der</strong> Dimensionierung einer Koaxialleitung muss also zwischen beiden For<strong>der</strong>ungen eine<br />
Kompromisslösung gefunden werden.<br />
5.5.2 Mikrostreifenleitung (Microstrip)<br />
Auf gedruckten Schaltungen werden häufig Mikrostreifenleitungen (engl. Microstrip) verwen-<br />
det. Diese bestehen aus einem metallisierten Substrat auf dessen Oberseite sich eine streifenför-<br />
mige Leitung befindet. Die Unterseite besteht aus einer durchgehenden (theoretisch unendlich
5.5 Spezielle Leitungstypen 113<br />
elektrisches<br />
Feld:<br />
Bild 5.25: Mikrostreifenleitung auf Substrat<br />
magnetisches<br />
Feld:<br />
Bild 5.26: Elektrisches und magnetisches Feld einer Mikrostreifenleitung<br />
ausgedehnten) Massefläche wie in Bild 5.25 dargestellt. Die elektrischen Eigenschaften <strong>der</strong> Mi-<br />
krostreifenleitung hängen im Wesentlichen von <strong>der</strong> Streifenbreite w und <strong>der</strong> Substrathöhe h ab.<br />
Einen geringeren Einfluss besitzt die Dicke <strong>der</strong> Metallisierung t.<br />
Das Substrat besitzt die dielektrische Permittivität εr > 1. Der Verlauf <strong>der</strong> Feldlinien des elek-<br />
trischen und magnetischen Feldes ist in Bild 5.26 gezeigt. Das Beson<strong>der</strong>e an <strong>der</strong> Mikrostreifen-<br />
leitung ist, dass die Feldlinien teilweise in Luft (oberhalb des Substrates) und teilweise inner-<br />
halb des Substrates verlaufen. Daduch weisen die elektrischen Feldlinien an <strong>der</strong> Grenzschicht<br />
einen Knick auf. Da die Normalkomponente des elektrischen Feldvektors an <strong>der</strong> Grenzschicht<br />
im Material mit <strong>der</strong> höheren Permittivität stets kleiner, die tangentiale Komponente aber gleich<br />
ist, wird die Feldlinie im Substrat von <strong>der</strong> Normalenrichtung weggebogen. Das Substrat be-<br />
sitzt gewöhnlich keine magnetischen Eigenschaften (d.h. µr = 1), weshalb die magnetischen<br />
Feldlinien keinen Knick aufweisen.
114 5 Anwendung von Leitungen bei höheren Frequenzen<br />
Wellenausbreitung auf <strong>der</strong> Mikrostreifenleitung<br />
Dadurch dass sich die Welle teilweise in Luft, teilweise im Substrat und damit in einem inhomo-<br />
genen Medium ausbreitet, liegt keine reine TEM-Welle vor. Das heißt, sowohl das elektrische<br />
Feld, als auch das magnetische Feld besitzen eine Komponente in Ausbreitungsrichtung <strong>der</strong><br />
Welle. Diese Längskomponente kann bei nicht zu hohen Frequenzen in den meisten Fällen je-<br />
doch vernachlässigt werden, so dass sich in guter Näherung mit einer TEM-Welle rechnen läßt.<br />
Man spricht daher auch von einer „Quasi-TEM“-Welle. Unter dieser Voraussetzung läßt sich die<br />
Wellenausbreitung mittels einer statischen Näherung durch Kapazitäts- und Induktivitätsbeläge<br />
wie im Fall <strong>der</strong> TEM-Leitung (vgl. Abschnitt 4.1) beschreiben.<br />
Zur Vereinfachung <strong>der</strong> Berechnung geht man dabei zunächst von einer „luftgefüllten“ Leitung<br />
aus, d.h. einem Substrat mit εr = 1. Unter dieser Voraussetzung liegt tatsächlich eine TEM-<br />
Welle vor. Für Substrate mit einem εr > 1 wird ein Korrekturfaktor, die sogenannte effektive<br />
Permittivität εr,eff für den Kapazitätsbelag C ′ eingeführt:<br />
C ′ = C ′ 0 · εr,eff<br />
(5.104)<br />
C0 ist dabei <strong>der</strong> theoretische Kapazitätsbelag <strong>der</strong> luftgefüllten Leitung (εr = 1). Wäre <strong>der</strong><br />
gesamte Raum mit einem Material <strong>der</strong> Permittivität εr gefüllt, so würde gelten εr,eff = εr.<br />
Im realen Fall ergibt sich εr,eff zwischen diesen beiden Extremfällen, d.h es gilt<br />
1 < εr,eff < εr . (5.105)<br />
εr,eff liegt umso näher bei εr, je stärker das Feld im Substrat konzentriert ist, d.h. je größer die<br />
Breite w <strong>der</strong> Streifenleitung im Verhältnis zur Substrathöhe h ist und je höher die Permittivität<br />
εr ist. Der genaue Wert muss enwe<strong>der</strong> mittels numerischer Berechnung o<strong>der</strong> aus Diagrammen<br />
ermittelt werden. Ein solches Diagramm ist in den Abbildungen 5.27 und 5.28 dargestellt.<br />
Unter Annahme einer zu vernachlässigenden Leiterdicke t ≈ 0 hängt die effektive Permittivität<br />
εr,eff nur vom Verhältnis <strong>der</strong> Leiterbreite w zur Substrathöhe h und <strong>der</strong> Permittivität des Substra-<br />
tes εr ab. Gleiches gilt für den Leitungswellenwi<strong>der</strong>stand ZL, <strong>der</strong> ebenfalls aus den Diagrammen<br />
5.27 und 5.28 abgelesen werden kann.<br />
Für die Phasengeschwindigkeit auf <strong>der</strong> Mikrostreifenleitung gilt damit<br />
vP = 1<br />
√ L ′ C ′<br />
und für die resultierende Wellenlänge auf <strong>der</strong> Leitung<br />
λ = vP<br />
f =<br />
c0<br />
f √ εr,eff<br />
= c0<br />
√εr,eff<br />
= λ0<br />
√ εr,eff<br />
(5.106)<br />
. (5.107)
5.5 Spezielle Leitungstypen 115<br />
160<br />
Ω<br />
150<br />
140<br />
130<br />
120<br />
110<br />
100<br />
90<br />
80<br />
70<br />
60<br />
50<br />
40<br />
Wellenwi<strong>der</strong>stand ZL<br />
effektive Permittivität εr,eff<br />
9,8<br />
11,9<br />
12,9<br />
16,0<br />
1,0<br />
2,1<br />
2,3<br />
2,5<br />
3,78<br />
5,67<br />
30<br />
0 0,2 0,4 0,6 0,8 1 1,2 1,4 1,6 1,8 1<br />
2,1 2,3 2,5<br />
normierte Leiterbreite w/h<br />
h<br />
5,67<br />
t=0<br />
w<br />
ZL<br />
εr,eff<br />
Parameter: εr<br />
εr<br />
3,78<br />
16,0<br />
12,9<br />
11,9<br />
10,0<br />
9,8<br />
9,6<br />
Quelle: [14]<br />
Bild 5.27: Leitungswellenwi<strong>der</strong>stand ZL und effektive Permittivität εr,eff als Funktion des Ver-<br />
hältnises w/h = 0 . . .1,8. Parameter ist εr.<br />
14<br />
13<br />
12<br />
11<br />
10<br />
9<br />
8<br />
7<br />
6<br />
5<br />
4<br />
3<br />
2
116 5 Anwendung von Leitungen bei höheren Frequenzen<br />
140<br />
Ω<br />
130<br />
120<br />
110<br />
100<br />
90<br />
80<br />
70<br />
60<br />
50<br />
40<br />
30<br />
20<br />
Wellenwi<strong>der</strong>stand ZL<br />
effektive Permittivität εr,eff<br />
h<br />
12,9<br />
16,0<br />
3,78<br />
5,67<br />
t=0<br />
1,0<br />
2,1<br />
2,3<br />
2,5<br />
9,8<br />
11,9<br />
w<br />
εr<br />
2,1 2,3 2,5<br />
ZL<br />
εr,eff<br />
Parameter: εr<br />
3,78<br />
10<br />
1,5 2 2,5 3 3,5 4 4,5 5 1<br />
normierte Leiterbreite w/h<br />
5,67<br />
16,0<br />
12,9<br />
11,9<br />
10,0<br />
9,8<br />
9,6<br />
Quelle: [14]<br />
Bild 5.28: Leitungswellenwi<strong>der</strong>stand ZL und effektive Permittivität εr,eff als Funktion des Ver-<br />
hältnises w/h = 1,5 . . .5. Parameter ist εr.<br />
14<br />
13<br />
12<br />
11<br />
10<br />
9<br />
8<br />
7<br />
6<br />
5<br />
4<br />
3<br />
2
5.5 Spezielle Leitungstypen 117<br />
a) b)<br />
Bild 5.29: Hohlleiter mit rechteckförmigem (a) bzw. kreisförmigem Querschnitt (b)<br />
5.5.3 Hohlleiter<br />
Wenn es darum geht, elektromagnetische Wellen beson<strong>der</strong>s verlustarm o<strong>der</strong> mit hoher Leistung<br />
zu übertragen, werden sogenannte Hohlleiter verwendet. Dabei handelt es sich um ein rundum<br />
geschlossenes metallisches Rohr hoher Leitfähigkeit, häufig mit rechteck- o<strong>der</strong> kreisförmigem<br />
Querschnitt, vgl. Bild 5.29. Die Wellenausbreitung erfolgt im Inneren dieses Rohres. Im Gegen-<br />
satz zum Koaxialleiter gibt es keinen metallischen Innenleiter und somit existieren keine zwei<br />
getrennten Elektroden zwischen denen eine Spannung definiert werden könnte.<br />
Innerhalb eines Hohlleiters sind keine TEM-Wellen ausbreitungsfähig. Daher kann keine Be-<br />
schreibung mittels Spannungen und Strömen erfolgen. Zur Beschreibung werden daher soge-<br />
nannte Streuvariable verwendet, die in Abschnitt 6.2 vorgestellt werden.<br />
Feldverteilung im Rechteckhohlleiter<br />
Das elektrische und magnetische Feld für den sogenannten Grundmode des Rechteckhohlleiters<br />
ist in Bild 5.30 gezeigt. Im Gegensatz zu den bisher betrachteten TEM-Wellen besitzt das ma-<br />
gnetische Feld � H eine Komponente in Ausbreitungsrichtung (−z-Richtung). Das elektrische<br />
Feld besitzt keine Komponente in Ausbreitungsrichtung. Daher wird eine solche Welle TE-<br />
Welle (transversal elektrisch) o<strong>der</strong> H-Welle genannt, d.h. das elektrische Feld steht senkrecht<br />
(transversal) zur Ausbreitungsrichtung.<br />
Ein wesentlicher Unterschied zur TEM-Welle besteht darin, dass sich eine TE-Welle erst ober-<br />
halb einer gewissen Grenzfrequenz, <strong>der</strong> sogenannten Cutoff-Frequenz fc im Hohlleiter ausbrei-<br />
ten kann. Diese hängt von den geometrischen Abmessungen das Hohlleiters ab. Die Bedingung<br />
für eine ausbreitungsfähige Welle lautet, dass die Frequenz so hoch sein muss, dass mindestens<br />
eine halbe Freiraumwellenlänge in die breitere Abmessung a des Hohlleiters hineinpasst (vgl.
118 5 Anwendung von Leitungen bei höheren Frequenzen<br />
Bild 5.30: Elektrisches ( � E) und magnetisches ( � H) Feld des Grundmodes eines Rechteckhohl-<br />
leiters<br />
Bild 5.30), d.h. es muss gelten<br />
λ0<br />
2<br />
= c0<br />
2f<br />
Für die zugehörige Freiraumwellenzahl β0 gilt damit<br />
< a ⇔ f > c0<br />
2a =: fc . (5.108)<br />
β0 = 2π<br />
λ0<br />
> 2π<br />
2a =: βc , (5.109)<br />
wobei mit βc die Cutoff-Wellenzahl des Hohlleiters bezeichnet wird. Sie hängt nur von den<br />
geometrischen Querschnittsabmessungen des Hohlleiters ab. Im Fall des im Grundmode betrie-<br />
benen Rechteckhohlleiters gilt gemäß (5.109)<br />
βc = π<br />
a<br />
, (5.110)<br />
wobei a die Breitenabmessung des Hohlleiters bedeutet. Damit ist diejenige Querabmessung<br />
des Hohlleiters gemeint, entlang <strong>der</strong>er sich das elektrische und magnetische Feld än<strong>der</strong>n (hier<br />
die x-Richtung). Entlang <strong>der</strong> y-Achse sind das elektrische und magnetische Feld konstant. Die<br />
Höhe b hat damit keinen Einfluss auf die Cutoff-Wellenzahl. Vereinbarungsgemäß wird häu-<br />
fig a > b angenommen, da auf diese Weise die kleinstmögliche Cutoff-Frequenz im Hohlleiter<br />
erreicht wird. In technischen Anwendungen gilt üblicherweise a = 2b.<br />
Die Feldkomponenten für den Grundmode des rechteckigen Hohlleiters mit den Querschnitts-
5.5 Spezielle Leitungstypen 119<br />
abmessungen a und b gemäß Bild 5.30 lauten damit wie folgt [6, 8]:<br />
�<br />
π<br />
Hz = H0 cos<br />
a x<br />
�<br />
e jβzz<br />
Hx = −j βz<br />
β2 π<br />
c a H0<br />
�<br />
π<br />
sin<br />
a x<br />
�<br />
e jβzz<br />
Ey = −j ωµ0<br />
β2 �<br />
π<br />
H0 sin<br />
c a x<br />
�<br />
e jβzz �<br />
π<br />
= E0 sin<br />
a x<br />
�<br />
e jβzz<br />
Die übrigen Feldkomponenten sind alle Null.<br />
(5.111)<br />
(5.112)<br />
(5.113)<br />
Die Wellenzahl in Ausbreitungsrichtung βz ergibt sich aus <strong>der</strong> Wellenzahl im Freiraum β0 und<br />
<strong>der</strong> Cutoff-Wellenzahl βc zu<br />
βz = 2π<br />
λz<br />
=<br />
�<br />
β2 0 − β2 �<br />
� �2 ω<br />
c = −<br />
c0<br />
�<br />
π<br />
�2 a<br />
. (5.114)<br />
Die Wellenzahl <strong>der</strong> TE-Welle ist damit kleiner als die Wellenzahl im Freiraum. Für die Phasen-<br />
geschwindigkeit <strong>der</strong> Hohlleiterwelle gilt somit<br />
vP = ω<br />
βz<br />
=<br />
�<br />
1 −<br />
c0<br />
�<br />
βc<br />
β0<br />
� 2<br />
> c0 . (5.115)<br />
Die Phasengeschwindigkeit <strong>der</strong> Welle im Hohlleiter ist größer als die Phasengeschwindigkeit<br />
c0 im Freiraum (=Lichtgeschwindigkeit). Daraus resultiert, dass die Wellenlänge innerhalb des<br />
Hohlleiters größer ist als die Freiraumwellenlänge:<br />
λz = vP<br />
f<br />
> c0<br />
f<br />
= λ0<br />
(5.116)<br />
Die Gruppengeschwindigkeit vG, welche gleich <strong>der</strong> Ausbreitungsgeschwindigkeit <strong>der</strong> Energie<br />
ist, darf dagegegen nicht größer als die Lichtgeschwindigkeit sein. Für diese gilt<br />
vG = dω<br />
dβz<br />
=<br />
� �<br />
�<br />
−1<br />
dβz<br />
= c0 1 −<br />
dω<br />
� βc<br />
β0<br />
� 2<br />
(5.117)<br />
Der Wellenwi<strong>der</strong>stand des Hohlleiters definiert sich über das Verhältnis des elektrischen Feldes<br />
zum magnetischen Feld. Dabei werden nur die am Energietransport beteiligten Feldkomponen-
120 5 Anwendung von Leitungen bei höheren Frequenzen<br />
ten, die senkrecht zur Aubreitungsrichtung stehen (Transversalkomponenten), berücksichtigt:<br />
ZFH = Ey<br />
Hx<br />
= ωµ0<br />
βz<br />
= �<br />
1 −<br />
ZF0<br />
�<br />
βc<br />
β0<br />
� 2<br />
(5.118)<br />
Die durch den Hohlleiter transportierte Wirkleistung ergibt sich durch Integration des Poynting-<br />
vektors über den Hohlleiterquerschnitt zu<br />
PW = 1<br />
� a<br />
2 0<br />
� b<br />
0<br />
= E2 0<br />
ab ,<br />
4ZFH<br />
EyHx dy dx = 1<br />
2<br />
� a � b<br />
0<br />
0<br />
E 2 0<br />
ZFH<br />
sin 2<br />
�<br />
π<br />
a x<br />
�<br />
dy dx<br />
(5.119)<br />
wobei E0 die Amplitude des elektrischen Feldes im Maximum (in <strong>der</strong> Mitte des Hohlleiters)<br />
darstellt.<br />
Technische Ausführung von Hohlleitern<br />
Bei <strong>der</strong> Ausführung von Hohlleitern werden verschiedene Frequenzbän<strong>der</strong> unterschieden. Der<br />
Grund dafür liegt darin, dass die Frequenz nach unten durch die Cutoff-Frequenz beschränkt<br />
ist. Obwohl nach oben theoretisch keine Grenze besteht, gibt es aber ab <strong>der</strong> doppelten Cutoff-<br />
Frequenz Probleme mit <strong>der</strong> Eindeutigkeit, d.h. es wären dann neben dem Grundmode noch<br />
weitere Moden ausbreitungsfähig. Da dies üblicherweise unerwünscht ist, wird <strong>der</strong> technische<br />
Hauptbereich zu<br />
1,25 ·fc < f < 1,9 ·fc<br />
(5.120)<br />
definiert. Tabelle 5.1 gibt einen Überblick über die normierten Abmessungen und Bezeichnun-<br />
gen standardisierter Hohlleiter für die einzelnen Frequenzbän<strong>der</strong>.
5.5 Spezielle Leitungstypen 121<br />
Frequency<br />
Range<br />
(GHz)<br />
for TE10<br />
Mode<br />
Tabelle 5.1: Abmessungen und Kenndaten standardisierter Hohlleiter<br />
Cut-off<br />
Freq.<br />
(GHz)<br />
for TE10<br />
Mode<br />
Band Designation WG Designation Internal Dimensions<br />
UK USA New 53-IEC<br />
R<br />
RCSC<br />
WG<br />
EIA<br />
WR<br />
US (JAN) Inches mm approx.<br />
Theoretical<br />
Peak<br />
Power<br />
Rating<br />
(MW)<br />
Theoretical<br />
Attenuation<br />
dB / 30m<br />
/A, /B, /S *<br />
0.32-0.49 0.256 B 3 00 2300 23.0 x 11.5 584.0 x 292.0 153.0-212.0 0.051-0.031/A<br />
0.35-0.53 0.281 B, C 4 0 2100 21.0 x 10.5 533.0 x 267.0 120.0-173.0 0.054-0.034/A<br />
0.41-0.62 0.328 B, C 5 1 1800 RG-201/U 18.0 x 9.0 457.0 x 229.0 93.4-131.9 0.056-0.038/A<br />
0.49-0.75 0.393 C 6 2 1500 RG-202/U 15.0 x 7.5 381.0 x 191.0 67.6-93.3 0.069-0.050/A<br />
0.64-0.98 0.513 P C 8 3 1150 RG-203/U 11.5 x 5.75 292.0 x 146.0 35.0-53.8 0.128-0.075/A<br />
0.76-1.15 0.605 C, D 9 4 975 RG-204/U 9.75 x 4.875 248.0 x 124.0 27.0-38.5 0.137-0.095/A<br />
0.96-1.46 0.766 D 12 5 770 RG-205/U 7.7 x 3.85 196.0 x 98.0 17.2-24.1 0.201-0.136/A<br />
1.14-1.73 0.908 L L D 14 6 650 RG-69/U 6.5 x 3.25 165.1 x 82.55 11.9-17.2 0.317-0.212/B<br />
1.45-2.20 1.157 D, E 18 7 510 5.1 x 2.55 129.54 x 64.77 7.5-10.7<br />
0.269-0.178/A<br />
1.72-2.61 1.372 LS, R E 22 8 430 RG-104/U 4.3 x 2.15 109.22 x 54.61 5.2-7.5 0.588-0.385/B<br />
0.501-0.330/A<br />
2.17-3.30 1.736 E, F 26 9A 340 RG-112/U 3.4 x 1.7 86.36 x 43.18 3.1-4.5 0.877-0.572/B<br />
0.751-0.492/A<br />
2.60-3.95 2.078 S S E, F 32 10 284 RG-48/U 2.84 x 1.34 72.14 x 34.04 2.2-3.2 1.102-0.752/B<br />
3.22-4.90 2.577 F, G 40 11A 229 2.29 x 1.145 58.17 x 29.083 1.6-2.2<br />
0.940-0.641/A<br />
3.94-5.99 3.152 C C F, G 48 12 187 RG-49/U 1.872 x 0.872 47.55 x 22.149 1.4-2.0 2.08-1.44/B<br />
4.64-7.05 3.711 G, H 58 13 159 1.159 x 0.795 40.39 x 20.193 0.79-1.0<br />
1.77-1.12/A<br />
5.38-8.18 4.301 H 70 14 137 RG-50/U 1.372 x 0.622 34.85 x 15.799 0.56-0.71 2.87-2.30/B<br />
2.45-1.94/A<br />
6.58-10.0 5.259 I 84 15 112 RG-51/U 1.122 x 0.497 28.499 x 12.624 0.35-0.46 4.12-3.21/B<br />
3.50-2.74/A<br />
8.20-12.50 6.557 X X I, J 100 16 90 RG-52/U 0.9 x 0.4 22.86 x 10.16 0.20-0.29 6.45-4.48/B<br />
9.84-15.00 7.868 J 120 17 75 0.75 x 0.375 19.05 x 9.525 0.17-0.23 5.49-3.83/A<br />
11.90-18.00 9.486 J Ku J 140 18 62 RG-91/U 0.622 x 0.311 15.799 x 7.899 0.12-0.16 9.51-8.31/B-/A<br />
14.50-22.00 11.574 J, K 180 19 51 0.510 x 0.255 13.0 x 6.48 0.080-0.107<br />
6.14-5.36/S<br />
17.60-26.70 14.047 J, K 220 20 42 RG-53/U 0.420 x 0.170 10.668 x 4.318 0.043-0.058 20.7-14.8/B<br />
17.6-12.6/A<br />
21.70-33.00 17.328 K 260 21 34 0.340 x 0.170 8.636 x 4.318 0.034-0.048 13.3-9.5/S<br />
26.40-40.10 21.081 Q Ka K 320 22 28 RG-96/U 0.280 x 0.140 7.112 x 3.556 0.022-0.031 -/B<br />
33.00-50.10 26.342 K, L 400 23 22 RG-97/U 0.224 x 0.112 5.69 x 2.845 0.014-0.020 -/B<br />
39.30-59.70 31.357 L 500 24 19 0.188 x 0.094 4.775 x 2.388 0.011-0.015<br />
49.90-75.80 39.863 V L, M 620 25 15 RG-98/U 0.148 x 0.074 3.759 x 1.880 0.0063-0.0090 -/B<br />
60.50-92.00 48.350 O E M 740 26 12 RG-99/U 0.122 x 0.061 3.099 x 1.549 0.0042-0.0060 -/B<br />
73.80-112.0 59.010 W M 900 27 10 0.100 x 0.050 2.54 x 1.27 0.0030-0.0041<br />
-/A<br />
21.9-15.0/S<br />
31.0-20.9/S<br />
52.9-39.1/S<br />
93.3-52.2/S<br />
92.30-140.00 73.840 M 1200 28 8 RG-138/U 0.080 x 0.040 2.032 x 1.016 0.0018-0.0026 152-99/S<br />
114.0-173.00 90.840 1400 29 6 RG-136/U 0.065 x 0.0325 1.651 x 0.826 0.0012-0.0017 163-137/S<br />
145.00-220.00 115.750 T 1800 30 5 RG-135/U 0.051 x 0.0255 1.295 x 0.648 0.00071-0.00107 308-193/S<br />
172.00-261.00 131.520 2200 31 4 RG-137/U 0.043 x 0.0215 1.1 x 0.55 0.00052-0.00075 384-254/S<br />
217.00-330.00 173.280 2600 32 3 RG-139/U 0.034 x 0.017 0.87 x 0.44 0.00035-0.00047 512-348/S<br />
*) A=Aluminium, B = Messing, S = Silber Quelle: Produktkatalog <strong>der</strong> Firma Flann Microwave (www.flann.com)
122 5 Anwendung von Leitungen bei höheren Frequenzen
6 Mikrowellen Netzwerk-Analyse<br />
6.1 Impedanz- und Admittanz-Matrizen<br />
Betrachtet sei eine Schaltung mit N Toren (Anschlüssen), aus denen elektromagnetische Wellen<br />
ein- und auslaufen. Charakterisiert wird dieses N-Tor durch die Klemmenspannungen Ui und<br />
die Klemmenströme Ii. 1 In Bild 6.1 ist ein solches N-Tor schematisch dargestellt.<br />
Besteht die Schaltung aussschließlich aus linearen Bauelementen, so spricht man von einem<br />
linearen Netzwerk. Setzt man weiterhin voraus, dass innerhalb <strong>der</strong> Schaltung keine Quellen<br />
existieren, so besteht ein linearer Zusammenhang zwischen den Klemmenspannungen und<br />
1 Es handelt sich dabei um die Gesamtspannung bzw. den Gesamtstrom, resultierend aus <strong>der</strong> Überlagerung von<br />
hin- und rücklaufen<strong>der</strong> Welle.<br />
Bild 6.1: Schematische Darstellung eines N-Tores mit Klemmenspannungen und -strömen.<br />
123
124 6 Mikrowellen Netzwerk-Analyse<br />
-strömen an den einzelnen Toren:<br />
Ui =<br />
Ii =<br />
N�<br />
Zik Ik für i = 1, . . .,N (6.1)<br />
k=1<br />
N�<br />
Yik Uk für i = 1, . . .,N (6.2)<br />
k=1<br />
Die Koeffizienten Zik und Yik werden dabei als Impedanz- bzw. Admittanzparameter, o<strong>der</strong> kür-<br />
zer als Z- bzw. Y -Parameter bezeichnet. Besteht die Schaltung aus konzentrierten Elementen,<br />
so lassen sich die Z- bzw. Y -Parameter direkt aus <strong>der</strong> Schaltung mittels Maschen- und Knoten-<br />
regel bestimmen.<br />
Zur Bestimmung des Impedanzparameters Zik werden sämtliche Ströme mit Ausnahme von Ik<br />
zu Null gesetzt, d.h. die entsprechenden Tore werden offen gelassen (Leerlauf). Unter dieser<br />
Voraussetzung kann Zik berechnet werden zu<br />
�<br />
�<br />
�<br />
Zik = Ui<br />
� Ik Ij=0 für j�=k, Ik�=0<br />
. (6.3)<br />
Analog bestimmen sich die Admittanzparameter Yik, indem die Spannungen sämtlicher Tore<br />
mit Ausnahme des k-ten Tores zu Null gesetzt, d.h. kurzgeschlossen werden:<br />
�<br />
�<br />
�<br />
Yik = Ii<br />
Uk<br />
�<br />
Uj=0 für j�=k, Uk�=0<br />
(6.4)<br />
Die Gleichungssysteme (6.1) und (6.2) lassen sich kürzer und übersichtlicher in Matrixform<br />
schreiben. Aus (6.1) wird dann<br />
o<strong>der</strong><br />
⎛<br />
⎜<br />
⎝<br />
U1<br />
U2<br />
.<br />
UN<br />
⎞<br />
⎛<br />
⎟<br />
⎠ =<br />
⎜<br />
⎝<br />
Z11 Z12 · · · Z1N<br />
Z21 Z22 · · · Z2N<br />
.<br />
.<br />
. ..<br />
ZN1 ZN2 · · · ZNN<br />
.<br />
⎞ ⎛<br />
⎟ ⎜<br />
⎟ ⎜<br />
⎟ ⎜<br />
⎟ ⎜<br />
⎠ ⎝<br />
I1<br />
I2<br />
.<br />
IN<br />
⎞<br />
⎟<br />
⎠<br />
(6.5)<br />
[U] = [Z] [I] . (6.6)
6.2 Streuvariable 125<br />
Entsprechend schreibt sich (6.2) in Matrizenschreibweise<br />
o<strong>der</strong><br />
⎛<br />
⎜<br />
⎝<br />
I1<br />
I2<br />
.<br />
IN<br />
⎞<br />
⎛<br />
⎟<br />
⎠ =<br />
⎜<br />
⎝<br />
Y11 Y12 · · · Y1N<br />
Y21 Y22 · · · Y2N<br />
.<br />
.<br />
. ..<br />
YN1 YN2 · · · YNN<br />
.<br />
⎞ ⎛<br />
⎟ ⎜<br />
⎟ ⎜<br />
⎟ ⎜<br />
⎟ ⎜<br />
⎠ ⎝<br />
U1<br />
U2<br />
.<br />
UN<br />
⎞<br />
⎟<br />
⎠<br />
(6.7)<br />
[I] = [Z] [U] . (6.8)<br />
Nicht immer läßt sich ein Netzwerk in beiden Darstellungen beschreiben. Ist jedoch die Matrix<br />
[Z] o<strong>der</strong> [Y] invertierbar, d.h. sie besitzt eine nicht verschwindende Determinante, so ist auch<br />
die jeweils an<strong>der</strong>e Matrix ([Y] bzw. [Z]) invertierbar und es gilt<br />
6.2 Streuvariable<br />
[Y] = [Z] −1<br />
und [Z] = [Y] −1<br />
. (6.9)<br />
In vielen Fällen ist eine Definition von Strom und Spannung nicht eindeutig möglich (z.B. bei<br />
Hohlleitern), da die Integrale<br />
�<br />
�E d�s und<br />
�<br />
�H d�s (6.10)<br />
nicht wegunabhängig sind wie bei TEM-Leitungen. Messbar hingegen ist die von <strong>der</strong> Quelle<br />
zum Verbraucher transportierte bzw. die am Verbraucher reflektierte Wirkleistung, die durch ei-<br />
ne definierte Querschnittsfläche <strong>der</strong> Leitung fließt (Leistungswellen). Um den Zusammenhang<br />
mit den bisher betrachteten Spannungs- und Stromgrößen herzustellen, werden im Folgenden<br />
zunächst ausschließlich TEM-Leitungen betrachtet. Die für Leistungswellen gelten Beziehun-<br />
gen sind jedoch auch bei an<strong>der</strong>en Leitungstypen anwendbar, lediglich die Umrechnung auf<br />
Spannungs- bzw. Stromgrößen entfällt, wenn diese nicht definiert sind.
126 6 Mikrowellen Netzwerk-Analyse<br />
6.2.1 Leistungswellen<br />
Für die gesamte zum Verbraucher transportierte komplexe Scheinleistung auf einer TEM-<br />
Leitung gilt<br />
S(z) = 1<br />
2 U(z)I∗ (z) = 1<br />
2 [UH(z) + UR(z)][I ∗ H (z) − I∗ R (z)]<br />
= 1<br />
2 [UH(z)I ∗ H(z) − UR(z)I ∗ R(z) + UR(z)I ∗ H(z) − UH(z)I ∗ R(z)] .<br />
Mit (4.19) folgt daraus<br />
wobei<br />
S(z) = 1<br />
�<br />
UH(z)I<br />
2<br />
∗ H (z) − UR(z)I ∗ R (z) + UR(z) U ∗ H (z)<br />
Z∗ − UH(z)<br />
L<br />
U ∗ R (z)<br />
Z∗ �<br />
L<br />
= 1<br />
2 [UH(z)I ∗ H (z) − UR(z)I ∗ 1<br />
R (z)] +<br />
2Z∗ [UR(z)U<br />
L<br />
∗ H (z) − (UR(z)U ∗ H (z))∗ ]<br />
= SH(z) − SR(z) + j<br />
Z∗ Im {UR(z)U<br />
L<br />
∗ H (z)} ,<br />
(6.11)<br />
(6.12)<br />
SH(z) := 1<br />
2 UH(z)I ∗ H (z) und SR(z) := 1<br />
2 UR(z)I ∗ R (z) (6.13)<br />
die zum Verbraucher hinlaufende bzw. zur Quelle zurücklaufende komplexen Scheinleistungen<br />
bedeuten. Für eine verlustfreie (o<strong>der</strong> näherungsweise für eine höchstens schwach verlustbehaf-<br />
tete Leitung) ist <strong>der</strong> Leitungswellenwi<strong>der</strong>stand ZL reell und damit gilt für die transportierte<br />
Wirkleistung<br />
PW(z) = ReS(z) = ReSH(z) − Re SR(z) = PW,H(z) − PW,R(z) . (6.14)<br />
Die gesamte zum Verbraucher transportierte Wirkleistung ergibt sich somit als Differenz <strong>der</strong><br />
von <strong>der</strong> hinlaufenden Welle transportierten Wirkleistung PW,H abzüglich <strong>der</strong> in die Quelle zu-<br />
rücklaufenden Wirkleistung PW,R. Diese beiden Teilleistungen sind den hin- und rücklaufenden<br />
Teilwellen eindeutig zuzuordnen, wobei gemäß (6.12) bis (6.14) gilt:<br />
PW,H = 1<br />
2 Re {UH(z)I ∗ 2 |UH(z)|<br />
H(z)} =<br />
2ZL<br />
und PW,R = 1<br />
2 Re {UR(z)I ∗ 2 |UR(z)|<br />
R (z)} =<br />
2ZL<br />
= |IH(z)| 2<br />
2<br />
= |IR(z)| 2<br />
2<br />
ZL<br />
ZL<br />
(6.15)<br />
(6.16)
6.2 Streuvariable 127<br />
Die Wirkleistungen sind damit den Quadraten <strong>der</strong> Beträge (Amplituden) <strong>der</strong> hin- und rücklau-<br />
fenden Spannungs- bzw. Stromwellen proportional. Definiert man nun gemäß DIN 4899 die<br />
sogenannten Streuvariablen 2<br />
so gilt mit Blick auf (6.15) und (6.16)<br />
und somit<br />
a(z) := UH(z)<br />
√ ZL<br />
und b(z) := UR(z)<br />
√ ZL<br />
PW,H(z) = 1<br />
2 |a(z)|2<br />
|a(z)| =<br />
= IH(z) � ZL<br />
(6.17)<br />
= IR(z) � ZL , (6.18)<br />
und PW,R(z) = 1<br />
2 |b(z)|2<br />
, (6.19)<br />
�<br />
�<br />
2PW,H(z) und |b(z)| = 2PW,R(z) . (6.20)<br />
Die Beträge <strong>der</strong> Streuvariablen a(z) und b(z) sind dadurch direkt mit den transportierten Wirk-<br />
leistungen <strong>der</strong> hin- und rücklaufenden Teilwellen verknüpft. Die Beziehung (6.20) kann auch<br />
als Definition für die Streuvariablen angesehen werden, die es erlaubt a(z) und b(z) aus den<br />
(stets eindeutig definierten) Wirkleistungen zu bestimmen, selbst wenn keine Spannungen und<br />
Ströme definiert werden können. Mit (6.20) ist aber nur <strong>der</strong> Betrag <strong>der</strong> Streuvariablen gegeben.<br />
Für die Phase gilt mit (6.17) bzw. (6.18)<br />
arg a(z) = arg UH(z) = arg IH(z) (6.21)<br />
bzw. arg b(z) = arg UR(z) = arg IR(z) . (6.22)<br />
Sind Spannung und Strom nicht definiert, so kann die Phase auch direkt aus dem elektrischen<br />
o<strong>der</strong> magnetischen Feld gewonnen werden, da einer Phasenfront einer einzelnen elektromagne-<br />
tischen Welle stets eine konstante Phase zugeordnet ist.<br />
Für die resultierende zum Verbraucher transportierte Wirkleistung gilt mit (6.14) und (6.19)<br />
PW(z) = 1 � 2 2<br />
|a(z)| − |b(z)|<br />
2<br />
�<br />
. (6.23)<br />
Der Reflexionsfaktor auf <strong>der</strong> Leitung gemäß (4.27) ergibt sich mit (6.17) und (6.18) zu<br />
r(z) = UR(z)<br />
UH(z)<br />
2 auch Leistungswellen o<strong>der</strong> Wellengrößen genannt<br />
= IR(z)<br />
IH(z)<br />
= b(z)<br />
a(z)<br />
. (6.24)
128 6 Mikrowellen Netzwerk-Analyse<br />
Die Streuvariablen a(z) und b(z) besitzen wegen (6.17) und (6.18) die gleiche Ortsabhängigkeit<br />
wie die Spannungs- bzw. Stromwellen (4.17) bzw. (4.18):<br />
a(z) = a(0) e +γz<br />
und b(z) = b(0) e −γz<br />
(6.25)<br />
Für die resultierende Spannung und den resultierenden Strom, die sich auf <strong>der</strong> Leitung durch<br />
die Überlagerung von hin- und rücklaufen<strong>der</strong> Welle ergeben, gilt mit (6.17) und (6.18)<br />
U(z) = UH(z) + UR(z) = � ZL [a(z) + b(z)] (6.26)<br />
I(z) = IH(z) − IR(z) = 1<br />
√ [a(z) − b(z)] . (6.27)<br />
ZL<br />
Umgekehrt lassen sich die Streuvariablen a(z) und b(z) auch eindeutig aus Gesamtspannung<br />
U(z) und Gesamtstrom I(z) berechnen:<br />
a(z) = 1<br />
�<br />
1<br />
√ZL U(z) +<br />
2<br />
� �<br />
ZL I(z)<br />
b(z) = 1<br />
�<br />
1<br />
√ZL U(z) −<br />
2<br />
� �<br />
ZL I(z)<br />
(6.28)<br />
(6.29)<br />
Durch die Zusammenhänge (6.26) bis (6.29) lassen sich alle Schaltungen, die sich mittels Span-<br />
nung U und Strom I beschreiben lassen, alternativ auch durch die Streuvariablen a und b be-<br />
schreiben. Umgekehrt braucht dies jedoch nicht <strong>der</strong> Fall zu sein, da Spannung und Strom nicht<br />
definiert sein müssen.<br />
Streuvariable am Beispiel des Rechteckhohlleiters<br />
Für den Rechteckhohlleiter gemäß Abschnitt 5.5.3 kann nicht auf die Spannungs- bzw. Strom-<br />
darstellung zurückgegriffen werden. In diesem Fall werden die Streuparameter über die trans-<br />
portierte Wirkleistung einer Welle berechnet. Aus (6.19) folgt mit (5.119) für die transportierte<br />
Wirkleistung <strong>der</strong> hinlaufenden Hohlleiterwelle 3<br />
und somit<br />
PW,H = E2 0,H<br />
4ZFH<br />
|a(z)| = |E0,H|<br />
ab = 1<br />
2 |a(z)|2<br />
� ab<br />
2ZFH<br />
(6.30)<br />
. (6.31)<br />
3 Verwechslungen <strong>der</strong> Streuvariable a(z) mit <strong>der</strong> Hohlleiterabmessung a sollten nicht zu befürchten sein.
6.3 Streumatrix 129<br />
Gemäß <strong>der</strong> Bemerkung nach (6.22) gilt<br />
und damit<br />
� �<br />
π<br />
arg a(z) = arg EH(z) = arg E0,H sin<br />
a x<br />
�<br />
e jβzz<br />
�<br />
= arg � E0,H e jβzz�<br />
a(z) = E0,H(0)<br />
� ab<br />
2ZFH<br />
e jβzz<br />
Entsprechend gilt für die Streuvariable <strong>der</strong> rücklaufenden Welle<br />
b(z) = E0,R(0)<br />
� ab<br />
2ZFH<br />
e −jβzz<br />
(6.32)<br />
. (6.33)<br />
. (6.34)<br />
Die Streuvariable sind damit direkt proportional zum elektrischen Feld, bzw. zu <strong>der</strong> Querkom-<br />
ponente des magnetischen Feldes. Der Ausbreitungsfaktor e ±jβzz ist identisch mit dem <strong>der</strong><br />
TEM-Welle, wobei als Ausbreitungskonstante βz gemäß (5.114) einzusetzen ist.<br />
6.3 Streumatrix<br />
Auf die gleiche Art und Weise, wie [Z]- und [Y]-Matrizen die komplexen Amplituden <strong>der</strong><br />
Ströme und Spannungen eines Mehrtors verknüpfen, werden durch die Streumatrix die kom-<br />
plexen Amplituden eines Mehrtores verknüpft. Bezeichnet man, wie in Bild 6.2, die Tore mit<br />
1 . . .k . . .n, dann läuft am Tor k die Welle mit <strong>der</strong> Streuvariablen ak ein, die Welle mit <strong>der</strong><br />
Streuvariablen bk aus. Aus den Netzwerkgleichungen lässt sich für die Streuvariablen, die ge-<br />
mäß Abschnitt 6.2 mit Strom und Spannung verknüpft sind, ein Gleichungssystem aufstellen:<br />
b1 =s11 · a1 +s12 · a2 +· · · · · ·+s1N ·aN<br />
b2 =s21 · a1 +s22 · a2 +· · · · · ·+s2N ·aN<br />
. = . + . + . . . +<br />
bN=sN1 · a1+sN2 · a2+· · · · · ·+sNN · aN<br />
.<br />
(6.35)<br />
Die Streuvariable für die rücklaufende Welle des i-ten Tores einer Zeile aus Gleichung 6.35 ist<br />
bi =<br />
N�<br />
sik ·ak i = 1,2, . . .,N (6.36)<br />
k=1
130 6 Mikrowellen Netzwerk-Analyse<br />
Bild 6.2: Ein- und auslaufende Wellen an einem N-Tor (Zählrichtung im Uhrzeigersinn)<br />
Die Koeffizienten sik sind im Allgemeinen komplexe Größen. Man kann sie in üblicher Weise zu<br />
einer Matrix [S], die ak und bk zu Spaltenmatrizen o<strong>der</strong> Vektoren [a] und [b] zusammenfassen:<br />
⎡<br />
⎢<br />
⎣<br />
b1<br />
b2<br />
.<br />
.<br />
bN<br />
Abkürzend schreibt man:<br />
⎤<br />
⎡<br />
⎥ ⎢<br />
⎥ ⎢<br />
⎥ ⎢<br />
⎥ ⎢<br />
⎥ = ⎢<br />
⎥ ⎢<br />
⎥ ⎢<br />
⎦ ⎣<br />
s11 s12 . . . . . .... s1N<br />
s21<br />
.<br />
s22<br />
.<br />
. . . . . ....<br />
. ..<br />
s2N<br />
.<br />
. .<br />
.. . .<br />
sN1 sN2 . . . . . .... sNN<br />
⎤<br />
⎡<br />
⎥ ⎢<br />
⎥ ⎢<br />
⎥ ⎢<br />
⎥ ⎢<br />
⎥ · ⎢<br />
⎥ ⎢<br />
⎥ ⎢<br />
⎦ ⎣<br />
a1<br />
a2<br />
.<br />
.<br />
aN<br />
⎤<br />
⎥<br />
⎦<br />
(6.37)<br />
[b] = [S] · [a] (6.38)<br />
Die Matrix [S] ist quadratisch und heißt Streumatrix, ihre Elemente werden Streuparameter<br />
genannt. Der Wellenwi<strong>der</strong>stand als Bezug für die Tore kann verschieden sein und muss dann
6.3 Streumatrix 131<br />
Bild 6.3: Leitung mit Streuvariablen<br />
angegeben werden. Ist kein Bezugswi<strong>der</strong>stand angegeben, so kann man von einem Wellenwi-<br />
<strong>der</strong>stand an allen Toren von 50 Ω ausgehen. Als Beispiel wird die Streumatrix einer Leitung <strong>der</strong><br />
Länge l nach Bild 6.3 bestimmt. Für dieses Beispiel lautet das Gleichungssystem gemäß (6.35)<br />
Aus dem Gleichungssystem folgt unmittelbar<br />
b1 = s11 ·a1 + s12 ·a2<br />
b2 = s21 ·a1 + s22 ·a2 . (6.39)<br />
s11 = b1<br />
a1<br />
�<br />
�<br />
�<br />
�<br />
a2=0<br />
. (6.40)<br />
Zur Bestimmung von s11 wird ein Generator an Tor 1 an-, das Tor 2 reflexionsfrei abgeschlos-<br />
sen. Im Fall <strong>der</strong> TEM-Leitung wird mit dem Wellenwi<strong>der</strong>stand ZL abgeschlossen. s11 ist nach<br />
(6.40) identisch mit dem Reflexionsfaktor am Tor 1<br />
s11 = r1 . (6.41)<br />
Ist die Leitung ideal, so tritt bei reflexionsfreiem Abschluss <strong>der</strong> Leitung keine rücklaufende<br />
Welle auf, d.h. b1 = 0 und somit s11 = 0. Aus (6.39) folgt weiter:<br />
s12 = b1<br />
a2<br />
�<br />
�<br />
�<br />
�<br />
a1=0<br />
. (6.42)<br />
Zur Bestimmung von s12 schließt man den Generator an Tor 2 an und schließt Tor 1 reflexions-<br />
frei mit einem Messgerät ab. Bei idealer Leitung erfährt die einlaufende Welle bis zum Ausgang<br />
eine Phasendrehung um den Winkel ϕ = −2πl/λ. Damit wird<br />
s12 = e jϕ<br />
(6.43)
132 6 Mikrowellen Netzwerk-Analyse<br />
Auf die gleiche Weise folgen die Streuparameter s21 und s22. Für die ideale Leitung lautet die<br />
Streumatrix<br />
[S] =<br />
�<br />
0 e jϕ<br />
e jϕ 0<br />
6.4 Spezielle Eigenschaften von Netzwerken<br />
Eigenreflexionsfreiheit<br />
�<br />
. (6.44)<br />
Tritt an einem Tor k mit angeschlossenem Generator keine rücklaufende Welle auf und sind alle<br />
an<strong>der</strong>en Tore reflexionsfrei abgeschlossen, dann gilt für das zugehörige Element <strong>der</strong> Hauptdia-<br />
gonalen <strong>der</strong> Streumatrix<br />
skk = 0 . (6.45)<br />
Das Tor k des Netzwerkes ist eigenreflexionsfrei. Eine an<strong>der</strong>e gebräuchliche Bezeichnung dafür<br />
ist angepasst.<br />
Umkehrbarkeit<br />
Bei einem Mehrtor, das dem Umkehrsatz genügt, gilt<br />
skl = slk . (6.46)<br />
für alle k und l. Das Mehrtor muss durch die Maxwell’schen Gleichungen beschreibbar sein.<br />
Wenn <strong>der</strong> Umkehrsatz für die Matrix gilt, können die Tore beliebig vertauscht werden.<br />
Passivität<br />
Die Wirkleistungsbilanz lässt sich berechnen zu<br />
Die |ak| 2 erhält man aus<br />
PW = �<br />
k<br />
PW,k = 1<br />
2<br />
��<br />
|ak| 2 − |bk| 2�<br />
k<br />
|ak| 2 = ak · a ∗ k<br />
. (6.47)<br />
(6.48)
6.4 Spezielle Eigenschaften von Netzwerken 133<br />
und in Matrizenschreibweise durch<br />
[a] + [a] = [a ∗ 1 · · ·a∗ N ]<br />
⎡<br />
⎢<br />
⎣<br />
a1<br />
.<br />
aN<br />
⎤<br />
⎥<br />
⎦ =<br />
N�<br />
|ak| 2<br />
k=1<br />
. (6.49)<br />
Dabei ist [a] + die zu [a] adjungierte bzw. hermitesch konjugierte Matrix. Die zu einer beliebigen<br />
Matrix [A] adjungierte Matrix [A] + ist definiert durch<br />
[A] + = ([A] ∗ ) T = ([A] T ) ∗<br />
wobei [Aik] T = [Aki] die transponierte Matrix (Vertauschung von Zeilen und Spalten) und [A] ∗<br />
die zu [A] (elementweise) konjugiert komplexe Matrix ist.<br />
Somit lässt sich die Wirkleistung auch schreiben als<br />
Da weiter nach den Matrizenregeln gilt<br />
folgt aus<br />
direkt<br />
PW = 1 � �<br />
+ +<br />
[a] [a] − [b] [b]<br />
2<br />
Setzt man (6.49), (6.52) und (6.53) in (6.50) ein, so erhält man<br />
wobei E die Einheitsmatrix bedeutet.<br />
,<br />
. (6.50)<br />
([A] · [B]) + = [B] + · [A] + , (6.51)<br />
[b] = [S] · [a] (6.52)<br />
[b] + = [a] + · [S] + . (6.53)<br />
PW = 1 � �<br />
+ + +<br />
[a] [a] − [a] [S] [S][a]<br />
2<br />
(6.54)<br />
= 1<br />
2 [a]+ � [E] − [S] + [S] � [a] . (6.55)
134 6 Mikrowellen Netzwerk-Analyse<br />
Ein N-Tor ist passiv, wenn die Summe <strong>der</strong> einlaufenden Wirkleistungen größer o<strong>der</strong> gleich den<br />
auslaufenden Wirkleistungen ist, das heißt, wenn die Leistungsbilanz, von außen nach innen<br />
gerechnet positiv o<strong>der</strong> maximal null ist. Dies muss für jeden Betriebszustand erfüllt sein.<br />
Eine quadratische Form <strong>der</strong> Art<br />
PW ≥ 0 (6.56)<br />
PW = 1<br />
2 [x]+ [R][x] (6.57)<br />
ist dann für alle [x] größer o<strong>der</strong> gleich Null, wenn alle Eigenwerte von [R] ≥ 0 sind. Eine Matrix<br />
mit diesen Eigenschaften nennt man auch positiv semidefinit. Auf (6.55) angewandt bedeutet<br />
dies, dass <strong>der</strong> Ausdruck<br />
[R] = � [E] − [S] + [S] �<br />
für passive Streumatrizen positiv semidefinit sein muss.<br />
Ein Mehrtor ist verlustlos, falls die Wirkleistung gleich Null ist:<br />
Dies bedeutet nach (6.55)<br />
d.h. die Streumatrix ist unitär.<br />
(6.58)<br />
PW = 0 (6.59)<br />
[S] · [S] + = [E] (6.60)<br />
bzw. [S] + · [S] = [E] , (6.61)<br />
6.5 ABCD-Matrix und Transmissionsmatrix<br />
Bei <strong>der</strong> Hintereinan<strong>der</strong>schaltung (Kettenschaltung) mehrerer Zweitore ist die Beschreibung <strong>der</strong><br />
Zweitore mittels Verkettungsmatrizen vorteilhaft. Diese setzen die Größen an Tor 1 mit denen<br />
an Tor 2 in Verbindung, gemäß dem folgenden Schema:
6.5 ABCD-Matrix und Transmissionsmatrix 135<br />
Bild 6.4: Hintereinan<strong>der</strong>schaltung mehrerer Zweitore und zugehörige Multiplikation <strong>der</strong> Ver-<br />
kettungsmatrizen<br />
Bild 6.5: Hintereinan<strong>der</strong>schaltung mehrerer Zweitore in <strong>der</strong> Spannungs-/Stromdarstellung<br />
Man erhält die Beschreibungsgrößen von Tor 1, indem die Größen an Tor 2 mit <strong>der</strong> Verkettungs-<br />
matrix multipliziert werden. Der Vorteil <strong>der</strong> Darstellung mittels Verkettungsmatrizen entsteht<br />
erst bei <strong>der</strong> Hintereinan<strong>der</strong>schaltung mehrerer Zweitore. Die Verkettungsmatrix <strong>der</strong> gesamten<br />
Schaltung erhält man dann durch einfache Matrizenmultiplikation <strong>der</strong> einzelnen Verkettungs-<br />
matrizen. Die Reihenfolge <strong>der</strong> einzelnen Verkettungsmatrizen entspricht dabei <strong>der</strong> Reihenfolge<br />
<strong>der</strong> Hintereinan<strong>der</strong>schaltung <strong>der</strong> Zweitore (vgl. Bild 6.4).<br />
Man unterscheidet je nach Darstellung zwei Arten von Verkettungsmatrizen. Werden die Ein-<br />
und Ausgangstore mittels Spannungen und Strömen beschrieben, erfolgt die Charakterisierung<br />
<strong>der</strong> Zweitore am zweckmäßigsten mittels <strong>der</strong> ABCD-Matrizen. Erfolgt die Beschreibung mittels<br />
Streuvariablen, so wird die Transmissionsmatrix verwendet.<br />
ABCD-Matrix<br />
Bei einer Beschreibung mittels Spannungen und Strömen an den Ein- und Ausgängen <strong>der</strong> Zwei-<br />
tore, stellt sich eine Hintereinan<strong>der</strong>schaltung wie in Bild 6.5 gezeigt dar. Bei <strong>der</strong> Formulierung<br />
ist die Verkettungsbedingung zu beachten. Damit ist gemeint, wie die Spannungen und Ströme<br />
an den Verbindungsstellen <strong>der</strong> Zweitore zusammenhängen. Mit Blick auf Bild 6.5 egibt sich die
136 6 Mikrowellen Netzwerk-Analyse<br />
Verkettungsbedingung zwischen dem n-ten und dem nachfolgenden (n + 1)-ten Zweitor<br />
U (n+1)<br />
1<br />
= U (n)<br />
2 und I (n+1)<br />
1 = −I (n)<br />
2 , (6.62)<br />
d.h. die Eingangsspannung (Tor 1) eines Zweitores ist gleich <strong>der</strong> Ausgangsspannung (Tor 2)<br />
des vorangegangenen Zweitores. Beim Strom gilt das gleiche, jedoch ist aufgrund <strong>der</strong> unter-<br />
schiedlichen Zählrichtung (<strong>der</strong> Strom wird beim hineinfließen in das Zweitor positiv gezählt)<br />
ein Minuszeichen beim Strom in (6.62) erfor<strong>der</strong>lich.<br />
Unter diesen Voraussetzungen lautet die Transformationsgleichung des Zweitores mittels<br />
ABCD-Matrix, welche auch mit [A] bezeichnet wird<br />
was gleichbedeutend ist mit<br />
�<br />
U1<br />
I1<br />
�<br />
=<br />
�<br />
A B<br />
C D<br />
� �<br />
� �� �<br />
ABCD-Matrix [A]<br />
U1 = A U2 − B I2<br />
U2<br />
−I2<br />
I1 = C U2 − D I2 .<br />
�<br />
, (6.63)<br />
(6.64)<br />
Aus <strong>der</strong> Bezeichnung <strong>der</strong> Koeffizienten mit A bis D resultiert die Bezeichnung ABCD-Matrix.<br />
Liegt eine Beschreibung des Zweitores in Form von Impedanzparametern [Z] vor, so lassen<br />
sich durch Umstellen von (6.1) und Koeffizientenvergleich mit (6.64) die Elemente <strong>der</strong> ABCD-<br />
Matrix bestimmen:<br />
A = Z11<br />
Z21<br />
C = 1<br />
Z21<br />
B = Z11Z22<br />
Z21<br />
D = Z22<br />
Z21<br />
− Z12<br />
(6.65)<br />
Umgekehrt ergeben sich die Elemente <strong>der</strong> Impedanzmatrix [Z] aus den Elementen <strong>der</strong> ABCD-<br />
Matrix zu<br />
Z11 = A<br />
C<br />
Z21 = 1<br />
C<br />
Z12 = AD<br />
C<br />
Z22 = D<br />
C<br />
− B<br />
.<br />
(6.66)
6.5 ABCD-Matrix und Transmissionsmatrix 137<br />
Bild 6.6: Hintereinan<strong>der</strong>schaltung mehrerer Zweitore in <strong>der</strong> Darstellung mittels Streuvariablen<br />
Auf die gleiche Weise läßt sich auch eine Umrechnung von Admittanzparametern [Y] in<br />
ABCD-Darstellung durchführen<br />
A = − Y22<br />
Y21<br />
C = Y12 − Y11Y22<br />
Y21<br />
B = − 1<br />
Y21<br />
D = − Y11<br />
und umgekehrt aus den ABCD-Parametern die Admittanzparameter bestimmen<br />
Y11 = D<br />
B<br />
Y21 = − 1<br />
B<br />
Y12 = C − AD<br />
B<br />
Y22 = A<br />
B<br />
Y21<br />
.<br />
(6.67)<br />
(6.68)<br />
Werden nun N Zweitore gemäß Bild 6.5 hintereinan<strong>der</strong> geschaltet, so ergibt sich die ABCD-<br />
Matrix [Ages] des gesamten Systems durch Matrizenmultiplikation zu<br />
[Ages] = [A1] · [A2] · · ·[AN] , (6.69)<br />
wobei die [Ai] die ABCD-Matrizen <strong>der</strong> einzelnen Zweitore darstellen.<br />
Transmissions-Matrix<br />
Liegt die Beschreibung <strong>der</strong> einzelnen Zweitore in <strong>der</strong> Form von Streuvariablen vor, so stellt sich<br />
die Hintereinan<strong>der</strong>schaltung mehrerer Zweitore wie in Bild 6.6 gezeigt dar. Die Verkettungsbe-<br />
dingung an den Verbindungsstellen <strong>der</strong> Zweitore ergibt sich aus Bild 6.6 zu<br />
b (n+1)<br />
1<br />
= a (n)<br />
2 und a (n+1)<br />
1 = b (n)<br />
2 , (6.70)<br />
d.h. die einlaufende Welle a1 am Eingang (Tor 1) eines Zweitores ist gleich <strong>der</strong> auslaufenden<br />
Welle b2 am Ausgang (Tor 2) des vorangegangenen Zweitores. Entsprechend ergibt sich die
138 6 Mikrowellen Netzwerk-Analyse<br />
einlaufende Welle a2 am Ausgang (Tor 2) eines Zweitors als auslaufende bzw. reflektierte Welle<br />
am Eingang (Tor 1) des nachfolgenden Zweitors.<br />
Damit lautet die Transformationsgleichung des Zweitores mittels <strong>der</strong> Transmissions-Matrix[T]:<br />
�<br />
b1<br />
a1<br />
�<br />
=<br />
�<br />
T11 T12<br />
�<br />
�<br />
T21 T22<br />
�� �<br />
Transmissions-Matrix [T]<br />
�<br />
a2<br />
b2<br />
�<br />
(6.71)<br />
Zur Berechnung <strong>der</strong> Parameter T11, T12, T21 und T22 aus den Streuparametern wird das Glei-<br />
chungssystem (6.37) nach b1 und a1 umgestellt:<br />
�<br />
b1 =<br />
a1 = − S22<br />
S12 − S11S22<br />
S21<br />
S21<br />
a2 + 1<br />
S21<br />
Durch Koeffizientenvergleich mit (6.71) ergibt sich<br />
T11 = S12 − S11S22<br />
T21 = − S22<br />
S21<br />
S21<br />
�<br />
b2<br />
a2 + S11<br />
b2<br />
S21<br />
T12 = S11<br />
S21<br />
T22 = 1<br />
S21<br />
(6.72)<br />
(6.73)<br />
Diese Umrechnung setzt voraus, dass S21 �= 0 ist, d.h. die Transmission des Zweitores in Vor-<br />
wärtsrichtung nicht verschwindet. Ganz entsprechend lassen sich aus T11, T12, T21 und T22 die<br />
zugehörigen Streuparameter berechnen:<br />
S11 = T12<br />
T22<br />
S21 = 1<br />
T22<br />
S12 = T11 − T12T21<br />
S22 = − T21<br />
T22<br />
T22<br />
(6.74)<br />
Werden nun N Zweitore gemäß Bild 6.6 hintereinan<strong>der</strong> geschaltet, so ergibt sich die Transmis-<br />
sionsmatrix [Tges] des gesamten Systems durch Matrizenmultiplikation zu<br />
[Tges] = [T1] · [T2] · · ·[TN] , (6.75)<br />
wobei die [Ti] die Transmissionsmatrizen <strong>der</strong> einzelnen Zweitore darstellen.
6.6 Berechnungsmethoden für die Streumatrix 139<br />
Bild 6.7: Schematische Darstellung eines n-Tores, es gilt [b] = [S][a].<br />
6.6 Berechnungsmethoden für die Streumatrix<br />
6.6.1 Streuparameterbestimmung aus Strom-Spannungsdefinition<br />
Sofern Bauelemente <strong>der</strong> <strong>Hochfrequenztechnik</strong> nicht als konzentrierte Elemente vorliegen, las-<br />
sen sie sich in vielen Fällen durch Ersatzschaltbil<strong>der</strong> beschreiben. Diese enthalten konzentrierte<br />
Elemente (Wi<strong>der</strong>stände, Kondensatoren, Induktivitäten) und zum Teil Strom- o<strong>der</strong> Spannungs-<br />
quellen (bei aktiven Elementen Transistoren). Mit Hilfe <strong>der</strong> Knoten- und Maschenregel lassen<br />
sich hieraus Leitwert-Parameter (Y -Parameter)<br />
I1 = Y11U1 + Y12U2<br />
o<strong>der</strong> Wi<strong>der</strong>stands-Parameter (Z-Parameter) ableiten.<br />
I2 = Y21U1 + Y22U2 (6.76)<br />
U1 = Z11I1 + Z12I2<br />
U2 = Z21I1 + Z22I2 . (6.77)<br />
Ersetzt man in (6.76) und (6.77) die Spannungen und Ströme durch (6.26) und (6.27) und setzt<br />
die dadurch gewonnenen Streuvariablen a1, b1, a2 und b2 in (6.39) ein, so kann man daraus<br />
die S-Parameter als Funktion <strong>der</strong> Y - und Z-Parameter bestimmen. Da die S-Parameter relative
140 6 Mikrowellen Netzwerk-Analyse<br />
Größen, die Y - und Z-Parameter jedoch absolute Größen sind, führt man auch hier relative<br />
Größen ein und bezieht alle Werte auf den reellen Bezugswellenwi<strong>der</strong>stand Z0.<br />
Für Zweitore sind die Umrechnungsbeziehungen in Tabelle 6.1 angegeben. Diese beinhaltet<br />
zusätzliche Formeln für die Hybrid-(H)- und die Ketten-(A)-Parameter. Mit Hilfe dieser Um-<br />
rechnungsformeln lassen sich auch leicht Parallel- und Serienschaltungen von Zweitoren durch<br />
entsprechende Umwandlungen berechnen:<br />
[S] → [Y] → Parallelschaltung → [Y] → [S]<br />
[S] → [Z] → Serienschaltung → [Z] → [S]<br />
6.6.2 Konversion zwischen Matrizen<br />
Aufgrund <strong>der</strong> linearen Zusammenhänge zwischen den Strom- Spannungsbeziehungen und den<br />
Streuvariablen lassen sich Impedanzparameter in Leitwertparameter o<strong>der</strong> Streuparameter um-<br />
rechnen. Für den häufig vorkommenden Anwendungsfall von Zweitoren (welche in <strong>der</strong> ana-<br />
logen Schaltungstechnik auch als Vierpole bzeichnet werden) sind in Tabelle 6.1 die Umrech-<br />
nungsbeziehungen zwischen den [S]-, [Z]-, [Y]-, [A] (ABCD-) und [T]-Matrizen angegeben.<br />
6.6.3 Zusammenschaltung von Mehrtoren<br />
Bei <strong>der</strong> Zusammenschaltung von Mehrtoren interessiert die resultierende Streumatrix. Diese<br />
lässt sich bestimmen durch Aufstellen des Gleichungssystems nach (6.37) bzw. (6.39). Durch<br />
Gleichsetzen <strong>der</strong> Leistungswellen an den Verbindungsstellen und anschließende Elimination<br />
dieser Streuvariablen lässt sich die gesuchte Streumatrix bestimmen.<br />
Ein in vielen Fällen bequemerer Weg ist jedoch die direkte Bestimmung <strong>der</strong> einzelnen Streupa-<br />
rameter nach<br />
sij = bi<br />
aj<br />
�<br />
�<br />
�<br />
�<br />
(ak=0),k=1...N,k�=j<br />
. (6.78)<br />
Man denkt sich eine Welle an Tor j eingespeist, während die restlichen Tore mit ihrem Be-<br />
zugswi<strong>der</strong>stand abgeschlossen sind und ermittelt den o<strong>der</strong> die Signalwege zum gewünschten<br />
Ausgangstor. Auf diese Weise lässt sich die [S]-Matrix des entstandenen Mehrtors relativ ein-<br />
fach bestimmen.<br />
In Ergänzung zu den in Abschnitt 6.4 dargelegten Eigenschaften von Streumatrizen lässt sich<br />
folgendes angeben:
S11<br />
S12<br />
S21<br />
S22<br />
Z11<br />
Z12<br />
Z21<br />
Z22<br />
Y11<br />
Y12<br />
Y21<br />
Y22<br />
A<br />
Tabelle 6.1: Umrechnung verschiedener Zweitorparameter<br />
[S] [Z] [Y] [A] (ABCD) [T]<br />
S11<br />
S12<br />
S21<br />
S22<br />
(1 + S11)(1 − S22) + S12S21<br />
Z0<br />
(1 − S11)(1 − S22) − S12S21<br />
2S12<br />
Z0<br />
(1 − S11)(1 − S22) − S12S21<br />
2S21<br />
Z0<br />
(1 − S11)(1 − S22) − S12S21<br />
(1 − S11)(1 + S22) + S12S21<br />
Z0<br />
(1 − S11)(1 − S22) − S12S21<br />
(1 − S11)(1 + S22) + S12S21<br />
Y0<br />
(1 + S11)(1 + S22) − S12S21<br />
−2S12<br />
Y0<br />
(1 + S11)(1 + S22) − S12S21<br />
−2S21<br />
Y0<br />
(1 + S11)(1 + S22) − S12S21<br />
(1 + S11)(1 − S22) + S12S21<br />
Y0<br />
(1 + S11)(1 + S22) − S12S21<br />
(1 + S11)(1 − S22) + S12S21<br />
2S21<br />
(1 + S11)(1 + S22) − S12S21<br />
B Z0<br />
2S21<br />
1 (1 − S11)(1 − S22) − S12S21<br />
C<br />
Z0 2S21<br />
(1 − S11)(1 + S22) − S12S21<br />
D<br />
2S21<br />
T11<br />
T12<br />
T21<br />
T22<br />
S12S21 − S11S22<br />
S21<br />
S11<br />
S21<br />
−S22<br />
S21<br />
1<br />
S21<br />
(Z11 − Z0)(Z22 + Z0) − Z12Z21<br />
(Z11 + Z0)(Z22 + Z0) − Z12Z21<br />
2Z12Z0<br />
(Z11 + Z0)(Z22 + Z0) − Z12Z21<br />
2Z21Z0<br />
(Z11 + Z0)(Z22 + Z0) − Z12Z21<br />
(Z11 + Z0)(Z22 − Z0) − Z12Z21<br />
(Z11 + Z0)(Z22 + Z0) − Z12Z21<br />
Z11<br />
Z12<br />
Z21<br />
Z22<br />
Z22<br />
Z11Z22 − Z12Z21<br />
−Z12<br />
Z11Z22 − Z12Z21<br />
−Z21<br />
Z11Z22 − Z12Z21<br />
Z11<br />
Z11Z22 − Z12Z21<br />
Z11<br />
Z21<br />
Z11Z22 − Z12Z21<br />
Z21<br />
1<br />
Z21<br />
Z22<br />
Z21<br />
(Y0 − Y11)(Y0 + Y22) + Y12Y21<br />
(Y11 + Y0)(Y22 + Y0) − Y12Y21<br />
−2Y12Y0<br />
(Y11 + Y0)(Y22 + Y0) − Y12Y21<br />
−2Y21Y0<br />
(Y11 + Y0)(Y22 + Y0) − Y12Y21<br />
(Y0 + Y11)(Y0 − Y22) + Y12Y21<br />
(Y11 + Y0)(Y22 + Y0) − Y12Y21<br />
Y22<br />
Y11Y22 − Y12Y21<br />
−Y12<br />
Y11Y22 − Y12Y21<br />
−Y21<br />
Y11Y22 − Y12Y21<br />
Y11<br />
Y11Y22 − Y12Y21<br />
Y11<br />
Y12<br />
Y21<br />
Y22<br />
−Y22<br />
Y21<br />
−1<br />
Y21<br />
Y12Y21 − Y11Y22<br />
Y21<br />
−Y11<br />
Y21<br />
A + B/Z0 − CZ0 − D<br />
A + B/Z0 + CZ0 + D<br />
2(AD − BC)<br />
A + B/Z0 + CZ0 + D<br />
2<br />
A + B/Z0 + CZ0 + D<br />
−A + B/Z0 − CZ0 + D<br />
A + B/Z0 + CZ0 + D<br />
A<br />
C<br />
AD − BC<br />
C<br />
1<br />
C<br />
D<br />
C<br />
D<br />
B<br />
BC − AD<br />
B<br />
−1<br />
B<br />
A<br />
B<br />
A<br />
B<br />
C<br />
D<br />
T12<br />
T22<br />
T11T22 − T12T21<br />
T22<br />
1<br />
T22<br />
−T21<br />
T22<br />
T11<br />
T12<br />
T21<br />
T22<br />
6.6 Berechnungsmethoden für die Streumatrix 141
142 6 Mikrowellen Netzwerk-Analyse<br />
Umkehrbarkeit<br />
Bei <strong>der</strong> Zusammenschaltung von Mehrtoren, von denen jedes einzelne Mehrtor umkehrbar ist,<br />
ist auch das daraus entstehende Mehrtor umkehrbar. Enthält die Zusammenschaltung jedoch ein<br />
nicht umkehrbares Mehrtor, so lässt sich über das Verhalten des Gesamtmehrtores keine direkte<br />
Aussage treffen.<br />
Verlustfreiheit<br />
Die Verlustfreiheit von zusammengeschalteten Mehrtoren ist nicht erfüllt, falls die Zusammen-<br />
schaltung mindestens einen Absorber (reflexionsfreier Abschluss) enthält, <strong>der</strong> so beschaltet ist,<br />
dass in ihn auch Leistung hineinfließen kann.
7 Mikrowellensysteme<br />
Das vorliegende Kapitel soll einen Überblick über unterschiedliche Mikrowellensysteme geben.<br />
Heutige Anwendungen im Mikrowellenfrequenzbereich lassen sich hauptsächlich in folgende<br />
Gruppen unterteilen:<br />
• Radarsysteme,<br />
• Funkkommunikationssysteme, Übertragung von Signalen bei Mikrowellenfrequenzen,<br />
• Radiometrie,<br />
• Erwärmen von Lebensmitteln, Prozessierung von Materialien.<br />
Auf alle vier Gruppen wird im vorliegenden Kapitel nur kurz eingegangen, da für detaillierte-<br />
re Studien auf Spezialvorlesungen verwiesen [15, 13, 21, 23] werden kann. In den ersten drei<br />
Gruppen werden Systeme bei hohen Frequenzen betrieben, um Signale drahtlos zu übertragen.<br />
Aus diesem Grund wird im Folgenden zuerst die Ausbreitung, aber auch das Senden und Emp-<br />
fangen von elektromagnetischen Wellen betrachtet.<br />
7.1 Ebene Welle<br />
Den Ausgangspunkt aller Überlegungen zur Beschreibung elektrodynamischer Fragestellungen<br />
bilden die Maxwell-Gleichungen. Für quellenfreie, raumladungsfreie, isotrope und homogene<br />
Materialien lassen sich daraus die Wellengleichungen ableiten. Die einfachste Lösung <strong>der</strong> Wel-<br />
lengleichungen ist die ebene Welle. Ausführliche Herleitungen dazu finden sich in [8, 10]. Eine<br />
ebene Welle, <strong>der</strong>en Ausbreitungsrichtung durch den Einheitsvektor �ek charakterisiert ist, lässt<br />
sich in folgen<strong>der</strong> Form schreiben:<br />
�H(�x) = �ek × � E(�x)<br />
ZF<br />
�E(�x) = � E0e −jk�ek�x<br />
= �ek × � E0<br />
e<br />
ZF<br />
−jk�ek�x<br />
= H0e � −jk�ek�x<br />
(7.1)<br />
(7.2)<br />
143
144 7 Mikrowellensysteme<br />
Die komplexe Wellenzahl des Mediums<br />
k = k ′ − jk ′′ = � ω 2 εµ − jωκµ = ω √ ε0µ0<br />
�<br />
εrµr − j κµr<br />
ωεr<br />
= k0n (7.3)<br />
ergibt sich aus den Materialparametern Permittivität ε, Leitfähigkeit κ und Permeabilität µ.<br />
Die Größe k0 = ω/c0 mit <strong>der</strong> Lichtgeschwindigkeit c0 = 1/ √ ε0µ0 im Vakuum kennzeich-<br />
net die Wellenzahl im Vakuum und n den komplexen Brechungsindex des Mediums. Sowohl<br />
die elektrische Feldstärke als auch die magnetische Feldstärke stehen senkrecht auf <strong>der</strong> Aus-<br />
breitungsrichtung und senkrecht aufeinan<strong>der</strong>. Es handelt sich somit um eine sogenannte TEM-<br />
Welle (TEM: Transversal ElektroMagnetisch). Die Vektoren bilden in <strong>der</strong> Reihenfolge (�ek,<br />
�E, � H) o<strong>der</strong> auch ( � E, � H, �ek) ein Rechtssystem (rechte Handregel). Für den komplexen Feld-<br />
wellenwi<strong>der</strong>stand des Mediums, welcher das Verhältnis <strong>der</strong> komplexen Amplituden zueinan<strong>der</strong><br />
beschreibt, gilt:<br />
ZF = E<br />
H<br />
= ωµ<br />
k<br />
(7.4)<br />
Für eine ebene Welle in Luft (εr ≈ 1, κ ≈ 0, µr ≈ 1) kann in guter Näherung <strong>der</strong> reelle<br />
Feldwellenwi<strong>der</strong>stand<br />
ZF0 =<br />
� µ0<br />
ε0<br />
= 120π Ω ≈ 377 Ω (7.5)<br />
des Vakuums verwendet werden. Für ebene Wellen in Luft bzw. Vakuum stehen somit elektri-<br />
sche und magnetische Feldstärke nicht nur senkrecht aufeinan<strong>der</strong> und senkrecht auf <strong>der</strong> Aus-<br />
breitungsrichtung, was aus (7.2) folgt, son<strong>der</strong>n sind außerdem in Phase.<br />
Eine ebene Welle mit <strong>der</strong> oben beschriebenen mathematischen Form lässt sich in <strong>der</strong> Realität<br />
nicht erzeugen. Sofern <strong>der</strong> Beobachtungspunkt jedoch genügend weit von <strong>der</strong> Quelle entfernt<br />
ist, kann die resultierende Kugelwelle (sphärische Welle) auf einem kleinen Ausschnitt <strong>der</strong> Ku-<br />
gel, d.h. in einem kleinen Raumwinkelbereich, als ebene Welle gedeutet werden (lokal ebene<br />
Welle). Deren Amplitude ist allerdings im Gegensatz zur eigentlichen ebenen Welle nicht kon-<br />
stant, son<strong>der</strong>n nimmt umgekehrt proportional zur Entfernung von <strong>der</strong> Quelle ab.<br />
7.1.1 Poynting-Vektor und Leistungsdichte<br />
Der Poynting-Vektor � S ist <strong>der</strong> Vektor <strong>der</strong> Energiestromdichte und somit das Vektorprodukt aus<br />
�E und � H:<br />
�S(x, y, z, t) = � E(x, y, z, t) × � H(x, y, z, t) . (7.6)
7.2 Antennen 145<br />
Bei harmonischen Zeitvorgängen führt man einen komplexen Poynting-Vektor ein<br />
�S = 1<br />
� �<br />
�E × H�<br />
2<br />
� �<br />
bzw. Re �S = � S (t) , (7.7)<br />
wobei <strong>der</strong> Realteil des Poyntingvektors die Wirkleistungsdichte darstellt.<br />
Da bei einer ebenen Welle im freien Raum E und H immer senkrecht aufeinan<strong>der</strong> stehen und<br />
in Phase sind, vereinfacht sich (7.7) zu<br />
7.2 Antennen<br />
S = 1 1<br />
E ·H =<br />
2 2<br />
7.2.1 Allgemeines über Antennen<br />
E 2<br />
ZF0<br />
= 1<br />
2 H2 ZF0 . (7.8)<br />
Antennen ermöglichen den Übergang zwischen <strong>der</strong> leitungsgebundenen Ausbreitung elektro-<br />
magnetischer Wellen und <strong>der</strong> Wellenausbreitung im freien Raum. Dieser Übergang kann in<br />
beide Richtungen erfolgen.<br />
Eine Antenne wirkt als „Anpasstransformator“ zwischen dem Wellenwi<strong>der</strong>stand <strong>der</strong> Leitung ZL<br />
und dem Wellenwi<strong>der</strong>stand des freien Raumes ZF0. Man kann sich eine Antenne beispielswei-<br />
se als eine sich langsam (über viele Wellenlängen) aufspreizende Leitung vorstellen (Bild 7.1).<br />
Eine Sendeantenne formt die Leitungswelle in eine sich im freien Raum ausbreitende Welle<br />
um. Bei einer Empfangsantenne wird einer sich im Raum ausbreitenden elektromagnetischen<br />
Welle Energie entzogen und in einer Leitungswelle weitergeführt. Der Frequenzbereich, in dem<br />
Antennen als Übertragungsglie<strong>der</strong> <strong>der</strong> Funktechnik eingesetzt werden, reicht von ca. 10 kHz<br />
(Längstwellen mit λ0 = 30 km) bis ca. 300 GHz (Millimeterwellen mit λ0 = 1 mm). Prinzi-<br />
piell ist jede Antenne sowohl als Sende- als auch als Empfangsantenne geeignet. Die Auswahl<br />
des Antennentyps und verschiedene konstruktive Gesichtspunkte hängen jedoch vom spezi-<br />
ellen Anwendungsfall ab. Außer den gewünschten Strahlungseigenschaften spielen Gewicht,<br />
Volumen und mechanische Stabilität eine Rolle. Mit abnehmen<strong>der</strong> Wellenlänge nehmen auch<br />
die erfor<strong>der</strong>lichen Antennenabmessungen ab.<br />
Die Grundidee aller Empfangsantennen ist es, aus einer ankommenden ebenen Welle auf <strong>der</strong><br />
Basis des Durchflutungs- und/o<strong>der</strong> des Induktionsgesetzes einen Teil <strong>der</strong> Leistung auf die An-<br />
schlussleitung zu bringen. Aus dieser Idee heraus lassen sich drei prinzipielle Antennenformen<br />
unterscheiden:<br />
• Schleifenantennen, in denen durch das magnetische Wechselfeld ein Strom induziert wird<br />
(Induktionsgesetz).
146 7 Mikrowellensysteme<br />
Bild 7.1: Antenne als Übergangsbereich zwischen Leitungswelle und Freiraumwelle<br />
• Stabantennen, in denen durch das ankommende elektrische Feld ein Strom angeregt wird.<br />
• Hohlleiterantennen, bei denen ein Teil aus dem äußeren Feld im Hohlleiter weitergeführt<br />
wird.<br />
Entscheidend für alle Antennen ist, dass durch ihre Form und Lage die geeigneten Randbe-<br />
dingungen bezüglich <strong>der</strong> ankommenden ebenen Welle (Fernfeld) geschaffen werden. Antennen<br />
sind in den verschiedensten Formen bekannt und es ist häufig schwierig festzustellen, bzw. zu<br />
definieren, nach welchem Grundprinzip die Antenne gebaut ist. Manchmal können durchaus<br />
mehrere Grundideen gleichzeitig umgesetzt werden. Das meiste, das eine Antenne äußerlich<br />
ausmacht, dient <strong>der</strong> Bestimmung des Bereichs, aus dem man empfangen o<strong>der</strong> in den man sen-<br />
den will.<br />
Im Folgenden sind einige Beispiele für Antennenformen dargestellt, von denen einige später im<br />
Detail untersucht werden. Eine <strong>der</strong> häufigsten Antennenformen ist die Dipol-Antenne nach Bild<br />
7.2(a). Sie besteht im einfachsten Fall aus einem geraden Leiter, <strong>der</strong> an einer Stelle unterbro-<br />
chen ist und dort durch eine HF-Spannung angeregt wird. üblicherweise wird <strong>der</strong> Leiter in <strong>der</strong><br />
Mitte unterbrochen und es gilt 2l = λ/2. Unter Ausnutzung des Stromspiegelungsprinzips kann
7.2 Antennen 147<br />
(a)<br />
(d)<br />
l /4<br />
(f)<br />
(h)<br />
Bild 7.2: Verschiedene Antennenformen:<br />
/4<br />
(b) (c)<br />
(i)<br />
(a) Dipol-Antenne, (b) Linearantenne, (c) Rahmenantenne, (d) Hornstrahler, (e) Lang-<br />
drahtantenne, (f) dielektrischer Strahler, (g) Schlitzantenne, (h) parabolische Reflek-<br />
torantenne, (i) Patch-Antenne.<br />
(g)<br />
(e)
148 7 Mikrowellensysteme<br />
man in <strong>der</strong> Symmetrieebene zwischen beiden Dipolhälften eine leitende Ebene anbringen und<br />
erhält so die Linearantenne nach Bild 7.2(b). Dieser Antennentyp wird häufig im Mittel- und<br />
Kurzwellenbereich verwendet; hierbei dient <strong>der</strong> Erdboden als leitende Ebene. Dual zur elektri-<br />
schen Dipol-Antenne verhält sich die Rahmenantenne nach Bild 7.2(c). Sie besteht aus einer<br />
o<strong>der</strong> mehreren Leiterwindungen, welche durch einen HF-Strom angeregt werden. Bild 7.2(d)<br />
zeigt den Hornstrahler als Beispiel für eine Mikrowellenantenne. Ist die Öffnung des Horns<br />
groß im Vergleich zur Wellenlänge, so lässt sich mit dem Hornstrahler eine gute Richtwirkung<br />
erzielen. Wan<strong>der</strong>wellenantennen nach Bild 7.2(e) und 7.2(f) bestehen aus einem Wellenleiter,<br />
dessen Länge ein Vielfaches <strong>der</strong> Wellenlänge ist. In diesem Wellenleiter wird eine elektroma-<br />
gnetische Welle angeregt, <strong>der</strong>en Phasengeschwindigkeit etwa <strong>der</strong> Ausbreitungsgeschwindigkeit<br />
<strong>der</strong> elektromagnetischen Welle im freien Raum entspricht. Bild 7.2(e) zeigt eine im Kurzwellen-<br />
bereich verwendete Langdrahtantenne. Der dielektrische Strahler (Bild 7.2(f)) wird im Mikro-<br />
wellenbereich verwendet. Werden in einem Hohlleiter HF-Ströme durch Schlitze unterbrochen,<br />
so strahlen diese Schlitze ebenfalls Hochfrequenzenergie ab. Bild 7.2(i) zeigt eine <strong>der</strong>artige<br />
Schlitzantenne. Die Richtwirkung von Antennen kann durch Zusammenfassung mehrerer An-<br />
tennen zu Antennengruppen o<strong>der</strong> durch Anordnung von Reflektoren erhöht werden. Bild 7.2(g)<br />
zeigt die Anordnung eines Hornstrahlers im Brennpunkt eines parabolischen Reflektors. So ge-<br />
nannte Patch-Antennen (Bild 7.2(h)) werden in planarer Technik als metallische Flächen auf<br />
ein dielektrisches Substrat mit metallisierter Rückseite aufgebracht. Sowohl durch die Geome-<br />
trie als auch durch die Anzahl <strong>der</strong> Flächenelemente lässt sich die Richtwirkung <strong>der</strong> Antenne<br />
beeinflussen.<br />
In dem folgenden Kapitel sollen die grundlegenden Begriffe aus dem Bereich <strong>der</strong> Antennen-<br />
theorie eingeführt und erläutert werden. Auch <strong>der</strong>en Anwendung auf den Hertzschen Dipol und<br />
einige Antennentypen sollen beispielhaft dargestellt werden. Für die ausführliche mathemati-<br />
sche Behandlung <strong>der</strong> Antennentheorie und die Betrachtung von weiteren Antennenarten wie<br />
Stabstrahler, Antennengruppen, Aperturantennen, YAGI-Antennen und Breitbandantennen so-<br />
wie eine Einführung in die Antennenmesstechnik muss auf die Anschlussvorlesung „Antennen<br />
und Antennensysteme“ verwiesen werden.<br />
7.2.2 Allgemeine Zusammenhänge und Begriffsdefinitionen<br />
Abgestrahlte Leistung<br />
In hinreichend großer Entfernung von einer Sendeantenne kann man mit einer ebenen Welle<br />
rechnen, in Kugelkoordinaten existiert dann nur eine radiale Komponente des Poynting-Vektors<br />
(siehe Bild 7.3)<br />
Sr = 1 �<br />
EθH<br />
2<br />
∗ ψ − EψH ∗ �<br />
θ<br />
. (7.9)
7.2 Antennen 149<br />
x<br />
z<br />
Bild 7.3: Kugelkoordinaten<br />
Denkt man sich eine Kugelfläche in genügend großem Abstand r mit <strong>der</strong> Sendeantenne im<br />
Mittelpunkt <strong>der</strong> Kugel, dann muss die gesamte abgestrahlte Leistung durch die Kugeloberfläche<br />
F hindurchtreten.<br />
�<br />
PS =<br />
F<br />
�S d� �<br />
f =<br />
F<br />
r<br />
Sr df, r → ∞ (7.10)<br />
F ist die gesamte Kugeloberfläche, df das Flächenelement auf <strong>der</strong> Kugel:<br />
df = r sin θ · dθ ·r · dψ , (7.11)<br />
PS = r 2<br />
�2π<br />
�π<br />
Sr(r,θ,ψ) sin θ · dθ · dψ, r → ∞ . (7.12)<br />
ψ=0 θ=0<br />
Antennengewinn und Richtwirkung<br />
Der Antennengewinn wird hier anhand einer Sendeantenne behandelt, die Ableitungen sind<br />
äquivalent für Empfangsantennen. Praktisch ausgeführte Antennen strahlen ihre Energie be-<br />
vorzugt in bestimmte Raumrichtungen ab; sie besitzen eine Richtwirkung. Diese Eigenschaft<br />
wird u.a. durch den Antennengewinn beschrieben. Zu seiner Definition benötigt man neben <strong>der</strong><br />
y
150 7 Mikrowellensysteme<br />
eigentlichen Antenne eine Bezugsantenne. Verglichen wird in <strong>der</strong> Regel mit einem fiktiven Ku-<br />
gelstrahler, auch isotroper Strahler genannt, <strong>der</strong> in alle Raumrichtungen gleichmäßig abstrahlt,<br />
<strong>der</strong> aber theoretisch und praktisch nicht verwirklicht werden kann.<br />
Die abgestrahlte Leistung PS verteilt sich im Abstand r auf einer Kugelfläche 4πr 2 . Die Lei-<br />
stungsdichte Sri des isotropen Kugelstrahlers in diesem Abstand beträgt daher<br />
Sri = PS<br />
4πr2, r → ∞ . (7.13)<br />
Der Index i weist auf den isotropen Strahler als Bezugsantenne hin.<br />
Anstelle des Kugelstrahlers wird jetzt die zu untersuchende Antenne an denselben Ort gebracht<br />
und strahlt dort dieselbe Leistung PS ab.<br />
Der Gewinn Gi ist definiert als das Verhältnis <strong>der</strong> maximalen Leistungsdichte Sr,max <strong>der</strong> An-<br />
tenne zur Leistungsdichte <strong>der</strong> Bezugsantenne, in diesem Fall des Kugelstrahlers. Im Fernfeld<br />
gilt<br />
Gi = Sr,max<br />
Sri<br />
Der Gewinn wird i.a. logarithmisch angegeben:<br />
= 4πr 2Sr,max<br />
PS<br />
. (7.14)<br />
Gi/dBi = 10 logGi . (7.15)<br />
Wegen <strong>der</strong> Gültigkeit des Umkehrsatzes hängt <strong>der</strong> Gewinn einer Antenne nicht davon ab, ob<br />
sie als Sende- o<strong>der</strong> als Empfangsantenne betrieben wird. Der Gewinn in <strong>der</strong> vorangegangenen<br />
Definition enthält alle Verluste <strong>der</strong> Antenne, wenn er messtechnisch ermittelt wird. Man spricht<br />
in diesem Fall auch von einem praktischen Antennengewinn. Bei rein rechnerischer Ermittlung<br />
aus <strong>der</strong> im Abschnitt 7.2.2 behandelten Richtcharakteristik kann sowohl ein theoretischer Ge-<br />
winn (Richtwirkung, ohne Verluste) Di, als auch ein praktischer Gewinn Gi bestimmt werden.<br />
Das Verhältnis zwischen Gewinn und Richtwirkung wird als Effizienz η <strong>der</strong> Antenne bezeich-<br />
net:<br />
Richtcharakteristik<br />
Gi = ηDi<br />
(7.16)<br />
Der Gewinn liefert eine zwar wichtige, allerdings nur integrale Aussage bezüglich <strong>der</strong> Antenne.<br />
In <strong>der</strong> Regel will man das Abstrahl- o<strong>der</strong> Empfangsverhalten in Abhängigkeit von den Raum-
7.2 Antennen 151<br />
richtungen θ und ψ wissen. Dieses ist definiert durch die komplexe Richtcharakteristik C(θ,ψ):<br />
C(θ,ψ) = � E(θ,ψ)<br />
�<br />
�<br />
�� �<br />
�<br />
=<br />
Emax�<br />
� H(θ,ψ)<br />
�<br />
�<br />
� � �<br />
�<br />
, r → ∞ (7.17)<br />
Hmax�<br />
�E und � H sind die Feldstärken im Fernfeld auf einer Kugeloberfläche, � Emax und � Hmax die dabei<br />
auftretenden Maxima. Durch die Normierung auf � Emax entfällt die Abhängigkeit von r. Die<br />
Richtcharakteristik ist nur eine Funktion <strong>der</strong> Richtung und somit von θ,ψ. Sie ist eine dimensi-<br />
onslose Größe, <strong>der</strong>en Betrag zwischen Null und Eins liegt.<br />
Zur Darstellung <strong>der</strong> Richtcharakteristik müssten die normierten Feldstärkekomponenten als<br />
Funktion <strong>der</strong> Winkel θ und ψ in einem räumlichen Koordinatensystem aufgetragen werden. Als<br />
Richtdiagramm bezeichnet man die zweidimensionale Darstellung, die sich durch einen ebenen<br />
Schnitt durch die räumliche Richtcharakteristik ergibt. Wenn die Schnittebene in <strong>der</strong> Vertikalen<br />
liegt, spricht man von einem Vertikaldiagramm, entsprechend von einem Horizontaldiagramm,<br />
wenn die Schnittebene waagerecht liegt.<br />
Halbwertsbreite und Halbwertswinkel<br />
Als Halbwertsbreite (ψHB) o<strong>der</strong> 3 dB-Breite bei einem Strahlungsmaximum (räumlich: Strah-<br />
lungskeule) bezeichnet man den Winkelbereich, an dessen Grenzen die Strahlungsdichte halb<br />
so groß ist wie im Maximum (d.h. 3 dB weniger). Als Halbwertswinkel (ψHW) bei einem Strah-<br />
lungsmaximum (bzw. einer Strahlungskeule) bezeichnet man den Winkel zwischen <strong>der</strong> Rich-<br />
tung des Strahlungsmaximums und <strong>der</strong> Richtung, in <strong>der</strong> die Strahlungsleistung halb so groß ist<br />
wie im Maximum. Ist das Richtdiagramm in <strong>der</strong> Umgebung des Strahlungsmaximums spiegel-<br />
symmetrisch, so ist die Halbwertsbreite gleich dem doppelten Halbwertswinkel.<br />
Zusammenhang zwischen Gewinn und Richtcharakteristik<br />
Wie schon in Abschnitt 7.2.2 angedeutet, lässt sich <strong>der</strong> theoretischen Gewinn aus <strong>der</strong> Richt-<br />
charakteristik bestimmen. Dazu werden die gesamte Strahlungsleistung und die maximale Lei-<br />
stungsdichte benötigt. Aus (7.12)<br />
PS = r 2<br />
�2π<br />
�π<br />
ψ=0 θ=0<br />
Sr sin θ · dθ · dψ (7.18)
152 7 Mikrowellensysteme<br />
wird in (7.8)<br />
S r ( )<br />
S rmax<br />
HB<br />
1<br />
HW<br />
1<br />
2 =3dB<br />
Bild 7.4: Definition von Halbwertsbreite und Halbwertswinkel<br />
PS = r 2<br />
�2π<br />
�π<br />
E 2<br />
2ZF0<br />
ψ=0 θ=0<br />
�<br />
2π<br />
�π<br />
sin θ dθ dψ (7.19)<br />
E 2<br />
= r 2E2 max<br />
2ZF0 E<br />
ψ=0 θ=0<br />
2 max<br />
�<br />
2π<br />
�<br />
π<br />
= r 2E2 max<br />
2ZF0<br />
ψ=0 θ=0<br />
Die maximale Leistungsdichte ergibt sich wie<strong>der</strong> mit (7.8) zu<br />
Srmax = E2 max<br />
2ZF0<br />
Damit erhält man für den theoretischen Gewinn nach (7.14)<br />
Di =<br />
�2π<br />
π�<br />
ψ=0 θ=0<br />
sin θ dθ dψ (7.20)<br />
|C (θ, ψ)| 2 sin θ dθ dψ . (7.21)<br />
4π<br />
|C(θ,ψ)| 2 sin θ dθ dψ<br />
. (7.22)<br />
. (7.23)
7.2 Antennen 153<br />
einfallende<br />
Welle<br />
Bild 7.5: Strömungslinien <strong>der</strong> Strahlungsdichte bei <strong>der</strong> linearen Empfangsantenne<br />
Antennenwirkfläche<br />
Eine Empfangsantenne, welche sich in hinreichen<strong>der</strong> Entfernung von einer Sendeantenne be-<br />
findet, liegt im ebenen Wellenfeld. Die radiale Energiestromdichte Sr ist in <strong>der</strong> Umgebung <strong>der</strong><br />
Empfangsantenne konstant. Die Empfangsantenne entnimmt mit ihrer fiktiven Antennenwirk-<br />
fläche AW dem Wellenfeld (<strong>der</strong> Energiestromdichte Sr) die Leistung Pe:<br />
Pe = Sr ·AW<br />
(7.24)<br />
Die wirksame Antennenfläche lässt sich anhand <strong>der</strong> Strömungslinien <strong>der</strong> Strahlungsdichte Sr<br />
anschaulich erklären. Bild 7.5 zeigt die Strömungslinien von Sr in <strong>der</strong> Umgebung einer Emp-<br />
fangsantenne. Die innerhalb <strong>der</strong> gestrichelten Begrenzungen verlaufenden Strömungslinien<br />
münden in die Antennenzuleitung und sind mit <strong>der</strong> von <strong>der</strong> Antenne empfangenen Feldenergie<br />
verknüpft. Die in Bild 7.5 gestrichelt eingezeichneten Strömungslinien sind räumlich ergänzt<br />
in Bild 7.6 dargestellt. Diese Strömungslinienschar bildet eine Begrenzungsfläche A1, wobei<br />
die innerhalb <strong>der</strong> Begrenzungsfläche verlaufenden Strömungslinien die von <strong>der</strong> Antenne emp-<br />
fangene Leistung repräsentieren. In einiger Entfernung von <strong>der</strong> Antenne wird das Empfangsfeld<br />
durch die Antenne nicht mehr gestört. Dort ist die Querschnittsfläche (normal zur Ausbreitungs-<br />
richtung des Empfangsfeldes) durch den von A1 begrenzten Strömungslinienbereich gleich <strong>der</strong><br />
wirksamen Antennenfläche AW.<br />
Die Antennenwirkfläche ist also genauso wie <strong>der</strong> Gewinn ein Maß für die einem ebenem Wel-
154 7 Mikrowellensysteme<br />
Bild 7.6: Wirksame Antennenfläche AW <strong>der</strong> linearen Empfangsantenne<br />
lenfeld entnehmbare Leistung. Die Proportionalität ist gegeben durch<br />
Polarisation<br />
AW = λ2<br />
Gi = AW<br />
A 1<br />
A W<br />
4π Gi , (7.25)<br />
4π<br />
λ2 . (7.26)<br />
Die Polarisation einer Antenne wird allgemein nach <strong>der</strong> Ausrichtung des elektrischen Vektors<br />
des Wellenfeldes in Hauptstrahlrichtung angegeben. Schwingt <strong>der</strong> Endpunkt des elektrischen<br />
Vektors dabei in einer Ebene, so spricht man von linearer Polarisation (Bild 7.7).<br />
Oft wird auch für die Polarisation die Erde als Bezugsebene angegeben. Mit dieser Bezugsebe-<br />
ne erzeugt ein horizontaler Dipol horizontal polarisierte Wellen, ein vertikaler Dipol vertikal<br />
polarisierte Wellen.<br />
Die lineare Polarisation stellt einen Spezialfall <strong>der</strong> elliptischen Polarisation dar, bei <strong>der</strong> sich <strong>der</strong><br />
Endpunkt des elektrischen Feldstärkevektors auf einer elliptischen Spirale in Ausbreitungsrich-<br />
tung bewegt (Bild 7.8). Eine elliptisch polarisierte Welle lässt sich aus zwei senkrecht linear<br />
polarisierten Wellen mit unterschiedlichen Amplituden und gegenseitiger Phasenverschiebung<br />
ϕ zusammensetzen. Für ϕ = 90 ◦ und gleiche Amplituden resultiert als weiterer Son<strong>der</strong>fall die
7.2 Antennen 155<br />
y<br />
x<br />
H y<br />
E x<br />
zirkular polarisierte Welle.<br />
Bild 7.7: Momentaufnahme einer ebenen, linear polarisierten Welle<br />
Bild 7.8: Momentaufnahme einer zirkular polarisierten Welle<br />
Die Drehrichtung einer elliptisch polarisierten Welle ist nach IEEE wie folgt definiert:<br />
Für einen Beobachter, <strong>der</strong> in Richtung <strong>der</strong> Ausbreitung schaut, dreht sich <strong>der</strong> Vektor des E-<br />
Feldes in einer stationären Transversalebene (z = konst.) für rechtshändige Polarisation im<br />
Uhrzeigersinn.<br />
7.2.3 Technische Antennen - Beispiele<br />
Der Hertzsche Dipol<br />
Der Hertzsche Dipol ist eine infinitesimal kleine Strahlungsquelle, die üblicherweise in den<br />
Ursprung eines Kugelkoordinatensystems gelegt wird.<br />
z<br />
z
156 7 Mikrowellensysteme<br />
Beispiele können sein:<br />
z<br />
I 0<br />
H<br />
P<br />
magn. Feldlinie<br />
Bild 7.9: Feld eines stromdurchflossenen Leiters<br />
=0<br />
Bild 7.10: Feld zweier Ladungen<br />
• ein kurzes Stück Draht <strong>der</strong> Länge ∆z, das von einem Strom I0 durchflossen wird (Bild<br />
7.9)<br />
• zwei Kugeln mit <strong>der</strong> Ladung ±Q0 im Abstand ∆z (Bild 7.10)<br />
Die Berechnung des Strahlungsfeldes kann über die elektrodynamischen Potentiale erfolgen<br />
[11]. Dieser Weg sei hier nur prinzipiell erläutert:<br />
P<br />
E<br />
E r<br />
E D<br />
=90°<br />
Zunächst führt man die so genannten elektrodynamischen Potentiale � A und ϕ ein:<br />
µ � H = rot � A (7.27)<br />
�<br />
�E = − jω � �<br />
A + grad ϕ<br />
(7.28)<br />
Nach Einsetzen von (7.27) und (7.28) in die Maxwell’schen Gleichungen erhält man Differen-<br />
tialgleichungen für � A und ϕ. Aus <strong>der</strong>en Lösungen lassen sich dann mit (7.27) und (7.28) das<br />
elektrische und das magnetische Feld bestimmen.
7.2 Antennen 157<br />
Für den Hertzschen Dipol folgt:<br />
sowie<br />
Er = − I∆ze−jβr �<br />
µ 2j<br />
jω<br />
4πr βr<br />
2<br />
+<br />
(βr) 2<br />
�<br />
cos θ , (7.29)<br />
Eθ = I∆ze−jβr �<br />
µ<br />
jω 1 −<br />
4πr<br />
j 1<br />
−<br />
βr (βr) 2<br />
�<br />
sin θ ,<br />
Eψ ≡ 0 ,<br />
(7.30)<br />
Hr ≡ 0 , (7.31)<br />
Hθ ≡ 0 ,<br />
Hψ = I∆ze−jβr<br />
jβ<br />
4πr<br />
�<br />
1 − j<br />
�<br />
sin θ .<br />
βr<br />
In großer Entfernung von <strong>der</strong> Antenne (βr >> 1) kann man die höheren Potenzen von 1/βr<br />
vernachlässigen, so dass das sogenannte Fernfeld beschrieben wird durch<br />
Eθ = I∆z µ e<br />
4π<br />
−jβr<br />
jω sin θ<br />
r<br />
, (7.32)<br />
Hψ = I∆z 1 e<br />
4π<br />
−jβr<br />
jβ sin θ<br />
r<br />
.<br />
I ist <strong>der</strong> Speisestrom und ∆z die Länge des Dipols. Im Fernfeld liegt also eine ebene Welle mit<br />
den Feldkomponenten Eθ und Hψ vor.<br />
Die Richtcharakteristik wurde in (7.17) für das Fernfeld definiert.<br />
Für das Vertikaldiagramm (ψ= konst.) folgt:<br />
Eθmax = I∆z µ e<br />
4π<br />
−jβr<br />
jω<br />
r<br />
, (7.33)<br />
CV(θ) = | sinθ| = |Eθ|<br />
|Eθmax|<br />
.<br />
Das Horizontaldiagramm θ = 90 ◦ = konst. errechnet sich zu<br />
Hψmax = I∆z 1 e<br />
4π<br />
−jβr<br />
jβ<br />
r<br />
, (7.34)<br />
CH(ψ) = 1 = konst. �= f(ψ) .
158 7 Mikrowellensysteme<br />
a)<br />
z<br />
b)<br />
x<br />
y<br />
z<br />
Bild 7.11: Vertikaldiagramm (a) und Horizontaldiagramm (b) des Hertzschen Dipols<br />
In Bild 7.11 sind die beiden sehr einfachen Diagramme nach (7.33) und (7.34) dargestellt. Bild<br />
7.12 zeigt eine räumliche Darstellung <strong>der</strong> Richtcharakteristik. Für die abgestrahlte Leistung<br />
erhält man mit (7.9) und (7.12)<br />
Sr = 1<br />
2 EθH ∗ 1<br />
ψ ≈<br />
8 |I|2ZF0 x<br />
� �2 2<br />
∆z sin θ<br />
λ r2 für r ≫ λ und ∆z ≪ λ<br />
2π<br />
PS = π<br />
3 |I|2 � �2 ∆z<br />
ZF0<br />
λ<br />
und damit den Gewinn des Hertzschen Dipols bezogen auf den isotropen Kugelstrahler:<br />
Gi = 4πr 2Srmax<br />
= 3<br />
2<br />
Srmax folgt aus (7.35) für θ = 90 ◦ .<br />
Lineare Antennen<br />
PS<br />
= 4πr 2<br />
entsprechend 1.76 dBi<br />
1<br />
8 |I|2 � �<br />
∆z 2 1<br />
ZF0 λ r2 π<br />
3 |I|2 � �<br />
∆z 2<br />
ZF0 λ<br />
,<br />
y<br />
(7.35)<br />
(7.36)<br />
Die lineare Antenne besteht in ihrer einfachsten Form aus einem geraden zylindrischen Leiter,<br />
<strong>der</strong> meist symmetrisch in <strong>der</strong> Mitte (Bild 7.13(a)) o<strong>der</strong> im Fußpunkt (Bild 7.13(b)) gespeist<br />
wird.<br />
Gemäß Bild 7.14 setzt man voraus, dass die Stromelemente als auf <strong>der</strong> z-Achse konzentriert<br />
betrachtet werden können und in z-Richtung orientiert sind. Damit kann die lineare Antenne in
7.2 Antennen 159<br />
x<br />
z<br />
Bild 7.12: Räumliche Richtcharakteristik des Hertzschen Dipols<br />
unendlich viele Hertzsche Dipole zerlegt werden, <strong>der</strong>en Einzelfeldstärken sich im Punkt P zur<br />
Gesamtfeldstärke aufaddieren. Die Wegdifferenz nach P für einen Ort z gegenüber dem Ort<br />
z = 0 auf dem Stab<br />
∆r(z) = r(z) − r(0) = z cosθ (7.37)<br />
nach Bild 7.14 bewirkt eine Phasendifferenz <strong>der</strong> Teilwellen, die in P ankommen.<br />
Mit <strong>der</strong> Feldstärke des infinitesimal kleinen Hertzschen Dipols nach (7.32)<br />
EθHD<br />
µ e<br />
= I(z)dz<br />
4π<br />
−jβr(z)<br />
r(z) jω sin θ (= dEθ) (7.38)<br />
ergeben sich unter <strong>der</strong> Annahme, dass <strong>der</strong> Punkt P im Fernfeld <strong>der</strong> Antenne liegt (r >> l), nach<br />
Integration entlang <strong>der</strong> Antenne die Komponenten <strong>der</strong> elektrischen und magnetischen Feldstär-<br />
y
160 7 Mikrowellensysteme<br />
2a<br />
I(0)<br />
a)<br />
2 l<br />
2<br />
b)<br />
z<br />
2a<br />
I(0)<br />
Bild 7.13: Lineare Antennen<br />
z<br />
z = 0<br />
z<br />
r(z)<br />
r<br />
I (z)<br />
r(0)<br />
Bild 7.14: Koordinaten zur Berechnung von E θ im Fernfeld<br />
P
7.2 Antennen 161<br />
ke zu<br />
I (0)<br />
+l<br />
-l<br />
I (0)<br />
Stromverteilung<br />
Bild 7.15: Stromverteilung <strong>der</strong> konstant belegten Antenne<br />
Eθ = jω µ<br />
4πr e−jβr(0)<br />
Hψ = Eθ<br />
� �� �<br />
Abstandsfaktor<br />
ZF0<br />
sin θ<br />
�<br />
I(z) ·e −jβz cos θ dz<br />
�<br />
Antenne<br />
�� �<br />
und Richtungsfaktor F(θ) <strong>der</strong> Feldstärke<br />
, (7.39)<br />
. (7.40)<br />
Unter Vorgabe <strong>der</strong> Strombelegung I(z) kann hieraus das Richtdiagramm einer linearen Antenne<br />
berechnet werden.<br />
Homogen (konstant) belegte Antennen<br />
Bei konstanter Belegung, d.h.<br />
I(z) = I(0) (7.41)<br />
gemäß Bild 7.15, kann I(0) bei <strong>der</strong> Berechnung von Eθ vor das Integral geschrieben werden.<br />
Damit ergibt sich aus (7.39)
162 7 Mikrowellensysteme<br />
Funktion<br />
-3<br />
sin<br />
-2<br />
-<br />
1,0<br />
0,7<br />
0,5<br />
Hauptstrahlung<br />
Halbwertsbreite<br />
Bild 7.16: Funktion sin ξ/ξ<br />
Eθ = K sin θ · I(0)<br />
�+l<br />
z=−l<br />
= K ∗ � �<br />
2πl<br />
sin cos θ λ0<br />
sin θ<br />
cos θ<br />
und damit wie<strong>der</strong>um die Richtcharakteristik zu<br />
C(θ,ψ) =<br />
2πl<br />
λ0<br />
erste Nullrichtung<br />
erste Nebenstrahlung<br />
zweite Nullrichtung<br />
-0,21<br />
� � ��<br />
� 2πl<br />
� sin cos θ<br />
�<br />
λ0 �<br />
�<br />
�sin<br />
θ �<br />
� cos θ<br />
�<br />
� =<br />
� �<br />
�<br />
�<br />
ξ�<br />
�sin θsin �<br />
ξ �<br />
2πl<br />
λ0<br />
zweite Nebenstrahlung<br />
0,13<br />
e −jβz cos θ dz (7.42)<br />
, (7.43)<br />
(7.44)<br />
mit ξ = 2πl<br />
cosθ . (7.45)<br />
λ0<br />
Die Richtcharakteristik C(θ) ist das Produkt <strong>der</strong> Kurve aus Bild 7.16 multipliziert mit dem<br />
Faktor sin θ. Es ergeben sich somit Nullstellen des Diagramms für<br />
sin θ = 0 → θ = 0 ◦ , 180 ◦ und (7.46)<br />
sin ξ<br />
ξ<br />
= 0 → 2πl<br />
cosθ = nπ . (7.47)<br />
Die Vertikaldiagramme des Stabes sind also dem Vertikaldiagramm des Hertzschen Dipols in<br />
Bild 7.11(a) sehr ähnlich, wobei jedoch <strong>der</strong> Faktor sin ξ/ξ hinzukommt, <strong>der</strong> die Halbwertsbrei-<br />
te etwas verkleinert und für den Fall 2l ≤ λ0 zu dem Richtdiagramm nach Bild 7.17 führt.<br />
Bei längeren Antennen 2l > λ0 führt <strong>der</strong> Faktor sin ξ/ξ zur Ausbildung von Nebenzipfeln, de-<br />
ren Amplituden aber durch den Faktor sin θ vermin<strong>der</strong>t sind (Bild 7.18). Die Halbwertswinkel<br />
λ0
7.2 Antennen 163<br />
ACHSE =0°<br />
Bild 7.17: Vertikale Halbwertsbreite eines Stabstrahlers (2l ≤ λ0)<br />
liegen symmetrisch um θ = 90 ◦ . Für sie gilt:<br />
1 sin ξ<br />
√ = sin θ<br />
2 ξ<br />
V<br />
V<br />
(7.48)<br />
Für lange Antennen 2l > λ0 mit schmaler Hauptstrahlung (Bild 7.18) bestimmt wegen sin θ ≈ 1<br />
fast ausschließlich <strong>der</strong> Faktor sin ξ/ξ die Halbwertsbreite <strong>der</strong> schmalen Hauptstrahlung. Löst<br />
man diese Gleichung nach ξ auf, erhält man<br />
Eingesetzt in (7.45) ergibt dies<br />
ξ = 0,44π . (7.49)<br />
cosθ1 = 0,44 λ0<br />
2l<br />
und mit <strong>der</strong> Beziehung θHW = π/2 − θ1 erhält man<br />
(7.50)<br />
cosθHW = 0,44 λ0<br />
2l ≈ θHW für kleine θHW . (7.51)<br />
Mit <strong>der</strong> Darstellung <strong>der</strong> Winkel in Grad erhält man somit die häufig benutzte Faustformel für<br />
lineare Antennen <strong>der</strong> Längenausdehnung a (z.B. für Stabstrahler, Dipolzeilen, Dipolspalten,<br />
Antennengruppen, Aperturantennen (Flächenstrahler)):<br />
◦<br />
λ0<br />
θHB = 2 θHW ≈ 51<br />
a<br />
(7.52)
164 7 Mikrowellensysteme<br />
Bild 7.18: Vertikale Halbwertsbreite eines Stabstrahlers (2l > λ0)<br />
7.3 Wellenausbreitung<br />
Die Ausbreitung elektromagnetischer Wellen im Freiraum wird durch eine Vielzahl von Ein-<br />
flussfaktoren und Phänomenen bestimmt. Die primär zu berücksichtigenden Ausbreitungsphä-<br />
nomene sind die Freiraumausbreitung, die Reflexion und Transmission an Grenzflächen, die<br />
Beugung, die Streuung und atmosphärische Effekte. Der Funkkanal wird im allgemeinen je-<br />
doch nicht nur durch ein einzelnes dieser Ausbreitungsphänomene son<strong>der</strong>n durch eine komple-<br />
xe Wechselwirkung aller beeinflusst, wobei z.B. bei <strong>der</strong> Funkübertragung zwischen Antennen<br />
in <strong>der</strong> Regel mehrere Ausbreitungspfade eine Rolle spielen, wie in Bild 7.19 skizziert. Man<br />
spricht hierbei von Mehrwegeausbreitung. Die daraus resultierende Interferenz ist neben <strong>der</strong> ei-<br />
gentlichen Empfangsleistung eines <strong>der</strong> wesentlichen Kriterien für die Übertragungsqualität von<br />
mo<strong>der</strong>nen Funkkommunikationssystemen. Umfassende Informationen zum Thema Wellenaus-<br />
breitung finden sich in [20, 15]. Hier werden nur die Grundlegenden Themen Freiraumausbrei-<br />
tung und atmosphärische Dämpfung behandelt.
7.3 Wellenausbreitung 165<br />
Bild 7.19: Schematische Darstellung <strong>der</strong> Mehrwegeausbreitung elektromagnetischer Wellen<br />
zwischen einer Sende- und einer Empfangsantenne<br />
7.3.1 Freiraumausbreitung<br />
Am einfachsten zu modellieren ist ein einzelner Ausbreitungsweg zwischen Sende- und Emp-<br />
fangsantenne, wenn dieser durch keinerlei Hin<strong>der</strong>nisse beeinflusst wird und falls angenommen<br />
werden kann, dass sich die elektromagnetische Welle in homogener Materie ausbreitet. Letzt-<br />
endlich wurden die <strong>Grundlagen</strong> dieser Freiraumausbreitung schon in den vorangegangenen Ab-<br />
schnitten erarbeitet, da außer den Antennen lediglich <strong>der</strong> Abstand r eine Rolle spielt. Die radiale<br />
Komponente des Poynting-Vektors ergibt sich zu<br />
Sr = Ps · Gs<br />
4πr<br />
|Cs(θ,ψ)| 2<br />
(7.53)<br />
wobei <strong>der</strong> Index s die Sendeparameter identifiziert. Die Empfangsleistung Pe einer Empfangs-<br />
antenne mit <strong>der</strong> Antennenwirkfläche Awe resultiert mit (7.25) und (7.24) zu<br />
Pe = Awe ·Sr = λ2<br />
4π Ge |Ce(θ,ψ)| 2 � �2 λ<br />
·Sr = PsGsGe |Cs(θ,ψ)Ce(θ,ψ)|<br />
4πr<br />
2<br />
(7.54)
166 7 Mikrowellensysteme<br />
Der Index e identifiziert die Parameter <strong>der</strong> Empfangsantenne. Für optimale Ausrichtung <strong>der</strong><br />
Antennen <strong>der</strong> Antennen aufeinan<strong>der</strong>, d.h.<br />
gilt<br />
|Cs(θ,ψ)| = |Ce(θ,ψ)| = 1 (7.55)<br />
Pe =<br />
� �2 λ<br />
PsGsGe . (7.56)<br />
4πr<br />
Hier ist zu bemerken, dass zusätzlich zur optimalen Ausrichtung auch Polarisationsanpassung<br />
gelten muss, was hier aber nicht näher betrachtet werden soll (siehe hierzu [20]).<br />
7.3.2 Atmosphärische Effekte<br />
Die relative Permittivität <strong>der</strong> Atmosphäre ist nahe eins, hängt aber von den Parametern Luft-<br />
druck, Temperatur und Luftfeuchte ab. Mit zunehmen<strong>der</strong> Höhe nimmt die relative Permittivität<br />
<strong>der</strong> Atmosphäre ab und nähert sich <strong>der</strong> des Vakuums an. Diese höhenabhängige Verän<strong>der</strong>ung<br />
<strong>der</strong> Permittivität beugt Funkwellen zur Erde hin. Dieser Effekt wird in manchen Fällen ge-<br />
nutzt, da sich damit die Reichweite eines Funksystems über den Horizont hinaus verlängert.<br />
Unterschiedliche Wetterbedingungen beeinflussen auch die Permittivität, wodurch die Wellen-<br />
ausbreitung beeinflusst wird.<br />
Ein weiterer atmosphärischer Effekt ist die atmosphärische Dämpfung hauptsächlich verursacht<br />
durch Absorption von Mikrowellenenergie durch Wasserdampf o<strong>der</strong> Sauerstoffmoleküle. Ma-<br />
xima dieser Absorption finden sich bei molekularen Resonanzfrequenzen von Wasser o<strong>der</strong> Sau-<br />
erstoff. In Bild 7.20 ist <strong>der</strong> Dämpfungsverlauf <strong>der</strong> Atmosphäre über <strong>der</strong> Frequenz aufgetragen.<br />
Unterhalb 10 GHz werden elektromagnetische Wellen kaum gedämpft wogegen zu höheren<br />
Frequenzen hin einige Maxima und Minima auftreten.
7.4 Funkkommunikationssysteme 167<br />
Bild 7.20: Atmosphärische Dämpfung über <strong>der</strong> Frequenz<br />
7.4 Funkkommunikationssysteme<br />
Die Funkkommunikation hat sich seit <strong>der</strong> Entdeckung <strong>der</strong> elektromagnetischen Wellen durch<br />
Heinrich Hertz in Karlsruhe im Jahr 1886 rasant entwickelt. Wurde am Anfang des 20. Jahr-<br />
hun<strong>der</strong>ts im zivilen Bereich hauptsächlich Rundfunk und später auch Fernsehen über elektro-<br />
magnetische Wellen verbreitet, so ist die Funkkommunikation aus unserer heutigen Zeit nicht<br />
mehr weg zu denken. Speziell die mobile Funkkommunikation hat das Ende des 20. Jahrhun-<br />
<strong>der</strong>ts geprägt. Daneben spielen aber auch weiterhin Rundfunk und Fernsehen (häufig auch über<br />
Satellit übertragen) sowie Richtfunk eine wichtige Rolle. Auf Grund <strong>der</strong> großen Zahl an<strong>der</strong>er<br />
Vorlesungen zu den Themen Mobilfunk, Satellitenkommunikation usw. wird hier auf weitere<br />
Ausführungen verzichtet und auf die jeweiligen Skripten bzw. die Literatur verwiesen.<br />
7.5 Radarsysteme<br />
Radar (steht für RAdio Detection And Ranging) ist neben <strong>der</strong> Kommunikation die wichtigste<br />
Anwendung <strong>der</strong> Mikrowellentechnologie. In grundlegen<strong>der</strong> Ausführung sendet eine Antenne<br />
ein Signal aus, das von einem entfernten Körper – im Allgemeinen Ziel genannt – teilwei-<br />
se reflektiert und dann von einem empfindlichen Empfänger detektiert wird. Die Entfernung<br />
des Ziels wird durch die Laufzeit des Signals zum Ziel und zurück bestimmt. Die radiale Ge-<br />
schwindigkeit kann aus <strong>der</strong> Dopplerverschiebung ermittelt werden. Bei Verwendung einer stark
168 7 Mikrowellensysteme<br />
gerichteten Antenne ist auch die Richtung des Ziels bekannt. Im Folgenden sind einige <strong>der</strong><br />
typischen Anwendungen von Radarsystemen aufgelistet.<br />
Zivile Anwendungen:<br />
• Luftraumüberwachung<br />
• Navigation für Flugzeuge und Schiffe<br />
• Fahrerassistenzsysteme (z.B. Abstandsradar)<br />
• Wetter-Radar<br />
• Geschwindigkeitsmessung (z.B. im Straßenverkehr)<br />
• Bewegungsmel<strong>der</strong> (z.B. Alarmanlage)<br />
• Abstandsmessung in Fertigung, Füllstandsmessung<br />
• Fernerkundung, Kartographie<br />
Militärische Anwendungen:<br />
• Luftraumüberwachung<br />
• Navigation für Flugzeuge und Schiffe<br />
• Detektion und Tracking von Flugzeugen, Raketen und Schiffen<br />
• Lenksysteme für Raketen<br />
Wissenschaftliche Anwendungen:<br />
• Astronomie<br />
• Kartographie<br />
• Fernerkundung<br />
Die intensive Nutzung von Radarsystemen begann mit dem zweiten Weltkrieg, in dessen Verlauf<br />
eine Vielzahl von Radarsystemen entwickelt wurden. Im Folgenden wird zuerst die Radarglei-<br />
chung hergeleitet und danach die am weitesten verbreiteten Radartypen vorgestellt.
7.5 Radarsysteme 169<br />
7.5.1 Radargleichung und Radarstreuquerschnitt<br />
Bei Radarsystemen unterscheidet man zwischen dem monostatischen System, bei dem Sende-<br />
und Empfangsantenne identisch o<strong>der</strong> zumindest am gleichen Ort angebracht sind und bista-<br />
tischen Radaren mit räumlich getrenntem Sen<strong>der</strong> und Empfänger. Die meisten Radarsysteme<br />
sind monostatisch.<br />
Zur Bestimmung <strong>der</strong> Radargleichung wird <strong>der</strong> monostatische Fall betrachtet, wobei <strong>der</strong> bista-<br />
tische Fall sehr ähnlich ist. Strahlt ein Sen<strong>der</strong> eine Leistung Pt durch eine Antenne mit dem<br />
Gewinn Gt ab, beträgt die Leistungsdichte St an einem Ziel in <strong>der</strong> Entfernung R<br />
St = PtGt<br />
. (7.57)<br />
4πR2 Dabei wird davon ausgegangen, dass sich das Ziel in <strong>der</strong> Hauptstrahlrichtung <strong>der</strong> Sendeantenne<br />
befindet. Das Ziel streut die eingestrahlte Leistung in alle Raumrichtungen. Der Anteil <strong>der</strong> in<br />
einer bestimmten Richtung abgestrahlten Leistung Ps zur eingestrahlten Leistungsdichte St ist<br />
als Radarstreuquerschnitt<br />
σ = Ps<br />
St<br />
(7.58)<br />
definiert. Der Radarstreuquerschnitt hat damit die Einheit einer Fläche und ist eine Eigenschaft<br />
des Zielkörpers. σ hängt von Einfalls- und Abstrahlrichtung sowie Polarisation und natürlich<br />
<strong>der</strong> Frequenz ab. Da das Ziel auch wie<strong>der</strong> als Punktquelle angenommen werden kann, nimmt<br />
die Leistungsdichte <strong>der</strong> gestreuten Welle auch wie<strong>der</strong> mit 1/4πR 2 vom Ziel weg ab. Daraus<br />
ergibt sich die Leistungsdichte des zum Radarsystem zurückgestreuten Signals zu<br />
Mit (7.25) und (7.24) resultiert die Empfangsleistung zu<br />
Sr = PtGtσ<br />
(4πR2 2 . (7.59)<br />
)<br />
Pr = PtGtGrλ 2 σ<br />
(4π) 3 R 4<br />
, (7.60)<br />
wobei in den meisten Fällen Sende- und Empfangsantenne identisch sind (G = Gt = Gr), was<br />
zu <strong>der</strong> üblichen Form <strong>der</strong> Radargleichung führt:<br />
Pr = PtG2λ2σ (4π) 3 . (7.61)<br />
R4
170 7 Mikrowellensysteme<br />
Hierbei ist reine Freiraumausbreitung angenommen und alle möglichen Wellenausbreitungsef-<br />
fekte sind vernachlässigt worden. Der häufigste bei Radarsystemen zusätzlich zu beachtende<br />
Ausbreitungspfad ist die Reflektion am Boden (z.B. bei Schiffsradaren o<strong>der</strong> KFZ-Radaren).<br />
Aus (7.61) erkennt man, dass die Empfangsleistung mit 1/R 4 abnimmt, was darauf hin deutet,<br />
dass entwe<strong>der</strong> eine sehr große Sendeleistung o<strong>der</strong> ein sehr empfindlicher Empfänger benötigt<br />
wird. Das von <strong>der</strong> Antenne empfangene und das im Empfänger selbst erzeugte Rauschen führen<br />
zu einer minimal detektierbaren Empfangsleistung Pr,min, woraus sich mit (7.61) ein maximaler<br />
Abstand für Ziele mit dem Radarstreuquerschnitt σ berechnet werden kann:<br />
Rmax =<br />
�<br />
PtG 2 λ 2 σ<br />
(4π) 3 Pr,min<br />
� 1/4<br />
. (7.62)<br />
Zusätzliche Signalprozessierung kann das minimal detektierbare Signal weiter reduzieren und<br />
so die nutzbare Reichweite vergrößern. Eine sehr gängige Methodik, wie sie im Zusammenhang<br />
mit Pulsradaren üblicherweise eingesetzt wird, ist die Integration mehrerer Pulse. Dabei wird<br />
<strong>der</strong> Rauschpegel reduziert, <strong>der</strong> einen verschwindenden Mittelwert hat, d.h. bei Integration von<br />
N Pulsen ergibt sich ein Verbesserungsfaktor von N.<br />
7.5.2 Pulsradar<br />
Ein Pulsradar ermittelt den Abstand zu einem Ziel durch Messung <strong>der</strong> Laufzeit eines gepul-<br />
sten Mikrowellensignals. In Bild 7.21 ist das Blockdiagramm eines typischen Pulsradarsystems<br />
gegeben. Der Sendeteil besteht aus einem Einseitenbandmischer, in dem das Mikrowellensi-<br />
nussignal f0 mit einem Frequenzoffset von fZF zu einem Signal mit <strong>der</strong> Frequenz f0 + fZF<br />
gemischt wird (fZF ≪ f0). Nach zusätzlicher Verstärkung werden Pulse dieses Signals über ei-<br />
ne Antenne gesendet. Der Sende-/Empfangsschalter wird von dem Pulsgenerator gesteuert um<br />
Sendepulse <strong>der</strong> Breite τ mit einer Wie<strong>der</strong>holfrequenz (Pulse-Repetition-Frequency: PRF) von<br />
fr = 1/Tr zu generieren. Damit werden kurze Sendepulse <strong>der</strong> Dauer τ bei einer Signalfrequenz<br />
von f0 + fZF gesendet. Der Sende-/Empfangsschalter erfüllt zwei Funktionen: Erzeugen <strong>der</strong><br />
kurzen Sendepulse und umschalten <strong>der</strong> Antenne zwischen Sende- und Empfangsschaltung.<br />
Im Empfangsfall wird das zurückgestreute Signal verstärkt und über einen Mischer mit f0 in<br />
das Zwischenfrequenzband herunter gemischt. Der Lokaloszillator für f0 wird für Sende- und<br />
Empfangszweig gleichermaßen genutzt. Dies vereinfacht zum Einen den Aufbau und vermeidet<br />
zum An<strong>der</strong>en Probleme durch mögliche Frequenzverschiebungen im Oszillator. Das Zwischen-<br />
frequenzsignal wird weiter verstärkt und über einen Detektor in ein Videosignal umgewandelt.<br />
Für die Wahl von Pulsdauer τ und PRF fr gelten folgende Zusammenhänge und Überlegungen:<br />
• Kürzere Pulse resultieren in einer besseren Entfernungsauflösung aber in einem geringe-
7.5 Radarsysteme 171<br />
Bild 7.21: Blockschaltbild eines typischen Pulsradarsystems
172 7 Mikrowellensysteme<br />
ren Signal-zu-Rausch-Verhältnis,<br />
Bild 7.22: Prinzip eines Doppler-Radars<br />
• eine größere PRF führt zu mehr Pulsen pro Zeit was die Performanz verbessert, aber zu<br />
Mehrdeutigkeiten in <strong>der</strong> Abstandsmessung führt.<br />
7.5.3 Dopplerradar<br />
Falls das Ziel eine Geschwindigkeitskomponente parallel zur Linie zwischen Radar und Ziel<br />
hat, wird das zurückreflektierte Signal auf Grund des Dopplereffekts eine Frequenzverschie-<br />
bung aufweisen. Für eine Frequenz des gesendeten Radarsignals f0 und eine radiale Zielge-<br />
schwindigkeit v beträgt die Doppler-Frequenz:<br />
fD = 2vf0<br />
c0<br />
(7.63)<br />
wobei c die Lichtgeschwindigkeit im Medium darstellt. Die Frequenz des vom Radar empfan-<br />
genen Signals wird dann f0 ± fD betragen, wobei das positive Vorzeichen zu Zielen gehört, die<br />
sich auf das Radar zu bewegen und das negative Vorzeichen zu sich vom Radar weg bewegen-<br />
den Zielen.<br />
Bild 7.22 zeigt das Prinzip eines Doppler-Radarsystems wie es z.B. zur Geschwindigkeitsmes-<br />
sung im Straßenverkehr eingesetzt wird. Man erkennt sofort, dass dieses Radarsystem deutlich<br />
einfacher zu realisieren ist als ein Pulsradar, da als Sendesignal ein einfaches hochfrequentes<br />
Sinussignal benötigt wird und dieses auch direkt für den Empfänger verwendet werden kann.<br />
Aus diesem Grund wird das Dopplerradar auch häufig als CW-Radar (CW: Continuous Wave)<br />
bezeichnet. Am Mischer werden gesendete und empfangene Frequenz subtrahiert, d.h. es bleibt<br />
ein Signal mit <strong>der</strong> Frequenz fd, die <strong>der</strong> Geschwindigkeit des Zieles entspricht. Das Filter hinter
7.5 Radarsysteme 173<br />
Bild 7.23: Prinzip eines FMCW-Radars<br />
dem Mischer sollte einen Durchlassbereich passend zu den minimal und maximal zu erwar-<br />
tenden Dopplerfrequenzen bzw. Geschwindigkeiten haben. Wichtig ist hierbei eine sehr große<br />
Dämpfung für Gleichspannungssignale, da damit alle Rückstreuungen von statischen Objekten<br />
sowie Effekte durch Anteile des Sendesignals am Mischereingang auf Grund von Antennenfehl-<br />
anpassung o<strong>der</strong> begrenzter Isolation des Zirkulators unterdrückt werden. Das hier beschriebene<br />
Radar kann allerdings nicht zwischen sich nähernden und sich entfernenden Zielen gleicher<br />
Geschwindigkeit unterscheiden. Dies kann z.B. durch Verwendung eines speziellen Mischers<br />
erreicht werden, <strong>der</strong> Frequenzen unterhalb f0 und oberhalb f0 getrennt verarbeitet.<br />
Nachdem auch das Empfangssignal eines Pulsradars von einem bewegten Ziel eine Dopplerver-<br />
schiebung erfährt, ist es möglich, mit einem einzigen Radar Entfernung und Geschwindigkeit<br />
gleichzeitig zu messen. Solche Radarsysteme werden als Puls-Doppler-Radar bezeichnet.<br />
7.5.4 FMCW-Radar<br />
Ein weiteres sehr verbreitetes Radarprinzip ist das soganannte FMCW-Radar (FMCW:<br />
Frequency Modulated Continuous Wave). In Bild 7.23 ist das Prinzip dargestellt, dass sich<br />
kaum vom CW-Radar (siehe Bild 7.22) unterscheidet. Im Gegensatz zum CW-Radar wird<br />
die Oszillatorfrequenz hier über <strong>der</strong> Zeit linear verän<strong>der</strong>t. Man spricht dabei von einem<br />
Frequenz-Chirp. Hierzu wird die Steuerspannung eines spannungsgesteuerten Oszillators VCO<br />
(Voltage Controlled Oscillator) entsprechend <strong>der</strong> – für gewöhnlich nicht linearen Spannungs-<br />
/Frequenzkennlinie – durchgestimmt.<br />
Durch den Frequenzchirp haben die beiden am Mischer anliegenden Signale selbst bei stati-<br />
schen Zielen auf Grund <strong>der</strong> Signallaufzeit unterschiedliche Frequenzen. Diese Differenzfre-<br />
quenz f∆ ist während eines Frequenz-Chirps (siehe dazu Bild 7.24) konstant, d.h. die Frequenz
174 7 Mikrowellensysteme<br />
Bild 7.24: Funktionsweise eines FMCW-Radars<br />
am Mischerausgang ist zu dem Zielabstand proportional. Die Darstellung in Bild 7.24 ist dabei<br />
nicht maßstäblich gewählt, da f∆ sehr viel kleiner ist als die Mittenfrequenz 1<br />
2 (fmin +fmax) des<br />
Radars. Dadurch sind auch die gestrichelt gezeichneten Flanken des Ausgangssignals wesent-<br />
lich steiler als dargestellt. Für einen Frequenzsweep von fmin bis fmax während <strong>der</strong> Zeit Tsweep<br />
ergibt sich die Differenzfrequenz während <strong>der</strong> Messzeit τM für ein Ziel in einem Abstand R zu:<br />
mit<br />
f∆ = fmax − fmin<br />
Tsweep<br />
· τ (7.64)<br />
τ = 2R<br />
. (7.65)<br />
Das Signal <strong>der</strong> Differenzfrequenz wird anschließend digitalisiert und über eine Fouriertransfor-<br />
mation (FFT) erhält man einen zu f∆ und damit zur Entfernung proportionalen Wert. Statt <strong>der</strong><br />
Analog-/Digitalwandlung, kann f∆ auch auf eine Filterbank gegeben werden, in welcher jedem<br />
Entfernungsabschnitt ein Bandpassfilter zugeordnet wird.<br />
Eine <strong>der</strong> Schwierigkeiten bei diesem Radarprinzip ist, dass sowohl Geschwindigkeit als auch<br />
Abstand zur Frequenz des Ausgangssignals proportional sind, d.h. aus einer bestimmten Fre-<br />
quenz am Radarausgang nicht eindeutig Geschwindigkeit o<strong>der</strong> Abstand ablesbar sind. Zur Lö-<br />
sung dieses Problems existieren verschiedene Verfahren, die hier nicht weiter diskutiert werden<br />
sollen. Außerdem wird das FMCW-Verfahren speziell bevorzugt unter Bedingungen eingesetzt,<br />
c0
7.6 Radiometrie 175<br />
bei denen keine relevanten Geschwindigkeiten zu erwarten sind, d.h. zur Abstandmessung in<br />
quasi-statischer Umgebung (z.B. Füllstandsmessung in Tanks).<br />
7.6 Radiometrie<br />
Ein Radarsystem erhält Informationen über die Umgebung durch Empfang eines vorher gesen-<br />
deten Mikrowellensignals. Radiometrie dagegen ist eine rein passive Technik, die ausschließlich<br />
aus <strong>der</strong> Mikrowellenstrahlung die aus <strong>der</strong> Umgebung auf das Radiometer einfällt Informationen<br />
ermittelt. Zu den Anwendungen <strong>der</strong> Radiometrie zählen unter an<strong>der</strong>em die Fernerkundung (z.B.<br />
Erdoberfläche, Wetter) und die militärische Aufklärung. Im Moment wird auch weltweit an Sy-<br />
stemen zur Detektion von Waffen bei Personen zur Erhöhung <strong>der</strong> Sicherheit z.B. auf Flughäfen<br />
gearbeitet.<br />
Gegenüber den im „optischen“ Bereich arbeitenden Erkundungsverfahren hat die Mikrowel-<br />
lenradiometrie (ebenso wie Radarverfahren) den frequenzbedingten Vorteil <strong>der</strong> weitgehenden<br />
Allwetterfähigkeit und <strong>der</strong> möglichen Eindringtiefe unter die sichtbare Oberfläche. Vorteilhaft<br />
ist außerdem <strong>der</strong> größere Temperaturkontrast im Mikrowellenbereich. Von Nachteil ist hier –<br />
wegen <strong>der</strong> großen Wellenlängen – das grundsätzlich schlechtere Winkelauflösungsvermögen<br />
von Mikrowellensystemen, das vom Verhältnis aus Wellenlänge zu Aperturdurchmesser be-<br />
stimmt wird. Nachteilig gegenüber passiven optischen Systemen wirken sich außerdem in <strong>der</strong><br />
Mikrowellenradiometrie die relativ kleinen Bandbreiten und großen Integrationszeiten aus.<br />
7.6.1 <strong>Grundlagen</strong> <strong>der</strong> Radiometrie<br />
Die thermische Strahlung eines Körpers wird durch das Planksche Strahlungsgesetz beschrie-<br />
ben:<br />
B = 2hf3<br />
c 2 0<br />
1<br />
e hf/kT − 1<br />
, (7.66)<br />
wobei B die Helligkeit in <strong>der</strong> Einheit Wm −2 sr −1 Hz −1 angibt. Die Variablen f, c0, T geben<br />
die Frequenz, die Lichtgeschwindigkeit und die Temperatur an. Des Weiteren werden noch die<br />
Boltzmann-Konstante k = 1,38 · 10 −23 J/K und die Plancksche Konstante h = 6,62 ·10 −34 Js<br />
benötigt. In Bild 7.25 ist die thermische Strahlung gemäß Plankschem Strahlungsgesetz über <strong>der</strong><br />
Frequenz für unterschiedliche Temperaturen aufgetragen. Für die Sonne mit einer Temperatur<br />
von T = 5780 K ergibt sich die maximale Strahlung bei einer Wellenlänge von 502 nm (grünes<br />
Licht). Die natürliche Mikrowellenstrahlung ist inkohärente Wärmestrahlung. Ihre Intensität<br />
liegt entsprechend dem Planckschen Strahlungsgesetz für den schwarzen Körper mehrere Grö-<br />
ßenordnungen unter jener <strong>der</strong> natürlichen Infrarot-Strahlung.
176 7 Mikrowellensysteme<br />
Bild 7.25: Thermische Strahlung gemäß Plankschem Strahlungsgesetz<br />
Die vom Mikrowellenradiometer empfangene Strahlung resultiert in <strong>der</strong> Regel aus <strong>der</strong> vom<br />
Meßobjekt emittierten Strahlung (proportional zu seiner Eigentemperatur), <strong>der</strong> am Objekt re-<br />
flektierten bzw. gestreuten Strahlung des Hintergrunds und <strong>der</strong> Umgebung sowie <strong>der</strong> vom Aus-<br />
breitungsmedium zwischen Objekt und Radiometer emittierten Strahlung. Da die Strahlungs-<br />
leistungen <strong>der</strong> Objekte proportional zur Temperatur sind, wird in <strong>der</strong> Radiometrie im Allgemei-<br />
nen mit Temperaturen gerechnet. Grundsätzlich besteht ein Radiometer aus einer Antenne mit<br />
möglichst hohem Gewinn bzw. hoher Winkelauflösung, einem hochempfindlichen Empfänger<br />
mit möglichst niedrigem Eigenrauschen und großer Bandbreite und einer Auswerteschaltung.<br />
Dieses Radiometer stellt den Strahlungstemperaturkontrast ∆T des gemessenen und gesuchten<br />
Objekts gegenüber <strong>der</strong> Objektumgebung fest.
7.7 Erwärmen mit Mikrowelle 177<br />
Bild 7.26: Mikrowellenofen<br />
7.7 Erwärmen mit Mikrowelle<br />
Hochfrequente elektromagnetische Fel<strong>der</strong> mit hoher Leistung (im kW-Bereich) werden in in-<br />
dustriellen Prozessen zur Erwärmung o<strong>der</strong> Trocknung von Materialien eingesetzt. Aber auch<br />
im Küchenbereich gibt es Mikrowellenöfen im Leistungsbereich um 1 kW zur Erwärmung von<br />
Speisen. Prinzipiell besteht eine solche Mikrowellenanlage aus einem in <strong>der</strong> Regel rundherum<br />
geschlossenen metallischen Gehäuse, welches den Austritt von Mikrowellenstrahlung verhin-<br />
<strong>der</strong>t. Innerhalb dieses Gehäuses befindet sich das zu erwärmende Material. Von einer Hochlei-<br />
stungsmikrowellenquelle werden die Mikrowellen in den Ofenraum eingekoppelt und dringen<br />
in das Material ein. Dort regt das elektromagnetische Feld die Moleküle zum Schwingen an, was<br />
sich als Wärme äußert. Beson<strong>der</strong>s gut funktioniert dies, wenn die Moleküle polarisiert sind (z.B.<br />
bei Wasser). Materialien aus unpolaren Molekülen (z.B. einfache Kohlenwasserstoffe) eignen<br />
sich dagegen weniger zur Mikrowellenprozessierung. Da die Mikrowelle das zu prozessierende<br />
Material direkt, von innen heraus, erwärmt, ist die Mikrowellenheizung üblicherweise deutlich<br />
schneller als eine konventionelle Erwärmung durch Strahlung o<strong>der</strong> Heißluft, welche das Ma-<br />
terial grundsätzlich von außen erwärmen und somit auf die meist langsamere Wärmeleitung<br />
angewiesen sind.<br />
In Bild 7.26 ist ein typischer Haushalts-Mikrowellenofen zur Speisenerwärmung dargestellt.<br />
Als Mikrowellenquelle wird ein sogenanntes Magnetron verwendet. Dabei handelt es sich um<br />
eine Elektronenröhre, welche ein hochfrequentes elektromagnetisches Feld erzeugt. Die Funk-<br />
tionsweise und weitere Mikrowellenröhren werden in [23] beschrieben. Die Frequenz beträgt<br />
hierbei, wie auch bei den meisten an<strong>der</strong>en Mikrowellenanwendungen, 2,45 GHz. Dabei han-<br />
delt es sich um eine sogenannte ISM-Frequenz (Industrial Scientific Medical) welche lizenzfrei<br />
benutzt werden darf, solange die Abstrahlung gewisse Grenzen nicht überschreitet.
178 7 Mikrowellensysteme<br />
Eine wesentliche Anfor<strong>der</strong>ung an eine Mikrowellenprozessierungsanlage ist es, eine möglichst<br />
gleichmäßige Erwärmung zu erreichen. Insbeson<strong>der</strong>e gilt es zu vermeiden, dass einzelne Berei-<br />
che stark überhitzen (sogenannte Hot Spots), während an<strong>der</strong>e Bereiche kühl bleiben. Aufgrund<br />
<strong>der</strong> relativ kurzen Wellenlänge (≈ 12,2 cm bei 2,45 GHz im Freiraum) gibt es im Material<br />
Interferenzen verschiedener Feldanteile, so dass sich ein inhomogenes elektrisches Feld mit<br />
verteilten Minima und Maxima ausbildet. Die daraus resultierende Erwärmung ist ebenfalls<br />
inhomogen. Dieses Problem kann umgangen werden, wenn man das zu prozessierende Mate-<br />
rial durch das Feld bewegt, so dass alle Teile die Minima und Maxima des Feldes im gleichen<br />
Maß durchlaufen. In Bild 7.26 ist dies durch einen Drehteller realisiert. Eine an<strong>der</strong>e Möglich-<br />
keit besteht darin, das elektromagnetische Feld selbst zeitlich zu verän<strong>der</strong>n, indem mechanisch<br />
bewegte Reflektoren, sogenannte Modenrührer (engl. Mode Stirrer) eingesetzt werden. Auch<br />
dieses Prinzip ist in Bild 7.26 gezeigt.<br />
7.7.1 <strong>Grundlagen</strong> <strong>der</strong> Mikrowellenheizung<br />
Ausschlaggebend für eine Erwärmung durch Mikrowellen sind die durch das elektrische Feld<br />
hervorgerufenen Ströme (ohmsche Verluste) und dielektrischen Umpolarisierungsverluste. Bei-<br />
de Mechanismen können zusammengefasst und durch einen effektiven Verlustfaktor [24] aus-<br />
gedrückt werden<br />
ε ′′<br />
r,eff = ε ′′<br />
r + κ<br />
ωε0<br />
. (7.67)<br />
ε ′′<br />
r charakterisiert dabei die dielektrischen Verluste und κ ist die Leitfähigkeit des Materials. Die<br />
innerhalb eines Volumenelementes ∆V in Wärme umgesetze Leistung ergibt sich damit zu<br />
PW = 1 ′′<br />
ωε0ε r,eff<br />
2 |E|2 ∆V . (7.68)<br />
Diese ist damit proportional zum effektiven Verlustfaktor ε ′′<br />
r,eff<br />
und <strong>der</strong> Frequenz. Damit be-<br />
wirkt eine höhere Frequenz auch eine höhere Wärmewirkung. Dies folgt daraus, dass bei jedem<br />
Umpolarisierungszyklus die gleiche Wärme umgesetzt wird. Je mehr Umpolarsierungen pro<br />
Zeiteinheit stattfinden, desto höher ist die mittlere Wärmeleistung. Es ist dabei aber zu beach-<br />
ten, dass ε ′′<br />
r<br />
und damit ε′′<br />
r,eff<br />
sehr hohe Frequenzen gegen Null gehen.<br />
im Allgemeinen selbst sehr stark frequenzabhängig sind und für<br />
Eine weitere sehr wichtige Größe ist die Eindringtiefe. Wenn die Mikrowelle in ein Material<br />
eindringt und dabei Energie in Form von Wärme abgibt, wird sie gedämpft. Der Wert, bei dem<br />
die Leistungsdichte auf einen relativen Wert von e −1 ≈ 37 % bezogen auf die Materialoberflä-<br />
che abgeklungen ist bezeichnet man als Eindringtiefe Dp. Für eine angenommene ebene Welle
7.7 Erwärmen mit Mikrowelle 179<br />
gilt näherungsweise<br />
Dp = c0<br />
√<br />
ε ′<br />
r<br />
ωε ′′<br />
r,eff<br />
. (7.69)<br />
Je höher die Frequenz ist, desto geringer ist die Eindringtiefe. Für eine homogene Heizung sollte<br />
die Materialdicke kleiner als die Eindringtiefe sein, da ansonsten die Heizung nur in <strong>der</strong> Nähe<br />
<strong>der</strong> Oberfläche erfolgt und damit keine Vorteile mehr gegenüber <strong>der</strong> konventionellen Heizung<br />
aufweist.
180 7 Mikrowellensysteme
A Schreibweise orts- und<br />
zeitabhängiger Größen<br />
A.1 Beliebige Orts- und Zeitabhängigkeit<br />
U0 Amplitude, Scheitelwert, Gleichgröße<br />
�U allgemeine beliebige orts- und zeitabhängige Größe o<strong>der</strong> nur ortsabhängige Größe<br />
z.B. in kartesischen Koordinaten:<br />
�U = � U(�r,t) o<strong>der</strong> � U = � U(�r) (A.1)<br />
�U = Ux(�r,t)�ex + Uy(�r,t)�ey + Uz(�r,t)�ez<br />
(A.2)<br />
mit �r = x�ex + y�ey + z �ez (A.3)<br />
181
182 A Schreibweise orts- und zeitabhängiger Größen<br />
z<br />
�U(�r,t)<br />
P<br />
x<br />
Bild A.1: Vektorielle Größe im kartesischen Koordinatensystem<br />
A.2 Bei harmonischer Zeitabhängigkeit<br />
�u(�r,t) reelle Schreibweise <strong>der</strong> orts- und zeitabhängigen Größe<br />
�r<br />
� �<br />
�u(�r,t) = Re �U(�r) jϕ jωt<br />
e e = � U(�r) cos(ωt + ϕ) (A.4)<br />
�u komplexe Schreibweise <strong>der</strong> orts- und zeitabhängigen Größe<br />
�U komplexe Amplitude<br />
(U steht stellvertretend für H, E, B, D, etc.)<br />
�u = � U(�r) [cos(ωt + ϕ) + j sin(ωt + ϕ)]<br />
= � U(�r) e jωt+ϕ = � U(�r) e jϕ e jωt<br />
�U = � U(�r) e jϕ<br />
y<br />
(A.5)<br />
(A.6)<br />
Eine sehr gute Einführung in den Umgang mit komplexen Wechselgrößen befindet sich in [7].
B Verzeichnis <strong>der</strong> verwendeten<br />
Abkürzungen<br />
Symbol Bedeutung Einheit<br />
a<br />
an<br />
Breitenabmessung eines Rechteckhohlleiters<br />
hinlaufende Leistungswelle in Tor n<br />
m<br />
√<br />
W<br />
�A Vektorpotential Vs/m<br />
A Fläche m 2<br />
AW<br />
Antennenwirkfläche<br />
[A] ABCD-Matrix<br />
�B magnetische Induktion Vs/m 2<br />
b Höhenabmessung eines Rechteckhohlleiters m<br />
√<br />
rücklaufende (reflektierte) Welle aus Tor n<br />
W<br />
bn<br />
B einfache Bandbreite Hz<br />
B Blindleitwert S<br />
Bp parallel geschalteter Blindleitwert S<br />
C Kapazität F<br />
C ′ Kapazität pro Längeneinheit F/m<br />
C ′ 0 Kapazität pro Längeneinheit einer luftgefüllten Leitung F/m<br />
c Lichtgeschwindigkeit im Medium m/s<br />
c0 Lichtgeschwindigkeit im Vakuum (c0 = 2,9979 ·10 8 m/s) m/s<br />
�D elektrische Verschiebungsdichte As/m 2<br />
�E elektrische Feldstärke V/m<br />
[E] Einheitsmatrix<br />
�ek Ausbreitungsrichtung <strong>der</strong> ebenen Welle<br />
f Frequenz Hz<br />
fc Cutoff-Frequenz Hz<br />
fD Dopplerfrequenz Hz<br />
fZF Zwischenfrequenz Hz<br />
G reeller Leitwert (ohmscher Leitwert) S<br />
183
184 B Verzeichnis <strong>der</strong> verwendeten Abkürzungen<br />
Symbol Bedeutung Einheit<br />
G Antennengewinn<br />
G ′ auf die Längeneinheit bezogener Leitwert S/m<br />
�H magnetische Feldstärke A/m<br />
h Plancksche Konstante (h = 6,62 · 10 −34 Js) Js<br />
h Substrathöhe bei Mikrostreifenleitung m<br />
I elektrischer Strom A<br />
�J Stromdichte A/m 2<br />
�JF Flächenstromdichte (Strombelag) A/m<br />
�JV Verschiebungsstromdichte A/m 2<br />
j imaginäre Einheit j = √ −1<br />
k Boltzmannkonstante k = 1,381 ·10 −23 Ws/K Ws/K<br />
k Wellenzahl (Freiraumwelle) m −1<br />
l Leitungslänge m<br />
L Induktivität H<br />
L ′ auf die Längeneinheit bezogene Induktivität H/m<br />
m Anpassungsfaktor<br />
n Brechungsindex<br />
NF<br />
Rauschzahl (Noise Figure)<br />
PW Wirkleistung W<br />
Q Blindleistung var = 1 W<br />
Q elektrische Ladung As<br />
R reeller Wi<strong>der</strong>stand (ohmscher Wi<strong>der</strong>stand) Ω<br />
R Abstand (Radar) m<br />
R ′ auf die Längeneinheit bezogener Wi<strong>der</strong>stand Ω/m<br />
r Reflexionsfaktor<br />
r Abstand m<br />
s Welligkeitsfaktor (VSWR)<br />
S Scheinleistung VA = 1 W<br />
�S Poynting-Vektor VA/m 2<br />
[S] Streumatrix<br />
smn<br />
Streuparameter<br />
T Periodendauer s<br />
T Temperatur K<br />
t Zeit s<br />
t Metallisierungshöhe bei Mikrostreifenleitung m<br />
[T] Transmissions-Matrix
Symbol Bedeutung Einheit<br />
U Spannung V<br />
VSWR Stehwellenverhältnis (s)<br />
vG Gruppengeschwindigkeit m/s<br />
vP Phasengeschwindigkeit m/s<br />
W Energie J = 1 Ws<br />
w Energiedichte Ws/m 3<br />
w Leiterbreite Mikrostreifenleitung m<br />
X Blindwi<strong>der</strong>stand Ω<br />
Xs seriell geschalteter Blindwi<strong>der</strong>stand Ω<br />
Y komplexer Leitwert (Admittanz) S<br />
YL Leitungswellenleitwert S<br />
Y0, YB Bezugsleitwert Ω<br />
[Y] Admittanz-Matrix<br />
Z komplexer Wi<strong>der</strong>stand (Impedanz) Ω<br />
ZL Leitungswellenwi<strong>der</strong>stand Ω<br />
Z0, ZB Bezugswi<strong>der</strong>stand Ω<br />
[Z] Impedanz-Matrix<br />
α Dämpfungskonstante einer Leitung m −1<br />
β Phasenkonstante einer Leitung (Wellenzahl) m −1<br />
βc Cutoff-Wellenzahl m −1<br />
βz Wellenzahl im Hohlleiter (z-Richtung) m −1<br />
γ komplexe Leitungskonstante γ = α + jβ m −1<br />
δ Verlustwinkel rad<br />
tanδ Verlustfaktor<br />
ε Dielektrizitätskonstante ε = ε0εr As/Vm<br />
ε0 Permittivität des Vakuums ε0 = 8,854 ·10 −12 As/Vm As/Vm<br />
εr<br />
εr,eff<br />
ε ′ r<br />
ε ′′<br />
r<br />
ε ′′<br />
r,eff<br />
relative Permittivität (Dielektrizitätszahl)<br />
effektive relative Permittivität<br />
Realteil <strong>der</strong> komplexen Permittivität<br />
dielektrischer Verlustfaktor<br />
effektiver Verlustfaktor<br />
θ Winkel im Kugelkoordinatensystem (Elevation) rad<br />
κ elektrische Leitfähigkeit S/m<br />
λ Wellenlänge m<br />
λ0 Freiraum-Wellenlänge m<br />
λz Wellenlänge im Hohlleiter (z-Richtung) m<br />
185
186 B Verzeichnis <strong>der</strong> verwendeten Abkürzungen<br />
Symbol Bedeutung Einheit<br />
µ Permeabilitätskonstante µ = µ0µr Vs/Am<br />
µ0 Permeabilität des Vakuums µ0 = 4π · 10 −7 Vs/Am Vs/Am<br />
µr<br />
relative Permeabilität<br />
ρ Raumladungsdichte As/m 3<br />
σ Radarstreuquerschnitt m 2<br />
τ Zeitkonstante s<br />
ϕ Phasenwinkel rad<br />
ψ Winkel im Kugelkoordinatensystem (Azimut) rad<br />
ω Kreisfrequenz, Winkelgeschwindigkeit s −1
C Leitungsdiagramme<br />
187
188 C Leitungsdiagramme<br />
70<br />
80<br />
1<br />
90<br />
∞<br />
1<br />
1<br />
0.0<br />
30<br />
40<br />
00<br />
60<br />
1<br />
2<br />
0.1<br />
+ X Z<br />
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0.1<br />
0.2<br />
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1<br />
2<br />
0.2<br />
0.1<br />
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l / λ<br />
(i nnen) arc r<br />
0.3<br />
0.1<br />
20<br />
(a ußen)<br />
40<br />
1<br />
0.3<br />
2<br />
15<br />
0.4<br />
0.4<br />
0.2<br />
0.2<br />
30<br />
30<br />
1<br />
2<br />
0.5<br />
m=Umin/Umax<br />
0.5<br />
0.3<br />
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0.3<br />
40<br />
1<br />
20<br />
2<br />
0.6<br />
0.6<br />
8<br />
0.4<br />
m in db<br />
0.4<br />
0.5<br />
6<br />
1<br />
0.7<br />
0.5<br />
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2<br />
10<br />
0.6<br />
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0.8<br />
0.6<br />
0.8<br />
0.7<br />
0.7<br />
60<br />
1<br />
2<br />
2<br />
0.8<br />
0.9<br />
1.0<br />
00<br />
0.9<br />
0.8<br />
0.9<br />
1.0<br />
0.9<br />
0<br />
1.0<br />
1.0<br />
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2<br />
90<br />
0.2<br />
0.2<br />
0.4<br />
0.2<br />
0.2<br />
0.4<br />
0.4<br />
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0.4<br />
0.9<br />
1.0<br />
0.9<br />
0.8<br />
0.7<br />
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0.6<br />
0.6<br />
0.6<br />
0.8<br />
0.8<br />
0.8<br />
80<br />
0.8<br />
1.0<br />
80<br />
1.0<br />
1.5<br />
1.0<br />
1.0<br />
2<br />
0.8<br />
0.5<br />
0.7<br />
2.0<br />
1.5<br />
1.5<br />
90<br />
0.4<br />
70<br />
2<br />
0.6<br />
Reflexionsfaktor r<br />
0.3<br />
3.0<br />
0.5<br />
00<br />
60<br />
3<br />
0.2<br />
2.0<br />
2.0<br />
4.0<br />
0.4<br />
5.0<br />
10<br />
50<br />
3<br />
0.3<br />
0.1<br />
0.08<br />
0.06<br />
0.04<br />
reflektierte Leistung<br />
Bild C.1: Smith Diagramm in Wi<strong>der</strong>standsform<br />
3.0<br />
3.0<br />
40<br />
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20<br />
0.2<br />
3<br />
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∞<br />
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(i nnen) arc r<br />
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(a ußen)<br />
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1<br />
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0.2<br />
30<br />
30<br />
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5.0<br />
m=Umin/Umax<br />
0.3<br />
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2.0<br />
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2<br />
8<br />
0.4<br />
m in db<br />
3.0<br />
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1<br />
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1.5<br />
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2<br />
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1.0<br />
1.0<br />
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1<br />
0.8<br />
0.8<br />
0.8<br />
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2<br />
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00<br />
0.8<br />
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0.6<br />
0.6<br />
0.6<br />
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0.4<br />
0.4<br />
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0.2<br />
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1.0<br />
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1.0<br />
0.9<br />
1.0<br />
0.9<br />
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0.6<br />
Bild C.2: Smith Diagramm in Leitwertform<br />
0.9<br />
80<br />
80<br />
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0.8<br />
0.8<br />
0.8<br />
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0.7<br />
0.7<br />
0.5<br />
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0.4<br />
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2<br />
0.6<br />
Reflexionsfaktor r<br />
0.3<br />
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0.4<br />
0.6<br />
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0.3<br />
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0.5<br />
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0.4<br />
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0.08<br />
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reflektierte Leistung<br />
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0.3<br />
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GZ 0<br />
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0.0<br />
0.0<br />
10<br />
3<br />
50<br />
189<br />
5 0.26 0.27 0.28 0.29 0.30 0.31 0.32 0.33 0.34 0.35 0.36 0.37 0.38 0.39 0.40 0.41 0.42 0.43 0.44 0.45 0.46 0.47 0.48 0.49
190 C Leitungsdiagramme
Literaturverzeichnis<br />
[1] Meinke, Gundlach: Taschenbuch <strong>der</strong> <strong>Hochfrequenztechnik</strong>; Springer Verlag<br />
[2] Unger: Theorie <strong>der</strong> Leitungen; Vieweg & Sohn, Braunschweig<br />
[3] Meinke: Einführung in die Elektrotechnik höherer Frequenzen, Band 1 (Bauelemente und<br />
Stromkreise) und Band 2 (Elektromagnetische Fel<strong>der</strong> und Wellen); Springer Verlag<br />
[4] Zinke, Brunswig: Lehrbuch <strong>der</strong> <strong>Hochfrequenztechnik</strong>, Band 1 (Hochfrequenzfilter, Leitun-<br />
gen, Antennen); Springer Verlag<br />
[5] Unger: Elektromagnetische Wellen, Band 1 und 2, Vieweg & Sohn, Braunschweig<br />
[6] Zwick, Wiesbeck: Skriptum zur Vorlesung „<strong>Hochfrequenztechnik</strong>“; Institut für Höchstfre-<br />
quenztechnik und Elektronik, Uni Karlsruhe<br />
[7] Dössel: Skriptum zur Vorlesung „Lineare elektrische Netze“; Institut für Biomedizinische<br />
Technik, Uni-Karlsruhe<br />
[8] Trommer: Skriptum zur Vorlesung „Fel<strong>der</strong> und Wellen“; Institut für Theoretische Elektro-<br />
technik und Systemomptimierung, Uni-Karlsruhe<br />
[9] Michel: Zweitor-Analyse mit Leistungswellen; Teubner Studienbücher Elektrotechnik,<br />
Stuttgart<br />
[10] Balanis: Advanced Engineering Electromagnetics; John Wiley & Sons, New York<br />
[11] Balanis: Antenna Theory: Analysis and Design; John Wiley & Sons, New York<br />
[12] Zwick, Wiesbeck: Skriptum zur Vorlesung „Antennen und Antennensysteme“; Institut für<br />
Höchstfrequenztechnik und Elektronik, Uni Karlsruhe<br />
[13] Wiesbeck: Skriptum zur Vorlesung „Radar Systems Engineering“; Institut für Höchstfre-<br />
quenztechnik und Elektronik, Uni Karlsruhe<br />
[14] Thumm: Skriptum zur Vorlesung „Hoch- und Höchstfrequenz-Halbleiterschaltungen“ In-<br />
stitut für Höchstfrequenztechnik und Elektronik, Uni Karlsruhe<br />
191
192 Literaturverzeichnis<br />
[15] Younis: Skriptum zur Vorlesung „Advanced Radio Communications I“ Institut für Höchst-<br />
frequenztechnik und Elektronik, Uni Karlsruhe<br />
[16] Hoffmann: Integrierte Mikrowellenschaltungen; Springer Verlag, Berlin, Heidelberg<br />
[17] Stirner: Antennen, Band 1 (<strong>Grundlagen</strong>) und Band 2 (Praxis); Hüthig Verlag, Heidelberg<br />
[18] Collin: Antenna Theory, Band 1 und 2, McGraw Hill, New York<br />
[19] Kühn: Mikrowellenantennen, VEB Verlag Technik, Berlin<br />
[20] Geng: Planungsmethoden für die Mobilkommunikation; Springer Verlag, Berlin, Heidel-<br />
berg<br />
[21] Süß: Skriptum zur Vorlesung „Mikrowellenradiometrie“; Institut für Höchstfrequenztech-<br />
nik und Elektronik, Uni Karlsruhe<br />
[22] Pozar: Microwave Engineering; Addison-Wesley Publishing Company, Massachusetts<br />
[23] Thumm: Skriptum zur Vorlesung „Ausgewählte Kapitel <strong>der</strong> <strong>Hochfrequenztechnik</strong>“; Insti-<br />
tut für Höchstfrequenztechnik und Elektronik, Uni Karlsruhe<br />
[24] Metaxas: Industrial Microwave Heating; Peter Peregrinus Ltd., UK