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Applikationen Bild 13. Unkompesiertes Ausgangssignal von AD9788 und ADL5372 bei 1,9 GHz 1 wird vom AUX DAC 1 (Control Register 0x06) gesteuert, die Höhe des Stroms des Hilfs-DAC 2 vom AUX DAC 2 (Control Register 0x08) bestimmt. Diese DACs können Ströme abgeben oder aufnehmen. Dies ist mit Bit 14 in jedem DAC Control Register programmierbar und sollte bereits beim Design erfolgen. Das Sign Bit in jedem AUX DAC Control Register (Bit 15) bestimmt, ob p oder n des DAC eingeschaltet ist. Zu einem bestimmten Zeitpunkt kann immer nur eine Seite des Hilfs-DACs aktiv sein. Um die LO-Kopplungs-Kompensation zu bewerkstelligen, sollte der Anwender mit den Default- Bedingungen in den Auxiliary DAC Sign Registern beginnen und dann den Wert des einem oder anderen Hilfs-DAC-Ausgangsstroms erhöhen. Dabei muss man die Amplitude des LO-Signals am Quadraturmodulator-Ausgang beobachten. Wenn diese abnimmt, dann muss man versuchen, entweder das Sign Bit des Auxiliary DAC zu verändern oder den Ausgangsstrom des anderen Auxiliary DACs. Man muss ein wenig probieren und Erfahrung sammeln, bevor ein wirksamer Algorithmus gefunden wird. Im Labor, bei Nutzung des AD9788 Evaluation Boards kann der LO Feedthrough typisch bis zum Noise Floor hinab gebracht werden, allerdings nicht stabil gegenüber Temperaturschwankungen. Ergebnisse der Kompensationen Bild 13 zeigt das Spektrum am Ausgang des Quadraturmodulators ADL5372 innerhalb des AD9788 Evaluation Boards. In dieser Anwendung wird ein für CMDA typisches Signal erzeugt, wobei zwei Träger einund ausgeschaltet werden. Für gewöhnlich macht man diesen Test, um zu bestimmen, wie hoch der Signalverlust bei ausgeschalteten Trägern ist. Die L-O-Kopplung ist signifikant, ebenso die Amplitude des negativen Anteils. Dieses Beispiel spiegelt die typische Situation ohne Kompensation wider. In Bild 14 wird das Spektrum derselben Schaltung gezeigt, nun aber wurden Verstärkung, Phasendrehung und L-O-Kopplung durch Kompensation optimiert. Grenzen der Leistungsfähigkeit Abschließend seien andere Einflüsse betrachtet, welche die Leistungsfähigkeit der Quadraturmodulations-Kette herabsetzen können. Da wäre zunächst das DAC- Eigenrauschen, welches sich aus Quantisierungsrauschen, thermischem Rauschen und digitalem Kopplungsrauschen zusammensetzt. Das Quantisierungsrauschen setzt diejenige Grenze, bis zu der ein idealer DAC ein Signal fehlerfrei verarbeiten kann. Weil ein 16-Bit-DAC 216 ver- Bild 14: Das kompensierte Signal schiedene Ausgangsspannungen erzeugen kann, ist die Genauigkeit entsprechend begrenzt. Wenn DAC-Takt und erzeugtes Signal nicht korrelieren, dann verhält sich der Qantisierungsfehler wie weißes Rauschen, mit anderen Worten: Der Rauschflur am DAC-Ausgang steigt entsprechend an, ist aber nicht von der Frequenz abhängig. Das thermische Rauschen kann theoretisch nicht kleiner sein als -174 dBm/Hz bei Zimmertemperatur (Widerstandsrauschen). Hinzu kommt das elektronische Rauschen der Transistoren. Das digitale Kopplungsrauschen stammt von den Schaltvorgängen innerhalb des DACs her. Die hiermit erzeugten steilen Flanken können das Massepotential partiell anheben und somit über die Veränderung der Betriebsspannung eine Fehler bewirken. Unerwünschte Kopplungen (Transienten) kommen hinzu. Weil die Isolation zwischen digitalem und analogem Bereich nicht ideal ist, treten diese Transienten auch in der analogen Sektion des DACs auf. Zusätzlich treten, da die Schaltfrequenz in der digitalen Sektion des DACs erzeugt wird, Mehrfache der DAC Sample Rate auf. Je nach Technologie und Prozessgeometrie können diese Überlagerungen im Bereich -55 bis -60 dBFS oder auf dem Noise Level des DACs liegen. Takt-Nebenwirkungen, die sich als digitale Verkopplungen zeigen, sind am gefährlichsten in DACs, die eine Interpolation ermöglichen. In solchen DACs kann die Ausgangs-Abtastrate zwei-, vier- oder achtmal höher als die Eingangs-Datenrate sein. Interne Modulatoren des DACs können das Eingangssignal überall hin in das mögliche Spektrum des DACs umsetzen, daher ist es auch möglich, aber oft problematisch, das zu verarbeitende Signal nahe dieser unerwünschten „Taktfrequenzen” zu platzieren. Heute üblich sind DACs für Funk-Sender mit einem Gesamtrauschen von etwa -160 dBm/ Hz. Kleinere Werte darf man in Zukunft erwarten, da der Abstand zu -174 dBm/Hz noch Verbesserungsmöglichkeiten verspricht. Ein weiterer Störfaktor sind Verzerrungen infolge nichtlinearer Übertragungskennlinie des DACs. Bei niedrigen Frequenzen ist die Verzerrung oft eine Funktion der DNL and INL des DACs (s. DAC Data Sheets für mehr Information über DNL and INL). Bei höheren Frequenzen ist die DAC-Verzerrung eine Funktion der begrenzten Linearität der internen Transistoren wie auch parasitärer Effekte. Das Rauschen des Quadraturmodulators wurde durch technologische Fortschritte in den letzten Jahren gesenkt. Derzeit beträgt es etwa -160 dBm/Hz. Wie auch andere aktive Baustufen bewirkt der Quadraturmodulator nur geringe Verzerrungen. Diese nehmen mit Signalpegel und Frequenz zu. Wenn ein Mixer vorhanden ist, dann muss man mit Verzerrungskomponenten auf folgenden Frequenzen rechnen: m × Input Frequency ± n × LO Frequency Es ist hilfreich, sich nach dieser Formel eine Tabelle der möglichen Intermodulationsprodukte anzufertigen. 40 hf-praxis 9/2011
Digitaler Single-Chip-PMR- Basisbandprozessor CML hat einen digitalen dPMR- Basisbandprozessor vorgestellt, den CMX8341. dPMR ist die Abkürzung für „Digital Private Mobile Radio“. Der CMX8341 ist für preiswerte, lizenzfreie PMR(dPMR)-Funkgeräte entsprechend dem ETSI- Standard, TS 102 490 konzipiert. Dual- Mode-Analog- und Digitalbetrieb, hohe Integration, geringer Leistungsverbrauch und kleine Abmessungen sind die wichtigsten Merkmale für dieses Segment. Dieser hoch integrierte Baustein ermöglicht direkten Anschluss von Mikrophon und Lautsprecher sowie des HF-Teils des Funkgerätes. Durch Verwendung einer konventionellem Limiter/Diskriminator/VCO- Modulator-Struktur, kann diese RF-Architektur als preiswerteste Lösung angesehen werden, die inzwischen auch schon weit im analogen PMR-Markt verwendet wird und sich auch ideal für die lizenzfreien Digital-PMR- Systeme eignet. Die vollständige analoge PMR- Audioverarbeitung ist mit CTCSS- und DCS-Sub-Audio- Signalisierung ausgestattet. Im digitalem PMR-Modus sind die ETSI TS 102 490 Luftschnittstelle, sowie Physische, Data- Link und Control Layer zusam- men mit einem 4FSK-Modem und einem lizenz- und gebührenfreien RALCW(1) Vocoder eingebettet. Dieses umfassende Funktionspaket ermöglicht den Aufbau eines sehr kleinen, Lowpower-Mikrocontrollers, mit dem sich eine hochmoderne digitale PMR-Lösung realisieren lässt. Zur Unterstützung des Funkgerätes schließt der CMX8341 PLL-Systemtakt-Ausgänge, Hilfs-ADCs mit vier wählbaren Eingängen, drei Hilfs-DACs und ein RAMDAC ein, um die Sender-Leistungssteuerung zu automatisieren. TX- und RX-enable- Ausgänge stehen ebenso zur Verfügung, um die Sende-/Empfangsumschaltung zu ermöglichen. Der CMX8341 arbeitet mit 3,3 V, verfügt über leistungsfä- Produkt-Portrait Wichtige Eigenschaften des CMX8341 Digitaler PMR-Basisband-Prozessor • Air Interface Physical Layer • Air Interface Data Link Layer • 4FSK-Modem RALCWI-Vocoder • vollständige embedded Implementation • 3600 bps Luft-Datenrate • 4-bit-Virterbi-Soft-Decision-Decoding Analog PMR • volles Audio-Band-Processing • Sub.-Audio-Filterung • CTCSS und DCS • 12,5- und 25-kHz-Kanalfilter Halb-Duplex-Betrieb Direktes Eingangssignal vom RF-Diskriminator 2-Punkt-Modulations-Treiber Audio-Ausgang mit Lautstärkeeinstellung Mikrophon-Eingang Low-power-Betrieb hige Low-Power-Betriebsarten und steht in einem 120-pin- LQFP-Gehäuse zur Verfügung. ■ CML Microcircuits www.cmlmicro.com Blockdiagamm eines DPMR-Funkgerätes mit dem CMX8341-Basisband-Prozessor hf-praxis 9/2011 41
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