XII Optoelektronik

XII Optoelektronik 433
XII Optoelektronik
1Grundsätzliche Überlegungen
Alle Halbleitermaterialien werden bei Energiezufuhr
von außen in Form von Wärme oder Licht niederohmiger,
daneue Ladungsträgerpaare gebildet werden,
die die Eigenleitfähigkeit erhöhen. DieZahl der durch
das auftreffende Licht freigesetzten Elektronen wird
um so größer, je größer die Beleuchtungsstärke ist,
weil erhöhte Lichteinstrahlung eine Energiezufuhr
bedeutet. Dieser Vorgang wird als „Innerer fotoelektrischer
Effekt“bezeichnet.
Trifft Licht auf eine pn-Sperrschicht, werden infolge
der Energiezufuhr Kristallbindungen aufgerissen. Es
entstehen bewegliche Ladungsträger-Paare, die infolge
des vorhandenen elektrischen Feldes sofort abfließen.
Dabei wandern die Löcher in die p-Schicht
und die Elektronen in die n-Schicht. Ohne angelegte
äußere Spannung wird die p-Schicht zum Pluspol und
dien-Schicht zum Minuspol einer Spannungsquelle.
Licht ist physikalisch gesehen eine elektromagnetische
Strahlung in einem bestimmten Frequenzbereich.
Dabei wird sichtbares Licht von nichtsichtbarem
Licht unterschieden. Das natürliche weiße
Sonnenlicht ist eine Mischung von elektromagnetischen
Schwingungen der verschiedensten Wellenlängen.
Wellenlänge und Frequenz sind zueinander
umgekehrt proportional. Die Energie der Lichtstrahlungist
der Frequenz proportional.
Die Farbanteile des Lichtes werden als Spektralfarben
bezeichnet. Das unsichtbare Infrarotlicht (IR) hat eine
Wellenlänge l von 780 nm bis etwa 1000 nm. Rotes,
sichtbares Licht (780 nm bis 630 nm) schließt sich an,
geht in orangefarbenes Licht (630 nm bis 590 nm)
über, während gelbes Licht (590 nm bis 560 nm) den
farblichen Übergang zum Grünbereich (560 nm bis
490 nm) bildet. Über den Anteil an blauem Licht
(490 nm bis 440 nm) und violetter Spektralfarbe
(440 nm bis 380 nm) endet der sichtbare Teil und
geht inden nichtsichtbaren Teil (380 nm bis 10 nm),
dem ultravioletten Licht (UV) über.
2Optoelektronische Bauelemente
Bauelemente zur Umwandlung elektrischer Größen in
optische Strahlung und umgekehrt werden als optoelektronische
Bauelemente bezeichnet. Man unterscheidet
dabei zwischen lichtemittierenden (lichtabstrahlenden)
und lichtabsorbierenden (lichtaufnehmenden)
Bauelementen.
Bei einigen, im sichtbaren Licht arbeitenden Fotohalbleitern
führt auch die vom Auge nicht wahrgenommene
infrarote Strahlung zu einer Änderung der
Leitfähigkeit. Hier werden für bestimmte Anwendungen
optische Filter verwendet, um deren Einflüsse
gering zu halten.
2.1 Fotowiderstand
(LDR –light dependent resistor)
Fotowiderstände bestehen aus Halbleiter-Mischkristallen
als Basismaterial. LDR können sowohl an
Gleichspannung wie auch an Wechselspannung betrieben
werden, da sie ohne pn-Sperrschicht sind. Der
Widerstandswert von Fotowiderständen wird mit
zunehmender Beleuchtungsstärke kleiner. Ein LDR
hat bei einer bestimmten Lichtwellenlänge seine
größte Empfindlichkeit.
Für die Herstellung von LDR, deren spektrale Empfindlichkeit
im Bereich des sichtbaren Lichtes liegt,
werden als Halbleitermaterialien Cadmiumsulfid
(CdS) und Cadmiumselenid (CdSe) verwendet.
Die spektrale Empfindlichkeit von LDR aus Bleisulfid
(PbS) und Indiumantimonid (InSb) liegt dagegen
im Infrarotbereich; die spektrale Empfindlichkeit von
Germanium und Silizium liegt zwischen 800nm und
1600 nm.
0,6
–9,6
15
Typischer Aufbau LDR 03
9 –1,5
ca.6
Bild XII-1 Typischer Aufbau und Bauform
eines LDR
14 +0,5
Fotowiderstände haben die höchste Lichtempfindlichkeit
unter den fotoelektronischen Halbleiterbauelementen.
Bild XII-1 zeigt den typischen mäanderförmigen
Aufbau eines LDR.
Die wichtigsten Kennwerte von LDR sind der Dunkelwiderstand
und der Hellwiderstand, der in den Datenblättern
meistens für eine Beleuchtungsstärke von
100 Lux angegeben wird.
10000
R
Ω
1000
100
10
10 100 1000 10000
Bild XII-2 Kennlinie des LDR 03
E v
lx

434 Elektronik
Die Kennlinie des LDR 03 zeigt Bild XII-2. Seine
maximale Versorgungsspannung beträgt U B =150 V
und seine maximale Verlustleistung P tot =100 mW.
Dunkelwiderstand R 0 =Widerstandswert nach 1Minute
völliger Abdunkelung; R 0 >10MW
Hellwiderstand R H =Widerstandswert bei 100 Lux
oder 1000 Lux; R H100 =500 W ... 50kW
Beim praktischen Einsatz von Fotowiderständen muß
beachtet werden, daß der Widerstandswert einer
Änderung der Beleuchtungsstärke mit einer relativ
hohen Trägheit folgt. Bild XII-3 zeigt prinzipiell die
Einstellträgheiteines Silizium-LDR.
1000M
R F
100M
( Ω )
10M
1M
100k
10k
Dunkelwiderstand
20sec nach Lichtsperre
nach 5min Beleuchtung
mit E =
RF = f( t ), E=Por.
500Lx
5Lx 5000Lx
50Lx
50Lx
5Lx
Hellwiderstand
nach Einschalten
der Beleuchtung
mit E =
1k
500
200
500Lx
100
50
20
10
5000Lx
1 2 5 10 20 50 100 100(msec)
0,1 1 10 100 1000
(sec)
Bild XII-3 Einstellträgheiteines Silizium-LDR
Fotowiderstände sind daher nicht besonders gut für
einen Einsatz geeignet, bei dem schnelle Änderungen
der Beleuchtungsstärke erfaßt werden müssen. Bei
E =50Lxbenötigt dieser LDR eine Zeit von 100 ms,
um seinen Widerstandswert R F von 100 M W auf
10 k W zu mindern; bei E =500 Lx noch eine Zeit von
15 ms.
Fotodioden werden in Sperrichtung an einer äußeren
Spannung betrieben; damit ist zu ihrem Betrieb nach
Bild XII-4 ein Vorwiderstand und eine Betriebsspannung
erforderlich.
2.2 Fotodiode und Fotoelement
R V
D 1
U F
U B
Bild XII-4
Fotodiode
mit Vorwiderstand
t
Ohne Beleuchtung fließt durch die pn-Sperrschicht
einer Fotodiode wie bei jeder normalen Diode ein
Sperrstrom, der bei den Fotodioden meistens als
Dunkelstrom I R 0 bezeichnet wird. Als Folge der Beleuchtung
tritt ein zusätzlicher Fotostrom I Fot auf, der
l Fot
μA
10 1
10 0
10 –1
10 –2
10 –3
10 –4
10 –2
10 –1
10 0
10 1
10
E v
2
10 3
lx
Bild XII-5 Zusammenhang zwischen Fotostrom
undBeleuchtungsstärke
I Ro
pA
10 4
10 3
10 2
10 1
10
0 20 40 60 80 100
T U
°C
0
Bild XII-6 Temperaturabhängigkeit einer Fotodiode

XII Optoelektronik 435
1,2
I Fot
I Fot(25°C)
1,0
0,8
0,6
0,4
0,2
0
–30 –20 –10 0 10 20 30 40 50 60 7080°C
T U
Bild XII-7 Normierte Darstellung der Temperaturabhängigkeit
einer Fotodiode
linear mit der Beleuchtungsstärke ansteigt. Bild XII-5
zeigt den Zusammenhang zwischen Fotostrom und
Beleuchtungsstärke.
Wie jedes Halbleiter-Bauelement hat auch die
Fotodiode eine deutliche Temperaturabhängigkeit
(Bild XII-6). Besser zu erkennen ist diese Abhängigkeit
im Bild XII-7, deren Kennlinie das Verhältnis
normiert darstellt. Bei einer Änderung der Temperatur
kann der Korrekturfaktor abgelesen werden, mit
dem der bezogene Fotostrom multipliziert wird.
Wie alle lichtempfindlichen Bauelemente haben auch
die Fotodioden eine spektrale Empfindlichkeit. Für
die Fotodiode BPW 32 ist die relative spektrale
Empfindlichkeit in Bild XII-8 dargestellt. Die größte
Empfindlichkeit dieser Fotodiode liegt bei einer
Wellenlänge von l ~800 nm, was etwa einer Farbe
zwischen Dunkelrot und Infrarot entspricht.
Dies ist auch bei den meisten anderen Typen von
Silizium-Fotodioden der Fall.Zu unterscheiden ist zwischenden
pn-Fotodioden und denpin-Fotodioden.
Der großflächige pn-Übergang bei den Fotodioden
hat eine große Sperrschichtkapazität zur Folge. Daher
liegen die Schaltzeiten von pn-Fotodioden imBereich
von Mikrosekunden.
Um die Sperrschichtkapazität zu verkleinern, wurden
die pin-Fotodioden entwickelt, deren Schaltzeiten im
Nanosekunden-Bereich liegen (Abschnitt II.4.4).
Bild XII-9 zeigt den technologischen Aufbau von
pin-Fotodioden, bei denen sich zwischen den sehr
dünnen p- und n-Schichten eine breite Intrinsic-
Schicht befindet. Wegen der daraus resultierenden
hohen Feldstärke in dieser Schicht werden die bei
S rel
100 %
80
60
40
20
0
400 600 800 1000 1200 nm
λ
Bild XII-8 Relative spektrale Empfindlichkeit der
FotodiodeBPW 32
SiO -Abdeckung
2
Lichteinfall
p-Gebiet
Instrinsic-Zone
Metallkontakt n-Gebiet
Bild XII-9 Technologischer Aufbau einer
pin-Fotodiode
Beleuchtung erzeugten Ladungsträger-Paare viel
schneller als bei den pn-Fotodioden in die p-beziehungsweise
n-Schicht abgesaugt. Diese größere Beweglichkeit
der Ladungsträger verbessert das Schaltverhalten.
Infolge der relativ breiten i-Schicht haben
pin-Fotodioden wesentlich höhere Sperrspannungen.
Sie liegen bei U R ~50V bis 100 V. Die Fotoströme
sind bei den pin-Fotodioden nur etwa halb so groß
wiebei den pn-Fotodioden.
In den letzten Jahren haben pin-Fotodioden eine
steigende Bedeutung erlangt. Sie werden zum Beispiel
aufgrund ihrer hohen Empfindlichkeit im Infrarotbereich
und wegen ihrer kurzen Schaltzeiten bei
der Fernsteuerung mit moduliertem Infrarotlicht eingesetzt.
Fotodioden können wegen des gleichartigen technologischen
Aufbaues und des gleichen Funktionsprinzips
auch als Fotoelemente betrieben werden.
Sie arbeiten dann im IV. statt im III. Quadranten des
–
+

436 Elektronik
– U F /V
II
E= 0Lx
200Lx
400Lx
600Lx
800Lx
1000Lx
I F
5
10
15
20
25
30
0,1 0,2 0,3 0,4
III I R /pA
IV
Bild XII-10 Vier-Quadranten-Kennlinienfeld
einer Fotodiode
I
U F /V
Kennlinienfeldes (Bild XII-10). Infolge der Ladungstrennung
in der pn-Schicht durch das einfallende Licht
und mit Unterstützung der Diffusionsspannung bildet
sich eine Spannung in Durchlaßrichtung, daß heißt, es
istkeineäußereBetriebsspannungnotwendig.
Legt man einen Widerstand an die Kontaktierung der
p- und n-Schichten, fließt ein Strom, der in bezug auf
die Spannung negativ zu sehen ist. Damit hat man
eine Spannungsquelle, die Licht direkt inelektrische
Energie umwandelt (Fotoelement, Solarzelle). Fotoelement
und Solarzelle unterscheiden sich nur dadurch,
daß eine Solarzelle zur Erzeugung höherer
Leistungen vorgesehen ist.
Metallelektroden
pn-Übergang
Licht
–
+
n-Schicht
p-Schicht
U A
Bild XII-11 Schnitt durch einFotoelement
Eine typische Solarzelle ist 10cm × 10 cm groß und
besteht aus kristallinem Silizium. Der interne Aufbau
und die Kontaktierung der Anschlüsse ist in Bild
XII-11erkennbar. DieOberfläche istmit einer „Anti-
100
80
60
40
20
0
%
Sonnenspektrum
400 500 600 700 800 900 1000 1100
sichtbares
Licht
CdSe
Si
Wellenlänge λ
Bild XII-12 Strahlungsspektrumdes Sonnenlichtes
und Spektralempfindlichkeit von
Solarelementen
reflex-Schicht“ (schwarzblaue Oberfläche) versehen,
damit möglichst viel Licht eindringen kann. Zur
Erzeugung höherer Leistungen werden solche Zellen
parallel undinReihe zusammengeschaltet.
Hundert solcher Solarzellen erbringen eine elektrische
Leistung von 100 W unter der Bedingung, daß
die Strahlungsleistung der Sonne 1000 W/m 2 beträgt.
Der Wirkungsgrad liegt folglich bei 10%. Zur Energieumwandlung
trägt bei Verwendung von Silizium
nicht nur das sichtbare Licht bei, sondern nach
Bild XII-12 auchLicht mit höherer Wellenlänge.
Die Kennwerte von Fotoelementen, wie Leerlaufspannung
U 0 und Kurzschlußstrom I K lassen sich mit
den Meßschaltungen nachBild XII-13 ermitteln.
Leerlaufspannung U 0
700
mV
600
500
400
300
200
100
0
U 0
I K
70
60
50
40
30
20
10
0
E
Kennlinien eines Fotoelements
Kurzschlußstrom I K
μA
U 0
I K
Meßschaltungen
Bild XII-13 Kennlinie und Meßschaltung
eines Fotoelementes
Solarzellen werden in zunehmendem Maße für die
Energieversorung ortsfester Verbraucher mit niedrigem
Verbrauch, wie zum Beispiel Leuchtbojen,
Sendeanlagen, Parkscheinautomaten in Großstädten,
kleinere Wochenendhäuser, verwendet.
2.3 Fototransistoren
B
C
E
Bild XII-14 Ersatzschaltbild und Schaltzeichen von
Fototransistoren
Wie jeder Transistor enthält auch der Fototransistor
zwei pn-Übergänge, die lichtempfindlich sind, weshalb
normale Transistoren in lichtundurchlässige
Gehäuse gegossen werden. Hier wird die Kollektor-
Basis-Sperrschicht als lichtempfindliche Schicht
benutzt. Die Wirkungsweise und damit das Ersatz-
B
C
E
C
E

XII Optoelektronik 437
schaltbild nach Bild XII-14 entspricht einer Fotodiode
parallel zur CB-Strecke. Der durch die freigesetzten
Ladungsträger hervorgerufene Strom wirkt wie
ein Basisstrom. Die Lichtempfindlichkeit ist um den
Verstärkungsfaktor B des Transistors größer als die
der Fotodiode. Der Basisanschluß kann herausgeführt
sein, was die Einstellung eines Arbeitspunktes erleichtert
und die Steuermöglichkeiten vergrößert.
100
I C
10
1
0,1
0,01
0
E =3000lx
1000lx
300lx
100lx
30lx
0lx
5 10 15 20 25
U CE
Das Ausgangskennlinienfeld des Transistors nach
Bild XII-15 hat nicht mehr den Basisstrom I B als
Parameter, sondern die Beleuchtungsstärke E . Bei
E =0Lx fließt praktisch kein Kollektorstrom I C . Mit
größer werdender Beleuchtungsstärke steigt der
Strom an. Die I C -Achse im Kennlinienfeld ist meistens
logarithmisch eingeteilt, da sich der Kollektorstrom
um mehrere Zehnerpotenzen ändert.
Die Schaltgeschwindigkeiten von Fototransistoren
liegen zwischen 2 m s bis 100 m s und sind damit kleiner
als die der Fotodioden. Die Schaltgeschwindigkeit
ist um so niedriger, je kleiner der Lastwiderstand
und je größer die Amplitude des Lichtimpulses ist.
Um die Lichtempfindlichkeit weiter zu erhöhen, kann
der Transistor auch als Darlington-Fototransistor
ausgeführt werden.
2.4 Lumineszenzdioden
und Flüssigkristalle
Bild XII-15
Kennlinienfeld
eines
Fototransistors
In den lichtemittierenden Fotohalbleitern wird elektrische
Energie in Strahlungsenergie umgewandelt.
Das geschieht im Bereich einer dünnen pn-Sperrschicht.
Hierbei wandern etwa gleich viele Elektronen
von der n-Schicht in die p-Schicht wie Löcher
von der p-Schicht in die n-Schicht. Die n-Schicht ist
jedoch deutlich stärker dotiert als die p-Schicht. Dies
führt dazu, daß der Strom durch die Sperrschicht
fast vollständig ein Elektronenstrom ist. Die in die
p-Schicht gelangenden Elektronen rekombinieren mit
den dort vorhandenen Löchern. Dabei wird Energie
frei, die je nach Ausgangsmaterial der Diode als sichtbares
Licht oder als Infrarotstrahlung nach außen tritt.
Technisch benutzt wird dieser Effekt in der Leuchtdiode,
die auch als Lumineszenzdiode (LED = l ight
e mitting d iode) bezeichnet wird. LED’s werden
grundsätzlich in Durchlaßrichtung betrieben.
100
%
I 80
rel
60
40
20
blue
V λ
pure-green
green
0
400 450 500 550 600 650
λ
700
yellow
orange
super-red
red
hyper-red
Bild XII-16 Spektralkennlinien und
Strahlungsmaxima einiger LED’s
Grundmaterial für Leuchtdioden sind Gallium-Verbindungen
mit unterschiedlichen Dotierungen. Für
den Bereich des sichtbaren Lichtes werden grün-,
gelb-, orange-, rot- und blauleuchtende LED’s geliefert.
Für den nichtsichtbaren Infrarotbereich werden
verschiedene IRED ( i nfra r ed e mitting d iode) angeboten.
In allen Fällen erstreckt sich das erzeugte
Lichtspektrum jeweils nur über einen schmalen
Bereich (monochromatische Leuchtquellen). Bild
XII-16 zeigt die Strahlungsmaxima und die Spektralkennlinien
einiger LED’s. TabelleXII-1 gibt eine
Übersicht über die Zusammensetzung einiger LED’s
mit den zugehörigen Gallium-Verbindungen und
Dotierungsstoffen. Als Fremdatome dienen Zinkdampf
(Zn +O), Stickstoff (N), Phosphor (P) oder
Silizium (Si).
In der Prinzipschaltung nach Bild XII-17 ist der zur
Strombegrenzung und Spannungseinstellung erforderliche
Widerstand R V enthalten. Die erzeugte Lichtstärke
I V wird bei LED’s für den sichtbaren Lichtbereich
meistens in Millicandela (mcd) angegeben.
Sie hängt nahezu linear von der Größe des Durchlaßstroms
I F ab. Für den praktischen Betrieb von
LED’s ist der Zusammenhang zwischen I F und
U F von Bedeutung. Kennwerte einer Leuchtdiode
sind die Leuchtfläche, die Strahlungsleistung (Licht-
R V
D 1
U F
U B
Bild XII-17
LED mit Vorwiderstand

438 Elektronik
TabelleXII-1 Übliche Zusammensetzung von LED’s und IRED’s
1,0
0,9
0,8
0,7
Werkstoff SiC GaP GaP GaAsP GaAs GaAsP GaAs GaAs
Schleusenspannung 2,7 V 2,4 V 2,2 V 1,6 V 1,4 V
Dotierung SiC stark
mit N
schwach
mit N
schwach
mit N
mit P Zn +O Zn Si
Wellenlänge λ (nm) 480 565 590 625 650 700 900 930
Farbe blau grün gelb orange hellrot rot infrarot infrarot
20° 10° 0° 10° 20°
0° 10°
1,0
30°
0,8
40°
50° 0,6
0,6
60°
0,5
0,4 0,2 0 0,2 0,4
70° 0,4
80°
0,2 0
Richtcharakteristiken von LEDs
Bild XII-18 Richtcharakteristiken von LED’s
60°
50°
40°
30°
strom) und die Lichtstärke (Helligkeit). Die Schleusenspannung
ist aufgrund anderer Ausgangsmaterialien
höher als bei Silizium-Dioden.
Grenzwerte:
U R max =5V, I F max =50mA,
P tot =100 mW , J J max =100 ° C
Durch entsprechende Form der aufgesetzten Kunststoffkörper
ist es möglich, den LED’s unterschiedliche
Richtcharakteristiken zu geben. In den Bildern
XII.18a und XII.18b sind die Richtcharakteristiken
für zwei Standardausführungen mit Öffnungswinkeln
von 60° (breit) und 25° (gebündelt) angegeben.
Die Lebensdauer von LED’s und IRED’s liegt bei
normalen Betriebsbedingungen bei 100000 h. Geringer
Spannungs- und Strombedarf (je nach Typ 5mA,
10 mA oder 20 mA), kleine Abmessungen, einfache
Montage und hohe Packungsdichte geben ihnen einen
sehr breiten Anwendungsbereich.
Da LED’s Schaltzeiten von 5ns bis 20 ns haben,
können sie auch zur Abstrahlung von sich sehr
schnell ändernden Lichtsignalen verwendet werden,
zum Beispiel in Optokopplern (siehe Abschnitt
XII.4).
Bei den Laser-Dioden (engl.: l ight a mplification by
s timulated e mission of r adiation) wird das im pn-
Übergang erzeugte monochrome Licht im Inneren des
Kristalls anden inneren Flächen verspiegelt und tritt
an der Stirnfläche mit relativ schmalem Austrittswinkel,
aber großer Lichtstärke aus. Bild XII-19
reflektierende
Rückfläche
1...2μm
P
N
teilreflektierender
Belag
15...30°
austretender
Laserstrahl
Bild XII-19 Prinzipieller Aufbau einer Laserdiode
zeigt den grundsätzlichen Aufbau einer Laserdiode
als Kantenstrahler. Wird das Licht impulsartig abgestrahlt,
sind mit diesen Bauelementen Leistungen bis
ungefähr 100 Wmöglich. Sie eignen sich zur Nachrichten-
und Datenübermittlung inLichtwellenleitern.
Zur Abtastung vonCD-Plattenspielern undals Lesestift
in Scannergeräten werden sie ebenfalls benutzt. Laser
höherer Leistung sind zum Beispiel aus der Medizin
(optisches Skalpell)nicht mehr wegzudenken.
Eine interessante und zukunftsträchtige Variante zur
Anzeige von Informationen stellen die Flüssigkristalle
(engl.: liquid crystal) dar. Flüssigkristalle sind
glasklare Flüssigkeiten, deren Moleküle einen regelmäßigen
einkristallinen Aufbau aufweisen. Sie befinden
sich ineinem speziellen Aggregatzustand, in dem
Stoffe aus dem flüssigen in den festen Zustand übergehen.
Flüssigkristallwerkstoffe zeigen bei Einwirkung
eines elektrischen Feldes Veränderungen ihrer
Kristallstruktur.
transparente
elektrisch
leitende
SnO2-Elektrode
Glassubstrat
Flüssigkristallschicht
Abstandshalter
Bild XII-20 Prinzipaufbau einer LCD-Anzeige

XII Optoelektronik 439
Je nach Grundsubstanz gehen sie entweder vom
durchsichtigen in den weitgehend undurchsichtigen
Zustand über (wird meist verwendet) oder umgekehrt.
Dieses geschieht dadurch, daß ihre Moleküle sich in
bestimmter Weise ausrichten.
Nach Abschalten des elektrischen Feldes stellt sich
der ursprüngliche Zustand wieder ein. Flüssigkristalle
leuchten nicht. Einfallendes Fremdlicht wird anden
undurchsichtigen Bereichen reflektiert und macht
damit die flächenmäßige Form der Elektroden des
elektrischen Feldes sichtbar. Mit Unterstützung von
Polarisationsfiltern und geschickt angebrachten Lichtquellen
kann der Prinzipaufbau nach Bild XII-20
vollendet werden. LCD-Anzeigen ( l iquid c rystal d isplay)
werden in Uhren, Taschenrechnern und zahlreichen
anderen Geräten verwendet. Bei wirksamen
Spannungen von 1,5V bis 3V und einem Strom in
der Größenordnung von 1 m A werden Anzeigen mit
sehr geringen elektrischen Leistungsanforderungen
erreicht.
3Anzeigeeinheiten
BildXII-21 zeigt eine einfache Schaltung zur Kontrollanzeige
der Betriebsspannung mit einer LED.
Eine Umpolung der LED macht die Schaltung zur
Anzeige einer negativen Betriebsspannung fähig. Soll
eine solche Anzeige für Wechselspannung installiert
werden, muß die LED vor der hohen Sperrspannung
geschützt werden.
Eine antiparallel geschaltete normale Diode übernimmt
diesen Schutz, da sie eine Schleusenspannung
von 0,7 Vhat und darum die Sperrspannung an der
LED unter 5 Vhält. Diebeiden LED’s in Bild XII-22
24V/50Hz
+10V
CQY87
CQY85
1k2
390
1N4148
CQY87
Bild XII-21
Betriebsspannungsanzeige
Bild XII-22
Farbige
Polaritätsanzeige
mit LED’s
R V
150
+12V
D1
D2
D5
D1 ... D3=1N4148
D4
D 8
D6 D7
D 4... D8 =CQY 85
D3
Bild XII-23 Polaritätsanzeige mit Symbolen
haben unterschiedliche Farbabstrahlungen, übernehmen
den gegenseitigen Schutz und zeigen die jeweilige
Polarität farblich verschieden an.
Bild XII-23 zeigt eine Schaltung, bei der LED’s so
geschaltet sind, daß sie die Polarität in Symbolen
anzeigt. Ist zum Beispiel die Betriebsspannung positiv,
so sind die Dioden D1 und D3 inSperrichtung
geschaltet. Auf diese Weise kann der Strom nur den
Weg über alle LED’s und die Diode D2 nehmen.
Istdagegen die Betriebsspannung negativ, so fließt
der Strom über die dann in Durchlaßrichtung liegenden
Dioden D1 und D3 sowie über die LED’s D5
bis D7.
f
g
e
a
d
b
c
Kathode
Bild XII-24
7-Segment-Anzeige
mit Leuchtdioden
Zur Darstellung einer beliebigen Dezimalziffer kann
man 7-Segment-Anzeigen nach Bild XII-24 verwenden.
Für jedes Segment ist ein Anschluß (a bis g) nach
außen geführt, im vorliegenden Bild zusätzlich der
Anschluß für die gemeinsame Kathode. Bei manchen
7-Segment-Anzeigen wird die gemeinsame Anode
herausgeführt, so daß die Anzeige mit negativen Spannungen
angesteuert werden kann. Inden Segmenten
sind LED’s angeordnet, deren Licht über Lichtleiter
nach außen geführt wird. Bild XII-25 zeigt eine 7-Segment-Anzeige
in ihrer mechanischenAusführung.
Erhöht man die Anzahl der Segmente auf sechzehn,
können außer Ziffern auch Buchstaben und Sonderzeichen
dargestellt werden. Diese Sechzehnsegment-
Anzeigen nachBild XII-26 bezeichnet man als alpha-

440 Elektronik
8
7
=LEDs
1 2
9
16
15
6
10
14
11
12
13
5
3
4
Bild XII-25
7-Segment-Anzeige mit
Dezimalpunkt und LED’s
Bild XII-26
Darstellung der Segmente
einer alphanumerischen
Anzeigeeinheit
numerische Anzeigeeinheit. Diese Anzeigen werden
auch mehrstellig angeboten und können zu langen
Zeilen erweitert werden.
Bei der Realisierung solcher Anzeigen mit LED’s
stößt man auf ein gewichtiges Problem. Diese Dioden
haben eine Stromaufnahme von ca. 20 mA und vervielfachen
sich mit der Anzahl der verwendeten
LED’s. Mehrstellige Anzeigen lassen die Stromversorgungfür
kleineGeräte nahezu unlösbar werden.
Baut man sowohl die 7-Segment-Anzeigen wie auch
die alpha-numerischen Anzeigen mit Flüssigkristallen
auf, lassen sich sehr komplexe Anzeigeeinheiten mit
zahlreichen Zeilen und Stellen aufbauen, die infolge
ihrer geringen Leistungsaufnahme direkt an digitalen
IC mit hoher Integrationsdichte betrieben werden
können.
4Signalübertragung mit Optokoppler
Optokoppler sind optoelektronische Koppelelemente
zur Signalübertragung bei galvanischer Trennung von
Ein- und Ausgang. Als Sender dient eine IR-Diode,
die über einen Lichtleiter direkt auf einen Empfänger
strahlt. Als Empfänger dienen überwiegend Fotodioden,
Fototransistoren mit und ohne herausgezogene
Basis und Fototriacs. Die Schaltungen nach
Bild XII-27 zeigen den prinzipiellen Aufbau einiger
Optokoppler. Zwischen Eingangs- und Ausgangsseite
dürfen, je nach Bauform, Potentialdifferenzen bis zu
einigen kV bestehen.
In Optokopplern werden elektrische Signale inoptische
Signale umgewandelt und über eine Isolationsstrecke
übertragen. Im Anschluß daran wird das
optische Signal wieder in ein elektrisches Signal
umgewandelt. Der Optokoppler ist durch das System
der Signalübertragung absolut rückwirkungsfrei.
I E
I E
LED
C
E
Fototransistor
B
I A I E
I A
C C
U
LED
Fotodiode
I A I E
C
C C
U
E
E
E
LED B LED Darlington-
Fototransistor
Fototransistor
U
E E
I A
C
Bild XII-27 Prinzipschaltbilder einiger Optokoppler
Die wichtigsten Kenngrößen sind das Stromübertragungsverhältnis
CTR ( c urrent t ransfer r atio), daß das
Verhältnis von Ausgangsstrom zu Eingangsstrom
beschreibt, und die Grenzfrequenz f g , bei der der
AC-CTR-Wert auf 50% des DC-CTR-Wertes abgesunken
ist. Bild XII-28 zeigt einige Optokoppler der
Fa. Siemens mit Pin-Belegung, Bauform und innerer
Schaltung.
0.35
0.25
7.62
6.5
6.3
18
7.62
8.82
3.5 3.3
0.9
0.6
0.55
0.45
5.7
5.5
1min
0,8min
3.3 2.9
2.54 typ
spacing
1
2
3
6 Anode-1
5 Cathode-2
4 N.C.-3
6-Base
5-Collector
4-Emitter
CNF 17F
1
2
3
6 Anode-1
5 Cathode-2
4 N.C.-3
6-
5-Collector
4-Emitter
BRT 11H/M
BRT 23H/M
1
2
3
input circuit
6 An.(+)-1
5 Cat.(–)-2
4 N.C.-3
output circuit
6-Anode 2
not definet
5-Potential A1/A2
4-Anode 1
Bild XII-28 Optokopplertypen (Fa. Siemens)
Bei Optokopplern mit Fotodioden ergibt sich ein
CTR-Wert von ca. 1%, bei Fototransistoren kann der
CTR-Wert 100% betragen. Werden im Optokoppler
Darlington-Transistoren verwendet, steigt der CTR-
Wert auf bis zu 500%. Manche Optokoppler verfügen
über eine Grenzfrequenz nahe bei 10MHz. Bei Optokopplern
mit einem Fototransistor als Empfänger
ergeben sich Schaltzeiten von ungefähr 3 m s.
Bei LED’s als Sender macht sich eine alterungsbedingte
Abnahme ihrer Strahlungsleistung über einen
längeren Zeitraum durch eine Verringerung des CTR-
Wertes bemerkbar. Hohe Ströme und/oder hohe
Umgebungstemperaturen sind der Grund dafür und
sollten vermieden werden.
U
E

XIII Analog-Digital-Wandler 441
Optokoppler lassen sich sehr günstig inVerbindung
mit Digitalschaltungen verwenden.Sie werden in Interface-Schaltungen
verwendet, um zum Beispieleine Potentialtrennung
zwischen der Zentraleinheit eines Computers
und seinen Peripheriegerätenherbeizuführen.
Wird die optische Kopplung zwischen Lichtsender und
Lichtempfänger nicht im Inneren des Bauelementes,
sondern über äußere Reflexstellen vorgenommen,
spricht man von Lichtschranken. Nur wenn das Licht
an einer geeigneten, dafür vorgesehenen Stelle reflektiert
wird, gelangt es an den Empfänger. Derartige
Bauelemente werden auch Reflexsensoren genannt.
In dieGruppe der Lichtschranken gehören auch die Gabellichtschranken
,bei denen Lichtsender und -empfänger
in getrennten Holmen eines U-förmigen Gehäuses
integriert sind. Der Lichtstrahl kann durch einen dazwischengeschobenen
Gegenstand unterbrochen werden.
Gabellichtschranken werden zur Prozeßüberwachung
verwendet, aber auch in Alarmanlagen, Positionsmeldern,
zur Drehzahlüberwachung oder zur InformationsübernahmeinBeleglesern
(Scanner).
5Faseroptische Übertragungsmittel
Die optische Nachrichtenübertragung über Lichtwellenleiter
(LWL) gewinnt ständig an Bedeutung.
Um hohe Frequenzen realisieren zu können, wird als
Strahlungsquelle eine IR- oder eine Laserdiode und
als Empfänger eineFotodiode verwendet.
Medien für die optische Übertragung sind Glas oder
Plastik. Zur Nachrichtenübertragung mit hohen Übertragungsraten
bei großen Entfernungen werden bevorzugt
Glasfasern verwendet. Plastikfasern dagegen
sind für niedrige Übertragungsraten im lokalen Bereich
und zur Lösung vielfältiger Anwendungen in
der Steuer- und Regelungstechnik verwendbar.
Bedingt durch die gegenwärtige Fasertechnologie
werden die aktiven LWL-Bauteile für die Wellenlängen
um 850 nm ausgelegt. Vorteile dieser Technik
liegen in der Unempfindlichkeit gegenüber elektroma-
XIII Analog-Digital-Wandler
1Grundlagen
Häufig werden physikalische Größen (Temperatur,
Druck, Längen, Drehzahl, u.a.) dezentral erfaßt und
zentral ausgewertet, dargestellt und bearbeitet. Mit
Hilfe entsprechender Sensoren erhält man die Meßgröße
meist inanaloger Form als Stromstärke oder
als Spannung. Ein digitales Signal läßt sich aber
besser über größere Entfernungen ohne Signalwertfälschung
übertragen. Außerdem kann mit bestimm-
gnetischen Störungen und in der eindeutigen galvanischen
Trennung zwischen Sender und Empfänger.
Bild XII-29 zeigt das Schema eines optischen Übertragungssystems
für den lokalen Bereich, hier eine
Schnittstelle zwischen einer TTL-Technologie und
einer ECL-Technologie.
Die Anbindung der LWL andie LWL-Bauteile und
die optomechanische Verbindung der LWL miteinander
sind die eigentlichen Probleme dieser Technologie,
die sich aber durch hohe Präzision bei der Montage
bewältigen lassen.
Bild XII-30 zeigt das Prinzip der Montagetechnik für
eine Plastik-LWL. Der LWL wird im Gehäuse durch
Klebeband oder einen Klebepunkt fixiert. Sendeoder
Empfangsdiode sind im Gehäuse integriert.
Elektrische
Schnittstelle (z.B.
TTL-ECL)
Optische
Schnittstelle
Sender (z.B.DIN-,SMA- Empfänger
Steckverbin.)
Eingang Ausgang
Treiber,
Signalverarbeitung
Sendediode
Empfangsdiode
Bild XII-29 LWL-Übertragungsstrecke
(Fa.Siemens)
Gehäuse Reflektor
Faserum-
Faserkern mantelung
Bohrung
(Faseraufnahme)
Linse Chip
Verstärker
Signalaufbereitung
Trägerband
(elektrische
Anschlüsse)
Bild XII-30 Sende- und Empfangsdioden für
Plastik-LWL(Fa. Siemens)
ten Verfahren der Nachrichten- und Datentechnik
(Multiplexverfahren) eine Übertragungsleitung mehrfachausgenutzt
werden.
Um vorhandene analoge Signale in verwertbare
digitale Signale umzuwandeln, benötigt man Analog-
Digital-Wandler.
Eine digitale Messung läßt sich als Zählvorgang begreifen.
Also kann man die analoge Größe in eine Impulsreihe
mit bestimmter Frequenz umformen und diese Impulse
dann in einer bestimmten Zeiteinheit zählen.

442 Elektronik
2Spannungs-Frequenz-Wandler
Zur Umformung einer Signalspannung in eine der
Spannung proportionale Frequenz verwendet man
einen Spannungs-Frequenz-Umsetzer (-Wandler)
nach Bild XIII-1. Der Operationsverstärker N1 ist
hier als Integrator geschaltet, der die Spannung u e
über die Zeit integriert und damit eine negative Sägezahnspannung
u a bewirkt. Je größer die Eingangsspannung
ist, desto steiler ist der Anstieg der Ausgangsspannung.
Die Spannung U e vergleicht der Operationsverstärker
N2 (Komparator) mit der negativen Spannung U V des
Spannungsteilers aus R2 und R3. Sobald u a den Wert
U V erreicht, kippt der Komparator N2 und steuert den
Transistor V1durch. Der leitende Transistor hebt die
Vergleichsspannung auf nahezu 0 Van. Gleichzeitig
entlädt sich der Kondensator C1 über den Transistor,
bis dieAusgangsspannung u a = 0 V wird.
Dieser Vorgang führt dazu, daß der Komparator
erneut seine Ausgangsspannung umkehrt und nun den
Transistor sperrt. Damit beginnt der Integrationsvorgang
der Meßgröße u e erneut.
u e
R 1
–U B
R 3
R 2
C 1
N1 N2
u a
U V
0V
R 4
Bild XIII-1 Spannungs-Frequenz-Umsetzer
V1
f~ ue 0V
Am Ausgang der Schaltung erhält man Impulse, deren
Frequenz vom Wert der Eingangsspannung abhängt.
DieFrequenz f istproportional zur Spannung u e .
Da sich der Kondensator nur in einer endlichen Zeit
entlädt, kommt hier ein systematischer Meßfehler
zumTragen.
u e
Erzeugte Frequenz f ≈
(XIII.1)
U ⋅R1⋅C1 unter der Bedingung für dieRückstellzeit
t R ⇒
D u
a
⋅R2⋅C 1

XIII Analog-Digital-Wandler 443
T2
N5
u e
D
G V1
S R 1
G
D
V2
S
U Ref
C 1
N1
T1
u a
T2
Steuerlogik
Bild XIII-3 Dual-Slope-Verfahren
N2
N3
&
N4
G
A
Oszillator
Im zweiten Schritt wird der Kondensator C1 über die
Konstantspannungsquelle entladen. Die Ausgangsspannung
u a des Integrators N1 in der Schaltung nach
Bild XIII-3 ändert sich linear, bis der Komparator N2
den Spannungswert Null feststellt. Die Entladezeit T2
richtet sich ausschließlich nach der vorher im
1. Schritt aufgenommenen Ladungsmenge, also nach
dem Höchstwert von u a .
Diese Entladezeit wird genutzt, um die Digitalisierung
der Meßgröße u e zu bewirken, indem der Oszillator
N4 während der Entladezeit T2 seine Impulse
auf den Ausgang gibt.
Die Zählzeit T2 und die konstante Oszillatorfrequenz
bestimmen die Anzahl der Impulse.
u e Zählzeit T2= ⋅T1
(XIII.3)
U
ref
Der Steuerlogik-Baustein bildet die Integrationszeit
durch Frequenzteilung aus dem Oszillator N4, hält
den FET-Transistor V1 für die Integrationszeit T1
leitend und den FET-Transistor V2 gesperrt. Nach
Ablauf der Integrationszeit T1 gibt die Steuerlogik
ein „H“-Signal auf das UND-Gatter N3 und schaltet
die Transistoren um, so daß sich der Kondensator
über die Konstantspannungsquelle U ref entlädt. Während
dieser Zeit T2 gibt auch der Komparator N2 ein
„H“-Signal an das UND-Gatter N3, so daß die Impulsedes
Oszillators an den Ausgang gelangen.
Der Zählvorgang beziehungsweise die Zeit T2 ist
beendet, sobald sich der Kondensator auf u a =0V
entladen hat und der Komparator N2 ein „L“-Signal
an das UND-Gatter N3 gibt, womit er weitere Impulse
unterdrückt.
Es lassen sich Meßgenauigkeiten von etwa 0,01% des
Endwertes erreichen, wenn die Integrierzeit T1 durch
Frequenzteilung von der Oszillatorfrequenz bestimmt
wird. Die mittlere Umsetzungszeit liegt bei etwa
5ms. AD-Wandler nach diesem Prinzip haben eine
großeVerbreitung gefunden.
5Flash-Wandler
Beim Verfahren mit parallelen Komparatoren nach
Bild XIII-4 wird die angelegte Meßspannung U E mit
genau festgelegten Referenz- und Teilreferenzspan-
nungen verglichen. Der hier dargestellte 3-Bit-AD-
Umsetzer macht 7 Komparatoren und ebensoviele
Vergleichsspannungen erforderlich, die über einen
Spannungsteiler erzeugt werden. Solange die angelegte
Meßspannung U E kleiner ist als die über R8
abfallende Vergleichsspannung, zeigt der Ausgang
des Komparators N7 eine logische „0“ an, die in eine
logische „1“ übergeht, sobald die angelegte Meßspannung
U E größer wird als die über R8abfallende
Vergleichsspannung. Dieser Trend setzt sich mit
größeren Meßspannungen U E entsprechendfort.
Ist die angelegte Meßspannung U E größer als die
Spannungssumme über den Widerständen R5bis R8,
aber kleiner als die Spannungssumme über den Widerständen
R4 bis R8, zeigt der Ausgang des Komparators
N4 eine logische „1“ an, während der Ausgang
des Komparators N3 eine logische „0“ verzeichnet.
Bild XIII-4
Prinzipschaltung
eines
Flash-Wandlers
U E
N1
N2
Q A Q B Q C
X/Y-Decoder
N3
U Ref R 1 R 2 R 3 R 4 R 5 R 6 R 7 R 8
Der X/Y-Dekoder ermittelt zunächst den Komparator,
bei dem die Vergleichsspannung erstmalig größer ist
als die Meßspannung. Das wird durch eine UND-
Verknüpfung eines jeden Komparators mit dem
nächsten erfolgen. Mit weiteren Codierstufen erhält
man hier das 3-Bit-Ausgangssignal an den Ausgängen
Q A bis Q C . Für einen 8-Bit-AD-Wandler sind
255Komparatoren mit den entsprechenden Vergleichsspannungenaufzuwenden.
AD-Umsetzer nach diesem Verfahren mit parallelen
Komparatoren ermöglichen Umsetzfrequenzen von
mehr als 100 MHz. Diese Umsetzer werden als Flash-
Wandler bezeichnet. Es gibt sie als IC-Bausteine
(8- und 12-Bit-Umsetzer).
N4
N5
N6
N7
6Wandler nach dem Wägeverfahren
Das Wägeverfahren ist ein Vergleichsverfahren, bei
dem die digitale Aussage an die gegebene analoge
Eingangsgröße durch schrittweise Annäherung (sukzessive
Approximation) ermittelt wird.
Die digitale Ausgangsgröße wird über einen Operationsverstärker,
der als bewerteter Addierer geschaltet
ist, in die analoge Form (Treppenspannung) zurückversetzt
und dann über einen Komparator mit der
analogen Meßgröße verglichen. Dabei wird zunächst
das höchste Bit des Speichers auf „1“ gesetzt.

444 Elektronik
TabelleXIII-1 Zahlenbeispiel zur schrittweisen Umsetzung
1. Schritt 128 37
Q 6 =0 0
3. Schritt 32 5
Q 4 =0 0
5. Schritt 8>5 Q 3 =0 0
6. Schritt 41 Q 1 =0 0
8. Schritt 1=1 Q 0 =1 1
Σ 165
Das Zahlenbeispiel (Tabelle XIII-1) soll die schrittweise
Umsetzung des Wertes 165 bei einem 8-Bit-
AD-Wandler verdeutlichen.
Das Umsetzungsverfahren benötigt zwar viele Schritte,
arbeitet aber insgesamt wesentlich schneller als ein
Wandler nach dem Integrationsverfahren. Die mittlere
Umsetzungszeit beträgt für einen 10-Bit-AD-
Wandler etwa10 m s.
7Integrierte Wandler
Analog-Digital-Umsetzer sind als integrierte CMOS-
Schaltungen für vielfältigeAnwendungen verfügbar.Je
nach der vorgesehenen weiteren Verwendung der
digitalen Ausgangsgrößen werden diese ICs mit dual-
XIV Digital-Analog-Wandler
1Grundlagen
Um vorhandene digitale Signale in verwertbare analoge
Signale umzuwandeln, benötigt man Digital-
Analog-Wandler. Diese Wandler stellen das unverfälschte
analoge Signal wieder her und ermöglichen
seine analoge Weiterverarbeitung (zum Beispiel Verstärkung).
Voraussetzung ist in den meisten Anwendungsfällen,
daß das digitale Signal ein parallel anstehendes Datenwort
ist, das eine mehrstellige Binärzahl darstellt.
codierten Ausgängen, parallelen BCD-Ausgängen oder
n-Digit-BCD-Multiplexausgängen unterschieden.
BCD-Ausgänge werden für die Ansteuerung von
digitalen Anzeigeeinheiten verwendet, während dual
codierte Parallelausgänge für die digitale Datenverarbeitung
mit Computern benötigt werden.
Alle Wandler sind durch zwei wesentliche Kenngrößen
charakterisiert: die Auflösung und die Umsetzzeit.
Die Auflösung sagt aus, wie fein ein Analogwert
von dem Wandler in einen Digitalwert umgesetzt
wird. Sie wird in Bit angegeben. 4Bit entsprechen
einer Genauigkeit von ca. 7%, während 8Bit eine
Genauigkeit von 0,4% bieten und dem Standard
entsprechen. Die Umsetzzeit gibt an, wieviel Zeit der
Wandler benötigt, um den Wert der anliegenden
Spannung in ein Digitalwort umzusetzen. Bei der
digitalen Bildverarbeitung werden extrem kurze
Zeiten verlangt, während sie bei anderen Gelegenheiten
eher von untergeordneter Bedeutung sind. Je nach
gewünschter Umsetzzeit werden die verschiedenen
Verfahren eingesetzt.
Mit sukzessiver Approximation arbeiten die AD-
Wandler der ADC-08xx-Familie. Sie haben eine
Auflösung von 8Bit, eine Umsetzzeit von 100 m s und
eine Zugriffszeit von 135 ns bei einer einfachen
Versorgungsspannung von 5V. Die Referenzspannung
ist wählbar. Der Wandler ist für den direkten
Anschluß an den Mikroprozessor 8080 und seine
Verwandten konzipiert worden.
Der von der Fa. Datel hergestellte ADC 847 hat bei
einer Auflösung von 8Bit eine Umsetzzeit von 9m s.
Der MAX132 der Fa. Maxim ist ein relativ langsamer
18-Bit-AD-Wandler mit seriellem Ausgang, der nach
dem Multi-Slope-Verfahren arbeitet. Es können bis
zu 100 Wandlungen pro Sekunde erfolgen. Er eignet
sich besonders für den Einsatz in Datenerfassungssystemen,
Waagen und Schalttafel-Instrumenten.
2D/A-Wandler-Varianten
Eine einfache Schaltung eines 3-Bit-DA-Wandlers
mit Operationsverstärker zeigt Bild XIV-1. Es handelt
sich hierbei um einen invertierenden OP, bei dem
die Eingangswiderstände entsprechend der Wertigkeit
der digitalen Stelle mit nachgeschalteter Umkehrstufe
gewählt werden müssen.
Das 3-Bit-Eingangssignal Q A bis Q C liegt an den
Eingängen E 1 bis E 3 , so daß R1 = R ,R2=R /2 und
R3 = R /4 gewählt werden müssen. Ein weiterer Ein-

XIII Digital-Analog-Wandler 445
E 3
E 2
E 1
R 3
R 2 R 5
R 1
R 7
U E U A1
R 6
U A2
R 9
R 8
Bild XIV-1 Schaltung eines 3-Bit-DA-Wandlers
mit OP
gang E4 mit einem Eingangswiderstand R4 = R /8
erweitert diesen Wandler zu einem 4-Bit-DA-Wandler.
Dieser 3-Bit-DA-Wandler wandelt ein 3-Bit-Datenwort
in eine analoge Treppenspannung U A2 nach
Bild XIV-2 am Ausgang um.
U E /V
0 36
0
U A2/V
12
–2
t /ms
0246810
4 8 12 16 20
Bild XIV-2 Liniendiagramm zur Schaltung
nachBild XIV-1
Der 4-Bit-DA-Wandler läßt sich für weitere Dekaden
nach dem 8-4-2-1-BCD-Code erweitern. Für jede
weitere Dekade sind vier Widerstände erforderlich,
deren Widerstandswerte um den Faktor 0,1 je Dekade
kleiner werden. Diese Art der Erweiterung kann
theoretisch beliebig erweitert werden.
Die Anforderungen an die Genauigkeit der Widerstände
werden bei den Stellen höchster Wertigkeit sehr
groß und lassen sich kaum noch erfüllen. Darum benutzt
man ein Schaltungsprinzip, bei dem die verwendetenWiderstände
in derselbenGrößenordnungliegen.
Im Prinzip wird in der Schaltung nach Bild XIV-1
eine Summation der bewerteten Einzelströme durchgeführt.
Das läßt sich auch mit einem Kettenleiter
oder R -2R -Netzwerk für einen 4-Bit-Wandler nach
Bild XIV-3 bewerkstelligen.
Entsprechend dem logischen Zustand der digitalen
Eingänge Q A bis Q D werden die Umschalter entweder
auf Masse gelegt oder auf den invertierenden Eingang
des OP geschaltet, so daß der bewertete Strom im
Addierer summiert wird (oder gegen 0-Potential abfließt)
undals Ausgangsspannung U a erscheint.
Die Umschalter werden durch elektronische Schalter
realisiert. Der Gegenkopplungswiderstand R g läßt
sich jenach gewünschter analoger Ausgangsspannung
U a berechnen, da durchihn der Summenstromfließt.
Integrierte Schaltkreise der Industrie enthalten zusätzlich
oft einen Speicher für das digitale Datenwort.
Üblich sind sind 8-Bit-DA-Wandler.
U Ref
2 R
R
2 R
R
2 R
R
2 R
2 R
Q D
Q C
Q B
Q A
R g
Die Schaltung nach Bild XIV-4 soll die Grundlage
für den Einstieg in eine knappe Netzwerkberechnung
bieten. Die Widerstände R7 und R8 liegen zueinander
parallel, haben also insgesamt den Widerstand R .Als
Reihenschaltung mit R6 ergibt sich wieder der Wert
2 R .Der Widerstand R5 mit 2 R liegt nun parallel zum
Ersatzwiderstand der bisher berechneten Widerstände
R6, R7 undR8.
U Ref
R 1
U a
R 2 R 4 R 6
R 3 R 5 R 7 R 8
R2= R4= R6= R
R1= R3= R5= R7= R8= R2
Bild XIV-4 Schaltung zur Netzwerkberechnung
Das Netzwerk hat einen Gesamtersatzwiderstand von
R .Die Referenzspannungsquelle U ref wird also mit R
belastet. Der ihr entnommene Strom teilt sich auf R1
und R2 zu gleichen Teilen auf, was sich an allen
Knoten wiederholt.
Durch die senkrecht gezeichneten Widerstände des
Netzwerkes nach Bild XIV-4 fließen Ströme, deren
Werte sich jeweils halbieren (von der Spannungsquelle
aus betrachtet), aber in allen Schaltumständen
konstant bleiben.
3Integrierte Wandler
A 5
1
A
6
2
A
7
3
A
8
4
A
9
5
A
10
6
A
11
7
A 12
8
V CC =5V
13
DAC 0808
3
V EE =–15V
14 5M
15 5k
2
4
16 C 1
Bild XIV-3
R -2R -Netzwerk für einen
4-Bit-Wandler
V Ref
5M
Bild XIV-5
Digital/Analog-
Umsetzer mit dem
IC DAC 0808
U a

446 Elektronik
Der DAC 0808 ist ein monolithischintegrierter Digital/Analog-Wandler
mit einer Einstellzeit von 150 ns
für Vollaussteuerung des Ausgangsstroms. Diedigitalen
Eingänge sind TTL- und CMOS-kompatibel. Bei
einer Versorgungsspannung von ± 5V werden maximal
33mW aufgenommen. Einen Digital/Analog-
Umsetzer für eine Ausgangsspannung von 10 V zeigt
dieSchaltung nachBild XIV-5.
XV Leistungselektronik
Aufgabe der Leistungselektronik ist das kontaktlose
Steuern, Schalten, Regeln und Umformen elektrischer
Energie. Im Rahmen dieses Abschnittes werden nur
die Grundfunktionen der Stromrichter im Bereich des
Schaltens, Steuerns und Umformens elektrischer
Energie behandelt.
Als Stromrichtergrundfunktionen werden Gleichrichter,
Wechselrichter und Umrichter beschrieben, wobei
Wechselstromumrichter und Gleichstromumrichter
(Gleichstromsteller) voneinander unterschieden werden
müssen. Für den Aufbau solcher Schaltungen
benötigt man Dioden, Thyristoren und zunehmend
Transistoren(BipolareTransistoren,SIPMOS, IGBT).
Diese Bauelemente werden als ideale Schalter (Stromventile)
betrachtet, daß heißt, im gesperrten Zustand
wird der Sperrstrom und im leitenden Zustand
der Spannungsabfall vernachlässigt. Es wird von
einer Stromglättung ausgegangen, daß heißt, ein
Gleichstrom geht ungewollt nicht auf den Wert 0A
zurück.
Bild XV-1
Blockschaltbild eines
Gleichrichters
Gleichrichter formen eine beliebige Einphasen- oder
Dreiphasenwechselspannung (Drehstrom) in eine
Gleichspannung um. Die Energie fließt dabei hauptsächlich
von der Wechselstrom- zur Gleichstromseite.
Bild XV-1 zeigt das Blockschaltbild eines
Gleichrichters.
Ausgangsspannung
U
a
A A A
= ⋅
⎛ 1 2 8
10 V ⎜ + + ... +
⎞
⎟ (XIV.1)
⎝ 2 4 256 ⎠
Als Operationsverstärker läßt sich der LM741 verwenden.
Für den Kondensator C1 reichen 0,1 m Faus.
Als digitale Eingänge stehen die Anschlüsse A 1 bis A 8
zur Verfügung.
Wechselrichter formen eine Gleichspannung in eine
beliebige Wechselspannung, auch Drehstrom um. Die
Energie fließt dabei hauptsächlich von der Gleichstrom-
zur Wechselstromseite. Bild XV-2 zeigt das
Blockschaltbild eines Wechselrichters.
Die Schaltung nach Bild XV-3 zeigt die Hauptstromkreise
eines selbstgeführten Wechselrichters. Die einzeichneten
IGBTs können durch Thyristoren oder
SIPMOS-FET ersetzt werden. Hilfsstromkreise zur
Löschung der Thyristoren, Freilaufdioden oder RC-
Glieder zum Schutz der Transistoren sind nicht eingezeichnet.
Durch geschicktes Ansteuern der IGBTs kann für die
RL-Last ein Dreiphasennetz mit beliebiger Frequenz aus
der anliegenden Gleichspannung U d erzeugt werden.
U d
V1
V4
V2
V5
V3
V6
Bild XV-2
Blockschaltbild eines
Wechselrichters
Bild XV-3 Hauptstromkreise eines selbstgeführten
Wechselrichters
L 1
L 2
L 3
R 1
R 2
R 3

XV Leistungselektronik 447
U 1 ,f1 U 2 ,f2 Die Ströme sind zwar nicht sinusförmig, man kann
mit ihnenaber Drehstromasynchronmotorebetreiben.
Wechselstromumrichter formen eine Wechselspannung
in eine andere beliebige Wechselspannung
(andere Frequenz, aber auch anderer Spannungswert
möglich) um. Bild XV-4 zeigt das Blockschaltbild
eines Wechselstromumrichters.
DC-Spannungszwischenkreis
Bild XV-4
Blockschaltbild eines
Wechselstromumrichters
DC-Stromzwischenkreis
Bild XV-5 Wechselstromumrichter mit Gleichstromoder
Gleichspannungs-Zwischenkreis
Fast unabhängig von der Eingangs-Wechselspannung
werden Wechselstromumrichter mit einem Gleichstrom-Zwischenkreis
oder einem Gleichspannungs-
Zwischenkreis betrieben. Hier liegen nach Bild XV-5
ein Gleichrichter und ein Wechselrichter in Reihe,
wobei die beiden Stromrichter über einen Zwischenkreis
verbunden sind.
Bild XV-6
Blockschaltbild eines
Gleichstromumrichters
Gleichstromumrichter formen eine Gleichspannung in
eine beliebige Gleichspannung um. BildXV-6 zeigt
das Blockschaltbildeines Gleichstromumrichters.
Auch hier liegen ein Wechselrichter und ein Gleichrichter
in Reihe, wobei die beiden Stromrichter nach
Bild XV-7 über einen Zwischenkreis verbunden sind,
jedoch in anderer Reihenfolge als beim Wechselstromumrichter.
Innerhalb der Gleichstromumrichter hat
der Gleichstromsteller eine relativ hohe Bedeutung.
Er hat keinen Zwischenkreis.
AC-Zwischenkreis
Bild XV-7
Stromrichter mit Zwischenkreis
Dioden werden für den ungesteuerten Betrieb verwendet,
Thyristoren für den gesteuerten Betrieb,
Transistoren für Schalterzwecke bei Gleichstromanwendungen,
z.B. in Wechselrichtern.
1Gleichrichterschaltungen/
Stromversorgung
Die Benennung und Kennzeichnung von Stromrichtern
wird nach Tabelle XV-1 vorgenommen.
■ Beispiel: B2HAF ⇒ B → Kennbuchstabe
2 → Kennzahl (Pulszahl)
HA → Steuerbarkeit
F → Hilfszweige
Man unterscheidet ungesteuerte und gesteuerte
Gleichrichter. Ungesteuerte Gleichrichter werden in
Elektrolyseanlagen und zur Speisung von Gleichstromnetzen,
vor allem für Straßen-, U- und Vollbahnen
eingesetzt. Gesteuerte Gleichrichter haben ihre
größte Bedeutung in der Antriebstechnik mit Gleichstrommaschinen,
wo die Drehzahl mit Hilfe der
Veränderung der Ankerspannung stufenlos eingestellt
werden kann. Sie ermöglichen aber auch die Energieumkehr.
Bei kontrollierter Absenkung einer Last mit
Hilfe einer Gleichstrommaschine arbeitet diese als
Generator, wobei die erzeugte Energie als Nutzbremsung
über den Gleichrichter als netzgeführten Wechselrichter
in das treibende Netz eingespeist werden
kann.
In Verbindung mit selbstgeführten Wechselrichtern
können auch Drehstromantriebe mit Hilfe der Veränderung
der Spannung und der Frequenz in ihrer
Drehzahl stufenlos eingestellt werden.
Ungesteuerte Gleichrichter können wie gesteuerte
Gleichrichter mit dem Zündwinkel a =0° betrachtet
und berechnet werden. Die maximal erreichbaren
und zu verarbeitenden Werte stimmen hier überein.
Auch die Trafoleistungen werden identisch berechnet.

448 Elektronik
In der Leistungselektronik herrschen meist ohmschinduktive
Lasten mit sehr hohen Strömen vor. Die
Nachteile einer Spannungsglättung mit Kondensatoren
werden hier deutlich: unrealistisch hohe Kapazitäten,
stoßstromartige Belastung der Halbleiter und
größere Welligkeit bei größerer Belastung.
In der Leistungselektronik wird deshalb das Prinzip
der Stromglättung mit Hilfe von Glättungsdrosseln
angewendet. Glättungsdrosseln werden stets in Reihe
mit dem Verbraucher geschaltet und haben das
Bestreben, den einmal fließenden Strom aufrechtzuerhalten
(„Lenzsche Regel“). Sie widersetzen sich der
Änderung des Stroms, indem sie eine Selbstinduktionsspannung
erzeugen oder gespeicherte magnetische
Energie abgeben. Der Laststrom setzt sich bei idealer
Glättung aus Stromblöcken zusammen.
Für die Reihenschaltung einer idealen Induktivität L
mit einem ohmschen Widerstand R als Last aneiner
sinusförmigen Wechselspannung ergibt sich das
Liniendiagramm von Strom und Spannung nach
Bild XV-8 im eingeschwungenen Zustand. Der Phasenverschiebungswinkel
j e läßt sich mit den bekannten
Gleichungen bestimmen. Man erkennt, daß der
Strom I e nicht Null ist, wenn die anliegende Spannung
U bereits Null geworden ist.
Tabelle XV-1 Benennung und Kennzeichnung von Stromrichtern
Schaltungsart Bezeichnung
Einwegschaltung Mittelpunktschaltung M
Zweiwegschaltung BrückenschaltungB
Verdopplerschaltung D
Vervielfacherschaltung V
WechselwegschaltungW
Polygonschaltung P
Ergänzende Kennzeichen
Steuerbarkeit
Kurzzeichen Bedeutung
U
C
H
HA (HK)
HZ
Haupt- undHilfszweige
Kurzzeichen Bedeutung
A(K)
Q
R
F
FC
n
U,
I e
30°
f e
U
Bild XV-8 Liniendiagramm von Strom und
Spannung
U 1
ungesteuert
vollgesteuert (controlled)
halbgesteuert
halbgesteuert mit anodenseitiger (katodenseitiger)
Zusammenfassungder Ventile
Zweigpaargesteuert
anodenseitige (katodenseitige) Zusammenfassung
der Hauptzweige
Löschzweig
Rücklaufzweig
Freilaufzweig
Freilaufzweig gesteuert
Vervielfachungsfaktor
U 2
V1
I e
I d
U d
L
U L
U R
Bild XV-9 Gesteuerte Einweggleichrichterschaltung
(M1C)
Betreibt man eine solche Last in der Schaltung nach
Bild XV-9 (M1C) und mit einem Phasenanschnittwinkel
a =0° , so ergibt sich das Liniendiagramm
nach Bild XV-10. Der Thyristor V1führt also noch
v t
R L

XV Leistungselektronik 449
U,I
U a =0°
I d
180° 360°
Bild XV-10 Liniendiagramm von Strom und
Spannung bei a =0°
Strom, obwohl seine Anoden-Katoden-Spannung negativ
gepolt ist. Der Gleichstrom I d fließt also länger
als 180° .
Das Liniendiagramm nach Bild XV-11 zeigt die Zusammenhänge
zwischen dem Strom und den Spannungen
U L und U R .Während U R dem Stromverlauf
folgt, kann man erkennen, daß die positiven und
negativen Spannungs-Zeit-Flächen der (Induktions-)-
Spannung U L gleich groß sind. An der Induktivität L
kann keine Gleichspannung abfallen.
Betreibt man die Schaltung nach Bild XV-9 mit
einem Phasenanschnittwinkel a =120° , so ergibt sich
das Liniendiagramm nach Bild XV-12. Der Stromverlauf
I d ist angenähert sinusförmig, abgesehen von den
Ladevorgängen. Die positive Spannungs-Zeit-Fläche
U d ist größer als die negative und macht als Differenz
dieaufgenommene Wirkleistung deutlich.
U,I
U L
I d
U 2 a =0°
180°
U R
360°
Bild XV-11 Liniendiagramm von Strom und
Spannungen bei a =0°
U,I
U
U d
I d
90° 360°
v t
v t
Bild XV-12
Liniendiagramm
bei einemPhasenanschnittwinkel
a =120°
v t
U 1
U 2
V1
V4
V3 V2
L
U d
U L
U R
Bild XV-13 VollgesteuerteBrücken-Gleichrichterschaltung
(B2C) mit RL-Last
Die Schaltung nach Bild XV-13 zeigt eine vollgesteuerte
Zweipuls-Brücken-Gleichrichterschaltung B2C
mit RL-Last. Betreibt man diese Schaltung mit einem
Phasenanschnittwinkel a =120° , so ergibt sich das
Liniendiagramm nach Bild XV-14. Der Gleichstrom
I d erreicht nicht die Stromkurve des eingeschwungenen
Stroms I e .Damit ist der Strom im ersten Stromweg
bereits erloschen, wenn der zweite Stromweg
zündet. Als Folge treten Stromlücken auf, deren
Breite von den Werten der Last und dem Phasenanschnittwinkel
abhängen.
Wird der Phasenanschnittwinkel a gleich dem Phasenverschiebungswinkel
j , ergibt sich ein Liniendiagramm
nach Bild XV-15. Der Gleichstrom I d besteht
aus Sinusbögen, während die Stromlücken auf
Null geschrumpft sind. Verkleinert man den Phasenanschnittwinkel
weiter, kommt es zur Überschneidung
der Stromverläufe, und man spricht von nichtlückendem
(kommutierendem) Betrieb.
U,I
I e
U U
I e
Bild XV-14 Liniendiagrammeiner B2C-Schaltung
mit a =120°
U,I
a = f e
U S
I d
I d =Ie U S
I d
I d
v t
v t
R L
Bild XV-15
Liniendiagrammeiner
B2C-Schaltung mit a = j

450 Elektronik
Geht der Laststrom von einem Stromweg auf einen
anderen Stromweg über, ohne daß vorher der Strom
im abgebenden Ventil Null geworden ist, so bezeichnet
man diesen Vorgang als Kommutierung .Jenach
Ursache spricht man von netzgeführten oder lastgeführten
Stromrichtern; zusammen bilden sie die
Gruppe der fremdgeführten Stromrichter.
1,0
0,5
0
–0,5
–1,0
0
U d α
U do
Induktive Last
Aktive Last
Widerstandslast
Induktive Last
Wechselrichterbetrieb G leichrichterbetrieb
30 60 90 120 150 a 180
grd
Bild XV-16 Lastabhängige Steuerkennlinieneiner
B2C-Schaltung
Die Ausgangsspannung U d des vollgesteuerten B2-
Stromrichters (B2C) hängt nicht nur vom Phasenanschnittwinkel
a , sondern auch von der Lastart ab. Bei
der Last unterscheiden wir zwischen Widerstandslast,
induktiver Last und aktiver Last. Unter aktiver Last
ist das Betreiben eines Stromrichters auf eine Gegenspannung,
zum Beispiel Akkumulator oder induzierte
Spannung U 0 eines Gleichstrommotors, zu verstehen.
Die lastabhängigen Steuerkennlinien nach Bild
XV-16 beschreiben das Verhältnis von gesteuerter
Gleichspannung U d a zu ungesteuerter Gleichspannung
U d 0 bei verschiedenen Lastarten. Man erkennt, daß
die Ausgangsspannung U d a bei idealer induktiver Last
bei einem Phasenanschnittwinkel α = 90 ° zu Null
wird. Wird der Phasenanschnittwinkel bei aktiver
Last α >90 ° ,geht der B2-Stromrichter (B2C) inden
lastgeführten Wechselrichterbetrieb über.
Bei großen Gleichstromleistungen wird der Gleichstrom
dem Drehstromnetz entnommen. Beispielhaft
L1
L2
L3
L1 V1
L2 V2
L3 V3
N
I d
U d
L
U L
U R
Bild XV-17 M3C-Schaltung mit ohmsch-induktiver
Last
R L
werden die M3C-Gleichrichterschaltung (gesteuerte
Dreipulsmittelpunktschaltung) und die vollgesteuerte
Sechspulsbrückengleichrichterschaltung (B6C) erläutert.
Bild XV-17 zeigt eine M3C-Schaltung mit ohmschinduktiver
Last an einem Dy-Transformator mit
herausgezogenem Sternpunkt. Bei einem Phasenanschnittwinkel
α =0° arbeitet diese Schaltung als
ungesteuerter Gleichrichter M3 (Thyristoren durch
Dioden ersetzt). Es ist immer das Stromventil leitend,
dessen Anoden-Katoden-Spannung das positivste
Potential besitzt. Bei idealer Stromglättung ergeben
sich Stromblöcke mit einer Länge von 120° , während
die Gleichspannung U d nur eine sehr geringe Welligkeit
aufweist (TabelleXV-2).
Bei rein ohmscher Last können die Thyristoren V1
bis V3 erst 30° nach dem Nulldurchgang der Sternspannungen
gezündet werden, da erst dann die Ventilspannungen
positiv werden. Ein Impulssteuergerät
muß je Periode drei um 120 ° phasenverschobene
Impulse an die Gates liefern. Bei einem Phasenanschnittwinkel
α ≤ 30° arbeitet diese Schaltung bei
ohmscher Last nach Bild XV-18 imnichtlückenden
Betrieb, bei einem Phasenanschnittwinkel 30 ° ≤ α
≤ 150° dagegen im lückenden Betrieb.
Ist die Induktivität Lnach Bild XV-17 ausreichend
groß, wird I d vollständig geglättet, und es treten keine
Lücken auf. Bild XV-19 zeigt den Verlauf von U d
( ω t ) und I d ( ω t )bei α 1 = 0 ° , α 2 = 30° , α 3 = 60° und
α 4 =90 ° im Gleichrichterbetrieb. Die Spannung U d α
wird bei α 4 =90 ° zu Null.
a)
b)
U e
U e
a
30°
30°
a
180°
150°
180°
360°
360°
v t
Bild XV-18 M3C-Schaltung mit ohmscher Lastbei
a) nichtlückendem und,
b) lückendem Betrieb
v t

XV Leistungselektronik 451
Gleichrichterbetrieb Wechselrichterbetrieb
a =0° a =30° a =60° a =90° a =120° a =150°
1 2 3 1 2 3 1 2 3 1 2 3
1
U dia Udia
U dia
U dia
2 3 1 2 3 1 2 3 1 2 3
Bild XV-19 Verlauf der Verbraucherspannung bei
verschiedenen Phasenanschnittwinkeln
und Übergang vom Gleichrichterin
den Wechselrichterbetrieb
Wird der Phasenanschnittwinkel α >90 ° , so wird die
Spannung U d α negativ. Nun kann sich zwar die Spannung
U d α umpolen, wegen der Stromventile jedoch
nicht der Strom I d .Die Schaltung geht in den Wechselrichterbetrieb
über. Die bestehenden Strom- und
Spannungsverhältnisse sind nur möglich, wenn die
angeschlossene Last eine aktive Last, also eine
Gleichstrommaschine im Generatorbetrieb ist. Die
von der Maschine im Bremsbetrieb erzeugte Energie
wird ins Netz zurückgespeist (Nutzbremsung). Die
Schaltung funktioniert nur in dieser Weise, wenn
weiterhin das Dreistromnetz angeschlossen ist, da
durch dieses Netz das periodische Schalten der Thyristoren
mitbestimmt wird. Es handelt sich hier um
einen netzgeführten Wechselrichter.
Aufgrund der nicht unendlich kurzen Kommutierungszeit
und der Freiwerdezeit der Stromventile
kann der Phasenanschnittwinkel nicht auf α =180°
ausgedehnt werden. Bei Erreichen der Wechselrichtergrenze
erlangen die Thyristoren ihre Sperrfähigkeit
nicht rechtzeitig wieder, so daß mehrere Thyristoren
gleichzeitig nochleitend sind.
U d a
U Strang
U L1N U L2N U L3N
–UStrang a =120°a =120° a =135° a =150° a =165°
Bild XV-20 Fremdgeführter Wechselrichterbetrieb
mit Kippvorgang bei α =165°
Dieser Umstand führt zu einem sprungartigen Verändern
der Ausgangsspannung, wie in Bild XV-20 für
α =165° dargestellt ist. Man nennt diesen Vorgang
Wechselrichterkippen. Der maximale Anschnittwinkel
wird häufig durch den Betreiber auf α max =150°
eingestellt.
Auch für die M3C-Schaltung läßt sich die lastabhängige
Steuerkennlinie berechnen und konstruieren. Sie
weist große Ähnlichkeit mit der Kennlinie nach
Bild XV-16 auf.
Die vollgesteuerte Sechspulsbrückenschaltung B6C
nach BildXV-21ist auch hinsichtlich Welligkeit und
t
L1
L2
L3
V1
L1
L2
L3
V4
V2
V5
V3
V6
U d
I d
L
R L
Bild XV-21 VollgesteuerteSechspulsbrückenschaltung
(B6C)
U L
U R
Transformatortypenleistung vorteilhafter als die M3-
Schaltung. Dahier ein Sternpunkt nicht erforderlich
ist (in der Schaltung nach Bild XV-17 führt er den
gesamten Strom I d ), wird diese Schaltung fast immer
bei höheren Leistungen verwendet. Für den Vergleich
einzelner Werte siehe Tabelle XV-2.
Die lastabhängige Steuerkennlinie eines B6C-Stromrichters
zeigt Bild XV-22. Die Steuerkurven bei rein
induktiver oder ohmscher Last liegen in weiten Bereichen
übereinander. Für den Betrieb anaktiver Last
gelten dieAussagen zur M3C-Schaltung sinngemäß.
Halbgesteuerte Stromrichter nach den Schaltungen in
Bild XV-23 (B2HK) und in Bild XV-24 (B2HZ)
können nur als Gleichrichter eingesetzt werden, da
Wechselrichterbetrieb nicht möglich ist. Die Dioden
wirken zu bestimmten Zeiten wie Freilaufdioden und
reduzieren die Blindleistung um die Hälfte. Diese
U d a
U do
1,0
0,5
0
–0,5
–1,0
0
Induktive Last
Aktive Last
Widerstandslast
Induktive Last
30 60 90 120 150 180
Bild XV-22 Lastabhängige Steuerkennlinie der
B6C-Schaltung
U 1
U 2
V1
V2
V4
V3
L d
U d
U o
I d
M
Wechselrichterbetrieb Gleichrichterbetrieb
a
grd
L Feld
Bild XV-23 Halbgesteuerte Stromrichter (B2HK)

452 Elektronik
Tabelle XV-2 Stromrichterschaltungen
Stromrichterschaltung Einpuls-Mittelpunktschaltung Dreipuls-Mittelpunktschaltung Zweipuls-Brückenschaltung Sechspuls-Brückenschaltung
vollgesteuert halbgesteuert vollgesteuert halbgesteuert
Kennzeichen M1 M3 B2C B2HK B2HZ B6C B6H
Prinzipschaltung nach Bild XV-9 Bild XV-17 Bild XV-13 Bild XV-23 Bild XV-24 Bild XV-21
Gleichspannung/ungesteuerte Stromrichterschaltung mit a =0°
arithm. Mittelwert U d / U 0 2 0,45 1,17 ( U 2 = U Str) 0,9 2,34 ( U 2 = U Str)
1,35 ( U 2 = U Leiter)
Effektivwert U d eff / U 2 0,707 1,189
Welligkeit w U Br/ U d 1,21 0,183 0,483 0,042
Ventilsperrspannung/Ventilstrom
Spitzenwert U R max/ U 2 2 =1,414 2 ⋅ 3 =2,449 2 =1,414 2 ⋅ 3 =2,449
I TAV/ I d 1,0 0,333 0,5 0,333
I TRMS/ I d 1,571 0,5777 ( L d ) 0,588 ( R L ) 0,707 ( L d ) 0,785 ( R L ) 0,577 ( L d ) 0,58 ( R L )
Transformator
ventilseitiger Leiterstrom I 2 / I d 1,571 0,5777 ( L d ) 0,588 ( R L ) 1,000 ( L d ) 1,11 ( R L ) 0,816 ( L d ) 0,820 ( R L )
netzseitiger Leiterstrom I 1 / I d 1,211/ü 0,472/ü ( L d ) 0,478/ü ( R L ) 1,0/ü ( L d ) 1,11 ( R L ) 0,816/ü ( L d ) 0,82/ü ( R L )
primärseitige Scheinleistung S 1 / U d 0 ⋅ I d 2,619 1,209 ( L d ) 1,209 ( R L ) 1,111 ( L d ) 1,23 ( R L ) 1,05 ( L d ) 1,06 ( R L )
Typenleistung S Tr/ U d 0 ⋅ I d 3,090 1,460 Dz, Yz 1,345 Dy 1,111 ( L d ) 1,23 ( R L ) 1,05 ( L d ) 1,05 ( R L )
gesteuerte Gleichspannung mit a ≠ 0 °
U d α
U do
1,0
U d α
U do
1,0
U d α
U do
1,0
U d α
U do
1,0
Steuerkennlinie U d a / U d 0
Wechselrichterbetrieb G leichrichterbetrieb
0,8
0,5
Widerstandslast
0,5
0,5
Widerstandslast
0,6
0
0,4
–0,5
0,2
30 60 90 120 150 180 a
–1,0
grd 0 30 60 90 120 150 180 a
grd
Wechselrichterbetrieb G leichrichterbetrieb
Widerstandslast
InduktiveLast
InduktiveLast
InduktiveLast
0
Wechselrichterbetrieb G leichrichterbetrieb
0
InduktiveLast
InduktiveLast
InduktiveLast
AktiveLast
–0,5
AktiveLast
–0,5
AktiveLast
30 60 90 120 150 180 a
grd
–1,0
0
0
0
30 60 90 120 150 180 a
grd
–1,0
0

XV Leistungselektronik 453
U 1
U 2
V1
V3
V4
V2
U d
L d
U o
I d
M
L Feld
Bild XV-24 Halbgesteuerte Stromrichter (B2HZ)
Schaltungen können für die Drehzahlsteuerung von
Gleichstrommotoren geringer Leistung ohne Nutzbremsung
verwendet werden. Die Induktivitäten L d
glättenden Strom I d und verhindern lückenden Strom.
Berechnung der Trafotypenleistung:
Bei der Berechnung von Transformatoren wird die
Scheinleistung S = U ⋅ I zugrundegelegt. Für den
idealen Transformator ist in der herkömmlichen
Elektrotechnik die Gleichheit von Primär- und Sekundärscheinleistung
unter der Voraussetzung von
sinusförmigen Spannungen und Strömen gültig.
In der Leistungselektronik sind Ströme und auch
Spannungen jedoch nicht sinusförmig und zudem auf
der Primär- und Sekundärseite verschieden.
Um diese Ungleichungen und die auf der Sekundärseite
auftretenden Gleichstromanteile zu berücksichtigen,
führt man die Transformatorentypenleistung
P TR ein, die dem Mittelwert von Primär- und Sekundärleistung
entspricht.
Tabelle XV-2 stellt die entsprechenden Faktoren zur
Berechnung bei verschiedenen Schaltungen zur Verfügung.
Auch ohmsche Widerstände belasten ein Wechselstromnetz
mit Blindleistung, wenn sie mit gesteuerten
Gleichrichtern betrieben werden. Die fließenden
Ströme sind nicht-sinusförmig. Der Grund für das
Vorhandensein der Blindleistung ist darin zu finden,
daß sich solche nicht-sinusförmigen Größen ineine
unendliche Zahl sinusförmiger Teilschwingungen und
einen Gleichanteil zerlegen lassen, die als Summe die
nicht-sinusförmige Größe ergeben. Amplitude und
Frequenz der Teilschwingungen lassen sich mit
mathematischen Verfahren nach Fourier berechnen.
Eine genaue Analyse ergibt, daß die Wirkleistung der
Last nur durch die Grundwelle (Grundschwingung
nach Fourier) des Stroms erzeugt wird. Diese Grundwelle
erzeugt aufgrund ihrer Phasenverschiebung
gegenüber der Spannung auch eine Blindleistung. Da
diese durch die Anschnittsteuerung zustande kommt,
heißt diese Blindleistung auch Steuerblindleistung.
Die Oberschwingungen des Stroms tragen zur
Scheinleistung bei,erzeugen aber nur Blindleistung.
■ Beispiel: Zu berechnen ist die Trafotypenleistung des Transformators
in der Schaltung nach Bild XV-9 mit U 2 =220 V, ü =1
und R =8Ω und das Verhältnis von S Tr zu P di.
Lösung:
Der Trafo muß für die maximale Belastung, also bei α =0° berechnet
werden.
S tr =3,09 ⋅ U di ⋅ I d ; U di =0,45 ⋅ U 2 ;
I d = U di/ R (nach Tab. XV-2)
U di =0,45 ⋅ 220 V= 99 V
I d =99V/8 Ω =12,375 A
S tr =3,09 ⋅ 99 V ⋅ 12,375 A=3785,6 VA
In dieser Schaltung muß der Trafo eine wesentlich höhere Bauleistung
als die Gleichstromleistung haben.
2Anwendungsschaltungen
Bei der Dimensionierung eines Netzteiles beginnt
man stets mit den Spannungs-, Strom- und Leistungsbedingungen
am Ausgang. Die Frage nach der Stabilität,
Genauigkeit und Einstellbarkeit der Ausgangsgrößen
steht dabeiimVordergrund.
Im Abschnitt II.5.4 wird die Stabilisierung der Ausgangsspanung
mit Hilfe einer Z-Diode erläutert. Dort
fließt jedoch der Laststrom durch den Vorwiderstand,
so daß an ihm eine hohe Verlustleistung inWärme
umgesetzt wird, was zumindest bei größeren Strömen
unangemessenenAufwand bedeutet.
Die Schaltung nach Bild XV-25 zeigt ein Netzteil mit
Längstransistor V6 als 2N3055. Hier ist der Laststrom
identisch mit dem Kollektor-Emitter-Strom des
Transistors.
V1
V2
4x 1N4006 2N3055
V6
V3
V4
C L
R V
V5
Bild XV-25 Netzteilmit Längstransistor
An der Z-Diode fällt die konstante Referenzspannung
U Z ab, die ständig mit der Ausgangsspannung am
Lastwiderstand R L verglichen wird. Aus diesem
Vergleich wird die Steuerspannung U BE für den
Transistor V6 abgeleitet, sodaß als Ausgangsspannung
des Netzteiles die Differenz der beiden Spannungen
besteht. Eine Änderung der Ausgangsspannung
hat eine gegenläufige Änderung der Basis-
Emitter-Spannung zur Folge. Ob diese Änderung von
der Eingangsspannung oder vom Ausgangsstrom
(Änderung der Last) herrührt, ist für diesen Reglungsvorgang
bedeutungslos.
Ausgangsspannung U A = U Z – U BE (XV.1)
In der Schaltung nach Bild XV-25 ist die Ausgangsspannung
konstant und auch von außen her nicht veränderbar.
Soll die Ausgangsspannung regelbar sein,
kann eine Schaltung nach Bild XV-26 verwendet
werden, in der der Transistor V3als Regler wirkt.
R L

454 Elektronik
U E
V1
R 1
R E
V4
V2
V3
V6
V5
U Z
R 2
U B
R 3
R 4
R 5
U A
Bild XV-26 Netzteil mit Längstransistor und
regelbarer Ausgangsspannung
Zur Erhöhung des zulässigen Laststroms werden die
Transistoren V4 und V5 als Darlington-Transistoren
betrieben.
Die Spannung U B ist eine mit Hilfe des Potentiometers
R4einstellbare Teilspannung der Ausgangsspannung
U A .
Teilspannung U B = U Z – U BE3 (XV.2)
Wird die Eingangsspannung U E größer, nimmt auch
zuerst die Ausgangsspannung U A zu. Damit wird die
Basis-Emitter-Spannung von V3 größer, somit auch
I B3 und in der Folge auch I C3. Die Schaltung aus R1,
V1, R E und Transistor V2 bildet eine Konstantstromquelle.
Somit wird I B4 beziehungsweise I B5
kleiner, die beiden Transistoren steuern zu und damit
wird dieAusgangsspannung U A kleiner.
Die Stabilisierung gegen Schwankungen der Eingangsspannung
U E wird durch die Konstantstromquelle
verbessert, dadie Verstärkung von V3 dadurch
insgesamt vergrößert wird.
Die Ausgangsspannung läßt sich also allein durch das
Teilerverhältnis des Spannungsteilers R3, R4 und R5
einstellen. Die kleinste Ausgangsspannung wird
durch die Z-Diode V6 festgelegt. Der Maximalwert
der Ausgangsspannung ist die Differenz zwischen der
maximalen Eingangsspannung und der Sättigungsspannung
U CE sat des Transistors V5.
Die Berechnung des Widerstandes R2 richtet sich
nach dem I Z max der Diode. Er sorgt dafür, das selbst
bei völlig gesperrtem Transistor V3 die Referenzspannung
U Z ansteht.
Beide angesprochenen Schaltungen haben den Nachteil,
daß sie nicht kurzschlußfest sind. Eine sichere
Methode zur Messung und Feststellung eines hohen
Stroms zeigt die Schaltung nach Bild XV-27. Der
V1
T1
V2
V3
R 1 V7
C 1
V5
R 2
V4
V6
V8
C 2
V9
R 3
Bild XV-27 Kurzschlußfestes Netzteil
R 4
R 5
R 6
R 7
R L
U A
Widerstand R3 wird hier vom Laststrom I A durchflossen,
der eine Spannung abfallen läßt. Diese Spannung
bildet die Basis-Emitter-Spannung des Transistors
V9. Wird diese Spannung größer 0,7V, so wird der
Transistor V9 leitend und legt die Basis von V7
annähernd auf Kollektorpotential. Dadurch wird der
Basisstrom von V7 kleiner, so daß der Laststrom
nicht weiter anteigenkann.
Will man den maximalen Laststrom größer machen,
kann in die Basisstrecke von V9 ein zusätzlicher
Widerstand eingebaut werden.
U E
V1
R 1
V2
R 2
V3
R 3
R 4
V5
V4
V6
V7
R 5
R 7
R 6
U A
Bild XV-28 Operationsverstärker als Regelverstärker
Anstelle des einstufigen Regelverstärkers kann auch
ein Operationsverstärker eingesetzt werden. Erwünscht
sind hierbei OPmit einer sehr hohen Leerlaufverstärkung.
Die Ausgangsspannung der Schaltung nach
Bild XV-28 wird praktisch nur noch von der Konstanz
der Referenzspannungsquelle, hier der Z-Diode,
bestimmt. Den Kurzschlußschutz übernehmen in
dieser Schaltung V7 undR5.
Integrierte Festspannungsregler, aber auch integrierte
einstellbare Spannungsregler, sind ingroßer Zahl auf
dem Markt. Die integrierte Strombegrenzung einschließlich
des thermischen Überlastungsschutzes
machen diese Bauelemente praktisch unempfindlich gegenüber
Kurzschluß und Überlastung. Integrierte Festspannungsregler
sind für den Fall konzeptioniert, daß
nur eine konstanteAusgangsspannunggebraucht wird.
Bei den integrierten Festspannungsreglern der 78xxund
79xx-Serie, die von zahlreichen Herstellern
(Siemens, Texas, Signetics) produziert werden, geben
die letzten beiden Ziffern (xx) die posititive oder
negative Ausgangsspannung in Volt an. ImNormalfall
kann das Bauteil mit seinen drei Anschlüssen in
sehr einfachen Grundschaltungen mit einem Siebkondensator
C E im Eingangskreis (0,22 m Fbis 1 m F)
und einem Ausgangskondensator C A zur Verbesserung
der Brummspannung im Ausgangskreis nach
Bild XV-29a und XV-29b verwendet werden.
Die Tabelle XV-3 gibt einen Überblick über die
wichtigsten Kenndaten der Serie 78xx, wobei die
maximalen Lastströme von der Gehäuseform und
dem verwendeten Kühlkörper abhängig sind.
In der digitalen Steuerungstechnik wird für die Spannungsversorgung
von TTL-Gattern eine konstante Betriebsspannung
von +5Vbenötigt. Die Schaltung nach
Bild XV-30 zeigt dafür ein geregeltes Netzgerät. Es
kannmit Strömen bis zu 1,5 Abelastet werden.

XV Leistungselektronik 455
Tabelle XV-3 Kenndaten der 78xx-Serie(Auswahl)
Typ U A U A min; U A max I L max U E min; U E max
7805 +5 V 4,8 V ... 5,2 V 0,1 A; 0,5 A; 1,5 A 7 V ... 25 V
7806 +6 V 5,75 V... 6,25 V 0,1 A; 0,5 A; 1,5 A 8 V ... 25 V
7808 +8 V 7,7 V ... 8,3 V 0,1 A; 0,5 A; 1,5 A 10,5 V... 25 V
7812 +12 V 11,5 V ... 12,5 V 0,1 A; 0,5 A; 1,5 A 14,5 V... 30 V
7815 +15V 14,4 V ... 15,6 V 0,1 A; 0,5 A; 1,5 A 17,5 V... 30 V
7818 +18V 17,3 V ... 18,7 V 0,1 A; 0,5 A; 1,5 A 21V ... 33 V
7824 +24V 23 V ... 25 V 0,1 A; 0,5 A; 1,5 A 27V ... 33 V
U E
a)
– U E
b)
C E
C E
78xx
79xx
C A
C A
U A
–U A
Bild XV-29 Integrierte Festspannungsregler
a) 78xx-Serie
b) 79xx-Serie mit Siebkondensatoren
230V
50Hz
V1
V3
V2
V4
C E
V5
1N4006
4x 1N4006
7805 C
+5V
C A
Bild XV-30 Netzgerät zur Spannungsversorgung
vonTTL-Gattern
Der Siebkondensator C E im Eingangskreis hat
2,2 mF, während der Ausgangskondensator C A mit
47 m F hoch gewählt wird, um die in der digitalen
Steuerungstechnik auftretenden stoßartigen Lastströme
besser auffangen zu können.
Reichen die Ausgangsleistungen des Spannungsreglers
für den Verwendungswzeck nicht aus, kann die
Ausgangsleistung mit der Schaltung nach Bild XV-31
fast beliebig heraufgesetzt werden. Der Widerstandswert
von R2 bestimmt den Einsatzwert des
Transistors V2, von dem an der Laststrom am Regler
vorbeizuführen ist. Transistor V1inVerbindung mit
dem Widerstand R1 sorgen für den Kurzschlußschutz
des Längstransistors V2. Hierbei ist R1 so zu bemessen,
daß beim Erreichen des maximalen Kollektorstroms
von V2 der Transistor V1leitend wird und
somit die Basis-Emitter-Strecke von V1 kurzgeschlossen
wird.
U E
R 2
R 1
V1
V2
C E
78xx
C A
Bild XV-31 Schaltung zur Erhöhungder
Ausgangsleistung
U A
Als integrierte einstellbare Spannungsregler stehen
zahlreiche Typen zur Verfügung, so zum Beispiel der
LM 317 (für positive Ausgangsspannungen) und der
LM 337 (für negative Ausgangsspannungen), aber auch
das vielfältig verwendbare Spannungsregler-IC μ A 723.
3Schaltnetzteile
Die Forderung, für den Einsatz in Computern und
elektronischen Geräten der Unterhaltungselektronik
mit kleinen Gehäusen geeignete Netzteile zu bauen,
die geringe Wärmeverlustleistungen aufweisen und
geringes Gewicht haben, führte zur Entwicklung von
Schaltnetzteilen.

456 Elektronik
Das Prinzip der Schaltnetzteile beruht darauf, daß
man den arithmetischen Mittelwert der Ausgangsspannung
durch periodisches Öffnen und Schließen
eines Schalters (Schalttransistor) beeinflußt und
durch Variation der Ein- und Ausschaltzeiten die
Höhe der Ausgangsspannung einstellt und auch bei
Lastwechseln stabilisiert.
Je nach Anordnung der Schalttransistoren wird nach
Bild XV-32 zwischen Sekundär- und Primär-Schaltnetzteilen
unterschieden.
L1
N
L1
N
Sekundär-
Schaltnetzteil
C L
C L
Potentialtrennung
Primär-
Schaltnetzteil
Modulator
Oszillator
Steuer-IC
Modulator
Oszillator
Steuer-IC
U Ref
U Ref
Bild XV-32 Blockschaltbilder vonSekundärund
Primär-Schaltnetzteilen
R L
R L
U A
U A
Beim Sekundär-Schaltnetzteil liegt der Schalttransistor
auf der Sekundärseite, beim Primär-Schaltnetzteil
auf der Primärseite. Um die Verluste in den Netztransformatoren
klein zu halten, wird die Schaltfrequenz
in den kHz-Bereich gelegt. So werden Wirkungsgrade
von 80% bei stark reduziertem Gewicht,
kleinen Bauvolumen und geringer Wärmeentwicklung
erreicht.
Ein Nachteil der Sekundär-Schaltnetzteile ist, daß ein
Standardnetztransformator eingesetzt werden muß.
Die Querschnittsfläche, damit das Volumen und somit
auch das Gewicht des Eisenkerns hängen aber auch
von der Frequenz des Netzes ab. Beim Primär-
Schaltnetzteil wird zuerst die Netzspannung gleichgerichtet,
dann geschaltet (getaktet) und erst jetzt zur
Potentialtrennung auf den Transformator gebracht.
Durch die gegenüber der Netzfrequenz wesentlich
höhere Taktfrequenz können nun bei gleicher Leistung
Transformatoren mit wesentlich kleineren Abmessungen
und kleinerem Gewicht verwendet werden. Das
Kernmaterial muß allerdings in seinen magnetischen
Werten besser sein. Inder Praxis werden primärgetaktete
Netzteile wesentlich häufiger verwendet.
Als Schalttransistor werden Transistoren benötigt, die
für höhere Ströme und Sperrspannungen geeignet
sind. SIPMOS-FET, aber auch IBGT kommen hier
zunehmend zum Einsatz und ermöglichen Schaltnetzteile
(SNT) mit immer höheren Leistungen.
Der Steuerblock für den Schalttransistor besteht aus
einem PI-Regler mit vorgeschaltetem Soll-Ist-Ver-
gleicher, einem Modulator zur Veränderung des
Tastverhältnisses und einem Oszillator (Rechteckgenerator)
mit konstanter Frequenz. Die Steuerung
wird von integrierten Steuerschaltungen (Steuer-IC)
übernommen, die es mittlerweile zahlreich auf dem
Markt gibt (z.B. TDA 4918, TDA 4919 der Fa. Siemens).
U E
I E
G
T
D
V1
S
V2
C
I L
U A
R L
Bild XV-33 Sperrwandler mit selbstsperrendem
MOS-FET
Je nach Verwendungszweck und Aufwand werden
entweder Sperr- oder Durchflußwandler in verschiedenen
Varianten angewendet. Im Sperrwandler nach
Bild XV-33 ist der Schalttransistor V1 ein selbstsperrender
MOS-FET. Der Transformator T hat
gegensinnige Wickelrichtung auf der Primär- und
Sekundärseite. Während der Einschaltdauer t 1 des
Transistors V1 wird vom Transformator Energie
aufgenommen, die in der Sperrphase t 2 des Transistors
V1 an die Sekundärseite abgegeben wird. In
der Leitphase des Transistors ist die Diode V2 gesperrt,
in der Sperrphase dagegen leitend, sodaß der
Kondensator in der Zeit t 2 geladen wird.
Mit der Periodendauer T = t 1 + t 2 und dem Tastverhältnis
v = t 1 / T erhält man bei einer Transformatorübersetzung
ü =1die Ausgangsspannung U A .
v
Ausgangsspannung U
v U
A = ⋅ E (XV.3)
1 −
Die Ausgangsspanunng ist ausschließlich vom Tastverhältnis
abhängig und kann bei schwankender Eingangsspannung
konstant gehalten werden. Das Tastverhältnis
wird vom Steuer-IC in geeigneter Weise
verändert.
Der Durchflußwandler nach Bild XV-34 verfügt über
einen Transformator T mit gleichem Wicklungssinn
auf der Primär- und Sekundärseite und einer zusätzlichen
Wicklung,die es ermöglicht,ohne Gleichstrom-
U E
I E
G
D
V1
S
V2
V3
V4
Bild XV-34 Durchflußwandler mit
Entmagnetisierungspfad
T
L
C
I L
R L
U A

XV Leistungselektronik 457
stromvormagnetisierung zu arbeiten. Während der
Einschaltdauer t 1 des Transistors V1 ist die Diode V3
leitend; und es fließt ein Strom durch die Induktivität
L und somit ein Laststrom I L in den Lastwiderstand
R L .
In der Sperrphase des Transistors V1 ist die Diode V3
dagegen gesperrt, die Diode V4 aber leitend und
wirkt hier wie eine Freilaufdiode für die Induktivität,
so daß der Kondensator C und die Induktivität in
der Zeit t 2 ihre gespeicherte Energie andie Last abgeben.
In dieser Zeit wird die im Transformator gespeicherte
Energie über die jetzt leitende Diode V2 wieder an
dieQuelle zurückgegeben.
Ausgangsspannung U
A
t 1 U
= ⋅
T ü
E
(XV.4)
Die Gleichung XV.4 gilt unter der Annahme eines
nichtlückenden Betriebes, daß heißt, der Strom durch
dieInduktivität L wirdniemals Null.
Das Prinzip des Sperrwandlers und des Durchflußwandlers
gibt es in zahlreichen Varianten, die aber
hier nicht weiter vertieft werden sollen.
4Elektronische Schalter
Bild XV-35
Zündung eines Thyristors
mit Gleichspannung
U
S
R G
R L
V1
V2
U N
Bei Betrieb der Schaltung nach Bild XV-35 anWechselspannung
zündet der Thyristor bei geschlossenem
Schalter S kurz nach dem Beginn der positiven Halbwelle
der Betriebsspannung durch geeignete Wahl
des Gatevorwiderstandes R G .Er löscht wieder, wenn
sein Haltestrom kurz vor dem nächsten Nulldurchgang
der Wechselspannung zwangsläufig unterschritten
wird. Solange S geschlossen ist, fließt
in jeder positiven Halbwelle der Spannung U N ein
U N
V1
T1
R L
U L
V2
V3 V4
U D
V5
V6
R 1
R 3
R 2
Bild XV-36 Einfacher Nullspannungsschalter
U St
Strom durch den Lastwiderstand. Die Diode V2
unterstützt den Thyristor in Sperrichtung.
Ein Phasenanschnittwinkel α =0° entspricht einem
einfachen Einschaltvorgang im Nulldurchgang der
Versorgungsspannung. Einen „Nullspannungsschalter“
zeigt die Schaltung nach Bild XV-36, wobei der
Lastwiderstand R L aufgrund der B2-Gleichrichterbrückenur
Gleichstromleistung aufnimmt.
Nullspannungsschalter lassen sich schaltungstechnisch
mit Ansteuer-ICs (z.B. TCA 785, Siemens)
realisieren und vermeiden im Netz die bei Phasenanschnittsteuerungen
auftretenden höherfrequenten
Oberschwingungen.
Gleichspannung kann auch mit einem Thyristor
geschaltet werden. Das Problem ergibt sich erst mit
dem Löschen des Thyristors. Der Gleichstrom unterschreitet
nicht von allein den Haltestrom, wie das
bei Wechselstrom im Nulldurchgang der Fall ist.
Es existieren zahlreiche „Gleichstromschalter“ mit
Thyristoren. Als einfaches Beispiel dient die Schaltung
nachBild XV-37.
Im Grundzustand sind die Thyristoren V1 und V2 im
gesperrten Zustand. Wird der Einschalt-Thyristor V1
gezündet, fließt ein Gleichstrom durch den Lastwiderstand
R L und das RC-Glied aus R A und C .Nach
einer Zeit 5 ⋅ τ ist der Kondensator auf eine Spannung
von ( U N – U T )geladen, und es fließt in diesem Kreis
keinStrom mehr.
R A
V2
C
R L
V1
U N
Bild XV-37 Gleichstromschalter mit Thyristoren
für ohmsche Last
Wird nun der Ausschalt-Thyristor V2 gezündet, so
wird die Anode von V1 für einen Moment auf ein
Potential von [ –(U N – U T ) ≈ – U N ] gelegt, so daß der
Thyristor V1 gelöscht wird. Der Kondensator C lädt
sich über den Lastwiderstand R L sehr schnell um, so
daß in diesem Kreis kein Strom mehr fließt. Der
Widerstand R A ist so hochohmig zu wählen, daß sein
Strom unter dem Haltestrom des Ausschalt-Thyristors
V2 liegt und somit von allein löscht.
Nun sind die Thyristoren V1 und V2 im gesperrten,
also im Grundzustand.
Zuverlässig funktioniert diese Schaltung nur bei
ohmscher Last. Bei ohmsch-induktiver Last wird der
Gleichstromschalter nach Bild XV-38 benutzt. Das

458 Elektronik
V1
I
C
V2 V3
L1 L2
Löschen erfolgt nun mit dem Löschthyristor V2 mit
Unterstützung der Induktivitäten L1 und L2 sowie
des Kondensators, die hier als Reihenschwingkreis
wirken.
Antiparallel geschaltete Thyristoren (für hohe Ströme),
Thyristor mit antiparalleler Diode oder Triacs werden
von der Industrie als fertige Baugruppen unter der
Bezeichnung „Elektronische Lastrelais“ (ELR) angeboten.
Sie ermöglichen das kontaktlose Schalten
hoher Ströme mit hoher Schalthäufigkeit ohne den
bei Lastschützen auftretenden Lichtbogen mit den
negativen Folgen für die Kontakte. Auch phasenrichtiges
Einschalten bei gemischt ohmsch-induktiven
Verbrauchern istleicht machbar.
L1
N
Last
Bild XV-39 Thyristoren als Schalter am
Wechselstromnetz
L1
L2
L3
Last
Bild XV-38
Gleichstromschalter für
ohmsch-induktiver Last
Bild XV-40 Thyristoren als Schalter am
Drehstromnetz
Die Schaltung nach Bild XV-39 zeigt eine Prinzipschaltung
mit Thyristoren als Schalter bei Anschluß
an ein Wechselstromnetz, während Bild XV-40 den
Anschlußanein Drehstromnetz zeigt.
5Elektronische Steller
Um einen Verbraucher durch ein Halbleiterbauelement
nicht nur ein- und auszuschalten, sondern auch
in seiner Leistung zu steuern, gibt es nach Bild
XV-41 grundsätzlich für Wechselstromnetze die Phasenanschnittsteuerung
und die Periodengruppensteuerung,
auch Schwingungspaketsteuerung genannt.
Dem gleichen Zweck dient im Gleichstromnetz der
Gleichstromsteller (Chopper).
Das Grundprinzip einer Phasenanschnittsteuerung mit
Impulszündung ist im Bild XV-42 dargestellt. Bei
jeder Halbwelle wird der Kondensator C1 über R1
und R2 aufgeladen. Sobald die Kondensatorspannung
die Durchbruchspannung des Diacs erreicht, zündet
der Diac, und der Kondensator entlädt sich über den
Diac und die Gatestrecke des Triacs. Dadurch wird
der Triac gezündet. Der Phasenanschnittwinkel α
kann durch eine Veränderung der Ladezeit des Kondensators
verändert werden.
U
U
Anschnittsteuerung
Periodengruppensteuerung
Bild XV-41 Prinzip der Phasenanschnittsteuerung
und Periodengruppensteuerung
Die Impulsdauer dieser Schaltung ist gering und für
stark induktive Lasten nicht verwendbar. Darum
werden Zündschaltungen heute mit integrierten
Schaltungen (z.B. TCA 785, Siemens) zusammen mit
Impulsverstärkern, Zündübertragern und gekoppelten
Reglern realisiert.
Die Phasenanschnittsteuerung dient zum Steuern von
Wechselstrommotoren und Lampen. Weiter oben
wurde bereits gezeigt, daß auch bei ohmschen Lasten
unter diesen Umständen Blindleistung auftritt. Es
treten nichtsinusförmige Strömeauchinden Lampen-
v t
v t

XV Leistungselektronik 459
R 1
R 2
C
R G
V2
A1
V1
A2
R L
U N
Bild XV-42 Grundprinzip einer Phasenanschnittsteuerungmit
Impulszündung
kreisen auf, die das Netz belasten und vorgeschaltete
Filter erfordern.
Bei der Periodengruppensteuerung schaltet ein Nullspannungsschalter
die Last periodisch jeweils für eine
bestimmte Anzahl an Perioden der Wechselspannung
ein oder aus. Durch Variation der Ein- oder Ausschaltdauer
kann man die mittlere Leistung eines
Verbrauchers in weiten Grenzen einstellen. Diese
Steuerungsart eignet sich nicht für Wechselstrommotore
und Lampen, wohl aber zum Steuern von
Widerstandsheizungen. Es treten keine Oberwellen
auf, was diese Steuerungsart netzrückwirkungsarm
gestaltet.
Gleichstromschalter nach Bild XV-38 werden nicht
nur für sporadische Ein- und Ausschaltvorgänge von
Gleichstromverbrauchern in größeren Zeitabständen
verwendet. Im Austausch mit IGBT und SIPMOS-
FET können sie inder Schaltung nach Bild XV-43 als
Schalter verwendet werden. Betätigt man den Schalter
S mit variablen Ein- und Ausschaltzeiten (wobei die
Summe der Zeiten konstant bleibt), kann man damit
die Leistungsaufnahme eines Gleichstromverbrauchers
steuern beziehungsweise „stellen“.
U
I
S
V1
I V
I D
U d
Bild XV-43 Prinzipschaltungeines
Gleichstromstellers
u d
i d
i
i v
Bild XV-44 Liniendiagramme zur Schaltung
nachBild XV-43
Ist der Schalter geschlossen (also U = U d ), fließt
aufgrund der Induktivität L ein linear ansteigender
Strom I in die Last R .Ist der Schalter dagegen offen,
wirkt die Diode V1 als Freilaufdiode für die Induktivität,
und es fließt der Strom I V in die Last. Somit
wird die Last sowohl in den Ein- wie auch in den
Ausschaltzeiten vom Strom durchflossen. Das Diagramm
nach Bild XV-44 zeigt die Liniendiagramme
der wirkenden Spannungen und Ströme imZusammenhang
mit der Zeit t .Der Strom I d ist hier die
Summe aus den beiden anteiligen Strömen.
R
L
t