Prüfung von Consumer-HF - beam - Elektronik & Verlag
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Applikationen<br />
Bild 13. Unkompesiertes Ausgangssignal <strong>von</strong><br />
AD9788 und ADL5372 bei 1,9 GHz<br />
1 wird vom AUX DAC 1 (Control<br />
Register 0x06) gesteuert, die<br />
Höhe des Stroms des Hilfs-DAC<br />
2 vom AUX DAC 2 (Control<br />
Register 0x08) bestimmt. Diese<br />
DACs können Ströme abgeben<br />
oder aufnehmen. Dies ist mit Bit<br />
14 in jedem DAC Control Register<br />
programmierbar und sollte<br />
bereits beim Design erfolgen.<br />
Das Sign Bit in jedem AUX<br />
DAC Control Register (Bit<br />
15) bestimmt, ob p oder n des<br />
DAC eingeschaltet ist. Zu<br />
einem bestimmten Zeitpunkt<br />
kann immer nur eine Seite des<br />
Hilfs-DACs aktiv sein. Um die<br />
LO-Kopplungs-Kompensation<br />
zu bewerkstelligen, sollte der<br />
Anwender mit den Default-<br />
Bedingungen in den Auxiliary<br />
DAC Sign Registern beginnen<br />
und dann den Wert des einem<br />
oder anderen Hilfs-DAC-Ausgangsstroms<br />
erhöhen. Dabei<br />
muss man die Amplitude des<br />
LO-Signals am Quadraturmodulator-Ausgang<br />
beobachten.<br />
Wenn diese abnimmt, dann<br />
muss man versuchen, entweder<br />
das Sign Bit des Auxiliary<br />
DAC zu verändern oder den<br />
Ausgangsstrom des anderen<br />
Auxiliary DACs. Man muss ein<br />
wenig probieren und Erfahrung<br />
sammeln, bevor ein wirksamer<br />
Algorithmus gefunden wird. Im<br />
Labor, bei Nutzung des AD9788<br />
Evaluation Boards kann der LO<br />
Feedthrough typisch bis zum<br />
Noise Floor hinab gebracht<br />
werden, allerdings nicht stabil<br />
gegenüber Temperaturschwankungen.<br />
Ergebnisse der<br />
Kompensationen<br />
Bild 13 zeigt das Spektrum am<br />
Ausgang des Quadraturmodulators<br />
ADL5372 innerhalb des<br />
AD9788 Evaluation Boards.<br />
In dieser Anwendung wird ein<br />
für CMDA typisches Signal<br />
erzeugt, wobei zwei Träger einund<br />
ausgeschaltet werden. Für<br />
gewöhnlich macht man diesen<br />
Test, um zu bestimmen, wie<br />
hoch der Signalverlust bei ausgeschalteten<br />
Trägern ist. Die<br />
L-O-Kopplung ist signifikant,<br />
ebenso die Amplitude des negativen<br />
Anteils. Dieses Beispiel<br />
spiegelt die typische Situation<br />
ohne Kompensation wider. In<br />
Bild 14 wird das Spektrum derselben<br />
Schaltung gezeigt, nun<br />
aber wurden Verstärkung, Phasendrehung<br />
und L-O-Kopplung<br />
durch Kompensation optimiert.<br />
Grenzen der Leistungsfähigkeit<br />
Abschließend seien andere Einflüsse<br />
betrachtet, welche die Leistungsfähigkeit<br />
der Quadraturmodulations-Kette<br />
herabsetzen<br />
können.<br />
Da wäre zunächst das DAC-<br />
Eigenrauschen, welches sich<br />
aus Quantisierungsrauschen,<br />
thermischem Rauschen und<br />
digitalem Kopplungsrauschen<br />
zusammensetzt.<br />
Das Quantisierungsrauschen<br />
setzt diejenige Grenze, bis zu<br />
der ein idealer DAC ein Signal<br />
fehlerfrei verarbeiten kann.<br />
Weil ein 16-Bit-DAC 216 ver-<br />
Bild 14: Das kompensierte Signal<br />
schiedene Ausgangsspannungen<br />
erzeugen kann, ist die Genauigkeit<br />
entsprechend begrenzt.<br />
Wenn DAC-Takt und erzeugtes<br />
Signal nicht korrelieren, dann<br />
verhält sich der Qantisierungsfehler<br />
wie weißes Rauschen, mit<br />
anderen Worten: Der Rauschflur<br />
am DAC-Ausgang steigt entsprechend<br />
an, ist aber nicht <strong>von</strong> der<br />
Frequenz abhängig.<br />
Das thermische Rauschen kann<br />
theoretisch nicht kleiner sein als<br />
-174 dBm/Hz bei Zimmertemperatur<br />
(Widerstandsrauschen).<br />
Hinzu kommt das elektronische<br />
Rauschen der Transistoren.<br />
Das digitale Kopplungsrauschen<br />
stammt <strong>von</strong> den Schaltvorgängen<br />
innerhalb des DACs her.<br />
Die hiermit erzeugten steilen<br />
Flanken können das Massepotential<br />
partiell anheben und<br />
somit über die Veränderung der<br />
Betriebsspannung eine Fehler<br />
bewirken. Unerwünschte Kopplungen<br />
(Transienten) kommen<br />
hinzu. Weil die Isolation zwischen<br />
digitalem und analogem<br />
Bereich nicht ideal ist, treten<br />
diese Transienten auch in der<br />
analogen Sektion des DACs auf.<br />
Zusätzlich treten, da die Schaltfrequenz<br />
in der digitalen Sektion<br />
des DACs erzeugt wird, Mehrfache<br />
der DAC Sample Rate<br />
auf. Je nach Technologie und<br />
Prozessgeometrie können diese<br />
Überlagerungen im Bereich<br />
-55 bis -60 dBFS oder auf dem<br />
Noise Level des DACs liegen.<br />
Takt-Nebenwirkungen, die sich<br />
als digitale Verkopplungen zeigen,<br />
sind am gefährlichsten in<br />
DACs, die eine Interpolation<br />
ermöglichen. In solchen DACs<br />
kann die Ausgangs-Abtastrate<br />
zwei-, vier- oder achtmal höher<br />
als die Eingangs-Datenrate<br />
sein. Interne Modulatoren des<br />
DACs können das Eingangssignal<br />
überall hin in das mögliche<br />
Spektrum des DACs umsetzen,<br />
daher ist es auch möglich, aber<br />
oft problematisch, das zu verarbeitende<br />
Signal nahe dieser unerwünschten<br />
„Taktfrequenzen” zu<br />
platzieren.<br />
Heute üblich sind DACs für<br />
Funk-Sender mit einem Gesamtrauschen<br />
<strong>von</strong> etwa -160 dBm/<br />
Hz. Kleinere Werte darf man<br />
in Zukunft erwarten, da der<br />
Abstand zu -174 dBm/Hz noch<br />
Verbesserungsmöglichkeiten<br />
verspricht.<br />
Ein weiterer Störfaktor sind<br />
Verzerrungen infolge nichtlinearer<br />
Übertragungskennlinie des<br />
DACs. Bei niedrigen Frequenzen<br />
ist die Verzerrung oft eine Funktion<br />
der DNL and INL des DACs<br />
(s. DAC Data Sheets für mehr<br />
Information über DNL and INL).<br />
Bei höheren Frequenzen ist die<br />
DAC-Verzerrung eine Funktion<br />
der begrenzten Linearität der<br />
internen Transistoren wie auch<br />
parasitärer Effekte.<br />
Das Rauschen des Quadraturmodulators<br />
wurde durch technologische<br />
Fortschritte in den<br />
letzten Jahren gesenkt. Derzeit<br />
beträgt es etwa -160 dBm/Hz.<br />
Wie auch andere aktive Baustufen<br />
bewirkt der Quadraturmodulator<br />
nur geringe Verzerrungen.<br />
Diese nehmen mit Signalpegel<br />
und Frequenz zu. Wenn ein<br />
Mixer vorhanden ist, dann muss<br />
man mit Verzerrungskomponenten<br />
auf folgenden Frequenzen<br />
rechnen:<br />
m × Input Frequency ± n ×<br />
LO Frequency<br />
Es ist hilfreich, sich nach dieser<br />
Formel eine Tabelle der möglichen<br />
Intermodulationsprodukte<br />
anzufertigen.<br />
40 hf-praxis 9/2011