UNIVERSIDAD COMPLUTENSE DE MADRID

Topologías internas de un amplificador operacional y dispositivos relacionados
Obviamente, es necesario realizar modificaciones suplementarias para mejorar la etapa de
salida. Por ejemplo, la anchura de la zona muerta de las salidas tipo C es el doble de la que
se muestra en fig. 4.12b. En las salidas tipo AB, la tensión de la base del par Darlington
NPN que sustituye a Q1 debe ser alrededor de 2.4-2.8 V mayor que la tensión de entrada.
Esto implica que hay que colocar cuatro diodos en serie o utilizar redes con resistencias
que realizan la misma función (Fig. 4.14).
Fig. 4.14: Red de realimentación para
conseguir V CE = 2.8 V en QA eligiendo
adecuadamente R A y R B.
-Falso PNP: En general, la ganancia de los transistores PNP es menor que la de los NPN.
En algunos casos, interesa aumentar esta ganancia sin recurrir a un par Darlington PNP.
Para ello, se puede utilizar una estructura similar a la mostrada en fig. 4.15, que se
comporta como un transistor PNP de ganancia:
h = h · h + h + 1
(4.21)
eff
FE FE,1 FE,2 FE,1
Fig. 4.15: Falso transistor PNP construido
con transistores de distinta
polaridad.
En algunos casos, puede sustituirse el transistor PNP por un JFET de canal p.
-Protección por sobrecarga: En otros casos, el problema es el contrario: Hay que limitar la
corriente de salida del amplificador para evitar su destrucción. En algunos casos, se puede
poner un par de resistencias de valor RX entre la salida del amplificador y los emisores de
los amplificadores que aportan la corriente de salida. Grosso modo, se deduce que las
corrientes de salida están limitadas forzosamente por los valores VCC/RX y –VEE/RX.
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Fig. 4.16: Red para limitar la
corriente suministrada por un
amplificador operacional.