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Abbildung 2: Operationsverstärker in Integratorschaltung.<br />
III. REALISIERUNG DER SCHALTUNG<br />
A. Schaltungsteile<br />
Um <strong>die</strong> im vorigen Abschnitt genannten Anforderungen<br />
zu erfüllen, wurde der in Abbildung 2 gezeigte<br />
Schaltungsansatz gewählt. Im Wesentlichen handelt es<br />
sich <strong>hier</strong>bei um <strong>ein</strong>en Operationsverstärker, der als<br />
Integrator beschaltet wird. Hierbei wird der Diodenstrom<br />
auf <strong>ein</strong>em Kondensator integriert. Die Spannung<br />
über der Diode ist über <strong>die</strong> gesamte Integrationsdauer<br />
fest vorgebbar. Dies wird durch <strong>die</strong> Spannungsdifferenz<br />
von idealerweise 0 V an den Eingängen des rückgekoppelten<br />
Operationsverstärkers ermöglicht. Somit<br />
können exakte Messungen durchgeführt werden, auch<br />
der Messbereich der Integrationskapazität wird voll<br />
ausgenutzt. Für den gemessenen Strom gilt:<br />
I<br />
mess<br />
UC<br />
⋅C<br />
=<br />
t<br />
Als nachteilig ist bei <strong>die</strong>ser Schaltung der erhöhte<br />
Schaltungsaufwand durch den Operationsverstärker<br />
sowie <strong>die</strong> höhere Stromaufnahme zu benennen (im<br />
Vergleich zu <strong>ein</strong>er Active Pixel Sensor Schaltung, wie<br />
sie z.B. in Bildsensoren Verwendung findet; vgl. [7]).<br />
Auch ist <strong>die</strong> Integrationskapazität schwieriger zu fertigen<br />
als bei der linearen APS-Schaltung, da beide<br />
Pole des Kondensators unabhängig von der Versorgungsspannung<br />
s<strong>ein</strong> müssen. Dennoch überwiegen <strong>die</strong><br />
Vorteile <strong>die</strong>ser Schaltung, so dass auf Grundlage <strong>die</strong>ses<br />
Ansatzes <strong>ein</strong>e entsprechende Schaltung entworfen<br />
wurde.<br />
Der Operationsverstärker wurde mit zwei Verstärkungsstufen<br />
aufgebaut. Der gegenüber <strong>ein</strong>er dreistufigen<br />
Ausführung höhere Ausgangswiderstand und <strong>die</strong><br />
etwas geringere Verstärkung sind für <strong>die</strong>sen Anwendungszweck<br />
nicht problematisch. Der Verstärker besteht<br />
aus <strong>ein</strong>er Differenzverstärkerstufe und <strong>ein</strong>er<br />
zweiten Stufe in Drain-Schaltung.<br />
Die Differenzverstärkerstufe besteht aus den N-<br />
Kanal-Eingangstransistoren M3 und M4. Die P-Kanal-<br />
Transistoren M5 und M7, <strong>die</strong> als Stromspiegel verschaltet<br />
sind, bilden <strong>ein</strong>e aktive Lastschaltung und<br />
10<br />
int<br />
int<br />
ENTWICKLUNG EINER CMOS PIXELZELLE ZUR<br />
CHARAKTERISIERUNG VON PEPTID-BASIERTEN FOTODIODEN<br />
Vin<br />
V_Imirr<br />
M7<br />
Vcc<br />
M3 M4<br />
M5<br />
Vcc<br />
M6<br />
Vcc<br />
M1 M2<br />
wandeln <strong>die</strong> differentielle Ausgangsspannung in <strong>ein</strong>e<br />
unsymmetrische Ausgangsspannung [8] – [10]. Die<br />
zweite Stufe besteht aus sechs parallel geschalteten P-<br />
Kanal-Transistoren in Source-Schaltung. Der Arbeitspunkt<br />
der zweiten Stufe wird über <strong>ein</strong>e Stromspiegelschaltung<br />
mit fünf parallelen Transistoren <strong>ein</strong>gestellt.<br />
Der Stromspiegel benötigt <strong>ein</strong>e externe Referenzspannung,<br />
um den Strom durch <strong>die</strong> Verstärkerschaltung<br />
<strong>ein</strong>zustellen. Diese Referenzspannung muss somit nur<br />
<strong>ein</strong> Mal pro Zeile im Array (oder noch weniger) erzeugt<br />
werden.<br />
Um <strong>ein</strong>e möglichst hohe Verstärkung zu erhalten,<br />
wurde <strong>die</strong> Transistorgeometrie optimiert. Hierbei<br />
wurde <strong>die</strong> Länge der Transistoren variiert; <strong>die</strong> Weite<br />
blieb an <strong>die</strong> vorgegebene Grundstruktur aus der<br />
GATE-FOREST-Architektur [11] des IMS angepasst.<br />
So wurde <strong>die</strong> Kanallänge der Stromspiegeltransistoren<br />
auf 3 µm festgelegt (größere Länge als bei Digitaltransistoren).<br />
Die optimale Länge der Transistoren im<br />
Differenzverstärker sowie in der Ausgangsstufe wurde<br />
bei 1,05 µm ermittelt; <strong>hier</strong> ergibt sich <strong>ein</strong> Optimum<br />
bei der Verstärkung.<br />
Um <strong>ein</strong>en stabilen Betrieb des Operationsverstärkers<br />
zu gewährleisten, muss sichergestellt werden, dass <strong>ein</strong><br />
Phasenrand (Phasenreserve) von mindestens 45°,<br />
besser 60°, <strong>ein</strong>gehalten wird. Deshalb muss <strong>die</strong> Schaltung<br />
kompensiert werden. Dazu wird <strong>die</strong> Miller-<br />
Kapazität bei der zweiten Verstärkerstufe erhöht, um<br />
<strong>die</strong> Polstellen der beiden Verstärkerstufen im Frequenzbereich<br />
zu trennen. Der zusätzliche Widerstand<br />
in Reihe wirkt <strong>ein</strong>er unerwünschten Verschiebung der<br />
Nullstellen entgegen [12], [13].<br />
Die Auswirkung verschiedener Kondensator-<br />
Widerstands-Kombinationen auf <strong>die</strong> Parameter des<br />
unbelasteten OPV ist in Abbildung 4 zu sehen. Wie<br />
Abbildung 4 zu entnehmen ist, wird im Bereich von<br />
Rcomp ≈ 60 kΩ <strong>ein</strong> Optimum beim Phasenrand erreicht,<br />
während der Phasenrand mit steigendem Kapazitätswert<br />
ebenfalls steigt; für <strong>die</strong> größeren Werte jedoch<br />
nicht mehr sehr stark. Die Transferfrequenz (Frequenz,<br />
bei der nur noch <strong>die</strong> halbe Verstärkung erreicht<br />
wird) ist nicht vom Widerstandswert abhängig, sondern<br />
sinkt lediglich mit steigendem Kapazitätswert.<br />
R1<br />
C1<br />
{Rcomp}{Ccomp}<br />
Vref<br />
Abbildung 3: Zweistufiger Operationsverstärker.<br />
Vcc<br />
Vout